l'invention se rapporte au domaine technique des filtres électriques ; elle concerne plus précisément la classe des filtres actifs et notamment une famille de filtres actifs passe-bas non linéaires permettant de filtrer un signal de mesure entaché d'un bruit, notamment, de filtrer un signal utile auquel est superposé un bruit à caractère non gaussien. le terme filtre actif doit être interprété dans son sens le plus large recouvrant notamment les asservissements, les dispositifs de traitement du signal. Toute opération de filtrage linéaire introduit un retard à l'information, ou trainage dynamique, inversement proportionnel à la bande passante du dispositif de filtrage. Une opération de filtrage linéaire peut être optimale en présence d'un bruit blanc, par contre elle n'est ' généralement pas optimale en présence d'un bruit non gaussien. Dans un senseur radar, la fonction principale du système de poursuite angulaire d'une cible est d'élaborer la direction et la vitesse angulaire d'une cible avec la précision nécessaire. En effet, non sealement on désire connaitre la position actuelle mais aussi estimer la position future de la cible afin d'assurer son interception ou sa destruction.Fondamentalement, la direction angulaire de la cible est déterminée par un système d'asservissement qui pointe le faisceau d'antenne sur la cible2 l'erreur de pointage entre l'axe du faisceau et la direction actuelle de la cible est détectée puis traduite sous la forme d'un signal électrique dont l'amplitude est proportionnelle à cette erreur de-pointage;~aprèsyamplification, ce signal électrique est appliqué à un mécanisme de commande qui entraxe l'antenne afin de réduire constamment cette erreur. Au stade de la conception d'un équipement radar et plus précisément du système de mesure de la direction de la cible, certaines informations concernant les entrées du système et la précision de la mesure doivent être connues. La connaissance de ces informations est utilisée pour déterminer la configuration du système et c'est elle qui dicte les caractéristiques nécessaires pour satisfaire le problème de la précision de la mesure. Parmi les entrées du système, les entrées indésirables peuvent généralement être classées en bruits ou en perturbations. A la limite, on désire éliminer les effets de ces entrées indésirables et conserver les signaux utiles. Une forme de perturbation particulière, par exemple, est le mouvement de la plateforme qui porte -ï'équipement radar ; une forme de bruit résulte de la scintillation radar de la cible, connue dans la littérature anglo-saxonne sous le terme de "GEINT" . le phénomène de scintillation radar d'une cible sera décrit largement ci-après. le phénomène de scintillation d'une cible, illuminée par un faisceau radar, a été l'objet d'importantes études de la part de nombreux organismes à travers le monde. Ce phénomène est à la source d'un bruit angulaire qui se superpose à la mesure de la direction de la cible. En général, une cible telle qu'un avion, un navire, etc ... possède un certain nombre de centres de réflexion dont les amplitudes et les phases relatives varient en fonction de la présentation de la cible. la direction du centre de réfle xion apparent, ou effectif, résultant de la composition vectorielle des divers centres de réflexion, évolue continuellement et d'une manière complexe et elle peut même apparaître en dehors des dimensions physiques de la cible. D'importantes quantités de données concernant le bruit de scintillation des cibles ont été collectées, et des résultats partiels ont été publiés dans la littérature technique. A ce sujet, on pourra utilement consulter l'ouvrage de P.J. POVEJBIT et autres:"ATRRORKE RAntRt, chapitre 4.Sur la base de des données collectoes, le spectre du bruit angulaire de scintillation a pu être établi, l'amplitude de ce spectre décroît régulièrement lorsque la fréquence croît, de sorte que la puissance totale de ce bruit demeure finie. En pratique, l'amplitude du bruit angulaire dû à la scintillation est fonction de l'étendue de la cible ; puisque l'étendue verticale de la cible est généralement inférieure à son étendue horizontale, le niveau du bruit angulaire en élévation est notablemént inférieur au niveau du bruit angulaire en azi- mut, toutefois cette considération doit être pondérée par le fait que, dans de nombreuses situations opérationnelles, les notions d'élévation et d'azimut sont purement arbitraires. Lors de la poursuite d'une cible volant bas, la réfle xion sur le sol ou la mer a pour effet de créer une image de la cible, qui se situe symétriquement dans le plan de réfle xion;si l'angle entre la cible et son image est inférieure à l'ouverture angulaire du faisceau d'antenne, la cible et son image ne peuvent être résolus angulairement. les variations des différences de phase entre les rayons direct et réfléchi amèneront le centre de phase à se déplacer entre la cible et son image et même au-delà, comme cela a été maintes fois observé, il devient alors possible que la poursuite en direction s'accroche sur l'image au lieu de la cible, avec les conséquences opérationnelles désastreuses qui peuvent en résulter. les cibles multiples, qui résultent d'un vol en formation groupée, ont un effet similaire sur les variations angulaires de la mesure en direction ; ainsi les cibles multiples quine peuvent être résolues donnent naissance à un niveau de bruit angulaire notablement plus important que dans le cas d'une cible ponctuelle isolée. le phénomène de la scintillation radar d'une cible est absolument général;; en plus de produire un bruit angulaire, le déplacement du centre de phase effectif de la cible peut être à la source de fluctuatiais sur la mesure de la distance de cette cible. la distribution en distance du centre de réflexion apparent se situe généralement à l'intérieur des dimensions physiques de la cible ; sous cet aspect, le bruit en distance diffère du bruit en direction.La raison réside dans le fait que les méthodes utilisées pour détecter les erreurs en direction et les erreurs en distance sont-differentes. Comme dans le cas du bruit angulaire, les cibles multiples qui ne peuvent être résolues, c'est-à-dire celles qui sont situées à l'intérieur de la cellule de résolution du radar, donnent naissance à des niveaux de bruit en distance beaucoup plus importants que dans le cas d'une cible ponctuelle unique et isolée. Enfin, on pourra encore citer le bruit en vitesse. qui se superpose à toutemesure par effet Doppler de la vitesse d'une cible, ou de cibles multiples ou encore d'une cible et son image. Généralement, les bruits angulaires sont réduits par des opérations de filtrage linéaire qui ont l'inconvénient d'introduire des retards sur la mesure ; ces retards sont la cause d'erreurs dynamiques sur la mesure de la position des cibles. Différentes techniques ont été proposées et mises en oeuvre , elles permettent de remédier à l'inconvénient cité ci-dessus ; on peut indiquer 11 emploi de la diversité de fré quence, l'illumination à fréquence aléatoire et l'émission d'impulsions de très brève durée; de même on peut mettre en oeuvre des procédés de traitement non linéaires du signal, comme décrit dans la demande de brevet français nO 77.19617 déposée le 27 juin 1977 par la Demanderesse. Dans de nombreuses applications, la mise en oeuvre des techniques précédentes est limitée par la complexité, la fiabilité, le poids et le coût des moyens supplémentaires nécessaires. Pour trouver une solution aux problèmes qui viennent d'être énoncés, des études ont été poursuivies en vue d'acquérir une plus ample connaissance du phénomène général de la scintillation radar des cibles. les données collectées permettent d'indiquer que les signaux de bruit résultant de la scin- tillation des cibles ne présentent pas un caractère gaussien, mais, au contraire, possèdent des caractéristique8 spécifiques qui peuvent être exploitées ; on constate, notamment, une forte corrélation entre la position du centre de réflexion effectif et sa vitesse de déplacement.En effet, le centre de réflexion effectif se situe à l'intérieur des dimensions de la cible lorsque la vitesse de déplacement de ce centre de réflexion demeure faible, inversement, il est hautement probable que la mesure de la position de la cible soit erronée lorsque la vitesse de déplacement du centre de réflexion effectif est importante et notamment plus importante que la vitesse de déplacement propre de la cible. L'invention vise à permettre la construction d'une famille de filtres qui, dans une certaine mesure, échappe au conflit entre le retard subit par-l'information et la réduction du bruit, et permet d'assurer le filtrage d'un signal de mesure entaché d'un bruit non gaussien sans accroltre exagérément le retard du signal utile, représentant la grandeur physique à mesurer. Un objet de l'invention est une famille de filtres actifs non linéaires dont la loi de réponse désirée peut être obtenue par le choix judicieux de la configuration et de la valeur quantitative des paramètres de construction des éléments du filtre. Un filtre actif passe-bas selon l'invention est formé par des cellules de base qui comportent un comparateur C comprenant : une entrée signal, une entrée comparaison et une sortie comparaison et, inséré entre la sortie comparaison et l'entrée comparaison sont disposés : un premier élément B1 constitué par un étage non linéaire placé entre un étage diffé -rentiateur et un étage intégrateur dont les fonctions de transfert propres sont complémentaires, et un second élément Bo constitué par un intégrateur ; de plus, les entrées signal des comparateurs des différentes cellules de base du filtre sont connectées en parallèle pour constituer l'entrée du filtre ; les sorties des éléments 30 sont sommées de façon pondérée pour constituer une première série de sorties ; les entrées des éléments Bo sont sommées de façon pondérée pour constituer une seconde série de sorties Des particularités de l'invention et d'autres caractéristiques ressortiront de la description qui suit, faite en regard des dessins annexés , et qui donne, à titre indicatif mais non limitatif, plusieurs modes d'exécution de l'invention ; dans les- dessins, des références identiques correspondent à des éléments similaires. Sur ces dessins - La figure 1 représente un filtre actif linéaire classique, - la figure 2 représente un filtre actif linéaire classique du second ordre, -5 - la figure 3a représente une cellule de base d'un filtre actif non linéaire selon l'invention et la figure 3b les détails de réalisation de l'élément non linéaire de la cellule de base. - la figure 4 représente un filtreacifnon-linéaireSormépar la combinaison de plusieurs cellules de base. - La figure 5 représente un filtre, selon l'invention, per mettant de filtrer la fréquence d'un signal. - la figure 6 représente un filtre, selon l'invention, per mettant de filtrer un signal retardé en temps. - la figure 7 représente un diagramme des mesures angulaires fournies par un senseur radar. - La figure 8 donne, à titre indicatif, sous forme de cour bes, les résultats fournis par différents types de fil tres : linéaires classiques et non linéaires. selon l'invention. la figure 1 représente, sous la forme d'un bloc diagramme, un filtre actif linéaire classique constitué par un comparateur de niveau O à deux entrées 10 et 20 et un en semble de (n + 1) éléments B0 . . .E ..., n n chacun de ces éléments B. ayant une fonction transfert propre G. (S); ces éléments sont connectés en série entre, d'une part, la sortie 30 du comparateur de niveau et, d'autre part, une première entrée 20 de ce comparateur, la seconde entrée 10 constituant l'entrée E. du filtre.Dans la boucle comprenant les éléments Bo à Bn, différentes sorties E0 à En peuvent être prélevées, dépendant de la nature du signal à prélever, par exemple, la position, la vitesse, l'accélération, etc La théorie générale des filtres actifs linéaires est relativement bien établie, de part leur structure en boucle, cette classe de filtres se rattache à la théorie des systèmes asservis. la configuration des éléments insérés dans la boucle étant connue et les valeurs des composants de ces éléments déterminées, les fonctions de transfert Hj (S) = Ej (S)/Ei (S) en divers points du filtre peuvent être évaluées. Soient Go (S)....Gj (S) ... Gn (S) les fonctions de transfert propres aux éléments Bo à B n insérés dans la boucle, la fonction de transfert H0 (S) = E0 (S)/Ei (S) est donnée par la formule et da façon générale La figure 2a représente un filtre actif linéaire du premier ordre dans lequel L'élément B0 est constitué par un intégrateur opérationnel tel qu'un intégrateur de Nille, dont la fonction de transfert est - w0/S et dans lequel l'élément B1 est un amplificateur d'adaptation, dont la fonction de transfert G1(S) est égal à une constante-K qui prend en compte le gain du comparateur de niveau O.La fonction de transfert H (S) d'un tel filtre du premier ordre est avec W0 = C et la fonction de transfert H1 (S) est le signal à la sortie E0 est la version filtrée du signal d'entrée E ; le signal à la sortie E1 représente la dérivée du signal de sortie E0.Un filtre,tel qu'il vient d'être décrit, constitue un filtre passe-bas dont la largeur de bande est égale à #0. la figure 2b représente, sous une forme synoptique, un filtre actif linéaire du second ordre dans lequel l'élément B0 est identique à l'élément B0 de la figure précédente, l'élé- ment B1 a une fonction de transfert G1(S) de la forme avec # = 1/R1C1 . le gain A1 de ment est égal à l'unité; l'élément B2 est identique à l'élé- ment B1 de la figure précédente. la fonction de transfert H0 (S) d'un tel filtre actif linéaire du second ordre est de la forme La fonction de transfert H1 (S) = E1(S)/Ei(S) est la dérivée de la fonction de transfert Ho(S). Des filtres actifs linéaires d'ordre supérieur sont réalisables, par L'adjonction d'éléments supplémentaires, dans le but d'accroître la sélectivité et d'anticiper sur la grandeur du signal. La figure 3a représente, sous la forme d'un bloc diagramme, un filtre actif non linéaire, selon l'invention. Ce filtre peut constituer une cellule de base pour réaliser des filtres plus complexes comme il sera décrit ultérieurement. le. filtre représenté à la figure 3a comprend - un comparateur de niveau C possédant une entrée signal 10, une entrée comparaison 20 et une sortie comparaison 30, - deux éléments B1 et B0 connectés en série entre la sortie 30 et l'entrée 20 du comparateur de niveau le signal d'entrée E. est appliqué à l'entrée 10 du comparateur de niveau, les signaux de sortie E et E1 du o filtre sont prélevés respectivement à la sortie et à l'entrée de l'élément B0 La fonction de transfert Go(S) propre à l'élément B0 est de la forme G0(S) = - #0/S, elle peut être obtenue par un: intégrateur de Miller comportant une résistance R0 et une capacité O associée à un amplificateur de gain élevé, alors, W0= 1/R0C0 La figure 3b représente, sous une forme schématique, l'élément B1 qui comprend quatre étages connectés en série :: - un étage différentiateur 40 dont la fonction de transfert propre G 1(S) est de la forme G'1(S) = - (1 + S!w 1 avec #1 = 1/R1C1 , - un étage limiteur 50, constitué par un amplificateur limité ou un limiteur à diodes dont les niveaux de limitation sont + Y0 - un étage intégrateur constitué par un réseau R'1C '1 dont la fonction de transfert propre est G"1 (S) = 1 1 + S/#'1 avec tt1 = 1/R'1O'1 - un étage d'adaptation ou d'isolement 70 constitué par un amplificateur à large bande de gain Ax La condition d'apériodicité à bas niveau de signal de l'élément B1 est satisfaite lorsque #1@ = #'1. En régime linéaire, ctest-à-dire lorsque le niveau du signal à l'entrée de l'étage limiteur 50 est inférieur au niveau de limitation V0, la fonction de transfert Gj(S) de l'élément B1 est égale-à une constante - X, qui prend en compte : le gain du comparateur de niveau C, de l'étage limiteur 50 et de l'étage d'isolement 70. A bas. niveaw de- signal, si la condition W = t I - 0 est remplie, la fonction de transfert E0 (S) = H0(S) d'un filtre tel Ei(S) que représenté à la figure 3a est donneepar la formule du pre- mier ordre La fonction de transfert- E1(S) = H1(S) est donnée Ei(S) par la formule le signal de sortie E1 du filtre est la dérivée du signal de sortie E0 de ce filtre. L'élément B1 étant situé en amont de l'élément B0 intégrateur agit en conséquence sur la dérivée du signal de sortie E0. Lorsque la dérivée du signal de sortie E0 est importante, c'est-à-dire supérieure à la valeur V0, la valeur du gain E est réduite, ce qui a pour effet de réduire, dans la même proportion, la bande passante K#0 de ce filtre. La grandeur du niveau de limitation V0 dépend de l'application qui est faite du filtre; un choix convenable de grandeur VO , en présence d'un bruit angulaire résultant du phénomène de scintillation d'une cible, se situe par exem- ple à une valeur double de celle qui correspond à la valeur de la dérivée du signal utile. De plus, l'expérience a montré que la caractéristique de l'étage limiteur 50 pouvait être avantageusement du type à compression progressive. Des variantes de réalisation d'un filtre, selon l'invention, sont envisageables, selon l'application spécifique qui en est faite, dans le cadre de l'application générale de cette famille de filtres au filtrage des signaux de bruit de caractère non gaussien. Selon une variante de réalisation d'une cellule de base, l'élément 30 est constitué par un intégrateur électromécanique comprenant un amplificateur de commande d'un moteur dont l'axe de sortie est couplé à un transducteur position angulaire/tension. le filtre, tel qu'il vient d'être décrit, possède une fonction de transfert du premier ordre ; les filtres dont la fonction de transfert est d'ordre supérieur permettent d'obtenir des performances de filtrage plus élevées, notamment ils permettent une réduction du bruit superposé au signal utile sans accroître le -retard à l'information. La figure 4 représente, sous la forme d'un bloc dia -gramme, un mode de réalisation préféré d'un filtre du second ordre formé par la- combiizaison de deux cellules de base 1 et 22 réalisées conformément à la cellule du premier ordre décrite précédemment. La fonction de transfert de la cellule 21 est de la forme et la fonction de transfert de la cellule 22 est de la forme à cet effet, la fonction de transfert G02 (S) propre à l'élément B02 est rendue égale à - k#0/S, de même les fréquences de transition des étages différentiateur et intégrateur de l'élé- ment B12 sont égales et ont pour valeur kw I avec k inférieur à l'unité ; la grandeur du niveau de limitation est fixé à une valeur kV0 . Les sorties E01 et E02 des cellules T et T2 sont sommées de façon pondérée à l'aide d'un amplificateur 100 ; la sortie E01 avec un facteur de pondération a1 et la sortie E02 avec un facteur de pondération a2 de sorte que la fonction de transfert E0(S) = H0(S) est donnée par la relation : Ei(S) Ho(S) = a1 H01(S) + a2 H02 (S) ou après développement De même les sorties E11 et E12 des cellules de base et et T2 sont sommées de façon pondérée à l'aide d'un amplificateur 200 ; la sortie E11 avec un facteur de pondération b1 et la sortie E12 avec un facteur de pondération b2 de sorte que la fonction de transfert E1 (S) = H1(S) est donnée par la Ei(S) relation H1(S) =b1H11(S) + b2H12(S) ou Après développement Dans la pratique, le nombre de sorties d'un filtre, selon l'invention, peut être accru par l'adjonction d'amplificateurs supplémentaires 110, 210, etc... comme représenté en traits pointillés, à la figure 4 ; ainsi d'autres sorties E'o X E'1, etc.'.. ayant des lois de réponse différentes dB sorties Eo et E1 peuvent être disponibles, et les fonctions de transfert correspondantes peuvent être ajustées à la demande par llintroduction des coefficients de pondération a'1, a'2 et b'1$ b'2 Des fonctions de transfert plus complexes peuvent être établies par l'adjonction de cellules de base supplémentaires T2, T3, etc... et corrélativement par l'adjonction de facteurs de pondération a2, a3 et b2, b3 le signal d'entrée E. est un signal électrique repré sentatif d'une grandeur physique mesurée par un senseur, notamment, un senseur radar et peut représenter, par exemple, un angle, une distance, une vitesse, etc... La figure 5 représente un mode de réalisation d'un filtre du premier ordre permettant de filtrer la fréquence fi(t) d'un signal d'entrée Ei(t), cette fréquence fi(t) étant entachée d'un bruit résultant de l'effet de scintillation radar par exemple. Dans ce filtre, l'élément 30 est constitué par un intégrateur électronique I associé à un convertisseur tension/ fréquence L ou, de manière plus précise, par un oscillateur dont la fréquence de sortie f (t) est controlée électronique- o ment.Le comparateur C ou détecteur d'écart en fréquence comprend un mélangeur M associé à un discriminateur de fréquence D centré sur la fréquence intermédiaire FI = (fi f 0). L'élément B1 est identique à l'élément B1 décrit à la figure 3.b Dans ce type de filtre, différentes sorties sont disponibles :: - la sortie Eo sous la forme d'une fréquence filtrée, - la sortie E'0 sous la forme dtune tension continue proportionnelle à la fréquence de sortie fO, - la sortie E1 sous la forme d'un signal électrique repré sentatif de la dérivée de la sortie E'0 La figure 6 représente un mode de réalisation d'un filtre du premier ordre permettant de filtrer le temps de retard d'un signal E. par rapport à un signal de référence REF, à titre d'exemple, ces signaux E. et REF peuvent être des signaux en impulsions, le signal Ei étant entache dtun bruit en position résultant de l'effet de scintillation radar par exemple.Dans ce filtre, ltélément B est constitué par un intégrateur électronique I associé à un convertisseur tension/temps L, encore appelé modulateur de temps qui reçoit, d'une part, le signal de référence REF et, d'autre part, le signal de sortie de l'intégrateur I. Le comparateur C, ou détecteur d'écart en temps, comprend un générateur de fenêtres R qui délivre deux signaux en impulsions R1 et R2 à un discriminateur de temps Q . L'été ment B1 est identique à l'élément B1 déjà décrit à la figure 3b .Dans ce type de filtre, différentes sorties sont disponibles : - la sortie RÒ, sous la forme de signaux en impulsions dont la position, ou le retard par rapport au signal de référence REF est filtré, - la sortie Eto sous la forme d'un signal continu proportionnel au retard de temps du signal Eo - la sortie E1, sous la forme d'un signal électrique représenta tif de la dérivée du temps de retard du signal de sortie E0. Un filtre, selon l'invention, est susceptible de nombreuses applications, notamment dans les équipements radar de guidage, d'interception et de conduite de tir. Soient, figure 7, un équipement radar 0, une droite de référence X et une cible T , la direction de l'axe de l'antenne mesurée par le mécanisme de pointage automatique de l'antenne a une valeur et , et l'écart angulaire de pointage de l'antenne détecté par le récepteur du radar a la valeur er . la direction du centre de réflexion effectif de la cible T a pour valeur l'angle e. + + La grandeur 9T comporte peu de fluctuations,puisque déjà filtrée par le servomécanisme de pointage. de l'antenne, par contre la grandeur peu lissée par le récepteur radar comporte les fluctuations résultant de effet de scintillation radar de la cible. La grandeur physique i est disponible sous la forme d'un signal électrique E. qui peut être appliqué à l'entrée d'un filtre réalisé selon l'invention. le choix des valeurs des paramètres K et u)o du filtre résulte d'un compromis entre le retard à l'information ou trainage dynamique et le -taux de réduction des bruits dont est entaché le signal utile. La loi de réponse du filtre peut être ajustée par le choix du nombre de cellules T qui forme le filtre et les valeurs des paramètres k, a et b de chacune des cellules de base A titre indicatif, les courbes de la figure 8 indiquent les résultats qui peuvent etre attendus d'un filtre réalisé selon l'invention - la droite O.E représente, en fonction du temps t, la position angulaire du centre électrQmagnétique de la cible, qui présente un défilement angulaire, - le segment A B représente l'étendue angulaire de la cible, - la courbe 1 représente la position angulaire e. de la cible telle que mesurée par un senseur radar ; on notera les larges fluctuations de la mesure produite par la scintillation radar, notamment, des fluctuations dont les amplitudes sont supé rieures à l'étendue angulaire de la cible et qui sont caractérisées par des dérivées importantes et, inversement, de fluctuations dont les amplitudes sont faibles, inférieures à ltéten- due angulaire de la cible, auxquelles correspondent des dérivées faibles, - la courbe 2 représente le signal d'entrée e. après filtrage par un filtre actif linéaire conventionnel du premier ordre ;; on notera un important trainage dynamique, conjointement avec une réduction limitée du niveau des fluctuations, - la courbe 3 représente le signal d'entrée Q1, après filtrage par un filtre actif non linéaire du premier ordre réalisé selon l'invention, dont la constante de temps est équivalente à celle du filtre précédent ; on notera évidemment un trainage dynamique similaire, mais une nette réduction du niveau des fluctuations - la courbe 4 représente le signal d'entrée e. après filtrage par un filtre linéaire du second ordre conventionnel ; on notera l'effet dlanticipation de ce type de filtre. - la courbe 5 représente le signal d'entrée e. après filtrage par un filtre actif non linéaire du second ordre réalisé selon l'invention, caractérisé par un trainage dynamique équivalent à celui du filtre précédent mais ici les résultats indiquent une réduction notable des fluctuations. A titre d'exemple, un filtre tel que décrit à la figure 4 peut être construit en donnant aux paramètres du filtre les valeurs quantitatives suivantes - fonction de transfert H (S) à la sortie BO pour la valeur suivante a1 = 2, a2 = J et k = 0,5 - fonction de transfert H'1(S) à la sortie E'1 pour les valeurs suivantes des paramètres b'1 = - 1, b'2 = 1 et k = 0,5 B'invention9 telle qu'elle vient d'être décrite cidessus, présente, en plus des avantages déjà mentionnés, celui de conduire à la réalisation d'une famille de filtres relativement simples, ceci permet d'échapper à la mise en oeuvre de techniques plus complexes et corrélativement de matériels importants, tout en obtenant des résultats similaires ; de plus, l'invention permet de construire des filtres actifs non linéaires d'ordre supérieur à l'unité, qui sont inconditionnellement stables. L'invention n'est pas limitée aux différentes formes et modes d'exécution décrits et peut comporter d'autres variantes tant dans les applications décrites que d'autres possibles. Les valeurs quantitatives des paramètres du filtre peuvent eAtre variées, en fonction des applications spécifiques envisagées, notamment les signes des fonctions de transfert propres des éléments peuvent être combinés pour satisfaire à la condition d'équilibre du filtre. Le comparateur C peut être d'un type connu, notamment de niveau, de temps, de phase, de fréquence, Le nombre et la disposition des éléments d'amplification, d'isolée ment ou d'adaptation peuvent êtrv modifiés comme nécessaire. La famille de filtres, selon l'invention, est particulièrement efficace en présence de bruits résultant de l'effet de scintillation radar ; elle peut être utilisée pour réduire le niveau de bruits creés par certains types d'interférences. REVEN IOATI0NS 1. Filtre électrique actif passe-bas non linéaire formé de cellules de base, chacune comprenant : un comparateur comportant:une entrée signal, une entréecomparaison et une sortie comparaison et, insérés en série entre cette sortie comparaison et l'entrée comparaison, un premier élément B1 et un second élément Bo, filtre caractérisé - en ce que, pour chacune des cellules de base, la fonction de transfert de l'élément 30 est de la forme ktio/S et l'élément 31 est constitué par un étage limiteur de ni veau qui est inséré entre un étage différentiateur et un étage intégrateur dont les fonctions de transfert respectives sont complémentaires et possèdent une fré quence de transition égale à kwo et, - en ce que, d'une part, les entrées signal des comparateurs sont connectées en parallèle pour constituer l'entrée du filtre et, d'autre part, les orties de chacun des élé ments 30 sont sommées, de façon pondérée, pour constituer une première série de sorties du filtre; les entrées de chacun des éléments Bo sont sommées de façon pondérée pour constituer une seconde série de sorties du filtre et, - en ce que le coefficient k est différent chacune des céllulêsde base du filtre. 2. Filtre selon la revendication t, caractérisé en ce qiie l'élément 30 est constitué par un intégrateur de Miller. 3. Filtre selon la revendication 1, caractérisé en ce que l'étage limiteur de niveausitué dans l'élément B1 est un amplificateur limité. 4. Filtre selon la revendication 1, caractérisé en ce que l'étage limiteur de niveau situé dans l'élément 31 est un limiteur à diodes. 5. Filtre selon la revendication 1, caractérisé en ce que l'étage limiteur de niveau situé dans l'élément B1 est un amplificateur non linéaire. 6. Filtre selon la revendication 1, formé d'une cellule de base unique, caractérisé en ce que la fonction de transfert de l'élément 30 est de la forme - g o/S et en ce que les fréquences de transition des fonctions de transfert des étages différentiateur et intégrateur situés dalis l'élément 31 sont sensiblement égales à Wo. 7. Filtre selon la revendication 1, caractérisé en ce que l'élément 30 est constitué par un moteur associé à un transducteur position/tension. 8. Filtre selon l'une des revendications 1 ou 6, permettant de filtrer la fréquence d'un signal, caractérisé en ce que l'élément 30 est constitué par un intégrateur associé à un convertisseur tension/fréquence et en ce que le comparateur est constitué par un mélangeur associé à un détecteur d'écart en fréquence. 9. Filtre selon l'une des revendications 1 ou 6, permettant de filtrer le temps de retard d'un signal, caractérisé en ce que l'élément 30 est constitue par un inuegrateur associé à un convertisseur tension/temps et en ce que le comparateur est constitué par un détecteur d'écart de temps. 10. Filtre selon la revendications 1, permettant de filtrer un signal, représentatif de la position angulaire d'une cible, fourni par un système radar, caractérisé en ce qu'il est formé de deux cellules de base décaléesen fréquence.