L'inventlon est relative aux techniques de trallsmission de signaux électriques numériques - et notanimènt de signaux numériques téléphoniques - par modulation d'une fréquence porteuse par sauts de phase, autrement dit par changements discrets états de phase. Elle concerne plus praticulièrement les procédés et dispositifs visant à reconstituer la porteuse à la réception pour détecter les signaux par démodulation cohérente. On sait que, dans le cas de la modulation numérique par sauts de phase, la démodulation cohérente conduit à des taux d'erreurs plus réduits que ceux que l'on peut escompter de la démodulation différentielle ou permet, pour des taux d'erreurs égaux, une réduction de 2 à 3 dB du rapport du signal au bruit exigé. La tension des signaux reçus est de la forme : U cos( + k#/2) relation dans laquelle U est l'amplitude de la porteuse 0 est la fréquence angulaire de la porteuse ; k#/2 le saut de phase de la porteuse représentant la modulation par les signaux numériques. Lorsqu'une seule voie de transmission est utilisée, il suffit d'affecter au coefficient k deux valeurs discrètes, par exemple O et 2. Le signal est alors dit à deux états de phase. Lorsqu'on utilise deux voies de transmission, il est avantageux de conférer à k les quatre valeurs discrètes O, 1, 2 et 3 et-dlaffecter à Itune des voies, par exemple la voie A, les valeurs O et 2 et à la voie B les valeurs 1 et 3, les signaux d'une voie étant ainsi en quadrature avec ceux de l'autre voie. On traitera surtout dans la présente demande de la démodulation cohérente des signaux à quatre sauts de phase mais il est bien évident que l'invention s'applique aussi à la démodulation des signaux à deux sauts de phase.L'invention permet même de réaliser la démodulation cohérente dans les cas cule nombre de sauts de phase serait différent de 2 ou 4, c'est-à-dire qu'elle s'applique, d'une façon générale, à la reconstitution d'une porteuse numériquement modulée en phase selon des sauts de phase de la forme kfU/n k et n étant des nombres entiers et k pouvant adopter les valeurs discrètes O à (2n-1). Dans lies dispositifs connus la porteuse est reconstituée -soit en éliminant les sauts de phase des signaux reçus en modulant lesdits signaux par eux-même, c'est-à-dire en les élevant à la puissance nécessaire pour que les sauts de phase soient des multiples de 2 #; - soit à l'aide d'un.oscillateur local asservi à un signal d'erreur caractéristique de l'écart de phase entre le signal délivré par l'oscillateur et les signaux reçus dans lesquels on a éliminé les sauts de phase. On verra dans la suite de la présente description les motifs pour lesquels ces dispositifs de l'art antérieur présentent divers inconvénients, tels que la difficulté de réalisation, de réglage et d'utilisation, l'instabilité; etc., inconvénients que l'invention permet d'éliminer tout en ne dégradant pas sensiblement le niveau du signal au bruit des iiiformations à détecter. Dans le procédé de l'invention, désirant reconstituer une fré- quence porteuse f modulée numériquement en phase par des sauts de phase k /n, on module en amplitude les signaux reçus par une fréquence ce fixe F différente de f, on procède au changement de fréquence du signal ainsi modulé pour obtenir un premier signal non modulé en phase et de fréquence 2n(F-f), on divise ladite fréquence par 2n pour obtenir mi signal de fréquence (F-f) que l'un module en amplitude par le signal de fréquence F pour obtenir un deuxième signal non modulé en phase que l'on filtre pour en obtenir la composante de fréquence f. Le dispositif de l'invention pour reconstituer une fréquence porteuse f modulée numériquement en phase par des sauts de phases comporte une entrée recevant ladite fréquence f modulée en phase, un oscillateur local délivrant un signal de fréquence F différente de f, un dispositif de chaiigeent cie fréquence connecté à l'entrée et à l'oscillateur et délivrant par sa.sortie un signal non modulé en phase de fréquence 2n(F-f), un diviseur de fréquence à circuits logiques connecté à ladite sortie et délivrant par sa propre sortie un premier signal-non modulé en phase de fréquence (F-f), un modulateur d'amplitude à deux entrées respectivement connectées à la sortie du diviseur de fréquence et à ltoscillateur et délivrant par sa sortie un deuxième signal non modulé en phase et un filtre connecté à la sortie du modulateur d'amplitude et ne transmettant que la composante de fréquence f dudit deuxième signal. D'autres dispositions ainsi que les avantages qui en découlent apparaîtront dans l'exposé qui suit relatif à des exemples de réalisation de l'art antérieur et de l'invention et 4ui se refèrent aux dessins annexés, dans lesquels ; - la Fig. 7 est un schéma-bloc succinct illustrant le rôle et la position du dispositif de reconstitution de porteuse de l'invention et de certains dispositifs de l'art antérieur dans un système de détection de signaux à porteuse modulée numériquement en phase - la Fig. 2 est un schéma-bloc d'un dispositif de reconstitution de porteuse de l'art antérieur - la Fig. 3 est un sehéma-bloc d'un autre dispositif de reconstitution de porteuse de l'art antérieur ;; - la Fig. 4 est un schéma-bloc succinct du dispositif de l'invention incorporé dans un système de détection - la Fig. 5 est un graphe de connexions d'un premier exemple de réalisation de l'invention ; - la Fig. 6 est un graphe de connexions d'un autre exemple - préférentiel - de réalisation de l'invention ; - la Fig. 7 est un schéma-bloc matérialisant le graphe de la Fig. 6. Les signaux transportés dans les liaisons desdites figures seront en général représentés par leur fréquence angulaire L > et leur phase T sans mention de l'amplitude et selon la représentation; Le schéma de la Fig. 1 a seulement pour objet de préciser le rale et ltemplacement dJun dispositif de reconstitution de porteuse selon l'invention et selon des exemples de l'art antérieur dans une installation de réception et de démodulation cohérente de signaux numériques à deux voies et quatre états de phase.Le signal modulé délivré par l2entrée 11 est adressé d'une part au dispositif 12 de reconstitution de porteuse et aux démodulateurs 13 et 74 respectivement destinés à détecter les signaux de la voie À et ceux de la voie B, les signaux des @eux voies étant respectivement en quadra*ure. La sortie du dispositif 12 adresse la porteuse reconstituée aux deux démodulateurs 13 et 14. Un déphaseur 15 déphase la porteuse de #/2 pour permettre la détection des signaux de la voie B, La Fig. 2 est relative à un premier exemple de réalisation sedan Ilart antérieur du dispositif 12 de reconstitution de porteuse de la Fig. 1. La fréquence angulaire et le déphasage des signaux sont portés au-dessus des liaisons, en dessous desquelles on a indiqué les valeurs numériques de fréquence correspondant à titre d'exemple à une fréquence-porteuse des signux d'entrée de 70 IfHz. Ce dispositif fonctionne par élévation du signal à une puissance dtexposant appropriée pour éliminer les sauts de phase en leur conférant à tous la valeur 2k#. Lorsque le signal est modulé à quatre états de phase comte dans le cas de la Fig. 2, il faut l'élever à la quatrième puissance, ce que l'on obtient en l'élevant deux fois au erré par des dispositifs connus, par exemple en le modulant en amplitude par lui-mer.le dals des modulateurs en anneau .Le sinal adressé à l'entrée 21 est ainsi traité par un premier modulateur 22 dont le signal ce sortie est filtré par un filtre passe-bande 23 à large bande qui transmet la composante de fréquence angulaire 2 tg du produit d'intermodulation, modulée en phase par des sauts de phase de valeur kn. Cette composante est traitée de façon identique par un deuxième modulateur en anneau 24 et par un deuxième filtre passebande 25 qui ne transmet que la composante de fréquence angulaire 4# # dans laquelle les sauts de phase ont été élimines. Un diviseur de fréquence 26 restitue la fréquence angulaire de valeur #. Les dispositifs de ce genre ont pour preier inconvénient de dégrader sensiblement le rapport du signal au bruit. Soit en effet un signal d'amplitude U cos#t, affecté d'un bruit # U cos(# ###)t et dont le rapport du signal au bruit est donc u/au. Le signal transmis par le filtre 23 est de la forme (U2 cos 2 # t)/2 + U#U cos(2# # # #)t et le rapport du signal au bruit très sensiblement égal à U/2 U correspond à une dégra-ation de 6 dB. Le traitement au moyen du modulateur 24 a des conséquences identiques. Le traitement des signaux par les deux modulateurs dégrafe donc le rapport du signal au bruit de 12 dB. Théoriquement, le filtre 25 doit permettre de rétablir un rapport beaucoup plus grand puisque, devant transmettre un signal non modulé en phase, il est à bande étroite.Mais on sait qu'il est très difficile de réaliser un filtre simple à bande étroite pour transmettre une fréquence élevée (280 MtIz dans l'exemple choisi). il en est de même pour le diviseur de fréquence 26. On peut en outre montrer que, lorsque la séquence numérique transmise comporte une succession de sauts de phase de la porteuse suivant une progression arithmétique de raison #/2, la fréquence reconstituée subit un décalage égal au quart de la fréquence d'hor- loge. il peut, dans ces conditions, devenir nécessaire dtadjoindre au dispositif de reconstitution de la porteuse un déphaseur entrant en service lorsque cette occurrence advient. Le dispositif de l'art antérieur de la Fig. 3 permet dtéviter certains de ces inconvénients en reconstituant la porteuse au moyen dtun oscillateur asservi. Le signal # #k##2 de l'entrée 31 traité par un changeur de fréquence 32 constitué, par exemple, par les modulateurs et filtres 22 à 25 de la Fig. 2 est transformé en signal de la forme 4w /2k# La fréquence de démodulation de fréquence angulaire # est délivrée par un oscillateur asservi 35. Un détecteur de phase 33 compare le signal de fréquence angulaire4/par le changeur de fréquence 32 et le signal, également de fréquence angulaire 4#, délivré par un changeur de fréquence 34, attaqué par ltoscillateur 35.Tout écart entre les fréquences angulaires donne lieu à la production drun signal écart de phase adressé par le détecteur 33 filtré par un filtre passe-bas 36 qui n'en transmet que la composante continue et amplifié par un amplificateur 37 à courant continu qui commande l'alignement en fréquence de l'oscillateur 35. Du fait que le signal à démoduler est élevé à la quatrième puissance pour éliminer les sauts de phase, ce dispositif dégrade le rapport du signal au bruit de la mre façon que le précédent. Le risque d'erreurs en est d'autant plus augmenté que les défaillances du verrouillage de la phase de l'oscillateur local et les erreurs de démodulation cohérente sont d'autant plus probables que le rapport du signal au bruit est plues faible. On connatt d'autres systèmes exempts des inconvénients de l'intermodulation du signal par lui-mtme. Par exemple, l'oscillateur reconstituant la fréquence de démoadulation est asservi par l'écart de phase entre le signal del'oscfI- lateur et les signaux numériques démodulés délivrés par le démodma- teur cohérent. Plus précisément, lorsque la transmission ntexige qu'unie seule voie, la modulation n'emprunte que deux états de phase et l'oscillateur est asservi par un détecteur de phase comparant la phase du signal d'oscillateur à celle des signaux numériques extraits par le démodulateur cohérent; lorsque la transmission est faite par deux voies et que la modulation est à quatre états de phase, les signaux numériques extraits sur chaque voie sont réadditionnés avant d'attaquer le détecteur de phase.Il ne s'agit plus, connue dans les exemples précédents, de comparer seulement les phases de courants non modulés. Le spectre de fréquences du signal modulé de l'oscilla- teur local doit reproduire le spectre du signal reçu. Ce système est donc de réalisation difficile et d'application délicate, car la détection cohérente devient impossible ou tout au moins aléatoire lorsque le spectre de fréquences du signal reçu vient à être modifié, par exemple par des perturbations de transmission. Un dernier dispositif de l'art antérieur, applicable uniquement à la transmission de deux voies, est fondé sur le fait que, lorsque, en démodulation conhérente, la porteuse de modulation et la fréquence ce de démodulation sont en phase, il n'y a pas de diaphonie entre les signaux numériques des deux voies. Ce dispositif comporte deux détecteurs synchrones dont l'un effectue la détection des signaux démodulés de la voie A par ceux de la voie B et l'autre la détection de ceux de la voie B par ceux de la voie A. Un circuit différentiateur forme la différence des signaux issus des deux détecteurs et la composante continue de ladite différence est amplifiée pourcemmender l'oscillateur.Les inconvénients de ce dispositif sont, d'une-part que la détection de l'une des voies ne peut pas être réalisée en l'absence de signaux transmis par l'autre voie et, d'autre part, qu'elle est perturbée par la distorsion des signaux durant la propagation. On peut constater, d'après les rappels qui précèdent, que les inconvénients des dispositifs de l'art antérieur proviennent du fait qu'ils utilisent tous au moins l'une des dispositions suivantes - multiplication par lui-mEme du signal à démoduler - production de la fréquence de démodulation par un oscillateur asservi - filtrage et division de fréquences élevées ; - reconstitution locale d'un spectre de fréquences. Le dispositif de l'invention, qui ne met en oeuvre aucune de ces dispositions, est exempt de leurs inconvénients. On se réfère d'abord, pour sa description, à la Fig. 4 qui le représente sous une forme simplifiée en association avec le dispositif de démodulation cohérente. Le schéma est conçu pour le traitement de signaux à quatre états de phase transportés par deux voies. Un oscillateur local 42 non asservi délivre un signal de fréquence angulaire Q différente de la fréquence angulaire # du signal reçu à l'entrée 41 et modulé à quatre états de phase de sauts k#/2. Un dispositif de changement de fréquence 40 dont une forme de réalisation sera décrite plus loin en détail est attaqué, d'une part par le signal délivré par l'entrée 41 et, d'autre part, par l'oscil- lateur 42 et délivre un signal de fréquence angulaire (4 n 4#) dont la composante 4w n'est plus affectée par les sauts de phase puisque ceux-ci sont devenus : : 4(k i2) = 2 kir, La fréquence de ce signal est divisée par 4 par mi diviseur à circuits logiques 43 qui donne en sortie un signal de fréquence angulaire (X - ). La sortie d'un modulateur en anneau 44 attaqué, d'une part par le signal de fréquence angulaire # de l'oscillateur 42, d'autre part par le signal de fréquence angulaire (#- - ) délivré par le diviseur 43 et élaborant par conséquent les deux termes de modulation de fréquences angulaires 'aet (2#-#) est connectée à un filtre 45 qui ne transmet que la fréquence angulaire # et délivre ainsi la fréquence porteuse reconstituée.Le démodulateur cohérent, du genre connu et analogue à celui de la Fig. 1, démodule le signal de l'entrée 41 au moyen de la porteuse transmise par le filtre 45 par l'intermédiaire d'un déphaseur réglable 49 dont le r81e est de remettre ladite porteuse en phaseavc le signal à démoduler. On retrouve donc sur la Fig. 4 comme sur la Fig. 1 les deux démodulateurs 13 et 14 démodulant respectivement les signaux des voies A et B par les sorties 16 et 17, la fréquence de démodulation parvenant au démodulateur 14 par l'intermédiaire d'un déphaseur 15 qui lui impose un déphasage de #/2. Les figures suivantes sont relatives à la réalisation du changeur de fréquence 40 de la Fig. 4 au moyen de modulateurs de type connu - par exemple en anneau - et de filtres pour délivrer au diviseur de fréquence 43 de la Fig. 4 le signal de fréquence angulaire 4# - 4#. Les Figs, 5 et 6 sont des graphes montrant des exemples de schémas de connexion de ce changeur de fréquence. Chaque petit cercle 51 à 57 de la Fig. 5 et 51, 62 à 64 de la Fig. 6 est un dispositif à modulateur en anneau et à filtre modulant entre eux en amplitude les signaux adressés à ses entrées et ne délivrant qu'une composante déterminée du produit de modulation. Les deux composantes du produit de modulation sont représentées par leur fréquence et leur saut de phase sur la liaison suivant chaque modulateur, la composante transmise par le filtre étant seule encadrée. Les amplitudes des signaux n'étant pas représentées, ces graphe illustrent le fait que ces dispositifs procèdent par sommation algébrique de fréquences et de sauts de phase et constituent en eux-mêmes une description détaillée des traitements auxquels sont soumis les signaux.On retrouve sur les figures, sous une forme très schématique, le dispositif à modulateur 44 et à filtre 45 de la Fig. 4 transmettant la porteuse reconstituée au dér;odulateur. Les connexions de la Fig. 5 sont réalisées de telle sorte que les sosm,ations sont faites pas à pasf un modulateur à filtre moduint avec le signal qui lui parvient du modulateur à filtre précédent tantôt la fréquence angulaire #, tantôt la fréquence angulaire ##k##2. On voit que les filtres de chaque modulateur 51 à 57 ainsi que le diviseur de fréquence 43 n'ont a transmettre que des signaux de fréquences diffrcntielles et ,ue leur réalisation ne pose airlsi aucun problème particulier. Irais les opêratioiis de sommation étant associatives et commutatives, de nombreuses autres solutions de liaison entre modulateurs à filtres sont possibles. Le graphe de la Fig. 6 en donne un exemple qui est illustré de façon plus concrète par le schéma-bloc de la Fig. 7. La différence essentielle, relativement au graphe de la Fig. 6, est que l'un des modulateurs-filtres 63 module entre eux le signal du modulateur à filtre 62 et le signal du modulateur à filtre 61 qui précède celui-ci. Plusieurs termes de fréquences angulaires et de sauts de phase sont ainsi sommes en mime tempos, ce qui permet de réduire le nombre de modulateurs à filtres. Dans la Fig. 7, les modulateurs à filtres 51 et 67 à 64 sont montrés dissociés en leurs éléments constitutifs (modulateur 511 et filtre 512 du modulateur à filtre 51, modulateur 611 et filtre 612 du modulateur à filtre 61, etc.). Pour ne pas surcharger la figure, n'ont été représentés sur les liaisons que les fréquences angulaires et sauts de phase des composantes transmises par les filtres ainsi que les valeurs de fréquences adoptées dans un exemple de réalisa- tion dont les performances sont données plus loin. Le schéma montre en outre deux amplificateurs alternatifs 613 et 633 rétablissant respectivement les niveau des signaux issus des filtres 612 et 622 pour obtenir des signaux d'égale amplitude aux entrées des modulateurs 621, 631 et 641. La réalisation des divers composants n'est pas détaillée du fait qu'elle est à portée, de tout homme de l'art à qui ont été indiquées les exigences à respecter. On remarquera seulement que la bande passante des filtres 512, 612 et 622 qui transmettent des sauts de phase doit entre d'autant plus larve que le débit des bits transmis est plus relevé puisque, en modulation de phase, la varia- tion de fréquence est proportionnelle à la fréquence de modulation. 011 verra par contre que les filtres 632 et 642 sont avantageusement à bande étroite. On peut évaluer la dégradation du rapport du signal au bruit provoqué par le transit des signaux dans la chaîne de la Fig. 7. Comme il est facile de réaliser un oscillateur local 42 à rapport du signal au bruit élevé, le bruit supplémentaire introcluit par les modulateurs 511, 621,641 et 44 connectés audit oscillateur peut entre considéré comme négligeable. Il y a lieu par contre de tenir compte du bruit apporté par les modulateurs 611 et 631 qui modulent entre eux des signaux affectés chacun du bruit d'entrée. On rappelle que, si l'on considère un modulateur recevant des signaux tels que U1 cos#1t + # U1 cos(#1 # ##1)t (1) U2 cos#2t + # U2 cos(#2 # ##2)t (2) dans lesquels #U1, #U2, ##1 et ##2 sont les composantes de bruit, et si ce modulateur est suivi d'un filtre passe-bande ne transmettant que les composantes de la bande entourant la fréquence angu- laire #1 ou #2,comme tel est le cas des filtres 612 et 632, les composantes de sortie du filtre sont 1/2 U1 U2 cos(#1 - #2)t (3) 1/2 U1 # U2 cos(#1 - #2 # ##2)t (4) 1/2 U2 # U1 cos(#2 - #1 # ##1)t (5) 1/2 # U1 # U2 cos(#1 - #2 # ##1 # ##2)t (6) La composante (3) représente le signal utile et le niveau de la composante g) du deuxième ordre est négligeable. L'expérience montre que tout se pàsse comme si les composantes de bruit (4) et (5) n'étaient pas cordelées.Leurs amplitudes s'ajoutant donc quadratiquement et l'amplitude de bruit est donc (1/2) (U12 # U22 + U22 # U12) (7) Mais les modulateurs recevant ici des signaux d' égale amplitude on peut écrire : U1 = U2 = U et (8) #U1 = #U2 = #U (9) l'amplitude du bruit transmis par le filtre correspond à # U#U/2 et le rapport du signal au bruit de sortie devient : (U2/2) / (#2/2 U#U) = U/#2#U (10) Le rapport du signal au bruit à l'entrée étant U/#U, on voit que le passage des signaux dans chacun des dispositifs à modulateur à filtre 611, 612 d'une part, 631, 632 d'autre part, dégrade le rapport du signal au bruit de 3 dB, soit une dégradation de 6 dB au total. Il y a lieu d'ajouter à ce bruit un certain résidu de signaux numériques qui est fonction de la qualité de la modulation et des erreurs d'équilibrage des différents modulateurs en anneau du système. Mais, avec le filtre à bande étroite 632, facilement réalisable du fait qu'il est centré sur une fréquence relativement peu élevée (ici 16 MHz), il est aisé de réduire la bande de bruit dans un rapport d'au moins 100 à 1. On a constaté, au cours d'essais, que le dispositif de la Fig.7 utilisant un signal de fréquence locale de 88 Hz permet de réaliser la démodulation cohérente de signaux numériques à porteuse de 70 iHz à quatre états de phase avec un débit de 26 Mégabits par seconde, avec des taux d'erreurs très proches des taux théoriques estimés en fonction du rapport s/b du signal au bruit à l'entrée, soit - pour s/b = 10 dB taux d'erreurs : 10-3 - pour s/b = 14 dB taux d'erreurs : 10-6 L'invent.ion s'applique évidemment à la démodulation des signaux modulés à deux états de phase. Le schéma est évidemment plus simple que celui de la Fig. 7.Les modulateurs, filtres et amplificateurs 621, 622, 631, 632, 633 sont supprimés et l'amplificateur 613 attaque directement le démodulateur 641. La pulsation des signaux s'exprime par #/#k#, le modulateur 61i et le filtre 612 délivrent un signal (Q - 2 # )#2k# que le modulateur 641 transforme en signal de pulsation (2# - 2#)#2k# que l'on divise par 2 par le diviseur de fréquence 43 à circuits logiques. On peut enfin remarquer que le dispositif de l'invention, qui procède par sommation de fréquences angulaires et de phase peut être utilisé pour la reconstitution d'une fréquence porteuse modulée à n états de phase. Les sauts de phase s'expriment alors par la relation R/n, k et n étant des nombres entiers, k pouvant prendre toute valeur entière de O à n-1 et le signal délivré par le changeur de fréquences ayant des sauts de phase tels que k /n x 2n = 2k#. REVEND IC AT IONS 1 - Dispositif de reconstitution de la fréquence porteuse f de signaux électriques numériques, et notamment de signaux tdléphoni ques numériques, à modulation par sauts de phase de valeur kt/n, k et n étant des nombres entiers et k pouvant prendre les valeurs discrètes 0 à (2n-1), caractérisé en ce qu'il comporte une entrée pour lesdits signaux, un oscillateur local délivrant un signal de fréquence F différente de f, un étage de changement de fréquence connecté à ladite entrée et audit oscillateur et délivrant en sortie un signal de fréquence 2n(F-f) non modulé en phase, un diviseur de fréquence à circuits logiques connecté à la sortie du dispositif de changement de fréquence et délivrant en sortie un signal non modulé en phase de fréquence(P-f), un modulateur dont les entrées sont connectées à ltosciliateur et à la sortie du diviseur de fréquence et délivrant un signal de modulation dont les composantes ont respectivement une fréquence (F-f) et une fréquence f et un filtre connecté à la sortie du modulateur et transmettant la composante de fréquence f. 2 - Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en ce que les signaux occupant deux états de phase de valeurs O et #, l'étage de chan--ment de fréquence délivre des signaux de fréquence 2(F-f). 3 - Dispositif selon la revendication 1, caractérise en ce que les signaux occupant quatre états de phase de valeurs 0, #/2, nu et 3 2, It étage de changement de fréquence délivre des signaux de fréquence 4(F-f). 4 - Dispositif selon l'une quelconque ds revendications 1 à 3, caractérisé en ce que ltétage de changement de fréquence est constitué par un circuit de modulateurs d'amplitude en anneau connectés en cascade, les ceux entrées du modulateur d'entrée étant respectivement colelectées à entrée du dispositif et à l'oscillateur, au moins une entrée de chaque modulateur suivant étant connectée à la sortie d'un modulateur précédent, et en ce que chaque modulateur est suivi d'un filtre ne transmettant que la composante de modulation dont la fréquence poreuse est égale à la différence des fréquences porteuses des signaux entrant dans ledit modulateur. 5 - Installation de démodulation cohérente de signaux électriques à modulation numérique de phase, catactérisée en ce qu'elle comporte un dispositif de reconstitution de fréquence porteuse selon l'une quelcoiique des revendications 1 à 4. 6 - Procédé pour reconstituer la fréquence porteuse f de signaux électriques numériques et notannent de signaux télépgoniques numériques à modulation par sauts de phase de valeur k?r/n, k et n étant des nombres entiers et k pouvant prendre les valeurs discrètes O à (2n-1), caractérise en ce que l'on module en amplitude lesdits signaux par un signal de fréquence fixe F, F étant différente de f, on procède au changement de fréquence du signal de modulation pour obtenir uli premier signal nou modulé en phase et de fréquence 2n(F-f), on divise la fréquence dudit signal par 2n pour obtenir un signal de ftG'-'quonce (F-f), on module ledit signal par le signal de fréquence F et l'on filtre le signal obtenu pour en extraire la fréquence f. 7 - Installation pour la démodulation cohérente pour restitution de la fréquence porteuse de signaux eléctriaues à modulation numérique de phase, caractérisée en ce qu'elle met en oeuvre un procédé selon la revendication 6.