La présente invention se rapporte à des circuits transistors amplificateurs et, plus particulièrement, à un circuit transistor amplificateur à gain réglé, o l'on fait varier le gain en faisant varier l'impédance de sortie de l'amplificateur. Un amplificateur à gain réglé, comme l'amplificateur à fréquence intermédiaire (I.F.) d'un téléviseur, doit être capable de répondre à une grande variété de performances requises, souvent en conflit les unes avec les autres. Par exemple, l'amplificateur doit fonctionner de façon linéaire avec une large gamme de niveaux de signaux d'entrée. La gamme de réglage du gain doit être suffisam- ment large pour produire un signal de sortie à un niveau constant sur toute la gamme des signaux d'entrée. Ces deux nécessités sont souvent en conflit, car un transistor amplificateur aura typiquement une gamme étroite de polarisation en courant continu, o son fonctionnement linéaire est optimal. Quand le gain du transistor est réglé, par exemple en augmentant ou en diminuant la contre-réaction d'émetteur du transistor, la polarisation en courant continu change tandis que l'impédance d'émetteur change. Le résultat du réglage du gain peut alors avoir tendance à dégrader le fonctionnement linéaire de l'amplificateur. Il peut être possible, dans un amplificateur particulier, de bloquer les caractéristiques changeantes en courant continu de la résistance d'émetteur réglée dans un amplificateur à gain réglé et à contre-réaction d'émetteur, en utilisant un couplage capacitif. Alternati- vement, un courant d'annulation ou de décalage peut être injecté dans l'amplificateur pour compenser ces changements de courant continu. L'utilisation d'un couplage capacitif n'est pas-suhaitable cependant, car la réactance capacitive introduira, dans l'amplificateur, un élément dépendant de la fréquence qui peut avoir tendance à limiter la gamme dynamique de l'amplificateur. Par ailleurs, l'utilisation de condensateurs rend plus complexe la fabrication de l'amplificateur sous forme de circuit intégré, car les condensateurs doivent souvent être ajoutés sous forme distincte ou discrète. Des schémas de compensation de courant doivent également être évités,car ils contribuent à une complexité supplémentaire de la conception de l'amplificateur, et à un bruit supplémentaire dans le signal de sortie. La performance signal/bruit de l'amplificateur est également importante, en particulier pendant des conditions d'une réception de signal fort dans un télé- viseur. Dans des conditions de signal faible, aussi bien le tuner que l'amplificateur à fréquence intermédaire fonctionnent en condition de gain élevé. Dans un amplifi- cateur à fréquence intermédiaire à gain réglé et à contre-réaction d'émetteur, la résistance d'émetteur, qui est une source de production de bruit dans l'amplificateur, est réduite pour forcer l'amplificateur à avoir un gain élevé. Avec la résistance produisant du bruit ainsi réduite, l'amplificateur à fréquence intermédiaire peut avoir une performance signal/bruit satisfaisante. Par ailleurs, dans des conditions de signal faible, le tuner présente habituellement un gain de l'ordre de 40 db. Le rapport signal/bruit du tuner peut alors établir la performance signal/bruit du système tuner-fréquence intermédiaire. Cependant, tandis que la force du signal de télévision reçu augmente, le gain de l'amplificateur à fréquence intermédiaire est réduit, par exemple en augmentant la résistance d'émetteur de l'amplificateur, ce qui augmente la contre-réaction d'émetteur. La résistance croissante d'émetteur augmente les sources de production de bruit dans le système, ce qui dégrade la performance signal/bruit à fréquence intermédiaire. Tandis que la force du signal reçu continue à augmenter, le gain du tuner est réduit, et un pointeRut être atteint o la performance signal/bruit du tuner est dominée par la performance signal/bruit à fréquence intermédiaire. Ainsi, il est souhaitable de concevoir l'amplificateur à fréquence intermédiaire de façon qu'il présente une performance optimale signal/bruit dans des conditions de signal fort, moment o la performance signal/bruit à fréquence intermédiaire établit le rapport signal/bruit pour le système tuner-fréquence intermédiaire. Selon les principes de l'invention, un amplifica- teur à gain réglé est prévu, qui a une large gamme de réglage du gain, cette gamme pouvant être traversée en faisant varier l'impédance de collecteur d'un transistor amplificateur monté en émetteur commun. L'impédance de charge de collecteur du transistor contient un dispositif à résistance réglée ayant une base reliée au collecteur du transistor amplificateur, un émetteur relié pour recevoir un courant de réglage de gain variable et un collecteur relié à un point de potentiel de référence. Aux fréquences des signaux, la jonction base-émetteur du dispositif sert de résistance qui varie inversement avec l'écoulement du courant réglant le gain à travers le trajet collecteur-émetteur du dispositif. Une variation de la résistance de la jonction base-émetteur du dispositif fait varier l'impédance de charge de collecteur du transistor amplificateur, ainsi, le gain du transistor change en changeant sa ligne de charge en fonction de la résistivité en courant alternatif du dispositif. Le trajet collecteur-émetteur du dispositif par o s'écoule le courant réglant le gain, est séparé du circuit de polari- sation du transistor, et par conséquent le réglage du dispositif ne peut affecter la polarisation en courant continu du transistor amplificateur. Dans des conditions de signal fort, l'impédance de charge de collecteur réglable est réduite à un minimum pour une réduction maximum du gain, ce qui diminue les sources de production de bruit à la sortie de l'amplificateur. Le transistor amplificateur de l'amplificateur à gain réglé présentera typiquement une certaine quantité de capacité collecteur-base, pouvant affecter de façon néfaste la performance de l'amplificateur lors d'une utilisation comme un amplificateur à fréquence intermé- diaire dans un téléviseur. L'amplificateur à fréquence intermédiaire dans un téléviseur est habituellement précédé d'un circuit sélecteur-de fréquence qui configure la bande passante de fréquences intermédiaires. Si les signaux à fréquence intermédiaire sont appliqués de ce circuit à la base du transistor amplificateur, la capacité effective d'entrée, qui est fonction de la capacité collecteur-base et du gain en tension du transistor amplificateur, est vue à la sortie du circuit de sélectivité comme faisant partie de l'impédance d'entrée.de l'amplifica- teur. Tandis que le gain de l'amplificateur augmente, la capacité apparente d'entrée augmente, et cette capacité accrue peut désaccorder le circuit de sélectivité à une- fréquence inférieure. Dans le téléviseur, ce désaccord peut effectivement accorder le circuit de sélectivité au loin de la porteuse image et vers la porteuse. couleur. Cela peut effectivement réduire le niveau du signal et le rapport signal/bruit de l'information vidéo. Ainsi, il est souhaitable de concevoir l'amplificateur à gain réglé. de façon que son impédance d'entrée reste constante sur toute la gamme de réglage du gain. Selon un autre aspect de l'invention, l'entrée du transistor amplificateur est amortie par addition d'un transistor monté en émetteur- suiveur, qui isole la* capacité collecteur-base des circuits de sélectivité. Alternativement, est présenté un autre mode de réalisation de l'invention o un second transistor est relié en cascode avec le transistor amplificateur pour stabiliser le gain en tension et par conséquent la capacité collecteur- base du transistor amplificateur. L'invention sera mieux comprise, et d'autres buts, caractéristiques, détails et avantages de celle-ci apparaîtront plus clairement au cours de la description explicative qui va suivre faite en référence aux dessins schématiques annexés donnés uniquement à titre d'exemple illustrant plusieurs modes de réalisation de l'invention 2481539, et dans lesquels - la figure 1 illustre partiellement sous forme schématique et partiellement sous forme de schéma-bloc, un amplificateur différentiel à gain réglé construit selon les principes de l'invention; la figure 2 illustre, partiellement sous forme schématique et partiellement sous forme de schéma-bloc, un second mode de réalisation de la présente invention utilisant un amortissement d'entrée; - la figure 3 montre partiellement sous forme schématique et partiellement sous forme de schéma-bloc, un amplificateur en cascode construit selon les principes de l'invention; et - la figure 4 montre la variation de ligne de charge permettant d'obtenir le réglage du gain dans les amplificateurs des figures 1 à 3. Rn se référant à la figure 1, elle montre un amplificateur différentiel à gain réglé, qui contient des transistors amplificateurs 10 et 12. Un signal d'entrée est appliqué entre les bases des transistors amplificateurs aux bornes 32 et 34, et le signal amplifié de sortie est dérivé entre les collecteurs des deux transistors aux bornes 36 et 38. La polarisation de base des transistors et 12 est fournie par des résistances 22 et 24, reliées entre les bases respectives et une source de tension de polarisation (VPOL). Les émetteurs des deux transistors amplificateurs sont reliés ensemble par deux résistances 26 et 28. Une résistance 30 est reliée entre la jonction 27 des résistances 26 et 28 et un point de potentiel de référence (masse). Des résistances de charge 18 et 20 sont reliées entre les collecteurs respectifs des transistors amplifi- cateurs 10 et 12 et une source de tension d'alimentation (B+). Les collecteurs des transistors 10 et 12 sont également reliés aux bases de dispositifs à résistance réglée 14 et 16, respectivement. Les dispositifs à résistance réglée ont des collecteurs reliés à la masse et des émetteurs joints. Un système de réglage automatique du gain 40 est relié aux émetteurs joints des dispositifs à résistance réglée et il leur applique un courant de réglage du gain IGC Les dispositifs à résistance réglée 14 et 16 peuvent être des transistors ordinaires et, dans un mode de réalisation préféré de l'invention, ils peuvent fonctionner de la même façon que ceux décrits dans la demande de brevet U.S. NI 143 033 intitulée "GAIN- CONTROLLED AMPLIFIER USING A CONTROLLABLE ALTERNATING- CURRENT'RESISTANCE", déposée le 23 Avril 1980. En bref, les dispositifs décrits dans cette demande sont construits de façon semblable à des transistors verticaux du type PNP, chaque région de base comprenant une région en matériau semi-conducteur sensiblement intrinsèque (forte résistivité). Cette région intrinsèque sépare la région d'émetteur du type P+ et une région de contact de base de type N+, d'une distance qui est supérieure à la longueur de diffusion des porteurs minoritaires injectés dans la région intrinsèque par la région d'émetteur en réponse à l'écouVlement émetteur-collecteur du courant de réglage du gain Ic. La jonction émetteur-base du dispositif sert ainsi de diode PIN non-redresseuse pour les signaux à haute fréquence (c'est-à-dire à plus de 1 mégahertz). La résistance de la jonction émetteur-base du dispositif est modulée par l'écoulement du courant IGC du système AGC , et diminue tandis que l'écoulement du courant IGC augmente. Sensiblement tout le courant IGC s'écoule dans le trajet émetteur-collecteur du dispositif, seul un faible courant continu s'écoulant dans la base du dispositif. Ce courant de base est insignifiant en comparaison aux courants d'émetteur des transistors 10 et 12, et par conséquent, il ne peut perturber la polarisation en courant continu des transistors amplificateurs 10 et 12. Dans l'agencement de la figure 1, l'impédance de charge de collecteur de chaque transistor amplificateur comprend une résistance (illustrée comme étant de 1.000 ohms) en parallèle avec la résistance base-émetteur réglée d'un dispositif à résistance réglée. Les jonctions base-émetteur àrésistance réglée des dispositifs 14 et 16 sont efficacement en parallèle avec les résistances fixes de charge 18 et 20, parce que les émetteurs joints des dispositifs 14 et 16 sont au centre de la configuration équilibrée d'amplificateur. Par conséquent, il y aura un signal nul à cette jonction quand les bornes d'entrée 32 et 34 recevront des signaux complémentaires en push-pll- (la sortie du système AGC ou de réglage automatique du gain peut également être by-passée pour les fiéquences des signaux). Le réglage du gain de l'amplificateur est obtenu en faisant varier le courant I. Quand le courant I varie pour faire changer le gain de l'amplificateur, la résistance base-émetteur du dispositif à résistance réglée varie et l'impédance de la combinaison en parallèle de la résistance de charge de 1.000 ohms et de la résistance variable se comportent comme cela est indiqué au tableau I qui suit. TABLEAU I Gamme de réduction IGO' mA Impédance de charge, du gain ohms Gain maximum 0,0 - 700 0,03 400 0,096 300 0,2 207 0,37 143 0,59 104 0,85 81 Gain minimum 190 73 La variaton de l'impédance de charge de collecteur a pour résultat une variation de la ligne decharge de chaque transistor amplificateur, comme on peut le voir sur la figure 4. La ligne de charge 214 en pointillés représente une ligne de charge-à 700 ohms et la ligne de charge 212 en traits mixtes représente une ligne de charge à 73 ohms. Une ligne de charge à 100 ohms nominale est - représentée par la ligne en trait plein 210. Les lignes de charge sont superposées sur les courbes caractéristiques du transistor amplificateur, contenues dans l'accolade 200. La variation des lignes de charge de 700 ohms à 73'ohms donne une gamme de l'ordre de 20 db de réglage du.gain,' comme le gain en tension du transistor amplificateur est calculé en tant que produit de l'impédance de charge de collecteur (ligne de charge) et de la transconductance du transistor amplificateur VGain =- ZL gm (1) Dans la technique de réglage du gain qui est illustrée sur la figure 1, on peut voir que le courant continu de réglage du gain IGC s'écoule du système AGC 40 à la masse en se divisant et en s'écoulant dans les trajets émetteur-collecteur des dispositifs à résistance réglée. Comme seule une composante très faible de: courant de base de ce courant continu s'écoule vers les collecteurs des transistors amplificateurs 10 et 12, qui est insigni- fiante par comparaison avec les courants de collecteur s'écoulant dans les résistances 18 et 20, la polarisation en courant continu des transistors amplificateurs reste' sensiblement constante pendant le réglage du gain. Cela est particulièrement avantageux si plusieurs étages amplificateurs sont montés en cascade, car aucun glissement en courant continu ne peut se propager d'un étage à l'autre. Le fonctionnement linéaire de l'amplificateur est amélioré, car celui-ci ne peut varier de son point optimal de fonctionnement en courant continu pendant toute période de variation du gain. L'amplificateur à gain réglé de la figure 1 donne une meilleure performance signal/bruit en comparaison à celle d'un amplificateur à gain réglé à contre-réaction d'émetteur traditionnel. Comme on l'a mentionné précédem- ment, la performance signal/bruit dans un amplificateur à fréquence intermédiaire de télévision à gain réglé est très importante dans des conditions de signal fort (gain minimum, momlent o la performance signal/bruit de la combinaison tuner-amplificateur à fréquence intermédiaire est dominée par celle de l'amplificateur à fréquence intermédiaire. Une mesure courante de la performance de bruit dans l'amplificateur à fréquence intermédiaire concerne les dimensions des résistances utilisées, car ces résistances fonctionnent comme générateurs de bruit dans des systèmes à fréquence intermédiaire. Dans un amplificateur modulé par contre-réaction d'émetteur, la contre-réaction est réduite en augmentant la résistance d'émetteur dans des conditions de signal fort, ce qui réduit le gain de l'amplificateur. Cette augmentation de résistance augmente la production de bruit dans l'ampli- ficateur en un moment o la performance signal/bruit est la plus critique. Mais dans l'agencement de la figure 1, la résistance de charge de collecteur est réduite pour glisser vers une charge de valeur inférieure ZL dans des conditions de signal fort, comme le montre le tableau I. Ainsi, dans des conditions de signal fort, le gain de l'amplificateur est réduit en diminuant la résistance de charge de collecteur, ce qui par conséquent réduit la résistance produisant du bruit à la sortsc de l'amplifica- teur. De cette façon, la performance signal/bruit de l'amplificateur à fréquence intermédiaire est améliorée en un moment o la performance signal/bruit à fréquence intermédiaire devient la plus critique. Comme la polarisation en courant continu de l'amplificateur reste sensiblement constante, les transistors amplificateurs 10 et 12 peuvent être polarisés en courant continu pour établir la gamme souhaitée de réglage du gain et les caractéristiques de traitement des signaux de l'amplificateur. Par l'équation (1), on peut voir que le gain est fonction de g., qui, à son tour, est fonction du courant de collecteur: d5 c =I (2) o |ICI indique la grandeur du courant permanent de collecteur. En choisissant les résistances de l'agencement de la fi u;e 1 pour qu'elles aient des valeurs appropriées, on peut choisir le courant permanent de collecteur et par conséquent la valeur souhaitée de gm. La capacité de traitement de signaux est également fonction de la polarisation en courant continu. Les transistors amplificateurs 10 et 12 sont capables d'un fonctionnement linéaire pour des niveaux de signaux d'entrée jusqu'à environ 13 millivolts, qui sont appliqués àleurs jonctions base-émetteur. En choisissant avec soin la polarisation baseémetteur et les résistances d'émetteur 26 et 28, cette capacité de.13 millivolts peut être étendue. La résistance dynamique d'émetteurre, des transistors amplificateurs est fonction du courant conti'nu d'émetteur variant, par exemple, d'environ ohms (comprenant la résistance de contact) à un demi-milliampère de courant d'émetteur, jusqu'à environ ohms à 3 milliampères. Si le transistor amplificateur est polarisé pour un courant d'émetteur d'environ 1 milliampère, re a une valeur d'environ 40 ohms et le signal d'entrée appliqué à la borne 32 (ou 34) baisse à travers cette résistance et la résistance d'émetteur 26 (ou 28). Comme un signal d'entrée complémentaire est appliqué entre les bornes 32 et 34, la jonction 27 des résistances 26 et 28 est au centre d'une configuration équilibrée, avec pour résultat un signal nul en ce point. Avec le point 27 un point virtuel de la masse du signal, le signal d'entrée chute efficacement à travers chaque résistance re des transistors et les résistances d'émetteur 26 ou 28, représentées à titre d'exemple de ohms. Dans cet exemple, re est environ de 40 ohms, et traitera 13 millivolts de signal d'entrée; par conséquent, il y aura une chute supplémentaire de 13 millivolts du signal dans les résistances 26 ou 28 de 40 ohms. L'amplificateur est par conséquent capable d'un fonctionnement sans distorsion pour des signaux d'entrée à chaque borne d'entrée pouvant atteindre 26 millivolts. En polarisant les transistors 10 et 12 pour des rapports différents de re à la résistance d'émetteur, cette capacité peut être étendue ou diminuée comme on le souhaite. Dans l'agencement de la figure 1, la capacité collecteuir-base des transistors amplificateurs 10 et 12 peut dégrader la performance de l'amplificateur lors d'une utilisation comme étage amplificateur à fréquence * 15 intermédiaire dans un téléviseur. Une contre-réaction due à cette capacité peut réduire le gain de l'amplifica- - teur, et l'impédance changeante aux électrodes d'entrée peut désaccorder les circuits précédents de sélectivité qui sont reliés aux bornes 32 et 34. Dans l'agencement *de la figure 2, ces effets de la capacité collecteur-base sont réduits, et des caractéristiques supplémentaires sont présentées. Les composants de la figure 2 accomplis- sant la même fonction que ceux de la figure 1 sont désignés par les mêmes repères. Dans l'agencement de la figure 2, les transistors amplificateurs 10 et 12 sont amortis à leur base ou entrée par. des transistors 50 et 52 montés en émetteur- suiveur. La borne 32 et la résistance de polarisation 22 sont reliées à la base du transistor 50, dont l'émetteur est relié à la base du transistor 10 et à une résistance 54. La borne 34 et la résistance de polarisation 24 sont reliées à la base du transistor 52, dont l'émetteur est relié à la base du transistor 12 et à une résistance 56. Les résistances 54 et 56 sont jointes et sont reliées à la masse par leur jonction, au moyen d'une résistance 58. Les émetteurs des transistors 10 et 12 sont joints par la combinaison en parallèle 60 d'une résistance 62 et d'un condensateur d'accentuation 64, et par la combinaison en série de résistances 66 et 67. La jonction des résistances 66 et 67 est reliée à la masse par la combinaison en parallèle d'une résistance de pincement 68 et d'une résistance 69. Les collecteurs des transistors 50 et 52 sont reliés ensemble et reçoivent la tension d'alimentation d'une source de polarisation 70. La source 70 applique également une tension d'alimentation aux résistances de' charge de collecteur 18 et 20. Les effets de la capacité collecteur-base des - transistors 10 et 12 sont présents aux bases de ces transistors. Cependant, ces effets sont amortis par. rapport aux bornes d'entrée 32 et 34, par les transistors en émetteursuiveur 50 et 52. L'impédance d'entrée aux bases des transistors 50 et 52 reste sensiblement constante parce que l'effet changeant de la capacité collecteur-base' des transistors 10 et 12 pendant la variation du gain est efficacement divisé par les bétas des transistors ' d'amortissement. Les jonctions respectives des émetteurs des transistors 50 et 52 et des bases des transistors 10 et 12 restent à un niveau fixe de polarisation en courant continu en vertu de la connexion des résistances de polarisation 54, 56 et 58. La combinaison 60 produit une impédance fixe d'émetteur pour des signaux en courant alternatif appli- qués aux transistors amplificateurs, et compense également' l'effet des valeurs différentes des résistances d'un circuit à l'autre. Les transistors 10 et 12 sont polarisés de façon que chacun présente une valeur re de l'ordre de 20 ohms. La combinaison en parallèle 60, utilisant les valeurs des composants indiqués à titre d'exemple sur la.figure 2, a une impédance de l'ordre de 120 ohms aux - fréquences intermédiaires habituelles dans le système NTSC (environ 50 MHz). Comme la combinaison en parallèle 60- est reliée entre les émetteurs de l'amplificateur équilibré, un nul ou zéro virtuel du signal est effectué au centre de l'impédance, forçant chaque transistor amplificateur à avoir efficacement une impédance de ohms entre lemetteur du transistor et la masse du signal. Ainsi, chaque transistor amplificateur peut traiter un signal d'entrée de 50 millivolts sans distorsion, car il y aura une chute de 13 millivolts dans la résistance re de 20 ohms, et de 39 millivolts dans l'impédance d'émetteur de 60-ohms. Quand le circuit de la figure 2 est fabriqué en quantité sous forme de circuit intégré, les rapports des valeurs des résistances du circuit peuvent avoir tendance à rester constant, mais les valeurs absolues des résistances respectives peuvent varier d'un circuit à l'autre. Ces variations auront peu d'effet sur le résultat calculé de l'équation du gain (1), car les augmentations des valeurs des résistances de charge 18 et 20 augmentent ZL, mais réduisent également le courant de collecteur, ce qui réduit gm comme on peut le voir par l'équation (2). Ainsi, des changements de gm et de ZL auront tendance à s'annuler l'un l'autre. Cependant, afin de diminuer la dissipation de puissance dans l'amplificateur, celui-ci fonctionne traditionnellement au genou de l'extrémité supérieure de la courbe de la fréquence en fonction du gain de l'ampli- ficateur. Des augmentations des valeurs des résistances dans l'amplificateur se sont révélées forcer l'amplifica- teur à descendre à des fréquences plus faibles, provoquant une réduction pouvant atteindre 3 db du gain de l'amplificateur aux fréquences des signaux. Le condensa- teur 64 a pour effet d'accentuer la réponse de l'amplifi- cateur à sa fréquence nominale de fonctionnement, qui dans cet exemple est de 50 MHz. Si l'on augmente la valeur de la résistance 62 dans un circuit intégré particulier, la grande valeur de la résistance est dominée par l'impédance réactive, relativement plus faible du condensateur 64, qui ne change pas de façon importante. Les impédances d'émetteur des transistors 10 et 12 restent ainsi sur une gamme assez étroite, empêchant ainsi toute réduction appréciable de la contre-réaction d'émetteur de l'amplificateur, d'un circuit à l'autre. Le maintien de la quantité souhaitée de contre-réaction d'émetteur empêche ainsi des diminutions sensibles du gain de l'amplificateur, d'un circuit à l'autre. La résistance de pincement 68 a pour effet de compenser des changements du béta (J') dans les transistors amplificateurs, d'un circuit à l'autre. Si les bétas des transistors sont plus faibles que ce que l'on souhaite dans un circuit intégré particulier, les courants de base des transistors augmentent. Dans le cas des transistors 50 et 52, le courant de base croissant provoque une chute de tension plus importante que celle souhaitée dans les résistances 22 et 24 et par conséquent des niveaux plus faibles de polarisation de base. Les niveaux plus faibles de polarisation ont pour effet de diminuer le courant permanent conduit par les transistors 10 et 12, avec pour résultat une augmentation des niveaux de tension continue aux bornes de sortie 36 et 38. Quand plusieurs étages sont montés en cascade pour une amplification et un réglage du gain accrus, les effets de ces augmentations de tension de sortie peuvent perturber la polarisation des étages amplificateurs suivants. Cependant, la résistance 68 compense ces différences de 4, car sa valeur varie en fonction du P des transistors du circuit. Si le /3 d'un circuit particulier est faible afin de forcer les transistors amplificateurs à être conducteurs d'une quantité diminuée de courant, la valeur de la résistance de pincement est également faible, ce qui augmente l'écoulement de courant dans les transistors 10 et 12, annulant ainsi la diminution induite par A. De cette façon, la polarisation de l'amplificateur est stabilisée vis-à-vis des différences de /A.La valeur nominale de la résistance 68 est choisie de façon que, en combinaison avec la résistance en parallèle 69, elle donne, aux transistors 10 et 12, la polarisation d'émetteur nominale 248'1 539 souhaitée. Le fonctionnement du restant de l'agencement de la figure 2 est essentiellement le même que celui décrit pour la figure 1. La figure 3 montre un autre mode de réalisation permettant de réduire les effets de la capacité collecteur- base, o des composants fonctionnant comme ceux de la figure 2 portent les mêmes repères. Dans l'agencement de la figure 3, les sorties sont en cascode avec des transistors 82 et 84 dont les émetteurs sont reliés aux collecteurs des transistors 10 et 12, respectivement. Le collecteur du transistor 82 est relié à la base du dispositif à résistance réglée 14 et à la résistance 18 et le collecteur du transistor 84 est relié à la base du dispositif à résistance réglée 16 et à la résistance 20. Les bases des transistors 82 et 84 sont reliées l'une à l'autre, et elles sont by-passées pour les fréquences des signaux par un condensateur 88. Un pont diviseur de tension, comprenant des résistances en série 86 et 87, est relié entre la source de polarisation 70 et la masse, et il produit la polarisation de base des transistors 82 et 84 à la jonction des deux résistances. Dans la configuration en cascode de la figure 3, les transistors 10 et 12 fonctionnent en tant que sources de courant pour les émetteurs des transistors 82 et 84. Le gain en tension des signaux est produit par les transistors supérieurs 82 et 84 en cascode, et les niveaux des signaux aux collecteurs des transistors 10 et 12 sont faibles et essentiellement constants. Comme les niveaux des signaux aux collecteurs des transistors 10 et 12 sont essentiellement constants, aucune tension changeante n'est réappliquée des collecteurs aux bases des transistors 10 et 12, ce qui signifie que les impédances d'entrée aux bornes 32 et 34 sont sensiblement constantes sur toute la gamme de réglage du gain. Cependant, il y aura des variations effectives de la contre-réaction collecteur-base dans les capacités collecteur-base des transistors 82 et 84. Mais comme les bases des transistors 82 et 84 sont by-passées vers la masse pour les fréquences des signaux, cette contre- réaction ne peut-affecter les niveaux des signaux aux bases etaux émetteurs des transistors 82 et 84, et par conséquent, ne peut affecter l'impédance d'entrée de l'amplificateur. Le restant de l'amplificateur de la figure 3 fonctionne d'une façon analogue aux agencements. des figures 1 et 2. Les modesde réalisation représentés peuvent également fonctionner comme des modulateurs. Pour un fonctionnement en modulateur, le système AGC 40 qui fournit le courant de réglage IGC est remplacé par un- amplificateur qui fournit un courant modulé Tgc représentatif d'un signal d'information de modulation. La résistance des dispositifs à résistance réglée 14 et 16 - varie alors en fonction de ce courant moduléS ce:qui fait varier le gain des transistors amplificateurs 10 et 12 (ou des transistors en cascode 10, 82 et 12,.84) en' fonction de l'information du circuit modulé. Un signal portiur est appliqué entre les bornes d'entrée 32 et -34, produisant ainsi une porteuse qui est modulée en amplitude par l'information du courant modulé entre les bornes de sortie 36 et 38. Bien entendu, l'invention n'est nullement limitée aux modes de réalisation décrits et représentés qui n'ont".. été donnés qu'à titre d'exemple. En particulier,.el.le comprend tous les moyens constituant des équivalents techniques des moyens décrits ainsi que leurs combinaisons-. si celles-ci sont exécutées suivant son esprit et mises en oeuvre dans le cadre de la protection comme revendiquée. R E V E N D I C A T I 0-N S _____________________________ 1.- Amplificateur à gain réglé du type comprenant un premier transistor amplificateur ayant une base reliée à une borne d'entrée, un collecteur relié à une borné de sortie et un émetteur; un moyen de polarisation relié à ladite base, audit collecteur et audit émetteur pour appliquer une polarisation audit transistor; et une source de courant de réglage du gain; caractérisé par un premier moyen d'impédance variable (14) relié audit collecteur dudit transistor et à ladite source de courant de réglage du gain, pour appliquer une impédance de charge (14) audit transistor (10), la grandeur de ladite impédance (14) étant fonction de la grandeur dudit courant de réglage du gain. 2.- Amplificateur selon la revendication 1, caractérisé en ce que le premier moyen d'impédance variable précité a une première électrode (base) reliée au collecteur précité, une seconde électrode (collecteur) reliée à un point de potentiel de référence et une troisième électrode (émetteur) reliée à la source de courant de réglage du gain précitée, et sensible audit courant de réglage du gain pour produire une impédance entre lesdites première et troisième électrodes, qui est fonction de la grandeur dudit courant de réglage du gain. 3.- Amplificateur selon la revendication 2, caractérisé en ce que sensiblement tout le courant de réglage du gain précité s'écoule entre la source précitée et le point de potentiel de référence précité par le trajet entre les seconde et troisième électrodes précitées du moyen d'impédance variable précité, et sensiblement pas de courant de réglage du gain s'écoule par le trajet entre les première et troisième électrodes dudit moyen d'impédance variable. 4.- Amplificateur selon la revendication 2, caractérisé en ce que le trajet du courant de réglage du gain précité est sensiblement indépendant du moyen de polarisation précité. 5.- Amplificateur selon l'une quelconque des revendications 2, 3 ou 4, caractérisé en ce que le moyen d'impédance variable (14) précité comprend un transistor (14) et en ce que la première électrode précitée est une base, la seconde électrode précitée est un collecteur et la troisième électrode précitée est un émetteur. 6.- Amplificateur selon la revendication 2, caractérisé par un second transistor amplificateur (12) ayant une base reliée à une seconde borne d'entrée (34), un collecteur relié à une seconde borne de sortie (38), et un émetteur; le moyen de polarisation précité reliant lesdits premier et second transistors amplificateurs en tant qu'amplificateur différentiel (10, 12) et ayant des première et seconde résistances (18, 20), chacune étant reliée entre un collecteur respectif de l'un desdits premier et second transistors et une source de potentiel d'alimentation, et un moyen de polarisation d'émetteur (26, 28, 30) relié entre lesdits émetteurs desdits transistors et un point de potentiel de référence; et un second moyen d'impédance variable (16) ayant une première électrode reliée à ladite source de courant de réglage du gain, une seconde électrode reliée audit point de potentiel de référence, et une troisième électrode reliée audit collecteur dudit second transistor amplificateur, et présentant une impédance entre lesdites première et troisième électrodes qui est fonction de l'écoulement de courant de réglage du gain entre lesdites première et seconde électrodes. 7.- Amplificateur selon la revendication 6, caractérisé en ce que le moyen de polarisation d'émetteur précité comprend des troisième et quatrième résistances en série (26, 28) et une cinquième résistance (30) reliée entre la jonction desdites troisième et quatrième résistances et un point de potentiel de référence (masse). 8.- Amplificateur selon l'une quelconque des revendications 6 ou 7, caractérisé en ce que les premier et second moyens d'impédance variable précités sont des transistors (14, 16) et en ce que la première électrode précitée est un émetteur, la seconde électrode précitée est un collecteur et la troisième électrode précitée est une base. 9.- Amplificateur selon l'une quelconque des revendications 6. ou 7, caractérisé en ce que pour une utilisation dans un téléviseur comme amplificateur à fréquence intermédiaire, la source précitée de courant de réglage du gain contient un circuit de réglage automatique du gain (40) et en ce que la première électrode du moyen d'impédance variable (14, 16) précité est sensible audit circuit de réglage automatique-du gain (40) pour produire ladite impédance variable. 10.- Amplificateur selon la revendication 9, caractérisé en ce que les premier et second moyens d'impédance variable précités sont des transistors (14,16) et en ce que la première électrode précitée est un émetteur, la seconde électrode précitée est un collecteur et la troisième électrode précitée est une base. 11.- Amplificateur selon l'une quelconque des revendications 6, 9 ou 10, caractérisé par des troisième et quatrième transistors (50,52), chacun ayant une base reliée à l'une des bornes d'entrée précitées, un émetteur relié à une base respective des premier et second transistors précités et un collecteur relié à une source de potentiel d'alimentation. 12.- Amplificateur selon l'une quelconque des revendications 6 ou 9, caractérisé en ce que le moyen de polarisation d'émetteur précité comprend un condensateur (64) relié en parallèle avec la première résistance précitée. 13.- Amplificateur selon l'une quelconque des revendications 6, 9 ou 13, caractérisé par des troisième et quatrième transistors (82, 84), chacun ayant un trajet collecteurémetteur relié entre les collecteurs respectifs des premier et second transistors (10,. 12) précités et les bornes de sortie respectives (36, 38) précitées et une base reliée pour recevoir une tension de polari- sation et by-passée pour les signaux en courant alternatif, les première et seconde résistances (18, 20) précitées étant reliées entre une borne de sortie respective (36, 38) et ladite source de potentiel d'alimentation, et lesdites troisièmes électrodes desdits premier et second moyens d'impédance variable étant reliées à une borne de sortie respective (36, 38). 14.- Amplificater selon la revendication 6, caractérisé en ce que pour une utilisation comme circuit modulateur, la source de courant de réglage du gain précitée fournit un courant modulant; et en ce que la première électrode des premier et second moyens d'impédance variable précités est reliée pour recevoir ledit courant modulant afin de produire une résistance entre les première et troisième électrodes-précitées qui est fonction de- l'écoulement de courant modulant entre lesdites première et seconde électrodes.