L'invention est du domaine de l'égalisation compensant les pertes des cales téléphoniques. Elle concerne un dispositif d'égalisation incorporé à un répéteur qui est auto-corrigé selon la longueur de la section a égaliser. La principale application envisagée est dans les transmissions sur conducteurs en modulation par impulsions codées (MIC). Dans les transmissions par ca^bles téléphoniques équipés de répéteurs, on corrige la courbe de réponse amplification-fréquence du répéteur de fa çon à compenser les variations de pertes de la section de câble amont en fonction de la fréquence : c'est le processus d'égalisation du câble. Ces pertes varient selon la longueur de la section. Pour réduire les frais de fabrication et le réglage, on s'efforce de constituer des ensembles répéteas-régénérateurs identiques quelle que soit la longueur de la section à amplifier-égaliser, avec un système d'auto-compensation qui règle automatiquement la courbe d'égalisation sans intervention d'un opérateur. On connaît des égaliseurs automatiques associes à un répéteur, placés en tete du répéteur associé, et corrigés par voie électronique, au moyen d'une tension continue extraite du niveau de sortie du répéteur. L'invention concerne un répéteur à contre-réaction, dans lequel l'éga- lisation automatique est obtenue par variation de résistance d'un composant électronique du réseau de contre-réaction sous l'effet de la valeur de crete du niveau de sortie du répéteur. En principe ce niveau doit etre maintenu constant quelle que soit la longueur de la section amont, par exemple 3 volts crete à crête; en fait, comme dans tout asservissement, il y a toujours une faible différence résiduelle, qui constitue le signal d'erreur. Ce signal d'erreur amplifié est appliqué en correction dudit composant électronique, de façon à obtenir la courbe d'égalisation correspondant à la longueur de la section amont. L'invention va etre décrite en détail en se référant au dossier de dessin joint dans lequel La figure I comprend deux graphiques précisant la nature des signaux auxquels l'invention s'applique de préférence La figure 2 est un graphique montrant de façon simplifiée la forme du spectre des signaux selon la figure 1; La figure 3 est un schéma général de la structure du dispositif de l'invention; La figure 4 est un schéma détaille d'un sous-ensemble entrant dans le schéma selon la figure 3;; La figure 5 contient deux courbes, l'une en trait mixte montrant la courbe de gain égalisé obtenue pratiquement, l'autre en trait continu montrant la répartition des pentes du gain du répéteur en fonction de la fréquence, dans le cas, pris comme exemple, d'une longueur maximale de section (XM) et la figure 5b contient deux courbes similaires, correspondant au cas dtune longueur minimale de section (Xm); La figure 6 est un schéma de principe d'un répéteur muni d'un égaliseur automatique incorporé dans le réseau de contre-réaction. FIGURE I - La figure I montre le type de modulation auquel s'applique plus particulierement l'invention; il s'agit du type bipolaire à retour à zéro (RZ). Le graphique (a) représente les impulsions d'horloge de fréquence fo. Dans un cas d'application particulièrement important, on a fo = 6,339 MHz, valeur numérique non critique, donnée à titre d'exemple. Le graphique (b) montre un exemple de forme d'un signal correspondant, de valeurs successives 1-0-1-1-0-0-1 ..... Un tel signal n'a pas de composante continue, du fait de la compensation statistique des signaux + et -. FIGURE 2 - Le graphique de la figure 2 montre que le spectre d'énergie W d'un signal selon la figure I comporte un premier lobe partant de 0 pour f = 0 et retombant à 0 pour f - fo, suivi de lobes plus réduits en hauteur, de même bande fo, en nombre théoriquement -infini. En fait on obtient une régénération satisfaisante des impulsions en transmettant la bande 0 - fo/2. FIGURE 3 - Un répéteur A, ayant une borne d'entrée E et une borne de sortie S, est muni d'un réseau de contre-réaction Y qui contient un composant par exemple une résistance R, dont la valeur varie sous l'effet d'une tension U obtenue à partir du niveau de sortie en S redressé par un organe D. FIGURE 4 - Dans le cas de la transmission en modulation par impulsions codées (MIC), on obtient l'égalisation automatique optimale en donnant au réseau Y de la figure 3 une forme selon la figure 4. Le réseau Y est constitué par un quadripôle comprenant un bras dérivation formé d'une branche R2, Li, Cl, shuntée par une résistance Ri; et un bras série formé d'une branche R3, L2 shuntée par une résistance variable R. Un tel réseau à pour fonction de transfert, sous forme canonique En fonction des composants la fonction H s'écrit H (p) = (L2.p+R3+R).(R1.L1.C1.p+R1.R2.C1.p+R2)+R.(R3+L2.p)[L1.C1.p+(R1+R2)C1.p+l] Ri.Li.C1.p +Ri(R2.Cl.p+1)J . (L2p+R3+R) (2) Dans l'équation (2), l'élément variable est R. 2 Le terme en p du dénominateur détermine un pôle double fixe tel que p4 3 p5 = - R2/2L1, avec p4 - p5 = 1/L1.C1. P4 et p5 pourraient être imaginaires conjugés; dans ce cas les pentes seraient différentes de 6 dB et 12 dB par octave. Le terme Ho qui détermine le gain plat de l'amplificateur est tel que Ho -1 = R3.R R1 (R3 +R) Donc le gain plat de l'amplificateur augmente en même temps que R. Le gain maximal s'obtient à la résonance du circuit R2, Li, C1, et lorsque L1 a une impédance Z telle que Z + R3 R, le gain maximal GM a la valeur GM = R R2 Le gain maximal GM croit lorsque R croit. Le troisième pôle de la fonction p6 est tel que p6 = - R3 + R L2 La valeur numérique de ce pôle augmente avec R. Pour la valeur maximale de R, un pole triple peut être obtenu si R3 + R = R2/2L1. L2 Quand la distance diminue, R diminue egalement, comme on l'a vu ci-dessus, il en résulte que f6 n'est plus confondu avec f4 et f5, mais se situe à gauche de (f4, f5). FIGURES 5a et 5b - La figure 5a correspond à la longueur maximale de section équipée, soit XM = 1800 m par exemple. Elle contient une courbe en trait mixte ayant une branche montante et une branche descendante : c'est la courbe de gain d'un répéteur égalisé conforme aux schémas des figures 3 et 4. La branche montante est identique en principe à la courbe d'affaiblissement de la section à égaliser ; mais l'affaiblissement du chable, bien entendu, continue à augmenter au-delà de la fréquence fo/2 (= 3, 119 MHz). Pour des raisons dont l'explication sortirait du cadre de cet exposé, le gain du répéteur continue à croître jusqu'à une fréquence légèrement supérieure à foI2, de l'ordre de 1,2.fo/2. La courbe en trait plein représente la fonction H (p) ci-dessus dans-le cas particulier présent. On a porté sur l'axe des fréquences des valeurs reperes fl = 0,22 MHz; f2 = 1,5 MHz; f4 = f5 = f6 = 3,8 MHz; f3 théorique > 100 MHz. Les indices sont égaux à ceux des quantites p ci-dessus. De O à f1, le gain (Ho) est constant et égal à 6 dB environ; de fl à f2 le gain croit de 6 dB par octave; de f2 à (f4 = f5 = f6) le gain croit de 12 dB par octave et atteint HM ; entre cette derniere fréquence et f3, le gain diminue de 6 dB par octave; au delà de f3, il est en théorie constant. La figure 5b correspond à la longueur minimale de section équipée, soit Xm = 1200 m par exemple. Dans ce cas sur la courbe en trait continu les fréquen ces repères ont les valeurs suivantes fl = 0,40 MHz; f2 = 2,3 MHz; f6 = 3 MHz; f4 3 f5 w 3,8 MHz; f3 théorique > MHz. De O à fl, le gain Ho est constant et égal à 4 dB environ; de fl à f2 le gain croit de 6 dB par octave; de f2 à f6, il croit de 12 dB par octave; de f6 à (f4 = f5) il croit de 6 dB par octave. Ensuite il baisse comme ci-dessus. FIGURE 6 - Le schéma de principe d'un répéteur à égalisation automatique selon l'invention est représenté à la figure 6. Dans cette figure, on a indexé de façon distincte les composants qui ont une valeur particuliere. Par contre les résistances dont la valeur nta pas de corrélation avec l'invention sont désignées uniformément par le symbole r, ce qui ne signifie nullement qu'elles sont toutes égales, bien entendu, r ayant la qualité de symbole courant. De meme pour les condensateurs non critiques, désignés uniformément par C. L'entrée du répéteur se fait par un transformateur T1 de bornes d'entrée 1, 2, dont le secondaire, shunté par une résistance r, est relié à la base d'un transistor Q1. Le collecteur de Q1, chargé par r, est relié à la base d'un transistor Q2 dont l'émetteur retourne à la terre par une résistance shuntée par un condensateur C. Le collecteur K de Q2 est chargé par le primaire d'un transformateur de sortie T2, dont le secondaire a des bornes de sortie 3 et 4. Entre l'émetteur E de Q1 et le collecteur K de Q2 est connect-é le reseau de contre-réaction Y de la figure 4. La résistance variable R est constituée par l'impédance interne d'un transistor à effet de champ Q3, dont l'électrode drain est reliée à E par un condensateur de découplage C, et l'électrode source S est reliée à K d'une part, et à L2 d'autre part à travers un condensateur C. Sur la grille G est appliquée une tension continue de commande obtenue de la façon qui va être indiquée ci-dessous. Sur la borne 4 du transformateur de sortie T2 est connecté un réseau diviseur de tension R4, R5, en série avec une diode d. Un transistor Q4 a sa base connectée entre R4 et R5, son émetteur à la masse et son collecteur chargé par une cellule à constante de temps rC. Ce collecteur est relié à travers une résistance (r) à la base d'un transistor Q5 de polarité inverse de Q4, dont le collecteur, relié à la masse par une résistance r, est connecté par une autre résistance à la grille G du transistor à effet de champ Q3. La linéarisation de la résistance du transistor à effet de champ Q3 s'obtiens par une résistance de contre-réaction R6 shuntée par un condensateur C2 de quelques picofarads. En principe, la tension de sortie sur la borne 4 est de 3 Vcc. Cette tension est divisée par le diviseur de tension R4/R5; de la tension ainsi divisée, il n'agit sur le transistor Q4 que la portion qui dépasse la tension de jonction émetteur-base de Q4, soit environ 0,7 V. Donc la tension amplifiée par Q4 et Q5 est constituée principalement par le signal d'erreur entre la tension de sortie réelle et la valeur nominale. Pour une section de longueur inférieure à 1200 m, par exemple 500 m, on insere en tête du répéteur un réseau simulant une longueur de 900 m, par exemple, ce qui ramene la longueur à égaliser dans la gamme de l'appareil de l'invention. REVENDICATIONS 1/ - Répéteur pour transmission téléphonique ou analogue sur conducteurs, caractérisé en ce qu il comporte un réseau de contre-réaction qui contient une impédance à variation électronique dont la tension continue de commande est obtenue par redressement et amplification de la tension de sortie du répéteur. 2/ - Répéteur selon la revendication 1, caractérisé en ce que ledit réseau de contre-réaction a une fonction de transfert H(p) du troisième ordre, avec trois zéros, pl, p2, p3, et trois pôles p4, p5, p6. 3/ - Répéteur selon la revendication 2, caractérisé en ce que ledit réseau de réaction comprend un bras dérivation formé d'une branche à résistance, inductance et condensateur en série, shuntée par une resistance, et un bras série comprenant une branche à résistance et inductance en série, shuntée par une résistance R variable par voie électronique. 4/ - Répéteur selon la revendication 3, caractérisé en ce que la résistance variable R est constituée par un transistor à effet de champ. 5/ - Répéteur selon la revendication 4, caractérisé, en ce que ledit transistor à effet de champ reçoit sur sa grille une tension obtenue à partir d'une borne de sortie du répéteur par redressement et amplification de la composante continue de la tension redressée, laquelle est prélevée au moyen d'un diviseur de tension.