La présente invention a pour objet un dispositif de mesure spectroscopique et différentielle de l'angle de pertes et de la dispersion de diélectriques à faibles per- tes et un procédé de mise en oeuvre. Elle trouve une appli- cation dans la caractérisation de matériaux diélectriques destinés par exemple au gainage de câbles ou de fibres op- tiques ou dans le contrôle de fabrication de diélectriques ou de matières plastiques. Les mesures habituelles de diélectriques à fai- bles pertes s'effectuent, soit avec des ponts à transforma- teurs, soit avec des Q-mètres, soit encore avec des cavités hyperfréquences selon la gamme de fréquences utilisée. L'inconvénient de ces méthodes est qu'elles font appel à des tensions d'excitation sinusoïdales et que chaque mesure ne correspond qu'à une seule fréquence. Si l'on veut chan- ger la fréquence de mesure, il est nécessaire de modifier les réglages dans le cas des ponts, de changer d'inductance avec les Q-mètres et de modifier la cavité hyperfréquence dans le dernier cas. Aussi, la mesure d'un angle de pertes dans une plage de la fréquence étendue requiert-elle beau- coup de temps et d'opérations. Depuis quelques années se sont développées de nouvelles méthodes de mesure dans lesquelles on utilise, comme excitation, non plus des tensions sinusoïdales mais des tensions en forme d'impulsions et dans lesquelles on effectue un traitement de signal fondé sur la transforma- tion de Fourier. De telles méthodes n'ont pu prendre leur véritable essor que grâce au développement spectaculaire de la mini-informatique qui permet un traitement de signal re- lativement complexe en un temps très court, la mesure pou- vant alors s'effectuer en un temps quasi-réel. L'intérêt fondamental de ces méthodes est de donner en une seule me- sure le spectre de grandeurs comme l'angle de pertes de diélectriques et cela dans une large bande de fréquence couvrant pratiquement 100 à 300 harmoniques. Ces méthodes ont été développées essentiellement pour les diélectriques à fortes pertes pour lesquels les parties réelle et imaginaire de la permittivité sont du même ordre de grandeur dans la bande 0,5-10 GHz. Les tech- niques utilisées dérivent toutes peu ou prou de celle qui est décrite par A.M. Nicolson et G.F. Ross dans un article intitulé "Measurement of the intrinsic properties of mate- rials by time-domain techniques" publié dans la revue "I.E.E.E. Transactions on instrumentation and measure- ment", vol. I.M. 19, n 4, novembre 1970, pages 377-382. Par ailleurs, dans l'article de A. Le Traon, F. Le Traon, S. Le Montagner intitulé "Méthodes rapides d'étude des permittivités diélectriques en fonction de la fréquence" et publié dans les Comptes-Rendus à l'Académie des Sciences de Paris, t. 282 (22 Mars 1976) Série B, p. 271-273, il est décrit une méthode de mesure de la per- mittivité qui utilise, comme excitation électrique, des échelons de tension. Mais compte tenu du principe de cette méthode, celle-ci ne peut s'appliquer encore qu'aux diélec- triques à très fortes pertes. Enfin, l'article de P.J. Hyde, intitulé "Wide- frequency-range dielectric spectrometer" publié dans la re- vue "Proceedings of the I.E.E.E.", vol. 117, n'9, Septembre 1970, pages 1891-1901, et l'article de G. Edward Johnson, Ernest W. Anderson, Gordon L. Linle et David W. McCall intitulé "Fourier transform dielectric spectrome- ter" publié dans la revue "American Chemical Society (Divi- sion of Organic Coatings)" 1975, vol. 35, (I), pages 404- 409, décrivent des méthodes de mesure qui présentent un caractère différentiel et qui permettent d'améliorer la sensibilité de la mesure. Ce dernier paramètre reste néan- moins limité du fait de l'utilisation d'un intégrateur. De plus, la géométrie de la cellule de mesure, la structure du générateur d'impulsions et la nature des circuits électri- ques associés, ne permettent pas d'effectuer des mesures à des fréquences dépassant 1 MHz. La présente invention a pour objet un dispositif de mesure qui présente lui aussi un caractère différentiel - car c'est là une condition impérative pour mettre en évi- dence de faibles pertes diélectriques - mais qui présente sur les dispositifs mentionnés de nombreux avantages et no- tamment: - un gain très important (de l'ordre de 103 à 104) en sen- sibilité sur le signal de sortie, - une plage de fréquence plus étendue vers les hautes fré- quences, - une possibilité de tenir compte, d'une part, des défauts de symétrie du montage et, d'autre part, des défauts d'équilibrage des deux capacités et également de la forme des impulsions de mesure; ceci n'était pas le cas par exemple dans la méthode de Hyde o l'on supposait que le montage était parfaitement symétrique et équilibré, et que les échelons de tension étaient parfaits. Ces résultats sont obtenus selon l'invention: - en remplaçant l'intégrateur de l'art antérieur par une résistance (ou une capacité pour les basses fréquences), - en utilisant des impulsions relativement courtes au lieu d'échelons, - en veillant à une meilleure adaptation des circuits élec- triques aux fréquences élevées (certains éléments du cir- cuit sont inspirés des techniques hyperfréquences, et le générateur d'impulsions bipolaires se trouve à l'inté- rieur même de la cellule de mesure). De façon plus précise, la présente invention a pour objet un dispositif de mesure spectroscopique et dif- férentielle de l'angle de pertes et de la dispersion d'un diélectrique à faibles pertes, ce dispositif comprenant deux condensateurs C1 et C2 dont l'un est apte à recevoir un échantillon du diélectrique à mesurer, un générateur dé- livrant une tension variable appliquée aux condensateurs, un moyen de traitement de la tension v (t) apparaissant aux bornes des condensateurs, ce moyen étant apte à effectuer essentiellement une transformation de Fourier de cette ten- sion, ce dispositif étant caractérisé en ce que le généra- teur de tension est un générateur bipolaire qui engendre deux impulsions de tension vl(t) et v2(t) d'amplitudes éga- les mais de polarités opposées, ces impulsions étant appli- quées respectivement aux deux condensateurs Cl et C2, les- quels ont par ailleurs un point commun o est prélevée la- dite tension v (t). De toute façon, les caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront mieux après la description qui suit, d'exemples de réalisation donnés à titre explicatif et nullement limitatif. Cette description se réfère à des dessins annexés sur lesquels: - la figure 1 est un schéma de principe du dispo- sitif de l'invention, - la figure 2 est un schéma de principe d'un gé- nérateur d'impulsions bipolaires applicable à l'invention, - la figure 3 est un schéma du dispositif de l'invention incluant le générateur d'impulsions bipo- laires, - la figure 4 illustre un mode particulier de réalisation du générateur d'impulsions, - la figure 5 est une vue en coupe d'un exemple de réalisation d'une cellule de mesure; - la figure 6 est-un schéma de principe d'un gé- nérateur avec ses lignes de liaison, - la figure 7 est un schéma d'un circuit imprimé permettant de réaliser des connexions, - la figure 8 est un dessin d'un circuit imprimé de type microbande (en terminologie anglosaxonne: "micro- strip") relatif aux lignes de liaison entre les deux con- densateurs, - la figure 9 est un schéma de principe d'un en- semble de mesure et de traitement. Le dispositif représenté schématiquement sur la figure 1 comprend deux condensateurs C1 et C2 à écartement réglable, un générateur composé d'une source g1, d'impédan- ce interne Z et d'une source g2 d'impédance interne Z2; la source g1 délivre une tension v1(t) en forme d'impulsion brève qui est appliquée à C et la source g2 une tension v2(t) égale à -vlpt) et qui est appliquée à C2. Les conden- sateurs C1 et C2 ont un point commun S relié à la masse par une faible résistance R (dans le cas des hautes fréquences entre 1 et 10OMHz) aux bornes de laquelle est prélevée une tension v (t). Vers les basses fréquences (jusqu'à 1 ou 1OMHz), le point commun est relié à la masse par une capa- cité (capacité des lignes de liaison entre les condensa- teurs coté sortie, et le connecteur de sortie), afin de ne pas altérer la sensibilité du montage. Lorsqu'un diélectrique est introduit dans l'un des condensateurs, par exemple Cl, tout se passe comme si une résistance R' était connectée aux bornes de ce conden- sateur, la valeur de R' étant: R' = 1 C1 wtgê o C1est la capacité dudit condensateur, w la pulsation et ô l'angle de pertes du diélectrique. Lorsque le diélectrique est sans pertes, R' est infini et la tension de mesure vs(t) est nulle par raison de symétrie. Lorsque le diélectrique présente des pertes, R' n'est plus infini, la symétrie du montage est rompue et une tension vs(t) apparaît en S. Un traitement approprié de cette tension permet de mesurer les pertes en question com- me il va être décrit maintenant. Dans ce qui suit, on note: Vl(f) la transformée de Fourier de vl(t), V2(f) la transformée de Fourier de v2(t), et 0 Vs(f) la transformée de Fourier de v (t). Pour représenter ces défauts de symétrie du mon- tage, on écrira: V2(f) = -Vl(f) l[+ - j Ca] (1) C2 = C1 (l+) (2) avec Y, a et a tous très inférieurs à 1. Les coefficients t et a représentent, respectivement, une petite différence d'amplitude et de. phase entre v1(t) et v2(t) et a cor- respond à un petit déséquilibre entre les deux capacités. 6 2467408 Dans ces conditions, on a: Vs(f) C R + tgÈ + j(2 +a] = Vl(f) [(tg6-c)-j (E+a)] (3) comme tgô " 1 eta " 1, on a: VS(f) tgô-a-j (ú+a) RC1 w [tgô-a;(2+a)] (4) Vl(f) C R 2j 1 + 2jC1Rw En posant: tgb-a = A (5) et E +a B (6) on peut écrire: Vs(f) RClw Vl(f)= 1 + 2jClRw + j B Cette dernière relation permet d'établir la procédure de mesure: 1) on introduit le diélectrique à mesurer entre les armatu- res du condensateur C1 et on agit sur une commande de réglage de l'écartement entre armatures de manière à remplir au mieux le condensateur C1; 2) on agit sur le condensateur C2 de manière à rendre mini- male l'amplitude crête à crête de la tension de sortie vs(t); alors C2 est peu différent de C1. 3) on enregistre vs(t) et vl(t); 4) on calcule des transformées de Fourier Vs(f) et Vl(f) puis le rapport Vs(f)/Vl(f); les coefficients A et B de la relation (7), que l'on désignera par A1 et B1, sont alors connus; ) on enlève le diélectrique du condensateur C1 et on mini- mise à nouveau la tension vs(t) mais uniquement en agis- sant sur C1; 6) après enregistrement de vs(t) et vl(t) on détermine les nouveaux coefficients A et B qui prennent les valeurs A2 et B2. En supposant que les pertes diélectriques dans l'air sont négligeables par rapport à celles du diélectri- 2467408. que que l'on veut mesurer (ce qui est toujours le cas), on a d'après les relations (5) et (6): tg8-ct = A1 -" = A2 E +cy = B c+a2 B 1 1 2 2 d'o tg6(f) = A1-A2 (8) et Ar(f) = al(f) - a2(f) = B - B2 (9) La relation (8) donne les variations de la tan- gente de l'angle de pertes en fonction de la fréquence et la relation (9) celles de la dispersion de la permittivité relative du diélectrique à mesurer. On peut remarquer que: - cette procédure de mesure permet d'éliminer les défauts de symétrie des tensions Vl(f) et V2 bien sûr, qu'ils soient, au pire, du même ordre de gran- deur que tgô; - le déséquilibre entre les deux capacités C1 et C2 n'af- fecte pas la précision de la mesure, à condition encore que ce déséquilibre soit au pire du même ordre de gran- deur que tg8. En fait, C1 et C2 doivent être aussi pro- ches l'une de l'autre, uniquement pour mesurer vs(t) avec la meilleure précision absolue possible; cela conduit à rendre v (t) minimale pour que l'incertitude de mesure absolue v s(t) soit elle aussi minimale lorsque l'incer- titude relative Avs/vs est constante (cas d'un oscil- loscope à échantillonnage précédé, si besoin est, d'un amplificateur). Ces considérations sur le procédé de mesure ayant été exposées, un exemple de réalisation du dispositif de l'invention va maintenant être décrit en considérant d'abord le générateur d'impulsions bipolaires puis la cel- lule de mesure proprement dite. Le générateur d'impulsions est schématisé sur la figure 2. Il comprend une source de tension continue 10, un condensateur CO relié à ladite source par une résistance R c et à la masse par une résistance R2, un interrupteur 14 relié, d'une part, à R c et Co, d'autre part au potentiel de 8 2467408 masse par une résistance R1, et un circuit 16 de commande de l'état de cet interrupteur. La résistance Rc est très supérieure aux résistances R1 et R2. Les deux impulsions de tension v1(t) et v2(t) sont prélevées aux bornes des résis- tances R1 et R2. Le fonctionnement de ce circuit est le suivant. Lorsque l'interrupteur 14 est ouvert, le condensateur Co se charge à travers la résistance Rc à la tension de la source 10. La fermeture de l'interrupteur provoque la décharge de Co dans les résistances R1 et R2 aux bornes desquelles ap- paraissent donc deux tensions v1(t) et v2(t). Si R1 = R2, on a évidemment v1(t) = -v2(t) quel que soit t. La figure 3 illustre le montage global du dispo- sitif, les références et notations étant les mêmes que pour les deux figures précédentes. En supposant que ClC2=C et que le temps de com- mutation est négligeable devant la constante de temps T dé- finie par la relation (10): T = z (C+2Co0) (10) on a: vl(t) = v2(t) = 0 pour t 0 (11) vl(t) = -v2(t) = E C + 2C e - T pour t 0 o Le spectre de vl(t) est: C Co T V1(f) = E C + 2C x l+j2rfT (12) La relation (7), qui donne l'expression de la tension de sortie Vs(f) en fonction de la tension d'entrée Vl(f), peut se mettre alors sous la forme: Vs(f) = Vl(f) x K(f) x [A + jB] (13) Le produit Vl(f) x K(f) caractérise la sensibi- lité du montage. D'après (7) le module de K(f) décroît avec la fréquence. Cette décroissance peut être compensée par un choix judicieux de T, comme l'indique l'expression (12) et le montre l'exemple suivant: 9 2467408 On désire mesurer les pertes d'un diélectrique entre 1 et 100 MHz avec R = 500 et C1 = C2 = 40 pF; on trouve 0.l F9pour T = O, Olls - à lMHz:IKI = 12, 6.103 etl a = 86. l -9 pour T = 0, lus mu I T1+j7- -9 160.10 pour T = lits - à 100MHz:KJ = 0,47 et11 + = 1,6.10-9 pour T > 0,O1ILs d'o un choix raisonnable de T à 0,lgs, cette valeur ne devant pas être trop grande car la durée des tensions vl(t) et vS(t) doit être compatible avec le calcul numérique de la transformée de Fourier. On remarquera qu'il est possible de rendre le coefficient K indépendant de la fréquence en prélevant le signal de sortie sur un condensateur de valeur C' et non plus sur une résistance, auquel cas: K =C' 2 + j C Mais comme les connexions ne peuvent se faire, dans ce cas, à l'aide d'une ligne 500, la fréquence maxima- le d'utilisation du montage sera beaucoup moins élevée. L'interrupteur 14 peut être constitué par un transistor fonctionnant en régime d'avalanche. Ce composant permet d'engendrer, entre collecteur et émetteur, un éche- lon de tension de l'ordre de 90 volts avec un temps de transition inférieur à 1 ns lorsque l'on applique à l'en- trée du circuit une tension d'environ 1 volt. La figure 4 représente le circuit de commande d'un tel transistor. Il comprend trois résistances 21, 22, 23, un condensateur 24 et une horloge 26 qui engendre une impulsion 28 rendant passant le transistor, autrement dit fermant l'interrupteur. En ce qui concerne maintenant la cellule de mesu- re proprement dite, elle est représentée sur la figure 5, en coupe transversale. 2467408; Selon le mode de réalisation illustré, les con- densateurs C1 et C2 et leur circuit d'excitation sont dis- posés à l'intérieur d'une enceinte métallique 30. Chaque condensateur est constitué par deux disques biseautés mé- talliques, respectivement 311, 32, et 312, 322, par exemple en laiton. L'armature fixe 312, 322 est isolée du fond 34 de l'enceinte par une pièce circulaire isolante 361, 362 qui présente une rainure 381, 382 permettant le passage d'un conducteur de liaison. L'armature mobile 321, 322 est reliée à une butée micrométrique 401, 402 par l'intermé- diaire d'un isolant 42î, 422. Les butées micrométriques ne sont pas identiques, l'une 401, comporte un dispositif de friction et une graduation 44; sa sensibilité est de l.im; elle correspond au condensateur C1 qui doit recevoir le diélectrique à mesurer; l'autre, 402, est à filetage dif- férentiel, ce qui permet d'obtenir une sensibilité de 0,liam sur le déplacement. Toutes deux sont accessibles de l'exté- rieur de l'enceinte 30. Les composants du générateur d'impulsions sont câblés sur un circuit imprimé 46 en mylar cuivré, par exem- ple de 160um d'épaisseur (1251.m de mylar + 35i m de cuivre). Le circuit 46 est placé sur le fond 34 de l'enceinte 30. La figure 6 représente un schéma possible pour les lignes de liaison du dispositif, les références étant déjà celles qui ont été indiquées. La résistance interne Ri et RI des générateurs appliquée aux condensateurs C1 et C2 doit avoir une faible valeur par rapport à C 2 1 f jusqu'à la fréquence maximale de mesure; d'oâ le choix de la valeur 5,5Q retenue pour les résistances RI et R2 dispo- sées en parallèle avec l'impédance de la ligne qui, elle, est de 500. La liaison entre le transistor (schématisé par l'interrupteur 14) et les capacités C1 et C2 se fait à l'aide de ligne type microbande ("microstrip") de 5Q. Ce sont ces lignes, de faibles impédances caractéristiques, qui imposent le choix d'un circuit imprimé à faible épais- seur de diélectrique. La figure 7 représente le dessin d'un circuit im- primé pouvant être utilisé pour constituer un générateur. Les résistances Ri et R2 et la capacité CO sont des compo- sants de type "pavé" pour circuit hybride. Ils permettent de réduire à leur minimum les éléments parasites. Pour une raison analogue Ri et R2 sont placés le plus près possible des capacités C1 et C2. La figure 8 représente le dessin d'un circuit im- primé relatif aux lignes de liaison entre les condensateurs C1 et C2 côté sortie. Les lignes comprennent deux tronçons 51 et 52 d'impédance caractéristique 200 et un tronçon 54 d'impédance caractéristique 500. Le choix de l'impédance caractéristique de 200 correspond à une valeur optimale permettant de réduire l'influence sur la mesure des lignes de liaison entre C1 et C2, côté sortie, et cela jusqu'à MHz. Ces lignes de 200, ainsi que la ligne de sortie de 500, sont du type "microstrip" réalisées sur un circuit souple en kapton cuivré de 160wm d'épaisseur (125Wm de kapton + 35unm de cuivre). L'ensemble du dispositif de mesure et de traite- ment est représenté figure 9. Il comprend une cellule de mesure 60, un oscilloscope à échantillonnage 62, tous deux commandés par une horloge 64, un miniordinateur 64 relié à une console de visualisation 66. Une horloge 64 commande, d'une part, le déclenchement du générateur d'impulsions bi- polaires qui se trouve à l'intérieur de la cellule 60 et, d'autre part, la synchronisation de l'oscilloscope à échan- tillonnage 62. La cellule de mesure comporte trois sorties 71, 72 et 73 qui délivrent respectivement les tensions vs(t), v1(t) et v2(t). Chaque sortie est chargée par une impédance de 500, soit à l'entrée de l'oscLilloscope à échantillonnage (résistance 74), soit par une résistance coaxiale de 500 (résistances 75, 76, 77). Un commutateur 78 permet d'en- voyer à l'oscilloscope la tension vs(t) et la tension v1(t) (dans le cas représenté) ou la tension v2(t) (cas non re- présenté). il 2467408i Le miniordinateur 62 a pour rôle de calculer les transformées de Fourier de vs(t) et vl(t), soient Vs(f) et Vl(f), et le rapport Vs(f)/Vl(f), d'o tg&(f) et Dcr(f). Compte tenu de la capacité mémoire du miniordinateur, le signal v(t) peut être échantillonné par exemple en 1024 points, ce qui donne 512 points dans l'espace des fréquen- ces; mais comme pratiquement le rapport signal à bruit décroît avec la fréquence, le nombre de points dans l'espa- ce des fréquences est limité à environ 100 à 200 points. Entre la cellule et l'oscilloscope peut être in- tercalé un filtre passe-bas 80 (100MHz) qui a un double rôle: - diminuer l'amplitude des signaux temporels, ce qui permet d'augmenter la résolution de la mesure; - rendre ces signaux plus aptes à l'échantillonnage donc au calcul de la transformée de Fourier (conformément au théorème de Shannon). Pour mesurer v1(t) on peut intercaler un atténua- teur 82 entre la sortie 72 et le commutateur 78. De même, pour mesurer vs(t) avec toute la dynamique de l'oscil- loscope, on peut placer, avant le filtre 80, un amplifica- teur 81. Une description plus détaillée du fonctionnement d'un ensemble oscilloscope-miniordinateur est donnée dans l'article de J. ANDREWS et W. GANS intitulé "Time domain automatic network analyser" publié dans la revue "L'onde Electrique", vol. 55, n 10, décembre 1975, pages 569-574 et dans la communication de W. GANS, J. ANDREWS, S. RJAD, A. GONZANNET, J. DEBEAU intitulée "Application of an auto- mated pulse measurement system to telecommunication measu- rement" faite au "Colloque International sur la mesure en Télécommunications", LANNION-octobre 1977. RÉPUBLIQUE FRAN AISE INSTITUT NATIONAL DE LA PROPRIÉTÉ INDUSTRIELLE PARIS *2 467 409 BREVET D'INVENTION CERTIFICAT D'UTILITE CERTIFICAT D'ADDITION Aucun titre n'est publié sous ce numéro REVENDICATIONS 1. Dispositif de mesure spectroscopique diffé- rentielle de l'angle de pertes et de la dispersion d'un diélectrique à faibles pertes, ce dispositif comprenant deux condensateurs C1 et C2 dont l'un est apte à recevoir un échantillon du diélectrique à mesurer, un générateur dé- livrant une tension variable appliquée aux condensateurs, un moyen de traitement de la tension vs(t) apparaissant aux bornes des condensateurs, ce moyen étant apte à effectuer essentiellement une transformation de Fourier de cette ten- sion, caractérisé en ce que le générateur de tension est un générateur bipolaire qui engendre deux impulsions de ten- sion v1(t) et v2(t) d'amplitudes égales mais de polarités opposées, ces impulsions étant appliquées respectivement aux deux condensateurs C1 et C2, lesquels ont par ailleurs un point commun o est prélevée ladite tension vs(t). 2. Dispositif selon la revendication 1, carac- térisé en ce que le générateur d'impulsions bipolaire com- prend une source de tension continue, un condensateur C0 relié à ladite source par une résistance R et à la masse par une résistance R2, un interrupteur relié, d'une part à Rc et C, d'autre part à la masse par une résistance R1, et un circuit de commande de l'état de cet interrupteur, les deux impulsions de tension vl(t) et v2(t) étant prélevées aux bornes des résistances R1et R2. 3. Dispositif selon la revendication 2, carac- térisé en ce que l'interrupteur est un transistor fonc- tionnant en régime d'avalanche. 4. Dispositif selon la revendication 1, carac- térisé en ce que chaque condensateur est constitué par deux disques métalliques en regard, disposés dans une enceinte métallique, l'un des disques de chaque condensateur étant fixé sur le fond de l'enceinte par l'intermédiaire d'une 2467408. pièce isolante électrique et l'autre étant mobile et relié à une butée à déplacement micrométrique réglable accessible de l'extérieur, le générateur d'impulsions étant disposé à l'intérieur de l'enceinte. 5. Dispositif selon la revendication 4, caracté- risé en ce que les composants du générateur bipolaire sont câblés sur un circuit imprimé à faible épaisseur de diélec- trique disposé sur le fond de l'enceinte. 6. Dispositif selon la revendication 5, caracté- risé en ce que les liaisons électriques entre composants sont des lignes de type "micro-bande". 7. Procédé de mise en oeuvre du dispositif selon l'une quelconque des revendications 1 à 6, caractérisé en ce que: a) on introduit le diélectrique à mesurer entre les armatu- res de l'un des condensateurs (C1), b) on agit sur l'écartement des armatures de l'autre con- densateur (C2) de manière à rendre minimale l'amplitude crête à crête de la tension vs(t), c) on mesure la tension vs(t) et la tension vl(t) prélevée aux bornes du condensateur C1 et on fait calculer par le circuit de traitement les transformées de Fourier Vs(f) et Vl(f) des tensions vs(t) et vl(t) ainsi que le rap- port Vs(f)/Vl(f) et les parties réelle A1 et imaginaire B1 de ce rapport, d) on retire le diélectrique du condensateur C1 et on agit sur l'écartement des armatures de ce même condensateur pour rendre minimale la tension vs() e) on enregistre encore les tensions vs(t) et vl(t) et on fait calculer au circuit de traitement la nouvelle va- leur du rapport VS(f)/Vl(f) et les nouvelles valeurs A2 et B2 des parties réelle et imaginaire de ce nouveau rapport, f) on fait calculer par le circuit de traitement les diffé- rences A1-A2 et B1-B2 qui correspondent respectivement à la tangente de l'angle de pertes et à la dispersion de la permittivité.