- 1 - L'invention a trait aux amplificateurs à programmation numérique, et plus particulièrement à des amplificateurs à conductance de transfert, à deux quadrants et à programma- tion numérique. Les amplificateurs à programmation numérique sont large- ment utilisés dans l'industrie de l'électronique. On les uti- lise pour contrôler l'amplitude des signaux dans des généra- teurs programmables de formes d'ondes. On peut aussi les uti- liser pour engendrer des formes d'ondes particulières, par exemple en gradins, à rampe ou triangulaires, avec une ampli- tude et une fréquence controlables. Si l'on utilise un comp- teur de recyclage pour exciter l'entrée de commande de l'am- plificateur, on peut engendrer une parabole représentée par son équation paramétrique dans le temps. On peut ensuite uti- liser cette parabole de base pour engendrer d'autres profils coniques pour affichages graphiques. D'autres applications comprennent le contrôle numérique du filtrage et la commuta- tion et l'optimisation paramétriques. Les techniques classiques de construction prévoient des amplificateurs qui utilisent des commutateurs à transistors fonctionnant par saturation et exigent un contrôle précis des tensions de suppression. Les amplificateurs ainsi obtenus répondent lentement aux entrées de commande et sont d'un éta- lonnage difficile. On utilise normalement, en tant que moyen pour assurer la conversion d'un code numérique en courant analogique, des con- vertisseurs numériques/analogiques pour pondérer numériquement un signal analogique dans le but de produire un courant de sortie contrôlable. Ce circuit fonctionne comme un amplifica- teur à réaction à bande passante très large. En outre, sa ré- ponse de fréquence est indépendante du gain sélectionné numé- riquement. Par conséquent, l'un des buts de la présente invention consiste à prévoir un amplificateur à conductance de trans- fert qui peut etre programmé numériquement. Un autre but de l'invention consiste à prévoir un ampli- ficateur à conductance de transfert, numériquement programma- bleet qui fonctionne dans deux quadrants. Enfin, l'invention a pour but de prévoir un amplificateur -2- à conductance de transfert, qui peut etre programmé numéri- quement et dont la réponse de fréquence ne varie pas selon le gain programmé. Différentes caractéristiques et avantages de la présente invention ressortiront clairement au cours de la lecture de la description qui suit, faite en se référant au dessin an- nexé, sur lequel: La FIGURE 1 est un schéma de circuit d'un amplificateur à programmation numérique selon l'art antérieur, représenté uniquement dans le but de mieux comprendre les avantages que procure la présente invention, et La FIGURE 2 est un schéma mixte synoptique et de circuit montrant un amplificateur conforme à la présente invention. Si l'on se réfère tout d'abord à la Figure 1 qui montre un amplificateur à programmation numérique selon l'art anté- rieur, on voit que la conductance de transfert (également ap- pelée "transconductance") ou le gain de cet amplificateur peut etre sélectionné par l'application d'un signal de com- mande A0 - A7 (octet numérique> à la base des transistors de commutation 10, 20, 30... 80. La moitié du signal d'entrée Vin est appliquée à la borne de noninversion de l'amplificateur 120 par le diviseur de tension 100-110. La borne d'inversion est reliée à la source de signaux par l'intermédiaire d'une résistance 105 de meme valeur que la résistance 115, ainsi qu'à la masse à travers une série de résistances à charge binaire 5, 15, 25... 75 qui correspondent chacune à un transistor 10 - 80, ces tran- sistors étant commandés par un signal de commande numérique à huit bits. Ce qui présente le plus d'importance dans la conception de l'amplificateur de la Figure 1, c'est l'incorporation d'un système précis de commutation. Les commutateurs doivent avoir une tension de fermeture particulièrement faible et aussi un courant d'ouverture extrêmement faible. Par conséquent, on utilise pour cela, en tant que commutateur, un transistor bi- polaire branché à l'envers, comme représenté, et qui fonction- ne par saturation. Toutefois, dans des circuits de ce genre, le pourcentage d'erreur dans le signal de sortie peut dépasser pour cent à des tensions d'entrée inférieures à 10 milli- 2474253. -3 - volts. Cette erreur représente le pourcentage de déviation par rapport à une fonction idéale de transfert. Une descrip- tion complète du circuit de l'art antérieur rappelé ci-dessus peut etre trouvée dans l'article intitulé "Simple digitally- controlled variable-gain linear d.c. amplifier" par A. Sedra et K.C. Smith, Electronic Engineering, Mars 1969, pp.362 à 365. La Figure 2 montre une combinaison de schéma synoptique et de schéma de circuit concernant un amplificateur suivant la présente invention. Le signal d'entrée appliqué à l'ampli et désigné en Vin parvient à la base d'un transistor PNP dont le collecteur est relié à une source adéquate de po- tentiel négatif à travers la résistance 155. L'émetteur du transistor 150 est relié à l'émetteur d'un autre transistor PNP 160. Le point de jonction de ces deux électrodes émet- trices est relié à une borne d'une source de courant constant dont l'autre borne est mise à la masse. Le collecteur du transistor 160 est relié à une source appropriée de potentiel négatif à travers une résistance 165, égale à la résistance 155. Ainsi, les transistors 150 et 160 sont branchés de façon à constituer un couple différentiel. Les bornes de sortie de cette paire différentielle, c'est-à-dire les électrodes col- lectrices respectives de ces transistors, sont branchées cha- cune à la boucle de référence d'un convertisseur numérique/ analogique multiplicateur distinct DAC. Les convertisseurs DAC 200 et 300 sont représentés sous forme d'un schéma synoptique afin d'illustrer des convertis- seurs multiplicateurs conventionnels DAC qui utilisent des sources de courant commuté. Des convertisseurs DAC de ce type sont bien connus des spécialistes dans l'art. Ils produisent un courant de sortie analogique en réponse à un signal de commande numérique d'entrée. Il est prévu, bien entendu, un commutateur ou interrupteur de courant pour chaque bit du convertisseur DAC. Selon l'état des entrées de commande (A o-An), le commutateur de courant assure la commutation d'un courant à charge binaire soit vers la borne de référence ,soitvers laligne de sortie, et un zéro logique a pour ef- fet de commuter le courant vers la borne 130. On trouvera des informations détaillées concernant la conversion analogique/ 2474253, -4 - numérique dans l'ouvrage intitulé: "Analoq-Digital Conver- sion Handbook", publié par D. H. Sheingold, copyright 1972 par Analog Devices, Inc. A l'intérieur du convertisseur DAC 200, les transistors 210 et 215 ainsi que les résistances 205 et 225 constituent la boucle de référence. Cette boucle équivaut aux éléments 220, 230, 240, etc.. Plus précisément, le transistor 210 cor- respond aux commutateurs de courant et le transistor 215 avec la résistance 225 correspondent aux sources de courant à charge binaire, tandis que le convertisseur DAC 300 est identique au convertisseur DAC 200 et que les éléments 305 à 340 sont respectivement les équivalents des éléments 205 à 240. En outre, les entrées de commande des convertisseurs DAC 200 et 300 sont branchées de manière à recevoir le même signal numérique de commande. Le collecteur du transistor 150 est relié à la boucle de référence du convertisseur DAC 200 et le collecteur du tran- sistor 160 est relié à la boucle de référence du convertis- seur DAC 300. La borne 130 est reliée à une source appropri- ée de potentiel stable de référence en courant continu, dé- signé en VREF ainsi qu'aux deux boucles de référence. La ligne de sortie 250 du convertisseur #AC 200 et la ligne de sortie 350 du convertisseur DAC 300 sont reliées chacune à un amplificateur de courant à miroir 400 qui per- met à l'amplificateur de fonctionner dans deux quadrants. L'expression "amplificateur de courant à miroir" sert à dé- signer un- amplificateur à transistors dont le gain de courant d'inversion est pratiquement indépendant du gain de courant, dans le sens conducteur direct entre la borne commune et l'é- metteur des transistors qui équipent ce type d'amplificateur. Traditionnellement, on obtient ce résultat en se fiant au rap- port entre les conductances de transfert ou transconductances d'un premier et d'un second transistors. Ces premier et se- cond transistors sont disposés de façon que leurs électrodes émettrices soient reliées à une borne commune de l'amplifica- teur de courant à miroir, que leurs électrodes collectrices soient reliées respectivement à la borne d'entrée et aux bornes de sortie de l'amplificateur de courant à miroir, et enfin que les électrodes de base soient branchées chacune à 2474253. -5- l'électrode collectrice du premier transistor. Ce premier transistor est pourvu d'une réaction par couplage direct collecteur-base par la connexion de son collecteur aux é- lectrodes de base, ce qui assure le réglage de son poten- tiel base-émetteur afin de rendre ce premier transistor con- ducteur quand sont courant de collecteur représente en sub- stance la totalité du courant d'entrée de l'amplificateur de courant à miroir. Etant donné la similitude des potentiels base-émetteur des premier et second transistors, le courant de collecteur du second transistor, qui circule à travers la borne de sortie de l'amplificateur de courant à miroir a la meme relation avec le courant d'entrée que le rapport qui existe entre la transconductance du second transistor et celle du premier. Le miroir de courant 400 constitue un perfectionnement apporté au circuit décrit ci-dessus. Un tel circuit est ex- pliqué dans le brevet U.S. no 3 939 434 intitulé: "Wideband DC Current Amplifier",délivré le 17 Février 1976 et auquel il convient de se référer. Le signal d'entrée est introduit dans l'amplificateur par la ligne d'entrée 140, laquelle est reliée au couple de transistors différentiels 150 et 160. La polarité du signal obtenu aux bornes de la résistance 155 est opposée à celle du signal d'entrée. Ce signal est appliqué à la base du trans- sistor 160 (soit l'autre moitié du couple différentiel d'en- trée). Ainsi, il existe une trajectoire de réaction négative (qui passe par la résistance 225, le transistor 215, le tran- sistor 210 et la résistance 205) entre le collecteur du tran- sistor 150 et la base du transistor 160. Le courant qui cir- cule dans la boucle de référence DAC 200 peut etre exprimé comme suit: vRF- VI iREF =REF IN (1) 1REF R o R = la valeur de la résistance 205. On engendre ainsi un courant push-pull à travers les boucles de référence DAC 200 et DAC 300. Attendu que ces convertisseurs 200 et 300 sont identiques et que la résis- tance 205 est égale à la résistance 305, les courants de 2474253. -6- référence sont égaux et contraires. Par conséquent, le cou- rant qui circule dans la boucle de référence DAC 300 est le suivant: 1iREF =](REF) (2) Le courant qui traverse le commutateur de courant pour chaque bit des convertisseurs DAC 200 et 300 est soit un mul- tiple du courant de référence respectif, soit nul. En d'au- tres termes, si la tension à l'entrée de commande est une ten- sion logique, le courant qui traverse le commutateur est le courant de référence multiplié par le poids binaire du bit. Si la tension à l'entrée de commande est un zéro logique, le-courant qui traverse le commutateur est nul. Les courants de sortie des convertisseurs DAC peuvent etre exprimés comme suit il=iREFKP (3) i2 iRE P (4) o K est une constante qui représente la variation en gra- din du gain et P l'équivalent décimal du signal numérique de commande. Pour un signal binaire de n-bit, P est obtenu par la formule P = 20 + 21 2 n-l (5) A A AA o 1 2 n-l Ainsi, la fonction de transfert de l'amplificateur est sélectionnée par le signal numérique de commande appliqué aux entrées Ak-A. On obtient un fonctionnement à deux qua- o n drants grace à l'action de miroir de courant des transistors 440 et 450, ainsi qu'il est décrit dans le brevet U.S. pré- cité n0 3 939 434. Le courant de sortie sur la ligne 500 est: iOUT =- -i2+ i1 (6) On peut éventuellement transformer le courant de sortie iOUT en une tension en utilisant à cet effet l'un quelconque parmi les moyens traditionnels, très nombreux, connus dans l'art. Par exemple, on peut produire une tension aux bornes d'une résistance de charge ou à un noeud de sommation d'un amplificateur opérationnel incorpore à un circuit à réaction. Le circuit ainsi obtenu engendre par conséquent une tension 2474253. -7- -de sortie programmable. On remarquera que, dans la description qui précède, on a évité d'incorporer une trop grande quantité de détails et d'indications spécifiques concernant des caractéristi- ques telles que la polarisation et similaires, attendu que ces renseignements sont tous bien connus des spécialistes. On peut également souligner que le mode particulier de réa- lisation de l'invention qui est représenté et décrit ici n'est donné qu'à titre d'illustration, non de limitation. Par conséquent, il apparaîtra clairement à tout technicien averti que de nombreuses variantes et modifications pourront etre apportées à ce mode de réalisation sans s'écarter cepen- dant des principes de base de l'invention. 2474253. -8- R E V E N D I C A T I O N S 1. Un amplificateur à conductance de transfert, à deux quadrants et à programmation numérique, caractérisé en ce qu'il comprend: a) un couple de transistors (150, 160) connectés de façon différentielle et destinés à recevoir un signal à am- plifier (Vin); b) un amplificateur de courant à miroir (400) destiné à produire deux courants de sortie déphasés de 180 degrés entre eux; c) un premier convertisseur numérique-analogique(DAC ) du type multiplicateur, dont une borne d'entrée de ré- férence est reliée à une sortie dudit couple de transistors connectés de façon différentielle (150, 160), une borne de sortie analogique reliée à une entrée dudit amplificateur de courant à miroir (400) et plusieurs entrées de commande, et d) un second convertisseur numérique-analogique mul- tiplicateur (DAC 300) dont la borne d'entrée de référence est reliée à une autre sortie dudit couple de transistors branchés de façon différentielle (150, 160), une borne de sortie analogique reliée à l'autre entrée dudit amplifica- teur de courant à miroir (400), ainsi-que plusieurs entrées de commande reliées chacune à une entrée différente parmi lesdites plusieurs entrées de commande du premier conver- tisseur numérique-analogique multiplicateur (DAC 200). 2. Un amplificateur à conductance de transfert, du type programmable, caractérisé en ce qu'il comprend: a) un premier moyen (150, 160) pour recevoir un signal à amplifier; b) un amplificateur (400) pour engendrer deux courants de sortie déphasés de 180 degrés entre eux; c) un premier moyen pour transformer un signal numé- rique de commande en un signal analogiqueayant une borne d'entrée reliée à une sortie dudit moyen récepteur suivant a), une borne de sortie analogique reliée à une entrée dudit am- plificateur (400), et des bornes d'entrée pour des signaux numériques de commande, et d) un second moyen pour transformer un signal numéri- 2474253: 9 _ que de commande en un signal analogique, ayant une borne d'entrée de référence reliée à une autre sortie dudit moyen récepteur, une borne de sortie analogique reliée à une au- tre entrée dudit amplificateur (400), et des bornes d'entrée de signaux numériques de commande, branchées chacune à une borne différente parmi les bornes d'entrée du signal numé- rique de commande dudit premier moyen de conversion. 3. Un amplificateur à conductance de transfert, du type programmable, selon la Revendication 2, caractérisé en ce que le premier moyen convertisseur comprend un convertisseur nu- mérique-analogique multiplicateur (200 DAC). 4. Un amplificateur à conductance de transfert, du type programmable, selon la Revendication 2, caractérisé en ce que le second moyen convertisseur comprend un convertisseur numé- rique-analogique multiplicateur (300 DAC). 5. Un amplificateur à conductance de transfert, du type programmable, selon la Revendication 2, caractérisé en ce que ledit amplificateur comprend un circuit amplificateur de cou- rant à miroir.