La présente invention concerne un ordinateur pour la navigation aérienne. Avec l'équipement de navigation aérienne conventionnel, la position de l'avion par rapport à un émetteur au sol donné (VORTAC) est déterminée par des signaux de position reçus et interprétés par un récepteur MDR, tandis que l'information des distances se rapportant à la position de l'avion par rapport à la même station au sol est dérivée des signaux de distance, développéa par un récepteur DME (télémètre radar). Le relèvement au compas et la distance de l'avion par rapport à la station au sol peuvent être exposés sur des instruments séparés. D'autre part, ces deux différents types d'informations peuvent être combinés en une seule exposition de situation. Ces dernières années, une attention accrue a été donnée aux ordinateurs de navigation (intégrateur de route), pour combiner les informations du prélèvement au compas et de la distance, en une exposition imagée intégrée, pour permettre au pilote de déterminer plus vite et plus facilement la position et le déplacement de l'avion par rapport à une station de navigation au sol. Un intégrateur de route peut être d'une valeur substantielle pour augmenter l'utilité de l'équipement au sol existant et en présentant l'information de navigation au pilote, d'une façon plus efficace qu'avec une exposition séparée des informations, concernant la position de l'avion. En outre, l'intégrateur de route rend possible, dans bien des cas, de choisir un point de parcours arbitraire et d'exposer ou de rendre visible l'information du relèvement au compas et de la distance par rapport à ce point, au lieu d'être relatif à la station au sol. Ceci est pratique pour des vols suivant des parcours parallèles multiples qui n'intersectent pas la position de la station au sol, permettant d'augmenter le trafic aérien qui peut être guidé avec une sécurité et d'une façon efficace de la station au sol existante. Mais les intégrateurs de route connus ont présentés un certain nombre de difficultés do point de vue construction et fonctionnement. Pour un intégrateur de route connu, tel que celui décrit par Perkins dans ses brevets US nO 2.801.051 et 3.034.724, la résolution des données de prélèvement au compas et de distance en signaux à coordonnées linéaires, adaptés à autre utilisés en une exposition ou affichage de position intégrée fut réalisée à l'aide de potentiomètres rotatifs de précision a courant continu. Cette construction permet un affichage précis et efficace, seulement si les potentiomètres sont bobinés avec une grande précision qui est difficile à réaliser, et même plus difficile à reproduire. Dans les propositions plus récentes pour les intégrateurs de route, en particuler, tel que décrites par Perkins et Anthony dans le brevet US nd 3.414.901, des résolvers (séparateurs à courant alternatif)ont été utilisés à la place des potentiomètres à courant continu précédent, comme moyen pour combiner les signaux de données de position et distance pour développer des signaux de coordonnées linéaires. Les systèmes à résolvers demandent moins de difficultés par rapport à la précision de fabrication et d'accordement des composants, lorsqu'on les compare aux potentiomètres à courant continu, mais exigent normalement des systèmes de servomécanismes relativement plus complexes et plus coû- teux. En outre, les intégrateurs de route utilisant des résolvers à courant alternatif continuent à présenter des problèmes techniques substantiels, par rapport à l'intermodulation nécessaire des données de distance et de position, en particulier par rapport à la distortion de l'information de position. Un objet principal de la présente invention est de fournir un ordinateur analogique de position amiioré pour'-un système de navigation aérienne qui soit un dispositif à semi-conducteurs entièrement électronique et qui ne nécessite pas de potentiomètres rotatifs ou des résolvers pour son fonctionnement. Un autre objet de l'invention est de fournir un nouveau et meilleur calculateur analogique à semi-conducteurs entièrement électronique pour la navigation aérienne, qui élimine ou minimise effectivement la possibilité d'une introduction d'erreurs dans le fonctionnement de l'ordinateur. Un autre objet de l'invention est de fournir un calculateur analogique entièrement électronique pour un système de navigation aérienne qui soit substantiellement plu simple et moins cher qu'un appareil calculateur digital mais qui n'entrasse aucune perte effective de vitesse ou de précision. Un autre objet de l'invention est de fourbir un nouveau et meilleur calculateur analogique de position à semi-conducteurs qui modifie effectivement les données de position et de distance d'une station au sol conventionnelle pour permettre au pilote de maintenir l'avion sur une route donnée par rapport à un point de parcours qui est entièrement séparé de la station au sol. Un autre objet de l'invention est de fournir un nouveau et meilleur calculateur analogique de position de l'avion, qui soit capable d'utiliser des données brutes d'un récepteur VOR, sans introduction d'erreurs souvent introduites par les systèmes détecteurs VOR conventionnels. Un objet spécifique de l'invention est de fournir un nouveau et meilleur calculateur analogique à semi-conducteurs pour la navigation aérienne qui soit d'une construction simple et peu conteuse et qui ne nécessite que peu de place dans le coRpit. Par conséquent l'invention est dirigée vers un calculateur analogique à semi-conducteurs pour être utilisé par un système de navigation aérienne du type comprenant un récepteur pour développer des premier et deuxième signaux de données, d'une fréquence fixe donnée, variant en phase d'un angle l'un par rapport à l'autre, selon un paramètre de position, et un récepteur pour développer un troisième signal de données représentatif d'un autre paramètre de position1 par rapport à un émetteur d'une station au sol. L'ordinateur comprend des moyens pour utiliser le premier signal de données pour produire un premier signal intermédiaire à la fréquence donnée d'une forme d'onde substantiellement rectangulaire. Des moyens de modulation sont prévus pour la moduavion d'amplitude du second signal de donnéeS en accord avec le troisième signal de données, pour produire un second signal intermédiaire d'amplitude R, à la fréquence donnée, ayant une forme d'onde sinusoiaale. Un premier détecteur de produit multiplie les deux signaux intermédiaires ensemble pour produire un premier signal R cos de coordonnées de la station au sol. Un second détecteur de produit multiplie ensemble les signaux intermédiaires, avec un signal intermédiaire déphase de 900, pour produire un deuxième signal R sin de coordonnées de la station au sol. D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaltront de la description détaillée qui va suivre de plusieurs exemples de réalisation et en se référant aux dessins annéxés sur lesquels: La Figure 1 est un schéma simplifié d'un calculateur analogique de position pour la navigation aérienne construit selon un mode de réalisation de l'invention. La Figure 2 est un schéma simplifié d'un mode de réalisation plus complexe de l'invention. La Figure 3 est un schéma illustrant le fonctionnement du calculateur de la figure 2, dans une situation de vol donnée. La Figure 4 est un schéma simplifié d'un autre mode de réalisation de l'invention. Les Figures 5, 6, 7 et 8 illustrent des circuits de fonctionnement individuels employés pour le mode de réalisation de la Figure 4. La Figure 8A illustre les signaux de scrtie du circuit de la Figure 8, Les Figures 9 et 10 illustrent des circuits supplémentaires qui peuvent être utilisés dans le système de la figure 4. La Figure 1 représente un calculateur analogique à semiconducteurs entièrement électronique 10 pour la navigation aérienne construit selon un mode de réalisation de l'invention et utilisant les signaux développés par un récepteur t'OR11 et un récepteur DME 12. Il est à noter que le schéma simplifié de la figure 1 a été substantiellement simplifié, comparé aux circuits complets du calculateur et des deux récepteurs, seuls les circuits de fonctionnement de base sont illustrés. Le récepteur VORil tel que réprésenté sur la figure 1, peut être substantiellement d'une construction conventionnelle, de préférence avec un étage de sortie conventionnel en moins. Le récepteur 11 comporte une antenne 13 couplée aux étages initiaux 14 du récepteur, incluant les étages de la fréquence radio courante, de la fréquence intermédiaire et de détection. La sortie du circuit 14 est couplée à deux canaux de signaux 15 et 16 du re- cepteur 11, le canal 15 etant le canA du signal de référence et le canal 16 étant le canal du signal variable. Le canal 15 du signal de référence dans le récepteur 11 peut comprendre un filtre passe-haut 17 ayant ses sorties couplées à un discriminateur 18. La sortie du discriminateur 18 est à son tour couplée à un filtre 19. La sortie du filtre 19, à la borne 21, est le signal de référence de 30hz à phase constante du récepteur VOR. Le canal à signal 16 du récepteur ll comporte un filtre passe-bas 22. La sortie du filtre 22 est'branchée auun filtre 23. La sortie du filtre 23, à la borne 24, est le signal de 30hz à phase variable du récepteur VOR. Tel que susmentionné, le récepteur 11 peut être d'une construction entièrement conventionnelle. Cependant, il est préférable que le récepteur NUR soit construit avec des filtres in tégrateurs ou autres filtres à taux de balayage constant pour les circuits de filtres 19 et 23, au lieu des filtres passifs qui ont été utilisés couramlment dans les récepteurs de ce genre. Les filtres intégrateurs permettent d'éliminer beaucoup des erreurs qui peuvent autrement s'introduire dans le fonctionnement du récepteur, dû à une sensibilité inhérente d'amplitude et au déphasage des filtres passifs courants. En outre, il est souhaitable d'utiliser des signaux de sortie électrique, des circuits récepteurs VOR comme entrées au calculateur, sans reccurs à tout servomécanisme de sortie ou autre dispositif de sortie électromécanique. Des constructions préférées pour les circuits du récepteur VORll sont décrites en détail dans le demande de brevet US nO 713.786 au nom de Myron L.Anthony. Le récepteur DME 12 peut être d'une construction courante, les circuits internes du récepteur DME ne sont pas représentés sur les dessins. La sortie du récepteur 12, à la borne 25, est un signal à courant continu qui varie en amplitude selon la distance de l'avion de l'émetteur de la station au sol, auquel le récepteur 12 est accordé. Dans le calculateur 10, le signal de données de position variable de la bore de sortie 24 du récepteur VORll est couplé à une entrée d'un circuit modulateur-limiteur 26. Le modulateur 26 a aussi une deuxième entrée connectée à la sortie 25 du récepteur DME 12. La sortie du modulateur 26 est couplée au filtre 27 comprenant un premier intégrateur 28 et un deuxième intégrateur 29 branchés en série l'un avec l'autre. La sortie du filtre 27 est couplée à une entrée d'un premier détecteur de produit comprenant un amplificateur différentiel 31. La sortie du filtre 27 est aussi branchée à une entrée d'un deuxième détecteur de produit comprenant un amplificateur différentiel 32. Le signal de référence de la borne de sortie 21 du récepteur VORll est branché dans le calculateur 10, à l'entrée d'un limiteur ou autre circuit producteur 33 d'un signal a onde carrée. La sortie du limiteur 33 est branche à une deuxième entrée de l'amplificateur différentiel 31. La sortie du limiteur 33 est aussi branchée a l'entrée d'un circuit de déphasage 34. Le déphaseur 34, qui a un déphasage de 900 à 30hz, est branché à une deuxième entrée pour le deuxième détecteur de produit comprenant un amplificateur différentiel 32. Les sorties des deux amplificateurs différentiels 31 et 32 sont toutes deux branchées à un dispositif d'affichage ou d'exposition visuelle 35. En fonctionnement, les signaux reçus à l'antenne 13 du récepteur VORll sont alimentés aux étages préliminaires 14 du récepteur. Dans les étages 14, les signaux reçus sont amplifiés et détectés de façon courante, produisant un signal de sortie qui est fourni aux deux canaux de signaux 15 et 16 dans le récepteur. Dans le canal 15, le filtre passe-haut 17 élimine effectivement les composants de basse fréquence du signal et fournit le discriminateur 18 avec un signal d'entrée réduit substantiellement au signal de 9960hz de la sous porteuse. Le discriminateur 18 fonctionne pour développer, à partir du signal de la sous-porteuse, un signal de référence de 30hz à phase constante, dont les parasites sont éliminés dans le filtre 19. Ainsi, le signal de référence de 30hz est alimenté de la borne de sortie 21 du récepteur 11 à l'entrée du limiteur 33 dans le calculateur 10. Dans le canal 16, le filtre passe-bas 22 réduit effectivement le signal fourni au filtre 23 au signal de 30hz variable de données de position. Les parasites sont enleves du signal dans le filtre 23 et le signal de 30hz à phase variable est fourni de la borne de sortie 24 au modulateur-limiteur 26 dans le calculateur 10. Le signal de données de position fourni au limiteur modulateur 26 développe un signal de sortie d'onde carrée 42 ayant une ampli- tude qui varie selon le signal d'entrée du récepteur 12. En outre, le signal de phase 42 varie selon les variations de phase du signal d'entrée du récepteur 11. Dans le filtre 27, le sicnal d'onde carrée 42 est intégré deux fois, produisant un signal de sortie 43 d'une forme d'onde sinus9aale. La double intégration ne change pas la phase ni l'amplitude du signal 43, lorsque comparé au signal 42. Ainsi, le signal 43, qui est fourni aux deux détecteurs de produit comprenant les amplificateurs différentiels 31 et 32, varie en amplitude R selon le signal de distance du récepteur 12, et varie en phase selonle signal de phase variable du récepteur 11. Le signal d'entrée au limiteur 33, pis de la borne de sortie 21 du récepteur 11, est un signal à tonde sinusoi-dale 44. Dans le limiteur 33, qui peut comprend un amplificateur d'écrétage conventionnel, le signal de référence 44 de 30hz est transformé en un signal 45 à onde carrée, le signal 45 est fourni à une entrée tte lFamplificateur différentiel 31 et aussi à l'entrée du déphasevr 34 La sortie du déphaseur est un signal 46 de forme d'onde rectangulaire ayant la même fréquence que le signal 45, mais avec un retard de phase de 900. L'amplificateur 31 fonctionne comme détecteur de produit par rapport aux deux signaux d'entrée 43 et 45 qui lui sont fournis. La sortie de l'amplificateur 31 est un signal à courant continu qui a une amplitude et polarité qui varient avec des changements en amplitude R du signal d'entrée 43 sinusoSdal et avec des changements du cosinus de l'angle de phase du signal d'entree à onde carrée 45. De même, l'amplificateur 32 fonctionne conne un détecteur de produit par rapport à ses deux signaux d'entrée 43 et 46. Le signal de sortie de l'amplificateur 32 est ur. signal à courant continu ayant une amplitude R sin . I1 faut noter que les deux signaux de sortie R cos et R sin des deux détecteurs de produit 31 et 32 respectivement, sont des signaux de coordonnées linéaires qui définissent entièrement la position de l'avion par rapport à la station au sol à l'égard de la position et de la distance. Ces deux signaux sont fournis au dispositif d'exposition 35 pour permettre la visualisation et de donner au pilote une indication continue de sa position par rapport à la station au sol. Le dispositif de visualisation 35 peut être d'une construction substantiellement conventionnelle, par exemple, un ir.di- cateur de direction radio Sperry RD-100 avec l'équipement auxiliaire courant peut être employé. De la description qui précède, on peut voir que le calculateur 10 est un calculateur analogique à semi-conducteurs entièrement électroniques oui ne nécessite ni servomécanisme, ni potentiomètre de précision, ni résolvers, ou tout autre composant électrcéca- nique semblable. Le calculateur, lorsou'il est construit avec des circuits intégrés et autres dispositifs à semi-conducteurs, est d'une dimension extrêmement petite et occupe un minimum d'espace. En fait, il peut être facilement fabriqué comme étage de sortie dÙn récepteur OR sans avoir à agrandir le logement pour le récepteur. D'un autre cité, la haute précision est obtenue facilement dans le calculateur 10, et il n'y a aucune opportunité d'introduire une distortion dans les signaux de coordonnées linéaires développées par le calculateur. Les détecteurs de produit 31 et 32 sont d'une valeur substantielle pour empêcher la distortion dans le fonctionnement du calculateur.En outre, les composants du calculateur sont relativement bon marche, en particulier lorsqu'il est comparé à un calculateur digital ou à un calculateur analogi que conventionnel capable de réaliser des opérations comparables et basé slir des servomécanismes, potentiomètres, résolvers, ou autres composants électromécaniques semblables. La Figure 2 illustre un calculateur analogique 50 un peu plus sophistiqué construit selon un autre mode de réalisation de l'in- vention. Dans le calculateur 50, la borne de sortie 24 du récepteur VOR11 est branchée à l'entrée d'un détecteur à croisement nul 51. La sortie du circuit 51 est branchée à une entrée d'un roaula- teur d'amplitude 52. Le modulateur 52 a une deuxième connexion d'entrée de la borne de sortie 25 du récepteur DME 12. Le modula- teur 52 est un circuit vibreur porte, la sorte du. détecteur 51 étant branchée au contrle de porte, et le signal de courant continu du récepteur 12 constituant le signal qui est vibré ou sécrété. La sortie du modulateur 52 est branchée à l'entrée d'un intégrateur 28 qui est & son tour branché à un deuxième intégrateur 29 dans un circuit de filtre 27, La sortie de l'intégrateur 29 est branchée à un détecteur cosinus 31. La sortie de l'intégrateur 29 est aussi branchée à un circuit de déphaseur 56 ayant sa sortie branchée à un détecteur sinus 2. Chacun des deux détecteurs 31 et 32 est un amplificateur différentiel fonctionnant comme détecteur de produit, tel que décrit ci-dessus conjointement à la figure 1. La bore 21 de sortie de référence du récepteur 11 est branchée à l'entrée d'un détecteur de croisement nul 57. La sortie de ce détecteur est branchée à une deuxième entrée pour le détecteur de produit 31. La sortie du circuit 57 est aussi branchée à une deuxième entre pour le détecteur de produit 32. Le calculateur 50 (figure 2) comprend, en outre, un oscillateur 58 fonctionnant à une fréquence relativement basse, une fréquence qui n'est pas liée d'une façon harmonique aux signaux de 30hz du récepteur VCRll ou à la fréquence du réseau électrique de avion. Supposons que le réseau électrique de l'avion fonctionne à 400hz, comme c'est le cas ordinairement, la fréquence pour l'oscillateur 58 peut être choisie comme 465hz tel qu'indiqué sur la figure 2, bien que d'autres fréquences peuvent être utilisées. L'oscilla- teur 58 a deux bornes de sortie 61 et 62. La borne 61 fournit un signal de sortie de forme d'onde rectangulaire et la borne 62 fournit un signal de fréquence et de phase correspondantes mais d'une forme d'onde sinusoïdale. La bonne de sortie 61 de l'oscillateur 58 est branchée a une entrée du modulateur 60 comprenant un circuit de modulateur initial 63, qui peut comprendre un circuit vibreur à transistor à effet de champ. Le modulateur 63 a une deuxième borne d'entrée prise de la sortie du détecteur de produit cosinus 31. La sortie du modulateur 63 est fournie à un intégrateur 64 qui est couplé à un deuxième intégrateur 65, les deux inclus dans le moyen modulateur 60. La sortie du deuxième intégrateur 65 est branchée à une entrée d'un amplificateur d'addition 66. La borne de sortie 61 à onde carrée de I'oscillateur 58 est aussi branchée à une entrée d'un deuxième moyen modulateur deuxième 20 comprenant un modulateur vibreur 67 ayant uneentrée prise de la sortie du détecteur de produit sinus 32. La sortie du modulateur 6V est branchée à l'entrée d'un intégrateur 68 qui est couplée à l'entrée d'un deuxième intégrateur 69, les deux inclus dans le moyen modulateur 70. La sortie de l'intégrateur 69 est branchée à une entrée d'un amplificateur d'addition 71. Le calculateur 50 comprend, en outre, un sélecteur de point de parcours 72. Ce sélecteur a un circuit d'entrée branche à la borne de sortie 62 du signal sinusoiSal de l'oscillateur 68. Le sélecteur a deux dispositifs à réglage manuel, un réglage de la position 73 et un réglage de la distance 74. Le sélecteur 72, qui est décrit en détail ci-après, produit deux signaux de sortie P sin e et Pcos e, déterminés par les réglages de la distance et de la position, ces signaux se présentant aux bornes de sortie 75 et 76 respectivement. Le signal de sortie P sin e de la borne 75 est alimenté à une deuxième entrée de l'amplificateur d'addition 71. Le signal P cos e du point de parcours de la borne 76 est alimenté a une deuxième entrée de l'amplificateur d'addition 66. Les sorties des deux amplificateurs d'addition 66 et 71 sont branchées a un appareil de visualisation 35A illustré comme comprenant un instrument d'exposition 35, un détecteur de déviation de voie 91, un détecteur de direction 92 et un servomécanisme de point de parcours 93. I1 est à noter que les dispositifs 91 à 93 correspondent à l'équipement auxiliaire conventionnel pour le dispositif de visualisation 35., le servomécanisme 93 correspond à l'appareil servomécanique de sortie d'un récepteur DME. La connexion des données de distance du servo-mécanisme 93 du dispositif de visualisation 35 comporte un interrupteur 94 qui peut brancher le dispositif 35 au récepteur DME 12 au lieu du servomécanisme du point de par cours. Les détecteurs 91 et 92 ont chacun une connexion d'entrée de l'oscillateur 58. Dans une construction préférée, un filtre de taux de balayage constant du type décrit ci-après oenjointe- ment à la figure 4 et 7, est interposé dans le circuit de contrô- le de la déviation du parcours entre le détecteur 91 et le dispo- sitif 35, de préférence avec un circuit automatique. Le fonctionne- ment d'ensemble du calculateur 50 (figure 2) est un peu semblable à celui du calculateur 10 (figure 1) mais il existe quelques dif- férences substantielles entre les deux calculateurs, en outre, le calculateur 50 prévoit l'introduction de l'informatloe de oit de parcours qui n'est pas employé pour le calculateur 10. Le signal de 30hz à phase variable et sinusoIaal 41 dérive la borne de sortie 24 du récepteur VOR11 est transformé en un signal correspondant de forme d'onde rectangulaire par le détecteur a croisement nul 51. Ce signal d'onde carrée 81 est modulé en ampli- tude dans le modulateur 52, produisant un signal de sX 42A ayant les caractéristiques essentielles du signal 42, tel que décrit ci-dessus conjointement à la Figure 1; comme précédemment, le signal 42 A est intégré deux fois, dans les circuits 2! et 29, produisant un signal sinusoïdal intermédiaire 43 A ayant fréquence et une phase correspondant à ceux du signal a phase variable du récepteur VOR, mais ayant une amplitude déterininée par le signal de distance du récepteur DME. C'est à dire7 le signal 43 A présent à la sortie de l'intégrateur 29 a une amplitude R correspondant à l'amplitude du signal DME et correspond au signal 43 développé dans le calculateur 10. Le signal 44 de référence à phase constante de la borne 21 du récepteur nioR est transformé en un signal 45A intermédiaire de forme d'onde carrée par le détecteur 57. Le signal 45 A corres pond au signal 45 du mode de réalisation décrit précédemment, la seule différence étant le type de circuit employé pour produire le signal d'onde carrée. Les deux détecteurs de produits 31 et 32 fonctionnent comme précédemment pour développer les signaux R cos et R sin de coordonnées linéaires. Le premier signal i coordonnées R cos est fourni au modulateur 63 et le deuxième signal de coordonnées R sin est fourni au modulateur 67. Dans le modulateur 63, le premier signal R cos de coordonnées est utilisé sé pour moduler l'amplitude du signal 465hz à onde carrée 82 de l'oscillateur 58. Le signal de sortie du modulateur 63 est d'une forme d'onde rectangulaire, il est intégré dans le circuit 64 pour produire un signal de forme d'onde triangulaire et il est en outre intégré dans le circuit 65 pour produire un signal 83 de forme d'onde sinusoSdale qui est une forme des signaux d'entrée de l'amplificateur 66.L'autre signal d'entrée à l'amplificateur 66 est le signal 84 sinusoSaal de coordonnées du point de parcours d'amplitude P cos e de la borne 76 du sélecteur 72. Dans l'amplificateur 66, les deux signaux d'entrée 83 et 84 sont additionnés algébriquement produisant un signal de position sinusoiSal R cos 0 et P cos e. Ceci est un signal de coordonnée linéaire se rapportant à la position présente de l'avion au point de parcours choisi par le sélecteur 72, mais basé sur les signaux de navigation reçus par les récepteurs 11 et 12, et il est fourni au dispositif de visualisation 35 de l'appareil 35A. L'autre signal de coordonnées pour l'appareil de visualisation 35A est développé de la même façon Le signal R sin de sortie à courant continu du détecteur 32 est employé,dans le modulateur 67, pour moduler l'amplitude du signal 82 d'onde carrée de l'oscillateur 58. Le signal modulé est intégré deux fois pour produire un signal 86 sinusoldal de coordonnées de la station au sol qui est fourni à une entrée de l'amplificateur d'addition 71. Dans l'amplificateur 71, le signal 86 est additionné algébriquement au signal du point de parcours 87 du sélecteur 72, produisant un signal de position 88 ayant une amplitude R sin - et P sin e. Ce deuxième signal de position 88 est fourni au dispositif de visualisation 35 pour contrôler le fonctionnement de la visualisation conjointement avec le premier signal de position 85. Dans l'appareil de visualisation 35 A, le détecteur 91 reçoit un signal de sortie du résolver interne (non montré) du dispositif 35 et utilise ce signal pour contrôler un indicateur de déuiation de voie sur le dispositif de visualisation. Le détecteur 92 reçoit un autre signal de sortie du mme dispositif interne dans le dispositif 35 et conjointement avec le servomécanisme 93, contrôle l'indicateur de distance à aller du dispositif de visualisation, montrant la distance au point de parcours choisi aussi longtemps que l'interrupteur 94 estdans la position illustrée. Le détecteur 92 met- aussi en mouvement un indicateur de direction (non montré) dans le dispositif 35 pour informer le pilote s'il vole vers le point de parcours choisi ou s'il s'en éloigne. il faut noter tantiellement simplifiée parce que le mécanisme et les circuits appropriés sont bien connus dans l'art. La signification fonctionnelle des opérations réalisées dans le calculateur 50 par rapport au fonctionnement réel d'un avion est illustrée sur la figure 3. Sur cette figure 3, la position présente d'un avion est indiquée au point 101. L'avion reçoit des signaux d'une station VORTAC (ou TACAN), placée au point 102, l'orientation géographque de la station VORTAC étant indiquée par la ligne en pointillée 103 montrant la direction du nord magnétique et du sud. L'avion doit se déplacer de la position 101 à un point de parcours 104, qui peut être un point intermédiaire du parcours de vol prolongé ou peut constitué le point terminal du vol. La trajectoire directe entre la position 101 de l'avion et la station VORTAC 102 est indiquée sur la figure 3 par la ligne R. L'information concernant la distance R est dérivée, dans l'avion, des signaux DME émis par la station 102 et détectés dans le récepteur DME 12 (Figure 2). C'est à dire la sortie du récepteur DME est un signal représentatif de la distance R mais ne donne aucune indication de l'orientation angulaire de la trajectoire de vol que cette distance représente. La position de l'avion relative à la station 102 est indiquée par l'angle sur la figure 3. Cette information de position est dérivée, dans l'avion, par les circuits récepteurs VOR 11 et est représentée par le déphasage entre les signaux 41 et 44 (figure 2). De la Figure 3, on peut voir que la trajectoire de vol R à la station 102 peut être représentée par deux coordonnées linéaires X et Y dont, X = R sin pi Y = R cos De la description précédente, il est évident cependant que ces deux coordonnées linéaires correspondent aux signaux de sortie de la partie initiale de calculateur du calculateur 50. C'est à dire la coordonnée Y est représentée par le signal de sortie du circuit 31 et la coordonnée X trouve sa contxpartie dans le signal de sortie du circuit 32. En outre, les mêmes signaux de coordonnées sont représentés par les sorties 83 et 86 des intégrateurs 65 et 69 respectivement, après la modulation avec le signal de l'oscillateur 58. La trajectoire de la station 102 au point de parcours 104, sur la figure 3, est représentée par la ligne P. De nouveau, cette trajectoire peut etre représentée par deux coordonnées linéaires X' et Y' X' = P sin e Y' = P cos e Dans le calculateur de la figure 2, on peut voir que ces deux coordonnées linéaires sont-présentes comme signaux de sortie 84 et 87 du sélecteur du point de parcours 72. En outre1 comme pour les signaux de sortie 83 et 86 des modulateurs 60 et 70, les signaux de coordonnées du point de parcours repère 84 et 87 sont modulés avec le signal de l'oscillateur 58. Sur la Figure 3, la trajectoire de la position actuelle de l'avion au point 101 vers le point de parcours repère 104 est représentée par la ligne R". On peut voir immédiatement que cette trajectoire peut aussi être représentée par deux coordonnées linéaires X" - R sin + P sin e Y" = R cos +pCos e C'est à dire, la coordonnée linéaire X" est la somme des coordonnées linéaires X et X' et l'autre coordonnée linéaire Y" est la somme des coordonnées Y et Y'. Mais ceci est précisément la signification des deux signaux de sortie 85 et 88 des amplificateurs 66 et 71 dans le calculateur. Ainsi, les signaux de coordonnées fournis au dispositif de visualisation 35 dans le calculateur de la fignre 2 sont directement représentatifs des coordonnées linéaires de la trajectoire de vol R" nécessaire à l'avion pour voler directement de sa position actuelle 101 vers le point de parcours 104 de la figure 3. La Figure 4 illustre un autre système de calculateur analogique à semi-conducteurs 100, construit selon l'invention, il est généralement semblable au système 50 de la figure 2, mais donne une meilleure performance des circuits de calculs préliminaires. Le système calculateur 100 comporte les circuits récepteurs VOR initiaux 11 avec la borne de sortie variable 24 (signal 41) de nouveau connectée à un détecteur de croisement nul 51, et la borne de sortie de référence 21 (signal 44) connectée au détecteur à croisement nul 57. Le signal de sortie 81 du circuit 51 est branché à l'entrée d'un filtre 102 à pente constante. Le filtre 102 est un circuit d'amplificateur de réaction incorporant un condensateur qui est chargé à un taux constant en tout temps, aussi longtemps que l'amplitude du signal d'entrée est maintenue au-dessus d'une amplitude minimale donnée, produisant un signal de sortie 111 de forme d'onde triangulaire. En outre, ce circuit de filtre a taux de balayage constant fournit un déphasage fixe, de façon qu'aucune erreur de phase ne soit introduite dans le circuit calculateur. Un exemple spécifique d'un circuit de filtre approprié est décrit ci-après, voir figure 6. La sortie du filtre 102 est appliquée à un circuit synthétiseur d'onde sinusoiaale 103 pour transformer le signal à forme d'onde triangulaire 111 en un signal sinusoidal 112. Le synthétiseur 103, est essentiellement une série de diviseurs de tension contablés par diodes dans un circuit émetteur-suiveur, capable de produire un signal de sortie d'une configuration d'onde sinusol dale en réponse à un signal d'entrée de forme d'onde triangulaire. Un exemple spécifique du circuit 103 est décrit conjointement à la figure 7. La sortie du circuit synthétiseur 103 est alimentée à un potentiomètre 104. La prise au potentiomètre 104 est branchée à l'arbre de sortie d'un récepteur DME 12 de façon que l'amplitude du signal de sortie dérivée de la prise du potentiomètre soit une fonction des données de distance développées par le récepteur DME. La prise au potentiomètre 104 est branchée électriquement a l'entrée d'un amplificateur 105 et la sortie de l'amplificateur 105 est couplée a une entrée du détecteur 31 multiplicateur du cosinus et à une entrée du détecteur 32 multiplicateur du sinus. La sortie du détecteur 57 (signal 45A) est branchée à une deuxième entrée du détecteur 31, tel que décrit dans le mode de réalisation précédent. La sortie du détecteur 57 est aussi branchée à l'entrée d'un circuit 56A de déphasage de 90" ayant sa sortie branchée à une deuxième entrée au détecteur 32.Le circuit de déphasage 56 A comprend un circuit d'entrée constituant un filtre à taux de balayage constant 106 et un circuit de sortie comprenant un détecteur à croisement nul 104. Le filtre peut fonctionner pour produire un déphasage de 900 tel que nécessaire pour le fonctionnement du détecteur sinus 32. Le restant de la figure 4 est essentiellement semblable au système de la figure 2. I1 comporte les deux moyens de modulateur 60' et 70 branchés aux sorties des détecteurs 31 et 32 respectivement. Les modulateurs 60 et 70 peuvent être du type décrits ci-dessus conjointement a la figure 2, ou peuvent être constitués de tout autre circuit à semi-conducteurs pouvant--cnvertir les sorties en courant continu des détecteurs 31 et 32 en signaux sinusoidaux appropriés. Les sorties des deux modulateurs 60 et 70, dont chacun-a une entrée secondaite de l'osuillateur 58, sont branchées à l'amplificateur 66 et à l'amplificateur 71 respectivement. L'amplificateur 71 reçoit un deuxième signal P sin e d'entrée, du sélecteur 72 du point de parcours. L'amplitude 66 reçoit un deuxième signal d'entrée, P cos e, du sélecteur 72. Les sorties des amplificateurs d'additions sont chacune branchées à l'appareil de visualisation 35A, les connexions restantes pour l'appareil de visualisation peuvent être telles qu'illustrées sur la figure 2; Vu que le fonctionnement du calculateur 100 est essentiellement semblable aux systèmes décrits ci-dessus, seule une courte description sera nécessaire.Le signal de 30hz de phase variable se présentant à la borne de sortie 24 du récepteur VORll est appliqué au détecteur de croisement nul 51 pour produire un signal de sortie 81 de forme d'onde rectangulaire. Le signal 81 est fourni à l'entrée d'un filtre 102, produisant un signal de sortie 111 de forme d'onde triangulaire qui est alimenté vers le circuit du synthétiseur 103 à onde sinusoiaale à diodes. La sortie du circuit 103 est un signal 112 d'onde sinudoSEale qui est appliqué au potentiomètre 104. La position de la prise au potentiomètre 104 est variée selon la sortie mécanique du récepteur DME 12, alimentant un signal à l'amplificateur 105 qui a une phase et fréquence déterminée par le signal de données VOR variable et une amplitude déterminée par le signal de données DME. Ce signal est appliqué au détectenr 31 où est multiplié par le signal de référence VOR qui a été transformé en forme d'onde rectangulaire dans le détecteur 57 (signal 45A). La sortie du multiplicateur 31 est un signal de courant continu ayant une amplitude et une polarité représentatives du vecteur de distance R sin (voir figure 3). Le signal de référence 45 A VOR à phase constante et onde carrée de la sortie du circuit 57 est aussi fourni au filtre 106, qui produit un signal de sortie 113 de forme d'onde triangulaire qui est déphasé de 90 par rapport au signal d'entrée. Le signal 113 est appliqué au détecteur 107 pour produire un signal de sortie 46 A de forme d'onde rectaggulaire.Le signal 46 A est fourni à une entrée du circuit détecteur 32, l'autre entrée du détecteur 32 recevant le signal de sortie sinusoiaal de l'amplificateur 105. La sortie du détecteur 32 est un signal à courant continu ayant une amplitude et une polarité représentatives de la distance vecteur de coordonnées R sin (figure 3). Les signaux de sortie à courant continu des détecteurs 31 et 32 sont fournis au modulateur de cosinus 60 et au modulateur de sinus 70 respectivement. Le signal de porteuse de l'oscillateur 58 est aussi alimenté aux modulateurs 60 et 70. La sortie du modulateur 60 est un signal de forme d'onde sinuscr8ale ayant une amplitude et phase représentatives du vecteur distance R cos . La sortie du modulateur 70 est un signal sinusoidal ayant une amplitude et une phase représentatives des coordonnées du vecteur distance R sin . Le sélecteur du point de parcours 72, de la fiqure 4 fonctionne comme dans le circuit de la figure 2,pour produire deux signaux de sortie P cos e et P sin e, toua deux à la fréquence de porteuse locale de 465hz. Le signal P sin e est fourni a l'amplificateur 71 ensemble avec le signal du modulateur 70 produisant un signal de coordonnées R sin + P sin e qui est alimenté à l'appareil de visualisation 35A.De meme, le signal P cos e est fourni à l'amplificateur 66 avec le signal de sortie du modulateur 60, produisant un signal de coordonnées R cos Ib et P cos e qui est alimenté à l'appareil de visualisation 35 A. La Figure 5 illustre schématiquement, un détecteur de croise- ment nul typique oui peut être employé pour le circuit 51 dans le calculateur 100 (figure 4). Le circuit illustré sur la figure 5 est aussi approprié pour être employé comme circuit 57 ou circuit 107 de la figure 4. Se référant à la figure 5,le détecteur de croisement nul comprend un amplificateur opérationnel 151 ayant sa borne d'entrée d'inversion branchée par une résistance 152 à une source d'un signal sinusoIaal, montré sur la figure 5, comme borne de sortie 24 du récepteur VOR. La borne d'entrée d'inversion de l'amplificateur 151 est aussi retournée à la masse par une diode 153 et bran- chée à une borne d'un pont à diode 154. La bonne opposée du pont à diode est branchée à une borne de sortie de l'amplificateur 151. Une borne intermédiaire du pont 154 est branchée par une résistance 155 à une alimentation en courant négatif désignée par V-. L'autre borne du pont est branchée par une résistance 156 et une diode 15 7 à une alimentation en courant positif désigné par V+. La borne d'entrée non inverseur de l'amplificateur 151 est branchée a la masse par une résistance 158. Les deux bornes de l'alimentation en courant de l'amplificateur sont branchées aux sources V+ et V-. La borne de sortie de l'amplificateur opérationnel est branchée par une combinaison parallèle d'une résistance 161 et une résistance 162 à l'électrode de base d'un transistor 163. L'émetteur du transistor 163 est branché à la masse du système. Le collecteur du transistor 163 est branché par une combinaison en série d'une résistance 164 et une résistance 165 à la source V+. La borne commune des résistances 164 et 165 est branchée a la base d'un deuxième transistor 166. L'émetteur du transistor 166 est branché V+ et le collecteur est branché par une résistance 17 a la masse du système. La borne de sortie 168 pour le circuit est branchée au collecteur du transistor 166. Lorsque le signal sinusoiaal 41 est appliqué à la borne d'entrée 24 du détecteur a croisement nul, tel qu'illustré sur la figure 5, le signal de sortie présent à la borne 168 est le signal à onde carrée 81 ayant une amplitude de crête positive de V+ et une amplitude de crête négative de V-, le signal d'onde carrée étant centré autour de zéro. Des variations substantielles en amplitude du signal d'entrée 41 peuvent être tolérées par le circuit sans variation d'amplitude du signal de sortie 81. En outre, le détecteur 51, tel que montré sur la figure 5, n'introduit aucun déphasage perceptible dans le signal de sortie lorsqu'il est comparé au signal d'entrée. Cette caractéristique est maintenue en dépit des variations de la source de courant et autres facteurs. Ainsi, une des principales sources de difficultés dans les sytèmes de navigation aérienne, l'introduction d'erreurs dans le récepteur et l'appareil de traitement du signal, est effectivement éliminée du moins en ce qui concenne ce circuit. La Figure 6 illustre un circuit de filtre à taux de balayage constant qui peut être utilisé comme filtre 102 dans le système de la figure 4. De même, le circuit montré sur la figure 6 peut être employé pour le filtre 106 du système de la figure 4. Le filtre 102, tel qu'illustré sur la figure 6 comprend un amplificateur opérationnel 171 ayant sa borne d'entrée n La borne de sortie 173 de l'amplificateur 171 est aussi branchée de retour a l'entrée non-inverseur de l'amplificateur 171 par un circuit de réaction de stabilisation à basse fréquence 176. Le circuit de réaction 176 comprend un paire de diodes 177 et 178 orientées en opposition et branchées à la borne de sortie 173. La diode 177 est retournée à la masse du système par un circuit RC parallèle comprenant une résistance 181 et un condensateur 182. De même, la diode 178 est retournée à la masse par une combinaison parallèle d'une résistance 183 et d'un condensateur 184. En plus, les diodes 177 et 178 sont branchées aux bornes terminales d'un potentiomètre 185. La prise au potentiomètre 185 est branchée à une résistance 186 qui est branchée à la borne d'entrée inverseur d'un amplificateur opérationnel 187 Les bornes d'alimentation en courant de cet amplificateur 187 sont branchées respectivement aux sources de courant V+ et V-. La borne d'entrée non inverseur de l'amplificateur 187 est branchée à la masse par une résistance 188. La borne de sortie de l'amplificateur 187 est branchée par une résistance de réaction 189 à l'entrée inverseur de l'amplificateur. La sortie de l'amplificateur 187 est branchée à une résistance 191 qui est branchée à la borne centrale d'un diviseur de tension comprenant une résistance 192 qui est branchée à la masse du système et une résistance 193 qui est branchée de retour à l'entrée non inverseur de l'amplificateur 171. Le fonctionnement de base du circuit du filtre à taux de balayage constant, illustré sur la figure 6 peut être facilement considéré en évitant initialement la référence au circuit de réaction de stabilisation 176. Une tension de référence (de l'une et l'autre polarité) appliquée à la borne d'entrée 168 du circuit de filtre est amplifiée et se présente, sans changement de polarité, à la borne de sortie 173. Cette tension change le condensateur 174 par la faible résistance produite par la résistance 175. La chute de tension dans la résistance 175 qui est une fonction du courant de charge par le condensateur 174, est retournée à la borne d'entrée inverseur de l'amplificateur 171. La tension de sortie de l'amplificateur 171 sera telle que la tension dans la résistance 175 s'accorde précisément à la tension d'entrée. Avec une chute de tension constante dans la résistance 175, le taux de chargement du condensateur 174 est une fonction linéaire. C'est à dire le taux de chargement du condensateur 174 a une pente constante, de façon que le circuit puisse être considéré comme ayant un taux de "balayage constant". Le taux de balayage réel est déterminé par 1' impédance des condensateurs 174 et résistance 175 et de l'amplitude de la tension d'entrée. La direction de la pente de la caractéristique de charge pour le condensateur 174, dépend bien entendu, de la polarité du signal d'entrée. En outre, il peut être démontré que le déphasage du circuit est précisément 900 à toute fréquence au dessus d'une fréquence de coupure donnée déterminée par les impédances du circuit, en particulier du condensateur 174 et de la résistance 175. Lé filtre à pente constante ou taux de balayage constant de base, tel que décrit jusqu'à maintenant, n'est pas stabilisé pour une excitation en courant continu. Par conséquent, il y a une tendance pour la tension de sortie à la borne 173 de se glisser vers le haut à la valeur de V+ ou vers le bas à la valeur de V-, selon les variations de la teneur en courant continu dans le signal d'entrée et autres facteurs. Cette caractéristique peut aussi produire des fluctuations, à des fréquences extrêmement basses, dans le signal de sortie 111. Le circuit 176 de réaction de stabilisation à courant continu qui peut être varié considérablement de la forme montrée, empêche ce glissement de courant continu. La Figure 7 illustre une forme d'un synthétiseur d'onde sinusoiaale qui peut être utilisée comme circuit 103 dans le système de la figure 4. Sur la Figure 7, la borne d'entrée 173, qui est la borne de sortie pour le filtre it taux de balayage constant précédent, est branchée à une résistance 201 qui est à son tour branchée à la borne de sortie 261. Le restant des composants du synthétiseur sont tous branchés à la borne de sortie 261. Ainsi, la borne de sortie 261 est branchée par une diode 221 à une série de résistances de précision 202, 2O1, 204, 205 et 106, avec la résistance 206 branchée par la résistance 207 à l'alimentation V-. La borne de sortie 261 est aussi branchée par une combinaison en série d'une résistance 208 et d'une diode 222 à une borne commune des résistances 202 et 203, par une résistance 209 et une diode 223 a une borne commune des résistances 203 et 204, par une résistance 210 et une diode 224 à la borne commune des résistances 204 et 205, par une résistance 211 et une diode 225 a.une borne commune des résistances 205 et 206, et par une résistance 212 et une diode 226 à la borne commune des résistances 206 et 207. La moitié inférieure du synthétiseur comprend une diode 227 qui relie la borne de sortie 261 à une série de résistances de précision 213,214 215, 216 et 217, la résistance 217 étant branchée par la résistance 218 à l'alimentation V+. Les jonctions des résistances dans cette série 213 à 217 sont branchées aux résistances 208, 209, 210, 211 et 212 par les diodes individuelles 228, 229, 230, 231 et 232 respectivement. La diode 221, en plus de sa connexion à la résistance 202, est branchée à l'émetteur d'un transistor 241. Le collecteur du transistor 241 est branché à l'alimentation en courant V+. La base du transistor est branchée à la masse du système par une résistance 245 et aussi branchée à l'alimentation V+ par une combinaison en série d'une résistance 246 et d'une résistance variable 247. De même, la diode 227 est branchée à l'émetteur d'un transistor 242. Le collecteur du transistor 242 est branché à l'alimentation V- et la base du transistor est branchée à la masse par une résistance 248 et à l'almentation V-par une combinaison en série d'une résistance 249 et d'une résistance variable 251. Au cté droit du circuit synthétiseur de la figure 7, la diode 226 est branchée à l'émetteur d'un transistor 243, ayant son collecteur branché à l'alimentation V+. La base du transistor 243 est branchée à la masse par une résistance 252 et branchée à l'alimentation V+ par une résistance 253 et une résistance vatiable 254. De même, la diode 232 est branchée à l'émetteur d'un transistor 244 ayant son collecteur branché à l'alimentation V-. La base du transistor 244 est branchée à la masse par une résistance 255 et aussi branchée à l'alimentation V- par une combinaison en série d'une résistance 256 et d'une résistance variable 257. La borne de sortie 261 est aussi branchée à V+ par une résistance 262. En plus, la borne de sortie est branchée à une résistance 263 qui est à son tour branchée à l'entrée non inverseur de l'amplificateur 264. Les bornes d'alimentation en courant de l'amplificateur sont branchées à V+.et V-. La borne de sortie de l'amplificateur 264 est branchée au potentiomètre 104 contrlé par DME, qui est retourné à la masse. En plus, la borne de sortie de l'amplificateur opérationnel est branchée à une résistance de réaction 265 qui est retournée à l'entrée inverseur de l'amplificateur. Le synthétiseur 103, tel qu'illustré sur la figure 7, est un circuit généralement connu qui a été utilisé dans un équipement d'essais, par conséquent, aucune description ne sera faite ici. En utilisant des résistances choisies de grandeurs appropriées, et avec un nombre d'étages adéquat, tel qu'illustré sur la figure 7, le circuit synthétiseur produit un signal 112 d'onde sinusotaale ayant virtuellement aucune distortion harmonique du signal 111 d'entrée de forme d'onde triangulaire. La Figure 8 illustre des circuits spécifiques qui peuvent être utilisés pour l'amplificateur 105, le détecteur multiplicateur 31, le détecteur multiplicateur 32 dans le-système calculateur de la figure 4. Au coté gauche de la figure 8, le potentiomètre 104 actionné par DME est représenté, la prise au potentiomètre étant branchée par une résistance 30 i à une entrée non inverseur d'un amplificateur opérationnel 312. Les bornes d'alimentation en courant de l'amplificateur sont branchées à V+ et V-, de façon courante. La borne de sortie 313 de l'amplificateur est branchée à une- résistance de réaction 314 branchez à l'entrée inverseur de l'amplificateur. Le circuit pour le détecteur 31 qui est illustré sur la figure 8, est essentiellement un écrêteur à transistor à effet de champ. I1 comporte un transistor à effet de champ 316 ayant une électrode principale branchée à la masse et ayant l'autre électrode branchée à une résistance 317 qui est branchée à la borne de sortie 313 de l'amplificateur 105. L'électrode porte du transir 316 est branchée à une résistance 318 dans un circuit qui s'étend de retour au détecteur de croisement nul 57 dans le canal du signal de référence du récepteur (voit figure 4). Le circuit de sortie du détecteur 31, tel que montré sur la figure 8, comprend un filtre passe-bas courant incluant deux résistances 319 et 321 et deux condensateurs shunt 322 et 323. Le circuit illustré sur la figure 8 pour le détecteur 32 est essentiellement le méme que pour le détecteur 31. I1 comporte un transistor à effet de champ 325 ayant une électrode principale branchée à la masse, l'autre électrode principale étant branchée à une résistance 326 qui est branchée de retour à la borne de sortie 313 de l'amplificateur 105. La deuxième entrée au détecteur comprend une résistance 327 branchée du détecteur 107 (figure 4) à l'électrode porte du transistor 325. La sortie du détecteur 32 est un filtre passe-bas comprenant deux résistances 328 et 329 et deux condensateurs shunt 331 et 332. Le fonctionnement de l'amplificateur 105 est tout à fait conventionnel et ne sera pas décrit en détail. I1 fournit un signal sinusoiNdal au circuit écrêteur à transistor à effet de champ du détecteur 31, le transistor 316 étant inversé par demi-cycles du signal 45A du détecteur 57. Le signal de sortie est un signal pulsateur à courant continu ayant une polarité qui varie selon la relation de phase entre les signaux 45A et 112 et ayant une amplitude déterminée par l'amplitude du signal 112. La forme d'onde du signal présent à la borne 334 est indiquée par la forme d'onde 335 en trait plein de la figure 8A pour des conditions dans lesquelles l'angle de phase entre les deux signaux d'entrée 45A et 112 est de zéro degré. Le signal de sortie présent à la borne 336 est représenté par le signal 337 en ligne pointillé sur la figure 8A, pour les memes conditions de fonctionnement. Le fonctionnement du détecteur 32 de la figure 8A est le même que celui décrit plus haut pour le détecteur 31. La forme d'onde 337 en trait plein de la figure 8A représente le signal développé à la borne 338 de I'écrêteur pour des conditions de circuit correspondant à une différence de phase de 900 entre les signaux d'entrée 112 et 46A. La moyenne des déviations positive et négative du signal 337 est nulle de façon que pour ces conditions de circuit, le signal de sortie à la borne 339 est nul tel qu'indiqué par la ligne 341 de la figure 8A. On peut voir que les signaux de sortie 337 et 341 changent d'amplitude et de polarité avec des changements d'angles de phase relatifs des deux signaux d'entrée à chaque détecteur, les signaux 337 et 341 peuvent aussi varier amplitude avec des changements d'amplitude du signa d'entrée sinusofdal 112. La Figure 9 illustre un appareil qui peut être utilisé pour le sélecteur du point de parcours 72. I1 comporte un potentiomètre d'entrée 401 ayant une borne branchée à l'oscillateur 58 (figure 4) et l'autre borne à la masse du système. La position de la prise au potentiomètre 401 est réglée pour varier l'amplitude du signal de sortie de la prise pour correspondre à la distance P de la station au sol vers le point de parcours choisi (figure 3). La prise au potentiomètre 401 est branchée à l'entrée d'un amplificateur 402 et la sortie d'un amplificateur 402 est branchée à l'enroulement d'entrée 404 d'un résolver rotatif 403. Le résolver 403 comprend deux enroulements orthogonaux de sortie 405 et 406 branches dans une disposition courante et ayant des bornes de sortie 407 et 408 respectivement. L'orientation angulaire entre l'enroulement 404 d'entrée du résolver et les enroulements de sortie 405 et 406 est réglée manuellement pour correspondre à l'angle de position e pour le point de parcours de repère (voir figure 3). En fonctionnement, le signal de 465hz de l'ogíllateur 58 est réglé en amplitude par le potentiomètre 401 et en phase par le résolver 403. De cette façon, les deux signaux de sortie sont produits aux bornes 407 et 408, de la forme de P sin e et P cos 6, respectivement. I1 faut comprendre que cette construction pour le sélecteur 72 est seulement présentée dans le but de compléter la description et que d'autres dispositifs comme par exemple un transformateur réglable à plusieurs prises peut être employé avec le calculateur de l'invention pour produire les signaux de coordonnées du point de parcours de repère. La Figure 10 illustre un amplificateur d'addition qui peut être utilisé pour le circuit amplificateur 66 ou pour le circuit amplificateur 71 de la figure 4. Tel quenpntré sur la figure 10, le signal R cos sinusoidal de coordonnées de la station au sol est appliqué à une extrémité du circuit, comprenant une résistance 411, un potentiomètre 412 et une résistance 413 tous branchés en série l'un avec l'autre. L'autre extrémité de ce même circuit est fournie d'un signal P cos e sinusoiaal de coordonnées du point de parcours. La prise au potentiomètre 412 est branchée à l'entrée d'un amplificateur 414 et le signal de sortie est de la forme R cos et P cos e. Pour donner une illustration plus complète de l'invention, certains paramètres de circuit sont donnée ci-après. Bien entendu cette information n'est donnée qu'à titre d'exemple et ne doit en aucun ca8 limiter l'invention. Résistances 152, 155, 158, 164 4.7 kilohms 156, 167, 188, 247, 251, 254, 257 10 kihhoms 161 560 ohms 165, 252, 255 2.2 kilohms 172, 181, 183 150 Kilohms 175, 192 100 ohms 185 1 megohm 186, 189, 262 47 kilohms 191, 193, 201, 246, 249, 253,256 i kilohm 202, 213 51.1. ohms 203, 214 80.6 ohms 204, 215 137 ohms 205, 216 178 ohms 206, 217 280 ohms 207, 218 2 kilohms 245, 248 150 ohms 263, 265, 301, 314 33 kilohms 317, 326 100 kilohms Condensateurs 162 0.1 microfarad 174 1 microfarad 182, 184 4 microfarad 219 3.3 microfarad Dispositifs à semi-conducteurs 151, 171, 187, 264, 312 uA741 153, 154, 157 1N914 163, 241, 243 2N2222 166, 242, 244 2N2907 177, 178 Ion270 221 à 232 IN916B316, 325 2N4222 Alimentation en courant V+ +12 volts V- -12 volts Bien entendu diverses modifications peuvent être apportées par l'homme de l'art aux dispositifs ou procédés qui viennent d'être décrits uniquement à titre d'exemples non limitatifs sans sortir du cadre de l'invention. REVEND ICAT IONS 1. Calculateur analogique à semi-conducteurs entièrement électronique pour système de navigation aérienne du type incluant une station au sol pour émettre des signaux de position et un moyen récepteur dans un avion pour développer, de ces signaux de position, au moins deux signaux de données continuellement variables réprésentatifs de la position de l'avion par rapport à la station au sol, codés selon des coordonnées non linéaires, caractérisé en ce qu'il comprend un premier moyen, couplé au moyen récepteur, pour transformer l'un des signaux de données en un premier signal intermédiaire d'une fréquence donnée et d'une forme d'onde substantiellement rectangulaire; un deuxième moyen, couplé au moyen récepteur pour développer à partir de l'autre des signaux de données un deume signal intermédiaire de la fréquence donnée et dune forme d'onde substantiellement sinusoidale; et un moyen détecteur de produit pour multiplier ensemble les premier et deuxième signaux pour produire deux signaux de coordonnées linéaires conjointement représentatifs de la position instantanéede l'avion par rappprt à la station au sol. 2. Calculateur selon la revendication 1, lorsque dans le système de navigation aérienne le récepteur développe à partir des signaux de position trois signaux de données, les premier et deuxième signaux de fréquence donnée variant en phase d'un angle l'un par rapport à l'autre, selon un paramètre de position et un troisième signal de donnée représentatif d'un autre paramètre de position, par rapport à un émetteur au sol, caractérisé en ce que le premier moyen couplé au récepteur reçoit le premier signal de données pour produire le premier signal intermédiaire, à la fréquence donnée, et d'une forme d'onde substantiellement rectangulaire; que le deuxième moyen couplé au récepteur reçoit le deuxième signal de données et comporte un moyen modulateur pour la modulation d'amplitude du deuxième signal de données en accord avec le troisième signal de données pour produire un deuxième signal intermédiaire d'amplitude R, à la fréquence donnée, ayant une forme d'onde substantiellement sinusoidale; et que le moyen de détecteur de produit comprend un premier détecteur de produit pour multiplier les premier et deuxième signaux intermédiaires ensemble pour produire un premier signal R cos de coordonnées de la station au sol, et un deuxième détecteur de produit pour multiplier ensemble les premier et deuxième signaux intermédiaires, l'un des signaux intermédiaire étant déphasé de 90', pour produire un deuxième signal R sin de coordonnées de la station au sol. 3. Calculateur selon la revendication 2, caractérisé en ce que le moyen de modulation comprend un générateur de signaux de forme d'onde carrée, excité par le deuxième signal de données pour con trouer la fréquence et la phase de sa sortie et excité par le troisième signal de données pour contrôler l'amplitude de sa sortie, et deux étages successifs d'intégrateurs couplés à la sortie du générateur de signaux à onde carrée pour transformer sa sortie d'onde carrée en deuxième signal intermédiaire. 4. Calculateur selon la revendication 3, caractérisé en ce que le générateur de signaux à onde carrée inclut un détecteur de croisement nul mis en mouvement par le deuxième signal de donnée et un circuit d'.écrêteur conditionné ayant son taux d'écrétage contrôlé par la sortie du détecteur à croisement nul et ayant en outre, son amplitude contrôlée par ce troisième signal de données. 5. Calculateur selon la revendication 2, caractgrisé en ce que le moyen modulateur pour produire le deuxième signal intermédiaire comporte, en série , un détecteur à croisement nul, excité par le deuxième signal de données, pour produire un signal d'onde carrée correspondant en fréquence et en phase au deuxième signal de données; un filtre à taux de balayage constant pour transformer le signal d'onde carrée en un signal de forme d'onde triangulaire; un synthétiseur d'onde sinusoidale pour transformer le signal d'onde triangulaire en signal sinusöIdal d'amplitude constante; et un circuit de sortie variable pour ce synthétiseur d'onde si nusoidale, varie continuellement en accord avec le troisième signal de données. 6. Calculateur selon la revendication 2 ou 5, caractérisé en ce que le moyen pour produire le premier signal intermédiaire est un détecteur à croisement nul excité par le premier signal de données, et par un moyen de déphasage comprenant un filtre à pente constante excité par le premier signal intermédiaire et un détecteur a croisement nul excité par la sortie de ce filtre pour donner un déphasage de 90a dans le premier signal intermédiaire pour# usage dans le deuxième détecteur de produit 7. Calculateur selon l'une quelconque des revendications 2 à 6, caractérisé en ce qu'il comprend, en outre, un sélecteur de point de parcours de repère pour produire des premier et deuxième signaux de coordonnées du point de parcours P. cos e et P. sin e repré sentatifs de l'emplacement du point de parcours relatif à la station au sol; un premier amplificateur d'addition pour combiner al gébtiquement le premier signal de coordonnées de la station au sol et le premier signal de coordonnées du point de parcours pour développer un premier signal de position de coordonnées linéaires R. cos 0 + P. cos e; et un deuxième amplificateur d'addition pour combiner algébriquement le deuxième signal de coordonnées de la station au sol et le deuxième signal de coordonnées du point de parcours pour développer un signal de position de coordonnées linéaires R. sin + P. sin e. 8. Calculateur selon la revendication 7, caractérisé en ce que le sélecteur du point de parcours est excité par un signal de por teuse d'un oscillateur local et développe des signaux de coordonnées du point de parcours de forme d'onde sinusoIdale a une basse fréquence de porteuse donnée; et par un moyen de modulation sinus et un moyen de modulation cosinus pour moduler les premier et deuxième signaux de coordonnées de la station au sol avec le signal de porteuse pour produire des premier et deuxième signaux de coordonnées de la station au sol de forme d'onde sinusoidale avant la combinaison des premier et deuxième signaux de coordonnées de la station au sol avec les premier et deuxième signaux de coordonnées du point de parcours dans les aplificateurs d'addition. 9. Calculateur selon la revendication 8, caractérisé en ce que le signal de porteuse, lorsqu'appliqué aux moyens modulateurs sinus et cosinus, est d'une forme d'onde rectangulaire, et que les moyens modulateur comprennent chacun un modulateur d'amplitude pour moduler le signal de porteuse à onde carrée avec celui associé aux signaux de coordonnées de la station au sol, suivi par deux intégrateurs successifs pour développer les signaux respectifs de coordonnées de la station au sol de forme d'onde sinusoldale. 10. Calculateur selon l'une quelconque des revendications 5 à 9, caractérisé en ce que le circuit de filtre à taux de pente constant comprend un amplificateur à semi-conducteurs intégrés ayant une borne d'entrée inverseur, une borne d'entrée non inverseur et une borne de sortie; un condensateur branché à cette borne de sortie; une résistance d'une très faible impédance branchée de ce condensateur à un plan de potentiel de référence; une connexion de réaction conductrice de la borne commune du condensateur et de la résistance à l'entrée inverseur de l'amplificateur opérationnel; des moyens pour appliquer un signal d'entrée de forme d'onde rectangulaire à la borne d'entrée non inverseur de l'amplificateur opérationnel, produisant ainsi un signal de sortie de forme d'onde triangulaire à la borne de sortie de l'amplificataur opérationnel ayant une.pente constante déterminée par les impédances du condensateur et de la résistance et de l'amplitude du signal appliqué.