i. 2077353 La présente invention est relative à des montages électriques générateurs d'impulsions. Il était courant, jusqu'à présent, que les générateurs d'impulsions soient enclins à l'instabilité, du fait de variations de 5 tension provenant de variations de la température et d'autres conditions ambiantes. Pour résoudre ce problème, il a fallu introduire dans ces circuits des montages compensateurs appropriés aboutissant à des ensembles de circuits complexes et, par conséquent, onéreux. 10 On se propose de réaliser, selon l'invention, un circuit gé nérateur d'impulsions pouvant engendrer un train d'impulsions de façon sûre et précise, présentant une période et un rapport de forme, ou rapport travail-repos, prédéterminés. Selon l'invention, le circuit comporte une première et une 15 seconde résistances pour charger et décharger un condensateur, un transistor unijonction programmable, fonctionnant sous l'effet de la charge et de la décharge dudit condensateur, et des moyens de commutation à transistor montés de façon à être actionnés sous l'effet du fonctionnement dudit transistor unijonction program-20 mable, de façon à délivrer un train d'impulsions de sortie dudit montage, d'une période et d'un rapport de forme prédéterminés. Le transistor unijonction programmable, appelé TUP dans ce qui suit, est un redresseur au silicium commandé complémentaire à trois bornes pnpn, dont les caractéristiques sont programmables en 25 choisissant des composants extérieurs appropriés. On utilise le TUP comme détecteur et on peut l'agencer de façon qu'il soit mis en circuit pour une différence de potentiel prédéterminée aux bornes du condensateur et qu'il soit mis hors circuit lorsque cette différence de potentiel est réduite à un ni-30 veau auquel un second détecteur, par exemple une diode, est rendue conductrice, ce qui provoque la dérivation du courant du condensateur et du TUP. On peut ajuster la période en modifiant les valeurs du condensateur et des deux résistances et le rapport de forme dépend 35 des valeurs des résistances. La description détaillée qui va suivre et les dessins annexés donnés uniquement à titre d'exemples non limitatifs feront bien comprendre comment l'invention peut être réalisée. Sur les dessins: Fig. 1 est un diagramme schématique d'un montage de circuit 40 générateur d'impulsions, réalisé selon l'invention ; 71 02448 2. 2077353 Fig. 2 est un diagramme schématique analogue à celui de la fig. 1, mais comprenant un transistor supplémentaire, et Fig. 3 est un diagramme schématique représentant le circuit de la fig. 1, modifié de façon appropriée pour former un montage 5 de circuit à audiofréquences. Sur la fig. 1, le circuit comprend des bornes positive et négative 1, 2 sur des lignes conductrices positive et négative 3> 4. Entre les lignes 3» 4 se trouve une résistance R1 en série avec une diode D1 conduisant dans son sens positif vers la ligne néga-10 tive 4. Entre les lignes d'alimentation 3, 4 se trouvent également deux résistances R3, montées en série. Un relais RL1 est monté entre ces lignes, en série avec le collecteur C et l'émetteur E d'un commutateur à transistor VT1. La base B de ce commutateur est reliée à la cathode K du TUP. Le relais RL1 est relié, par 15 l'intermédiaire d'une résistance R2, à l'anode A du TUP. Une capacité C1 est branchée entre un point compris entre la résistance R1 et la diode D1 et sur l'anode A. La grille ou porte G du TUP est reliée à un point compris entre les résistances R3, E4* Une diode D2 est branchée aux bornes du relais RL1. Le circuit série des élé-20 ments RL1, R2, C1, D1 est en parallèle avec le circuit série des résistances R3, R4. L'anode A du TUP est reliée au condensateur C1, la porte G à la série de résistances R3, R4 et la cathode K à la base B du commutateur à transistor VT1 dont le collecteur C et l'émetteur E sont montés en parallèle avec le circuit série compor-25 tant la résistance R2, le condensateur C1 et la diode D1. Lorsqu'une alimentation continue est branchée entre les bornes positive et négative 1, 2, le condensateur C1 se charge par l'intermédiaire du relais de sortie RL1, de la résistance R2 et de la diode D1. Lorsque le côté positif du condensateur C1 atteint une tension 30 équivalente à une tension Vp (tension de crête), le TUP est mis à l'état conducteur avec une chute de tension directe anode-cathode d'environ 1V et grille-cathode inférieure à 1V. La tension Vp est donnée par l'expression : Vp = R3 + R4 + VAG ^ 35 où Vs est la tension d'alimentation continue, R3 et R4 les valeurs des résistances du pont diviseur de tension auquel la grille ano- dique du TUP est reliée, et la tension anode-grille anoàique du TUP. Les courants d'anode et de grille du TUP qui n'existaient pas avant l'amorçage offrent à présent une attaque suffisante au 40 transistor VT1, pour un courant base-émetteur qui, une fois ampli- 71 02448 3. 2077353 fié par le transistor, excite le relais de sortie RL1. Le transistor VT1 constitue les moyens de commutation à transistor et est un transistor du type npn. Comme la totalité du courant qui parcourt le relais RL1 tra-5 verse le transistor VT1 pour atteindre la borne d'alimentation 2, le condensateur C1 ne se charge plus à travers la résistance R2. Le côté positif du condensateur C1 est, par conséquent, verrouillé et le côté négatif du condensateur C1 prend immédiatement un potentiel de 10 - [(Vp - D,Vf) - (V^ ♦ V,] (2) où est la tension de polarisation directe de la diode D1 , ^AK ^"a c^u^e de tension directe du TUP et V^ la chute de tension à travers la jonction base-émetteur du transistor VT1 ; le condensateur C1 se décharge alors par le trajet anode-cathode du TUP, le 15 trajet base-émetteur du transistor VT1 , l'alimentation continue et la résistance R1. Pendant la décharge du condensateur C1, la diode D1 est amenée dans son état non-conducteur, du fait de la chute de tension du côté négatif du condensateur C1 au-dessous du niveau de tension de la borne d'alimentation négative 2. 20 Du fait que l'impédance du trajet du courant de décharge du condensateur par le TUP et le transistor VT1 est faible par rapport à la valeur de la résistance R2, l'intensité du courant de décharge traversant la résistance R2 est négligeable. Lorsque le condensateur C1 s'est déchargé dans une mesure 25 telle que la différence de potentiel à ses bornes est égale à (viK + V " Vf la diode D1 conduit et dérive du courant du condensateur C1 et du TUP. Sans maintenir le courant, le TUP se met hors circuit, supprimant le courant de base du transistor VT1, et le cycle recom-30 mence avec la charge du condensateur C1. Après le réglage de la tension Vp par un choix approprié des résistances R3, R4, la durée de charge ou de mise hors-circuit du circuit est déterminée par les valeurs de la résistance R2 et du condensateur C1 seulement, et la durée de décharge ou de mise en 35 circuit est donnée par les valeurs de la résistance R1 et du condensateur C1 seulement. Il n'y a pas d'interaction entre R1 et R2. On utilise efficacement le TUP comme moyen de commutation, bien que l'on mette à profit ses caractéristiques. L'action de régénération inhérente du TUP est efficace pour produire une forme 71 02448 ^ 2077353 d'onde de sortie présentant des temps de montée et de descente rapides. Sa caractéristique de gain élevé permet au courant de charge du condensateur Cl d'être nettement plus élevé que le courant d'anode du TUP requis pour l'amorçage (courant de crête Ip). 5 Par conséquent, des variations du courant Ip avec la température ambiante auront peu d'effet sur les courants de charge et donc également peu d'effet sur le fonctionnement du montage en fonction du temps. En outre, lorsque le courant de décharge qui traverse l'anode du TUP diminue, son courant de déclenchement anodique n'en 10 est pas affecté, maintenant un courant d'attaque du transistor VT1 suffisant. L'équation (1), du fait que la tension est faible par rapport à la tension Vs, peut s'écrire, en première approximation : Vp = KVs 15 où l'on peut régler la constante K à 0,632 en ajustant de façon appropriée les résistances R3 et Rlf. La constante de temps de charge (temps nécessaire pour atteindre 63,2 % de Vs) est alors égale à R2.C1 secondes, R2 étant la valeur de la résistance en ohms et C2 la capacité du condensateur en farads. Du fait que 20 Vp = 0,632 Vs, le temps nécessaire pour que le condensateur C1 se charge au potentiel Vp est indépendant de Vs. La stabilité de la distribution du temps en fonction de la tension d'alimentation et des caractéristiques de température est, 25 en outre, améliorée comme suit : La durée de décharge est le temps nécessaire pour élever le potentiel du côté négatif du condensateur C1 de - jcvp - Dlïj.) -(Vjk ♦ ïbe] (4) à +D1Vp, c'est-à-dire une variation de différence de potentiel de : 50 vP - Cvffi ♦ vbe) (5) Comme (V^ + Vbe) est faible par rapport à Vp, cette variation est approximativement égale à Vp et peut être représentée sous forme de pourcentage de la différence de potentiel maximale qui apparaît aux bornes du réseau de décharge, par : _Sl 35 Vs + Vp et, du fait que Vp a été réglé à 0,632 Vs, cette expression devient : Vs,— _ o 39 (1 + 0,632) Vs 71 02448 5. 2077353 La variation de différence de potentiel à travers le condensateur C1 pendant la phase de décharge est : Vp = 0,39 Vs Comme Vp est déterminé par Vs pendant la phase de charge, pourvu 5 que Vs reste constant pendant la phase de décharge, la durée de mise en circuit reste constante. Cependant, si Vs varie pendant cette durée, l'équation ne donne qu'approximativement une constante. On réduit les effets fâcheux en limitant la tension de décharge à un faible pourcentage de la tension d'alimentation. 10 La phase de décharge est déterminée par la conduction de la diode D1 qui a lieu pour un courant de décharge nettement plus élevé que le courant de creux ou de maintien Iv. Le courant Iv est sensible aux variations de température et, en agençant le circuit selon la présente configuration, les variations de Iv ont un effet 15 négligeable sur la durée de décharge. On a montré que l'action de court-circuitage de la résistance de charge par le transistor VT1 augmentait l'efficacité du réseau de décharge. Cela permet également d'utiliser des valeurs inférieures de la résistance R2. Les courants de charge sont, par consé-20 quent, supérieurs, ce qui réduit les effets fâcheux des courants de fuite du condensateur. Si l'on se réfère à présent à la fig. 2, cette figure montre un circuit de relais à action différée à déroulement de phases périodique, présentant des durées de mise en circuit et hors circuit 25 variables. Ce circuit fonctionne sensiblement comme on l'a décrit ci-dessus en se référant à la fig. 1. L'addition d'un second transistor VT2 produit une amplification du courant de décharge, ce qui permet d'obtenir des durées plus longues en augmentant la valeur de la résistance R1. 30 Le second transistor VT2 est monté avec son émetteur relié à l'anode du TUP, son collecteur relié, par l'intermédiaire d'une cinquième résistance R5j à l'une des bornes d'alimentation, et sa base reliée à un point compris entre la seconde résistance R2 et le condensateur C1, de sorte que le second transistor amplifie le 35 courant de décharge. La fig. 3 montre un circuit pour générateur à audiofréquences, où le relais de sortie RL1 est remplacé par un haut-parleur L approprié. La fréquence du signal à audiofréquence produit est commandée, comme dans la description précédente, par les valeurs du 40 condensateur C1, et les résistances R1 et R2. 71 02448 2077353 On peut citer l'exemple suivant comme exemple typique des valeurs de la tension d'alimentation et des composants utilisés dans le circuit conforme à la figure 1 : Tension d'alimentation (Vs) Alimentation continue 24V 5 El 39 K ohms R2 18 K ohms R3 15 K ohms R4 27 K ohms C1 10 microfarads IO Le TUP est un D13T1 (produit par la société General Electric Company), le transistor VT1 est du type 2N696 et la diode D1 du type 1N2070. 71 02448 7. 2077353 REVENDICATIONS 1. Circuit générateur d'impulsions, caractérisé en ce qu'il comprend : une première et une seconde résistances pour charger et décharger un condensateur ; un transistor unijonction programmable 5 fonctionnant sous l'effet de la charge et de la décharge dudit condensateur ; et des moyens de commutation à transistor montés pour être actionnés sous l'effet du fonctionnement dudit transistor unijonction programmable, de façon à délivrer à partir dudit circuit un train d'impulsions de sortie de période et de rapport 10 de forme, ou rapport travail-repos, prédéterminés. 2. Circuit selon la revendication 1, caractérisé en ce que le transistor unijonction constitue un détecteur qui est agencé pour se mettre en circuit à une différence de potentiel prédéterminé aux bornes du condensateur et à se mettre hors circuit lors- 15 que cette différence de potentiel est réduite à un niveau auquel un second détecteur devient conducteur, dérivant ainsi le courant du condensateur et du transistor unijonction. 3. Circuit selon la revendication 2, caractérisé en ce que ledit second détecteur est une diode. 20 4. Circuit selon l'une des revendications 1 à 3j caracté risé en ce qu'il comporte un dispositif, propre à être excité, relié au collecteur des moyens de commutation à transistor. 5. Circuit selon la revendication caractérisé en ce que ledit dispositif est la bobine d'un relais. 25 6. Circuit selon la revendication 4, caractérisé en ce que ledit dispositif est la bobine d'un haut-parleur. 7. Circuit selon l'une des revendications 1 à 6, caractérisé en ce qu'il comprend : un dispositif, propre à être excité, monté en série avec la seconde desdites résistances, ledit condensateur 30 et une diode, cette branche série étant montée entre les bornes d'alimentation ; une troisième et une quatrième résistances montées en série entre l'entrée et la sortie ; un commutateur à transistor dont le collecteur et l'émetteur sont montés entre ledit dispositif et d'une desdites bnrnes et dont la base est reliée à la cathode 35 du transistor unijonction, la porte de ce dernier étant reliée à un point compris entre la troisième et la quatrième résistances, et son anode étant reliée à un point intermédiaire entre le condensateur et la seconde résistance. 8. Circuit selon l'une des revendications 1 à 7, caractérisé 40 en ce qu'il comporte un second commutateur à transistor monté avec 71 02448 8. 2077353 son émetteur relié à l'anode du transistor unijonction, son collecteur reliés par l'intermédiaire d'une cinquième résistance, à l'une des bornes, et sa base reliée à un point compris entre la seconde résistance et le condensateur, de sorte que le second 5 transistor amplifie le courant de décharge. 9. Circuit selon l'une des revendications 1 à 8, caractérisé en ce que lesdits moyens de commutation à transistor sont constitués par un transistor de type npn. 10. Circuit selon l'une des revendications 1 à 9, caracté- 10 risé en ce qu'il comprend un pont diviseur de tension auquel est reliée la porte d'anode du transistor unijonction, ledit pont diviseur de tension comportant des résistances dont la valeur détermine la différence de potentiel requise aux bornes du condensateur pour mettre le transistor unijonction en circuit. 15 11. Circuit selon la revendication 10, caractérisé en ce qu'il comprend des moyens d'amplification dans ledit circuit de décharge du condensateur, lesdits moyens d'amplification étant propres à augmenter la valeur de ladite seconde résistance de décharge du condensateur, de façon à augmenter la durée de décharge. 20 12. Circuit selon la revendication 11, caractérisé en ce que lesdits moyens d'amplification sont constitués par des seconds moyens de commutation à transistor. 13. Circuit selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'il comprend un relais relié auxdits moyens de commutation à 25 transistor, ledit relais étant excité et désexcité selon la commutation des moyens de commutation à transistor. 14. Circuit selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'il comprend un haut-parleur relié avec lesdits moyens de commutation à transistor, les signaux à audiofréquence dudit haut- 30 parleur étant commandés par la commutation du transistor.