La présente invention concerne des perfectionnements aux sys tèmes de transmission radioélectrique de données utilisant une mo adulation numérique du type à déplacement de fréquence et à sauts de fréquence. Les techniques "numériques" de transmission impliquent une mise en forme numérique (traitement de données) du message. Lorsque l'information initiale n'est pas de nature numérique mais de nature analogique, un traitement préalable, par échantillonnage, quantification et codage, est opéré pour obtenir la forme numérique exigée. Le message est ainsi traduit par une suite de symboles choisis dans un alphabet à deux éléments désignés par les chiffres 0-1. Il subit ensuite, généralement, une opération dite "codage binaire à binaire" destinée à la détection d'erreurs et à la protection contre le bruit du canal de transmission. L'opération suivante dite "codage binaire à signal1, fait correspondre un signal électrique à chacun des symboles 0-1 du signal binaire.Un codage direct peut être effectué en utilisant par exemple, le codage non retour à zéro (RRZ) connu sous l'appellation anglo-saxonne "full- baud", ou encore, le codage biphasé Le signal modulant numérique ainsi obtenu est transmis sur une porteuse en utilisant des modulations de cette porteuse du m8me type que pour un signal analogique. Â la réception, la démodulation consiste à déterminer lequel, parmi les états d'amplitude, de fréquence ou de phase possibles de la porteuse, a été émis. Dans le cas d'une modulation par déplacement de fréquence, chaque état à transmettre est caractérisé par une fréquence ; à l'état 0 correspond une fréquence F0 et à l'état I une fréquence différente FI. Les ondes porteuses FO et FI ont le même niveau. Ce type de modulation est connu sous l'appellation anglo-saxonne "F..K." (Frequency Shitt Keying). D'invention s'applique à un système de transmission de données où le signal est modulé par déplacement de fréquence et complémen- tairement par des sauts de fréquence successifs selon une loi fréquence-temps prédéterminée (FSK/FH, Frequency Shift Keying/Fréquency Eopping), chaque saut de fréquence ayant une valeur constante pen dant sa durée d'application correspondant à un digit d'horloge du code numérique. En supposant par exemple, un code digital 0 - 1- 1 - O ....le signal transmis est de-la forme F0 + EHI, FI + FH2, F1 + FR3, F0 + FH4,... les sauts de fréquence étant désignés par les valeurs FR1, FH2 .... etc. Les quantités /FH2 - FH1/, /FH3 - FH2/, ... et de manière généralisée /FHj - FHj-1/, sont déterminées supérieures à la différence des trequences Ide pase /F0 - Fi/et de preference grandes par rapport à cette va leur. A titre d'exemple, la différence entre sauts de fréquence successifs peut être sélectionnée dans la gamme 10 à 20 IHz alors que la différence des fréquences de base peut Btre inférieure à 1 MHz. Ce type de modulation permet d'élargir fortement la bande d'émission et procure de ce fait certains avantages, notamment, du point de vue protection contre les brouillages et les effets mul titrajets. Un but -de l'invention est la réalisation de circuits de res titution du signal d'horloge permettant l'extraction du code numé rique, L'onde restituant le gnal d'horloge du code -numérique avec la phase présentée à la réception est parfois appelée "onde de synchronisation de bits". Ce signal est produit -aisément dans le cas d'une modulation simple par déplacement de fréquence utilisant deux fréquences de base F0 et FI, à partir des transitions du signal filtré présentées aux instant de passage 0-l et 1-0 correspondant aux changements d'état caractéristique du code. Dans le cas d'une modulation complexe du type envisagé, la production dtun signal dè restitution d'horloge rigoureusement syn chrone avec le code reçu, présente des difficultés. La démodula tion proprement dite du signal s'effectue après élimination des sauts de fréquence au moyen d'une onde d'oscillation locale dont la fréquence varie avec la même loi fréquence-temps que la porteuse reçue. Ainsi la différence entre cette porteuse et l'onde locale est égale à la fré-quence des base F0 (ou F1) intermédiaire corres pondante. Le processus opérationnel comporte une phase d'acquisi tion en fréquence suivie d'une phase de synchronisation temporelle. L'acquisition en fréquence fait généralement appel à des données conventionnelles introduites dans le préambule du message. Les circuits de traitement permettent, à partir de ces données, de caler en fréquence le récepteur relativement au mode fréquencetemps RHj (t) envisagé. Cette première phase opérationnelle est considérée, dans ce qui suit, établie selon des techniques connues. Le calage tempor21de l'onde locale est ensuite généralement réalisé à partir d'autres signaux conventionnels introduits dans la transmission. Des inconvénients résultent de la complexité des moyens de synchronisation mis en oeuvre et des limitations de la précision atteinte. Un systeme de transmission de données selon l'invention permet de produire un signal horloge à la réception continuellement asservi au rythme digital du signal reçu avec une précision élevée. Suivant une particularité de l'invention, le signal de restitution horloge constitue, à un décalage toriporal constant près,le signal de synchronisation temporelle de 11 onde locale. Suivant une caractéristique de l'invention, les moyens de ssgn- chronisation temporelle mis en oeuvre comportent, un discriainateur de phase en série avec un dispositif oscillateur contrtlé qui per mettent itasservir la la cotncidence de phase digitale entro lejeignal reçu et l'onde locale utilisée pour l'élimination des sauts de fréquence, un dispositif local produisant trois signaux correspondant l'un à la dite onde locale et les deux autres résultant de cette onde locale décalée, respectivement en avance et en retard, dtune meme quantité (TR) inférieure à la période d'horloge (T), le discriminateur de phase élaborant à partir du signal reçu et desdites ondes locales décalées un signal d'erreur asservi au décalage temporel entre le signal reçu et l'onde locale, le dispositif oscillateur contrôlé de fréquence centrale sensiblement égale à la fréquence d'horloge délivrant le signal de synchronisation temporelle dudit oscillateur local, et un circuit retardateur de retard égal à ladite quantité (TR) délivrant le signal d'horloge utilisé à la démodulation. D'autres caractéristiques de l'invention apparattront au cours de la description qui suit donnée à titre d'exemple non limitatif à l'aide des figures annexées qui représentent - la figure 1, un bloc diagramme simplifié d'un schéma des circuits de réception concernés par l'invention, - la figure 2, un schéma d'un exemple de réalisation des circuits de la figure t; - la figure 3, des formes d'ondes relatives aux signaux fonction ncls du circuit discriminateur utilisé pour produire un signal d'erreur:fonction du décalage temporel présenté entre le signal incident reçu et tonde locale. - la figure 4, des courbes relatives à la formation dudit signal d'erreur et à sa variation en fonction du décalage présenté. - les figures 5 et 6, des formes d'ondes et courbes correspondant à celles des figures 3 et 4 dans le cas d'une variante de réalisation envisagée; - la figure 7, un schéma partiel de circuits utilisés dans la cas de la variante de réalisation particulière envisagée. - la figure 8, des formes d'ondes relatives au schéma de la figure 7. La figure t représente, sous forme d'un bloc diagramme simplifié, un schéma des circuits de réception concernés par l'invention. Le signal incident S1 correspond au signal transmis, éventuellement transposé en fréquence intermédiaire dans des circuits d'entrée du récepteur non figurés. Par souci de simplification on désigne par F0 et Fi les fréquences de base intermédiaires du signal incident Si. T'élimination des seutsde fréquence, avant démodulation proprement dite, s1 effectue par transposition en fréquence du signal S1 en utilisant une onde locale 52 dont la fréquence, après la phase initiale d'acquisition en fréquence, varie selon la loi FRj (t) envisagée. Le circuit de transposition comporte un mélangeur i en série avec un dispositif filtre 2. Le signal local S2 provient d'un dispos tif oscillateur local 3. Lorsque les conditions de synchro- nisme fréquence-tenps sont réalisées entre les ondes St et S2, la sortie S3 du filtre 2 délivre la fréquence de base F0 ou FI selon l'état caractéristique correspondant, 0 ou i, du code numérique incident. Des circuits de démodulation 4 en aval du filtre 2 permettent de démoduler le signal S3 au moyen dlun signal S4 dit fie synchronisation de bits" qui constitue le signal d'horloge utilisé à la réception.Le signal démodulé S5, en sortie des circuits 4, reproduit le code numérique. Ce signal est transmis au destinataire pour exploitation par 11 intermédiaire de circuits non figurés. Conformément à la présente invention, le signal d'horloge 54 est automatiquement asservi au rythme digital du signal incident S1. Le signal d'horloge est produit par des circuits de synchronisation compost de deux ensembles de circuits groupant, un discriminateur de phase 5 en série avec un dispositif oscillateur contrôlé 6. Les circuits de synchronisation constituont une boucle de verrouillage de phase du dispositif oscillateur local 3 dont ils assurent la synchronisation temporelle rigoureuse. Le discriminateur de phase 5 élabore un signal d'erreur S6 qui varie en fonction du décalage temporel DX présenté par le rythme digital entre tonde locale S2 et le signal de réception St. Les moyens utilisés permettent d'obtenir une variation d'amplitude li linéaire du signal 56 lorsque le décalage DT varie dans une gamme centrale comprise entre deux valeurs prédéterminées - TR et + TIR, le signal S6 s'annulant pour un décalage DT nul.Le discriminateur 5 comporte à l'entrée deux circuits de transposition en fréquence du signal incident SI. Un premier circuit de transposition 7 utilise comme onde locale un signal S 20 qui correspond à l'onde S2 décalée en avance de la quantité TR précitée tandis que, un deuxième circuit de transposition 8 reçoit une onde locale 521 qui correspond à l'onde 52 décalée cette fois en retard de la même quantité TR. Dans ce but, le dispositif oscillateur local est composé d'un circuit générateur de clé 9 et d'un oscillateur du type synthétiseur de fréquences.Après acquisition en fréquence, le circuit générateur de clé 9 délivre des signaux de commande, de préférence sous forme digitale, permettant, appliquée au synthéti seur lO, la sélection des fréquences FRj successives selon le mode FHj (t) reçu produisant les ondes S20, 52, S21 décalées de la quantité TR do l'uns à la suivante. Lo dispositif oscillateur contrôlé 6 comporte un oscillateur commandé en fréquence 11 dont la fréquence centrale est sensiblement égale à la fréquence d'horloge de la transmission soit + , en désignant par T la durée d'un digit du code modulant numerique. Après verrouillage, le signal S7 délivré par l'oscillateur il se trouve calé sur la fréquence horloge et en concordance de phase, à la quantité - TR près, avec le code du signal incident SI. Le signal S7 synchronise temporellement le dispositif oscillateur local 3 et, par l'intermédiaire dtun circuit de retard 12 qui introduit un retard TR, il constitue le signal d'horloge 54 destiné aux circuits de démodulation 4.Le circuit de retard 12 peut consister en un circuit déphaseur en considérant une onde S7 sinusoSdale, le déphasage introduit devant corrospondre au décalage TR envisagé. La figure 2 représente un schéma d'un exemple de réalisation des circuits de la figure t. Le dispositif de filtrage en aval du mélangeur t comporte deux filtres sélectifs dont la bande passante est notamment inférieure à la différence /F0-F1/ des fréquences de base incidentes et, de préférence, détermine égale à. Un premier filtre 20 est centré sur la fréquence F0 et le deuxième filtre 21 sur la fréquence FI. La sortie du mélangeur 1 alimente en parallèle les filtres 20 et 2t. Chacun des filtres est suivi d'un circuit détecteur d'enveloppe 22 (23). Les sorties de détecteurs sont appliquées à un circuit comparateur 24 recevant par ailleurs le signal d'horloge 54. Le signal 54 commande les instants successifs de prélèvement de la comparaison, en général, ces instants sont situés légè- rement décalés en avant par rapport à la fin des digits successifs. Ce résultat est obtenu par détermination du circuit de retard 12. Après verrouillage de la boucle d'asservissement 5-6 les signaux Si, 52 sont synchrones du point de vue du rythme digital d'horloge, ainsi que le signal S4 à un léger décalage près éventuel. De signal S5 restitue alors le code modulant numérique de la transmis sion considérée. Le discriminateur de ohase 5 comporte à l'entrée deux voies de transposition en fréquence alimentées en parallèle par le signal incident S1 et respectivement par les fréquences locales des ondes S20 et S21 décalées symétriquement de la quantité TR vis à vis de l'onde locale 32. Chacun des circuits de transposition comporte, de manière analogue à la voie réception, un mélangeur 7 (8) suivi deux filtres sélectifs en parallèle 30,31 (32,33) centrés respectivement sur les fréquences F0 et FI.La bande passante de ces filtres peut etrc déterminée plus large que celle des filtres 2021 de la voie réception, de inanière à tenir compte des divers Doppler affectant éventuellement la transmission, par exemple, de largeur 2/T au lieu de. 1/T Les sortios des filtres de chaque voie sont connectées à deux entrées d'un circuit d'addition 34 (35). La sortie somme correspondante est connectée à un circuit détecteur d'enveloppe 36 (37) qui peut être du type linéaire ou quadratiqua. Les deux circuits détecteurs d'enveloppe alimentent un circuit de soustraction 38 qui délivre le signal d'erreur S6 formé par la différence des signaux somme détectés. Le fonctionnement est décrit ci-après pour l'une des voies à l'aide des courbes de la figure 3, il est analogue pour la deuxième voie. On considère dans l'exemple figuré une fraction de message transportant le code numérique CN ... 0 I 0 0 ... auquel correspond le signal S1..., F0 + FHj-1, F1 + FHj, F0 + FHj + 1, F0 + FHj+2, .....,.. L'acquisition en fréquence étant considérée établie, le dispositif oscillateur local 3 délivre le mode FHj (t) considéré et le signal S2 se trouve précalé temporellement avec une approximation suffisante pour déclencher le fonctionnement de la boucle les procédés connus utilisés autorisent ce calage temporel avec un écart inférieur à la durée T d'un digit. ;'onde locale S20 de la voie considérée est en avance d'une quantité référencée D2t sur l'onde SI. Le signal 58 après transposition et addition est formé de signaux successifs de durée T-DT1 inférieure à la période horloge U et de fréquence correspondant aux fréquences de base incidentes successives. Après détectioh d'enve lippe dans le circuit détecteur 36, le signal de sortie S9 présente une amplitude moyenneVM.Les intervalles DT1 successifs et périodiques pendant lesquels le signal S8 est nul correspondent aux battements de l'onde locale S20 avec l'onde incidente SI présentant un saut de fréquence de rang précédent (de rang suivant dans le cas do la seconde voie du discriminateur) par exemple, FHj,avec F0 + FHj-1. Les fréquences de battement qui en résultent sont situées en dehors de la bande passante étroite des filtres 19 et 20, notamment, la fréquence la plus faible F0 + FHj-1 - FRj, compte tenu de la différence /FHj-1 - FHj/ a été déterminée supérieure à /F0-F1/. La courbe A de la figure 4 représente la variation VM = f (DT1) du signal 59. La variation correspondante da la valeur moyenne du signal S10 de la deuxième voie est identique au décalage 2 TR près (courbe 4 - B). Le signal différence (courbe 4 - C) présente une partie linéaire symétrique par rapport au point 0 dans la gamme de variation - TR à + TR du décalage DT présenté entre les ondes S1 et S2. Dans l'exemple représenté la quantité TR est choisie égalc à#, cette valeur est préférentielle mais non limitative, d'autres valeurs peuvent être choisies à l'intérieur de l'intervalle 0-T. La variation du signal différence constitue la courbe de discrimination de la boucle d'asservissement. Le signal d'errcur S6 est appliqué à un circuit 40 de fonction de transfert F (p) déterminée qui traduit la valeur moyenne du signal S6 en un signal de commande appliqué à l'oscillateur il. L'ac auisition temporelle est obtenue pour des décalages compris entre qui -(T + TR) et + (T + TR)/sont dans une gamme d'amplitude totale 2x (T + TR). L'oscillateur contrôlé délivre après verrouillage l'onde sinusoïdale 57 de période T égale à la période horloge incidente du signal S1 et décalée sur cette dernière en avance de TR. Le signal S7 est appliqué au générateur de clé 9 comme signal de synchronisation temporelle. Le générateur de clé 9 commande le dispositif synthétiseur dc fréquence 10 qui délivre les ondes S2, S20 et 521. Parmi les variantes de réalisation possibles, l'une d'elles consiste à utiliser des ondes locales S20 et S 21 produites par le synthétiseur 10 et dont la fréquence est augmentée de la quanti- té constante /F0 - F1/correspondant à la demi-différence des fréquences de base incidentes, le signal S2 restant inchangé. Dans ce cas le dispositif de filtrage de chaque voie du discriminateur 5 est simplifié, il comporte un unique filtre sélectif centré sur la fréquence F0 + FI, le circuit d'addition étant supprimé. La bande passante dc ce2 filtre peut être choisie deux fois plus étroite que dans le cas dos filtres correspondants du montage figure 2.Il en résulte une amélioration du bruit de phase, notamment, pour de faibles rapports signal/bruit. Selon une autre variante de réalisation, les fréquences locales utilisées par le circuit discriminateur 5 sont appliquées chacune pendant une duréeTF inférieure à celle T d'un digit dès que le verrouillage se situe dans la zone linéaire centrale du discriminateur ou dans une fraction déterminée de cette zone centrée par rapport à la valeur 0. La durée réduite d'application S est centrée sur le digit corrcspondant, c'cst à dire entre les instants to + T-FF 2 ct to + T + TF, to étant l'instant initial du digit considéré. Ce @ mode de fonctionnement permet d1 améliorer le bruit de phase dans la zone précitée, par diminution de la valeur moyenne de bruit, la valeur moyenne due au signal étant inchangée.Ce résultat apparaît sur les courbes des figures 5 et 6 qui correspondent aux courbes des figures 3 et 4 transposées à une variante de ce type. Dans cet exemple les valeurs TR et TF sont déterminées égales à T . La zone linéaire centrale (courbe 6-C) est réduite de TF, situe entre - T/4 et + T/4 au lieu de - T/2 à + T/2 . De même l'amplitude totale de la gamme des décalages est réduite de TF, située entre - 5T et +5T au lieu de - 3T à + 3T . 2 2 La figure 7 représente un schéma d'un exemple de réalisation des circuits utilisés pour obtenir le mode de fontionnement précité. La tension de commande S11 délivrée par le circuit de transfert 40 varie entre deux valeurs V1 et V2 lorsque le décalage Dt varie entre les deux limites de la zone linéaire de discrimination, ou une fraction prédéterminée de celle-ci. Le signal B1l présente une valeur intermédiaire Vc lorsque DT est nul. Dans un premier circuit 50, lo signal S11 est comparé aux valeurs V1 et V2. Ce circuit comparateur délivre un signal de sortie S12 dès que le signal Si i est compris dans l'intervalle V1 - V2, Le signal d'horloge S7 est appliqué à un circuit de traitement élaborant à partir de l'onde sinusoïdale S7 représentée sur la courbe 8-A un signal S13 de commande d'application des fréquences locales S20, S21.Dans l'esem- ple envisagé, le circuit de traitement peut comporter un circuit déphaseur 51 délivrant le signal S7 déphasé de # (courbe 8-B),en série avec un circuit 52 dans lequel le signal déphasé est traité par écrêtage, amplification, différentiation, pour produire le signal de commande S13. Ce dernier signal est transmis à un circuit porte 53 déclenché à l'ouverture durant chaque créneau positif. La transmission se fait à travers un deuxième circuit porte 54 déclenche @ lss fermeture dès apparition d'un signal S12. Les courbes 8-D et 8-S représentant les signaux S20 et 521 obtenus dès ce moment. Les avantages présentés par un système de transmission de donr nées conforme à l'invention résultent de la description faite et résident essentiellement en la production dtun signal dthorloge asservi en synchronisme rigoureux avec le rythme digital présenté à la réception incidente, ce m8me signal, avec une avance temporelle constante prédéterminée, étant utilisé par ailleurs pour synchroniser temporellement le dispositif oscillateur local préalablement calé en fréquence. REVENDICATIONS t. Bystime de transmission radioélectrique de données utilisant une modulation numérique du type à déplacement de fréquence et à sauts de fréquence suivant laquelle, deux fréquences de base, F0 pour l'état 0 et FI pour 11 état 1 du code numérique, sont modifiées par des saut de fréquence successifs correspondant à une loi fréquence-temps prédéterminée, chaque saut de fréquence (/FHj/) ayant une valeur constante durant le digit du code où il est appliqué, lesdits sauts de fréquence étant éliminés à la réception par un circuit de transposition en fréquence du signal reçu utilisant une onde locale variant selon ladite loi, caractérisé en ce que un dispositif oscillateur (3) produit trois signaux correspondant l'un (52) à ladite onde locale et deux autres (S20, S21) résultant de cette onde locale décalée, respectivement en avance et en retard, d'une même quantité (TR) inférieure à la période d'horloge (2) des circuits de synchronisation groupant, connectés en série, un discriminateur de phase (5) élaborant à partir du signal reçu (Si) et desdites ondes locales décalées un signal d'erreur (S6) asservi au décalage temporel entre le signal reçu et l'onde locale, un dispositif oscillateur contrôlé (6) de fréquence centrale sensiblement égal à la fréquence d'horloge délivrant le signal de synchronisation temporelle dudit oscillateur local, et un circuit retardateur (12) de retard égal à ladite quantité (TR) délivrant le signal d'horloge (S4) utilisé à la démodulation (4). 2.Système de transmission de données selon la revendication 1, caractérisé en ce que le discriminateur de phase (5) comporte à ltentrée deux circuits de transposition en fréquence du signal reçu au moyen respectivement desdites ondes locales décalées, connectés en aval *.,.. à un circuit de soustraction (38) délivrant ledit signal d'erreur. 3. Système de transmission de données selon la revendication 2, caractérisé en ce que les ondes locales décalées reproduisent aux décalages temporels près prédéterminés, les fréquences successives de ladite onde locale, chaque circuit de transposition dudit discrininateur groupe un mélangeur (7) suivi de doux filtres sélectifs en parallèle (30-31), centrés respectivement sur les fréquences de base FO et Ft incidentes et réunis par leur sorties à un circuit d'addition (34) suivi d'un détecteur d'enveloppe (36). 4. Système de transmission do données selon la revendication 2, caractérisé en ce que les ondes locales décalées reproduisent, aux décalages temporels près prédéterminés, les fréquences successives de ladite onde locale augmentées de la demi-différence des fréquences de base incidentes, chaque circuit de transposition dudit discriminateur groupant un mélangeur suivi d'un filtre sélectif centré sur la demi-somme des fréquences de base incidentes. 5. Système de transmission de données selon l'une des revendications 1, 2, 3 ou 4, caractérisé en ce que le dispositif oscillateur contrôlé (6) comporte, en série, un circuit (40) de fonction de transfert détermines' élaborant à partir dudit signal d'erreur un signal dc commande, et un oscillateur commandé en fréquence par ledit signal de commande, le dispositif oscillateur local comporte un générateur de clé cn série avec un synthétiseur de fréquences. 6. Système de transmission de données selon l'ensemble des revendications 3 et 5, caractérisé en ce que, lesdites ondes locales décalées sont appliquées audit discriminateur via un circuit (53) déclenché à l'ouverture séquentiellement à la période d'horloge pendant une durée détcrminée inférieure à celle d'un digit, à des instants déterminés de manière à réduire la durée d'application de chacun des fréquences successives desdites ondes locales à une valeur déterminée (TF) inférieure à celle d'un digit en préservant le centrage de cette durée réduite dans le digit en cours, le déclenchement étant produit dès que le décalage entre le signal reçu et l'onde locale est compris dans une gamme d'amplitude maximal égale à cette durée réduite et centrée sur zéro, des circuits élaborant ledit signal de déclenchement à partir dudit signal de commande et dudit signal de synchronisation. 7. Système dc transmission de données selon l'une des revendications 1, 2, 3, 4, 5 ou 6, caractérisé cn ce que le circuit de transposition recevant ladite onde locale comporte un mélangeur (I) suivi de deux filtres sélectifs (20,21) en parallèle et centrés respectivement sur les l@@quences de base incidentes, chaque filtre étant connecté par sa sortie à un circuit détecteur d'enveloppe (22,23), un circuit comparateur (24) étant connecté par deux entrées en sortie desdits circuits détecteur d'enveloppe, recevant par une troisième entrée un signal de commande constitua par ledit signal d'horloge et délivrant le code modulant numérique restitué.