la présente invention concerne les amplificateurs de signaux de détection et plus particulièrement des amplifi- cateurs à large bande et à sensibilité stabilisée. les amplificateurs et les préamplificateurs de signaux associés aux transducteurs, et particulièrement aux transducteurs photoélectriques, introduisent un bruit inhérent qui affecte le rapport signal/bruit du système et dégrade ses carac- téristiques de bande passante de fréquence. Pour des transduc- teurs tels que les photodiodes au germanium et au silicium, les détecteur pyroélectriques, les hydrophones ou les microphones, le terme principal de l'impédance est la capacité. Il est bien connu que la bande passante d'un amplificateur est inversement proportionnelle à s capacité d'entrée et à la ré- sistance de Charge du transducteur.Il est donc souhaitable de réduire la capacité effective d'entrée en mame temps que la résistance de charge pour améliorer la largeur de bande de tels systèmes amplificateurs. Un certain nombre de circuits ont été proposés pour neutraliser les effets de la capacité d'entrée, particulièrement pour des signaux à bas niveau de tension, tout en rédui sant la résistance de charge effective. Ces montages connus comportent en général un circuit de réaction empêchant la multiplication des capacités de l'amplificateur, mais ne neutralisant pas les capacités d'entrée qui apparaissent aux bornes des transducteurs de détection ou qui sont inhérentes à ces derniers. Quelques solutions proposées pour réduire la résistance effective de l'impédance de charge du transducteur en vue d'élargir la bande passante ont généralement abouti à une dégradation du rapport signal/bruit. Selon une caractéristique essentielle de la présente invention, la capacité totale d'entrée d'un amplificateur ou d'un préamplificateur de signaux produits par un transducteur de radiations électromagnétiques est sensiblement neutralisée par une réaction positive de l'amplificateur appliquée à son entrée. La capacité totale d'entrée comprend les capacités répart les et inhérentes du transducteur qui comprend généralement une photodiode et son impédance de charge, ainsi que les capacités des composants de l'amplificateur. La résistance effective de l'impédance de charge est également abaissée par une contreréaction de l'àmplificateur associé. La bande passante du système est sensiblement élargie vers les hautes fréquence , avec peu ou pas de dégradation du rapport signal/bruit. D'autres caractéristiques et avantages de l'invention ressortiront de la description détaillée qui suit et des dessins sur lesquels - la figure 1 est un schéma électrique d'un circuit classique à réaction positive; - la figure 2 est un schéma simplifié d'un circuit classique à contreréaction; - la figure 3 est un schéma simplifié du circuit de l'invention avec réaction positive et négative vers le transducteur de l'entrée et sa résistance de charge; - la figure 4 est un schéma électrique détaillé d'une forme du circuit de l'invention; - les figures 5 à 8 sont des schémas électriques de plusieurs variantes du circuit de l'invention. le montage de l'invention permet d'élargir la bande passante de fréquence d'un système transducteur-préamplificateur sans dégradation du rapport signal/bruit. Pour certains types de transducteurs, tels que les photodiodes au germanium ou au silicium, les détecteurs pyroélectriques, les hydrophones ou les microphones, la capacité est le terme dominant de l'impédance. La résistance de charge du transducteur associée à la capacité du dispositif limite la bande passante du système par l'introduction de la constante de temps RC de la constante charge-transducteur. De plus, des transistors à effet de champ ayant pour zone photosensible la diode grille-source ont également des performances meilleures avec la technique de l'invention. Le bruit qui limite les performances du système provient du transducteur ou de sa charge ou d'une combinaison des deux.Dans l'analyse des circuits, on traite généralement les transducteurs comme des générateurs de courant tant du point de vue du signal utile que du point de vue du bruit. Dans ces conditions, le bruit du détecteur ou transducteur est un courant de fuite ou de polarisation qui circule dans le dispositif. On exprime souvent le courant de bruit ID (ampères) pour l'effet de grêle par la relation suivante dans laquelle e est la charge électronique en c@ul@@@s. @ le courant de fuite en ampères et n4 la Largeur de bande Qu bruit en hertz. Ainsi, si I est 10-12A, #f 1 Hz et e 4, 6 ID = 1,79x10-15 A, ce qui est le courant de bruit pratique. On considère généralement que le courant de fuite I est la principale source de bruit dans les détecteurs ueili- sés dans le système de l'invention. te bruit résultant produit par le détecteur (ID) peut rendu inférieur a-a bruit résultant de l'agitation thermique ou bruit de Johnson dans e résistance de charge (IR) en refroidissant le détecteur dans le cas de photodiodes au germanium ou en le dessinant avec soin dans le cas de photodiodes au silicium, de détecteurs pyroélectriques, d'hydrophones et de microphones. le courant correspondant au bruit de Johnson de la charge est donné par la relation dans laquelle K est la constante de Boltzmann = 1,38x10-23 J K-1, T est la température absolue en Og, nf la largeur de bande du bruit en hertz et R la résistance en ohms. Ainsi, pour une résistance R de 500 mégohms, #f est 1 Hz et T de 293cK (20 C), 1R = 2,83x1014 A, ce qui est le courant de bruit pratique. En refroidissant la résistance R à 7i3K, cette valeur se réduit à 1,47 x 10-14 A. Dans cet exemple, le bruit thermique de la résistance de charge (IR) est le terme dominant de l'équation de bruit du système. Un tel circuit est illustré schématiquement par la figure 1. Ce montage classique comprend un transistor à effet de champ connecté en configuration "drain commun" avec réaction positive de la sortie sur l'entrée. le détecteur 11 capte des photons 10 (énergie lumineuse) dans sa bande spectrale et le courant résultant fait apparaître une différence de potentiel aux bornes de la résistance de charge 12.C'est cette différence de potentiel (signal utile) qui est amplifiée pour fournir la sortie utile Vs aux bornes de la résistance de sourse 14. Le détecteur au germanium 11, la résistance de charge 12 et le transistor à effet de champ 13 sont de préférence refroidis à basse température pour réduire le bruit de façon à obtenir un rapport signal/bruit important.Pour -m couran; maximum de bruit de 1,47 x 10-14 A, calciné comme indiqué ci-dessus, Si le détecteur est une photodiode au germanium, la pissne équl- valente de bruit du système est 8,8 x tO 15 W à longueur d'onde spectrale de 1,42 microns, car le rendement quantique du germanium est 0,6 A/W (ampères par watt). Comme le savent les électroniciens, les conditions de fonctionnement de l'amplificateur de la figure 1 peuvent nécessiter que la résistance de charge RL soit indépendante des caractéristiques de bruit choisies. Ces critères de oncep- tion ne sont pas nécessairement déterminés par l'analyse des valeurs de bruit examinées ci-dessus. Ainsi, le point de fo- tionnement du détecteur, le niveau de polarisation et d'autres paramètres doivent être fixés dans les spécifications initiales du système d'amplification. Malgré ces paramètres fixes, la résistance de charge doit pouvoir autre choisie de façon que les limitations associées au bruit n'empechent pas le système d'atteindre la valeur spécifiée de puissance équivalente de bruit. Il est connu que la puissance équivalente de bruit est la puissance nécessaire pour produire un signal de sortie équivalent à la tension de bruit en sortie. Ainsi, si l'on double la résistance de charge RL, la tension de bruit est multipliée par 1,414 alors que le signal de sortie est doublé à puissance d'entrée constante, ce qui améliore la puissance équivalente de bruît. Comme on l'a vu précédemment, la largeur de bande d'un tel système est limitée par la constante de temps RC du détecteur et de sa charge. De ce fait, toute tentative pour améliorer les caractéristiques de bruit du système, telles que définies dans l'exemple précédent par les valeurs calculées des courants IR et ID correspondant respectivement à l'effet de Johnson et à l'effet de grêle, se traduit par une dégradation de la bande passante du système car la résistance de charge RL doit être augmentée. Comme le montre l'exemple précédent, il est possible d'augmenter RL jusqu'à 3,35 gigohms (109 ohms) avant que le bruit du détecteur devienne le facteur limitatif du système.Tous ces calculs supposent que le bruit introduit par le transistor à effet de champ 13 est faible comparé au bruit thermique de R. De tels transistors à faible bruit sont connus et cette hypothèse est réaliste dans l'état actuel de la technologie. On comprendra que le système de réaction de la figure 1 ne neutralise que les capacités grille-source du transistor 13, mais aucunement la capacité du détecteur 11. Il est classique d'élargir la bande passante d'un système d'amplification par l'emploi d'une contreréaction réduisant la résistance de la charge, comme illustré figure 2. Une contreréaction est établie entre la sortie et l'entrée d'un amplificateur 18 à travers la résistance de charge RL 20. Un transducteur 22 sensible à un signal lumineux 10 fournit le signal d ' entrée de 1' amplifi- cateur. Ce type de circuit permet de réduire la résistance d'entrée mais n'agit pas sur le bruit de l'amplificateur et du transducteur. le principe de la présente invention est d'élargir la bande passante du système sans dégrader ses caractéristiques de bruit par l'empli d'une contreréaction réduisant la résistance effective de la charge et d'une réaction positive neutralisant la capacité du transducteur. Le circuit de la figure 3 comprend un premier amplificateur 24 qui fourrait une réaction positive par une boucle 26 vers le transducteur 28 recevant des signaux lumineux d'entrée 10. Un second amplificateur 30 fournit une contreréaction par une boucle 32 à la résistance de charge RL 34. L'amplifi- cateur 24 a un gain légèrement inférieur à l'unité et sert à neutraliser la capacité du transducteur 28. Le second atplificateur 30 de la figure 3 a un gain déterminé et sert à réduire la résistance effective de la charge RL par une contreréaction appropriée. La constante de temps générale du système est donc avantageusement réduite par la diminution de la résistance effective de la charge. La valeur effective de R1 sous l'effet de la cnntrerêaction peut Autre représentée par l'équation La constante de temps qui détermine la bande passante du sys tème est ainsi réduite d'un facteur A.On notera au passage que si la résistance R, était physiquement dix fois plus petite, le courant de bruit serait réduit de Dans le cas du circuit de la figure 2, si la résistance effective est réduite d'un facteur 10 par la contreréactiôn, l'amplification de la tension de bruit est réduite du même facteur, mais le signal est réduit dans les mêmes proportions, de sorte que le rapport signal/bruit reste fixe. La limite de bruit est toujours déterminée par la valeur physique de RL, mais son intensité finale est déterminée par les performances de la boucle de contreréaction. Dans certaines applications, l'amplificateur qui suit celui de la figure 2 peut être capable de traiter des signaux plus faibles qu'en l'absence d'une contreréaction, ce qui constitue souvent une nouvelle limitation des performances du système.Par contre, le montage de contreréaction de la présente invention permet d'élargir la bande passante dans des proportions importantes, de l'ordre de 102 à 104 ou plus, sans dégradation de la puissance équivalente de bruit du système. Bien que l'emploi de la contreréaction pour élargir la bande passante et réduire le bruit ne soit pas une nouveauté en elle-même, on ne pensait pas jusqu'ici qu'il était possible d'obtenir de telles améliorations. On considère actuellement que des systèmes détecteurs ayant une puissance équivalente de bruit de 1 14 4 W Hz + avec des détecteurs au germanium ne peuvent avoir une réponse en fréquence dépassant quelques hertz. Le procédé de l'invention permet dans les mêmes conditions (puissance équivalente de bruit 10114 W He i) d'obtenir des bandes passantes de quelques kilohertz à quelques dizaines de kilohertz. La réponse en fréquence est essentiellement limitée par les capacités parasites du système, et en particulier la capacité répartie de la résistance de charge E que l'on peut réduire en blindant RL et en reliant le blindage au point de sortie du circuit. Du fait que le système a maintenant une constante de temps bien établie largement au-delà du point "1/f - bruit" du transducteur, le bruit et le signal de sortie aux frdquences élevées sont limités par la nouvelle réponse en fréquence. Ainsi, la puissance équivalente de bruit du système reste constante, même aux fréquences élevées pour lesquelles la réponse du système décroît graduellement. On voit donc que la contreréaction permet de maintenir constante la puissance équivalente de bruit du système jusqu'à e q ja limite de bruit devienne égale au "bruit blanc" de 1'amp fi- cateur suant. Par "bruit blanc", on entend un bruit à large spectre de fréquence.Pour les électroniciens, il ess év-aent que l'extension de la bande passante d'un système trar.sducse-lr- amplificateur qui 'est limité que par le bruit blanc de l'amplificateur suivant a de nombreuses applications autres que celles envisagées dans la présente description. L'emploi d'une réaction est bien connu en lui-meme, mais l'originalité de l'invention est d'utiliser un système qui ne modifie pas le rapport signal/bruit fixé par les conditions de définition de RL et du transducteur. Si le rapport signal/bruit est affecté par la réaction, il s'agit d'une rit:i- lisation classique qui ne présente aucun intérêt dans le cadre de cette description. les figures 4 à 8 représentent plusieurs exemples de circuits mettant en oeuvre le principe de l'invention pour améliorer la réponse en fréquence sans dégrader les performances de bruit du système. Sur la figure 4, comme sur les figures 5 à 8, le transducteur 28 est une photodiode recevant un photon incident hi provenant d'un signal lumineux d'entrée 10. Ces circuits sont implantés de manière classique de façon que la partie détecteurpréamplificateur (à gauche de la ligne discontinue 34) soit refroidie à une température de 77cK (-1960C), le reste de l'amplificateur (à droite de la ligne 34) étant à une température ambiante normale de 2930K (2000). Sur la figure 4, le préamplificateur est constitué de deux transistors à effet de champ 36 et 38 alimentés en courant par un troisième transistor à effet de champ 40. La boucle de réaction positive 42 comprenant un condensateur d'isolation continue 44 (C1) et la résistance de charge RL 46 neutralise sensiblement toutes les capacités d'entrée. On notera que le gain des transistors amplificateurs 36 et 38 est légèrement inférieur à l'unité et que leur réaction est inconditionnelle- ment stable. Les transistors 36 et 38 fonctionnent en amplificateur différentiel, c'est-à-dire que toute variation du potentiel du point d'entrée G est immédiatement transmise à la sortie et à l'amplificateur 48. La réaction positive par la boucle 42 est soigneusement contrée pour que le gain soit voisin de l'unité.La capacité d'entrée est neutralisée dSun facteur (1-A), A étant le gain du transistor à effet de champ 76. La boucle de contreréaction de l'amplificateur 48 comprend une ligne 50, des résistances 52 et 54 et la résistance de charge 45. La tension de réaction est déterminée par la ré sistance 56 et le diviseur de tension 58, 60. La tension de reac- tion est de préférence égale au double de la tension que reçoit le transistor à effet de champ 38 dans la partie refroidie. L'amplification différentielle du transistor 38 vers le transistor 36 rétablit le niveau du signal d'entrée que fournit le détecteur 28. Ainsi, toutes s capacités comprises à l'tinté rieur de la boucle de réaction et la capacité du détecteur ne sont soumises à aucune tension, de sortie qu'aucun signal de courant ne circule dans les capacités réparties. On a utilisé une technique d"isrçage", mettant en jeu la résistance de charge 46, le condensateur 44 et le détecteur 28. Cette technique connue des électroniciens permet de maintenir sensiblement constante la différence de potentiel drain-source du transistor 36. L'amplificateur cascode (36 et 38) peut avoir un gain de 0,999, ce qui permet de réduire les capacités d'entrée d'un facteur 1000.Dans le circuit de la figure 4, le condensateur 62 (02) sert à ajuster la largeur de bande du système, conformément aux principes classiques. La figure 5 représente une variante dans laquelle la réaction positive vers le détecteur 28 est fournie par une résistance 64 sivant le potentiel de source d'un transistor à effet de champ, alors que la contreréaction vers la résistance de charge 46 est fournie par un diviseur de tension 66, 68. La figure 6 représente un autre montage utilisant un transistor à effet de champ 72 comme source de courant et un transistor à effet de champ 70 comme amplificateur, la capacité source-grille de ce dernier étant neutralisée par ltef- fet d'amorçage du condensateur 80. Ls contreréaction est aPPli- quée à la résistance de charge RL par un condensateur 74. La figure 7 illustre une autre variante dans laquelle la réaction positive est appliquée au transducteur 28 et la contreréaction à la résistance de charge R. Un étage suivant d'amplification peut fournir une contreréaction renforcée permettant une réduction plus importante du facteur résistif, comme illustré figure 8. On comprend que la réaction positive a pour rôle de neutrSiser la capacité d'entrée de telle manière que, lorsque le signal d'entrée varie, la variation du courant du signal due à la capacité apparaisse en un autre point du système amplificateur comme si la capacité effective d'entrée était réduite. La contreréaction est conçue pour réduire dans des proportions importantes la valeur effective de la résistance de charge de façon à donner au- système une constante de temps beaucoup plus faible. Ces réductions apparentes affectent également les tensions de signal et de bruit bien que ces tensions soient déterminées par les paramètres physiques des composants. L'invention est particulièrement avantageuse dans les systèmes qui utilisent les lasers comme source d'énergie lumineuse. Un laser à erbium rayonne dans l'infrarouge une longeur d'onde de 1,58 microns. Un système classique à photodiode au germanium a une réponse trop lente pour détecter les impulsions dont la fréquence dépasse le kilohertz, la puissance équivalente de bruit de tels systèmes étant généralement de 1^-14 W Hz i. Avec le système de réaction de la figure 8, on peut obtenir une largeur de bande de 50 kHz avec une puissance équivalente de bruit égale ou meilleure que la valeur précédente. Il devient alors simple d'-agir sur la fréquence de bruit blanc de l'amplificateur suivant pour sacrifier la puissance équivalente de bruit à la fréquence de réponse de façon à permettre des mesures Jussqutà 16 mggahertz ou plus (ce qui est une fréquence detransmission convenable) avec un faible niveau de bruit. Le système laser-détecteur (émetteur-récepteur) devient ainsi utilisable à des portes beaucoup plus grandes que précédemment. On peut en outre utiliser des puissances laser beaucoup plus faibles, ce qui permet une réduction sensible de l'encombrement et du poids de l'appareillage. le détecteur pyroélectrique classique a une meilleure réponse en fréquence 1/f et une meilleure fréquence à demi-puissance que la photodiode du germanium. Avec l'invention, la réponse eh fréquence d'un détecteur pyroélectrique peut être améliorée pour augmenter considérablement la quantité d'informat ion de fréquence reçue sans dégradation du rapport signal/ bruit. La capacité est également le terme dominant de l'impédance des hydrophones et des microphones. L'emploi de la réaction positive et négative de l'invention permet d'améliorer leur réponse en fréquence à rapport signal/bruit constant jus- qutà que le bruit blanc de l'amplificateur suivant soit réduit par la caractéristique de bruit du système. Les photodiodes au silicium sont sujettes aux mêmes limitations de fréquence lorsqu'on les utilise dans des systèmes à faible bruit et l'invention permet d'améliorer leur réponse en fréquence sans dégradation des performances de bruit du système, par ure combinaison d'une photodiode au silicium avec des boucles de réaction positive et de contreréaction. Il va de soi que la description précédente n'est nullement limitative et qu'on pourra y apporter diverses modifications ou variantes entrant dans le cadre et dans l'esprit de l'invention. REVENDICATIONS 1. Système de détection de signaux d'énergie crn latoire, comprenant un transducteur qui convertit l'énergie reçue en un courant électrique, ledit transducteur ayant ane certaine capacité, le courant électrique du transducteur ét@ appliqué à une impédance de charge de valeur suffisammen-. 'e- vée pour que le rapport signal/bruit soit élevé, un premier amplificateur étant associé au transducteur et à l'impédance, ledit système étant caractérisé en ce qu'il comprend une boucle de réaction positive de la sortie du premier amplificateur rems le transducteur, boucle dont le r81e est de neutraliser l'a cité du transducteur et la capacité parasite d'entrée du premier amplificateur de façon à élargir la bande passante de fréquence du système sans réduire le rapport signal/bruit, un second am- plificateur étant associé à la sortie du premier et une boucle de contreréaction reliant la sortie du second amplificateur à l'impédance pour réduire sa valeur effective et augmenter encore la largeur de bande du système sans dégradation du rî- port signal/bruit. 2. Système selon la revendication 1, caractérisé en ce que le premier amplificateur a pour le signal un gain voisin de l'unité, mais légèrement inférieur. 3. Système selon la revendication 1, caractérisé en ce que le premier amplificateur comprenddes transistors effet de champ montés en amplificateur cascode de gain sensiblement unitaire. 4. Système selon la revendication 1, caractéris en ce que les signaux d'énergie ondulatoire sont de nature électromagnétique et en ce que le transducteur est une phot- diode. 5. Système selon la revendication 1, caractérisé en ce que les signaux d'énergie ondulatoire sont de nature acoustique et en ce que le transducteur est un convertisseur acousto-électrique.