La présente invention a pour objet un dispositif changeur de fréquence. Dans les dispositifs changeurs de fréquence directs classiques de courant alternatif en courant alternatif, le coefficient ou facteur de déplacement d'entrée dépend du facteur de puissance de la charge à la sortie. La relation entre le coefficient de déplacement d'entrée et le facteur de puissance de charge peut entre linéaire ou non selon le principe de fonctionnement d'un changeur de fréquence particulier. Par exemple, un changeur de fréquence à commutation naturelle (ou commandé par phase a toujours un coefficient ou facteur de déplacement entrée décalé en arrière, indépendant du facteur de puissance de la charge.Le coefficient de déplacement d'entrée du changeur de fréquence à commutation naturelle a donc une relation non linéaire avec le facteur de puissance de charge, de sorte qu'une charge de facteur de puissance égal à un, ou charge résistive, est considérée par la source de puissance comme une charge inductive, et une charge purement capacitive ou une charge purement inductive est considérée par la source de puissance comme une pure inductance.Dans le oas d'un mode de fonctionnement à commutation forcée d'un changeur de fréquence, selon la description du Brevet américain NO 3 493 833 de la Société Demanderesse, il existe une relation linéaire directe entre le facteur de puissance en charge et le coefficient de dé placement d'entrée, ctest-à-dire que le coefficient de déplacement d'entrée est égal au facteur de puissance en charge. Dans de nombreuses applications, il serait avantageux que le changeur de fréquence ait un coefficient ou facteur de déplacement d'entrée égal à un, indépendant de la charge, de ma nière que la source de puissance d'entrée n'ait qu'à fournir seulement la composante résistive du courant de charge, ctest-à-dire la partie de courant effectivement consommée. Dans les applications dans lesquelles la puissance d'entrée est produite par une génératrice locale, il stensuivrait une réduction de poids et de dimension de la génératrice et des capables électriques, ainsi qutun meilleur rendement général.Dans d'autres applications, telles que les commandes de moteur à courant alternatif, un changeur de fréquence ayant un coefficient unité de déplacement d'entrée réduirait les frais d'installation et de fonctionnement. Le nouveau changeur de fréquence réalisé selon l'invention est un dispositif à coefficient de déplacement d'entrée égal à un qui ne tire de la source de puissance que la composante résistive du courant de charge, quel que soit le facteur de puissance de celle-ci. La caractéristique de coefficient unité de déplacement d'entrée du changeur de fréquence est maintenue pour toute charge allant d'une pure capacitance à une pure inductance. En d'autres termes, le courant de charge inductif ou capacitif nominal peut entre fourni sans tirer effectivement aucun courant de la source de puissance d'entrée. Un mode de fonctionnement à coefficient unité de déplacement d'entrée d'une paire de convertisseurs constituant-un dispositif changeur de fréquence est décrit et illustré en référence à deux formes indépendantes de réalisation. Dans une première forme de construction, deux convertisseurs utilisant des interrupteurs bilatéraux alimentés par la même source de puissance d'entrée, fonctionnent de telle sorte que l'un des convertisseurs transfère en retour aux bornes d'entrée le facteur effectif de puissance de charge, alors que l'autre transfère en retour une représentation inversée ou image réfléchie du facteur effectif de puissance de charge.La combinaison du facteur effectif et du facteur inversé de puissance de charge aux bornes d'entrée a pour résultat un passage de courant réactif zéro de charge dans la source de courant d'entrée, et établit ainsi un coefficient unité de déplacement d'entrée pour le changeur de fréquence. Dans la seconde forme de réalisation, chacun des convertisseurs présente un coefficient unité de déplacement, et la combinaison des deux convertisseurs produit une réduction appréciable du courant d'entrée et de la distortion de la tension de sortie tout en maintenant un coefficient unité de déplacement d'entrée. Les tensions de sortie de chacun des convertisseurs sont produites par une modulation de phase appropriée des angles dtamor- çage des interrupteurs bilatéraux de chaque convertisseur par rapport aux phases des tensions d'alimentation. La modulation est commandée de manière à produire des formes complémentaires d'ondes de sortie des convertisseurs, qui présentent chacun la meme tension moyenne de sortie. Ceci est réalisé en maintenant la somme des angles d'amorçage des deux convertisseurs égale à 1800. On remarquera que ce procédé de commande fondamentale est essentiellement identique à celui appliqué pour commander les angles d'amorçage d'un changeur de fréquence à commutation naturelle. Par suite, les techniques existantes de commande, telles que le procédé utilisant des ondes sinusoidales, déphasés de 900, peuvent titre utilisées pour obtenir la modulation correcte de phase. La similarité, toutefois, stachève à à ce point, car le fonctionnement du dispositif changeur de fréquence selon l'invention est complètement différent de celui du changeur de fréquence à commutation naturelle.Le changeur de fréquence à commutation naturelle se compose d'un convertisseur à conduction positive et d'un convertisseur à conduction négative,de sorte que chaque convertisseur fonctionne normalement seulement durant un demi-cycle du courant de sortie et reste inactif durant l'autre demi-cycle. Les deux convertisseurs du changeur de fréquence à commutation naturelle peuvent entre maintenus en conduction continue seulement si l'on permet le passage entre eux d'un courant de circulation par l'intermédiaire de la source d'alimentation d'entrée. Dans l'un et l'autre de ces modes de fonctionnement, toutefois, le coefficient de déplacement d'entrée du changeur de fréquence à commutation naturelle est inférieur à l'unité. Le dispositif changeur de fréquence selon la seconde forme de réalisation se compose de deux convertisseurs utilisant des interrupteurs bilatéraux. Chacun des convertisseurs est capable de conduire aussi bien le courant positif que négatif. Ces deux convertisseurs sont donc en conduction durant le cycle total de sortie, chacun d'eux fournissant la moitié du courant de charge. Il n'existe aucun courant de circulation appréciable entre les convertisseurs et tous deux présentent des facteurs unité de déplacement à leur entrée. Dans les deux formes de réalisation utilisant deux convertisseurs, la distortion efficace totale du courant d'entrée ainsi que la distortion efficace de la tension de sortie sont appréciablement réduites. L'invention ressortira mieux de la description à titre d'exemple qui va suivre en référence aux dessins annexés, sur lesquels : La Figure 1 est une illustration schématique fondamentale d'un changeur de fréquence utilisant des éléments interrupteurs bilatéraux; Les Figures 2A et 2B sont des illustrations de formes d'ondes de deux modes de fonctionnement de commutation des éléments interrupteurs bilatéraux de la Figure 1; La Figure 3 est une illustration schématique d'un dispositif utilisant deux convertisseurs de fréquence connectés en parallèle au moyen d'une réactance entre phases; La Figure 4 est une illustration de formes d'ondes intéressant le fonctionnement du changeur de fréquence de la Figure 3;; La Figure 5 est une illustration schématique d'un changeur de fréquence à six impulsions, constitué par des changeurs de fréquence à couplage réactif entre phases selon la Figure 3; La Figure 6 est une illustration de forme d'ondes intéressant le fonctionnement du changeur de fréquence de la Figure 5; La Figure 7 est un graphique du fonctionnement du convertisseur de fréquence à six impulsions de la Figure 5, selon l'invention; La Figure 8 est une illustration schématique d'un changeur de fréquence à sortie triphasée, composé de changeurs de fréquence à six impulsions du type en pont, ainsi qu'illustrés à la Figure 5; et Les Figures 9A et 9B sont des graphiques du fonctionnement du changeur de fréquence de la Figure 8 selon une autre forme de réalisation de l'invention. Les nouvelles formes de réalisation destinées à assurer aux changeurs de fréquence un coefficient unité de déplacement d'entrée indépendant du facteur de puissance de charge et de la fréquence d'entrée et de sortie, seront décrites séparément. Les Figures 1 à 7 correspondent principalement à la discussion afférente à l'une des formes de réalisation, alors que les Figures 8 et 9 qui sont des compléments aux Figures 1 à 7, correspondent à la seconde forme de réalisation. La Figure 1 représente schématiquement un changeur de fréquence 10 comprenant une génératrice G, des interrupteurs bilatéraux QQ et une charge électrique L. Les interrupteurs QQ sont typiquement représentés sous la forme dtun pont b de diodes en combinaison avec un transistor t. La commande Conduction Blocage des transistors assurée par le circuit de commande 18 en combinaison avec les voies conductrices de courant assurées par le pont de diode permettent aux interrupteurs bilatéraux QQ de conduire un courant dans les sens direct et inverse.La conduction de courant dans la charge L par les phases A, B et C de la génératrice, assurée par la conduction commandée des interrupteurs bilatéraux Q41,QQ2 et Q43, respectivement, développe des tensions individuelles de phases aux bornes de la charge L. Selon le mode fondamental de fonctionnement d'un tel changeur de fréquence, décrit dans le susdit brevet, il est permis à chacun des interrupteurs bilatéraux QQ de conduire pendant une période fixe de temps T, de telle sorte que les tensions d'entrée correspondant aux phases d'entrée A, B, C de la génératrice sont successivement connectées à la charge L pendant le mdme intervalle de temps T, d'où s'ensuit la production aux bornes de la charge L d'une forme d'onde de sortie à prédominence sinu soTdale. On peut démontrer que la composante fondamentale de la tension de sortie du générateur a une fréquence p f où f p 3 f1 égale 1/T et f1 est la fréquence d'alimentation.Cette expression indique qu'il existe deux valeurs possibles de fp l'une supé rieure et l'autre inférieure à 3fI I ' donnant la meme fréquence de sortie. Si f /3 est supérieure à fI, la fréquence de sortie f0 p, est alors donnée par Si fp/3 est inférieure à fI, fO prend alors la forme suivante Les tensions de sortie correspondant aux fréquences de commutation fpl et fp2 S respectivement, sont représentées aux Figures 2A et 2Bo On peut démontrer que les composantes fondamentales des deux tensions sont identiques et correspondent à ltexpression dans laquelle f0 correspond soit à l'équation (1) soit à l'équa- tion (2), lorsque V1 est l'amplitude de la tension d'entrée. Aux fins de la discussion, on supposera maintenant que la charge L connectée aux bornes de sortie du changeur de fréquence 10 est réactive, d'où s'ensuit un déplacement d'angle de phase entre la tension fondamentale de sortie VOf et le courant de charge IOf, où l'intensité du courant est Iof(t) = IOfsin (215fot - ) (4) La relation de phase entre une tension de phase d'entrée, par exemple VI de la génératrice G et le courant fondamental ou dominant d'entrée IIf engendré par le changeur de fréquence 10 correspondant aux fréquences de commutation fpl et fp2 est illustrée mathématiquement comme suit : si l'une des tensions de phase d'entrée est exprimée par VI(t) = VIsin (2 (5) le courant I sera alors quand le changeur de fréquence est commandé par la fréquence de commutation fpl (c'est-à-dire fp1/3 bs fI) , et le courant d'en- quand le changeur de fréquence est commandé par la fréquence de commutation fp2 (c'est-à-dire quand fp2/3 On peut donc conclure que si un changeur de fréquence fonctionne à une fréquence fpl, il s'ensuivra un coefficient de déplacement d'entrée du changeur de fréquence qui est l'inverse de l'angle de phase de charge, et si le changeur de fréquence fonctionne à une fréquence de commutation fp2, le coefficient résultant de déplacement d'entrée sera identique à l'angle de phase de la charge, L'amplitude du courant d'entrée aux deux fréquences de commutation reste identique. L'importance de la relation ci-dessus intensité et tension du changeur de fréquence fonctionnant aux fréquences de commutation fpl et fp2 ressortira mieux encore de la discussion qui va suivre en référence aux Figures 3 et 4. La Figure 3 représente un changeur de fréquence 20 qui comprend une génératrice G d'une tension d'alimentation et deux convertisseurs 22 et 24 ; les sorties des convertisseurs 22, 24, sont connectées en parallèle, au moyen d'une réactance entre phases, à la charge électrique L. Si le convertisseur 22 fonctionne à la fréquence de commutation fpl, selon la précédente description, et si le convertisseur 24 fonctionne à la fréquence de commutation fi2, de manière à satisfaire simultanément aux équations (1) et (2), c'est-à-dire que les convertisseurs produisent tous deux la même fréquence de sortie, le changeur de fréquence 20 produira alors une tension de sortie telle que celle représentée à la Figure 4.Dans ce mode de fonctionnement, la composante fondamentale de V0f de l'onde de la Figure 4 est définie par l'équation (3)o Bien que l'expression de la composante fondamentale de la tension de sortie du changeur de fréquence 20 reste identique à l'expression concernant la composante fondamentale de la tension de sortie du changeur de fréquence de la Figure 1, la composante fondamentale du changeur de fréquence 20 devient : dans laquelle 10réeî est l'amplitude de la composante réelle du courant de charae. et est définie par l'équation :: De l'équation (8) il ressort que le fonctionnement des convertisseurs 22 et 24 aux fréquences de commutation fpl et fp2 respectivement, isole la source de puissance d'entrée G de la composante réactive du courant de charge, établissant ainsi un coefficient ou facteur unité de déplacement d'entrée pour le changeur de fréquence 20, independamment du facteur de puissance de charge et de la fréquence de sortie0 Ce nouveau fonctionnement des changeurs de fréquence 22, 24, en parallèles, de la Figure 3, présente un avantage supplémentaire du fait que la distortion totale efficace de l'onde de tension de sortie est réduite ainsi qu'il ressort d'une comparaison entre la forme d'onde de la Figure 4 et la forme d'onde résultante.On a déterminé que cette distortion efficace est réduite d'un facteur î / La technique d'établiseement de coefficients de déplacement d'entrée égaux à un d'un changeur de fréquence, que l'on vient de décrire, selon laquelle deux convertisseurs sont alimentés par la meme source de puissance d'entrée et fonctionnent à des fréquences différentes de commutation de telle sorte que l'un des convertisseurs transfère le facteur de puissance de charge en retour aux bornes de la source de puissance d'entrée, et que le second convertisseur transfère l'inverse du facteur de puissance de charge en retour à la source de puissance d'entrée, est applicable à des formes de réalisation de changeurs de fréquence autres que celle illustrée à la Figure 3. L'illustration graphique de cette nouvelle technique, appliquée à un changeur de fréquence triphasé 60 à six impulsions, représenté schématiquement à la Figure 5, fait l'objet des Figures 6 et 7o Le changeur de fréquence 60 à six impulsions comprend les convertisseurs 62 et 64 composés chacun de six éléments interrupteurs bilatéraux Q > . Les convertisseurs 62 et 64 sont alimentés par une source commune G de la puissance d'entrée, et sont couplés en parallèle à la charge électrique L par les réactances entre phase 66 et 68.Les fonctionnements des convertisseurs 62 et 64 selon des fréquences de commutation correspondant aux fréquences fpl et fp2 précédemment indiquées, font produire aux convertisseurs 62, 64, des tensions de sortie portant respectivement les références V01 et V02 à la Figure 6, et qui sont combinés par les réactances entre phase 66 et 68 pour produire aux bornes de la charge L une tension de sortie correspondant à l'onde VO de la Figure 6 La Figure 7 est l'illustration graphique du fonctionnement du changeur de fréquence 60 du type en pont triphasé de la. Figure 5. Les trois tensions de sortie du convertisseur 62 fonctionnant à la fréquence de commutation fpl sont représentées par une ligne continue sur les ondes A, B et C de la Figure 7, alors que les trois tensions de sortie du convertisseur 64, fonctionnant à la fréquence de commutation fp2 sont représentées par ces traits interrompus dans les ondes A, B et C. Dans l'onde D, les trois courants-de sortie du convertisseur 62 sont illustrés avec un décalage en arrière de 602 par rapport aux tensions de sortie. Le courant d'entrée dérivé de la phase A de la tension d'entrée G correspondant aux parties hachurées D du courant de sortie ainsi que la tension d'alimentation VAsont représentées par l'onde E.Il est clair que le courant d'entrée du convertisseur 62 est décalé en avant de 602 par rapport à la tension de phase correspondante. L'onde F illustre les trois courants de sortie fournis par le convertisseur 64 à la charge L. Ces courants sont naturellement identiques aux trois courants de sortie fournis par le convertisseur 62 puisque chacun de ces appareils fournit la moitié du courant total de charge. Le courant dérivé d'entrée de la phase A développé par le changeur de fréquence 64, est illustré par la forme d'onde G conjointement à la tension de phase VA correspondante. I1 est évident que le courant d'entrée du convertisseur 64 est décalé en arrière de 602 par rapport à la tension d'entrée.La somme des deux courants d'entrée de la phase A fournis par les convertisseurs 62 et 64, respectivement, est représentée par le diagramme H, où la tension de phase d'alimentation VA est la référence de phase. Etant donné que le courant résultant illustré par l'onde H de la Figure 7 est en phase avec la tension correspondante, il est évident que le coefficient de déplacement d'entrée du changeur de fréquence 60 est égal à l'unité. Le changeur de fréquence 60 de la Figure 5 constitue une forme de réalisation cohvenable pour illustrer l'autre technique notée ci-dessus pour le développement du mode de fonctionnement à coefficient unité de déplacement d'un changeur de fréquence, en référence au dispositif convertisseur de fréquence à sortie triphasée 70 illustré schématiquement à la Figure 8. Une représentation graphique de cet autre mode de fonctionnement fait ltobjet des Figures 9A et 9B. Trois changeurs de fréquence A, B et C, comprenant chacun deux convertisseurs utilisant des interrupteurs bilatéraux sont alimentés par une source commune G de puissance d'entrée triphasée en engendrant les trois tensions de phases de sortie VOUA, VOB > et Voc du dispositif triphasé changeur de fréquence 70. Les changeurs de fréquence A, B et C étant identiques comme construction et fonctionnement, la description qui va suivre se limitera au changeur de fréquence A. Ce changeur de fréquence A est constitué des convertisseurs à six impulsions Al et A2 dont les sorties sont couplées par l'intermédiaire des réactances entre phases 72 et 74, à la charge électrique L. Bien qu'unie forme de réalisation de montage du changeur de fréquence A soit identique au dispositif 70 de la Figure 5, le mode de commande de fonctionnement des interrupteurs bilatéraux qQ diffère appréciablement. Le mode de commande appliqué dans cette technique alternative pour développer un fonctionnement de changeur de fréquence à coefficient unité de déplacement a pour résultat l'obtention d'un coefficient unité de déplacement d'entrée pour chacun des convertisseurs Al et A2 du dispositif A contrairement au mode de fonctionnement décrit en référehce à la Figure 5, selon lequel le coefficient de déplacement des convertisseurs individuels n'était pas l'unité mais le fonctionnement combiné des convertisseurs donnait au changeur de fréquence 70 un coefficient unité de déplacement0 Ce deuxième mode de fonctionnement est basé sur une modulation appropriée des phases des angles d'amorcage des interrupteurs bilatéraux QQ des convertisseurs Al et A2 par rapport aux phases des tensions d'alimentation, de telle sorte que les tensions moyennes de sortie des convertisseurs Al et A2 illustrées par les formes d'ondes B et C soient égales et que les ondes de sortie, soient telles que leur combinaison produise une onde telle que celle illustrée par D, présentant une distortion minimale. Cette relation peut être obtenue par l'une quelconque des techniques actuelles de modulation qui peuvent satisfaire la relation suivante entre les angles d'amorçage des convertisseurs Al et A2 : l + 2 = 1802 expression dans laquelle 41 est l'angle d'amorçage du convertisseur Al, et A 2 est l'angle d'amorcage du convertisseur A2-. Ces conditions de fonctionnement sont également exactes pour les changeurs de fréquence B et C. On remarquera que ce procédé de commande fondamentale est essentiellement le meme que celui appliqué pour la commande des angles d'amorçage des cycloconvertisseurs à commutation naturelle. Les techniques existantes de commande, telles que le procédé de croisement d'ondes sinusodales, peuvent donc eatre appliquées pour obtenir la modulation correcte de phase des changeurs de fréquences Al et A2.On remarquera, toutefois, ainsi qu'il ressortira de la discussion qui va suivre, que le fonctionnement du dispositif changeur de fréquence diffère de celui d'un cycloconvertisseur à commutation naturelle du fait que les convertisseurs Al et A2 du changeur de fréquence A sont conducteurs durant les deux demi-cycles positif et négatif du cycle total de sortie, chaque changeur de fréquence fournissant la moitié du courant de charge. Le fonctionnement du changeur de fréquence A, selon cette autre technique, est graphiquement illustré aux Figures 9A et 9B. Bien que de nombreuses techniques puissent & re appliquées pour déterminer les instants de commutation des interrupteurs bilatéraux QQ du changeur de fréquence A, la technique de croisement des ondes sinusoldales a été choisie aux fins de la discussion qui va suivre. Les formes d'ondes des Figures 9A et 9B correspondent au fonctionnement avec tension totale de sortie du changeur de fréquence A. On remarquera qu'à la tension totale de sortie, lton- de du courant total d'entrée développée par cette technique est identique à l'onde du courant total d'entrée développée par la technique initiale décrite pour l'obtention du coefficient unité de déplacement d'entrée. L'onde A correspond à la moyenne arithmétique des tensions de sortie des convertisseurs individuels Al et A2, alors que les ondes B et C correspondent aux ondes de sorties individuelles des convertisseurs Al et A2. L'onde D correspond à la tension de sortie développée aux bornes de la charge électrique L. Les ondes E à J de la Figure 9A illustrent les intervalles de conduction des interrupteurs bilatéraux connectant la charge à la phase A d'alimentation de la génératrice G d'entrée. Les formes d'ondes E à J sont utilisées pour dériver graphiquement les segments de courant tirés de la phase A d'alimentation. Si l'on considère par exemple que l'interrupteur QQla est fermé, la moitié du courant de charge fourni par la phase A de sortie peut passer dans le point terminal de la phase A d'alimentation.Puis l'interrupteur QQlb se ferme, et la moitié du courant de charge s'écoule à partir du point terminal de la phase A d'alimentation. Par suite, dans la forme d'onde E, les intervalles positifs de l'onde représentent les intervalles de conduction de l'interrupteur QQla, et les intervalles négatifs représentent les intervalles de conduction de l'interrupteur QQlb. Les intervalles zéro de l'onde E indiquent que ni l'un ni l'autre des interrupteurs QQla et QQlb n'est conducteur. Le reste des ondes F à J correspond de meme au fonctionnement des interrupteurs bilatéraux des changeurs de fréquence B et C, connectant les sorties de B et de C à la phase A dtalimen- station. L'onde K de la Figure 9B illustre les trois courants de sortie fournis par chacun des convertisseurs couplés constituant les changeurs de fréquence A, B, et C. Ces courants de sortie sont supposés sinusordaux (ce qui est presque exact dans la plupart des applications) et l'on supposera également que ces courants sont décalés en arrière de 602 par rapport à la tension de sortie, ainsi que dans le cas de la première technique de développement du coefficient unité de déplacement d'entrée des changeurs de fréquence. Les ondes L et M représentent les courants combinés tirés de la source G de puissance d'entrée par les convertisseurs Al, B1 et Cl, et les changeurs de fréquence A2, B2 et oe, respectivement. On remarquera que le courant venant de l'un ou 4'autre des groupes convertisseurs est en phase avec la tension d'alimentation correspondante établissant ainsi pour chacun un coefficient unité de déplacement d'entrée. On peut donc conclure que chaque changeur de fréquence tire de la source de puissance d'entrée seulement le courant requis pour fournir la partie réelle de la puissance de sortie, c'est-à-dire la puissance effectivement consommée par la charge L. Le courant d'entrée des changeurs de fréquence doubles est fonction de la puissance réelle de sortie et est indépendant des kVA de sortie. Le coefficient ou facteur de déplacement d'entrée des changeurs de fréquence A, B et C est donc maintenu égal à l'unité indépendamment du facteur de puissance de charge. L'onde N montre le courant total tiré de la phase A d'alimentation d'entrée de la source G de puissance d'entrée0 Puisque chacun des changeurs de fréquence A, B et C présente un coefficient unité de déplacement d'entrée, il est évident que leur combinaison donne un dispositif changeur de fréquence présentant une distortion réduite ainsi qu'un coefficient unité de déplacement d'entrée. REVENDICATIONS 1. Appareil changeur de fréquence alternatif - alternatif, destiné à engendrer une tension de sortie alternative aux bornes d'une charge, appareil comprenant une source de puissance d'entrée alternative, un certain nombre d'interrupteurs bilatéraux à commande de fermeture-ouverture par conduction couplés entre la source de puissance d'entrée alternative et la charge, chacun de ces interrupteurs bilatéraux étant capable de conduire le courant dans les deux sens entre la source de puissance d'entrée et la charge, ces interrupteurs développant aux bornes de la charge une tension de sortie alternative en réponse à une commande pré déterminée de l'angle d'amorgage de ceux-ci, appareil caractérisé par un circuit de commande couplé aux interrupteurs bilatéraux pour en faire varier périodiquement les angles d'amorçage par rapport au signal de la source de puissance d'entrée afin de prodire la tension de sortie alternative et d'obtenir un coefficient ou facteur de déplacement d'entrée égal à un de l'appareil, indépendant du facteur de puissance de la charge. 2. Appareil selon la revendication 1, caractérisé par le fait que les divers interrupteurs bilatéraux sont agencés de manière à former un premier et un second circuits convertisseurs, lesquels sont couplés entre la source de puissance d'entrée et la charge, des réactances entre phases connectant ces premier et second circuits convertisseurs en parallèle et couplant leurs sorties aux bornes de la charge, chacun de ces convertisseurs fournissant la moitié du courant de sortie à cette charge. 3. Appareil selon la revendication 2, caractérisé par le fait que ces premier et second convertisseurs conduisent le courant durant le cycle total de la tension de sortie alternative de ltappareil changeur de fréquence, chaque circuit convertisseur fournissant la moitié du courant de sortie de l'appareil aved un passage négligeable de courant de circulation entre les premier et second circuits convertisseurs. 44 Appareil selon la revendication 2 ou 3, caractérisé par le fait que la commande des angles d'amorçage des interrupteurs bilatéraux des premier et second circuits convertisseurs, établie par le circuit -de commande satisfait à la relation : G 1 + Z 042 = - 180 dans laquelle > k1 est l'angle d'amorçage du premier convertisseur et 2 est l'angle d'amorçage du second convertisseur, afin que ces premier et second circuits convertisseurs développent pratiquement les mêmes tensions moyennes de sorties, et aient des coefficients unité de déplacement d'entrée indépendants du facteur de puissance de charge, la connexion en parallèle des premier et second circuits convertisseurs réduisant effectivement la distortion de la tension de sortie alternative et du courant de la source de puissance d'entrée alternative. 5. Appareil selon la revendication 2 ou 3, caractérisé par le fait que ce circuit de commande règle l'angle de phase du premier circuit convertisseur de telle sorte que l'angle de phase entre la tension moyenne de sortie et le courant de charge soit transféré en retour à la source de puissance d'entrée alternative, et que le circuit de commande règle l'angle dtamorçage du second circuit convertisseur de telle sorte que limage réfléchie de cet angle de phase soit transféré en retour à la source de puissance entrée alternative, afin d'assurer l'élimination de la composante réactive du courant de charge dans la source de puissance d'entrée, et que l'on obtienne un coefficient unité de dé placement d'entrée de l'appareil changeur de fréquence. 6o Appareil selon la revendication 5 caractérisé par le fait que ce circuit de commande établit l'angle d'amorçage des interrupteurs bilatéraux du premier convertisseur selon une première fréquence de commutation, et établit l'angle d'amorçage des interrupteurs bilatéraux du second convertisseur selon une seconde fréquence de commutation, de telle sorte que les composantes fondamentales de la tension de sortie de chacun des premier et second circuits convertisseurs soient pratiquement identiques et que les valeurs des courants d'entrée des premier et second circuits convertisseurs soient pratiquement identique alors que l'angle de phase du courant d'entrée du premier convertisseur est en opposition avec l'angle de phase du courant d'entrée du second convertisseur.