L'invention est relative aux dispositifs pour exploiter les variations de la charge électrique induite, sur les électrodes A et B d'un condensateur de capacité faible, c'est-à-dire inférieureà 10 pF et de préférence à 1 pF, par au moins un diélectrique porteur en permanence de charges électriques ou d'une polarisation é- lectrique, lesdites variations étant produites par un paramètre extérieur. Elle vise plus particulièrement, parce que c'est dans leur cas que son application semble devoir offrir le plus d'intérêt, mais non exclusivement, parmi ces dispositifs, ceux pour lesquels le condensateur fait partie d'un transducteur électromécanique pour lequel le paramètre d'action est une pression ou un déplacement (cas d'un bouton-poussoir) ou encore d'un détecteur sensible à une irradiation ionisante constituant ledit paramètre d'action. Pour que les variations de charge en question puissent se traduire par des variations de potentiel exploitables, le circuit d'exploitation doit présenter une grande impédance d'entrée : si en effet son impédance d'entrée est faible, lesdites charges s'écoulent rapidement à travers elle et n'engendrent aucune différence de potentiel exploitable. I1 est connu d'utiliser à cet effet des montages à ùn ou deux transistors à effet de champ présentant chacun une grille, un drain et une source. Dans les montages à transistor unique, les électrodes A et B sont branchées soit aux bornes d'une résistance r reliant la grille du transistor au point commun du montage, soit directement entre cette grille et ce point commun. La première solution n'est envisageable en pratique que pour l'exploitation de vibrations, notamment du type acoustique ou ultrasonore, vu que la constante de temps formée par la capacité du condensateur A-B, la capacité d'entrée parasite du transistor et la résistance r est relativement faible : en particulier, il est difficile de donner à la résistance r une valeur très élevée si l'où désire réaliser cette résistance de manière intégrée. Or cette constante de temps doit être élevée par rapport au temps d'action du paramètre à étudier. En particulier cette première solution n'est pas applicable à l'exploitation de variations lentes de charge telles que celles produites par les déplacements relativement lents mis en oeuvre lors des actionnements des boutons-poussoirs. La seconde solution, qui revient à supprimer de la première la résistance r de polarisation de la grille, permet certes d'exploiter des variations lentes de la charge induite sur les électrodes A et B. Mais elle présente d'autres inconvénients, et en particulier les suivants - le potentiel de la grille est aléatoire, c'est-à-dire non défini, et l'existence inévitable de chemins électriques parasites risque alors d'entrainer ce potentiel vers un potentiel imposé en un autre point du circuit, tel que celui de l'une des bornes d'alimentation de ce circuit, - si une impulsion accidentelle de tension est induite sur l'électrode reliée à la grille, par exemple à la suite de la mise en marche ou de l'arrêt d'un appareil électrique, le transistor peut être détruit par la brusque surtension en résultant, - l'absence de polarisation de la grille rend l'ensemble extrêmement sensible aux variations du potentiel statique environnant c'est ainsi que, dans un clavier de machine à écrire dont les touches seraient équipées de boutons-poussoirs du type de oeux concernés par 1 'in- vention, il serait nécessaire de réaliser un blindage électrostatique de très haute qualité pour chaque touche, afin d'éviter que celles-ci ne soient actionnées par le simple rapprochement de tissus synthétiques portés à des potentiels fluctuants. Dans les montages connus à deux transistors, ceux-ci sont montés d'une manière complémentaire l'une de l'autre et leurs grilles, réunies entre elles, remplacent la grille du transistor unique selon la seconde solution évoquée précédemment. Ces montages - qui ont été utilisés jusqu'à ce jour uniquement pour exploiter des fluctuations alternatives de capacités relativement élevées, c'est-à-dire supérieures à 10 pF (microphones) - permettent de polariser les grilles à une tension égale à la moitié de la tension d'alimentation, ce qui supprime le premier inconvénient signalé pour la seconde solution ci-cssus,mais pas les autres. De-plus, ils exigent l'utilisation de deux transistors "apairés"-,-c'est-à-dire présentant des caractéristiques rigoureusement complémentaires. Les montages adoptés selon l'invention pour assurer l'exploitation désirée permettent d'écarter les différents inconvénients des montages ci-dessus. Ils comprennent deux transistors à effet de champ de types de conduction différents montés de façon complémentaire entre les deux bornes d'une alimentation électrique et comprenant chacun une grille, une source et un drain, les grilles de ces transistors é- tant reliées entre elles, à l'électrode A à travers une diode D montée dans le sens adéquat défini ci-après et à l'électrode B à travers une résistance R, leurs sources (ou drains) étant reliées respectivement, la première à l'électrode A et à l'une des bornes de l'alimentation électrique, et l'autre à l'autre borne de cette alimentation, et leurs drains (ou sources) étant reliés entre eux et à une sortie S elle-même connectée à un circuit d'exploitation. Le sens adéquat du montage de la diode est celui pour lequel elle se laisse traverser par les courants allant vers la borne positive de l'alimentation électrique. I1 convient de signaler ici que ces derniers montages sont connus en soi, mais n'ont jamais été utilisés jusqu'à ce jour pour exploiter les variations de charge de type très particulier exclusivement visées ici : ces montages étaient uniquement utilisés dans des circuits logiques, notamment à des fins d'inversion ou de conversion d'une logique d'un type donné à une autre. Les demandeurs ont établi que l'utilisation de tels montages dans le présent cadre permettait de résoudre automatiquement les différents problèmes d'exploitation qui se posent, tant au plan des performances (précision, sensibilité, fiabilité), compte tenu de la petitesse des capacités et variations de charges mises en jeu, qu'à celui de la sécurité et de la protection des différents composants, notamment des transistors, contre les phénomènes électriques perturbateurs. Dans des modes de réalisation préférés, on a recours en outre à l'une et/ou à l'autre des dispositions suivantes - l'ensemble des deux transistors à effet de champ, de la résistance R et de la diode D constitue au moins une partie d'un circuit intégré, notamment du type MOS, - le circuit d'exploitation comprend une porte logique à deux entrées et à-une sortie susceptible de présenter sur sa sortie, en fonction de l'état électrique de l'une de ses deux entrées, un étal prédéterminé ou un état reflétant celui de son autre entrée, - le dispositif selon l'alinéa précédent est associé à une pluralité de dispositifs analogues arrangés selon une matrice de lignes et de colonnes et sensibles respectivement aux actions du paramè- tre localisées sur eux, à un circuit de balayage de lignes connecte à une pluralité de conducteurs de ligne et à un circuit de lecture de colonnes connecté à une pluralité de conducteurs de colonne croisés par rapport aux conducteurs de ligne, les deux entrées de chaque porte étant reliées respectivement à la sortie S correspondante et au conducteur de ligne correspondant, et la sortie de cette porte étant reliée au conducteur de colonne correspondant, - dans un dispositif selon l'alinéa précédent, le paramètre d'action est l'enfoncement ou le retrait d'une touche faisant partie d'un clavier, les différentes touches de ce clavier étant associées respectivement aux différents dispositifs de la matrice. L'invention comprend, mises à part ces dispositions principales, certaines autres dispositions qui s'utilisent de préférence en même temps et dont il sera plus explicitement question ci-après. Dans ce qui suit, l'on va décrire quelques modes de réalisation préférés de l'invention en se référant au dessin ci-annexé d'une manière bien entendu non limitative. La figure 1, de ce dessin, montre schématiquement un dispositif d'exploitation selon l'invention. La figure 2 est un diagramme permettant d'expliquer le fonctionnement de ce dispositif. La figure 3 montre schématiquement un ensemble de plusieurs tels dispositifs associés en matrice conformément à l'invention. Le condensateur considéré C comprend, entre ses deux électrodes ou armatures A et B, un diélectrique 1 chargé électriquement en permanence au voisinage de l'une au moins de ses faces, ainsi qu'il a été schématisé par les signes - sur la figure 1, étant bien entendu que les charges en question pourraient aussi bien être positives que négatives, ou même partiellement positives et partiellement négatives avec un solde global éventuellement nul, ces charges pouvant être réelles ou fictives telles que celles dues à la présence d'une polarisation électrique dans le diélectrique. Le diélectrique chargé est avantageusement un électret. Mais il peut également être constitué par un matériau piézoélectrique ou pyroélectrique. I1 se présente généralement sous la forme d'une feuille mince parallèle aux électrodes. La capacité totale du condensateur C ainsi défini est faible, c'est-à-dire inférieure à 10 pF, étant généralement de l'ordre de 0,5 à 1 pF. On sait que certains paramètres extérieurs sont de nature a modifier la charge d'un tel diélectrique 1 : il s'agit par exemple du simple déplacement de l'une des électrodes du condensateur par rapport à l'autre, parallèlement ou perpendiculairement au diélec- trique, ou encore de l'application d'une pression ou d'un choc sur ce condensateur, ou même de la manifestation d'une irradiation ionisante propre à atteindre la face chargée du diélectrique, si celuici est un électret, ou de la mise en contact d'un fluide tel qu'une vapeur organique avec une telle face. Pour des applications de plus en plus nombreuses, on cherche à exploiter les variations de charge résultantes à des fins de commande,d'alarme, de mesure, etc. On a recours à cet effet, selon l'invention, à un premier circuit 2 comprenant deux transistors à effet de champ 3 et 4 de types de conduction différents, c'est-à-dire respectivement de type à canal n et de type à canal p, montés de façon complémentaire entre les deux bornes P et Q d'une source d'alimentation électrique 5 propre à engendrer une tension continue V, chacun de ces transistors comprenant une grille (respectivement 3g, 4g), une source (3s, 4s) et un drain (3d, 4d). Les grilles 3gV 4g de ces deux transistors sont reliées - entre elles au point G, - à l'électrode A - elle-même reliée au point commun O du montage à travers une diode D montée dans le sens "adéquat" défini ci-dessus, c'est-à-dire conductrice en direction du point G si la borne P de la source 5 est positive, - et à l'électrode B à travers une résistance R. Les sources 3s et 4s des deux transistors sont reliées respectivement, la première à l'électrode A et à l'une des bornes Q de la source 5, et l'autre à l'autre borne P de cette source 5. Quant aux drains 3d et 4d des deux transistors, ils sont reliés entre eux et à une sortie S elle-même connectée à un second circuit d'exploitation 6 extérieur au premier circuit 2, lequel constitue donc une sorte de circuit d'entrée pour ce circuit 6. En outre une seconde diode D' est montée aux bornes du condensateur C, dans le-même sens que la diode D. L'ensemble des composants 3, 4, R, D, D' constituant le circuit 2 et de leurs connexions se présente avantageusement sous la forme d'un circuit intégré. I1 est à noter que le montage de la diode D, ou des deux diodes D et D' s'il en est prévu deux, en parallèle sur le condensateur C et non pas en série sur celui-ci, constitue un avantage essentiel de l'invention. Comme il sera exposé ci-après, c'est en effet ce montage en parallèle qui entraine d'une part,. la création d'une impédance très élevée vis-à-vis des variations de potentiel du condensateur C dans un premier sens, tout en autorisant le passage d'un courant inverse très faible, et d'autre part l'écoulement du courant créé par les variations de potentiel du condensateur C en sens inverse du précédent. Le montage d'une diode en série sur l'une des deux électrodes du condensateur C, montage que l'on rencontre dans certaines réalisations connues du genre considéré, ne présenterait pas cet avantage sélectif : la capacité du condensateur C est en effetlci très faible, et donc inférieure à la capacité parasite des diodes connues, de sorte qu'une telle diode montée en série sur le condensateur C ne pourrait jouer le rôle que d'une capacité elle-meme montée en série sur ce condensateur. Le fonctionnement du circuit 2 est le suivant. Au repos les potentiels des points G et E (ce dernier point étant l'entrée du circuit 2 reliée à l'électrode B) sont égaux au potentiel du point commun 0, lequel est ici directement relié à la borne Q, à l'électrode A et à la masse. Le transistor 3 est bloqué et présente donc une forte résistance (typiquement supérieure à 100 MQ) entre son drain et sa source alors que le transistor 4 conduit et présente donc une résistance faible (typiquement quelques centaines d'ohms) entre son drain et sa soute. Le potentiel de la borne S est donc pratiquement égal à celui de la borne P, sous réserve que la charge 6 reliée à cette borne S ait une impédance suffisante (typiquement supérieure à 1000 Q). Lorsque la charge induite sur les électrodes A et B varie sais l'action du paramètre d'action dans un sens qui tend à faire croitre le potentiel de la borne E, les diodes D et D' sont bloquées (étant montées dans le sens correspondant) et présentent une impédance très 10 grande (facilement supérieure à 10 ohms). Ladite variation de charge se traduit donc par une variation de tension entre les bornes I et E, même si cette variation est lente :- le transistor 3 devient alors progressivement, et de plus en plus, conducteur et le transistor 4 moins conducteur, et le potentiel de la borne S décroit progressivement depuis une valeur voisine de V vers une tension voisine de la tension de référence de la borne O (ici zéro), Un tel circuit peut fonctionner de manière linéaire, c'est-àdire de telle sorte que le potentiel de la borne S varie linéaire ment en sens inverse de celui de la borne E. I1 peut également fonctionner en régime de commutation : dans ce cas, le potentiel V de la borne S est, soit voisin de V, soit voisin de O selon que le potentiel V de la borne E est inférieur ou supérieur à un seuil critique. Pour déterminer le type de fonctionnement désiré, on ajoute ou non, entre les bornes G et S ou E et S, des résistances de polarisation ou capacités telle que l'impédance résistive ou capacitive schématisée par le rectangle 10 entre G et S. Ce montage présente ici de nombreux avantages,tels que les suivants. I1 assure une adaptation d'impédance idéale car il présente une impédance d'entrée très élevée (typiquement supérieure à 101 Q). En outre l'utilisation des deux transistors permet de réduire très notablement la consommation de courant à partir de la tension d'alimentation V lorsque la sortie S est reliée à des circuits à impédance essentiellement capacitive, comme c'est le cas pour les structures MOS par exemple. Par ailleurs le gain en tension peut être très élevé (typiquement de l'ordre de 500). Pour son fonctionnement en commutation, le dispositif présente une grande insensibilité au bruit, les -fluctuations de tension inférieures au seuil de commutation n'apparaissant pas en sortie : ce dernier avantage est particulièrement important dans le cas présent où la source des signaux est essentiellement capacitive. De plus, quel que soit le degré de complémentarité des deux transistors, même si ceux-ci ne sont pas apairés de manière rigoureuse, le potentiel au point G étant compris entre O et V, les diodes D et D' sont bloquées, mais permettent une polarisation automatique des grilles des transistors par le très faible courant inverse qui les traverse. En l'absence de manifestation du paramètre d'action, les potentiels des bornes E et G se trouvent maintenus au potentiel de la borne o. Par ailleurs on sait que les transistors à effet de champ (JFET ou MOS) peuvent être détruits par des surtensions positives ou négatives. Dans le-cas présent, lorsqu'une surtension parasite négative apparat sur la borne E, la résistance R limite le courant, les diodes D et D' deviennent conductrices et maintiennent le potentiel du point G à une tension voisine de O, ce qui assure la protection des transistors.Si une surtension positive parasite apparat sur la borne 5, les diodes sont bloquées jusqu'à ce que cette surtension ait atteint la tension d'avalanche de ces diodes, à partir de laquelle celles-ci deviennent conductrices et empêchent le point G d'atteindre un potentiel supérieur à cette tension d'avalanche : on choisit donc pour les diodes une tension d'avalanche supérieure à la valeur de déclenchement souhaitée au point G mais inférieure au seuil dangereux pour les transistors. Le montage assure ainsi une protection totale des transistors tout en permettant une excursion importante de potentiel au niveau des bornes E ou G. Lorsque le paramètre d'action n'agit pas, les charges qui pourraient être accidentellement engendrées sur l'électrode B reliée aux grilles en G disposent d'un chemin naturel par lequel elles peuvent s'écouler, à savoir les diodes. Si ces charges ont la polarité qui correspond au sens passant du courant dans ces diodes, elles s'écoulent directement; si elles ont la polarité inverse, elles s'écoulent sous forme du courant inverse de ces diodes. Par conséquent le condensateur C tend à rester naturellement dans son état caractérisé par le potentiel de la borne E égal ou voisin du potentiel de la borne 0. En se référant aux trois graphiques a, b et c de la figure 2, on va expliquer ci-après le mode d'action d'un paramètre susceptible alternativement d'augmenter et de diminuer la charge induite sur l'électrode B, ce paramètre étant ici, à titre d'exemple non limitatif 9t le déplacement (enfoncement, puis dégagement) d'un bouton-poussoir ou touche avantageusement réalisé selon les enseignements du brevet France nO 78 21076 déposé par les demandeurs le 13 juillet 1978. Sur chacun des trois graphiques en question les abscisses représentent le temps t. En ordonnées, ce sont les déplacements d du bouton qui ont été représentés sur le graphique a, la tension VE à l'entrée E du circuit 2 qui a été représentée sur le graphique b et la tension VS à la sortie S dudit circuit 2 qui a été représentée sur le graphique c. Quand, à partir de l'instant initial 0, on enfonce le bouton, la tension d'entrée VE croit progressivement de sa valeur nulle à une valeur maximum. Des la fin de l'enfoncement (instant t1) cette tension VE décroit exponentiellement (courbe 7) avec une constante de temps qui dépend du courant de fuite des diodes polarisées en inverse, et qui peut aisément atteindre plusieurs minutes. Lorsque le bouton est ramené vers sa position initiale, le potentiel de la borne E décroît aussi longtemps qu'il est supérieur au potentiel de la borne 0. Lorsque la différence de potentiel entre ces deux bornes s'est annulée (instant t2), même' si le bouton n'est pas revenu entièrement en sa position initiale, le potentiel des grilles demeure égal à celui de la borne commune O car les charges engendrées sur les électrodes A et B s'écoulent alors dans les diodes qui, cette fois, sont passantes. Lorsque le bouton est revenu en sa position initiale, les potentiels des bornes O et E sont pratiquement égaux et il est donc possible sans plus attendre de recommencer la manoeuvre. I1 est à noter que, si le système avait été symétrique, la différence de potentiel entre les bornes E et O aurait suivi 1 'évo- lution décrite sur la partie pointillée de la courbe 7 de sorte que le renouvellement de la manoeuvre du bouton juste après son retour en sa position initiale aurait produit une tension différente de celle obtenue dans le premier cycle et dans certains cas insuffisante pour atteindre le seuil de déclenchement dans un régime à commutation. Sur le troisième graphique c de la figure 2 apparaissent les états bas et haut (courbe 8) de la tension VS appliquée sur la borne S lorsque le dispositif fonctionne en régime de commutation, ces états correspondant respectivement au passage de la tension VE audessus et au-dessous du seuil de déclenchement respectivement aux instants t3 et t4. Dans cette hypothèse d'un fonctionnement en régime de commutation, on choisit avantageusement le seuil en question supérieur aux valeurs correspondantes du bruit et des parasites. De nombreuses variantes du circuit 2 décrit ci-dessus peuvent être envisagées sans sortir du cadre de l'invention. C'est ainsi que les polarités des transistors 3 et 4 repré- sentées sur la figure 1 peuvent être inversées, à condition d'inver ser la polarité de la tension d'alimentation. De même la borne S, au lieu d'être commune aux drains des deui transistors, peut être commune à leurs sources. Dans ce cas, ce sait les drains qui sont reliés respectivement aux bornes P et Q. Les transistors peuvent être du type à jonction ou à grille isolée comme par exemple les transistors MOS ou MOS FET. Si on souhaite que le potentiel au repos de la borne E soit voisin de V et non de O, il suffit de brancher les diodes D et D' entre les bornes E et G d'une part et la borne P, au lieu de la borne 0, d'autre part. On peut également brancher le condensateur C entre les bornes E et P au lieu de le brancher entre les bornes O et E. Sur la figure 1, on a représenté les deux diodes D et D' situées de part et d'autre de la résistance R. Dans la pratiaue, compte tenu des techniques d'intégration électronique, il peut être avantageux d'utiliser une diode répartie le long de la résistance R au lieu de diodes discrètes, ou encore une combinaison entre une diode répartie et des diodes discrètes, toutes ces diodes étant montées en parallèle dans le sens défini plus haut. D'une manière plus générale, il faut comprendre que, par le mot "diode", on entend ici tout organe unidirectionnel propre à laisser passer facilement le courant dans le sens "adéquat" - c'està-dire celui allant de la borne O à la borne G si le point P est polarisé positivement - et très difficilement dans le sens inverse, tout au moins jusqu'à atteinte d'un seuil d"avalanche" pour la tension inverse appliquée à ses bornes, et ce même si ledit organe n'est pas une diode proprement dite, mais par exemple un transistor ou autre. Lorsque des parasites particulièrement intenses sont à craindre, il est avantageux de brancher en parallèle entre les bornes O et E ou E et P un condensateur auxiliaire 9. Le second circuit d'exploitation 6 peut être de toute nature désirable, tel que par exemple un transistor amplificateur propre à commander un montage électrique de plus grande puissance. Une application particulièrement intéressante de l'invention concerne le cas où une pluralité de dispositifs semblables à l'un de ceux décrits ci-dessus sont groupés selon un arrangement quadrillé ou matriciel à lignes et colonnes, la conception de ces dispositifs se prêtant particulièrement bien à l'identification de ceux d'entre eux dont les condensateurs C ont été actionnés par le paramètre extérieur. C'est en particulier le cas lorsque chacun des dispositifs considérés est associé à une touche de manoeuvre réalisée par exemple conformément aux enseignements du brevet France ci-dessus, les différentes touches étant groupées de manière à constituer un clavier de commande. On peut adopter à cet effet un schéma tel que celui de la figure 3. Selon ce schéma, chaque condensateur C est suivi d'un circuit 2 tel que précédemment décrit. On a recours en outre à des circuits d'exploitation électroniques 11 présentant chacun deux entrées 12 et 13 et une sortie 14, l'une 12, de ces deux entrées, étant une "entrée d'inhibition" en ce sens que l'application d'une tension donnée sur cette entrée 12 "inhibe" l'autre entrée 13 en imposant un état donné à la sortie 14, indépendamment de l'état de cette autre entrée 13, alors qu'au contraire la suppression de ladite tension permet à l'état de la sortie de refléter celui de ladite-autre entrée. En d'autres termes l'état de cette autre entrée 13 correspondant à l'intervention du paramètre d'action sur le condensateur C correspondant, n'est affiché sur la sortie 14 que lors de la suppression de l'inhibition appliquée sur la première entrée 12, suppression obtenue notamment par application d'un signal électrique de signe approprié sur cette première entrée Pour exploiter cette propriété aux fins d'identification des différents condensateurs C ainsi actionnés, on relie - aux premières entrées 12 des différents circuits 11 des conducteurs de ligne 15 tous connectés à un circuit 16 de balayage de lignes, - aux secondes entrées 13 de ces circuits 11 les sorties S des circuits 2 correspondants, - et à leurs sorties 14 des conducteurs de colonne 17 tous connectés à un circuit 18 de lecture de colonnes. Dans un mode de réalisation particulièrement avantageux, l'inhibition exposée ci-dessus du circuit 11 est assurée par la création d'une impédance de sortie très élevée sur la sortie 14 de ce circuit 11. Le fonctionnement d'un tel ensemble est alors le suivant. On supposera - que l'intervention du paramètre d'action sur un condensateur C se traduit par la production d'état bas sur la sortie S correspondante, conformément à la courbe 8 de la figure 2, - que la présence de la tension d'inhibition sur les lignes 15, c'est-à-dire sur les entrées 12, impose un état haut sur les sorties 14, - et que seule la production d'un signal à l'état bas sur l'une des colonnes 17 se traduit par une lecture au circuit 18. Si dans ces conditions le paramètre d'action n'a modifié la charge d'aucun condensateur C de la matrice, toutes les sorties S des circuits 2 sont à l'état haut et il en est de même des sorties 14 des circuits 11 indépendamment de la présence ou non de la tension d'inhibition sur les entrées 12 : aucune lecture n'est relevée au circuit 18. Si le paramètre d'action s'est manifesté sur un condensateur C, la sortie S correspondante passe à l'état bas, mais la sortie 14 correspondante ne passe elle-meme à cet état bas que si le circuit 11 concerné est libéré par suppression de la tension d'inhibition sur son entrée 12. Cette libération est assurée par envoi de signaux appropriés, par exemple négatifs, sur les lignes 15 à partir du circuit de balayage 16. L'envoi de tels signaux successivement sur les différentes lignes 15 permet ainsi d'effectuer un balayage et d'identifier immédiatement, par lecture au circuit 18 des signaux recueillis aux instants correspondants sur les colonnes 17, ceux, des condensateurs C, dont les charges ont été modifiées par le paramètre d'action, ou plus généralement les états respectifs de charge de ces différents condensateurs. Une autre façon de lire par balayage les états des différents condensateurs C ainsi arrangés en matrice consiste à remplacer le circuit 11 ci-dessus par un circuit unidirectionnel à une entrée et une sortie, tel qu'une diode, chaque entrée d'un tel circuit étant reliée à la sortie S d'un circuit 2 et sa sortie, à un conducteur de colonne 17. L'alimentation de l'ensemble des circuits situés sur chaque conducteur de ligne 15 est alors assurée à partir de ce conducteur de ligne 15, lequel joue le rôle de la borne P (ou Q) de la source 5 ci-dessus, et le balayage se fait en alimentant successivement les divers conducteurs de ligne et en lisant comme précédemment, les signaux reçus sur le circuit de lecture 18. L'ensemble formé par chaque circuit 2 et le circuit 11 (ou le circuit unidirectionnel qui le remplace) associé à ce circuit 2 peut constituer un seul et même circuit intégré 19. L'ensemble de ces circuits 19 constitue avantageusement à son tour un seul et même circuit intégré global relié lui-meme par des connexions en nombre limité aux condensateurs C,à la source 5, aux lignes 15 et aux colonnes 17 : en effet, dans ce circuit global, toutes les entrées 12 correspondant à chaque ligne 15 peuvent être connectées à une même borne et il en est de même de toutes les sorties 14 correspondant à chaque colonne 17, de tous les points correspondant à l'ensemble des références O et Q sur la fig.l et de tous les points correspondant à la référence P sur cette fig.l. En suite de quoi, et quel que soit le mode de réalisation adopté, on obtient finalement un dispositif d'exploitation dont la constitution, le fonctionnement et les avantages résultent suffisamment de ce qui précède. Comme il va de soi, et comme il résulte d'ailleurs déjà de ce qui précède, l'invention ne se limite nullement à ceux de ses modes d'application et de réalisation qui ont été plus spécialement envisagés; elle en embrasse, au contraire, toutes les variantes. REVENDICATIONS 1. Dispositif pour exploiter les variations de la charge électrique induite, sur les électrodes A et B d'un condensateur de capacité faible, c'est-à-dire inférieure à 10 pF et de préférence à 1 pF, par au moins un diélectrique porteur en permanence de charges électriques ou d'une polarisation électrique, lesdites variations étant produites par un paramètre d'action extérieur (déplacement, variation de pression, irradiation ionisante, ...), caractérisé en ce qu'il comprend deux transistors à effet de champ (3,4) de types de conduction différents montés de façon complémentaire entre les deux bornes d'une alimentation électrique (5) et comprenant chacun une grille, une source et un drain, les grilles de ces transistors étant reliées entre elles, à l'électrode A à travers une diode D montée dans le sens adéquat, et à l'électrode B à travers une résistance R, leurs sources (ou drains) étant reliées respectivement, la première à l'électrode A et à l'une des bornes (0) de l'alimentation électrique, et l'autre à l'autre borne (P) de cette alimentation, et leurs drains (ou sources) étant reliés entre eux et à une sortie S elle-même connectée à un circuit d'exploitation (6). 2. Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'une seconde diode (D') est branchée entre les électrodes A et B, dans le même sens que la diode D. 3. Dispositif selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que des diodes réparties le long de la résistance R sont montées en parallèle sur la diode D, dans le même sens que cette dernière, ou remplacent cette dernière. 4. Dispositif selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que l'ensemble des deux transistors à effet de champ, de la résistance R et de la diode D (ou des diodes) constitue au moins une partie d'un circuit intégré (2), notamment du type MOS. 5. Dispositif selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce qu'un condensateur auxiliaire (9) est monté en parallèle entre les électrodes A et B. 6. Dispositif selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que le point commun (G) aux deux grilles est relié par une impédance (10) résistive ou capacitive au point commun (S) aux deux drains (ou sources). 7. Dispositif selon l'une quelconque des revendications pré cédentes, caractérisé en ce que le circuit d'exploitation comprend une porte logique (11) à deux entrées (12,13) et à une sortie (14) susceptible de présenter sur sa sortie, en fonction de l'état électrique de l'une (12) de ses deux entrées, un état prédéterminé ou un état reflétant celui de son autre entrée (13) et en ce qu'il est associé à une pluralité de dispositifs analogues arrangés selon une matrice de lignes et de colonnes et sensibles respectivement aux actions du paramètre localisées sur eux, à un circuit de balayage de lignes (16) connecté à une pluralité de conducteurs de ligne (15) et à un circuit de lecture de colonnes (18) connecté à une pluralité de conducteurs de colonne (17) croisés par rapport aux conducteurs de ligne, les deux entrées (12,13) de chaque porte (11) étant reliées respectivement au conducteur de ligne correspondant et à la sortie S correspondante, et la sortie de cette porte étant reliée au conducteur de colonne correspondant. 8. Dispositif selon l'une quelconque des revendications 1 à 6, caractérisé en ce que le circuit d'exploitation comprend un circuit unidirectionnel à une entrée et à une sortie, et en ce qu'il est associé à une pluralité de dispositifs analogues arrangés selon une matrice de lignes et de colonnes et sensibles respectivement aux actions du paramètre localisées sur eux, à un circuit do balayage de lignes connecté à une pluralité de conducteurs de ligne et à un circuit de lecture de colonnes connecté à une pluralité de conducteurs de colonne croisés par rapport aux conducteurs de ligne, l'entrée de chaque circuit unidirectionnel étant reliée à la sortie S correspondante et la sortie de ce circuit, au conducteur de colonne correspondant, et le circuit de balayage de lignes constituant alors lui-même l'alimentation ci-dessus. 9. Dispositif selon la revendication 4 et l'une quelconque des revendications 7 et 8, caractérisé en ce que les différents ensembles (2) et les différentes portes (11) ou circuits unidirectionnels desservis par ces ensembles constituent un même circuit intégré relié par des connexions en nombre limité aux condensateurs (C ) associés auxdits ensembles, à l'alimentation électrique, aux lignes (15) et aux colonnes (17). 10. Dispositif selon l'une quelconque des revendications 7 à 9, caractérisé en ce que le paramètre d'action est l'enfoncement ou le retrait d'une touche faisant partie d'un clavier, les différentes touches de ce clavier étant associées respectivement aux condensateurs (C) associés aux différents dispositifs de la matrice.