La détection et la mesure rapides de différences de phase entre des signaux électriques à des fréquences de micro-ondes trouvent une application importante dans l'électronique, par exemple dans les dispositifs de radiogoniométrie et de mesure de fréquence. Dans certaines applications, il est souhaitable de mesurer rapidement des différences de phase entre une série de courtes impulsions de signaux sans rapport les unes avec les autres, telles que les impulsions de radar, qui se manifestent sur une gamme de fréquences étendue, la mesure étant sensiblement indépendante de la puissance des signaux. Il est important dans beaucoup d'appareils de reconnaissance électrique de pouvoir effectuer de telles mesures à chaque impulsion d'onde qui arrive. Bien qu'on connaisse depuis longtemps l'utilisation dlinterféromètres pour déterminer l'angle d'arrivée, ce n'est qu'assez récemment qu'on a mis au point un équipement de mesure de phase qui peut mesurer l'angle d'arrivée pendant.une impulsion d'une sous-microseconde d'énergie incidente. Dans l'art antérieur, les appareils utilisant des interféromètres pour une réponse à une seule impulsion comprennent de façon classique des asservissements électroniques à boucle fermée ou des indicateurs d'onde stationnaire de ligne à prises. La vitesse de réponse dans la technique d'asservissement à boucle fermée est limitée à une microseconde environ et la bande passante est limitée à une valeur utile d'une octave ou moins, la bande passante de l'appareil étant déterminée par la bande passante des régulateurs de phase commandés électroniquement qu'on utilise. La sensibllité de l'indicateur d'onde stationnaire de ligne à prises est limitée du fait du raccordement inévitablement lâche à chaque extrémité des points de prise le long des lignes de transmission, et pour ce genre d'indicateur plusieurs récepteurs sont nécessaires, un pour chaque prise sur la ligne. En outre, la dégradation du degré d'exactitude du fait des réflexions internes dans l'indicateur d'onde stationnaire de ligne à prises entra'inde une limitation importante de son utilité. Il est souhaitable, en particulier, que certains appareils électroniques de reconnaissance comprennent un appareil de radiogoniométrie à bande passante ultra-large et un appareil de mesure de fréquence pouvant répondre en une sousmicroseconde à la radiation incidente sur une bande d'au moins trois ou quatre octaves de fréquences de micro-ondes, et de préférence même plus large. Du fait des limitations de la bande passante présentées par les techniques précitées d'asservissement à boucle fermée et d'indicateur d'onde stationnaire de ligne à prises, on a dou utiliser plusieurs appareils afin de pouvoir exploiter une large bande passante. La présente invention s'est donné comme but un appareil de mesure de phase à bande passante ultra-large pouvant répondre, en un délai aussi court qu'un quart de microseconde, à la radiation incidente sur une bande de fréquences de micro-ondes nettement plus large qu'une octave. En couvrant une bande tellement large au moyen d'un seul appareil, on réduit de beaucoup les dimensions, le poids et le prix de l'équipement nécessaire. En conséquence, un but de la présente invention est de fournir un appareil perfectionné de mesure de phase. La présente invention a également pour but de fournir un appareil perfectionné pour mesurer les différences de phase entre des impulsions de signaux à des fréquences de micro-ondes. Un autre but de la présente invention est de fournir un appareil de mesure de phase pouvant repondre en un délai d'une sous-microseconde sur une bande passante supérieure à une octave. Un autre but de la présente invention est de fournir un appareil de mesure de phase, caractérisé en ce que les mesures sont relativement indépendantes de différences de puissance de signal entre les deux signaux qu'on compare. Un autre but de la présente invention est de fournir un appareil perfec tionné de radiogoniométrie à micro-ondes. Un autre but de la présente invention est de fournir une technique pour augmenter la bande passante de réponse d'un appareil de mesure de phase à micro-ondes. Encore un autre but de la présente invention est de fournir un appareil de mesure de phase ayant une bande passante de plus d'une octave à des fréquences de micro-ondes, caractérisé en ce que les dimensions, le poids et le prix de ltéquipement sont considérablement réduits. Le but d'obtenir une bande passante extremement large est atteint dans la réalisation fondamentale de l'appareil de la présente invention en augmentant la fréquence des signaux appliqués aux deux bornes d'entrée de l'appareil pour comprimer une bande supérieure à une octave en une bande inférieure à une octave d'une fréquence plus élevée tout en conservant le rapport de phase incidente de ces signaux, un oscillateur local (pompe) étant utilisé en commun avec deux changeurs de fréquence (mélangeurs) pour augmenter la fréquence selon une technique de conversion hétérodyne. La sortie de l'oscillateur local est amenée aux changeurs de fréquence au moyen de lignes de transmission ayant des longueurs effectives différentes, de sorte que les phases relatives des signaux augmentés en fréquence peuvent être décalées en décalant légèrement la fréquence de l'oscillateur local.La différence de phase entre les signaux d'entrée appliqués est déterminée en modulant la fréquence de l'oscillateur local commun au moyen d'une tension en dents de scie déclenchée en réponse aux signaux d'entrée appliqués afin d'engendrer un décalage de phase relatif continuellement crois sant des signaux augmentés en fréquence pour qu'ils dépassent un point de coincidence de phases, la grandeur de tension en dents de scie au moment de la coincidence de phases étant proportionnelle à la différence de phases entre les signaux appliqués aux bornes d'entrée de l'appareil. Dans le mode de réalisation décrit ci-dessus de l'appareil fondamental de mesure de phases de la présente invention la pompe est un oscillateur con trôlé par la tension et les signaux de sortie des dispositifs d'augmentation de fréquence sont combinés dans un détecteur de phase ayant des sorties d'impulsions de différence de phase et d'addition de phase, à savoir une première sortie ayant des grandeurs d'impulsions proportionnelles à l'addition des phases de signaux appliqués aux entrées et une deuxieme sortie ayant des grandeurs d'impulsions proportionnelles à la différence de phase entre des signaux appliqués aux entrées. La sortie de l'addition de phases du détecteur de phase est amenée à un générateur de dents de scie pour déclencher la tension en dents de scie.La Sortie du générateur de dents de scie est amenée à l'oscillateur con troué par la tension en tant que contrôle de la tension ainsi qu'à un circuit pour échantillonner la tension, circuit qui est déclenché par la sortie de différence de phases du détecteur de phases afin d'échantillonner la tension en dents de scie au moment où la sortie du détecteur de phases subit une inversion de phase (le passage par zéro) et de maintenir cette tension échantillonnée, la tension échantillonnée étant proportionnelle à la différence de phase des signaux appliqués aux bornes de sortie de l'appareil. Cet appareil fondamental de mesure de phase peut être utilisé pour mesurer l'angle d'arrivée ou la fréquence de signaux reçus sur une bande passante considérablement plus large qu'une octave et peut être modifié sans difficulté afin de couvrir deux gammes de fréquence différentes, comme cela sera décrit ci-après. Les nouvelles caractéristiques de la présente invention en ce qui concerne son aménagement ainsi que son mode de fonctionnement et d'autres buts et avantages ressortiront de la description suivante d'un mode d'exécution donné à titre d'exemple non limitatif en référence au dessin annexé dans lequel - la figure I représente un schéma partiellement en bloc d'un mode de réalisation préféré de l'appareil de mesure de phases selon la présente invention; - la figure 2 représente un schéma partiellement en bloc d'un interféro mètre colinéaire qui utilise l'appareil de base de la figure 1; - la figure 3 représente un schéma partiellement en bloc d'un appareil de mesure de fréquence qui incorpore l'appareil de base de la figure 1;; - la figure 4 représente un schéma partiellement en bloc d'un appareil de mesure de phases pour deux gammes de fréquence différentes; - la figure 5 représente un tracé typique de plan de phase pour l'interféromètre de la figure 2; - la figure 6 représente un schéma qui montre un circuit typique du générateur de dents de scie pour la figure I; et - la figure 7 est un schéma qui montre un circuit d'échantillonnage et de maintien pour la figure 1. La figure 1 montre un schéma par blocs du dispositif fondamental de mesure de phases selon la présente invention, le circuit étant désigné en géné- ral par la référence 10 et étant renfermé dans le rectangle formé par la ligne en traits. Le dispositif de mesure de phases 10 comporte deux bornes d'entrée de signaux, désignées par les références 11 et 12, qui servent à le connecter à l'appareil de signaux électriques, entre lesquels on veut mesurer la différence de phase. On amène les signaux, appliqués à la borne d'entrée 11, à un premier dispositif d'augmentation de fréquence 20 au moyen d'une ligne électrique 13. Une ligne électrique 14 amène les signaux, appliqués à la borne d'entrée 12, à un deuxième dispositif d'augmentation de fréquence 30. Les dispositifs d'augmentation de fréquence 20 et 30 font fonction de mélangeurs dans un appareil hétérodyne d'augmentation de fréquence, comme cela sera expliqué ci apyres. Les dispositifs d'augmentation de fréquence 20 et 30 peuvent être du genre résistif classique de mélangeur à micro-ondes, ou bien du genre paramétrique. L'onde porteuse à haute fréquence amenee aux dispositifs d'augmentation de fréquence au moyen des lignes 13 et 14 est conventionnellement désignée sous le nom de "fréquence du signal" et la radiofréquence provenant de l'os- cillateur local est désignée conventionnellement sous le nom de "fréquence de la pompe".Dans le circuit de la présente invention un oscillateur 40 contrôlé par la tension est prévu comme pompe commune aux deux dispositifs d1augmenta- tion de fréquence 20 et 30, la sortie de l'oscillateur contrôlé par la tension étant amenée au dispositif d'augmentation de fréquence 20 au moyen d'une ligne de transmission 41, ainsi qu'au dispositif d'augmentation de fréquence 30 au moyen d'une ligne de transmission 42, la longueur effective de la ligne de transmission 42 étant supérieure à celle de la ligne 41 on peut considérer que l'oscillateur 40 contrôlé par la tension fonctionne comme oscillateur local dans l'appareil hétérodyne et que les dispositifs d'augmentation de fréquence 20 et 30 fonctionnent comme mélangeurs. Les sorties des dispositifs d'augmentation de fréquence 20 et 30 presenteront des fréquences qui représentent l'addition et la différence de la fré quence de la pompe et de la fréquence du signal. Par exemple, en recevant un signal de 2 Gc (gigacycleou gighertz) avec une fréquence de pompe de 14 Gc, les fréquences aux sorties des dispositifs d'augmentation de fréquence seront de 12 et de 16 Gc.Actuellement on n'utilise de préférence que la sortie de différence de fréquence des mélangeurs résistifs et, par conséquent, la sortie du dispositif d'augmentation de fréquence 20 est amenée par une ligne électrique 21 à un filtre passe-bas 22 qui a une fréquence de coupure un peu supérieure à la fréquence de différence la plus élevée que l'on peut rencontrer, afin d'éliminer par filtrage la frequence de la pompe et la sortie d'addition de fréquences. D'une manière analogue la sortie du dispositif d'augmentation de fréquence 30 est amenée par une ligne électrique 31 à un filtre passe-bas 32.Dans un appareil typique, qui fonctionne sur la bande passante dans le rapport de 3 à 1 de 2 à 6 Gc et quand l'oscillateur contrôlé par la tension 40 fonctionne à 14 Gc, la fréquence de coupure des filtres passe-bas 22 et 32 est un peu supérieure à 12 Gc, étant donné que les sorties des dispositifs d'augmentation de fréquence seront comprises dans la gamme de 8 à 12 Gc, la sortie de fréquence d'addition la plus basse étant de 14 Gc. La sortie du filtre passe-bas 22 est amenée par une ligne électrique 16 à une borne d'entrée 51 d'une double jonction 50. La sortie du filtre passebas 32 est connectée à une borne d'entrée 52 de la double jonction 50 au moyen d'une ligne électrique 19. La double jonction 50 comporte deux bornes de sortie 53 et 54.Les caractéristiques de la double jonction 50 sont telles que, lors de l'application d'un signal à sa borne d'entrée 52, la phase du signal qui apparalt à la borne 54 sera déphasée en arrière de 90" par rapport à celle du signal qui apparaît à la borne 53; d'une manière analogue, lors de l'application d'un signal à la borne d'entrée 51 la phase du signal qui apparaît à la borne 53 sera déphasé en arrière de 900 par rapport à celle qui apparaît à la borne 54, fournissant de ce fait une combinaison de phase en quadrature de signaux appliqués aux bornes d'entrée 51 et 52 de la double jonction. Les double jonctions sont bien connues dans l'art et de ce fait on ne les discutera plus en détail si ce n'est pour dire qu'il n'y a pas de liaison directe des bornes d'entrée 51 et 52 dans la double jonction 50, permettant ainsi l'isolation de ces bornes l'une de l'autre tout en permettant le couplage de signaux des deux bornes d'entrée à chacune des bornes de sortie. Ainsi, les signaux d'entrée sont combines indépendamment de phase en quadrature et par rapport aux vecteurs aux sorties de la double jonction 50 tout en montrant aucune interaction significative entre les signaux appliqués à ces deux bornes d'entrée 51 et 52. L'une des sorties de la double jonction est connectée par une ligne élec trique 56 de la borne de sortie 53 à la borne d'anode d'un détecteur vidéo à diode 61. L'autre sortie de la double jonction est connectée par une ligne électrique 57 de la borne de sortie 54 à la borne d'anode d'un détecteur vidéo à diode 63. Pour assurer le bon fonctionnement à des fréquences de micro-ondes les lignes electriques 13, 14, 16, 19, 21, 31, 56 et 57 sont de préférence des sections de guide d'ondes ou bien des câbles coaxiaux, mais pour des longueurs plus courtes on peut utiliser des lignes à bande. La borne de cathode de la diode 61 est connectée à une entrée d'un amplificateur d'addition 70 et à une entrée d'un amplificateur de différence 80. La borne de cathode de la diode 63 est connectée à une autre entrée de l'amplificateur d'addition 70 à une autre entrée de l'amplificateur de différence 80. L'amplificateur d'addition 70 comporte une borne de sortie 71, alors que l'amplificateur de différence 80 comporte une borne de sortie 81. Les signaux qui apparaissent à la borne de sortie 71 de l'amplificateur d'addition seront des impulsions dont les grandeurs sont déterminées par l'addition des grandeurs des signaux qui apparaissent aux bornes de sorties 53 et 54 de la double jonction, signaux qui représentent eux-memes les additions vectorielles des signaux appliqués aux bornes d'entrée 51 et 52 de la double jonction et additionnés de phase en quadrature, soit, E53 = E51 + JE52 et E54 = E52 + JE51 , les signaux, qui apparaissent à la borne de sortie 81 de l'amplificateur de différence, étant des impulsions dont la grandeur est déterminée par la différence des grandeurs des signaux qui apparaissent aux bornes de sortie 53 et 54 de la double jonction.Ainsi, on peut constater que la double jonction 50, les diodes 61 et 63, l'amplificateur d'addition 70 et l'amplificateur de différence 80 forment en réalité un détecteur de phase ayant des sorties d'addition et de différence, dont la sortie de différence produit une puissance de sortie de zéro pour des signaux en phase appliqués aux bornes 51 et 52 et produisant une puissance croissante de sortie pour de petites augmentations de décalage de phase et une puissance décroissante pour de petits décroissements de décalage de phase entre les signaux appliqués aux bornes 51 et 52, ce détecteur de phase étant désigné en général par la référence 60 et étant renfermé dans un rectangle montré en ligne de traits. il va de soi que d'autres modes de réalisation convenable d'un tel détecteur de phase seront apparents à l'homme de l'art. La borne de sortie 71 de l'amplificateur d'addition 70 (la puissance totale débitée par le détecteur de phase 60) est connectée à travers un détecteur de seuil 74 à un flip-flop 77, dont la sortie est connectée au moyen d'une ligne électrique 78 à une borne d'entrée 91 d'un générateur de dents de scie 90. Le générateur de dents de scie 90 sert à produire une impulsion de tension en dents de scie quand il est déclenché par une impulsion de tension appliquée à sa borne d'entrée 91. Le terme "impulsion de tension en dents de scie" signifie dans cette description une impulsion triangulaire ayant un flanc postérieur abrupt, de sorte que l'impulsion est en forme de triangle à angle droit, comme cela est montré par la forme d'onde illustrée à titre d'exemple au-dessus du générateur de dents de scie 90 de la figure 1.La sortie de l'impulsion de tension en dents de scie du générateur de dents de scie 90 est connectée en tant que contrôle de tension à l'oscillateur contrôlé par la tension 40 au moyen d'une ligne électrique 93. L'oscillateur contrôlé par la tension 40 est un oscillateur à micro-ondes, dont on peut modifier la fréquence de sortie en réponse à l'application d'une tension de commande, un oscillateur du type klys tronétant actuellement préféré. La borne de sortie 81 du détecteur de différence 80 (la puissance de dif férence débitée par le détecteur de phase 60) est connectée à travers un dif férentiateur 84 à un flip-flop 87, dont la sortie est connectée au moyen d'une ligne électrique 88 à une entrée du circuit d'échantillonnage et de maintien, désigné en général par la référence 95, la sortie du générateur de dents de scie 90 étant également connectée à une autre entrée du circuit d'échantillonnage et de maintien 95 au moyen d'une ligne électrique 96. Le circuit d'échantillonnage et de maintien 95 est conçu de façon à être déclenché par le flanc antérieur d'une impulsion de sortie provenant du flipflop 87, et une fois déclenché il sert à échantillonner la tension qui apparaît à cet instant-là sur la ligne électrique 96 et à produire une impulsion de sortie dont la grandeur équivaut à celle de la tension échantillonnée. La sortie du circuit d'échantillonnage et de maintien 95 est connectée à la borne de sortie 99 au moyen d'une ligne électrique 98. La grandeur de la tension échantillonnée en dents de scie qui apparaît à la borne 99 est proportionnelle à la différence de phase appliquée initialement aux bornes 51 et 52. En fonctionnement les signaux électriques entre lesquels on veut mesurer la différence relative de phase sont amenés aux bornes d'entrée 11 et 12, ces signaux étant augmentés en fréquence dans les dispositifs respectifs d'augmentation de fréquence 20 et 30. Le circuit de mesure de phase 10 peut s'adapter directement à être utilisé pour la radiogoniométrie par le simple fait de connecter le dispositif à un arrangement d'antennes. Dans le mode de réalisation illustré par la figure 1 un arrangement de deux antennes est représenté, les antennes étant désignées par les références 101 et 102. L'antenne 101 est connectée à la borne d'entrée 11 du circuit de mesure de phase 10 au moyen d'une ligne électrique 103, alors que l'antenne 102 est connectée à la borne d'entrée 12 au moyen d'une ligne électrique 104.Dans le cas de toute orien tation des antennes, sauf celle qui est directement transversale par rapport à un front d'onde d'un signal d'arrivée, celui-ci arrivera à une des antennes avant d'arriver à l'autre antenne, produisant ainsi une différence de phase entre les signaux qui apparaissent aux bornes d'entrée 11 et 12, cette différence de phase indiquant l'angle d'arrivée du front d'onde. La fréquence des signaux amenés aux bornes d'entrée 11 et 12 est augmentée dans les dispositifs respectifs d'augmentation de fréquence 20 et 30 (mélangeurs). Les signaux provenant de l'oscillateur local 40 et introduits dans les dispositifs d'augmentation de fréquence sont calculés comme ci-suit E20 =1 ejWLt E 30 = jWt + wLÀI/C Dans lequel, E20 = la tension appliquée au dispositif d'augmentation de fré quence 20 à travers la ligne de transmission 41. E30 = la tension appliquée au dispositif d'augmentation de fré quence 30 à travers la ligne de transmission 42. WL = la fréquence angulaire de l'oscillateur contrôlé par la tension 40. bl = la différence de longueurs effectives des lignes de trans- mission 41 et 42. C = la vélocité de propagation dans les lignes 41 et 42. La différence de phase (t ) aux dispositifs d'augmentation de fréquence (mé- langeurs) 20 et 30 est représentée donc par: = = WLdI = 2sFLb1 bl = 2rnl C C Or, par exemple, si #l/#L = 50, une modification de I z des (ou la fréquence de l'oscillateur contrôlé par la tension 40) engendre donc une modification de 180 de la différence de phase entre les signaux de pompe amenés aux deux mélangeurs. Cette différence de phase est conservée dans le procédé de mélange et augmente la différence de phase des signaux d'entrée aux bornes 11 et 12. Les sorties des signaux augmentés en fréquence des mélangeurs 20 et 30 sont appliquées aux filtres passe-bas respectifs 22 et 32, de sorte que seules les sorties de fréquences de différence sont amenées au détecteur de phase 60. Le flanc antérieur de l'impulsion de sortie provenant de l'amplificateur d'addition 70, supposant qu'il est d'une grandeur suffisante pour traverser le détecteur de seuil 70, déclenche le flip-flop 87, dont la sortie déclenche à son tour le générateur de dents de scie 90 pour produire une impulsion de sortie de tension à dents de scie. C'est ainsi que la tension à dents de scie est synchronisée avec le flanc antérieur de l'impulsion de sortie des signaux addition nés du détecteur de phase. La puissance de sortie de la tension en dents de scie du générateur de dents de scie 90 est connectée en tant que contrôle de tension à l'oscillateur contrôlé par la tension 40, la fréquence de l'oscillateur contrôlé par la tension 40 étant modifiée d'une manière linéaire par sa modulation avec la tension en dents de scie, ce qui produit une différence croissante de décalage de phase des signaux augmentés en fréquence grâce aux longueurs effectives différentes de ligne qui amènent la fréquence de la pompe aux mélangeurs 20 et 30. Ainsi, la sortie de fréquence de différence du détecteur de phase 60 (qui apparaît à la borne de sortie 81) change continuellement du fait de la différence changeante de phase entre les signaux augmentés en fréquence qui sont amenés au détecteur de phase. Cette sortie de différence changeante est différentiée afin de déterminer l'instant d'inversion de phase (point de passage par zéro) des signaux amenés au détecteur de phase. La sortie du différentiateur 84 fournit des impulsions positives et négatives aux points de passage par zéro, la polarité des impulsions dépendant de la direction des inversions relatives de phase. Par exemple, un passage par zéro allant vers le positif peut produire une impulsion de sortie positive du différentiateur, alors qu'un passage par zéro allant vers le négatif peut produire une impulsion de sortie négative du différentiateur. Le flip-flop 87 est du type qui n'est déclenché que par des impulsions positives, et par conséquent, en ce qui concerne le présent ùircuit il n'est déclenché que par des impulsions de sortie qui résultent de passages par zéro allant vers le positif. Il ressort donc de ce qui précède qu a un certain moment après le déclenchement de la tension en dents de scie la sortie du détecteur de phase marque l'inversion du rapport entre les signaux appliqués aux bornes d'entrée 51 et 52, 1 inversion d'une phase en avance en une phase en retard. Au moment d'un passage par zéro allant vers le positif, le flip-flop 87 est déclenché et à ce moment le circuit d'échantillonnage et de maintien 95 fonctionne afin de mesurer la valeur instantanée de la tension en dents de scie qui apparaît sur la ligne électrique 96 et de maintenir cette tension (pendant que la tension en dents de scie atteint sa valeur maximale), cette tension étant proportionnelle à la différence de phase qui existait au début entre les signaux d'entrée appliqués. Les antennes 101 et 102 doivent être espacées de plusieurs longueurs d'ondes si cela est possible afin de rendre plus exactes les mesures d'angle d'arrivée, ce qui permet l'utilisation d'antennes à bandes passantes plus lar ges (et, par conséquent des antennes plus importantes) sans interférence physique et sans effets de couplage mutuel. Toutefois, un large espacement des antennes produit, pour une différence de phase donnée, un angle d'arrivée ambigu ou qui présente plusieurs valeurs. On peut résoudre l'ambiguité en mesurant simultanément les phases entre des paires d'antennes eolinéaires (ou parallèles, au moins) avec des séparations différentes. La figure 2 montre un schéma blocdhnappareil colinéaire d'interféromètre. Dans l'appareil colinéaire d'interféromètre montré sur la figure 2 on utilise trois antennes, désignées par les références 106, 107 et 108, la combinaison des antennes 106 et 107 formant une paire séparée par une plus grande distance S1, les antennes 107 et 108 formant une autre paire séparée par une plus petite distance S2. L'antenne 106 est connectée à une borne d'entrée d'une double jonction 110, l'autre borne d'entrée se terminant en son impédance caractéristique. L'antenne 107 est connectée à une borne d'entrée d'une double jonction 120, l'autre borne d'entrée de la double jonction 120 se terminant en son impédance caractéristique. L'antenne 108 est connectée à une borne d'entrée d'une double jonction 130, l'autre borne d'entrée de la double jonction 130 se terminant en son impédance caractéristique. L'appareil colinéaire d'interféromètre de la figure 2 comprend deux des circuits fondamentaux de mesure de phase 10 de la figure 1, les deux circuits étant désignés sur la figure 2 par les références 10 et 10'. Une borne d'entrée du circuit de mesure de phase 10 est connectée à une borne de sortie de la double jonction 110 au moyen d'une ligne électrique 111, l'autre borne de sortie se terminant en son impédance caractéristique. L'autre borne d'entrée du circuit de mesure de phase 10 est connectée à une des bornes de sortie de la double jonction 120 au moyen d'une ligne électrique 121, l'autre borne de sortie de la double jonction 120 étant connectée à une des bornes de sortie du circuit de mesure de phase 10' au moyen d'une ligne électrique 122.L'autre borne d'entrée du circuit de mesure de phase 10' est connectée à une des bornes de sortie de la double jonction 130 au moyen d'une ligne électrique 131, l'autre borne de sortie de la double jonction 130 se terminant en son impédance caractéristique. Un signal reçu arrive aux antennes 106, 107 et 108 à des moments différents, la différence de phase d'arrivée aux antennes 106 et 107 produisant une sortie à la borne de sortie 99 du circuit de mesure de phase, indiqué par la référence t01- . D'une façon analogue, la différence de phase indiquée par l'ar- rivée du signal aux antennes 107 et 108 produit un signal de sortie, désignée par la référence t2, à la borne 99' du circuit de mesure de phase 10'.En fai sant le tracé due 462 contre A1 pour des angles d'arrivée différents on voit que, sachant la fréquence du signal reçu et les deux & on peut calculer l'an gled'arrivée. La figure 5 montre un tracé de 602 contre t1 pour un exemple typique, dans lequel l'espacement S1 est de 3à et S2 est de 2,4X l'extrémité de haute fréquence de la bande (5 : 4), les points étant indiqués qui correspondent à l'angle physique d'arrivée. Ainsi, par exemple, si on mesure comme plus de 600 et on mesure 151b comme moins de 95 , alors un angle d'arrivée physique de moins de 650 est indique. La figure 6 représente un schéma d'un circuit transistorisé, actuellement préféré, du générateur de dents de scie 90 de la figure 1. Le circuit comprend neuf transistors, désignés par les références Q1 à Qg. Les fonctions de base de ces transistors sont les suivantes : le transistor Q2 sert ltoscil- lateur de blocage, le transistor Q1 étant un transistor de sortie qui fournit un signal pour indiquer le déclenchement des dents de scie par suite du fonctionnement du transistor d'oscillateur de blocage Q2. Les transistors Q3 et Q4 servent de circuit de commutation déclenche par le transistor d'oscillateur de blocage Q2. Les transistors Q5 et Q7 fonctionnent comme amplificateur et le transistor Q6 fonctionne comme générateur de courant. Les transistors Q8 et Q9 forment un étage driver d'émetteur follower en push-pull. Le générateur de dents de scie comprend une borne d'entrée 91, à laquelle est connectée la ligne électrique 78 de la figure 1 et une borne de sortie 92, à laquelle sont connectées les lignes électriques 93 et 96 de la figure 1. La tension en dents de scie est déclenchée par une tension de déclenchement qui est appliquée à la borne d'entrée 91 et qui provient du détecteur de phase 60 à travers la ligne électrique 78. Ce déclencheur déclenche ltoscillateur de blocage qui est composé principalement du transistor Q2 et d'un transformateur 151 d'oscillateur de blocage. L'impulsion de sortie de l'oscillateur de blocage, passant à travers le transformateur 151, est couplée au transistor Q3 qui sert à mettre hors tension le transistor Q4, permettant ainsi au transistor de générateur de courant Q6 de charger un condensateur 152. La tension en dents de scie qui se développe à travers le condensateur 152 est appliquée à l'électrode de base du transistor Q5, amplifiée par les transistors Q5 et Q7 et amenée ensuite à 1'stage driver d'émetteur follower en push-pull, étage qui comprend des transistors Q8 et Qg. La sortie de la borne 92 est appliquée, au moyen d'une ligne électrique 93, à l'électrode de répulsion d'un tube klystron qui forme l'oscillateur contrôlé par la tension 40, afin de décaler la fréquence de l'oscillateur pompe commun. L'impulsion produite par l'oscillateur de blocage devrait durer de pré- férence d'environ une demie-microseconde à trois quarts de microseconde, après quoi le transistor Q4 et remis sous tension afin de permettre au circuit d'emetteur follower en push-pull d'inverser rapidement des dents de scie afin de produire le flanc postérieur raide qu'on veut pour préparer le circuit pour le déclenchement suivant. On facilite le rétablissement rapide en utilisant un couplage direct partout dans le circuit du générateur de dents de scie, le couplage direct évitant également les décalages de niveau en fonction de la cadence des signaux de déclenchement qui peuvent être appliqués à la borne d'entrée 91. Dans cet exemple explicatif, le temps nominal que met la tension en dents de scie d'atteindre sa valeur maximale est de 350 nanosecondes. La figure 7 montre le schéma du circuit transistorisé actuellement préféré pour le circuit d'échantiilonnage-et de maintien 95 de la figure 1. Les transistors Qll Q12 Q13A et Ql3B un multivibrateur 165 et un amplificateur différentiel 167 effectuent les fonctions principales du circuit. Le circuit comprend deux bornes d'entrée 161 et 162, une borne de sortie 99 (comme le montre la figure 1), et un générateur lent de dents de scie 170. La ligne électrique 96, provenant du générateur de dents de scie 90, est connectée à la borne d'entrée 161 afin d'effectuer l'échantillonnage de la tension en dents de scie en injectant cette tension sur l'électrode de base du transistor Q12. En même temps, une tension interne en dents de scie est produite grâce à l'action du transistor Q1 et d'un condensateur 164, ces dents de scie internes étant déclenchées par Suite de l'actionnement de l'oscillateur de blocage du générateur de dents de scie 90, l'électrode collectrice du transistor Q1 étant connectée à l'électrode de base du transistor Qll- Ces dents de scie internes tendent à être plus rapides que les dents de scie en cours d'échantillonnage, mais le transistor Q12 fait ralentir les dents de scie internes, de sorte qu'elles sont syntonisées avec les dents de scie appliquées à la borne d'entrée 161. La borne d'entrée 162 est connectée à la ligne électrique 88 qui amène au circuit d'échantillonnage et de maintien des impulsions de déclenchement qui proviennent des impulsions de sortie du différentiateur 84, celles-ci provenant des passages par zéro allant vers le positif. Les impulsions de déclenchement appliquées à la borne d'entrée 162 commandent le fonctionnement du flip-flop 165. La sortie du flip-flop 165 est connectée à l'électrode émettrice du transistor Q1 en-traversant la combinaison en série d'une diode à semiconducteur 171 et d'une diode zéner de réglage de tension 172, la sortie redressée du flip-flop 165 en fonctionnement met le transistor Q11 hors circuit afin d'arrêter la tension en dents de scie à travers le condensateur 164 et de supprimer son parcours de décharge, maintenant ainsi les dents de scie au niveau atteint au moment de la mise hors circuit du transistor Q1 l La sortie du transistor Ql l X prise à l'électrode collectrice, est connectée à une entrée d'un comparateur formé par des transistors Q13A et Q13B. On applique également à ce comparateur la sortie du générateur lent de dents de scie 170 (la sortie du générateur lent de dents de scie 170 présentant des dents de scie qui s'accroissent à une vitesse inférieure à celle de la sortie du générateur de dents de scie 90), la sortie du comparateur étant appliquée aux entrées de l'amplificateur différentiel 167. En fonctionnement, l'amplificateur différentiel 167 produit une sortie de signal de synchronisation quand les dents de scie lentes atteignent la tension échantillonnée et maintenue. Cette tension de sortie est connectée à la borne de sortie 99 au moyen d'une ligne électrique 98. On préfère actuellement l'utilisation de cette sortie afin d'arrêter un compteur de codage. Bien que, dans l'exemple explicatif, on n'utilise comme déclencheurs que les passages par zéro allant vers le positif, on peut utiliser également les passages par zéro allant vers le négatif en coopération avec un circuit incorporé qui ajoute une différentielle de tension de 1800 à la sortie d'échantillonnage et de maintien. En outre, il pourrait être souhaitable dans certaines applications de prévoir le déclenchement par les deux passages par zéro, ceux allant vers le positif et ceux allant vers le négatif. La figure 3 illustre comment on peut utiliser deux des circuits fondamentaux de mesure de phase de la figure 1 dans un appareil de mesure de fréquence. Comme dans la figure 2, les deux circuits fondamentaux de mesure de phase sont désignés par les références 10 et 10'. Le signal, dont on veut mesurer la fréquence, est amené à l'entrée d'un diviseur de puissance 115. On peut former, d'une manière adéquate, le diviseur de puissance 115 à partir d'un assemblage de matrices doubles, par exemple. Le diviseur de puissance 115 comporte deux jeux de bornes de sortie, désignées respectivement par les références 116 et 117, et 118 et 119. Les bornes de sortie 116 et 117 sont connectées aux deux entrées du circuit de mesure de phase 10 au moyen de deux lignes de transmission 124 et 125, qui ont des longueurs différentes.Les bornes de sorties 118 et 119 du diviseur de puissance sont connectées aux deux entrées du circuit de mesure de phase 10' au moyen de deux lignes de transmission 126 et 127, qui ont des longueurs différentes. Afin d'obtenir la sensibilité de fréquence voulue la différentielle de longueur de ligne entre les lignes de transmission 124 et 125 doit être différente de la différentielle de longueur de ligne entre les lignes de transmission 126 et 127. On préfère actuellement, pour la commodité, faire en sorte que le rapport différentiel de longueur de ligne correspond au rapport d'espacement des antennes. Ainsi, on constate que la fréquence est calculée dans le circuit de la figure 3 pratiquement de la même manière qu'on calcule l'angle d'arrivée dans le circuit de la figure 2, des différences de phase simultanées étant mesurées à l'aide des circuits fondamentaux de mesure de phases 10 et 10'. Les différences de phases mesurées des signaux sont proportionnelles à la fréquence du signaI appliquée à l'entrée du diviseur de puissance 115. La figure 4 montre comment on peut modifier l'appareil fondamental de mesure de phase de la figure 1 pour couvrir deux gammes séparées de fréquence et pour obtenir une sensibilité augmentée, les lignes électriques 16 et 19 du circuit de la figure 1 étant ouvertes pour permettre d'introduire du câblage additionnel de radiofréquence. La figure 4 montre les parties coupées de ces lignes, où elles sont désignées respectivement en 16 et 16' et en 19 et 19'. La ligne 16 se termine en une borne 216, alors que la ligne 19 se termine en une borne 219. Les extrémités supérieures des lignes 16' et 19' sont munies de bornes respectives 216' et 219'. Il en ressort qu'on obtient le circuit de base de la figure 1 si on connecte les bornes 16 et 16' et si on connecte les bornes 19 et 19'. Les éléments de circuit supplémentaires que lton a ajouté à la figure 4 renferment un étage à haute fréquence qui comprend des bornes d'entrée de signaux 211 et 212, deux dispositifs d'augmentation de fréquence 220 et 230, et un oscillateur contrôlé par la tension 240 qui sert de pompe commune pour les dispositifs d'augmentation de fréquence 220 et 230, la sortie de l'oscillateur, contrôlé par la fréquence étant amenée au dispositif d'augmentation de fréquence 220 à l'aide d'une ligne de transmission 241 et au dispositif d'augmentation de fréquence 230 à l'aide d'une ligne de transmission 242, la longueur effective de la ligne de transmission 241 étant plus longue que celle de la ligne 242. Une paire d'antennes 201 et 202 sont connectées aux bornes d'entrée respectives 211 et 212 à l'aide des lignes 203 et 204, les signaux appliqués à la borne d'entrée 211 étant amenés au dispositif d'augmentation de fréquence 220 à l'aide d'une ligne électrique 221. Les signaux, appliqués à la borne d'entrée 212 sont amenés au dispositif d'augmentation de frequence 230 à l'aide d'une ligne électrique 231. La sortie du dispositif d'augmentation de fréquence 220 est connectée à un filtre de passe-bas 222 à l'aide d'une ligne électrique 221, la sortie du dispositif d'augmentation de fréquence 230 étant connectée à un filtre passebas 232 à l'aide d'une ligne électrique 231. L'étage à haute fréquence décrit ci-dessus est prévu pour fonctionner sur la gamme de fréquences comprises entre 0,6 et 2,0 Gc, l'oscillateur contrôlé par la tension 240 fonctionnant à 12,5 Gc, ce qui fait que les sorties des dispositifs d'augmentation de fréquence tombent dans la gamme comprise entre 8 et 12 Gc, comme le déterminent les limites de fréquence de différence. Par conséquent, les filtres passe-bas 222 et 232 ont une fréquence de coupure un peu au-dessus de 12 Gc. La sortie du filtre passe-bas 222 est amenée à une borne d'entrée 251 d'une double jonction 250 à travers une ligne électrique 256. La sortie du filtre passe-bas 232 est amenée à une borne d'entrée 261 d'une double jonction 260 à travers une ligne électrique 266. La double jonction 250 comporte une autre borne d'entrée 252 et deux bornes de sortie 253 et 254. La double jonction 260 comporte une autre borne d'entrée 262 et deux bornes de sortie 263 et 264. La borne de sortie 253 de la double jonction 250 est connectée à l'entrée d'un amplificateur à tube d'onde progressive 271, abrégé en TWT, la sortie du TWT étant connectée à une borne 275. La borne de sortie 254 de la double jonction 250 se termine en son impédance caractéristique. La borne de sortie 263 de la double jonction 260 est connectée à l'entrée d'un TWT 280, la sortie du TWT 280 étant connectée à une borne 285. La borne de sortie 264 de la double jonction 260 se termine en son impédance caractéristique. L'entrée de la tension de contrôle de l'oscillateur 240 contrôlé par la tension est connectée au moyen d'une ligne électrique 293 à la sortie du générateur de dents de scie 90 qui sert à fournir la tension de contrôle pour les deux oscillateurs contrôlés par la tension 40 et 240. Il est évident, qu'en interconnectant la borne 216 à la borne d'entrée 252 de la double jonction 250, la borne 219 à la borne d'entrée 262 de la double jonction 260, la borne 275 à la borne 216' et la borne 285 à la borne 219' (on a omis ces -interconnexions sur la figure 4 afin d'illustrer plus nettement l'appareil de base de la figure 1), on ajoute l'étage à haute tension au circuit de base de la figure 1 afin d'étendre la gamme du circuit de base, de sorte qu'elle comprend 0,6 à 2,0 Gc ainsi que 2,0 à 6,0 Gc. C'est ainsi qu'on peut étendre même davantage la gamme de fréquence de l'appareil de base en utilisant un minimum de composants supplémentaires. L 'ex xemple explicatif de la figure 4 montre que l'addition de TWTs est possible, étant donné que les sorties des étages à haute tension sont dans la gamme de fréquences comprimée identique. L'homme de l'art comprendra que d'autres extensions à l'idée du circuit de la figure 4 permettront la séléction des gammes de plusieurs étages à haute fréquence pour fournir une séléction de gammes différentes de fréquences de l'appareil. REVENDICATIONS 1.- Appareil pour la mesure de la différence de phase relative entre deux signaux électriques, l'un des signaux étant appliqué à une première borne d'entrée de signaux et l'autre signal étant appliqué simultanément à une deuxième borne d'entrée de signaux, caractérisé en ce qu'il comprend, a) des premier et deuxième dispositifs d'augmentation de fréquence, chacun comportant des entrées de pompe et de signaux, l'entrée de signaux dudit premier dispositif d'augmentation de fréquence étant connectée à ladite première borne d'entrée de Signaux, l'entrée de signaux dudit deuxième dispositif d'augmentation de fréquence étant connectée à ladite deuxième borne d'entrée de signaux; b) un oscillateur de pompe à fréquence variable, dont la fréquence est contrôlée par un signal électrique appliqué;; c) un premier moyen de transmission par ligne qui connecte la sortie dudit oscillateur de pompe'à fréquence variable à l'entrée de pompe dudit premier dispositif d'augmentation de fréquence; d) un deuxieme moyen de transmission par ligne qui connecte la sortie dudit oscillateur de pompe à fréquence variable à l'entrée de pompe dudit deuxième dispositif d'augmentation de fréquence, la longueur effective dudit deuxième moyen de transmission par ligne étant différente de celle dudit premier moyen de transmission par ligne;; e) un dispositif de production de signaux connecté aux sorties desdits premier et deuxième dispositifs d'augmentation de fréquence pour produire un signal électrique prédéterminé en réponse à ceux-ci, ledit dispositif de production de signaux étant connecté également audit oscillateur de pompe à fréquence variable afin d'appliquer ledit signal électrique prédéterminé produit à celui-ci pour en modifier la fréquence de façon à provoquer un decalage de phase relatif continuellement croissant des sorties de signaux des premier et deuxième dispositifs d'augmentation de fréquence en traversant un point de colncidence de phases; et f) un dispositif d'échantillonnage de signaux connecté audit dispositif de production de signaux afin de dériver dudit signal électrique prédéterminé, produit au moment de la coincidence de phase des signaux augmentés en fréquence un signal de sortie proportionnel à la différence de phase entre les signaux appliqués auxdits premiere et deuxième bornes d'entrée de signaux. 2.- Appareil de mesure de phase selon la revendication 1, caractérisé en ce que la fréquence dudit oscillateur de pompe est réglable en fonction de la grandeur du signal électrique appliqué, en ce que le signal électrique prédéterminé produit est une impulsion de tension en dents de scie, et en ce que la grandeur de ladite impulsion de tension en dents de scie audit moment de la coincidence de phase est proportionnelle à la différence de phase entre les signaux appliqués auxdites première et deuxième bornes d'entrée de signaux. 3.- Appareil de mesure de la phase relative entre deux signaux électriques, l'un des signaux étant appliqué à une première borne d'entrée de signaux et l'autre signal étant appliqué simultanément à une deuxième borne d'entrée de signaux, caractérisé en ce qu'il comprend, a) un dispositif générateur local de fréquences, dont la fréquence est réglable par un signal électrique appliqué; b) des premier et deuxième dispositifs de conversion de fréquences, chacun étant adapté pour recevoir des signaux d'oscillateur et des entrées de signaux, l'entrée de signaux du premier dispositif de conversion de fréquences étant connectée à la première borne d'entrée de signaux, l'entrée de signaux dudit deuxième dispositif de conversion de fréquences étant connectée à ladite deuxième borne d'entrée de signaux;; c) un premier moyen de transmission par ligne connectant la sortie dudit dispositif générateur de fréquences à l'entrée de pompe dudit premier dispositif de conversion de fréquences; d) un deuxième moyen de transmission par ligne connectant la sortie dudit dispositif générateur de frequences à l'entrée de pompe dudit deuxième dispositif de conversion de fréquences;; e) un dispositif générateur de signaux connecté aux sorties desdits premier et deuxième dispositifs de conversion de fréquences pour produire un signal électrique prédéterminé en réponse à ceux-ci, ledit dispositif générateur de signaux étant connecté également audit dispositif générateur de fréquences afin d'appliquer ledit signal électrique prédéterminé produit à celui-ci, de façon à en modifier la fréquence, pour provoquer un décalage de phase continuellement variable de la sortie de signaux desdits premier et deuxième dispositifs de conversion de fréquences en traversant un point de coincidence; et f) un dispositif d'échantillonnage de signaux connecté audit dispositif de production de signaux pour dériver dudit signal électrique prédéterminé produit au moment de coincidence de phase des signaux modifiés en fréquence un signal de sortie proportionnel à la différence de phase entre les signaux appliqués auxdites première et deuxième bornes d'entrée de signaux. 4.- Appareil de mesure de phase selon la revendication 2, caractérisé en ce que ledit dispositif générateur de signaux comprend le moyen de détecter et de combiner les phases afin de produire une première sortie électrique ayant une grandeur proportionnelle à la somme des phases de signaux apparaissant aux sorties desdits premier et deuxième dispositifs d'augmentation de fréquence, et en ce que ledit dispositif générateur de signaux comprend aussi un dispositif générateur de tension en dents de scie pour produire ladite impulsion de tension en dents de scie à chaque fois que la première sortie électrique dudit moyen de détection et de combinaison de phases dépasse une valeur de seuil prédéterminée. 5.- Appareil de mesure de phases selon la revendication 3, caractérisé en ce que ledit moyen de détection et de combinaison de phases comprend aussi un dispositif pour produire une deuxième sortie électrique ayant une grandeur proportionnelle à la différence entre les phases des signaux qui apparaissent aux sorties desdits premier et deuxième dispositifs d'augmentation de fréquence, ladite deuxième sortie électrique subissant une inversion de polarité audit moment de coincidence de phases, ladite deuxième sortie électrique étant connectée audit dispositif d'échantillonnage de signaux, et en ce que ledit dispositif d'échantillonnage de signaux présente une sortie qui représente la grandeur de ladite impulsion de tension en dents de scie au moment de l'inver- sion de polarité de la deuxième sortie électrique dudit moyen de combinaison et de détection de phases. 6.- Appareil de mesure de phase selon la revendication 4, caractérisé en ce que ledit dispositif d'échantillonnage de signaux comprend un dispositif de différentiation connecté à la deuxième sortie électrique dudit moyen de combinaison et de détection de phases, ledit dispositif de différentiation produisant une impulsion à chaque fois que ladite deuxième sortie électrique subit une inversion de polarité, la polarité des impulsions produites par ledit dispo sitif de différentiation dépendant de la direction des inversions de polarité de ladite deuxième sortie électrique; ledit dispositif d'échantillonnage com prenant aussi un dispositif de déclenchement connecté à la sortie dudit dispo sitif de différentiation pour reproduire une impulsion de déclenchement qu au moment où se produisent des impulsions de sortie du dispositif de différentia tion d'une polarité prédéterminée, et en ce que ledit dispositif d'échantillon nage de signaux ne produit une sortie qu'au moment où se produisent lesdites impulsions de déclenchement. 7.- Appareil de mesure de phases selon la revendication 4, caractérisé en ce que ledit moyen de combinaison et de détection comprend une double jonction ayant une première borne d'entrée connectée à la sortie dudit premier dispositif d'augmentation de fréquence et une deuxième borne d'entrée connectée à la sortie dudit deuxième dispositif d'augmentation de fréquence et des première et deu xième bornes de sortie, un dispositif d'amplification d'addition, un dispositif d'amplification de différence, et des premier et deuxième dispositifs de détection de l'enveloppe de signaux, ledit premier dispositif de détection de l'enveloppe de signaux reliant la première borne de sortie de ladite double jonction à une borne d'entrée de chacun desdits dispositifs d'amplification d'addition et de différence, ledit dispositif de détection de l'enveloppe de signaux reliant la deuxième borne de sortie de ladite double jonction a l'autre borne d'entrée de chacun desdits dispositifs d'amplification d'addition et de différence. 8.- Appareil de mesure de phase selon la revendication 5, caractérisé en ce que le dispositif d'échantillonnage de signaux comprend aussi un dispositif d'échantillonnage et de maintien connecté à la sortie dudit générateur d'impulsions de tension en dents de scie et à la sortie dudit dispositif de déclenchement pour produire une tension d'échantillonnage, dont la grandeur a la mê- me valeur instantanée que celle de ladite impulsion de tension en dents de scie jusqu'au moment de l'impulsion de déclenchement où la tension de déclenchement est maintenue à une valeur constante. 9.- Appareil de mesure de phase selon la revendication 2, caractérisé en ce que lesdits premier et deuxième dispositifs d'augmentation de fréquence sont des mélangeurs à micro-ondes comprenant des sorties de bandes latérales supérieur et inférieur, en ce que le premier moyen de transmission par ligne est connecté à l'entrée de pompe dudit premier dispositif d'augmentation de fréquence à l'aide d'un dispositif d'élimination par filtrage d'une desdites sorties de bandes latérales, et en ce que ledit deuxième moyen de transmission par ligne est connecté à l'entrée de pompe dudit deuxième dispositif d'augmentation de fréquence à l'aide d'un dispositif d'élimination par filtrage de ladite sortie prédéterminée desdites sorties de bandes latérales. 10.- Appareil de mesure de phase selon la revendication 3, caractérisé en ce que ledit dispositif générateur de signaux comprend un dispositif de détection connecté à la première sortie dudit moyen de combinaison et de détection de phases pour ne produire une sortie électrique qu'au moment où ladite première sortie électrique dudit moyen de combinaison et de détection dépasse ladite valeur de seuil prédéterminée, et un dispositif de déclenchement reliant la sortie dudit moyen de détection audit générateur d'impulsions de tension en dents de scie pour en contrôler l'actionnement.