La présente invention a pour objet un circuit à onde ralentie et à cavités couplées et un tube à micro onde utilisant un tel circuit. Dans les circuits connus à onde ralentie et à cavités couplées 5 le mode à fentes à fréquence elevée et le mode à cavités à fréquence plus basse sont réunis sur le bord supérieur de la bande du mode à cavités de façon à augmenter sensiblement la largeur de bande à froid du circuit à onde ralentie composée. Cependant, dans les circuits connus, les fentes de couplage sont décalées dans les 10 parois extrêmes successives des cavités en sorte que les ondes traversant le circuit à onde ralentie ondulent à travers les espaces d'interaction comme dans un guide d'onde replié. Le problème dans cette géométrie, est que, bien que la largeur de bande à froid du circuit soit nettement accrue du fait de la réunion des modes à 15 fentes et à cavités, le branche de l'onde de retour du diagramme a)-/5a une impédance d'interaction sensible pour le déphasage 2 ~7Î~ par portion périodique du circuit et ce circuit tend à engendrer une oscillation d'un onde de retour au point 2"^du mode à cavités. Ainsi, malgré la réunion des modes à fentes et à cavités, dans les 20 circuits à cavités couplées et décalées, la largeur de bande utilisable du circuit pour tin tube chaud est sensiblement inférieure à la largeur de bande à froid du circuit» De ce fait, les circuits dé calés à réunion des modes â fentes et à cavités ont été pratiquement inutilisés dans le passé, 25 Le but principal de l'invention consiste à mettre en oeuvre un circuit à onde ralentie et à cavités couplées perfectionné et un tube utilisant un tel circuit. Suivant une caractéristique de l'invention, il est prévu un circuit à onde ralentie et à couplage par cavités destiné à un tube 30 à micro onde comportant un réseau de fentes de couplage ayant chacune une fréquence de résonance à peu près sur la fréquence extrême de la bande supérieure du mode à cavités de façon à réunir les extrémités de la bande de fréquence elevée du mode à cavités et de la bande de fréquence plus basse du mode à fentes et à augmenter la 35 largeur de la bande passante du circuit à onde ralentie composée, dans lequel les fentes de couplage des parois extrêmes opposées de chacune des cavités couplées ont leurs centres géométriques situés du même côté du faisceau dans un plan déterminé par l'axe du faisceau et lesdits centres, en sorte que l'impédance d'interaction de kO l'espace d'interaction pour le point de fonctionnement correspon 71 31343 2 2105208 dant à un déphasage 2j]~par cavité est sensiblement négligéable, ce qui empêche la propagation d'une onde oscillante de retour dans le tube. Suivant une autre caractéristique de l'invention, le faisceau 5 a une interaction électromagnétique cumulative avec l'énergie de l'onde dans le circuit et dans la zone de If à3sTTradians de déphasage par cavité, ce qui augmente sensiblement 1'impédance d'interaction du circuit. D'autres caractéristiques et avantages de la présente inven-10 tion seront mieux compris en se référant à la description qui va suivre et aux dessins annexés sur lesquels : - la Fig. 1 est un schéma partiellement sous forme de blocs et partiellement coupé d'un tube à micro onde d'un type connu ; - la Fig. 2 représente une vue en perspective d'une des cavités 15 couplées du circuit connu à onde ralentie de la Fig. 1 ; - la Fig. 3 est une vue coupée en section droite et agrandie de la partie de la structure de la Fig. 1 délimitée par les lignes I-II et utilisant des caractéristiques de la présente invention; - la Fig. 4 est un schéma en perspective d'une des cavités couplées 20 du circuit de la Fig. 3 5 - la Fig. 5 est un diagramme/ymontrant les bandes passantes des circuits du mode à cavités, du mode à fentes et du mode réuni à cavités et à fentes ; - la Fig. 6 représente un diagramme de la fréquence normalisée en 25 fonction du déphasage normalisé par cavité montrant les caractéristiques de dispersion du circuit connu à cavités décalées et des circuits à onde ralentie et à mode de réunion de la présente invention ; - la Fig. 7 représente un diagramme de l'impédance d'interaction en 30 fonction du déphasage normalisé montrant les caractéristiques du circuit en modes réunis de la présente invention et des circuits connus à modes réunis avec décalage, et - la Fig. 8 représente le jàiagramme de la puissance d'entrée en kilowatts en fonction de la fréquence en GHz montrant les caracté— 35 ristiques de sortie d'un tube à onde progressive utilisant les caractéristiques de l'invention. Sur la Fig. 1 on a représenté Tin tube à micro-onde d'un type connu. Ce tube 1 comprend un canon à électrons 2 qui projette un faisceau d'électrons 3 suivant une trajectoire allongée sur une 40 électrode collectrice 4 qui recueille et dissipe l'énergie du fais 71 31343 3 2105208 ceau. Un circuit 5 à onde ralentie et à cavités couplées est disposé autour du faisceau 3 de façon à avoir une interaction électromagnétique cumulative avec le faisceau. Dans un mode de réalisation connu, ce circuit 5 fonctionne avec un déphasage du diagramme 5 par partie de cavité tel qu'il soit compris entre II et 2//entre les espaces d'interaction successifs du circuit. En d'autres termes, le circuit fonctionne suivant le deuxième harmonique spatial du dia-gramme/J-/3 de façon à amplifier l'énergie de l'onde couplée au circuit 5 par l'intermédiaire d'un dispositif de couplage d'entrée tel 10 qu'un iris de couplage 6. L'énergie de l'onde a une interaction cumulative avec le faisceau en engendrant une onde de sortie amplifiée qui est couplée à partir de l'extrémité aval du circuit par un iris de sortie 7 à tin guide d'onde 8 communiquant avec une charge, telle qu'une antenne, non représentée. 15 Ce circuit du type connu renferme un réseau longitudinal de ré sonateurs à cavités9 couplées les uns aux autres par un réseau de fentes de couplage 11 décalées le long du circuit sur les parois opposés de chacune des cavités. Plus précisément, les fentes 11 alternent d'un côté à l'autre du faisceau tandis que l'énergie de l'onde 20 se propage à travers le circuit dans la direction principale du faisceau. Ceci est appelé ci-après un circuit à cavités couplées par décalage, comme représenté sur la Fig. 2. Ce circuit connu 5 a un diagramme A)~/3 représenté sur la Fig. 5 par les courbes 12 et 13» La Fig. 12 représente un diagramme A) -/3 25 de la première bande passante à plus faible fréquence du mode à cavités et la courbe 13 représente la bande passante à fréquence plus elevée du mode à fentes du circuit 5 à cavités couplées par décalage. Ce circuit connu a été réuni, suivant une disposition connue, en dimensionnant convenablement les cavités 9 et en accordant 30 la fréquence de résonance des fentes 11 sur une fréquence sensiblement inférieure à la fréquence la plus elevée de la bande passante du mode à cavités. Quand ces deux modes, "le mode à fentes et le mode à cavités,sont réunis dans un circuit à fentes décalées, le mode résultant de la réunion a un diagramme /O-yCS représenté par les 35 courbes 14 et 15 de la Fig. 5* Ainsi, la bande passante à froid du circuit à fentes décalées et à modes réunis augmente par rapport à celle du circuit ou ces modes ne sont pas réunis. Cependant, comme le montre la Fig. 7, l'impédance d'interaction du circuit à fentes décalées sans réunion augmente jusqu'à des valeurs très elevéespour 40 des déphasages par cavité compris entre 1,67Tet 2 7fradians, tandis 71 31343 4 2105208 que l'impédance du circuit à modes réunis a une valeur moins élevée Ceci signifie que, pour des rapports raisonnables de l'inductance à la capacité des fentes, c'est-à-dire nettement supérieurs à zéro, la vitesse du faisceau doit être réglée de façon à obtenir un 5 déphasage inférieur à 1 ,5 JT radians par cavité, sans quoi on obtient \me interaction, due à l'impédance d'interaction élevée, voisine du 2 // radians de déphasage par cavité, ce qui fait osciller 1 tube. Donc, on doit régler le faisceau soigneusement de telle sorte 10 que la tension du faisceau ne soit pas inférieure à celle donnant un déphasage compris entre ~]f et 2 7]~ radians, sans quoi le circuit oscille. -I Un autre inconvénient de ce fonctionnement avec un déphasage de TTbl 1 ,5 77" radians par cavité est que, pour des fréquences rela— 15 tiveinent élevées, par exemple par des longueurs d'onde millimétriques, le longueur des cavités ou l'épaisseur des parois entre les cavités pour une vitesse de faisceau fixe est relativement faible, ce qui diminue l'impédance d'interaction, ou alors, si cette longueur est maintenue constante, l'épaisseur des parois entre cavités 20 contiguës doit être réduite, ce qui diminue la capacité thermique du circuit. Sur les Figs. 3 et 4, on a représenté le circuit 19 à onde ralentie et à cavités couplées de l'invention. Ce circuit 19 est sensiblement le même que celui de la Fig. 1 sauf que les fentes de 25 couplage 21 sont disposées en sorte que leurs centres géométriques sont situés sur une droite parallèle à l'axe du faisceau et disposés d'un seul côté de l'axe du faisceau 3. En outre, les fentes 21 sont dimensionnées de façon à avoir une fréquence de résonance sensiblement sur la fréquence supérieure extrême du mode à cavités, 30 comme indiqué par la ligne 12 de la Fig. 5. De cette façon, le circuit à onde ralentie et à cavités couplées est réuni en fouraissanl des diagrammes /J -{3 de réunion, comme le montre les courbes 14 et 15 de la Fig. 5. Ce circuit en modes de réunion de bandes a une caractéristique 35 de fréquence normalisée en fonction du déphasage normalisé représentée par les courbes 22 de la Fig. 6. En outre, le circuit 19 des Figs. 3 et 4 a une caractéristique d'impédance en fonction du déphasage par cavité représenté par la famille des courbes 2k de la Fig. 7» Cette famille de courbes se distingue de la famille de cou: 40 bes du circuit à décalage et à n'uni or de bandes dos Fie;.''. 1 et 2, COPY 71 31343 ; 2105208 du t'ait que l'impédance d'interaction diminue nettement quand on s'approche du point de fonctionnement correspondant à tin déphasage de 2 ~f radians par cavité, tandis que le circuit connu a une impédance d'interaction qui tend vers l'infini en ce point. 5 Ainsi, dans le circuit des Figs. 3 et 4, la tension appliquée au faisceau peut traverser le point de fonctionnement de déphasage 2If sans rendre le tube instable et sans créer d'oscillations d'une onde réfléchie. Donc le circuit des Figs. 3 et k peut fonctionner dans une zone de déphasage par cavité entre 1,5/"et 1,8 7" radians 10 sans devenir instable. Ceci permet d'augmenter sensiblement la période du circuit (la période du circuit est égale à la longueur d'vne • cavité augmentée de la largeur de la paroi entre deux cavités conti-guës) pour une fréquence de fonctionnement donnée, ce qui donne une impédance d'interaction plus élevée du circuit, ou bien, en réglant 15 l'épaisseur des parois pour une impédance d'interaction donnée, on peut augmenter la capacité thermique du circuit par rapport à celle des circuits à décalage connus des Figs. 1 et 2. Plus particulièrement, le circuit à réunion de bandes des Figs 3 et k peut fonctionner avec un déphasage par cavité de 1,6 /T à 1,8 20 Jj~ radians par cavité. Ceci représente environ une période de 25 ^ supérieure pour le circuit de l'invention à celle du circuit connu à décalage et à réunion de bandes. Cette longueur supplémentaire peut être prise dans la longueur des cavités pour augmenter l'impédance d'interaction ou elle peut être utilisée pour augmenter l'é— 25 paisseur des parois entre les cavités p. Par exemple, avec une épaisseur de paroi initiale représentant 25$ de la période et une longueur de cavité de 75$, une augmentation de 25$ de la période permet de maintenir la longueur de la cavité et de doubler l'épaisseur des parois. Ceci permet de doubler sensiblement la puissance 30 du circuit. Une caractéristique importante supplémentaire du circuit 19 est de ne pas créer d'instabilité sur les bords de la bande. Comme décrit précédemment dans les circuits à onde ralentie ayant une caractéristique de phase plus habituelle, représentée par exemple par 35 les courbes 25 et 26 de la Fig. 7 et les courbes 27 et 28 de la Fig. 6, la pente de la caractéristique s'approche de zéro sur les bords de la bande de fréquence et crée une impédance d'interaction élevée sur ces fréquences. Comme l'adaption du circuit est généralement mauvaise sur ces fréquences, des oscillations résonantes du type ^0 monotron se produisent souvent à moins d'utiliser une technique 71 31343 6 2105208 spéciale de fabrication pour supprimer ces oscillations. De nouveau, du fait des propriétés uniques du circuit 19, le mode à cavités, qui produit les champs d'interaction dans les cavités, n'est pas engendré au point 2~fTdans le circuit<> Ceci est du principalement 5 au fait que, dans la structure de l'invention, les fentes sont résonantes à cette fréquence tandis que la fréquence de résonance des fentes dans un circuit connu à décalage de fentes et à réunion de bandes se trouve toujours en dessous de ce point. Le mode à cavités ne reçait pas d'excitation appréciable dans le circuit 19 lorsque 10 les fentes représentent une impédance élevée. Ceci peut se comparer au cas où on s'efforce d'exciter une section demi-onde d'une ligne de transmission en circuit ouvert en produisant une tension maximum au centre plutôt qu'aux extrémités de la ligneJ La presque complète suppression de l'impédance d'interaction 15 associée au circuit de la Pig. 19 au point 2 lf a été observée dans des tubes en fonctionnement. , V L'impédance totale d'interaction d'un circuit à cavités * H couplées est déterminée principalement par le coefficient 77 de ca- «1 vite et par la pente de la courbe de phase. Cette impédance est 20 toujours relativement élevée dans les zones où la vitesse de groupe du circuit est faible. L'impédance d'interaction effective du fais-»-ceau dépend aussi du coefficient de couplage des espaces d'interaction en sorte qu'une figure de mérite des circuits à cavités coup- n w ^ lées est le facteur ^ ^p) • La Pig. 7 montre l'impédance d'inter- 25 action totale de la famille des circuits présentée sur la Pig. 6. / R Tous les circuits ont été calctilés pour — es 50. Les impédances ob- tenues ave© la configuration du circuit décaJLée des Pigs. 1 et 2 sont contenues entre les limites des courbes (a) et (b). Le circuit à réunion de bandes sans décalage de l'invention 30 tend à produire une impédance plus élevée pour des valeurs faibles de p du fait de la faible vitesse de groupe associée audit circuit dans ces conditions. Les impédances mesurées sont en accord avec les impédances calculées sauf en ce qui concerne l'impédance d'interaction zéro que 35 l'on observe expérimentalement au point ZlT dans le cas du circuit à réunion en ligne de l'invention. Dans un tube à micro-onde du type représenté sur les Pigs. 3 et h, qui a été construit pour fonctionner sur la bande Ku, la courbe de phase correspond à la courbe ayant un rapport 7; de 1000 sur les £ 40 Pigs. 6 et 7» Ce tube fonctionne avec une pervéance de 0,8 x 10"" 71 31343 7 2105208 et la tension appliquée au faisceau est de 20,7 kilovolts pour un courant du faisceau de 2,35 ampères. La Pig. 8 représente une courbe de variation de la puissance de sortie en fonction de la fréquence. La puissance maximum mesurée est de 8,4 kilowatts avec une largeur 5 de bande sur 1db de 2$ et un gain en saturation de 34,7 db. Ce tube a été construit sans électrode de modulation du courant du faisceau. En outre, aucun matériau d'atténuation de l'onde n'a été ajouté au circuit. La perte d'insertion mesurée de la section du circuit est d'environ 1db. La puissance du faisceau est appliquée au tube en 10 faisant varier la tension du faisceau de zéro à la tension de fonctionnement. On a fait varier la tension du faisceau autour du point 2 77"pour reclierclier les zones d'instabilité. Aucune instabilité n'a été observée. La suppression de la nécessité de l'introduction de pertes supplément ai ï-e s du circuit simplifie beaucoup la fabrication 15 particulièrement en ce qui concerne les dimensions très réduites associées aux ondes millimétriques. Bien que le circuit à cavités couplées en ligne des Figs. 3 et 5 ait été décrit comme pouvant être utilisé avec une interaction d'onde directe dans un tube à onde progressive fonctionnant avec un 20 déphasage par période situé entre 1,5^et 1,87"radians par cavité, il peut aussi être utilisé avec avantage comme circuit de sortie d'un tube hybride utilisant une série de cavités de klystron à groupement d'électrons suivies du circuit à cavités couplées en ligne des Figs. 3 et 4 comme circuit de sortie. 25 Bien que l'invention ait être décrite à l'aide de modes de ré alisation donnés à titre d'exemple, il est clair que de nombreuses modifications peuvent leur être apportées sans sortir du cadre de ladite invention. 35 40 71 31343 8 2105208 RE YENDI GATIONS 1. Appareil pour tube à micro-ondes comportant un dispositif de projection d'un faisceau électronique suivant une trajectoire allongée, un circuit à onde ralentie disposé autour du faisceau échangeant de l'énergie électro-magnétique avec ce faisceau, ce circuit 5 comprenant un réseau de résonateurs à cavités disposés autour du faisceau ayant une interaction électro-magnétique avec ce faisceau, les résonateurs à cavités contigu£s ayant des parois extrêmes communes, un réseau de fentes de couplage disposées dans les parois extrêmes communes desdits résonateurs de façon à coupler de l'énergie é-10 lectro-magnétique à ce réseau en constituant un circuit à onde ralentie ayant une bande de fréquence correspondant à un mode à cavités associé aux cavités couplées et une bande de fréquence correspondant à un mode à fentes centré sur line fréquence plus élevée que la bande passante du mode à cavités et associé au réseau à fen-15 tes, cet appareil étant caractérisé en ce que les fentes sont di-mensionnées par rapport aux dimensions des cavités de façon à avoir une fréquence de résonance sur la fréquence supérieure extrême de la bande du mode à cavités dans le but de réunir les bords de la plus haute bande de fréquences du mode à cavités et de la plus basse 20 bande de fréquences du mode à fentes en augmentant la largeur de la bande passante de l'onde ralentie composée. 2. Appareil selon Revendication 1 dans lequel lesdites fentes de couplage des parois extrêmes opposées de chacune des cavités ont leurs centres géométriques placés sur un côté du faisceau électro— 25 nique dans un plan délimité par l'axe de ce faisceau et lesdits centres. 3o Appareil selon Revendication 1 dans lequel ledit circuit à onde ralentie et à cavités couplées est un circuit à onde de retour pour l'harmonique fondamental spatial. 30 4. Procédé de fonctionnement stabilisé d'un tube à onde ralen tie et à cavités couplées fonctionnant à l'aide d'une interaction électro-magnétique cumulative avec ton faisceau d'électrons dans la zone de TT à 2 ~|f radians de déphasage par période d'un circuit à onde ralentie, ce procédé étant caractérisé par l'accord des fentes 35 de couplage entre les résonateurs à cavités contiguës du circuit suivant un mode de résonance à fentes sensiblement sur la fréquence supérieure extrême de la bande du mode à cavités de l'onde ralentie de façon à réunir un bord de la bande de fréquence inférieure du mode à fentes avec un bord de la bande de fréquence supérieure du 71 31343 9 2105208 mode à cavités, en augmentant sensiblement ainsi la largeur de la bande passante du circuit à ondesralenties composé et en éliminant la bande de fréquence d'arrêt entre les modes de propagation à cavités et à fentes. 5 5» Procédé selôn Revendication k comportant la mise en place des fentes de couplage des parois extrêmes opposées de chacune des cavités couplées sur un seul côté du faisceau et dans un plan défini par l'axe du faisceau et les centres géométriques desdites fentes. 10 6. Procédé selon Revendication h comportant la mise en place des fentes de couplage des parois extrêmes opposées de chacune des cavités suivant une ligne droite parallèle à l'axe du faisceau et située d'un côté de ce faisceau.