La présente invention concerne un prédicteur utilisable notamment dans des codeurs et des décodeurs numériques différentiels de signaux. Le codage différentiel d'un signal consiste à soustraire du signal à coder un signal prédit afin d'obtenir un signal d'écart de prédiction qui est transmis, généralement après quantification et codage numérique, à un récepteur qui, à partir du signal d'écart de prédiction reçu reconstitue pratiquement le signal initial. Parmi les codages différentiels possibles, le codage dit MIC différentiel présente un intérêt particulier car il permet de réduire le nombre des éléments binaires effectivement transmis entre l'émetteur et le récepteur. A titre d'exemple de l'état de la technique en ce qui concerne le codage MIC différentiel, on pourra consulter l'article intitulé "Adaptative quantization in Differential PCN Coding of Speech" par P. cwnmiskey et autres, paru dans la revue "The Bell System Technical Journal", Vol.52, N 7, septembre 1973, pp. 1105-1118. On pourra également consulter la description de la demande de brevet français intitulée "Méthode de codage numérique différentiel avec commutation de code automatique et moyens pour la mettre en oeuvre", déposée le 27 novembre 1978 par le présent demandeur et portant le numéro d'enregistrement national 7834708. Dans les codeurs décrits dans l'article et la demande de brevet précités, on s'est attaché à adapter le codage du signal d'écart de prédiction afin, quand ce signal d'écart est faible, de n'avoir à transmettre en ligne que peu d'éléments binaires par échantillon, par exemple uniquement 4 ebs par échantillon, mais, quand ce signal d'écart subit momentanément une fluctuation importante, de modifier le codage en ajoutant éventuellement un ou plusieurs ebs pour restituer aussi fidèlement que possible le signal à la sortie du récepteur. Dans ces codeurs connus, pour obtenir le signal prédit, on utilise des circuits de prédiction ou prédicteurs qui sont des circuits de traitement prenant en compte N valeurs d'échantillons reconstitués précédents. Ainsi, un prédicteur linéaire d'ordre N délivre l'échantillon prédit x suivant une n formule du type: # = a@ x@@@* + a@ x@@@* + ... + a@ x@@@* (1) où xn i est la valeur du iéme écha"tillon reconstitué précédent et ai un coefficient numérique affecté à cet échantillon reconstitué. Si l'on considère un prédicteur linéaire d'ordre 2, on a * * Xn =a1 Xn-l + a2 Xn-2 et l'on choisit, en général, pour les coefficients a1 et a2, les solutions d'un système d'équations linéaires dont les coefficients des équations sont les coefficients d'ordre 0, 1 et 2 de la fonction d'autocorrélation du signal à coder. On va, dans la suite, considérer le cas où le signal à coder x(t) représente une fonction sinusoïdale du temps. On peut alors définir une prévision optimale de façon à minimiser la puissance de l'écart de prédiction. Soit x(t) le signal à coder et x(t) le signal prédit. On définit l'écart de prédiction par: e(t) = x(t) - #(t) (3) où x(t) est l'échantillon exact à l'instant t. Si l'on suppose que l'on effectue un codage de qualité, on admettra, dans le développement qui suit, que le signal reconstitué x est égal au signal d'origine à coder xn. Donc, avec un n n prédicteur linéaire d'ordre 2, on aura, si la période d'échantillonnage est T: x(t) = a1 x(t-T) + a2 x(t-2T) (4) où a1 et a2 sont des coefficients à déterminer. La minimisation de la puissance de l'écart de prédiction s'écrira: minimum pour a1, où l'expression E {-} est l'espérance mathématique. La recherche d'un minimum par rapport à a1 et a2 conduit à dériver l'expression E de (5), soit E {e(t)2} = E {a12 x2(t-T) + 2a1 x(t-T) r x(t-2T) - x(t)] + (6) soit, en dérivant par rapport à a1 2a1 E {x (t)} + 2a2 E f x(t) x(tT)) = 2 E (x(t) x(t-T)} (7) puis, en dérivant par rapport à a2 a2 E tx2(t-2T)} + a1 E {x(t-T) x(t-2T)0 = E tx(t) x(t-2T)3 (8) ou encore en notant par R0 le coefficient d'autocorrélation d'ordre O du signal, R1 son coefficient d'autocorrélation d'ordre 1, et R2 son coefficient d'autocorrélation d'ordre 2, on obtient le système a1 R0 + a2 R1 R1 1 0 2 1 1 (9) a1 R1 + a2 R0 = R2 soit 1 a1 = (R0R1 - R1R2) a2 = (R0R2 - R12) 2 2 Or, avec un signal sinusoSdal x(t) = sin wt, on a Ro = R1 = 2 cos wT R2 = 2 cos 2wT (10) On tire des relations (9) et (10), les coefficients a1 et a2 suivants: a1 = 2 cos wT a2 = - 1 (11) Un prédicteur d'ordre 2 fonctionnant sur des échantillons réels analogiques avec les coefficients de (11) prédit exactement le signal sinusoïdal et peut être considéré comme un prédicteur sinusoïdal optimal. Dans un codage réel, avec des traitements numériques des signaux, les mots numériques x(t-T) et x(t-2T) sont des valeurs approchées, limitées à un nombre prédéterminé d'éléments binaires, et, de plus, les coefficients a1 et a2 sont également numérisés, avec les memes limitations, si bien que l'écart e(t) ne sera pas nul. Sa puissance sera minimisée au mieux en fonction de la précision des calculs numériques. Si l'on considère encore un prédicteur sinusoïdal optimal, on a, avec les échantillons numériques précédents reconstruits, #n+1 = 2 (cos wT) xn* - xn-1* (12) ce qui s'écrit encore: #n+1 = 2 xn* - xn-1 - (4 sin2 #T/2) xn* (13) Si, maintenant, on considère un prédicteur linéaire d'ordre 2 particulier, dans lequel on aligne le signal prédit #n+1 avec les points connus aux instants n et n-1, un tel prédicteur linéaire répond à la formule: #n+1 = 2 xn* - xn-1* (14 Dans le traitement d'un signal sinusoïdal, ce prédicteur linéaire particulier entraîne un écart systématique:: an+1 = #n+1 - xn+1 (15) Un objet de la présente invention consiste à tenir compte des considérations précédentes pour définir un prédicteur de type sinusoïdal permettant, quand on l'utilise dans un codeur numérique différentiel de signaux, de réduire le nombre d'éléments binaires à transmettre en ligne, particulièrement quand il s'agit de signaux sinusoïdaux. En effet, un calcul de #n+1' en utilisant les relations (14) et (15), en considérant que x est égal à xn, et que x est un échantillon de signal sinu n n n soRdal donné par la relation: Xn = sin (nwT + #) (16) indique que: #n+1 = 2 sin (nwT + #) - sin ((n-1)wT + #) - sin ((n+1)wT + #) (17) wT = 4 sin2 sin (nwT + #) (18) 2 soit, en considérant (16) et (18): #n+1 = 4 sin2 #T xn (19) Cet écart systématique n+1 serait obtenu à l'instant (n+1)T à la sortie du soustracteur d'un codeur utilisant un prédicteur conforme à la relation (14), mais peut être connu dès l'instant nT si l'on connaît xn, ou encore xn*.Par ailleurs, cet écart en+î est égal au dernier terme de la relation (13). Suivant une caractéristique de la présente invention, il est prévu un pré dicteur pour codeur numérique différentiel qui délivre un signal prédit #n+1 n+1 déterminé par la formule: #n+1 = 2 xn* - xn-1* - #n xn* (20) où xn* et xn-1* sont les échantillons numériques reconstruits aux instants nT et (n-1)T et #n un coefficient égal à la moyenne de coefficients #n, #n-1, ... , 6 chaque coefficient #n+1 étant déterminé, à l'instant (n+1)T, par la formule:: #n+1 = (21) Xn.signe de xn* où Xn est un coefficient égal à la moyenne des valeurs absolues de xn*, xn-1*, ... , xn*-q' p et q étant des nombres entiers choisis convenablement, et #n+1 est l'écart de prédiction obtenu en utilisant une prédiction d'ordre 2 du type: #n+1 = 2 xn* - xn-1* (14) sur le signal à coder xn+1. En effet, en supposant toujours un codage de bonne qualité (c'est à dire que xn* = xn) et en appliquant les formules (19) et (21), on a: 4 4 sin2 2 . Xn + Xn signe de Xn On a évidemment: xn/signe de xn* = |xn| (23) et Xn est une moyenne de la valeur absolue de la sinusoïde de xn* (ou xn), ce qui entraîne: Xn = #/2 (24) il en résulte que: #n+1 = 2/# (4 sin2 ##) |xn| (25) Si, pour simplifier, on pose wT # = 4 sin2 (26) 2 on a:: #n+1 = 2/# # |xn| (27) Dans ces conditions, si lJon calcule la moyenne d'amplitude de la variable #n+1 définie par (21), ce qui s'écrit: #n = moyenne (Sn) (28) pour 2 termes de n à n-p, on aura à déterminer, dans (27) la moyenne de la fonction sinusoïdale "valeur absolue de xn" qui est une sinusoïde redressée. On sait que cette moyenne d'amplitude est égale à 2. Ainsi, de (27) et (28), on tire: #n = 2/# # 2/# (29) Soit #n = = 4 sin2 #T/2 (30) Il s'avère donc que le résultat de (30) fournit l'information recherchée, c'est à dire la valeur de 4 sin2 #T/2, qui peut être appliquée dans la formule (13). Suivant une autre caractéristique de l'invention, il est prévu un codeur numérique différentiel dans lequel le prédicteur délivre un signal prédit #n+1 déterminé par la formule (20) ci-dessus, lequel comprend encore un prédicteur linéaire d'ordre 2 fonctionnant suivant la formule (14) dont l'entrée est reliée à l'entrée du prédicteur sinusoïdal et la sortie reliée à une entrée d'un circuit additionneur dont la seconde entrée est reliée à l'entrée à laquelle est appliquée le signal à coder, la sortie dudit additionneur étant reliée à l'entrée d'un amplificateur à gain variable dont l'entrée de commande est reliée à la sortie d'un filtre de moyenne dont l'entrée est reliée à l'entrée dudit prédicteur sinusordal ledit filtre de moyenne délivrant un signal égal à la valeur absolue de la moyenne des signaux appliqués à son entrée affectée du signe du dernier signal appliqué à son entrée, le gain de l'amplificateur à gain variable variant comme l'inverse de son signal de commande, la sortie dudit amplificateur à gain variable étant reliée à l'entrée d'un second filtre de moyenne dont la sortie délivre la moyenne des signaux qui lui sont appliqués et est reliée, par l'intermédiaire d'un circuit à retard d'une période d'échantillonnage, à une entrée du prédicteur sinusordale pour lui transmettre à chaque échantillon la valeur Suivant une autre caractéristique de l'invention, au lieu d'être reliée à entrée de signal à coder, la seconde entrée dudit additionneur est reliée à l'entrée d'un circuit à retard d'une période d'échantillonnage dont la sortie est reliée à l'entrée du prédicteur sinusoïdal. Suivant une autre caractéristique, il est prévu un décodeur dont le prédicteur a la structure du prédicteur définie dans la dernière caractéristique ci-dessus. Les caractéristiques de la présente invention mentionnées cidessus, ainsi que d'autres, apparaîtront plus clairement à la lecture de la description suivante d'exemples de réalisation, ladite description étant faite en relation avec les dessins joints, parmi lesquels: la Fig. 1 est une courbe sinusotdale permettant d'illustrer graphiquement le fonctionnement d'un prédicteur linéaire d'ordre 2 répondant à la formule (14) ci-dessus, la Fig. 2 est une courbe, identique à celle de la Fig. 1, permettant d'illustrer graphiquement le fonctionnement d'un prédicteur suivant l'invention, la Fig. 3 est le bloc-diagramme d'un codeur numérique différentiel adaptatif dans lequel on utilise un prédicteur suivant l'invention, la Fig. 4 est le bloc-diagramme d'une variante du codeur différentiel de la Fig. 3, et la Fig. 5 est le bloc-diagramme d'un décodeur utilisable dans le récepteur recevant des signaux d'un émetteur comportant un codeur suivant la Fig. 4. A la Fig. 1, on a représenté une courbe correspondant à la fonction sinusotdale: x = A sin urt (31) ainsi que les échantillons xn-1, xn et xn+1 correspondant respectivement aux temps d'échantillonnage (n-1)T, nT et (n+1)T et pris sur la courbe. On suppose que la quantification que l'on fait subir au signal x(t) est, à la Fig. 1, * * telle que xn = x , quel que soit n, x étant la valeur de l'échantillon quanti n n n fié, codé, puis reconstruit. Avec les échantillons nul et xn, un prédicteur linéaire d'ordre 2 fonctionnant suivant la formule (14) délivre un signal prédit #n+1 qui, au temps (n+1)T, correspond au point portant la même référence, lequel est aligné avec les points xn-1 et xn. L'écart de prédiction est indiquée par le vecteur #n+1, dont la valeur est donnée par les formules (14) et (15) ci-dessus. A la Fig. 2, on a représenté la même courbe et les mêmes échantillons, mais on suppose que le signal prédit xn est délivré par un prédicteur fonctionnant suivant la formule (13). il apparaît que, si la courbe est rigoureusement sinusoïdale, le vecteur en 1 joignant le point xn 1 au point xn+1 et représentant l'écart de prédiction de ce prédicteur, est nul. A la Fig. 3, les signaux MIC d'une voie à codage à échelle logarithmique classique à 8 ebs sont appliqués à l'entrée d'un expanseur 1 restituant un signal à échelle linéaire à 12 ebs. La sortie de l'expanseur 1 est reliée à l'entrée + d'un circuit soustracteur 2 dont la sortie est reliée à l'entrée d'un amplificateur à gain commandable variable 3 dont la sortie est reliée à l'entrée d'un quantificateur 4. La sortie 5 du quantificateur 4 est reliée à l'entrée d'un générateur de mots de code 6 dont la sortie est reliée à une ligne de sortie 7, par laquelle les mots codés sont transmis à un récepteur.La sortie 8 du quantificateur 4 est reliée à l'entrée d'un amplificateur à gain commandable variable 9 dont la sortie est reliée à l'entrée d'un circuit à retard 10 dont la sortie est reliée à une entrée d'un additionneur 11. La sortie de l'additionneur 11 est reliée à l'entrée d'un circuit prédicteur 12, suivant l'invention, qui fonctionne suivant la formule (20) ci-dessus. La sortie du prédicteur 12 est reliée, d'une part, à l'entrée - du soustracteur 2 et, d'autre part, à l'entrée d'un circuit à retard 13 dont la sortie est reliée à la seconde entrée de l'additionneur 11. Dans l'exemple décrit, le quantificateur 4 est, de préférence, un quantificateur avec adaptation dynamique dont l'entrée de signal est reliée à l'entrée d'un amplificateur à gain commandable variable 14 dont la sortie est reliée à un quantificateur proprement dit 15. La sortie du quantificateur 15 est reliée, d'une part, à la sortie 5 de 4 et, d'autre part, à l'entrée d'un amplificateur à gain commandable variable 16. La sortie de l'amplificateur 16 est reliée, d'une part, à la sortie 8 de 4 et, vautre part, à l'entrée d'un filtre numérique 17 dont la sortie est reliée à l'entrée d'un circuit à retard 18. La sortie du circuit 18 est reliée, d'une part, à l'entrée de commande de gain de l'amplificateur 14 et, d'autre part, à l'entrée de commande de gain de l'amplificateur 16. Le quantificateur 4, dont la structure interne vient d'être décrite, est un quantificateur connu, qui a été décrit dans la demande de brevet 78 34708 mentionnée ci-dessus en relation avec la Fig. 3 de cette demande. Il s'agit d'un quantificateur adaptatif pour codeur différentiel à débit fixe. On rappelle que, si lton appelle dn+1 le mot numérique appliqué à l'instant (n+1)T à l'amn+1 plificateur 14, celui-ci l'amplifie avec un gain 1/Dn et délivre un mot 1n+1 Le quantificateur 15 fait correspondre au mot 1n+111 un mot quantifié 1n+1*. En fait, si 1n+i est connu avec 12 ebs, soit 2048 = 2 valeurs d'amplitude possibles, le quantificateur 15, supposé comporte 2M niveaux, sélectionnera 2M;1 valeurs d'amplitude parmi les 2048 et délivrera le mot ln+1, lequel est encore défini par 12 ebs.Le rôle du générateur de code 6 consiste à remplacer la valeur d'amplitude et le signe du mot ln+1* de 12 ebs par un numéro de code dont l'attribution est affectée par niveaux croissants. On prévoit autant de numéros d'identification de code que de niveaux d'amplitude sélectionnés de signes distincts, soit 2M Seul le numéro d'identification de code est transmis sur la ligne 7. Dans le quantificateur 4, le mot ln+1* est amplifié dans l'amplificateur 16 avec un gain Dn et l'amplificateur délivre le mot dn+1*.Le filtre numérique 17 est prévu pour estimer, pendant une période de temps bien définie correspondant à l'excitation moyenne des cordes vocales, soit 8 millisecondes, la moyenne Dn+1 des échantillons qui lui sont transmis par 16, jusqu'au mot dn+i Le circuit de retard 18 apporte un retard égal à la période d'échantillonnage, ce qui est noté Z-1, comme dans les circuits 10 et 13. Donc, le signal de sortie de 18 est la moyenne quantifiée Dn calculée à l'instant nT dans 17. Ainsi, le circuit 17, avec le retard apporté par 18, ajuste le gain de 14 à l/Dn et celui de 16 à Dn, D étant un nombre quantifié égal à 2m, m prenant des valeurs n entières entre -2 et +3. Ainsi, dans le quantificateur 4, quand la dynamique moyenne du signal dn+1 augmente, le signal d'entrée du quantificateur 15 affecté par un gain plus faible de l'amplificateur 14 reste en principe à l'intérieur des limites de fonctionnement de 15, sans le surcharger. il convient de préciser que tous les traitements symbolisés dans le schéma de la Fig. 3, ainsi que des suivantes, sont des calculs numériques effectués sur des mots binaires définis par une longueur de mot de 12 ebs, par exemple. Ainsi, un additionneur- réalise une somme algébrique de deux nombres, un soustracteur la différence algébrique des nombres appliqués à ses entrées + et -, un amplificateur réalise le produit numérique du nombre appliqué à son entrée de signal par le gain numérique appliqué à son entrée de commande. Bien entendu, on pourrait prévoir des réalisations analogiques de ces fonctions. Si l'on supprimait dans les circuits qui viennent d'être décrits les amplificateurs 3 et 9, en les remplaçant par des liaisons simples, il resterait un codeur différentiel connu, sauf en ce qui concerne le prédicteur 12. Suivant l'invention, la sortie de l'expanseur 1 est reliée à l'entrée d'un second soustracteur 19 dont la sortie est reliée à l'entrée d'un amplificateur à gain commandable variable 20 dont la sortie est reliée à l'entrée d'un filtre numérique 21. La sortie du filtre 21 est reliée à l'entrée d'un circuit à retard 22, apportant un retard d'une période d'échantillonnage, dont la sortie est reliée à une entrée de commande du circuit prédicteur 12. Par ailleurs, la sortie de l'additionneur 11 est reliée, d'une part, à l'entrée d'un circuit prédicteur 23 et, d'autre part, à un filtre numérique 24. La sortie du prédicteur 23 est reliée à l'entrée + du soustracteur 19. La sortie du filtre 24 est reliée, d'une part, à l'entrée de commande de l'amplificateur 20 et, d'autre part, à l'entrée d'un circuit de sélection de valeur absolue 25. La sortie du circuit 25 est reliée, d'une part, à l'entrée de commande de gain de l'amplificateur 3 et, d'autre part, à l'entrée de commande de gain de l'amplificateur 9. Pour illustrer le fonctionnement des circuits de la Fig. 3, on va admettre qu'à l'instant (n+1)T, la sortie de l'additionneur 11 délivre le signal reconstitué Xne Dans le prédicteur 12, on effectue le calcul de la formule (20) pour délivrer le signal #n+1, lequel est appliqué au soustracteur 2, qui le soustrait de xn+1 délivré par 1 pour en déduire le signal en+i. Dans l'amplificateur 3, en+1 est multiplié par le gain 1/|Xn'| pour donner le signal dn+1, la valeur IXn'I étant obtenue comme on le verra dans la suite. La sortie de l'amplificateur 16 délivre le signal dn+1* qui, dans l'amplificateur 9, est multiplié par le gain lXn't pour donner le signal en 1.Au même instant, la sortie du circuit à retard 10 délivre le signal e tandis que la sortie du circuit à retard 13 délivre n * ces signaux étant ajoutés dans 11 pour donner xn*. Par ailleurs, le signal x est également appliqué au prédicteur 23, lequel est un prédicteur linéaire d'ordre 2 fonctionnant conformément à la formule (14). Donc, le prédicteur 23 délivre le signal #n. 1 dont est soustrait, dans 19, le n+1 signal xn+1 pour donner le signal d'écart #n+1. Le signal xn* est encore appliqué au filtre numérique 24 qui, d'une part, calcule la moyenne des valeurs absolues des q derniers signaux qu'il a reçu de 11, y compris le signal il et, d'autre part, retient le signe du dernier signal reçu, soit xn*, pour délivrer le signal Xn', tel que: Xn' = |xn*| # signe de xn* (32) soit encore Xn' = Xn # signe de xn* (33) Comme le signal Xn' est appliqué à l'amplificateur 20 dont il définit le gain 1/Xn', il apparaît, d'après (21), (32) et (33), que le signal délivré par 20 est bien #n+1 .Le filtre 21 calcule la moyenne des p derniers signaux qui lui ont été appliqués par 20, jusqu'au signal #n+1, et délivre donc le signal #n+1 au circuit 22. Comme le circuit 22 apporte un retard d'une période d'échantillonnage, il délivre, à l'instant (n+1)T, où il reçoit le signal #n+1, le signal #@, lequel est utilisé dans le prédicteur 12, selon (26), (21) et (30). il apparaît donc qu'à l'instant (n+1)T le prédicteur 12 reçoit les données xn* et #n, et a déjà reçu la donnée xn-1*. Il est donc en mesure, suivant la formule (20) de calculer le signal de prédiction xn+1. A noter que le circuit 25 est prévu pour délivrer la valeur absolue de Xn', c'est à dire en fait le signal Xn' lequel est appliqué à l'amplificateur 3 dont le gain varie comme 1/Xn et à l'amplificateur 9 dont la gain varie comme Xn. On a donc les relations: dn+1 = en+1/Xn et en+1* = dn+1*.Xn (34) Quand l'amplificateur 9 délivre le signal en 1 le circuit à retard 10 délivre, puisque sont retard est égal à une période d'échantillonnage, le signal en*. Il en résulte qu'à l'instant (n+1)T, l'additionneur 11 délivre bien le signal reconstitué xn*, suivant la relation: xn* = #n + en* (35 Le codeur différentiel de la Fig. 4 comporte plusieurs circuits communs avec celui de la Fig. 3 et ces circuits portent les mêmes références numériques. Ainsi, on y retrouve l'expanseur 1, le soustracteur 2, l'amplificateur à gain variable 3, le quantificateur 4, le générateur de mots de code 6, l'amplificateur à gain variable 9, l'additionneur 11, le prédicteur 12, le soustracteur 19, l'amplificateur à gain variable 20, le filtre numérique 21, le circuit à retard 22, le prédicteur 23, le filtre numérique 24 et le circuit de sélection de valeur absolue 25. On ne retrouve pas les circuits à retard 10 et 13. Entre la sortie de l'additionneur 11 et l'entrée correspondante du prédicteur 12, est monté un circuit à retard 26. La sortie de 9 est directement reliée à une entrée de l'additionneur 11 dont l'autre entrée est directement reliée à la sortie du prédicteur 12. La sortie du circuit à retard 26 est reliée, non seulement à l'entrée correspondante de 12, mais également à l'entrée du prédicteur 23.La sortie de 23 est toujours reliée à l'entrée + du soustracteur 19 dont l'entrée n'est plus reliée à la sortie de l'expanseur 1, mais à la sortie de l'additionneur 11. En ce qui concerne le fonctionnement, le circuit expanseur 1 délivre le signal xn+1 au soustracteur 2 qui reçoit le signal prédit #n+1 du prédicteur 12 et délivre le signal en+1 qui, multiplié par le gain 1/Xn de 3, devient dn+1 à l'entrée du quantificateur 4 qui délivre le signal ln+1* au générateur 6 et le signal dn+1* sur la sortie 8 vers 9. L'amplificateur 9 multiplie le signal dn+1* par le gain Xn pour délivrer le signal en+1*. L'additionneur 11 ajoute le signal en+1* au signal #n+1 qui lui est délivré par le prédicteur 12 et le résultat de l'addition est le signal xn+1*. Ce signal est appliqué à 26 qui délivre donc le signal x n il apparaît donc que le prédicteur 12 et le prédicteur23 reçoivent toujours le même signal reconstitué xn*.Le prédicteur 23, conformément à la formule (14) délivre le signal #n+1 à l'entrée + de 19. Toutefois, le signal appliqué à l'entrée - du soustracteur 19 n'est plus le signal à coder xn+1, comme à la Fig. 3, mais le signal reconstitué xn+1* délivré par 11. Donc, en toute rigueur, le signal délivré par le soustracteur 19 est donné par la formule suivante: #n+1' = #n+1 - xn+1* (36) au lieu de la formule (15). En pratique, on suppose que le codage est de qualité si bien que l'on assimile #n+1 = #n+1. Le filtre 24 fonctionne, comme précédemment, à partir de xn* pour délivrer le signal Xn' qui définit le gain de l'amplificateur 20 qui délivre encore le signal #n+1 qui est filtré dans 21 pour donner #n+1, qui correspond à #n à la sortie de 22. Donc le prédicteur 12 recevant xn* et #n peut effectuer le calcul de la formule (20). Le décodeur de la Fig. 5 comprend, relié à la sortie de la ligne 7, un décodeur de mot de code 27 dont la sortie est reliée à un amplificateur 28 à gain commandable variable dont la sortie est, d'une part, reliée à l'entrée d'un filtre 17 et, d'autre part, reliée à l'entrée d'un amplificateur à gain commandable 29. La sortie du filtre 17, lequel est identique au circuit 17, de la Fig. 4, est reliée à l'entrée d'un circuit à retard 18 dont la sortie est reliée à l'entrée de commande de gain de l'amplificateur 28. il faut comprendre que le décodeur de mot de code 27 délivre normalement, s'il n'y a pas eu d'erreurs en ligne ce que l'on suppose ou si elles ont été corrigées, le même signal que celui qui a été appliqué, à l'émission, au générateur 6, c'est à dire le signal lu 1. Ce signal est filtré dans le filtre 17 qui délivre le signal de moyenne Dn+l si bien que le circuit 18 délivre à l'amplificateur 27 le signal Dn et que cet amplificateur joue exactement le même rale que l'amplificateur 16 à la Fig. 4. Le reste du décodeur de la Fig. 5 comprend les circuits 31, 32, 39, 40, 41, 42, 43, 44, 45, 46 qui sont respectivement identiques aux circuits.11, 12,19 20, 21, 22, 23, 24, 25, 26 du codeur de la Fig. 4 et qui sont entre eux interconnectés de la même façon. il en résulte d'une manière évidente que le prédicteur 32 délivre le signal #n 1 et l'amplificateur 9 le signal en 1 lesquels additionnés dans le circuit 31 donnent le signal xn+1* qui constitue, dans le décodeur, le signal de sortie. C'est pourquoi on a indiqué que la sortie de 31 est reliée au fil 47 de sortie. La comparaison des Figs. 4 et 5 permet de voir que le décodeur fait effectuer exactement les mêmes calculs que le codeur, ce qui n'est rigoureusement pas le cas quand on considère le codeur de la Fig. 3. il faut bien comprendre que, d'une part, le quantificateur 4 peut avoir une structure différente de celle qui est indiquée à la Fig. 3 et/ou pourrait fonctionner sans la normalisation effectuée dans l'amplificateur 3 dont le gain est égal à 1/Xn et, d'autre part, que le codeur présenté aux Figs. 3 ou 4 peut également être associé à un système de commutation de codage, tel qu'il a été décrit dans la demande de brevet français précitée. En pratique, il est préférable de prévoir une normalisation à l'entrée du quantificateur 4. Si l'on désire un calcul précis de en+î par la formule (34) le facteur X', calculé dans 24 est de préférence quantifié avec sept éléments n binaires, selon une échelle logarithmique de type MIC, au lieu d'être quantifié selon les puissances de 2. Pour la commande de gain de l'amplificateur 3, on utilise en pratique le même facteur Xn. Ainsi, pour Xn, avec une loi de codage MIC logarithmique à 7 ebs, on peut coder des amplitudes de O à 4096 avec 128 niveaux. il est bien entendu que la quantification de Xn est effectuée dans le filtre 24, après l'évaluation de la moyenne proprement dite. Pour bn, on peut choisir une quantification avec loi de codage MIC logarithmique à 5 ebs, ce qui correspond à 32 niveaux. En effet, on peut vérifier que cette grandeur peut varier de O à 4 sur toute la plage du spectre téléphonique de O à 4 kHz, quand la période d'échantillonnage T est de 125 microsecondes. L'analyse des différents paramètres du codeur, suivant l'invention, permet de comprendre que l'estimation du paramètre #n adapte le prédicteur sinusoïdal 12 sur le premier formant du signal de parole traité, c'est à dire la composante sinusotdale de plus basse fréquence dont le niveau moyen est parmi les plus élevés du spectre instantanné de la parole. Par ailleurs, l'adaptation dynamique du quantificateur permet d'évaluer un deuxième formant de fréquence apparente bien plus élevée et d'amplitude appréciable. En effet, si l'on se reporte au filtre 17 de la Fig. 3, la dispersion mesurée par l'amplitude moyenne des mots codés idn1 ou Dn caractérise l'écart entre le signal réel et son gabarit sinusoïdal qui est défini par Un. .Plus le signal à coder est composé de formants élevés, en amplitude et en fréquence, plus cette dispersion mesurée augmente. C'est donc bien ce paramètre qui transporte une information sur le deuxième formant. Des simulations effectuées sur le codeur, suivant l'invention, utilisant un prédicteur sinusotdal ont montré que la qualité obtenue était bonne. il faut bien comprendre que seul le codeur de la Fig. 4 est réellement utilisable avec un décodeur tel que celui de la Fig. 5 car il permet effectivement de faire les mêmes calculs dans les prédicteurs du codeur et du décodeur. Par ailleurs, comme on l'a dit ci-dessus en relation avec la formule (36), on peut assimiler #n+1 et #n+1. En effet, si certaines erreurs subsistaient entre la valeur théorique #n+1 et la valeur calculée #n+1'; il faut remarquer que le filtre 21 efface, dans le calcul de la valeur moyenne de p termes, l'influence de ces différences. REVENDICATIONS l) Codeur numérique différentiel comprenant un soustracteur à l'entrée + duquel est appliqué le signal à coder, la sortie du soustracteur étant reliée à l'entrée d'un quantificateur dont la sortie est reliée, d'une part, par l'intermédiaire d'un premier circuit à retard d'une période d'échantillonnage, à une entrée d'un premier additionneur et, d'autre part, à la sortie dudit codeur, la sortie dudit premier additionneur étant reliée à l'entrée d'un circuit de prédiction dont la sortie est, d'une part, reliée à l'entrée - du soustracteur et, d'autre part, la seconde entrée dudit premier additionneur, caractérisé en ce que le circuit de prédiction comprend un prédicteur sinusoldal délivrant un signal prédit #n+1* déterminé par la formule:: #n+1 = 2 xn* - xn-1* - #n xn* (20) et un prédicteur linéaire d'ordre 2 délivrant un signal prédit #n+1 déterminé par la formule: #n+1 = 2 xn* - xn-1* (14) où x* est l'échantillon numérique reconstruit à l'instant nT et délivré n par ledit premier additionneur à la sortie duquel sont reliées les entrées respectives des prédicteurs, la sortie du prédicteur linéaire étant reliée à une entrée d'un second additionneur dont la seconde entrée est reliée à l'entrée dudit codeur, la sortie dudit second additionneur étant reliée à l'entrée d'un amplificateur a gain variable dont l'entrée de commande est reliée à la sortie d'un premier filtre de moyenne dont l'entrée est reliée à la sortie dudit premier additionneur, ledit premier filtre de moyenne délivrant un signal égal à la valeur absolue de la moyenne des signaux appliqués à son entrée affectée du signe du dernier signal appliqué a son entrée, le gain de l'amplificateur à gain variable variant comme l'inverse de son signal de commande, la sortie dudit amplificateur à gain variable étant reliée à l'entrée d'un second filtre de moyenne dont la sortie délivre la moyenne des signaux qui lui sont appliqués et est reliée, par l'intermédiaire d'un second circuit à retard d'une période d'échantillonnage, à une entrée de commande dudit prédicteur sinusoldal pour lui transmettre, à chaque échantillon, la valeur n 2) Codeur numérique différentiel suivant la revendication 1, caractérisé en ce qu'il comprend encore un troisième circuit à retard d'une période d'échantillonnage monté entre la sortie du premier additionneur et les entrées des prédicteurs et du premier filtre de moyen ne, la seconde entrée dudit second additionneur étant reliée à la sortie dudit premier additionneur, au lieu d'être reliée à l'entrée du codeur. 3) Décodeur numérique différentiel comprenant un additionneur à une entrée duquel est appliqué le signal reçu et dont l'autre entrée est reliée à la sortie d'un circuit de prédiction, dont l'entrée est reliée à la sortie dudit additionneur, caractérisé en ce qu'il comprend un circuit de prédiction tel que celui du codeur suivant la revendication 2.