La présente invention concerne les systèmes de synchronisation de l'horloge dans un récepteur de données synchrone, et plus particulièrement un procédé et un dispositif d'acquisition 5 de la phase initiale de l'horloge avant la transmission des données. Etat de la Technique Antérieure Dans les systèmes de transmission de données numériques synchrone, la séquence de bits S -cransEiefcfcre est tout d'abord 10 cr n\ertie su une séquence de symboles « Ces symboles sont ensuite transmis un par un S des instants régulièrement ei.^-acés de '? secondes appelés instants de signalisation et déterminés par l'horloge de l'émetteur, en utilisant la technique de modulation d'une onde porteuse qui consiste à 15 faire correspondre a chaque symbole une valeur discrête de l'une ou plusieurs caractéristiques (amplitude, phase) de l'onde porteuse. L'onde porteuse, ou porteuse,- ainsi modulée est transmise a travers le canal de transmission. La porteuse modulée n'est représentative des données qu'aux instants de 20 signalisation, et il est essentiel pour une détection correcte des données que le récepteur dispose d'une horloge précise indiquant les instants de signalisation auxquels le signal reçu du canal de transmission doit être échantillonné. L'horloge du récepteur doit être continuellement ajustée, ou 25 synchronisée, en fréquence et en phase pour optimiser les instants d'échantillonnage du signal reçu et compenser les écarts de fréquence et de phase entre les horloges de l'émetteur et du récepteur. La synchronisation de l'horloge du récepteur comprend en fait trois opérations distinctes: . une première opération de synchronisation initiale qui se situe avant la première transmission des données, par exemple en début de journée, et pendant laquelle l'émetteur transmet un signal de synchronisation sur lequel l'horloge du récepteur se synchronise; cette opération peut ne pas 35 être très rapide car elle n'a lieu qu'une fois par jour. une seconde opération de synchronisation initiale qui se situe avant chaque message de données et pendant 2 2418584 laquelle l'horloge du récepteur se synchronise sur un signal de synchronisation envoyé par l'émetteur; cette opération doit être très rapide car on comprendra que pour obtenir on bon rendement la durée de synchronisation doit être bien 5 inférieure à la durée de transmission du message de données. une opération, de maintien de synchronisation qui se déroule pendant la transmission des données et au cours de laquelle l'horloge du récepteur est ajustée continuellement. en fonction d'une information de chronologie dérivée du 10 signal de données reçu. L'invention concerne les opérations de synchronisation initiale de l'horloge du récepteur. L'invention est particulièrement. fcian adaptés à la seconde opération de synchronisation initiale définie plus haut parce que l'exécution des 15 étapes qu'elle comporte est très rapide, mais peut bien sûr être utilisée pour la première opération de synchronisation initiale. Dans un récepteur de données, les impulsions qui définissent les instants d'échantillonnage sont fournies par un générateur 20 d'impulsions d'horloge, ou horloge, dont la fréquence et la phase sont ajustées par une information de chronologie fournie par un dispositif de récupération de chronologie. On peut classer les dispositifs de récupération de chronologie en deux grandes classes. 25 Dans une première classe on peut grouper les dispositifs de récupération de chronologie dans lesquels une information de chronologie est obtenue par filtrage d'une raie spectrale à la fréquence de signalisation 1/T Hz, ou à un multiple de cette fréquence. On citera, par exemple, le dispositif 30 décrit dans 1:article "Statistical Properties of Timing Jitcer in a PâM Timing Recovery Scheme" par L.E. Franks et J.P. Bubrouski, paru dans "IEEE Transactions on Communications", Vol. COM-22, No.7, juillet 1974, pages 913-920. En bref, âars là dispositif de récupération de chronologie décrit 35 dans set article, le signal reçu du canal de transmission. 3 2418584 qu'il s'agisse du signal de synchronisation pendant une opération de synchronisation initiale» ou du signal de données lui-même pendant la transmission des données, est élevé au carré et ensuite applique à l'entrée d'un filtre à bande 5 étroite centrée sur la fcécr ^nce de signalisation. Ce filtre fournit une onde sinusoïdale à la fréquence de signalisation qui est utilisée comme onde de chronologie sur laquelle se synchronise le générateur c"*impulsions d'horloge. Les dispositifs de récupération de chronologie de cette 10 u_e;?.iêre classe sont simoles mais très sensibles au bruit. En outre les filtres à banda étroite réalisés en technique numérique ont un temps de réponse relativement long qui nuit à une opération de synchronisation initiale rapide. Par suite de la sensibilité au bruit de ces dispositifs et de 15 leur relative lenteur pendant une opération de synchronisation initiale, on a limité leurs applications aux répéteurs et aux modems à faible vitesse. Dans une seconde classe on peut grouper les dispositifs de récupération de chronologie dans lesquels le signal reçu est 20 traité de façon à obtenir un signal de commande qui est utilisé pour ajuster la fréquence et la phase d'un oscillateur à verrouillage de phase qui fait fonction de générateur d'impulsions d'horloge. On citera, par exemple, le dispositif de récupération de chronologie décrit dans le brevet français 25 No. 75 14020 déposé par la demanderesse le 25 avril 1975 et publié sous le No. 2 309 089. Le dispositif de récupération de chronologie décrit dans le brevet précité comprend un premier et un second filtres pour extraire respectivement du signal reçu un premier signal SI de fréquence f^ = f - 1/2T 30 et de phase ^ et un second signal S2 de fréquence f_ = f +• 1/2T et de phase où f est la fréquence de la & c « c porteuse et 1/T est la fréquence de signalisation, et des moyens pour combiner ces premier et second signaux et fournir un signal d'erreur représentatif de la différence de phase 35 $2 - (pi, qui est utilisée pour ajuster la phase d'un oscillateur à verrouillage de phase. Pendant une opération de synchronisation initiale, on extrait les signaux SI et S2 du 4 2418584 signal de synchronisation reçu et on combine ces signaux pour obtenir la valeur de la différence de phase 4>z - £1 qui. est utilisée comme valeur d:ajustemeni initial de la phase de l'oscillateur a verrouillage de phe.se. Le dispositif de récupération de chronologie décrit brièvement ci-dessus permet, pendant une opération de synchronisation initiale, d'obtenir asses rapidement la phase initiale de l'horloge du récepteur. Par exemple, dans le cas à "une transmission de données à 4800 bits par seconde conforme à l'Avis V27 du CCITT la phase initiale de l'horloge est obtenue en seize périodes de signalisation lorsque le canal de transmission est du type non conditionne. Dans las systèmes de transmission de données en configuration multipoint il est de première importance que l'opération de synchronisation initiale soit la plus rapide possible et c'est ainsi que l'on s'est efforcé dans la présente invention de trouver des moyens qui permettent d'obtenir une synchronisation initiale encore plus rapide. Exposé de l'Invention L'objet principal de l'invention est donc de fournir un procédé et un dispositif d'acquisition de la phase initiale de l'horloge d'un récepteur de données synchrone qui permettent une synchronisation initiale très rapide de l'horloge du récepteur avant la transmission des données. Cet objet et d'autres sont atteints d'une manière générale par le procédé de l'invention qui permet dans un système de transmission de données synchrone dans lequel les données sont transmises en modulant une onde porteuse de fréquence f à la cadence de signalisation 1/1, de déterminer la c valeur de phase initiale dont il faut faire varier la phase de l'horloge du récepteur pendant une opération de synchronisation initiale durant laquelle un signal de synchronisation dont le spectre comprend deux raies distinctes aux fréquences f, = f - 1/2T et f, = f + 1/2T est transmis. Le x C ^ C procédé de l'invention comprend les 'étapes suivantes: a) on échantillonne le signal de synchronisation reçu à l'entrée du récepteur à la cadence 1/x qui est un multiple 5 2418584 de la cadence de signalisation, ce qui fournit un signal X\.kx) où k = 0, 1, ..., b) on élève le s-'gnal x(kx) au carré, ce qui fournit m signal s(kx), a c) on calcule le coefficient C qui correspond à la f".*lquence 1/T da la transformés de Pourier discrète ciu signal s (kx) à partir Sel', ii un autre aspect de l'invention- on remplace les étapes 15 c) et d) ci-dessus par les étapes suivantes: - on calcule les parties réelle et imaginaire du C'-."v £fieient C qui correspond, à la fréquence 1/T de la o ■* * trai sformée de Pourier discrète du signal s (kx), à partir d'un nombre N d'échantillons du signai s(kx), le nombre N 20 étant déterminé à partir de la résolution R = 1/Nx désirée pour pallier les effets des composantes autres que celle à la fréquence 1/T du signal s (kx), et - on calcule à partir des parties réelle et imaginaire du coefficient C la phase de ce coefficient qui représente 25 la valeur de phase initiale dont il faut faire varier la phase de l'horloge du récepteur. L'invention propose également un dispositif pour raettre en oeuvre le procédé décrit ci-deasus. Brève Description des Figures 30 D'autres objets, caractéristiques et avantages de la présente invention ressortiront mieux de l'exposé qui suit, fait en référence aux dessins annexés â ce texte, qui représentent un mode de réalisation préféré de celle-ci. 6 2418584 La figure 1 représente le bloc diagramme d'un récepteur de données synchrone incorporant l'invention. La figure 2 représente le bloc diagramme du dispositif d'acquisition de la phase initiale conforme à l'invention. 5 La figure 3 représente le spectre du signal de synchronisation reçu élevé au carré. Meilleur Mode de Réalisation de l'invention Pour situer l'intention dans son contexte, on a représenté sur la figure 1 le bloc diagramme simplifié d'un récepteur 10 de données synchrone incorporant l'invention. A titre d'exemple ce bloc diagramme est celui du récepteur d'un système de transmission de données synchrone utilisant une modulation à double bande latérale-porteuses en quadrature (DSB-QC). Le terme modulation DSB-QC est utilisé ici au sens large de 15 façon à inclure tous les systèmes dans lesquels le signal transmis peut être représenté par la superposition de deux porteuses en quadrature modulées en amplitude. Le terme modulation DSB-QC inclut ainsi la modulation par saut de phase (PSK), la modulation par saut de phase et d'amplitude 20 (A.PSK), et la modulation d'amplitude en quadrature (QAM). Le signal reçu du canal de transmission sur la ligne 1 est appliqué à l'entrée d'un circuit de contrôle automatique de gain (AGC) 2 qui normalise l'énergie du signal reçu. La sortie du circuit AGC 2 est appliquée à l'entrée d'un filtre 25 passe bande 3 qui rejette le bruit hors bande. La sortie du filtre 3 est appliquée à l'entrée d'un dispositif d'échantillonnage 4 dans lequel le signal reçu est échantillonné à la cadence 1/t qui est un multiple m/T de la fréquence de signalisation 1/T. La cadence d'échantillonnage 1/t est 30 choisie supérieure à la fréquence de signalisation 1/T de façon à ce que l'on ait un nombre suffisant d'échantillons pour obtenir une bonne définition du signal reçu. La valeur de l'amplitude des échantillons fournis par le dispositif 4 est convertie en numérique clans un convertisseur analogique- 7 2418584 numérique (A/D) 5. Les échantillons numériques du signal reçu ainsi obtenus à la sortie du convertisseur A/D 5 sont appliqués par la ligne 6 à l'entrée d'un transformateur de Hilbert numérique 7. Un transformateur de Hilbert est un 5 dispositif qui fournit les composantes en phase et en quadrature du signal appliqué à son entrée. On en trouvera un exemple de réalisation numérique dans l'article "Theory and Implemeiitation of the Discrète Hilbert Transform", paru dans "Digital Signal Processing",. L.R. Robiner et C.M. Rader, 10 1972 IEEE Press. Le transformateur de Hilbert 7 a deux sorties qui sont reliées respectivement aux deux entrées d'un égaliseur transversal complexe en bande passante 8. On trouvera un exemple de réalisation d'un tel égaliseur dans le brevet français No. 73 26404 déposé par la demanderesse 15 le 12 juillet 1973 et publié sous le No. 2 237 379. L'égaliseur 8 a deux sorties reliées respectivement aux deux entrées d'un système de détection de données 9 qui fournit les données détectées sur sh ligne de sortie 10. On trouvera un exemple de réalisation d'un tel système de détection de 20 données dans le brevet français No. 74 43560 déposé par la demanderesse le 27 décembre 1974 et publié sous le No. 2 296 322. Les échantillons du signal reçu, fournis par le convertisseur A/D 5, sont en outre appliqués par une ligne 11 à l'entrée 25 d'un dispositif de récupération de chronologie 12. Le dispositif 12 fournit sur sa ligne de sortie 13 un signal de commande qui est appliqué à l'entrée de commande d'un oscillateur à verrouillage de phase numérique (PLO) 14. L'oscillateur PLO 14 fournit des impulsions d'horloge à la cadence 30 d'échantillonnage qui commandent le dispositif d'échantillonnage 4 par -une ligne 15 et les autres composants numériques du récepteur par des lignes non représentées. L'oscillateur PLO 14 est un dispositif connu qui fournit des impulsions à une cadence égale à la fréquence d'échantillonnage 1/x et / 35 avec une phase qui peut être commandée. Un oscillateur PLO numérique comprend en général un oscillateur à quartz qui fournit une onde sinusoïdale de fréquence élevée. Cette onde sinusoïdale est mise en forme carrée et appliquée à une chaîne 8 2418584 de diviseurs qui fournit des impulsions à la fréquence désirée. On peut faire varier la phase de ces impulsions en faisant varier les rapports de division clans la chaîne de diviseurs en fonction du signal appliqué à l'entrée de 5 commande de l'oscillateur PLO. Le dispositif de récupération de chronologie 12 comprend le dispositif d'acquisition de la phase initiale 16 de l'invention et un dispositif de maintien de synchronisation 17. Le dispositif 16 a son entrée reliée à la ligne d'entrée 11 du 10 dispositif de récupération de chronologie 12 et sa sortie reliée par une ligne 18 à la position I d'un commutateur à deux positions 19. Le dispositif 17 a son entrée reliée à la ligne 11 et sa sortie reliée par une ligne 20 à la position II du commutateur 19. La sortie commune du commutateur 19 15 est reliée à la ligne de sortie 13 du dispositif de récupération de chronologie 12. Pendant une opération de synchronisation initiale, le commutateur 19 est en position I et la phase des impulsions fournies par l'oscillateur PLO 11 est ajustée en fonction du 20 signal fourni par le dispositif d'acquisition de la phase initiale 16. En fonctionnement normal, c'est-à-dire pendant la transmission des données le commutateur 19 est en position II et la phase des induisions fournies par l'oscillateur PLO 14 est ajustée en fonction du signal fourni par le dispositif 25 de maintien de synchronisation 17. Le dispositif d'acquisition 16 sera décrit en détail en référence à la figure 2. Il existe de nombreux dispositifs de maintien de synchronisation. On pourra utiliser, par exemple, comme dispositif de maintien de synchronisation 17 l'un des dispositifs décrits en référence 30 aux figures 3, 6 et 7 du brevet français No. 75 14020 précité. On décrira maintenant en se référant à la figure 2 le dispositif d'acquisition de la phase initiale 16 de l'invention. Le signal reçu échantillonné fourni par. le convertisseur A/D 5 est appliqué par la ligne 11 aux deux entrées d'un multipli-35 cateur binaire 21. La sortie du multiplicateur 21 est reliée en parallèle à une entrée de deux multiplicateurs binaires 9 2418584 22 et 23. L'autre entrée des multiplicateurs 22 et 23 est reliée respectivement à la sortie de deux registres à décalage à six étages 24 et 25. Chacun des registres à décalage 24 et 25 a sa sortie bouclée sur son entrée. Les contenus 5 des registres à décalage 24 et 25 sont décalés simultanément et à la cadence d'échantillonnage 1/x. Les sorties des multiplicateurs 22 et 23 sont reliées respectivement aux entrées de deux accumulateurs 26 et 27 dont les sorties sont reliées respectivement aux deux entrées d'un résolveur 10 numérique 28. Un résolveur est un dispositif connu qui reçoit comme entrées les valeurs du cosinus et du sinus d'un angle et fournit à sa sortie la valeur de cet angle. On trouvera une description détaillée d'un résolveur numérique dans, par exemple, le brevet français No. 71 47850 déposé 15 par la demanderesse le 21 décembre 1971 et publié sous le No. 2 164 544. La sortie du résolveur 28 est reliée à l'entrée de commande de l'oscillateur PLO 14 à travers la ligne 18, le commutateur 19 en position I et la ligne 13 (figure 1). On décrira maintenant le fonctionnement du dispositif de la 20 figure 2. Selon l'invention, pendant une opération de synchronisation initiale, un signal de synchronisation dont le spectre comprend deux raies distinctes aux fréquences f1 = f - 1/2T et f2 = fc + 1/2T Où f est la fréquence de la porteuse et T est la période de 25 signalisation, est transmis. On connaît de tels signaux de synchronisation. On citera par exemple le signal de synchronisation recommandé par le CCITT dans son Avis V27 et qui est constitué par des changements de phase continus de 180° de la porteuse à la cadence de 30 signalisation et le signal de synchronisation recommandé par le CCITT dans son Avis V29 et qui est constitué par des alternances continues entre deux signaux éléments à la cadence de signalisation. Le signal reçu à l'entrée du récepteur peut se mettre sous 35 la forme: 10 2418584 x(t) = A^ cos (2nf1t + ij)^) + A2 cos (2irf2t + 2) (D où A^ et représentent respectivement l'amplitude et la phase de la composante à la fréquence f^ du signal reçu, et D'après les enseignements du brevet français No, 75 14020 précité, la phase de l'horloge du récepteur est correcte lors-10 que la différence de puase *.2. - 4>i est nulle. Selon l'invention, on utilise la diffé^nce de phase y2. ~ 15 Soit s(kx) le signal reçu échantillonné et élevé au carré 5 A^ et 2 représentent respectivement l'amplitude et la phase de la composante à la fréquence f2 du signal reçu. s(kx) = x^(kx) (2) D'après la relation (1), le signal s(kx) peut s'écrire: ? ? 11 2418584 une composante S la fréquence 2f1 d'amplitude 1/2 A et de phase 2^ ^, une composante à la fréquence 2f2 d'amplitude 1/2 A: et de phase 2 1 2 2 5 une composant^ à 1s. fréquence f^"1^ d'amplitude A^A2 et de phase fi + £;, et une composante à la fréquence f2~^i = 1/'T d'amplitu-de A^A2 et de phase $2 - $1. Le spectre du signal s(kx) rst donc un spectre de raies que 10 l'on a représenté sur la figure 3 dans le cas où f^ = 1000 Hz, f2 = 2600 Hz, f = 1800 Hz, 1/T = 1600 Hz et 1/x = 6/6, cas qui correspond à une transmission de données à 4800 bits par seconde conforme à l'Avis V27 du CCfTT. On notera que, après échantillonnage à 1/x = 9600 Hz, le spec-15 tre devient périodique de période 1/t. La composante à 2f2 (ici supérieure à 4800 Hz) est transformée du fait de l'échantillonnage en une composante à la fréquence 1/x - 2f2 = 4400 Hz. La différence de phase 2 - $1 est la phase de la composante à 1/T du signal s(kx), et l'invention se propose de détermi-20 ner le plus rapidement possible la phase de cette composante. Selon l'invention, la phase de la composante à 1/T du signal s(kx) est obtenue en calculant à partir d'un nombre N prédéterminé d'échantillons du signal s(kx) le coefficient CQ qui correspond à la fréquence 1/T de la DFT de s(kx), puis 25 en calculant la phase de ce coefficient. Le fait de prendre N échantillons du signal s(kx) pour le calcul de la DFT de s(kx) signifie qu'on examine le signal s(kx) pendant une fenêtre de temps rectangulaire de durée Nx. En théorie cela signifie que la DFT de s(kx) ne fournit pas le spectre du 30 signal s(kx) mais celui du signal s(kx) modulé par une fenêtre de temps rectangulaire d'amplitude égale à l'unité et de durée Nx. Le coefficient CQ de la DFT de s(kx) fournit la convolution du spectre du signal s(kx) avec la transformée de Fourier centrée sur la fréquence 1/T Hz de la fenêtre de 12 2418584 temps. La transformée de Fourier de cette fenêtre est une S4p v courbe de forme connue du type —^— que l'on a illustrée sur la figure 3 par la courbe r qui correspond à un nombre K arbitraire d'échantillons. Pour que la phase du coefficient CQ fournisse une mesure exacte de la phase de la composante à 1/T il faut que le produit du spectre de raies par la courbe r donne la raie à 1/T. Or étant donné que le spectre de raies comprend des composantes aux fréquences 0, 2f^, f1+f2 et 1/t - 2f2 et que la courbe V ne passe pas par zéro à ces fréquences, le produit du spectre de raies par la courbe r ne donnera pas uniquement la raie à 1/T mais aussi une partie des raies aux fréquences 0, 2f^, 1/t - 2f£ et fj^^. Dans le cas d'un nombre N arbitraire d'échantillons la phase du coefficient C ne fournira donc pas une mesure exacte de o la phase de la composante à 1/T. Conformément à l'invention on choisira un nombre N d'échantillons tel que la courbe r passe par zéro au moins à la fréquence 2f^r qui affecte de façon plus significative le calcul du coefficient CQ dans l'exemple illustré sur la figure 3 où la fréquence 2f^ ne diffère de la fréquence 1/T que de 400 Hz. La relation entre le nombre d'échantillons et les passages par zéro de la courbe r est donnée par où R est la résolution exprimée en Hertz. La courbe r passe par zéro tous les R Hz de part et d'autre de la fréquence 1/T. Sur la figure 3 on a représenté la courbe rQ déterminée conformément à l'invention et qui correspond à une résolution R = 400 Hz et à un nombre d'échantillons N=24. La courbe rQ passe par zéro à la fréquence nulle et aux fréquences 2f^, £j+±2 et 1/T - En se référant de nouveau à la figure 2, le signal reçu échantillonné x(kT) est élevé au carré par le multiplicateur 21 qui fournit à sa sortie le signal s(kT). Le signal s (kT) est appliqué à un disposiif pour calculer le coefficient CQ de la DFT de s(kT), dispositif qui dans l'exemple de réalisa 13 2418584 tion préféré illustré sur la figure 2 comprend les multiplicateurs 22 et 23, les registres à décalage 24 et 25, et les accumulateurs 26 et 27. Le coefficient CQ de la DFT de s(kt) est donné par la relation 5 connue "I1 "1 ¥ * CQ = l s(kr) e - (5) k=o Le coefficient CQ est un nombre complexe et on peut décomposer la relation (5) de façon à obtenir la partie réelle de C , Re CQ et la partie imaginaire de CQ, Im CQ: 10 Re C = o N—1 l k=o s(kt) cos kr (6) N-l Im CQ = - l s(kT) sin —■ kT (7) k=o Si on prend par exemple t = 6/T et N=24, ce qui correspond à l'exemple illustré sur la figure 3, les relations (6) et (7) deviennent respectivement: 23 15 Re C = l s(kx) cos (8) o J k=o 23 Im Cq = - l s(kx) sin (9) k=o Le dispositif illustré sur la figure 2 utilise les relations 14 2418584 (8) et (9) pour calculer Re CQ et Im Cq. Le signal s (kir) est appliqué en parallèle à l'entrée de deux trajets, un trajet désigné trajet réel qui comprend le multiplicateur 22, le registre à décalage 24 et l'accumulateur 26 et qui calcule Re CQ conformément à la relation (8), et un trajet désigné trajet imaginaire qui comprend le multiplicateur 23, le registre à décalage 25 et l'accumulateur 27 et qui calcule Im CQ conformément à la relation (9). Ces deux trajets ont une structure identique et l'homme de l'art comprendra qu'on pourra utiliser un seul trajet pour calculer successivement Re CQ et Im CQ avec des composants suffisamment rapides. Le trajet réel calcule Re CQ de la façon suivante. Le signal s(kx) est appliqué à une entrée du multiplicateur 22 qui reçoit sur son autre entrée les valeurs de cos k pour k = 0, 1, ..., 23 stockées dans le registre à décalage 24. 3c tf La fonction cos -j- pouvant prendre six valeurs distinctes quand k varie, le registre à décalage 24 comprend six étages pour stocker ces six valeurs. Le contenu du registre à décalage 24 est décalé à la cadence d'échantillonnage 1/t. On obtient successivement à la sortie du multiplicateur 22 les produits: îrir s(kT) cos pour k = 0, ..., 23. Ces produits sont accumulés dans l'accumulateur 26 qui fournit après 24 périodes d'échantillonnage la partie réelle de C . o 23 Re C — ][ s (ki:) cos . O j k=o Le trajet imaginaire permet de façon analogue de calculer Im CQ conformément à la relation (9) . On peut aisément vérifier que les valeurs de Re CQ et Im Cq définies respectivement par les relations (8) et (9) sont égales respectivement à 15 2418584 Re CQ = 12 cos - $i) Im CQ = 12 AjA2 sin ($2 - x) Les quantités Re CQ et Im fournies respectivement après 24 périodes d'échantillonnage par les accumulateurs 26 et 27 5 sont appliquées aux entrées du résolveur 28 qui en dérive la valeur de la phase $2 - $1 de la composante à 1/T qui est appliquée par la ligne 13 à l'entrée de commande de l'oscil- ✓ lateur PLO 14. La valeur de è2 - $1 est la valeur de phase initiale dont il faut faire varier la phase de l'oscillateur 10 PLO'14. Si on reprend l'exemple d'une transmission à 4800 bps conforme à l'Avis V27 du CCITT avec une cadence de signalisation X 6 1/T = 1600 Hz et si on choisit — = on notera qu'on obtient une mesure exacte de la valeur de phase initiale après 24 15 échantillons c'est-à-dire après quatre périodes de signalisation, soit après 2,5ms seulement. Bien que l'on ait décrit dans ce qui précède et représenté sur les dessins les caractéristiques essentielles de l'invention appliquées à un mode de réalisation préféré de celle-20 ci, il est évident que l'homme de l'art peut y apporter toutes modifications de forme ou de détail qu'il juge utiles, sans pour autant sortir du cadre de ladite invention. 16 2418584 REVENDICATIONS 1.- Dans un système de transmission de données synchrone dans lequel les données sont transmises en modulant une onde porteuse de fréquence f à une cadence de signalisation 1/T, un procédé pour déterminer la valeur de phase initiale dont il faut faire varier la phase de l'horloge du récepteur pendant une opération de synchronisation initiale durant laquelle un signal de synchronisation dont le spectre comprend deux raies distinctes aux fréquences f^ = f - 1/2T et f- = f + 1/2T est transmis, caractérisé en ce qu'il comprend * c les étapes suivantes: a) on échantillonne le signal de synchronisation reçu à l'entrée du récepteur à la cadence 1/x qui est un multiple de la cadence de signalisation, ce qui fournit un signal x(kx) où k = 0, 1, ..., b) on élève le signal x(kx) au carré, ce qui fournit un signal s(kx), c) on calcule le coefficient CQ qui correspond à la fréquence 1/T de la transformée de Fourier discrète du signal s(kx) à partir d'un nombre N d'échantillons du signal s(kx), le nombre N étant déterminé à partir de la résolution R = 1/Nx désirée pour pallier les effets des composantes autres que celle à la fréquence 1/T du signal s(kx) et, d) on calcule la phase du coefficient Cq qui représente la valeur de phase initiale dont il faut faire varier la phase de l'horloge du récepteur. 2.- Procédé' selon la revendication 1, caractérisé en ce que les étapes c) et d) sont remplacées par les étapes suivantes: on calcule les parties réelle et imaginaire du coefficient CQ qui correspond à la fréquence 1/T de la transformée de Fourier discrète du signal s(kx), à partir d'un nombre N d'échantillons du signal s(kx), le nombre N éteint déterminé à partir de la résolution R = 1/Nx désirée pour pallier les effets des composantes autres que celle à 17 2418584 1» fréquence 1/T du signal s (Jet), et - on calcule à partir des parties réelle et imaginaire du coefficient CQ la phase de ce coefficient qui représente lâ valeur de phase initiale dont il faut faire varier la 5 phase de l'horloge du récepteur. 3.- Dans un système de transmission de données synchrone dans lequel les données sont transmises en modulant une onde porteuse de fréquence f à une cadence de signalisation 1/T, un dispositif pour déterminer la valeur de phase initiale 10 dont il faut faire varier la phase de l'horloge du récepteur pendant une opération de synchronisation initiale durant laquelle un signal de synchronisation dont le spectre comprend deux raies distinctes aux fréquences f^ = f - 1/2T et f» » f + 1/2T est transmis, caractérisé en ce qu'il comprend: » C 15 un dispositif d'échantillonnage pour échantillonner le signal reçu à l'entrée du récepteur à la cadence 1/t qui est un multiple de la cadence de signalisation, et fournir un signal x(kT) où k = 0, 1, ..., un premier multiplicateur pour élever le signal x(kx) 20 au carré et fournir un signal s(kT), un dispositif pour calculer le coefficient CQ qui correspond à la fréquence 1/T, de la transformée de Fourier discrète du signal s(kx) à partir d'un nombre N d'échantillons âu signal s(kT), le nombre N étant déterminé à partir de la 25 résolution R = 1/Nt désirée pour pallier les effets des composantes autres que celle à la fréquence l/T du signal s(kT) et, un dispositif pour calculer la phase du coefficient CQ qui représente la valeur de phase initiale dont il faut 30 faire varier la phase de l'horloge du récepteur. 4.- Dispositif selon la revendication 3, caractérisé en ce que le dispositif pour calculer le coefficient Cq comprend: des moyens pour calculer la partie réelle du coefficient Co' et 35 des moyens pour calculer la partie imaginaire du coeffi— cient C . 18 2418584 5.- Dispositif selon la revendication 4, caractérisé en ce que les moyens pour calculer la partie réelle du coefficient CQ comprennent: des moyens de stockage dans lesquels sont emmagasinées 2 TF 5 les valeurs de cos kx pour k = 0, 1, (N-l), un second multiplicateur pour calculer successivement 2tt les produits s(kx) cos — kx pour k = 0, 1, (N-l), et un accumulateur pour accumuler les produits 2n s(kx) cos kx pour k = 0, 1, (N-l), cet accumulateur 10 fournissant après N périodes d'échantillonnage la valeur de la partie réelle du coefficient C . 6.- Dispositif selon la revendication 4 caractérisé en ce que les moyens pour calculer ia partie imaginaire du coefficient CQ comprennent: 15 des moyens de stockage dans lesquels sont emmagasinées 27T les valeurs de - sin kx pour k = 0, ..., (N-l), un second multiplicateur pour calculer successivement 2tt les produits - s(kx) sin kx pour k = 0, 1, (N-l), et un accumulateur pour accumuler les produits 20 - s(kx) sin ^ kx pour k = 0, 1, ..., (N-l), cet accumulateur fournissant après N périodes d'échantillonnage la valeur de la partie imaginaire du coefficient Cq. 7.- Dans un système de transmission de données synchrone dans lequel les données sont transmises en modulant une onde porteuse de fréquence fc à une cadence de signalisation 1/T, un dispositif pour déterminer la valeur de phase initiale dont il faut faire varier la phase de l'horloge du récepteur pendant une opération de synchronisation initiale durant laquelle un signal de synchronisation dont le spectre comprend deux raies distinctes aux fréquences ^ = f - 1/2T et = f + 1/2T est transmis, caractérisé en ce qu'il comprend: un dispositif d'échantillonnage pour échantillonner le signal reçu à l'entrée du récepteur à la cadence 1/x qui est un multiple da la cadence de signalisation, et fournir un signal x(kx), un premier multiplicateur pour élever le signal x(kx) au 25 30 35 19 2418584 carré et fournir un signal s(kx), des premiers moyens de stockage dans lesquels sont 2 7T emmagasinées les valeurs de cos kx pour k = 0, 1, ..., (N-l),. le nombre N est un nombre d'échantillons du signal 5 s(kx) et est déterminé à paxtir de la résolution R = 1/Nx dérivée pour pallièr les effets des composantes autres que celle à la fréquence 1/T du signal s(kx), un second multiplicateur pour calculer successivement 2 tt le» produits s(kx) cos kx pour k = 0, 1, (N-l), et 10 un premier accumulateur pour accumuler les produits 2-ir s(kx) cos kx pour k = 0, 1, ..., (N-l), cet accumulateur fournissant après N périodes d'échantillonnage la valeur de la partie réelle du coefficient CQ, des seconds moyens de stockage dans lesquels sont 2tt 15 emfltëigasijiées les valeurs de - sin kx pour k = 0, (N-l), un troisième multiplicateur pour calculer successivement 2ir les produits - s(kx) sin kx pour k = 0, 1, ..., (N-l), et un second accumulateur pour accumuler les produits - a(kx)sin kx pour k = 0, 1, ..., (N-l), cet accumulateur 20 fournissant après N périodes d'échantillonnage la valeur de la partie imaginaire du coefficient CQ, et un résolveur pour dériver la valeur de la phase du coefficient CQ à partir des parties réelle et imaginaire du coefficient CQ, la valeur de la phase du coefficient CQ 25 représentant la valeur de phase initiale dont il faut faire varier la phase de l'horloge du récepteur.