La présente invention se rapporte de façon générale à un système radar et de façon plus particulière à des équipements radar qui transmettent des signaux à onde continue à codage binaire pseudo- aléatoire et ont des moyens électroniques pour la détermination de l'angle. Dans la technique actuelle, le concept de radar dit à codage pseudo-aléatoire est bien connu en soi. Le livre "Modern Radar Analysis, Evaluation and System Design", par Raymond S. Berkowitz, publié par John Wiley and Sons, Inc., New York, Londres et Sydney, (3ème édition, août 1967), constitue l'une des nombreuses références qui décrivent cette technique couramment connue comme radar PRC (à codage pseudo- aléatoire). Le chapitre 4 du livre mentionné ci-dessus, intitulé "Pseudorandom Binary Coded Waveforms", est particulièrement intéressant comme référence élémentaire en ce qui concerne les systèmes et les concepts de radar PRC. L'homme de l'art a compris depuis longtemps les avantages qui résultent d'une puissance moyenne élevée sur la cible, d'un rapport favorable signal sur bruit et de la précision de la déter- mination de distance ainsi que de la possibilité d'adaptation pour déterminer la vitesse par effet Doppler. La combinaison synergique de cette invention emprunte aussi à la technique radar dite à balayage Doppler, également connue en soi, dans certaines formes de la technique antérieure. Les aspects structurels de ces systèmes à effet Doppler simulé sont intéressants comme base, bien que l'invention constitue une nouvelle disposition et combinaison de la technique de réseau commuté combinée avec le codage pseudo-aléatoire de la porteuse. On a décrit de façon extensive dans la littérature des brevets et autres littératures techniques les systèmes de guidage dits à balayage Doppler. Par exemple, les brevets américains 3 626 419, 3 670 337, 3 728 729 et 3 754 261 sont typiques de la littérature de brevets se rapportant à cette technologie par effet Doppler "simulé". La revue technique "Electrical Communication" publiée chaque trimestre par International Telephone and Telegraph Corporation, contient éga- lement une description de base tout à fait complète de cette tech- nique antérieure particulière, en ce qui concerne son application aux balises de navigation Doppler, dans le volume 46, n0 4 (1971), à partir de la page 253. De plus, le brevet américain 4 042 925 (numéro de série 634 890,déposé le 24 novembre 1975), intitulé "Pseudo-random.Code (PRC) Surveillance Radar" décrit un système de radar PRC avancé dans lequel on traite des ambiguïtés inhérentes de détermination de distance et de vitesse par effet Doppler dans les systèmes radar PRC pour obtenir un système optimum dans lequel la première ambiguïté sur la distance a été repoussée bien au- delà de la portée habituelle du système et dans lequel on a également repoussé au-delà de la plage intéressante de vitesse les ambiguïtés de l'effet Doppler (c'est-à-dire multiples de la vitesse de cible donnant sensiblement la même réponse par effet Doppler). On peut considérer que cette technologie s'applique direc- tement à l'invention. La théorie décrite dans le brevet mentionné ci- dessus est également utile pour apprécier les avantages à obtenir de cette combinaison particulière de l'invention. On peut dire que l'objectif général de l'invention a été de fournir un système radar permettant une mesure presque instantanée de la distance, de l'angle et de la vitesse Doppler en ce qui concerne des cibles multiples qui se trouvent à l'intérieur d'un volume éclairé par un émetteur radar. L'invention implique un mariage inédit de la technologie de mesure de distance par code pseudo-aléatoire (PRC) et des concepts de mesure d'angle dits par effet Doppler simulé, auxquels on s'est référé ci-dessus spécifiquement au cours de la discussion concernant la tech- nique antérieure. La partie commune aux deux technologies indiquées ci-dessus est qu'elles utilisent toutes les deux une onde continue (CW) et que toutes deux sont, par nature, capables de fournir des mesures de l'effet Doppler de la cible (vitesse). La nouvelle combinaison résul- tante fournit une faible probabilité d'interception, une bonne perfor- mance à l'égard du fouillis (clutter), des performances anti- perturbations et anti-ARM (missile anti-radar). Le système présente une couverture simultanée en direction de tous les angles intéressants et peut assurer les fonctions soit de surveillance, soit de contr6le de tir d'une arme. Le codage pseudo-aléatoire se concrétise en fait sous forme d'une séquence de longueur maxima, c'est-à-dire d'une séquence qui se répète immédiatement après la fin de chaque mot codé prédéterminé, sans interruption. Il est important de distinguerau début de cette description, entre l'effet Doppler simulé utilisé dans la balise de navigation dite à effet Doppler, technique mentionnée ci-dessus, d'une part, et les composants Doppler de la cible, provenant du mouvement effectif de la cible par rapport au site du radar à un emplacement déterminé ausol,d'autrepart. Dans labalise de navigation dite à effet Doppler, un signal est transmis successivement à partir des différents éléments d'un réseau linéaire par commutation, et, pour la station embarquée, l'effet est tout à fait le même que si l'antenne se déplaçait physi- quement, produisant un effet Doppler simulé à partir duquel la station embarquée peut déduire les renseignements concernant son angle de navi- gation. Dans la combinaison de l'invention, d'un autre côté, l'antenne commutée ne fait que recevoir, les cibles ayant été séparément éclairées par une antenne émettrice distincte qui couvre au moins le secteur de l'espace intéressant. Cette antenne d'émission rayonne le signal à onde continue (CW), modulé en biphase par la séquence pseudo- aléatoire à longueur maxima. Par conséquent, le réseau récepteur commuté impose effectivement une modulation de phase sur les signaux reçus et, au fur et à mesure de l'avancement de cette description, on verra qu'une raie spectrale individuelle correspond à chacun des angles discrets de l'espace choisis en accord avec des critères que l'on comprendra mieux au fur et à mesure de la description de l'inven- tion. Le circuit récepteur relié à l'antenne de réception commutée comprend effectivement un nombre correspondant de canaux de réception, alimentés chacun par un signal différent de l'oscillateur local et présentant chacun la même largeur de bande prédéterminée à fréquence intermédiaire. Par conséquent, chacun de ces canaux ne répond qu'aux signaux reçus correspondant à un angle particulier de l'espace. Ce concept forme la base qui permet aux signaux reçus de déterminer effectivement une direction angulaire, la détermination de la distance étant accomplie ensuite par auto-corrélation de la séquence pseudo- aléatoire reçue avec le code émis de la même forme. Les déterminations Doppler se font de façon typique par des groupes de filtre Doppler qui réagissent à chacun des canaux récepteurs. L'invention sera mieux-comprise et d'autres caractéristiques apparaîtront à l'aide de la description ci-après et des dessins joints o: - les figures L.a à I.e représentent la génération de la séquence PRC avec des formes d'onde; - les figures 2.a à 2.c représentent le concept d'auto-corrélation avec des formes d'onde; - la figure 3 est un diagramme classique de l'ambiguïté du radar PRC représentant le développement de réponses ambiguës en distance et en effet Doppler; - la figure 4 représente le concept de base de mesure d'angle qui forme une partie de l'invention; - les figures 5.a à 5.c représentent le développement de spectres récepteurs discrets correspondant à des angles prédéterminés de l'espace; - la figure 6 représente, sous forme graphique, les amplitudes des composantes spectrales relatives aux figures 4 et 5; - la figure 7 représente l'extension du concept de la figure 4 pour obtenir une répartition de direction angulaire des signaux reçus - la figure 8 représente la relation entre les différents angles (faisceaux) de l'espace se rapportant aux figures 4 et 7; - la figure 9 est un diagramme typique par blocs d'un dispositif d'ensemble selon l'invention; - la figure 10 est une courbe en fonction du temps se rapportant au mot codé PRC et à la chronologie de balayage de l'antenne; - la figure Il représente la simulation du mouvement de l'antenne par commutation; - la figure 12 représente l'application du système selon l'invention à une application de commande de tir; - la figure 13 représente un ensemble d'antennes typique pour le relevé de l'azimut, de l'élévation et pour l'éclairage de la cible dans chacun dès quatre quadrants. Avant de décrire la disposition du système selon l'invention, on considère utile de réviser les techniques de codage pseudo-aléatoires et pour commencer cette discussion on se reporte à la figure 1. Sur la figure 1.a un émetteur-oscillateur à onde conti- nue (0W) 101 alimente un modulateur biphasé 102 qui code ou module la porteuse qui se trouve sur le conducteur (d) en fonction de-la séquence pseudo-aléatoire et fournit ce signal à l'antenne 106. Le codeur réel 104 peut être du type bien connu à registre à décalage, avec liaison de rétroaction 105, prévu pour produire le signal codé sur le conducteur C. L'horloge de code 103 fournit des impulsions pilotes de chronométrie comme représenté sur la figure 1.b. Ces impulsions sont espacées de Tb' ce qui est la durée du bit du code,et la figure I.c représente le code lui-même. Le signal de sortie de 101 est un signalCW continu représenté sur la figure 1.d, et,après qu'il a été modulé en 102 en accord avec le code de la figure l.c, on obtient l'onde de la figure 1.e que l'on applique à l'antenne 106. Ordinairement, dans un système PRC, l'antenne 106 (c'est également le cas avec cette invention) peut être une antenne relati- vement simple pour la production de faisceaux relativement larges d'énergie sur un secteur intéressant de l'espace. Dans le signal codé, la durée totale de la séquence de longueur maxima, avant qu'elle ne se répète, constitue la durée du mot T, égale au produit de L et Tb. D'un autre côté, L est égal à 2 -1, qui est la longueur du mot code en fonction du nombre d'états N du registre à décalage 104. Dans le cas représenté, N = 5 et L est donc égal à 31. On comprendra que l'inventionbien sûrne se limite pas à ce paramètre ou à d'autres paramètres spécifiques ainsi énoncés. Les motifs des choix effectués deviendront apparents au fur et à mesure de la progression de cette description en liaison avec la description de la réalisation particulière conçue pour réaliser certaines caractéris- tiques de résultat. Si on se reporte maintenant à la figure 2, la fonction d'auto-corrélation PRC se voit sur la figure 2.c. Classiquement, on multiplie le code selon la figure 2.b, qui est celui de la figure 1.c, par lui-même dans un mélangeur 201. On peut considérer le signal d'écho présent sur le conducteur 202 comme le signal reçu et, sur le conduc- teur 203, le signal codé est maintenant retardé d'une certaine valeur D dans 204. Ce signal qui se trouve sur 203 est le signal codé local ou de référence. En fonction de l'alignement de ces deux signaux codés, que l'on applique en 201, on produit selon la figure 2.c une fonction d'autocorrélation. Du fait que ces signaux codés "glissent" l'un par rapport à l'autre, par suite du changement de distance du signal d'écho provenant d'une cible mobile, on obtient des pointes de corrélation d'une valeur de. +L avec un espacement TbL comme on le voit. Pendant un temps Tb de chaque c6té d'une pointe de corrélation, l'amplitude de la fonction de corrélation décroît jusqu'à atteindre une valeur -1 entre les pointes de corrélation. Les signaux représentés sur la figure 2.b, tels qu'ils sont présents sur 202 et 203, peuvent être considérés comme des signaux du domaine vidéo ayant des amplitudes instantanées égales soit à un, soit à zéro, et qui semblent se produire de façon aléatoire, d'o le nom de code pseudo-aléatoire. La figure 2.a représente un filtre Doppler 205 qui permet d'isoler une valeur discrète de la valeur Doppler de la cible; de cette façon, pour une valeur particulière du retard 204 et pour une réponse particulière de fréquence 205, on détecte une distance et une vitesse discrètes de la cible. Pour des codes (séquences) pseudo-aléatoires de longueur maxima tels qu'on les utilise dans la réalisation que l'on décrit, la fonction d'autocorrélation résultante (figure 2.c) présente toujours la même forme. On peut considérer par ailleurs que les pointes de la fonction d'autocorrélation se produisent lorsque les signaux codés sont alignés bit pour bit, donnant une amplitude de L, c'est-à-dire dans cet exemple une amplitude de valeur 31. La durée de discrimination en distance ou durée de résolution obtenue est équivalente à celle d'un système conventionnel à impulsions avec une largeur d'impulsions égale à Tb. Le signal émis sous forme de signal modulé PRC est un signal à large bande (environ deux fois la fréquence de l'horloge du code) et doit par conséquent, à la réception, être traité par des circuits à large bande jusqu'à obtention de la fonction de détection de corré- lation. Ceci deviendra plus évident un peu plus loin dans cette description. En se reportant maintenant à la figure 3, on voit un dia- gramme d'ambiguité, qui s'explique plus ou moins de lui-même, de type classique. Le terme fdest la fréquence Doppler de la cible, tandis que T est représentatif de sa distance. Il est intuitivement évident que, pour la corrélation décrite en liaison avec la figure 2, on obtient la même réponse tous les TW (glissement relatif) entre les signaux codés reçus et locaux, c'est-à- dire que la réponse est ambiguë dans la mesure o elle pourrait indi- quer une distance T ou un multiple de celle-ci. Bien-que ceci ne soit pas une partie spécifique de l'invention, le lecteur se rappellera que l'on a fait référence au brevet américain 4 042 925 qui décrit une technique pleinement applicable pour traiter ce problème d'ambiguïté en distance. Dans un but de simplicité relative toutefois, cet exposé supplémentaire n'a pas été repris dans cette description puisque, bien qu'il soit une addition hautement souhaitable, il n'est pas en rapport avec les concepts et spécifications de cette invention par soi-même. Comme cela est plus ou moins typique, un mot de code relati- vement court T, par exemple un mot de trente et un bits supposé dans cette application, est nécessaire pour que l'inverse de Tw, qui cons- titue la fréquence de répétition du code PRC, soit égal ou supérieur à deux fois fd(max). Cette valeur f d(max) est bien entendu la vitesse attendue maxima mesurée par effet Doppler. La description qui se trouve dans le brevet américain mentionné ci-dessus fait le même choix en ce qui concerne l'élimination des ambiguïtés de vitesse mesurée par effet Doppler mais utilise une fréquence d'horloge multiple avec des circuits logiques associés pour reconnaître et éliminer les réponses erronées en distance hors d'une plage qui va bien au-delà de la plage de prime abord redondante de T. W Sur la figure 3, on voit que les valeurs zéro des lobes donnant les vitesses par effet Doppler sont abaissées de 1a2à partir L de la réponse principale et que les lobes latéraux donnant lieu à une ambiguïté au point de vue effet Doppler, bien que n'existant pas dans les conditions qui se situent à l'intérieur de la plage (ou pour une distance nulle) ont une puissance qui est de L fois celle du lobe prin- cipal dans les conditions hors de plage. La largeur des lobes latéraux Doppler, aussi bien que celle des lobes principaux de réponse, est d'environ T O T. est le temps ii d'intégration disponible ou le temps pendant lequel l'émetteur s'arrête sur la cible. En passant à la figure 4, la technique de base de la mesure d'angle inclue dans l'invention est décrite sous forme élémentaire. Supposons une antenne essentiellement omnidirectionnelle 401 excitée par l'émetteur 403 à la fréquence f et une antenne récep- t trice 402 qui se déplace latéralement d'une distance D dans un temps T, puis revient en un temps zéro comme indiqué (mouvement en dent de scie). L'antenne 401 rayonne à un signal à onde continue (CW) et l'antenne 402 reçoit l'énergie réfléchie par la.cible éclairée par 401. Supposons de plus que la cible soit fixe et que la discussion se limite au plan du papier. Si une cible fixe se trouve à un angle a, alors le déplacement de l'antenne 402 va moduler en phase le signal de retour passant sur le conducteur 404 avec une fréquence f- linéairement en fonction du temps t comme indiqué sur la figure 4. Il faut noter que l'angle de phase maximum pour un angle d'espace donné a mesuré par rapport à une droite perpendiculaire au déplacement de l'antenne est Qc(a) =2D sin a. Il est bien connu, à partir de la théorie de la modulation de phase, que le spectre de fréquence résultant pour le signal de sortie d'antenne 404 consistera en raies discrètes (en supposant une intégra- tion prise à l'infini) autour de f. espacées de f. = T1 o f est s la fréquence du déplacement de l'antenne et T est sa période. L'ampli- tude des raies dépendra de A+(c), la modulation maxima du signal de retour en provenance de la cible qui se trouve sous un angle a. Avant d'examiner le cas général, il sera instructif d'examiner les résultats qui peuvent se prévoir facilement. Commençons par le cas de a = (c'est-à-dire cible sur la perpendiculaire à l'antenne).- Dans ce cas, A+ (0) = 0 et le signal de sortie de l'antenne est un spectre à raie unique située en f. Après mixage dans le mélangeur 405, ceci se traduit par l'apparition d'une fréquence f sur le conducteur 406 et le filtre central du groupe de filtres 407 est excité. Un oscillateur local 408 à fréquence f et le mélangeur 409 agissent pour fournir un signal de référence à la sortie du mixage sur le conducteur 410 à la fréquence ft + f. La figure 5.a représente cette condition, c'est-à- dire f sur le conducteur 406. o Laissons maintenant a s'accroître dans une direction posi- tive arbitraire. Si nous laissons a prendre une valeur telle que Lf = 2w, on a alors à nouveau une raie unique comme signal de sortie de l'antenne, de fréquence ft + f. Ce résultat pouvait facilement se prévoir puisque le signal de retour ft est décalé en phase d'exacte- ment 2x degrés à chaque balayage, ce qui est équivalent à être modulé en permanence en phase avec une pente de déphasage 2.r = 2-rf. Comme T s s on le sait, le résultat d'une modulation de phase linéaire sur une fréquence porteuse ft est une fréquence unique à ft + fs- Ce résultat ?464484 principal est bien connu dans la technologie de la modulation à bande latérale unique, particulièrement en ce qui concerne le modulateur dit serradyne,pour produire un décalage d'une raie spectrale unique à partir d'une fréquence porteuse. Si l'amplificateur 411 de fréquence intermédiaire à fré- quence f qui suit le mélangeur 405 sur la figure 4 a une largeur de f bande de f +, alors la raie résultante à fréquence f + f ne O t S passera pas et le groupe de filtres ne sera pas excité. Ceci est repré- senté sur la figure 5.c. Si " prend une valeur intermédiaire telle que 0 fréquences ft et ft + nf5 ou n est un entier. Dans le cas général, repré- senté sur la figure 5.b, seule l'énergie de la raie à fréquence ft passera et excitera le filtre à fréquence f o O Par conséquent, en général, lorsque a se déplace depuis a = 0 (correspondant à: 0) dans le sens positif, la valeur du signal de sortie à fréquence f commencera à un maximum et descendra jusqu'à la o valeur zéro pour un angle a correspondant à A+(a)= 2u. Déterminons maintenant l'angle a pour lequel on a A4 = 2w. Puisque 2vD Ad(a) = - sin a = 2v sin a = D pour D 1 (c'est-à-dire pour a petit) D ' Il faut noter que ceci constitue justement la largeur du faisceau d'une antenne rectangulaire de longueur D opérant à une longueur d'onde X ou au premier zéro de son diagramme directionnel en sin X XX Si l'angle a s'étend au-delà de, le spectre résultant du signal provenant de l'antenne sera une raie unique de fré- quence ft + nfs pour les valeurs de l'angle a qui donnent Ad = + n.2w. Ces valeurs de l'angle a doivent correspondre à a = + nx ou à l'angle directionnel entier de l'antenne (par simplification, on utilise l'approximation a = + nX bien qu'elles doivent être corrigées pour --D les grands angles). Le cas général donnant les amplitudes de bande latérale du spectre à modulation de phase a été établi par R.C. Cummings et pré- senté dans le document "Proceedings of the IRE", février 1957, 2A64484 pages 175-186, et le résultat en est donné dans la figure 6, qui s'explique d'elle-même et qui est interprétée pour notre exemple. Ce résultat indique que le signal de sortie provenant de notre récepteur de la figure 4 [qui ne peut répondre qu'à la raie ft (n = 0) à cause du filtrage] va donner une courbe de réponse en -sn-- lorsque l'angle de l'espace a varie. C'est à nouveau ce que l'on aurait pu attendre d'une antenne rectangulaire idéale à large côté. Le récepteuren fait,fournit alors une porte angulaire autour de a = 0. Si nous plaçons maintenant en parallèle avec le récepteur de la figure 4 un autre récepteur (figure 7), avec son oscillateur local décalé par rapport au premier récepteur de f, nous disposerons alors d'une porte angulaire (courbe de réponse de l'antenne en X) autour À x de l'angle + Ceci peut se voir en regardant sur la figure 6 la composante n = 1 (f + f) qui a son maximum pour a = A. De façon sD semblable, en plaçant des récepteurs en parallèle avec leurs oscilla- teurs locaux à ft nf + f +, nous créons unensemble de portes angulaires oude faisceaux simultanés d'antenne dans l'espace. Il faut noter que les canaux de récepteurs sont tous identiques et que l'on reconnaît faci- lement que les composants de la figure 7 proviennent de la figure 4. La figure 8 montre encore mieux graphiquement la situation étudiée ci- dessus. Il faut comprendre qu'il doit y avoir un canal récepteur associé à chaque faisceau d'antenne dans l'espace et que chaque récep- teur ne répond (excepté en ce qui concerne la réponse des lobes laté- raux de la courbe en)X qu'aux cibles qui se trouvent dans la direction correspondante. Il faut noter à nouveau sur la figure 6 que lorsqu'une cible se trouve exactement à a = DX (axe du nième faisceau de la figure 8), seul le récepteur n aura une réponse. Par contre, lorsque la cible se déplace en dehors de l'axe de ce faisceau, il y aura un couplage entre les canaux de récepteur du fait de la réponse en X Par exemple, si une cible se trouve au point o deux faisceaux se recoupent ( -A; 3.), il y aura une réponse identique dans les deux canaux de récepteur associés avec les deux faisceaux qui se recoupent, ainsi que des réponses plus faibles dans les autres récepteurs. -9464484 Ill L'homme de l'art se rendra compte que l'on peut obtenir en variante l'équivalent d'un faisceau de balayage en utilisant un unique récepteur dont l'oscillateur local est séquentiellement commuté à la fréquence décalée convenable. Pour examiner l'effet d'une cible mobile, prenons le cas simple o la cible se déplace directement (radialement) en direction de l'antenne pour a = 0. Comme indiqué ci-dessus, si la cible est fixe pour a = 0, il n'apparaîtra comme signal de sortie de l'antenne qu'une raie unique de fréquence f t. Cette raie est ramenée à la fréquence f et excite le filtre f. Si la cible qui se trouve à a = 0 possède une vitesse radiale qui cause un décalage Doppler fd' alors il apparaîtra à la sortie de l'antenne une raie unique à la fréquence ft + fd. Après conversion, elle apparaît à f + fd et excite l'un des filtres du groupe de filtres Doppler. Aussi longtemps que la fréquence Doppler f maximum fd(max) est inférieure ou égale à 2 o fs est la fréquence de balayage de l'antenne, le décalage Doppler ne sera pas à l'origine d'une ambiguïté dans la mesure angulaire. Par exemple, si le décalage Doppler était égal à fd = fi alors la cible apparaîtrait être dans la "tranche" angulaire suivante. Ce qui est significatif alors est que, si: f f (max) il n'y a pas de couplage entre la mesure d'angle et la mesure Doppler. Il est évident que des cibles se trouvant à a = nÀ (axe du ièmeD n faisceau d'antenne) et se déplaçant radialement en direction de l'antenne vont produire une composante Doppler dans le n m récepteur comme décrit pour le cas a = 0 ci-dessus. Dans le cas général o la cible se trouve en dehors des axes des faisceaux, toutes les raies spectrales résultantes provenant de -l'antenne réceptrice sont décalées de fd, effet Doppler de la cible. Ceci amène l'excitation des filtres à f + fd pour chaque canal récepteur devant être excité. Les niveaux dans chaque filtre sont déterminés par la courbe de réponse en X de la figure 6. Il faut se souvenir que, dans le cas de la cible fixe, ce sont les filtres de fréquence f qui étaient excités dans chaque canal récepteur. Par conséquent, à l'exception du couplage en X entre récepteurs provenant de la mesure de l'angle, le n récepteur mesure l'effet Doppler de la cible associée au nième faisceau d'antenne. On obtient en fait la formation de portes angulaires discrètes correspon- dant au premier mélangeur de chaque canal récepteur. Si l'on se reporte maintenant à la figure 9, celle-ci repré- sente un diagramme par blocs de l'ensemble du système d'une disposition typique selon l'invention. Il faut noter que la section de l'émetteur comprenant un oscillateur 901 sur bande X, un modulateur 903 biphasé et une antenne 904 est équivalente au mêmes composants de la figure 1.a. De m9me, dans le cas général représenté, un canal récepteur PRC complet (comme on l'a précédemment identifié) serait associé à chaque porte angulaire (ou largeur de faisceau). Cette porte angulaire est formée par le premier mélangeur de chaque récepteur alimenté par un signal de l'oscillateur local à ft + fif + nfS o n est égal au numéro du faisceau d'antenne correspondant situé à D et f est la fréquence intermédiaire. Ces signaux de l'oscillateur local sont produits de façon cohérente dans le synthétiseur 908 qui est en fait un générateur multi-fréquence. Comme représenté sur la figure 10, la période de balayage de l'antenne Ts est rendue égale à la période du mot codé PRC, Tw. De cette façon, on peut satisfaire à la fois le critère permettant d'obtenir une plage convenable des signaux PRC sans rencon- trer d'ambiguïté concernant l'effet Doppler fw> 2fd(max) et le critèred'obtention de portes angulaires f5 -fd (max). De plus, si fw = fs, il y a moins de risque que des batte- ments intempestifs puissent se produire. Supposons tout d'abord qu'une cible se trouve exactement à a = nD point qui se trouve à un angle de compensation avec une fréquence Doppler f Dans le n canal de récepteur (ou porte angulaire), la réponse du récepteur sera celle d'un radar PRC du type antérieur conventionnel puisque la modulation de balayage de l'antenne est compensée comme on l'a décrit ci-dessus. Le filtre accordé sur la fréquence fd sera excité dans le canal (récepteur) de porte de dis- tance correspondant à la distance de la cible. Les autres portes de distance ne donneront pas une corrélation correcte et la réponse du filtre correspondant fd sera abaissée de la valeur de la fonction de corrélation -2, comme on l'a prévu sur le diagramme d'ambiguïté du radar PRC de la figure 3. Si nous plaçons la cible à a = nX et si nous regardons les D récepteurs angulaires voisins (ou portes angulaires), la compensation provenant de l'oscillateur local déplacera la totalité du spectre PRC de fs = fw Ici f est la fréquence de balayage (vitesse de commutation) et f est T-X c'està-dire que f est la fréquence de répétition du mot codé. Ceci est équivalent à un spectre PRC avec un effet Doppler de fd + fw. Après corrélation PRC dans la porte de distance dans laquelle se trouve la cible, il en résulte une raie unique à fd + f. Du fait que la bande étroite à fréquence intermédiaire n'est plus f excitée à -w, le signal ne sera pas détecté. Si nous regardons les autres portes de distance dans les canaux adjacents du récepteur de direction angulaire, la réponse est celle d'un radar PRC qui se trouve hors de portée, mais au point de réponse qui donne la première ambiguïté Doppler du diagramme d'ambi- gulté PRC. Par conséquent, la réponse ne sera abaissée que de L à nouveau comme prévu par le diagramme d'ambigulté PRC. Le même raison- nement peut s'appliquer aux canaux autres que les canaux de récepteur adjacents. Si la cible se trouve entre les points a = D la situation est plus compliquée dufait que la modulation de balayage amène la création de raies supplémentaires aux multiples de f (voir figure 6). Le cas le plus difficile apparaît être celui o une cible se trouve exactement entre deux points angulaires de compensation, par exemple - X 3X a D', iD, etc. Comme on l'a discuté précédemment dans les paragraphes se rapportant aux mesures angulaires, les deux récepteurs adjacents correspondants auront des réponses égales qui seront abaissées de nX trois décibels à partir de la réponse maxima à U-. La réponse de porte hors de plage sera abaissée de 12 à partir de la réponse de porte à L l'intérieur de la plage (elle-même abaissée de trois décibels). Les autres canaux du récepteur à portes angulaires seront affectés par la réponse en X de la modulation de balayage de même que par la réponse du diagramme d'ambigulté PRC. On peut toutefois s'attendre à ce que les réponses intempestives soient de l'ordre de grandeur de dix décibels comme prévu par la courbe de réponse en X de la figure 6 puisque la réponse intempestive PRC est de l'ordre de quinze décibels. Sur la figure 9, on notera que l'oscillateur 901 est iden- tifié comme dispositif à bande X, cette bande étant une fréquence radar typique. Le diviseur de puissance 902 relié à 901 laisse passer la plus grande partie de la puissance de 901, à bande relativement faible, en direction du modulateur biphasé 903. Cependant, une faible valeur en est distraite en direction du mélangeur 907 o elle est mélangée avec le signal de sortie d'un oscillateur stable à fréquence intermédiaire (coho) 906. La fréquence de l'émetteur 901 est identifiée à ft et celle de l'oscillateur coho 906 à fif; par conséquent, le signal de sortie du mélangeur 907 est à la fréquence ft + fif. Le signal de sortie de 907 commande directement le synthétiseur 908 de fréquence de porte angu- laire, ce synthétiseur n'étant rien d'autre qu'un générateur multi- fréquence synchrone avec le signal de sortie du mélangeur 907. De cette façon, les signaux de l'oscillateur local multiple produits par 908 donnent une cohérence de phase dans toutes les fonctions de traitement de signaux suivant le groupe de mélangeur 912. L'amplificateur de puissance 905 recueille le signal de sortie modulé en biphasé de 903 et fournit une amplification large bande au moins suffisante pour convenir à l'étalement de bande d'environ dix mégahertz de la sortie de 903. Ensuite, l'antenne 904 rayonne cette énergie. L'antenne 904 est tout à fait la même qu'une antenne rayon- nante d'éclairage de secteur PRC standard et n'a pas besoin d'être autre chose qu'une antenne à cornet relativement simple. On discutera plus en détail plus loin, en liaison avec la figure 13, la disposition d'ensemble d'antenne qui serait typique de la combinaison de l'inven- tion. Comme il est bien connu pour la production de codes pseudo- aléatoires, une horloge de code 909, dans cet exemple fonctionnant à cinq mégahertz, excite le codeur PRC 910 à cinq étages, cette dispo- sition étant substantiellement la même que celle de la figure I.a. Le signal de sortie du codeur 910, non seulement fournit la séquence de longueur maxima au modulateur 903, mais excite également le dispo- sitif 911 de retard du code binaire à cinq étages. Ce dispositif n'est ordinairement rien de plus qu'un dispositif standard donnant un retard total de un mot codé avec trente et une connexions, permettant de pré- senter les trente et un bits du mot codé (la durée d'un bit étant typiquement de deux cents nanosecondes dans cet exemple) aux connexions, 9z;64L84 avant répétition du mot lui-même. La durée totale du mot T étant de six mille deux cents nanosecondes dans cet exemple, la première dis- tance redondante est d'environ neuf cent trente mètres; toutefois, comme indiqué ci-dessus, on peut facilement ajouter à la structure d'ensemble la technique distincte décrite dans le brevet améri- cain 4 042 925 pour accroître largement cette première distance redondante. Si on se reporte maintenant à l'antenne 913 que l'on suppose (pour motif de simplicité) se déplacer latéralement et linéairement avec une vitesse Sa (voir également la figure 10), elle occupe les positions extrêmes 913 et 913a. On admet pour la simplicité de l'explication qu'elle repasse de la position 913a à la position 913 en un temps nul. Le signal de sortie de cette antenne qui reçoit les signaux réfléchis en provenance des cibles éclairées par 904 alimente chacun des 2n+1 canaux récepteurs qui se trouvent à l'intérieur du bloc 912. L'explication de ce chiffre 2n+1 est fournie par la figure 8. A partir de la sortie du bloc 912, chacun des mélangeurs qui s'y trouvent, y compris le mélangeur O représenté, le mélangeur -n et le mélangeur +n, ainsi que tous les autres des 2n+1 mélangeurs, comporte à la suite un amplificateur IF à fréquence intermédiaire large bandetypiquement 918 ou 919. Ces amplificateurs IF large bande ont une largeur de bande d'au moins dix mégahertz centrée sur fif pour s'adapter à la modulation PRC encore présente à ce point. Les mélangeurs qui se trouvent dans 912 et ces amplifica- teurs IF large bande tels 918 et 919 constituent les canaux récepteurs auxquels on s'est référé à différents endroits dans ce texte. Chacun de ces mélangeurs se trouvant dans 912, avec sa fréquence discrète d'oscillateur local fcurnie par 908, correspond à un faisceau (porte angulaire ou tranche angulaire) décrit avec la figure 8. Bien que les faisceaux correspondant à ces tranches angulaires discrètes ne soient pas effectivement formés dans l'espace, le résultat de l'équipement d'ensemble donne un effet tout à fait équivalent et le terme "faisceau" est très souvent utilisé en liaison avec cela et de façon générale pour des situations de radar à ouverture synthétique. Deux blocs décodeurs 914 et 915 sont représentés. Il faut comprendre qu'un tel bloc décodeur est prévu pour chacun des 2n+1 canaux récepteurs mentionnés ci-dessus et, à l'intérieur de 2 64484 chacun de ces blocs décodeurs, par exemple 914, les détecteurs de coïncidence de phase représentés, typiquement 920, 921 et 922, ne sont que trois des trente et un circuits semblables présents dans 914 et dans les autres circuits décodeurs. On peut également caractériser ces blocs décodeurs comme démodulateurs de canal de distance, le processus de corrélation s'effectuant ici. De plus, le signal reçu correspondant à la porte angulaire (faisceau), par exemple reçu en provenance de 918, est fourni en parallèle à tous les trente et un circuits de coïncidence de 914. L'autre signal d'entrée de chacun de ces trente et un circuits de coïncidence de 914 provient de l'une des trente et une sorties du dispositif de retard 911. Concernant ce dispositif de retard 911, il est évident à l'homme de l'art que l'on peut obtenir des modes de réa- lisation convenables à partir de la technologie des lignes à retard, registres à décalage ou autres. Les blocs 914 et 915 et leurs compagnons sont suivis de blocs, typiquement 916 et 917, contenant respectivement un filtre éliminateur de clutter à flancs raides, typiquement 923 et 925, suivi par un amplificateur IF à fréquence intermédiaire à bande étroite,924 et 926 respectivement. Les filtres éliminateurs de clutter à flancs raides 923 et 925 ne font qu'éliminer les composantes de fréquence venant des signaux ne correspondant pas à des déplacements, c'est-à-dire de ceux dont le contenu spectral ne contient pas de composantes de modulation d'effet Doppler (vitesse) de la cible. A ce point, le codage PRC n'est plus présent, les signaux d'entrée dans les blocs comme 916 et 917 pouvant passer à travers un filtre passe-bande d'une largeur de bande de l'ordre de soixante-quinze kilohertz centrée autour de fif. Ces blocs 916 et 917 proviennent directement de la technologie PRC et on admettra qu'un filtre éliminateur de clutter à flancs raides et un ampli- ficateur IF à moyenne fréquence à bande étroite suivent chacun des trente et un circuits de coïncidence pour chacun des 2n+1 corrélateurs tels 914 et 915. Par conséquent, le signal de sortie de chaque ampli- ficateur à bande étroite, comme 924 par exemple, représente une dis- tance discrète à l'intérieur d'un faisceau ou tranche angulaire discret. Chacun de ces amplificateurs IF à bande étroite est donc capable d'indiquer à sa sortie la présence ou l'absence d'un signal à l'inté- rieur de cette tranche en distance et de cette tranche angulaire. Des * bancs de filtres Doppler, tels 927 et 928, suivent chacun de ces ampli- ficateurs IF à bande étroite, comme représenté en 927, comprenant typiquement les filtres 929, 930 et 931. Le nombre de filtres de 927 ou 928 ou de chacun des autres bancs de filtres prévus est essentiel- lement déterminé par la résolution désirée en vitesse, indépendamment des autres paramètres du système. Arrivé à ce point, la signification de la figure 10'étant supposée déjà connue (à savoir qu'elle prend T = T), on se reporte maintenant à la figure 11. Dans un système pratique, l'antenne 913 que l'on a supposée se déplacer physiquement sur la distance D sur la figure 9 ou sur les figures 4 et 7, serait normalement remplacée par un réseau linéaire d'antennes alimentées séparément par l'intermédiaire d'un dispositif de commutation selon la figure 11. Cette figure Il s'explique d'elle-même par ailleurs. Arrivé à ce point de discussion, l'homme de l'art admettra que l'on peut dessiner un système plus simple si l'on souhaitait faire une recherche avec une unique porte angulaire et/ou une unique porte de distance par canal angulaire. On peut réaliser une telle modifica- tion dès lors que les principes de l'invention sont clairement compris. Dans ce cas, le bloc 912 de la figure 9 ne contiendrait qu'un seul mélangeur et le synthétiseur de fréquence de porte angulaire 908 émettrait une fréquence programmée d'oscillateur local. De plus, dans une telle variante, le processus de corrélation pourrait être effectué par une porte de distance effectuant une recherche sur la sortie d'un unique amplificateur IF à large bande suivant un unique mélangeur du bloc 912. La figure 12 représente une application potentielle de com- mande de tir dans laquelle un émetteur 1201 et une antenne de surveil- lance qui éclaire le volume à surveiller 1202 transmettent des signaux modulés PRC CW (à code pseudo-aléatoire et onde continue), comme déjà décrit. Dans la figure 12, l'antenne réceptrice à commutation 1203 est comme déjà décrit et une antenne réceptrice supplémentaire 1204 est orientée verticalement pour donner la même fonction de création de portes angulaires en site que ce qui a déjà été réalisé en azimut. Le récepteur 1205 fournit alors des canaux multiples pour chacune des antennes 1203 et 1204, d'o proviennent des informations concernant la distance, la vitesse et les angles de la cible, en direction d'un indi- cateur 1206 ainsi qu'à une unité de commande 1207 qui commande le lanceur de missiles 1208. A partir de là, on peut programmer complètement les missiles M et M2 eninformations concernant la distance, les angles (en deux dimensions), et l'effet Doppler, en direction des cibles. C'est-à-dire que le chercheur-récepteur du missile peut être "ver- rouillé" en distance, angle et vitesse. Les missiles semi-actifs peuvent alors utiliser l'énergie réfléchie par les cibles provenant de leur éclairage par 1202 pour venir frapper la cible. L'avantage inédit pour un système de défense de missiles sol- air, en utilisant l'invention, est d'accroître la puissance de tir prévue du fait de la possibilité de tirer des missiles en parallèle. Cette possibilité découle dufait que le système objet de l'invention fournit des données simultanées concernant la distance, les angles et la vitesse de cibles multiples. Se reportant maintenant à la figure 13, on représente une forme d'antenne à partir de laquelle on peut mettre sous surveillance la totalité d'un secteur de trois cent soixante degrés autour de toute position donnée (au moyen d'une sélection de mise en circuit). En azimut, sont représentés quatre réseaux commutables à multi- éléments 1301, 1302, 1303, 1304 qui sont employés sélectivement et simultanément avec l'un des réseaux en site 1305, 1306, 1307 ou 1308 respectivement. Une disposition d'antenne émettrice à quatre quadrants, comprenant des cornets 1309, 1310, 1311 et 1312, est représente; il faut comprendre que c'est celle qui convient qui est également choisie pour le quadrant d'espace intéressant. L'utilisation de la détermination de l'angle de site selon l'invention nécessite bien entendu la duplication des fonctions donnant des portes angulaires de la figure 9, mais les fonctions à base pseudo- aléatoire qui déterminent la distance et la vitesse par effet Doppler n'ont pas besoin d'être doublées. La façon d'intégrer l'opération con- cernant l'angle de site dans la disposition de la figure 9 sera éga- lement évidente à l'homme de l'art une fois bien compris les principes de l'invention. D'autres modifications, variantes et détails des dispositions du système décrit peuvent se présenter de même à l'homme de l'art et par conséquent il n'est pas prévu que l'objet de l'invention soit regar- dé comme limité à la réalisation décrite dans les dessins ou dans la description, ceux-ci n'en constituant qu'un exemple typique. Z-6 448 4 REVENDICATIONS 1. Radar à effet Doppler déterminant la distance et l'angle, caractérisé en ce qu'il comprend: - des premiers moyens comprenant des moyens pour produire une porteuse à onde continue radio-fréquence, des moyens d'élaboration de code pseudo-aléatoire et des moyens pour moduler ladite porteuse avec ledit code et pour rayonner les signaux résultants; - des seconds moyens comprenant un réseau d'antenne à multi-éléments pour recevoir des signaux renvoyés en écho et correspondant aux objets éclairés par lesdits premiers moyens; - - des troisièmes moyens pour commuter'les éléments dudit réseau à une vitesse prédéterminée, lesdits troisièmes moyens comportant une liaison d'antenne commune, de façon que chaque élément dudit réseau soit relié successivement à ladite liaison; - des quatrièmes moyens sensibles aux signaux qui se présentent à ladite liaison, comprenant un certain nombre de canaux récepteurs et un synthétiseur de fréquence relié à ceux-ci de façon à fournir un signal d'oscillateur local discret à un mélangeur correspondant dans chacun desdits canaux récepteurs, chacun desdits canaux récepteurs étant ainsi accordé de façon discrète à une composante de fréquence représentative d'un angle de l'espace par rapport audit réseau; et - des moyens de détection de corrélation sensibles à chacun desdits canaux récepteurs et à ladite séquence pseudo-aléatoire produite dans lesdits premiers moyens pour fournir la détermination de la distance pour chacun desdits angles de l'espace. 2. Radar selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'il comprend un certain nombre de bancs de filtres Doppler, l'un desdits bancs étant sensible au signal de chacun desdits moyens de détection de corrélation pour fournir une sortie représentant la vitesse dis- crète de la cible pour chacun desdits angles. 3. Radar selon l'une des revendications I ou 2, caractérisé en ce que lesdits moyens d'élaboration d'un code pseudo-aléatoire faisant partie desdits premiers moyens comprennent des circuits logiques numériques pour produire de façon répétitive une séquence de longueur maxima et en ce que lesdits moyens de modulation de ladite porteuse comprennent un modulateur biphasé. 4. Radar selon l'une quelconque des revendications I à 3, caractérisé en ce que-ledit réseau desdits seconds moyens comprend un réseau linéaire d'antennes sensiblement à égale distance l'une de l'autre et en ce que lesdits moyens de rayonnement faisant partie desdits premiers moyens comprennent une antenne dont le diagramme de rayonnement couvre au moins une région angulaire prédéterminée qui s'étend des deux côtés d'une ligne perpendiculaire audit réseau linéaire. 5. Radar selon la revendication 4, caractérisé en ce que la ligne dudit réseau linéaire se définit comme étant substantiellement dans un plan horizontal et en ce que ladite région angulaire située des deux côtés de ladite perpendiculaire au réseau est un angle d'azimut, ladite antenne desdits premiers moyens comportant un diagramme de rayonnement couvrant au moins un angle solide limité par ledit angle prédéterminé des deux côtés de la perpendiculaire audit réseauen azimut,et un angle prédéterminé en site. 6. Radar selon l'une quelconque des revendications 1 à 5, caractérisé en ce que lesdits moyens d'élaboration de code desdits premiers moyens comportent des moyens de production d'une séquence de longueur maxima à codage binaire qui présente une durée de mots codés T et n bits, chacun de durée Tb' en ce que lesdits moyens de modulation comportent un modulateur biphasé sensible auxdits moyens d'élaboration de code et en ce que chacun desdits canaux récepteurs des quatrièmes moyens comporte un premier amplificateur à fréquence intermédiaire qui suit chaque mélangeur correspondant et qui précède lesdits moyens de détection de corrélation, ledit premier amplificateur présentant une largeur de bande suffisamment large pour laisser passer le spectre à fréquence intermédiaire résultant de la réception des signaux à codage pseudoaléatoire à travers ledit réseau desdits seconds moyens, la largeur de bande dudit premier amplificateur étant suffisamment étroite pour rejeter sensiblement les signaux qui présentent des composantes de fréquence se trouvant- sensiblement en dehors du spectre de fréquence à fréquence intermédiaire correspondant auxdits signaux codés pour l'angle correspondant de l'espace. 7. Radar selon la revendication 6, caractérisé en ce que lesdits moyens de détection de corrélation comportent un détecteur de coïncidence binaire à n étages, présentant chacun une première et une 6 4 4 8 4 deuxième entrée et comportant un dispositif à retard sensible auxdits moyens de production de séquence de longueur maxima, ledit dispositif à retard présentant unretard total de T et ayant n connexions équidis- tantes pour fournir un code local retardé, chacune desdites connexions étant reliée à une seconde entrée de l'un desdits étages du détecteur de coïncidence, ledit détecteur de coïncidence donnant une sortie fournissant la fonction d'auto-corrélation entre lesdits signaux codés locaux retardés et lesdits signaux reçus en provenance dudit premier amplificateur. 8. Radar selon l'une quelconque des revendications I à 7, caractérisé en ce qu'il comporte des moyens pour synchroniser ledit synthétiseur de fréquence à partir des moyens pour produire une onde porteuse faisant partie desdits premiers moyens. 9. Radar selon la revendication 8, caractérisé en ce qu'il comporte un oscillateur coho à fréquence intermédiaire fonctionnant à fréquence fif et un mélangeur de pilotage du synthétiseur, ledit mé- langeur étant relié audit oscillateur coho et au signal à fréquence ft fourni par lesdits moyens pour produire une porteuse de manière à donner un signal à fréquence f + fif, ledit synthétiseur de fréquence étant ainsi synchronisé pour assurer un traitement cohérent des signaux reçus dans lesdits canaux récepteurs et dans ledit processus de détection de corrélation. 10. Radar selon l'une quelconque des revendications 1 à 9, caractérisé en ce que ledit code pseudo-aléatoire est constitué comme un mot numérique répétitif de durée T et en ce que ladite vitesse prédéterminée de commutation des éléments du réseau est telle que la durée d'un cycle de commutation soit sensiblement égale à la valeur Tw Il. Système radar pour la mesure simultanée en angle et en distance concernant plusieurs cibles à l'intérieur d'un secteur solide prédéterminé de l'espace, caractérisé en ce qu'il comprend: - des premiers moyens pour transmettre un signal à onde continue radio- fréquence modulé par une séquence de longueur maxima pseudo-aléatoire, répétitive et numérique, couvrant au moins ledit secteur solide de l'espace; - des seconds moyens comportant une antenne réceptrice et des moyens de balayage par quoi le point instantané effectif de réception fourni par ladite antenne réceptrice varie cycliquement sur une distance prédéterminée pour imposer une modulation de phase aux signaux reçus en écho par suite de l'éclairage des cibles par lesdits premiers moyens, de façon telle qu'un spectre de fréquence centré autour d'une fréquence discrète différente corresponde à chaque angle discret situé à l'intérieur de ce secteur de l'espace; et - des troisièmes moyens sensibles auxdits seconds moyens pour séparer les signaux reçus en canaux en fonction desdites fréquences discrètes et donc selon l'angle de la cible par rapport à ladite antenne réceptrice, lesdits troisièmes moyens comportant également des moyens pouvant opérer dans chacun desdits canaux pour déterminer la distance de la cible par auto-corrélation entre ladite séquence de longueur maxima émise et le même mot codé du signal correspondant reçu en écho. 12. Système radar selon la revendication 11, caractérisé en ce que ladite antenne réceptrice comprend un réseau d'antenne ayant un certain nombre d'éléments disposés chacun pour recevoir les signaux reçus en écho à partir des cibles éclairées par lesdits premiers moyens selon un trajet différent dans l'espace et en ce que lesdits moyens de balayage échantillonnent séquentiellement et à vitesse prédéterminée lesdits éléments du réseau, produisant ainsi un signal reçu modulé par balayage dans lequel une fréquence discrète représente chaque angle d'incidence d'un signal d'écho correspondant sur ledit réseau. 13. Système radar selon l'une des revendications Il ou 12, caractérisé en ce que lesdits seconds moyens comportent des moyens de mesure par effet Doppler pour mesurer la vitesse de la cible dans chacun desdits canaux, lesdits moyens de mesure par effet Doppler four- nissant ainsi une information de vitesse correspondant à chaque distance de cible à l'intérieur d'une tranche angulaire discrète.