L'invention se rapporte à un récepteur de radar avec détecteur CFAR (c'est-à-dire détecteur de rapport à fausse'alarme constante) et des circuits de distance d'obstacle et de poursuite qui comportent respectivement au moins deux canaux de distance adjacents, chacun de ces canaux de distance comportant une porte de distance avec un circuit de maintien et un filtre de fréquence-Doppler, et chacun comportant également un circuit de combinaison à deux sorties de signal centralisant les deux canaux de distance respectivement contigus, chaque sortie menant à un amplificateur-limiteur, un déphaseur à 900 étant inséré en série avec un des amplificateurs-limiteurs et à un discriminateur de phase suivi d'un filtre à la sortie duquel peut entre prélevée une tension-signal proportionnelle au sinus de l'angle de phase existant entre les tensions alternatives aux sorties des amplificateurs-limiteurs ou du déphaseur, fournissant le critère de commutation ou la tension d'asservissement pour les circuits de distance à l'obstacle et de poursuite0 Dans un appareil radar équipé d'un tel récepteur, par exemple un appareil radar à impulsions-Doppler, la tension d'asservissement de distance "s" est obtenue à partir des échos-radar à l'aide dtun dispositif dit ."détecteur de rapport à fausse alarme constante", (constant false alarm rate detector) le signal vide o bipolaire étant balayé aux temps tl = T et t2 = T + Ti o T désignant le retard d'une impulsion de porte se rapportant à l'impulsion d'émission et Ti, la résolution temporelle de l'appareil radar0 Les valeurs de balayage u et v de deux canaux de distance contigus sont combinées dans un dispositif dit "opérateur" à deux tensions alternatives avec les amplitudes complexes A = L + j A et B = s où re- présente la somme u + v et A , la différence u - v Les tensions alternatives arrivent par deux canaux, se composant d'amplificateurs-limiteurs, dont l'un comporte un déphaseur à 900, au discriminateur de phase à la suite duquel sont branchés un filtre et un circuit de valeur de seuil Comme la tension d'asservissement de distance s quittant le filtre correspond à la valeur moyenne dans le temps de la tension produite de la manière précédemment indiquée à l'aide de circuits non-linéaires, la tension d'asservissement de distance est largement indépendante de l'intensité absolue de l'écho d'obstacle et permet l'asservissement du retard T par rapport au temps de propagation d'écho To dans le voisinage du passage par zéro de la caractéristique du discriminateur Pour cette manière de produire la tension d'asservissement en employant un déphaseur à 900 incorporé à poste fixe, on a introduit l'expression Mesure de contraste" , voir "Système de détection d'échos à fausses alarmes constantes" de HO Poinsard et Ro Gendreu, "Revue technique Thomson-CSF", vol, 1, nO 3, sept 1969, pages 431 à 449O Dans un appareil radar pourvu d'une telle disposition de circuit, il se produit cependant, comme l'a montré l'expérience, qu'en présence d'échos de pluie, la la commutation se fait automatiquement sur ceux-ci plutôt que sur l'écho visés Par suite de la sensibilité de contraste du procédé de mesure, les variations d'intensité présentes dans l'écho de pluie fournissent en fait des amplitudes de signal suffisamment grandes également, L'objet fondamental de l'invention relative à un récepteur de radar avec détecteur CFAR et circuits de distance u'obstacle et ae poursuite, est d'éviter, avec des moyens simples, une commutation automatique, non recherchée1 du circuit régulateur d'asservissement de distance sur un écho de pluie, alors qu'il doit être automatiquement commuté sur l'écho du but véritable, Partant d'un récepteur de radar du modèle mentionné en préambule, ce problème estrésolu selon l'in vention par le fait que le critère de commutation s'obtient à partir du diagramme de somme, donc en fonction du cosinus de l'angle de phase et la tension d'asservissement de distance, à partir du diagramme de différence, donc en fonction du sinus de l'angle de phase entre la tension de somme et la tension de différence0 De cette manière, le cosinus est utilisé jusqu'à l'interception d'une cible valable de radar et, après l'interception de la cible de radar, c'est le sinus de l'angle de phase entre les amplitudes A et B qui est utilisé pour l'obtention de la tension d'asservissement de distance, Ceci a pour conséquence que, pendant la phase d'interception, la corrélation des signaux est mesurée dans des canaux de distance contigus, tandis que dans la phase subséquente de poursuite du but, le contraste est évalués La mesure de corrélation assure un comportement plus favorable du système pendant la phase de l'interception car la corrélation des échos de plue dans des canaux contigus n'est pas significative, alors qu'un écho de cible valable a très bien pour conséquence une forte corrélation des signaux dans des canaux contigus0 L'interception étant réussie, il est toutefois' plus avantageux de poursuivre le but au moyen de la mesure de contraste citée, car on obtient une caractéristique de dizriminateur bien appropriée pour l'asservissement du circuit de distance0 Suivant l'inven- tion, le ba-sculement de la mesure de corrélation à la mesure de contraste doit se faire automatiquement au moment meme de la liaison0 En outre , selon une autre caractéristique de l'invention un des canaux portant les amplitudes com plexes A = # + j# et B # - j# de deux tensions alternatives, où 2! représente la somme et A, la différence des signaux de sortie u et v, de deux canaux de distance contigus, comporte un déphaseur à 900 commutable qui, pendant la période de recherche crée un décalage de phase de 0 et pendant la période de poursuite, un décalage de phase de 900. L'élément à valeur de seuil sert à la production de l'impulsion de commutation du déphaseur à 900. Cet élément est relié au détecteur de phase à travers un filtre, et à travers une liaison coenrnutable à deux commutateurs provoquant l'enclenchement et la coupure du déphaseur à 900. Comme, dès lors, le critère de commutation est obtenu à partir de la mesure de corrélation 7 sone) et la tension d' asservissement de distance pour le circuit d'asservissement-de distance est obtenue à partir de la mesure de contraste (diagramme différence), les échos de but discrets peuvent se distinguer nettement de la réflexion fon chèrement diffuse produite par les échos de pluie0 Une fausse commutation effectuée sur des variations de contraste naturelles spatiales ou temporelles causée par des nuages de pluie, comme il avait. été constaté, est évitée en toute sécurité. L'invention est décrite à l'aide d'un exemple de réalisation, représenté plus ou moins schématiquement sur le dessin. On y montre successivement figure 1 : un schéma-bloc d'un récepteur radar suivant l'invention figure 2a : la géométrie des signaux des cibles, y compris la pluie, comme fonction du retard de signal T, figure 2b diagrammes amplitude - dia- tance du signal s (diagramme de somme), figure 2c : diagramme amplitude - distance du signal ss (diagramme de différence) et figure 3 : un diagramme vectoriel des amplitudes de tension alternative des signaux de réception. Un appareil radar représenté schématiquement en figure l comporte un émetteur 1, qui par un sélecteur émission-réception 2 est relié à une antenne radar 3. Les signaux de réception parviennent, par le sélecteur émission-réception 2 à un mélangeur 4, où ils sont mélangés à la fréquence d'un oscillateur de battement.Les signaux de réception parviennent alors, sous forme de signaux à fréquence intermédiaire, à l'amplificateur de fréquence intermédiaire 6. Un autre étage mélangeur 7, auquel est associé un oscillateur 8, produit le signal-vidéo bipolaire, Le signal-vidéo-bipolaire est envoyé à au moins deux canaux de distance El et E29 qui comportent chacun une porte de distance 10 et un filtre-Doppler 11, Les signaux de sortie de ces canaux de distance contigus qui portent les tensions u ou v , sont roeu nis par un montage-combinateur 14, appelé aussi opérateur. Dans l'opérateur, les amplitudes de tensions alternatives complexes A n a j et B ^ je sont formées à partir de la somme = u + v et de la différence a X u - v.Les tensions de si- gnal À et B sont respectivement envoyées à un amplificateurlimiteur 15 et 16, d'où, après leur limitation, elles parviennent par une ligne 18 ou par les commutateurs S1 et S2 ainsi que par la ligne 19, à un détecteur de phase 20, auquel font suite un filtre 21 et un circuit de valeur de seuil 22. Par les commutateurs S1 et S2 qui sont reliés avec le circuit de valeur de seuil 22 par une liaison de commutation 24, un déphaseur 25 à 900 peut titre connecté entre l'amplificateur-limiteur 15 et le détecteur de phase 20. Par la ligne 28, le signal d'asservissement de distance s est envoyé au circuit régulateur d'asservissement de distance, non représenté ici, car il n'appartient pas à l'invention. Si l'antenne du radar-Doppler à impulsions reçoit l'écho Ez (voir figure 2a) d'une cible mobile, une tension u apparaît alors à la sortie du filtre-Doppler lla affecté à la zone de distance correspondante et une tension v à la sortie du filtre-Iloppler llb affecté à la zone de distance contiguës A partir de là, dans l'opérateur qui fait suite, les tensions alternatives avec leurs amplitudes complexes déjà mentionnées sont formées :: k n u + v + j (u - v) et 3 S u + - j ( u . v) s voir aussi figure 3. Les signaux formés par la suite sont rendus indépendants de l'intensité de l'écho par l'amplificateur-limiteur, de sorte que le comportement CFAR a lieu, Pendant la période d'interception, le signal qui quitte le filtre 21 est proportionnel au cosinus de l'angle de phase entre les amplitudes complexes A et B des tensions alternatives, c' est-à-dire qu'une mesure de corrélation est exécutée, qui informe si l'écho-radar provient d'un obstacle discret ou bien diffus.Si ce signal dépasse le seuil donné par l'élément de valeur de seuil 22, une impulsion de commutation est produite, qui par la ligne 24 déclenche les commutateurs S1 et S2 , ce qui fait que le déphaseur 25 est enclenché, la période d'interception, terminée et la période de poursuite, démarrée. Le signal s, en tant que fonction de la tension de distance, est représenté dans la figure 2b pour la forme des cibles montrée en figure 2a. Pour chacune des ci bles discrètes contenues, il y a une courbe caractéristique, qui est dénommée diagramme de somme. Pendant la poursuite - les commutateurs Sî et S2 étant dans la position de commutation non dessinée une des tensions alternatives est déphasée de 900 dans le déphaseur 25, de sorte que, quittant le filtre 21, le signal d'asservissement de la distance s qui en tant que fonction de la tension de distance a à peu près la forme représentée en figure 2c (diagramme de différence), est proportionnel au sinus de l'angle de phase entre les amplitudes complexes A et B de la tension alternative0 De cette manière, lors d'échos de pluie qui recouvrent simultanément plusieurs canaux de distance (par exemple 16 canaux à 60 m t voir figure 2a) on obtient des signaux de connexion provoqués uniquement par des échos de but Sz E REVENDICATIONS lo Récepteur de radar avec détecteur de rapport à fausse alarme constante (détecteur CFAR) et des circuits de distance d'obstacle et de poursuite qui comportent respectivement au moins deux canaux de distance contigus, chacun de ces canaux de distance comportant une porte de distance avec un circuit de maintien et un filtre de fréquence Doppler et chacun d'eux comportant un circuit de combinaison à deux sorties de signal regroupant les deux canaux de distance respectivement contigus, chaque sortie menant à un amplificateur-limiteur, un déphaseur à 900 étant inséré en série avec un de 8 des amplificateurs-limiteurs - et à un discrimina- teur de phase suivi d'un filtre à la sortie duquel peut titre prélevée une tension-signal proportionnelle au sinus de l'angle de phase existant entre les tensions alternatives aux sorties des amplificateurs-limiteurs ou du déphaseur fournissant le critère de commutation ou la tension d'asservissement pour les circuits de distance à l'obstacle et de poursuite, caractéri- sé par le fait que le critère de commutation s'obtient à partir du diagramme de somme, donc en fonction du cosinus de l'angle de phase, et la tension d'asservissement de distance à partir du diagramme de différence, donc en fonction du sinus de l'angle de phase entre la tension de somme et la tension de différence. 2. Récepteur de radar suivant la revendication 1, caractérisé par le fait.qutun des canaux portant les amplitudes complexes A = # + j# et B = # - j# de deux tensions alternatives - ou # représente la somme et , la dif- férence des signaux de sortie (u et v) de deux canaux de distance contigus - comporte un déphaseur à 900 commutable qui, pendant la période de recherche, crée un décalage de phase de 0 et pendant la période de poursuite, un décalage de phase de 90-0 30 Récepteur de radar suivant les revendications 1 et 2, caractérisé par le fait que pour la production de l'impulsion de commutation du déphaseur à 900, on utilise un élément de valeur de seuil (qui est branché après le discriminateur de phase à travers un filtre) et qui est relié par une connexion de commutation à deux commutateurs provoquant l'enclenchement et la coupure du déphaseur à 900.