La présente invention concerne l'enregistrement de l'information de couleur contenue dans des signaux de télévision composés, en utilisant une sous-porteuse de chrominance déphasée de façon à obtenir, lors de la restitution, une suppression sensible de la diaphonie avec le signal de chrominance sur des pistes adjacentes. Dans une tentative pour enregistrer des signaux de télévision sur une bande magnétique, cette dernière est normalement enroulée partiellement sur un tambour d'enregistrement qui abrite une ou plusieurs têtes rotatives d'enregistrement. La bande est enroulée sur une section d'un trajet hélicordal, de façon que les têtes enregistrent des signaux sur des pistes qui traversent la bande en formant un angle par rapport à la direction longitudinale du parcours. Bien que les dispositifs de restitution soient supposés être alignés pour suivre avec précision les pistes enregistrées, un tel alignement n'est pas toujours obtenu. Pour empêcher la tue de restitution de capter des signaux de pistes adjacentes, il était de pratique courante d'espacer les pistes d'une distance à peu près égale à la largeur de chaque piste, ou au moins d'une distance égale à la moitié de la largeur de chaque piste. Ainsi, une partie sensible de la bande, environ 30 à 5096.de sa surface totalen'était pas utilisée. I1 est particulièrement souhaitable de réduire la quantité de la bande qui est utilisée pour enregistrer un intervalle de temps donné d'information. Avec l'apparition des enregistreurs à bandes vidéo compacts destinés à une utilisation domestique, la nécessité d'économiser la bande est très importante. Une raison en est de réduire le prix de la bande utilisée et une autre est de permettre au dispositif d'être contenu dans un bottier aussi petit que possible. I1 est ainsi devenu de plus en plus important d'utiliser plus efficacement la surface de la bande en enregistrant les pistes obliques plus près les unes des autres. Dans l'enregistrement des signaux de télévision en couleur, dans une pratique qui était couramment employée, on séparait les composantes de chrominance et de luminance puis on modulait en fréquence une porteuse, par exemple de 4,2 MHz avec les composantes de luminance. La bande de fréquence des composantes de luminance séparées était alors convertie de façon que la porteuse associée (c'est-à-dire environ 3,58 MHz dans le système NTSC employé aux Etats Unis d'Amérique), soit décalée vers le kas à une fréquence de l'ordre de 700 KHz. La sousoporteuse modulée résultante était ajoutée àb porteuse modulée en fréquence, et l'ensemble était alors enregistré sur la bande magnétique. Avec le système ci-dessus décrit, on peut éviter une diaphonie d'une piste à l'autre de la sous-porteuse de luminance sur une bande à relativement haute fréquence, m8me si aucun jeu n'est laissé entre les pistes adjacentes enregistrées ou même si les pistes adjacentes enregistrées se chevauchent partiellement, à condition que les espaces dans les têtes d'enregistrement qui forment les pistes adjacentes soient orientés à des angles différentes par rapport aux pistes. Ces angles sont appelés angles d'azimut. Bien entendu, les tettes de lecture doivent avoir les mêmes angles d'azimut que les têtes d'enregistrement. Tandis que des angles pratiques d'azimut peuvent entre choisis pour virtuellement éliminer la diaphonie adjacente de la porteuse de luminance modulée en fréquence à ondes courtes, les plus grandes longueurs d'ondes des signaux de chrominance convertis- à une fréquence plus faible (porteuses à 700 KHz), nécessiteraient des angles d'azimut impossibles pour éviter une diaphonie. Un système est prévu pour enregistrer un signal composé de télévision en couleur sur un certain nombre de pistes le long d'un support d'enregistrement, le signal comportant des composantes de chrominance représentatives de l'information d'image pendant des intervalles de trame et de ligne récurrents . Le système d'enregistrement comprend un moyen pour produire des premier et second signaux de référence. Le premier signal de référence avance en phase à une vitesse correspondant à l'intervalle de ligne, et le second signal de référence régresse en phase à une vitesse correspondant à l'intervalle de ligne. Un moyen de combinaison est prévu pour combiner les composantes de chrominance pendant la traversée de pistes adjacentes parmi les plusieurs pistes, alternativement avec les premier et second signaux de référence.Un moyen d'enregistrement est prévu pour enregistrer le signal combiné sur le support d'enregistrement. Un système de reproduction~de signaux selon la présente invention comprend un moyen pour restituer un signal de chrominance à la fréquence de ligne sur un support d'enregistrement, sur lequel il avait été enregistré dans un certain nombre de pistes très proches, par la traversée des pistes par un dispositif de lecture de signaux. Des moyens sont prévus pour produire des premier et secnnd signaux de référence qui respéctivement progressent et régressent en phase avec la fréquence de ligne. Des moyens sont prévus pour combiner les signaux obtenus pendant la traversée d'une piste sur deux avec des signaux respectifs parmi les premier et second signaux de référence. Un moyen de filtrage réagit aux signaux combinés pour rejeter les composantes de fréquence des signaux combinés se présentant à des multiples entiers de la fréquence de ligne et laisser passer des composantes de fréquence des signaux combinés se présentant à des demi-multiples impairs de la fréquence de ligne associée, pour laisser passer les composantes de chrominance souhaitées et rejeter les composantes de chrominance en diaphonie des pistes adjacentes. Lsinvention sera mieux comprise, et d'autres buts, caractéristiques, détails et avantages de celle-ci apparat- tront plus clairement au cours de la description explicative qui va suivre faite en référence aux dessins schématiques annexés donnés uniquement à titre d'exemple illustrant un mode de réalisation de l'invention et dans lesquels - la figure 1 donne un sché + loc illustrant un exemple d'un système magnétique d'enregistrement selon la pré sente invention; - la figure 2 donne le schéma-bloc d > un exemple d'un système magnétique de reproduction selon la présente invention; et - la figure 3 est un schéma d'une partie d'un agencement pouvant être utilisé dans les systèmes des figures 1 et 2. La présente invention peut être utilisée avec un certain nombre de configurations différentes d'enregistrement et de restitution. Divers aspects d'agencements appropriés sont décrits dans les brevets U.S. NO 3 739 969 accordé le 19 Juin 1973, NO 3 748 408 accordé le 24 Juillet 1973, et NO 3 766 328 accordé le 16 Octobre 1973, tous à Henry Ray Warren et cédés à RCA CORPORATION. Des techniques supplémentaires de synchronisation et de traitement de signaux, utiles avec des enregistreurs à bandes magnétiques vidéo à plusieurs tettes sont également décrites par exemple dans les brevets U.S. N" 3 654 387 et 3 654 398 accordés le 4 Avril 1972 à Kenneth Louth, tous deux cédés à RCA Corporatinn. En se référant maintenant à la figure I des dessins, une source 10 de signaux vidéo de télévision est prévue pour produire un signal d'entrée qui doit être enregistré sur une bande magnétique 13 ou tout autre support approprié. Bien que le système de la présente invention s'applique à divers signaux d'entrée, le mode de réalisation illustré et décrit ici, est présenté comme utilisant un signal vidéo couleur du type NTSC. Comme on le sait, de tels signaux vidéo se composent, en partie, d'un signal de luminance et d'un signal de chrominance sous forme d'une sous-porteuse couleur modulée à 3,579545 MHz. Sur la figure 1, un réseau de filtrage 14 est prévu pour séparer le signal vidéo de télévision en ses composantes de luminance, de chrominance et de synchronisation de façon que chacune puisse être indépendamment traitée. Pour le signal de luminance, le réseau de filtrage 14 comprend de façon type un filtre passe-bas avec une fréquence supérieure de roulement de l'ordre de 3 MHz. Après séparation, le signal de luminance est couplé à un modulateur de fréquence 5 qui module une porteuse par exemple à 4,2 MHz avec le signal de luminance. Le signal de chrominance peut être extrait du signal vidéo de télévision par un filtre passe-bande qui, par exemple, a une bande passante de l'ordre de 1 MHz avec une fréquence centrale de fonctionnement de l'ordre de 3,58 MHz. On notera également que le signal vidéo de télévision comprend également la composante de synchronisation de la sous-porteuse de chrominance à 3,579545 MHz qui se présente pendant l'intervalle "d'effacement" entre des lignes successives de l'information d'image. Un tel filtre passe-bande laissera également passer cette composante de synchronisation de la sous porteuse de chrominance. Le signal de chrominance séparé est appliqué à un convertisseur de fréquence 7 ayant la forme, par exemple, d'un modulateur équilibré, pour convertir le signal de chrominance à une étendue plus faible de fréquences (à peu près entre O et 1,5 MHz). Le convertisseur de fréquence 7 reçoit également un signal d'un oscillateur à fréquence fixe et à phase commutée 20, dont la phase du signal de sortie est contrôlée par des circuits de commande de commutation 15, qui à leur tour, sont synchronisés avec les composantes de synchronisation de la source 10 par le moyen d'un dispositif 12 de traitement de signaux de synchronisation et d'un circuit logique 6. L'oscillateur 20 opérant à 4,272 NHz produit, à sa sortie, quatre phases 1 ~ 04 de la fréquence nominale de 4,272 MHz du signal de l'oscillateur. Ces quatre phases sont en rapport par ltéquation (n + 1)= 0(n) + 900.Le commutateur S2, illustré sous forme schématique, est commandé par les circuits de commande 15 comme on l'expliquera en détail ci-après pour "tourner" dans le sens contraire des aiguilles d'une montre pendant l'enregistrement de pistes impaires et dans le sens des aiguilles d'une montre pendant l'enregistrement de pistes paires à la fréquence de ligne horizontale; en effet, le commutateur S2 change de position entre la fin du contenu d'une ligne horizontale et le signal suivant de synchronisation de la sous-porteuse de chrominance de la ligne suivante.De cette façon, la phase du signal dont la fréquence a été abaissée à la sortie du convertisseur de fréquence 7 est alternativement avancée et retardée à une fréquence de ligne pour des pistes paires et impaires, il en résulte que chaque piste a un codage séquentiel de phase d'une polarité opposée dans un sens de progression/ régression par rapport à celle de chaque piste adjacente. Ce codage séquentiel de phase pendant l'enregistrement du signal vidéo de télévision devient utile lors de la restitution, pour-effectuer la discrimination entre le signal de chrominance sur une piste particulière et le signal de chrominance sur chaque piste adjacente, qui apparait sous la forme d'une composante de chrominance en diaphonie. Le signal de chrominance dont la fréquence a été abaissée à la sortie du convertisseur de fréquence 7, à une fréquence nominale de 692 KHz et le signal de luminance modulé en fréquence à la sortie du modulateur 5 à une fréquence nominale de 4,2MHz sont couplés à un amplificateur d'enregistrement 9. Les signaux combinés à la sortie de l'amplificateur 9 sont, à leur tour, couplés à des têtes magnétiques d'enregistrement Il pour être enregistrés sur un support magnétique, comme une bande magnétique 13 à la façon décrite, par exemple, dans les brevets de Warren cidessus notés. Tandis que la tête magnétique 11 est illustrée schématiquement comme une seule tête d'enregistrement, on notera que l'on utilise de façon type un certain nombre de têtes (par exemple 2, 3, 4) montées sur une roue à têtes rotative pour qu'elles soient posées sur les pistes successives sur la bande comme cela est décrit dans les brevets U.S. NO 3 739 969, 3 748 408 et 3 766 328. Comme on le sait, tandis qu 'une tête quitte un bord de la bande, une tête suivante vient en contact avec le bord opposé de la bande pour produire un enregistrement continu des signaux sur la bande dans les pistes successives. On obtient un agencement particulièrement avantageux quand chaque piste oblique représente une trame ou une image (ctest-à-dire environ 1/60 de seconde en durée), et que la commutation des têtes se produit pendant l'intervalle de retour vertical de télévision. Cependant, les caractéristiques de la présente inventinn s'appliquent également à des cas où chaque tête. d'enregistrement est utilisée pendant une partie d'une image ou d'une trame ou bien pendant plusieurs trames. Par ailleurs, si l'on emploie quatre têtes rotatives, les angles d'azimut d-'une tête sur deux ou de têtes alternées peuvent être agencés de façon opposée pour diminuer la diaphonie de la luminance comme on l'a mentionné précédemment. Le circuitbgique 6 de la roue à toutes, qui est semblable à celui décrit dans les brevets U.S. NO 3 654 387 et 3 654 398, est utilisé pour contrôler la direction de rotation du commutateur S2 par le moyen des circuits de commutation 15, de façon à maintenir en synchronisme la séquence de progression/régression de la phase et la relation correspondante de piste paire/impaire, comme on l'a décrit précédemment. Une roue du son, semblable à celle décrite dans les brevets de Louth, tourne en synchronisme avec la roue à têtes de l'enregistreur, et produit une série de sinusoïdes à un seul cycle, provoquées par le passage d'une pièce rapportée en fer doux dans la roue du son audessus d'une tête magnétique fixe qui est polarisée en courant continu par un aimant.Ces impulsions sinusoidales se présentent à une fréquence correspondant à la fréquence de la trame ou de la piste qui, par exemple, est de l'ordre de 60 Hz. De plus, une tête fixe de remise à zéro est prévue pour fournir des impulsions à une fréquence de 15 Hz pour indexer la roue à têtes par rappor +ux pistes sur 1a bande (c'est-à-dire quand une première tête de transducteur parmi quatre têtes enregistre sur une piste). De façon type, ces impulsions de remise à zéro sont appliquées à deux compteurs binaires en cascade qui sont remis à zéro pour chaque révolution de la roue à têtes. Les impulsinns à la sortie de la roue du son sont également appliquées aux compteurs binaires pour produire des créneaux de sortie utiles pour d'autres fonctions de commande s'y rapportant. Le signal de sortie d'un premier de ces compteurs binaires a la forme d'un créneau à 30 Hz, dont les transitions sont temporisées par rapport au passage des têtes de transducteur sur la bande. Un tel signal peut avantageusement être utilisé comme signal d'entrée de commande de la direction de la séquence de phase vers le système de commutation 15. En se référant à la figure 3, elle montre un agencement spécifique des composants perméttant d'obtenir la référence de fréquence en séquence de phase pour le convertisseur de fréquence 7, les circuits de commande de commutation 15, le commutateur S2 et l'oscillateur et détecteur de phase 20 de la figure 1. Dans l'agencement illustré sur la figure 3, un oscillateur à fréquence fixe 100 est couplé à la borne d'entrée du circuit détecteur ou sélecteur de phase 20 qui est couplé, à son tour, à la base d'un transis tor 204.Le transistor 204 et ses composants associés de polarisation 202, 203 et la résistance d'émetteur 205 sont couplés entre une source de tension +V et un p masse de référence pour produire un amplificateur tampon/ pilote pour amortir la sortie de l'oscillateur 100 et attaquer l'enroulement primaire d'un transformateur trifi laire 206. L'enroulement primaire du transformateur 206 est couplé entre l'émetteur de sortie du transistor 204 et un point de potentiel de référence (masse) par le moyen de la connexion en série d'une résistance 225 et de condensa teurs 220/219.Un transistor de commutation 221 fonctionnant en condition de fermeture (saturé ) et d'ouverture (non saturé) par le moyen d'un signal d'entrée couplé à sa base par une résistance 226 et la borne A, a ses bornes de sortie couplées à travers la combinaison en série de la résistance 225 et du condensateur 220 par le moyen d'un condensateur 224. Quand le transistor 221 est ouvert, c'est-à-dire qu'il nty a pas de signal d'entrée à la borne A, le primaire du transformateur 206 est en résonance avec les condensateurs 219/220 et le courant I et la tension V de sortie del'oscil lateur dans le primaire du transformateur 206 sont en phase. Le condensateur réglable 219 couplé en parallèle au conden sateur 220 offre un moyen pratique pour faire résonner le primaire du transformateur 206. Quand le transistor 221 est fermé (saturé), le courant et la tension à la sortie de l'oscillateur dans le primaire 206 sont en quadrature de phase. L'enroulement secnndaire du transformateur 206 se compose d'un enroulement double connecté en série à une borne commune connectée à la masse. L'une des extrémités de l'enroulement secondaire est couplée à une borne commune de sortie par le moyen de résistances 207 et 208, tandis que l'autre extrémité de l'enroulement secondaire est couplée à la borne de sortie commune par le moyen de résistances 209 et 210.Des transistors de commutation 222 et 223, pouvant fonctionner dans une condition fermée (saturé) et ouverte (non saturé) par le moyen d'un signal d'entrée couplé à leur base respective par des résistances 227, 228 et les bornes de commande B et C, ont leuisbornesde sortie respective3 couplées respectivement entre les jonctions communes des résistances 207, 208 et 209, 210 et la masse. La borne de sortie commune du réseau du transfôrmateur 206 à la jonction des résistances 208 et 210 est couplée par le moyen du condensateur 211 à l'entrée d'un amplificateur de signaux de sortie comprenant des transistors 213 et 217 et leurs composants associés de polarisation 212, 214, 215, 216 et 218. L'metteur du transistor 217 forme une borne de sortie pratique pour le signaldelbscillateur appliqué à la borne d'entrée du sélecteur de phase 20. La phase du signal de sortie du sélecteur 20 est déterminée par les signaux de commande appliqués sous forme d'un zéro ou d'un 1 logique aux bornes A, B et C des transistors de commutation 221, 222 et 223.La phase résultante du signal de sortie à la borne de sortie du sélecteur 20 est résumée dans la première colonne du tableau 1 qui suit, en fonction des niveaux logiques dans les colonnes A, B et C. Tableau 1 x Y pl A B C E0, IoS Ep dans résistances de jonction 208 & 210 le primaire de 206 h. ": 0 I 0 1 1o I -90 0 ? 0 \Bp I I \YIo V 270 O O 1 FEp Io E Eg 4 &verbar; ) > [ Io Le transformateur 206 et les transistors de commutation 221, 222 et 223 de la figure 3 opèrent comme suit pour accomplir la fonction du commutateur S2 illustré schématiquement comme un commutateur électromécanique rotatif sur la figure 1.Quand aucun signal (niveau logique O) n'est appliqué aux bornes de commande A, B et C ( transistors de commutation 221, 222tut 223), le transformateur 206 est illustré comme ayant une tension Ep à travers son enroulement primaire et des tensions E1 et E2 à travers les sections respectives de l'enroulement double de sortie. Comme on l'a indiqué précédemment, la tension Eo est ajustée pour être en phase avec le courant 1o dans le primaire en mettangle primaire du transformateur 206 en résonance par le moyen du condensateur 219 et du condensateur 220.Avec cette relation de tension et de courant dans l'enroulement primaire, la tension secondaire E1 sera en quadrature avec le courant dans le primaire lo, tandis que la tension E2 sera en opposition de phase avec la tension E1 dans le secondaire, comme cela est indiqué par les points de polarisation de l'enroule- ment du transformateur 206 et les vecteurs respectifs de phase Eg, E1, E2 et IO. L'application d'un signal de commande (niveau logique 1) aux bornes logiques B ou C fermera sélectivement les transistors de commutation 222, 223 pour forcer soit la tension E1 qui est en quadrature, ou la tension E2 qui est en opposition de phase avec la tension E1, à apparattre à la jonction des résistances 208, 210, l'autre tension étant abaissée à travers la résistance 207 ou 209 quand le transistor respectif .222 ou 223 est conducteur. L'application d'un signal de commande (niveau logique 1) à la borne logique A saturera le transistor 221 pour coupler lé condensateur 224 en parallèle avec la combinaison en série de la résistance 225 et des condensateurs 219/220, la capacité supplémentaire 224 changeant le circuit à une condition non résonnante et la tension Eo de l'oscillateur apparattra maintenant en quadrature avec le courant lo dans l'enroulement primaire du transformateur 206 Les signaux de commande appliqués aux bornes logiques B ou C forcent maintenant les tensions E'1 ou E'2, qui maintenant sont également en quadrature avec le courant primaire lo du fait de l'action du transformateur, à apparaftre à la jonction des résistances 208, 210.La relation de phase résultante de Eg , E1, E2, E'1 et E'2 par rapport au courant primaire 1o est illustrée dans les colonnes X et Y du tableau I qui précède en fonction des niveaux logiques dans bus colonnes A, B et C, le vecteur de la phase de la tension de la colonne Y étant équivalent aux angles de phase ici énumérés dans la première colonne. Ainsi, le signal de commande à la borne A détermine une condition de O et de 900 de la tension à la jonction des résistances 208 et 210, et les signaux de commande aux bornes B et C déterminent si la tension à O et à 900 l'est par rapport à la phase à O ou à 1800 de la tension de l'oscillateur. Cela provoque une condition de phase de 0,90, 270 ou 360 (0) degrés de la tension de sortie à la jonction des résistances 208 et 210 par rapport à la tension de sortie de l'oscillateur 100, les bornes A, B et C fonctionnant selon le tableau 1 qui précède. Les niveaux logiques et leur séquence qui sont illustrés sur le tableau 1 sont produit par le moyen d'un circuit logique illustré sur la figure 3 et identifié généralement par la séquence de numéros 300. Le circuit logique comprend un flip-flop ou bascule J-K 300 couplé par le moyen d'un circuit porte NON-ET 301, 302, 303, 304 à un second flip-flop ou bascule J-K 305. Le circuit porte NON-ET 301, 302, 303, 304 fonctionne comme un commutateur unipolaire à va-et-vient en réponse à un signal d'entrée du circuit logique de la roue à têtes qui, comme on l'a décrit précédemment, a la forme d'un créneau à 30 Hz synchronisé avec les pistes d'enregistrement; ctest-à-dire à un niveau haut sur une piste donnée et à un niveau bas sur la piste adjacente. Par conséquent, les bornes d'entrée de conditionnement J et K du flip-flop 305 sont alternativement couplées aux bornes de sortie Q ou 5 du flip-flop 300,- et comme on le décrira ci-après, cela inverse les niveaux logiques A, B et C sur des pistes alternées ou une piste sur deux, c'est-à-dire 0, -90, -180, -270 (progression de phase) sur les pistes impaires, -270, -180, -90, O (régression de phase) sur les pistes paires en réponse au signal de séquence de phase du circuit logique dela roue à têtes. Un autre signal identifié comme signal logique d'horloge est utilisé pour déclencher le circuit logique 300-305. En fonctionnement, les signaux de sortie aux bornes Q- du flip-flop 300, dont les deux entrées J et K sont conditionnées à un état haut par un signal +V, changeront d'état à chaque application d'une impulsion dthorloge, produisant un signal de sortie appliqué à la borne A du sélecteur de phase 20 avec la séquence logique 1, 0, 1, O, 1, etc. En supposant que le signal de séquence de phase appliqué à une entrée de la porte NON-ET 304 est à l'état haut, et un niveau logique 1 (égal à +V) appliqué à l'autre entrée de la porte NON-ET 304, alors la sortie de la porte 304 est à un niveau logique O. Comme le signal de sortie Q du flipflop 300 est à un niveau logique I et que le signal de sortie 5 du flip-flop 300 est à un niveau logique 0, chaque porte NON-ET 301 et 303 a un niveau logique 0 et un niveau logique 1 qui lui est appliqué à son entrée respective. Dans ces conditions, les sorties des portes NON-ET 301, 303 sont à des niveaux logiques1 qui, quand ils sont appliqués aux bornes d'entrée de la porte NUN-ET 302, provoquent un signal de sortie à un niveau logique O à la porte NON-ET 302.Par conséquent les bornes d'entrée J et K du flip-flop 305 sont à un état bas (logique O) et les sorties Q, Q correspondant aux signaux de commande B et C sont respectivement à un niveau logique O et un niveau logique 1. Cette condition correspond à un déphasage de On du signal d'oscillateur à la sortie du circuit sélecteur de phase 200 , comme cela est illustré sur le tableau 1.D'une façon semblable, comme les signaux de sortie Q- du-flip-flop 300 J-K alternent avec chaque signal logique d'horloge qui est appliqué auK flip-flops300, 305, l'état à l'entrée du flip-flop J-K 305 est haut ou bas pour produire à la sortie Q- du flip-flop J-K 305, l'état logique illustré sur le tableau 1. Cet état logique, appliqué aux bornes de commande B et C avec le signal de commande A du flip-flop 300, complète les nécessités illustrées sur le tableau 1 pour la séquence de déphasage de -90, -180, -2700. Ce signal d'oscillateur déphasé continue pendant toute la ligne de télévision qui est enregistrée dans la piste particulière.A la fin de la piste particulière, le signal de séquence de phase produit par le circuit logique de la roue à têtes change d'état, c'est-à-dire qu'il passe à l'état bas comme on l'a décrit précédemment. Ce changement d'état du signal de séquence de phase force le circuit de commutation à portes NON-::-ET 304, 301, 302, 303, qui fonctionne comme un commutateur unipolaire vaSet-vient, à choisir et à coupler aux entrées J et K du flip-flop 305, un signal à l'état haut (logique 1) à la place du signal précédent à un état bas (logique 0), pour inverser ainsi la séquence du conditionnement des entrées J et K du flip-flop 305, ce qui inverse la séquence de déphasage du circuit sélecteur de phase 20 d'une progression de phase de 0, -90, -180, -270 pour produire une régression de phase de -270, -180, -90, 0 pendant la durée de la piste adjacente. Pour être sûr que la phase du signal de sortie de l'oscillateur de chaque ligne qui est avancée/retardée est en synchronisme avec le signal qui est enregistré, le signal logique d'horloge, qui déclenche les flip-flops 300, 305, est synchronisé avec le signal vidéo reçu comme suit : sur la figure 1, un dispositif 12 de traitement de signaux de synchronisation, qui opère d'une façon connue, produit un signal pour les circuits de commande de commutation 15, identifié par HORIZ SYNC sur la figure 3.Le signale synchronisation horizonta)s se présentant une fois par ligne horizontale juste avant le signal de synchronisation de la sous-porteuse de chrominance, est couplé à un amplificateur d'entrée comprenant des transistors 412, 415 et leurslcomposants de polarisation associés 410, 411, 413, 414, tous connectés entre une source de tension V et la masse. La borne de sortie de l'amplificateur 412, 415 est couplée à un amplificateur de sortie, comprenant un transistor 406 et ses composants associés de polarisation, tous connectés entre une source de tension +V et la masse, par le moyen d'un réseau de polarisation comprenant une résistance 404 et une diode 407 connecté entre une source de tension et la base du transistor 406. Le signal de sortie du collecteur du-transistor 406 produit le signal logique d'horloge synchronisé avec le signal appliqué de synchnxdsation horizontale produit à partir du signal vidéo reçu. Dans le cas où le signal de synchronisation horizontale est déformé ou si pour une quelconque raison, il est perdu pour une ligne particulière, on dispose d'un signal de remplacement conçu pour maintenir le synchronisme de la séquence de déphasage. Un signal en rapport avec le signal de synchronisation horizontale, produit par le système d'asservissement de tension de la bande (non représenté), d'une façon connue, est couplé par la résistance 401 à l'amplificateur à transistors connectés en Darlington 402 et 409, couplé entre une source de tension et la masse par la résistance 403.Un condensteur de couplage 408 est couplé entre la jonction commune des transistors 402 et 409 et la résistance 403 et la diode 407 couplée à la base de l'amplificateur de sortie 406. En fonctionnement, le signal de synchronisation horizontale de la tension de bande, qui se produit toujours, sature les transistors montés en Darlington 402 et 409 ce qui, à son tour, fait passer le transistor 406à sa condition ouverte par le moyen de la tension produite à travers le condensateur 408.Dans le cas où il ne se produit pas de signal de synchronisation horizontale pour recharger le condensateur 408, la constante de temps de décharge du condensateur 408 et de la résistance 404 (environ 10 ps) déclenchera l'amplificateur de sortie 406 si ce dernier n'a pas antérieurement été déclenché par le moyen du signal de synchronisation horizontale; ainsi, une impulsion de synchronisation manquante ne fait pas manquer une ligne complète mais il ne manque qu'une petite partie initiale sous forme d'une couleur incorrecte pendant environ 10 ps. En se référant maintenant à la figure 2, on peut voir que le signal vidéo couleur de télévision, qui était enregistré sur la bande magnétique 13 par le dispositif de la figure 1 peut être reproduit par l'ensemble à têtes magnétiques illustré schématiquement comme une seule tête magnétique Il disposée en relation de contact avec la bande magnétique. Le signal ainsi reproduit, est appliqué à un préamplificateur et amplificateur d'addition 22 associé à la tête magnétique particulière par le moyen de circuits logiques 40 de roue à têtes.Les composantes du signal à la borne de sortie des amplificateurs 22 sont sensiblement semblables au signal au moyen de sortie 9 de la figure 1, à l'exception d'une certaine instabilité en base de temps introduite par les opérations d'enregistrement et de reproduction. il y a de plus, dans le signal reproduit par les amplificateurs 22, une composante de diaphonie reproduite lors de la lecture en vertu du faible espacement des pistes pendant l'opération d'enregistrement. La diaphonie dans la partie de luminance du signal peut être supprimée en utilisant des angles d'azimut alternés sur les espaces entre les têtes magnétiques pendant l'enregistrement; cependant, comme on l'a mentionné précédemment, la technique des angles d'azimut alternés n'est pas satisfaisante pour restituer les composantes de chrominance à plus basse fréquence et à plus grande longueur d'ondes.Pour reconstituer l'intégrité de phase des composantes de chrominance reproduites sur chaque piste enregistrée et pour reconvertir les composantes de chrominance à leur fréquence d'origine plus élevée, on utilise un convertisseur de fréquence pour augmenter la fréquence, avec quatre phases choisies comme dans le dispositif de la figure 1, avec une boucle verrouillée en phase pour corriger l'instabilité en base des temps introduite dans les opérations d'enregistrement-reproduction. Sur la figure 2, le signal à la sortie du moyen d'amplification 22 est couplé à un démodulateur FM et filtre 38, qui sépare les composantes de luminance des composantes de chrominance converties à une fréquence plus basse en démodulant les composantes de luminance antérieurement modulées à une fréquence porteuse de 4,2 MHz par le modulateur de fréquence 5 de la figure 1, et à un filtre passe-bande 23 pour séparation des composantes de chrominance dont la fréquence est convertie à une fréquence plus faible. Le signal de chrominance séparéà lasortie est à son tour couplé à un mélangeur 24 pour ramener les composantes de chrominance à leur fréquence d'origine.La conversion à une fréquence plus forte dans le mélangeur 24 est accomplie en combinant les composantes de chrominance à une fréquence de 692 KHz provenant du filtre passe-bande 23 avec un signal de référence à 4,272 NHz provenant du sélecteur de phase 31 du mélangeur pour donner un signal de chrominance à une. fréquence porteuse de 3,58 MHz. Comme les composantes de chrominance dont la fréquence était convertie à une fréquence plus faibletenregistrées sur des pistes alternées avec une progression/régression de phase ligne par ligne, il est nécessaire de modifier la phase du signal de référence du mélangeur de 4,272 MFIz de la même façon, pour rétablir l'intégrité de phase du signal dont la fréquence est convertie à 3,58 MHz à la sortie du mélangeur 24. La fréquence de référence de 4,272 MHz pour la conversion à une fréquence plus forte des composantes de chrominance, est produite par un système de commande automatique de fréquence qui comprend un oscillateur de référence 34 à 3,58 MHz, un mélangeur 31, un oscillateur réglé en tension (VCO) 33 à 692 KHz, un détecteur de phase verrouillée 32 et une porte de déclenchement 36. En fonctionnement, le signal de sortie de l'oscillateur 34 à 3,58 MHz est couplé au mélangeur 31 avec le signal de sortie de l'oscillateur 33. Ces deux signaux de sortie sont combinés dans le mélangeur 31 pour produire le signal de référence à 4,272 MHz. Le détecteur de phase verrouillée 32 est activé par le moyen d'un signal de sortie de la porte 36, et il compare la phase du signal de sortie du mélangeur 24 à 3,58 MHz pendant l'intervalle de synchronisation de la sous-porteuse de chrominance avec la phase du signal de sortie à 3,58 MHz de l'oscillateur 34 pour détecter les erreurs de phase entre ces deux signaux. La tension d'erreur à la sortie du détecteur de phase verrouillée 32 est couplée à l'oscillateur 33 pour commander sa fréquence et sa phase et, à son tour, la fréquence et la phase du signal à 4,272 MHz à la sortie du mélangeur 31 pour assurer une uniformité de la conversion à une fréquence supérieure du signal de chrominance et du signal de synchronisation de la sous-porteuse de chrominance. Comme la composante de chrominance dont la fréquence avait été convertie à une fréquence plus faible était enregistrée sur des pistes alternées avec la progression/régression de phase ligne par ligne ci-dessus mentionnée, il est nécessaire lors de la conversion vers le haut ou à une fréquence supérieure, de modifier la phase de la fréquence de sortie du mélangeur à 4,272 MHz de la même façon pour reconstituer l'intégrité de phase du signal reconverti à 3,58 MHz à la sortie du mélangeur 24. Cela est accompli en couplant le signal de référence à 4,272 MHz à un sélecteur de phase (inclusdans le mélangeur 31) ayant la forme illustrée sur la figure 3 sous forme de sélecteur de phase 200.Comme dans le dispositif des figures I et 3 qui est utilisé pour l'enregistrement, un commutateur S2 (illustré schématiquement), est synchronisé par des signaux de commande du circuit logique 40 de la roue à têtes, de la synchronisation horizontale du dispositif de traitement 25 et de la boucle verrouillée en phase 37, tous couplés au circuit de commande de commutation 30 pour "faire tourner" le commutateur S2 entre la fin d'une scène d'une ligne et le début du signal de synchronisation de la sous-porteuse de chrominance de la ligne suivante. Comme dans l'enregistrement, le commutateur S2 est entraîné en rotation dans le sens contraire des aiguilles d'une montre pendant la restitution de toutes les pistes impaires et dans le sens des aiguilles d'une montre pendant la restitution de toutes les pistes paires. Le signal de chrominance reconstitué après conversion vers le haut par le mélangeur 24, contient maintenant la sous-porteuse de chrominance souhaitée qui est maintenue à une fréquence de 3,58 MHz par le fonctionnement du système de commande automatique de fréquence comme on l'a décrit précédemment. Le signal de chrominance à la sortie du mélangeur 24 contient également toutes les sous-porteuses de diaphonie de chrominance qui ne sont pas souhaitées et qui sont reproduites lors de la restitution en vertu du faible espacement des pistes pendant l'opération d'enregistrement.Les signaux de chrominance souhaités de diaphonie qui sont convertis à une fréquence supérieure à la sortie du mélangeur 24 sont tous couplés à un circuit à retard 1H 26 et un circuit de combinaison de signaux (soustraction) 28. Le circuit à retard 26 retarde l'information de chrominance reçue d'une période d'une ligne horizontale, et le circuit de soustraction 28 soustrait l'information de chrominance associée à une ligne de celle qui est retardée d'une ligne. En conséquence, le circuit à retard 26 et le circuit de soustraction 28 constituent ce qui est généralement connu comme filtre en peigne.Ce filtre en peigne, comprenant le circuit à retard 26 et le circuit de soustraction 28, sert à supprimer la diaphonie de la chrominance de la façon suivante : comme la fréquence de la sous-porteuse couleur est un multiple impair de la moitié de la fréquence de ligne, un retard de 1H provoque un déphasage de 1800 de la- sous-porteuse. Si le signal retardé est soustrait du signal non retardé, en supposant que le contenu de la scène d'unelgeetsensiblement semblable à celui de la ligne précédente, alors la soustraction produit un doublement ou un renforcement de l'amplitude du signal pour un signal de chrominance bien reconstitué.Les composantes de diaphonie du signal de chrominance, cependant, subissent un déphasage de 900 d'une ligne à la suivante lors de l'enregistrement et un autre déphasage de 900 lors de la restitution qui s'ajoute au déphasage de 900 de l'enregistrement, ce qui produit un déphasage composé de 1800 lors de la res tituEon, par rapport au m8me signal qui est restitué une période horizontale plus têt. Si le contenu de la scène d'une -ligne de diaphonie est sensiblement analogue à celui d'une ligne de diaphonie restituée une ligne horizontale plus têt, le résultat est une annulation sensiblement complète de la diaphonie dans le circuit de soustraction. Bien entendu, l'invention n'est nullement limitée au mode de réalisation décrit et représenté qui n'a été donné qu'à titre d'exemple. En particulier, elle comprend tous les moyens constituant des équivalents techniques des moyens décrits ainsi que leurs combinaisons, si celles-ci sont exécutées suivant son esprit et mises en oeuvre dans le cadre des revendications qui suivent. REVENDICATIONS 1. Système pour enregistrer un signal vidéo de télévision en couleur sur un certain nombre de pistes le long d'un support d'enregistrement, ledit signal comportant des composantes de chrominance représentatives de l'informa- tion d'image pendant des intervalles récurrents de ligne et de trame, caractérisé en ce qu'il comprend un moyen pour produire des premier et second signaux de référence, ledit premier signal de référence progressant en phase à une vitesse correspondant audit intervalle de ligne, et ledit second signal de référence régressant en phase à une vitesse correspondant audit intervalle de ligne; un moyen pour combiner lesdites composantes de chrominance pendant la traversée de pistes adjacentes alternativement avec lesdits premier et second signaux de référence; et un moyen pour enregistrer ledit signal combiné sur ledit support d'enregistrement. 2. Système selon la revendication 1, caractérisé en ce que le moyen précité de production de signaux de référence comprend un oscillateur couplé à un moyen de commutation de phase, ledit moyen de commutation opérant àune fréquence correspondant à la fréquence de l'intervalle de ligne pour faire varier la phase du premier signal de référence en une séquence progressive et pour faire varier la phase du second signal de référence en une séquence régressive. 3. Système selon la revendication 2, caractérisé en ce que les premier et second signaux de référence ont des fréquences égales, mais en ce qu'ils progressent et régressent respectivement en phase à la fréquence de ligne selon la relation (n + 1)= (n) + 900, où n est égal à tout nombre entier y compris zéro. 4. Système selon la revendication 1, caractérisé en ce que le moyen de combinaison précité comprend un convertisseur de fréquence réagissant aux composantes de chrominance précitées et aux premier et second signaux de référence précités, pour convertir la fréquence desdites composantes de chrominance et enregistrer lesdites composantes de chrominance dont la fréquence est convertie alternativement en progression de phase pendant la traversée d'une première piste d'enregistrement et en régression de phase pendant la traversée d'une seconde piste dtenregistrement, lesdites première et seconde pistes étant adjacentes l'une à l'autre. 5. Système de reproduction de signaux du type comprenant un moyen pour restituer un signal de chrominance à la fréquence de ligne sur un support d'enregistrement, sur lequel il avait été enregistré dans un certain nombre de pistes très proches, par une traversée desdites pistes par un dispositif de lecture de signaux, caractérisé en ce qu'il comprend un moyen pour produire des premier et second signaux de référence qui progressent et régressent respectivement en phase à ladite fréquence de ligne; un moyen pour combiner lesdits signaux de chrominance obtenus pendant la traversée d'une piste sur deux avec des signaux respectifs parmi lesdits premier et second signaux de référence; et un moyen de filtrage réagissant auxdits signaux combinés pour rejeter les composantes de fréquence desdits signaux combinés se trouvant à des multiples entiers de la fréquence de ligne et laisser les composantes de fréquence desdits signaux combinés se produisant pendant des demimultiples impairs de la fréquence de ligne associée, pour laisser passer les composantes souhaitées de chrominancekt rejeter les composantes de diaphonie et de chrominance provenant de pistes adjacentes. 6. Système selon la revendication 5, caractérisé en ce que le moyen de combinaison précité pour convertir le signal de chrominance restitué précité comprend un oscillateur réglable; un oscillateur de référence opérant à une fréquence correspondant à la sous-porteuse associée aux composanteqde chrominance du signal vidéo de télévision; et un moyen pour verrouiller ledit oscillateur réglable sur ledit oscillateur de référence pour reconvertir ledit signal de chrominance restitué à la bande de fréquences d'origine. 7. Système selon la revendication 6, caractérisé en ce que le moyen précité de verrouillage réagit à des composantes de synchronisation de la sous-porteuse de chrominance du signal de chrominance reconverti. 8. Système selon la revendication 7, caractérisé en ce que le moyen précité pour produire les premier et second signaux de référence précités comprend un moyen de déphasage couplé audit oscillateur réglable, actionné en synchronisme avec la fréquence dtintervalle de ligne associée audit signal vidéo de télévision pour commuter la phase dudit oscillateur réglable en séquence progressive/régressive pendant la traversée de pistes adjacentes parmi les pistes enregistrées précitées. 9. Système selon la revendication 8, caractérisé en ce que le moyen de filtrage précité comprend un filtre du type en peigne ayant un dispositif retardeur de signaux avec un temps de retard d'un intervalle d'une ligne horizontale et un circuit de soustraction pour soustraire l'information correspondant à une ligne de balayage de l'information correspondant à une ligne adjacente. 10. Système selon la revendication 9, caractérisé en ce que les premier et second signaux de référence précités ont des fréquences égales, mais en ce qu'ils progressent et régressent respectivement en phase à la fréquence de ligne selon la relation (n + 1) = (n) + 900, où n est égal à tout nombre entier y compris zéro.