La présente invention concerne les convertisseurs statiques alimentés par une source de tension continue et fournissant un courant alternatif à une charge qui-peut notamment être un tube fluorescent à basse tension. De tels convertisseurs sont fréquement dénomés "ballasts electroniques". On connait déjà de nombreuxscmnvertisseurs de ce type utilisant deux transistors fonctionnant en push-pull, un transistor étant conducteur lorsque l'autre est bloqué. En particulier, on connaît des convertisseurs statiques d'alimentation de tube fluorescent à deux transistors de co-nutation dont les bases sont reliées par des résistances respectives, servant de qénérateurs de courant base pour les transistors, à un point milieu porté à la tension continue d'alimentation, et sont reliées l'une à l'autre par voie inductive, et dont les collecteurs sont couplés l'un à l'autre par capacité, sont reliés au point milieu par des bobines couplées à l'inductance de base et sont découplés par des diodes de cammufation respectives. La charge est placée en série avec un bobinage secondaire couplé inductivement aux bobines de collecteur et constituant primaire. Pour assurer le fonctionnement de ce convertisseur, l'inductance de base est scindée en deux bobines et le point milieu entre celles-ci est relié à un circuit RC qui joue un râle de pilotaqe. Par ailleurs, on interpose souvent, entre le point milieu et la source de tension continue proprement dite, une cellule de filtrage comprenant, à partir du point milieu, un condensateur de quelques dizaines de microfarads de découplage à la masse, puis une bobine de quelques microhenry (3 à 5 # "H dans un cas typiQue}. Si un tel convertisseur permet d'alimenter des tubes à partir d'une source dont la tension varie dans de très larges limites (6 à 72 volts par exemple), il comporte en contrepartie de nombreux inconvénients. Tout d'abord, le choix de l'inductance des bobines entre les bases ne peut constituer qu'un coipromis entre des impératifs opposés. Si l'on choisit une valeur faible, les transistors ne se saturent pas lors de la commutation. Si l'on choisit une valeur élevée, les transistors se saturent mais à chaque alter- nance apparaissent des pointes négatives intenses dues à la décharge de la self qui réagissent sur l'autre transistor. Les transistors ont des durées d'ouverture et de blocage élevées et doivent dissiper une puissance importante, ce qui oblige à utiliser des transistors à dissipation thermique.Dans la pratique, on est amené à ne pas arriver à la saturation et à utiliser des transistors de commutation dont la puissance est plùs de deux fois celle que l'on pourrait évaluer en se basant sur la puissance nominale, par exemple deux fois 30 W pour un tube de i3 W. Lors du fonctionnement à vide du convertisseur (si le tube fluorescent est cassé ou enlevé), la tension collecteurémetteur dépasse au cours de chaque alternance la tension de claquage VceO et l'un des transistors se met en court-circuit en quelques minutes. Enfin, du fait de l'absence de contre-réaction, il se produit lors de l'amorçage du tube fluorescent un appel de courant important. Dans le cas d'une installation comportant plusieurs dizaines de tubes, l'appel de courant est tel qu'il peut obliger à surdimensionner la totalité du circuit d'alimentation. L'importance de ce défaut apparaîtra si l'on se souvient que pour un tube du type qui consomme 1,2 ampère en régime établi, l'appel de courant atteint facilement 24 ampères dans le cas d'un convertisseur du type ci-dessus défini. La présente invention vise à fournir un convertisseur statique répondant mieux que ceux antérieurement connus aux exigences de la pratique, notamment en ce que les inconvénients ci-dessus y sont écartés dans une large mesure. Dans ce but, l'invention propose un convertisseur du genre ci-dessus défini caractérisé notamment en ce qu'une bobine d'inductance suffisante pour réaliser une adaptation d'impédance avec le convertisseur proprement dit est interposée entre le point milieu et la source d'alimentation, immédiatement en amont du point milieu. Pour réaliser l'adaptation d'impédance, la bobine a une inductance très supérieure à celui des bobines de filtrage qui ont quelquefois été utilisées par le passé et elle ne doit pas être séparée du point milieu par un condensateur de découplage à la masse.Dans la pratique, l'inductance sera toujours supérieure à 70pH et pourra atteindre 100-H pour des tubes de faible puissance (6 à 13 W) alimentés sous faible tension (jusqu'à 24 volts), et dépasser 100 mH pour des tubes puissants (40 W par exemple) alimentés sous tension élevée (72 volts et davantage). L'invention sera mieux comprise à la lecture de la description qui suit d'on Iode particulier de réalisation de l'invention et de la co paraison qui en est faite avec un conver- tisseur suivant l'art antérieur.La description se réfère aux 'dessins qui l'acconpagnent, dans lesquels : - les figures 1 et 2 sont des shémas de principe rentrant respectivement un convertisseur suivant l'art antérieur et un convertisseur suivant l'invention - la figure 3 montre schématiquement la variation de la tension collecteur de l'un des transistors en fonction du temps dans le cas de l'invention (courbe en tirets) et du convertisseur suivant la figure 1 (courbe en trait plein) ; - la figure 4 est un schéma de principe d'une constitu- tion avantageuse des inductances du circuit ; - la figure 5 est un schéma de principe d'un atténuateur utilisable avec le convertisseur de la figure 2. Le convertisseur suivant l'art antérieur représenté schéatiquebent en figure 1 colporte deux transistors 10 et Il de type MPN. Les émetteurs de ces transistors sont reliés à la masse. Les collecteurs sont reliés à un point milieu C par des bobines respectives 12 et 13 montées sur un noyau magnétique et sont couplés l'un à l'autre par un condensateur 14. Des diodes de commutation respectives 15 et 16 relient également les collecteurs des transistors 10 et Il à là masse. Les bases des transistors 10 et il sontreliées,en général par des résistances respectives 17 et 18, au point milieu C. De plus, ce point milieu est relié à la source de courant continu d'alimentation UN. Les résistances 17 et 18 jouent le rôle de générateurs de courant de leur base, tandis aue le rôle de qénérateur de tension de base est loué nar deux bobines 19 et 20 montées sur le noyau magnétique, donc counlées aux bobines 12 et 13, et reliant les bases. Le point milieu entre les bobines 19 et 20 est relié à un circuit RC que l'on peut regarder co Re un circuit de pilotage, comprenant, dans une branche, un condensateur 21 et, dans l'autre branche, une résistance 22 et une diode 23. La charge, constituée par un tube fluorescent 24, est montée dans un circuit comprenant un bobinage 25 couplé par voie inductive avec les bobines 12 et 13 et, dans ce but, placée sur le même noyau (pot ou bStonnet de ferrite par eemple). On a également représenté, sur la fleure 1, une cellule de filtrage qui est souvent utilisée dans les convertisseurs de ce type, pour protéger la source d'alimentation. Cette cellule est constituée par une self 26 de quelques pH et un condensateur 27 de découplage, ce dernier placé entre le point milieu C et la self 26. Comme il a été indiqué plus haut, ce convertisseur présente un certain nombre d'inconvénients qui apparaîtront mieux en se référant à un exemple particulier. Avec une source de tension + UN de 24 volts2 on est généralement amené à utiliser une self 26 de 5 p H pour un tube de 13 W et un condensateur 26 de 50 microfarads pour que le filtrage soit satisfaisant. Dans ces conditions, le signal de tension qui apparaît au point C est ondulé du fait du circuit oscillant de pilotage. L'oscilla-. tion est contrecarrée par la tension constante appliquée et le condensateur 27 directement lié au point C qui provoque des surtensions et représente un second système oscillant. On constate (figure 3) que la variation de tension Vce au collecteur de l'un des transistors présente des singularités lors des périodes tc au cours desquelles le transistor n'est pas bloqué. En particulier, on constate alors la présence, immédiatement après blocage, d'une pointe de tension positive qui, dans le cas indiqué, est de l'ordre de 30 volts, suivie d'une pointe de tension négative importante, ce qui entraîne une dégradation lente des transistors et exige d'utiliser des transistors à dissipation. Les variations de tension au point C ne dépassent guère 1,5 UN et au collecteur de chaque transistor 1,5 à 2 UN. Le mode de réalisation illustré en figure 2 (où pour plus de simplicité les organes correspondant à ceux de la figure 1 portent le même numéro de référence) comporte une cellule d'adaptation d'impédance comportant une self 28 et un condensateur 29. La self, constituée par une bobine sur ferrite, est choisie à une valeur suffisante pour assurer un découplage entre l'alimentation d'une part, le convertisseur proprement dit d'autre part.Cette bobine 28 doit donc avoir une inductance très supérieure à celle de la self de filtrage 26 de la figure 1 d'autant plus élevée que la puissance consommée et UN sont éle vies. Dans la pratique, les valeurs utilisées ont les ordres de grandeur suivants : Puissance du tube Tension d'alimentation UN bobine 28 6-8 watts 12 volts 75 13 12 160 26 12 448 6-13 24 150 40 72 107 mH Incidemment, il faut remarquer que la self 28 ne présente pas l'inconvénient d'une résistance d'adaptation, dont la présence se traduirait par une consommation de courant et une chute de tension. Si, dans le cas de la figure 1, les résistances 17 et 18 ne sont pas indispensables,il est impossible de les supprimer dans le cas de l'invention, étant donné le rôle de qénérateur de courant de base rempli par ces résistances. Par ailleurs, les résultats favorables obtenus par l'invention disparaissent si l'on tente de maintenir dans le circuit de la figure 2 le circuit RC de la figure 1, sauf évidemment si l'on donne aux impédances de ses constituants des valeurs telles que le circuit a une impédance extrômement élevée.Si l'on conserve les valeurs habituelles pour un schéma du genre de la figure 1, qui impose une résistance de 5 à 30 ohms environ et un condensateur de quelques microfarads pour une puissance de 13 W sous 24 volts, le circuit de la figure 2 ne fonctionne pas de façon satisfaisante : on voit en effet réapparaître des pointes de tension, une dégradation des signaux et un chauffage des tran sistors. Les variations de la tension Vce obtenues gracie au circuit de la figure 2 sont données sur la figure 3 en tirets : il semble que les oscillations sont créées par charge et décharge alternées des bobines placées dans les circuits de collecteur et de base des transistors 10 et 11. De façon plus précise, il semble que les bobinages de collecteurs 12 et 13 induisent dans les bobines 19 et 20 de base (qui peuvent se réduire à une seule puisqu'il n'est plus nécessaire d'avoir un point milieu) des tensions alternatives. Ces dernières bloquent alternativement chaque transistor, en débloquant en même temps l'autre. Les courants de base sont fournis par les résistances 17 et 18. Le nombre de spires constitutives des bobines 19 et 20 est choisi en fonction du gain des transistors et il reste toujours très faible (1 à 4 spires lorsque UN = 12 volts et 2 à 8 lorsque UN = 24 volts). Pratiquement, à puissance égale de la charge, il-faût doubler le nombre de spires constitutives des bobines de base lorsque la tension d'alimentation double. Avec une telle disposition, on constate que l'on-trouve une valeur de crête de Vce qui est de l'ordre de 3 UN (alors que dans le cas de la figure 1 on ne dépasse guère 1,5 à 2 UN, la figure 3 ayant été déformée pour plus de clarté). En conséquence, les transistors fonctionnent, pendant les périodes où ils sont conducteurs, approximativement à la tension de collecteur de saturation prévue par le constructeur (de l'ordre de 500 millivolts par exemple). Par ailleurs, les bobinages 12 et 13 étant soumis à une tension alternative dont l'amplitude atteint 3 UN, le nombre de-spires de la bobine 25 du circuit secondaire dans lequel est placé le tube fluorescent 24 peut être diminué, à tension d'alimentation égale de ce tube. Enfin, du fait de la présence de la self 28, l'appel de courant au moment de l'amor çage est très réduit. On peut encore noter qu'il est possible d'atteindre des fréquences d'alimentation très élevées, jusqu'à 200 KHZ si nécessaire (alors que le circuit de la figure 1 ne prévoit guère de dépasser 20 KHz), étant donné que cette fréquence n'est plus déterminée à partir d'un circuit RC. Bien que la présence du condensateur 29 (dont la valeur ne dépassera pas 10 fF en général) ne soit pas indispensable, elle est très favorable car le condensateur 29 absorbe alors les pointes négatives apparaissant lors des commutations des deux transistors. Le condensateur peut être électrochimique ou à film plastique, le choix étant effectué en fonction de l'encombrement accepté. L'absence du condensateur 29 se traduit essentiellement par l'amorçage des tubes à une tension plus élevée et par une courbure de la courbe de saturation des transistors, donc par un échauffement. La cellule 30 est destinée à protéger la source d'alimentation contre les composantes alternatives générées par le convertisseur. La cellule illustrée est une cellule en L du type classique et il n'est pas nécessaire de la décrire davantage. La bobine 28 devant avoir une valeur relativebent élevée, elle sera en général bobinée sur un pot ou bâtonnet de ferrite, suivant la puissance et l'encombrement. I1 faut noter au passage que cette bobine remplit, en plus de son rôle principal, un rôle d'antiparasitage qui n'est pas négligeable et complète celui de la cellule 30. Etant donné que le convertisseur selon l'invention, contrairement au convertisseur de la figure 1, ne nécessite pas d'avoir accès au point milieu entre les bobines de base 19 et 20, ensemble des bobines est avantageusement groupé suivant la disposition illustrée en figure 4. Sur un .i circuit saqné- tique constitué par une carcasse 31 est montée d'une part la bobine secondaire 25 alimentant le tube 24, éventuellement à travers un condensateur 32 de suppression de composante continue. Sur un autre bras sont montées les bobines 12, 13, 19 et 20. Les bobines 19 et 20 sont en fait fusionnées en un seul enroulement 19,20 placée sandwich entre l'enroulement externe 12 et l'enroulement interne 13. Grâce à cette disposition, i1 est possible d'utiliser un nombre de spires total impair pour lten- roulement 19,20 ce qui permet d'ajuster par demie spire le nombre de spires de chaque bobine de base 19 et 20. Pratiquement, les nombres de spires totaux de base pour des convertisseurs alimentés en 12 volts varient entre 1 et 4 et entre 2 et 8 pour les convertisseurs alimentés en 24 volts, comme il a déjà été indiqué plus haut, pour des transistors dont le gain ne dépasse pas 60. Enfin, la figure 4 montre un atténuateur qui peut être utilisé pour régler la luminosité du tube, ceci en conservant un rendement satisfaisant. Jusqu'ici, on a surtout utilisé comme atténuateurs des résistances ou potentiomètres permettant de faire varier directemcnt la tension d'entrée continue. Mais le potentiomètre doit dissiper une puissance importante donc doit être prévu en conséquence. De plus, dans ce cas, l'ensemble constitué de I'atténuateur et du convertisseur consomme en permanence une puissance qui est 'au moins égale à la puissance nominale et qui est très supérieure lorsque l'atténuateur est en service pour diminuer le flux lumineux du tube. Cet inconvénient est dans une large mesure écarté en associant, au circuit de la figure 2, l'atténuateur illustré en figure 4 Cet atténuateur est constitué par un multitlDrateur astable constitué, de façon classique, par deux transistors 33 et 34, la base de chaque transistor étant couplée au collecteur de l'autre par un condensateur 35 ou 36. Le rapport cyclique du signal de sortie prélevé sur le collecteur du transistor 34 est ajustable à l'aide d'un rhéostat 38 à coande manuelle, place en parallèle sur une résistance ajustable 37 de polarisation de base d'un des transistors et sur la résistance de polarisation de base de l'ensemble des deux transistors 39.Le signal de sortie est Aatplifié par un montage Darlington 40 pour constituer la tension UN d'aliitentation du convertisseur proprement dit. L'attenuateur est ewldewment associé à une source de tension E. On voit qu'en agissant sur la résistance 38, on modifie tout à la fois la période T totale et le rapport cyclique, mais sans modifier sensiblement pour autant la tension UN. On peut ainsi modifier dans un rapport très important l'intensité lumineuse du tube, puisque la limite inférieure n'est en fait constituée que par la nécessité de ne pas descendre au-dessous de la frequence pour laquelle on voit apparaître des scintillations du tube (40 Hz environ). Mais la puissance consommée par l'installation reste, quelle que soit la puissance appelée par le tube, très proche de cette dernière.Etant donné qué la tension d'alimentation du tube ne change pratiquement pas, le tube est susceptible de s'amorcer même avec l t atténuateur en service, ce qui n'est pas le cas dans les installations où l'on diminue la tension d'entrée. Dans celles-ci en effet, il faut d'abord amorcer l'arc sous tension élevée pour pouvoir ensuite diminuer cette tension d'alimentation dans une mesure qui est d'ailleurs également limitée du fait de l'impossibilité de passer en-dessous de la tension de désamorçage du tube. L'invention est évidemment susceptible de nombreuses variantes de réalisation. En particulier, il va sans dire que le convertisseur peut être réalisé avec des transistors PNP, ce qui amène à modifier les polarités et à inverser les connections d'émetteurs et de collecteurs. Il va sans dire que de telles variantes, ainsi plus généralement que toutes celles restant dans le cadre des équivalences, sont couvertes par le présent brevet. REVENDICATIONS 1. Convertisseur statique continu-alternatif, notaient pour alimentation de tubes fluorescents, comprenant deux transistors dont les bases sont reliées par des résistances respectives à un point milieu porté à la tension continue d'alimentation et l'une à l'autre par une inductance et dont les collecteurs sont couplés l'un à l'autre par capacité, reliés au point milieu par des bobines couplées à l'inductance de base et découplés par des diodes de commutation, caractérisé en ce qu'une bobine d'inductance suffisante pour réaliser une adaptation d'impédance avec le convertisseur proprement dit est interposée entre ledit point milieu et la source d'alimentation, immédiatement en amont du point milieu. 2. Convertisseur suivant la revendication 1, caractérisé en ce que l'inductance de ladite bobine est supérieure à 70 microhenry. 3. Convertisseur suivant la revendication 1 ou 2, caractérisé en ce que l'inductance de ladite bobine dépasse 100 millihenry lorsque le convertisseur est alimenté sous tension élevée et alimente un tube de plusieurs dizaines de volts. 4. Convertisseur suivant l'une quelconque des revendications 1 à 3, comportant un condensateur de filtrage de valeur inférieure à 10 microfarads de découplage à la masse placé en amont de ladite bobine d'inductance d'adaptation d'impédance. 5. Convertisseur suivant lune quelconque des revendic- tions 1 à 4, caractérisé par une cellule de filtrage placée entre ladite bobine d'adaptation d'impédance et la source de tension continue. 6. Convertisseur suivant l'une quelconque des revendications 1 à 5, caractérisé en ce que l'inductance de base est constituée par une bobine unique placée sur une carcasse magnéti- que entre les deux bobines de collecteur. 7. Convertisseur suivant la revendication 6, caractérisé par un bobinage secondaire en circuit avec la charge, placé sur une seconde branche de ladite carcasse magnétique. 8. Convertisseur suivant l'une quelconque des revendications i à 7, caractérisé en ce que la source de tension continue comporte un circuit atténuateur comprenant un multivibrateur as table dont la fréquence de récurrence et de rapport cyclique sont ajustables.