L'invention concerne un radar de détection à créneaux de portée, et, d'une manière générale, des systèmes radar de détection à puissance réduite, notamment des appareils radar perSectionnés dans lesquels 11 énergie réfléchie par des cellules de résolution individuelles est traitée échelon par échelon pour obtenir des avantages appréciables sur le rapport signal sur bruit. On connaft déjà des systèmes radars particulièrement adaptés, du point de vue de la puissance et de la fréquence de fonctionnement, à la détection de surface, à la détection et à la poursuite aériennes, et qui peuvent entre construits pour répondre à des signaux électriques constitués soit par un front d'ondes pulsées soit par des signaux électriques à fréquences Doppler. Dans le domaine particulier des radars météoroX ues et des radars de détection, il y a eu beaucoup d'ensembles, de conceptions différentes fonctionnant dans de nombreuses gammes de fréquences, et incorporant des structures particulières prédisposant les installations à des fonctions spéciales ou sélectionnées. Les types de radars précédents ont tous nécessité un compossnt émettant une puissance crête élevée, comme le magnétron ou le klystron, l'énergie reçue étant conduite, par un commutateur émission-réception et un récepteur,-à l'entrée d'une unité de traitement des signaux dont les caractéristiques sont plus diversifiées. Ici encore, on a eu recours à dea dispositions spéciales comme le traitement des signaux à fréquence Doppler parce que convenant aux applications prévues de systèmes radars particuliers. La présente invention concerne un radar de détection à créneaux de portée, caractérisé en ce que l'énergie pulsée émise et réfléchie y est traitée dans un système cohérent pour répartir le contenu des impulsions en une pluralité d'éléments de résolution individuels décalés dans le temps. jous un aspect plus limité, l'invention consiste en un émetteur, de puissance relativement faible et, en une antenne directionnelle propageant de l'énergie en décrivant un balayage courbe ou utilisant un autre diagramme directif, sur quoi l'énergie des impulsions reçues est amplifiée et mélangée avec un signal en cohérence de phase avec le signal émis pour obtenir une série de signaux électriques à fréquences Doppler, décalés dans le temps.Les signaux à fréquence Doppler successifs sont ensuite distribués à des circuits individuels à filtres actifs suivant le décalage en temps ou en portée des éléments de résolution individuels choisis, et les signaux délivrés par les circuits actifs de filtrage individuels sont ensuite appliqués en synchronisme à un indicateur convenable. La présente invention vise, entre autres, les buts suivants - fournir un ensemble radar ayant une portée utile équivalente à celle d'un radar classique et n'exigeant qu'une puissance de transmission beaucoup plus réduite - établir un appareil, capable de fournir des indications et qui puisse entre entièrement réalisé à partir de composants à l'état solide ayant des exigences beaucoup plus faibles quant à la source d'énergie - fournir un appareil radar utilisable à la détection générale et à la navigation, mais léger et de faibles dimensions, - fournir un radar léger pour la météorologie, qui consomme peu d'énergie et évite la nécessité de transmettre l'énergie par un guide d'ondes rigide, et enfin - fournir un système radar utilisable pour la détection, la météorologie, la mesure des hauteure, le relevé topographique, la protection contre la collision, la détection de l'angle de dérive et vautres fonctions, dont la détermination de l'inclinaison de la trajectoire d'approche, et qui comprend un émetteur cohérent et un récepteur capable de fonctionner sur les échos Doppler avec un échelon de portée distinct pour chaque élément de résolution, dans la période séparant les impulsions. D'autres buts et avantages de l'inveation apparattront laIrement d'après la description détaillée qui va suivre et l'examen des dessins annexés dans lesquels - la figure 1 est un schéma de principe d'un système radar construit suivait la présente invention - la figure 2 est un schéma de principe d'une forme particulière du circuit de commutation et de filtrage indiqué sur la figure 1-;; - la figure 3 est un diagramme schématique d'une forme particulière de filtre actif tel qu' employé dans la figure 2 - la figure 4 représente une forme de tableau indicateur que l'on peut utiliser dans le système radar de la figure 1 - la figure 5 illustre une autre forme d1 indicateur que l'on peut utiliser dans le système de la figure 1 ; et - la figure 6 illustre encore une autre forme d'indicateur que l'on peut utiliser dans le système radar de la figure 1. En se reportant maintenant à la figure 1, on voit un système radar à créneaux de portée 10, constitu8"dun aérien 12, d'un émetteur-récepteur 14 et d'un circuit de filtre 16 définissai1t les échelons de portée. L'aérien comprend une antenne 18 dont le mouvement de balayage, le gisement et l'angle d'élévation sont contrôlés par la commande d'antenne 20. L'antenne 18 peut être d'un modèle classique, choisi parmi les petites antennes radar très directives, qui soit compatible avec l'emploi des faibles niveaux de puissance imposés par le système radar 10. La commande d'antenne 20 pourrait être aussi constituée de composants électromécaniques classiques et de circuits contrôlant l'attitude de l'antenne 18, tout en transmettant, sur la ligne 22, les données relatives au gisement et/ou à l'angle d'élévation en vue de commander ltindicateur coordonné, comme on le verra plus loin. Comme on le 4écrira encore plus loin, il est aussi envisagé d'utiliser des modèles récents de réseaux uni-plans formés d'éléments à phases contrôlées pour réaliser 11 antenne 18 et assurer une fonction optimale, spécialement lorsque le système radar 10 est utilisé comme radar météorologique de détection par avion. L'énergie appliquée à et dégagée par l'antenne 18 est acheminée par la ligne 24 à un commutateur d'émission-réception 26. Etant donné la faible puissance exigée et le rendement global de ce système particulier de radar, la ligne 24 peut être un cabre coaxial semi-rigide au lieu de l'habituel guide d'onde spéciales ment adopté aux fréquences de fonctionnement. De la mbme manière, tous les cor,)posants du système 10, y compris meme un émetteur 28, peuvent être réalisés sous forme de composants à l'état solide7 étant donné la faible puissance crête moyenne à laquelle le système peut fonctionner sans réduction de portée ni d'efficacité. L'émetteur 28 délivre l'énergie émise par la ligne 30 au commutateur d'émission réception 26 tout en fournissant une seconde énergie de sortie cohérente au circulateur 34, par la ligne 32. La fréquence de répétition des impulsions est contrôlée par l'application, sur la ligne 34, d'un signal venant du martre oscillateur 36 qui fournit la base de temps du système. Les fréquences de répétition des impulsions du système 10 peuvent être les fréquences classiques habituelles, c'st-à-dire qu'elles varient autour de 250 impulsions par seconde, en outre un circuit de contrôle des largeurs dtimpulsions 38, déclenché par la fréquence de répétition sur la ligne 34, assure le contrôle de la largeur des impulsions, par l'entrée 40, si bien que l'on peut employer différentes largeurs d'impulsions choisies, pour l'énergie émise. Par exemple, la variation des largeurs dtimp L1- sions peut couvrir la gamme allant de 0,1 microseconde à 2 microsecondes avec un choix possible convenable, ceci représentant la gamme des largeurs d'impulsions la plus souvent utilisée pour les équipements radar destinés à la détection ou la météorologie. Comme on l'a déjà indiqué, l'émetteur 28 n'exige qu'une puissance relativement faible si bien que l'on évite l'emploi des magnétrons et des klystrons ; l'émetteur 28 peut donc être équipé d'oscillateurs å tat solide comme les diodes à effet Gun ou à avalanches par ionisation de collision à temps de transit (IMPATT), récemment développées, ces composants étant actuellement disponibles auprès de constructeurs comme Varian Associates de Palo Alto, Californie.La sortie 32 de émetteur 28 est appliquée au circulateur 34 pour former un signal cohérent qui sera utilisé dans la partie récepteur de l'émetteur-récepteur 14. Le circulateur 34 est un dispositif en ferrite permettant la libre circulation de l'énergie dans la partie semi-circulaire 42 qui communique avec la cavité résonante 44, adaptée aux spécifica tions exigées par la fréquence de fonctionnement. Le circulateur 34 permet aussi la libre circulation de l'énergie sur la portion d'un quart de cercle 46 entre la cavité résonante 44 et la connexion d'entrée 48 du circuit mélangeur 50.Le circulateur à ferrite34 a pour rôle de bloquer tout échange d'énergie sur la portion en quart de cercle 52, située entre la sortie de l'émetteur 72 et l'ntrée 48 du mélangeur 50. Le circulateur 34 est également un dispositif commercialisé, disponible auprès de la Division Micromega de la Bunker Ramo Corporation de Venice, Californie. Le composant spécialement adapté à l'emploi, dans la gamme des 7 à 12 GHz, est le Modèle XT 23 FC-5. La sortie de l'énergie reçue du commutatel-r d"émission- réception 26 est appliquée par la ligne 54 à un circuit mélangeur 56 recevant aussi de lténergie provenant de ltoscillateur local 60 par la ligne 58. L'oscillateur local 60 fonctionne sur une fréquence décalée par rapport à la fréquence de fonctionnement de l'émetteur pour former une fréquence intermédiaire, disponible sur la ligne de sortie 62 du mélangeur 56. L'oscillateur local 60 délivre un signal de sortie de même fréquence par la ligne 64 au mélangeur 50, qui forme un signal cohérent, à fréquence intermédiaire, sur la ligne de sortie 66 du mélangeur 50. Ainsi l'énergie provenant du circulateur 34 est en phase et cohérente avec l'énergie reçue et appliquée par la ligne 54 au mélangeur 56, de même que le signal cohérent à fréquence intermédiaire apparaissant sur la ligne 66 est aussi cohérent avec le signal à fréquence intermédiaire disponible sur la ligne 62 et déduit de 11 énergie reçue. Le signal à fréquence intermédiaire de la ligne 62 est amplifié-dans un amplificateur classique à fréquence intermédiaire 70, dont le signal de sortie est appliqué, par la ligne 72, au circuit mélangeur 74. Le signal cohérent sur la ligne 66 est appliqué, de la meme manière, à un amplificateur à fréquence intermédiaire 76, dont le signal de sortie est appliqué au mélangeur 74 par la ligne 78. Le signal délivre par le mélangeur 74, sur la ligne 80 contient donc uniquement les composantes à fréquences Doppler formées par les réflexions de l'énergie sur les cibles se déplaçant avec des différences de vitesse relative précises, telles que celles entre le véhicule ou l'appareil transportant le système radar 10 et les objets particuliers situés dans les limites de sa portée.Le signal de sortie, à fréquence Doppler, de la ligne 80 est ensuite appliqué au circuit de filtrage 16 par un commutateur à sorties multiples 82. Le commutateur à sorties multiples 82 est constitué de circuits classiques, c'est-à-dire de circuits de commutation à diodes qui fournissent une série de signaux découpés dans le temps, aux lignes 84a, 84b, 84c, 84d, 84e à 84 n conduisant aux entrées de filtres discrets, distincts, faisant partie du jeu de filtres 86. Ces filtres individuels seront décrits plus amplement ci-dessous. La séquence de commutation à la sortie du commutateur 82 est commandée par une série d impulsions à la fréquence des échelons de portée, appliquées sur la ligne 88 et produites à partir du martre oscillateur 36. L'intervalle de temps séparant les impulsions successives de la fréquence de découpage de la portée sur la ligne 88 définit la durée des échelons de portée par rapport à l'énergie renvoyée, incidente. Les signaux fournis par les filtres individuels du jeu de filtres 86 sont acheminés par une série de conducteurs 88a, 88b, 88c, 88d, 88e à 88n à 1 'entrée d'un commutateur 90. Le signal d1 information fourni par chacun des conducteurs 88a à 88n sort alors du commutateur 90 en synchronisme comme étant commandé par l'entrée des impulsions ayant la fréquence des échelons de portée et venant du conducteur 88, pour être appliqué à un indicateur convenable 92 représentant les informations en coordonnées appropriées.La sortie pulsée représentant les données du balayage de portée et venant du maitre oscillateur 36 est appliquée, par la ligne 94, à l'indicateur 92, et les données du balayage de portées sont liées en fréquence aux impulsions de fréquence des échelons de portée apparaissant sur la ligne 88 si bien que l'on applique à l'indicateur 92 des dcnnées de portée convenablement coordonnées par rapport à l'entrée des échelons de portée. Les données relative au balayage angulaire, telles qu'obtenues à partir de la commande dtantenne 20 par la ligne 22, sont également appliquées pour compléter de manière conventionnelle les indications eoordonnees relatives aux données. Des circuits mieux appropriés aux circuits de filtrage 16 (figures 2 et 3) et au circuit de 11 indicateur 92 (figures 4, 5 et 6) seront discutés plus en détail ci-dessous ; mais il est entendu qu'il existe des circuits classiques différents propres à réaliser le principe de l'invention telle que rrésentée sur la figure 1. a'est pourquoi, avant de discuteur sur des circuits particuliers, on va immédiatement exposer la théorie du fonctionnement ainsi que des considérations particulières sur levr utilisation. L'invention résoud le problème posé par le fait que chaque échelon individuel de l'énergie radar réfléchie, en portée et en angle, doit rivaliser avec le bruit de tous les échelons individuels présents dans l'intervalle total séparant les impulsions. Ainsi, chaque échelon de portée est séparé pour que le signal soit traité sous forme d'un échelon de durée choisie, et en opérant ainsi il est possible d'abaisser le niveau de bruit dans le rapport de la tachine carrée du rapport du nombre d'échelons distincts. Ainsi, en prévoyant une commande de portée à chacun des échelons individuels, on peut rendre le système cohérent, ce qui permet, à son tour, une réduction supplémentaire de bande passante. La réduction de la bande passante avant la détection diminue en outre la contribution du récepteur radar au bruit. Il est donc possible qu'avec des rapports de réduction de largeur de bande de 1' ordre de 50:1 la réduction globale de puissance puisse atteindre des valeurs aussi grandes que 2000 ou 2500 : I. il peut donc y avoir là un réel avantage de réduction de puissance. L'onde émise est de type classique, son signal de modulation étant une série périodique d'impulsions. La largeur des impulsions sera désignée par &commat; et la période séparant les impulsions par T. On peut donc mettre l'onde de modulation sous la forme de la série E(t) = [Et-E(t-#)+E(t-T)-E(t-[T+#] + ...] (1) En prenant la transformation de Laplace et en combinant les termes, le spectre de puissance de cette série devient où w est la fréquence angulaire en radians et n le nombre d t impulsions. Après modulation de la fréquence porteuse, l'expression à bande étroite devient L'énergie de retour ou signal réfléchi par un objet ou une cible éloignée a approximativement la même forme, mise à part l'introduction de la fréquence Doppler. L'expression du signal réfléchi devient donc d Xa est la fréquence angulaire du signal Doppler, en radians. La fréquence Doppler est égale à en hertz, et, en mélangeant le signal réfléchi avec une source cohérente, on supprime la porteuse d'après : Le signal de sortie à fréquence Doppler obtenu sur la ligne 80, à la sortie du mélangeur 74, est alors appliqué au circuit de filtrage commuté 16. Le signal de commutation peut être de la forme pour obtenir une réplique mise en mémoire du signal de modulation dans laquelle chacun des intervalles de temps individuels ou échelon élémentaire du signal information attend un filtrage individuel. Le commutateur 82 est un commutateur linéaire dans lequel ne se produit aucune multiplication, la multiplication étant effectuée à un rythme constant par l'intermédiaire de certains filtres individuels actifs parmi le jeu de filtres 86. Les filtres individuels ont une caractéristique où ( est égal à la somme de w et, et c Le filtrage de l'énergie du signal réfléchi sous forme de la teneur des échelons découpés dans le temps sert à éliminer toutes les raies du spectre sauf la première, et réduit ainsi le spectre à la seule fréquence Doppler. Les signaux sortant des filtres de ltensemùle de filtrage 86 sont alors dirigés vers le commutateur déclenché 90 voisin dans lequel se produit la multiplication des signaux.Cette multiplication peut s'exprimer par lafonction : C12 (tr) = E1(t) E2(t-tr) (9) Si on intègre ensuite le signal de sortie, la fonction ci-dessus se transforme en une fonction dtintercorrélation ou I1 a été prouvé par Peterson, Birdsall et Fox, théorie de la détectabilité des signaux" IRE Transactions No. PGI2-4, pages 171-212, Septembre 1954, qu'un récepteur qui effectue une fonction d'intercorrélation calcule le rapport de cohérence, ctest-à-dire une fonction rendant maximal le rapport signal sur bruit à la sortie. On peut définir le rapport de cohérence comme le ratio de la fonction densité de probabilité, correspondant au rapport entre le signal-plus-bruit P8n(v) et la valeur de a -Fcrction densité de probabilité du bruit Pn(v). Donc, ce qui constitue une mesure de la probabiliti pour l'enveloppe v du récepteur, de provenir de ensemble signal-plus-bruit plutôt que du bruit seul. Puisque le système calcule le rapport de cohérence, les critères d'observation séquentielle peuvent être utilisés pour la détection des signaux. Ce sont las critère les plus efficaces de tous les critères d'observation7 et on petit calculer les avantages par rapport au coefficient de Neyman Pearson par les méthodes décrites par Bussgang et Niddleton dans "Détection séquentielle optimale des signaux et du bruit", IRE Transactions, volume lT-i, pages 5-18, Décembre 1955. Une forme de circuit particulier permettant d'effectuer les opérations de commutation et de filtrage dans les circuits 60 est représentée sur la figure 2. Le commutateur 82 est alors constitué d'une pluralité de transistors à effet de champ 100a, 100b à 100n fonctionnant conjointement avec une matrice de diodes 102 qui assure l'excitation successive des transistors à effet de champ respectifs, 100a à 100n. L'ensemble de filtrage 86 est constitué d'une série de filtres actifs 104a, 104b à 104n qui sont excités successivement par les signaux de sortie des transistors 100a à 100n, et qui appliquent leurs signaux de sortie respectivement aux transistors à effet de champ respectifs 106a, 106b à 106n constituant le commutateur 90. La sortie sur la base 32 des transistors à effet de champ 106a à 106n comprend un condensateur mis à la masse 108a, 108b à 108n ayant pour objet d'assurer une fonction de stockage de la tension par rapport aux sorties disponibles sur les bornes liOa, 1tOb à 110n. La matrice de diodes 102 peut être d'un type classique de réseau de diodes répondant à une entrée pulsée provenant d'un compteur de traies 112 délivrant des impulsions dthorloge dédui- tes d'un oscillateur 114. L'oscillateur 114 peut être un étage de sortie diviseur du maître oscillateur 36 qui commande la base de temps de tout le système. Une impulsion de remise à zéro formée par l'achèvement du compte dans la matrice de diodes 102 est appliquée par la ligne 116 pour ramener à zéro le compteur de trames 112. L'importance du compte, ou dimension de la matrice de diodes 102, dépendra du nombre déterminé d'échelons de décomposition qu'il est souhaitable d'utiliser dans le fonctionnement du système, et, de la même manière, le nombre des filtres actifs 1 04a à 1 04n et leurs circuits respectifs de commlftation lui correspondront. Les impulsions d'échelons de portée appliquées sur le conducteur 88 correspondront aussi au choix et à la largeur assignés aux échelons de décomposition de sorte que les implosions successives soient délivrées en cadence, de manière répétitive, à la sortie de la matrice de diodes 102 par les conducteurs 115a, 115b à 115n. Un train de signaux à la fréquence Doppler, se produisant au fur et à mesure des réflexions des signaux sur les cibles, arrive par le conducteur 80 qui l'applique en parallèle sur chacun des transistors de commutation à effet de champ 100a, 100b à 100n, ces transistors en parallèle 100a-n étant successivement déclenchés par les signaux apparaissant sur les conducteurs 84a n et appliqués aux bornes des émetteurs successifs 100 . Les signaux sortant sur la borne base a-n des transistors à effet de champ 100a n sont ensuite appliqués aux filtres actifs respectifs îO4a à 104n. Les filtres actifs 104a, 104b à 104n sont constitués chacun d'un amplificateur opérationnel 120a, 120b-12Qn fonctionnant conjointement avec un réseau à effet de contre-réaction 122a, 122b à 122n. On peut choisir les filtres actifs 104a à 104n parmi les amplificateurs opérationnels classiques qui permettent les limitations de fréquence désirées. On a observé qu'un filtre actif ayant une bande passante allant de zéro à trente kHz 4tait convenable, bande passante que lton a trouvée large pour la plupart des applications à la météorologie. Riais, pour des constructions spéciales, la bande passante du filtre actif peut devoir entre élargie, et on peut la régler suivant les exigences des applications particulières. Les signaux provenant de chacun des réseaux actifs de filtrage 122a à122n sont ensuite appliqués par les conducteurs respectifs 88a à 88n à la base B1 des transistors à effet de champ 106a à 106n. Les transistcrs 106a à 106n sont successi- ment commandés par les signaux de contrôle, venant des cellules de résolution par les conducteurs 115a à 115n, qui sont formés de manière séquentielle, suivant une base de temps, en fonction de la dimension des cellules de résolution, par la motrice de diodes 102.Lorsque les transistors à effet de champ respectif} 106a à 106n sont excités, l'amplification des signaux à fréqen Doppler, s'ils existent dans l'échelon de décomposition particulier, sera effectuée à partir de la base B2 des transistors à effet de champ respectifs 106a à 106n et, puisque les signaux venant des filtres actifs 104 à 104n seront en courant continu, les condensateurs de stockage respectifs 108a à 108n emmagasineront et conserveront la charge appropriée relative à un échelon particulier. Les bornes de sortie 11osa à liOn sont ensuite reliées aux circuits de l'indicateur, directement, ou par l'intermédiaire d'une matrice minutée, suivant la forme d'indicateur choisie comme on le verra plus loin. La figure 3 illustre une forme de filtre actif 104 que l'on peut utiliser dans la présente invention. Le filtre actif 104 utilise un amplificateur opérationnel constitué d'un circuit intégré, Motorola, type MC 1437 P, et du circuit périphérique d'entretien nécessaire. Ainsi, le signal d'entrée, provenant des connexions 84 choisies, est appliqué à travers un réseau résistance-capacité parallèle 130, pour arriver directement, par le conducteur 132, à l'entrée de l'amplificateur à circuit intégré 120. Une réaction limitant la fréquence est ramenée de la connexion 88 de sortie de l'amplificateur, à travers un circuit en parallèle résistance 134-capacité 1,6, sur le conducteur d entrée 132.Un circuit en série résistance 138 et condensateur 140 de valeur ajustée sert à créer la réaction, et un condensateur 142 introduit une réfaction positive pour assurer l'égalisation et optimiser ainsi la raie spectrale de la bande passante. Le schéma est caractéristique de 11 amplificateur opérationnel intégré, Motorola Ha 1437 P 2 cependant il faut bien comprendre qu'il existe de nombreuses autres formes de filtres actifs utilisables pour l'application indique. L'appareil indicateur de sortie peut prendre l'une quelcflnqi; des formes bien connues mais l'indicateur à plasma apparu réce-' ment promet d'entre particulièrement adapté, en rus où de a compatibilité avec la forme particulière du système qui produit des données en accord avec les cellules de résolution indiçi- duelles. Une forme de dispositif indicateur à plasma particuliè remuent souhaitable pour la présente application a été développée par Owens-Illinois, Inc., Toledo, Ohio, et elle est entièrement décrite dans 'tElectronic Design", Vol. 13, 24 juin 1971.Les signaux sortant sur les bornes 110a à il On, indiquées sur la figure 2, qui sont connectées de manière à délivrer les valeurs des données des cellules de résolution, stockées dans les condensateurs respectifs 108a à tO8n, peuvent entre appliqués directement aux anodes de balayage d'un panneau indicateur à plasma 150. Le panneau indicateur à plasma 150 utilise l'amorçage d'un gaz, en coordonnées X-Y, c'est-à-dire que l'on fait baisser les niveaux d'énergie d'électrons du gaz, pour libérer des photons et créer la photoluminescence. Une source dtactivation 152 fournit une tension d'entretien périodiquement inversée, de l'ordre de plus ou moins 100 volts en alternatif, qui est appliquée à toutes les électrodes x-y de la matrice, la valeur de la tension choisie atteignant un niveau de seuil insuffisant pour provoquer l'amorçage du gaz intérieur. L'application ultérieure d'un signal provenant des bornes 110a à 110n à des anodes de balayage choisies du panneau indican teur à plasma 150 provoquera l'amorçage et une indication photoluminescente au point de coordonnées choisies. Le circuit de balayage 154 reçoit des indications sur 1'angle de balayage provenant de la commande d'antenne 20 (figure 1) par le conducteur 22, et ce circuit agissant avec les anodes de balayage choisit les positions convenables pour les indications sur le panneau indicateur à plasma 150. La figure 5 représente une variante d'indicateur qui utilise un réseau de diodes à émission lumineuse 156. Le réseau de diodes à émission lumineuse 156 est polarisé par une source de polarisation convenable-158 et reçoit des signaux décalés dans le temps et provenant des bornes 110a à ilOn qui sçnt appliquées aux rangées successives des diodes à émission lumineuse du réseau.Une matrice 160 répondant aux informations de balayage angulaire arrivant par la ligne 22 fournit des signaux successifs sur les lignes 162a à 1 62n pour procurer en colonnes L'énergie restante aux diodes indlviduelles du réseau 156, L'entrée du balayage en portée venant de la ligne 94 sert à synchroniser la matrice 169 par rapport à la durée du balayage d'une colonne, c'est-à-dire à contrôler la durée du temps pendant lequel chacun des conducteurs d'excitation des colonnes 162a à 162n reste excité. A titre d'autre variante l'emploi d'un indicateur cathodique comme celui de la figure 6 est encore une méthode qui a fait ses preuves. C'est une application bien connue de l'emploi d'un tube cathodique 164 à caractéristiques de rOmanence et de phosphorescence choisies. Les données du balayage angulaire venant de la ligne 22 et les données du balayage de portée venant de la ligne 94 sont appliquées à des circuits de balayage choisis 166 pour engendrer les tensions de balayage désirables, e'est-à-dire les coordonnées X-Y, les indicateurs à présentation C, les coordonnées polaires et les variations angulaires en fonction des indications de portée.Les entrées venant des bornes 110a à lion pourraient autre additives, en parallèle, mais décalées dans le temps, comme a division en échelons élémentaires, pour etre-appliquées à la cathode ou à la grille d'entrée du tube cathodique 164. La forme particulière dtindicateur peut être variée suivant les spécifications de l'application et, dans certains cas, il sera souhaitable d'appliquer les indications de sortie directement à une unité de calcul agissant indépendamment ou s'intégrant avec d'autres appareillages de l'avion. On a présenté dans ee qui précède une nouvelle forme de système radar permettant de réduire la puissance nécessaire dans une proportion très importante, tout en ne sacrifiant que peu ou rien de la portée et de la résolution. Si le système a été étudié dans sa forme principale pour servir aux applications générales de la dé-tection et de la météorologie, il est entendu qutil est destiné à des applications diverses-, en particulier aux emplois dans les avions comme indicateur de vitesse par rapport au sol, altimètre, dispositif de relevé des cartes, d'aiiticollision, de radar à vision latérale pour n' indi- quer que les plus évidents. il est prévu aussi que les récents progrès dans les réseaux dtantennes imprimés à contrôle de phase rendent cet appareil très intéressant par rapport aux radars actuels. Ces réseaux d'antennes imprimés à contrôle de phase peuvent entre relativement petits et peuvent se monter facilement en des endroits convenables par rapport-à l'avion de sorte qu'ils permettent un balayage très efficace et sélectif de l'énergie transmise, ce balayage pouvant varier dans de larges limites par contrôle électronique des phases de I'excitation du réseau d'antennes. L'invention permettra de construire des radars de robustesse, fiabilité et précision comparables aux systèmes actuels, mais ils utiliseront des composants nécessitant des sources d'énergie plus faibles, ctest-à-dire des circuits à l'état solide, qui aboutiront à un matériel beaucoup moins coûteux que les systèmes actuels. L'emploi de composants à l'état solide ouvrira la voie à une plus grande souplesse pour le traitement des signaux puisque le bruit avec lequel il faut compter dans l'amplification du récepteur et le traitent consécutif des signaux, sera sensiblement limité. Des changements peuvent être apportés dans la combinaison et la disposition des éléments présentés dans la description et illustrés par les dessins ; il est bien entendu que des changements peuvent être apportés aux réalisations décrites sans sortir de l'espritni de l'objet de l'invention tels qu'ils sont définis dans les revendications qui suivent. RENENDICA2IONS 1. Procédé pour optimiser des signaux radar réfléchis, employé avec un système radar utilisant : un émetteur et une antenne propageant un signal de fréquence choisie, un commutateur d'émission-réception délivrant un signal d'énergie reçue, et des circuits récepteursfournissant un signal de sortie à fréquence intermédiaire comprenant des fréquences modulées différentes de cette fréquence intermédiaire, caractérisé en-ce qutil comprend les étapes suivantes - formation d'un signal de comparaison en cohérence de phase avec le signal à fréquence intermédiaire - mélange du signal à fréquence intermédiaire et du signal de comparaison cohérent pour obtenir un signal d sortie à fréquence Doppler - découpage dans le temps du signal de sortie de fréquence Doppler pour présenter le signal d'énergie reçue comme une série de signaux de durées égales, dans lesquels la durée représente un échelon de résolution de ce système radar - filtrage séparé de chacun des signaux découpé pour limiter la bande passante entre la fréquence zéro et la plus grande fréquence Doppler susceptible d'être reçue - présentation de chacun des signaux découpés et filtrés en fonction de la durée de transmission de l'énergie émise. 2. Procédé selon la revendication 1 permettant la constitution d'un système équivalent à un radar pour détecter des objets éloignés avec une puissance d'émission réduite, caractérisé en ce qu'il comprend les étapes suivantes - émission répétitives de signaux pulsés discrets sur une fréquence choisie, le long d'un trajet de propagation prédéterminé; - réception du signal réfléchi par des objets éloignés et formation d'un signal électrique - génération d'un signal cohérent, sur cette fréquence choisie, en phase avec le signal émis ;; - mélange du signal électrique reçu avec le signal cohérent pour éliminer toutes les composantes du signal ayant la fréquence choisie, et former ainsi des signaux réfléchis ayant des fréquences différentes de la fréquence choisie - division des signaux réfléchis en une pluralité de signaux différents correspondant à des intervalles de temps disposés successivement par rapport à la durée du parcours du signal émis, chacun d'eut ayant une durée discrète - filtrage séparé de chacun des signaux intervalles de temps pour limiter la bande passante en fréquence de chacun d'eux à une valeur prédéterminée et pour former une pluralité de signaux de sortie filtrés ; et - présentation de ces signaux de sortie filtrés comme des indications séparées, coordonnées chacune avec sa position par rapport à la durée du parcours. 3. Un dispositif radar pour la détection d'objets éloignés conforme aux revendications 1 et 2 et caractérisé en ce qu'il comprend - un aérien; - un émetteur relié à cet aérien et produisant un signal de transmission sur une fréquence de sortie choisie - un récepteur recevant le signal renvoyé par les objets détectés et produisant un signal de sortie sur une seconde fréquence choisie, modulée avec les variations de la fréquence Doppler - un générateur produisant un signal cohérent en phase avec le second signal de fréquence choisie provenant du récepteur;; - un mélangeur recevant à l'entrée le signal délivré par le récepteur et ledit signal engendrant un signal cohérent pour former un signal de sortie constitué des variations de ladite fréquence Doppler - un commutateur pour découper ces variations de la fréquence Doppler en une série de portions de signal, décalées dans le temps et ayant des durées finies - une pluralité de circuits de filtrage recevant chacun une portion choisie parmi ces échelons de signaux décalés dans le temps, pour former un signal de sortie ayant une bande de passage b-i. frquenc ; et - un indicateur recevant les indications desdits signaux de sortie et assurant leur présentation d'une manière coordonnée en portée avec le découpage dans le temps. 4. Un dispositif radar conforme à la revendication 3, caractérisé en ce que le générateur de signaux comprend - un circulateur recevant une partie du signal de sortie produit par l'émetteur, capable de former un signal de comparaison qui soit cohérent avec le'signal de transmission ; et - un second mélangeur recevant, à l'entrée, ce signal de comparaison et formant à la sortie un signal cohérent sur la seconde fréquence choisie. 5. Un dispositif radar conforme à la revendication 4, caractérisé en ce que le récepteur comprend - un troisième mélangeur recevant le signal de transmission reçu et fournissant le signal de sortie du récepteur - un oscillateur local formant un signal de sortie hétérodyne à 7a fois pour ledit troisième mélangeur et pour ledit second mélangeur. 6. Un dispositif radar conforme à la revendication 3, caractérisé en ce que l'indicateur est un indicateur à plasma. 7. Un dispositif radar conforme à la revendication 3, caractérisé en ce qu'il comprend en outre - une commande d'antenne prévue pour contrôler la direction de propagation du faisceau rayonné par ladite antenne, tout en fournissant des indications représentatives de cette direction, audit indicateur. 8. Un dispositif radar conforme à la revendication 7, caractérisé en ce que la commande d'antenne oriente le faisceau rayonné en lui faisant décrire un balayage angulaire sur un arc prédéterminé. 9. Un dispositif radar conforme à la revendication 7, caractérisé en ce que - antenne est un réseau à phases contrôlées ; et-la commande d'antenne forme des signaux de commande de phase contrô- lant la propagation du faisceau rayonné suivant deux coordonnées. 10. Un dispositif radar conforme à la revendication 3, caractérisé en ce que le commutateur comprend - une matrice de diodes recevant le signal délivré par le mélangeur et formant une pluralité de signaux, correspondant chacun à l'une des portions de signaux décalées dans le temps, ces portions de signaux formant un signal de durée approximativement égale à la durée d'un échelon de résolution de ce dispositif radar. 11. Un dispositif radar conforme à la revendication 3, caractérisé en ce que ladite pluralité de filtres comprend - plusieurs filtres actifs constitués d'amplificateurs opérationnels, lesquels filtres ont une bande passante allant de la fréquence zéro à la plus haute fréquence Doppler susceptible d'être reçue par le dispositif radar. 12. Radar de détection à créneaux de portée, caractérisé en ce que l'énergie pulsée émise et réfléchie est traitée dans un système cohérent pour répartir le contenu des impulsions en une pluralité d'éléments de résolution individuels, décalés dans le temps, ce radar comprenant un émetteur, de puissance relativement faible et une antenne directionnelle propageant de l'énergie en décrivant un balayage courbe ou utilisant un autre diagramme directif, des moyens pour amplifier l'énergie des impulsions reçues et la mélanger avec un signal en cohérence de phase avec le signal émis pour obtenir une série de signaux électriques à fréquence Doppler, décalés dans le temps, des moyens pour distribuer ces signaux à fréquence Doppler successifs à des circuits individuels à filtres actifs suivant le décalage en temps ou en portée des éléments individuels de résolution choisis, et des moyens pour appliquer les signaux délivrés par les circuits actifs de filtrage individuels à un indicateur convenable.