La présente invention concerne des procédés de génération de modulation et des modulateurs de fréquence à réponse partielle à 3 ou états, d'indice 1/2 à phase continue et éventuellement à fréquence continue. Dans la définition précédente, l'indice est défini comme le rapport entre la déviation crête à crête de la fréquence et le débit binaire. D'une manière générale, l'association du codage à réponse par- tielle à la modulation de fréquence permet d'obtenir une onde d'enve- loppe constante à laquelle correspond une densité spectrale de puis- sance qui décroît beaucoup plus rapidement que celle d'une modulation par déplacement de fréquence à deux états de même indice. Cette caractéristique a une très grande importance dans le cas de canaux numériques de grande capacité utilisant des supports de transmission à bande limitée et dans lesquels on utilise des organes non linéaires. En outre, pour obtenir une densité spectrale de puissance avec une décroissance encore plus rapide que celle d'une modulaticn vu seule la continuité de phase est assurée, on doit éviter toute discontinuité ou variation rapide de la fréquence instantanée. Jne atîon qui répond aux conditions Énoncées ci-dessus est désignée, en langue anglaise, par "Tamed Frequency Modulation" ou "TFM". A ce sujet, on pourra se reporter à l'article technique suivant: "Tamed Frequency Modulation, A Novel Method to Achieve Spec- trum Economy in Digital Transmission", par Frank de Jager and Corne- lis B. Dekker, dans la revue américaine IEEE Transactions on Communi- cations, Vol. COM-26, NI 5, Mai 1978, pages 524 à 542. Dans l'article mentionné ci-dessus, on a envisagé deux types d'émetteurs pour obtenir une modulation TFM. Dans un premier émet- teur, on utilise un modulateur - voir Fig. 14a, page 539 - qui comporte deux boucles de verrouillage pour stabiliser la déviation de fréquence et la fréquence porteuse. Un avantage de de type d'émetteur est que le signal de sortie TFM peut satisfaire exactement à la condition d'une amplitude constante. Un inconvénient est dû à la présence des boucles de contre-réaction qui peuvent entraîner des instabilités. Dans un second émetteur, on utilise - voir Fig. 15, page 540 - des tables de sinus et de cosinus qui sont enregistrées dans des mémoires qui sont adressées. L'avantage de ce système est l'absence de boucles de contre-réaction. Son inconvénient est dû, dans la pratique, à l'apparition de petites variations d'amplitude et surtout à une limitation technologique vers les débits très élevés. Un premier objet de la présente invention consiste à prévoir un procédé de modulation et des modulateurs fonctionnant suivant ce procédé de modulation qui permettent, en utilisant des moyens éprou- vés, d'obtenir une modulation de fréquence à réponse partielle à 3 ou - 5 états d'indice 1/2 à phase continue. Un second objet de l'invention consiste à prévoir un procédé de génération de modulation et des modulateurs de fréquence à réponse partielle à 3 ou 5 états d'indice 1/2 à phase et à fréquence continues, c'est à dire, dans le cas d'une réponse partielle à 5 états d'une modulation du type TFM, dans lesquels les inconvénients mentionnés ci- dessus sont évités et qui ne comprennent que des moyens simples et stables, tels que des filtres passifs, des lignes ou circuits à retard, des diviseurs par deux et des modulateurs en anneaux. Avant d'exposer les caractéristiques des modulateurs suivant l'invc..tlon, on va rappeler quelques notions théoriques qui permet- tront de mieux apprécier les avantages àes irocCdCs es ies teurs suivant l'invention. Tout d'abord on rappelle que le codage à réponse partielle con- siste à transformer le train de signaux binaires à transmettre en un train de signaux à N' états, de même vitesse de modulation, avec N supérieur à 2. La redondance ainsi introduite crée une corrélation entre les états émis. Cette corrélation réduit l'encombrement spec- tral du signal émis, mais, en contre-partie, l'augmentation du nombre des états réduit la résistance au bruit. Cette réduction de la résistance au bruit dépend du nombre des états et de la démodulation utilisée. En particulier, comme cela est indiqué, dans l'article mentionné ci-dessus, l'utilisation d'un démodulateur cohérent, dans le cas d'une modulation TFM à 5 états, limite cette réduction à seulement 1 dB par rapport aux performances obtenues en démodulation cohérente d'un signal à quatre états de phase. Le codage à réponse partielle est obtenu par deux transforma- tions successives: - un précodage qui transforme un train binaire oci en un train binaire di par la relation modulo 2: - k' d (i')i**.+k on= k'ld + k'2dnl+...+ k M-1 n-(M-2) (1) - l'élaboration d'un signal à N niveaux correspondant à la suite des nombres Pi donnés par la relation: Pn = kldn + k2dnl ± '+ kM-ldn-(-2)(2) o les k. sont des coefficients entiers positifs, négatifs ou nuls, avec k'. = k. (modulo 2) et " = pn (modulo 2), c'est dire que i n n l'information n'est transmise que par la parité de pn En particulier, la réponse partielle à 3 états de fréquence d'indice 1/2 est obtenue avec: k1 = 1, k2 = 1 et ki = O, si i> 2 d'o: d = (g + d) modulo 2 n n n (3) Pn dn +dn-1 Pn prend les valeurs O, 1, 2 auxquelles correspond le signal: p-i y (t) = A cos 211(f + F ())lt; tmT (n+l) ( Y3,n F 2 (+)T 4 On obtient une modulation d'indice 1/2, si: 1 1 AF = 1, o T représente la vitesse de modulation. 2O Le schéma de principe connu d'un modulateur de fréquence à réponse partielle à 3 états de fréquence d'indice 1/2 est montré à la Fig. 1. Dans ce schéma, les signaux binaires purs E sont appliqués à n un circuit de précodage 1 qui délivre les signaux d et dont la sortie est reliée à 'entrée d'un filtre 2 dont la sortie est reliée à un modulateur 3 qui délivre le signal Ys, Le circuit de précodage 1 comprend une porte OUexclusif 4 dont une entrée est reliée à l'entrée de 1 et dont la sortie est reliée, d'une part, à la sortie de 1 et, d'autre part, à l'entrée d'un circuit à retard T 5 dont la sortie est reliée à la seconde entrée de la porte OU-exclusif 4. Le circuit de précodage exécute l'addition (modulo 2) mentionnée ci- dessus en (3). Le filtre 2 a un gain complexe F3(V): F3({) = 1 + ej2T (5 On peut rapprocher ce gain de celui du filtre G(W) montré à la Fig. 4 de l'article précité. A priori, pour réaliser le modulateur 3, on pourrait utiliser un modulateur de fréquence analogique. Mais un tel modulateur ne permet pas d'assurer simplement une stabilité de i'indi- ce de modulation, telle qu'à chaque saut de fréquence de durée T corresponde exactement un saut de phase de + 1/2. Dans le cas d'une modulation à réponse partielle à 5 états de fréquence d'indice 1/2, on prend: kI =1, k2 = 2, k3 = 1 et ki = 0, si i) 3 d'o: d = n + dn-2) modulo 2 (6) n n dn-2 (6) Pn = dn + 2dn-1 +dn-2 Les valeurs prises par Pn sont alors O, 1, 2, 3 et 4, auxquelles correspond le signal y5 (t), tel que: 19 F(p -2) y5 (t) = A cos 21(f + an) t; t é [nT, (n+l)T[ (7) Comme précédemment, la modulation est d'indice 1/2 si AF = 2T et le schéma de principe connu d'un modulateur correspondant est celui de la Fig. 2 qui comporte encore un circuit _e,:CO= à l'entrée duquel est appliqué le signal binaire pur 0 2() sortie est reliée, d'une part, à sa seconde entrée par l'intermédiai- re d'un circuit à retard T 10 et, d'autre part, à la première entrée d'une seconde porte OU-exclusif 11. La sortie de la porte OU-exclusif 11 est reliée, d'une part, à sa seconde entrée, par l'intermédiaire d'un circuit à retard T 12, et, d'autre part, à la sortie de 5. Ainsi, le circuit de précodage 6 exécute l'opération mentionnée ci-dessus en (6). Le filtre 7 a un gain complexe Fr(), tel que: F5() = 1 + 2 ei + e4iT (8) Ce filtre correspond au filtre ' de la Fig. 1. Les mêeles remarques que celles qui ont été faites à propos du modulateur 3 peuvent être 3' faites pour le modulateur 8. Un autre objet de la présente invention consiste à utiliser, pour éviter les inconvénients des modulateurs décrits ci-dessus, des modulateurs dans lesquels on utilise une modulation MSK simp!ifié*. C'est pourquoi on va maintenant rappeler 'es principes de la modu- lation MSK simplifiée. La modulation MiSK simplifiée s'obtient par filtrage à bande latérale atténuée d'une modulation cohérente à 2 états de phase. A ce sujet, on pourra se reporter à l'article technique intitulé "Etude théorique et expérimentale d'un modulation simplifiée à déplacement de fréquence d'indice 1/2 à phase continue" par D. Pommier, J. Veillard et A. Glavieux, paru dans la revue technique française "Les Annales des Télécommunications", 34 - N 7-8, 1979, pp. 423-437. Pour un débit à transmettre égal à 1/T, dans un canal de fréquence centrale f, la modulation à deux états de phase doit s'effectuer sur une porteuse de fréquence fl = fc - 1/4T et le filtre centré sur la fréquence f2 = f + 1/4T doit avoir une réponse impulsionnelle de la forme: hE(t) = sin (21f2t + O) si tE, Tf hE = 0 si t [0, Tf La Fig. 3 donne le schéma connu d'un modulateur délivrant des signaux à modulation MSK simplifiée. Les signaux binaires purs modu- lants sont appliqués à l'entrée d'un circuit de codage 13 dont la sortie est reliée à une entrée d'un modulateur en anneau 14 dont la seconde entrée est reliée à la sortie d'un oscillateur 15 délivrant la porteuse f'. La sortie du modulateur en anneau 14 est reliée à l'entree d'un filtre 16 dont la sortie délivre les signaux modulés. -x. Le filtre 16 comprend une inductance L dont une borne est connectée à l'entrée du filtre et dont l'autre borne est reliée à l'entrée d'un amplificateur 17. La borne commune à l'inductance L et à l'entrée de 17 est reliée à la masse par un condensateur C. La sortie de l'amplificateur 17 est reliée, d'une part, directement à une entrée d'un additionneur 18 et, d'autre part, par l'intermédiaire d'un circuit à retard T 19, à l'autre entrée de l'additionneur 18. La sortie de 18 correspond à celle du filtre 16. En particulier, on obtient exactement une modulation MSK si, à la modulation biphase cohérente représentée par: +z V1(t) = _ a*n cos 2n11flt Rl(t-nT) n=-ob(0 avec (10) Rl(t) = 1 si t 6 0, Tf Rl(t) = 0 si ti [0, TI est associée un filtre de réponse impulsionnelle: hE(t) = T sin 21f2t; t é [0, T[ (11) n n+l et avec f1 = 2T f2 = 2et LC- 21f 2f - 6 Si n est grand devant l'unité, cette modulation est obtenue même en l'absence de cohérence de phase entre V (t) et h E(t), comme cela est montrée dans l'article de la revue française mentionnée ci-dessus. L'expression du signal y(t) obtenu à la sortie du filtre 18 de réponse hE(t) s'écrit: y(t) Aú a 2k R 2(t-2kT) cos j- cos (2nf t + ô) + a* R (t- (2k+l)T) sin-nt sin (2 f t +4t) 2k2 2T c R2(t) = 1 si t (L-T, T[ (12) R2(t) = O si ty t-T, T[ Suivant une caractéristique de la présente invention, il est prévu un procédé de génération d'une modulation duobinaire FSK dans lequel on applique au train de signaux binaires modulant un précodage à réponse partielle à 3 états, puis un codage par transition, puis une modulation MSK simplifiée à la fréquence porteuse, puis une division de fréquence par deux, puis une multiplication par le même signal retardé d'une période d'élément binaire. Suivant une autre caractéristique, il est prévu un procédé de génération d'une modulation "tamed FSK", dans lequel on applique au train de signaux binaires modulant un précodage réponse partielle à états, puis un codage par transition, puis une modulation MSK simplifiée à la fréquence porteuse, puis une division de fréquence par deux, puis une multiplication par le même signal retardé, d'une part, d'une période d'élément binaire et, d'autre part, de deux périodes d'élément binaire. Suivant une autre caractéristique, il est prévu un procédé de génération d'une modulation "tamed FM" (ou TFM) dans lequel, dans le 3C procédé de génération duobinaire mentionné ci-dessus, on procède à un filtrage de mise en forme entre la division par deux et la multiplica- tion. Suivant une autre caractéristique, il est prévu un procédé de génération de modulation du type de ceux qui ont été mentionnés ci- dessus, dans lequel le précodage à réponse partielle est à (2k +1) états, o k est un nombre entier. Un autre objet de l'invention consiste à prévoir des moyens pour mettre en oeuvre les procédés de génération de modulation mentionnés ci-dessus. Suivant une autre caractéristique, il est prévu un modulateur dans lequel le train de signaux binaires modulant est appliqué à un circuit de précodage à réponse partielle dont la sortie est reliée à à un circuit de codage par transition dont la sortie est reliée à l'entrée d'un modulateur MSK simplifiée, dont la sortie est reliée à l'entrée d'un diviseur de fréquence par deux dont la sortie est reliée, d'une part, directement à l'entrée d'un multiplicateur et, d'autre part, à l'autre entrée du multiplicateur par un circuit de retard T, o T est la période du train d'éléments binaires. Suivant une autre caractéristique, le modulateur est prévu pour une modulation TFM dans lequel, dans le modulateur mentionné ci- dessus, la sortie du diviseur par deux est reliée à l'entrée d'un filtre de mise en forme dont la sortie est reliée, d'une part, à une entrée dudit multiplicateur et, d'autre part, à l'entrée dudit cir- cuit à retard. Suivant une autre caractéristique, le filtre de mise en forme a une réponse impulsionnelle nulle si t T. Les caractéristiques de l'invention mentionnées ci-dessus, ain- si que d'autres, apparaîtront plus clairement à la lecture de la des- cription suivante d'exemples de réalisation, ladite description étant faite en relation avec les dessins joints, parmi lesquels: la Fig. 1 est le schéma d'un modulateur à modulation duobinaire FSK connu (3 états), la Fig. 2 est le schéma d'un modulateur à modulation tamed FSK" connu (5 états), la Fig. 3 est le schéma d'un modulateur à modulation MSK simpli- fiée connu, la Fig. 4 est le schéma d'un premier modulateur duobinaire FSK à 3 états, suivant l'invention, la Fig. 5 est le schéma d'un second modulateur tamed FSK à 5 états, suivant l'invention, la Fig. 6 est un diagramme illustrant les comportements des plia- ses de modulation aux sorties des modulateurs des Figs. 4 et 5, la Fig. 7 est un diagramme illustrant les densités spectrales de puissance des modulations engendrées par les modulateurs des Figs. 4 et 5, la Fig. 8 est le schéma d'un troisième modulateur suivant l'invention et délivrant une modulation TFM à 5 états à phase et fréquence continues, r: la Fig. 9 est un exemple de diagramme amplitude-fréquence du filtre de mise en forme utilisé dans le modulateur de la Fig. 8, la Fig. 10 est un diagramme illustrant le comportement de la phase de modulation à la sortie du modulateur de la Fig. 8, et la Fig. 11 représente trois courbes de variations de phase en fonction du temps, ces courbes correspondant respectivement aux modu- lations duobinaire FSK, tamed FSK et TFM, et permettant de voir comment on passe de l'une à l'autre. On peut obtenir la modulation à 3 états à partir d'un modula- teur MSK simplifié puisqe f'npres;e e 7?) ci-dessus s'écrit encore: y(t) = A cos (2nfct + f(t) +) avec + au a*k lt tg E (t) = - Z ( tg t) Rl(t-kT) k=- k-i (13) a*k Comme * = + 1, en utilisant la continuité de la phase k1 déduite de l'expression (12), on a: ± a*k 1l(t-kT) (t) =- _ (a*k. 2T + (kT)) Rl(t-kT) (14) k=- k-1 t = t a k f1(t-kT) (kkT) 2(t _e poan ( + 2) R(t-kT) (15) 2 k=-O a*k-1ltT)) k(t-T)k-1(t-kT+) Rl(t-kT) (16) 2 a* 4T 2 i k=-a k-2 soit en posant 3( t) +t (t-kT) etd* a* a* i3 3t) 2 + 2 n n n-i + %a d*k + d* k1'(-T (t) = Y. k k &kT) R (t-kT) (17) 3 L. 2 2T + Ce codage binaire à signal correspond à celui du tableau I ci-dessous. Tableau I d dd* d* d*k+d k-1 Saut de phase fréquence dk-l k dk-l dk 2 émis dans émise Il'intervalle [kT, (k+l)T[ 0 0 -1 -1 -1 - 1/2 f -1/4T O c 1 1 1 1 1 "/2 fc+l/4T 1 0 1 -1 0 0 f 1 c O 1 -1 1 0 0 f c On peut remarquer que: d* -d* (d +) - 1p- n n-l n n-l n 2 2 2 Donc on retrouve, pour les signaux d*, l'expression (3), c'est à dire la modulation à réponse partielle à 3 états de fréquence pour laquelle la continuité de la phase est assurée à chaque transition. Dans le modulateur de la Fig. 4, les signaux binaires purs en n sont appliqués à l'entrée d'un circuit de précodage 20 dont la sortie est reliée à l'entrée d'un circuit de codage par transition 21 dont la sortie est reliée à l'entrée d'un modulateur MSK simplifié 22 dont la sortie est reliée à l'entrée d'un diviseur par deux 23. La sortie du diviseur par deux 23 est reliée, d'une part, directement à la première entrée d'un multiplicateur 24 et, d'autre part, par l'inter- médiaire d'un circuit à retard T 25, à la seconde entrée de l'addi- tionneur 24. La sortie de l'additionneur 24 est reliée à l'entrée d'un filtre de bande 26. Le circuit de précodage 20 est identique au circuit de précoda- ge 1 de la Fig. 1. C'est pourquoi on a affecté aux composants du circuit 20 les mêmes références numériques qu'aux composants du circuit 1. Le circuit de codage par transition 21 comprend également une porte OUexclusif 27 dont la sortie est reliée, par un circuit à retard T 28, à une de ses entrées. Le modulateur MSK simplifié 22 est identique à celui de la Fig. 3. C'est pourquoi on y a repris les mêmes références numériques pour désigner les circuits qui le compo- sent. Le circuit 20 transforme les signaux c( en signaux d. Le n n circuit 21 transforme les signaux d en signaux a. Dans le modula- n n teur 22, le circuit 13 transforme les signaux binaires (0, 1) a en n signaux (-1, 1) a*. Le diviseur par deux 23 effectue l'opération n conforme à l'expression (15) ci-dessus. Le circuit à retard 25 effectue l'opération conforme à l'expression (16) ci-dessus et le multiplicateur 24 effectue l'addition des phases de ses signaux d'entrée pour obtenir un signal conforme à l'expression 17. Le multiplicateur 24 peut être un modulateur en anneau classique. Le filtre de bande 26 est centré sur la fréquence centrale fc = (fl + f2)/2 et a pour effet d'éliminer les harmoniques. Le filtre 26 doit avoir une bande passante suffisamment large pour transmettre sans distorsion le signal modulé. Dans un exemple de réalisation, il a été réalisé sous la forme d'un filtre de Butterworth à trois p8les de largeur de bande à 3 dB de 2,5 MHz pour un débit de 2 Mbit/s. Son seul but est d'éliminer des battements parasites en dehors de la bande. Si on reprend l'expression de la phase f(t) à la sortie du modulateur MSK et si l'on calcie $isccçessivement t(t) f(t-T) et 0(t-2T) 4' 2 Y4), on a, après sommation: +t) +(tI)+ T (t-2T) (18) 0 - q-t--4 -- 4 et si l'on pose: d* = - a* a* n n n-1 on a: t00 (1 1 1 *IN( t-kT) ' = 4 Z ( k + d k-1 d* + d(kT)] R1(t-kT) k=- 4 k 2 k-14k-2 2T T qui est l'expression d'une modulation à 5 états de fréquence d'indice 1/2 à phase continue. Ce codage binaire à signal correspond à celui du tableau II ci-- dessous. il Tableau II ' dk2d1 d 4d* - + 7d*k-l Saut de phase fréquence k k-2k-idk (14 k-2 2 i émis émise + 4d*k 4k 11 1 M/2 f +1/4T c i O i O O Y f 14 1 0 1 0 0 c 0 1 0 0 0 fc 1 O O - X - 1/4 f-1/8T c o o i - - 1/4 f -1/ST c 1 1 1 11 /4 f +l/ST c 0 1 1 ô P/4 f +1/8T On peut remarquer que: 1 * 1 * 1 (dk-2 + 2dk-1 + dk) - 2 Pn - 2 _23 4d k-2 + 2d k-1 + 4 k 2 - 2. Donc, on retrouve la modulation à réponse partielle à 5 états de fréquence pour laqueLLe la continuité de la phase est assurée à chaque transition. Dans le modulateur de la Fig. 5, les signaux n sont appliqués n à l'entrée d'un circuit de précodage 29 dont la sortie est reliée à l'entrée d'un circuit de codage par transition 30 dont la sortie est reliée à l'entrée d'un modulateur MSK simplifié 31 dont la sortie est reliée à l'entrée d'un diviseur par deux 32. La sortie du diviseur par deux 32 est reliée, d'une part, à l'entrée d'un autre diviseur par deux 33 et, d'autre part, par l'intermédiaire d'un circuit à retard T 34, à la première entrée d'un multiplicateur 35. La sortie du diviseur par deux 33 est reliée, d'une part, directement à la seconde entrée du multiplicateur 35 et, d'autre part, par l'intermé- diaire d'un circuit à retard 2T 36 à la troisième entrée du multipli- cateur 35. La sortie du multiplicateur 35 est reliée à l'entrée d'un filtre de bande 37 qui délivre le signal modulé. Le circuit de précodage 29 est identique au circuit de précoda- ge 6 de la Fig. 2. Le circuit 30 est identique au circuit 21 de la Fig. 5. Le modulateur D..SK simplifié 31 est identique à celui de la Fig. 3. C'est pourquoi on y a repris les mêmes références numériques pour désigner 'es circuits qui le composent. Les diviseurs par deux 32 et 33 ont pour rôle de préparer les termes de l'expression (18) > ci-dessus. Le multiplicateur 35, qui peut se décomposer en deux multiplicateurs en anneau, effectue les multiplications nécessaires pour obtenir les additions de phase de l'expression (18). Le filtre de bande 37 est centré sur la fréquence centrale fc = (f + f2)/2 et a pour effet d'éliminer les harmoniques. Il (5Pour une suite donnée de symboles dn, la Fig. 6 représente les variations de la phase des signaux IV et V respectivement délivrés par les modulateurs des Figs. 4 et 5. Les densités spectrales de puis- sance correspondantes sont représentées à la Fig. 7 par les courbes IV' et V'. Si l'on observe les courbes des Figs. 6 et 7, il apparaît que le passage de 3 à 5 états ne conduit pas à une réduction très Ini>ort;ante de la bande. En pratique, pour assurer une décroissance plus rapide de la densité spectrale de puissance, il faut assurer non seulement la continuité de la phase, mais également la continuité de sa dérivée, c'est à dire la continuité de la fréquence instantanée du signal modulé. Pour obtenir ce résultat, il est proposé, suivant l'inven- tion, de mettre en forme les transitions de phase, ou autrement dit, de lisser les transitions de phase. Le modulateur de la Fig. 8, dans lequel les transitions de 2b phase sont lissées, se déduit du - modulateur de la Fig. 4 par l'insertion d'un filtre 38 à la sortie du diviseur par deux 23. Ainsi, la sortie de 38 est reliée au multiplicateur 24 et au circuit à retard 25. Le filtre 38 dont le rôle consiste à mettre en forme les transitions est, en pratique, un filtre dont la réponse impulsion- 3C nelle est nulle si t > T, condition suffisante pour conserver la valeur de la phase émise aux instants (k + Y2)T. Dans un exemple de réalisation, qui a servi à évaluer expérimen- talement le modulateur de la Fig. 8, le filtre 38 était pratiquement un filtre de type gaussien, avec une largeur de bande à 3 dB de 1,5 MHz, pour un taux de transmission de 2,048 Mbit/s. La Fig. 9 montre la courbe de réponse -amplitude-fréquence d'un tel filtre. Sa réponse impulsionnelle est formée d'une arche de sinusoïde dont le support est voisin de 1,4 T. Si l'on considère à nouveau, à la Fig. 10, la courbe IV de la Fig. 6 et que l'on marque sur cette courbe, à côté des petits cercles correspondant aux instants kT, des croix correspondant aux instants (k + Y)T, il apparaît que l'on peut, à c8té de la courbe IV en traits pleins, tracer une courbe VIII qui passe par toutes les croix, mais qui "lisse" tous les coudes angulaires de la courbe IV. En pratique, la courbe VIII représente les variations de la phase à la sortie du modulateur de la Fig. 8. En effet, le filtre 38 effectue le lissage de la courbe IV. On peut constater que la modulation obtenue à la sortie du modu- lateur de la Fig. 8, illustrée par la courbe VIII de la Fig. 10, est une modulation à 5 états. En effet, les sauts de phase émis entre les instants (k + >)T et (k + 1 + Y)T correspondent à la somme des deux demi- sauts: d*k + dk-1 T 2 2T 2 et d*k+1 + d*k k T 2 2T 2 Soit: d* d* d* k+l k k-1 fl 4 +2 4 2i La dernière expression correspond effectivement à la régle du codage de la modulation à 5 états, que l'on a défini plus haut. -Il faut noter que, pour une même suite dn, la phase aux n' instants (k + 1)T de la modulation à 5 états se déduit directement de la phase aux instants (k + 2)T de la modulation à 3 états. La mise en forme des transitions par le filtre 38 ne modifiant pas ces valeurs, la structure d'un démodulateur conçu pour la modulation à 3 états et utilisant l'instant d'échantillonnage (k + 2)T conviendra donc enco- re, quelle que soit la forme des transitions, à la démodulation des signaux à 5 états. Cela est illustré à la Fig. 11 o la courbe supérieure correspond à une modulation tamed FSK (à cinq états), la courbe inférieure en trait plein l une modulation duobinaire FSK et 3 la courbe inférieure en pointillés à la modulation TFM, ces courbes correspondant évidemment au même train d'éléments binaires. Les flé- ches indiquent comment on passe des courbes inférieures à la courbe supérieure. REVENDICATIONS 1) Procédé de génération d'une modulation duobinaire FSK dans lequel on applique d'abord au train de signaux binaires modulant un précodage à réponse partielle à 3 états, caractérisé en ce qu'on applique ensuite au signal précodé un codage par transition, puis une modulation MSK simplifiée à la fréquence porteuse, puis une division de fréquence par deux, puis une multiplication par le même signal retardé d'une période d'élément binaire. 2) Procédé de génération d'une modulation "tamed FSK", dans lequel on applique d'abord au train de signaux binaires modulant un précodage à réponse partielle à 5 états, caractérisé en ce qu'on applique ensuite au signal précodé un codage par transition, puis une modulation MSK simplifiée à la fréquence porteuse, puis une division de fréquence par deux, puis une multiplication par le même signal re- tardé, d'une part, d'une période d'élément binaire et, d'autre part, de deux périodes d'élément binaire. 3) Procédé de génération d'une modulation TFM, en utilisant le procédé de génération duobinaire FSK suivant la revendication 1, caractérisé en ce que, dans celui-ci, on procède à un filtrage de mise en forme entre la division par deux et la multiplication. 4) Procédé de génération de modulation suivant les revendica- tions 1 à 3, caractérisé en ce que le précodage à réponse partielle est à (2k +1) états, o k est un nombre entier. ) Modulateur mettant en oeuvre le procédé suivant la revehdica- tion 1, caractérisé en ce que le train de signaux binaires modulant est appliqué à un circuit de précodage à réponse partielle dont la sortie est reliée à à un circuit de codage par transition dont la sortie est reliée à l'entrée d'un modulateur MSK simplifiée, dont la sortie est reliée à l'entrée d'un diviseur de fréquence par deux dont la sortie est reliée, d'une part, directement à l'entrée d'un multi- plicateur et, d'autre part, à l'autre entrée du multiplicateur par un circuit de retard T, o T est la période du train d'éléments binaires. 6) Modulateur suivant la revendication 5, caractérisé en ce qu'il est prévu pour une modulation TFM et en ce que la sortie du diviseur par deux est reliée à l'entrée d'un filtre de mise en forme dont la sortie est reliée, d'une part, à une entrée dudit multi- plicateur et, d'autre part, à l'entrée dudit circuit à retard. 2490 02 7) Modulateur suivant la revendication 6, caractérisé en ce que le filtre de mise en forme, à une réponse impulsionnelle nulle si t> T. 8) Modulateur suivant la revendication 6, caractérisé en ce que le filtre de mise en forme est un filtre gaussien à trois pSles de largeur de bande à 3 dB égale à 0,7/T.