La présente invention se rapporte aux procédés de modulation dans lesquels on multiplie une onde porteuse par un signal modulateur pour obtenir une porteuse modulée. Elle concerne également les modulateurs et les démodl urs à bande latérale unique qui comprennent des modulateurs appliquant le procédé selon l'invention et qui sont utilisés en particulier dans les équipements de transposition de fréquence servant à la transmission téléphonique. Il est connu pour effectuer une telle modulation par des procédés analogiques de superposer l'onde porteuse et le signal modulateur dans un dispositif présentant une non-linéarité- une diode polarisée dans le sens passant par exemple. On obtient à la sortie de ce dispositif des produits d'intermodulation dont on extrait par filtrage celui d'ordre 1 qui représente l'onde porteuse modulée désirée. On peut effectuer cette modulation en utilisant un procédé numérique. En effet d'après le théorème de Shannon tout signal peut être représenté fidèlement par une série d'échantillons pris sur ce signal à une cadence supérieure ou égale à deux fois la fréquence maximale contenue dans ce signal. En quantifiant alors ces échantillons et en les exprimant dans un code numérique quelconque -du binaire pur par exemple- on peut effectuer sur lessignaux toutes les opérations voulues en effectuant sur les nombres représentant les échantillons les opérations mathématiques correspondant aux opérations analogiques. Ainsi en numérisant blonde porteuse et le signal modulateur on obtiendra l'onde porteuse modulée sous orme numérique en effectuant une multiplication entre les signaux numériques représentant l'onde porteuse et ceux représentant le signal modulateur. Il suffit alors de convertir le signal numérique obtenu par cette multiplication en un signal analogique pour obtenir Tonde modulée sous forme analogique. Un tel procédé exige, s'il est appliqué à une opération de modulation isolée, l'emploi de deux convertisseurs analogique-numérique et d'un convertisseur numérique-analogique. Il n'a alors pas d'intéret. Si par contre il fait partie d'un processus plus complexe, lui-même traité de manière numérique1 il peut présenter un intérêt car les convertisseurs analogique-numérique et numérique-analogique# sont alors communs pour toutes les fonctions du processus et leur poids relatif pour chaque fonction, et en particulier pour la modulation, diminue. C'est ainsi qu'on a proposé de réaliser de manière entièrement numérique les modulateurs et démodulateurs à bande latérale unique utilisés en particulier dans les équipements téléphoniques de transposition de fréquence. On trouvera une analyse de ces modulateurs dans l'article rs On Digital Single Sideband Modulators" publié par Sidney Darlington dans la revue IEEE Transaction on Circuit Theory, Vol CT -17, NO 3, Aout 1970. Le procédé selon l'invention consiste à échantillonner une onde porteuse sinusoïdale et un signal modulateur à une fréquence d'échantillonnage égale au quadruple de la fréquence de l'onde porteuse et suivant une phase telle que l'échantillonnage d'une période de l'onde porteuse donne deux échantillons positifs suivis de deux échantillons négatifs, ces quatre échantillons étant égaux en module, puis à effectuer'le produit des échantillons de l'onde porteuse par les échantillons du signal modulateur. D'autres particularités et avantages de--l'invention apparaitront clairement dans la description suivante présentée à titre d'exemple non limitatif et faite en regard des figures annexées qui représentent - Les figures la et lb des fonctions sinusoïdales échantillonnées - La figure 2, un modulateur à bande latérale unique - La figure 3, un modulateur à échantillonnage - La figure 4, un démodulateur à bande latérale unique. La fissure la représente une fonction sinusoïdale y = sin O limitée à une période prise entre O = O et O = 3600. On voit que si l'on échantillonne cette fonction à des instants correspondant aux angles 450, 1350, 2250, 3150, on obtient 4 échantillons également répartis dans le temps (G étant une fonction linéaire du temps) 1, 2, 3, 4 de même module 6 (1 étant l'extremum positif de la fonction), les deux premiers étant positifs et les deux derniers négatifs. Les conditions d'amplitudes respectives entre une onde porteuse et un signal modulateur peuvent se ramener -un niveau standard de l'on- de porteuse étant fixé- à un coefficient de proportionnalité appliqué au signal modulateur. Il est alors justifié de fixer un niveau de 1' on- de porteuse égal à 2 , ce qui donne 1 comme valeur du module des échantillons. Ltopération de modulation en numérique sera alors extrémement simple et consistera, à effectuer une multiplication des nombres représentant les échantillons du signal modulateur par la suite des nombres + 1, + t, - 1, - 1, c'est-à-dire à changer le signe de deux échantillons successifs de même rang du signal modulateur tous les quatre échantil Ions. Ainsi qu'on le montre sur la figure lb, une telle suite d'échantil- lons représente aussi bien une fonction sinusoïdale qu'une fonction cosinusoidale, puisque la différence entre les deux ne correspond qu'à une différence dans l'origine des temps. Les échantillons 1, 2, 3, 4 représentant donc un sinus, les échantillons 5, 6, 7, 8 représenteront un cosinus qui correspondra à la suite des nombres + i, - 1, - 1, + t. Si donc, ainsi qu'on est parfois amené à le faire, on doit moduler par un même signal modulateur deux ondes porteuses déphasées de 900, on effectuera d'une part la multiplication définie ci-dessus, et d'autre part la multiplication par la suite des nombres + 1, - 1, - t, + I pris aux mêmes instants, ces multiplications se ramenant à de simples changements de signe. Ce procédé s'applique de manière particulièrement intéressante dans les modulateurs à bande latérale unique utilisant le procédé à décalage de phase. Ce procédé, connu également sous le nom de procédé Frrtley, est analysé en détail dans l'article g2 7 7 " The Phase Shift Methode of Single Sideband Signal Generation" publié par Donald E. Norgaard dans la revue "Froceedings of the IRE", volume 44, Décembre 1956 ; il nécessité en particulier deux modulations par des ondes porteuses déphasées de 900. les dispositifs à transfert de charge, appelés DTC en français et CCD ou BBD en terminologie anglo-saxonne,- permettent de réaliser toutes sortes de matériels permettant de traiter les signaux par échnntillonnage mais sans numériser les échantillons. Le fonctionnement de ces dispositifs est exposé dans l'article # r3;7 "Charge Coupled Dev:eces" publié par Gilbert F. Amelio dans la revue "Scientific Americarl", volume 250, NO 2, Février 1974, et l'utilisation de tels dispositifs pour réaliser des filtres est décrite dans l'article S7 "Transversal Filtering Using Charge Transfer Devices" publié par Denis D.Buss et al dans la revue "IEEE Journal of Solid-State Circuits", volume SC 8, NO 2, Avril 1973. Le calcul des filtres réalisés suivant cette technique est identique à celui bien connu des filtres n-- *méri- ques, mais au niveau de la réalisation on travaille directement sur les échantillons sans les numériser. Le procédé selon l'invention s'applique en particulier dans de tels appareillages oh l'on travaille sur des échantillons non numérisés, puisqu'il consiste à changer régulièrement le signe de ces échantillons, ce qui peut se faire avec un simple circuit inverseur. la figure 2 représente un modulateur à bande latérale unique atilisa.le dans une installation de transposition de fréquence téléphonique. On n'a pas représenté les organes permettant de régler les niveaux tant à l'entrée qu'à la sortie de ce modulateur et on suppose que les différents organes représentés délivrent des signaux présentant des niveaux compatibles avec les organes qui doivent les recevoir. Les chiffres qui sont cités à titre d'exemples sont relatifs à la technique téléphonique européenne et n'enlèvent rien à la généralité de l'invention. Ce modulateur comprend des filtres 210 à 215, des sommateurs 216, 217 et 223, des atténuateurs 219 et 220, des modulateurs 221 et 222 et un détecteur 218. Le signal téléphonique vocal à moduler T PI est filtré par le filtre 210 de manière à le limiter à la bande de base normalisée 3003400 Hz. Ce filtre de bande de base est un filtre utilisant des dispositifs DTC suivant la technique décrite dans la référence /4 7 La fréquence d'échantillonnage utilisée dans ce filtre est choisie de manière à être commune avec celle utilisée dans les filtres 211 et 212 de manière à ne pas multiplier les processus d'échantillonnage. Le signal à moduler filtré passe ensuite dans deux chaînes de traitement de même composition mais de caractéristiques différentes. La première chaîne de traitement comprend le sommateur 216, les filtres 211 et 213, l'atténuateur 219, et le modulateur 221. On additionne au signal à moduler filtré, dans le sommateur 216, le signal de référence Ro dont le rôle sera décrit plus loin On obtient ainsi un signal composite. Ce signal composite est filtré dans le filtre 211 qui est un filtre passe-tout provoquant un déphasage constant de toutes les fréquences contenues dans le signal le traversant. Ce filtre est réalisé avec des dispositifs DTCY et la fréquence dtéchafltiîlonflage est choisie suffisam- ment haute pour obtenir un bon fonctionnement tout en rejetant suffisamment haut les lobes elors-bande qui sont caractéristiques des filtres fonc#tionnant par échantillonnage. On a trouvé que les fréquences supérieures à 200 kHz étaient convenables et que 256 kHz constituait une bonne valeur. Le signal composite déphasé sortant du filtre 211 présente donc un spectre composé de la bande de base 300-3400 Hz répétée en plus et en moins tous les multiples de la fréquence d'échantillonnage. Il est nécessaire d'éliminer les composantes de ce spectre situées au delà de 3400 Hz afin de ne pas amener de signaux parasites ultérieurs. Cela est aisé en raison du grand écart entre les lobes, la première fréquence parasite commençant, si ltéchantillonnage est à 256 kHz, à 256 - 3,4 = 252,6 Es. On peut alors utiliser un filtre sommaire composé par exemple d'une simple cellule RC. Ce filtre 213 délivre donc un signal lissé. Ce signal lissé passe dans l'atténuateur 219 qui sert à régler automatiquement le gain comme il sera décrit plus loin. Cet atténuateur peut être par exemple un montage potentiométrique comportant une résistance fixe et un transistor à effet de- champ monté en résistance variable. Le signal atténué provenant de l'atténuateur 219 module dans le modulateur 221 une porteuse Po. Cette porteuse est ici l'une des 12 porteuses normalisées d'un groupe téléphoniqe primaire et dont les fréquences s'étagent tous les 4 kHz de 64 à 108 MIz. Conformément à l'invention cette porteuse est échantillonnée à une fréquence quatre fois supérieure à sa propre fréquence et la modulation s'effectuera en changeant le signe du signal atténué durant deux échantillons de la porteuse sur 4. La deuxième chaîne de traitement comprend le sommateur 217, les filtres 212 et 214, l'atténuateur 220, et le modulateur 222. Les différences de traitement que- subit le signal à moduler filtré dans cette deuxième chaîne sont les suivantes - le signal de référence R90 est de même fréquence et de même amplitude que le signal Ro, mais il est déphasé de 900 par rapport à cel0'ii-ci - le filtre passe-tout 212 a une caractéristique de déphasage décalée de 900 par rapport au filtre 211. L'essentiel est que l'ensemble de ces deux filtres décalent la phase des signaux composites de 900 l'un par rapport à l'autre. On peut par exemple affecter à l'un des filtres un déphasage de 900 seulement, l'autre ne déphasant pas mais servant à à compenser le retard inévitable apporté par le premier ; mais il est généralement plus facile de répartir les caractéristiques de déphasage entre les deux filtres pour obtenir entre les deux une différence de 900.La porteuse r90 est de meme fréquence et de même amplitude que la porteuse Po, mais elle est déphasée de 900 par rapport à celle-ci, ce qui correspond à décaler d'un échantillon les instants où lton change le signe du signal atténué. Les porteuses modulées provenant des modulateurs 221 et 222 sont additionnées dans le sommateur 223. Le terme addition est pris dans un sens algébrique et le sens (addition ou soustraction) choisi sera pris suivant le sens de l'écart de phase amené par les filtres 211 et 212 et le sens de l'écart de phase entre les porteuses Po et p de manière à obtenir la bande latérale inférieure correspondant à la modulation de la porteuse choisie puisque dans la technique téléphonique on transmet des bandes latérales inférieures. Ces choix sont explicités dans la référence /2 7. En raison de l'échantillonnage des porteuses, le spectre du signal additionné provenant du sommateur 223 comprendra des signaux parasites commençant à 192,3 kHz dans le cas de la première porteuse à 64 kHz échantillonnée à 256 kHz et répétés ensuite à des fréquences supérieures. Le filtre 215 permet d'éliminer ces signaux parasites. Il peut là aussi être très sommaire en raison du grand écart entre les signaux parasites et les signaux utiles et être composé par exemple d'une simple cellule RC. On choisira toutefois la fréquence de coupure de ce filtre au delà de 108 kHz (12è porteuse) de manière à avoir des équipements banalisés utilisables avec toutes les porteuses.En effet dans ce cas l'affectation d'un tel modulateur à une porteuse sera déterminéé u:liquement par les porteuses Po et P90 qui sont fournies par des équipements extérieurs. Il est nécessaire pour respecter les normes très sévères (atté nuation > 80 dB) imposées aux matériels téléphoniques de prévoir un réglage automatique des gains des deux chaines de traitement, et plus particulièrement de la partie de ces chaînes comprenant les filtres DTC qui en sont les maillons les plus instables. Pour cela les signaux Ro et Rgo sont des signaux de fréquence et d'amplitude identiques,à 800 Hz par exemple qui est une fréquence de test courante. Ils sont déphasés de 900 de manière à être en opposition de phase après leur passage dans les filtres 211 et 212. Ainsi après avoir modulé les porteuses Po et PgO, ils disparaîtront dans la sommation effectuée dans le sommateur 223. Si le gain des deux chaines n'est pas identique la somme de ces signaux pris à la sortie des atténuateurs 219 ne sera pas nul et le signal d'erreur provenant de cette somme permettra de commander les atténuateurs 219 et 220 pour rétablir l'équilibre. Pour obtenir ce signal on peut effectuer une démodulation synchrone de ces deux si gnaule en opposition de phase, dans le détecteur synchrone 218 en utilisant comme référence de démodulation l'un des deux signaux Po ou PgO. Si l'on n'obtient qutun seul signal d'erreur, les atténuateurs 219 et 220 doivent fonctionner à l'envers. Ils peuvent être identiques si le détecteur 218 délivre deux signaux d'erreur de signes opposés. Un mode de réalisation particulièrement intéressant des modulateurs 221 et 222, consiste à réaliser un amplificateur à gain commutable tel que représenté en figure 3. Cet amplificateur comprend un amplificateur différentiel 31, des résistances Ra, R2, R3 et un commutateur 32. Le commutateur 32 est réalisé, en raison de la rapidité des phénomènes, avec des dispositifs statiques, des transistors à effet de champ par exemple. Il est commandé par le signal P. Nous prendrons les conventions habituelles à ces schémas, c'est à-dire valeur des résistances R1, R2, R3 grande devant l'impédance de sortie des générateurs de signaux et faible devant l'impédance d'entrée de l'amplificateur opérationnel, gain de cet amplificateur très grand et impédance de sortie de celui-ci. très faible. Lorsque le commutateur 32 est fermé, l'entrée + de l'amplificateur 31 est reliée à la masse ainsi que la résistance R2 qui n'influe pas sur le niveau du signal E. Le gain de l'amplificateur est alors R3 donné, suivant un résultat classique, par - R1 et est égal à - 1 lorsque R1 = R3. Lorsque le commutateur 32 est ouvert, le signal E est appliqué sur l'entrée + sans atténuation en raison des valeurs respectives des impédances. Suivant un résultat connu la ço;ntre-réaction appliquée sur l'entrée - tend à annuler la différence de tension entre les entrées - et F. La tension sur l'entrée - est donc sensiblement égale à E. Ainsi le courant qui passe dans R1 est nul et par suite celui dans R3 aussi. Donc la tension en S est égale à E et le gain de l'amplificateur est égal à + 1. Ainsi pour R3 = R1, on aura un amplificateur dont le gain est égal à + 1 ou - I suivant que l'interrupteur 32 est ouvert ou fermé. Cet amplificateur pe#ut donc jouer le rôle de modulateur suivant l'invention puisque en appliquant le signal modulateur en E et les échantillons de l'onde porteuse en p, on inverse le sens du signal modulateur suivant le sens des échantillons de la porteuse, Pour cela on utilisera non pas des impulsions telles que 1 à 8 (figures la et 1b), mais, ainsi que cela est habituel, des créneau:x: de largeur maximale qui seront représentés par les zones hachurées sur les figures la et lb. Ainsi l'interrupteur 32 sera fermé pour les zones hachurées positives, et ouvert pour les zones hachurées négatives, on l'inverse suivant le sens de modulation désiré. La figure 4 représente un démodulateur à bande latérale unique homologue du modulateur représenté en figure 3 et décrit dans les mêmes conditions. Le procédé de démodulation à décalage de phase utilisé dans ce démodulateur est analysé en détail dans l'article rci "The Phase-Shift Methode of Single-Sideband Reception" publié par Donald E. Norgaard dans la revue "Proceedings of the IRE", volume 44, Décembre 1956. Ce démodulateur comprend des filtres 424 et 425 et 410 à 414, des sommateurs 416, 417, 423, des atténuateurs 419 et 420, des modulateurs 421 et 422, et un détecteur 418. Le signal à démoduler qui est par exemple un signal téléphonique de groupe primaire composé des 12 porteuses échelonnées de 64 à 108 kHz et modulées chacune en bande latérale unique inférieure est appliqué à l'entrée BLU d'où il parvient à deux chaines de traitement de même composition mais de caractéristiques différentes. La première chaîne de traitement comprend le modulateur 421, les filtres 424, 411, 413 le sommateur 416 et l'atténuateur 419. Le signal à démoduler est modulé dans le modulateur 421 par la première porteuse Po qui est la meme que la porteuse Po utilisée dans le modulateur de la figure 2 et le procédé de modulation est exactement le même. En effet dans un modulateur de produit l'opération de modulation est la même que l'opération de démodulation si ce n'est un échange entre les signaux modulés et à moduler. On obtient donc les différents produits d'intermodulation, soit par exemple pour la première porteuse à 64 Ez d'une part la bande de base 300 - 3400 MIz et d'autre part des produits supérieurs dont la fréquence la plus basse se trouve à 64 x 2 - 3,4 = 124,6 irez. On peut donc isoler très facilement dans le signal démodulé ainsi obtenu un signal démodulé lissé ne comprenant que la bande de base en utilisant le filtre 424 qui en raison du grand écart entre les signaux à séparer peut être une simple cellule RC. On additionnera au signal démodulé lissé, dans le sommateur 416, le premier signal de référence Ro dont le rôle sera décrit plus loin. On obtient ainsi un signal composite. Ce signal composite est filtré dans le filtre 411 qui est identique au filtre 211 et joue le meme role en délivrant un signal déphasé. Ce signal déphasé est filtré par le filtre passe-bas 413 qui joue le même rôle que le filtre 213 et délivre un signal déphasé lissé. Ce signal déphasé lissé passe dans l'atténuateur variable 419 qui joue le même rôle que l'atténuateur 219 et délivre un premier signal atténué. La deuxième channe de traitement comprend le modulateur 422, les filtres 425, 412, 414, le sommateur 417 et l'atténuateur 420. Les différences de traitement que subit le signal à démoduler dans cette deuxième channe sont les suivantes - la deuxième porteuse P90 est de même fréquence et de même amplitude que la porteuse Po, mais elle est déphasée de 900 par rapport à celleci - le deuxième signal de référence Rgo est de même fréquence et de même amplitude que ale signal Ro, mais il est déphasé de 900 par rapport à celui-ci - le filtre 412 a une caractéristique de déphasage décalée de 900 par rapport au filtre 411, de la même manière que le filtre 212 par rapport au filtre 411. Cette deuxième chaîne de traitement délivre un deuxième signal atténué qui est additionné au premier dans le sommateur 425. Le terme addition est pris dans le sens algébrique comme pour le modulateur et correspond à ltensemble des déphasages utilisés, les choix respectifs étant pris pour obtenir la bande latérale inférieure et explicités dans la référence F 5g. Si en effet le signal appliqué en BLU ne comprenait qu'une seule porteuse modulée en bande--latérale unique, on aurait directement par modulation dans l'un des modulateurs 421 ou 422 la bande de base utile qu'il suffirait d'extraire des produits de modulation supérieurs par filtrage. Comme en fait on a 11 autres porteuses modulées en bande latérale unique appliquées sur l'entrée ILU on retrouve également en sortie des modulateurs 421 et 422 les modulations transmises par les porteuses inférieures à celle démodulée, situées au delà de la bande de base, tous les 4 kHz, ainsi que les modulations transmises par les porteuses supérieures à celle démodulée, étagées tous les 4 kHz et la première se situant dans la bande de base.En effet la bande latérale unique inférieure de la porteuse immédiatement supérieure peut tout aussi bien être considérée comme étant la bande latérale unique supérieure de la porteuse démodulée. Bien que le signal ainsi obtenu ne soit pas intelligible car son spectre est décalé et renversé ( 300 - 3400 hZ ~:P3700 - 600 Hz) il est mélangé au signal utile et le rend incompréhensible. C'est la raison pour laquelle il est nécessaire d'utiliser à la réception un processus inverse de celui utilisé à l'émission. De la même manière qu'à l'émission il est nécessaire de prévoir un réglage automatique du gain des deux chaises. C1 est la raison pour laquelle on insère les deux signaux de référence Ro et R90 qui sont démodulés de manière synchrone dans le détecteur 418 lequel délivre un signal d'erreur qui commande en sens inverse les atténuateurs 419 et 420. Le signal additionné provenant du sommateur 423 comprend donc la modulation en bande de base 300 - 3400 Hz provenant de la porteuse que lon souhaite démoduler plus les modulations des porteuses infé- rieures étagées tous les 4 kHz au delà de cette bande de base. Ainsi par exemple si l'on démodule la troisième porteuse située à 72 Miz, on aura des signaux basse fréquence dans les bandes 300 - 3400 Hz (désirés), 4300 - 7400 Hz (porteuse à 68 hK ) et 8300 - 11400 Hz (porteuse à 64 kHz). Afin d'obtenir en T 0 le signal téléphoniqu#e désiré, on filtre ces signaux avec le filtre passe-bas 410, identique au filtre 210,oui élimine les fréquences supérieures à 3400 Hz. Ce filtre est un filtre DTC qui fonctionne à la même cadence d'échantillonnage que les filtres 411 et 412. L'application du procédé de modulation selon l'invention à de tels modulateurs et démodulateurs à bande latérale unique utilisant des filtres DTC permet ainsi d'obtenir des appareils simples et économiques. RE#NDI #AT IONS í. Procédé de modulation du type consistant à échantillonner à une même fréquence une onde porteuse sinusoidable et un signal modulateur et à effectuer à chaque instant d'échantillonnage le produit de l'échantillon obtenu sur l'onde porteuse par l'échantillon obtenu sur le signal modulateur, caractérisé en ce que la fréquence de l'échantillonnage est le quadruple de la fréquence de l'onde porteuse et que la phase de l'échantillonnage est choisie pour obtenir dans une #ério- de de l'onde porteuse deux échantillons positifs suivis de deux échantillons négatifs, ces quatre échantillons étant égaux en module 2.Procédé de modulation selon la revendication 1, caractérisé en ce que ledit produit est obtenu en changeant le signe de deux échantillons successifs de même rang du signal modulateur tous les quatre échantillons. 3. Modulateur à bande latérale unique pour la mise en oeuvre du procédé selon l'une quelconque des revendications 1 et 2, du type à décalage de phase, caractérisé en ce qu'il comprend - un filtre DTC de bande de base recevant un signal à moduler et délivrant un signal à moduler filtré - une première channe de traitement comprenant un sommateur permettant de superposer audit signal à moduler filtré un premier signal de ré férence et délivrant un signal composite, un filtre DTO déphaseur fonctionnant avec la même période d'échantillonnage que le filtre de bande de base" permettant de déphaser ledit signal composite et délivrant un signal déphasé, des moyens de filtrage sommaires dudit si nal déphasé délivrant un signal lissé, des moyens d'atténuation dudit signal lissé délivrant un premier signal atténué, et des moyens de modulation permettant de moduler ledit signal atténué par une première porteuse et délivrant une première porteuse modulée - une deuxième chaîne de traitement de meme constitution que ladite première chaîne, recevant ledit signal à moduler filtré, utilisant un deuxième signal de référence semblable au premier mais déphasé de 900 et une deuxième porteuse semblable à la première mais déphasée de 900, comprenant un filtre déphaseur de caractéristique de déphasage décalée de 900 par rapport au filtre déphaseur de la première chaine, et délivrant un deuxième signal atténué et une deuxième porteuse modulée - des moyens de détection synchrone desdits premier et deuxième signaux atténués, utilisant l'un desdits signaux de référence, et délivrant des signaux d'erreur commandant en sens inverse les atténuateurs des deux chaînes de traitement - - des moyens de sommation des premières et deuxièmes porteuses modulées délivrant un signal additionné - des moyens de filtrage sommaire dudit signal additionné délivrant un signal à bande latérale unique désiré. 4. Modulateur selon la revendication 3, caractérisé en ce que ladite période d'échantillonnage desdits filtres DTC correspond à une fréquence supérieure à 200 kHz. 5. Démodulateur à bande latérale unique pour la mise en oeuvre du procédé selon l'une quelconque des revendications 1 et 2, du type à décalage de phase, caractérisé en ce qu'il comprend - une première chaîne de traitement comprenant des moyens de modulation permettant de moduler par une première porteuse un signal à démoduler et délivrant un signal démodulé, des moyens de filtrage sommaire de ce signal démodulé délivrant un signal démodulé lissé, des moyens de sommation permettant de -superposer audit signal démodulé lissé un premier signal de référence et délivrant un signal composite, un filtre DTC déphaseur#permettant de déphaser ledit signal composite et délivrant un signal déphasé, des moyens de filtrage sommaire dudit signal déphasé délivrant un signal déphasé lissé, des moyens d'atténuation dudit signal déphasé lissé délivrant un premier signal atténué - une deuxième channe de traitement de même constitution que ladite première chaîne recevant ledit signal à démoduler, utilisant une deuxième porteuse semblable à la première mais déphasée de 900 et un deuxième signal de référence semblable au premier mais déphasé de 900, comprenant un filtre déphaseur de caractéristique de déphasage décalée de 900 par rapport au filtre déphaseur de la première chaîne, et délivrant un deuxième signal atténué - des moyens de détection synchrone desdits premier et deuxième si gnaux atténués, utilisant l'un desdits signaux de référence, et délivrant des signaux d'erreur commandant en sens inverse les atténuateurs des deux chaînes de traitement - des moyens de sommation desdits premier et deuxième signaux atténués délivrant un signal additionné - un filtre DTC fonctionnant avec la même période d'échantillonnage que les filtres déphaseurs des chaînes de traitement et isolant dans ledit signal additionné un signal vocal désiré. 6. Démodulateur selon la reveidication 5, caractérisé en ce que ladite période d'échantillonnage desdits filtres DTC correspond à une fréquence supérieure à 200 kHz. 7. Appareillage de transmission téléphonique, du type à transposition de fréquence, caractérisé en ce qu'il comprend au moins un modulateur selon l'une quelconque des revendications 3 et 4. 8. Appareillage de transmission teléphonique, du type à transposition de fréquence, caractérisé en ce qu'il comprend au moins un démodulateur selon ltune quelconque des revendications 5 et 6.