La présente invention concerne un circuit de démodulation et de filtrage pour un récepteur d'impulsions téléphoniques codées. On connaît déjà'deys dispositifs téléphoniques d'émission et de réception d'impulsions téléphoniques codées, modulées en amplitude et à répartition temporelle ; un dispositif de ce type est décrit par exemple dans le brevet 0 72.00102, déposé par la demanderesse le 4 janvier 1972, ainsi que dans son premier certificat d'addition NO 72.43763, déposé le 8 décembre 1972, et dans son second certificat d'addition NO 75.34824, déposé le 14 novembre 1975.Dans ces dispositifs connus, la fonction de démodulation des impulsions modulées en amplitude et à répartition temporelle, d'une part, et la fonction de filtrage passe-bas du signal démodulé, d'autre part, sont assurées par deux circuits distincts (par exemple ceux désignés par DM et FD sur la figure 1 du brevet principal N 72.00102, précédemment cité, sa figure 6 représentant une forme de réalisation particulière du filtre actif de démodulation FAD, dont une autre est représentée sur la figure 5 de son premier certificat d'addition NO 72.43763, précédemment cite). Ces deux circuits actifs, assurant des fonctions distinctes, sont évidemment d'une réalisation coûteuse et leur encombrement est relativement important. Ces inconvénients sont d'autant plus graves qu'un démodulateur et un filtre passe-basde démodulation doivent être affectés à chaque abonné d'une installation téléphonique à répartition temporelle (dite encore à division du temps ou "à multiplexage temporel"). La présente invention concerne un circuit unique, qui permet d'assurer, pour un même récepteur d'impulsions télépho- niques codées, à la fois les fonctions de démodulation et de filtrage, et qui peut être réalisé avec des composants, notamment des condensateurs, dont les valeurs présentent de fortes tolérances, sans que cependant les caractéristiques du circuit sortent des tolérances requises. Le circuit de démodulation et de filtrage pour un récepteur d'impulsions téléphoniques codées selon la présente invention est caractérisé en ce qu'il comporte essentiellement un filtre actif passe-bas, comprenant un amplificateur opérationnel A, dont une entrée (-) reçoit de sa sortie une contre-réaction double, par l'intermédiaire d'une résistance R2, en parallèle sur un circuit R4 C2 du type série, dont le point commun est relié à la masse à travers une résistance R3, et qu'un condensateur d'intégration C1 est connecté en parallèle à ladite entrée (-) de l'amplificateur opérationnel A, à travers une résistance R1 en serie. Dans une forme de réalisation préférée du circuit de démodulation et de filtrage selon la présente invention, la valeur de la résistance R2 est choisie très supérieure à celle de la résistance R4, de manière que le filtre passe-bas soit pratiquement d'ordre un. Dans le cas de cette forme de réalisation préférée du circuit selon la présente invention, comportant un filtre passe-bas d'ordre un, les différents paramètres du circuit peuvent être réglés de manière à présenter respectivement leurs valeurs nominales , par un procédé simple, et qui peut être aisément mis en oeuvre de façon automatique.Ce procédé pour régler les paramètres du circuit selon la présente invention, même en cas de fortes tolérances sur les valeurs des condensateurs C1 et C2, est caractérisé en ce qu'il comprend successivement une première phase, consistant à ajuster la valeur de la résistance R1, de manière à adapter la constante de temps R1.C1 à la fréquence de récurrence des impulsions codées à démoduler, une seconde phase, consistant à ajuster la valeur de la résistance R2, de manière que le gain global du circuit pour une tension continue d'entrée ait une première valeur prédéterminée, ainsi qu'une troisième phase, consistant à ajuster la valeur de l'une des résistances R3 et R4 de manière que le gain ou le déphasage global du circuit pour une tension alternative d'entrée, de fréquence définie, ait une seconde valeur prédéterminée. Le circuit de démodulation etde filtrage selon la présente invention offre donc les avantages importants suivants dans la mesure où il peut à lui seul assurer les deux fonctions de démodulation et de filtrage, il permet une économie de coût et d'encombrement pour le récepteur d'impulsions téléphoniques codées qui doit être affecté à chaque abonné d'une installation téléphonique à répartition temporelle. Son prix de revient peut être d'autant plus bas qu'il peut être équipé de condensateurs de fortestolérances,les paramètres du circuit pouvant être alors ajustés à leurs valeurs nominales précises par un procédé simple, aisément automatisable, d'ajustement successif des valeurs de trois résistances dudit circuit. A titre d'exemple,- on a décrit ci-dessous et illustré schématiquement au dessin annexé, une forme de réalisation préférée du circuit de démodulation et de filtrage selon la présente invention. La figure 1 est le schéma par blocs des principaux circuits qui doivent être affectés à chaque abonné d'une installation téléphonique à répartition temporelle. La figure 2 est le schéma électrique d'une forme de réalisation préférée du circuit selon la présente invention. Sur la figure 1, OD désigne une borne à laquelle une ligne omnibus d'émission (non représentée) transmet des impulsions modulées en amplitude, qu'un "codec" (codeur-décodeur) a formé à partir des impulsions téléphoniques codées, émises par les circuits de différents abonnés de l'installation à répartition temporelle. Dans une telle installation, les impulsions modulées en amplitude,reçues par la borne OD,étaient jusqu'à présent appliquées à l'entrée d'un circuit actif de démodulation DM, sur la sortie duquel apparaissait généralement une tension "en marches d'escalier ; cette tension de sortie du démodulateur était elle-même appliquée à l'entrée d-'un second circuit actif, de filtrage, du type passe-bas, FAD, dont plusieurs réalisations différentes sont connues et ont été mentionnées précédemment. Le signal téléphonique, résultant de la démodulation et du filtrage des impulsions modulées en amplitude, était ensuite transmis à l'entrée d'un aiguilleur AG et, par l'intermédiaire de la ligne L, à deux fils, au poste P de l'abonné considéré. La même ligne L transmettait d'ailleurs les signaux téléphoniques en sens inverse à l'aiguilleur AG, dont la sortie correspondante les retransmettait à l'entrée d'un filtre actif de modulation FAM, lequel était suivi par un modulateur actif M, conçu de manière à faire apparaître, sur la borne OM,des impulsions modu lées en amplitude par ledit signal téléphonique, ces impulsions étant elles-mêmes transmises par une ligne omnibus (non représentée) au codec déjà mentioné, qui les convertissait en impulsions téléphoniques codées. Selon la présente invention, parmi les différents circuits, précédemment enumérés, qui sont affectés à chaque poste d'abonné P, le demodulateur actif DM et le filtre actif de démodulation FAD sont remplacés par un circuit unique, de démodulation et de filtrage, FM (en traits mixtes sur la figure 1), dont la figure 2 représente une forme de réalisation préférée. Le circuit de démodulation et de filtrage selon la présente invention, dont le schéma électrique est représenté sur la figure 2, comporte essentiellement un amplificateur opérationnel A, d'un type connu, par exemple MAL 741 ou MAL 776 B selon la norme UTE 96111 ; son entrée négative (-) reçoit de sa sortie'S une contre-réaction double, d'une part par l'intermédiaire d'une résistance R2, et, d'autre part, par l'intermédiaire d'un circuit constitué par une résistance R4 en série avec un condensateur C2, ce circuit R4 C2 étant lui-même connecté en parallèle sur la résistance de contre-réaction R2 ; le point commun à la résistance R4 et au condensateur C2 est relié à la masse à travers une résistance R3. Un condensateur d'intégration, C1, est connecté en parallèle à l'entrée négative (-) de l'amplificateur opérationnel A, å travers une résistance R1 en série.Enfin, l'entrée positive (+) de l'amplificateur opérationnel A est reliée à la masse à travers une résistance R5. Ve et Vs désignant les tensions entre d'une part la masse et d'autre part, respectivement, l'entrée E et la sortie S du circuit de la figure 2, on peut calculer facilement la fonction de transfert de ce circuit: Dans une forme de réalisation préférée du circuit selon la présente invention, on choisit pour la résistance R2, une valeur, de par exemple 1 mégohm, très supérieure à celle de la résistance R4, qui est par exemple de 114 kiloohm. Dans ces conditions, la fonction de transfert peut, avec une excellente approximation, être mise sous la forme suivante, plus simple qui montre que l'amplificateur opérationnel A forme avec les composants R1 à R5,et C2,unfiltre passe-bas d'ordre un.Quant au condensateur C1, dont la valeur n'apparaît pas dans la fonction de transfert ci-dessus, il s'agit d'un condensateur d'intégration, qui est chargé périodiquement par les impulsions, modulées en amplitude, que l'entrée E du circuit FM reçoit de la borne OD (figure 1), ce condensateur C1 étant dimensionné, ainsi que sa résistance de décharge R1, en fonction notamment de la fréquence de récurrence desdites impulsions modulées en amplitude, de manière à transmettre au filtre passe-bas une tension d'entree sensiblement en marches d'escalier. Le circuit selon la présente invention, qui est illustré sur la figure 2, est particulièrement avantageux, non seulement du fait qu'il peut assurer les deux fonctions de démodulation et de filtrage, moyennant un prix de revient et un encombrement réduits,mais aussi en raison de ce qu'il peut être réalisé avec des composants, notamment les condensateurs C1 et C2, présentant de fortes tolérances, et par suite peu coûteux. Cette dernière possibilité avantageuse existe en particulier dans le cas où, la résistance R2 ayant une valeur très supérieure à celle de la résistance R4, la fonction de transfert du circuit correspond à la formule (2) ci-dessus.Dans.ce cas,en effet, il est possible de régler les paramètres du circuit selon la présente invention à leurs valeurs nominales respectives, par le procédé suivant, qui comprend exclusivement trois phases successives d'ajustement des valeurs de composants purement résistifs Première phase : on ajuste la valeur de la résistance R1 de manière à adapter la constante de temps R1.C1 à la fréquence de récurrence des impulsions à démoduler ;si par exemple la fréquence de récurrence des impulsions appliquées à l'entrée E du circuit de la figure 2 est de 8 kilohertz , on donne à la constante de temps R1.C1 de préférence une valeur voisine de 1 milliseconde ; pour réaliser cette constante de temps, on peut utiliser par exemple un condensateur C1 dont la valeur est de 1000 pF + 10 z , un tel condensateur, de valeur peu précise, étant relativement bon marché. I1 existe différentes méthodes bien connues pour ajuster alors la valeur de la résistance R1 de telle façon que R1.C1 = T = 1 milliseconde;; par exemple, dans la mesure où, lorsque l'amplificateur opérationnel A du circuit de la figure 2 est normalement alimenté, son entrée négative (-) reste pratiquement au potentiel de la masse, on peut appliquer à l'entrée E dudit circuit une tension continue U pendant une durée juste suffisante pour charger le condensateur C1 à cette tension, puis ajuster la valeur de la résistance R1 de telle façon par exemple que la tension décrois- sante entre les armatures dudit condensateur C1 atteigne exactement la valeur U/2 après une durée de décharge exactement égale à n.Log2. Si par exemple le condensateur C1 utilisé a seulement une valeur de 1000 pF , la méthode de réglage qui vient d'etre indiquéepermettra d'ajuster rapidement et simplement la résistance R1 à la valeur 1 megohm, pour laquelle précisément R1.C1 = 1 ms. Deuxième phase Elle consiste à ajuster la valeur de la résistance R2 de manière que le gain global du circuit pour une tension continue d'entrée (gO) ait une première valeur prédéterminée, par exemple - 1 . Si 1' on applique par exemple une tension continue U à l'entrée E du circuit de la figure 2, la fonction de transfert indiquée précédemment (2) prend alors, pour p = O , l'expression La valeur de la résistance R1 ayant été ajustée lors de la première phase, il suffit alors d'ajuster celle de la résistance R2 de telle façon qu'il apparaisse sur la borne de sortie S du circuit une tension continue exactement égale à go.U,soit,par exemple, - 1. Troisième phase L'une des deux résistances R3 et R4 ayant une valeur proche de sa valeur nominale,mais avec cependant une tolérance pour laquelle le composant correspondant reste d'un prix modéré, on ajuste l'autre résistance, R4 ou R3 ,de Xnariière que le gain global, g(f), du circuit, pour une tension alternative d'entrée u, de fréquence définie, par exemple f = 320 Hz, ait une seconde valeur preterminée par exemple g = - 1 . La formule (2) montre en effet que, pour une tension d'entrée alternative de fréquence f, il n'apparaît sur la borne de sortie S du circuit de la figure 2 une tension ayant la valeur prédéterminée g.u que si par exemple la valeur de la résistance R3 est convenablement ajustée par rapport aux valeurs réelles des composants R1, R2, R4 et C2. I1 suffit donc, pour une tension alternative d'entrée, u, d'ampli- tude U donnée,de connecter à la sortie S du circuit un voltmètre de crête et d'ajuster la valeur dela résistance R3 de manière à lire sur le voltmètre une tension de sortie égale à g.U. A titre de variante de la troisième phase du procédé de réglage précédemment décrit, il est possible d'ajuster la valeur de l'une des résistances R3 et R4 de manière que le depha- sage global du circuit de la figure 2, pour une tension alternative d'entrée u, de fréquence définie,par exemple f = 3600 Hz,ait une seconde valeur prédéterminée, par exemple A= 139 degrés;l'appareil de mesure utilisé est alors évidemment un phasemètre. Le procédé de réglage des paramètres du circuit selon la présente invention, qui vient d'être décrit, peut être aisément automatisé dans le cas où ledit circuit est matérialisé par un circuit solide, du type intégré ou du type hybride, sur lequel les différents composants résistifs sont matérialisés par des plages ou des rubans résistifs, dont les dimensions transversales peuvent être ajustées de façon continue afin de régler avec une précision élevée la valeur de la résistance correspondante ; on connaît à cet effet un appareil produisant un faisceau de rayonnement laser, dont les mouvements sont commandés automatiquement par un calculateur de façon à ajuster les dimensions du ruban résistif, que vient frapper ledit faisceau de rayonnement laser. Cet appareil est réalisé de manière que le faisceau de rayonnement laser soit coupé dès l'instant où la résistance en cours d'ajustement a atteind la valeur requise pour que l'appareil de mesure connecté au circuit fournisse un signal de lecture de valeur prédéterminée, par exemple nulle. On conçoit que la mise en oeuvre du procédé de réglage selon la présente invention en utilisant cet appareil connu,à rayonnement laser,permet une fabrication très rapide et très bon marché des circuits selon la présente invention,avec l'avantage supplémentaire que les différents paramètres de ces circuits peuvent conserver leurs valeurs de réglage pendant une très longue durée de vie. On. appréciera mieux ces différents avantages procurés par la présente invention, en se rappelant qu'un roseau téléphonique a répartition du temps, développe à l'échelon national, devra comporter plusieurs millions de circuits de démodulation et de filtrage du type précédemment décrit. REVENDICATIONS 1. Circuit de démodulation et de filtrage pour un récepteur d'impulsions téléphoniques codées, caractérisé en ce qutil comporte essentiellement un filtre actif passe-bas, comprenant un amplificateur opérationnel, A, dont une entrée (-) reçoit de sa sortie une contre-réaction double, par l'intermédiaire d'une résistance R2en parallèle sur un circuit R4C2 du type série, dont le point commun est relié à la masse à travers une résistance R3, et qu'un condensateur d'intégration C1 est connecté en parallèle à ladite entrée (-) de l'amplificateur opérationnel A, à travers une résistance R1 en série. 2. Circuit selon la revendication 1, caractérisé en ce que la valeur de la résistance R2 est choisie très supérieure à celle de la résistance R4, de manière que le filtre passe-bas soit pratiquement d'ordre un. 3. Procédé pour régler les paramètres du circuit selon la revendication 2, en cas de fortes tolérances sur les valeurs des condensateurs C1 et C2, procédé caractérisé en ce qu'il comprend successivement une première phase, consistant à ajuster la valeur de la résistance R1, de manière à adapter la constante de temps R1.C1 à la fréquence de récurrence des impulsions codées à démoduler, une seconde phase, consistant à ajuster la valeur de la résistance R2, de manière que le gain global du circuit pour une tension continue d'entrée ait une première valeur prédéterminée, ainsi qu'une troisième phase,consistant à ajuster la valeur de l'une des résistances R3 et R4, de manière que le gain ou le dephasage global du circuit pour une tension alternative d'entrée, de fréquence définie, ait une seconde valeur prédéterminée.