RéCEPTEUR NUiMERIQUE DE SIGNALISATION MULTIFREQUENCE UTILISANT DES FILTRES NON RECURSIES AVEC DES FONCTIONS DE FENêTRE La présente invention concerne un récepteur de signalisation à multifréquence et, plus particulièrement, un récepteur de signalisation à multifréquence à filtres numeriques non récursifs. Les codes de signalisation à multifréquence analogiques sont normalisés au plan international. On rappelle ci-après les principales caractéristiques de ces codes. Le code multifréquence de clavier est défini dans l'avis Q 23 du C.C.I.T.T. Les signaux sont répartis en deux groupes de quatre fréquences chacun, un code correspondant à l'émission de deux fréquences dont une dans chacun des groupes. Le tableau I ci-après donne les seize paires de fréquences correspondant aux seize codes. Les codes multifréquence S.O,C.O.T,E.L. et C.C.I.T.T. R 1 sont composés respectivement de 2 fréquences parmi 5, ou de 2 fréquences parmi 6. Dans le code multifréquence S.O.C.Q.T.,L, une sixième fréquence, la fréquence de contrôle de 1900 Hz, permet d'asservir les échanges entre demandeur et demandé. Dans le code R 1 deux signaux de code supplémentaires ont été introduits (KPet ST, début et fin de numérotation) rendant nécessaire une sixième fréquence de 1700 Hz. te tableau II ci-après donne les deux paires de fréquences formant les dix codes multifréquence S.O.C,O,T.E,L. et les douze paires de fréquences formant les seize codes R 1. Le code multifréquence C.C.I.T.T. R 2 est applicable sur les circuits à deux fils du fait de la séparation en deux groupes de six fréquences l'un pour les signaux vers l'avant, l'autre pour les signaux vers l'arrière. Les codes assurent, en plus de leur signification propre, un asservissement des échanges entre demandeur et demandé. Chaque code est composé de deux fréquences parmi six. Le tableau III ci-après donne les combinaisons du code R 2. Les récepteurs à multifréquence comprennent un circuit de garde qui mesure la puissance dans la bande vocale en excluant les fréquences de signalisation. Si le bruit détecté par le circuit de garde est excessif, le récepteur à multifréquence est inhibé pour prévenir toute opération fautive. La probabilité de la simulation d'un chiffre de code par le bruit est encore réduite par un timing précis des chiffres de code et des intervalles entre chiffres de code. Seuls les signaux satisfaisant aux conditions de timing produisent des signaux définitifs valides. Il s'ensuit que selon qu'ils satisfont aux critères de puissance et de timing ou non, les signaux sont considérés comme présents ou comme absents. D'une façon plus précise les paramètres pris en considération sont les suivants - la fréquence des signaux - les niveaux absolus et relatifs des deux tonalités constituant le signal de code - les temps de retard à la reconnaissance et à la retombée du récepteur, les durées d'émission des signaux parasites ou les temps de coupure possibles dans un signal valide - les bruits pouvant affec-ter la liaison bruit bruit blanc, raies parasites (tonalités, distorsion, intermodulation...), imitation de codes par des signaux de parole. Les paramètres définissant les états signal présent et signal absent sont résumés dans les tableaux IV et V pour le code R 2. Dans le tableau V,q est le nombre total de fréquences de signalisation ; q = 12 dans le code R 2, I1 est donc nécessaire que les filtres utilisés permettent de connaître l'amplitude du signal filtré ou ce qui revient au meme sa puissance. Des récepteurs numériques de signalisation multifréquence faisant appel à l'analyse spectrale ont été proposés dans l'art antérieur. Dans le système de commutation multiplex à division du temps de type E 10 (cf Système E 10, l'Equipement de tonalités et auxilaires, par H. CAMPAGNO, J. JONCHERE, et J. TUAVDEN, "Commutation et Electronique, NO 59, octobre 1977, pages 99 à 115), les récepteurs à multifréquence comprennent deux filtres passe-bande numériques récursifs de second ordre1 un détecteur et un filtre passe-bas numérique récursif de premier ordre, nécessitant en tout neuf multiplicateurs numériques. On connalt également (cf "Digital MF Receiver Using Discrete Fourier Transform" par Ivan KOVAL et Georges GARA, IEEE Transactions on Communications, VoL. COM-21, NO 12, décembre 1973, pages 1331 à 1335), des récepteurs à multifréquence comprenant un calculateur de la Transformée de Fourier Discrete d'échantillons numériques dans lequel la Transformée contient un noyau intégral formé par une fonction temporelle de fenetre. Le calculateur de cette référence calcule la partie réelle et la partie imaginaire d'une Transformée de Fourier Discrete1 la fonction de temps,constituée par des échantillons, étant multipliée par une fonction temporelle de fenetre sous la forme d'un noyau intégral. La partie réelle et la partie imaginaire sont, bien entendu orthogonales pour une ou plusieurs fréquences mais ne sont pas orthogonales pour toutes les fréquences d'une bande de fréquences. D'autre part le calculateur proposé n'est pas un filtre non-récursif. FREQUENCES INFERIEURES FREQUENOES SUPERIEURES CODE 697 770 852 S41 1209 1336 1477 1633 1 X X 2 X X 3 X X 4 X X 5 X x X 6 x X 7 X X 8 X X 9 x x 0 X X * X X # X X A X X B X X C X X D X X TABLEAU I CODE CLAVIER FREQUENCES CODE 700 900 1100 1300 1500 1 X X 2 X X 3 X X 4 X X 5 X X 6 X X 7 X X 8 X X 9 X X 0 X X 1700 KP* X X ST* X X * ::propres au systéme R1 TABLEAU # CODES MULTIFREOUENCES SOCOTEL ET R1 SIGNAUX VERS L'ARRIERE SIGNAUX VERS L'AVANT CODE 540 660 780 900 1020 1140 1380 1500 1620 1740 1860 1980 1 X X X X 2 X X X X 3 X X X X 4 X X X X 5 X X X X 6 X X X X 7 X X X X 8 X X X X 9 X X X X 10 X X X X 11 X X X X 12 X X X X 13 X X X X 14 X X X X 15 X X X X TABLEAU III CODE R2 R2 FREQUENCE # 10Hz Mini, Maxi, 35dBm -4dBm NIVEAU Ecart entre deux raies 7dB Durée minimum Temps minimum entre deux codes retard cumulé à la TEMPS détection et a la 80 retombée Coupures max. ~Ecart entre l'apparition des deux frequences Bruit blanc ~42 dBm Raie (s) parasites BRUITS Intermodulation 1 à 9-2 fréq de code à ~20dB (global) / fréq. de plus Fort niveau Distorsion TABLEAU IV ETAT SIGNAL PRESENT R2 EAU Maxi ~42 dBm NIVEAU Ecart entre deux raies -20 dB TEMPS Durée maximum 7ms Raie (s) parasites 2 fréq - 5 dB m [1300,3400Hz] ou [330, 1150] BRUITS et [2130,3400] suivant recepteur TABLEAU V ETAT SIGNAL ABSENT Le récepteur de signalisation à multifréquence de l'invention comprend des paires de filtres passe-bande étroits pour chaque fréquence de signalisation.Ces filtres, désignés respectivement comme filtre en cosinus et filtre en sinus, sont des filtres non récursifs d'ordre N définis par leurs réponses impulsionnelles finies de la façon suivante Ci(n) = w(n) cos (n #iT + #i) Si(n) = w(n) sin (n #iT + #i) (1) expression dans lesquelles 0 # n # N - 1 i i est la fréquence angulaire à reconnattre #i = - (N - 1) #iT/2 T est la période d'échantillonnage (T = 125 fus pour un échantillonnage à 8 kHz) w(n)est une fonction de fenêtre définie par N échantillons. En raison de la valeur de . et de la symétrie des fonc tiens de fenetre, les suites C. (n) et Si(n) sont respective i i ment symétriques et antisymétriques, ce qui entrain que les deux filtres sont en quadrature sur tout le spectre (leurs réponses en fréquence présentent un déphasage constant de #/2). En outre, il est possible de démontrer que les modules des réponses en fréquence des 2 filtres présentent des caractéristiques quasi-identiques de bande passante, directement reliées à la forme de la Transformée de Fourier de la fenêtre (largeur du lobe central, niveau des lobes secondaires). Les propriétés précédemment mentionnées permettent d'estimer à la cadence 1/NT la puissance de l'oscillation de fréquence #i i et de phase inconnue en traitant N échantillons du signal d'entrée de la façon suivante 1) calculer les Nièmes échantillons de sortie des 2 filtres non récursifs par les produits de convolution où x(k) représente le kième échantillon du signal d'entrée 2) obtenir ensuite la puissance P. 2Pi = yci (N-1)2 + ysi (N-1)2 (2') On notera qu'en raison de la symétrie et de l'antisymétrie des réponses C. (n) et S.(n), les équations (2) peuvent être i i remplacées par l'expression (2') sans modifier la valeur de Pi Le type de fonction de fenêtre choisi et le nombre N d'échantillons traités pour chaque estimation définit complètement les réponses en fréquence des filtres ; plus N est grand, meilleure est la sélectivité en fréquence des filtres pour une meme fonction de fenêtre. i1 faut noter, cependant qu'en fixant la durée des analyses spectrales élémentaires la valeur de N doit être choisie en accord avec les spécifications de temps telles que durée maximum de reconnaissance (codes asservis), durées minima de chiffre et d'interchiffre (code clavier) Les filtres non récursifs sont des filtres dans lesquels toutes les multiplications portent sur le seul signal d'entrée. Aucune multiplication n'est faite sur un signal qui serait déduit du signal d'entrée par une addition. I1 en résulte que, conformément à une autre caractéristique de l'invention, le filtrage non récursif est effectué sur les échantillons compiles sés du signal numérique à multifréquence sans qu'il soit nécessaire de décompresser les échantillons avant multiplication. te multiplicateur unique dans chaque filtre non récursif à réponse impulsionnelle finie en cosinus et en sinus avec noyau intégral de fenêtre comprend circuit de concaténation ce circuit de concaténation fournissant à partir des codes représentatifs d'un-coefficient à filtrage et d'un échantillon compressé l'adresse d'un mot à lire dans la mémoire. Ce mot est le produit dudit coefficient par l'échantillon non compres sé. Afin de bien faire comprendre cette caractéristique de l'invention, les notions de code uniforme et de code compressé vont etre rappelées. Quantification uniforme (gu) et code uniforme (cod u) on suppose qu'il y a M = 2 niveaux de quantification uniforme qui ou 0 # @ # M - 1 Ces niveaux de quantification uniforme tous-inférieurs à@l'unité sont qu o à qu M-1 et le niveau qu @ vaut (# + 1/2)/M A chaque niveau de quantification est associé un code, le niveau de quantification qu @ = (#+ 1/2)/M étant codé par le nombre entier # Si, par exemple, = 6, il y a soixante quatre niveaux de quantification 0 à 63 qu6 å qu6 qui valent respectivement 1 , 3 , 5 , .. 93 .,,125, 127 128 128 128 128 128 128 et sont codés respectivement par les codes (en numérotation binaire) O , 1 , 2 , ... , 46 , .. , 62 , 63 Un échantillon x strictement inférieur à 1 est codé uniformément par cod u (x) = Entier (x x M) et sa valeur de quantification vaut cod u (x) qu Si par exemple x = 0,732 et p = 6 (codage sur 7 bits, signe compris), on a cod u6 (0,732) = Entier (0,732 x 26) = 46 et la valeur de quantification vaut Quantification compressée (qc) et code compressé (cod c) On définit la loi de compression par y = f(x) et on suppose encore qu il y a M = 2 niveaux de quantification compressée qc # où # a les mêmes bornes que précédemment. Ces niveaux de quantification compressée tous inférieurs à l'unité sont et le niveau O M-l qc à qc p qc vaut p f-1 qcp = 0(6 + 1/2)/Mg A chaque niveau de quantification est associé un code, le niveau de quantification f-1[(#+ 1/2)/M] étant codé par le nombre entier 5 Un échantillon x strictement inférieur à 1 est codé avec compression par cod cp (x) = Entier Lf(x) x M] et sa valeur de quantification vaut cod c p (x) qc Si l'on prend comme exemple la loi A recommandée par le C.C.I.T.T. et définie par treize segments de droite dont 7 pour les échantillons positifs et 7 pour les échantillons négatifs, l'un des segments étant commun aux échantillons des deux polarités, on a 16 x pour x 8x + 1/8 1/64 x 1/32 4x + 1/4 1/32 x 1/16 f(x) = # 2x + 3/8 1/16 x 1/8 x + 1/2 1/8 x 1/4 x/2 + 5/8 1/4 x 4 1/2 #x/4 + 3/4 1/2 - x I y/16 y 41/4 y/8 - 1/64 1/4 y 3/8 y/4 - 1/16 3/8 y 1/2 f-1(y)= #y/2 - 3/16 1/2 y 5/8 y - 1/2 5/8 y 3/4 2y - 5/4 3/4 ( y 7/8 4y - 3 7/8 y 1 S x = 0.135 et = 7 (codage en 8 bits signe compris) on a cod c7 (0,135) = Entier [(0,135 + 1/2) x 27# = 81 et sa valeur de quantification vaut qc81 = f-1 [81,5/128] = 0,13671875 7 Application au filtrage numérique Si l'on suppose que les coefficients de filtrage sont codés uniformément sur 6 bits (7 bits signe compris) et les échantillons de signal codé sur 7 bits (8 bits signe compris) avec compression selon la loi A du C.C.I.T.T. une mémoire de 8K mots (6 + 7 = 13 bits d'adressage) est nécessaire pour. réaliser la multiplication d'un coefficient de filtrage, soit T par un échantillon de signal, soit o A titre d'exemple supposons T = 0,732 et a 0,135 T est la valeur exacte d'un coefficient, déduite par exemple du calcul des expressions (1) a est la valeur de l'échantillon de voie téléphonique avant codage Dans ce cas on trouvera - dans la mémoire servant à stocker les coefficients de filtrage sur 6 bits (7 avec le signe) le code cod u6 (T ) = T = 46 - sur la voie téléphonique à traiter, numérisée sur 7 bits (8 avec le signe) le code cod c7 (a ) = Z = 81 L'adresse de la mémoire de multiplication formée par concaténation des bits représentant T et # est dans ce cas # + 27 T = 81 + 128 x 46 = 5969 En d'autres termes # représentent les sept bits de poids faible de l'adresse et T les six bits de poids .fort. de cette adresse. Le mot d'adresse 5969 = # + 27 T doit être représentatif du produit ## = 0, 135 x 0,732 = 0,09882 En raison de la perte d'information sur les valeurs exactes de a et de T résultant des opérations de quantification ce mot représentera lepoduit des valeurs de quantification respectives cod c7 ( a) cod u6 ) T) qc7 x qu6 = 0,13671875 x 0,7265265 = 0,099334717 Si les mots de la mémoire de multiplication sont constitués de 8 bits, on trouvera à l'adresse 5969 le nombre cod u8 (0,099334717) = 25 25 représentatif de la valeur de quantification qu82 = 0,099609375 I1 est possible, au prix d'uneaugmentation admissible du bruit de quantification, d'amputer le nombre binaire représentant l'échantillon téléphonique d'un certain nombre de bits de poids faible A titre d'exemple on traitera le cas où le code compres sé normalisé sur 7 bits (8 bits signe compris)est amputé de 2 bits de poids faible : les échantillons sont alors codés sur 5 bits (6 bits signe compris) et il importe de déterminer les nouveaux niveaux de quantification à associer aux codes compressés amputés. Dans le cas précédemment traité, à a= 0.135 on associait sur 7 bits (8 bits signe compris) le code z = cod c7 ( # ) = 81 et le niveau de quantification 81 7 qc7 = 0,13671875. Avec 5 bits le code amputé #' vaut 200 La méthode qui minimise l'erreur de quantification consiste à associer au code amputé #' le niveau de quantification = f-1[20,5/32] = 0,140625 Si l'on conserve toujours 6 bits (7 bits signe compris) pour coder les coefficients, l'amputation de 2 bits des codes compressés permet de réduire à 2K mots (6 + 5 = 11 bits d'adressage) la taille de la mémoire de multiplication. La manière de remplir cette mémoire peut être illustrée comme précédemment avec l'exemple suivant coefficient T = 0,732 code uniforme sur 6 bits T = 46 niveau de quantification qu646 = 0,7265625 signal a= 0,135 code compressé sur 7 bits Z = 81 code amputé de 2 bits (5 bits) #' = 20 niveau de quantification quc520 = 0,140625 adresse mémoire : #' + 25 x T = 20 + (32 x 46) =1472 contenu (sur 8 bits) cod u8 (qu646 x qc52Q)= 26 représentatif de la valeur de quantification qu86= 0,103515 L'invention va etre maintenant décrite en détail en relation avec les dessins annexés dans lesquels - la Fig. 1 représente sous la forme d'un diagramme de blocs les deux filtres non récursifs formant le récepteur de signalisation à multifréquence - la Fig. 2 représente la réponse en fréquence des filtres avec utilisation d'une fonction de fenêtre ; et - la Fig. 3 représente sous le forme d'un diagramme de blocs, le circuit de multiplication des filtres. En se référant à la Fig. 1, les échantillons du signal de signalisation à multifréquence sont appliqués à l'entrée commune 10 de deux filtres numériques non récursifs 1 et 1 . c s Chacun de ces filtres comprend un multiplicateur d'entrée 11 c et 11 , un additionneur 12 et 12 et un circuit de retard s c s 13 et 13 situé entre la sortie et l'entrée de chaque addi c s tionneur Les sorties des additionneurs 12 et 12 sont reliées c s à un circuit d'élévation au carré, respectivement 14 et 14 c s par l'intermédiaire d'une porte ET, respectivement 15 et 15 c s Les sorties des circuits d'élévation au carré 14 et 14 sont c s reliées à un circuit d'addition 16 lui-même relié à un circuit logique de reconnaissance de signalisation à multifréquence 17. Ce dernier reçoit les sorties d'autres paires de filtres récursifs correspondant aux autres fréquences du code à mult ifréquence considéré. Une base de temps 18 commande les portes ET 15 et 15 c s 19 , 19 et l9é. Elle ouvre les deux premières à la cadence c s e NT et les trois dernières à la cadence T La mémoire 20 comprend deux parties 20 et 20 , l'une c s, contenant les échantillons de ai (n) et l'autre contenant les échantillons de S.(n). On a tracé à côté des mémoires 20 et 20 , les fonctions échantillonnées C. (n) et S. (n) c s i i dans le cas où w(n) est une fenêtre de Kaiser-Bessel définie dans l'article "On the Use of Windows for Harmonic Analysis with the Discrete Fourier Transform' par Fredric J. HARRIS, Proceeding of the IEEE, Vol. 66, N 1, Janvier 1978, pages 73-74. La Fig. 2 représente la réponse en fréquence du filtre en sinus pour 1300 Hz. La quantification des coefficients des filtres ne modifie pas les propriétés de phase des réponse3 en fréquence car elle conserve la symétrie et l'antisymétrie des réponses impulsionnelles. Seuls les modules sont affectés Un format de mots de sept bits est satisfaisant car il altère seulement les lobes secondaires au dessous de 40 dB tPiy, 2). En se référant à la Fig. 3, on y a représenté seulement le multiplicateur et l'additionneur du filtre à réponse impulsionnelle en cosinus. Les coefficients de filtrage sont uniformément codés sur 7 bits, soit 6 bits de valeur absolue et 1 bit de signe et les échantillons sont codés avec compression sur 8 bits, soit 7 bits de valeur absolue et 1 bit de signe. Le multiplicateur du filtre comprend essentiellement un registre de concaténation 21 et une mémoire dite de multiplication 22. Les coefficients de filtrage T à 7 bits stQ.ckés dans la mémoire de coefficients 20c sont transférés, sous la commande de la base de temps 18 et des portes ET 19~, dans les positions c O à 5 et 6 du registre de concaténation 21 Les échantillons s adu signal à multifréquence à 9 bits reçus sur la voie teléphonique sont transférés sous la commande de la base de temps 18 et des portes ET 19é, dans les positions 7 à 13 et 14s du registre de concaténation 21. Les positions 6 et 14 du registre 21 sont reliées à s s une porte OU exclusif 23 qui effectue le produit des signes du coefficient et de l'échantillon. Les positions 7 et 8 sont non reliées et les bits qui y entrent restent inutilisés Cette absence de liaison constitue l'amputation de deux bits dont il a été question plus haut. Les positions 0 ak 5 inclus et 9 à 13 inclus sont reliées au dispositif daadressage de la mémoire de multiplication 22. Ils convoient les adresses à Il bits # + 25 x T dont il a été question dans l'entrée en matière Les mots de 8 bits lus à la sortie de lecture 24 sontappliqués à l'additionneur 25. Ce dernier fait partie d'une boucle ayant une durée de cycle égale à la période d'échantillonnage et qui comprend l'accumulateur 26. La base de temps 18 commande le remplissage du registre 21, le fonctionnement de l'accumulateur 26 à la cadence T et l'ouverture de la porte 15 à la cadence NT. c Le bit de signe du produit des signes est appliqué à l'additionneur 25. Les nombres de bit de coefficients, des échantillons, des adresses et des produits filtrés ne sont donnés sur la Fig. 3 qu'à titre d'exemple et peuvent être modifiés sans sortir du domaine de l'invention. Mais il faut souligner que les échantillons appliqués au registre de concaténation et à la mémoire de multiplication en tant que facteur de formation de l'adresse sont des échantillons compressés REVENDICATIONS 1 - Récepteur de signaux numériques de signalisation en code à multifréquence comprenant des filtres numériques passe-bande centrés sur les fréquences du code, multipliant des échantillons du signal de signalisation par des coefficients de filtrage et des moyens de déterminer la puissance des signaux de sortie desdits filtres, caractérisé en ce que les filtres numériques centrés sur une fréquence de code donnée sont deux filtres non récursifs (1c, 1s) ) ayant respectivement des réponses impulsionnelles égales à un cosinus et un sinus échantillonnés multipliés par une fonction temporelle de fenêtre, lesdites réponses étant en quadrature dans toute la bande passante des filtres. 2 - Récepteur de signaux numériques de signalisation en code à multifréquence conforme à la revendication 1 dans lequel les échantillons du signal de signalisation sont des échantillons codés en code compressé, caractérisé en ce que l'unit de multiplication des filtres qui multiplie les échantillons en code compressé par les coefficients de filtrage en code uniforme comprend un circuit de concaténation formant des mots d'adresse composés des bits des coefficients de filtrage en code uniforme et d'au moins certains bits des échantillons en code compressé, et une mémoire contenant des mots de mémoire, le mot de mémoire à une adresse donnée étant le produit de coefficient de filtrage par l'échantillon. 3 - Récepteur de signaux numériques de signalisation en code à multifréquence conforme à la revendication 2, carac térisé en zen ce que les échantillons en code compressé ont 8 bits dont un de signe et 7 de valeur absolue et les coefficients de filtrage en code uniforme ont 7 bits dont un de signe et 6 de valeur absolue et les mots d'adresse formés par le circuit de concaténation ont 13 bits. 4 - Récepteur de signaux numériques de signalisation en code à multifréquence conforme à la revendication 2 caractérisé en ce que les échantillons en code compressé ont 6 bits dont un de signe et 5 de valeur absolue et les coefficients de filtrage en code uniforme ont 7 bits dont un de signe et 6 de valeur absolue et les mots d'adresse formés par le circuit de concaténation ont 11 bits.