L'invention se rapporte d'une manière générale aux techniques de mesure impliquant l'intégration d'un signal analogique et plus particulièrement mais non exclusivement aux convertisseurs analogiques numériques tels que les voltmètres numériques et aux autres appareils de mesure numérique dans lesquels 5 le signal analogique d'entrée est intégré pendant une période de mesure déterminée. On sait que le bruit à une fréquence particulière superposé au signal d'entrée peut être éliminé dès lors que la période de mesure est égale à un multiple entier de la période du signal de bruit. Dans les voltmètres 10 numériques disponibles dans le commerce, on utilise d'une manière générale une période d'intégration de 20 millisecondes de manière à éliminer la composante alternative à 50 périodes du secteur. Dans certains cas cependant ce peut être un inconvénient ou même une impossibilité de rendre la période de mesure égale à la période du bruit. 15 II en est ainsi par exemple lorsque deux signaux de bruit à des fréquences non multiples existent simultanément ou encore lorsque le convertisseur analogique numérique doit être un instrument fonctionnant sur alimentation propre, tout signal à la fréquence de bruit pouvant être utilisé pour synchroniser le cycle de mesure et ainsi obtenir l'égalité des deux périodes devant alors 20 être exclu d'un tel instrument. Dans ces cas, si la période de mesure et la période de bruit diffèrent seulement de 2%, le taux de réjection de bruit ne peut être supérieur à 34 db. L'objet de la présente invention est de réaliser un circuit amélioré pouvant fournir une réjection de bruit très nettement supérieure à 25 celle généralement obtenue jusqu'à présent. Selon la présente invention, un circuit de mesure du type comprenant des moyens d'intégration adaptés à intégrer un signal analogique au cours d'une période de mesure est caractérisé en ce qu'il comprend également des moyens de commande fonctionnant de telle sorte que le poids avec lequel ledit 20 signal est intégré au cours de ladite période de mesure varie en accord avec une fonction de pondération prédéterminée. De préférence, ladite fonction de pondération varie par paliers. Selon une autre particularité de l'invention, le circuit de mesure étant ion convertisseur analogique-numérique intégrateur et comprenant un comp-55 teur pour convertir l'intégrale du signal analogique en une information numérique, ledit circuit est caractérisé en ce que le poids avec lequel le signal 70 21250 2 2049172 est intégré peut varier en intervenant soit dans la partie analogique soit dans la partie numérique dudit circuit. Les bases théoriques de l'invention, siasi définie et les avantages qui en résultent seront expliqués ei^&près au cours de la description qui va suivre donnée uniquement à 'titre d'exemple non limitatif en référence aux dessins annexés dans lesquels s - les figures 1 et 2 représentent des caractéristiques de réjection de bruit en fonction de la fréquence de celui-ci j - la figure 3 illustre les fonctions de pondération de l'inté- 10 gration tion - la figure 4 est un schéma d'une forme de réalisation de l'inven- - la figure 5 représente en détail une partie de la figure 4 ; - la figure 6 représente une autre fonction de pondération ; 15 - la figure 7 est un schéma partiel d'une seconde forme de réali sation de l'invention, j - la figure 8 est un schéma partiel d'une troisième forme de réalisation de l'invention » la figure 9 représente la courbe de réponse obtenue pour les 20 figures 7 ®t 8 } et - la figure 10 représente différentes fonctions de pondération utilisables pour éliminer différentes fréquences de bruit. On va tout d'abord expliquer' les bases de fonctionnement d'un dispositif de mesure à intégration et à échantillonnage. L'intégration d'une 25 tension V pendant une période T a pour objet d® mesurer V , la valeur moyenne de V pendant ladite période en accord avec X'éepation : V = 11 V dt ° TJ-WF Dans le cas où V est une fonction périodique, l'amplitude de la réponse à une entrée sin u> t est la fonction dont la forme est tjj 2 illustrée à la figure 1 par la courbe en trait plein. Dans ce cas, il y a une 30 réjection infinie du bruit à la fréquence f -■ l/T et à tous les harmoniques de celle-ci. Le fonctionnement de base- de 18échantillonnage peut être défini de la même manière par l'équation VQ - | (v^ + v ) et la réponse à sin eu t est cos m T/2 tel qu'illustré à la figure 2. 11 y a une réjection infinie à la 35 fréquence f = 1/£T et k tous les h®s®ani®ies- impairs- de celle-ci. Des opérations d'échantillonnage seront considérées plus tard, pour le moment l'intégration simple sera expliquée. BAD ORIGINAL 70 21250 3 2049172 Les opérations dë base définies ci-dessus étant toutes deux linéaires, quand elles sont utilisées en série leurs réponses individuelles peuvent être multipliées l'une par l'autre pour fournir la réponse globale. De la sorte, si une double intégration est effectuée on a une réponse à sin tôt 2 2 2 5 qui est (4/ uj T ) sin u/T/2 dont la représentation est indiquée en pointillés sur la figure 1. On peut voir intuitivement que la réjection à des fréquences légèrement différentes de f = 1/T est améliorée du fait de l'aplatissement des arceaux de la courbe. En fait, si la fréquence de-bruit f diffère de l'inverse de la période de mesure T de 2#, la réjection de 34 db que l'on obtenait 10 pour une intégration simple devient 68 db pour une intégration double. Une intégration double peut toutefois être réalisée par (et en fait lui est identique) une intégration simple du signal d'entrée pendant une période 2T, c'est-à-dire depuis (t - 2T) à t, affectée d'une fonction de pon- 4.1 , nm dération X convenable telle que : X = pour -2T T ^ 15 x~ -t' pour -T X = 0 partout ailleurs dans lequel t' = 0 à la fin de la période de mesure. Cette fonction de pondération est représentée en pointillés sur la figure 3. La première forme de réalisation de l'invention qui va maintenant 20 être considérée est un convertisseur analogique numérique dans lequel l'intégration est effectuée cependant que le poids avec lequel V est intégré varie d'une manière sensiblement continue en accord avec la fonction selon la figure 3. La figure 4 montre à titre d'exemple un convertisseur analogique numérique intégrateur double rampe c'est-à-dire un convertisseur analogique 25 numérique qui tout d'abord comporte une rampe montante au cours d'une période de mesure puis une rampe descendante en réponse à un signal de référence ~^ref le temps mis par la rampe descendante pour rejoindre un potentiel de référence étant mesuré au moyen d'impulsions chronométriques. De la sorte, selon la figure 4, un signal d'entrée V ayant une 30 polarité donnée est appliqué depuis la borne 10 à travers un atténuateur 12 (dont la fonction sera décrite ci-après) et un interrupteur 14 à un amplificateur intégrateur 16 comportant une capacité de contre-réaction 18. L'intégrateur engendre une rampe montante jusqu'à Vq depuis un niveau de référence, au cours d'une période de mesure de durée 2T, laquelle est définie par un compteur 35 de commande 20 recevant des impulsions chronométriques depuis une horloge 22. 70 21250 4 2049172 La période de mesure commence lorsqu'un signal de démarrage fait passer à l'état actif une bascule bistable 24 laquelle ferme l'interrupteur 14 et ouvre une porte ET 26 de manière à laisser passer depuis l'horloge 22 jusqu'au compteur 20 les impulsions chronométriques. Quand le compteur 20 est rempli, il ramène à l'état passif le bistable 24 de manière à terminer la période de mesure et il fait passer à l'état actif le bistable 28 de manière à faire démarrer la descente de la rampe» Dans ces conditions, lorsque le bistable 28 passe à l'état actif, tin interrupteur 30 se ferme, une source de référence -Vref de polarité opposée q à ¥ est connectée à l'amplificateur 16 et en outre une porte 32 s'ouvre pour laisser passage aux impulsions chronométriques vers un compteur de mesure 34, (en pratique les compteurs 20 et 34 sont un seul et même appareil utilisé à temps partagé). Un amplificateur comparateur 36 et un circuit basculeur 38 adaptés à détecter le retour de la rampe au niveau de référence ont pour objet 5 de remettre à l'état passif le bistable 28. A cet instant le nombre emmagasiné dans le compteur 34 représente l'intégrale de V. A part l'atténuateur 12, le convertisseur analogique ainsi décrit ci-dessus est un instrument bien connu et en conséquence sa description plus en détail est considérée comme superflue. L'atténuateur 12 est utilisé selon la présente invention pour 0 engendrer une fonction de pondération X et à cet effet il est commandé par le compteur 20 de manière à diminuer linéairement l'atténuation qu'il applique au signal depuis une valeur infinie jusqu'à une valeur déterminée, au cours de la première partie de la période de mesure, puis à revenir linéairement vers une atténuation infinie au cours de la seconde partie de ladite période. H 5 y a plusieurs manières de réaliser une telle variation, la figure 5 en présentant une particulièrement convenable. La borne 10 est connectée à travers une résistance fixe 40 à une borne 42 laquelle est connectée à l'interrupteur 14. La borne 42 est également connectée à la masse au moyen d'une série de résistances 44 et d'interrupteurs 0 de commande 46, les résistances ayant des valeurs pondérées binaires de telle sorte que les interrupteurs 46 peuvent être utilisés en combinaison pour former une suite de résistances dont les valeurs soient R, 2R, JR, etc... intercalées entre la borne 42 et la masse. Sur la figure des contacts mécaniques sont représentés,mais en pratique des paires d'interrupteurs semi-conducteurs 5 complémentaires seraient utilisées. Pour rendre plus commode la commande des interrupteurs 46, le compteur 20 est un compteur binaire réversible qui compte pendant une période T puis décompte pendant une autre période T. Les étages du compteur 20 autres que le dernier étage commandent directement les interrupteurs 46 correspondants, cornue eela est indiqué sur la figure par les 70 21250 5 2049172 connexions en pointillés. Quand un digit 1 apparaît dans le dernier étage du compteur 20 une bascule bistable auxiliaire 48 change de sens. Initialement cette bascule bistable 48 est dans un premier état et une porte 50 commandée par cette bascule est ouverte pour amener le compteur 20 à compter en réponse 5 à des impulsions d'horloge. Quand le bistable 48 passe dans son second état, il ouvre une porte 52 qui a pour effet d'amener le compteur 20 à décompter. Quand le compteur 20 bascule de 0...00 à 1...11, en décomptant* le bistable 48 retrouve son premier état cependant qu'une impulsion est adressée à travers une porte 54, ouverte quand le bistable 48 est dans le second état, de manière 10 que le bistable 24 retrouve son état passif et que la période de mesure soit de la sorte terminée. Puisque la fonction de pondération X affeete V d'une manière exclusivement linéaire, le nombre final dans le compteur 34 est évidemment proportionnel à V de sorte qu'il est en conséquence possible de choisir le coefficient 15 global de division du compteur 34 afin de lire directement V par exemple en faisant précéder le compteur proprement dit d'un diviseur ou d'un multiplicateur de fréquence. Ces commentaires s'appliquent évidemment aux autres formes de réalisation décrites ci-après. La forme de réalisation ci-dessus suppose que X puisse être modi- 20 fié par petits paliers, à chaque nouvelle impulsion chronométrique. Comme la période 2T peut être définie par un nombre d'impulsions d'horloge égal à environ 4 10 , une telle forme de réalisation impose une certaine complexité à 1 atténuateur 12. En pratique, une telle complexité n'est pais nécessaire et une approximation très largement suffisante de la double intégration peut être faite au 25 moyen d'une fonction de pondération X comportant un petit nombre de paliers. L'approximation la plus simple est représentée par la ligne en trait plein sur la figure 3 dans laquelle X prend une première valeur pour -2T ^.-T/2 et pour -T/2 ^.t' 4s0 et une seconde valeur plus importante que la première pour -T/2 On supposera maintenant que le compteur 20 est un compteur binaire 35 à 13 étages donc capable, en comptage croissant, de compter depuis zéro jusqu'à 8192, pour définir 2T. Le compteur est connecté à un décodeur 56 adapté dans cet exemple à décoder les états du compteur 2048, 6l44 et 8192 correspondant respectivement aux instants t* = -3T/2, -T/2 et O et fournissant des 70 21250 6 2049172 signaux sur les lignes 56A, 56B. 56c respectivement. L'atténuateur 12 comprend (figure 7) la résistance fixe 40, an© aut^e résJUrëaDo» fixe 58 connectée entre la barne 42 et la masse et une résistance 60 coaaeatle en shunt avec la résistance 58 lorsqu'un interrupteur 62 est fermé. LsInterrupteur 62 est commandé 5 par un bistable 64 qui sous l'action d'un signal de soraoande apparaissant sur la ligue 56A passe à l'état actif si ainsi fevms l'interrupteur 62 puis repasse à l'état passif grâce à un signai apparaissant sor la ligne 56B. Le signal sur la ligne 56c fait passer le bistable 24 à 18état passif et le bistable 28 (figure 4) à l'état actif» Dans l'exemple ci-dessus, la fonction de pondération 10 du signal V a été réalisée prop©rtî©meîîe®3a'fc à l'atténuation variable qui lui est appliquée. Ceci est peut-être la seule manière convenable d'intervenir si X doit varier d'une manière approximativement continue. Toutefois quand X doit seulement comprendre quelques paliers comme dans le cas de la figure 7# il peut être préférable de réaliser la pondération sur la partie numérique de 15 l'instrumente La figure 8 présente tan circvit peur «ettre en oeuvre cette façon de faire,, l'intention étant appliquée à une autre forme de convertisseur analogique numériquec Selon la figure 8a le convertisseur analogique numérique utilisé est d'un type dans lequel un convertisseur tension-fréquence alimente un 20 compteur ds sorte que l'intégrale du sigaal analogique est ainsi formée au fur et à mesure cp® l'information numérique s'accumule dans le compteur au cours de la période de mesure» Bans le convertisseur tension-fréquence présenté, des charges élémentaires de polarité opposée à celle du signal d'entrée sont continuellement appliquées à l'intégrateur. Dans ce cas, l'atténuateur 12 n'est plus 25 utilisé, le circuit bistable 64 ayant pour fonction de conmander deux interrupteurs 66-68 montés en inverseur qui déterminent si les impulsions doivent directement aller au coapteur 14 ou après avoir traversé un circuit de division par trois ® 70c L5 amplificateur comparateur 36 a un seuil &V légèrement positif 30 et lorsque celui-ci est dépassé 1© circuit Isaseulsar 38 bascule et ouvre une porta 72 de manière à laisser passer- les i^alsiot» depuis une source d'impulsions chronométriques 22* Après passage dans la. porte 72, ces impulsions chronométriques ferment usi interrupteur fk adapté à eosneoter une source de référence "Yref ^ t*®*©*® «ne rssis'fcaace à X'aspîifie&teur 16, pendant un intervalle de 35 temps prédéterainé défeerainé par- la tegsor de lsimpulsion d'horloge. De la sorte, chaque impulsion passant a travars 3,a porte 72 applique une charge élémentaire sur l'intégrateur qui s'oppose aux effets de V. En conséquence, la BAD ORIGINAL 70 21250 7 2049172 sortie de l'intégrateur n'est jamais autorisée à s'écarter de la masse de plus de Av. La fréquence des impulsions passant à travers la porte 72 est proportionnelle à V. La période de mesure 2T est comme précédemment déterminée par le compteur 20 et le nombre d'impulsions autorisé à passer par la porte 72 au 5 cours de cette période est proportionnel à l'intégrale de V et donc proportionnel à V si V est constante. A cet effet, les impulsions ayant traversé la porte 72 sont comptées par le compteur 34 mais, selon la présente invention, ces impulsions sont pondérées différemment au cours des différentes parties de la période de 10 mesure. Initialement le bistable 64 maintient fermé l'interrupteur 68 et les impulsions passent à travers le circuit de division par trois, 70. A l'instant -3T/2 la sortie sur la ligne 56a place le bistable 64 à l'état actif, l'interrupteur 68 s'ouvre et l'interrupteur 66 se fenne de manière que les impulsions ayant traversé la porte 72 soient directement appliquées au compteur 34. A 15 l'instant -T/2 la sortie sur la ligne 56B remet à l'état passif une bascule bistable 64 pour réintroduire le circuit de division par trois, 70. A l'instant zéro, le signal sur la ligne 56c refait passer à l'état passif le bistable 24 comme précédemment de manière à terminer la mesure. Il est clair que le circuit de décodage 56 des figures 7 ou 8 20 peut être adapté à délivrer des signaux de sortie, à tout instant prédéterminé, au cours de la période -2T à 0. De tels signaux de sortie peuvent évidemment être utilisés pour commander l'introduction ou le retrait de circuits d'atténuation ou de division, de manière à établir tout coefficient de pondération désiré au cours de la période d'intégration 2T. Une explication va maintenant 25 être donnée pour préciser comment les concepts des opérations combinées d'intégration et d'échantillonnage peuvent être utilisés pour constituer des coefficients de pondération convenables. Le tableau des pondérations selon la figure 3 peut être considéré conme réalisé à partir d'une procédure d'échantillonnage double, chaque échan-30 tillon étant pris conme une intégrale simple pendant une période T. La réponse de base établie par l'intégration est la ligne en trait plein selon la figure 1. La procédure d'échantillonnage de base fait appel à line paire d'échantillons séparés par tin intervalle T/2 donnant ainsi la courbe de réponse cos w T/4. L'échantillonnage de base est répété à un intervalle de T/2 donnant ainsi la 2 35 courbe de réponse cos W T/4. La courbe résultante finale, cos tuT/4 est repré- siLn * * T/2 sentée à la figure 9 en même temps que la courbe — . Le produit de ces courbes est une courbe beaucoup plus plate que la courbe de base selon la figure 1, elle est illustrée sur la figure 9 par la ligne en trait fort. 70 21250 Dans le tableau de pondération décrit ci-dessus, l'intervalle d'échantillonnage est directement relié à la période d'intégration, par exemple T/2 par rapport à T, mais ceci n'est pas nécessaire. La durée d'intégration de chaque échantillon peut être T^, le décalage entre deux échantillons de base 5 étant Tg et le décalage entre l'échantillon de base et l'échantillon répété étant Tj, les valeurs T^, T^, T^ étant sélectionnées de manière à fournir dans la courbe de réponse du produit des zéros correspondant à toutes valeurs nécessaires pour éliminer le bruit à deux ou même à trois fréquences différentes. A titre d'exemple on supposera qu'un bruit est présent aux fré-10 quences suivantes : 50 Hz, 20 Hz et 35 Hz. Dans ces conditions T^ peut être choisi égal à 1/50 seconde soit 20 millisecondes ; Tg choisi à 1/40 seconde soit 25 millisecondes et peut être choisi à 1/70 seconde soit 14,3 millisecondes. Le groupe d'échantillons intégrés résultant est représenté à la figure 10A, ils se combinent pour fournir le tableau de pondération représenté 15 en 10B. De la sorte dans les figures 7 ou 8, le compteur 20 et le décodeur 56 devront être prépositionnés pour fournir une période de mesure 59»3 secondes et pour placer à l'état actif le bistable 64 aux instants 14,3 puis 25 et 39,3 millisécondes et pour remettre à l'état passif le bistable aux instants 20 puis 34,3 et 45 millisecondes. L'intégration est pondérée au moyen de fac-20 teurs 1 et 2, respectivement, pendant les états passif et actif du bistable. Ceci est Tin tableau de pondération relativement immédiat qui requiert seulement deux niveaux de pondération. D'autres tableaux plus complexes peuvent être rapidement réalisés en mettant en oeuvre l'enseignement ci-dessus. En résumé, la valeur absolue de la courbe de réponse de produit 25 est égale à l'unité pour la fréquence f = 0, c'est-à-dire qu'un maximum de sensibilité existe pour le signal à courant continu auquel on s'intéresse. La courbe de réponse est nulle pour différentes valeurs de f, lesquelles peuvent être déterminées de manière à éliminer plusieurs fréquences de bruit. Alternativement ou cumulativement l'aplatissement général de la courbe de réponse 30 résultant de la multiplication de la courbe de base de la figure 1 par une ou plusieurs autres courbes, par exemple des courbes en cosinus, conduit à une meilleure réjection des fréquences légèrement décalées par rapport aux zéros de la courbe de réponse. Cette dernière caractéristique est particulièrement importante lorsque le convertisseur analogique numérique ne peut être synchro-35 nisé à la fréquence de brait et donc lorsqu'il est impossible d'assurer qu'un zéro dans la courbe de réponse se produit exactement à ladite fréquence de bruit. 2049172 70 21250 9 2049172 Telles qu1elles ont été décrites, toutes les fonctions de pondération utilisées ont des valeurs non nulles au cours de la période de mesure, mais la fonction de pondération peut alterner entre des valeurs finies et zéro fournissant ainsi une pluralité d'échantillons intégrés qui en outre sont cussu-5 lativement intégrés. La fonction de pondération peut varier1 seulement d'un échantillon à l'autre ou pendant la durée d'un échantillon ©« encore, à la fois d'un échantillon à l'autre et au cours d'un même échantillon. Tout tableau de pondération de ce genre peut être rapidement réalisé à partir du dispositif selon la figure 8 par exemple. Dans ce circuit, quand la fonction doit avoir 10 une valeur 0, les deux interrupteurs 66 ou 68 sont simultanément ouverts. Des formes de réalisation ont été décrites dans lesquelles la fonction de pondération varie soit dans la partie numérique du circuit soit dans sa partie analogique. Cette dernière possibilité peut également être mise en oeuvre dans un circuit purement analogique dans lequel 111 intégrateur 16 15 et 18 accumule l'intégration totale au cours de la période de mesure<> 70 21250 10 2049172 HEVMDSGflgiaaS 1, Circuit rassure «es mgmst 2, Circuit selon la revendication 1» caractérisé en ce que ladite fonction de pondération augmente tout -A'abord puis diminue au cours de la période de mesure, 10 J-, Circuit selon la revendication 2,caractérisé en ce que la fonction de pondération augmente puis dirataie à6m® manière sensiblement continue- 4. Circuit selon l'une des revsudications 1» 2 ou 3 caractérisé en ce que la fonction de paaàêration est symétrique par r-apport au milieu de la période de mesure. 15 5= Circuit selon l'une des revendications 1» 2 et 4 caractérisé en ce que la fonction de pondération est une fonction variant par paliers. 6. Circuit selon la revendication 5* caractérisé en ce que la fonction de pondération augmente tout d'abord suivant un ou plusieurs paliers puis décroit suivant im ou plusieurs paliers. 20 7- Circuit selon la revendication 6 caractérisé en ce que la fonction de pondération au cours de la période de mesure possède une première valeur non nulle pendant le premier quart de ladite période, une seconde valeur égale à trois fois ladite première valaiïE" pendant les second et troisième quarts et une troisième valeur égale à ladite première valeur pendant le 25 dernier quart. 70 21250 ii 2049172 8. Circuit selon la revendication 5 caractérisé en ce que la fonction de pondération alterne entre deux valeurs déterminées, une pluralité de fois au cours de la même période de mesure. 9. Circuit selon l'une des revendications 1 à 8 caractérisé en ce que, pendant la période de mesure, les moyens de commande 20, 12 ou 20, 56 et 64 affaiblissent l'amplitude du signal analogique appliqué aux moyens d'intégration 16, 18, suivant la fonction de pondération. 10. Circuit selon la revendication 9* caractérisé en ce que les moyens de commande comprennent une source 22 d'impulsions chronométriques, un compteur 20 pour compter ces impulsions de manière à déterminer la période de mesure et un atténuateur commuté 12 placé en amont des moyens d'intégration 16 et 18 pour atténuer le signal analogique d'entrée, l'atténuateur commuté étant commandé par le compteur. 11. Circuit selon la revendication 10, caractérisé en ce que l'atténuation déterminée par le compteur varie par petits échelons, un par impulsion d'horloge appliquée au compteur, ladite atténuation décroissant au cours de la première moitié de la période de mesure puis s'accroissant au cours de la seconde moitié de la période de mesure. 12. Circuit selon la revendication 10, caractérisé en ce qu'il comprend un circuit de décodage 56 adapté à décoder les états du compteur 20 correspondant à des points déterminés de la période de mesure, l'atténuateur commuté 60, 62, 64 étant commandé par ledit circuit de décodage de manière à modifier par paliers l'atténuation; auxdits points ci-dessus. 13. Circuit selon la revendication 12, caractérisé en ce que, en chacun desdits points, l'atténuation alterne entre deux valeurs. 14. Circuit selon l'une des revendications 1 à 8, du type comportant un convertisseur analogique numérique constitué par un convertisseur tension-fréquence auquel est appliqué le signal analogique et par un compteur pour compter les impulsions fournies par le convertisseur tension-fréquence au cours de la période de mesure de manière à former un compte numérique constituant 1'intégrale du signal d'entrée, caractérisé en ee que des moyens de commande 20, 56, 70 sont adaptés à diviser le nombre d'impulsions ainsi appliquées au compteur 34. 70 21250 12 2049172 15. Circuit selon la revendication 14 caractérisé en ce que lesdits moyens de commande comprennent au moins un diviseur d'impulsions JO précédant le compteur 34 et des moyens de commutation 66, 68 adaptés à intercaler ou non ledit diviseur en amont dudit compteur, à des instants prédéterminés 5 au cours de la période de mesure. 16. Circuit selon la revendication 15 caractérisé en ce que lesdits moyens de commande comprennent une source d'impulsions chronométriques 22, un autre compteur 20 pour compter ces impulsions afin de déterminer la période de mesure et un circuit de décodage 56 pour décoder une pluralité d'états du 10 compteur correspondant auxdits points et pour commander les moyens de commutation 64, 66 et 68.