La présente invention concerne de façon générale des filtres passe-bande constitués de guides d'ondes plus particulièrement des structures de cavité de guides d'ondes à mode unique capables de fournir des caractéristiques électriques excellentes par exemple en ce qui concerne la réponse à une fonction-elliptique. Les applications des dispositifs de télécommunications a micro-ondes de haute qualité nécessitent des filtrés à bande étroite possédant une bonne sélectivité en fréquence, une phase linéaire et une faible perte d'insertion dans la bande passante. Normalement, des filtres constitués de résonateurs couplés directs à phase minimale suivis d'un groupe d'égaliseurs de retard ou de correcteurs de phase sont utilisés. Bien que des filtres constitués de résonateurs couplés directs soient de structures relativement simples, leursfonctionsde perte d'insertion sont limitées aux fonctions polaires, par exemple aux fonctions de Butterworth ou de Tchebychev.Le demandeur a montré que des filtres passe-bande optimaux constitués de guides ondes dont les fonctions de pertes d'insertion présentent des ondulations dans la bande passante et des zéros finis réels de transmission dans la bande coupée peuvent être constitués en utilisant des cavités couplées multiples à deux modes.On se référera par exemple à l'article de A.E. Atia et A.E. Williams, "Narrow-Bandpass Waveguide Filtres1,, IEEE Transactions on Microwave Theory and Teehniques, Vol. MTT-20, n" 4, Avril 1972, pp. 258-265. Ces filtres nécessitent toutefois encore des égaliseurs de retard en groupes séparés. Puisqutil est connu que mettre en série un réseau de phase non minimale avec un circuit passe-tout fournit un circuit de meilleure qualité que cela n'est réellement nécessaire pour une application particulière, une réalisation directe d'une fonction de transfert de phase non minimale générale, fournit des avantages considérables. Flalheureusement, la solution analytique existante aux problèmes d'approximation de l'optimisation des réponses en amplitude et en phase d'une fonction de transfert de filtre sur la même bande finie de fréquences ne fournit pas les caractéristiques optimales. La solution analytique existante aux problèmes d'approximation est décrite par J.D.Rhodes , "A Low-Pass Prototype Net work For Microwave Linear Phase Filters,'t IEEE Transactions On Microwave Theory and Techniques, Vol. MTT-18, n0. 6 > Juin 1970, pp. 309-313. On se référera également au brevet américain nO 3.597.709 déposé par J.D. Rodes. Bien que la réalisation de guides d'ondes de Rhodes pour le filtre à phase linéaire produise une réponse à retard de groupe excellente, ses caractéristiques d'ar,- plitude invariables en dehors de la bande sont loin d'entre optimales.En outre, la théorie de Rhodes n'envisage pas la réalisation d'un filtre passe-bande pour fonction elliptique. Le brevet américain n" 3.697.898 de B.L. Blachier et A.R. Champeau décrit un filtre passe-bande constitué de guides d'ondes à plusieurs cavités qui fournit une réponse à une fonction elliptique. Le filtre décrit dans ce brevet utilise plusieurs cavités de guide d'ondes dont chacune résone dans deux modes orthogonaux indépendants. De telles cavités peuvent être réalisées en utilisant des guides d'ondes à section circulaire ou carrée. Le couplage dans les cavités est fourni par des discontinuités structurelles telles qu'une vis et le couplage inter-cavités est fourni par des iris à discrimination de polarisation.Le couplage est tel qu'il produit une inversion de phase et ainsi une soustraction entre des modes identiques sélectionnés dans les cavités couplées, fournissant par là des limites de réponse raides pour la bande passante du filtre qui sont caractéristiques de la fonction elliptique. Un avantage particulier du filtre décrit par Blachier et Champeau est qu'il fournit des caractéristiques de filtre excellentes dans un volume limité,'deux facteurs qui sont très importants dans les applications à des satellites et spatiales. Des cavités à mode double nécessitent toutefois un mécanisme plus précis que des cavités à mode simple et, quand elles sont utilisées dans le filtre de Blachier et Chameau, elles nécessitent également un couplage de mode à l'intérieur d'une cavité. En conséquence, un objet de la présente invention est de prévoir une structure de filtre passe-bande constituée d'un guide d'ondes comprenant des cavités en mode unique mais qui peut fournir des caractéristiques électriques excellentes telles qu'une réponse à une fonction elliptique et une amplitude optimale et des fonctions de retard de groupe plates. Ces objets ainsi que d'autres sont atteints en prévoyant une structure de guide d'ondes repliée constituée de plusieurs cavi tés de guides d'ondes rectangulaires dont chacune porte seulement son mode TE101 fondamental et résone à une fréquence centrale commune. Par un choix convenable des mécanismes de couplage entre les cavités dans les deux moitiés symétriques de la structure, des couplages négatif et positif peuvent être fournis pour fournir la réponse à une fonction elliptique par exemple. Plus particulièrement, l'un quelconque des éléments diagonaux de la matrice de couplage à mode pair peut être réalisé ou bien par un trou circulaire au centre de la paroi commune entre les cavités supérieure et inférieure, ou par une fente étroite dans cette paroi au bord de la cavité.Les couplages produits par ces deux procédés ont des signes opposés; ainsi, toute configuration arbitraire de signes de la forme canonique symétrique peut être obtenue. Les objets, caractéristiques et avantages de la présente invention seront exposés en détail dans la description suivante prise en relation avec les dessins joints dans lesquels La figure I représente un circuit équivalent de n cavités accordées de façon synchrone à bandes étroites couplées de façon arbitraire; La figure 2 représente la forme canonique d'un circuit équivalent d'un réseau symétrique d'ordre pair; et La figure 3 représente la structure de guide d'ondes qui réalise la forme canonique du réseau symétrique. Le circuit équivalent général de n cavités couplées arbitrairement est représenté en figure 1. Les couplages Mij entre les ième et jème cavités sont supposés autre invariant en fréquence, ce qui est une hypothèse valable pour des largeurs de bande étroite tes. Le circuit est complètement décrit par la matrice de couplage M qui est une matrice n x n à diagonale nulle symétrique et réelle dont l'entrée (ifs) est la valeur du couplage Mi . Quand ce circuit est considéré comme un réseau à deux fenêtres fermé de façon résistive à la fenêtre de sortie par la charge R2 avec une tension de sortie V2 et commandé au niveau de la fenêtre d'entrée par une source de tension en circuit ouvert E et de résistance interne R1, le taux de pertes d'insertion de tension passe-bas normalisé t(S) défini par peut être exprimé sous la forme où C = constante P et Q sont des polynomes en S, le degré de P étant inférieur ou égal au degré de Q - 2 et où wO est la fréquence de résonance de toutes les cavités. Inversement, étant donné t(S) satisfaisant les conditions susmentionnées et 2 1 t(jÀ) 1 S 1, - P Quand des réseaux symétriques d'ordre pair sont considérés, une forme canonique, représentée en figure 2, existe toujours pour un réseau d'ordre n = 2m. Les couplages Mi,i + 1, (i = 1,2,... m-l) ont tous les mêmes signes, mais les couplages Min il (i = 1, 2... m) peuvent de façon générale avoir des signes différents. Cette forme canonique peut être caractérisée par une matrice de couplage symétrique m x m unique de mode pair, Me qui est une matrice tridiagonale dont l'élément diagonal Meii = Mi, n-i+l et 1 Xlément non diagonalMei, i+l = Mi, il pour i = 1, 2 > ... m-l. En raison de la présence des éléments de couplage diagonaux Meii et du caractère arbitraire de leurs signes, la forme canonique représentée en figure 2 ne peut pas être réalisée ou bien par un guide d'ondes couplé directement ou bien sous la forme proposée par J. D. Rhodes qui est restreinte à la prévision de couplages du même signe.Ceci conduit à "l'augmentation" du polynôme de phase linéaire, c'est-àdire au remplacement de tous les éléments de couplage négatif par des zéros, d'où il résulte une sélectivité diminuée. La structure de guide d'ondes représentée en figure 3 est une réalisation générale de la forme canonique du circuit équivalent représenté en figure 2. Chacune des cavités de guide d'ondes rectangulaire 11 en figure 3 porte seulement son mode fondamental TE101 et résone à une fréquence centrale commune. La première cavité dans la moitié supérieure de la structure est munie d'une fente de couplage d'entrée 12 dans la face située dans le plan x-y. Chaque cavité dans la moitié supérieure de la structure est couplée à la cavité immédiatement suivante par une fente de couplage similaire 13 dans un plan parallèle au plan x-y. De façon similaire, chaque cavité dans la moitié inférieure de la structure est couplée à la cavité immédiatement suivante par une fente 13, et une fente de couplage de sortie 14 est prévue dans le plan x-y dans la face avant de la première cavité dans la moitié inférieure de la structure. La différence entre cette structure et celle proposée par J. D. Rhodes. réside dans le procédé utilisé pour coupler les deux moitiés symétriques du réseau.En figure 3, les deux moitiés sont couplées par l'intermédiaire de leur paroi commune dans un plan parallèle au plan x-z. Ltun quelconque des éléments diagonaux de la matrice de couplage à mode pair peut être réalisé ou bien par un trou circulaire 15 au centre de la paroi commune entre une cavité supérieure et une cavité inférieure (couplage par champ électrique) ou bien par une fente ou des fentes étroites 16 dans la même paroi au niveau du ou des côtés de la cavité (couplage par champ magnétique). Les couplages produits par ces deux procédés ont des signes opposés. Ainsi, toute configuration arbitraire de signes de la forme canonique, symétrique peut être réalisée. La forme canonique à mode unique de la figure 3 pout réaliser l'une quelconque des fonctions de transfert arbitraire d'ordure n = 2m si elle satisfait les équations (1) à (3) et peut être réalisée sous forme d'un réseau symétrique. Des fonctions de transfert qui peuvent tre obtenues par cette nouvelle structure sont les suivantes a. Filtres de Butterworth ou de Tchebychev avec une am plitude et un retard de groupe non optimaux Pots) = 1 (6) b. Filtres ayant des réponses en amplitude optimale du type Cauer ou elliptique et un retard de groupe non optimal où les coefficients Si sont des réels. c. Filtres ayant des phases linéaires et/ou des fonctions de transfert de phase arbitraires. Dans ce cas P(S) est un polyntme de degré n - 2, sans zéros imaginai res purs,ctest-à-dire que ces filtres possèdent un retard de groupe optimal et une réponse en amplitude dans la bande coupée invariable. L'homme de l'art notera que, en prévoyant deux signes possibles pour les couplages M1 > n-i + 1' la construction de toute fonction de filtrage arbitraire dans des structures de guide d'ondes en mode unique est possible. La présente invention n'est pas limitée au exemples de réalisation qui viennent d'entre décrits, elle est au contraire susceptibles de variantes et de modifications qui apparattront à l'hom- me de l'art. REVENDICATIONS 1 - Filtre sous forme d'un guide d'ondes,caractérisé en ce qu'il comprend - n cavités de guides d'ondes en mode unique où n = 2m et où m est un entier positif, chacune de ces cavités étant accordée pour résoner à une fréquence centrale communie, ces n cavités étant disposés en deu. sections adjacentes en série comprenant chacune m sections; - des premiers moyens de couplage reliant les cavités successives dans chaque section pour coupler l'énergie résonante entre les cavités successives; - des seconds moyens de couplage reliant les premières cavités adjacentes sélectionnées dans les deux sections pour coupler l'énergie résonante entre les premières cavités adjacentes sélectionnées dans les deux sections selon un premier sens; et - des troisièmt moyensde couplage reliant des secondes cavités adjacentes dans les deux sections pour coupler l'énergie résonante entre ces secondes cavités adjacentes sélectionnées dans les deux sections selon un second sens opposé au premier sens. 2 - Filtre guide d'ondes selon la revendication 1, caractérisé en ce que chacune des n cavités est une cavité de guide d'ondes rectangulaire portant seulement son mode fondamental TElol. 3 - Filtre guide d'ondes selon la revendication 2, caracté- risé en ce que les cavités successives dans chaque section ont une paroi commune et en ce que les premiers moyens de couplage consistent en une fente dans la paroi commune entre des cavités successives. 4 - Filtre guide d'ondes selon la revendication 3, caractérisé en ce que les deux sections ont une paroi commune et en ce que les seconds moyens de couplage fournissent un couplage par champ électrique et les troisièmes moyens de couplage un couplage par champ magnétique. 5 - Filtre guide d'ondes selon la revendication 4, caractérisé en ce que les seconds moyens de couplage consistent en un trou au centre de la paroi commune entre chacune des premièrescavités adjacentes sélectionnées et en ce que les troisièmes moyens de couplage consistent en une fente étroite dans la paroi commune entre chacune des secondes cavités adjacentes sélectionnées et au bord de cette paroi.