La présente invention se rapporte dtune façon générale à la conversion des signaux slectriques, et concerne plus particu lièrement un nouveau procédé d'amplification d'un signal arbitraire. Le procéd selon l'invention permet d'obtenir des carac téristiques exceptionnelles attribuées généralement à un dispo- sitif de commande ou d'amplification n idéale ". Un circuit d'amplificateur selon l'invention est relativement simple et économique, ses dimensions sont réduites, il est léger, son rendement est excellent et il peut délivrer une puissance élevée à une charge arbitraire avec de très hautes performances. Il a été longtemps difficile de réaliser économiquement un dispositif d'amplification ou de conversion de signaux susceptible de délivrer des puissances relativement élevées à une charge et qui possède en même temps des caractéristiques de dimensions réduites, de légèreté, de rendement élevé, de faible consommation, de réponse rapide, de bonne régulation de chargee, de bonne stabilité en gain et en phase, des caractéristiques de phase linéaire, de gain uniforme, d'insensibilité aux conditions ambiantes et de grande fiabilité. Les amplificateurs linéaires des classes A, AB et B autorisent d'excellentes performances. Mais le rendement relativement faible de ces dispositifs est très critique aux puissances élevées car beaucoup d'énergie doit être dissipée, ce dont il résulte des températures élevées. D'iiportants dissipateurs thermiques, des ventilateurs et quelquefois une réfrigération sont nécessaires, ce qui interdit les petites dimensions et la légèreté. Un autre inconvénient des amplificateurs classiques de classes A, AB et R est leur impossibilité de faire fonctionner les transistors de sortie au courant maximal.Ces amplificateurs imposent normalement que les transistors de sortie fonctionnent simultanément sous des intensités et des tensions élevées,- ce dont- il résulte une forte dissipation dans une pastille de semiconducteur. Cette difficulté peut être éliminée en faisant fonctionner des transistors comme des commutateurs, de manière que l'intensité soit élevée quand la tension est réduite, et réciproquement.Une amplification proportionnelle, pratiquement linéaire-en faisant fonctionner les transistors de sortie comme des commutateurs a déJà été réalisée en mettant en oeuvre certains types de modulation de durée d'impulsions ou de combinai son de durée et de fréquence d'impulsions. Bien que ces procédés de modulation permettent d'obtenir un rendement élevé, ils conduisent aussi en général à une plus grande complexité- et à une dégradation des performances due à une modulation et une démodulation imparfaites. Jusqu'à présent, les circuits les plus simples mettant en oeuvre les procédés de commutation pour l'amplification linéaire étaient des circuits à modulation combinée de durée et de fréquence d'impulsions.Ce procédé met en oeuvre un circuit de commutation à deux états dans lequel le signal de sortie à deux états est retardé, intégré et ramené à l'entrée. Le signal de réaction est combiné avec un signal d'entrée et la combinaison forme le signal d'entrée du circuit à deux états. Il résulte de cette disposition un modulateur dont le signal de sortie du commutateur contient une caractéristique représentative du signal d'entrée. Le signal de sortie à deux états est démodulé par un filtre passe-bas. L'avantage de ce procédé est qu'il conduit à un dispositif d'auto-modulat-ion relativement simple qui est efficace et qui peut fonctionner à des puissances élevées. Un inconvénient majeur de ce procédé est l'insensibilité du signal instantané de sortie à la charge. La commande est réalisée en détectant la valeur moyenne du signal de sortie du commutateur et en le combinant avec le signal d'entrée. Il peut y avoir un écart important entre la valeur moyenne du signal de sortie du commutateur et le signal de sortie instantané à la charge sans signal de correction résultant. Si une boucle de réaction supplémentaire à partir de la charge est prévue, elle impose également un filtre passe-bas pour préserver la fréquence fondamentale d'oscillation et la philosophie de base du dispositif. La réponse est généralement sous-amortie avec une forte surmodulation, et les problèmes de stabilité associés sont compliqués par l'interaction des oscillations du circuit faiblement amorti avec la fréquence de modulation. En résumé, il est difficile d'obtenir avec ce type de dispositif des performances très élevées en ce qui concerne de faibles erreurs, une réponse rapide et une faible surmodulation. L'invention permet d'éliminer ces inconvénients et de dépasser une grande partie des bonnes caractéristiques des amplifica- teurs classiques tout en préservant le rendement élevé des dis positifs à modulation de durée d'impulsions et de durée et de frequence d impulsions. L'invention concerne donc essentiellement un amplificateur Perfectionne qui amplifie fidèlement un signal d'entrée avec un rendement élevé tout en ne comportant que relativement peu de composants selon une disposition légère et compacte. L'invention concerne également un amplificateur permettant une commande optimale dans le temps ; un amplificateur avec de très faibles distorsions d'amplitude et de phase ; un amplificateur dont la bande passante s'retend du courant continu jusque bien au-delà des fréquences audibles. Tous ces résultats sont obtenus tout en relevant le niveau de puissance du signal d'entrée et en assurant la régulation et le contrôle. L'amplification selon l'invention consiste : (1) à produire un signal d'erreur ou de commande qui est la différence entre le signal d'entrée et l'état instantané du signal de sortie, (2) à déterminer la polarité du signal d'erreur ou de commande, (3 > a appliquer de facon appropriée l'une ou l'autre des deux tensions d'alimentation positive et négative à la charge par un circuit de filtrage arbitraire, dans un sens tel que l'erreur soit réduite, (4) à maintenir la tension d'alimentation appliquée jusqu'à ce que la polarité du signal d'erreur s'inverse, (5) à inverser la polarité de la tension d'alimentation appliquée en fonction de l'inversion de la polarité du signal d'erreur.Selon un mode de réalisation de l'invention, la charge constitue une partie intégrante du circuit de filtrage, de manière que les variations dans la charge entrainent également des variations prédéterminées des caractéristiques du circuit de filtrage ( appelé retard de réponse ) de manière à amener les avantages d'une nature adaptative. Ce procédé permet de maintenir le signal de sortie en accord avec le signal d'entrée dans le temps le plus court possible, compatible avec l'amplitude des tensions appliquées et.le retard de réponse. Selon un mode de réalisation de l'invention, le circuit de retard à la réponse consiste en un filtre passe-bas nonlinéaire et non dissipatif placé entre les tensions d'alimentation appliquées alternativement et la charge. Le procédé décrit ci-dessus assure que le signal -d'erreur alternativement Positif et négatif existe pour toutes les valeurs des signaux d'entrée et de sortie. En général, la période du signal oscillatoir d'erreur n'est pas constante puisqu'elle est déterminée par un signal d'entrée arbitraire et l'état instantané du signal de sortie. Selon un mode de réalisation de l'invention, l'oscillation est réduite et la valeur moyenne du signal d'erreur est pratiquement nulle. D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparateront au cours de la description qui va suivre. Aux dessins annexés, donnés uniquement à-titre d'exemple nullement limitatif la figure 1 représente un circuit classique à simple boucle1 la figure 2 est un modèle selon l'invention montrant la non-linéarité et les caractéristiques importantes d'un commutateur à deux états, la figure 3 est une représentation plus détaillée du circuit réel et, la figure 4 est un schéma d'un mode de réalisation de l'invent ion. Pour décrire le comportement inhabituel de l'invention, il est nécessaire de définir la théorie et les termes communs de la technologie des systèmes de commande linéaires et non linéaires. La figure 1 représente un système classique à simple boucle. L'indice S implique des rapports de polynômes dans l'o pérateur de transformation de Laplace. Ainsi, G(S) et H(S) sont des polynômes en S et A est un gain invariable en fréquence. L'équation (1) définit la fonction de transfert en boucle fermée de ce système. La non-linéarité de la case 3 des figures 2 et 3 peut être représentée par un gain équivalent défini comme une fonction décrivant une double entrée. ( est défini par = a'+ r (-1) où est l'amplitude du cycle limite et r est le signal d'erreur à la fréquence d'entrée. L'amplitude et la fréquence de 9 est déterminée en cherchant la solution de l'équation caractéristique du système autonome 1 + e rs G H(s). I = O (2) où N' est la fonction de description classique et est le retard de transport du circuit. Ie gain linéaire équivalent pour ruz est donné par , N ( a ) Ainsi, nr de faibles signaux d'erreur, le circuit selon l'invention se comporte comme un simple système linéaire représenté sur la figure 1. rais, si le signal d'erreur augmente, par exemple sous effet d'un changement brisque à l'entrée ou å la sortie, jusqu une valeur supérieure à le circuit selon l'invention se comporte immédiatement comme un système commuté. Dans ces conditions, le cvcle limite est éliminé et toute la tension continue est appliquée en permanence de manière à réduire l'erreur. Quand le signal d'erreur est ainsi réduit jusqu une valeur au voisinage de , le cycle limite reprend et l'ensemble se comporte à nouveau de manière linéaire. Le circuit selon l'invention présente donc un comportement en deux modes. Ce fonctionnement en deux modes assure une excellente réponse aux transitoires, un déphasage linéaire avec la fréquence et une large bande passante. Il en résulte un mode double extrêmement simple en l'absence des problèmes habituels de stabilité. Un autre avantage important de l'invention est le réglage automatique du gain équivalent en boucle directe linéaire avec les variations de la charge. il faut noter que le gain équivalent donné par l'équation (3) varie à l'inverse de l'amplitude #' du cycle limite. il sera supposé pour simplifier que le circuit de la figure 1 est utilisé comme source d'alimentation en courant continu et qu'il nty a lieu de considérer que l'état permanent. Tl sera sup posé que G (s)= I = H( ) à la fréquence nulle. L'entrée de référence e. est transformée d'une source à faible puissance en in une source à forte puissance, eO, au gain unitaire. L'équation (t) devient e o A = ~~~~~ (4) ein 1+A Tl est souhaitable que eO reste constant quelle que soit la demande de puissance de sortie. Mais le gain A diminue normalement quand la demande de puissance augmente en raison de l'impé- dance de sortie non nulle.Ainsi, un circuit linéaire avec un gain fixé assure une régulation de charge loin d'entre parfaite. Il ressort de la figure 3 Si la charge est résistive, le rapport d'amortissement varie à l'inverse de la résistance de charge ou directement en fonction de la puissance de sortie. L'équation (2) indique que si la charge augmente, la fréquence d'oscillation augmente également. Puisque G(s3 est un filtre passe-bas, l'amplitude résultante de ' est inférieure. Il ressort de l'équation (3) que le gain linéaire équivalent augmente et tend à compenser automatiquement toute diminution du gain en boucle. Ainsi, l'invention permet d'obtenir des impédances de sortie très réduites, et éventuellement négatives. Un autre aspect important de l'invention est que le gain équivalent en boucle directe se règle automatiquement de maniére à maintenir constante la réponse dynamique par dérivation du circuit de réaction plutôt que par division du signal d'entrée au moyen d'un potentiomètre. La source de signaux ne voit virtuellement aucun changement de charge quand le gain varie. La difficulté qui apparaissait jusqu'à présent avec le réglage de gain effectué de cette manière est que la dynamique globale en boucle fermée dépend du gain total en boucle ouverte, et varie par conséquent. Dans le mode de réalisation de la figure 4, la case 21 représente un circuit approprié de réglage de gain qui ne change pas virtuellement la dynamique de l'amplificateur. Si le signal de réaction de l'équation (1) est divisé, et r sont également divisés. Il ressort de l'équation (3) que le gain linéaire équivalent est augmenté dans la mesure exacte où est réduit. Ainsi, l'équation caractéristique de la figure 2 devient et le facteur a s'annule de sorte que les pôles et les zéros de la boucle fermée sont inchangées. La figure 1 représente un circuit de réaction classique qui ne sert qu'à faire ressortir les similitudes et les différences avec le circuit selon l'invention. La figure 2 représente un circuit Felon 1'invention qui présente des grandes similitudes avec celui de la figure t à l'exception près de la case 3 qui remplace la case A de la figure 1. La case 3 représente un dispositif à deux états qui applique +V ou -V à la charge par l'intermédiaire des cases 4 et 5 en fonction de la polarité du signal d'erreur apparaissant sur le conducteur 2. La case 4 représente le retard de transport du circuit, de l'ordre de O,lxlC Osecondes. La case 5 représente un filtre passe-bas qui évite que le signal de sortie sur le conducteur 6 passe instantanément entre +V et -V et il peut donc être appelé un retard de réponse.Les paramètres d et h du commutateur 3 sont de préférence très petits pour n'avoir qu'un effet négligeable sur le fonctionnement du circuit, mais ils peuvent prendre une valeur notable sans sortir du cadre de l'invention. La case P représente un élément de réaction qui mesure l'étant instantané du signal de sortie sur le conducteur 6. De préférence, H(s) possède des caractéristiques d'avance ou de " prévision n afin de faciliter la compensation du retard inhérent du circuit 4. La figure 3 est une représentation plus détaillée d'un circuit selon l'invention et montre une disposition particulièrement avantageuse de G(s) et H La figure 3 est un modèle exact qui convient pour l'analyse du mode de réalisation de la figure 4. Cette dernière représente en détails un circuit qui remplit les fonctions de la figure 3, en plus du circuit 21 qui convient pour le réglage du gain de l'amplificateur de la manière décrite précédemment. Le circuit 21 permet un réglage eo linéaire du-gain en tension ein in de rs77 à 103,4. mous les transistors, diodes et résistances, à l'exception de la case 5, de la case 21, de la résistance 10, de la résistance 7, du condensateur 1R, des bobines d'inductance 4C et 4t et des diodes D5 et DS, remplissent la fonction de la case 3 de la figure 3. De nombreux autres circuits remplissant cette fonction pourraient etre réalisés. Par ailleurs, de nombreux autres circuits appropriés remplissant les fonctions de G (s) et H(s) ( cases 5 et 8 ) pourraient également convenir. Selon la figure 4, le transistor Q2 établit la tension à l'émetteur de Q1 au-dessous de la masse, de sa chute de tension base-émetteur. La base de Q1 est donc approximativement une masse virtuelle à l'état non excité. Les transistors Qt, Q2, Q3, Q4 et Q5 avec leurs diodes et résistances associées constituent un circuit basculeur de Schmitt à une entrée et deux sorties de très faible encombrement et d'hysteresis très réduit. Le circuit de réaction positive est établi entre les émetteurs de Q4 et Q5 et les émetteurs de Q1 et Q2 par la résistance 27 et les diodes de polarisation D1 et D2. La résistance 28 est en dérivation sur une partie du circuit de réaction positive et abaisse l'hysteresis.Les diodes Di et D2 sont utilisées pour produire une chute de tension de polarisation de manière que Q3 ne se sature pas. Quand la tension au point 2 augmente légèrement au-dessus de la masse, Ql se sature, Q3 se bloque, Q4 se bloque, Q5 se débloque, Q7 se bloque, Q9 se débloque ainsi que Qil, ce qui relie l'alimentation négative à la charge par le circuit de retard de réponse. Simultanément, Q6 se débloque, Q8 et Q10 se bloquent et déconnectent l'alimentation positive du circuit de retard de réponse. L'inverse se produit exactement lorsque la tension au point 2 décroît légèrement au-dessous du niveau de la masse. Le circuit fonctionnerait si l'une ou l'autre des bobines d'inductance 4D et 41 était - -court-circuitée , si le collecteur de Q10 était connecté au collecteur de Qil et si l'autre bobine d'inductance était placée entre les collecteurs et la charge. Mais l'utilisation de deux bobines d'inductance présente l'avantage d'interdire la circulation de courants intenses et de courte durée provenant de l'alimentation positive, par 410 et Q11 vers l'alimentation négative dans le cas ou un transistor n'est pas bloqué avant le déblocage du transistor opposé. Cet effet indésirable est également réduit par la connexion des transistors Q4 et Q5, car Q4 doit se bloquer avant que Q5 se débloque, et réciproquement. Un autre avantage de l'utilisation des deux bobines d'inductance comme le montrent les figures 3 et 4 est l'amélioration de la réponse aux transitoires. Le retard à la réponse effective est non linéaire dans cette Gisposition. Il sera supposé en regard des fieures 3 et 4 que le signal d'entrée est rectangulaire et que le sisal de sortie est négatif à l'instant consi degré. Ia bobine d'inductance 41 conduit le courant de charge et de l'énergie est emmagasinée dans son circuit magnétique. Il sera supposé ensuite que le signal d'entrée change brusquement jusqu'a' une valeur égale de polarité opposée. Le circuit voit effectivement les bobines d'inductance 40 et 41 en parallèle jusqu ce que toute lténergie précédemment emmagasinée dans le circuit magnétique de la bobine d'inductance 41 soit transférée a l'alimentation positive. A cet instant, le circuit voit une seule bobine d'inductance et la vitesse de variation du signal de sortie est abaisse. Le résultat global en est une très grande vitesse initiale de variation du signal de sortie, puis une diminution de cette vitesse de variation qui réduit pratiquement jusqu'à zéro la surmodulation si le circuit de réaction 8 est bien adapté. Le circuit de réaction 8 constitué Par la résistance 11, le condensateur 10 et la résistance 47 est très important en ce qui concerne les performances optimales du circuit selon l'invention. Il constitue un circuit d'avance et de retard qui intervient sur la fréquence du cycle limite. n même temps, il détermine le gain et la relation de phase entre les signaux d'entrée et de sortie en fonctionnant dans le mode linéaire. Il détermine également les caractéristiques de commutation en fonctionnement dans le mode de commutation. Les techniques d'optimisation de réponse pour une application particulière sont évidentes. Une liste partielle des éléments du circuit de la figure 4 est donnée ci-dessous Q1, R2, O4, Q6----------2N4124 3, Q5, Q7----------2Nt4126 D1, D2----------Chute de tension directe de 0,6volt à 50 m ( non critique ) D3, D4----------1N34, ou 1160 etc... D, 6----------} Pro Q8----------2N2907A Q9----------ECC-210 QiC MJW 234 Q11-----------MJF 224 Le circuit de la figure 4 a été réalisé et essaye' avec les résultats suivants. La fréquence du cycle limite est de tordre de 450 kHz. La largeur de bande va de O à 150 kz environ. Le gain est constant dans toute la bande. Le rendement à demi-puissance est 87 %. Le déphasage est linéaire avec la fréquence, de l'ordre de 6 degrés à 20 kHz. Le circuit délivre 96 watts continus et il a pu fonctionner pendant de courtes périodes à 192 watts. La réponse transitoire à un signal rectangulaire pour une sortie + 10 volts est : temps de montée, 5x10 secondes ( 4 volts par 10-6 secondes ) et surmodulation nulle. La dérive en température est très réduite. REVF,NDICATIONrS 1 - Procédé d'amplification linéaire d'un signal électrique d'entrée arbitraire, caractérisé en ce qu'il consiste essentiel lement à produire un signal de réaction, à déterminer si l'amplitude dudit signal de réaction est supérieure ou inférieure à 1 'am- solitude du signal d'entrée, à produire un signal de commande en fonction de cette détermination, a déterminer la polarité dudit signal de commande, a disposer une première source de tension électrique continue, à disposer une seconde source de tension electrique continue inférieure à la tension de ladite première source, à produire une sortie en série avec un circuit de retard de réponse, t déconnecter ladite seconde source dudit circuit de retard de réponse et à connecter simultanément ladite première source audit circuit de retard de réponse quand la polarité dudit signal de commande est négative et à maintenir cette connexion pendant cette période de polarité négative, à déconnecter ladite première source dudit circuit de retard de réponse et à connecter simultanément ladite seconde source audit circuit de retard de réponse quand la polarité dudit signal de commande est positive et a maintenir ladite connexion pendant cette période de polarité positive, et à mesurer en permanence, sous forme dudit signal de réaction, un paramètre qui représente l'état instantané de ladite sortie. 2 - Amplificateur à transistors destiné à amplifier un signal électrique d'entrée arbitraire, caractérisé en ce qu'il comporte un dispositif destiné à fournir une tension continue positive, un dispositif destiné à fournir une tension continue négative, un circuit de sortie, un circuit de retard de réponse connecté en série avec ledit circuit de sortie, un dispositif destiné à comparer l'état instantané dudit circuit de sortie avec ledit signal d'entrée et à produire un signal d'erreur en fonction de ladite comparaison et un dispositif de commutation à transistors commandé par la polarité dudit signal d'erreur de manière à établir et à maintenir une connexion entre l'une desdites sources de tension et ledit circuit de retard de réponse et à interrompre et maintenir interrompue la connexion entre l'autre desdites sources d'alimentation et ledit circuit de retard de réponse jusqu'à ce que la polarité dudit signal d'erreur s'inverse, le dispositif de commutation inversant ladite connexion entre lesdites sources d'alimentation et ledit circuit de retard de réponse à la commande de l'inversion dudit signal d'erreur.