Un système LIDAR (100) qui est destiné à effectuer des mesures de distance, est adapté pour réaliser un effet de compression d’impulsion. Pour cela, une voie d’émission (10) du système LIDAR comprend deux chemins de transfert (13a, 13b) qui sont disposés en parallèle, et l’un au moins desdits chemins de transfert comprend un modulateur de compression d’impulsion (14b). Une voie de détection (20) du système LIDAR comprend un module de traitement numérique (27) qui est configuré pour calculer une fonction de corrélation entre des signaux de détection de mesure et des signaux de détection de référence. Des perfectionnements de double détection hétérodyne et de spectre d’impulsion en forme de peigne peuvent être utilisés optionnellement. Figure d’abrégé : Figure 1a SYSTEME LIDAR A COMPRESSION D’IMPULSION La présente description concerne un système LIDAR à compression d’impulsion. Les systèmes LIDAR, pour «LIght Detection And Ranging» en anglais, sont très utilisés pour mesurer des distances. Une séquence de mesure consiste à émettre un faisceau de rayonnement en direction d’une cible, et à collecter une partie de ce rayonnement qui a été rétroréfléchie ou rétrodiffusée par la cible, puis d’en déduire une évaluation de la distance d’éloignement à laquelle se trouve la cible par rapport au système LIDAR. Cette évaluation est réalisée en déterminant la durée qui sépare l’émission du rayonnement par le système LIDAR et la détection de la partie de ce rayonnement qui a été rétroréfléchie ou rétrodiffusée par la cible. Dans la pratique, le faisceau de rayonnement est émis sous forme d’une série d’impulsions successives, et les signaux de détection des parties de rayonnement rétroréfléchies ou rétrodiffusées par la cible qui correspondent une-à-une à toutes les impulsions de la série sont cumulés. Il est possible de cette façon de mesurer la distance d’éloignement d’une cible même lorsque l’intensité du rayonnement qui est rétroréfléchi ou rétrodiffusé par celle-ci est faible. Un compromis est alors réalisé entre d’une part une valeur qui soit suffisante pour un rapport signal-sur-bruit des signaux de détection cumulés, et d’autre part la quantité d’énergie qui est utilisée pour effectuer une mesure. Par ailleurs, la résolution spatiale le long de la direction d’émission des impulsions constitue un enjeu important des systèmes LIDAR à rétrodiffusion atmosphérique. Cette résolution correspond à l’attribution d’une mesure d’absorption à des particules qui sont contenues dans une tranche identifiée d’atmosphère dont l’épaisseur est connue. Cette résolution, c’est-à-dire l’épaisseur de chaque tranche d’atmosphère à laquelle se rapporte une valeur mesurée d’absorption, est d’autant plus fine que chaque impulsion est courte. Mais alors, pour une énergie d’impulsion déterminée, telle que rendue nécessaire par les conditions opératoires et la qualité de mesure qui est désirée, la valeur de puissance-crête de chaque impulsion est d’autant plus élevée que chaque impulsion est courte, autrement dit que la résolution spatiale qui est voulue est fine. Par ailleurs, la réalisation d’un système LIDAR en utilisant une technologie de connexion par fibres optiques présente des avantages considérables, notamment une robustesse du système qui est accrue et la suppression de mécanismes d’alignement des composants optiques du système les uns par rapport aux autres. Mais le phénomène connu de diffusion Brillouin stimulée, ou SBS pour «Stimulated Brillouin Scattering», qui se produit dans les fibres optiques limite la valeur de puissance-crête que peut avoir chaque impulsion émise. A cause de cette limitation de puissance-crête, et lorsque le pouvoir de rétro-réflexion ou rétrodiffusion de la cible est très faible, il est nécessaire d’augmenter le nombre des impulsions qui sont émises pour chaque mesure pour que le signal de détection possède une valeur suffisante du rapport signal-sur-bruit. Mais la durée d’une mesure est augmentée en conséquence, et la résolution axiale dégradée. Problème technique A partir de cette situation, un but de la présente invention est de proposer un nouveau système LIDAR qui pallie au moins en partie ces inconvénients. Ainsi, un des buts de l’invention est de permettre de mesurer la distance d’éloignement d’une cible avec un compromis qui est amélioré entre la valeur du rapport signal-sur-bruit et la puissance-crête qui est consommée pour chaque mesure, même lorsque la cible possède un pouvoir de rétro-réflexion ou rétrodiffusion qui est faible ou très faible. Un but annexe de l’invention est de proposer un tel système LIDAR dont la voie d’émission puisse être réalisée à base de fibres optiques. Pour atteindre l’un au moins de ces buts ou un autre, un premier aspect de l’invention propose un système LIDAR qui comprend une voie d’émission et une voie de détection, la voie d’émission comprenant une source laser et étant adaptée pour émettre des impulsions de rayonnement en direction d’une cible qui est externe au système LIDAR. Pour l’invention, la voie d’émission comprend deux chemins de transfert qui sont disposés en parallèle et agencés pour recevoir simultanément à des entrées respectives de ces chemins de transfert, des parties respectives d’un rayonnement de la source laser. De plus, les deux chemins de transfert sont agencés en sortie pour superposer des composantes de chaque impulsion qui sont délivrées par ces deux chemins de transfert. L’un au moins des deux chemins de transfert comprend : - un modulateur, dit modulateur de compression d’impulsion, qui peut être de type modulateur acousto-optique ; et - un contrôleur de compression d’impulsion, qui est connecté pour contrôler le modulateur de compression d’impulsion de façon à moduler la composante d’impulsion qui est délivrée par ce chemin de transfert. De cette façon, lors d’un fonctionnement du système LIDAR, au moins deux composantes de chaque impulsion sont produites simultanément à partir du rayonnement qui provient de la source laser, sont superposées au sein de l’impulsion pendant une durée de cette impulsion, ont des spectres respectifs qui sont différents, et l’une au moins des deux composantes de l’impulsion est modulée en phase ou en fréquence. De façon connue, un rayonnement quelconque, notamment un rayonnement d’impulsion, possède des variations temporelles de champ qui sont périodiques, et une modulation en fréquence ou en phase de ce rayonnement consiste à appliquer des variations à sa fréquence, ou à appliquer des variations à sa phase qui sont supplémentaires par rapport celles qui correspondent aux variations périodiques du champ. La voie de détection du système LIDAR de l’invention comprend au moins un photodétecteur et est agencée pour remplir des fonctions de : - voie de mesure, dédiée à détecter des rayonnements qui correspondent un-à-un aux impulsions émises par la voie d’émission après que ces impulsions ont été rétroréfléchies ou rétrodiffusées par la cible, en délivrant des signaux de détection de mesure ; et - voie de référence, dédiée à détecter des rayonnements qui sont représentatifs des impulsions telles qu’émises par la voie d’émission, en délivrant des signaux de détection de référence. Ainsi, chacune de la voie de mesure et de la voie de référence détecte des battements qui sont utilisés pour déterminer la distance d’éloignement de la cible par rapport au système LIDAR. En l’absence de détection hétérodyne, ces battements résultent de l’interférence entre les composantes d’impulsions qui proviennent de l’un des deux chemins de transfert avec celles qui proviennent de l’autre chemin de transfert, toutes ces composantes d’impulsions étant détectées par la voie de mesure après avoir été rétroréfléchies ou rétrodiffusées par la cible, et telles qu’émises par le système LIDAR pour la voie de référence. Lorsqu’une détection hétérodyne est utilisée, ces battements tels que causés par l’association des deux voies de transfert sont remplacés par des battements qui résultent d’interférences supplémentaires avec un faisceau de référence, pour les composantes d’impulsions reçues après leur rétro-réflexion ou rétrodiffusion sur la cible pour la voie de mesure, et pour les composantes d’impulsions telles qu’émises par le système LIDAR pour la voie de référence. La voie de détection comprend en outre un module de traitement numérique qui est agencé pour recevoir les signaux de détection de mesure et les signaux de détection de référence, et qui est configuré pour calculer une fonction de corrélation entre ceux-ci. De cette façon, la ou les composante(s) de chaque impulsion qui est (sont) modulée(s), combinée(s) avec la fonction de corrélation qui est calculée, réalise(nt) un effet de compression d’impulsion. Grâce à cet effet de compression d’impulsion, la valeur du rapport signal-sur-bruit qui affecte le résultat de la fonction de corrélation est améliorée à puissance moyenne égale qui est consommée pour effectuer une mesure, par rapport à un résultat d’accumulation de signaux de détection qui sont obtenus sans effet de compression d’impulsion. Cette amélioration qui est procurée par l’effet de compression d’impulsion est rendue possible par une intégration cohérente, par opposition à des signaux de détection qui sont accumulés de façon incohérente pour des impulsions successives. La précision et la résolution de chaque mesure de distance sont ainsi améliorées. Présenté autrement, à valeur égale de rapport signal-sur-bruit, le système LIDAR de l’invention permet de réduire le temps qui est nécessaire pour effectuer chaque mesure. Ainsi, la durée de mesure peut être réduite, et/ou la valeur de puissance-crête de chaque impulsion qui est émise peut être réduite. Grâce à cette dernière possibilité, le système LIDAR de l’invention peut être utilisé avec des cibles qui ont des pouvoirs de rétro-réflexion ou rétrodiffusion qui sont faibles ou très faibles, et ce même si la voie d’émission du système LIDAR est réalisée en utilisant une technologie de fibres optiques. Le gain en termes d’augmentation du rapport signal-sur-bruit, ou en termes de résolution spatiale pour la mesure de distance, est d’un facteur qui est sensiblement égal au produit de la largeur spectrale de chaque composante d’impulsion qui est modulée pour produire l’effet de compression d’impulsion par la durée de cette impulsion. Ce produit peut être supérieur à 500, de préférence supérieur à 5000. Du fait de sa voie d’émission à deux chemins de transfert qui sont disposés en parallèle, le système LIDAR de l’invention est dit à double faisceau de sondage, ou DFS. Au sein de cette voie d’émission, un seul des chemins de transfert peut être pourvu d’un modulateur de compression d’impulsion avec contrôleur de compression d’impulsion associé, ou bien les deux chemins de transfert peuvent être pourvus de modulateurs de compression d’impulsion respectifs, avec des contrôleurs de compression d’impulsion qui sont associés un-à-un à ces modulateurs. Dans ce dernier cas, les deux chemins de transfert peuvent générer des variations temporelles qui ont de préférence des sens opposés de variation, pour des fréquences optiques respectives des deux composantes d’impulsion qui sont délivrées par ces chemins de transfert. Possiblement, chaque contrôleur de compression d’impulsion peut être adapté pour commander, lors du fonctionnement du système LIDAR et pour la composante d’impulsion qui est délivrée par le chemin de transfert auquel appartient ce contrôleur de compression d’impulsion, une variation progressive de fréquence optique pendant la durée de l’impulsion. En outre, cette variation progressive de fréquence optique peut présenter un taux de variation qui est sensiblement constant pendant la durée de l’impulsion. Au sein de la voie de détection, la voie de mesure et la voie de référence peuvent être distinctes, en étant connectées en parallèle à des entrées séparées du module de traitement numérique. Dans ce cas, la voie de détection comprend : - un premier chemin de détection qui est dédié à constituer la voie de mesure, et qui comprend un premier photodétecteur agencé pour recevoir les rayonnements qui correspondent un-à-un aux impulsions émises par la voie d’émission après que ces impulsions ont été rétroréfléchies ou rétrodiffusées par la cible, ce premier chemin de détection délivrant les signaux de détection de mesure ; et - un second chemin de détection, qui est distinct du premier chemin de détection et qui est dédié à constituer la voie de référence en comprenant un second photodétecteur agencé pour recevoir les rayonnements qui sont représentatifs des impulsions telles qu’émises par la voie d’émission, ce second chemin de détection délivrant les signaux de détection de référence. Le module de traitement numérique est alors connecté à des sorties respectives des premier et second chemins de détection pour recevoir les signaux de détection de mesure et les signaux de détection de référence. Alternativement, lorsque le système LIDAR est dédié à mesurer des distances qui sont suffisamment grandes pour que les signaux de détection de mesure soient séparés temporellement des signaux de détection de référence, du fait du délai de propagation aller-retour des impulsions entre le système LIDAR et la cible, les deux fonctions de voie de mesure et de voie de référence peuvent être réalisées par un même chemin de détection commun au sein de la voie de détection. Les signaux de détection de mesure sont alors séparés de ceux des signaux de détection de référence par des portes temporelles. Une telle réalisation de la voie de détection est économique en termes de composants utilisés. En outre, elle supprime des écarts de traitement qui pourraient exister lorsque les deux voies de mesure et de référence sont distinctes. Autrement dit, la voie de détection comprend dans ce cas : - un photodétecteur commun aux deux fonctions de voie de mesure et de voie de référence, qui est destiné à recevoir pendant des fenêtres temporelles séparées, d’une part les rayonnements qui correspondent un-à-un aux impulsions émises par la voie d’émission après que ces impulsions ont été rétroréfléchies ou rétrodiffusées par la cible, et d’autre part les rayonnements qui sont représentatifs des impulsions telles qu’émises par la voie d’émission, en délivrant des signaux de détection pendant chaque fenêtre temporelle ; et - un contrôleur, qui affecte les signaux de détection délivrés par le photodétecteur commun, soit en tant que signaux de détection de mesure soit en tant que signaux de détection de référence, en fonction des fenêtres temporelles. Selon un premier perfectionnement qui est possible pour un système LIDAR conforme à l’invention, ce système peut être pourvu d’une double détection hétérodyne, ou DDH. Pour cela, la voie de détection peut être couplée optiquement pour recevoir en outre d’autres parties du rayonnement de la source laser, d’une part en même temps que les rayonnements qui correspondent un-à-un aux impulsions émises par la voie d’émission après que ces impulsions ont été rétroréfléchies ou rétrodiffusées par la cible, et d’autre part en même temps que les rayonnements qui sont représentatifs des impulsions telles qu’émises par la voie d’émission. Un tel premier perfectionnement procure une sensibilité supérieure au système LIDAR, notamment pour des utilisations de celui-ci où la cible possède un pouvoir de rétro-réflexion ou rétrodiffusion qui est très faible. Selon un second perfectionnement qui est aussi possible pour un système LIDAR conforme à l’invention, ce système peut être adapté pour que chaque impulsion ait un spectre composé de plusieurs composantes spectrales séparées. Autrement dit, chaque impulsion peut avoir un spectre en forme de peigne. Le nombre de composantes spectrales séparées qui constituent un tel peigne peut être quelconque. Un tel second perfectionnement permet d’augmenter encore l’énergie des signaux de détection sans atteindre un seuil prédéterminé de diffusion Brillouin stimulée pour chaque composante spectrale du peigne. Le système LIDAR peut ainsi être encore plus approprié à des utilisations où la cible possède un pouvoir de rétro-réflexion ou rétrodiffusion qui est très faible, ou dont les caractéristiques varient en fonction de la composante spectrale. Le premier perfectionnement, qui concerne l’utilisation d’une double détection hétérodyne, peut être appliqué sans le second perfectionnement, c’est-à-dire sans que le spectre de chaque impulsion soit en forme de peigne. Pour des modes de réalisation qui combinent les deux perfectionnements, la voie d’émission peut comprendre en outre : - un premier modulateur de génération de peigne, qui est agencé pour être effectif sur les composantes de chaque impulsion qui sont délivrées par les deux chemins de transfert ; et - un premier contrôleur de peigne, qui est connecté pour contrôler le premier modulateur de génération de peigne, et configuré pour appliquer à ce premier modulateur de génération de peigne un premier signal de contrôle constitué de plusieurs premières raies spectrales équidistantes, ces premières raies spectrales étant séparées par un premier incrément entre deux quelconques de celles-ci qui sont voisines spectralement. Simultanément, la voie de détection peut comprendre en outre : - un second modulateur de génération de peigne, qui est agencé pour être effectif sur les ainsi-nommées autres parties du rayonnement de la source laser d’une part en même temps que sont détectés les rayonnements qui correspondent un-à-un aux impulsions émises par la voie d’émission après que ces impulsions ont été rétroréfléchies ou rétrodiffusées par la cible, et d’autre part en même temps que sont détectés les rayonnements qui sont représentatifs des impulsions telles qu’émises par la voie d’émission ; et - un second contrôleur de peigne, qui est connecté pour contrôler le second modulateur de génération de peigne, et configuré pour appliquer à ce second modulateur de génération de peigne un second signal de contrôle constitué de plusieurs secondes raies spectrales équidistantes, ces secondes raies spectrales étant séparées par un second incrément entre deux quelconques de celles-ci qui sont voisines spectralement. Une différence entre les premier et second incréments est alors supérieure à une largeur spectrale qui est utilisée pour obtenir l’effet de compression d’impulsion. En outre, le module de traitement numérique est configuré pour additionner des contributions de signaux de détection qui sont relatives à des couples différents de raies optiques, chaque couple de raies optiques étant formé par une première raie optique produite par le premier modulateur de génération de peigne et une seconde raie optique produite par le second modulateur de génération de peigne. En outre, le second perfectionnement, selon lequel le spectre de chaque impulsion est en forme de peigne, peut aussi être appliqué sans le premier perfectionnement, c’est-à-dire sans utiliser de double détection hétérodyne. Dans ce cas, la voie d’émission peut comprendre en outre : - un premier modulateur de génération de peigne, qui est disposé dans l’un des deux chemins de transfert de façon à être effectif sur la partie de rayonnement qui est transmise par ce chemin de transfert ; - un premier contrôleur de peigne, qui est connecté pour contrôler le premier modulateur de génération de peigne, et configuré pour appliquer à ce premier modulateur de génération de peigne un premier signal de contrôle constitué de plusieurs premières raies spectrales équidistantes, ces premières raies spectrales étant séparées par un premier incrément entre deux quelconques celles-ci qui sont voisines spectralement ; - un second modulateur de génération de peigne, qui est disposé dans l’autre des deux chemins de transfert de façon à être effectif sur la partie de rayonnement qui est transmise par cet autre chemin de transfert ; et - un second contrôleur de peigne, qui est connecté pour contrôler le second modulateur de génération de peigne, et configuré pour appliquer à ce second modulateur de génération de peigne un second signal de contrôle constitué par plusieurs secondes raies spectrales équidistantes, ces secondes raies spectrales étant séparées par un second incrément entre deux quelconques de celles-ci qui sont voisines spectralement. Comme précédemment, la différence entre les premier et second incréments est encore supérieure à une largeur spectrale qui est utilisée pour obtenir l’effet de compression d’impulsion, et le module de traitement numérique est configuré pour additionner des contributions de signaux de détection qui sont relatives à des couples différents de raies optiques, chaque couple de raies optiques étant formé par une première raie optique produite par le premier modulateur de génération de peigne et une seconde raie optique produite par le second modulateur de génération de peigne. Lorsque le second perfectionnement est utilisé, avec ou sans le premier perfectionnement, les premier et second modulateurs de génération de peignes peuvent être de type modulateurs électro-optiques. Brève description des figures Les caractéristiques et avantages de la présente invention apparaîtront plus clairement dans la description détaillée ci-après d’exemples de réalisation non-limitatifs, en référence aux figures annexées parmi lesquelles : est un schéma synoptique d’un premier système LIDAR conforme à l’invention, sans des perfectionnements optionnels de double détection hétérodyne ni de spectre des impulsions en forme de peigne ; est le diagramme spectral de parties de rayonnement qui sont reçues en entrée par une voie de détection du premier système LIDAR de ; correspond à pour un deuxième système LIDAR conforme à l’invention, qui met en œuvre le perfectionnement de double détection hétérodyne, mais sans le perfectionnement du spectre des impulsions en forme de peigne ; correspond à pour le deuxième système LIDAR de ; correspond à pour un troisième système LIDAR conforme à l’invention, qui met en œuvre les deux perfectionnements de double détection hétérodyne et de spectre des impulsions en forme de peigne ; correspond à pour le troisième système LIDAR de ; est un diagramme spectral relatif à des signaux de détection du troisième système LIDAR de ; correspond à pour un quatrième système LIDAR conforme à l’invention, qui met en œuvre le perfectionnement du spectre des impulsions en forme de peigne, mais sans le perfectionnement de double détection hétérodyne ; et correspond à pour le quatrième système LIDAR de . Description détaillée de l’invention Dans ces figures, tous les éléments ne sont représentés que symboliquement. En outre, des références identiques qui sont indiquées dans des figures différentes désignent des éléments identiques ou qui ont des fonctions identiques. Pour tous les modes de réalisation de l’invention qui sont décrits dans la suite, la référence 100 désigne un système LIDAR conforme à l’invention, et les références 10 et 20 désignent sa voie d’émission et sa voie de détection, respectivement. La voie d’émission 10 comprend les composants suivants : une source laser 11, un premier coupleur 12, un premier chemin de transfert 13a, un second chemin de transfert 13b, un second coupleur 16, un amplificateur optique 17, un séparateur par division d’amplitude 18, un circulateur optique 21 et une optique d’émission 22, notée OPT. Tous ces composants de la voie d’émission 10 peuvent être réalisés en technologie de fibres optiques. Dans ce cas, la source laser 11 peut être conçue pour produire un rayonnement à 1560 nm (nanomètre) environ, les coupleurs 12 et 16 peuvent être des coupleurs en Y par champs évanescents, et l’amplificateur optique 17 peut être du type EDFA pour «Erbium-Doped Fiber Amplifier» en anglais. Le séparateur 18 peut être à rapport d’intensités de sortie 95%-5% à titre d’exemple, sa sortie à 95% d’intensité étant dédiée à la voie d’émission 10 en direction de l’optique d’émission 22 à travers le circulateur optique 21, et sa sortie à 5% d’intensité étant dédiée pour transmettre une partie du rayonnement produit par la voie d’émission 10 à une voie de référence 23b de la voie de détection 20. La voie d’émission 10 est à double faisceau de sondage, ou DFS : elle est adaptée pour émettre en direction d’une cible T qui est externe au système LIDAR 100, des impulsions de rayonnement I qui possèdent au moins deux composantes spectrales dont les valeurs respectives de fréquence optique sont différentes. Pour cela, le premier chemin de transfert 13a peut comprendre un premier modulateur 14a et un premier générateur de signaux électriques 15a. De même, le second chemin de transfert 13b peut comprendre un second modulateur 14b et un second générateur de signaux électriques 15b. Les deux modulateurs 14a et 14b peuvent être chacun du type modulateur acousto-optique, et sont notés pour cette raison MAO1 et MAO2, respectivement. Les deux générateurs de signaux électriques 15a et 15b peuvent être chacun du type générateur de formes d’ondes arbitraires, ou «Arbitrary Waveform Generator» en anglais, et sont notés pour cette raison AWG1 et AWG2, respectivement. Une sortie électrique du générateur 15a (respectivement 15b) est connectée à une entrée de modulation du modulateur 14a (resp. 14b) de façon à ce qu’une partie du rayonnement qui est issue de la source laser 11 et qui est transmise par le chemin de transfert 13a (resp. 13b) soit modifiée par le modulateur 14a (resp. 14b) conformément au signal électrique produit par le générateur 15a (resp. 15b). Les deux chemins de transfert 13a et 13b sont disposés en parallèle entre les coupleurs 12 et 16, et ces derniers sont sélectionnés pour que chaque chemin de transfert transmette environ la moitié de l’énergie du rayonnement qui est produit par la source laser 11. Les générateurs de signaux électriques 15a et 15b peuvent être programmés pour découper le rayonnement qui provient de la source laser 11 en impulsions successives, de sorte que chaque impulsion I qui sort de l’amplificateur optique 17 soit constituée de deux composantes d’impulsion synchronisées, l’une délivrée par le chemin de transfert 13a et l’autre délivrée par le chemin de transfert 13b. Le générateur 15a peut en outre être programmé pour délivrer, pendant chaque fenêtre temporelle qui correspond à une impulsion I, un premier signal électrique sinusoïdal qui provoque une augmentation de fréquence optique de 100 MHz (mégahertz), par exemple, pour la composante d’impulsion qui est délivrée par le chemin de transfert 13a. Simultanément, le générateur 15b peut en outre être programmé pour délivrer un second signal électrique qui provoque une modulation de fréquence optique pour la composante d’impulsion qui est délivrée par le chemin de transfert 13b. Notamment, ce second signal électrique peut être de type sinusoïdal avec une fréquence qui augmente continûment pendant chaque fenêtre temporelle qui correspond à une impulsion I, de 105 MHz en début d’impulsion à 125 MHz en fin d’impulsion par exemple. Ainsi, la fréquence optique de la composante d’impulsion qui est délivrée par le chemin de transfert 13b est augmentée selon un incrément variant progressivement de 105 MHz à 125 MHz pendant chaque impulsion I, par rapport au rayonnement tel que reçu en entrée par le chemin de transfert 13b. La vitesse de variation de cette fréquence optique en fonction du temps peut être sensiblement constante pendant la durée de chaque impulsion I. La voie de détection 20 partage l’optique 22, le circulateur optique 21 et le séparateur 18 avec la voie d’émission 10. Elle comprend en outre deux chemins de détection 23a et 23b, et un module de traitement numérique 27, noté NUM. Le chemin de détection 23a est destiné à constituer une voie de mesure : son entrée optique est connectée à la sortie du circulateur 21 qui est dédiée à la voie de détection 20. Il comprend dans l’ordre : un photodétecteur 24a noté DETECT.1, un amplificateur 25a noté AMPL.1 et un filtre 26a noté FILT.1. Ainsi, la voie de mesure 23a reçoit en entrée des parties RI des impulsions I qui ont été rétroréfléchies ou rétrodiffusées par la cible T, et ces parties d’impulsions RI sont détectées par le photodétecteur 24a. Le photodétecteur 24a produit alors un signal de détection de mesure qui est amplifié, filtré puis transmis à une première entrée du module de traitement numérique 27. Parallèlement, le chemin de détection 23b est destiné à constituer une voie de référence : son entrée optique est connectée à la sortie du séparateur 18 qui est dédiée à la voie de détection 20. Il comprend dans l’ordre : un photodétecteur 24b noté DETECT.2, un amplificateur 25b noté AMPL.2 et un filtre 26b noté FILT.2. Ainsi, la voie de référence 23b reçoit en entrée des parties des impulsions I telles que celles-ci sont émises par le système LIDAR 100 en direction de la cible T, et ces parties des impulsions I sont détectées par le photodétecteur 24b. Ce dernier produit alors un signal de détection de référence qui est amplifié, filtré puis transmis à une autre entrée du module de traitement numérique 27. Pour les valeurs numériques citées dans la présente description, les filtres 26a et 26b peuvent être du type passe-bas avec une fréquence de coupure d’environ 200 MHz. Lors d’un fonctionnement du système LIDAR 100, le module de traitement numérique 27 calcule une fonction de corrélation entre le signal de détection de mesure qui est délivré en sortie par la voie de mesure 23a et le signal de détection de référence qui est délivré en sortie par la voie de référence 23b. Dans la pratique, de tels signaux sont acquis pour plusieurs impulsions I qui sont émises successivement, puis tous les signaux de détection de mesure sont accumulés d’une part, tous les signaux de détection de référence sont accumulés d’une part, et la fonction de corrélation est calculée entre des résultats de ces deux accumulations. Dans le fonctionnement qui vient d’être décrit, le modulateur 14b et le module de traitement numérique 27 réalisent ensemble un effet de compression d’impulsion. Pour cette raison, le modulateur 14b et le générateur 15b ont été appelés modulateur de compression d’impulsion et contrôleur de compression d’impulsion, respectivement, dans la partie générale de la présente description. Grâce à cet effet de compression d’impulsion, le résultat de la fonction de corrélation qui est délivré par le module 27 présente un rapport signal-sur-bruit qui est réduit, à valeur égale d’énergie cumulée des impulsions I qui sont utilisées pour effectuer une mesure de distance. Cette réduction du rapport signal-sur-bruit apparaît dans un facteur B·T par rapport à un système LIDAR sans compression d’impulsion, où B est la largeur spectrale de modulation contrôlée par le générateur 15b et T est la durée de chaque impulsion I. Dans l’exemple décrit, B est égale à 125 MHz – 105 MHz = 20 MHz et T peut être égale à 1 ms (milliseconde), produisant un facteur de compression d’impulsion qui est égal à 20000. Une amélioration de la résolution en distance que procure le système LIDAR 100 en résulte, équivalente à l’utilisation d’impulsions ultra-courtes qui auraient des durées individuelles d’environ 80 ns (nanoseconde). Selon un autre point de vue, l’effet de compression d’impulsion permet de réduire l’énergie totale des impulsions I qui sont émises pour effectuer une mesure de distance, à valeur égale du rapport signal-sur-bruit. Une telle réduction permet à la puissance-crête de chaque impulsion I de rester en dessous d’un seuil de diffusion Brillouin stimulée qui est relatif à la voie d’émission 10, et/ou permet de réduire le nombre des impulsions I qui sont nécessaires pour effectuer une mesure de distance. Dans le cas de cette dernière alternative, l’effet de compression d’impulsion permet de réduire la durée qui est nécessaire pour effectuer une mesure de distance. Le système LIDAR 100 de possède la constitution qui vient d’être décrite, en étant dépourvu des perfectionnements de double détection hétérodyne et de spectre d’impulsion en forme de peigne. montre le spectre des parties de rayonnement qui sont reçues en entrée par la voie de mesure 23a et par la voie de référence 23b. Ces deux parties de rayonnement possèdent le même spectre, ou sensiblement le même spectre, puisque celle qui est reçue par la voie de mesure 23a ne se distingue de celle qui est reçue par la voie de référence 23b essentiellement que par le retard de propagation du rayonnement entre l’optique d’émission 22 et la cible T, si cette dernière est immobile par rapport au système LIDAR 100. Chacune de ces parties de rayonnement est constituée par la superposition des composantes d’impulsion qui sont délivrées par le chemin de transfert 13a, notées CIa, et qui sont décalées spectralement de 100 MHz par rapport au rayonnement de la source laser 11 dans l’exemple considéré, et par les composantes d’impulsion qui sont délivrées par le chemin de transfert 13b, notées CIb, et qui occupent une bande spectrale décalée de 105 MHz à 125 MHz par rapport au rayonnement de la source laser 11. Dans le diagramme de , l’axe horizontal repère les valeurs de la fréquence optique, notée f, l’axe vertical repère les valeurs d’intensité spectrale, notées I(f), et la référence 11 désigne la position spectrale de l’émission laser de la source 11. Pour chacune de la voie de mesure 23a et de la voie de référence 23b, le signal de détection qui est délivré au module de traitement numérique 27 correspond à l’interférence entre les composantes d’impulsion CIa et CIb. Le système LIDAR 100 de correspond à celui de , mais en étant complété pour mettre en œuvre une double détection hétérodyne (DDS). Pour cela, une partie du rayonnement qui est produit par la source laser 11 est prélevée à la sortie de celle-ci par un séparateur 40, le prélèvement d’une partie mineure de rayonnement étant suffisante. Cette partie prélevée de rayonnement, couramment appelée signal d’oscillateur local dans le jargon de l’Homme du métier, est ensuite divisée en deux pour être transmise en parallèle aux entrées optiques de la voie de mesure 23a et de la voie de référence 23b. Par exemple, le séparateur 40 peut être à couplage par champs évanescents. Un séparateur par division d’intensité dans le rapport 50%-50%, désigné par la référence 41, est utilisé pour diviser en deux sous-faisceaux la partie prélevée du rayonnement de la source laser 11. Un autre séparateur 42a, utilisé pour réaliser une fonction de réunion de faisceaux, est disposé pour superposer l’un des deux sous-faisceaux issus du séparateur 11 avec les parties d’impulsions RI qui proviennent du circulateur 21, après que ces parties d’impulsions RI ont été rétroréfléchies ou rétrodiffusées par la cible T. Encore un autre séparateur 42b, aussi utilisé pour réaliser la fonction de réunion de faisceaux, est disposé pour superposer l’autre des deux sous-faisceaux issus du séparateur 41 avec les parties de rayonnement qui proviennent du séparateur 18, et qui sont représentatives des impulsions I telles qu’émises par le système LIDAR 100 en direction de la cible T. Avec un tel agencement, le photodétecteur 24a effectue une détection hétérodyne des parties d’impulsions RI, et le photodétecteur 24b effectue indépendamment une détection hétérodyne des impulsions émises I. montre le spectre des parties de rayonnement qui sont reçues en entrée par la voie de mesure 23a et par la voie de référence 23b, pour le système LIDAR 100 de . Ces deux parties de rayonnement possèdent encore le même spectre, ou sensiblement le même spectre, pour les mêmes raisons que celles indiquées précédemment. Mais, ce spectre est maintenant constitué par la superposition des composantes d’impulsion CIa et CIb, avec en plus une composante monochromatique qui correspond à l’émission de la source laser 11, et qui est encore désignée par la référence 11 dans le diagramme spectral. Les positions relatives des trois composantes 11, CIa et CIb sont indiquées, et correspondent aux indications déjà présentes dans . Le système LIDAR 100 de correspond à celui de , mais en étant complété de nouveau pour mettre en œuvre en plus le perfectionnement du spectre des impulsions I en forme de peigne. Pour cela, deux modulateurs supplémentaires sont ajoutés au système LIDAR 100 : un premier modulateur supplémentaire 51 sur le trajet du rayonnement entre les séparateurs 40 et 12, et un second modulateur supplémentaire 53 sur le trajet du rayonnement entre les séparateurs 40 et 41. Autrement dit, le second modulateur supplémentaire 53 est inséré pour être effectif sur le signal d’oscillateur local. Les deux modulateurs supplémentaires 51 et 53 peuvent être du type électro-optique, et sont notés MEO1 et MEO2, respectivement. Chacun des modulateurs 51 et 53 est associé avec un générateur de signaux électriques dont une sortie électrique est connectée à une entrée de modulation du modulateur : une sortie électrique du générateur 52 (respectivement 54) est connectée à l’entrée de modulation du modulateur 51 (resp. 53). Les deux générateurs 52 et 54 peuvent être du type AWG, et sont notés pour cette raison AWG1’ et AWG2’, respectivement. Ils sont programmés pour produire des signaux électriques qui sont composés chacun d’une somme de plusieurs composantes sinusoïdales. Ainsi, le modulateur 51 transforme le rayonnement qui est transmis à partir de la source laser 11 aux deux chemins de transfert 13a et 13b en une superposition de plusieurs composantes spectrales monochromatiques ou quasi-monochromatiques, de sorte que le spectre de ce rayonnement ait une forme de peigne. Pour cette raison, le modulateur 51 a été appelé premier modulateur de génération de peigne dans la partie générale de la présente description, et le générateur 52 a été appelé premier contrôleur de peigne. Par exemple, le signal électrique qui est appliqué par le générateur 52 au modulateur 51 peut être tel que le rayonnement qui est transmis aux deux chemins de transfert 13a et 13b soit constitué par cinq composantes spectrales monochromatiques distantes de 2,00 GHz (gigahertz), en termes de fréquence optique. L’Homme du métier qualifie une telle composition spectrale de mini-peigne de fréquences. Au sein du chemin de transfert 13a, le modulateur 14a applique un décalage de +100 MHz à l’ensemble du mini-peigne de chaque impulsion I qui est généré par le modulateur 51. Simultanément, au sein du chemin de transfert 13b, le modulateur 14b applique une modulation selon un incrément de fréquence optique qui varie de +105 MHz à +125 MHz à l’ensemble du mini-peigne de chaque impulsion I qui est généré par le modulateur 51. La composition spectrale des impulsions I qui sont émises par le système LIDAR 100 de , et qui sont détectées par la voie de référence 23b, est montrée dans le diagramme de par les accolades désignées par la lettre I. Elle est constituée de cinq motifs spectraux qui sont identiques chacun à celui de , et qui sont séparés de 2000 MHz entre motifs voisins. Toutes les valeurs d’écarts fréquentiels qui sont indiquées dans ce diagramme sont exprimées en mégahertz. Cette composition spectrale est encore sensiblement identique à celle des parties d’impulsion RI qui ont été rétroréfléchies ou rétrodiffusées par la cible T, et qui sont détectées par la voie de mesure 23a. Le modulateur 53 transforme les parties de rayonnement qui sont transmises à partir de la source laser 11 à la voie de mesure 23a et à la voie de référence 23b en deux superpositions identiques de plusieurs composantes spectrales monochromatiques ou quasi-monochromatiques, de sorte que le spectre de ces parties de rayonnement ait encore une forme de peigne. Le modulateur 53 a été appelé second modulateur de génération de peigne dans la partie générale de la présente description, et le générateur 54 second contrôleur de peigne. Pour l’exemple de réalisation de , le signal électrique qui est appliqué par le générateur 54 au modulateur 53 peut être tel que le peigne des parties de rayonnement qui sont transmises aux deux voies de mesure 23a et de référence 23b soit constitué par cinq composantes spectrales monochromatiques distantes de 1,97 GHz, en termes de fréquence optique. Dans ces conditions, pour le spectre des parties de rayonnement qui sont reçues en entrée par la voie de mesure 23a et par la voie de référence 23b, la double détection hétérodyne combinée à l’utilisation des mini-peignes ajoute les cinq composantes qui sont désignées par les lettres R dans le diagramme de . Pour chaque détection hétérodyne qui est réalisée dans la voie de mesure 23a ou dans la voie de référence 23b, chaque composante monochromatique R interfère avec la composante monochromatique CIa qui résulte des modulateurs 51 et 14a et qui lui est la plus proche, générant des composantes de signal de détection à 40 MHz, 70 MHz, 100 MHz, 130 MHz et 160 MHz, c’est-à-dire à 100 MHz + k·30 MHz, où k est un indice qui prend les valeurs -2, -1, 0, +1 et +2 pour repérer les composantes de peigne. Simultanément, chaque composante monochromatique R interfère en plus avec la composante modulée CIb qui résulte des modulateurs 51 et 14b et qui lui est aussi la plus proche, générant cinq composantes supplémentaires de signal de détection qui s’étendent respectivement entre 105 MHz + k·30 MHz et 125 MHz + k·30 MHz, où k est le même indice que précédemment. Le graphe inférieur dans le diagramme spectral de , désigné par MS, correspond au signal de détection de mesure qui est ainsi délivré par la voie de mesure 23a au module de traitement numérique 27, et le graphe supérieur dans le même diagramme de , désigné par REF, montre le signal de détection de référence qui est délivré simultanément par la voie de référence 23b au module 27. Dans ce diagramme, l’axe horizontal repère les valeurs de fréquence pour les signaux de détection hétérodyne, notées f het erodyne et exprimées en mégahertz, et l’axe vertical repère les intensités spectrales correspondantes, notées I(f het erodyne ) et exprimées en décibels. A cause des perturbations que subissent les impulsions I lors de leur propagation entre l’optique d’émission 22 et la cible T, le signal de détection de mesure (graphe inférieur) présente une cohérence qui est inférieure à celle du signal de détection de référence (graphe supérieur) : niveau de bruit plus élevé et pics moins fins. Dans l’exemple décrit, les autres composantes spectrales du signal de détection de mesure (respectivement du signal de détection de référence) qui résultent d’interférences entre des dents de peignes associées à des valeurs différentes de l’indice k, sont supprimées par le filtre 26a (resp. 26b). Le module de traitement numérique 27 mémorise les signaux de détection de mesure et de référence, indépendamment l’un de l’autre, pour une série d’impulsions I qui sont émises successivement, par exemple cent impulsions I successives. Il calcule ensuite, en appliquant une transformation de Fourier par rapport au temps, le spectre du signal de détection de mesure, puis filtre au sein de ce spectre les composantes centrées à 100 MHz + k·30 MHz, ainsi que les composantes qui sont comprises 105 MHz + k·30 MHz et 125 MHz + k·30 MHz, où k est encore l’indice introduit plus haut dont les valeurs sont -2, -1, 0, +1 et +2. Ces composantes peuvent alors être superposées spectralement en supprimant numériquement les décalages de k·30 MHz, puis additionnées entre elles. Enfin, le module 27 applique une transformation de Fourier inverse au résultat de la superposition-addition, afin d’obtenir un signal de détection de mesure recomposé. Ce signal de détection de mesure recomposé résulte de la superposition cohérente d’une composante reconstituée qui est quasi-monochromatique à 100 MHz avec une composante reconstituée qui est modulée en fréquence entre 105 MHz et 125 MHz. Le même traitement est réalisé indépendamment pour le signal de détection de référence, afin d’obtenir un signal de détection de référence recomposé. Les deux signaux de détection recomposés - de mesure et de référence - sont des fonctions à valeurs complexes qui varient sinusoïdalement en fonction du temps conformément à la modulation de fréquence appliquée par le générateur 15b. Le module 27 calcule ensuite la fonction de corrélation entre le signal de détection de mesure recomposé et le signal de détection de référence recomposé. Le résultat de cette fonction de corrélation présente alors un pic très étroit dont la largeur réduite résulte de l’effet de compression d’impulsion, et dont la position temporelle est égale à la durée de propagation aller-retour des impulsions I entre l’optique d’émission 22 et la cible T. Un tel calcul de fonction de corrélation peut être effectué de façon particulièrement économique, notamment en utilisant un module électronique dédié. Selon une variante de mise en œuvre, les composantes de chaque signal de détection qui correspondent à des valeurs différentes de l’indice k peuvent être traitées indépendamment les unes des autres par le module 27, puis additionnées après que la transformation de Fourier inverse a été appliquée séparément à chacune d’elles. Optionnellement, le spectre qui est obtenu pour le signal de détection de mesure, respectivement de référence, peut être décalé en fréquence dans son ensemble pour devenir centré par rapport à la fréquence nulle. Alors chaque signal de détection recomposé, de mesure et de référence, qui a été ainsi centré sur la fréquence nulle possède un instant où sa fréquence instantanée de variation s’annule. L’écart entre l’instant d’annulation de fréquence qui est obtenu pour le signal de détection de mesure recomposé, et l’instant d’annulation de fréquence qui est obtenu pour le signal de détection de référence recomposé, correspond à la durée de propagation aller-retour des impulsions I entre l’optique d’émission 22 et la cible T. Le système LIDAR 100 de incorpore le perfectionnement du spectre des impulsions I en forme de peigne mais sans celui de la double détection hétérodyne. Il est obtenu à partir du mode de réalisation de en supprimant le modulateur 14a et le générateur 15a, et en incorporant le modulateur de génération de peigne 53 et le générateur de contrôle de peigne 54 à leur place dans le chemin de transfert 13a. Le modulateur de génération de peigne 51 est inséré maintenant dans le chemin de transfert 13b, en série avec le modulateur de compression d’impulsion 14b. Les deux modulateurs de génération de peigne 51 et 53 sont associés avec leurs contrôleurs de peignes respectifs : le modulateur 51 avec le générateur 52 pour générer un spectre en forme de peigne avec un pas de 2,00 GHz par exemple, et le modulateur 53 avec le générateur 54 pour générer un autre spectre en forme de peigne avec un pas différent, par exemple égal à 1,97 GHz. Le modulateur de compression d’impulsion 14b peut être identique à celui des modes de réalisation précédents, avec le contrôleur 15b pour commander une modulation selon un incrément de fréquence optique qui varie de 105 MHz à 125 MHz. Le diagramme de correspond à celui de pour le mode de réalisation de . Conformément à la suppression de la double détection hétérodyne, toutes les composantes spectrales correspondent à des impulsions I. Les composantes CIa correspondent au mini-peigne qui est généré dans le chemin de transfert 13a, avec le pas de fréquence optique égal à 1,97 GHz, et les composantes CIb sont celles qui sont générées dans le chemin de transfert 13b. Ces dernières résultent d’une convolution du mini-peigne qui possède le pas de fréquence optique égal à 2,00 GHz avec la modulation de compression d’impulsion qui est produite par le modulateur 14b. Le signal de détection de mesure (respectivement de référence) tel que délivré par le filtre 26a (resp. 26b) est une superposition cohérente des interférences de chaque composante monochromatique CIb avec la composante modulée CIa qui lui est la plus proche spectralement. Bien que le fonctionnement du module de traitement numérique 27 ait été décrit pour le cas le plus complexe, correspondant au mode de réalisation de , l’Homme du métier saura l’adapter aux autres modes de réalisation sans faire preuve d’activité inventive. Notamment, l’étape d’addition des composantes spectrales qui correspondent à des valeurs différentes de l’indice k disparaît lorsque le perfectionnement du spectre de chaque impulsion I en forme de peigne n’est pas mis en œuvre. Il est entendu que l’invention peut être reproduite en modifiant des aspects secondaires des modes de réalisation qui ont été décrits en détail ci-dessus, tout en conservant certains au moins des avantages cités. Notamment, les modifications suivantes peuvent être appliquées : - utiliser un composant de type DPMZ, pour «Dual Parallel Mach-Zehnder» en anglais et tel que décrit dans l’article «Tunable Frequency Shifter Based on LiNbO 3 I&Q Modulators», de Alexandre Mottet et al., Photline Technologies, ZI Les Tilleroyes – Trépillot, 16 rue Auguste Jouchoux, 25000 Besançon, France, à la place de l’un au moins des modulateurs électro-optiques 51 et 53 ; - lorsque les deux perfectionnements de double détection hétérodyne et de forme en peigne du spectre des impulsions sont utilisés, les signaux de détection peuvent être filtrés pour sélectionner le mélange d’une première raie du peigne des rayonnements qui correspondent aux impulsions après qu’elles ont été rétroréfléchies ou rétrodiffusées par la cible, avec une seconde raie du peigne des impulsions telles qu’émises en direction de la cible, ces premières et secondes raies étant associées à des valeurs différentes de l’indice k ; - utiliser deux modulations simultanées, qui sont appliquées pour chaque impulsion séparément à l’une et l’autre des composantes d’impulsion qui sont transmises par les deux chemins de transfert 13a et 13b, l’une des modulations étant réalisée dans le chemins de transfert 13a et l’autre dans le chemin de transfert 13b. Par exemple, la modulation qui est réalisée dans le chemin de transfert 13a peut modifier la fréquence optique du rayonnement selon un incrément qui augmente progressivement de 90 MHz à 100 MHz au cours de chaque impulsion, et l’autre modulation qui est réalisée simultanément mais dans le chemin de transfert 13b peut modifier la fréquence optique selon un autre incrément qui diminue progressivement de 120 MHz à 110 MHz au cours de chaque impulsion ; - utiliser des formes de modulation autres que des variations linéaires de la fréquence optique, y compris une modulation de phase à la place de la modulation de fréquence optique ; et - n’utiliser qu’un seul chemin de détection dans la voie de détection 20 pour alimenter le module de traitement numérique 27 en signaux de détection, ce chemin de détection unique étant affecté pour chaque impulsion émise d’abord à la fonction de voie de référence puis à la fonction de voie de mesure, lorsque la cible est suffisamment éloignée pour que les débuts des signaux de détection de mesure ne recouvrent pas les fins des signaux de détection de référence. Enfin, toutes les valeurs numériques qui ont été citées ne l’ont été qu’à titre d’illustration, et peuvent être changées. Système LIDAR (100) comprenant une voie d’émission (10) et une voie de détection (20), la voie d’émission (10) comprenant une source laser (11) et étant adaptée pour émettre des impulsions (I) de rayonnement en direction d’une cible (T) qui est externe au système LIDAR, le système LIDAR (100) étant caractérisé en ce que la voie d’émission (10) comprend deux chemins de transfert (13a, 13b) qui sont disposés en parallèle et agencés pour recevoir simultanément à des entrées respectives desdits chemins de transfert, des parties respectives d’un rayonnement de la source laser (11), et agencés en sortie pour superposer des composantes de chaque impulsion (I) délivrées par lesdits deux chemins de transfert, l’un au moins des deux chemins de transfert (13a, 13b) comprenant : - un modulateur, dit modulateur de compression d’impulsion (14b) ; et - un contrôleur de compression d’impulsion (15b), connecté pour contrôler le modulateur de compression d’impulsion (14b) de façon à moduler la composante d’impulsion qui est délivrée par ledit chemin de transfert, de sorte que lors d’un fonctionnement du système LIDAR (100), au moins deux composantes de chaque impulsion (I) soient produites simultanément à partir du rayonnement qui provient de la source laser (11), soient superposées au sein de l’impulsion (I) pendant une durée de ladite impulsion, aient des spectres respectifs qui sont différents, et l’une au moins des deux composantes de l’impulsion (I) soit modulée en phase ou en fréquence, et en ce que la voie de détection (20) comprend au moins un photodétecteur (24a, 24b) et est agencée pour remplir des fonctions de : - voie de mesure (23a), dédiée à détecter des rayonnements qui correspondent un-à-un aux impulsions (I) émises par la voie d’émission (10) après que lesdites impulsions ont été rétroréfléchies ou rétrodiffusées par la cible (T), en délivrant des signaux de détection de mesure ; et - voie de référence (23b), dédiée à détecter des rayonnements qui sont représentatifs des impulsions (I) telles qu’émises par la voie d’émission (10), en délivrant des signaux de détection de référence ; et la voie de détection (20) comprenant en outre un module de traitement numérique (27) qui est agencé pour recevoir les signaux de détection de mesure et les signaux de détection de référence, et qui est configuré pour calculer une fonction de corrélation entre lesdits signaux de détection de mesure et signaux de détection de référence, de sorte que l’au moins une composante de chaque impulsion (I) qui est modulée, combinée avec la fonction de corrélation calculée, réalise un effet de compression d’impulsion. Système LIDAR (100) selon la revendication 1, dans lequel chaque contrôleur de compression d’impulsion (14b) est adapté pour commander, lors du fonctionnement du système LIDAR et pour la composante d’impulsion qui est délivrée par le chemin de transfert (13b) auquel appartient ledit contrôleur de compression d’impulsion, une variation progressive de fréquence optique pendant la durée de l’impulsion (I). Système LIDAR (100) selon la revendication 2, dans lequel chaque contrôleur de compression d’impulsion (14b) est adapté en outre pour que la variation progressive de fréquence optique présente un taux de variation qui est sensiblement constant pendant la durée de l’impulsion (I). Système LIDAR (100) selon l’une quelconque des revendications 1 à 3, dans lequel la voie de détection (20) comprend : - un premier chemin de détection dédié à constituer la voie de mesure (23a), comprenant un premier photodétecteur (24a) agencé pour recevoir les rayonnements qui correspondent un-à-un aux impulsions (I) émises par la voie d’émission (10) après que lesdites impulsions ont été rétroréfléchies ou rétrodiffusées par la cible (T), et délivrant les signaux de détection de mesure ; et - un second chemin de détection, distinct du premier chemin de détection et dédié à constituer la voie de référence (23b), comprenant un second photodétecteur (24b) agencé pour recevoir les rayonnements qui sont représentatifs des impulsions (I) telles qu’émises par la voie d’émission (10), et délivrant les signaux de détection de référence, le module de traitement numérique (27) étant connecté à des sorties respectives des premier et second chemins de détection pour recevoir les signaux de détection de mesure et les signaux de détection de référence. Système LIDAR (100) selon l’une quelconque des revendications 1 à 3, dans lequel la voie de détection (20) comprend : - un photodétecteur commun aux deux fonctions de voie de mesure (23a) et de voie de référence (23b), qui est destiné à recevoir pendant des fenêtres temporelles séparées, d’une part les rayonnements qui correspondent un-à-un aux impulsions (I) émises par la voie d’émission (10) après que lesdites impulsions ont été rétroréfléchies ou rétrodiffusées par la cible (T), et d’autre part les rayonnements qui sont représentatifs des impulsions telles qu’émises par la voie d’émission, en délivrant des signaux de détection pendant chaque fenêtre temporelle ; et - un contrôleur, qui affecte les signaux de détection délivrés par le photodétecteur commun, soit en tant que signaux de détection de mesure soit en tant que signaux de détection de référence, en fonction des fenêtres temporelles. Système LIDAR (100) selon l’une quelconque des revendications précédentes, dans lequel la voie de détection (20) est couplée optiquement pour recevoir en outre d’autres parties du rayonnement de la source laser (11), d’une part en même temps que les rayonnements qui correspondent un-à-un aux impulsions (I) émises par la voie d’émission (10) après que lesdites impulsions ont été rétroréfléchies ou rétrodiffusées par la cible (T), et d’autre part en même temps que les rayonnements qui sont représentatifs des impulsions telles qu’émises par la voie d’émission. Système LIDAR (100) selon la revendication 6, dans lequel la voie d’émission (10) comprend en outre : - un premier modulateur de génération de peigne (51), qui est agencé pour être effectif sur les composantes de chaque impulsion (I) qui sont délivrées par les deux chemins de transfert (13a, 13b) ; et - un premier contrôleur de peigne (52), qui est connecté pour contrôler le premier modulateur de génération de peigne (51), et configuré pour appliquer audit premier modulateur de génération de peigne un premier signal de contrôle constitué de plusieurs premières raies spectrales équidistantes, lesdites premières raies spectrales étant séparées par un premier incrément entre deux quelconques desdites premières raies qui sont voisines spectralement, la voie de détection (20) comprend en outre : - un second modulateur de génération de peigne (53), qui est agencé pour être effectif sur lesdites autres parties du rayonnement de la source laser (11) d’une part en même temps que sont détectés les rayonnements qui correspondent un-à-un aux impulsions (I) émises par la voie d’émission (10) après que lesdites impulsions ont été rétroréfléchies ou rétrodiffusées par la cible (T), et d’autre part en même temps que sont détectés les rayonnements qui sont représentatifs des impulsions telles qu’émises par la voie d’émission ; et - un second contrôleur de peigne (54), qui est connecté pour contrôler le second modulateur de génération de peigne (53), et configuré pour appliquer audit second modulateur de génération de peigne un second signal de contrôle constitué de plusieurs secondes raies spectrales équidistantes, lesdites secondes raies spectrales étant séparées par un second incrément entre deux quelconques desdites secondes raies qui sont voisines spectralement, une différence entre les premier et second incréments étant supérieure à une largeur spectrale qui est utilisée pour obtenir l’effet de compression d’impulsion, et le module de traitement numérique (27) est configuré pour additionner des contributions de signaux de détection qui sont relatives à des couples différents de raies optiques, chaque couple de raies optiques étant formé par une première raie optique produite par le premier modulateur de génération de peigne (51) et une seconde raie optique produite par le second modulateur de génération de peigne (53). Système LIDAR (100) selon l’une quelconque des revendications 1 à 5, dans lequel la voie d’émission (10) comprend en outre : - un premier modulateur de génération de peigne (51), qui est disposé dans l’un des deux chemins de transfert (13a, 13b) de façon à être effectif sur la partie de rayonnement qui est transmise par ledit chemin de transfert ; - un premier contrôleur de peigne (52), qui est connecté pour contrôler le premier modulateur de génération de peigne, et configuré pour appliquer audit premier modulateur de génération de peigne un premier signal de contrôle constitué de plusieurs premières raies spectrales équidistantes, lesdites premières raies spectrales étant séparées par un premier incrément entre deux quelconques desdites premières raies qui sont voisines spectralement ; - un second modulateur de génération de peigne (53), qui est disposé dans l’autre des deux chemins de transfert (13a, 13b) de façon à être effectif sur la partie de rayonnement qui est transmise par ledit autre chemin de transfert ; et - un second contrôleur de peigne (54), qui est connecté pour contrôler le second modulateur de génération de peigne, et configuré pour appliquer audit second modulateur de génération de peigne un second signal de contrôle constitué de plusieurs secondes raies spectrales équidistantes, lesdites secondes raies spectrales étant séparées par un second incrément entre deux quelconques desdites secondes raies qui sont voisines spectralement, une différence entre les premier et second incréments étant supérieure à une largeur spectrale qui est utilisée pour obtenir l’effet de compression d’impulsion, et le module de traitement numérique (27) est configuré pour additionner des contributions de signaux de détection qui sont relatives à des couples différents de raies optiques, chaque couple de raies optiques étant formé par une première raie optique produite par le premier modulateur de génération de peigne (51) et une seconde raie optique produite par le second modulateur de génération de peigne (53). Système LIDAR (100) selon la revendication 7 ou 8, dans lequel le premier et le second modulateur de génération de peignes (51, 53) sont de type modulateurs électro-optiques. Système LIDAR (100) selon l’une quelconque des revendications précédentes, dans lequel un produit d’une largeur spectrale de chaque composante d’impulsion qui est modulée pour produire l’effet de compression d’impulsion, par la durée de ladite impulsion, est supérieur à 500, de préférence supérieur à 5000.