-1- 71 15324 2086496 La présente invention se rapporte aux circuits de commutation à transistors utilisant un isolement par transformateur entre les interrupteurs à transistors, et concerne plus particulièrement un circuit de commutation à transistors, commandé par 5 rapport de temps, qui peut être utilisé, par exemple, dans les régulateurs de tension, les servo-amplificateurs, les onduleurs courant continu-courant alternatif, les ballasts à lampes, les modulateurs de fréquence d'impulsions, les modulateurs de largeur d'impulsions, etc. 10 Les circuits utilisant des transistors de commutation qui sont commutés en conduction pendant des périodes variables de temps sont bien connus des techniciens. Un type d'un tel circuit est le modulateur de largeur d'impulsions qui produit un signal de sortie dont la largeur d'impulsion est proportionnelle à l'am-15 plitude d'une tension de commande, et qui utilise un noyau magnétique saturable pour réaliser la modulation de largeur d'impulsions. Typiquement, les brevets ci-dessus ont pour objet des modulateurs de largeur d'impulsions utilisant les interrupteurs à transistors : 20 Brevet Etats-Unis 2 780 782, R. L. Bright Brevet Etats-Unis 2 875 412, H. Kaplan Brevet Etats-Unis 3 136 960, H. D. Ausfresser Chacun de ces brevets antérieure utilise une paire de transistors respectivement couplés au primaire et à l'enroulement 25 secondaire d'un transformateur a noyau saturable. En outre, les Brevets Kaplan et Ausfresser comprennent un enroulement secondaire supplémentaire couplé à un transistor de commutation respectif pour produire une action de rétroaction de récupération afin de maintenir le transistor conducteur quand une tension de rétablis-30 sement est appliquée a l'enroulement primaire. De plus, un troisième enroulement secondaire distinct est couplé au noyau saturable pour appliquer une sortie en parallèle à une charge convenable. Bien que la susdite technique antérieure fonctionne de la manière voulue, la présente invention concerne un circuit de 35 commutation à transistors utilisant des transistors interrupteurs couplés par transformateur, dans lequel la nécessité d'un transformateur à noyau saturable est supprimée et la charge est 71 15324 -2- 2086496 connectée en série à l'un des interrupteurs à transistors. Simultanément, un circuit de rétroaction positive est couplé en série avec la charge pour appliquer au transistor de commutation une commande proportionnelle au courant de charge. 5 Brièvement, l'invention comprend un premier transistor dont le circuit de collecteur est couplé à une borne de l'enroulement primaire d'un transformateur ayant un rapport de tours primaire-secondaire de l'ordre de 10 à 1. L'extrémité opposée de l'enroulement primaire est couplée au circuit d'émetteur du premier 10 transistor au moyen d'une diode à semi-conducteur qui devient momentanément conductrice quand le premier transistor est amené par conduction à saturation au moyen d'un signal de commande appliqué au circuit de base. Cette borne opposée, ou en alternative, une autre borne de l'enroulement primaire, est couplée à un pre-15 mier potentiel d'alimentation au moyen d'une résistance connectée en série. Le transformateur est pourvu au moins d'une paire d'enroulements secondaires dont une extrémité respective est couplée en commun» L'autre extrémité de l'un des enroulements secondaires est directement connectée au circuit de base d'un second 20 transistor. Un circuit en série comprenant l'autré enroulement secondaire, une charge de sortie et une source de courant d'alimentation, est couplé aux bornes du circuit collecteur-émetteur du second transistor. Les deux enroulements secondaires sont montés avec la polarité voulue pour que cet autre enroulement 25 secondaire applique une rétroaction positive au -circuit de base du second transistor afin d'attaquer celle-ci selon un rapport prédéterminé du courant de charge, quand le premier transistor passe au blocage. La diode à semi-conducteur couplée entre l'enroulement primaire et l'émetteur du premier transistor agissent en combinai-30 son pour produire aux bornes de l'enroulement primaire une faible impédance qui se réfléchit pratiquement en un court-circuit aux bornes du premier des enroulements secondaires afin de rendre le second transistor immédiatement non conducteur, lequel est alors maintenu en état de non conductivité par le rétablissement du flux 35 dans le transformateur quand le premier transistor est à nouveau rendu conducteur. La Figure 1 est un schéma de montage d'une première 71 15324 -3- 2086496 forme de réalisation de la présente invention ; La Figure 2 est une illustration graphique de la courbe caractéristique d'aimantation B-H d'un transformateur utilisé par l'invention; 5 La Figure 3 est un diagramme d'une forme d'onde de cou rant de base type du transistor interrupteur de sortie dans la forme de réalisation représentée à la Figure 1; La Figure 4 est un schéma de montage illustrant une seconde forme de réalisation de la présente invention; et 10 La Figure 5 est un schéma de montage illustrant une troisième forme de réalisation de la présente invention. En référence au dessin sur lequel les mêmes références numériques désignent les parties identiques, la Figure 1 décrit la forme fondamentale de réalisation de l'invention. Un premier 15 transistor N-P-N,ou transistor de "commahde" 10 est couplé au moyen de son électrode de base à une source 12 de signal de commande, laquelle a pour fonction d'appliquer au transistor 10 un signal destiné à le rendre sélectivement soit conducteur (en "circuit") dans un mode saturé de fonctionnement, soit non conducteur 20 ("bloqué"). Le transistor 10 fonctionne donc comme un interrupteur ouvert ou fermé. L'électrode de collecteur du transistor de commande 10 est connectée à la borne 14 qui est commune à une extrémité de l'enroulement primaire 16 d'un transformateur 18 possédant une courbe d'hystérésis telle que celle représentée à 25 la Figure 2. L'autre extrémité de l'enroulement primaire 16, qui est commune à la borne 20, est connectée à une tension positive B+ d'alimentation fournie par une source 22 par l'intermédiaire de la résistance 24. Une diode à semi-conducteur 26 a sa cathode directement connectée à la borne 20, alors que son anode est con-30 nectée en commun à l'électrode d'émetteur du transistor 10. La diode à semi-conducteur 26 est vitale pour le fonctionnement de la présente invention pour des raisons qui seront mises en évidence au cours de la description de cette forme de réalisation. Le transformateur 18 comprend au moins deux enroulements 35 secondaires 28 et 30, entre lesquels se situe une borne commune 32. Les enroulements 16, 28 et 30 sont bobinés sur un noyau magnétique 34 d'une manière prédéterminée de telle sorte que les tensions _4_ 71 15324 2086496 induites apparaissant à leurs extrémités respectives aient des polarités relatives prédéterminées. Les extrémités de même polarité instantanée sont indiquées par des points à la figure 1. En outre, la borne 36 de l'enroulement secondaire 28 5 est directement connectée à la base d'un second transistor N-P-N ou transistor de sortie 38 dont l'émetteur est connecté à la borne commune 32 des enroulements 28 et 30. Le collecteur du transistor 38 est connecté à une seconde tension positive d'alimentation fournie par une seconde source 40 par l'intermédiaire de la charge 10 de sortie 42 en série. En cas d'utilisation de transistor P-N-P, 11 suffirait simplement d'inverser la polarité des tensions d'alimentation pour obtenir un fonctionnement correct. La borne négative de la source 40 d'alimentation est directement connectée à la borne 44 commune à l'autre extrémité du second enroulement 15 secondaire 30. On remarquera que les points de polarité des deux enroulements secondaires 28 et 30 indiquent que le second enroulement 30 constitue un enroulement de rétroaction positive pour la base du transistor 38 de sortie lequel est destiné à être amené à saturation en conduction et rendu non conducteur de manière à 20 fonctionner comme un interrupteur en série en combinaison avec la charge 42„ On remarquera également que le rapport de tours 10/1 = 1^28^30* Typiquement, l'enroulement primaire 16 comporte deux cents (200) tours, le premier enroulement secondaire 28 en 25 comporte vingt (20) et le second enroulement secondaire 30 en comporte deux (2). On remarquera, toutefois, que le rapport de tours spécifique du transformateur peut être modifié pour satisfaire aux conditions requises individuelles des circuits et des paramètres de transistors. 30 Si l'on considère maintenant le fonctionnement de la forme de réalisation représentée à la Figure 1, on supposera, pour l'explication, que le transistor N-P-N 10 a été commuté en conduction et amené a saturation par un signal positif de la source 12 de signal de commande pendant un temps suffisant pour polariser 35 le noyau 34 du transformateur 18 au point A de la Figure 2, en raison du courant de collecteur déterminé par la valeur de la résistance 24 et passant dans l'enroulement primaire 16 connecté 71 15324 -5- 2086496 en série. Pendant ce temps, le transistor de sortie 38, monté en série avec la charge de sortie 42, se trouve à l'état non conducteur, ou de blocage. Au bout d'un temps prédétermihé, le signal de commande appliqué à la base du transistor 10 est suppri-5 mé, c'est-à-dire qu'il est amené au zéro ou à un potentiel négatif, par le circuit de commande 12, après quoi le transistor 10 passe au blocage. Puisque le passage du courant dans l'enroulement primaire 16 cesse, le champ magnétique qui entoure celui-ci s'affaiblit et induit dans l'enroulement secondaire 28 une tension 10 d'une polarité correcte, ainsi que représenté par les points de polarité, afin de commuter en conduction le transistor N-P-N de sortie 38. Le courant passe alors entre le collecteur et- l'émetteur du transistor 38 par la charge 42 ainsi que par le second enroulement secondaire 300 Puisque les extrémités des enroule-15 ments 28 et 30 qui sont communes à la borne 32 sont mutuellement de polarités opposées, cette extrémité de l'enroulement 30 a la même polarité que celle apparaissant à la borne 36. Il existe donc dans l'enroulement 30 une rétroaction positive qui est fonction du courant passant dans la charge 32 et qui induit dans 20 l'enroulement secondaire 28 une tension facilitant la mise en conduction du transistor 38;. Puisque le rapport de tours ^28^30 est de l'ordre de 10/1, la base du transistor 38 est attaquée avec 1/10 approximativement du courant de charge passant par le transistor 38 amenant celui-ci dans la région de saturation de sa 25 caractéristique tension-intensité, d*oti il s'ensuit qu'en pratique le transistor 38 se comporte comme un interrupteur fermé présentant une résistance interne extrêmement faible. La charge de sortie 42 étant montée en série avec le transistor de sortie 38, celui-ci agit simplement comme un interrupteur en série ; toute-30 fois, l'attaque de la base du transistor 38 est en partie déter- sance ne se produit dans le circuit d'attaque de base du transis- entre l'enroulement secondaire 28 et la base du transistor 38, 35 ce qui augmente appréciablement le rendement du circuit. Le transistor de sortie en série 38 est commuté au blocage par âe circuit de commande 12 de la manière suivante. minée par le courant Aucune perte de puis- tor 38 en raison de l'absence de toute résistance dans le circuit 71 15324 -6- 2086496 Un signal de commande sous la forme d'une tension positive d*at-taque de base est appliquée au transistor 10 pour l'amener à saturation. A cet instant, la polarité de la tension de la borne 14 de l'enroulement primaire 16 est positive par rapport à la 5 borne 20 en raison du passage du courant d'attaque de base du transistor 38 dans l'enroulement secondaire 28, de sorte que les points de polarité indiquent que les bornes 14 et 36 sont toutes deux positives par rapport aux bornes respectives opposées 20 et 32. Cette condition fait passer un courant dans la diode à 10 semi-conducteur 26, l'enroulement primaire 16 et le transistor 10. Le transistor 10 conducteur et la diode 26 assurent une impédance extrêmement faible aux bornes 14 et 20 de l'enroulement primaire 16, laquelle se réfléchit par le facteur aux bornes 36 et 32 de l'enroulement secondaire 28 sous la forme 15 d'un court-circuit virtuel. Ce court-circuit entre la base et l'émetteur du transistor de sortie en série 38 agit alors pour détourner les ampères-tours de rétroaction positive de la base du transistor 38 au circuit de collecteur du transistor 10o Les porteurs emmagasinés dans la région de base du transistor 38 20 peuvent également se décharger dans le parcours de faible impédance de l'enroulement secondaire 28, en accélérant ainsi ou en produisant un rapide "blocage" du transistor 38. Lorsque cesse le courant inverse de base passant par l'enroulement secondaire 28, par suite de la cessation des porteurs emmagasinés, la borne 25 20 devient maintenant positive par rapport à la borne 14, produisant ainsi le blocage de la diode à semi-conducteur 26. Lorsque cesse le courant inverse de base du transistor 38, le potentiel positif de la source d'alimentation 22, appliqué à la borne 20 par l'intermédiaire de la résistance 24 rétablit le flux dans le 30 noyau 34 en retour au point A représenté à la Figure 2. C'est à dire que le courant passant par la résistance 24 et le transistor 10 fera suivre au flux le parcours de B à C et en retour vers A. En outre, lorsque le flux est amené du point C en direction du point A, une tension négative est induite dans l'enroule-35 ment secondaire 28 pour maintenir le transistor 38 au blocage. L'action de la diode à semi-conducteur conjointement à l'enroulement 28 et à la résistance 24., agit alors pour commuter le 71 15324 -7- 2086496 transistor 38 au blocage et le maintenir dans cet état d'une manière offrant toute sécurité. Si l'on considère brièvement la Figure 3, celle-ci représente une forme d'onde type de courant de base du transistor 5 de sortie en série 38, dans le cas d'utilisation du circuit représenté à la Figure 1 dans un circuit régulateur. Le transistor 38 était commuté en conduction pendant 20 microsecondes, ainsi que représenté par la référence A, après quoi le courant de sens direct d'attaque de base variait entre 100 et 150 mA. 10 Au cours du blocage, le temps d'emmagasinage des porteurs était de l'ordre de 1,5 microseconde, ainsi que représenté par la référence B, et le courant de crête inverse de base était de l'ordre de 350 mA. On remarquera également que lorsque le transistor interrupteur 38 était commuté en conduction pendant des interval-15 les de temps variable, le courant inverse de base ne variait pas appréciablement, et que le temps d'emmagasinage n'était pas affecté. L'enroulement primaire 16 remplit donc un double but : (l) il assure un parcours pour détourner le courant de base du 20 transistor 38 durant le blocage, et (2) il constitue un moyen permettant au courant de polarisation passant par la résistance 24 de rétablir le noyau 34 du transformateur 18. Avec les présents transistors le nombre de tours de l'enroulement primaire 16 requis pour satisfaire aux deux conditions sont identiques 25 quand la tension d'alimentation est de 10 volts ou au-dessus. Toutefois, avec les tensions d'alimentation inférieures, la constante de temps L/R du circuit de polarisation (enroulement 16 et résistance 24) devient indésirablement longue. Pour diminuer la constante de temps, on peut réduire les tours de l'enroulement 30 primaire 16; toutefois, cette réduction a un effet indésirable sur les caractéristiques de blocage du transistor 38 du fait que le plus faible rapport de tours entre le primaire et le secondaire se réfléchit en une plus forte impédance de l'enroulement secondaire 28, et par suite le courant d'attaque de base du transistor 35 38 est moins effectivement détourné. Le circuit représenté à la Figure 1 a donc tendance à fonctionner à l'optimum seulement avec des courants d'alimentation tombant dans une gamme donnée 71 15324 -8- 2086496 de tensions. Une seconde forme de réalisation de l'invention, représentée à la Figure 4, offre un moyen d'accord d'impédance permettant d'obtenir durant la période de détournement du courant 5 d'attaque de base du transistor 38, un rapport optimal de tours de transformateur ultérieurement durant la période de rétablissement de noyau d'utiliser un nombre optimal plus petit de tours d'enroulement primaire 16 pour le courant de polarisation afin de pouvoir obtenir une constante de temps L/R 10 assez courte du circuit de polarisation. La forme de réalisation représentée à la Figure 4 est similaire à celle de la Figure 1, toutefois, l'enroulement primaire 16 comprend une borne intermédiaire 21 à laquelle est connectée la résistance 24 de polarisation. Les tours d'enroulement primaire apparaissant entre les 15 bornes 14 et 20 sont choisis de manière à assurer un accord correct pour détourner l'attaque de base du transistor 38. Afin d'accélérer le processus de rétablissement, toutefois, on fait passer le courant de polarisation seulement dans la partie 17 de l'enroulement primaire 16, comprise entre les bornes 14 et 21. 20 L'inductance de la partie 17 est inférieure à celle de l'enroulement 16 dans sa totalité, toutefois, on peut diminuer la valeur de la résistance 24 pour maintenir des ampères-tours suffisants de polarisation, le résultat net étant que l'inductance se réduit plus rapidement que la résistance, de sorte que l'obtention d'une 25 constante L/R n'est qu'une question de choix du nombre de tours correct entre les bornes 14 et 21. Dans certaines applications, par exemple, lorsque la tension B+ d'alimentation est relativement élevée, il peut être désirable d'interchanger les connexions de la diode 26 et de la 30 résistance 24, ainsi que représenté à la Figure 4. Cependant, dans tous les circuits, les tours de transformateur entre le collecteur du transistor 10 et la diode 26 doivent être au moins de huit fois, mais de préférence de dix fois le nombre de tours de l'enroulement secondaire 28. 35 En outre, la seconde forme de réalisation de la présente invention comprend une seconde diode à semi-conducteur 46 shun-tant le transistor 10 par connexion directe de sa cathode au 71 15324 -9- 2086496 collecteur, alors que son anode est directement connectée à l'émetteur. Une troisième diode à semi-conducteur 48 est montée en dérivation de la résistance 24 de manière à être normalement non conductrice en raison du potentiel positif B+ d'alimentation 5 de la source 22. Il s'ensuit que la cathode de la diode 48 est commune à la borne positive de la source 22 d'alimentation. Ces éléments supplémentaires permettent des- conditions de fonctionnement inattendues du circuit telles que, par exemple, lorsque le point B représenté à la Figure 2 vient se situer au-dessus de 10 l'axe H de la courbe d'hystérésis. En l'occurence de cette condition, il serait ordinairement demandé au transistor de commu- . tation 10 d'être conducteur dans le sens inverse, ce qui pourrait être toléré si le transistor choisi avait un Beta inverse suffisant. D'autre part, la diode à semi-conducteur 46 assure un 15 shunt de polarité correcte pour la dérivation de tout courant inverse autour du transistor 10. Egalement dans les mêmes conditions, il pourrait être désirable de limiter la tension inverse de base appliquée au transistor interrupteur de sortie 38, dans cet exemple, à ce serait assuré par l'adjonction 16' 28 20 de la troisième diode à semi-conducteur 48 shuntant la résistance 24 o La troisième forme de réalisation de la présente invention, représentée à la Figure 5, est identique à la forme de réalisation décrite en référence à la Figure 4, à l'exception 25 d'un troisième enroulement secondaire 50 en série avec une quatrième diode à semi-conducteur 52, laquelle est connectée à la base et au collecteur du transistor de sortie 38. Une extrémité du troisième enroulement secondaire 50 est commune à la borne 36, alors que son extrémité opposée, qui est commune à la borne 54, 30 est directement connectée à l'anode de la diode 52. La cathode de cette diode est directement connectée au collecteur du transistor 38. Le circuit comprenant le troisième enroulement secondaire 50 et la diode 52 assure une rétroaction négative non linéaire du collecteur à la base pour empêcher le transistor 38 de 35 passer en saturation "profonde"; c'est-à-dire que l'attaque appliquée au transistor 38 fait commuter celui-ci en conduction seulement à un degré suffisant pour le faire agir comme un interrupteur 71 15324 -10- 2086496 fermé. Toute autre attaque de base n'a aucune utilité pratique et ne réduit pas appréciablement 1'impédance interne du dispositif, mais augmente simplement les porteurs emmagasinés dans le circuit de base. Quand le transistor 38 est en conduction, la 5 chute Vbe existe entre les bornes 36 et 32. Mais, grâce à l'enroulement 50, une tension plus élevée par rapport à l'émetteur du transistor 38 existe à l'anode de la diode à semi-conducteur 52» La tension induite dans l'enroulement 50 a tendance à rendre la diode 52 conductrice avant que la jonction base-collecteur du 10 transistor 38 soit polarisée dans le sens direct lorsque la tension de collecteur de ce dernier est poussée vers la saturation» Quand la diode 52 entre en conduction, la charge ajoutée sur le transformateur 18 réduit l'attaque de base du transistor 38 de sorte que celui-ci est maintenu hors de saturation, ce qui réduit 15 le temps d'emmagasinage pendant le blocage. En faisant varier les rapports de tours des enroulements du transformateur 18, on peut faire fonctionner le transistor interrupteur de sortie en série 38 selon divers degrés de saturation et dissipation de puissance. Puisque le courant d'at-20 taque de base est fonction du courant de collecteur déterminé précisément par le rapport de tours du transformateur, seul le degré correct d'attaque de base est appliqué d'où s'ensuit un rendement accrO; aucune puissance supplémentaire n'est perdue dans une attaque excessive, ni dans des chutes de tension supplé-25 mentaires. Grâce à l'accord d'impédance du transformateur 18, les conditions requises de manipulation de courant du transistor interrupteur de commande 10 ne sont que le 1/10 de celles de l'attaque de base du transistor interrupteur de sortie en série 38. En outre, le procédé de suppression des porteurs emmagasinés dans 30 le transistor 38 ne dépend pas de l'alimentation en énergie emmagasinée d'autres éléments constitutifs de circuits. La présente invention réalise donc les fonctions désirées avec une simplicité et un rendement inhabituels dans des conditions adverses de fonctionnement, d'où résultent une plus 35 grande sécurité de fonctionnement de l'appareillage et des prix de revient réduits. Naturellement l'installation N-P-N a été décrite à 71 15324 -il 2086496 à titre d'exemple seulement, et l'on peut avoir recours à d'autres formes de réalisation de circuits, si on le désire, par exemple à l'utilisation de transistors à la fois P-N-P et N-P-N, ainsi que divers transistors à effet de champ. Avec une combinaison 5 P-N-P et N-P-N, l'inversion de la polarité de certains enroulements devient nécessaire; toutefois, ceci reste à la portée des techniciens. De plus, un certain nombre d'enroulements primaires peuvent être utilisés, si on le désire, mais ils sont alors interconnectés selon les principes des formes de réalisation 10 décrites de l'invention. 71 15324 -12- 2086496 REVENDICATIONS 1. Circuit interrupteur à transistors commandé par une source de signal de commande et alimenté par un premier et un second potentiels d'alimentation, caractérisé par un transforma-5 teur électrique comprenant au moins un enroulement primaire pourvu d'un certain nombre de tours et d'un premier et un second enroulements secondaires pourvus chacun respectivement d'un certain nombre de tours et comprenant chacun une première et une seconde bornes de circuits respectivement connectées à leurs extrémités, 10 tous ces enroulements étant bobinés dans des sens prédéterminés de manière que leurs premières bornes aient les mêmes polarités de tension instantanée; un premier transistor pourvu d'une électrode de commande ainsi que d'une première et d'une seconde électrodes de sortie, et comprenant un dispositif de circuit couplant 15 l'électrode de commande à la source de signal de commande, un dispositif de circuit couplant la première électrode de sortie à une extrémité de l'enroulement primaire et la seconde électrode de sortie à un point de potehtiel de référence, la source de signal de commande étant destinée à coupler un signal de commande 20 à ce premier transistor pour le rendre sélectivement conducteur et non conducteur; une première diode couplée à un premier nombre prédéterminé de tours de l'enroulement primaire en un point du circuit éloigné de la première extrémité, et sélectivement polarisée pour devenir conductrice quand ce point du circuit a une po-25 larité négative de tension par rapport à l'autre extrémité; une résistance électrique d'une valeur ohmique prédéterminée connectée en série entre le premier potentiel d'alimentation et un second nombre prédéterminé de tours de l'enroulement primaire en un point du circuit éloigné de la première extrémité; un second transistor 30 pourvu d'une électrode de commande ainsi que d'une première et d'une seconde électrodes de sortie, et comprenant un dispositif de circuit connectant directement l'électrode de commande à cette première borne de circuit du premier enroulement secondaire, et la seconde élèctrode de sortie à la seconde borne de circuit du 35 premier enroulement secondaire; une charge de sortie; et un dispositif de circuit couplant en série la charge de sortie, le second enroulement secondaire et de second potentiel d'alimentation aux 71 15324 2086496 bornes des première et seconde électrodes de sortie du second transistor, la première borne de circuit du second enroulement secondaire étant couplée à la seconde électrode de sortie du second transistor, ce dernier étant rendu conducteur lorsque le premier 5 transistor est rendu non conducteur au moyen du changement de flux dans l'enroulement primaire produisant une tension dans le premier enroulement secondaire, celui-ci produisant une rétroaction positive supplémentaire qui est fonction d'un passage de courant dans la charge de sortie, le second transistor étant par la 10 suite rendu non conducteur au moyen d'un court-circuit appréciable se réfléchissant aux bornes du premier enroulement secondaire et produit par le passage temporaire du courant dans la première diode quand le premier transistor est à nouveau commuté en conduction. 15 2. Circuit interrupteur à transistor selon la revendi cation 1, caractérisé par le fait que ce premier nombre prédéterminé de tours de l'enroulement primaire est supérieur au nombre de tours du premier enroulement secondaire. 3. Circuit interrupteur à transistors selon la reven- 20 dication 1, ou 2, caractérisé par le fait que le rapport de tours entre ce premier nombre prédéterminé de tours de l'enroulement primaire et celui de premier enroulement secondaire est de l'ordre de 10 à 1. 4. Circuit interrupteur à transistors selon l'une 25 quelconque des revendications 1, 2 ou 3, caractérisé par le fait que le rapport entre le nombre prédéterminé de tours du premier enroulement secondaire et celui du second enroulement secondaire est de l'ordre de 10 à 1. 5. Circuit interrupteur à transistors selon l'une 30 quelconque des précédentes revendications, caractérisé par le fait que l'électrode d'entrée de commande des premier et second transistors consiste en l'électrode de base et que les première et seconde électrodes de sortie sont constituées respectivement par le collecteur et l'émetteur. 35 6. Circuit interrupteur à transistors selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé par le fait que les premier et second nombres prédéterminés de tours de 71 15324 " " 2086496 l'enroulement primaire sont pratiquement égaux. 7. Circuit interrupteur a transistors selon l'une quelconque des revendications 1 à 5, caractérisé par le fait que le premier nombre prédéterminé de tours de l'enroulement primaire 5 est supérieur au second nombre prédéterminé de tours de ce dernier» 8. Circuit interrupteur à transistors selon l'une quelconque des précédentes revendications, caractérisé par une seconde diode couplée aux bornes des première et seconde électrodes de sortie de courant du premier transistor et sélectivement 10 polarisée pour empêcher le passage du courant inverse dans ce premier transistor. 9. Circuit interrupteur à transistors selon l'une quelconque des précédentes revendications, caractérisé par le fait qu'une troisième diode est connectée aux bornes de cette résis- 15 tance et est sélectivement polarisée de manière à être normalement non conductrice au moment de l'application du premier potentiel d'alimentation. 10. Circuit interrupteur à transistors selon l'une quelconque des précédentes revendications, caractérisé par un 20 troisième enroulement secondaire pourvu d'un certain nombre de tours et d'une première et d'une seconde bornes de circuit respectivement connectées à ses extrémités, et par le fait que cette première borne de circuit présente la même polarité de tension instantanée que la première borne du premier enroulement secon- 25 daire, et comprenant un dispositif de circuit connectant la seconde borne à la première borne du premier enroulement secondaire, et un dispositif de circuit couplant la première borne du troisième enroulement secondaire à la première électrode de sortie du second transistor. 30 11. Circuit interrupteur à transistor selon la revendi cation 10, caractérisé par le fait que le dernier dispositif de circuit mentionné consiste en une quatrième diode connectée dans un sens prédéterminé de polarité entre la première borne de circuit du troisième enroulement secondaire et la première électrode 35 de sortie de courant du second transistor, le troisième enroulement secondaire et la quatrième diode appliquant une rétroaction négative non linéaire au second transistor pour en empêcher la saturation profonde lorsqu'il est rendu conducteur.