La présente invention se rapporte d'une manière générale au contrôle automatique de phase (CAP) d'un oscillateur, tel que l'oscillateur de la base de temps de balayage horizontal dans un récepteur de télévision. 5 Les dispositifs classiques de contrôle automatique de phase utilisés dans les récepteurs de télévision pour synchroniser un oscillateur avec les signaux de synchronisation captés sont conçus pour concilier une capacité de traitement suffisante avec un fonctionnement insensible 10 au bruit. Lorsqu'un dispositif de contrôle automatique de phase doit posséder une bande passante suffisamment large pour présenter un temps de réponse réduit à des signaux susceptibles de larges variations, la constante de temps du filtre en réseau de contrôle automatique de fréquence 15 doit être relativement brève; dans ce cas, les impulsions ou autres signaux de bruit peuvent être transmis par le dispositif de contrôle automatique de phase à l'oscillateur qu'il commande, avec pour conséquence une perte de synchronisation ou des relations temporelles 20 erronées du signal de sortie de l'oscillateur, se traduisant par des tremblements locaux de l'image formée sur l'écran de visualisation. Une solution de compromis possible est de mettre en oeuvre un dispositif dit à double mode de fonctionnement, 25 présentant des caractéristiques de transfert différentes lorsqu'il fonctionne en bonne synchronisation et hors de synchronisation. Un détecteur de coïncidence peut être employé dans un tel dispositif pour déceler l'existence, ou bien l'absence, d'une bonne synchronisation et 30 engendrer un signal pour la commande de moyens de commutation par lesquels le mode de fonctionnement du dispositif est modifié lorsque les conditions opératoires sont elles-mêmes modifiées. Par exemple, un tel système de contrôle automatique de phase à double mode pourrait 35 présenter, lorsqu'il travaille au synchronisme, une bande passante relativement étroite et par suite une immunité au bruit relativement élevée; par contre, hors du synchronisme, 71 42703 2 2116415 les caractéristiques du dispositif"pourraient être altérées, par exemple par modification de la structure du filtre de CAP en vue d'accroitre la largeur de sa bande passante pour lui conférer un temps de réponse rapide à des 5 signaux variés, jusqu'à ce que la synchronisation soit à nouveau réalisée. Ceci fait, le dispositif à double mode pourrait à nouveau être ramené par commutation à son mode de fonctionnement à bande passante étroite et forte immunité au bruit. 10 Une difficulté inhérente à un tel dispositif à double mode est que lorsque la caractéristique de transfert du dispositif (notamment en ce qui concerne le gain et la largeur de bande) est modifiée par l'insertion ou le retrait d'éléments de filtrage dans la boucle de 15 CAP, il se peut que l'apparition de tensions transitoires provoque une perte temporaire de synchronisation. Ces tension transitoires peuvent être engendrées, par exemple, lorsqu'un condensateur déchargé ou partiellement déchargé est introduit dans le filtre de CAP 20 pour en modifier la réponse. Si la tension aux bornes de ce condensateur n'est pas égale à la tension existant dans le circuit auquel il est couplé, une modification brutale de la tension de sortie du dispositif de CAP peut en résulter. Cette modification de la tension 25 de sortie se trouvant appliquée à l'oscillateur commandé peut entraîner une perte de synchronisation jusqu'à ce que le dispositif de CAP ramène ledit oscillateur au synchronisme. Dans un dispositif à double mode de fonctionnement 30 de l'art antérieur, il a été fait emploi d'un unique comparateur de phase pour engendrer la tension de contrôle automatique de phase. le fonctionnement en mode double était obtenu par la mise en oeuvre d'un détecteur de coïncidence destiné à déceler la présence ou l'absence 35 de synchronisation, et à commander en conséquence un organe actif assurant l'insertion ou le retrait d'éléments de filtrage dans le réseau de CAP. le dispositif ainsi constitué 71 42703 3 2116415 n'était pas exempt du risque d'apparition de régimes transitoires indésirable^ comme mentionné ci-dessus; en outre, dans le cas où une tension non nulle pouvait exister aux bornes de l'organe de commutation, des modifications 5 de tension supplémentaires et néfastes pouvaient être produites lors de la commutation de l'un à l'autre mode de fonctionnement. Le dispositif à double mode de fonctionnement conforme à la présente invention comprend au contraire 10 un premier et un second comparateursde phase, dont l'un est utilisé peur engendrer un signal de commande durant le fonctionnement en mode synchrone, c'est à dire lorsque l'oscillateur est convenablement calé sur les signaux de synchronisation, tandis que le second comparateur 15 est utilisé pour engendrer un signal de commande durant le fonctionnement hors de synchronisme, c'est à dire lorsque les signaux engendrés par l'oscillateur ne présentent pas la relation temporelle voulue avec les signaux de synchronisation. Le premier signal de commande 20 est appliqué à l'oscillateur par l'intermédiaire d'un réseau de filtrage à bande passante relativement étroite, de manière à assurer l'immunité au bruit souhaitée durant le fonctionnement en mode synchrone. Par contre, le second signal de commande est appliqué à l'oscillateur 25 par l'intermédiaire d'un réseau de filtrage à bande passante relativement large, afin d'accroitre la capacité de réponse du dispositif lorsqu'il fonctionne hors de synchronisme. L'un des signaux appliqués g/l'entrée du second comparateur de phase est fourni par un commutateur 30 électronique lorsqu'un détecteur de coïncidence indique que les signaux engendrés par l'oscillateur ne présentent par la relation temporelle voulue avec les signaux de synchronisation; ceci a pour conséquence d'empêcher l'application à l'oscillateur du second signal de commande 35 lors du fonctionnement en mode synchrone. Les structures respectives des deux comparateurs sont suffisamment s emblables pour que les signaux qu'ils appliquent aux deux réseaux de filtrage 71 42703 4 2116415 présentent sensiblement le même niveau de repos dans les deux modes de fonctionnement. D'autres caractéristiques et avantages du dispositif de contrôle automatique de phase conforme à la présente invention 5 apparaîtront à la lecture de la description détaillée qui suit d'un exemple de mise en oeuvre non limitatif illustré par les dessins annexés, sur lesquels: - la figure 1 représente en partie sous forme de schéma bloc et en partie sous forme de schéma détaillé 10 un récepteur de télévision comportant application de la présente invention; - la figure 2 donne le schéma bloc du dispositif de contrôle automatique de phase incorporé au récepteur de la figure 1; et 15 - la figure 3 donne le schéma détaillé d'un exemple de réalisation du dispositif de contrôle automatique de phase conçu pour son incorporation à une plaquette de circuits intégrés. Le récepteur de télévision schématiquement 20 représenté sur la figure 1 comprend une antenne 20 par laquelle des signaux composites de télévision sont captés puis appliqués à un ensemble d'accord et de détection 21, qui peut comporter un amplificateur à radio-fréquence pour amplifier les signaux 25 captés, un oscillateur-mélangeur pour convertir les signaux amplifiés à radio-fréquence en signaux à fréquence intermédiaire, un amplificateur à fréquence intermédiaire et un détecteur pour extraire les signaux composites de télévision des signaux 30 amplifiés à fréquence intermédiaire. Les signaux composites ainsi extraits sont appliqués à un amplificateur vidéo 22, dans lequel la composante modulée de luminance est amplifiée pour être appliquée à une électrode de commande (par exemple une cathode) d'un tube cathodique de télévision 35 23. Bien que le récepteur illustré sous forme de schéma bloc ne comporte que des circuits pour la réception de programmes 71 42703 5 2116415 en noir et blanc, il est bien évident que ce récepteur pourrait être adapté au traitement de signaux de télévision en couleurs par l'adjonction de cireuitsde chrominance appropriés et par l'emploi d'un tube cathodique 5 trichrome du type classique à masque perforé. Les signaux de télévision composites issus de l'amplificateur 22 sont par ailleurs appliqués à un séparateur de synchronisation 24. Ce séparateur de synchro a pour rôle d'extraire du signal composite les impulsions de 10 synchronisation horizontale et verticale et d'aiguiller sélectivement lesdites impulsions. Les signaux de synchronisation verticale issus du séparateur 24 pilotent le générateur des signaux de balayage de trame 25, dont les signaux de sortie sont appliqués à un étage final 26. 15 Cet étage final 26 engendre en réponse aux signaux issus du générateur 25 le courant requis pour l'excitation des bobinages de déviation verticale, couplés à ses bornes par les connextion Y-Y. Les signaux de synchronisation horizontale issus du 20 séparateur de synchro 24 sont transmis à -un dispositif 200 de contrôle automatique cteUa^hase du balayage de lignes par l'intermédiaire d'un pont diviseur de tension 30, 32 et d'un condensateur de couplage 33. Le dispositif de CAP 200, représenté par un simple bloc, peut être 25 réalisé sous la forme d'un unique circuit intégré. La figure 1 montre les différents composants périphériques ou d'interface qui doivent être associés à un tel circuit intégré, dont les bornes sont identifiées sur la figure 1 par la même référence numérique que sur les 30 figures 2 et 3, où le dispositif de CAP est représenté en plus de détails. Les signaux de synchronisation horizontale issus du séparateur de synchro sont appliqués par l'intermédiaire du pont diviseur 30, 32 et du condensateur 33 à une borne 35 12 du circuit intégré 200, dont une autre borne 11 reçoit à travers une résistance 72 les impulsions de retour de faisceau engendrées par un enroulement auxiliaire 110a du transformateur 71 42703 6 2116415 de sortie de l'étage final de balayage horizontal. Ces mêmes impulsions de retour sont par ailleurs appliquées à une borne 8 dudispositif de CAP après avoir été intégrées au moyen d'une inductance 74 et une diode 76, qui 5 transmettent le front négatif desdites impulsions à la jonction d'une" résistance 77 et d'un condensateur 78 montés en série entre une source de tension régulée +V et ladite borne 8, par ailleurs reliée à la masse par un condensateur 80. Deux autres bornes 10 et 2 du dispositif de CAP 200 sont 10 également mises à la masse, respectivement par l'intermédiaire d'un condensateur 79 et d'un condensateur 68 shunté par une résistance 70. En outre, un condensateur 66 relie la borne 2 à la borne 3, qui est par ailleurs reliée à ■ la source de tension régulée +V par l'intermédiaire 15 d'une résistance 64- Une borne 13 du dispositif CAP 200 est mise à la masse par l'intermédiaire du montage en série d'une résistance 60 et d'un condensateur 62. Une borne 16 du dispositif est également mise à la masse par l'intermédiaire du montage en série de résistances 54 et 56 et d'un 20 condensateur 58, la jonction entre lesdites résistances étant reliée à celle entre la résistance 60 et le condensateur 62. La borne 9 du dispositif est reliée à la masse à travers une résistance 50 etui condensateur 52 montés en série et dont la jonction est directement reliée à la 25 borne 16. La borne 5 du dispositif de CAP 200 est directement mise à la masse, à laquelle un condensateur 34 relie la borne 1 et, par l'intermédiaire d'une inductance 36, la borne 15 du dispositif, dont la borne 4 est reliée à une source 30 de tension B+ par l'intermédiaire d'une-résistance 38. Cette borne 4 est par ailleurs reliée à la base 40b d'un transistor régulateur de tension 40 dont le collecteur est relié à une source de tension +V, et dont l'émetteur est couplé à la borne 14 dudispositif de CAP. La 35 source +V est reliée par l'intermédiaire d'une résistance 42 au collecteur 44c d'un transistor driver 44 dont la base 44b et l'émetteur 44e sont respectivement couplés aux bornes 71 42703 7 2116415 7 et 6 du circuit intégré 200; l'émetteur du transistor driver 44 est par ailleurs- relié à la masse par une résistance 46. Les signaux de sortie à la fréquence de balayage de lignes issus du dispositif de CAP 200 sont prélevés aux 5 bornes de cette résistance 46 et appliqués par l'intermédiaire d'un condensateur de couplage 48 à l'étage final 90 de balayage horizontal. L'étage final de balayage horizontal 90 est/constitué par un montage double à thyristor^Ôu type décrit 10 dans le brevet américain N° 3 452 244 dont la demanderesse est titulaire. Il comprend un premier circuit de commutation bidirectionnel 86 formé d'un thyristor 85 et d'une diode 87, et un second circuit de commutation bi-directionnel 82 formé d'un thyristor 81 et d'une diode 83. La tension de 15 fonctionnement nécessaire à cet étage est fournis par une source B+ par l'intermédiaire de l'enroulement primaire 99 d'un transformateur d'entrée 98 dont l'enroulement secondaire 101. coopère avec un circuit de déclenchement 102 pour engendrer le signal d'amorçage appliqué à la 20 gâchette du thyristor 85. Un tel circuit de déclenchement es^/décrit dans la demande de brevet français M0 70/30 961 déposée le 24 Août 1970 au nom de la demanderesse; ce circuit fait emploi d'un couplage capacitif entre l'enroulement 101 et une paire de résistances reliant 25 à la masse les extrémités opposées d'une inductance. La bobine de déviation horizontale 95 est montée aux bornes du circuit de commutation de balayage 86, en série avec un condensateur 96 de correction en S. Une inductance 103 et un condensateur 105 montés 30 en série relient les circuits de commutation 82 et 86, à savoir relient l'anode du thyristor 81 à l'électrode correspondante du thyristor 85. Un condensateur auxiliaire 104 met à la masse la jonction entre l'inductance 103 et le condensateur 105. L'enroulement primaire 11Op 35 d'un transformateur d'impulsions de retour de faisceau est monté aux bornes du circuit de commutation 86 en série avec un réseau de suppression d'arc formé d'une diode 111 montée en 71 42703 8 2116415 parallèle avec unsrésistano^i 12, l'ensemble étant relié à la masse par un condensateur 113. Comme représenté, l'anode de la diode 111 est reliée à l'enroulement 110p, tandis que sa cathode est reliée au condensateur 113; 5 par ailleurs, l'anode du thyristor 85 est reliée à la cathode de la diode 87, dont l'anode est reliée à la cathode du thyristor, mise à la masse; de même, l'anode du thyristor 81 est reliée à la cathode de la diode 83, dont l'anode est reliée à la cathode du thyristor, également 10 mise à la masse. Le fonctionnement de l'étage final de balayage horizontal ainsi constitué est décrit en détail dans le brevet américain N° 3 452 244 susmentionné, auquel on .pourra se reporter si besoin est. Toutefois, on remarquera 15 que durant chaque intervalle de retour du faisceau, une impulsion apparaît aux bornes de l'enroulement primaire 110p du transformateur 110. On soulignera simplement que duxarrtyfehaque intervalle de retour du faisceau, l'impulsion de retour induite aux bornes de l'enroulement primaire 20 11Op du transformateur 110 se retrouve à une tension plus élevée aux bornes de l'enroulement 11Oh faisant office de secondaire. Les impulsions à haute tension ainsi obtenues sont traitées par un circuit multiplicateur de tension 120 couplé à l'enroulement 11Oh pour fournir la tension 25 d'accélération appliquée à la borne 122 du tube cathodique 23. La fréquence de récurrence.des impulsions de retour reflétant le fonctionnement des circuits de balayage horizontal, ces impulsions peuvent constituer le signal de référence nécessaire au dispositif de commande 30 automatique de phase 200, et sont à cet effet prélévées • aux bornes d'un enroulement auxiliaire 110a du transformateur 110. En fonctionnement, le dispositif de CAP détermine la relation temporelle existant entre les impulsions de 35 synchronisation horizontale reçues du circuit séparateur de synchro 24 et les impulsions de retour issues de l'enroulement 110a. Lorsque ces impulsions se présentent 71 42703 ■ 9 2116415 en coïncidence (c'est à dire lorsque l'oscillateur de balayage horizontal est convenablement calé sur les impulsions de synchronisation horizontale ), le dispositif de CAP répond suivant un premier mode de fonctionnement, 5 mettant en oeuvre un premier comparateur de phase et un premier réseau de filtrage présentant une bande passante relativement étroite, ce qui assure une bonne immunité du circuit à 1'encontre des bruits d'origine thermique ou issus d'interférence. Par contre, si les impulsions de 10 synchro reçues et les impulsions de retour de faisceau ne se présentent pas simultanément, une porte de coïncidence incorporée au dispositif de CAP détecte cet écart temporel et agit sur des moyens de commutation du mode de fonctionnement pour mettre en circuit un second 15 comparateur de phase couplé à un oscillateur contrôlé en tension incorporé au dispositif de CAP. En plus de détails, ce couplage est assuré par l'intermédiaire d'un second réseau de filtrage présentant une bande passante relativement large, ce qui accroit la capacité de réponse 20 du dispositif. Dès que l'oscillateur commandé en tension est à nouveau calé sur les impulsions de synchro reçues, et donc que ces dernières coïncident avec les impulsions de retour de faisceau, les moyens de commutation de mode de fonctionnement mettent hors service le second 25 comparateur de phase et rétablissent le premier mode de fonctionnement. Un signal de référence en dents de scie est appliqué à la borne 8 du dispositif de CAP 200, afin de déterminer la tension de commande appliquée à l'oscillateur 30 commandé en tension, ce signal étant engendré comme suit : Durant chaque intervalle de balayage horizontal, la tension induite aux bornes de l'enroulement 110a du transformateur 110 est suffisamment positive pour que la 35 diode 76 soit bloquée, et donc qu'un courant fourni par la source de tension régulée +7^ charge les condensateurs 78 et 80 à travers la résistance 77; de la sorte, un signal 71 42703 10 2116415 à croissance linéaire positive est engendré à la jonction des condensateurs 78 et 80 durant chaque intervalle actif de balayage horizontal. Durant l'intervalle de retour, la tension aux bornes de l'enroulement 110a devient 5 fortement négative, ce qui porte à conduction la diode 76 et provoque en conséquence la décharge rapide des condensateurs 78 et 80, de sorte qu'un signal à décroissance négative brutale apparaît à la jonction susmentionnée. L'inductance 74 a pour rôle d'introduire entre ce signal à 10 croissance négative et les impulsions de synchronisation horizontale un décalage temporel tel que l'intervalle entre ces deux signaux assure un centrage correct de l'image formée sur l'écran du tube 23- Dans certains cas, cette inductance peut être rendue ajustable ou bien 15 être complètement supprimée. Durant l'intervalle séparant les impulsions de synchronisation horizontale successives, l'instant où se présente la portion à pente négative relativement raide du signal de référence en dents de scie est détecté par les comparateurs 20 de phase, qui.engendrent en réponse un signal de correction représentatif de l'écart de ^ynclronisme de l'oscillateur commandé en tension par rapport aux impulsions de synchronisation horizontale. L'inductance 36 et le condensateur 34 constituent 25 lin circuit résonnant associé à l'oscillateur incorporé au dispositif de GAP, qui peut être du type à inductance et capacité. La tension régulée apparaissant à l'émetteur 40e du transistor 40 est appliquée à la borne 14 du dispositif CAP, dont la borne 4 est couplée 30 à des diodes zéner incorporées au dispositif de maniéré à appliquer une tension constante à la base 40b du transistor régulateur 40, dont le collecteur 40c est alimenté par la source de tension +V, à laquelle est également relié le collecteur du transistor driver 44. 35 On va maintenant décrire en détail l'agencement et le fonctionnement des circuits incorporés au dispositif de contrôle automatique de phase 26©7^îui~Hont représentés 71 42703 2116415 sous forme de schéma bloc sur la figure 2: Comme montré sur cette figure, les impulsions de synchronisation horizontale présentant la forme indiquée sont appliquées à la borne 12 pour être traitées par un 5 amplificateur de synchronisation 210, dont la sortie est reliée à deux circuits de commande 220, 575 ainsi qu'à l'une des entrées d'une porte de coïncidence 475. La sortie du circuit 220 est reliée à l'entrée de commande d'un premier comparateur de phase 300, dont la sortie 10 est reliée par la borne 1-3 dudispositif à un réseau de filtrage extérieur comprenant la résistance 60, le condensateur 62, la résistance 56 et le condensateur 58, la résistance 54 et enfin le condensateur 52. La sortie de ce premier réseau de filtrage est reliée 15 par l'intermédiaire de la borne 16 du dispositif à l'oscillateur commandé en tension 700, dont la sortie est reliée à un multivibrateur 800 lui-même relié au circuit 900 de pilotage et de protection. Les impulsions de retour présentant la forme indiquée 20 sont' appliquées par l'intermédiaire de la borne 11 du dispositif de CAP 200 à la seconde entrée de la porte de coïncidence 475» dont la sortie est couplée à un circuit follower 495 lui-même relié à l'entrée d'un circuit comparateur" 500, à laquelle est également reliés la 25 borne 10 du dispositif. La sortie du circuit comparateur 500 est reliée par l'intermédiaire d'un circuit de commande 550 à l'entrée de déclenchement du second comparateur de phase 600, dont la sortie est reliée par l'intermédiaire de la borne 9 à un second réseau de filtrage formé 30 par une simple résistance 50 reliée à la borne 16 et donc l'oscillateur commandé en tension 700. A la borne 8 dudispositif de CAP 200 est appliqué le signal de référence présentant la forme en dents de scie représentées, qui est issu de l'intégration des impulsions 35 de retour de faisceau. Ce signal est appliqué à un circuit follower 250 dont la sortie est reliée aux comparateuis de phase 300 et 600. Une source de tensions 71 42703 12 2116415 de référence 400 applique une première tension à l'entrée du circuit follower 250 par l'intermédiaire d'une résistance 275» et une seconde tension à l'oscillateur 700 ainsi qu'à la borne 13, ce par l'intermédiaire d'une résistance 5 375. la borne 4 dudispositif de CAP 200 est reliée à un montage de référence Z du type à diode zener. Enfin, bien que cela ne soit pas mcntré sur la figure 2, les différents circuits sont reliés aux bornes 5 et 14 du dispositif, montrées sur la figure 1, qui sont respectivement 10 reliées à la masse et à la source de tension régulée . On va maintenant décrire en détail le fonctionnement dudispositif de CAP 200 dans le mode synchrone: Les impulsions de synchronisation amplifiées et inversées • par l'amplificateur 210 excitent les circuits 220 et 575, 15 qui fournissent en réponse un signal de commande reflétant la présence desdites impulsions. Le premier circuit de commande 220 agit sur le comparateur de phase commandé 300, de manière que ce dernier se trouve activé pendant l'intervalle séparant les impulsions de synchronisation 20 pour assurer 1!échantillonnage du signal de référence en dents de scie appliqué à son entrée par l'intermédiaire du circuit follower 250. Au synchronisme, l'échantillonnage se produit pendant la portion à pente négative raide du signal de référence. On remarquera que le comparateur de phase 25 300 assure l'échantillonnage du signal de référence durant chaque intervalle séparant deux impulsions de synchronisation successives, et ce indépendamment du fait que l'oscillateur commandé en tension soit convenablement calé ou non sur les impulsions de synchronisation reçues. Le signal 30 de sortie du comparateur de phase 300 est traité par le premier réseau de filtrage susmentionné, pour fournir la tension de commande de l'oscillateur 700. On remarquera que ce premier réseau de filtrage possède une bande passante relativement étroite, et par suite 35 garanti une excellente immunité au bruit lors du fonctionnement en mode synchrone. Les impulsions de retour prélevées sur l'enroulement 110a 71 42703 2116415 du transformateur 110 de la figure 1 sont appliquées à l'une des entrées de la porte de coïncidence 475. Pendant le fonctionnement en mode synchrone, ces impulsions de retour dont la durée est d'environ 10 microsecondes 5 se présentent en coïncidence avec les impulsions de synchronisation horizontale appliquées à l'autre entrée de la porte 475, qui produit en conséquence un signal de sortie d'un premier type permettant le fonctionnement en mode synchrone. Par contre, lorsque les impulsions 10 de synchronisation horizontale et les impulsions de retour de faisceau de ne se présentent pas en coïncidence, la porte 475 engendre un signal de sortie d'un autre type. Le circuit follower 495 assure l'élévation du niveau du signal de sortie de la porte de coïncidence 475, le signal ainsi 15 amplifié étant filtré par le condensateur couplé à la borne 10 (figure 1) avant d'être appliqué au circuit comparateur 500, lequel comporte une référence de tension. Le comparateur 500 est réalisé de telle manière qu'il fournit des signaux de commande de mode distincts selon que la porte de 20 coïncidence 475 fournit son premier ou son second signal de sortie. En mode synchrone, le comparateur 500 produit en réponse au premier signal de sortie de la porte 475 un signal qui maintient au repos le circuit de commande 550; en conséquence, bien que le circuit de 25 commande 575 fournisse un signal de déclenchement durant chaque intervalle séparant deux impulsions de synchronisation successives, le circuit de commande 550 maintenu au repos empêche que ce signal de déclenchement ne commande le comparateur de phase 600, qui reste 30 donc bloqué pendant le fonctionnement en mode synchrone. En conséquence, la tension de commande appliquée à l'oscillateur 700 est exclusivement produite par le premier comparateur de phase 300 durant le fonctionnement en irode synchrone. 35 Par contre, lors du fonctionnement hors de synchronisme, le signal de commande de mode engendré par le comparateur 500 en réponse au second signal de sortie de la porte de coïncidence 71 42703 14 2116415 475 excite le circuit de commande 550, de sorte que le signal de déclenchement engendré par le circuit 575 peut déclencher le comparateur 600, qui assure en conséquence durant chaque intervalle de synchronisation l'échantillonnage 5 du signal de référence appliqué à son entrée par le circuit folioter 250, et produit en réponse un signal de sortie qui est appliqué au second réseaude filtrage par l'intermédiaire de la borne 9. Ce second circuit de filtrage, constitué par la simple résistance 50, possède 10 une bande passante relativement large, ce qui accroit la capacité de réponse du dispositif de CAP. Ainsi, les signaux de sortie des comparateurs de phase commandés 300 et 600 fournissent la tension de commande ■ appliquée à l'oscillateur 700, et font varier cette tension 15 de manière à modifier la fréquence de l'oscillateur dans le sens voulu pour compenser Hécart de synchronisme entre son signal de sortie et les impulsions de synchronisation reçues. Bien que dans le mode de réalisation décrit, le premier comparateur de phase commandé 300 fonctionne 20 aussi bien en mode synchrone ou non, il pourrait être prévu que le maintenir au repos durant le mode de fonctionnement hors de synchronisme. Dans un exemple concret de réalisation, le dispositif de CAP représenté sous forme de schéma bloc sur la figure 25 2 était formé sur une unique plaquette de circuits intégrés, comme/Ll va maintenant être décrit en se référant à la figure 3; dans cet exemple de réalisation , la source de tensions de référence 400 est utilisée pour fournir les tensions continues nécessaires au fonctionnement 30 de l'oscillateur commandé en' tension. Comme montré sur la figure 3» l'amplificateur traitant les impulsions de synchronisation du balayage horizontal appliquées à la borne 12 comprend un transistôr d'entrée 20-4 monté en émertfcodyne , sa base et son émetteur 35 étant respectivement reliés à la masse par une résistance de polarisation 202 et une résistance de charge 203. Le signal prélevé^âux bornes"dë"cette dernière est appliqué 71 42703 - 15 2116415 à la base d'un transistor amplificateur 206 par l'intermédiaire d'une résistance 205. Le collecteur du transistor 206 est relié à la source de tension par l'intermédiaire de la borne 14 et d'une résistance de charge 207. 5 La tension de collecteur du transistor 206 est appliquée à la base d'un transistor de sortie 208 montée en émettodyne, son'émetteur étant relié à la masse à travers une résistance de charge 209. Les signaux de sortie apparaissant" aux bornes de la charge d'émetteur 209 du transistor 208 sont 10 appliqués par l'intermédiaire d'une résistance 211 à la base d'un transistor 220 faisant office de circuit de déclenchement; ce transistor 220 est normalement conducteur et est bloqué en réponse à chaque impulsion de synchronisation reçue par le dispositif. Lorsqu'il est conducteur, le 15 transistor 220 ferme une liaison à la masse, qui comprend des diodes 305 et 315 associées au premier comparateur de phase 300 montré sur la figure 2. Ce premier comparateur de phase comprend deux transistors 310 et 320 reliés par une liaison de 20 réaction formée par une diode à avalanche 325 montée entre le collecteur du transistor 310 et la base du transistor 320, reliée à la masse par une résistance 326; l'émetteur du transistor 320 est également relié à la masse par une résistance 321. Lorsque le transistor de déclenchement 25 220 est conducteur, les diodes 305 et 315 sont également conductrices, de sorte que les transistors 310 et 320 du premier comparateur de phase sont maintenus bloqués. Toutefois, pendant l'intervalle entre impulsions de synchronisation, le blocage du transistor 220 porte à 30 conduction les transistors 310 et 320, qui fonctionnent comme amplificateur pour assurer l'échantillonnage du signal de référence appliqué à la base du transistor 310. Une description détaillée du fonctionnement d'un tel comparateur de phase est faite dans la demande de brevet 35 N° 71/15 214 déposé le 28 Avril 1971 au nom de la demanderesse. Le signal de référence en dents de scie appliqué à la borne 8 dudispositif de CAP 200 est transmis au premier 71 42703 16 2116415 comparateur de phase 300 par l'intermédiaire du circuit follower 250 de la figure 2, circuit qui comprend deux transistors 252 et 254 dont les jonctions collecteur-émetteur sont montées en série entre la borne d'alimentation 5 14 et la masse par l'intermédiaire de résistances 251 "et 255 respectivement, le signal de référence en dents de scie est directement appliqué à la base du transistor 252. Le collecteur du transistor 252 est relié à la base du transistor 254 par un circuit de contre-réaction 10 formé d'une diode à avalanche 253, la base du transistor 254 étant reliée à la masse par une résistance 256. Le signal de sortie prélevé sur l'émetteur du transistor 252 et sur le collecteur du transistor 254 est appliqué au premier comparateur de phase commandé par l'intermédiaire 15 d'une résistance de couplage 270. De la sorte, la valeur moyenne du signalde sortie du premier comparateur de phase est représentative de la relation temporelle entre les impulsions de synchronisation reçues, qui préparent le comparateur de phase à l'échantillonnage, 20 et le signal ,de référence en dents de scie, à pente relativement raide. Lorsque l'écart temporel entre le signal de référence et les impulsions de synchronisation se modifie, la valeur moyenne du signal de sortie du premier comparateur de phase varie dans le sens voulu 25 pour constituer un signal de coorection, qui est appliqué au premier réseau de filtrage de la figure 2 par l'intermédiaire de la borne 13, reliée à la jonction entre l'émetteur ' du transistor 310 et le collecteur du transistor 320. Ce signal de correction est appliqué après filtrage 30 à l'entrée de commande de l'oscillateur commandé en tension 700 (figure 2) par l'intermédiaire de la borne 16. L'oscillateur commandé en tension 700 comprend, dans le mode de réalisation illustré par la figure 3, un amplificateur 701 formé des éléments 702-717, un 35 échantillonneur de courant 751 formé des éléments 729-759 et un diviseur de courant 770 formé des éléments 772-780. Une description détaillée de ces différents circuits 71 42703 ' " 2116415 est faite dans les brevets N° 2 062 840 et 2 062 841 déposés le 30 Septembre 1970 au nom de la demanderesse. Le signal de commande appliqué à la borne 16 ramène l'oscillateur commandé en tension à la fréquence et à la phase voulues 5 c'est à dire le cale sur les impulsions de synchronisation reçues, en faisant varier le courant en quadrature engendré par le circuit d'échantillonnage de courant 751, en parallèle avec le circuit résonnant L0 monté entre les bornes 1 et 15 (voir figure 1). Cette commande est assurée par la 10 modification de la tension appliquée à la base du transistor 772 du diviseur de courant 770, ce qui a pour effet de modifier le partage de courant assuré par ce dernier,. et par suite l'intensité du courant ai quadrature s'écoulant en parallèle avec le circuit résonnant. 15 Le signal de sortie sinusoïdal de l'oscillateur prélevé sur l'émetteur du transistor 708 esttransmis par une résistance 717 à un multivibrateur formé des transistors 810 et 820, dont les émetteurs couplés sont reliés à la masse par une résistance 815 et dont les collecteurs sont reliés 20 à la borne d'alimentation 14 par l'intermédiaire de résistances respectives 808, 818. Lœcircuitsde constante de temps de ce multivibrateur sont constitués par les résistances et les condensateurs couplés aux bornes 2, et 3 du dispositif (figure 1). Le signal de sortie en créneaux du multivibrateur 25 est prélevé sur le collecteur du transistor 820 pour être appliqué au circuit pilote 900 (figure 2). Ce circuit pilote comporte un étage préamplificateur formé d'un transistor 910 dont la base est reliée d'une part au multivibrateur précité par une diode à avalanche 30 912 et d'autre part à la masse par une résistance 914; l'émetteur du transistor 910 est directement mis à la masse, tandis que son collecteur est relié à Ha borne d'alimentation 14 à travers une résistance 915, ainsi qu'à la base d'un transistor de sortie 920, dont le collecteur est relié à la borne 35 6 tandis que son émetteur est mis à la masse; dans certains cas, ce transistor 920 peut être du type à émetteur multiple, comme représenté sur la figure 3. Ce transistor 920 constitue 71 42703 18 2116415 un circuit de décharge couplé à la gâchette du thyristor 81 de la figure 1 pour permettre le blocage rapide dudit thyristor. Les impulsions prélevées sur le collecteur du transistor 910 sont par ailleurs appliquées à la base 5 d'un transistor 930 dont l'émetteur est mis à la masse et dont le collecteur est relié à la source d'alimentation par l'intermédiaire d'une résistance 935. Un transistor 940 monté en émettodyne transmet après amplification à la borne 7 les impulsions prélevées sur le collecteur 10 du transistor 930; le collecteur de ce transistor 940 est directement relié à la source d'alimentation,, tandis que sont émetteur est relié à la masse à travers une résistance de charge 942 aux bornes de laquelle sont prélevés ■ les sgnaux de sortie appliqués à la borne 7. 15 Le transistor 930 constitue un circuit de protection destiné à éviter la destruction du transistor de sortie 920 au cas où la borne 6 serait reliée à une source de tension de faible résistance interne par un court-circuit accidentel survenu par exemple à l'occasion de la 20 maintenance du récepteur de télévision. En effet, le transistor de protection 930 et sa résistance de charge 935 agissent pour limiter le courant de saturation du transistor 920, qui sans cela atteindrait une valeur suffisante pour provoquer la destruction dudit 25 transistor . Un circuit de protection semblable à celui formé par le transistor 930 est décrit en détail dans une demande de brevet déposéece même jour au nom de la demanderesse et ayant pour titre " Circuit de protection". Les transistors 480 et 490 montrés sur la figure 3 30 constituent la porte de coïncidence 475 de la figure 2. Les émetteurs de ces transistors sont mis à la masse, tandis que leurs collecteurs couplés sont reliés par une même résistance 485 à la borne d'alimentation 14. Les impulsions de synchronisation traitées 35 par l'amplificateur 210 sont appliquées à la base du transistor 480, tandis que les impulsions de retour de faisceau issues de l'enroulement 110a du transforteur 110 71 42703 - '5 2n6415 de la figure 1 sont appliquées à la base du transistor 490 par l'intermédiaire de la borne 11. Une diode à avalanche 491 et une résistance 492 en série assurent la polarisation du transistor490 de manière qu'il soit normalement 5 conducteur. Lorsqu'une impulsion de synchronisation et une impulsion de retour de faisceau sont simultanément appliquées aux bornes 12 et 11 et respectivement transmises auxtransistors 480 et 490, ces derniers sont bloqués, ce qui produit une remontée du potentiel commun de leurs collecteurs 10 qui constituent la bande de sortie de la porte de coïncidence. Ce signal de sortie est appliqué au circuit follower 495 de la figure 2, formé d'un transistor 496 dont le collecteur est relié à la source d'alimentation tandis que son émetteur est relié à la masse par l'intermédiaire 15 d'une résistance 497. La sortie de circuit follower est reliée à un condensateur de filtrage extérieur par l'intermédiaire d'une résistance 498 reliant l'émetteur du transistor 496 à la borne 10 du circuit intégré, le condensateur extérieur reliant la borne 10 à la masse, 20 comme montré sur la figure 1. Le signal de sortie ainsi filtré est appliqué au comparateur 500 de la figure 2, formé des transistors 510, 520 et 530 montés en commutateur différentiel . La tension de base du transistor 520 est maintenue constante au moyen d'un pont diviseur de 25 tension formé d'une diode à avalanche 522, de résistances 524 et 526 et d'une diode 540 montés en série entre la source d'alimentation et la masse, la base du transistor 520 étant reliée à la jonction des résistances 524 et 526. Le transistor 530 agit comme source de courant pour 30 les transistors 510 et 520 couplés en montage différentiel. Le signal appliqué à la base du transistor 510 est de niveau supérieur à celui appliqué à la base du transistor 520 durant le fonctionnement en mode synchrone, mais au contraire est inférieur durant le fonctionnement 35 hors de synchronisme. En conséquence, en mode synchrone, le transistor 510 est passant tandis que le transistor 520 est bloqué, alors qu'au contraire, durant le fonctionnement 71 42703 20 2116415 hors de synchronisme, le transistor 510 est bloqué tandis que le transistor 520 est passant. Le signal de sortie apparaissant aux bornes de la charge de collecteur 515 du transistor . 520 est donc positif durant le fonctionnement 5 en mode synchrone, et également positif mais de.bien moindre niveau durant le fonctionnement hors de synchronisme. Ce signal est appliqué au circuit de commande 550 de la figure 2, simplement constitué par le transistor 550 de la figure 3. Par ailleurs, les impulsions de 10 synchronisation traitées par l'amplificateur de synchro 210 sont appliquées par l'intermédiaire d'une résistance 574 au circuit de commande 575 de la figure 2, simplement constituée par le transistor 576 dont le collecteur est couplé • à celui du transistor 550. De la sorte, bien que le 15 transistor 576 soit bloqué à la reception du chaque impulsion de synchronisation, le transistor 550 est maintenu continuellement passant durant le fonctionnement en mode synchrone, et constitue donc une liaison à la masse pour les diodes 605 et 615 associées au second comparateur 20 de phase commandé 600 de la figure 2, ce qui a pour effet de maintenir ce second comparateur inopérant durant le fonctionnement en mode synchrone. Ce second comparateur de phase est formé des transistors 610, 620 ainsi que des composants 605, 609, 615, 621, 625 et 626, son 25 montage et son fonctionnement étant identiques à ceux du premier comparateur de phase. Le signal de référence en dents de scie issu du circuit follower 250 de la figure 2 est appliqué à la base du transistor 610 du second comparateur de phase 30 par l'intermédiaire d'une résistance 272. Le signal de sortie prélevé à la jonction de l'émetteur du transistor 610 avec le collecteur du transistor 620 est transmis au second réseau de filtrage par l'intermédiaire de la borne 9 du circuit intégré. Lors du fonctionnement 35 hors de synchronisme, le transistor de commande 550 est bloqué, du fait de la tension relativement faible qui lui est appliquée par le comparateur 500 de la figure 2; de la sorte, 71 42703 • 2116415 lorsque le transistor 576 est rendu non conducteur par l'application à sa base d'une impulsion de synchronisation horizontale, les diodes 605 et 615 se trouvent bloquées, ce qui rend passante les transistors 610 et 620 du second 5 comparateur de phase. En conséquence, durant l'intervalle entre impulsions de sychronisation, ce dernier assure l'échantillonnage du signal de référence en dents de scie appliqué à la base du transistor 610, et applique en réponse à la borne 9 du dispositif un signal qui est 10 transmis à l'oscillateur.commandé en tension 700 par l'intermédiaire de la résistance 50 (figure 2) pour augmenter la capacité et la vitesse de réponse dudit oscillateur . par rapport à ses performances lorsqu'il est commandé par le premier comparateur de phase. Dès que le synchronisme 15 est rétabli , la porte de coïncidence 475 constatant la simultanéité de réception des impulsions de synchronisation et des impulsions de retour de faisceau commande les moyens de commutation de mode de fonctionnement (comparateur 500 de la figure 2) de manière à ramener 20 le transistor 550 à l'état conducteur, ce qui a pour effet d'inactiver le second comparateur de phase, qui reste dès lors bloqué. On remarquera que sur la figure 3, la borne 5 du dispositif est mi^ à la masse, de sorte qu'en pratique, 25 toutes les connexions à la masse du circuit intégré peuvent être raccordées à ladite borne. De même, en vue de simplifier la représentation des circuits de la figure 3, -la borne 14 a été dédoublée, alors qu'elle est unique en réalité. La borne 4 de la figure 2 est reliée 30 à un montage en série de diodes zéner incorporées au circuit intégré mais non représenté sur la figure 3, ce montage étant utilisé peur fournir la tension de référence nécessaire au fonctionnement du transistor de régulation de tension 40 montré sur la figure 1. 35 La source de tensions de référence 400 de la figure 2 est formée des transistors 410, 420, 430, 440 et 450 ainsi que des composants associés 409 à 431• Le circuit 71 42703 22 2116415 formé par les transistors 440 et 450 est décrit en détail dans le brevet américain N° 3 555 309 dont la demanderesse est titulaire. La tension continue existant sur l'émetteur du transistor 440 est appliquée au circuit follower 250 5 de la figure 2 par l'intermédiaire de la résistance 275 pour- assurer la polarisation des comparateurs de phase commandés. Cette tension est également appliquée à la base du transistor 410. La tension relativement plus faible présente à la jonction de l'émetteur du transistor 10 420 avec le collecteur du transistor 430 est appliquée directement à la base du transistors 780 du diviseur de courant 770, et par l'intermédiaire de la résistance 375 à la borne 13 du dispositif. La fourniture de cette tension' à ces points du circuit assure la polarisation 15 équilibrée en courant continu du diviseur de courant,ce qui élimine tout besoin de résistances d'ajustage. Bien que l'invention ait été décrite comme appliquée au contrôle automatique de phase d'un dispositif pour la synchronisation de l'oscillateur de balayage de lignes 20 d'un récepteur de télévision, il est bien évident qu'elle pourrait être utilisée avec avantages dans d'autres applications requérant un contrôle automatique de phase à double mode de fonctionnement. Par exemple, un récepteur de radio-diffusion en modulation de fréquence 25 destiné à recevoir des émissions stéréophoniques pourrait comporter un oscillateur local incorporé à son décodeur multiplex pour engendrer le signal oscillatoire qui doit être maintenu dans une relation temporelle bien déterminée avec la composante à 19 kHz du signal fourni au décodeur. 30 Cette relation temporelle déterminée pourrait être obtenue au moyen d'un système de contrôle automatique de phase à double mode de fonctionnement conforme à l'invention, afin d'assurer le rétablissement rapide de la relation temporelle voulue. Un tel oscillateur local ne serait pas 35 affecté par le bruit, et permettrait donc une écoute convenable de signaux de très faible niveau modulés en fréquence. C'est dire que d'une manière générale l'invention 71 42703 ' ^ 2116415 n'est nullement limitée au mode de réalisation décrit et illustré qui n'a été donné qu'à titre d'exemple. Au contraire, l'invention comprend tous les moyens constituant des équivalents techniques de ceux décrits 5 et illustrés, considérés séparément ou en combinaisons et mis en oeuvre dans le cadre des revendications qui suivent. 71 42703 24 2116415 REVEFDI CATIONS 1.- Dispositif de commande automatique de phase à double mode de fonctionnement pour l'asservissement à des signaux de synchronisation de la fréquence et de la phase d'un oscillateur commandé, lesdits signaux de synchronisation et le 5 signal de sortie dudit oscillateur étant respectivement appliqués à des entrées séparées d'un détecteur de coïncidence et d'un premier comparateur de phase qui fournissent en réponse et respectivement un signal représentatif de leur relation temporelle correcte et un signal qui 10 après traitement par un premier filtre à bande passante étroite constitue un premier signal de commande dudit oscillateur, caractérisé par un second comparateur de phase aux entrées séparées duquel les signaux de synchronisation et le signal de sortie dudit oscillateur sont appliqués, 15 lorsqu'ils se présentent hors de synchronisme, par l'intermédiaire d'un commutateur électronique commandé par ledit détecteur de coïncidence, ce second comparateur de phase engendrant un signal qui après traitement par un second filtre .-à bande passante plus large que le premier constitue 20 un second signal de commande dudit oscillateur, lesdits premier et second comparateurs de phase étant de structures suffisamment semblables pour que leurs signaux de sortie respectifs au repos présentent sensiblement la même relation avec le signal de sortie de l'oscillateur. 25 2.- Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en ce que l'oscillateur précité pilote un générateur de signaux de balayage dans lequel un signal en,dents de scie est appliqué à l'une des entrées du second comparateur de phase cité, lequel élabore ledit second signal de 30 commande par échantillonnage dudit signal en dents de scie en réponse à des impulsions de commande fournies à partir des signaux de synchronisation par le commutateur électronique précité. 3.- Dispositif selon la revendication 1 ou la revendication 71 42703 25 2116415 2, caractérisé en ce que le second comparateur de phase cité comprend de manière connue en soi un premier transistor dont le collecteur est relié par une première résistance à une source de tension, et dont la base est 5 reliée par une seconde résistance à l'entrée dudit second comparateur de phase recevant le signal de sortie de l'oscillateur précité, un second transistor monté à émetteur commun et dont le collecteur est relié à l'émetteur dudit premier transistor et à la sortie dudit second 10 comparateur de phase, une liaison de réaction en courant continu reliant le collecteur dudit second transistor à sa base et incluant ledit premier transistor monté à base commune, ainsi qu'une première et une seconde diodes dont deux électrodes correspondantes sont couplées 15 et reçoivent des impulsions de commande issues des signaux de synchronisation, tandis que leurs électrodes opposées sont respectivement reliées à la base et au collecteur dudit premier transistor, ces deux diodes étant montées de manière à être rendues conductrices par lesdites 20 impulsions de commande, tandis que le type desdits premier et second transistors est choisi de manière qu'ils soôaifc hbqués par lesdites impulsions, le commutateur électronique précité comprenant un troisième transistor du même type monté à émetteur commun, dont la base et 25 le collecteur sont respectivement reliés au détecteur de coïncidence précité et aux électrodes couplées desdites diodes.