isiv'ei^zlcxs. e^eerns des circuits- asrpli- .-- .-* Li;..*. sU wl wXJî3jQ.£3JL*£ ijO-i/ii _EJ L- ÎT iLl'a Xj 'lïSÙQ, U CL& O OAï. X X5 0 *UXt© Cl\3 S GX""*L'Iu'3" cl et u ip- i, li 'o ua! :3 GaI substance cons- :i^J. ...C x'c.pGjU.30 c* L Zv:- c-iVCjil -• £ cl~. V- '• :c; C G pIXJ-S-SO u aiEpiX— 5 Suàe Tarlatle « ïïa circuit aaplific&teur-limiteur à transistors connu comprend un transistor monté en éaetteur commua dont la base est connectée à une borne cl5entrée- par l'intermédiaire d'un condensateur et dont le collecteur est relié par 10 une résistance de charge à une borne d'alimentation» Un point de polarisation en courant continu pour le transistor est établi par une résistance connectée entre le collecteur et la base du transistor, ce transistor étant polarisé à son seuil de conduction. Une impulsion alternative ou puisée ap-15 pliquée à la base du transistor a pour effet de saturer le transistor durant une demi-période de chaque période d'entrée ce qui fait apparaître une onde rectangulaire de sortie sur le collecteur du transistor* Une diode peut etre connectée entre la base et l'émetteur du transistor afin d'empêcher 20 un. glissement excessif de la tension continue de polarisation de la base du transistor sous l'effet du redressement, dans le circuit base-émetteur du transistor, de l'entrée alternative ou puisée appliquée à la base dudit transistor. Ce circuit amplificateur-limiteur à transistors 25 connu présente l'inconvénient suiTa&t â la tension continue de polarisation de la base du transistor- peut toujours- glisser par rapport à sa valeur établies dans une mesure telle, en présence d'une entrée alternative ou puisée d*amplitude élevée, que.j si. 15amplitude diminue brusquement même- à un. 30 niveau auquel le circuit répondrait normalements se circuit ne produi "C'.i ÇÎ-3.S à la sortie une onde rectangulaire à cause &â la disîmtwioa Se- 1 ^amplitude d'entrée aussi longtemps que la tension de polarisation continue n*atara pas atteint à nouveau sos, niveau établi» 35 La présente imreatica a pour but la réalisation l*v& circuit aasplifioatetar-lioi'&sur â transistors ne présentant pas cet inconvénient » La présents invention eaacesne un circuit ampli— ficateur-limiteur à transistors comprenant un transistor 40 à émetteur- commun dont la base est connectée de façon à 70 27255 2 2053157 recevoir "une entrée alternative ou puisée via un condensateur tandis que son collecteur est connecté à une résistance de charge destinée à être reliée à une borne d'alimentation, des moyens unidirectionnels à tension constante étant prévus 5 dans une connexion de rétroeouplage entre le collecteur et la base du transistor9 ces moyens servant à faire varier la quantité de courant circulant dans cette connexion de rétro» couplage es. fonction de l'amplitude instantanée d'une entrée alternative ou puisée appliquées ceci dans un sens tel que 10 le transistor soit rendu non conducteur, de manière à maintenir cj sur la base du transistor en présence d'une telle amplitude instantanée d'une entrée alternative ou puisée appliquée, une tension continue de polarisation de valeur en substance constante permettant de maintenir- le transistor à son seuil 15 de conduction. Dans la mise en pratique de l'invention, le moyen unidirectionnel à tension constante peut être une diode ayant une polarité telle qu'elle laisse passer du courant dans le sens électrode-collecteur vers la base du transistor. Pour 20 tenir compte d'amplitude élevée à l'entrée, une résistance peut être mise en série avec la diode» Ou bien, le moyen unidirectionnel à tension constante peut être constitué par le circuit base-émetteur d ^un deuxième transistor dont la base est reliée au collecteur et dont l'émetteur est relié 25 à la base du transistor arùr>lificateur-limiteur, son collecteur étant destiné à être relié â la borne d'alimentation. Comme cela est décrit ci—après, un circuit amplificateur -limiteur à transistors selon la présente invention est très sensible et produit un signal de sortie à ondes 30 rectangulaires en réponse a un changement de polarité de très faible valeur lorsqu'un signal alternatif ou puisé est appliqué à l'entrée. Bans certains cas d'application, ceci peut rendre le circuit vulnérable aux signaux de bruit #. faible amplitude accompagnant un signal d'entrée; le circuit 35 pouvant alors être rendu sensible aux signaux de bruit de manière à produire à la sortie une onde rectangulaire parasite. Afin d'éviter cecile circuit peut être rendu insensible à l'application d'un signal d'entrée alternatif 40 ou puisé inférieur à une valeur minimum, ceci en incluant un 70 27255 3 2053157 autre transistor dont le trajet électrode-base est connecté de manière à recevoir le signal de sortie à onde rectangulaire du collecteur du transistor amplifieateur-limiteur, ainsi qu'une seconde connexion de rétrocouplage entre le 5 collecteur de ce transistor supplémentaire et la base du transistor amplificateur-limiteur, et une résistance connectée, en série avéfe le condensateur précité, dans le circuit électrode-hase du transistor amplificateur-limiteur, l'agencement étant tel que, lorsque le transistor amplificateur-limiteur est non conducteur, le transistor supplémentaire soit conducteur et qu'un potentiel dérivé de son collecteur établisse, dans le circuit d.e base du transistor amplificateur-limiteur, une première différence de potentiel qui doit être dépassée par l'amplitude d'une polarité d'un signal d'entrée ^5 appliqué pour que le transistor amplificateur-limiteur soit rendu conducteur, alors que, lorsque-le transistor amplifi-cateur-limiteur est conducteur, le transistor supplémentaire est non conducteur et un potentiel dérivé de son collecteur établit, dans le circuit de base du transistor amplificateur-20 limiteur, une seconde différence de potentiel qui doit être dépassée par l'amplitude de l'autre polarité d'une entrée appliquée pour que le transistor amplificateur-limiteur soit rendu non conducteur. Des diodes de limitation de l'amplitude d'entrée 25 peuvent aussi être connectées aux bornes d'entrée du circuit. Un circuit amplificateur-limiteur à transistors selon la présente invention trouve un domaine d'application particulier dans les systèmes de freinage à anti-blocage pour véhicules sur roues, c'est-à-dire des systèmes de freinage 30 comprenant un moyen pour perfectionner le rendement du freinage d'un véhicule en faisant relâcher la pression du freinage appliquée à une roue du véhicule si cette roue tend à se bloquer sur une surface glissante à la suite du serrage du frein, la pression de frein augmentant ensuite à nouveau 35 sans qu'il soit nécessaire de modifier en rien l'action de freinage réelle produisant le serrage du frein (par une personne utilisant le frein). De tels systèmes peuvent être utiles pour réduire le risque de dérapage dû au blocage des roues et pour maintenir le contrôle de la direction durant 40 le freinage tout en réduisant, en outre, les distances de 70 27255 4 2053157 freinage. Le domaine d'application du circuit réside en un circuit de commande d'un système de freinage de véhicule à anti-blocage du genre précité comprenant, en vue de son 5 utilisation avec me roue de véhicule et un frein de roue associé, un détecteur de mouvement de roue servant à produire des signaux électriques liés au mouvement de rotation de la roue, un circuit de commande répondant aux signaux électriques précités pour produire un signal de'sortie électrique 10 fonction d'un critère déterminé lié au mouvement de rotation de la roue, et une vanne de commande destinée à être actionnée en réponse au signal de sortie précité afin de faire relâcher la pression de freinage appliquée par une source de pression de fluide du système au frein de roue. Bien que 15 n'étant pas le seul, un critère approprié peut être le dépassement par la décélération de la roue d'une valeur déterminée. Dans ce cas d'application, le circuit est utilisé pour faire traiter, dans le circuit de commande, une sortie 20 à ondes rectangulaires d'une amplitude en substance constante en réponse à un train d'impulsions (constituant les signaux électriques précités) qui est produit en réponse au mouvement de rotation de roue, par exemple par réaction magnétique entre une roue dentée ferro-magnétique tournant avec 25 la roue de véhicule et un caiDteur électromagnétique placé au voisinage de la roue dentée afin de détecter les variations de flux au passage de chaque dent de-la roue à hauteur du capteur, chaque dent étant suivie d'un intervalle entre dents lorsque la roue tourne, la roue dentée et le capteur 30 constituant le détecteur de mouvement de roue. Le circuit de l'invention est particulièrement intéressant dans le cas d'application considéré parce qu'il maintient à sa sortie une oiide rectangulaire dont l'amplitude est en substance constante en réponse au train d'impulsions provenant du cap-35 teur électromagnétique même si l'amplitude des impulsions du train varie entre de larges limites à cause des variations de vitesse de la roue et aussi à cause de tout défaut d'alignement entre le centre de la roue et son axe réel de rotation. La présente invention concerne aussi un système de freinage de véhicule à anti-blocage du genre précité compre— 70 27255 5 2053157 ù-i z-.d.'z de commande incorporant un circuit ampli-fie-^CKir-Ii^itear à transistors du type précité. L5 intention ressortira clairement de la description io2Jiiée ci-après à titre d'exemple avec référence aux 5 dessins annexés, dans lesquels ï Les figures 1 et 2 représentent des formes d'exécution respectives d'un circuit amplificateur-limiteur à transistors selon l'invention» Les figures 5 et 4 montrent des modifications, res-10 pectives des circuits des figures et 2. La figure 5 est un schéma synoptique d'un, circuit de commande d'un système de freinage de véhicule à antiblocage du genre précité. La figure S est un schéma du circuit de commande 15 de la figure 5« ~ La figure ? est un schéma synoptique d'un système de freinage de véhicule anti-blocage du genre précité, et Les figures 8a à 8d montrent à titre explicatif certaines formes d'onde. 20 Le circuit amplificateur-limiteur à transistors montré sur la figure 1 comprend un transistor-11 dont la base est reliée par un condensateur Cl à une extrémité d'une bobine de sortie L d1 cm dispositif capteur (non représenté autrement) servant à produire un signal alternatif d'entrée 25 qui est appliqué à la base dudit transistor Ï1° L'autre extrémité de la bobine L est reliée à une ligne de terre E. Le collecteur du transistor Ï1 est relié à une ligne, à tension positive +V par une résistance de collecteur R1 tandis que son émetteur est directement relié à la ligne de terre 30 S. Un conducteur de sortie 0L1 part de 1'électrode-collecteur du transistor T1. lîn condensateur C2 sert à éliminer des interférences indésirables présentes dans le signal alternatif d'entrée en provenance de la bobine L. Selon la présente invention, une connexion de 55 trocouplage jfCI est î>révue entre le collecteur et la base •lu transistor 21 « Cette connexion de rétrocouplage comprend vue diode Bi ayant une polarité telle qu'elle laisse passer du- courant- allant du collecteur vers la base. Co&aae' cela est représenté en traits interrompus, une résistance R2 40 peut aussi être prévue dans la connexion de rétrocouplage 70 27255 6 2053157 FG1a en série avec la diode D1. Lorsque le circuit est alimenté par application d'une tension d'alimentation appropriée entre la ligne à tension positive +7 et la ligne de terre Ss le transistor ïi est initialement polarisé à son' 5 ■ seuil de conduction par une tension de polarisation (+b) présente sur la base, cette tension de polarisation (+b) étant la chute de tension dans la connexion de rétrocouplage FOI sous l'effet du passage de courant du collecteur vers"la base* Lors de l'application par la bobine L d'un 10 signal alternatif d'entrée à la base du transistor T'I, ce transistor est rendu conducteur en réponse à chaque partie de sens positif du signal dsentrée de manière à amplifier et limiter à la fréquence du signal d'entrée ; le signal de sortie résultant sur le conducteur de sortie OLi est ainsi 15 une tension rectangulaire» Plus spécifiquement, un signal alternatif d'entrée applique peut avoir la forme de la forme d'onde de la•figure 8a, ce signal alternatif d'entrée ayant line amplitude normale (+A, -A) suffisante pour saturer le transistor 11 „ Cependant , ce signal d8entrée peut avoir 20 aussi une amplitude excessive (+A% -A' ). Lorsque le transistor T1 se trouve à son seuil de conduction, il devient saturé chaque fols qué le taux de variation du courant de signal traversant le condensateur 01 introduit un courant suffisant dans la base du transistor, c'est-à-dire aux points 25 P1 sur la forme d'onde (a)* Inversement, lorsque le transistor- T1 est saturé, celui-ci est rendu non conducteur chaque Sois que le taux de variation du courant de signal traversant le condensateur G-'i introduit m courant insuffisant dans la base du transistor pour saintenir- le transistor saturé, 30 c'est-à-dire aux points P2 de la forme d'onde (a). Un tel fonctionnement est rendu possible, indépendamment des grandes variations d'amplitude du signal alternatif d'entrée, parce que la tension de polarisation (+b) sur ,1s base du transistor Ï1 reste en substance inchangée à cause de. Inaction 35 de la connexion de rétrocouplage ITG1. La diode D1 (et éventuellement la résistance B.2J se trouvant dans la connexion de rétrocouplage FC1 provoque une chute de tension entre-, le collecteur et la base du transistor T1. Gomme précité,-cette chute de tension, qui peut être rendue égale à la. 40 tension base-émetteur du transistor T1, fournit la tension de 70 27255 7 2053157 polarisation (+b) pour la base du transistor. Chaque demi-période négative du signal alternatif d'entrée fait ainsi passer un courant accru, en fonction de son amplitude, par la connexion de rétrocouplage PCI et, si la diode D1 n'était 5 pas présente, ce courant accru provoquerait, sur l'électrode-base du transistor T1, un. changement de la tension de polarisation dans le sens voulu pourisendre le transistor nettement non conducteur, ceci dans la mesure déterminée par l'importance de ce changement. La diode D1 empêche ceci en "10 jouant le rôle d'un dispositif à tension constante qui maintient la tension de polarisation en substance inchangée sur la base du transistor T1. Le signal de sortie à ondes rectangulaires produit sur le conducteur de sortie OL1 du circuit est représenté par la forme d'onde de la figure 8b. 15 Ce signal est constitué par une impulsion rectangulaire correspondant à chaque période du signal alternatif d'entrée, ceci indépendamment des variations d'amplitude du signal d'entrée. L'excursion en amplitude du signal à ondes rectangulaires va d'une tension +v, très peu au-dessus du po-20 tentiel de terre (par exemple 100 millivolts) sous l'effet du maximum de courant traversant le transistor TT lorsque celui-ci est saturé, à une tension plus élevée +v' qui est égale à la chute de tension dans la connexion de rétrocouplage FC1 majorée de la chute de tension aux bornes du circuit 25 base-émetteur du transistor H quand celui-ci est maintenu à son seuil de conduction. Il est intéressant de comparer cette onde .rectangulaire de sortie à l'onde rectangulaire de sortie représentée par la forme d'onde de la figure 8d qui est supposée 30 être la sortie du circuit amplificateur-limiteur à transistors connu dont il a été question au début du présent mémoire, ceci en réponse à l'application du signal alternatif d'entrée représenté par la forme d'onde de la figgure 8a. Dans le circuit amplificateur-limiteur à transistors connu, 35 la tension de polarisation de la base du transistor est fournie par une résistance connectée entre le collecteur et la base du transistor et non par une connexion de rétrocouplage comprenant un dispositif à tension constante comme d^ns le cas de la présente invention. Il s'ensuit que la 40 tension de polarisation est susceptible de varier en fonction 70 27255 8 2053157 de l'amplitude du signal alternatif d'entrée, la forme d'onde de la figure 8c montrant une telle variation de la tension de polarisation. Il ressort de la forme d'onde montrée par la figure 8c que des périodes à grande amplitude du signal 5 alternatif d'entrée peuvent réduire la tension de polarisation (+b) au point que, durant un nombre de périodes à faible amplitude suivant immédiatement- les périodes à grande amplitude, la tension de polarisation (+b) reste au-dessous de sa valeur de seuil. En conséquence, le transistor reste 10 insensible à ces périodes de faible amplitude jusqu'à ce que la tension de polarisation (+b) soit revenue à sa valeur de seuil, aucune sortie à onde rectangulaire n'étant produite à ce moment. L'onde rectangulaire de sortie produite dans ce cas est représentée par la forme d'onde de la figure 8d. 15 Chaque impulsion de cette sortie est due à la commutation du transistor entre son état conductetir et son état non conducteur au cours de demi-périodes successives du signal alternatif d'entrée. Le circuit amplificateur-limiteur à transistors 20 représenté à la figure 2 est semblable à de nombreux points de vue au circuit de la figure 1 et, pour la facilité, sur les deux figures, les mêmes éléments portent les mêmes références. Dans le circuit de la figure 2, la connexion de rétrocouplage PC1 est établie par un transistor T2 dont 25 la base est connectée au collecteur et dont l'émetteur est relié à.la base du transistor T1. La diode base-émetteur du transistor T2 constitue le dispositif à tension constante de la connexion de rétrocouplage PCI et le fonctionnement du circuit permettant de maintenir la tension de polarisa-30 tion (+b) en substance inchangée sur l'électrode—base du transistor T1 est le même que celui qui a déjà été décrit avec référence à la figure 1• La chute de tension aux bornes de la diode base-émetteur du transistor T2 reste en substance constante malgré la conduction accrue de ce transistor sous 35 l'effet de chaque demi-période négative du signal alternatif d'entrée. Comme les circuits des figures 1 et 2 sont tous deux sensibles au taux de variation du courant de signal traversant le condensateur C1, ces circuits-" sont aussi 40 extrêmement sensibles aux entrées de faible amplitude. Comme 70 27255 9 2053157 cela a déjà été dit, de tels circuits peuvent donc être vulnérables aux signaux de bruit à faible amplitude pouvant accompagner une entrée appliquée et ces circuits peuvent être rendus sensibles à ces signaux de bruit au point de 5 produire une sortie à onde rectangulaire parasite. Ceci est évité dans les circuits des figures 3 et 4 parce que ces derniers circuits sont rendus insensibles à un signal alternatif d'entrée dont l'amplitude est inférieure à un niveau minimum déterminé. 10 Le circuit de la figure 3 comprend les compo sants Œ1, D1, C1, C2 (éventuellement R2) et L qui correspondent aux composants portant les mêmes références dans le circuit de la figure 1. En outre, dans le circuit de la figuïe 3, le circuit de base du transistor T1 comprend les 15 diodes de limitation de l'amplitude d'entrée D2, D3 ainsi qu'une résistance R3 qui est connectée en série avec le condensateur d'entrée C1. De plus, dans le circuit de la figure 3j l'onde rectangulaire de sortie produite sur le conducteur 0L1 est appliquée, via une résistance R4, à la 20 base d'un transistor supplémentaire 13 dont l'émetteur est relié à la ligne de terre E et dont le collecteur est relié par une résistance R5 à la ligne à tension positive +V. Deux résistances R6 et R7 sont connectées en série entre le collecteur du transistor Î3 et la ligne de terre E tandis qu'une 25 deuxième connexion de rétrocouplage FC2 comprenant une résistance R8 part du point de jonction des résistances R6, R7 pour aller à la base du transistor !Fi. Un conducteur de sortie OL2 part du collecteur du transistor 13• On étudiera maintenant le fonctionnement du cir-30 cuit de la figure 3 en supposant en premier lieu que le transistor T1 est non conducteur, c'est-à-dire que ce transistor est polarisé à son s.euil de conduction par la connexion de rétrocouplage FOI» Le transistor TT étant non conducteurr le transistor Ï3 est saturé, de sorte que le 35 point de jonction des résistances R6 et R7 se trouve en fait au potentiel de la ligne de terre E. Par conséquent-, la base du transistor 11 peut être considérée comme étant directement reliée à la ligne de terre E par la résistance R8» Le rapport entre les valeurs des résistances R3 et R8 40 détermine l'amplitude minimum d'un signal alternatif d'en- 70 27255 10 2053157 trée pour laquelle le transistor T1 est rendu conducteur. Ce rapport peut avoir une valeur, par exemple, de 1 : 10 et,dans ce cas, un signal d'entrée égal au dixième de la tension base-émetteur (Vbe) du transistor T1 doit être présent pour que le 5 transistor T1 devienne conducteur. Lorsque le transistor T1 est saturé, le transistor T3 est non conducteur de sorte que le point de jonction des résistances R6 et R7 se trouve à ton potentiel supérieur à celui de la ligne de terre E, ce potentiel étant une fraction du potentiel de collecteur du tran-10 sistor T3, fraction qui dépend des valeurs relatives des résistances R6 et E7. Cette fois, la base du transistor T1 est "effectivement connectée à ce potentiel qui est nettement supérieur à la tension de polarisation (+b) cette tension de polarisation étant supérieure au potentiel de la ligne de 15 terre E. Par conséquent, sous l'influence du rapport des valeurs des résistances R3 et R8, un signal d'entrée (de sens opposé au précédent) valant, par exer.ple, un dixième de la tension base-émetteur (Vbe) du transistor T1 (conne précité) doit être présent pour que le transistor T1 soit rendu non 20 conducteur. Une sortie à onde rectangulaire est produite par le circuit comprenant le conducteur de sortie 0L2. Le circuit de la figure 4- est semblable au circuit de la figure 3 sauf que sa connexion de rétrocouplage PCI comprend le transistor T2 au lieu de la diode D1. 25 Des composants et des valeurs de composants pour les circuits des figures 1 à4 sont donnés ci-après. (Transistor T1 - Mullard BC 109 Diode D1 - mullard 0A 202 Transistor T2 - Mullard BC 109 'Diode D2 - Mullard OA 202 Transistor T3 - Mullard BC 109 Diode D3 - Mullard OA 202 30 Résistance R1 — 18.000 ohxis Condensateur C1 — 0,22 nicro- farad " R2 - 100.000 ohi:s Condensateur C2 — 0,1 riicrofarad " R3 - 22.000 ohms " R4- — 10.000 ohns Tension +~V - 8,2 volts (stabilisé) 35 » R5 - 4-.700 ohns " R6 - 68.000 ohms " R7 - 12.000 ohns " R8 - 220»000 ohns " R9 - 4-7.000 ohns bad original 70 27255 11 2053157 Cor.i.e précité, un circuit ariplificateur-linitem* selon la présente invention trouve un domaine d'application dans un circuit de commande d'un système de freinage de véhicule anti-blocage du genre précité. Un exemple d'un tel 5 cas d'application est donné ci-après. Conne la figure 5 le contre, le circuit de coni_ande représenté par le schéma synoptique de cette figure répond à des impulsions liées au mouvement de rotation d'une roue de véhicule. Ces impulsions peuvent être produites par un 10 capteur électro-magnétique 1 qui, conne précité, est associé à une roue dentée ferro-nagnétique tournant avec la roue du véhicule afin de provoquer des variations de flux à chaque passage d'une dent de la roue dentée à hauteur du capteur, chaque dent étant suivie d'un intervalle entre dents lorsque 15 la roue tourne. Les impulsions de sortie du capteur 1 sont amplifiées et linitées dans un circuit anplificateur 2 qui sera constitué par tin circuit amplificateur-limiteur à transistors selon la présente invention, l'onde rectangulaire de sortie étant appliquée à un convertisseur fréquence-courant 20 continu 3 répondant à ce signal de sortie de nanière à produire une tension de sortie d'une anplitude liée à la fréquence des impulsions fournies par le capteur 1. Cette tension de sortie est appliquée à un circuit de traitenent de signaux 4 qui répond en produisant une sortie fonction d'un critère 25 particulier lié au mouvement de rotation de la roue et exprimé par la tension de sortie du convertisseur 3» La sortie du circuit 4 est amplifiée dans un amplificateur de puissance 5 dont la sortie est utilisée pour actionner un solénoï-de 6 qui est destiné lui-même à actionner une vanne de com-30 mande 7 d'un système de freinage de véhicule à anti-blocage. Dans, le schéma du circuit de commande représenté à la figure 6, le capteur est à nouveau représenté uniquement par sa bobine de sortie L comme dans le cas des figures 1 à 4. Les impulsions de sortie de la bobine de sortie L 35 du capteur sont appliquées à la base d'un transistor Ta via un condensateur Ca. Le transistor Ta constitue, avec ses composants associés, l'amplificateur de la figure 5 et consiste en un circuit amplificateur-limiteur à transistors selon la présente invention. La tension de polarisation pour 40 le transistor Ta peut être fournie par une diode Df (avec ou fiAD ORl^'AL1 70 27255 12 2053157 sans une résistance Ra en série) se trouvant dans une connexion de rétrocouplage entre le collecteur et la base du transistor, conr.e cela a déjà été décrit avec référence à la figure 1. Ou bien, la tension de polarisation pour le tran-5 sistor Ta peut être fournie par un autre transistor Tb. (représenté en traits interronpus) qui est connecté covine cela est représenté et corne cela a déjà été décrit avec référence à la figure 2. Conr.e autres variantes, le transistor Ta peut faire partie d'un circuit aap1ificateur-1iaiteur conae ceux 10 déjà décrits avec référence aux figures 3 et 4. Un condensateur Cb sert à éliciner les interférences indésirables présentes dans la sortie de la bobine L. Le signal de sortie apparaissant sur le collecteur du transistor Ta est une tension rectangulaire qui est ap-15 pliquée à la base d'un transistor Tb par 1'internédiaire d'un condensateur Ce. Le condensateur Ce et une résistance de base Eb pour le transistor Tb ont des valeurs choisies de telle façon que le transistor Tb, qui est nornaleuent conducteur, soit rendu non conducteur de aanière à produire une inpulsion 20 positive d'une longueur fixe sur son collecteur à chaque pé- BAD ORIGINAL 70 27255 13 2053157 > i ci* alimentation +V st 07. Les composants Tb, Db, 3s5 Cd, Oe et Re. constituent essentiellement le convertisseur de fréquence en courant continu 3 de la figure 5, ce convertisseur prodiu.san.t aux bornes du condensateur Ce, 5 une tension de sortie dont la valeur est liée à la fréquence d'entrée des impulsions fournies par le capteur. Cette tension peut donc être considérée comme un "signal de vitesse" puisqu'elle est directement liée à la vitesse de la roue. Cette tension de sortie (signal de vitesse) apparaissant aux bor-10 nés du condensateur Ce est appliquée à lfélectrode base d'un transistor normalement conducteur Se via un condensateur Cf et une résistance Rf. Les valeurs du condensateur Cf et d'une résistance Bg à laquelle le condensateur en question est relié, déterminent une décélération choisie de la roue 15 au niveau de laquelle le transistor- Te et un autre transistor normalement conducteur Td sont rendus non conducteurs en fonction de la valeur du signal de vitesse obtenu à ce moment, à l'effet de rendre conducteur un transistor normalement non conducteur Te. Les composants Cf, Cg, Te, Td, Rf, 20 Rg, Rh et Dd constituent le circuit de traitement de signaux 4 de la figure 5. La résistance Rg, qui, avec la résistance Rf, constitue un diviseur de tension d;ms le circuit de base du transistor Te, fournit m courant suffisant pour attaquer la base du transistor Te avec un courant environ dix fois su-25 périeur au courant nécessaire pour •.aiircenXr- les deux transistors Te et Td normalement conducteurs. De cette manière, la décélération choisie de la roue au niveau de laquelle le transistor Te devient conducteur est virtuellement indépendante des gains des transistors Te et Td. Une résistance 30 Hh se trouvant dans le circuit de collecteur du transistor Te sert à limiter le courant de base du transistor Td,tandis qu'un condensateur Og et la résistance Rf se trouvant dans le circuit cle base du transistor Te rendent le circuit insensible aux ondulations du signal de vitesse. Une diode Dd 35 sert à stabiliser le courant de base da transistor Te malgré les variations de température* lîn eondsnsateur Ch sert à empêcher- des oscillations parasites aux hautes fréquences dues aux transistors qui sont capables de travailler jusqu'à 80 mégahertz. MD ORIGINAL ' 2053157 Le transistor ïf et un autre transistor Q?g amplifient la sortie du. transistor Te» Ces transistors Te, Tf et Tg constituent l'amplificateur de puissance 5 de la figure 5» La sortie du transistor Tg attaque un solenoxde S qui corres-5 pond au solenoxde 6 de la figure 5« Une diode De sert à éer*§~ ter la tension de dépasse .ent sur le solenoxde S lorsque celui' ci est .is hors d'action, e..péchant ainsi qu'une tension trop élevée ne soit appliquée au collecteur- du transistor Tg. Les paramètres de circuit doivent être choisis de 10 telle façon que le solénoïde soit .is hors d*action lorsque la roue contrôlée a accéléré jusqu'à la vitesse qu'elle aurait atteinte si elle avait continué à décélérer à partir de sa vitesse initiale au moment du freinage, suivant un taux égal à la décélération choisie pour la roue à partir de 15 la vitesse à laquelle le solénoïde a été iiis en action. Le circuit est aussi agencé de façon que le solénoïde S soit mis hors service après mie période de temps déterminéeî :.ê\ie si la roue ne réaccélère pas après la mise en service du solénoïde Sc Ceci est obtenu grâce au conden--20 sateux* Cf qui, en combinaison avec une résistance Bg, sert de couplage en courant alternatif pour différencier le signal de vitesse de sorte qu'après une certaine période d'excitation du solénoïde, déterminée par la constante de temps de ce couplage en courant alternatiff les transistors Te et Td sont rendus à nouveau conducteurs afin de rendre le transistor Tg non conducteur? "mettant ainsi le solénoïde hors d'action® Cependant, comme le condensateur Cf et la ré-sis tence Eg déterminent aussi la. décélération choisie de la roue, la constante de te: ps du couplage en courant alter-20 natif fournie par ces composants ne peut pas être modifiée sans modifier aussi la décélération choisie de la roue si l'on veut faire varier la période au bout de laquelle le solenoxde est mis hors d'action en l'absence de réaccélération de la roue. Un couplage en courant alternatif séparé, 35 indépendant du condensateur Cf et de la résistance Rg, comprend r de préférences un autre condensateur connecté le circuit de base du transistor Te ainsi qu'une autre résistance connectée entre cette électrode-base et la ligne OV. Le schéma de circuit de la figure 6 peut être 40 nodifié en ce que, si on utilise un condensateur Cf de plus 70 27255 bad original 70 27255 15 2053157 grande capacité et des transistors à gain plus élevé, le transistor Te et sa résistance de collecteur Eh peuvent être onis, le point de jonction de la résistance Ef et du condensateur Cg étant alors relié directer.ent à la base du tran-5 sistor Td. - Dans chacun des circuits des figures 1 à 4 et de la figure 6 , on peut utiliser des transistors du type opposé à celui représenté à condition d'adapter de façon appropriée les tensions de? lignes d'alinentation. 10 Des ccnposants appropriés et .des valeurs de con- posants pour le circuit de la figure 6 sont donnés ci-après dans le cas d'une roue de voiture routière d'un dianètre de 60 en portant une roue dentée à 60 dents. Dans ce cas, une tension de sortie nornale du capteur électronagnétique est 15 de 1 volt de crête pour 100 périodes (7nph) avec un entrefer de 1 nn. Une flexion du capteur peut réduire la tension de sortie à 200 nillivolts à cause de 11 augrientation de l'entrefer. Une tension de sortie nornale à une vitesse élevée (125 Kn/h) peut être de 10 volts de crête à 100 hertz (approxina-20 tivetient) . Résistances Ea - 100.000 ohns Rb - 3.300 ohns Rc - 150 ohns 25 Rd - 15.000 ohr.s Re - 150.000 ohns Ef - 33.000 ohns Eg - 4-70.000 ohns Eh - 4-70.000 ohns 30 Ei - 18.000 ohns Condens at eurs Ca - 0,22 nicrofarad Cb - 0,1 nicrofarad Ce - 0,022 nicrofarad 35 Cd - 0,1 nicrofarad Ce - 1,0 nicrofarad Cf - 1,0 ..icrof arad Cg - 0,1 icrofarad Ch. - 2.000 picofarads Ej - 56.000 ohns Ek - 1000 ohns El - 10.000 ohns Eu - 33.000 ohns En - 4-.700 ohns Eo - 10.000 ohns Ep - 10.000 ohns Eq - 1000 ohns Er — 150 ohns Transistors Ta - type BC 108 (Mullard) Tb - " Te - " Td - " Te - " Tf - BIT 52 Tg - BDY10 Th - BC109 BAD ORIGNAL] 70 27255 2053i57 Diodes Tensions. Zd - 8,2 volts Zener (Mullard) +V = 12 volts. Da - type 0A202 " Db - " " 5 De - " " Dd " " De - BYZ10 " Ef - 0A202 " La figure 7 représente schématiquement une disposition géné-10 raie d'un systène de freinage de véhicule à anti-blocage pouvant incorporer la présente invention. La disposition générale représente une pédale de frein à pied ÏT servant à actionner le piston d'un naître-cylindre MO qui constitue une source de pression de fluide du systène. Le maître-cy-15 lindre sert à actionner (directement" ou via un asservissement) un frein de roue Wb pour une roue de véhicule W via une coLimande anti-blocage CU. Un détecteur de mouvement de roue SE applique des impulsions électriques liées au mouvement de rotation de la roue à un circuit de commande CCM. La 20 commande anti-blocage CU comprendra une vanne de commande destinée à être actionnée en réponse à une sortie électrique du circuit de conmande CCM afin de faire relâcher la pression de freinage appliquée au frein de roue WB. Le système est du genre décrit précédemment et, dans le cas considéré 25 où le circuit de commande est conforme aux figures 5 et 6, la sortie électrique est produite par le circuit de commande CCM lorsque la décélération de la roue dépasse une valeur déterminée. Le détecteur de mouvement de roue WE sera le capteur 1 et le solénoïde 6, la vanne de commande 7 faisant 30 partie de la commande anti-blocage CU. Corme la connexion LL le montre, différents systèmes comme celui représenté à la figure 7 (avec une source de pression de fluide commune) peuvent être prévus pour chaque roue d'un véhicule, bien qu'il soit aussi possible 35 de prévoir un seul système pour deux roues (arrière) entraînées par un arbre de propulsion de ce véhicule, un détecteur étant associé à l'arbre de propulsion pour produire les signaux électriques liés au mouvement de rotation de la roue. En variante, une seule commande anti-blocage conpre-40 nant des vannes de commande peut être prévue en commun pour BAD 0&IGW4AL 70 27255 i? 2053157 :;o.utes .«.es roues du véhicule. Dans ce cas, chaque roue du véhicule doic- avoir son propre détecteur de -.'.ouvenent de r-oue et le circuit de co--..£aide associé, et n*i:.porte lequel de ces circuits de eouuande produira un signal de sortie 5 électrique afin d'actionner, la vanne de co ; .ande lorsque la roue correspondante tend à se bloquer» On peut utiliser dans un circuit de conr.ande incorporant un circuit a /.plif icateur-liniteur selon la présente invention, en variante ûe la fori.e particulière du circuit 10 de traireaent de signaux représenté à la. figure 6, n'inporte lequel des circuits de traitement de signaux décrits dans la deuande de brevet français ïT° TV 70 08342 du 9 Hars 1970» Un circuit de corrr.ande ainsi constitué peut être destiné à un systèue de freinage de véhicule à anti-blocage tel que décrit 15 dans la demande de brevet français Iî° 59 43413 du 15 Décembre 1969. • BAD ORIGINAL 70 27255 18 2053157 BEMDICAO?IONS 1Circuit a. plific ateur-li .iteur à transistors comprenant un transistor à émetteur co^'m dont la base est connectée de façon à recevoir "une entrée alternative 5 ou puisée via un condensateur et dont le collecteur est connecté à une résistance de charge destinée à être connectée à une borne d'alimentation., caractérisé en ce que des moyens unidirectionnels à tension constante sont prévus dans une connexion de rétrocouplage entre le collecteur et la base "10 du transistor, ces moyens servant à faire varier la quantité de courant traversant cette connexion de rétrocouplage indépendamment de 1' amplitude instantanée d'une entrée alternative ou puisée appliquée et, dans un sens, tendant à rendre le transistor non conducteur, de manière à maintenir sur la 15 base du transistor, en présence d8une telle amplitude instantanée d'une entrée alternative ou puisée appliquée, une tension de polarisation continue de valeur en substance constante à l'effet de maintenir le transistor à son seuil de conduction» 20 2. Circuit amplificateur-limiteur à transistors suivant la revendication 1, caractérisé en ee que le moyen unidirectionnel à tension constante est une diode ayant une polarité telle qu'elle laisse passer du courant du collecteur vers la base dudit transistor. 25 3«- Circuit anplificateur~limiteur à transistors suivant la revendication 2, caractérisé en ce qu'il conprend une résistance connectée en série avec la diode. 4.- Circuit amplificateur-limiteur à transistors suivant la revendication 1, caractérisé en ce que le moyen 30 unidirectionnel à tension constante est le cii-euit base-énetteur d'un deuxième transistor dont la base est connectée au collecteur et dont l'émetteur est relié à la base du transistor amplifieateur-li -iteurs son collecteur étant connecté à la borne d1 alimentation. 35 5-.- Circuit a„plificateur-li:-iteur à" transistors suivant une quelconque des revend!c:itions précédentes, caractérisé en ce qufil comprend un. transistor supplémentaire dont la base est connectée de façon à recevoir la sortie à onde rectangulaire provenant du collecteur du transistor 40 amplificateur-limiteur, ainsi qu'une deuxième connexion de BAD ORIGINAL 70 27255 2053157 rétrocouplage entre le collecteur du transistor supplémentaire et la base du transistor amplificateur-limiteur et une résistance connectée en série avec le condensateur en question dans le circuit de base du transistor amplificateur-5 limiteur, l'agencement étant tel que, lorsque le transistor amplificateur-limiteur est non conducteur, le transistor supplémentaire soit conducteur et un potentiel dérivé de son collecteur établisse, dans le circuit de base du transistor aaplificateur-liniteur, une première différence de potentiel 10 qui doit être dépassée par l'amplitude d'une polarité d'une entrée appliquée pour que le transistor amplificateur-limiteur soit rendu conducteur, alors que, lorsque le transistor amplificateur-limiteur est conducteur, ce transistor supplémentaire est non conducteur et une tension dérivée de son col-15 lecteur établit, dans le circuit de base du transistor amplificateur-limiteur, une seconde différence de potentiel qui doit être dépassée par l'amplitude de l'autre polarité de l'entrée appliquée avant que le transistor amplificateur-limiteur soit rendu non conducteur. 20 6.- Circuit amplificateur-limiteur à transistors suivant l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce qu'il comprend des diodes de limitation d'amplitude connectées aux bornes de l'entrée du circuit. 7»- Circuit amplificateur-limiteur a transistors 25 suivant l'une quelconque des revendications précédentesj^incorporé dans un circuit de commande d'un système de freinage de véhicule à anti-blocage du genre comprenant, en vue de son utilisation en association avec une roue de véhicule et % un frein de roue associé, un détecteur de mouvement de roue 30 servant à produire des signaux électriques liés au mouvement de rotation de la roue, un circuit de commande répondant à ces signaux électriques pour produire une sortie électrique fonction d'un critère particulier lié au mouvement de rotation de la roue, et une vanne de commande qui est destinée 35 à être actionnée en réponse à la sortie électrique précitée pour faire relâcher la pression de freinage appliquée par une source de pression de fluide du système au frein de roue, le circuit amplificateur-limiteur à transistors étant utilisé pour traiter, dans le circuit de commande, une onde 40 rectangulaire de sortie à amplitude en substance constante Original 70 27255 ° 2053157 en réponse aux signaux électriques provenant du détecteur de r,ouvenent de roue. 8. Circuit anplificateur-liniteur à transistors incorporé dans un circuit de connande suivant la revendica-5 tion 7 et apte à répondre à un train d1 impulsions produit en réponse au mouvement de rotation d'une roue par réaction magnétique entre une roue dentée ferro-nagnétique tournant avec la roue et un capteur électromagnétique placé dans le voisinage de ladite roue dentée afin de détecter les varia-10 tions de flux au passage de chaque dent de la roue dentée à hauteur du capteur, la dent étant chaque fois suivie d'un intervalle entre dents lorsque la roue tourne, la roue dentée et le capteur constituant le détecteur de nouvenent de roue. bad original