La présente invention a pour objet un perfectionnement aux convertisseurs de tension continue à découpage, fournissant à partir d'une tension continue Va, N (N égal ou supérieur à 1) tensions de sortie dont les valeurs absolues sont généralement très inférieures à celles de la tension d'entrée et pouvant avoir ou non la m4me polarité que celle-ci0 Un tel convertisseur est par exemple utilisé dans une caméra de télévision, recevant par câble une tension continue Va les diverses tensions positives ou négatives fournies par le convertisseur correspondent aux diverses tensions d'alimentation des éléments de la caméra. les convertisseurs à découpage utilisent un transistor de commutation commandé sur sa base, une inductance, qui sera dite "inductance principale", couplée d'une part au transistor, et d'autre part aux N sorties de l'appareil de telle sorte qu'elle emmagasine de l'énergie lorsque le transistor est saturé et en fournisse aux circuits d'utilisation lorsque le transistor est bloqué. Des condensateurs permettent de maintenir les tensions de sortie sensiblement constantes pendant les périodes de saturation du transistor. n jouant sur le rapport e/T des durées durant lesquelles le transistor est alternativement saturé et bloqué, on fait varier les valeurs de ces tensions de sortie. Dans un convertisseur à découpage connu, l'inductance principale est insérée entre l'entrée du convertisseur et une électrode du traneistor, par exemple par son collecteur, et elle constitue le primaire d'un transformateur à N secondaires alimentant respectivement les N circuits d'utilisation. Ce montage présente l'inconvénient que lorsque le transistor passe de l'état saturé à l'état bloqué, le courant de l'inductance principale n'est pas immédiatement commuté dans les circuits secondaires du fait des inductances de fuite du transformateur et il en résulte des surtensions très dangereuses pour le transistor, ceci d'autant plus que la tension d'entrée est élevée par rapport R tensions de sortie, et que la fréquence de découpage est élevée. D'autre part, toute la puissance est transmise de l'induc tance principale aux circuits d'utilisation par couplage électromagnétique, ce qui influe défavorablement sur le rendement. Pour remédier au premier inconvénient, il a été proposé un convertisseur à découpage dans lequel une électrode (l'émetteur par exemple) du transistor reçoit la tension d'entrée tandis que son collecteur est relié directement à l'inductance principale dont les deux bornes vont respectivement à la masse par une diode et par un condensateur de sortie0 Les inconvénients sont les suivants : l'inductance principale est "flottante", de ce fait, dès que l'on veut obtenir plus d'une tension de sortie, il faut que cette inductance principale constitue le primaire d'un transformateur à (N-l) secondaires et on retrouve, du point de vue de rendement, l'inconvénient inhérent du couplage électromagnétique en ce qui concerne (N-i) des circuits d'utilisation.Un outre, on démontre que la puissance disponible dans l'ensemble des circuits alimentés par les secondaires du transformateur ne peut dépasser un certain pourcentage de la puissance consommée dans le circuit d'utilisation alimenté par le primaire. L'invention a pour objet un convertisseur de tension continue évitant également l'apparition de surtensions, mais dans lequel l'inductance principale a un point à potentiel fixe et dans lequel la transmission de puissance de l'inductance principale aux circuits d'utilisation ne s'effectue par couplage électromagnétique que pour les tensions de sortie d'une seule des deux polarités, et enfin ne se heurtant pas à la limitation signalée ci-dessus pour le montage à "inductance flottante". Suivant l'invention, un convertisseur de tension continue à découpage à N sorties (N égal ou supérieur à l) comportant : un transistor de commutation commandé sur sa base et alimenté par la tension d'entrée du convertisseur; une inductance, qui sera dite principale, dont une première borne est reliée par une liaison à courant continu ou une liaison capacitive à une électrode du transistor autre que la base de celui-ci ;N diodes ; et N condensateurs de sortie; lesdites diodes et les condensateurs étant montés de manière que lorsque le transistor est saturé l'inductance principale emmagasine de l'énergie, et que, lorsque le transistor est bloqué, elle fournisse de l'énergie à des circuits d'utilisation respectivement branchés en parallèle sur lesdits condensateurs, est caractérisé en ce que l'inductance principale a se seconde borne à la masse en ce que l'une desdites N diodes qui sera dite " première diode" (que N soit ou non supérieur à 1) est insérée entre ladite première borne de l'inductance principale et l'un des N condensateurs de sortie qui sera dit "premier condensateur" (que N soit ou non supérieur à 1). L'invention sera mieux comprise et d'autres caractéristiques apparaîtront à l'aide de la description ci-après et des dessins s'y rapportant sur lesquels - la figure 1 est le schéma d'un premier mode de réalisation du convertisseur suivant l'invention, - la figure 2 est le schéma d'un second mode de réalisation du convertisseur suivant l'invention, - la figure 3 illustre un perfectionnement du montage de la figure 2, - la figure 4 illustre un mode de réalisation du circuit de commande du transistor du convertisseur des figures 2 et 3, pour utilisation dans une caméra de télévision. On a supposé pour simplifier les figures que le convertisseur .était destiné à fournir trois tensions positives et une tension négative. il apparaîtra immédiatement que les schémas peuvent Btre généralisés pour l'obtention d'un nombre quelconque de tensions positives et d'un nombre quelconque de tensions négatives. Le convertisseur de la figure 1 comporte un transistor de commutation 2, qui est ici de type n-p-n. Ce transistor est monté émetteur à la masse et son collecteur est relié à l'entrée E du convertisseur lui fournissant la tension d'entrée positive Va par une inductance d'arrêt. Ce collecteur est d'autre part relié par un condensateur 7 à la première borne 6 d'une inductance L, dite principale, dont la seconde borne 9 est à la masse. L'inductance principale L forme une partie de l'enroulement W d'un autotransformateur élévateur et abaisseur de tension, les bornes d'entrée de l'autotransformateur étant les bornes 9 et 6, ses bornes de sortie étant la borne 9 et une borne 8, pour la tension abaissée, et la borne 9 et la borne 81 pour la tension élevée. L'inductance principale L constitue d'autre part le primaire d'un transformateur dont le secondaire, M, a une première borne à la masse en 9, et une seconde borne 10. Le transformateur et l'autotransformateur susmentionnés ont le meme circuit magnétique. La première borne 6 de l'inductance principale est reliée à l'anode d'une diode 21 dont la cathode est reliée d'une part à la sortie 11 du convertisseur et d'autre part à la première armature d'un condensateur 31 dont la seconde armature est à la masse. Les bornes 8 et 81 sont reliées à deux montages identiques, le premier comportant la diode 22, le condensateur 32 et la sortie 12, le second la diode 24, le condensateur 34 et la sortie 14. La borne 10 est reliée à un circuit de meme type que les précédents, comportant une diode 23, un condensateur 33 et une sortie 13, mais avec cette différence que la diode 23 est montée en sens inverse de celui des diodes 21, 22 et 24. La base du transistor 2 reçoit d'un circuit 1 des impulsions positives I de durée O saturant le transistor, ces impulsions étant séparées par des intervalles de temps de durée T au cours desquels le transistor est bloqué. Le convertisseur fonctionne comme suit : Pendant la durée des impulsions I la borne 5 du transistor reliée au collecteur de celui-ci est au potentiel 0, et la borne 6 au potentiel Va; les bornes 8 et 81 sont également à un potentiel négatif et les diodes 21, 22 et 24 sont bloquées. La borne 10 est à un potentiel positif et la diode 23 est bloquée. L'inductance principale L emmagasine de l'énergie. Pendant un intervalle de durée T séparant deux impulsions I, le potentiel de la borne 5 s'établit à une valeur V + V où V est déterminé par la relation a O O Va (e + T > = ) = a + VO) T soit Va O = Vo T, où Vo = Va.#/T exprimant que la composant continue de la tension en 5 est égale A Va. a Sur la borne 6 on a alors le potentiel Vo; la borne 6 et les bornes 8 et 81 sont donc des potentiels positifs tandis que la borne 10 est à un potentiel négatif. Les quatre diodes 21 à 24 sont débloquées. On recueille entre les bornes du condensateur 31 une tension de sortie V1 qui est égale à Vo, si l'on néglige la chute de tension dans la diode 21. Compte tenu du circuit d'utilisation qui sera branché entre ses bornes, la capacité du condensateur 31 est choisie suffisamment élevée pour que la tension V1 ne diminue pas sensiblement pendant la durée des impulsions I. On recueille de même sur la sortie 12 une tension positive V2, qui peut être fixée à une valeur quelconque inférieure à V1 en fonction du nombre de tours séparant la borne 6 de la brise 8. On recueille sur la sortie 14 une tension positive supérieure d Vi. On recueille sur la sortie 13 une tension négative V3 qui peut autre fixée à une valeur quelconque, en fonction du nombre de tours du secondaire M. L'inductance d'arr8t 3 permet d'évacuer la composante continue du courant circulant dans le transistor. La valeur de cette inductance doit être très élevée pour que la composante alternative soit quasi totalement dirigée sur les circuits d'utilisation. te schéma de la figure 2 permet de remédier à cet inconvénient; Le transistor est directement relié à l'entrée. Le montage diffère en outre de celui de la figure 1 en ce que c'est l'émetteur du transistor 2 qui est relié à l'entrée E, celle-ci recevant donc une tension d'entrée V' négative, en ce que l'entrée E est a d'autre part, reliée à la masse par un condensateur 50, et en ce que le collecteur du transistor 2 est relié directement à la borne 6 de l'inductance principale L. te reste du schéma est identique au précédent. Pendant les périodes de saturation du transistor, le potentiel de la borne 5 s1 établit à la valeur Vla négative et pendant les intervalles de blocage à une valeur positive VO donnée par la relation V T + V' n = o, soit VO = -V' aT exprimant que la valeur moyenne de cette tension est nulle. On recueille en 11 une tension V1 sensiblement égale à VO, en 12 une tension positive V2 inférieure à V1, en 14 une tension positive supérieure à V1, et en 13 une tension négative, V3. Bien que, du fait de l'absence de surtensions, les risques de destruction du transistor soient ainsi beaucoup moins graves qu'avec le convertisseur de type connu rappelé plus haut en premier lieu, on peut parfaire le schéma de la figure 2 en vue d'une protection complète des transistors, en régime transitoire, contre des puissances de crête éventuellement dangereuses. La figure 3 représente des éléments de protection pouvant être insérés entre les bornes 5 et 6 du schéma de la figure 2. Entre les bornes 5 et 6 sont branchées en parallèle une inductance 60 et une diode 61, celle-ci étant reliée par son anode à la borne 5. La première borne d'un condensateur 62 est reliée à la borne 6, et, entre sa seconde borne 65 et la masse sont insérés en parallèle une résistance 64 et une diode 63, celle-ci ayant sa cathode à la masse. Les éléments 60-61 permettent d'éviter l'apparition sur le collecteur du transistor de puissances trop élevées lorsque le transistor passe de état bloqué à l'état saturé. L'inductance 60 est choisie de manière à assurer entre ses bornes, pendant ce régime transitoire une chute de tension V Val + VO permettant la saturation immédiate du transistor. La diode 61 vermet la décharge de l'inductance 60 pendant les périodes de blocage du transistor. Au début des intervalles de temps T se produit de même un risque de puissance de crête trop importante, du fait d'une condition simultanée de la diode 21 et du transistor 2. La protection consiste ici à substituer à l'alimentation directe de l'inductance principale par le collecteur du transistor, pendant la durée du processus de blocage, une alimentation par un générateur fournissant la même tension, ceci est obtenu par le circuit 62 - 63 - 64. Le condensateur 62 est chargé à la tension Va, à travers la résistance 64, pendant la durée O des impulsions I, la résistance 64 limitant le courant de crête de charge. La diode 63 ramène ensuite au potentiel de la nasse l'armature inférieure du condensateur. On doit avoir ici la condition RC e, R étant la valeur de la résistance 64 et C celle de la capacité 62. En pratique il suffit de prendre RC = e/5. Si ces réseaux de protection consomment une certaine puissance, ils permettent un découpage de tensions Va relativement élevées, ce qui présente un grand intérêt dans certaines applications, en particulier dans le cas d'un transport d'énergie sur un câble relativement long. La figure 4 illustre le circuit de commande 1 du transistor lorsque le convertisseur est utilisé dans une caméra de télévision, le circuit de commande permettant d'effectuer toutes les commutations pendant les intervalles de suppression ligne afin de ne pas risquer de détériorer le signal d'image et en outre de stabiliser les tensions de sortie du convertisseur. Sur la figure 4 on a représenté le convertisseur de la figure 2,tel que perfectionné par la figure 3, par le transistor 2, le condensateur 50, un bloc 100, avec las sorties 11 à 14, groupant tous les éléments du convertisseur faisant suite à la borne 5 sur ces figures. Le circuit 1 de la figure 2 est ici un circuit à asservissement qui va maintenant être décrit. La base du transistor 2 est directement comnandée par un basculer monostable 70 dont la durée e de l'état quasi-stable peut varier continument sous l'action d'un signal de commande appliqué sur son entrée 71, le basculeur étant basculé dans son état quasi-stable par les impulsions appliquées sur son entrée 72 par un multivibrateur astable 75 dont la période est e + T. Un comparateur de tension 79 reçoit sur son entrée 74 une tension de référence et sur son entrée 73 la tension de sortie V1 et sa sortie est reliée à l'entrée 71 de manière que, les varia tions de la durée # aient pour effet de maintenir V1 à une valeur sensiblement constante. La tension V a étant chosie suffisamment élevée en valeur absolue pour que la durée e reste toujours nettement inférieure à celle d'un intervalle de suppression ligne, le multivibrateur 75 est asservi en phase au moyen d'un signal appliqué sur son entrée 76 par un comparateur de phase recevant son entrée 77 les impulsions de sortie du multivibrateur 75 et sur son entrée 78 des impulsions de référence à la fréquence de ligne, et da phase convenable, l'asservissement assurant que le basculeur monostable 72 ne puisse être basculé dans son état quasi-stable qu'après le début des intervalles de suppression-ligne. On remarquera en se reportant aux schémas des figures 1, 2 ou 4 que si l'on veut obtenir une seule tension, positive, il n'y a plus de transformateur nid'autotransformateur , mais seulement l'inductance L. D'une manière générale, si, outre la tension V1 fournie par le circuit de sortie alimenté par la première borne 6 de ltnduc- tance L, on désire obtenir - p autrac:tensiorsde sortie de meme polarité que V1, et inférieures à V1 en valeur absolue, l'inductance L constituera l'enroulement d'un autotransformateur abaisseur de tension, les p circuits de sortie fournissant ces p tensions étant reliés à p prises intermédiaires de l'inductance L. - pl tensions de sortie de même polarité que V1, et supérieures à V1 en valeur absolue, l'inductance L constituera une partie de l'eliroulementWdlunautotransformateur élévateur de tension , les p' circuits de sortie fournissant ces p' tensions étant reliés à une borne de l'enroulement W et à (p' - 1) prises intermédiaires de cet enroulement situées au delà de la borne 6 de l'inductance L. - q tensions de sortie de polarité opposée à celle de V1, l'inductance L constituera le primaire d'un transformateur et les q circuits de sortie fournissant ces q tensions seront reliés à une borne du secondaire et, si q; 1, à q - 1 prises intermédiaires de l'enroulement secondaire. L'inductance L peut comme dans l'exemple décrit jouer tous ces rôles simultanément. Enfin on notera que le circuit de protection de la figure 3 peut être inséré dans les mêmes avantages entre le condensateur 7 et la borne 6 .du schéma de la figure 1. REVENDICATIONS 1. Convertisseur de tension continue à découpage a N sorties (U égal ou supérieur à 1) comportant : un transistor de commutation commandé sur sa base et alimenté par la tension entrée du convertisseur; une inductance, qui sera dite principale, dont une première borne est reliée par une liaison à courant continu ou une liaison capacitive à une électrode du transistor autre que la base de celui-ci; N diodes; et condensateurs de sortie; lesdites diodes et les condensateurs étant montés de manière que lorsque le transistor est saturé linductance principale emmagasine de 11 énergie, et que, lorsque le transistor est bloqué, elle fournisse de lsénergie à des circuits d'utilisation respectivement branchés en parallèle sur lesdits condensateurs, caractérisé en ce que l'inductance principale a sa seconde borne à la masse, en ce que l?une desdites N diodes qui sera dite "première diode" (que N soit ou non supérieur à 1) est insérée entre ladite première borne de l'inductance principale et l'un des N condensateurs de sortie qui sera dit "premier condensateur" (que N soit ou non supérieur à 1). 2. Convertisseur suivant la revendication 1 , pour l!obtention, en sus de la tension V1 apparaissant aux bornes dudit premier condensateur, de p (p entier positif) tensions de sortie de mtme polarité que V1 et de valeur absolue inférieure à V1 caractérisé en ce que ladite inductance principale constitue ltenroulement d'un auto-transformateur abaisseur de tension, et comporte p prises intermédiaires respectivement reliées à p condensateurs de sortie par l'intermédiaire de p diodes montées dans le même sens que ladite première diode. 3. Convertisseur suivit l'une des revendications 1 ou 2 pour l'obtention, en sus de la tension V1 apparaissant aux bornes dudit premier condensateur de pt(pt entier positif) tensions de sortie de même polarité que V1 et supérieures en valeur absolue à V1 , caractérisé en ce que ladite inductance principale constitue une partie de l'enroulement dtun autotransformateur élévateur de tension, une borne dudit enroulement et (pw - 1) prises intermédiaires de la partie dudit enroulement non confondue avec ltinductance principale étant reliées à p' condensateurs de sortie par l'int?rmédiaire de p' diodes montées dans le mime sens que ladite première diode. 4. Convertisseur de tension suivant ltune des revendications j à 3 , pour l1obtention, outre la tension V1 apparaissant entre les bornes du premier condensateur de sortie, de q tensions de polarité opposée à celle de V1 , caractérisé en ce que ladite inductance principale constitue le primaire d'un transformateur, une borne du secondaire du transformateur et (q-1) prises intermédiaires de ce secondaire étant respectivement reliées à q condensateurs de sortie par l'intermédiaire de q diodes montées dans le sens contraire à celui de la première diode0 5.Convertisseur suivant l'une des revendications 1 à 4, caractérisé en ce que ledit transistor reçoit la tension d'entrée par l'intermédiaire d'une inductance d'arrtt et en ce que ladite liaison entre la première borne de l'inductance principale et le transistor comporte un condensateur, ledit condensateur et ladite inductance dearrtt étant reliées à une mdme électrode (collecteur ou émetteur) du transistor. 6. Convertisseur suivant l'une dos revendications 1 à 4, caractérisé en ce que ledit transistor reçoit ladite tension d'entrée par une première électrode (émetteur ou collecteur), qu'un condensateur est inséré entre l'entrée du convertisseur et la masse, et en ce que ladite liaison entre la première borne de l'inductance principale et le transistor est une liaison en courant continu aboutissant à une électrode (collecteur ou émetteur) du transistor autre que ladite première électrode. 7. Convertisseur suivant l'une des revendications 5 et 6, caractérisé en ce que, pour la protection du transistor contre les régimes transitoires, ladite première borne est reliée à la masse par un condensateur suivi du montage en parallèle dune résistance et d!une diode, et en ce que ladite liaison comporte une inductance auxiliaire nontée en parallèle avec une diode auxiliaire. 8. Convertisseur de tension continue suivant l'une des revendications 1 à 7 , pour utilisation dans une caméra de télévision, caractérisé en ce que le circuit de commande du transistor comporte : un basculeur monostable fournissant à la base dudit transistor des impulsions de saturation; un multivibrateur astable, déclenchant ledit basculeur à la fréquence de ligne des signaux de télévision; un circuit d'asservissement de la durée de ltétat quasi-stable dudit basculeur maintenant sensiblenent égale à une valeur prédéterminée la tension de sortie aux bornes dudit premier condensateur; et un circuit d'asservissement en phase dudit multivibrateur, ledit circuit d'asservissement en phase opérant de manière que, pour une tension d'entrée suffisamment élevée du convertisseur, ledit transistor ne soit saturé par lesdites impulsions qutà l'intérieur des intervalles de suppression-ligne desdits signaux de télévision. 9. Caméra de télévision, caractérisée en ce quelle comporte un convertisseur suivant l'une des revendications 1 à 8.