La présente invention concerne un régulateur de tension utilisable dans les circuits qui convertissent une énergie continue non stabilisée en un potentiel de sortie commandé qui peut être soit continu soit alternatif. En particulier, la présente invention concerne des convertisseurs d'énergie 5 continue utilisables dans des environnements qui nécessitent des composants très fiables, légers et un fonctionnement efficace. Actuellement il devient important de réaliser des alimentations de puissance qui fonctionnent de façon fiable durant des temps longs dans des environnements hostiles et dans des emplacements où un entretien fréquent 10 est impossible ou peu pratique. Les applications de ces types d'alimentations d'énergie sont nombreuses et variées, allant des capsules spatiales aux systèmes d'ordinateurs. Il existe de nombreuses alimentations d'énergie concurrentes dans ces domaines. Les batteries classiques sous de nombreuses formes représentent la solution la plus simple et la plus courante. Au niveau 15 le plus compliqué on trouve dBs générateurs thermoélectriques à isotope radioactif. Cependant, ces solbtions présentent des défauts qui sont fondamentaux et ne peuvent être éliminés facilement. Les batteries possédant une capacité d'énergie suffisante sont en général peu fiables durant de longues périodes de temps. Les générateurs thermoélectriques présentent 00 un risque radioactif, sont très coûteux,* et un générateur suffisamment important pour satisfaire à des besoins intermittents d'énergie élevée est encombrant et gaspille les matériaux radioactifs, précieux. Pour satisfaire aux besoins cités précédemment, on a proposé divers circuits convertisseurs et régulateurs pour donner une sortie de puissance 25 efficace fiable à partir d'une source primaire non régulée et bon marché. Malheureusement, les premiers circuits de cette nature se sont révélés inefficaces, trop lourds ou ils tendaient à soumettre la source primaire ou la charge de sortie à des surchages destructives. Il a été reconnu dans ces dernières années que des alimentations de 30 puissance à courant continu du type à onduleur offrent une solution raisonnable aux problèmes de régulation de potentiel. L'onduleur le plus prometteur était formé fondamentalement d'un oscillateur à fréquence élevée qui produisait des impulsions pour actionner une paire de transistors de commande montés en push-pull. Les transistors de 35 commande sont couplés par un transformateur intermédiaire à un étage inverseur-amplificateur d'énergie, comprenant caractéristiquement une paire de transistors de puissance qui sont commutés cycliquement à l'état conducteur et bloqué par les transistors de commande. Les transistors de puissance modulent l'alimentation continue non stabilisée pour donner une sortie alternative 40 stabilisée qui peut être convertie en courant continu à l'aide d'un filtre 71 18319 2 2096584 ordinaire. Dans les versions plus compliquées de ce type de circuit, appelées communément régulateur modulé par impulsion la largeur du l'amplitude des impulsions de l'oscillateur est modulée selon les variations de l'alimention 5 non stabilisée ou de la sortie stabilisée. Par exemple, dans un circuit satisfaisant l'amplitude de l'oscillateur est modifiée en fonction de l'amplitude de la source d'énergie continue non stabilisée sans l'utilisation de réaction. Dans un autre régulateur modulé bien connu, la sortie stabilisée est comparée différentiellement avec un potentiel de référence stable. Le 10 potentiel de différence est envoyé à un oscillateur variable ce qui entraîne une modification de la largeur de l'impulsion d'entrée pour compenser une modification du potentiel d'entrée. Malheureusement, les régulateurs modulés par impulsion actuels présentent des défauts qui les empêchent de présenter des qualités désirées d'efficacité 15 élevée, de compacité et de fonctionnement fiable. La conception du transformateur intermédiaire est un problème particulièrement épineux. Il a tendance à être encombrant, à distordre le signal rectangulaire envoyé aux transistors de puissance, à dissiper une puissance maximale durant le temps de repos du signal de modulation et il n'offre aucune protection contre le courant 20 de recouvrement dans les transistors de puissance qui est du au temps de conservation des transistors. De plus, les régulateurs modulés par impulsion existant offrent peu de protection contre les défauts de composants qui entraînent des surcharges importantes à la sortie. Par conséquent, un objet principal de la présente invention est d'améliorer 25 l'efficacité d'un circuit régulateur qui fonctionne aux fréquences élevées et de réaliser un régulateur qui utilise des composants légers. Un autre objet de la présente invention est de protéger la charge de sortie d'un régulateur contre les potentiels de sortie destructifs. Selon la présente invention, on satisfait à ces objets et à d'autres 30 en réalisant un dispositif produisant un signal de modulation ayant un cycle utile, appelé période active, qui varie selon les variations du potentiel de sortie stabilisé. Le signal de modulation conditionne une partie de contrôle qui, parmi d'autres fonctions maintient les deux transistors de commande dans l'état conducteur durant la période de repos du signal de modulation. 35 Cela entraîne un court-circuit aux bornes du câté primaire d'un transformateur intermédiaire à mode intensité, desexcitant complètement l'étage amplificateur d'énergie et permet à l'énergie conservée dans le cûté primaire du transformateur intermédiaire d'être dissipée. Le fonctionnement push-pull classique dans l'art antérieur d'autre part, entraîne la décharge de l'énergie conservée 40 dans le côté secondaire du transformateur intermédiaire durant le temps de 71 18319 3 2096584 repos du signal de modulation. Cette énergie distord le signal et rend partiellement conducteur l'étage amplificateur de puissance, ce qui entraîne un fonctionnement inefficace. Un autre avantage de la présente invention réside dans une diminution du temps de conservation des transistors de puissance. 5 Toute énergie conservée dans la base du transistor de puissance conducteur est déchargée par le bobinage primaire court-circuité durant la période de repos du signal de modulation. La réduction du temps de conservation réduit aussi un problème inhérent de l'art antérieur concernant la distorsion due au recouvrement dans les transistors de puissance. Dans les régulateurs 10 standards, lorsque le transistor non conducteur est rendu conducteur, le temps de conservation du transistor devenant bloqué fait que les deux collecteurs conduisent simultanément; Cette distorsion de recouvrement, qui est réduite à l'aide de la présente invention, entraîne une pointe de courant qui réduit l'efficacité et la fiabilité des transistors. 15 Une autre caractéristique de la présente invention est l'utilisation d'un transformateur léger qui couple les étages de commande et amplificateur. Une alimentation stabilisée de potentiel de courant faible est connectée au point milieu du bobinage primaire pour donner une commutation positive des transistors amplificateurs de puissance à partir d'une source de puissance 20 faible, ce qui permet d'actionner le transformateur suivant le mode intensité. Le côté secondaire du transformateur est formé de bobinages secondaires connectés aux bases des transistors de puissance, et au bobinage de réaction positive connectés en série avec les collecteurs des transistors de puissance. Le rapport des nombres de spires du bobinage de réaction positive et du 25 bobinage secondaire connecté à chaque transistor de puissance est rendu égal à l'inverse du gain de courant du transistor, ce qui permet d'obtenir un gain de courant fixe à partir des transistors lorsqu'ils sont saturés. Une troisième caractéristiques de la présente invention est un circuit commutateur à transistor connecté entre la sortie stabilisée et le côté 30 primaire du transformateur pour fournir un trajet à impédance faible allant de l'étage de commande à la masse dans le cas d'une augmentation inacceptable du potentiel de sortie. Ce trajet élimine les signaux de commande provenant de l'étage amplificateur de puissance jusqu'à ce que le potentiel de sortie soit réduit. 35 D'autres objets, caractéristiques et avantages de la présente invention ressortiront mieux de l'exposé qui suit, fait en référence aux dessins annexés à ce texte, qui représentent un mode de réalisation préféré de celle-ci. La figure 1 représente un circuit d'une réalisation préférée de l'invention. 40 i_a figure 2 représente graphiquement les signaux montrant le fonctionnement 71 18319 4 2096584 normal du circuit de la figure 1. La figure 3 représente graphiquement des signaux montrant le fonctionnement du circuit de protection de dépassement de potentiel de la figure 1. L'alimentation d'énergie stabilisée de la figure 1 comprend un circuit 5 10 pour fournir une impulsion de modulation dont la durée varie selon la valeur des fluctuations de potentiel dans la sortie stabilisée 50, un étage commande-contrôle 12, un transformateur intermédiaire ou de couplage 28, un étage amplificateur de puissance 14, un transformateur de sortie 32, un étage.filtre de sortie 16 et un circuit de protection de dépassement 10 de potentiel 18 connecté entre la sortie stabilisée et le côté primaire du transformateur 28. La partie contrôle de l'étage contrôle-commande 12 comprend, dans le circuit particulier de la figure 1, une source de signal de contrôle 22 ayant deux sorties connectées à une paire de porte NON ET 23 et 24. La section 15 contrôle constitue un moyen pour commuter les transistors de commande 26 et 27 à l'état non conducteur et conducteur, en réponse aux impulsions de modulation provenant du comparateur 42 du circuit de modulation 10. La source de signal de contrôle 22 envoie alternativement des impulsions de sortie sur les lignes de sortie 0 et 0 qui sont déphasées l'une par rapport à l'autre 20 de 180°. La ligne de sortie 0 provenant de la source 22 est connectée à une entrée de la porte NON ET 23. La ligne de sortie 0 est connectée à une entrée de la porte NDN ET 24. Les portes NON ET 23 et 24 sont connectées aux bases des transistors de commande 26 et 27, respectivement. Les émetteurs des transistors 26 et 27 sont connectés en commun à la masse "signal". Les 25 collecteurs des transistors 26 et 27 sont connectés, respectivement, aux bobinages primaires N^ et N^ du transformateur 28. Le transformateur intermédiaire 28 couple l'étage de commande à l'étage amplificateur de puissance 14, rendant les transistors de puissance 30 et 31 alternativement bloqués et saturés, et fournit une sortie alternative 30 au transformateur 32. Le transformateur 28 est un transformateur de courant contenant des bobinages de commande de puissance faible N^ et N^ sur le côté primaire et des bobinages de courant de réaction N„ et N„, et des bobinages 3 □ secondaires N^ et Ng, sur le côté secondaire. Les bobinages de réaction sont bobinés pour faciliter l'écoulement du courant dans les bobinages secon-35 daires afin de fournir une réaction positive comme l'indique les points placés aux bornes des bobinages. Un potentiel de commande stabilisé est appliqué par l'intermédiaire de la résistance 29 au point milieu du côté primaire du transformateur 28. Les valeurs du potentiel de contrôle et de la résistance 29 sont choisies pour fournir un courant faible au transformateur 28, l'amenant 40 à fonctionner suivant le mode intensité. 71 18319 5 2096584 Les bobinages de réaction N et N du transformateur 28 sont connectés o b aux collecteurs des transistors inverseurs de puissance 30 et 31, respectivement. Les émetteurs des transistors 30 et 31, et le point milieu du côté secondaire du transformateur 28 sont connectés à la masse "puissance" 33. 5 Evidemment, les bornes 25 et 33 peuvent être connectées à la même masse. Cependant, dans ce type de circuit, il est avantageux d'utiliser une masse séparée pour les transistors de puissance. Comme on l'expliquera avec plus de détail par la suite, le rapport des nombres de spires des bobinages N w et N. et des bobinages Nc et N„ sont choisis pour assurer que les gains 4 b b ■ 10 de courant des transistors de puissance 30 et 31 restent fixés lorsqu'ils sont saturés. Les transistors de puissance 30 et 31 sont connectés au côté primaire du transformateur 32 par les bobinages N et N , respectivement. L'alimentation 3 b de courant continu non stabilisée est connectée au point milieu du primaire 15 du transformateur 32. Cette source de potentiel peut subir des variations ? importantes à une fréquence relativement faible. Cette variation est éliminée au moyen du présent circuit régulateur. Le secondaire du transformateur 32 est connecté à un filtre de sortie 16. La structure et le fonctionnement de ce filtre sont bien connus dans l'art, et ne seront pas décrits. Il est 20 apparent que d'autres configurations de filtre 16 sont possibles. On utilise un circuit de protection de dépassement de potentiel 18 entre la sortie stabilisée et le point milieu du côté primaire du transformateur 28. Dans la figure 1, ce circuit est formé d'une connexion en série d'une diode zener 34, de la résistance 35 et du transistor 36. La diode zener est conçue 25 de préférence pour posséder un potentiel zener quelque peu supérieur au potentiel de sortie stabilisé souhaité.. Dans cette configuration, le transistor 36 possède une impédance de sortie élevée par rapport à l'étage contrôle-commande et n'est pas conducteur lorsque le potentiel de sortie stabilisé est inférieur au potentiel zener. 3° Le circuit de modulation 10 engendre les impulsions de modulation pour commuter les transistors de commande. La région active des impulsions varie selon les variations du potentiel de sortie stabilisé autour du potentiel de référence. Durant la période de repos, les deux transistors de commande sont maintenus dans leur état conducteur. Le circuit de modulation 10 est 35 connecté entre la ligne de sortie stabilisée 20 et les secondes connexions d'entrée des portes NON ET 23 et 24, et est constitué dans la réalisation préférée de l'amplificateur différentiel 40, du comparateur 42, du potentiel de référence 41 et de l'oscillateur 39. L'entrée positive, c'est-à-dire, sans inversion de l'amplificateur 40 est connectée à la sortie stabilisée; la 40 connexion d'entrée négative à l'amplificateur 40 est constituée par le potentiel 71 18319 6 2096584 de référence 41. La sortie de l'amplificateur 40 est connectée à l'entrée négative du comparateur 42. La sortie du comparateur 42 est connectée en parallèle aux lignes d'entrée des circuits NON ET 23 et 24. L'oscillateur 39 fournit un signal triangulaire bien "défini avec une fréquence et une amplitude fixée. Dans la réalisation préférée, le signal varie de crête à crête de -1 à +1 volt avec une fréquence de 50 KHz. L'opération du régulateur de cette invention sera mieux comprise en se référant à la figure 2 ainsi qu'à la figure 1. Il est pratique de commencer à la sortie stabilisée 50 S où apparaît un potentiel continu qui peut être différent du potentiel de référence souhaité 41. Dans cette illustration le potentiel de référence est choisi de telle sorte qu'il soit égal à 5 volts continus et la sortie stabilisée désirée est de 5 volts continus sous 10 ampères. Le potentiel de sortie stabilisé est renvoyé par la ligne d'erreur de sortie 20 à l'entrée positive de l'ampplificateur différentiel 40 du circuit de modulation 10. Toute différence entre le potentiel de référence 41 et le potentiel de sortie est détectée par l'amplificateur 40. Le signal d'erreur est alors envoyé à l'entrée négative du comparateur 42. Le signal triangulaire de 50 KHz de l'oscillateur 39 est connecté à l'entrée positive du comparateur 42. Les figures 2A et 2B décrivent, respectivement, le signal d'erreur amplifié et le signal triangulaire. Pour faciliter la compréhension, les signaux sont représentés comme étant superposés. Au temps tQ, le signal triangulaire commence à monter, le signal triangulaire montant coupe le signal d'erreur au temps t^. Le signal décroissant coupe le signal d'erreur au temps t . La largeur du signal triangulaire est égale à t "t secondes ^ u U qui dans ce cas de réalisation est égale à 20 microsecondes. La sortie du comparateur 42 est une impulsion rectangulaire (figure 2CJ dont la durée est fonction des amplitudes relatives du signal triangulaire et du signal d'erreur. Le signal de modulation est actif avec un niveau haut de 5 volts, lorsque le signal triangulaire possède une amplitude supérieure au signal d'erreur, et dans la période de repos de 0 volt, lorsque le signal d'erreur est supérieur au signal triangulaire. L'amplitude du signal de modulation est, naturellement, indépendante des autres signaux. Dans la figure 2C, la durée de la première période active du signal de modulation est égale à ^-t-j secondes. Dans la situation idéale, le signal provenant de la sortie stabilisée serait au potentiel de référence, 5 volts. La sortie provenant de l'amplificateur différentiel 40 serait alors de 0 volts. Le signal d'erreur détecté, figure 2A, serait alors horizontal au niveau de 0 volt. La période active du signal de modulation (figure 2C) provenant du comparateur 42 serait alors 71 18319 7 2096584 de 1D microsecondes, ce qui est la largeur d'impulsion du niveau 0 volt Cdemi-amplitude) du signal triangulaire (figure 2B). Si le potentiel de sortie stabilisé varie au-dessous du potentiel de référence, la période active du signal de modulation augmente, donnant une impulsion de 5 volts 5 dépassant la largeur de 10 microsecondes. Inversement, un potentiel de sortie stabilisé dépassant 5 volts entraîne une période active inférieure à 10 microsecondes. Le signal de modulation provenant du comparateur 42 est envoyé aux secondes entrées des portes NON ET 23 et 24. Les signaux de commande 0 et 10 0 sont envoyés aux premières entrées des circuits NON ET en provenance de la source de signal de commande 22. On représente dans les figures 2D et 2E les formes schématisées des signaux de commande 0 et 0, respectivement. Les temps de commutation conducteurs et commutation non conducteurs sont synchronisés avec les temps de commutation conducteurs et non conducteurs 15 du signal triangulaire au temps tQ et t3 pour le premier signal de commande de telle sorte que l'un ou l'autre des signaux de commande soit en phase avec le signal triangulaire. Cela permet aussi de s'assurer que les signaux de commande sont synchronisés avec le signal de modulation et que la largeur possible maximale de ce dernier est égale à la largeur du signal de commande. 20 La sortie de l'une ou l'autre des portes NON ET est une impulsion négative lorsque son signal de commande associé est positif et le signal de modulation est actif (+5V). L'impulsion a une durée égale à la durée de la période active du signal de modulation. Durant la période de repos du signal de modulation, les deux portes NON ET seront positives (NON enclenchées) simultaném-25 ent comme on peut le voir dans les figures 2F et 2G. Lorsque l'une des deux portes non ET est conditionnée, son transistor de commande associé est non conducteur et sa sortie collecteur est positive, comme le montre la figure 2H pour le transistor 26 et la figure 21 pour le transistor 27. La figure 2J représente la configuration des impulsions au point milieu du côté primaire 30 du transformateur 28. Cette configuration est une superposition des figures 2H et 21 mais l'amplitude maximale est de 4 volts, une moitié de l'amplitude des sorties des transistors de commande. Lorsque les deux portes NON ET sont déconditionnées, les deux transistors de commande conduisent et leurs collecteurs sont à zéro volt. Cela court-circuite tout courant dans les 35 bobinages N^ et N2 vers la masse signal 25. En résumé de ce qui a été dit précédemment, on a montré que le fonctionnement du circuit de modulation 10 fournit des impulsions à la section contrôle, impulsions dont la largeur varie selon les variations du potentiel de sortie stabilisé et qui ont une amplitude constante. La source signal de contrôle 22 et les portes NON ET 23 et 24 représentent un moyen de commutation alternatif 71 18319 8 2096584 et cyclique des transistors de commande 26 et 27 durant les périodes actives alternées du signal de modulation et pour maintenir les deux transistors conducteurs durant les périodes de repos du signal de modulation. La signification de cette dernière propriété sera expliquée avec plus de détail ci-5 dessous. Pour analyser le fonctionnement des transformateurs intermédiaires 28, on suppose que le signal de modulation se trouve dans une période active et que le signal 0 provenant de la source de contrôle 22 est positif. La sortie de la porte NON ET 23 est alors négative et la sortie provenant de 10 la porte NON ET 24 est positive. De ce fait, le transistor de commande 26 est non conducteur et le transistor de commande 27 est conducteur. Le collecteur du transistor 27 se trouve à 0 volt. Le courant de commande provenant du potentiel de commande stabilisé traverse la résistance 29 et le bobinage N2 vers la masse signal. Dans la réalisation préférée, le potentiel de commande 15 stabilisé est de +12 volts et la valeur de la résistance 29 est de 1KS2, ce qui assure une intensité faible, un couplage de puissance faible du signal de modulation de la masse signal à la masse puissance. L'intensité de commande engendre un potentiel positif dans le bobinage secondaire N^ (figure 2K) à la base du transistor de puissance 30 et le rend conducteur. Le collec-20 teur du transistor 30 passe à 0 volt. L'alimentation continue non stabilisée de 28 volts conduit par l'intermédiaire du bobinage de réaction positif Ng à travers le transistor 30. Cela entraîne la régénération du courant base du transistor 30 jusqu'à saturation du transistor. Du fait que le rapport des spires des bobinages N I 25 j^- est réglé à — = — , 4 4 c le gain inverse dB courant du transistor 30 reste fixé dans le mode saturé. Ce fonctionnement a l'avantage important de permettre un gain de courant fixé pour le transistor 30 et permet aussi d'obtenir une commande plus efficace de courant base en provenance de la source de potentiel continue non 30 stabilisée. N 6 b De même, le rapport des spires: rj— est réglé égal à du transistor l'p «L 5 c 31, et le fonctionnement précédemment décrit pour le transistor de puissance 30 sera le même pour le transistor 31 lorsque le transistor de commande 26 est conducteur et que le transistor 27 est bloqué comme on peut le voir 35 dans la figure 2L Les rapports de spires K no o c — et — sont approchés car ils doivent être réglés légèrement pour 4 5 la petite quantité de courant base provenant des bobinages et qui est 71 18319 9 2096584 limité par la résistance 29. Lorsque le signal de modulation se trouve dans sa période de repos, figure 2C, on peut voir dans les figures 2H et 21 que les deux transistors de commande 26 et 27 sont conducteurs. Par exemple, la première période 5 de repos du signal de modulation de la figure 2C, se produit entre les temps t2 et t^. On peut aussi voir dans la figure 2H que le transistor de commande 26 devient conducteur au temps-t2 et que le transistor de conmnande 27 est déjà conducteur à t2 et il conduit jusqu'à la période active suivante du signal de modulation au temps t^. Les deux transistors de commande étant 10 conducteurs, les bobinages et N2 agissent comme dissipateurs à impédance faible, pour le courant couplé magnétiquement des bobinages ou suivant lequel de ces deux transistors de puissance qui devient non conducteur. Le temps de conservation de la base du transistor est aussi réduit par ce moyen. On obtient une augmentation marquée de l'efficacité globale. 15 La sortie aux collecteurs des transistors de puissance 30 et 31 est décrite dans les figures 2M et 2N, respectivement. Les impulsions de sortie possèdent un niveau de référence de 28 volts, la valeur du potentiel continu non stabilisée, et ils possèdent des largeurs d'impulsions égales aux régions actives correspondantes des signaux de modulation. La figure 2P montre la 20 sortie aux bornes du secondaire du transformateur 32 à la borne 49. Cette partie du circuit est classique dans l'art. Le niveau élevé de la sortie est de 9 volts, déterminé par le rapport des spires des bobinages primaires et secondaires du transformateur de sortie. Dans la réalisation préférée présente, le rapport des spires des bobinages secondaires et primaires du 25 transformateur 32 est égal à 0,45. La figure 2Q montre le courant obtenu à la charge de sortie. Si la sortie de courant diminue, la sortie stabilisée a tendance à augmenter et le signal d'erreur de la figure 2A monte au-dessus du niveau 0. La largeur du signal de modulation, figure 2C, diminue alors et le potentiel de sortie 30 est réduit en conséquence. Dans le cas d'un fonctionnement défectueux de l'un des composants, le circuit de protection de surtension protège le circuit de charge de sortie en stabilisant le potentiel à un niveau 10% supérieur au niveau nominal. Cela naturellement est un chiffre arbitraire. Dans les conditions de fonction-35 nement normal, 1b transistor 36 est toujours bloqué, fournissant une impédance élevée entre la masse 25 et son collecteur. Durant un fonctionnement normal, le potentiel de sortie stabilisé restera à un niveau stabilisé au-dessous du potentiel de zener de la diode 34, empêchant le transistor 36 de devenir conducteur. Dais cette réalisation, le potentiel de zener est choisi de 40 façon à être égal à 500 millivolts, ou 10% au-dessus du potentiel de sortie 71 18319 10 2096584 nominale de 5 volts. Les pannes communes à ce type de régulateur peuvent entraîner la formation par l'étage amplificateur de puissance d'une onde rectangulaire comme on le montre dans la figure 3A. Parmi les pannes de composant qui peuvent entraîner ce fonctionnement, on trouve: transistors de 5 contrôle ou de commmande défectueux, échec du niveau haut des amplificateurs du circuit de signal de modulation ou perte de l'un des potentiels de commande, □ans les environnements pour lesquels sont conçus ces régulateurs, de tels échecs pourraient être catastrophiques. Au mieux, une panne de composant constitue un inconvénient du fait des difficultés importantes de réparation. 10 Le circuit de protection de dépassement de potentiel élimine ce problème en assurant que le potentiel de sortie ne dépassera jamais 6 volts. Si le potentiel de sortie stabilisé à la borne 50 dépasse le potentiel de zener de la diode 34, le transistor 36 sera rendu conducteur. Cela fournit un trajet à impédance faible aux bornes des bobinages primaires et N2 du 15 transformateur 28. Le courant est ainsi shunté par les bobinages et à la masse signal. Cela rend les transistors de puissance 30 et 31 non conducteurs, ce qui ramène le potentiel de sortie à un niveau supérieur de 1 volt à 500 millivolts, au niveau de sortie normal. Un exemple d'un échec de composant qui entraîne ce fonctionnement est représenté dans la figure 3. 20 Dans la figure 3A, les cinq premières impulsions du train apparaissant au point milieu du bobinage primaire du transformateur 28 sont représentées comme dans un fonctionnement normal. La sixième impulsion, au temps indique un défaut, par exemple, le comparateur 42 tombe en panne à l'état positif. Les impulsions demi-ondes ont été converties en une configuration 25 d'impulsion complète. Cela affecte le fonctionnement du transistor de puissance 30 en modifiant ses impulsions de sortie qui variaient de 26 à 56 volts en impulsions qui varie de 0 à 56 volts comme on le montre dans la figure 3B commençant au temps t^. Le signal de puissance amplifié apparaissant à la borne 49 est décrit dans la figure 3C. Il s'est transformé en onde 30 complète au lieu d'une demi-onde, et cela a pour résultat que le potentiel de sortie stabilisé, décrit dans la figure 3D, dépasse le potentiel nominal de 5 volts. Lorsque le potentiel zéner de 5,5 volts de la diode 34 est dépassé au temps t^» Ie transistor 36 commence à conduire et fournit un trajet à impédance faible par les bobinages et N2» du potentiel de corrmande 35 stabilisé à la masse. Cela .rend le transistor de puissance 30 non conducteur peu de temps après, jusqu'à ce que la sortie stabilisée passe au-dessous du potentiel de zéner de 5,5 volts. Le régulateur de potentiel continuera à stabiliser le potentiel de sortie à un niveau supérieur de 500 millivolts à 1 volt au potentiel de référence avec un cycle utile déterminé par la 40 charge de sortie et le temps de réponse du filtre 16. 71 18319 11 2096584 Bien que l'on ait décrit dans ce qui précède et représenté sur les dessins les caractéristiques essentielles de l'invention appliquées à un mode de réalisation préféré de celle-ci, il est évident que l'honnme de l'art peut y apporter toutes modifications de forme ou de détail qu'il juge utiles, 5 sans pour autant sortir du cadre de ladite invention. 71 18319 12 2096584 REVENDICATIONS 1.- Régulateur de tension fournissant à partir d'une tension d'alimentation oontinue non stabilisée un signal de sortie régulé et comprenant un étage de commande couplé par un transformateur intermédiaire à un étage amplificateur 5 de puissance connecté à la tension d'alimentation non régulée et à la charge de sortie pour appliquer de façon intermittente la tension d'alimentation à la charge, les étages amplificateurs de puissance et de commande comprenant chacun deux transistors, caractérisé en ce qu'il comprend: un circuit de modulation dont une entrée est connectée à la sortie régu-10 lée afin de produire un signal de modulation ayant des périodes actives et de repos dont la largeur varie suivant les variations de la tension de sortie régulée et qui ont une amplitude constante, un circuit de contrôle connecté entre la sortie du circuit de modulation et l'étage de commande pour faire passer alternativement les transistors de 15 commande à leur état non conducteur lorsque le signal de modulation est dans une période active et pour les faire passer à leur état conducteur lorsque le signal de modulation est dans une période de repos. 2.- Régulateur selon la revendication 1 caractérisé en ce que le circuit de modulation comporte: 20 une source de potentiel de référence, un oscillateur qui engendre un signal triangulaire, un amplificateur différentiel ayant des première et seconde entrées connectées à la tension de sortie régulée et la source de potentiel respectivement, et ayant une sortie fournissant un signal représentant la différence 25 entre le potentiel de référence et la tension de sortie, un comparateur, ayant une première et une seconde entrées connectées à l'oscillateur et à la sortie de l'amplificateur respectivement pour produire le signal de modulation. 3.- Régulateur selon la revendication 1 ou 2 caractérisé en ce que le moyen 30 de contrôle comprend: une source de signaux de contrôle ayant deux bornes de sortie fournissant deux signaux déphasés l'un par rapport à l'autre, ayant une durée qui est égale à la durée maximum de la période active du signal de modulation et synchronisée avec elle, 35 des premier et second moyens de transfert ayant des premières entrées connectées aux première et seconde sorties de la source de signaux de sortie, et des secondes entrées connectées à la sortie du circuit de modu 71 18319 13 2096584 lation, chacun de ces moyens de transfert ayant une sortie connectée aux premier et second transistors de commènde respectivement pour commuter les transistors en fonction des signaux reçus à partir de la source de signaux de sortie et du circuit de modulation. 4.- Régulateur selon l'une quelconque des revendications précédentes caractérisé en ce que le transformateur intermédiaire comprend: un premier et un second enroulements de réaction sur le côté secondaire connectés en série avec les collecteurs des premier et second transistors de puissance, le rapport des nombres de spires de l'enroulement de réaction et de l'enroulement secondaire étant égal au gain de courant inverse du transistor de puissance associé, ce qui fait que le j[ain de courant des transistors reste fixé à saturation. 5.- Régulateur selon l'une quelconque des revendications précédentes » caractérisé en ce que: une source de teasion stabilisée sous courant faible est connectée au point milieu de l'enroulement primaire du transformateur intermédiaire pour réaliser une commutation basse puissance des transistors de puissance. B.- Régulateur selon l'une quelconque des revendications précédentes caractérisé en ce qu'il comprend: un moyen de protection de surtension connecté entre la sortie régulée et l'enroulement primaire du transformateur intermédiaire pour détecter les variations de la tension de sortie et régler le niveau de fonctionnement du transformateur intermédiaire lorsque la tension de sortie dépasse un niveau prédéterminé. 7.- Régulateur selon la revendication B caractérisé en ce que le moyen de protection de surtension comprend: une diode zener ayant une tension eener égale au niveau de tension de sortie prédéterminé et ayant une borne connectée à la tension de sortie régulée, un transistor de commutation ayant une entrée connectée à l'autre borne de la diode zener et ayant une première sortie connectée à l'enroulement primaire du transformateur intermédiaire et une seconde sortie connectée à la masse, le transistor de commutation ayant une impédance élevée entre ses première et seconde sorties lorsque la sortie régulée a un niveau inférieur à la tension zener de la diode et ayant une impédance faible lorsque la tension zener est dépassée afin de réaliser un circuit d'impédance faible partant de l'enroulement primaire du transformateur intermédiaire à la masse.