L'invention concerne des simulateurs de l'état dtunçmoteur. Elle réalise un enregistreur digital de la vie dtut moteur, disposé de manière à contrôler l'état d'un moteur à réaction~ dans lequel la dégradation de la turbine est simulée à l'aide d'un comptage cumulatif, effectué sur un compteur-totalisateur. En autres termes, l'évolution caractéristique du fluage des matériaux de la turbine, en fonction de la^température/vitesse de celle-ci, est reproduite par un générateur de fonction de l'instrument et un compteur actionné à une vitesse équivalente. Ainsi, au moment où le compteur indique un nombre fixé, le moteur est censé avoir atteint sa limite de déformation ou sa durée de vie. Selon un premier aspect de l'invention, un simulateur, reproduisant l'état du moteur, représente l'évolution caractéristique du fluage par rapport aux éléments température/vitesse > grâce à un générateur de fonction et à un mécanisme digital de comptage; la fonction de transfert nécessaire du compte enregistré, par rapport à un paramètre d'entrée, lequel représente le facteur température/vitesse du moteur est définie par une table de référence digitale. Selon un second aspect de l'invention, dans un simulateur ainsi défini, la fonction de transfert nécessaire du décompte enregistré, par rapport à un paramètre entrée, est définie par une table de référence digitale, dont les dimensions sont déterminées par la génération dtun mot de commande qui définit le nombre dtuni- tés enregistrées au compteur, exprimé en puissances de 2, ou en puissances approximatives de 2, et dtun mot de réglage du rythme, (horloge), définissant la durée du cycle pendant lequel le nombre susvisé dtunités sera produit, l'ensemble créant ainsi un débit de comptage à quantification sensiblement constante. Dans un mode d'exécution de ltinven-tion, le rythme peut être modifié par un second paramètre proportionnel au paramètre d'entrée, le décompte total étant alors modifié proportionnellement au second paramètre. Dans un second mode dtexécution, le rythme peut être modifié par un second paramètre proportionnel au paramètre d'entrée, le décompte total étant alors modifié en fonction du carré dudit second paramètre. Dans ltun des modes dtexécution de ltinvention, le paramètre d'entrée est la température du moteur. Dans un autre mode d'exécution, le paramètre dtentrée est la vitesse dudit moteur. L'invention est décrite ci-dessous à ltaade drun exemple non limitatif, se rapportant aux dessins joints Fig. 2 : un schéma du circuit du régulateur pyrométrique logarithmique représenté par un bloc de la fig. 1 Fig. 3 : un schéma-bloc du convertisseur analogique-digital de la fig. 1 Fig. 4 : quelques détails du circuit à multivibrateur monostable utilisé dans ltenregistreur selon la présente invention Fig. 5 : le compteur à ltalternat utilisé dans ltenregis- treur selon la présente invention, en vue d'enregistrer la "vie" du moteur Fig. 6 : quelques détails du circuit fondamental de génération de rythme, (horloge), utilisé dans ltenregistreur selon la présente invention Fig. 7 : la logique de commande du compteur de la fig. 5 Fig. 8 : un circuit montrant la faculté de mémorisation d'excédent du compteur de la fig. 5 Fig. 9 : l'alimentation schématique et le circuit détaillé du stabilisateur analogique Fig. 10 : quelques détails de deux stabilisateurs logiques; Fig. 11 : le schéma du régulateur fonctionnant par le signal d'un thermo-couple Fig. 12 : le détecteur triphasé du circuit de régulation de vitesse Fig. 13 : le circuit du commutateur de précision du circuit de régulation de vitesse ; Fig. 14 : le schéma du circuit de pompage à diode fonctionnant avec un train dtimpulsions provenant du circuit de la fig.13; Fig. 15 : le circuit d'élévation au carré qui permet dtob- tenir au départ une fonction du carre de la vitesse du moteur enfin, Fig. 16 : le réglage du compteur de vitesse du circuit nu métrique de captage de la vitesse. Par référence à la fig. lt le signal, qui- arrive-par#les lignes a, ba est réglé selon l'une de deux méthodes. Si le signal provient de l'étage non-linéaire-.d'un amplificateur pyrométrique, il est soumis à une transformation logarithmique donnant un signal condensé approprié aux étages suivants du circuit. Si le signal provient de thermocouples, un module dt~amplification pour thermo- couples, à compensateur normal à soudure froide produit un signal approprié à l'utilisation ultérieure. Le signal provenant du circuit conditionneur 1 attaque le circuit dtenregistrement digital par ltintermédiaire drurr convertisseur analogique-digital 2 du type alternant chargé de suivre le signal. Ce convertisseur produit un mot de 8 bits représentant la température rentrée par accroissements discrets de 1 C. Les mots-températu# sont ensuite transformés dans les mémoires fixes 3 en une série de mots soit dtalerte, soit de commande de rythme et de comptage, émettant des signaux respectivement vers les lignes 4, 5 et 6. Arrivé à ce stade, l'instrument économise de la place en mémoire grâce à son fonctionnement en virgule flottante : ctest-à-dire que le décompte souhaité est exprimé sous la forme A x 2B (cf. 1,3 x 104), où A est exprimé avec une précision suffisante pour qutil soit possible dry faire ressortir des accroissements de 1%, tandis que B a une amplitude suffisante pour disposer dtune portée de 1000:1.Dans cette forme de représentation, A est le mot de réglage de rythme (ou dt "horloge") et B le mot de commande du compteur pour la logique de régulation du rythme et celle du comptage, inscrites dans les circuits respectifs 7 et 8. Le mot de réglage du rythme déclenche dans lthorloge un diviseur programmable qui compte un nombre suffisant de cycles d'un multivibrateur de 128 Hz (voir Fig. 4) pour que le cycle suivant de la mémoire soit déclenché après une temporisation de 1/8 à 1/4 de seconde. Lorsque le cycle mémoire est déclenché, le convertisseur analogique-digital 2 est momentanément bloqué et ne peut stznverser, cela pour éviter des signaux erronés, et la logique 8 de commande du compteur est réarmée. Le mot de commande du compteur est décodé et, un bit est introduit dans l'étage de la puissance binaire appropriée d'une chaî- ne de comptage binaire 9. Cette chaîne compte alors rapidement jus qutà ce que la demande de comptage soit satisfaite, et un compteur à solénoïde asservi au compteur binaire est actionné de façon à enregistrer le chiffre voulu. Le dispositif de vérification "#est est déclenché par lt enfoncement d'une touche "-test". Le circuit "test" est autobloquant et introduit dans le circuit conditionneur d'entrée 1 une pente normalisée en provenance du générateur de pentes 10. Le compteur décomptera alors par quantités connues et les signaux d'alerte du circuit de mémoire 3 fonctionneront selon une séquence connue. Ce dispositif ntest vérifie la précision de l'instrument sur toute sa portée et non pas seulement sur un point. Outre le choix déjà mentionné entre les signaux d'entrée a et b, (pyromètre ou thermo-couple) 7 il existe autres possibilités de dispositifs facultatifs au choix. La première consiste dans la possibilité d'introduire un signal entrée correspondant à la vitesse du moteur. Etant donné que la vitesse de fluage est fonction du carré de la vitesse de rotation du moteur, il peut être souhaitable, pour des moteurs dont la vitesse peut varier indépendamment de la température des ailettes, de multiplier le décompte par une telle fonction. On peut donc faire entrer dans le décompte un signal de vitesse qui produit simultanément une valeur "vitesse" et une valeur carre de la vitesse (Fig. 15, 16), qui seront intégrées en une fonction unique. Cette fonction intégrée est alors utilisée pour modifier la tension de référence de lthorloge, ce qui rend le rythme de répétition un peu plus rapide et accélère le débit global du compteur. Une seconde possibilité offerte consiste en un circuit dt alerte de dépassement (voir Fig. 8). Ce circuit fonctionne comme un dispositif d'alerte de surchauffe ; on peut même programmer les mémoires fixes 3 de façon telle qutil soit exactement équivalent à un tel dispositif. Si le nombre imposé au compteur dépasse la capacité de ltenregistreur, le décompte incomplètement réalisé dans la logique de commande de décompte 8 est détecté et un signal dtalerte (ou "feu rouge à solénoidett) est émis. La troisième variante est un déversement supplémentaire dans le circuit du compteur à solénoïde. Si le nombre demandé dépasse momentanément la capacité du compteur, des chiffres peuvent se trouver totalement perdus. Toutefois, la nature même de telles températures de surchauffe implique quelles ne se produisent que peu de temps avant la destruction complète du moteur. Dans la variante visée, tout décompte excessif dans le circuit de commande du compteur peut être stocké temporairement dans un registre de déversement à la fin de chaque cycle dthorloge, et lorsque, par la suite, la vitesse de comptage diminue, ces chiffres ainsi stockés peuvent être introduits dans le compteur à solénoïde pendant les périodes de repos de celui-ci, après l'enregistrement d'un cycle normal de comptage. Une quatrième variante du principe du déversement de surplus du compteur consiste en une extension de l'étendue d'action de celui-ci. Dans cette variante, les impulsions de comptage sont réparties entre deux compteurs à solénoïdes dont ltun accumule les décades inférieures du comptage, vautre étant réglé de manière à recevoir les décades hautes du décompte. Sur ce dernier compteur, chaque avancement a la valeur de 100 unités sur le premier compteur. Ainsi, ltinscription Décades basses : 12345 Décades hautes : 01234 donnera au total le décompte réel de : 0135745 Les compteurs à distancé sont montés de façon à mettre ce fait en évidence.Par ce moyen, une vitesse maximale de 250 impulsions de comptage à la minute sur le compteur haut équivaudra à 25000 impulsions à la minute, tandis qu'un débit minimal dirigé sur le compteur bas donnera une unité à la minute. Ltappareil pourra donc avoir une portée dynamique de 4,5 décades sans pour autant imposer de spécifications excessives aux mécanismes de visualisation. Dans une cinquième variante, le signal préparé est traité dans un contrôleur de chocs thermiques. Dans ce dispositif, les maxima de température sont comparés aux minima, et si la variation transitoire est trouvée assez forte, une unité est enregistrée sur le compteur de chocs thermiques. Les circuits ont des constantes de temps suffisantes pour que les signaux transitoires à forte pente soient seuls enregistrés. La dernière variante possible consiste à créer une caractéristique de pré-correction thermique. En autres termes, la vitesse de décompte dtunt1tel compteur de durée de vie' peut être élevée au-dessus de la vitesse qui correspondrait normalement à la température appliquée si la vitesse de variation de température est excessive. Cette caractéristique intervient en détectant la vitesse de variation de la température et en modifiant en conséquence la tension proportionnelle de référence, soit par rapport au circuit du terme vitesse si celui-ci est mis en oeuvre, soit en jouant sur le circuit dthorloge. Dans l'un et ltautre cas, le rythme sera rendu proportionnel à cette fonction de taux de variation. Lorsque l'on désire obtenir des fonctions autres que la surveillance du fluage, il est nécessaire de préparer des signaux de transdueteurs de pression. On prendra en considération deux type#s de transducteurs de ce genre : le type à potentiomètre, (ou logomètre), et le type synchro. Dans le premier cas, on insérera un simple amplificateur tampon pour éviter le changement du transducteur par le contrôleur de préparation des signaux ; dans le second cas, il sera nécessaire d'utiliser une conversion directe de signaux synchro en signaux numériques. Une alternance de conversion synchro-continu suivie de conversion analogique-digital introduira des erreurs significatives.Toutefois, la conversion classique sinus/cosinus dans le convertisseur peut être supprimée, la caractéristique correspondante étant superposée dans la mémoire re fixe. Les signaux non-linéaires provenant dtun amplificateur pyrométrique ne sont malheureusement pas utilisables directement par ltenregistreur de durée de vie-du moteur, mais le problème devient nettement plus facile à traiter si lton prend le logarithme des signaux reçus. Fig. 2 montre un conditionneur approprié de signaux pyrométriques logarithmiques. Dans le circuit ainsi représenté, ltam- plificateur A3 stabilise les courants dans le couple de transistors A2 à circuit intégré et substrat chauffé, tandis que la caractéristique exponentielle courant-tension de A2 retourne alimenter l'ampli Al à partir des résistances de jonction R5 et R6, de sorte que la caractéristique courant-tension de Al soit le logarithme du signal à l'arrivée. Le substrat du couple de transistors A2 contient un régulateur thermique intégré de rétroaction qui détecte la température de la micro plaquette et contrôle la dissipation d'un groupe de transistors de puissance, de façon à maintenir la plaquette à une température constante. Ceci stabilise les caractéristiques du couple de transistors diffusées dans une zone de la plaquette électriquement isolée, de telle sorte que leur champ relatif interne (drift) ne dépasse pas 40 microvolts dans la zone correspondant à la température ambiante normale. L'amplificateur A3 détecte le courant dérivé de ltalimen- tation de référence jusqrau second transistor de ladite alimentation et règle le courant dans la résistance Rll en le stabilisant. On peut démontrer que Icl Ic2 exp (q.dVbe/K.T) où Icl et 1c2 sont les courants de collecteurs des deux transistors q est la charge drun électron, K la constante de BOLTZKhNN, T la température absolue aux jonctions et dVbe la différence de potentiel à travers les bases des transistors. Donc, si, comme c'est ici le cas, IC2 et T sont maintenus constants, 1c1 variera comme lfex- posant de la différence de potentiel entre les bases, et comme une des bases est liée à O volt et l'autre aux résistances de rétroaction R7-R8, la ddp des bases est proportionnelle à la tension de sortie. L'ampli Al règlera la tension aux résistances R7-R8 de fa çon tele que sa tension d'entrée soit nulle. Ceci ne peut être réalisé que lorsque les intensités dans les résistances R6 et R1+R2 équilibrent ICl. En négligeant pour le moment le courant décalé de la résistance R6, on obtient Vin (Rl + R2) = A. exp (B. Vout) où A et B sont constants, ou bien une fonction transformée transfert V & t = C logn (Vin) où C est une constante. Vin étant la tension à l'entrée, Vout la tension de sortie. in Si l'on considère maintenant l'action de la résistance R6, le courant qui en dérive par division peut être réglé de façon telle que, à une position donnée, l'expression 1cî + IC2, et partant la différence de potentiel aux bases, soit nulle. Comme exp (o) = l'influence de T devient nulle en ce point. Ainsi donc, en réglant convenablement la position du potentiomètre VR1, on pourra non seulement équilibrer l'influence des variations de caractéristiques individuelles de transistors du couple A2, mais encore donner au circuit un coefficient de température minimale en un point choisi de la portée de fonctionnement. La résistance R5 limite l'étendue du réglage du potentiomètre MU, ce qui augmente encore sa stabilité relative. Jusqutici on avait évité de discuter les deux signaux d'en- trée "test". Lorsque l'enregistreur reçoit une commande "test", il déclenche le générateur de pentes 10 (Fig. 1), qui envoie le signal "test" au circuit conditionneur de signal pyrométrique 1; lorsqutun tel signal "test" arrive par la ligne TI en passant par la résistance R3, le fonctionnement est le même que lorsqu'un signal arrive par la ligne SI et les résistances R1+R2. En même temps, la ligne de blocage du test, h t, est mise à la terre de façon que l'nappa reil ne soit pas influencé par le signal pyrométrique qui arrive. Les autres composants de la Fig. 2 sont les condensateurs Cl et C2 et les résistances R2 et R 10. Les condensateurs règlent le circuit éliminateur respectif de chacun des amplis Al et A3, les deux résistances réduisent les effets de la dérive des courants de polarisation des étages d'entrée des amplis. La résistance R 10 peut être insérée dans le cas particulier où l'appareil doit fonctionner dans une gamme comprise entre 2000C et 2500C ; elle peut améliorer sensiblement la linéarité de sa caractéristique dans un domaine limité. En ajoutant cette résistance R 10, on peut remplacer par une mémoire fixe de 256 bits une mémoire d'entrée de 512 bits, en bénéficiant dtune réduction correspondante du prix de revient, mais avec une légère perte de souplesse par rapport à la solution qui consiste à renforcer la mémoire jusqu'à 512. Le convertisseur analogique-digital est représenté Fig. 3. Etant donné qutil ne reçoit qutun seul signal d'entrée arrivant par la ligne 10, il a été optimisé dans le sens de la rapidité de détection plutôt que dans celui de la vitesse de conversion. A cet effet, on utilise une méthode dans laquelle un compteur alternant est commandé par des comparateurs qui approchent le signal d'en- trée du signal analogique équivalent de l'état du compteur, plutôt que d'avoir recours à un convertisseur à double pente ou du type "put and take". Le coeur de ce circuit est le compteur alternant Xl-X2.Il consiste en un couple de circuits intégrés de dimensions moyennes contenant une série de bascules de comptage. Ces bascules sont reliées de façon telle que les impulsions d'addition sur la ligne "y" stajoutent au décompte existant et que les impulsions de soustraction de la ligne sttt en sont retranchées, tandis qutune ligne de réarmement R peut remettre le compteur# complètement à zéro. s Les signaux sortant d compteur alimentent 1 t etage sw vant de ltenregistreur, ainsi qu'une batterie de 8 commutateurs analogiques(X3-X4). Ces commutateurs, intégrés quatre par quatre, règlent les courants produits dans un réseau R de resistances de x précision à partir du signal S de référence, et qui repartent par la ligne T. A cet effet, une tension de comparaison est créée dans la ligne de sortie aux bornes dtune résistance RFB, cette tension représentant la valeur digitale courante du compteur. Cette tension sur la ligne T est comparée au signal qui arrive par la ligne 10 dans un couple de comparateurs A4, AS obte tenus par diffusion sur une micro-plaquette commune. Le signal qui en émane est filtré parle -.#ultivîbrabeur X5 qui produit un train d'impulsions à 25 kHz toutes les fois que ledit signal est actif. Mais lorsque ledit signal est plus#fort.que le signal d'entrée, l'ampli A4 attaque la ligne de soustraction et le décompte est réduit jusqu'à ce que les deux signaux soiel' égaux. Inversement, l'ampli AS augmente le décompte si le signal d'entrée est le plus fort. Ainsi, la valeur qui s'inscrit au compteur suit constamment le signal dtentrée. Pour éviter que le décompte ne soit modifié pendant une interrogation étages ultérieurs de ltenregistreur par lthorloge, (voir infra), cette dernière bloque le fonctionnement du convertisseur a/d pendant cette opération, en mettant sous tension la ligne de blocage de l'entrée IADC. D'autre part, pour empêcher la production de décomptes erronés du compteur capables de stintroduire dans le reste de ltappareil lorsqutune défaillance de l'alimentation stest produite, ladite alimentation (voir infra) produit un signal de nmanque de courant qui alimente la ligne d'entrée de ndéfaut de courant PFI du convertisseur. Ce signal remet le compteur à zéro, et celui-ci reprendra rapidement la détection de la valeur du courant d'entrée. La Fig. 4 montre le multivibrateur, utilisé dans toutes les applications ordinaires du présent enregistreur, pour engendrer des impulsions. Il est basé sur le type normal monostable, qui contient les éléments indiqués à l'intérieur du trait discontinu. Le multivibrateur monostable, réarmable, fonctionne comme suit. Un signal logique peut être appliqué par la broche A et renversé par ltinverseur 11. Il est appliqué ensuite au circuit-ttle- viern 13 en passant par la porte tOUn 12. Au contraire, un signal logique négatif peut être appliqué à la broche B et atteindre le circuit levier 13 par la porte 12, pour déclencher le circuit 11levier11. Grâce à un usage judicieux des broches A et B,- qui, dans certains montages, sont des entrées multiples,- on peut éliminer les crêtes supplémentaires à l'entrée de l'appareil. Le circuit levier décharge alors le condensateur C3 en passant par la diode D1, de sorte que la broche CR soit à un potentiel proche de celui de la terre. Autre borne du condensateur est raccordée en retour au circuit 11levier11 par la broche C, ce qui permet de détecter lt état de décharge de C3 et de remettre au repos le circuit levier. Le circuit déclencheur de SCHMITT 14 entre alors en action, et à la sortie: la bistable 15 est placé dans l'état logique "1" (tension). Le déclencheur de SCHMITT 14 a une hystérésis dtenviLon 1 volt, ce qui le protège contre les bruits pouvant se produire à la broche CR. Le condensateur C3 se charge alors en passant par la résistance R 13 qui est reliée à la barre d'alimentation positive. Lorsque le circuit de SCHMITT 14 a atteint son niveau supérieur de déclenchement, le circuit revient à l'état 0. On peat d'ailleurs imposer un état zéro au circuit en alimentant entrée d'effacement. Le circuit est modifié par le retour de la résistance R 13 à la sortie zéro du circuit intégré et par l'inclusion de la diode D2 entre l'entrée d'inhibition li et la jonction de la résistance R 13 et du condensateur C3. Si, à présent, le circuit est dans 1' état zéro, le condensateur se déchargera par Stintermédiaire de la résistance R 13 jusqu'à ce que le circuit de SCHMITT ait atteint son niveau inférieur. Le circuit retourne à l'état 1 et le cycle recommence. Une onde dtallure triangulaire se produit à la jonction du condensateur C3 et de la résistance R 13, dont l'amplitude est définie par lthystérésis du déclencheur de SCHMITT 14, tandis qutà la sortie, il se produit une onde carrée. Le circuit est autodéclencheur. Si le signal qui arrive par la ligne dtinhibition N est au zéro logique, D2 maintient la jonction R 13-C3 à son niveau bas, et la sortie est fixée à l'état I. La diode D2 sert donc de porte logique à la sortie. Si une impulsion est appliquée à l'une des entrées A ou B, le fonctionnement normal du circuit levier impose l'état b à la sortie, mais à partir de cet état, l'oscillation normale continue. Ainsi donc, les signaux d'entrée peuvent imposer à l'oscillation un synchronisme avec un train tondes à basse fréquence venant de lrextérieur. Des diodes stlpp b entaires peuvent être mises en parallèle jusqutà la jonction C3 - R 13, ce qui donne de nouvelles possibilités d'inhibition. Un signal d'effacement du mécanisme bistable de sortie est appliqué à la borne X. Le compteur alternant à 8 bits du convertisseur ana logique- digital (Fig.3) est construit à partir de deux circuits MSI, comme le montre la Fig. 5. Chacun de ces circuits contient quatre bascules bistables J-K, dans lesquels les impulsions de rythme provenant de la position haute CU ou basse CD de 1' horloge sont traités de façon à enclencher le décompte suivant approprié. L'état de la bascule la plus significative est utilisé pour filtrer les signaux CA "carry" (report) et Bo nborrown (retenue) qui seront utilisés à ltétape suivante. Chaque étage du compteur fonctionne en synchronisme avec les rythmes dfnorloge, - sauf dans le cas de report rapide. Une charge peut être introduite par l'entrée L, ce qui permet d'introduire dans le compteur des données en parallèle. Cette entrée, comme celle de remise à zéro RE, sont utilisées dans ce dé convertisseur pour éviter les/p assements positifs ou négatifs, ctest-à-dire les cas où le décompte passera directement soit en descendant du t'vide" au ?1plein??, soit en montant du "plein" au videz, parce que les signaux reçus par le convertisseur a/d ont une valeur supérieure à la portée des éléments de rétroaction (réseau de résistances). Stil y a dépassement positif, la sortie de "report" CA est mise sous tension par le compteur supérieur. Cette retenue est ramenée en arrière à l'entrée de charge L des deux compteurs. En raccordant par câblage ces entrées à l'état plein (11111111), les compteurs se réarment dteux-mêmes à l'état "plein" et le dépassement est éliminé. Stil y a dépassement négatif, la sortie correspondante Bo ("retenue") est reliée à rentrée de la porte OU G1, autre entrée recevant le signal de réarmement RE, et le signal de cette porte allant alors alimenter les entrées CL (retour à zéro) des compteurs. Ceux-ci reviennent donc à l'état stviden (00000000), et le dépassement négatif est élimine. Les mémoires fixes 3 (Fig. 1) contiennent 2048 bits disposés selon un arrangement de 256 mots à 8 bits. Chaque mot représente une augmentation dtenviron 10C, et comme, pour la plupart des moteurs à turbine à gaz, une telle augmentation est convertie en une modification de la vitesse de comptage de 6%, le mot générateur de rythme doit avoir 4 bits. En effet, 4 bits donnent des variations de 2 4Hz sur une fréquence de 1 Hz, ce qui correspond à 1, soit 6,25%. Rappelons que si l'augmentation est de 6,25%, on peut toujours obtenir une valeur ne dépassant pas 3,25% ; en outre, une telle déviation n'est possible qu'au moment du passage de la valeur dthorloge zéro à la valeur 1. Quatre autres bits sont nécessaires pour le mot de commande du compteur, ce qui donne le total de 3 bits. Lorsqu'il faut pouvoir émettre des signaux dtalerte, la mémoire peut être étendue à 2560 bits (256 x 10), en émettant deux signaux dtalerte.Toute- fois, il faut rappeler qutun signal dtalerte pour dépassement peut être obtenu par un dispositif facultatif dans la logique de commande du compteur. Si on considère la sensibilité à 10C comme insuffisante, on passera à la taille supérieure de la mémoire, qui sera de 5120 bits (512 x 10). Chaque mot représente alors 0,50C ; il en résulte une portée totale analogue à celle de la version à 2048 bits, tandis que 5 bits de chaque mot commandent lthorloge pour donner des variations de 3,25%. La logique de commande du compteur sera coumandée par 4 bits, et il en reste un pour les signaux d'alerte. Toutefois, cette configuration n'est viable que dans une voie comportant un convertisseur analogiaue-digital de portée étendue et un générateur de rythme (horloge) également de grande portée. Comme on le verra plus loin, les mémoires fixes ne sont interrogées que pendant 10 4 secondes toutes les 0,2 seconde. Etant donné que ces appareils dissipent une quantité considérable de puissance (0,6W max.) pour obtenir la capacité de mémoire suffisante, un transistor de l'alimentation électrique est prévu pour leur fournir lténergie nécessaire pendant la période dtinterrogation. Ce réglage de la ligne d'alimentation électrique donne l'avantage supplémentaire de minimiser ltauto-chauffage des mémoires, ce qui donne davantage de liberté pour le conditionnement de ltappareil et une plus grande fiabilité. Pour organiser la configuration des mémoires fixes, un programme a été élaboré pour transform*r deux tableaux d'entrée, l'un comportant rentrée spécifiée et ltautre la sortie demandée, en un tableau et une bande, lesquels peuvent servir à établir ltagence ment du masque des mémoires fixes. Le circuit de base de l'horloge est représenté Fig. 6. Le circuit de l'ampli A6 forme un multivibrateur de précision fonctionnant à 128 Hz. Les compteurs X5 et X6 font office de diviseurs programmables comptant un nombre défini d'impulsions, ce nombre variant sous l'influence du mot de réglage de rythme CW entre 16 et 32, avant d'émettre une impulsion de signal. Ce dernier sera donc émis après un intervalle de temps variant entre 16/128 et 32/128 secondes, soit 0,l25s et 0,25s. Le fonctionnement de ce multivibrateur est relativement 53fr ple. En supposant l'ampli A6 en position de saturation, le condensateur C4 se chargera par l'intermédiaire de la résistance R 14 selon ltequation : Vcî = Vz0î [ 1 - exp( où t est ltintervalle de temps. En même temps, l'autre borne d'en- trée de l'ampli A6 est maintenue à la moitié de la tension de Zener indiquée ci-dessus, puisque R 15 est égal à R 16. Donc, après un intervalle qui est une fonction pure du temps, la tension à la borne d'inversion de ltampli A6 sera supérieure à celle de l'entrée qui ne subit pas l'inversion. L t ampli 6 passera donc à la saturation négative, et une pente négative débutera de la même façon que la pente positive précédente. L t ampli émettra une onde carrée d'allure géométrique uniforme et de fréquence définie avec précision. Le signal émanant de l'ampli 6 est préparé par le transistor Ql qui le ramène au niveau normalisé des signaux logiques ; la diode D3 protège Ql contre les tensions inverses de l'ampli A6. Lorsque l'alimentation électrique est interrompue, la ligne inhibitrice d'alimentation IpF tombe à ON et le transistor Q2, qui est raccordé par l'intermédiaire de la résistance R 17, sera bloqué. La capacité C4 gardera sa charge positive etltampli A6 reviendra à l'état de saturation négative. Ainsi, l'ampli A6 commencera à osciller selon une phase définie. Le diviseur programmable se compose des compteurs X5 et X6, lesquels sont tous deux alternants. Au début d'un cycle de synchronisation, X6 est en position 1000 et X5 est réglé pour le compte souhaité. X5 comptera donc négativement depuis ce dernier chiffre jusqutà ce qutil soit en état dtinsuffisance et passe sur une impulsion de retenue Bo Ce signal Bo se produit lorsque le compteur X5 passe de l'état 0000 à l'état 1111. L'impulsion Bo susvisée ramène le compteur X6 à 0000. Le compteur X5 comptera ensuite 16 impulsions de 1111 à 0000, puis comme les deux compteurs vont se trouver à 0000, une impulsion de retenue sera engendrée par X6, ce qui aura pour effet de déclencher les deux monostables X3A et X3B en tandem. X3A lance une impulsion de 120 microsecondes, laquelle servira directement comme signal CL de remise à zéro (effacement) pour les extensions facultatives de logique de commande du compteur 8 (Fig.l). De plus, pendant cette période, la mémoire fixe 3 peut se stabiliser après application de l'énergie, tandis que le convertisseur analogiquedigital est isolé, l'énergie n'allant qu'à la mémoire 3. La porte G1 détecte la période de 30 s pendant laquelle X3B émet encore, tandis que X3A ntémet plus. Les monostables sont en tandem pour éliminer toute possibilité de pics de commutation au début de ladite période. ; en effet, si les deux monostables émettaient en parallèle, il serait possible que X3 déclenche plus lentement que X3B, dtoù émission d'un signal par la porte G1. Le signal émis recharge les compteurs X5 et X6, ce dernier à 1000 comme auparavant, X5 au chiffre demandé. Le signal de chargement Lo LOMD est également introduit dans la logique de commande du compteur. Celle-ci comptera donc entre 16 et 31 périodes du multivibrateur, soit 0,125 à 0,25 seconde. Si une inhibition dsalimentation survient sur la ligne IpF, les deux compteurs sont vidés et mis à 0000. La première impulsion émise par le monostable entraînera le lancement de la séquence de chargement LOAD. Grâce à cette méthode, il suffira de 20 ms pour que ltenregistreur se remette en marche après une interruption quelconque de l'alimentation électrique. On peut faire fonctionner lthorloge avec 5, 6 ou ? bits à l'entrée en chargeant le compteur X6 par A100, AB10 ou ABC1, A, B et C étant les 5ème, 6ème et 7ème bits requis. La logique de commande du compteur est représentée Fig. 7. Pendant le temps de recyclage de lthorloge, le mot de commande du compteur, CCW, est envoyé par la mémoire fixe au décodeur "1 à 16 noté X7. Ce circuit est une micro-plaquette MSI unique qui envoie le signal "on sur ltune de ses 16 sorties selon le mot binaire à 4 bits qutil a reçu. Par mesure supplémentaire d'écono- mie dténergie, ce circuit est alimenté par la même barre que la mémoire fixe et utilisera donc le courant du même cycle dtutilisa- tion. Le décodeur X7 produit des signaux 11111 sur toutes ses sorties non sélectionnées. Lorsque le signal repère est lancé par l'horloge, il alimente entrée de chargement du compteur à 12 bits X8 à X10. Ce compteur se compose de trois compteurs positifs X8 à X10, préréglables, à 4 bits. Donc, 12 sorties du décodeur sont envoyées après filtrage dans le compteur à 12 bits par l'impulsion de repère de rythme ST. Le douzième étage du compteur commande le blocage du multivibrateur X7A. Cet étage est normalement chargé par ltimpulsion repère ST sous la forme ttl, ce qui permet audit multivibrateur de se mettre à osciller à 2kHz. Toutefois, Itîmpulsion repère ne dure que 509 s, tandis que le multivibrateur X7A, lui, ne produira pas une impulsion pendant 250jus, par suite de sa caractéristi- que de démarrage à phase contrôlée Aussi, au moment où la première impulsion atteint le compteur à 12 bits, l'impulsion repère ST est déjà supprime.Ces impulsions seront introduites en cadence dans le compteur de 12 bits X8 à X10 jusqutà ce qu'il soit saturé ; il franchira alors l'étape suivante et parviendra à l'état out O", de telle sorte que la 12e étape a pour effet d'inhiber le multivibrateur X7A en passant par la ligne Q 12, interrompant le train d'impulsions. Le tableau 1 montre quelques exemples de cette fonction, afin dtindiquer comment le mot de commande du compteur CCW produit la génération du nombre voulu dtimpulsions en puissances de 2. Le signal provenant du diviseur à 8 bits X11-12 alimente le monostable X7B par la ligne Q6 ; X7B est la seconde moitié d'un circuit monostable double dont la première moitié est formée par le multivibrateur X7A. Il engendre une impulsion d'actionnement du compteur de 40 ms à partir de la seconde moitié de chaque cycle diviseur, ce qui veut dire que le compteur à solénoide se déclenche à chaque accumulation de 0,5, ou 1,5 ou 2,5 coups. TABLEAU 1 Exemples de fonctionnement de la commande du compteur (Dernier bit significatif à gauche) Mot de : Décompte : Etatssuccessifs du compteur commande : des impulsions : impulsions 111111111111 1000 0 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 111111111111 2 1 1 0 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 2 111111111111 3 1100 1 1 0 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 0 0 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 2 1 0 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 3 0 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 4 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 5 0010 (voir page 16) TABLEAU 1 (suite) Mot de : Décompte :Etats successifs du compteur commande : des impulsions : 0010 1 1 1 0 1 1 1 1 1 1 1 1 1 0 0 0 1 1 1 1 1 1 1 1 1 2 1 0 0 1 1 1 1 1 1 1 1 1 3 0 1 0 1 1 1 1 1 1 1 1 1 4 1 1 0 1 1 1 1 1 1 1 1 1 5 0 0 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 6 1 0 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 7 0 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 8 111111111111 9 1010 1 1 1 1 0 1 1 1 1 1 1 1 1 ####llll1lll 2 1 0 0 0 1 1 1 1 1 1 1 1 3 1 0 0 1 1 1 1 1 1 1 1 4 1 1 0 0 1 1 1 1 1 1 1 1 5 0 0 1 0 1 1 1 1 1 1 1 1 6 1 0 1 0 1 1 1 1 1 1 1 1 7 0 1 1 0 1 1 1 1 1 1 1 1 8 1 1 1 0 1 1 1 1 1 1 1 1 9 0 0 0 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 # # 1 1 1 1 1 1 1 1 1 11 0 1 ~ 1 1 1 1 1 1 1 1 1 12 1 1# 1 1 1 1 1 1 1 1 1 13 # 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 14 1 0 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 15 0 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 16 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 17 ~ ~ # ~ ~ ~ ~ 0 0 0 0011 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 Ainsi, le compteur à solénoïde contiendra à tout moment le nombre arrondi le plus proche de celui que demande l'état du moteur. Un circuit spécial pour solénoide SD, actionne le compteur à solénoïde monté sur le moteur, par l'intermédiaire de la commande RSC. SD est un circuit intégré dont la vitesse de commutation peut être réglée par le condensateur C5, ce qui permet de réduire au strict minimum les perturbations dtorigine électromagnétiques. La diode D3 protège ce circuit-pilote SD contre les tensions de rupture provoquées par l'inductance du compteur X8 - X10. Si une surtension, survenant dans le conducteur d'alimen- tation électrique, provoque un signal IpF (défaut d'alimentation), le décompte intempestif provoqué sur le diviseur à 8 bits Xll-X12 est effacé par le réarmement du compteur et comme ce réarmement touche l'étage le plus significatif du compteur à 12 bits X8 - X10, toute poursuite du décompte est impossible. Il en résultera l'inhi- bition du multivibrateur X7A. Finalement, l'entrée de remise à zéro CL du monostable X7B est mise sous tension, empêchant cet organe de lancer une impulsion de comptage. La logique de commande est alors prête à recevoir la première impulsion de chargement de l'horloge 7. (Fig.l). En règle générale, pour un mot de commande du compteur Ccw ayant pour valeur binaire n, le multivibrateur engendrera un nombre de coups égal à 2n-1+1. Pour le cas particulier de n=12, tout décompte est inhibé. Bien que ce processus produise un exposant inexact, il est facilement tenu compte de cet#te erreur dans la programmation de la mémoire fixe. Ces impulsions de comptage du multivibrateur X7A sont cumulées par la chaîne X 11-12 dont les deux organes cumulent le décompte et le divisent par 256. Donc, à la vitesse minimale dtun coup par cycle à raison de 4 cycles à la seconde, la chaîne de division X 11-12 émettra approximativement un décompte par minute. A la vitesse maximale de 2 kHz, (ctest-à-dire par exemple lorsque le multivibrateur et la chaîne associée arrivent à épuiser exactement chaque cycle), le débit de sortie sera de 2000 x 60 , soit approximativement 500 coups par minute. 256 A ce taux maximal, le compteur est chargé au maximum à raison de 250 x 2 = 500 coups. Comme 512 = 21 1+l, la dimension réelle du compteur utilisable est de 10 bits ; mais comme, d'autre part, les comptages se font par unités d'accroissement de 4 bits, le choix de 12 bits était inéluctable. On peut construire très simplement un dispositif signalant qutil y a eu dépassement du compteur. Il suffit dtenregistrer lt état du compteur à 12 bits dans une bascule J-K en synchronisme avec ltimpulsion d'effacement du compteur provenant du générateur de séquence. La sortie de cette bascule sera normalement à 0. Tou tefois, si le nombre de coups de comptage demandé dépassait 29, le compteur à 12 bits ne serait pas vidé, ainsi qu'il a été démontré ci-dessus, et retiendrait toujours le chiffre 1 à une sortie. La bascule J-K passerait donc à l'état 1. Cet état peut être utilisé pour déclencher un signal d'alerte ou un avertisseur de surchauffe. Bien que le compteur maintienne une vitesse maximale constante en cas de dépassement, il est possible de décaler l'état de dépassement à partir du moment où la courbe imposée dépasse la capacité du compteur ; il suffit de programmer la mémoire fixe de façon qu'elle réclame un décompte de#dépassement à la température de surchauffe requise. La ligne inhibitrice de défaut dfalimentation doit être en contact avec la ligne d'accès direct à la bascule J-K afin dt éviter des alertes intempestives qui pourraient se produire en cas de surtension dans l'alimentation. La Fig. 8 montre comment on peut inclure dans le montage une mise en mémoire du surplus. En présence du signal "effacement du compteur" de 100 ss s, le multivibrateur X 14 1?vide11 tous les chiffres en excédent dans le compteur à 8 ou 12 bits à alternat X 21-23, avec un débit binaire de 8 MHz. Au cours d'un cycle ultérieur, lorsque le compteur principal de commande X 16-18 est libéré, le multivibrateur X 24 "vide les coups enregistrés dans la mémoire de dépassement X 21-23 et les envoie au compteur à distance à so lénoide, (non représenté), par la ligne O/P. Pour pouvoir correspondre à la vitesse de ce compteur, X 24 émet à 8,3 Hz. Si Q12 ##est pas arrivé au zéro logique au moment où par- vient l'impulsion d'effacement CL, l'inhibition du multivibrateur X 14 est levée par la porte ET G3. En même temps, l'impulsion dtef- facement CLEAR, qui est dérivée dans le générateur de séquence par inversion du même signal CLEAR, bloque le multivibrateur X 13 par l'intermédiaire de la porte OU notée G2. On remarquera que si la demande de comptage avait été satisfaite, ce même blocage eut été obtenu par ltinversion de Q12 à l'état 0, par l'effet de autre entrée de G2, en temps normal, tout comme cela se produit dans le circuit de base de commande du compteur. A présent, le multivibrateur X 14 envoie un train dtimpul- sions à grande vitesse par Glt, qui est une seconde porte OU destinée à combiner entre eux les signaux émanant des deux multivibrateurs, jusqu'au compteur à 12 bits X 16-18 et au diviseur à 6 bits X 19-20. Les signaux émanant du diviseur vont à la porte G5 ainsi qutau circuit pilote du compteur. Pendant le comptage normal, la porte G5 est bloquée par la présence, à sa seconde entrée, du signal d'effacement CLEAR. Toutefois, au moment de ltopération dtef- facement, la porte G5 est débloquée et les impulsions provenant du diviseur obligent le compteur à alternat X 21-23 à compter en descendant à partir de zéro.Le premier chiffre provoquera donc un dépassement négatif, et Q8 passera à ltétat 1, libérant en partie la porte G6, comme il est indiqué plus loin. Les impulsions seront désormais cumulées jusqutà ce tous les chiffres non remplis du compteur à 12 bits soient libérés et que Q 12 revienne à zéro, bloquant alors le multivibrateur 14 par l'intermédiaire de la porte G3. A la vitesse de 8 MHz, il est possible de traiter un dépassement de 800 coups maximum pendant les 1009 s du signal CLEAR. On peut comparer ce chiffre avec la capacité maximale du dispositif de comptage à 12 bits. On constatera que, pulque le 12e bit signifie "absence de comptage11, le bit NO 11 représente la demande maximale de comptage de 210+ 1 = 1025 coups. Au rythme le plus rapide de lthorloge, ceci peut être réclamé en un peu plus de 0,125 seconde. Toutefois, 250 coups de comptage auront déjà été absorbés par le comptage normal, de sorte qutil n'en reste en réalité que 775. Une caractéristique plus significative à cet égard réside dans la capacité du registre de dépassement. Etant donné que le fonctionnement de ce registre est basé sur le signe de Q8 en tant que repère d'état, on ne peut stocker que 27 coups avant que Q8 retourne à ltétat O et que le registre se trouve apparemment "vide11. Or, cela ne fait que 128 coups. Il est donc probable qutune mémoire à 12 bits, avec sa capacité de 21l = 2056 coups, serait préférable. Lors d'une étape ultérieure du fonctionnement, la demande de commande du compteur pourra être satisfaite normalement et la mémoire pourra être vidée. A cet effet, il convient de considérer l'action de la porte G6. Si Q8 est à l'état 1, Q 12 à O (comptage satisfait) et que ltimpulsion d'effacement n'est pas encore arrivée, la porte 6 va annuler ltinhibition du multivibrateur X 24, et des impulsions à 8,3 Hz vont alimenter en même temps le décompte positif dans la mémoire et le compteur à distance par la porte G4. Ce processus va se poursuivre jusqutà ce que la séquence CLEAR/STROBE (effacement et repère de rythme) survienne, ou bien jusqu'à ce que la mémoire se décharge et revienne à O en Q8 ; elle est alors vide. Le dispositif nécessite un monostable X 25 pour actionner le compteur. En effet, il peut arriver que la dernière impulsion de comptage vienne d'être produite par le diviseur avant le début de la séquence d'effacement ; comme le compteur à solénoide ne peut suivre un comptage si rapide, le dernier coup ainsi émis serait perdu dans ltopération d'effacement. Le monostable X 25 masque les impulsions d'effacement à l'égard du solénoide et de son pilote. En cas de défaut d'alimentation, la mémoire de dépassement est réarmée. En même temps, la ligne d'effacement du monostable est mise en action pour empêcher le monostable X 25 dense déclencher intempestivement. Fig. 9 montre la disposition générale de l'alimentation électrique et le détail des circuits du stabilisateur analogique. Fig. 10 donne le détail des stabilisateurs logiques. L'alimentation dtaviation sous 115 V/400 Hz est transformée pour ltalimentation des circuits analogiques, des circuits logiques et des compteurs au moyen d'un transformateur toroîde T1, dont les enroulements primaire et secondaires sont notés PI, S1, S2 et S3. Les tensions alternatives résultantes sont filtrées, (contre les perturbations électromagnétiques), totalement redressées et lissées à l'aide de techniques ordinaires à condensateurs, dans les circuits 20, 21 et 22. En outre, des diodes de Zener protègent les condensateurs qut elles enjambent pour éviter remet des surtensions à l'arrivée. Le courant résultant continu à 24V est directement utilisable par les compteurs. L'alimentation des circuits analogiques et logiques nécessite, par contre, une stabilisation supplémentaire qui est réalisée respectivement dans les circuits 23 et 23A pour éliminer les grosses variations caractéristiques d'une alimentation en avion. (# 20%). Ainsi qu'il est démontré, le stabilisateur analogique 23 peut être réalisé très simplement par l'emploi d'un circuit intégré stabilisateur double X 26. Ce circuit peut commander deux tran sistonE Q3 et Q4, qui engendrent des courants stabilisés à + 15V dans des conducteurs qui varieront de moins de 1% sous l'effet de la température et s'aligneront à 1% près en valeur absolue. Dans le schéma, les résistances R 21 et 22 fournissent un réglage dtintensité de démarrage pour le circuit X 26.Les condensateurs C6 et C7 assurent les fonctions de circuits éliminateurs dans les boucles d'amplification du schéma de X26. Les résistances R 23 et R 24 détectent le courant sollicité au stabilisateur X 26 et permettent à ce dernier de limiter les intensités excessives (courts-circuits). Fig. 10, on voit qu'il y a deux stabilisateurs logiques X 27 et X 28. Les fonctions fondamentales de stabilsation sont encore assurées dans chacun de ces circuits par des circuits intégrés qui fournissent à la logique une alimentation à 5V sans composants extérieurs. On se rappelle que l'alimentation des mémoires fixes est mise sous tension par le signal dtinhibition de conversion analogique-digital IADC pendant une durée dtenviron 150 s toutes les 200 ms. Le signal dtinhibition de conversion a/d rend conducteur le transistor Q5 et stabilise ainsi X 27, ce qui assure la fonction désirée. Le stabilisateur principal, basé sur X 28 et sur l'ampli A 20, est rendu plus complexe par deux considérations. D'une part, c'est lui qui doit émettre le signal IpF de défaut d'alimentation. D'autre part, la dissipation totale du stabilisateur X28 doit être maintenue dans les limites du plan de ltappareil. Les deux conditions ainsi posées sont remplies grâce à l'emploi du préstabilisateur spécial A 20/Q6. Si la tension d'alimentation de 15V est présente, la diode de Zener ZD2 sera soumise à 7,5 V à travers la résistance R 33. Cette tension va être appliquée à la borne sans inversion de ltam- pli A 20 et comparée à celle du conducteur stabilisé partant du transistor Q6. Si le courant vient juste de s'établir, ou bien st il vient de marquer une chute temporaire par suite dtun manque dt alimentation, ledit conducteur préstabilisé sera à une tension insuffisante, et la sortie de ltamplificateur A 20 sera fortement positive. Le signal partant de cet ampli 20 alimente deux circuits d'abord, il va au transistor Q7, qutil active, par l'intermédiaire de la résistance R 31. Le transistor Q7 active à son tour le transistor Q6 qui est l'élément en série de la préstabilisation. Toutefois, lorsque le transistor Q7 est conducteur, Q6 peut être alimenté par l'intermédiaire de la résistance R 29. Le conducteur préstabilisé aura ainsi tendance à élever sa tension au-dessus de 7,5V. La tension de sortie de A20 deviendra donc négative jusqu'à ce que l'excédent d'intensité dans la résistance R 29 ait été dérivé par l'intermédiaire de la résistance R 31.Les valeurs des résistances R 29, R 30 et R 31 sont spécialement choisies de façon à assurer cette sortie normalement négative de ltampli A 20 et pour réduire le gain, qui serait excessif sans correction, du préstabilisateur, dont la stabilité se trouve ainsi renforcée. Le circuit est amorti par la rétroaction en fréquence exercée par le montage C 12 - R 32. Toutes les fois que A 20 devient positif, il charge le condensateur C 14 par l'intermédiaire de la diode D5. La charge de ce condensateur se dissipe ensuite par la résistance R 34 et le transistor Q 8, saturant ainsi ce dernier et engendrant un zéro logique pour signifier ltinhibition IpF de défaut d'alimentation. Donc, en définitive, le préstabilisateur produit le signal de défaut d'alimentation tout en limitant l'entrée du stabilisateur X 28 à 7,5 V de sorte qu'il ne reste que 2,5 de perte. Dans ces conditions, la dissipation ne dépasse pas 0,8 W. Ctest ce que le stabilisateur X 28 peut dissiper, avec un bon puits calorique, à des températures allant jusqu'à 1150C. Sans préstabilisateur, la dissipation d'énergie pour une tension d'entrée minimale de 7 V alimentant le circuit, atteindrait 2 W lorsque la tension d'entrée est maximale, ce qui limiterait la température de fonctionnement autorisée à 900C.Comme, au surplus, un teltaux de dissipation imposerait les températures maximales aux jonctions permises par lt appareil, la réduction de la puissance ainsi dispersée augmentera considérablement la fiabilité de ce composant critique. Fig. Il est une représentation schématique du conditionneur d'un signal de thermocouple. Le circuit est divisé en deux parties: un compensateur à jonction froide CJC qui arrête la FEM prenant naissance aux jonctions en cuivre-chromel et cuivre-alumel de ltin- dicateur, et ltamplificateur A 30 qui émet un signal assez puissant pour actionner le servo-amplificateur. Les éléments thermo-sensibles de ce montage sont logés sur un module commun à circuit soudé, afin d'assurer la banalité thermique. Etant donné que la tension introduite dans l'ampli du thermo-couple provient d'une jonction cuivre-cuivre (Cu-Cu), il doit y avoir une compensation de la FEM créée en J1, J2 lorsque la température ambiante varie. Cette FEM est, par addition, identique à la tension engendrée par la jonction Chromel-alumel (Cr-AI), pour une température ambiante unitaire. Du côté du compensateur CJC de la soudure froide, la résistance de cuivre R 40 a un coefficient thermique linéaire et se trouve alimentée de façon telle que sa tension aux bornes varie, en fonction de la température, de quantités analogues à celles de la FEM créée dans la soudure ci-dessus. Etant donné que cette FEM n'est pas absolument linéaire avec la température, l'intensité est définie par ZD3, qui a une autre caractéristique thermique.L'équation du circuit est où : a = température centigrade de R 41, b-= celle de V , Vz = tension d'avalanche de ZD3. Un choix judicieux des valeurs des composants permettra de faire en sorte que inéquation satisfasse aux conditions posées à 1,50C près entre -260C et +550C. Le compensateur est utilisé aussi pour corriger les variations de ltamplificateur du thermocouple provoquées par la varia tion de température. Cet ampli utilise un circuit intégré spécialement sélectionné pour sa caractéristique thermique stable à correction linéaire, ainsi que pour son impédance élevée à l'entrée. L'élément tout entier doit être construit avec soin, afin d'assurer dans de bonnes conditions un milieu ambiant commun à JI, J2, J3, ZD3 et A30. Circuits analogigues de détection de la vitesse. Le circuit de conditionnement de la vitesse consiste en un détecteur triphasé (Fig. 12) suivi d'un commutateur de précision (Fig. 13) qui règle une pompe à diodes (Fig. 14). Le signal de sortie passe par un amplificateur tampon. En se référant à la Fig. 12, trois phases tachimétriques sont appliquées, par l'intermédiaire des résistances R 45, R 46 et R 47, aux bases respectives des transistors d'amplification VT1, VT2 et VT3 ; puis elles sont détectées par paires grâce aux portes ET/OU groupées D6 à D 15. Le signal de sortie est amorti par les transistors VT4 et VT5 qui forment tampons, et sort en donnant un train dtimpulsions ayant trois fois la fréquence des phases tachymétriques. Ce circuit répondra à des signaux ne dépassant pas 7% de la pleine puissance lorsqutil est relié en parallèle au générateur tachymétrique par l'intermédiaire d'un tachymètre classique à moteur synchrone.Son impédance d'entrée de 5 kilohm par phase est telle que le tachymètre nten subit aucune influence. Les diodes D 15, D 16 et D 17 protègent les transistors VT 1, VT2 et VT3 contre les cycles de polarité inverse tout en assurant de façon presque permanente le chargement des signaux. Le signal en provenance du circuit d'entrée susvisé est introduit par couplage dans le commutateur de précision (Fig. 13) où un amplificateur A 31 produit un train équivalent d'impulsions dont l'amplitude est réglée avec précision. Lorsque FET est en position de marche, ltampli A 31 aura un gain de I entre la tension de référence et le signal de sortie, lequel sera ainsi au même niveau que la tension de référence. Lorsque FET est en position d'arrêt, ltampli produira une tension négative à sa sortie, contrôlée par les résistances R 58 et R 59, de telle sorte que (Val + Vr)/R 59 = (Vcc - Vr)/R58 en écrivant les équations d'intensité. Si les composants sont judicieusement choisis, cette tension provoquera la polarisation inverse de la diode D 19, de sorte que le signal de sortie soit nul. Pendant le demi-cycle positif, la diode D 18 isole la résistance R 59, la résistance R 60 provoque la polarisation de FET I et le condensateur C 16 assure le couplage des impulsions à l'arrivée. Ainsi, le circuit inversera son signal de sortie entre une tension de référence et zéro volts sous l'effet d'un train dtimpulsions arrivant par le condensateur C 16. Ce train dtimpulsions dtamplitude contrôlée est envoyé au circuit de pompage à diodes représenté Fig. 14. Ce circuit dépend de l'effet de relativité entre les condensateurs C 17 et C 18, ainsi que de la fuite contrôlée à travers C 18 provoquée par la résistance R 62. Lorsque le signal à l'arrivée devient négatif, l'amplis ficateur équilibre son entrée en envoyant une charge à travers la diode D 21 et le condensateur C 18 jusqutau condensateur C 17 qut elle charge sous une tension laquelle est fonction du rapport de C 18 à C 17. Lorsque le signal redevient positif, C 17 est déchargé directement par l'ampli A 32 par la diode D 20, alors que la diode D 21 est polarisée en sens inverse.Grâce à l'effet de fuite de la résistance R 62, ainsi que du réglage de l'amplitude des impulsions à l'arrivée, un niveau constant de la tension de sortie est assuré pour toute fréquence donnée ; dans cet état stable V1/R62 = intensité dans R62 = C18 x dVo/dt (par décharge du condensateur) = C 18 x DVC 18 x f stable où ttft est la fréquence à l'entrée et DVC 18 l'accroissement de la tension à chaque cycle sur C 18. Or, DVC 18 = Vi x C 17 / C 18 dtoù Vo = R62 x C18 x Vi x C17/Cl8 x f = (R62 x C17 x Vi)xf Les termes entre parenthèses sont constants, de sorte que la tension de sortie soit proportionnelle à la fréquence d'entrée. Il est à remarquer que, ce signal de référence étant introduit dans le potentiomètre de rétroaction, toutes les variations de la tension de référence sont supprimées. La précision de l'instrument ne dépend donc que de celle de R 62 et C 17, ces composants devant donc être choisis avec soin pour répondre à la spécification imposée à l'appareil. Circuits de fonctions du carré de la vitesse. Etant donné que de nombreuses caractéristiques d'un moteur sont des fonctions du carré de la vitesse, il est souhaitable de disposer d'un circuit produisant un tel signal. Ce circuit est facilement réalisé par les éléments de ensemble ci-dessus décrit. Fig. 15 montre comment le détecteur triphasé 50, les commutateurs de précision 51 et 52 et deux circuits de pompage à dio des allongés 53, 54 permettent d'obtenir ce résultat. Rappelons que le signal provenant des circuits de vitesse est de la forme V = K x V ref x F où K est fonction des condensateurs et des résistances dans la pompe à diodes.Etant donné que la fréquence à l'entrée est directement proportionnelle à la vitesse N, on peut écrire V' = K, N Si cette tension est introduite dans un second circuit "commutateur de précision/pompe à diodes", l'émission de ce circuit sera V" = K x V' x F = K x Kt x N x N = K" x N2 Ces signaux de sortie peuvent être additionnés par l'intermédiaire des résistances R 63 et R 64 avec un signal de référence, à partir de R 65, de façon à engendrer ntimporte quelle fonction carrée. Vo = aN2 + bN + c Si les résistances R 63 à R 65 sont contenues dans un ensemble réglable, il est facile de les modifier pour créer une simulation du moteur étudié. Si l'une des valeurs a, b ou c doit être nulle, on réalise cette condition en supprimant la résistance R 63 à R 65 correspondante. Circuit digital de détection de la vitesse (Fig. 16). Un circuit digital de détection de la vitesse est essentiellement un circuit de comptage qui compte les cycles en provenance du générateur tachymétrique ou du capteur d'impulsions, pendant un intervalle précis de temps. Le signal de vitesse est détecté à l'arrivée, comme indiqué ci-dessus, puis préparé et introduit dans le compteur sous la forme de signaux Ns. La période de comptage est réglée à l'aide de deux monostables. Le premier, qui est un simple monostable logique X 50, remet le compteur de vitesse à zéro. Le second, déclenché par le premier, est un circuit analogique de précision X 51 lequel donne l'intervalle de temps assez précis pour permettre de quantifier le signal de vitesse e . L'intervalle de temps susvisé choisi est de 0,125 s, de façon à être contenu dans la période de vitesse maximale du cycle de lthorloge. L'horloge analogique X51 de la Fig. 16 se compose d'un couple R-C formé par R 67 et C 19, ce circuit étant déchargé par le circuit de commutation à transistors Q9 - Q 10 lorsque ce dernier circuit est rendu conducteur par le monostable logique X 50. L'état de l'amplificateur A 33, lequel est un comparateur, sera donc modifié de façon à permettre aux impulsions Ns, représentati ves de la vitesse, de passer jusqutau compteur par la porte G 11. Toutefois, pendant le temps de rechargement du circuit R 67 - C19 à partir du conducteur de référencez jusqutau moment du déclenchement de ltamplificateur A 33, les impulsions seront arrêtées et la valeur de la vitesse se trouvera dans le compteur. Applications du signal de vitesse. L'application du signal de vitesse ne sera pas traitée à fond. Toutefois, quelques manières d'aborder ltutilisation de ce signal seront suggérées. Pour en tirer des fonctions de fluage, la caractéristique peut être utilement exprimée surtout sous la forme Taux de fluage = fonction température x fonction vitesse. Pour un seul étage de turbine, la fonction vitesse est une loi carrée dtune certaine forme, et par conséquent, le signal analogique de vitesse précédemment mentionné doit être multiplié pour obtenir le taux de comptage. On ohtient ce résultat en utilisant la fonction vitesse comme signal de référence dans une version multiplicative du circuit horloge. Pour d'autres objets, la fonction vitesse peut prendre des formes plus complexes. Dans ces circonstances, on utilise la version digitale du signal de vitesse. Celui-ci est introduit en passant par une mémoire fixe, ce qui permet obtenir une fonction de transfert d'une souplesse complète, comme dans le circuit principal de température, le signal digital émis étant alors utilisé pour commander une version digitalement multiplicative du circuit horloge. Pour obtenir des fonctions plus complexes encore, de la forme Vitesse de dégradation du moteur = f [ f(vitesse)xft'(aube paramètre où f, ft et f" signifient "fonction" ; il sera nécessaire de rempli cer le circuit simple à mémoire fixe par un calculateur. REVENDICATIONS 1. Un simulateur de l'état d'un moteur, pour contrôler l'état de ce dernier, caractérisé en ce que le rapport entre le taux de flu age et la température/vitesse est représenté par un générateur de fonction et un mécanisme de comptage digital, la fonction de transfert cherchée de la vitesse de comptage par rapport à un paramètre d'entrée qui représente la température/vitesse du mo teur, étant définie par une table de référence numérique. 2. Simulateur selon la revendication 1, caractérisé en ce que les dimensions de la table de référence numérique sont déterminées par la génération des signaux représentant le mot de commande du compteur, lesquels définissent le nombre de coups de comptage en puissances de deux ou en puissances approchées de deux, ainsi que par le mécanisme de génération de signaux représentant le mot de réglage du rythme (horloge) définissant la durée du cycle, pendant lequel le nombre précité de coups de compteur est produit, de manière à créer une vitesse de comptage à quantif i- cation sensiblement constante. 3. Simulateur selon la revendication 2, caractérisé en ce que ledit rythme est modifié par un second paramètre, proportionnel au premier, de façon à modifier la vitesse globale de comptage pro portionnellement au second paramètre. 4. Simulateur selon la revendication 3, caractérisé en ce que la vitesse globale de comptage est modifiée en fonction du carré du second paramètre cité. 5. Simulateur selon ltune des revendications 2 à 4 caractérisé en ce qutun signal d'entrée, représentant la température du moteur, tiré de étage non linéaire dtun amplificateur pyrométrique ou de thermocouples, est préparé dans un circuit conditionneur d'en- trée, dont le signal sortant est appliqué à un circuit dtenre- gistrement digital par l'intermédiaire d'un convertisseur ana logique/digital, disposé de manière à produire des signaux for mant un mot de N bits représentant la température du moteur, tandis qutun dispositif formant mémoire transforme les signaux dudit mot en signaux de réglage de Ithorloge et en signaux du mot de commande précité, et qutun ensemble de circuits logiques, sensible à ce mot de réglage de ltthorlogett, sert de diviseur programmable pour compter un nombre prédéterminé variable d'im- pulsions en réponse au signal reçu du mot de réglage de ltnhorlo- ge", cet ensemble émettant une impulsion, tandis qutun second ensemble de circuits logiques décode les signaux du mot de com mande du compteur, en vue de les appliquer au dispositif de comptage numérique. 6. Simulateur selon la revendication S, caractérisé en ce qutun second dispositif de comptage est couplé avec le premier dispo sitif sus-mentionné, par lequel il est piloté à travers un cer tain nombre voulu dtétapes. 7. Simulateur selon la revendication 5, caractérisé en ce qutil comporte un générateur de pentes de vérification, disposé de manière à réagir à l'entraînement dtun organe de commande, en émettant un signal normalisé de vérification par pente vers le circuit précité de préparation des signaux rentrée, faisant passer le dispositif de comptage numérique par un nombre prédé terminé dtétapes, par l'intermédiaire du convertisseur analogi que-digital, da la mémoire et dudit second ensemble de circuits logiques, afin de produire des signaux d'alerte provenant de la mémoire, et ce dans une séquence prédéterminée. 8. Simulateur selon la revendication 5, caractérisé en ce que le signal d'entrée est tiré de l'étage non linéaire dtun amplifi cateur pyromètrique, le circuit conditionneur d'entrée compor tant un dispositif qui permet de convertir le signal d'entrée non linéaire en une caractéristique logarithmique de celui-ci. 9. Simulateur selon la revendication 8, caractérisé en ce que le dispositif de conversion logarithmique comprend un amplifica teur répondant au signal d'entrée non linéaire et un dispositif permettant de renvoyer à l'entrée dudit amplificateur la carac téristique exponentielle de transfert d'un couple de transistors, de manière telle que la caractéristique de transfert de ltampli- ficateur soit un logarithme du signal d'entrée. lO.Simulateur selon la revendication 5, caractérisé en ce que le convertisseur analogique-digital comprend un compteur à alter nat, commandé par des signaux en provenance dudit circuit con ditionneur, ainsi qu'un dispositif permettant de produire un si gnal de tension représentant le décompte numérique du compteur et dtenvoyer ce signal à l'entrée du comparateur, afin de com parer le signal d'entrée avec ltéquivalent analogique du conte nu du compteur. ll.Simulateur selon la revendication 10, caractérisé en ce qutil comporte un dispositif qui permet de filtrer, par des portes, un signal émanant du comparateur, de façon telle que le contenu du compteur soit accru ou réduit selon les grandeurs relatives, respectives, du signal d'entrée et du signal qui provient du comparateur, jusqu'à ce que les deux signaux soient égaux. 12. Simulateur selon la revendication 5, caractérisé en ce que l'en- semble de circuits logiques comprend : un oscillateur disposé de façon à produire des signaux de fréquence prédéterminée ; un diviseur programmable, comportant un premier et un second comp teur à alternat, disposés en série, le premier compteur répon dant aux dits signaux de fréquence prédéterminée et aux signaux du mot de réglage de lthorloge, provenant de la dite mémoire, en vue de décompter un nombre défini de ces signaux de fréquen ce sous le contrôle des signaux de réglage de lthorloge, ledit compteur étant réglé pour un contenu prédéterminé du comptage au début d'un cycle de temps, tandis que le second compteur est réglé sur un décompte souhaité ; un dispositif permettant de faire passer une impulsion du premier compteur au second, au moment d'un changement particulier du décompte du premier comp teur, de manière que le contenu du second compteur soit réduit à une valeur particulière ; un dispositif permettant d'émettre une impulsion à partir du second compteur, lorsque le contenu des deux compteurs est égal à zéro ; un dispositif monostable répondant à ladite impulsion pour produire des signaux de char gement, destinés à recharger les compteurs, ces mêmes signaux étant envoyés en même temps audit second ensemble de circuits logiques. 13. Simulateur selon la revendication 5, caractérisé en ce que le "second" ensemble de circuits logiques comprend : un dispositif de décodage répondant aux signaux du mot de commande du comp teur, provenant de ladite mémoire, pour produire des signaux logiques sur plusieurs conducteurs de sortie, selon le sens des signaux du mot de commande qui y arrivent par plusieurs conduc teurs d'entrée ; et un dispositif de comptage, répondant aux dits signaux logiques, ainsi qutaux signaux de la logique d' horloge et d'un circuit multivibrateur, afin de produire un nombre prédéterminé dtimpulsions du multivibrateur pour chaque signal de mot de commande du compteur appliqué au dispositif décodeur, émettant ainsi le nombre voulu de coups de comptage par puissances de deux par le multivibrateur. 14. Simulateur selon la revendication 13, caractérisé en ce que le multivibrateur produit 2n-l+1 coups de comptage, n étant la valeur binaire des signaux du mot de commande du compteur, ap pliqués au dispositif de décodage précité, les signaux, émis par ledit multivibrateur, qui représentent ledit décompte en puissances de deux, étant accumulés dans un diviseur, dont 11 émission est envoyée vers le circuit pilote d'un compteur, afin de produire des signaux actionnant un dispositif de comptage monté sur le moteur. 15. Simulateurselon la revendication 13, caractérisé en ce que les signaux, indiquant le contenu dudit compteur, alimentent les entrées d'un organe bistable disposé de fanon à inverser sa polarité toutes les fois que le contenu dudit compteur dépasse une valeur prédéterminée, tandis qu'un autre dispositif répond au changement de polarité dudit organe bistable en émettant une indication signalant la surcharge du compteur. 16. Simulateur selon la revendication 13, caractérisé en ce que le circuit pilote du compteur comporte un élément monostable dis posé de manière à émettre un signal qui a pour effet de vider le compteur, ainsi qu'un compteur d'excédent qui reçoit les si gnaux de tout excédent de décompte du compteur, toutes les fois que le signal susvisé est émis par l'élément monostable. 17. Simulateur selon la revendication 1 ou 2, caractérisé en ce qur un signal d'entrée, représentant la vitesse du moteur, est pré paré dans un circuit conditionneur, comprenant un circuit de détection triphasé répondant à des signaux qui émanent d'un gé nérateur tachymétrique, circuit disposé de manière à envoyer des signaux à un circuit commutateur de précision, monté de fa con à produire un train d'impulsions d'amplitude contrôlée qui va à un circuit de pompage à diodes d'où sortent des signaux de niveau constant, quelle que soit la fréquence d'entrée. 18. Simulateur selon la revendication 17, caractérisé en ce qutil comprend un circuit destiné à produire des signaux fonction du carré de la vitesse du moteur, ce circuit comprenant d'une part un couple de circuits commutateurs de précision réliés en paral lèle à la sortie du circuit de détection, la sortie de chacun de ces circuits commutateurs émettant vers un circuit de pompage à diodes, et d'autre part un dispositif de sommation des signaux de tension émis par lesdits circuits commutateurs de précision avec un signal de tension de référence tiré de l'émission de l'un desdits circuits de pompage à diodes, de manière à engen drer une fonction parabolique de la vitesse du moteur. 19. Simulateur selon la revendication 1 ou 2, caractérisé en ce qut il comprend un circuit détecteur digital de la vitesse formé de : un circuit de comptage disposé de façon à compter les si gnaux d'entrée, indiquant la vitesse de ltengin, tirés dtun générateur tachymétrique, pendant une durée prédéterminée, les dits signaux d'entrée étant préparés dans un circuit condition neur d'entrée et envoyés au circuit de comptage ; ; un circuit disposé de manière à commander la période de comptage du cir cuit compteur, et muni d'un couple dtorganes monostables, dont ltun remet le dispositif compteur à zéro, tandis que l'autre est monté de façon à être déclenché par le premier, cet organe étant un circuit analogique qui donne la période prédéterminée, de quantification du signal de vitesse.