La présente invention concerne un système de mesure de la qualité de fonctionnement de chaque répéteur-régénérateur d'une liaison numérique en utilisant des méthodes d'évaluation du taux d'erreur sur les éléments de signal transmis par le répéteur-régénérateur. Pendant longtemps, on s'est borné à évaluer la qualité d'un répéteurrégénérateur en y opérant un bouclage, puis en transmettant des séquences d'éléments binaires connues, ce qui a pour inconvénient d'entrainer la rupture du service polar transmettre lesdits séquences. On a également utilisé la redondance obtenue par le transcodage d'éléments de signal transmis en exploitation normale, mais si le taux d'erreur sur les éléments de signal est faible; la mesure devient lente et ne donne qu'un résultat moyen sur un temps long pendant lequel des fluctuations courtes ont pu se produire. Ouand les éléments de signal sont des éléments binaires, le taux d'erreur est désigné par TEEB. En pratìque. il est intéressant de connaitre l'évaluation de la qualité d'un répéteur-régénérateur. Des études ont déjà été consacrées à l'évaluation instantanée; de la qualité d'une liaison numérique et, à titre d'exemple, on citera les études décrites dans l'article pansu dans la revue américaine "IEEE Transactions on Communication Technology", Vol. COM-16, No. 3, juin 1968, par D.J. Goddhgc, intitulé "Performance Monitor Techniques for Digital Receivers Based on Extrapolation of Error Rate", et dans l'article technique paru dans la revue américaine "IEEE Transactions on Communications", Vol. COM-23, No. 5, mai 1975t par B.J. Leon et autres, et intitulé "A Bit Error Rate Monitor for Digital PSt Links". On a également décrit dans la demande de brevet français 76 08288, déposée le 17 mars 1976 par MM.-Lainey Gilbert et Duponteil Daniel, et intitulée "Dispositifs de mesure du taux d'erreur sur les éléments binaires d'une liaison numerique", des dispositifs comprenant deux démodulateurs ayant leurs entrées reliées en parallèle à l'extrémité de réception de la liaison, les deux démodulateurs étant de structure identique, mais l'un d'entre eux étant correctement réglé tandis que le second est perturbé de manière à obtenir des pseudoerreurs, définies dans l'article technique cité ci-dessus en premier. Les sorties des deux démodulateurs sont couplées aux entrées d'un additionneur modulo-2 dont la sortie est couplée à un compteur qui affiche la mesure de l'évaluation recherchée. Le second démodulateur peut être perturbé en prévoyant, par exemple, à l'entrée un filtrage non optimal, une addition de bruit ou d'une porteuse parasite un décalage de l'horloge ou des seuils de régénération, etc. En fait. l'additionneur modul;o-2 effectue la comparaison, élément binaire à élément binaire, des signaux respectivement délivrés par le premier démodulateur ou démodulateur principal et le second démodulateur ou démodulateur auxiliaire. Toutefois, ces dispositifs, s'ils permettent d'effectuer des évaluations sans rompre les communications et avec des taux d'erreurs meme faibles, ne sont pas précis pour des taux d'erreurs moyens. TJn objet de la présente invention consiste à prévoir un dispositif utilisant un démodulateur ou un comparateur correctement réglé et un démodulateur ou un comparateur auxiliaire à fonctionnement perturbé pour obtenir des pseudoerreurs, comme les dispositifs mentionnés ci-dessus, mais dont la précision est indépendante du taux d'erreur. Suivant une caractéristique de la présente invention, il est prévu un tel dispositif dans lequel le niveau de la perturbation à laquelle est soumis le démodulateur ou le comparateur auxiliaire est réglé de manière à obtenir un taux de pseudoerreurs pratiquement constant. Suivant une autre caractéristique de l'invention, la perturbation est du bruit ajouté au signal appliqué à l'entrée du démodulateur ou comparateur auxiliaire et le dispositif d'évaluation comporte une source de bruit alimentant l'entrée du démodulateur ou comparateur auxiliaire à travers un atténuateur variable dont l'entrée de commande est reliée à la sortie d'un circuit de commande qui délivre un signal proportionnel au nombre d'impulsions délivrés par ledit additionneur pendant une unité de temps, l'atténuation dudit atténuateur variant en raison inverse dudit nombre d'impulsions par unité de temps. Suivant une autre caractéristique de l'invention, ledit circuit de commande comporte un filtre passe-bas à fréquence de coupure très basse dont l'entrée est reliée à la sortie dudit additionneur et dont la sortie est reliée à un amplificateur différentiel qui délivre un signal proportionnel & la différence entre le signal de sortie dudit filtre et une valeur de consigne et appliqué à l'entrée de commande de l'atténuateur variable. Suivant une autre caractéristique de l'invention, quand le dispositif est utilisé avec une liaison dans laquelle les éléments de signal sont très courts, entre la sortie dudit additionneur et ledit filtre, est prévu un circuit monostable élargissant les impulsions qui lui sont appliquées et augmentant leurs niveaux. Suivant une autre caractéristique de l'invention, quand le dispositif est utilisé avec une liaison dans laquelle la transmission s'effectue avec 3 niveaux, le dispositif comprend, comme le régénérateur des comparateurs à seuils positif ou négatif, ledit circuit de commande délivre un signal indiquant au comparateur auxiliaire le signe de seuil à utiliser et connecte à l'entrée dudit additionneur le comparateur non perturbé correspondant. Les caractéristiques de la présente invention mentionnée ci-dessus, ainsi que d'autres, apparaitront plus clairement à la lecture de la description suivant d'exemples de réalisation, ladite description étant faite en relation avec les dessins joints, parmi lesquels: la Fig. 7 est un bloc-diagramme d'un exemple de réalisation d'un système de mesure de qualité de fonctionnement suivant l'invention, la Fig. 2 est un bloc-diagramme d'une variante du système de la Fig. 1, la Fig. 3 est le schéma-détaillé d'un atténuateur réglable utilisé dans le système de la Fig. 2, et la Fig. 4 est le schéma de l'organe de commande de l'atténuateur de la Fig. 3. On a représenté à la Fig. 1 un répéteur-régénérateur 1 faisant partie d'une liaison numérique sur un câble coaxial, soit par exemple une liaison à 140 Meb/s à 3 niveaux en ligne. Le répéteur-régénérateur 1 est d'une structure classique et comprend, montés en série, à partir de l'extrémité arrivée de la liaison 2, un filtre d'aiguillage de réception 3, un amplificateur-égaliseur 4, un régénérateur proprement dit 5 comportant 2 comparateurs classiques, un amplificateur de sortie 6 et un filtre d'aiguillage d'émission 7. En plus de sa sortie reliée à l'amplificateur 4, auquel il transmet les signaux haute fréquence, le filtre 3 transmet les signaux du canal de téléalimentation vers une borne +, à travers l'enroulement primaire d'un transformateur 8. Entre la borne + et la masse du répéteur régénérateurest prévue une diode Zener 9.Le transformateur 8, associé à un condensateur d'adaptation 10, transmet à un circuit de réception de télésurveillance 11 les signaux de télésurveillance transmis par le canal de téléalimentation. D'une manière analogue. le filtre 7 reçoit, en plus des signaux HF provenant de l'amplificateur 6, les signaux du canal de téléalimentation de la borne -. à travers l'enroulement secondaire d'un transformateur 12. Entre la borne - et la masse est prévue une diode Zener 13. Le transformateur 12, associé à un condensateur d'adaptation 14, transmet, vers 7, les signaux de télésurveillance provenant d'un circuit d'émission de télEsurveillance 15. te filtre 7 transmet l'ensemble des signaux à l'extrémité départ de la liaison 2. te répéteur-régénérateur 1 est encore complété par un circuit de récupération du rythme 16 dont l'entrée est reliée à la sortie de l'amplificateur 4 et dont la sortie fournit classiquement des impulsions dthorloge au régénérateur 5. Suivant la présente invention, le réDéteur régénérateur 1 de la Fig. 1 est complété par un dispositif de mesure de la qualité de son fonctionnement 17; lequel comprend un régénérateur 18, un additionneur modulo-2 ou porte QU exclusive 19, une bascule monostable 20 et un circuit de commande de perturbation L'entrée de signal du régénérateur 18 est reliée à la sottie de amplificateur 4, c'est à dire qu'il reçoit le même signal que le régénérateur 5. L'entrée d'horloge de 18 est reliée à la sortie de 16, comme celle de 5. Le régénérateur 18 comporte encore une entrée de commande de niveau de perturbation relie par 22 à une sortie de commande du circuit 27.La sortie de 18 est reliée à la première entrée de la porte 19 dont la seconde entrée est reliée à la sortie du régénérateur 5 et dont la sortie est reliée à l'entrée de signal de la bascule 20 qui retransmet les signaux appliqués à l'entrée de signal du circuit 21. Par ailleurs le circuit 21 comporte une entrée de commande reliée par 23 à la sortie du circuit de réception de télésurveillance 11. Enfin, le circuit 21 comporte une sortie de signal reliée par 24 au circuit d'émission de télésurveillance 15. Comme il a été indiqué dans la demande de brevet 76 fil8288, déjà mentionnée, le régénérateur 18 peut être perturbé de plusieurs manières. Par exemple, si l'on suppose que la modulation des signaux transmis par la liaison 2 est une modulation de phase à plusieurs états- la perturbation peut porter sur le déphasage des signaux d'horloge qui ont été appliqués par 16 à 18, alors que dans 5 ce déphasage n'existe pas. Dans ce cas, selon le signal appliqué par 22 le déphasage est plus ou moins grand, donc la perturbation plus ou moins grande. On peut également déphaser d'un angle variable la porteuse régénérée dans le régénérateur 18. Dans le cas du système à 140 Meb/s sur cabale (transmission en bar,de de base) la perturbation portant sur un comparateur auxiliaire peut être de diverses natures: déphasage de l'horloge d'échantillonnage, variation du seuil.On peut également et c'est la solution-préférée de l'invention, ajouter au signal appliqué à l'entrée de signal de 18 un signal perturbateur, soit de fréquence pure, soit fourni par un générateur de bruit, dont on fait varier le niveau par le signal de commande appliqué par 21, Si l'on suppose, par exemple, que la perturbation est obtenue par une addition de bruit au signal appliqué à 18, si l'on appelle rX le taux d'erreur sur les éléments de seuil à la sortie du régénérateur 5 et T2 le taux d'erreur sur les éléments de seuil à la sortie du régénérateur 18, puis t le rapport entre le nombre d'impulsions délivrées par la bascule 20 et le rvthme numérique de la liaison 2. on a Dratiquement la relation ci-dessous:: En effet, la porte 19 ne délivre une imnXllsion à la bascule, qui a retransmet que si les signaux qui sont appliqués à ses deux entrées par 5 et 18 sont différents. En pratique, le régénérateur 18 avant son fonctionnement perturbé alors que le régénérateur 5 fonctionne dans des conditions normales, z est beaucoup 2 plus grand que 'C1 Donc, en particulier quand la qualité de a liaison 2 est bonne, la valeur de v donne une estimation du taux d'erreur t2. Il apparaît alors que si l'on sait perturber d'une manière reproductible le régénérateur 18 et si l'on a par une expérience préalable ou un calcul déterminer la relation t = f( ), on peut connaissant # déterminer > , c'est à dire la qualité de la-liaison 2 et du répéteur-régénérateur 1. jusqu'à la sortie de 5. Dans l'exemple de réalisation du dispositif 17, au lieu de faire transmettre par le circuit 15 la mesure directe de t, laquelle s'obtient en comptant les impulsions délivrées par 20, il est prévu dans le circuit de commande 21 de convertir la mesure de sen un signal de commande de perturbation qui est appliqué au régénérateur- 18 par 22 afin de maintenir le niveau de Qr constant. Par la liaison 24, le circuit 21 transmet au circuit 15 la valeur dudit signal de commande de perturbation, éventuellement codée. En pratique, quand la perturbation de 18 est crée en ajoutant du bruit au signal provenant de 4. la valeur du signal de commande de perturbation représente la marge relative d'immunité au bruit du régénérateur 5. Quand cette perturbation est un décalage du seuil du comparateur, la valeur du signal de commande de perturbation représente une mesure de hauteur de l'oeil. Comme la mesure de la qualité du répéteur-régénérateur n'a besoin d'être connue que périodiquement, le fonctionnement du circuit 21 peut être déclenché par un ordre envoyé sur le canal d'alimentation vers le circuit de réception de télésurveillance 11 qui convertit cet ordre en une impulsion d'initialisation transmise au circuit 21 par 23. Dans une variante, le fonctionnement du circuit 21 est permanent, mais le résultat de la mesure n'est transmis que quand un ordre d'interrogation est transmis sur le canal d'alimentation vers 11 qui déclenche la lecture du contenu de 21 par 15. Cette procédure permet l'insertion dans une trame de télésurveillance des informations de mesure relatives aux régénérateurs compris dans une liaison, la place des informations dans la trame correspondant à la place du régénérateur associé dans la liaison. On a représenté à la Fig. 2 un répéteur-régénérateur 1 identique à celui de la Fig. 1, àla réserve près que l'on a montré à l'intérieur du régénérateur 5 les deux comparateurs 25 et 26 qui sont classiques et qui sont de polarités différentes. Chaque comparateur a son entrée d'horloge. Le comparateur 25 comporte encore une entrée de tension de seuil qui est délivrée par une source 27 délivrant un potentiel positif V+ tandis que le comparateur 26 comporte une entrée de tension de seuil qqi est délivrée par une source 28 délivrant un potentiel négatif V-. Les potentiels V+ et V- sont évidemment réglables.En pratique, classiquement, le comparateur 25 délivre une impulsion quand le signal appliqué à son entrée provenant de 4 est supérieur à V+ alors que le comparateur 26 délivre une impulsion quand le signal provenant de 4 est inférieur à V-. Les signaux de sorties de 25 et 26 sont ensuite combinés dans le circuit 6. Le dispositif de mesure de la qualité associé au répéteur-régénérateur 1 comprend encore un circuit de régénération 29, semblable à 18, Fig. 1, une porte OU-Exclusif 19, une bascule monostable 20, un circuit de commande 21, mais est complété par un circuit comparateur 30 semblable à l'un des comparateurs 25 ou 26. Le circuit 29 comprend un comparateur 31, semblable à 25 ou 26, dont l'entrée de signal est reliée à la sortie d'un additionneur analogique 32, dont une entrée est reliée à la sortie de l'amplificateur 4 et l'autre entrée à la sortie d'un atténuateur variable 33. L'atténuateur 33 a son entrée de signal reliée à la sortie d'un générateur de bruit 34 et son entrée de commande reliée à 21 par 22. Par ailleurs, au lieu de comparer sirectement la sortie de 25 ou de 26 avec la sortie de 29 dans la porte 19, il est prévu entre la sortie de l'amplificateur 6 et 1 'entrée correspondante de la porte 19 le comparateur 30. En pratique, le comparateur 30 peut être plus simple, donc moins cher, que les comparateurs 25 ou 26. L'utilisation du comparateur 30, dont l'entrée de signal est reliée à la sortie de 6, permet de prendre en compte dans la mesure la qualité de fonctionnement de cet amplificateur de sortie 6, en appliquant un retard convesibIe sur le signal d'entrée de 31. il faut bien comprendre que le dispositif de la Fig. 2 permet d'établir la mesure de la qualité de fonctionnement de chaque comparateur, plus l'amplificateur 6, séparément. En effet, si par la liaison 35t à partir du circuit de commande 21, on applique un potentiel de seuil positif, les deux comparateurs 30 et 31 fonctionneRt comme 25 et c'est en fait la qualité de celui-ci qui est appréciée dans 21. Si, au contraire, par 35, on applique un potentiel négatif, c'est la qualité de 26 qui est mesurée. En fonction du nombre d'impulsions délivrées par la bascule 20, le circuit 21 fait varier, par 22, l'atténuation de l'atténuateur 33 donc le bruit qui est ajouté, dans 32, au signal provenant de l'amplificateur égaliseur 4, et par conséquent fait varier le taux des pseudoerreurs dans le comparateur 3t de manière que, quel que soit le taux d'erreur du régénérateur 5, c'est à dire de 25 ou 26, qui se retrouve à la sortie du comparateur 30, le nombre des impulsions délivrées par la porte 19 soit en moyenne constant. il apparaît alors que la valeur du signal transmis sur la liaison 22 définit, en échelle de bruit, large d'immunité au bruit du répéteur-régénérateur 1. Plus cette valeur est grande, meilleur est le fonctionnement de 1.Cette valeur, éventuel lement codée, est transmise par 24 au circuit d'émission 15 lequel transmet cette information vers l'extrémité arrivée de la liaison 2. L'atténuateur variable 33 est montré en détail à la Fig. 3. Il comprend, entre son entrée de signal 36 reliée à la sortie du générateur de bruit 34 et sa sortie de signal 37 reliée à l'entrée correspondante de l'additionneur analogique 32, un filtre en W à diodes PIN. Le filtre comprend en série un condensateur de couplage 38, une diode PIN 39 et un condensateur de couplage 40, montés entre 36 et 37. La diode 39 a sa cathode reliée à 40 et son anode reliée à 38. Entre le point commun à 38 et 39 et la masse, est montée une résistance 41 et, entre le point commun à39 et 40 et la masse, est montée une résistance 42.La prerière branche shunt du filtre comprend, entre l'anode de 39 et la masse, une diode PIN 43 et un condensateur de découplage 44, en série, la cathode de 43 étant reliée à l'anode de 39. La seconde branche shunt du filtre comprend, entre la cathode de 39 et la masse, une diode PIN 45 et un condensateur de découplage 46, en série, les cathodes de 39 et 45 étant réunies. Les anodes de 43 et 45 sont respectivement reliées également à des résistances de réglages de courant 47 et 48, dont le point commun est, d'une part, relié à la masse par une résistance 49 et, d'autre part, relié à une source de tension V+ par deux résistances 50 et 51 en série. Le point commun aux résistances 50 et 51 est relié. dtvwe part, à la masse par un condensateur de découplage 52 et, d'autre part, au collecteur d'un transistor amplificateur Jpy 53 dont l'émetteur est relié au point commun à 39 et 41 par une self de choc 54 et à la masse par un condensateur de découplage 55, et dont la base est reliée à 22. Quand le courant de l'émetteur du transistor 53 tend vers 0, c'est à dire que la tension de commande sur 22 diminue on peut vérifier que la diode 39 se bloque et présente donc une résistance élevée, tandis que les diodes 43 et 45 ont des résistances faibles. Le filtre apporte alors une atténuation très forte. Quand le courant de l'émetteur du transistor 53 augmente, la tension sur 22 augmentent les courants directs de 43 et 45 diminuent ce qui fait passer un courant dans 39. A la limite, pour un courant maximal de l'émetteur de 53, 43 et 45 se bloquent et 39 devient passante, le filtre n'apportant plus alors qu'une atténuatIon minimale. En ce qui concerne le fonctionnement du circuit de la Fig. 3, on pourra se reporter utilement à l'article de M. Modlich intitulé "Un atténuateur HF à diodes PIN" paru dans la revue technique française "Toute l'électronique" de janvier 1976, pp. 40-42. La Fig. 4 montre un exemple de réalisation du circuit de commande 21, précédé de la porte 19 et du circuit monostable 20. Le circuit 21 comporte un circuit monostable 56 dont l'entrée de commande est relié à la sortie de signal du cirait monostable 20 et la sortie du signal est reliée à l'entrée d'un filtre très basse fréquence 57 dont la sortie est reliée à l'entrée d'un amplificateur différentiel 58 à très grand gain délivrant la tension de com- mande sur le fil 22. quand on considère, comme dans l'exemple de réalisation décrit, une liaison à t40 Meb/s à 3 niveaux, les éléments de signal ont une durée inférieure à 10 nanoserondes. Il en résulte que, s'il se produit dans le circuit de la Fig. 2- une erreur dans 31 par rapport à 30, la porte 19 délivre un signal qui a une largeur inférieure à 10 ns avec un niveau utilisé en technique CL, nécessaire dans les équipements de cette liaison, mais incompatible avec les circuits utilisAs dans le circuit de commande 21.C'est pourquoi, il est prévu entre 19 et 21 le circuit monostable 20 qui, pour une impulsion de moins de 10 ns appliquée à son entrée, délivre une impulsion ayant une largeur d'en virion 2C0 ns et un niveau compatible avec les circuits de 21 prévus normalement en technique TTL ou CLOS. Le circuit monostable 20 comprend classiquement deux transistors 59 et 60, qui sont ici des transistors NPN, dont les émetteurs sont reliés ensemble à une source de potentiel négatif de - 5,2 V par une résistance 61 de 1,3 lcilohm. Le collecteur de 59 est relié à une source de + 5 V par une résistance 62 de 620 ohms et le collecteur de 60 est relié à une source de + 5 V par une résistance 63 de 2 kilohms. la base de 59 est reliée à la sortie de la porte 19 et à une borne dtune résistance d'entrée 64 de 510 ohms dont l'autre borne est reliée à une source négative. Le collecteur de 59 est encore relié classiquement, par un condensateur 65 de 390 pF au point commun à deux résistances 66 de 6,2 kilohms et 67 de 3,6 kilohms, montées en série dans cet ordre entre la source de + 5 V et la source de - 5,2 V.Ce point commun à 66 et 67 est encore relié, d'une part, classiquement à la base de 60 et, d'autre part, à l'émetteur d'un troisième transistor PNP 68 dont le collecteur est relié à la source de potentel négatif et dont la base est reliée au point commun à deux résistances 69 de 900 ohms et 70 de 1 , 3 kilohm montées en série dans cet ordre entre la masse et la source de potentiel négatif. Enfin, le collecteur de 60 est relié, clas siquement, à un fil de sortie 71 qui est relié à l'entrée du monostable.56. Les transistors 59 et 60 sont des transistors rapides, tels que par exemple les transistors 3Fi 90 conrmercialisés par la Société La Radiotechnique; le transistor 65 peut être un transistor 2N2905. Le circuit monostable 55 reçoit les impulsions délivrées par 20, sur le fil 71 et leur donne une largeur bien définie de 200 à 300 microsecondes, Il peut être constitué par un circuit intégré commecialisé sous la référence ED fLF52S dont les bornes (t) et (2) sont respectivement reliées aux armatures d'un condensateur 72 de 47 nF, la borne (2) étant de plus reliée à une source de potentiel de + 5 V par l'intermédiaire d'une résistance 73 de 10 kilohms et d'un potentimoètre 74 également de 10 kilohms, montés en série. Le condensateur 72 et le potentiomètre 74 permettent, compte tenu de la résistance 73, de définir avec précision la largeur des impulsions délivrées par le circuit monostable 56.Il faut encore noter que le fil 71 est reliée à la borne (4) du circuit 75 dont la borne (6) délivre les impulsions de sortie de largeur calibrée. Le filtre 57 est constitué par un amplificateur opérationnel 76 dont l'entrée + est reliée à la sortie de 56 par deux résistances 77 et 78 en série chacune de 91 kilohms, dont l'entrée - est reliée à sa sortie par une résistance 79 de 180 kilohms, -le point commun à 77 et 78 étant relié à sa sortie par un condensateur- 80 de 2 microfarads, et dont l'entrée + est encore reliée à la masse par un condensateur 81 de 1 microfarad. Le filtre 57 ainsi constitué est un filtre passe-bas à fréquence de coupure très basse qui ne délivre pratiquement que la composante continue des signaux appliqués à son entrée, c'est à dire une composante qui représente la valeur moyenne du nombre d'impulsions délivrés par 56. Plus la fréquence ou le nombre de ces impulsions de largeur définie est grande, plus la tension délivrée par 57 augmente.En pratique, 57 délivre un signal proportionnel au nombre d'impulsions appliqués à son entrée par unité de temps. L'amplificateur 58 est constitué par un amplificateur opérationnel 82 dont la borné - est reliée à la sortie de 57 par une résistance 83 de 10 kilohms, dont l'entrée + est reliée, d'une part, à la masse par une résistance 84 de 2 mégohms et, d'autre part,- à un circuit de polarisation par une résistance 85 de 10 kilohms, le circuit de polarisation étant constitué par une résistance 86 de 4,9 kilohms en série avec un potentiomètre 87 de 220 ohms entre une source de + 5 V et la masse, le point commun à 86 et 87 étant relié à 85, et dont la sortie est reliée à l'entrée - par une résistance 88 de 2 mégohms et un condensateur 89 de 22 microfarads en parallèle, pour assurer un grand gain. Enfin, la sortie de 82 est encore reliée à la masse par un condensateur 90 de 100 microfarads fonctionnant en condensateur de découplage. Le circuit de polarisation de l'entrée + de 58 est réglé pour que le comparateur 31 fasse un taux d'erreurs par exemple égal à 10 , c'est à dire en moyenne une erreur toutes les dix millisecondes, on observera que dans ces conditions, l'élargissement des impulsions obtenu par le circuit monostable 20 ne perturbe pas de manière sensible le fonctionnement de l'ensemble, car il est très peu probable que deux erreurs successives se produisent dans un intervalle de temps aussi court que 200 ns. Le fil de sortie 22 de l'amplificateur 58 est non seulement relié à l'entrée de commande de l'attézaateur 33, mais encore à un circuit 91 de conversion analogique-numérique dont la sortie est reliée par 24 au circuit d'émission 15. A noter que le convertisseur 91 comporte une entrée de commande reliée par 23 au circuit de réception 11. Quand le circuit 11 reçoit un signal lui indiquant que le résultat de la mesure doit être lu, il fait, par 23, fonctionner le convertisseur 91 qui convertit la valeur de la tension sur 22 en un nombre qui est transmis par 15, suivant des conditions prédéterminées qui n'ont pas mieu d'être décrites ici. A noter qu'au lieu de prévoir un fonctionnement continu du circuit de commande 21, on pourrait également envisager un fonctionnement déclenché à la commande par 11. A noter également qu'au lieu de prévoir un circuit de commande dans lequel la tension de commande est élaborée d'une manière analogique, on peut prévoir des circuits logiques délivrant des valeurs doscrètes, l'atténuateur 33 ayant alors également une structure discrète apportant des atténuations variant par bonds. Dans le circuit de commande 21, le fil 23 est également relié à un détecteur 99 dont la sortie est reliée au fil 35 pour indiquer la valeur de seuil à utiliser dans les comparateurs 30 et 31. Il est ainsi possible de contrôler tous les types d'états des éléments de signal sur commande transmise par liaison de télésurveillance et le circuit 11, même quand un signal en ligne se compose de plus de trois niveaux. Il faut également noter que le dispositif dont un exemple de réalisation vient d'être décrit ne délivre aucun signal d'alarme en cas de panne totale du circuit d'horloge, car la porte 19 ne délivre aucun signal étant donné qu'il n'y a aucune discordance entre les signaux appliqués à ses entrées. En conséquence, il faut, en pratique, compléter le dispositif par un circuit de détection des signaux d'horloge capable de transmettre un signal prioritaire d'horloge par le circuit 15. Bien que les principes de la présente invention aient été décrits cidessus en relation avec des exemples particuliers de réalisation, il faut comprendre que ladite description n'a été faite qu'à titre d'exemple et ne limite pas la portée de l'invention. REVENDICATIONS 1) Dispositif d'évaluation de la qualité d'un répéteur régénérateur de liaison numérique ou d'un récepteur de liaison numérique utilisant un démodulateur ou un comparateur correctement réglé et un démodulateur ou un comparateur auxiliaire de fonctionnement perturbé pour obtenir des pseudo-erreurs à la sortie d'un additionneur modulo-2 dont les entrées sont reliées aux sorties des démodulateurs ou comparateurs, caractérisé en ce que le niveau de la perturbation à laquelle est soumis le démodulateur ou le comparateur auxiliaire est réglé de manière à obtenir un taux de pseudo-erreurs constant à la sortie dudit additionneur, la valeur dudit niveau de perturbation déterminant la qualité de l'appareil en cours d'évaluation. 2) Dispositif suivant la revendication 1, dans lequel la perturbation est du bruit ajouté au signal appliqué à l'entrée du démodulateur ou comparateur auxiliaire, caractérisé en ce qu'il comporte une source de bruit alimentant l'entrée du démodulateur ou comparateur auxiliaire à travers un atténuateur variable dont l'entrée de commande est reliée à la sortie d'un circuit de commande qui délivre un signal proportionnel au nombre d'impulsions délivrées par ledit additionneur pendant une unité de temps, l'atténuation dudit atténuateur variant en raison inverse dudit nombre d'impulsions par unité de temps. 3) Dispositif suivant la revendication 2, caractérisé en ce que le signal délivré par ledit circuit de commande est proportionnel à la différence algébrique entre le nombre d'impulsions délivrées par ledit additionneur pendant une unité de temps, et une valeur de consigne. 4) Dispositif suivant la revendication 2 ou 3, caractérisé en ce que ledit circuit de commande comporte un filtre passe-bas à fréquence de coupure trsè basse dont l'entrée est reliée à la sortie dudit additionneur et dont la sortie est appliquée à un amplificateur différentiel qui délivre un signal proportionnel à la différence entre le signal de sortie dudit filtre et une valeur de consigne. 5) Dispositif suivant la revendication 4, utilisé avec une liaison dans laquelle les éléments de signal sont très courts, caractérisé en ce que, entre la sortie dudit additionneur et ledit filtre, est prévu un circuit monostable élargissant les impulsions qui lui sont appliquées et augmentant leurs niveaux. 6) Dispositif suivant l'une des revendications 1 à 5, utilisé avec une liaison dans laquelle la transmission s'effectue avec 3 niveaux et comprenant donc des comparateurs à seuils positif ou négatif, caractérisé en ce que le circuit de commande délivre un signal indiquant au comparateur auxiliaire le signe de seuil à utiliser et connecte à l'entrée dudit additionneur le comparateur non perturbé correspondant. 7! Dispositif suivant l'une des revendications 1 à 6, caraetérisé en ce qu'il comprend un comparateur auxiliaire correctement réglé à la sortie du répéteur régénérateur et un comparateur auxiliaire à fonctionnement perturbé, le signal de sortie du circuit de commande comportant une information supplémentaire indiquant à ces comparateurs zuxiliaires la valeur du seuil à utiliser pour contrôler le fonctionnement des comparateurs du répéteur régénérateur.