Un convertisseur de fréquence à commataticn naturelle est un du positif statique dessiné a faire passer ut courant é1etri- que d'une fréquence à una autre. Une caractéristique inhérente à ces convertisseurs de fréquence consiste en ce que l'angle ce déphase du courant consommé à l'entrée correspond à un déthasa- g de retard et est fonction de l'angle de déphasage du courant de sortie. Cette caractéristique est souvent acceptable, mais pour certaines applications, il serait avantageux que le courant réactif ê l'entrée puisse etre commandé indépendamment de l'anplitude et de la phase du courant à la sortie. On a effectué cela antérieurement, par exemple de la façon indiquée par le brevet .U*A. nO 3 472 335, en montrant t'n dispo positif à puissance réactive variable extérieur entre les bornes d'entrée et comprenant des thyristors dos à dos commandés par contrôle de phase pour fournir le courant réactif global à l'en- trée, selon la description donnée dans l'article publié paru dans POSEUR d'A zril 1973, pages 69-71, indépendamment des conditions de charge de sortie du convertisseur de fréquence. Un condensateur fixé est prévu pour obtenir une puissance réactive en avance de phase fixe qui est annulée dans une plues ou moins grande mesure par la puissance réactive en retard de phase consommée par une bobine d'inductance variable montée en parallèle, lorsque le convertisseur de fréquence subit des conditions de charge varia- bles. Il y a eu ces dernières années un besoin accru de'correction et de réglage de facteur de puissance dans des systèmes dlalimen- tation de services publics et industriels, en raison de l'utilisation croissante de machines électriques, du rôle prépondérant du four à arc électrique dans la production de l'acier et de l'utilisation générera des dispositifs d'attaque à thyristors et des régulateurs de puissance dans l'industrie. De ce fait, la production contrôlée de puissance réactive pour améliorer le facteur de puissance de ligne a pris une importance majeure. On peut y parvenir avec beaucoup de succès en utilisant des interrupteurs généraux statiques, par exemple des thyristors. Classiquement, on a utilisé dans ce but des condensateurs synchrones rotatifs. On a établi cependant que les générateurs de puissance réactive statiques permettent d'obtenir, dans la plupart des applications, des performances plus satisfaisantes à un coût moins élevé que les condensateurs synchrones rotatifs classiques. Il existe trois procédés de base modernes pour engenrer une puissance réactive (V > R) utilisant tous une commande E;t3ti- que de thyristors : i) Condenbateurs et bobines d'induction shunt commandés par thyristors; 2) convertisseurs alternasif/con- tinu et inverseurs; 3) chanteurs de fréquence alternatif/alter- natif. La présente invention se rapporte à la troisième ca'ségorie de générateurs de puissance réactive statiques, c'est-a-dire à l'utilisation de changeurs de fréquence alternatif/alternatif pour produire la puissance réactive. Le changeur de fréquence aternatif/alternatif se répartit lui-meme en plusieurs catégories, selon le mode de commande, la gamme de commande, et les propriétés inhérentes de l'appareil en cours de fonctionnement. Une distinction fondamentale est effectuée entre les changeurs de fréquence dans lesquels les thyristors sont commutés de façon forcée et ceux dans lesquels les thyristors sont commutés de façon naturelle par les tensions de la source d'entrée. La présente invention se rapporte aux changeurs de fréquence alternatif/alternatif ou convertisseurs de fréquence à commutation naturelle. Les deux caractéristiques inhérentes d'un changeur de fréquence utilisant des thyristors pour la conversion sont : 1) la relation de fréquence entre le courant alternatif d'entrée et le courant alternatif de sortie; et 2) le déphasage entre le courant et la tension à l'entrée et à la sortie, c 'est-à-dire la relation entre les facteurs de paissance d'entrée et de sortie. Dans les convertisseurs de fréquence à commutation naturelle, le facteur de puissance d'entrée correspond à un déphasage en retard et est fonction du facteur de puissance du courant de sortie. Il est possible par commutation forcée de régler le facteur de puissance d'entrée et, notamment, de le ramener automatiquement à l'unité. Ce n'est pas possible avec un changeur de fréquence à commutation naturelle. Une autre particularité des changeurs de fréquence consiste en ce qu'une onde sinusoldale alternative de fréquence désirée est engendrée par conduction commande des thy- ristors. La durée et la fréquence de conduction des thyristors est en général variable le long de l'onde de référence utilisée pour former l'onde de sortie. Les changeurs de fréqance statiques offrent un mode original de générat;ion de puissance réactive. A cet égarer', ils procurent une alternative intéressante pour les cclvertisseurs aiterna'tif/continu, et pour les inverseurs qui sont également capables, dans leurs propres conditions de f~nfitionneme t, d'an- gendrer de la puissance réactive. Dans tous ces cas le générateur de puissance réactive doit pratiquement fonctionner dans un système polyphasé essentiellement équilibré.Cependant, ces types de générateurs non seulement fonctionnent en général aus- si bien que tous les condensateurs synchrones rotatifs lans des conditions de régime permanent, mais ils se sont en outre avérés être supérieurs pour les réponses transitoires. Dans le brevet E.U.A. nO 3 858 105, on sa réfère à une idée initiale de B.R. Pelly d'une liaison à haute fréquence comprenant un convertisseur de fréquence et une source à halte fréquence de puissance réactive commutant naturellement le convertisseur de fréquence pour procurer, en ce qui concerne un système d'alimentation monté à la sortie du convertisseur do fréquence, une correction du facteur de puissance par commande du convertisseur de fréquence. Dans ce dernier brevet1 on a également établi que le convertisseur de fréquence a à l'entrée une composante de courant en retard de phase, analogue à celui consommé par une bobine d'in inductance. Ce courant d'entrée en retard de phase varie avec la charge de sortie, de sorte que la fréquence de lz source de puissance réactive procurée par un circuit L-C accordé, nécessaire pour la commutation naturelle du convertisseur de fréquence ve- rie. Par conséquent, il faut une puissance réactive plus importante de la source de puissance réactive à circuit L-C accordé pour maintenir ses variations de fréquence faibles dans des conditions de charge variables. Dans le brevet, on propose d'utiliser deux convertisseurs de fréquence commandés correctement pour réaliser un système équivalent à un seul convertisseur de fréquence dans lequel les variations de charge n' affectent pas le facteur de puissance d'entrée correspondant à un retard de phase présenté par les deux convertisseurs de fréquence. La présente invention se propose d'obtenir un résultat analogue en établissant et en commandant un courant circulant entre des Srou- pes constitutifs d'un ou de deux convertisseurs de fréquence. Une tension de polarisation continue est appliquée au cii cuit de commande d'angle d'amorçage d'un ou de deux convertisseurs de fréquence à commatation naturelle, de façon à établir un courant circulant entre leurs groupes à conduction positive et néa- tive, d'une amplitude telle que le courant entrée en retard varie psr rapport aux variations de charge à la sortie. L'invention prend deux aspects selon que l'on 'utilise deux convertisseurs de fréquence pour relier deux systèmes dXalimen- tation (ou un système d'alimentation et une change), ou oue l'on relie un convertisseur de puissance unique à un seul systeme d'a limentation; Dans les deux cas, une source à haute fréquence est branchée à l'entrée du convertisseur de fréquellce, pour assurer Sa commutation naturelle. La source à haute fréquence est commune aux deux convertisseurs de fréquence lorsqu'on ea utilise deux. La présente invention permet d'utiliser un générateur à haute fréquence de caractéristiques réactives optimales en maintenant constante la consommation de puissance réactive par le ou les convertisseurs de fréquence. Lorsqu'on utilise un seul convertisseur de fréquence comme source de puissance réacti-e commandée, l'invention consiste en un générateur de puissance réactive statique pour fournir une puissance réactive variable à un système d'alimentation à courant alternatif, comprenant : 1) un convertisseur de fréquence comportant des groupes de redresseurs commandés à conduction positive et négative, 2) une source de puissance réactive à l'entrée, fonctionnant à une fréquence supérieure à la fréquence du système a description détaillée qui va suivre et le dessin annexé donné uniquement à titre d'exemple feront bien comprendre co=nent l'invention peut etre réalisée. Sur le dessin annexé - la figure 1 représente schématiquement un agencement antérieur pour corriger le facteur de puissance d'un convertisseur de fréquence monté entre vne alimentation d'entrée et une charge - la figure 2 représente Cché.matiquement l'agencement de correction de facteur de puissance de la figure 1 - la figure 3 représente le montage bien connu d'un groupe de thyristors à conduction positive et d'un groupe de thyristors à conduction négative d'un convertisseur de fréquence à commuta- tion naturelle - les figures 4A à 4E représentent des formes d'onde destinées à représenter les conditions correspondant à l'absence de courant circulant, à un courant circulant juste continu et à un courant circulant accru dans l'appareil décrit ici;; - la figure 5 représente le diagramme vectoriel typique pour le courant d'entrée d'un convertisseur de fréquence - la figure 6 représente un agencement à réaction destiné à commander l'amplitude du courant alternatif à l'entrée dtun con vertissear de fréquence selon l'invention - les figures 7A et 7B représentent deux formes d'onde de tension de commande déterminées par le signal d'erreur de tension de polarisation fourni sur la figure 6 - les figures 8A à 8G représentent une application pratique du circuit de commande de la figure 6, avec un générateur entrainé par une turbine à gaz - la figure 9 représente un agencement de couplage de systèmes d'alimentation à haute fréquence bien connu, comprenant un agencement à réaction pour commander l'amplitude du courant réectif fourni par l'appareil de couplage haute fréquence - les figures 10A à 10D représentent une seconde application pratique de la présente invention, relative à un tel agencement de couplage de systèmes d'alimentation à haute fréquence - la figure Il représente avec davantage de détails le fonctionnement d'une liaison à haute fréquence comprenant un circuit bouchon pouvant cotre utilisé dan chacune des applications roI-e- sentées d l'invention - la figure 12 représente un circuit de commande typique pour eontroler le passage du courant dans un agencement de couplas ge de deux systèmes -'a'imenta9ion - la figure 13 représente mi schéma antérieur de correction de facteur de puissance utilisant un condensateur fixe et une inductance variable - la figure 14 représente les formes d'onde illustrant la variation du courant de la bobine d'iduction dans le circuit de la figure 12, avec un angle d'amorçage variable - la figure 15 représente des formes d'onde illustrant le fonctionnement d'un convertisseur alternatif/continu à commutation naturelle, dans le cas où une puissance réactive correseondant à un retard de phase est engendrée - la figure 16 représente le schéma de base pour fournir de la puissance réactive avo un inverseur statique - la figure 17 représente l'utilisation d'une machine synchrone pour la correction du facteur de puissance - la figure 18 représente les utilisations typiques d'un convertisseur de fréquence commuté naturellemenD par une machine d haute fréquence de correction de facteur de puissance - la figure 19 représente le convertisseur de frequence de la figure 18, mais avec l'utilisation d'un circuit bouchon oscîl lant, au lieu d'une machine telle que la source à haute fréquen ce - la figure 20 représente un convertisseur de fréquence intercalé entre un système d'alimentation alternatif et une source à haute fréquence - la figure 21 représente un mode d'exécution de circuit d'alimentation typique de la source de puissance réactive commandée selon l'invention, utilisant un convertisseur de fréquence à commutation naturelle et un circuit bouchon à haute fréquence - la figure 22 est une représentation schématique du schéma fonctionnel de base pour commander la tension de sortie d'un con- vertisseur de fréquence en vue d'ajuster l'angle de déphasage à la sortie - la figure 23 combine le montage de la figure 22 avec une régulation automatique de la fréquence du circuit bouchon de la source a haute fréquence, war commande du courant ciruulzat entre les groupes à conduction pcsitive. et négative du convertisseur de fréquence. La figure 1 représente un exemple de l'approche antérieure de la correction du facteur de puissance d'un cGnvertisseur ze Sr6- quence 10 monté entre unc alimentation d'entrée 12 et une charge 14. Le convertisseur de fréquence 10 peut être considéré comme une charge inductive variable, du fait qu'il comprend une résistance variable représentant la composante active de la charge, et une inductance variable en parallèle avec la :ésistan^e, la résistance et l'inductance variables dépendant des conditions de charge à la sortie du convertisseur de fréquence.Pour corriger l'inductance effective du convertisseur de fréquence 10, un dispositif capacitif fixe 16 agit de façon que, pour une condition de charge fixée à la sortie du convertisseur 10, run condensateur fixe convienne; et si on le choisit correctement, juste pour annuler l'inductamne équivalente du convertisseur 10. on obtient ainsi une condition de fonctionnement à facteur de puissance égal à l'unité.En pratique, du fait que la charge 14 à la sortie du convertisseur 10 varie normalement en cours de fonctionnement, la valeur de l'inductance variable équivalente du convertisseur 10 varie également, de sorte que, ce que l'on désire dans ce but, c'est un condensateur variable efficace, dont le rôle est d'anw- ler l'inductance variable du convertisseur 10. Une façon d'obtenir un condensateur variant effectivement serait de prévoir un condensateur 16 en combinaison avec une inductance variable 18, qui annulerait la capacité du condensateur 16 dans une mesure plus ou moins grande, selon les nécessités. On a représenté sur la figure 2 les éléments importants de la figure 1 avec davantage de détails, de sorte que le convertisseur 10 y est représenté comme comprenant une résistance variable équivalente 20 et une inductance variable équivalente 22, la résistance 20 représentant la composante active variable de la charge 14 et 1' inductance variable 22 dépendant des conditions de charge à la sortie du convertisseur 10.L'inductance variable 18 est représentée comme comprenant une bobine fixe 24 fonctionnant avec des thyristors 2o de commande de l'indlctance effective de ladite So- tinte 24 en liaison avec la sapacité fixe 16, de façon que la capacité fixe 16 fournisse une composante réactive en avance de phase fixe et que l'iductance variable 18 fournisse une composante réactives retard de phase variable, en liaison avec le déphasage de retard effectif du couran; à l'entrée du convertisseur 10. Ainsi, or obtient un acteur de puissance d'entrée fixe pour le convertisseur, a de l'alimentation d'entrée 12. Comme le montre la figure 3, un convertisseur de fréquence à commutation naturelle comprend un groupe positif de thyristors > 0 et un groupe négatif de thyristors 40, le circuit particulier représenté sur la figure 3 fournissant une sortie monophasée à partir d'une alimentation d'entrée triphasée. Le groupe positif de thyristors 30 assure la conduction du courant de sortie positif et le groupe négatif 40 assure la conduction du courant de sortie négatif. L'agencement de commande du convertisseur de fréquence peut être calculé de façon que le groupe négatif 40 soit bloqué lorsque le groupe positif 30 assure la conduction du courant de sortie et inversement.Il est également pratique d'amorcer les deux ensembles de thyristors 30 et 40 en même temps, auquel cas chaque groupe transporte une composante de courant circulant, en plus de sa participation au courant de sortie. Des bobines 32, 34, 36 et 38 sont intercalées, comme représenté, entre les deux groupes 30 et 40, pour supporter la tension ondulée qui apparait forcément entre les groupes positifs et négatifs 3D et 40 pour limiter ainsi le courant ondulé circulant à un niveau acceptable. On utilise parfois ce dernier mode de fonctionnement pour remé- dier aux problèmes associés autrement à l'obtention d'un passage sans ondulation et pratiquement dépourvu de distorsion du courant de sortie. Bu fait que la production d'un courant circulant notable à pleine charge est en général considérée comme un défaut, du fait qu'elle constitue une charge supplémentaire pour les thyristors, ainsi qu'une charge réactive inductive additionnelle pour les lignes d'entrée, on agence en général la commande de façon que l'angle de chevauchement entre les impulsions d'amorçage des deux groupes soit sensiblement nul pour le courant de sortie maximum, et que cet angle augmente automatiquement jusqu'à attein dre en fin de copte 3O0 pour un courant de sortie réduit, où il devint davantage nécessaire d'opérer avec un coursjt circulant. livac ce type de co'mande, la charge des thyristors et des lignes d'aimentation pour des charges intermédiaires est m2intenuc à un niveau inférieur à celui obtenu à pleine chargc Antériurement, un convertisseur de fréouence à commutation naturelle fonction nait en général avec un courant circulant entre les groupes posi tif et négatif du convertisseur de fréquence, pour remédier aux difficulrés d'obtention d'une onde de sortie de bonne qualité. ne- pendant le courant circulant lui-même a été considéré corme un effet parasite fâcheux, et ainsi on maintenait en général ce courant juste au niveau minimum permettant le fonctionnement du circuit désiré. Dans un convertisseur de fréquence à commutation naturelle, les commutations du courant entre les thyristors ont lieu naturellement en raison de lo polarité alternée de la tension d 'entrée appliquée. En d'autres termes, lorsqu'un thyristor est amorcé pour devenir conducteur, cela bloque en même temps le thyristor précédent, du fait que la tension d'entrée prend instantanément une polarité coupant le thyristor qui conduisait précédemment. Cela se rapporte à la commutation dans un groupe négatif ou positif donné.Par exemple, en se référant à la figure 3, si à un moment donné le thyristor 42 situé en haut et à gauche conduit, et que l'on désire faire passer l'état conducteur du thyristor 42 au thyristor 44 situé en haut et au milieu, il faut amorcer le thyristor 44 de façon que le courant passe dans ce thyristor 44 et alors la polarité de la tension entre les deux bornes sera telle que l'amorçage du thyristor 44 appliquera une tension inverse aux bornes du thyristor 42 qui conduisait rrécédemment, de façon que le passage du courant par le thyristor 42 est à commutation naturelle. Le principe de fonctionnement de la commutation naturelle est bien connu dans la technique, et il est décrit dans un ouvrage intitulé "Thyristor Phase-Controlled Converters And Cycloconverters", de B.R. Pelly, publié en 1 971 par John Wiley and Sons, et plus particulièrement au chapitre 3 à propos d'un circuit très simple pages 27 à 32. Le rôle fondamental d'un convertisseur de fréquence à commutation naturelle est le passage d'une fréquen ce à une autre, la fréquence de sortie étant i;vSérieure à la fréquence d'entrée.Une propriété essentielle d'un convertisseur de fréquence consiste en 3e qu'il apparais toujours à l'alite:i- tttion d'entrée à laquelle il est relié conte une charge indac- tive, inpendamsent du fait que la charge particulière reliée à sa sortie soit résistive, capacitive ou inductive.La charge équivalente comprenant le convertisseur de fréquence, vue de l'alimentation d'entrée, apparaît comme étant retardatrice de phase et inductive. ian outre, la valeur de charge inductive réfléchie par le convertisseur 10 à l'alimentation d'entrée 12 dépend des conditions de charge effectives à la sortie du convertisseur 10, telles que la valeur de la charge effective et la phase de la charge effective, ce qui est décrit en détail dans l'ouvrage précité, pages 160 à 180. Les formes d'onde de signal qui expliquent cet effet, par exemple, sont indiquées aux pages 169 à 172 dudit ouvrage pour différentes charges effectives à la sortie du convertissur de fréquence 10.Les formes d'onde de signal montrent que, pour tous les types de charges, le courant d'entrée est en retard sur la tension d'entrc2 dans une mesure variable dépendant de la charge particulière a la sortie du con vertisseur de fréquence Le courant qui circule entre le s groupes de thyristors positifs et négatifs a manifeste du côté d'entrée du convertisseur de fréquence à commutation naturelle sous la forme d'une composante réactive inductive, et selon les enseignements de l'inven- tion, le facteur de puissance d'entrée du convertisseur de fréquence est commandé par une régulstion de 1' amplitude de la composante continue du courant qui circule entre les deux groupes du convertisseur, de façon à produire tout courant réactif désiré à l'entrée du convertisseur. En général, cela demandera un courant circulant plus important qu'il le faut pour produire une bonne forme d'onde de sortie et ainsi l'agencement de commande sera compatible avec les conditions de réglage des formes d'onde. 11 amplitude de la composante continue du courant circulant peut etre commandée en introduisant une petite différence de tension continue entre les groupes à conduction positive et à conduction négative par application de tensions de polarisation continues commandées appropriées aux circuits de contrôle d'angle d'amor- çage. Du fait que la composante continue du courant circulant 'est limitée que par la résistance relativement faible des bobines à courant circulant, plus une résistance répartie ou pa- rasiteéventuelle, il suffit d'une variation relativement faible des angles d'amorçage des thyristors pour obtenir le niveau de courant circulant requis.Cela peut ne produire qu'un courant dépoasé à retard variable à l'entrée du convertisecur de fré quence et, si l'on désire obtenir un facteur de puissance global correspondant à un déphasage en avance ou en retard, du courant, selon les conditions d'applicaLions particulières, on peut monter un condensateur statique fixe entre les bornes d'entrée du convertisseur, et l'on peut alors régler l'amplitude du courant circulant comme il le faut pour annuler la composante réactive capacitive fixe consommée par le condensateur dans une mesure plus ou moins grande, comme on le désire. La présente invention se rapporte à la mod-fication du facteur de puissance du convertisseur de fréquence à commutation naturelle vu de l'alimentation d'entrée, de façon que le facteur de puissance d'entrée puisse être réglé à volonté et puisse, par exemple, être maintenu sensiblement constant. On peut rendre le facteur de puissance égal à l'unité ou même le faire correspondre à un déphasage en avance, grâce à l'invention.Le principe de base mis en jeu ici est illustré par les formes d'onde représentées à la figure 4. On suppose que les condensateurs fixes ont montés sur les lignes d'entrée A, B, C du convertisseur de fréquence triphasé-monophasé représenté sur la figure 3, et que la tension de sortie et le courant de sortie gardent une am- plitude et un déphasage fixes, lorsque le facteur de puissance d'entrée global est réglé pour un déphasage d'avance ou de retard passant par zéro.Sur la courbe 4A, on a représenté la forme d'onde de la tension de sortie du convertisseur, lorsque celui-ci fonctionne sans courant circulant entre le groupe positif et le groupe négatif du convertisseur, les angles de conduction des groupes de thyristors positifs et négatifs ne se chevauchant pas. Le courant de condensateur fixe surcompense la composante réactive inductive consommée par le convertisseur à commutation na relle, et la composante fondamentale globale du courant à l'entrée ess en avance de phase. La courbe 4- représente les tension de sortie des troupes positifs at négatifs du convertisseur à co=ia- tation naturelle, lv chevauchement d'angle de conduction des groupes positifs et négatifs étant augmenté d 3600 et le courant transporté par chaque groupe étant juste continu.Le courant du groupe positif représenté sur la figure 3 est déterminé par la relation : Le courant in du groupe négatif ost déterminé par la relation : Le courant de sortie io est déterminé par la relation io = ip - in = Io sin #ot (3) où ip est le courant instantané du groupe positif, in est le courant instantané du groupe négatif, io est le courant de sortie instantané 10 est la valeur de crête du courant de sortie et est la pulsation de surtie.La composante de courant inductive consommée par le convertisseur lui-même est alors supérieure à ce que montre la courbe 4A, et elle est en fait juste suffisante pour annuler le courant réactif capacitif fixe consommé par les condensateurs et le facteur de puissance d'entrée global est égal à un. Pour des conditions de fonctionnement à courant circulant accru, représentées par les courbes 4I, à 4E, la composante permanente du courant circulant transporté par chaque groupe est double de celle représentée sur les courbes 4F à 4H et est déterminée par le groupe positif par l'équation et pour les groupes négatifs par 1' équation : a composante ae courant inductive consommee aux bornes d'entrée du convertisseur due au courant de circulation est double de celle présente par la forme d'onde 4H et le facteur de puissance d'entrée global résultant correspond à un déphasage de retard. De façon générale, pour autre conduction continuewle dans 3es deux séries de thyristors, on peut montre que les valeurs a- dratiques moyennes des composantes de courant en phase et en çua- drature aux bornes d'entrée du convertisseur de fréquence, respectivement I, et Ig, sont données par la relation où g est le nombre de phases de sortie, s est le nombre de groupes triphasés montés en série dans chaque circuit de con-sertis- seur de fréquence, de sorte que s = 2 pour le circuit en pont représenté sur la figure 3, r est le rapport de la tension de sortie effective à la tension de sortie maximale possible et Io est la valeur quadratique moyenne du courant de sortie (valeur efficace); et par la relation où les valeurs de la quantité a10 pour différentes valeurs de r sont indiquées sur le tableau de la page 296 de l'ouvrage de référence de Pelly précité et 1c est la composante permanente du courant circulant. Du fait que l'on suppose une conduction conti nuelle, Ic # Io/2 (9) Il est évident. d'après les relations ci-dessus, qu'en commandant l'amplitude de Ic, on peut commander le courant Ig. Les formes d'onde de la figure 4 démontrent la possibilité de régler le facteur de puissance d'entrée global par un déphasage d'avance ou de retard, indépendamment de la charge à la sortie du convertisseur de fréquence, sans composants électriques wattés supplémentaires. Il y a lieu de noter que les formes d'onde représentées sur la figure 4, qui se rapportent à un convertisseur de fréquence à commutation naturelle à sortie monophasée, présentent un degré da distorsion relativement élevé des ordres de courant d'tt-ntr4e. n pratique, pour une sortie triphasée ou polyphasée, la plus grande partie de la distorsion visIble sur ces formes d'ode simples s'annulerait, de sorte que la forme d'onde du courant d'entrée global résultant serait .eratio,llement sinusoïdale, mais aurait encore le mene déphasage ajustable de la composante fondamentale représente sur la figure 4. Dans l'exemple choisi, avec les formes d'ondes représentées sur la figure 4, le courant de la charge de sortie est fixe et le courant transporté par les thyristors augmente, lorsque le déphasage d'entrée prend plus de retard. De façon gérrale, le courant circulant transporté par un thyristor serait genant s'il produisait un effet de chauffage total nettement supérieur à celui produit juste par le courant de sortie à pleine charge, sans courant circulant. Ainsi, en pratique, il serait désirable de faire fonctionner le convertisseur de fréquence de façon qu'il circule peu de courant ou qu'il n'en circule pas du tout, entre les groupes positif et négatif à pleine charge .Alors, lorsque la charge di minute, le courant circulant peut autre accru dans la mesure nécessaire pour fournir tout courant réactif global nécessaire à l'en- trée pour cette condition de charge. Be préférence, la charge globale des thyristors, pour des charges extérieures réduites, ne doit pas dépasser celle que l'on obtient à pleine charge. On calculera un tel convertisseur de fréquence pour des conditions nominales de courant de sortie données et, dans certaines conditions de fonctionnement, le convertisseur ne devra pas nécessairement fournir cette valeur de courant de sortie. Cependant, dans les conditions de fonctionnement extrêmes, il délivrera son courant nominal maximum et prélèvera en meme temps une composante de courant inductive maximale sur l'alimentation d'entrée, ce qui sera la plus mauvaise condition, en ce qui concerne le courant inductif, pour l'alimentation 12.Lorsque la charge à la sortie du converWisseur diminue et que le courant de charge à la sortie du convertisseur diminue corrélativement, la composante inductive du courant à l'entrée du convertisseur diminuera également, de sorte que l'inductance équivalente 22 représentée à la figure 2 doit augmenter correlablvement, lorsque la charge de sortie diminue. Selon l'invention, pour maintenir le courant en quadrature global consommé par le ronvertiseur de fréquence à une valeur sensible- ment constante, on désire maintenir cette ;uaducbance éol/isRlante 22 à sa valeur la plus faible, indépendamment au courant de sortie délivré par le convertisseur. Lorsque le convertisseur délivre le courant de sortie maximum, cette inductance doit avoir la même valeur équivalente que pour le fonctionnement dlun convertisseur de fréquence classique.Lorsque le courant de sortie fourni par le convertisseur diminue, cette inductance équivalente reste fixe, à la valeur appropriée pour l'intensité de courant maximale, mene si le courant maximum n'est plus prélevé à -3 sortie du convertis- seur. Ainsi, en fait, on obtient une inductance shunt équivalente constante, indépendamment de la charge à la sortie du convertisseur, et par conséquent, cette inductance shunt équivalente constante peut entre corrigée par un condensateur fixe. Il y a lieu de noter que l'inductance minimale est liée au courant inductif maximum, ce qui signifie qu'un courant capacitif maximum doit être prévu.La présente invention procure une commande interne des thyristors dans le groupe positif et le groupe négatif du convertisseur de fréquence de façon que, vue de l'alimentation d'entrée, cette inductance shunt équivalente reste sensiblement constante. Il y a essentiellement deux modes de fonctionnement d'un convertisseur de fréquence à commutation naturelle, qui comprend deux groupes de thyristors, un groupe positif et un groupe négatif. Dans le premier mode de fonctionnement, appelé mode sans courant circulant, conformément à la forme d'onde 43 représentée sur la figure 4, les deux groupes sont commandés de façon que, lorsque le courant parvenant dans la charge est positif, ce courant provienne du groupe positif. Du fait que les thyristors sont unidirectionnels, le groupe positif ne peut transporter que du courant positif;et lorsque le courant de sortie est positif, le groupe positif devient conducteur et les signaux d'amorçage sont supprimés du groupe négatif, de sorte qu'il ne conduit pas. Lorsqu'on désire fournir du courant négatif on amorce les thyristors du groupe négatif et on les rend conducteurs, et le groupe positif de thyristors ne reçoit pas de signaux d'amorçage, de sorte qu'il ne conduit pas. Un second mode de fonctionnement est le mode à courant circulant conforme aux formes d'onde 41 et AF représentées sur la fi gure 4 où les th;-ristors du groupe négatif et du groupe pocitif sont tous amorcés indépendamment du sens de passage du e.owrant de charge, et le courant de charge circule dans chaque groupe en liaison avec le courant circulant qui circule entre le groupe néF gatif etle groupe positif de thyristors.Le courant de charge constitue par lui-ngme une composante de courant réactive induc- tive, du point de vue de l'alimentation d'entrée, mais le courant circulant constitue également une seconde composante de courant réactive inductive, du point de vue de l'alimentation d'entrée. Par conséquent, en commandant le courant circulant indéeendammont du courant de charge, il est possible de régler l'inductance effective globale du convertisseur de fréquence, vue de l'alimen- tation d'entrée, de façon qu'elle ait une valeur sensiblement constante. Il y a lieu de noter qu'il y a une première composante de courant en quadrature ou inductif, due à la charge, et en outra une seconde composante de courant en quadrature due au courant circulant qui circule entre les groupes négatif et positif de tby- ristors du convertisseur, la première composante et la seconde composante de courant en quadrature ayant la meme polarité, mais pouvant; avoir des amplitude s différentes.Ainsi, comme le montre la figure 5 à des fins d'illustration, le courant d'entrée du convertisseur de fréquence se compose d'une composante wattée en phaset A titre d'exemple. une application typique pour la chaque serait d'entraîner un moteur à induction ou un nozeur sync-= cne. Pour taisre varier la vitesse du moteur d façon efficace, on commande la fréquence et I amplitude de la tension appliquée au moteur. L'une des façons ae le faire consiste à opérer avec un convertissui. de fréquence fonctionnant avec une al mentation d'entrée à 60 Hz pour fournir à la sortie du convertisseur une fréquence de sortie variant de O à environ 40 Hz. L'amplitude du courant de charge de sortie est pratiquement indépendante de la fréquence de sortio, mais dépend plutôt du couple imposé au moteur.Pour faire varier la vitesse du moteur à courant alternatif, on fair varier la fréquence du courant de sortie, mais cela ne modifie pas en soi l'amplitude du courant circulant a' la sortie. En fait, si lton désirait un fonctionnement du moteur à couple constant, indépendamment de la fréquence, le courant à la sortie du convertisseur de fréquence resterait sensiblement fixe à toutes les vitesses du moteur. Cependant, cela ne signifie pas que le courant d'entrée correspondant doive rester fixe, pour la raison que, lorsque la fréquence de sortie varie, la tension de sortie varie en même temps. Ea ce qui concerne le courant d'entrée fourni au convertisseur de fréquence, il y a deux composantes de courant d'entrée inductif. L'une des composantes, Iqi, est due à la charge et ne peut être commandée indépendamment, du fait qu'elle est fonction de la charge, mais l'autre composante, IqcC, peut être commandée et est due à l'intensité de courant qu'on laisse circuler entre les deux groupes du convertisseur de fréquence. La forme d'onde représentée à la figure 4Â est représentative de la tension de sortie du convertisseur de fréquence, dans le mode de fonctionnement sans courant circulant, à pleine charge, où l'impédance de la charge est telle que le convertisseur fournit du courant à valeur nominale maximale à la cherge.Dans cette condition, il ne circule pas de courant entre les groupes négatif et positif du convertisseur, de sorte que IqL est maximum et Iqcc est nul, et que Ip est maximum. Les formes d'ondes de courant de la figure 4B montrent que, pendant la demi-période positive du courant de charge de sortie, le groupe positif conduit et le groupe négatif est bloqué et ne fournit pas de courant de charge .Pen dant la demi-période négative du courant de charge de sortlc, le groupe négatif conduit ef le groupe positif est bloqué. La ferre d'onde représentée à la figur'3 40 représente le courant prélevé par la ligne d'entrée du convertisseur de fréquence A sur l'ali- mentation d'entrée. T.a forte d'onde représentée sur la figure 4D représente la tension et l'intensitR globale de la ligne d'entrée A du convertisseur de fréquence, dans l'hypothèse où un condensateur fixe est monté à l'entrée du convertisseur de fréquence, comme le montre la figure 2, et la composante fondamentale globale de courant à l'entrée du convertisseur de fréquence est représentée en avance de phase slir la tension, du fait de la présence de ce condensateur. Comme il n'y a pas de courant circulant à cot-an- der, la phase du courant d'entrée ne doit pas rester la meme par rapport à la tension d'entrée lorsque la charge varie. Pour une charge fixe à la sortie du convertisseur de fréquen cé, en faisant varier le courant circulant, on peut obtenir un courant inductif variable à l'entrée. Pour une charge variable à la sortie du convertisseur de fréquence, en faisant varier le courant circulant, cn peut obtenir un courant inductif sensiblement constant à l'entrée. Pour chacune de ces dernières conditions de charge, on peut placer un condensateur à l'entrée pour surcorriger la composante de courant inductive à l'entrée et en faire une composante de courant capacitive à l'entrée du convertisseur de fréquence.On peut régler l'amplitude du courant circulant en choisissant l'amorçage des thyristors du groupe positif et du groupe négatif du convertisseur de fréquence, de façon que l'in- inductance effective reste identique et fixe lorsque la charge de sortie varie. En liaison avec les formes d'onde représentées à la figure 4E pour illustrer les tensions de sortie du groupe positif et du groupe négatif, les thyristors respectifs sont amorcés tous en même temps, de sorte que chacun produit la meme composante fondamentale de tension de sortie, représentée page 157 de l'ou- vrage de référence de Pelly précité. Du fait que les deux groupes conduisent tout le temps, le courant du groupe positif ip est représenté par la forme d'onde du haut de la figure 4F et le courant du groupe négatif in est représenté par la forme d'onde du bas de la figure 4F. Chaque onde de courant est juste à la limite du fonctionnement en continu, la ligne pointillée épaisse supérieure 44 représentant la zéro pour le courant du groupe positif et la ligne c'paisse inférieure 46 représentant le zéro pour le courant du groupe négatif.Ainsi, les courants des groupes positif et négatif atteignent tous deux ouste zéro provisoirement au cours des demi-périodes respectives et, pour cette raison, cela est considéré conilie un fonctionnement juste continu, au fat qu'il passe toujours du courant dans les deux groupes, bien qu'à un moment spécifique de chaque période, le courant s'annule juste. ::r;'anpli- tude du courant de sortie io est la différence entre le courant du groupe positif et le courant du groupe négatif représentés à la figure 4y, le mume courant extérieur io existant pour la figure 4F comme etabli pour les formes d'onde représentées à la figure 43. La forme d'onde du courant d'entrée représentée par la figure 4G est alors modifiée par rapport à la forme d'onde de courant entrée représentée par la figure 4C, du fait que les formes d'onde de courant des groupes ont elles-memes changé.Si la composante fondamentale en pointillés était tracée par rapport à la forme d'onde de la figure 4G, on pourrait montrer qu'elle est plus en retard que la composante fondamentale en pointillés par rapport à la forme d'onde représentée à la figure 4C. Du fait qu'on suppose qu'une capacité de valeur fixe est montée à l'entrée du convertisseur de fréquence, la somme globale de ce courant capacitif et du courant représenté sur la figure 4G aboutit à la mise en phase de la composante de courant fondamentale en pointillés représentée à la figure 411 avec la tension.Pour la même intensité de courant de sortie, le convertisseur de fréquence est passé d'une condition de courant en avance de phase à l'entrée à une condition de courant en phase avec la tension, et cela a lieu en faisant fonctionner les groupes négatif et positif du convertisseur suivant un mode différent. En ce qui concerne la forme d'onde de la tension et du courant global représentée à la figure 4D, elles correspondent à l'absence de courant circulant et, en ce qui concerne la forme d'onde de la tension et du courant global représentée à la figure 4E, elles correspondent à une condition juste à la limite du passage continu du courant circulant, qui a changé d'angle de déphasage. Sur la figure 4I, le courant de sortie du groupe positif et le courant de sortie dln groupe négatif i n sont représentés pour une condition de fonctionnement du convertissear de fréquence à courant circulant accru.La différence entre les couroes de courant de sortie des groupes positif et négatil représentées à la figure 4F et celles représentées à la fixe 41 consiste ea que chacun des courants de sortie respectifs a été déphasé par rapport à la référence de courant nul de telle façon que le cou rant; de sortie du groupe positif i de la figure 4I a été décalée p vers le haut par rapport à la référence de courant nul 44 et le courant de sortie du groupe négatif i n représenté sur ln figure 4 a été décalé vers le bas par rapport à sa référence de courant nul 46.Le courant de sortie ip du groupe positif est plus que juste continu, comme le montre la figure 41, du fait que sa valeur minimale est supérieure à la référence zéro, et il en est de blême pour le courant de sortie du groupe négatif in. On obtient cette condition de fonctionnement en introduisant une tension de polar sation sous forme de composante de tension continue entre les deux groupes de thyristors pour provoquer la séparation des deux formes d'onde de courant i p et i n comme le montra la figure 41, de façon que chaque forme d'onde de courant ne rencontre plus sa référence zéro respective.Le courant absorbé par la ligne d'entrée A du convertisseur de fréquence pour la condition de fonctionnement à courant circulant accru est représenté sur la figure 4J, et la forme d'onde du courant d'entrée global pour la )igne A par rapport à la tension d'entrée du convertisseur de fréquence, qui est la somme de la forme d'onde du courant du condensateur et de la forme d'onde du courant du convertisseur de fréquù, est à présent clairement en retard sur la forme d'onde de tension représentée sur la figure 4E. Ainsi, on peut voir qu'avec un courant de sortie fixe, en commandant le courant circulant entre le groupe positif et le groupe négatif, on peut faire passer la phase de la composante fondamentale du courant d'entrée de l'avance à la concidence de phase et au retard, comme on le désire.Ainsi, on peut augmenter la tension de polarisation appliquée pour obtenir un retard et l'on peut diminuer la tension de polarisation appliquée pour rapprocher le courant du groupe positif et le courant du groupe négatif, de façon à obtenir un courant en avance de phase. De façon générale, pour obtenir les formes d'onde représentées sur les figures 4 à 4D, on applique les impulsions d'aamorçage au groupe positif pendant la période positive t les im pl;lsionq d'amorçage au groupe négatif pendant les périodes néa- tives. Pour obtenir la forme d'onde représentée sur les figures 4E à 4H, on applique continuellement les imbu'suions d'am-rSage à la fois au groupe négatif et au groupe positif, tout 1 temps. Pour obtenir une condition de fonctionnement intermédiab'e entre le chevauchement d'impulsions d'amorçage continuel et l'absence de chevauchement d'impulsions d'amorçage, on pert agencer l'eppa- reil de commande d'impulsions d'amorçage de fanon qu'il y ait une période où les impulsions d'amorçage se chevauchent et une période où un seul groupe conduit. En se référant à l'ouvrage de Pelly précité, pages 190 à 198, on trouvera les principes de fonctionnement utilisés ici. Pour le fonctionnement pratique du convertisseur de fréquence à commutation naturelle selon l'invention, si l'on désire maintenir le facteur de puissance effectif du convertisseur de fréquence, vu de l'alimentation d'entrée, sensiblement constant ou à une valeur réglée, et de façon que la composante inductive effective du convertisseur de fréquence soit régulée lorsque la charge de sortie varie, les formes d'onde représentées sur les figures 4A à 4D pourraient être calculées pour une condition de Sonctionnement à charge de sortie maximale, lorsque le courant de charge diminue, de sorte que l'on peut faire se chevaucher les impulsions d'amorçage des groupes positif et négatif, ce qui produit un courant circulant suffisant pour maintenir la composante de courant en quadrature désirée à l'entrée. Lorsque le courant de charge diminue encore, il arrive un moment où les impulsions d'amorçage se chevauchent continuellement, et le courant circulant est juste continu. Si le courant de charge continue à diminuer, cela s'accompagne de l'introduction d'une tension de polarisation continue appropriée entre les groupes positif et négatif pour augmenter encore le courant circulant et maintenir le courant d'entrée en quadrature global à une valeur réglée. Ainsi, le fonctionnement du convertisseur de fréquence passerait dtune condition de fonctionnement en pleine charge sans courant circulant à une condition sans charge et à cournnt circulant maximum. Comte le montre la figure 6, on peut prévoir un aÓencemenb de circuit de coria.nAe de courant circu]ant, de façon que l'ali- menta-ion d'entrée 12 fonctionne avec lc groupe positif 30 et que le groupe négatif 40 fournisse du courant de sortie à une charte 14 par l'intermédiaire dtune bobine à courant circulant 50.Le troupe positif 30 a son fonctionnement commandé par un agencement bien connu d'un circuit de rythme 52 fonctionnant avec un circuit d'amorçage 54. pour produire la condl.ction du groupe positif 30. De nêne, le groupe négatif a son fonctionne- ment commande par un a0neement de circuit de rythme bl connu 56 fonctionnant avec un circuit d'amorçage 58, comme il est indi- qué aux Dages 252 et 253 de l'ouvrage de référence de Pelly précité.Une tension de référence de sortie désirée, en ce qui concerne la tension et la fréquence de sortie désirées pour la charge 14, est appliquée à la borne 60 et à chacun des noeuds de sommation 62 et 64, pour déterminer le fonctionnement du groupe positif 30 et du groupe négatif 40 respectif, compte tenu de la charge 14.Un transformateur d'intensité 66 détecte le courant de sortie io fourni à la charge 14 et applique un signal de commande selon le courant de sortie i0 à chacun des circuits comparateurs t58 et 70, pour produire un signal de déclenchement d'impulsion d'amorçage parvenant à chacun des circuits d'amorçage 54 et 58, respectivement. Une tension continue sous la forme d'un signal de référence de courant en quadrature 1*q est appliquée à la borne 72 fonctionnant avec un noeud de sommation 74 en liaison avec un signal de courant en quadrature effectif 1q appliqué à la borne 76 par le convertisseur courant en quadrature-tension continue 78, les signaux de tension d'entrée et de courant d'entrée étant fournis par des dispositifs de détection 80 appropriés et bien connus, en liaison avec l'alimentation d'entrée 12. Il est clair qu'un transformateur d'intensité et un transformateur de tension peuvent etre utilisés pour les dispositifs de détection 80. Le convertisseur courant en quadrature-tension continue 78 est bien connu, et peut etre un multiplicateur réagissant au signal de tension et réagissant au signal de courant après un déphasage de 90 , le signal de sortie passant par un filtre électrique. Un signal d'erreur de tension de polarisation continue e1 représentant l'erreur entre la composante de courant d'entrée en quadrature désirée et la composante de courant d'entrée en cua- drature réelle est appliqué à l'amplificateur rte signaux d'erreur 82, puis à une-seconde entrée du comparateur 68 et il passe par un inverseur 84 et parvient à une seconde entrée du comparateur 70 poui determiner le fonctionnement des circuits d'amorçage 54 et 55 respectifs. an outre, le signal d'erreur de tension de polarisation continue e1 est appliqué par l'intermé diaire d'un circuit à seuil 86, de façon que, lorsqu'il dépasse un niveau de seuil prédéterminé, il soit appliqué aux noeuds de sommation 62 et 64 respectifs, pour commander le fonction nement des circuits de rythme 52 et 56 respectifs, et ainsi les fonctionnements du groupe positif 30 et du groupe négatif 40 respectif. Un chevauchement d'impulsions d'amorçage commandées est déterminé par le foiictionnement des comparateurs 68 et 70, jusqu'à ce que l'on obtienne un chevauchement complet des impulsions d'amorçage. Alors,le circuit à seuil 86 entre en action en introduisant une tension de polarisation continue entre les deux groupes 30 et 40 pour une commande supplémentaire du fonctionnement du convertisseur. Un signal de référence de courant en quadrature I*q est appliqué à la borne 72, selon le courant en quadrature I*q dé siré. Le noeud de sommation 74 compare la référence de courant en quadrature désirée I*q avec le signal de courant en quadrature réel 1q provenant du convertisseur courant en quadraturetension continue 78, pour étlir un signal d'erreur e1 Après amplification par un amplificateur à gain élevé 82, le signal d'erreur est appliqué au comparateur 68 pour commander le groupe négatif 40 et il passe par l'inverseur 84 pour tre appliqué au comparateur 78, pour commander le groupe positif 30.Le circuit à seuil 86 présente une bande morte, de sorte que l'on n'obtient pas de sortie du circuit à seuil 86, avant que la commande de chevauchement d'impulsions d'amorçage des comparateurs 68 et 70 soit achevée pour fournir un courant en quadrature supplémentaire. La tension de polarisation continue provenant du circuit à seuil 86 est appliquée aux noeuds de son- mation 62 et 64 respectifs pour augmenter l'amplitude du cou rant circulant au-delà du niveau de fonctionnenent juste continu. et jusqu'à ce qu't'n équilibre sont obtenu1 le courant en quadra- ture désiré étant fourni lorsque le fonctionnement du système de cr.ande se stabilIse. Il J a lieu de noter que le gain de l'an- plificaoeur d'erreur peut etre augmenté suffisamment, en ajoutant si on le désire de l'intégration, de façon qu'un signal de sortie émane du circuit à seuil 86, même lorsqu'on obtient pratiquement une condition de fonctionnement à erreur nulle, de l'ordre de 0,5 C,-3. Lorsque le convertisseur de fréquence fonctionne dans les conditions juste continues, représentées sur les figu- res 4E à 4X, avec un chevauchement à 10G %, des impulsions d'amorçage et les deux groupes conduisant tout le temps, et que l'on désire obtenir un courant circulant supplémentaire, on peut augmenter l'amplitude du courant circulant au moyen de la tension de polarisation continue. Sur la figure 7A, on a représenté le courant de sortie io fourni à la charge 14, représenté par l'onde 100. Le signal d'erreur de courant en quadrature e1 est représenté par la tension 102 et le signal d'erreur inversé -e1 est représenté par la tension 104. Les signal de sortie du comparateur 68 est représente par la forme d'onde 106 et le signal de sortie du comparateur r! est représenté par la forme d'onde 108.L'angle de chevauchement entre les ondes 106 et 108 varie en fonction du nIveau de tension du signal d'erreur de courant en quadrature e1 et, pour une valeur élevée du signal d'erreur de courant en quadrature effet l'angle de chevauchement pourrait atteindre 1800. A la figure 7B, on a représenté le courant de sortie i0 par la forme d'onde 110. Le signal d'erreur de courant en quadrature e1 est représenté par la tension 112 au-dessus du seuil de bande morte indiqué 114 du circuit à seuil 86. La tension de polarisation continue eO est la différence de tension entre le signal d'erreur de courant en quadrature 112 et le seuil 114. Le signal de sortie 116 du comparateur 68 est représenté, et le signal de sortie 118 du comparateur 70 est également représenté. On a présenté sur la figure 8 un exemple d'application pratique de l'invention, à propos d'un générateur transportable entrainé par une turbine à gaz. Une turbine à gaz 200 tournant à une vitesse sensiblement constante, par exemple à 50 000 tours & la minute, entraîne directement un générateur électrique 202 pour produire une tension de sortie de fréquence relativement élevée de l'ordre de 850 rz.Cette tension à haut frecuence est convertie par un convertisseur de fréquence à ~onvutatlon natu- relle 204, dont le circuit équivalent est représenté sur la figure 8, en une fréquence de sortie constante inférieure de 60 74. Le générateur électrique rapide 202 pourrait être une machine synchrone à aimant permanent ou un générateur à induction asyn- chrone, n'ayant pas à engendrer un champ magnétique tournant en synchronisme avec le rater. Il est bien connu qu'un générateur à induction 202 nécessiterait une excitation extérieure dans toutes les conditions de fonctionnement et devrait être alimenté par une composante de courant réactive ajustable, réglée avec précision selon les conditions de charge. Le facteur de puissance d'entrée réglable du coavertisseur de fréquence 204 à cornzoetation naturelle pourrait produire l'excitation désirée pour le générateur à induction 202, dans des conditions de charge variables. La figure 8A représente le circuit équivalent de l'appareil d'alimentation, un courants de pleine charge circulant à la sortie du convertisseur de fréquence 204. Le facteur de puissance, vu aux bornes de sortie du convertisseur 204, dans cette condition, est supposé entre égal à un, et le facteur de puissance à pleine charge du générateur à induction 202 est supposé être de 0,8 avec un déphasage en arrière. Si l'on suppose que, dans ces conditions d. pleine charge, il ne circule pas de courant entre les groupes positif et négatif du convertisseur de fréquence 204, représenté@ par les formes d'onde de courant idéalisées représentées sur les figures 4A à 4D, le niveau du courant réactif en retard (inductif) par rapport à la composante en phase consommée par le convertisseur 204 est de 0,95 par unité (on suppose r = 0,9). Le courant réactif inductif correspondant I consommé par le géné q rateur à induction 202 est de 0,75 par unité et cela fixe l'am- plitude du courant de condensateur requise à 0,95 + 0,75 ou 1,7 par unité. On a représenté sur la figure 83 le fonctionnement d'un gé nérateur transportable entralné par une turbine à gaz analogue, sans charge extérieure à la sortie du convertisseur de frequerWe 2C4, de telle façon que le filtre L-C co;enant la borne 20 et le condensateur 208 est supposé consommer un courant purement reac tif et capacitif d'un tiers de la valeur de pleine charge. Lv courant réactif Iq du générateur à induction 202 sans charge est supposé être de 0,5 par unité comparer à 0,75 par unité à pleine charge.Du fait que le courant de condensateur fixe passant par le condensateur 210 est toujours 1,7 par unité, cela signifie que le convertisseur de fréquence 204 doit alors être réalisé pour consommer la quantité 1,7 - 0,5, soit 1,2 par unité, de ccrramt réactif inductif. On peut montrer, à partir des équations 1 et 2, ci-dessus, que l'amplitude désirée de courant circulant continu 1c doit être égale à environ 0,34 fois le courant de sortie de crête à pleine charge IowL. Les formes d'onde de courant globables idéalisées des groupes positif et négatif sont représentées sur la figure 8C, de telle syrte que la charge moyenne des thyristors est inférieure à la charge à pleine charge.La tension de sortie V, du générateur à induction 202 doit être détectée ici pour régler l'amplitude du courant en quadrature pour une tension de sortie désirée V*o du générateur 202. Comme autre application pratique de la présente invention, on a représenté sur la figure 9 un couplage de systèmes ou d'utilisé sations asynchrones à haute fréquence utilisant deux convertisseurs d'alimentation de fréquence 250 et 252 représentés dans leur forme fonctionnelle de base et fonctionnant avec un appareil de couplage à haute fréquence fournissant du courant réactif 254, monté entre un premier système d'alimentation ou d'utilisation 255 et un second système d'alimentation ou d'utilisation 258. L'un des problèmes posés par un agencement de ce genre consiste en ce que, lorsque les conditions de charge varient, la puissance réactive prélevée sur l'appareil de couplage 234 varie.Lorsqu'un courant élevé circule aux bornes de sortie du convertisseur de fréquence, le circuit-bouchon à haute fréquence de l'appareil 254 doit délivrer une puissance réactive élevée aux bornes d'entrée du convertisseur de fréquence. Lorsque les courants du système dimi- nuent, la consommation de puissance réactive du convertisseur de fréquence commandé de la façon classique diminue.La solution de ce problème proposé antérieurement consiste à visser la fréquen ce de l'appareil de couplage s'ajuster automatiquemant aux conditions de charge, pour constituer un moyen pour régneL- la tuis- sance réactive fournie aux convertisseurs de fré-ece à partir du circuit-bouchon. Cependant, cette solution nécessite un circuit bouchon relativement important, pour maintenir l'oscil'at.on de la fréquence de couplage entre les conditions de charge extrêmes dans des limites acceptables Une meilleure approche consisterait à utiliser le principe de l'invention pour commander le courant d'entrée réactif du coner- tisseur de fréquence. Le courant circulant du convertisseur de fréquence serait régulé avec les variations de la charge extérieure, de façon à assurer le prélèvement d'une puissance réactive constante sur le circuit~bouchon de l'appareil de couplage.Ainsi, la fréquence de couplage pourrait rester sensIblement constante pur toutes charges, de sorte que la dimension du cire.it-bouchon par- rait être réduite au minimum. On prévoit un transformateur de tension 251 pour détecter la fréquence de la puissance passant entre le circuit-bouchon 254 et les deux convertisseurs de fréquence 250 et 2=2. Le convertisseur fréquence-tension continue est un appareil bien connu comprenant un montage logique pour détecter les passages par zéro du signal de tension et délivrer des impulsions de largeur fixe correspondante dont la moyenne peut être prise pour fournir un signal de sortie proportionnel à la fréquence réelle détectée par le transformateur de tension 251. Cette fréquence réelle f est alors comparée à une fréquence de référence f désirée, pour régler les déphasages des courants en quadrature des convertisseurs de fréquence 250 et 252, comme on l'a décrit précédemment à propos de l'appareil de commande de courant représenté sur la figure 6. Si la fréquence du circuit-bouchon 254 tend trop à diminuer, on désire que les courants en quadrature 1q augmentent, et inversement. Le schéma de la figure 10t représente la condition de fonctionnement à pleine charge pour un couplage entre les systèmes asynchrones considérés, l'énergie supposée être à un facteur de puissance de 0,8 étant transmise du système 256 au système 258. Dans ces conditions de fonctionnement, les convertisseurs de fré quence 250 et 252 sone supposés fonctionner sans courant circulant, ce qui est indiqué par les formes d'onde idéalisées de la figure 103. La conposante de courant réactive 1q correspondante prélevée à l'entrée de chacun des convertisseurs de fréquence 250 et 252 est appelée 1 par unité. La figure ica représente la condition de fonctionnement sans charge d'un tel système d'ali- tentation, aucun courant ne parvenant au système 256 ou 258, ni n'en provenant.Pour maintenir la fréquence du circuit-bouchon du couplage identique à celle en pleine charge, chacun des convertisseurs 250 et 252 doit encore prélever un courant réactif 1a da 1 par unité sur le circuit-bouchon 254. On peut montrer, à partir de l'équation (2) ci-dessus, que le courant circulant permanent Ic dans chaque circuit-bouchon de convertisseur doit être égal àen- viron 0,3 fois la valeur de crête du courant à pleine charge ÎoFL, ce que représentent les formes d'onde idéalisées représentées sur la figure 10D, en supposant r = 0,9. Encore une fois, il est clair que la charge des convertisseurs 250 et 252 dans des conditions sans charge est moins gênante qu'à pleine charge.Ainsi, l'appro- che proposée pour maintenir la fréquence du circuit-bouchon fixe lorsque les conditions de charge changent représentera une solution pratique du problème. Sur la figure 11, on a représenté schématiquement le couple ge entre systèmes d'alimentation ou utilisation de la figure 9, en prenant comme exemple des systèmes monophasés pour simplif fier le dessin, Pour des systèmes triphasés, il faudrait faire fonctionner trois montages du type représenté sur la figure Il avec le même circuit-bouchon 254. La figure 12 représente deux convertisseurs de fréquence 250 et 252 à commutation naturelle formant un couplage entre deux sys thèmes dialimentation A et B et ayant en commun un circuit-bouchon 254 commandé par des circuits de rythme et d'amorçage à impulsions respectifs 330 et 331. Des sommateurs 332 et 333 délivrent les signaux d commande nécessaires pour les circuits d'amorçage 330, 331, respectivement.Contrairement aux circuits des figures 9 et 11, le circuit de la figure 72 comprend un montage destiné à réguler le passage de courant entre les deux systèmes d'alimenta- tion A, B par l'intermédiaire des deux convertisseurs de fré quence, tandis que le montage décrit précédemment garantit Qle le facteur de puissance des deux cotés de la liaiscn peut être maintenu égal à l'unité, ou à toute autre valeur désirée. Pour commander le passage du courant entre les deux systèmes d'alimentation, des transduwteurs de courant actif et en quadra- ture sont respectivement prévus sur la ligne d'alimentation des deux systèmes a et B. De chaque transducteur sont tirés deux si gnaux IQ, FB1, et IR,FB1 représentant la composante active et la composante en quadrature réelles pour le transducteur 301, nanas la première boucle de réaction, et IQ,FB2, IR,FB2, les composantes en quadrature et active réelles pour le transducteur 302 dans la seconde boucle de réaction.Ces signaux sont comparés chacun à des signaux de référence correspondants I*Q1, I*R, I*Q2, pour fournir, après sommation dans les sommateurs S1 S'1 S2, S'2, respectifs, des signaux d'erreur. Après intégration (par les intégra veufs li, I'i, 12 > I'2) ces signaux parviennent à des générateurs d'ondes sinusoidales G1, G'1 G2, G'2, qui, selon le procédé de commande d'ondes sinusoidales indiqué aux pages 190 à 192 et 248 à 254 de l'ouvrage de PELLE, déterminent, sous la tension de référence V*S1 et V*S , le rythme des impulsions d'amorçage envoyées I 2 à chaque convertisseur de fréquence. Ainsi, la tension de référence pour chaque convertisseur de fréquence se compose de trois composantes (V*5), (V*0,180) et (V*+90). La première composante V*S fournit une composante de tension à la sortie du convertisseur de fréquence (250 ou 252) égale et en phase avec la tension du système associé (s ou B). Si les deux autres composantes sont-toutes deux nulles, il ne circule pas de courant aux bornes de sortie du convertisseur de fréquence. Si l'on considère la composante de tension de référence Vs0,180 appliquée au sommateur 332 ou 333, cette tension est en phase en opposition de phase avec V*S. Ainsi, une variation de l'amplitude et du signe de cette composante produit une variation correspondante de la composante de courant réactive prélevée sur le système. L'action de la boucle de réaction due à l'erreur intégrée entre I*Q et le signal de réaction à composante en quadra- ture réelle, est de forcer le courant réel en quadrature du systê- me à correspondre à la valeur de référence I*Q. fra troisiène composante est celle qui correspond au courant actif. ,a boucle de réaction mise en jeu fournit un signal de correction pour l'erreur intégrée entre le signal de référence de courant actif I*R et le signal de réaction représentant la conposante active réelle IR,FB du courant circulant o ans le sys tète. Encore une fois la boucle de réaction est telle qu'elle force la composante de courant actif réelle à correspondre à la valeur de référence I*R. Pour rendre la puissance active pénétrant d'un côté égale à la puissance réelle sortant de l'autre, il suffit d'appliquer une référence de courant actif commune aux deux convertisseurs de fréquence mais avec une polarité opposée Si les tensions des deux systèmes d'alimentation sont égales des deux côtés, cela produira un passage courant désiré égal mais opposé des deux écotés. D'autre part, les courants en quadrature de chaque côté sont ajustésindépendamment l'un de l'autre, du fait qu'ils ne contribuent pas à un passage de courant global réel par le couplage. Si les tensions des systèmes d'alimentation ne sont pas égales, il est clair que l'on peut ajouter un montage pour modifier les signaux de référence de courant actif en fonction de la dif férence de potentiel entre les deux côtés. TECHNIQUES ANTERIEURES POUR GENERATEURS DE FACTEURS DE PUISSANCE DASS DES INSTALLATIONS PUBLIQUES : On corrige en général le facteur de puissance de réseaux publics et industriels en faisant tourner des condensateurs synchrones et/ou des groupes de condensateurs passifs constants ou commutés mécaniquement. Les performances en régime permanent d'un condensateur synchrone rotatif sont excellentes dans des conditions de charge équilibrées : il produit un courant triphasé en avance ou retard de phase pratiquement; sinusoldal et variant de façon continue pour les lignes d'alimentation, sans provoquer de phénomènes transitoires fâcheux. Cependant, le condensateur syr- chrone présente également plusieurs inconvénients qui limitent son donaine d'application : il est coûteux, il comporte des par ties mobiles devant être entretenues, son aptitude à fournir une puissance réactive déséquilibrée est limitée et son temps de réponse est lent.D'autre part, des groupes de conHensateurs fixes peuvent fournir une puissance réactive constante et, par conséquent, ils ne sont utilisables que lorsque l'oui rencontre une consommation de puissance réactive à retard 9e phase rela- tivement constante. Pour réduire l'effet de la variation de la consommation de puissance réactive, on peut mettre en cir-.u-..' et hors circuit mécaniquement des goupes de condeneaQeurs et individuellement ou par séries triphasées, au moyen de fionta~- teurs appropriés.Cependant, la compensation sera lente et elle suivra la consommation de puissance réactive par gradins. n ou tre, la commutation produira en général des pointes de courant sur les lignes d'alimentation. Les récents progrès dans la technologie des thyristors à haute puissance et les montages électroniques rendent plus attirante l'idée de ccrrecteurs de facteur de puissance à semi-conducteurs dans de nombreuses applfa- tions pratiques, promettant des performances techniques supérieures à un prix économique. Il y a essentiellement trois procédés pour produire une puissance réactive statique : i) des condensateurs et bobines 1'inductance shunt en liaison avec des interrupteurs à semi- conducteurs commandés par contrôle de phase; 2) des convertisseurs alternatiS.-continn et des inverseurs; 3) les changeurs de fréquence alternatif-alternatif (convertisseurs de fréquence) conçus plus récemment. Une estimation de ces trois types de systèmes indique que le premier groupe est probablement la plus simple et le moins coûteux; en outre, cette approche convient bien pour compenser une consommation de puissance réactive non équilibrée. D'autre part, le système est physiquement grand et il représente une charge de type résonnant (à fréquences propres multiples et variables) sur les lignes d'alimentation.Les deux autres groupes conviennent mieux pour compenser la consommation de puissance réactive triphasée fondamentalement équili- brée. Les convertisseurs alternatif/continu sont économiquement concurrentiels et physiquement petits. Cependant, ils doivent, dans la plupart des cas, autre complétés par des filtres passifs pour produire des formes d'onde de courant de distorsion acceptable. Les inverseurs sont en général coûteux, mais leurs performances peuvent se rapprocher de celles des condensateurs synchrones rotatifs, ou même les dépasser.Les montages de chan- seul de fréquence alternatif/aîternatif aiec ts s 'avèrnt, dans des conditions cor eo4es, donner des performances genéralement équivalentes et, à cerbai.ns égards, supérieures à celles de leur perdant rotatif, et à un prix de revient concurrentiel. Pour la correction du facteur de puissance avec des conden saveurs et des bobines d'induction commandés par thyristors, deux schémas de base sont possibles : l'un consiste à commander la puissance réactive en avance de phase par commutation de groupes de condensateurs fixes sur les lignes t et l'autre atteint le même but en combinant un groli?e de condensateurs fixes et une bobine d'inductance "variable" commandée par des thyristors en parallèle, Un premier procédé évident pour délivrer une puissance réactive en avance de phase réglable aux lignes d'alimentation conciste à mettre en circuit et hors circuit des groupes de condensateurs de dimensions appropriées, avec des commutateurs à thyristors montés en parallèle inverse associés à chaque groupe de condensateurs. Un autre système bien connu comprend un condensateur fixe en parallèle sur une bobire d'inductance variable, comme le montre la figure 13. La grandeur de I'imp.élance en courant alternatif effet tive de la bobine peut être ajustée entre l'infini et la valeur absolue de l'impédance du condensateur fixe . Pour la consommation de puissance réactive en avance de phase maximale, l'impédance de la bobine d'inductance variable est infinie et, par suite, le maximum de courart capacitif est tiré de l'alimentation alternative. Pour une consommation de puissance réactive nulle, l'impédance de la bobine d'inductance variable est opposée à celle du condensateur fixe et, par conséquent, le courant global fourni est nul. Entre ces deux limites, l'impédance de la bobine est réglée de fa çon que le courant capacitif résultant corresponde à la consommation de puissance réactive instantanée. Le. fonctionnement de ce système de base peut être, en bref, décrit de la façon suivante. Pour une consommation de puissance réactive en avance de phase nulle, l'interrupteur à thyristors est fermé et la bobine ennu- le l'effet du condensateur, de sorte que le courant global fourni est nul. Pour une consommation de puissance réactive en avance de phase non nulle, la fermeture de l'interrup our est retardée de f3çon appropriée r luE angle variable ("anOle d'smorçe-e") a, 2-ar rapport au maximum de la tension d'alir.ntation, pour réduire le courant dans la bobine. Sorsqu'a- augmente (Q à 900), le courant inductif diminue, comme le montre la figure 14, et, par conséquent, la puissance réactive en avance de phase prévue pour l'alimentation alternative augmente. Pour une consommation de puissance réactive en avance de phase maximale, l'interrupteur est ouvert (a = boa), le courant dans la bobine est nul et, par conséquent, le cotant capacitif nominal maximum est tiré de L'alimentation alternative.Comme on l'a indiqué précédemment, la bobine fixe en série avec l'interrupteur à thyristors commandé par contrôle de phase peut être considérée comme une bobine à inductance variable ayant un temps de réponse d'une demi-période (c 'est-à-dire que l'angle a peut être réglé à chaque demi-période). On effectue aussi la correction du facteur de puissance avec des convertisseurs alternatif/continu et des inverseurs. On peut utiliser des convertisseurs alternatif/continu pour produire une puissance purement réactive et on peut donc les employer comme correcteurs de facteur de puissance. On pçut effectuer une distinction entre convertisseur et inverseur, selon l'aptituis de l'appareillage statique à maintenir ses tensions alternatives aux bornes indépendamment du système à courant alternatif auquel il est relié. En particulier, l'appareillage statique est appelé convertisseur, si sa tenion de borne du côté alternatif est maintenue par le système alternatif, et inverseur si sa tension de borne alternative peut etre maintenue et commandée indépendamment du système à courant alternatif. Avec cette définition, peu importe le sens d'écoulement du courant, les deux appareillages peuvent absorber du courant aux bornes continues et fournir du courant aux bornes alternatives, ou inversement. Cependant, l'on verra que, pour la génération de puissance réactive, le convertisseur et l'inverseur sont tous deux commandés pour absorber la puissance active devant entre prélevée du système à courant alternatif pour compenser leurs pertes internes, ce qui permet d'utiliser des éléments réactifs passifs (bobines ou condensateurs) pour établir le courant continu ou la tension continue nécessaire aux bornes continues. Le convertisscur alternatif/contInu peut être à commutation naturelle ou forcée. L'inverseur alternatif/continu peut, d'autre part, être a commutation forcée. Le convertisseur à commutation naturelle ne peut foarI qu'une puissance réactive en retard de phase; par contre, le convertisseur et l'inverseur à commutation forcée peuvent fournir une puissance réactive en retard de phase, tout comme en avance de phase. Un convertisseur à commutation naturelle, représenté sur la figue 1A pour un groupt, ne peut fonctionner que si les thyris- tors sont déclenchés à des angles de phase pour lesquels la conduction du courant continu passe "naturellement" d'une paire de thyristors à la paire suivante. En se référant aux courbes (a) de la figure 153, représentant le courant de charge, la commutetion ne peut avoir lieu qu'avec la polarité du thyristor indiquée que ae A1 à 31, lorsque la ligne B est plus positive que la ligne A. Cela limite la gamme maximale pour amorcer le thyristor B1 de 0 à -1800, mesurés à partir du premier point de commutation na > u- relle. Par conséquent, la phase du courant de ligne alternatif sera en retard sur la tension de ligne d'un angle de déphasage égal à l'angle de retard d'amorçage. ainsi, dans l'application considérée, où lton doit utiliser le convertisseur pour engendrer de la puissance purement réactive, l'angle d'amorçage doit théoriquement être le -90 . a tension de sortie continue est donc pratiquement nulle et le convertisseur se termine par une bobine continue.Pour établir et maintenir le niveau de courant continu requis, l'angle d'amorçage doit, bien entendu, être légèrement inférieur à 90 , de sorte qu'il y a juste suffisamment de tension continue pour vaincre les chutes de tension des thyristors et la résistance de la bobine continue. Il s'ensuit que l'amplitude du courant alternatIf et, par conséquent, les amplitudes des courants de ligne alternatifs résultants IA, IB et 1C (voir courbes fj, g), h) de la figes re 15B) consommés par le convertisseur peuvent être réglés par un léger ajustement de angle d'amorçage. On peut donc considérer le convertisseur à commutation naturelle comme un générateur de courant réactif, pouvant produire trois courants à retard de phase équilibrés d'amplitude réglable pour les lignes alternatives. On peut également le considérer, à la fréquence de ligne fondaenale, comme un nducteut triphasé équilibré à variation continue, pouvant compenser la conso-=a- tion de puissance réactive en avance de phase. On peut prévoir une puissance réactive en avance de phase réglable pour cl penser la consommation de puissance réactive er retard de phase d'une façon analo > ,ue à celle exailnée précédemment. Ainsi, le convertisseur, jouant le rôle d'un inductif triphasé variable, est 'monté en parallèle avec un groupe de condensateurs triphasés de mêmes caractéristiques. Ainsi, en réglant le courant 1U convertisseur (inductif) entre le maximum possible et zéro, le courant capacitif dans les lignes variera entre zéro et le maxi mum. Les montages de convertisseurs à commutation forcée apportent une autre solution au problème. Cependant, les techniques et circuits de commutation appOrtent leurs propres problèmes. Avec un inverseur (considéré en général comme une source de tension alternative), on peut produire une onde de sortie de grande qualité très proche d'une sinuso de. Si la sortie d'un tel inverseur est reliée par un inducteur à une source de courant alternatif de même fréquence, comme le montre la figure 16, la tension aux bornes de la bobine sera la différence vectorielle entre la tension produite par l'inverseur (Vin) et celle produite par inv la source de courant alternatif VAC. Cette différence de tension provoquera le passage du courant dans la bobine (Iinv = -IAC). Si les tensions de l'inverseur et de la source de courant alternatif sont en phase, le courant dans l'inverseur (et dans la source de courant alternatif) sera purement réactif. Lorsque la tension de l'inverseur (Vinv) est supérieure à celle du générateur VAC, l'inverssur "verra" en fait une charge inductive, tandis que la source "verra" une charge capacitive. Si, d'autre part, la tension de l'inverseur est inférieure, il verra une charge capacitive, tandis que la source verra une charge inductive. Ainsi, en maintenant la tension de l'inverseur exactement en phase avec la tension de la source tout en faisant varier son amplitude, on peut régler le courant prélevé par l'inverseur sur le générateur alternatif de la valeur inductive maximale à la valeur capacitive maximale.Si les tensions sont exactement en phase, l'inverseur n' absorbe pas de puissance réelle provenant de la source alternative, et il faudra donc compenser les pertes à partir d'une alimentation continue séparée. Cependant1 on peut supprimer l'a lulentation continue, si l'on utilise un condensateur de stockage continu approprié et si l'on donne à la phase de la tension de l'inverseur un léger retard par rapport à celle de la source de courent alternatif. Il circulera alors une composante de courant active du générateur à l'inverseur, et les pertes scrcnt coupensées. Le condensateur de stockage d'un inverseur fonctionnant sans entrée continue devra transporter du courant ondulé d'une amplitude et d'une fréquence dépendant de la puissance nominale de la configuration du montage, du mode de fonctionnement, et du nombre de phases alternatives. En tout cas, si l'on suppose un système triphasé équilibré, l'amplitude du courant ondulé est inférieure, tandis que sa fréquence est supérieure aux valeurs correspondantes du courant de sortie. Ainsi, le dimensionnement du condensateur continu unique nécessaire pour fournir un courant réactif triphasé donné par l'intermédiaire d'un inverseur peut être une faible fraction du dimensionnement du condensateur ou de l'inducteur alternatif triphasé qui lui est équivalent. L'inverseur fonctionnant pour produire une puissance réactive est analogue à un condensateur synchrone dont la force électronotrice interne et l'inductance de fuite déterminent " ampli tude et la phase du courant réactif. On peut donc considérer l'inverseur comme un "condensateur synchrone à semi-conducteurs". Les changeurs de fréquence statiques sont la troisième approche de base de la génération de puissance réactive statique. Dans cette catégorie de générateurs de puissance réactive, il y a deux approches fondamentales dont les deux utilisent des convertisseurs à commutation naturelle ou forcée. Dans le premier cas, la fréquence d'entrée et la fréquence de sortie sont égales et identiques à la fréquence d'alimentation. Le rôle principal du changeur de fréquence est d'inverser l'angle de phase du courant de passage par rapport à la tension des bornes d'entrée et de sortie. Ce système ne nécessite pas de composants de stockage passifs. Cette solution a été décrite dans la demande de brevet américain n0 575 888 déposée le 8 mai 1975 par L. Gyugyi, J. riota et E.J. Stacey, intitulée "Static Reactive Power Generating pparatus". Le second cas correspond à l'idée d'un couplage haute fré quence" utilisé dans le cadre de la présente invention. DESCRIPniIEON DU NODE i)'ECUTI0N PREFERE DANS LE CAS D'un CONVER- TISSEUR DE FREQUENCE UNIQUE UTIIiS- COMME GENERATEUR DE PUISSANCE REACTIVE STATIQUE COMMANDE. Du fait que l'on dispose de thyristors à grande puissance (redresseurs au silicium commandés ou SCR), l'appareillage de conversion de haute puissance à semi-conducteurs est devenu une réalité pratique pour les applications de type services publics de 1'électricité.-n raison des limitations inhérentes de ces thyristors à grande puissance (pas de possibilité de coupure commandée par porte, temps de coupure relativement long), les applications de type installations publiques sont cependant limitées de façon prédominante aux convertisseurs à commutation naturelle ou par source d'entrée.Dans ces systèmes, la commutation des thyristors a lieu par alimentation séquentielle, de phase correcte par rapport aux sources de tension alternative, de sorte que le thyristor "sortant" reçoit toujours une tension de polarisation inverse pendant une durée nécessaire pour se rétablir à partir de le conduction. Les convertisseurs commutés par la source d'entrée sont simples de par leur principe, mais ils présentent des caractéristiques désavantageuses qui deviennent de plus en plus ennuyeuses à de hauts niveaux de puissance. Il réfléchissent leur charge avec un facteur de puissance correspondant à un retard de phase vers la source alternative, et ils consomment des proportions importantes de courants h moniques d'ordre relativement inférieur provenant de leur source.Leur temps de réponse est as sujetti à la fréquence de la source.-La nouvelle approche selon l'invention maintient les avantages des convertisseurs commutés par la source d'entrée, tout en éliminant leurs inconvénients. Le principe de fonctionnement de base du générateur de puissance réactive statique selon l'invention sera plus facile à comprendre en se référant d'abord au condensateur synchrone classique, représenté à la figure 17, lorsqu'on l'utilise pour obtenir une puissance réactive pouvant être contrôlée. Pour un passage de courant purement réactif, la force électromotrice induite E est en phase ovec la tension ; du réseau. En réOlan. l'e:citatioe de la machine et, par suite, l'amplitude de E, on peut régler la puissance réactive; lorsqu'on augmente E au-dessus de V, on pré- lève du courarft- en avance de phase sur le réseau, tandis au'en réduisant E au-dessous de V, on crée une charge correspondant à un retard de phase sur le réseau. Un autre procédé de mise en oeuvre d'une source de puissance réactive contrôlable est représenté à la figure 18. le consensa- teur synchrone de la figure 15 a été remplacé par une machine à relativement haute fréquence, alimentant an convertisseur de fréquence statique, qui réduit la fréquence de la machine à-la fréquence du réseau. L'amplitude de la tension de sortie du convertisseur de fréquence peut entre réglée pour produire des puissances réactives correspondant à une avance ou à un retard de phase, par réglage de l'excitation de la machine ou par réglage interne du convertisseur de fréquence. L convertisseur de fréquence comprend simplement, dans sa forme de base la plus simple, un réseau de thyristors qui sert, par l'intermédiaire d'une commande appropriée, à transformer la fréquence machine en fréquence réseau. Le procédé de conversion de fréquence de base est illustré par les formes d'onde de la figure 18. Des segments choisis des tensions à fréquence relativement élevée engendrées par la machine sont rassemblées, par un déclenchement approprié des thyristors du convertisseur de fréquence, pour engendrer une onde de tension de sortie de fréquence fondamentale égale à la fréquence du réseau.En réglant convenablement les- périodes de commutation des thyristors, on peut régler l'amplitude de la composante fondamentale de la tension de sortie du convertisseur de fréquence par rapport à la tension machine, et, par un procédé analogue, on peut maintenir la fréquence de sortie du convertisseur de fréquence constante à la fréquence du réseau, malgré les variations de la fréquence machine. Ainsi, il n'est pas nécessaire de maintenir la fréquence machine absolument fixe. Lorsqu'on modifie le courant réactif fourni au réseau ou système (ou prélevé sur lui), par réglage de l'amplitude de la tension de sortie fondamentale du convertisseur de fréquence, cette variation de puissance réactive se réfléchit sur la machine par l'intermédiaire du convertisseur de fréquence. Cependant, eL raison des propriétés de transfert particules du convertisseur de fréquence à commutation secteii-r, les paissances réactives, correspidant à la fois à un retard de phase ou à une avance de phase, du côté réseau, apparaissent toujours sous la forme de puissances réactives correspondant à un retard de phase à la ma- chine. Du fait que la machine de la figure 18 ne traite théorique nient que de la puissance réactive, on peut la remplacer par un circuit bouchon oscillant statique du type représenté sur la figure 19. Comme dans le cas de la figure 18, on peut régler la puissance réactive du côté réseau en réglant la tension engendrée aux bornes de sortie du convertisseur de fréquence, ce qui peut avoir lieu de l'intérieur du convertisseur de fréquence. On peut tenir compte de la charge réactive variable réfléchie sur le circuit bouchon par le convertisseur de fréquence, lorsque la puissance réactive du côté du réseau varie, en faisant varier de façon appropriée la fréquence du circuit bouchon oscillant avec les conditions de charge, en maintenant la fréquence de sortie du convertisseur de fréquence rigidement fixe à la fréquence réseau. Il est clair que le schéma de la figure 19 constitue une approche entièrement statique d'un contrôleur de puissance réactive continu. C'est un système à commutation naturelle dans lequel la source alternative à partir de laquelle le convertisseur conmute est un circuit bouchon à haute fréquence triphasé. Il y a lieu de noter que c'est un système à trois impulsions", mais l'on obtient des résultats comparables en utilisant un système à nombres d'impulsions supérieurs (6 à 12). Sur la figure 20, on a représenté schématiquement un convertisseur de fréquence 10 intercalé fonctionnellement, pour la correction de puissance réactive, entre un système d'alimentation alternatif e . Quel que soit l'angle de dépha- saOe du courant de sortie par rapport à la tension du système d'alimentation ijernetif, le courant d'entrée du convertisseur de fréquence est toujours déphasé en retard par rapport à la tension d'entrée. Blansle ae déphasage de sortie peut être représen- té par une inductance (puissance réactive correspondant a un re- tard de phase) ou une capacité (puissance réactive correfrondant à une avance de phase) à la sortie. Cependant, quelle que soit la nature de la composante de courant en quadrature à la sortie, la composante de courant en quadrature à l'entrée est toujours en retard de phase. La technique de correction du facteur de puissance dite "par couplage haute fréquence" consiste à modifier l'inégalité V2 inférieure à V1 ou V1 inférieure à V2. En se référant aux figures 21, 22 et 23, on va décrire à présent en détail un nouveau type de générateur de puissance réactive statique dans lequel la puissance réactive est fournie auto matiquenent à un système d'alimentation en courant alternatif. Ce nouveau générateur comprend un "couplage haute fréquence (HF)" qui est maintenu automatiquement à une fréquence sensiblement constante, de sorte que, dans le cas d'un circuit bouchon oscillant (couplage "passif"), on peut optimiser la valeur de la puissance reactive et, dans le cas d'une source extérieure (couplage "actif"), 1E source haute fréquence peut avoir une plus faible puissance nominable. En se référant à la figure 21, on a représenté un convertisseur de fréquence triphasé typique à commutation naturelle à pont à 6 impulsions à 2 quadrants équilibrés. Chaque phase de sortie comprend 12 thyristors répartis en deux groupes opposés. Chaque phase d'entrée combine deux paires de thyristors de chaque groupe et de chacune des trois douzaines de thyristors. Le côté d'entrée, de fréquence supérieure, comprend trois circuits bouchons oscillants HFT1, RFT2 et HFT3 qui sont montés en W.Le côté sortie, de fréquence inférieure, comprend le système d'alimentation à courant alternatif dont le facteur de puissance est à corriger Le système d'alimentation est couplé à la sortie par l'intermé- diaire d'un transformateur T comportant, avec les trois phases I, II, III un montage en W au primaire PI, P2, P3 et des secondaires divisés S1, S2, 53 reliés à chaque extrémité aux trois groupes de thyristors respectifs par l'intermédiaire de la prise centrale de bobines d'équilibrage correspondantes R1, R'1, R2, i'2 ou 23, 2'3 entre deux groupes opposés pour chaque sens de passage du courant pendant la conduction. Chacun des trois cir-- cuits btuchons -T1, HFT2 et T3 réagit à la conduction dans un sens ou l'autre pour chaque groupe et pour les trois lignes du système d'alimentation en courant alternatif. Ainsi, lorsque des thyristors choisis sont commandés pour conduire, tandis que la commutation naturelle coupe les thyristors sortants, l'éner- gie est accunulée ou restituée par le circuit bouchon particu- lier. Au cours de cet échange d'énergie entretenu, le circuit bouchon joae le rôle de source d'entrée pour le convertisseur de fréquence. Du côté sortie, par exemple au secondaire du transformateur T, une tension de sortie est engendrée; elle a une fréquence inférieure à celle du circuit bouchon.La fréquence au circuit bouchon est telle que la fréquence à la sortie s'adapte à la fréquence du système d'alimentation alternatif, De plus, la tension de sortie est choisie de façon qu'au primaire du transformateur T, la tension soit égale à la tension de secteur du système d'alimentation alternatif. Comme on l'a expliqué, lorsque la tension entre les bornes A et B de bobines d'équilibrage (R1, R'1, R2 > R'2, ou 23, R'3) est inférieure à la tension entre les bornes des enroulements du transformateur T (S1, S2 ou S3), compte tenu de la faible inductance L1, L2 ou L3 présente entre la sortie vers le système d'alimentation alternatif et la sortie provenant du convertisseur de fréquence, des courants réactifs inductifs circuleront du système d'alimentation alternatif à la sortie du changeur de fréquence . Les courants sont en avance de phase sur la tension de sortie du changeur de fréquence et en retard de phase sur la tension de sortie du système d'alimentation alternatif.Ainsi, le changeur de fréquence a une charge capacitive, tandis que le système d'alimentation alternatif a une charge inductive. Dans la situation inverse, par exemple lorsque la tension entre les bornes A et B des bobines d'équilibrage (R1, R'1, R2 > i'2 ou 3, 2'3) est supérieure à la tension entre les bornes d'enroulements du transformateur T (S1 S2 ou S le changeur de fréquence a une chute inductive, tandis que le système d'lcîi mentation alternatif a une charge capacitive. De plus, conte on l'a indiqué précédemment, dans les deux cas, le courant à l'entrée est en retard sur la tension d'entrée, par exemple entre la borne neutre N et la ligne 1, 2 ou 3. En fait, la figure 21 n'est donnée qu'à titre d'exemple. Le convertisseur de fréquence peut avoir n'importe quelle configu- ration ben connue telle que celles qui sont expliquées dans l'ouvrage de PELLY. Certains agencements peuvent réduire le nom- bre de circuits bouchons nécessaires, d'autres peuvent exiler davantage de circuits bouchons. En se référant à présent à la figure 22, on considérera le convertiseur de fréquence, par exemple du type décrit sur la figure 21, avec adjonction d'un contrôleur de tension déterminant le degré de correction de facteur de puissance, comme on vient de l'expliquer, par référence aux intuctances L1, k et L3 de la figure 21. La figure 22 représente schématiquement l'organisation fonctionnelle de base pour la correction de facteur de puissance dans le générateur de puissance réactive statique selon la présente invention, lorsque la source à haute fréquence" est un circuit bouchon. Le circuit bouchon 110, représenté schématiquement et correspondant à une pluralité de circuits bouchons qui peuvent être nécesaaires selon l'agencement polyphasé particulier des thyristors, est relié à l'entrée du convertisseur de fréquence 101 comprenant deux groupes 111, 112 représentant aussi schématiquement toute combinaison de thyristors associés à l'une ou l'autre polarité. De même une bobine d'équilibrage IR est représentée schématiquement entre les sorties des groupes positifs et négatifs, la prise centrale en étant reliée au secondaire du transformateur T couplant la sortie du convertisseur de fréquence au système d'ali- mentation . alternatif à corriger.Une faible inductance L est présente à la sortie du convertisseur de fréquence entre le secondaire du transformateur D: et le point de prise de la bobine T inductance qui, comme le montre la figure 10, sépare le point à la tension de sortie V2 du convertisseur de fréquence du point à la tension 1 du sytèème d'alimentation en courant alternatif.Ces deux potentiels ont une différence î Af1 c qui est positive lorsque le convertisseur de fréquence consomme de l'énergie réactive correspondant à un retard de phase Erove- nant du système d'alimentatIon en courant alternaif, et qui est négative lorsque le convertisseur délivre de la puissance réao ve correspondant à un retard de phase, c'est-à-dire conscmme une puissance réactive correspondant à une avance de phase provenant du système d'alimentation. Le montage de commande représenté aur la figure 21 engendre, en réaction à un signal de commende EV1 = V1 Y2 prélevé sur la ligne 120 et appliqué au somnateur 123, une tension de sortie V2 pour le convertisseur de fréquence, conforme aux nécessités de correction du facteur de puissance dans le système d'alimentation en courant alternatif. On connaît bien le contrôle de la tension de sortie d'un convertisseur de fréquence. On se reportera par exemple aux pages 190 à 192 et 248 à 254 de l'ouvrage de PELLY. En se référant à la figure 21, au cours d'un fonctions nement normal, trois tensions sinusoïdales sensiblement égales, décalées mutuellement de 1200, sont engendrées aux bornes des trois circuits bouchons.L'échelonnement dans le temps des impulse sions d'amorçage à destination de chaque convertisseur de fréquence est commandé par rapport aux tensions du circuit bouchon à haute fréquence de façon que chaque convertisseur de fréquence engendre une composante de tension fondamentale entre ses bornes de sortie A, B, sensiblement en phase avec la tension appliquée à Partir du système relié aux bornes du secondaire du transformateur associé. Pour consommer de l'énergie réactive correspondant à un retard de phase sur le système, l'amplitude de la composante désirée de la tension de sortie du convertisseur de fréquence est rendue inférieure à la tension du secondaire du transformateur appliquée correspondante, par réglage approprié de l'échelonnement dans le temps des impulsions d'amorçage, en réaction à un signal de commande io proyenant d'un transformateur de courant C présent à la sortie du convertisseur de fréquence.Pour fournir une puissance réactive correspondant à un retard de phase au système, c'est-à-dire consommer ure puissance réactive correspondant à une avance de phase, l'amplitude de la tension de sortie du con- vernisseur de fréquence est rendue supérieure d'une valeur appro- priée à la tension du secondaire d7u transformateur correspondant. n revenant à la figure 22 > la tension de référence alternative #V1 est synchronisée et en phase avec la tension de réseau apparaissant aux bornes du secondaire du transformateur associé. Lorsque Z = O, la tension de sortie fondamentale V2 du convertisseur de fréquence est exactement égale à la tension V1 du secondaire du transformateur correspondant, la tension V1/k étant renvoyée par la ligne 122 sous forme d'entrée unique aux circuits de rythme d'impulsions de convertisseur 122, 124, et il ne passe pas de courant fondamental (k ) gain de tension entre le point commun des bobines d'équilibrage 1R et le sommateur 123). Lorsque la polarité de #V1 est telle qu'elle favorise le signal de réaction V Le fonctionnement du montage de la figure 22 ressort facilement des informations générales se trouvant dans l'ouvrage de PELLY. Les deux groupes de thyristors 111 et 112 sont commandés p3r le circuit d'amorçage 132 pour la polarité positive et par le circuit d'amorçage 133,pour la polarité négative. A partir du courant détecté à la.sortie de la bobine d'équilibrage IR, le sélecteur de groupe 136 détermine le groupe à amorcer à un instant donné.L'instant d'amorçage est déterniné pour chaque thyristor par la congruence temps entre le signal de référence à la fréquence tZ1 et la courbe sinusoïdale de fréquence #2 de la phase particulière provenant du circuit bouchon HF 110, reçue sur les lignes 113, 114, et 113, 115 pour les groupes respectifs. Les circuits de rythme 128, 129 établissent la durée de conduc- tion du thyristor "entrant" en liaison avec le signal ae commande EV1 présent sur la ligne 120. En se référant à présent à la figure 23, 0:1 a représenté un montage combinant une commande de tension de sortie du type repr- senté sur la figue 22, pour réaliser une correction de facteur de puissance automatique, avec une commande de courant circulant entre les deux groupes du convertisseur de feéaence, de façon à corriger automatiquement les variations de l'inductance équiva- lente vue de l'entrée du cycloconvertisseur et, par consoquent, à maintenir une oscillation active entre le convertisseur de fréquence et le circuit bouchon HF à la fréquence tJ2 choisie et désirée. Le circuit de commande de courant circulant comprend un dispositif 200 relié fonctionnellement à la ligne 113, par exemple où de l'énergie est échangée entre le circuit bouchon HF 110 et les groupes 111, 112 du convertisseur de fréquence. Le dispo- sitif de détection 200 détecte le courant en quadrature 1q à la sortie du circuit bouchon, qui constitue une indication des variations de l'inductance équivalente vue de l'entrée du convertisseur de fréquence Un signal de référence de courant en quadrature I*q est appliqué à la borne 204, selon le courant en quadrature desiré I*q. Le noeud de sommation 205 compare la référence de courant en quadrature désiré I*q au signale courant en quadrature réel 1q provenant du convertisseur courant en quadrature-tension continue 202. pour établir un signal d'erreur e1. Le signal d'erreur est, après amplification par an amplificateur de gain élevé 207, appliqué au comparateur 211 pour commander le groupe négatif 112 et il passe par un inverseur 210 pour autre appliqué au comparateur 212 pour commander le groupe positif 111. La technique de commande des comparateurs 211, 212 et des circuits d'amorçage 132, 133 en liaison avec les groupes 111 et 112 est conforme à la technique indiquée aux pages 250 et 251 de l'ouvrage de I1ILY. En outre, le signal d'erreur de tension de polarisation continue e1 est appliqué par un circuit à seuil 214, de façon que, lorsqu'il est supérieur à un seuil prédéterminé, il soit appliqué par la ligne 215 aux jonctions de sommation respectives 230 et 231 pour commander le fonctionnement des circuits de rythme respectifs 128 et 129, et par suite le fonctionnement du groupe positif 111 et du groupe négatif 112 respectifs. Un chevauchement d'impulsions d'amorçage commandées Cjt déterminé par le fonctionnement des comparateurs 211 et c12, base qu"à ce qu'un chevauchement complet des impulsions d'amorçage ait été produit. Alors la -. cuit de seuil 214 agit oour -Intro- duire une polarisation de tension continue entre les deux groupes 111 et 112 pour une commande supplémentaire du fonctionnement du convertisseur.Le circuit à seuil 214 présente une bande .morte telle que l'on n'obtient pas de sortie du circuit à seuil, avant que la commande de chevauchement d'impulsions d'amorçage des comparateurs 211 et 212 soit achevée pour fournir un courant en quadrature supplémentaire. La tension de polarisation continue provenant du circuit à seuil 214 est appliquée aux jonctions de sommation respectives 230 et 231 pour augnenter l'amplitude du courant circulant au-delà du niveau de fonctionnement juste continu, et jusqu'à se que l'équilibre soit obtenu, le courant en quadrature désiré étant tournoi lorsque le fonctionnement du système de commande se stabilise.Il y a lieu de noter que le gain de l'amplificateur d'erreur peut être rendu suffisamment éleve, en y associant, si on le désire, une intégration, de façon qu'un signal de sortit émane du circuit à seuil 214, même lors qu'on obtient pratiquement des conditions de fonctionnement à erreur nulle, de l'ordre d'environ 0,5 %.Lorsque le convertis seur de fréquence fonctionne dans les conditions de fonctionnement juste continu, comme on l'a expliqué précédemment en regard des figures 4 à 411, avec des impulsions d'amorçage à 100 % de chevauchement et avec les deIiy groupes du convertisseur conduisant tout le temps, et que l'on désire délivrer un courant circulant supplémentaire, l'amplitude du courant circulant peut être accrue par génération de la tension de polarisation continue. Selon l'invention, on a fait connaître un appareil compre nant un, deux ou plus de deux convertisseurs de fréquence à con mutation naturelle ayant un courant circulant établi et contrôlé de façon à maintenir le retard de phase du courant d'entrée à une valeur prédéterminée, malgré les variations de conditions de charge à la sortie. 2 E W E N A e I O g s 1.- Appareil changeur de fréquence statique coLprenanv des groupes à conduction positive et négative de redresseurs co=an- dés fonctionnant entre des bornes d'entrée et de sortie, co-o- tant àses bornes de sortie au moins un système d'alinentation en courant alternatif dc fréquence inférieure à celle d'une sour- ce de tension alternative raccordée aux bornes d'entrée, pour un fonctionnement à commutation naturelle, le premier système d'alimentation ayant des conditions de charge variables, ladite source de tension ayant une puissance et une fréquence choisies et engendrant un courant d entrée en quadrature auxdites bornes d'enP trée en retard de phase sur la tension d'entrée d'un retard lié aux conditions de charge variables, caractérisé en ce qu'il comprend : un ensemble générateur de signaux pour détecter une condition représentalive du courant d'entrée en quadrature et en tirer un signal de commande, un ensemble de commande réagissant audit signal de commande en commandant les redresseurs commandés de façon à engendrer entre les groupes à conduction positive et négative un courant circulant d'une essplitude permettant de maintenir ledit retard de phase dV courant d'entrée en quadrature à une valeur prédéterminée. 2.- Appareil selon la revendication 1, comprenant un premier et un second changeur de fréquence comportant chacun des groupes à conduction positive et négative de redresseurs commandés fonctionnant entre lesdites bornes d'entrée et de sortie correspondantes, ledit premier système d'alimentation étant branché aux bornes de sortie du premier changeur de fréquence, comportant un autre système d'alimentation en courant alternatif relié aux bornes de sortie du second changeur de fréquence, cet autre système ayant des conditions de charge variables, caractérisé en ce que ladite source de tension engendre un premier courant d'entrée et un second courant d'entrée en quadrature aux bornes d'entrée respectives des premier et second changeursnde fréquence, ayant chacun un retard de phase lié aux conditions de charge du système d'alimentation associé, en ce que l'ensemble générateur de signaux détecte les courants d'entrée en quadrature respectifs pour en tirer des signaux de commande correspondants, et en ce que l'ensemble de commande réagit audits signaux de commande et fonctionne avec les premier et second chanteurs de fréquence pour engendrer entre e groupes a conduction positive et né Ct redresseurs de charge char.> eur de téquenc2 un courent circulnt correspor:dant d'une amplitude propre à maintenir le retard de pha- se du courant d'entrée en quadrature correspondant à une valeur prédéterminée correspondante. 3.- appareil selon la revendication 1, comprenant un premier et un second changeurs de fréquence comportant chacun des groupes a conduction positive et négative de redresseurs commandés fonv- tionnant entre lesdites bornes d'entrée et de sortie col-resDon- dantes, le premier système d'alimentation étant branché aux bornes de sortie du premier changeur de fréquence, une charge étant branchée aux bornes de sortie du second changeur de fréquence, ladite charge ayant des conditions de charge variables, caracterisé en ce que ladite source de tension engendre un premier et -an second courant d'entrée en quadrature aux bornes d'entrée respectives des premier et second changeurs de fréquence, ayant chacun un retard de phase lié aux conditions de charge du premier système d'alimentation associé et de ladite charge, l'ensemble générateur de signaux détectant lesdits courants d'entrée en quadrature pour en tirer des signaux de commande correspondants, ledit ensemble de commande réagissant auxdits signaux de commande et fonctionnant avec le premier et le second changeurs de fréquence pour engendrer entre les groupes de redresseurs à conduction positive et négative de chaque changeur de fréquence un courant circulant correspondant d'une amplitude propre à maintenir le retard de phase du courant d'entrée en quadrature correspondant à une valeur predéterminée correspondante. 4.- Appareil selon la revendication 1, caractérisé en ce que ladite condition représentative est obtenue par détection du courant d'entrée en quadrature fourni par ladite source. 5.- Appareil selon la revendication 1, caractérisé en ce que ladite condition représentative est obtenue en détectant la fréquence d'entrée fournie aux bornes d'entrée de l'appareil. 6.- Appareil selon la revendication 1, caractérisé en ce que ladite source comprend un ensemble de circuit bouchon inductance-capacité accordé à la puissance réactive nominale choisie et à la fréquence choisie. 7.- Appareil selon la revendication 1, cP-actrisé en ce qu'il comprend des moyens réagissant à une représentation des conditions de charge variables en rythmant le fonctionnement des redresseurs commandés de façon à modifier la tension de sortie dudit appareil en liaison avec la tension de sortie dudit systè- me d'alimentation pour conDenser les variations du facteur de puissance dudit système d'alimentation. 8.- Appareil selon la revendication 2, caractérisé en ce qu'il comprend des moyens réagissant à une première et à une seconde représentation des conditions de charge réactives de l'un et l'autre des systèmes d'alimentation pour rymer le fonctionnement des redresseurs commandés des premier et second changeurs de fréquence, respectivement pour modifier la tension de sortie aux bornes de sortie respectives en liaison avec la tension de sortie correspondante du système d'alimenbatior associé, pour compenser les variations de facteur de puissance dudit système d'alimentation associé. 9.- Appareil selon la revendication 8, caractérisé en ce qu'il comprend des moyens associés aux premier et second changeurs de fréquence pour maintenir l'angle de déphasage du courant de sortie par rapport à la tension de sortie aux bornes de sortie d'un changeur de fréquence égal et opposé à l'angle de déphasage du courant de sortie par rapport à la tension de sortie aux vbornes de sortie de l'autre changeur de fréquence, de façon à contrôler le passage de puissance active entre lesdits systèmes d'alimentation par l'intermédiaire des deux changeurs de fréquence. 10.- Appareil selon la revendication 3, caractérisé en ce qu'il comprend des moyens réagissant à une première et à une seconde représentation des conditions de charge du système d'alimentation et de la charge pour rythmer le fonctionnement des redresseurs commandés des premier et second changeurs de fréquence, respectivement pour modifier la tension de sortie aux bornes de sortie respectives par rapport à la tension de sortie correspondante du système d'alimentation associé et de la charge pour compenser les variations de facteur de puissance du système d'alimentation et de la charge associée. 11.- Appareil selon la revendication 10, caractérisé en ce qu'il comprend des moyens associés aux premier et second chan geurs de fréquence pour maintenir l'angle de déphasage de la composante active du courant de sortie par rapport à la tension d sortie aux bornes de sortie d'un chanteur de fréquence éXal et opposé au déphasage de la composante réelle du courant de sortie Dar rapport à la tension de sortie aux bornes de sortie de l'amble changeur de fréquence, de façon à contrôler le pas- saoe ce puissance active entre ledit système d'alimentation et ladite charge, par l'intermédiaire des premier et second chan- seurs de fréquence. 12.- générateur de puissance réactive, destiné à fournir une puissance réactive variable à un système d'alimentation en courant alternatif de tension et de fréquence données, caracté- risé en ce qu'il comprend un ensemble convertisseur de fréquence statique comportant un ensemble de redresseurs commandés, un collant d'entrée de convertisseur, une tension d'entrée de convertisseurs, un courant de sortie de converbisfeur et une tension de sortie de convertisseur, la fréquence dudit courant d'entrée de convertisseur étant supérieure à la fréquence dudit courant de sortie de convertisseur, ledit ensemble convertisseur de fréquences étant couplé audit système d'alimentation, ladite tension de sortie de convertisseur étant sensiblement égale à ladite tension donnée du système d'alimentation, ladite fréquence de sortie de convertisseur étant égale à ladite fréquence du système d'alimentation, ledit ensemble convertisseur de fréquen- ce étant commuté naturellement par ledit système d'alimentation, des moyens étant prévus pour engendrer ledit courant d'entrée et ladite tension d'entrée à ladite fréquence d'entrée, et des moyens commandant le fonctionnement de l'ensemble de redresseurs dudit ensemble convertisseur de fréquence pour, en même temps a) ajuster la tension de sortie de convertisseur en liaison avec la tension du système d'alimentation pour corriger le facteur de puissance dudit système d'alimentation, et b) établir un courant circulant dans ledit ensemble convertisseur de fréquence d'une amplitude propre à ma tenir le retard de phase du courant en quadrature à l'entrée du convertisseur à une valeur prédéterminée pour compenser la puissance réactive variable du système d'alinentation, de telle sortie que la cun- mutation naturelle de l'ensemble convertisseur avec l'ensem- ble générateur a lieu à 2 valeur choisie de ladite fréquence d'entrée de convertisseur.