La présente invention concerne les systèmes de trans- mission de données numériques et plus particulièrement les mo- dulateurs-démodulateurs de signaux binaires à démodulation co- hérente pour transmission sur ondes millimétriques. L'utilisation de modulateurs-démodulateurs à démodu- lation cohérente permet de s'affranchir de la stabilité de fréquence, difficile à obtenir en ondes millimétriques, qui est exigée des dispositifs à démodulation de phase diffé- rentielle, pour garder en liaison un rapport signal à bruit optimal. Mais la démodulation de phase cohérente nécessite une restitution de porteuse à la réception. Afin d'éviter le coOt de la génération et de l'émission d'un signal ap- proprié à cette restitution, il est connu, à l'émission, de moduler en fréquence un oscillateur à partir des données à 1 5 transmettre transformées après codage en éléments binaires du type Walsh II, cette dénomination correspondant au fait que ces signaux sont identiques au second vecteur de base de la décomposition en fonction de Walsh. La symétrie de ces si- gnaux fait que, sur l'onde ainsi modulée en phase, les sym- boles obtenus ont une somme bornée. La figure 3a représente l'amplitude A du spectre ainsi obtenu pour des symboles d'une durée T et une fréquence porteuse de l'oscillateur égale à F. La courbe Y représente la partie utile modulée du signal et X des raies discrètes espacées entre elles de 2. Les deux parties du spectre sont bien distinctes et il est aisé d'extraire, d'une part, des signaux de modulation de type biphase sous forme de signaux sinusoïdaux au lieu des signaux de modulation rectangulaires habituels et, d'autre part, un signal porteur périodique de période fondamentale moitié de celle du- rythme. Mais ces dispositions présentent l'inconvénient de générer un spectre assez large, ayant une bande de Nyquist en haute fréquence de fréquence sensiblement égale à 3; de plus, la raie rythme ré- T cupérable est, en fait, à une Fréquence double de la fréquence du rythme, et il est nécessaire de lever une ambiguïté. 2 2460050 Il est également connu d'utiliser un codage binaire classique équivalent à une modulation de type biphase sans retour à O. Pour une même durée T dessymboles le spectre est représenté par la figure 3b avec les mêmes notations. L'énergie du spectre de modulation est contenue pour l'es- sentiel dans une largeur de bande égale à T donc approxi- T mativement 3 fois plus étroite que précédemment pour trans- mettre la meme quantité d'informations. On obtient égale- ment cette fois une raie à la fréquence porteuse ainsi que des raies à la fréquence rythme, mais leur récupération est rendue délicate par suite de la densité d'énergie due à la modulation proprement dite autour de ces raies, il en résul- te une gigue de phase sur la porteuse récupérée par filtrage ou par boucle d'asservissement de phase, opération rendue d'autant plus délicate si l'on désire se contenter à l'émis- sion d'un simple oscillateur libre, donc source de bruit de phase autour de la porteuse. La présente invention a pour objet de réduire sensi- blement les inconvénients de ces deux solutions tout en gar- dant leurs avantages respectifs. Selon l'invention un système de transmission hyperfré- quence de données numériques dont le dispositif émetteur com- porte un dispositif de codage ayant une entrée recevant les données numériques et une sortie, et un oscillateur hyperfré- quence libre modulé en fréquence ayant une entrée de modula- tion couplée à la sortie du dispositif de codage et générant directement le spectre de fréquence à transmettre, et dont le dispositif récepteur comporte, en série, un changeur de fré- quence, un amplificateur à fréquence intermédiaire, un démo- dulateur de phase cohérent et un dispositif de décodage, est caractérisé en ce que le dispositif de codage comporte un premier codeur réalisant un codage des données numériques en une suite d'éléments binaires à somme bornée, suivi d'un deuxième codeur des éléments binaires en signaux de Walsh 1, chaque élément binaire ayant une même durée T, et deux va- leurs instantanées identiques en valeur absolue, et de signe contraire, à des instants respectifs - - t et T + t o 2 T2 t a une valeur quelconque comprise entre 0 et 2, les élé- ments binaires correspondant aux valeurs 0 et 1 ayant res- pectivement des amplitudes de signe opposé pour une-même valeur de t et cette valeur absolue étant choisie telle que la variation crête de phase résultant de la modulation de fréquence au cours des intervalles de temps jT et T, t soit sensiblement égale a 2' L'invention sera mieux comprise et d'autres caracté- ristiques apparaîtront à l'aide de la description ci-après et des dessins s'y rapportant s-ur lesquels: La figure 1 est le schéma d'un exemple de système de transmission selon l'invention; Les figures 2 et 3 représentent des diagrammes expli- catifs. Sur la figure 1, des informations numériques appli- quées sur la borne d'entrée 1 sont transformées en éléments binaires à somme bornée dans un codeur 2 puis codées en signaux type Walsh I dans un codeur 3, avant de moduler en fréquence un oscillateur 24, oscillant librement dans une gam- me d'ondes millimétriques et alimentant un aérien d'émission 4. Les signaux captés par un aérien de réception 5 sont convertis dans un spectre à fréquence intermédiaire par un convertis- seur 6 constitué d'un mélangeur alimenté par un oscillateur local libre. Les signaux à fréquence intermédiaire, après am- plification dans un amplificateur 7, alimentent un démodula- teur qui comprend deux comparateurs de phase 8 et 9 recevant chacun sur une de leur deux entrées la porteuse modulée en fréquence intermédiaire et sur chacune de leur deuxième- entrée des signaux délivrés respectivement par les deux sorties d'un coupleur à quadrature 10 alimenté par un oscillateur asservi 11. La sortie du comparateur a est connectée à l'entrée d'un 4 2460050 filtre de signal 25 et à l'entrée de commande en fréquence 26 de l'oscillateur 11 à travers un filtre passe bas 13 suivi d'un amplificateur 14 constituant la fonction de transfert de la boucle d'asservissement de phase. Un circuit régénéra- teur 12 a une entrée connectée à la sortie du filtre de signal et une deuxième entrée connectée à la sortie du compara- teur 9 à travers un filtre passe bande 15. La sortie de ce régénérateur 12 est connectée à la sortie 17 du récepteur à travers un décodeur 18, correspondant à la fonction inverse du codeur 2. Le fonctionnement sera décrit en s'aidant de la figure suivante. Sur la figure 2, la courbe 2a représente une succes- sion de trois éléments binaires fournis par le codeur 3, en correspondance avec des signaux logiques respectifs "1" et "O" fournis par le codeur 2. Ces éléments ont une durée T pendant laquelle ils prennent chacun successivement deux valeurs logiques "+1" et "-1" auxquelles correspondent respectivement des tensions de modulation +V et -V symétriques d'une tension V déter- o minant la fréquence de repos F0 de l'oscillateur 3. A +V correspond une fréquence F + A F et à -V, F - AF. Chaque élément correspondant à un signal "1" prend la valeur +V de O à T et -V de T à T, ces valeurs sont inversées pour un 2 2 signal "O".La figure 2a représente donc la suite 110. Ces signaux sont identiques au premier vecteur de base de la décomposition en fonction de Walsh et générale- ment dénommés Walsh I. AF, et donc V, sont choisis de ma- T nière qu'en fin d'une durée - pendant laquelle l'élément binaire présente la m9me valeur, la variation de phase à laquelle est équivalent le saut de phase correspondant abou- tisse à un écart de phase de par rapport au signal non *2 modulé. La courbe 2b représente la variation de phase du signal porteur modulé par les éléments binaires de la cour- be 2a. 2460050 Le codeur 2 (fig.1) effectue un codage binaire à somme bornée des informations numériques à transmettre, c'est-à- dire qu'à chaque nombre n de bits d'informations il en fait correspondre un nombre N > n; il introduit donc une redon- dance ayant pour but de maintenir bornée, à chaque instant, la somme de tous les éléments binaires transmis. Il en résulte ainsi une densité spectrale nulle à la fréquence porteuse et aux fréquences F + k o k est'un nombre entier quelconque et T' la nouvelle période du train d'éléments binaires qui est par définition inférieure à T, et fonction du rapport n. Dans l'exemple décrit, n = 3 et N = 4 d'o 1, 4 La figure 3c illustre le spectre obtenu dans ces condi- tions;en le comparant à celui représenté par la figure 3b déjà citée, il est constaté un isolement des raies porteu- ses par rapport à la modulation, comparable à ce qui est ob- tenu avec le spectre résultant de signaux de type Walsh II (figure 3a déjà citée) mais également l'avantage d'une lar- geur de bande utile du spectre (1er lobe) qui lui est de deux fois inférieure et qui n'est, sur l'information, que 33% plus élevée que celle obtenue avec des signaux de type Walsh I à somme non bornée (augmentation de débit de 4/3). Cette forme de spectre plus concentré présente égale- ment l'avantage de diminuer les risques de perturbation entre spectres voisins. La restitution des données à la réception est obtenue de manière simple selon le processus classique connu de dé- modulation cohérente d'un signal constitué de deux porteuses en quadrature dont l'une contient l'information de rythme et l'autre l'information proprement dite qui se différencie des signaux binaires habituels par le fait que le démodulateur restitue des signaux binaires sinusoïdaux à partir des si- gnaux rectangulaires de modulation, c'est en effet la carac- téristique de cette modulation de fréquence par des signaux 6 2460050 Walsh I de permettre la réalisation de cette fonction de filtrage qui aboutit à faire correspondre une arche de sinu- solde à chaque signal binaire rectangulaire. Ceci est illustré par les figures 2c à 2e. La figure 2c est la représentation trigométrique de la courbe 2b, précédemment décrite, sous forme d'un point M parcourant à vitesse constante de - à + 2un cercle trigonométrique C d'axe de coordonnée OX et OY, dont les projections du point M sur ces memes axes donnent lieu res- pectivement aux courbes 2d et 2e. Le signal biphase d'information de la courbe 2d est obtenu, à partir du montage de la figure 1, en sortie du comparateur 8 déterminé pour fournir une tension nulle lors- que les signaux qui lui sont appliqués sont calés en qua- drature de phase, ce qui est obtenu par asservissement de l'oscillateur 11 à maintenir nulle la valeur moyenne de ce signal de sortie du comparateur 8 filtrée par le filtre passe bas 13. La conversion de ces signaux biphase en éléments bi- naires classiques est opérée par le circuit de régénération 12 à partir du signal 2e obtenu en sortie du comparateur 9, identique à 8, mais alimenté en quadrature de phase par rap- port à lui, à partir de l'oscillateur 11. Ce signal 2e, identique quelque soit le signe de l'élé- ment binaire modulant,a une valeur moyenne non nulle, carac- téristique du niveau de champ reçu par le récepteur, et qui peut donc servir à réaliser une commande automatique de son gain. Il présente également une raie à la fréquence rythme permettant ainsi la régénération. Enfin les données numériques initiales sont restituées à l'aide du décodeur 18 qui réalise l'opération inverse de celle effectuée par le codeur à somme bornée 2. REVENDICATIONS 1. Système de transmission hyperfréquence de don- nées numériques dont le dispositif émetteur comporte un dispositif de codage ayant une entrée recevant les données numériques et une sortie, et un oscillateur hyperfréquence libre modulé en fréquence ayant une entrée de modulation couplée à la sortie du dispositif de codage et générant di- rectement le spectre de fréquence à transmettre; et dont le dispositif récepteur comporte, en série, un changeur de fré- quence, un amplificateur à fréquence intermédiaire, un démo- dulateur de phase.cohérent et un dispositif de décodage, caractérisé en ce que le dispositif de codage comporte un premier codeur réalisant un codage des données numériques en une suite d'éléments binaires à somme bornée, suivi d'un deu- xième codeur des éléments binaires en signaux de Walsh I, chaque élément binaire ayant une même durée T, et deux valeurs instantanées identiques en valeur absolue, et de signe con- traire, à des instants respectifs T _ t et T + t o t a 2 T 2 une valeur quelconque comprise entre O et 1, les éléments.bi- naires correspondant aux valeurs O et 1 ayant respectivement des amplitudes de signe opposé pour une m9me valeur de t et cette valeur absolue étant choisie telle que la variation crête de phase résultant de la modulation de fréquence au cours des intervalles de temps 0, et 2, t soit sen- siblement égale a . 2. Système de transmission selon la revendication 1, caractérisé en ce que le démodulateur comporte un dispositif générateur ayant deux sorties de signaux en quadrature de phase et deux comparateurs de phase à quadrature ayant chacun une première et une deuxième entrée, et une sortie, les deux premières entrées étant couplées ensemble pour constituer l'entrée du démodulateur et les deux deuxièmes entrées étant respectivement couplées aux deux sorties du dispositif géné- rateur, les sorties des comparateurs fournissant respective- ment un signal biphase représentatif des signaux d'information transmis et un signal porteur de même fréquence que celle du rythme de la suite dtéltments binaires. 3. Système de transmission selon la revendication 2, caractérisé en ce que le. dispositif générateur comporte un oscillateur ayant une sortie connectée à l'entrée d'un cou- pleur 3 dB à quadrature et une entrée de commande électrique en fréquence couplée, à travers un filtre de bande en série avec un amplificateur, à la sortie de celui des deux compa- rateurs fournissant le signal biphase, le coupleur ayant deux sorties couplées aux deux sorties du dispositif généra- teur.