FR 2492193 A2 19820416 FR 8021827 A 19801013 2492 193 i Le présent certificat d'addition a pour objet un filtre récursif à ondes élastiques de sur- face. Elle trouve une application en électronique et plus particulièrement dans la réalisation d'équipe- ments de télécommunications, notamment pour véhicu- les automobiles. Dans le brevet principal, il est décrit un filtre qui est caractérisé en ce qu"il comprend une ligne à retard constituée par deux transducteurs à ondes élastiques de surface, cette ligne étant bou- clée sur elle-même extérieurement par un amplifica- teur. Dans une variante particulière, l'ampli- ficateur est précédé d'un déphaseur auxiliaire pou- vant être commandé électroniquement. Le présent certificat d'addition se rat- tache à cette variante dont la figure 1 rappelle un mode de réalisation possible. Le filtre représenté sur cette figure com- prend, sur un substrat 10 susceptible de propager une onde élastique de surface (par exemple un subs- trat en niobate de lithium), un premier transducteur t1 réuni à une entrée de signal E et un second transducteur t2, ces deux transducteurs étant cou- plés entre eux et définissant une ligne à retard. Les deux transducteurs t1 et t2 sont reliés par un amplificateur 12. Le filtre comprend en outre un troisième transducteur t3 en forme de filtre trans- versal, ce dernier transducteur étant réuni à une sortie de signal S. Un déphaseur réglable auxiliaire 11 est inséré dans la branche extérieure entre l'en- trée E et l'amplificateur 12. Le signal d'entrée x est introduit dans la boucle formée par la ligne à retard (de durée T), l'amplificateur 12 (de gain G) et le déphaseur 11 (d'un angle 0). Le réglage de cet angle 0 fixe la fréquence centrale de fonctionnement -U- selon la 2rr formule 0 + wT = 2kT o k est un entier. Autour de cette fréquence, la surtension Q peut être évaluée à Q= wT/2 1 p o P= G/A est le gain correspondant à un tour com- plet, A étant l'atténuation dans la boucle. Un tel filtre ne sera stable et accroché sur la fréquence w/2rc, qu'autant que l'angle T+0 et le gain p seront eux-mêmes stables. Si au contraire, p atteint ou dépasse l'unité, le filtre va fonction- ner en oscillateur à la fréquence w. Le présent certificat d'addition a juste- ment pour but de remédier à cet inconvénient en com- plétant le dispositif par un moyen de commande auto- matique de gain. De même, si la phase 0-wT dérive, la fré- quence centrale du filtre va dériver de la même façon. Le présent certificat d'addition a également pour but de remédier à cet inconvénient en complé- tant le dispositif par un moyen de commande automa- tique de phase. Selon l'invention, ces deux moyens sup- plémentaires de commande respectivement du gain et de la phase, sont obtenus à partir d'un oscillateur constitué, comme le filtre proprement dit, par une ligne à retard à ondes élastiques de surface bouclée sur elle-même et déposée sur le même substrat que 249L 193 celui du filtre, de façon à être dans les mêmes con- ditions de température et d'environnement que celui- ci. Cet oscillateur est associé à une boucle de commande automatique du gain à une valeur unité, et une boucle de commande automatique de la phase qui fonctionne à partir d'un signal de référence. Cet oscillateur sert alors de référence pour comman- der le gain et la phase de l'amplificateur et du déphaseur du filtre. Des modes particuliers de réalisation vont maintenant être décrits en référence à des des- sins annexés sur lesquels, en plus de la figure 1 déjà décrite: - la figure 2 représente un schéma d'un filtre associé à un oscillateur de référence selon une première variante, - la figure 3 représente un schéma d'un filtre associé à un oscillateur de référence selon une seconde variante, - la figure 4 illustre un exemple de dis- positif d'accrochage d'un oscillateur à ondes de surface sur des données numériques déterminant des fréquences particulières. Le dispositif représenté sur la figure 2 comprend les éléments déjà illustrés sur la figure 1, à savoir un filtre constitué par des transduc- teurs t1, t2 et t3 déposés sur un substrat 10, un déphaseur 11 introduisant un déphasage 0 et un am- plificateur 12 de gain G. Selon la présente invention, le disposi- tif comprend une seconde ligne à retard constituée par deux transducteurs t4, t5 à ondes élastiques de surface et un transducteur t6 en forme de filtre transversal. Ces transducteurs sont déposés sur le même substrat 10 que les transducteurs t1, t2, t3 du filtre proprement dit. Cette seconde ligne à retard est bouclée sur elle-même extérieurement par un am- plificateur à gain réglable 20 et un déphaseur ré- glable 22. L'amplificateur 20 est commandé par un circuit 24 à une entrée reliée à l'un des transduc- teurs t5 ou t6, le gain de l'amplificateur 20 étant réglé à une valeur juste égale à l'unité. Le dépha- seur réglable 22 est commandé par un circuit 28 à une entrée reliée à un comparateur de phase -26 à deux entrées, l'une reliée au transducteur t6 et l'autre recevant un signal de référence.-Le filtre comprend en outre un circuit 30 de commande automa- tique de gain à une entrée reliée au transducteur t6 et une sortie reliée à l'amplificateur 12, ce cir- cuit étant réglé pour que le gain de l'amplificateur soit inférieur à celui de l'amplificateur 20. Le dé- phaseur 11 est par ailleurs commandé par le circuit 28 de commande de phase. Le fonctionnement de ce dispositif est le suivant. Le circuit 24 est réglé pour assurer à l'amplificateur 20 un gain unité, sans saturation. Pour cela, il suffit, par exemple, de maintenir à très bas niveau l'harmonique 2 à la sortie de l'am- plificateur. Le circuit 30 reproduit la même comman- de de gain, mais décalée d'une valeur constante de telle sorte que l'amplificateur 12 présente un gain qui est constant et inférieur à l'unité et qui cor- respond à la surtension souhaitée pour le filtre. Le signal extrait du transducteur t6 est comparé en fréquence dans le comparateur 26 avec un signal de référence délivré par exemple par un syn- thétiseur 32. La boucle formée par le comparateur 26, le circuit 28 et le déphaseur 22 permet de rame- ner la phase du signal émis par l'oscillateur sur 249L193 celle du signal du synthétiseur, ce qui conduit à caler la fréquence du premier sur celle du second. Comme le circuit 28 commande également le déphaseur 11, cet asservissement agit également sur la fré- quence centrale du filtre. Le dispositif de la figure 3 diffère de celui de la figure 2 par le fait que le circuit 24 de commande de gain a son entrée connectée au transduc- teur t5 et non plus au transducteur t6, et que le circuit de commande du gain de l'amplificateur 12 est constitué par un circuit 30' qui décale vers le bas le signal de commande délivré par le circuit 24. Lorsque le filtre qui vient d'être décrit est utilisé à bord d'un véhicule, le synthétiseur 32 peut être commandé par une onde radio stabilisée, telle que celle qui est émise en permanence par l'émetteur d'Allouis et qui est stable à 10 12 près. Cette onde permet de recaler l'oscillateur local sur une longue période de temps (pour supprimer l'effet Doppler et les évanouissements de propagation). Les moyens constituant les boucles de com- mande automatique des gains et des déphasages peu- vent être de tout type connu. La commande de phase peut notamment être mise en oeuvre par des moyens numériques. Dans ce cas, l'oscillateur accordable à ondes de surface et l'oscillateur local fixe inclus dans le synthétiseur (lequel peut d'ailleurs être lui aussi à ondes de surface) produisent, par batte- ments, une basse fréquence dont les alternances sont comptées numériquement. La différence numérique entre ce compte et une valeur nominale affichée est transformée par un convertisseur numérique/ana- logique en un signal d'erreur appliqué en retour sur le déphaseur 22 de commande de l'oscillateur à ondes de surface. La figure 4 illustre un exemple de dispo- sitif permettant l'accrochage d'un oscillateur à ondes de surface, sur des données numériques déter- minant des fréquences particulières. Un tel disposi- tif correspond au circuit 32 des schémas 2 et 3. Le dispositif représenté comprend un os- cillateur 41 à ondes de surface accordable de 900 à 920 MHz, un modulateur et filtre de battement 42, un compteur 43 de type BCD, une mémoire numérique 44, un calculateur 45, un concentrateur d'impulsion 46, un compteur-décompteur 47 avec mémorisation, un con- vertisseur numérique-analogique 48, un bloc oscil- lateur à quartz et base de temps 49, une mémoire numérique 50 et un circuit 51 de prise de données. Le fonctionnement de ce dispositif est le suivant. L'oscillateur 41 à ondes de surface est ac- cordable de 20 en 20 kHz entre 900 et 920 MHz au moyen d'une tension. La plage d'accord comprend donc 1000 canaux. Le modulateur et filtre de battement 42 ramène la fréquence de la bande 900 MHz à une bande allant de 20 à 40 MHz par soustraction avec le si- gnal à 880 MHz élaboré par l'oscillateur 49 à partir d'un oscillateur à quartz de fluctuation voisine de -7 (quartz compensé en température). Ce même os- cillateur à quartz commande des circuits de base de temps pour la commande des différentes fonctions du dispositif (compteur 43, mémoire 4). Le compteur 43 reçoit la fréquence de 20 à 40 MHz et la mesure en ms. Ce temps de mesure est suivi d'un intervalle de 5 ms de repos. Le nombre qui est obtenu est composé des chiffres suivants: - M provenant de la mesure de 2 à 4 des dizaines de MHz; ce chiffre est normalement égal à 1; il ne doit pas descendre à zéro et ne pas monter à 2 (le canal extrême à 920 MHz étant exclu); 249,2 1 93 - C, D et U déterminent le rang du canal adopté dans la bande totale. Ce nombre va donc de 000 à 999, d'unité en unité et correspond à des fréquences de l'oscillateur 41 séparées de 20 en 20 kHz, en ad- mettant que la boucle de synchronisation soit fer- mée. La mémoire 44 reçoit le résultat d'livré par le compteur 43. Le circuit 51 reçoit des données en provenance d'un émetteur chargé de sélectionner numériquement l'un des canaux de fréquence; il les décode et les stocke provisoirement dans une mémoire interne qui est ensuite transférée dans la mémoire 50. Cette mémoire comporte des données permanentes en dehors des données de réception notées C',D', U'. Le nombre complet mémorisé est de la forme 1C'D'U'00. Le calculateur 45 détermine la différence en grandeur et en signe entre les deux nombres qu'il reçoit des mémoires 44 et 50. Le concentrateur d'impulsion 46 a pour but de fournir au compteur-décompteur 47 le nombre d'im- pulsions nécessaires avec le signe ad hoc, pour que son registre, une fois décodé en analogique, soit capable de synchroniser la fréquence de l'oscilla- teur 41 sur le canal choisi. Ce peut être un ensem- ble multiplexeur qui, alimenté par des impulsions de récurrence progressives (selon le code BCD par exem- ple), parcourt les différents digits de la différen- ce qui sont donnés par le calculateur et impose à la sortie la densité d'impulsion correspondant à l'an- nulation de l'erreur de calage. Pour 1 digit d'écart, la fréquence de répétition des impulsions est telle qu'une seule impulsion sort du multi- plexeur pour être dirigée vers le compteur-décomp- teur 47. Le registre du compteur-décompteur 47 se remplit ou se vide suivant le signe de la différence 249Z 193 fournie par le calculateur. Cette variation doit correspondre exactement à la variation de tension de synchronisation souhaitée. Le contenu du compteur est transcrit en temps utile dans une mémoire perma- nente qui sert de base à la conversion numérique- analogique. Ce convertisseur 48 délivre une tension continue qui peut être ajustée pour correspondre le plus exactement possible à la tension de commande de l'oscillateur. 249h 193 REVENDICATIONS 1. Filtre récursif à ondes élastiques de surface selon la revendication 2 au brevet princi- pal, caractérisé en ce qu'il comprend une seconde ligne à retard constituée par deux transducteurs (t4, t5) à ondes élastiques de surface et un trans- ducteur (t6) en forme de filtre transversal, ces transducteurs (t4, t5, t6) étant déposés sur le même substrat (10) que les transducteurs (t1, t2, t3) du filtre proprement dit, cette seconde ligne à retard étant bouclée sur elle-même extérieurement par un amplificateur à gain réglable (20) et un déphaseur réglable (22), l'amplificateur (20) étant commandé par un circuit (24) à une entrée reliée à l'un des transducteurs (t5 ou t6), le gain de l'amplificateur (20) étant réglé à une valeur juste égale à l'unité, le déphaseur réglable (22) étant commandé par un circuit (28) à une entrée reliée à un comparateur de phase (26) à deux entrées, l'une reliée au transduc- teur (t6) et l'autre recevant un signal de référen- ce, le filtre comprenant en outre un circuit (30) de commande automatique de gain à une entrée reliée au transducteur (t6) et une sortie reliée à l'amplifi- cateur (12), ce circuit étant réglé pour que le gain de l'amplificateur soit inférieur à celui de l'am- plificateur (20), le déphaseur (11) étant par ail- leurs commandé par le circuit (28) de commande de phase. 2. Filtre selon la revendication 1, ca- ractérisé en ce que le signal de référence reçu par le comparateur de phase (26) est délivré par un syn- thétiseur de fréquence (32). 3. Filtre selon la revendication 2, ca- ractérisé en ce que le synthétiseur (32) comprend un 249k193 récepteur (51) de données transmises par radio, don- nées servant à sélectionner un canal de fréquence parmi plusieurs dans un oscillateur à plusieurs ca- naux (41), un calculateur (45) déterminant l'écart entre la fréquence délivrée par cet oscillateur et la fréquence définie par les données reçues,une bou- cle d'asservissement (46, 47, 48) de la fréquence de l'oscillateur pour rendre cet écart nul.