i 2012609 La présente invention est relative d'une façon générale à un système pour transformer la grandeur d'un signal d'entrée variant avec le temps en un signal de courant continu proportionnel qui peut alors être mesuré par l'un des nombreux instruments 5 de mesure de courant continu disponibles commercialement. Plus particulièrement, l'invention concerne un système du type précité dans lequel la conversion est celle d'un signal d'entrée périodique variant avec le temps et est relativement insensible à des composantes de fréquence de distorsion à association harmoni-10 que, qui se trouvent dans le signal d'entrée en plus de la composante de forme d'onde sinusoïdale de base ou fondamentale . L'invention peut être appliquée directement, en particulier, à des situations dans lesquelles la sortie de courant continu désirée doit être proportionnelle à la valeur moyenne absolue du signal 15 d'entrée périodique variant avec le temps et dans lesquelles ce signal d'entrée offre deux intersections avec l'axe de tension nulle pour chaque période de la composante d'onde d'entrée fondamentale Les systèmes connus de la technique antérieure qui sont utilisés 20 pour transformer la moyenne absolue (abrégée d'une façon typique en "moyenne" par les techniciens en la matière) d'un signal d'entrée périodique variant avec le temps en un signal de sortie en courant continu possédant une grandeur qui est proportionnelle au signal d'entrée, font appel habituellement à des diodes ou redres-25 seurs soit du type tube à vide, soit semi-conducteurs ,isolément ou dans une boucle de réaction pour obtenir des fonctions d'établissement de la valeur absolue requise et de moyenne. Un filtre passe-bas est utilisé pour éliminer les composantes d'ondulation restantes du s igna]/d'entrée périodique primi-tif variant avec le 30 temps," à partir du signal de sortie en courant continu. De tels systèmes convertisseurs sont quelques fois dénommés par les techniciens en la matière des convertisseurs moyenne-courant continu, la propriété absolue de la conversion étant impliquée, étant donné que la valeur moyenne d'un signal de courant alternatif, 35 sur une base non absolue, est nulle par définition. De tels convertisseurs moyenne-courant continu trouvent une application en tant que convertisseurs d'entrée de conditionnement de signa,l pour des voltmètres numériques en courant 69 23374 2012609 continu, des voltmètres différentiels (ou potentioraétriques),des multimètres et pratiquement tous les autres instruments de mesure effectuant une mesure de moyenne en courant/alternatif. La conversion moyenne-courant aontinu peut être exécutée par des techniques 5 de redressement d'une ou des deux alternances, avec lesquelles une moitié de la forme d'onde (la moitié positive ou la moitié négative) ou les deux moitiés, respectivement, font l'objet d'un calcul de moyenre et d'une mesure par l'intermédiaire du filtre passe-bas et des moyens de mesure qui le suivent. 10 Dans de tels systèmes convertisseurs moyenne-courant continu de la technique antérieure, des précisions élevées peuvent être obtenue pour la conversion moyenne-courant continu, c'est-à-dire une bonne stabilité et une bonne linéarité du courant continu de sortie par rapport au courant alternatif d'entré®; 15 dans le cas de signaux d'entré^ariant.. avec le temps périodiques qui sont essentiellement des ondes sinusoïdales pures, pratiquement non contaminées par des composantes de distorsion qui ont un rapport harmonique avec l'onde sinusoïdale d'entrée de base ou fondamentale. Toutefois, ce qui est habituellement désiré dans la 20 plupart des applications pratiques pour de tels convertisseurs •" . courant alternatif-courant continu réside en une mesure non pas da la moyenne mais plutôt de la valeur efficace ou valeur fondamentale (c'est-à-dire la valeur de la composante de forme d'onde fon- » damentale ou de base seule, non contaminée par les harmoniques cl® 25 l'onde d'entrée en courant alternatif périodique variant avec 1s temps). La valeur efficace est en générale préférée, parce qu'elle est hautement insensible à la contamination ou à la distorsion par les harmoniques de l'onde en. courant alternatif, pour des ■>. leurs de distorsion faibles à modérées ,tandis que la valeur 30 moyenne ne l'est pas: La valeur efficace eèfcplus une mesure de base pour laquelle des normes de transfert courant alternatif/ courant continu indépendantes existent dans les laboratoires de normalisation nationaux et industriels. Une méthode qui est utilisée pour contourner le prcblè-35 me dans les systèmes de la technique antérieure consiste à utiliser des convertisseurs courant alternatif-courant continu qui sont par nature sensiblesà la valeur efficace de l'onde d'entrée as?. lieu de l'être à la valeur moyenne. De tels convertisseurs de va- bad orïgu 69 23374 2012609 leur efficace , ainsi qu'ils sont dénommés, ont typiquement pour base le fonctionnement de dispositifs sensibles thermiquement tels que des thermocouples ou des thermistances, étant donné que la valeur efficace cfune onde est essentiellement une mesure de son. 5 effet de chauffage. De tels dispositifs tendent à être peu précis, lents, sensibles aux surcharges (avec pour résultat une combustion ou une destruction de l'élément sensible thermiquement) et instables à la fois vis-à-vis du temps et des variations de la température ambiante. 10 Un procédé qui est utilisé pour contourner le problème de la sensibilité aux harmoniques des convertisseurs moyenne-courant continu dans la technique antérieure consiste à faire précéder le convertisseur d'un filtre passe-bande, accordé sur la fondamentale de l'onde d'entrée. Cette méthode, toutefois, offre des 15 désavantages majeurs qui limitent fortement son application. En premier lieu, le filtre limite le fonctionnement à une seule fréquence d'entrée ou à une étroite bande de fréquences et il doit être remplacé pour chaque nouvelle fréquence d'entrée. Fréquemment, également, lg^réquence d'entrée ne peut même pas être pré-20 dite avec une précision élevée, comme c'est le cas pour des applications industrielles d'usage général . En outre, la perte d'insertion du filtre tend à être instable à la fois avec le temps et avec les variations de température ambiante ,ce qui rend difficile l'obtention et le maintien de précisions élevées dans un 25 tel système mis en oeuvre pratiquement. La présente invention a par conséquent pour but principal d'offrir un dispositif de conversion courant alternatif-courant-continu de haute précision destiné à offrir une sortie en courant continui qui offre un degré élevé d'insensibilité vis-30 à-vis"des composantes de l'onde d'entrée qui ont un rapport harmonique avec la composante fondamentale de cette onde d'entrée. Un autre but principal de la présente invention est d'offrir un dispositif du type décrit destiné à fournir une sortie qui est particulièrement insensible aux composantes de l'on- nt 35 de d'entrée qui se trouve en rapport hamonique impair et associées essentiellement en phase avec la composante fondamentale de l'onde d'entrée, la conversion étant réalisée d'une manière qui n'élimine pas l'insensibilité ordinaire d'un convertisseur vis- 69 23374 4 2012609 à-vis des harmoniques impairs déphasés et de tous les harmoniques pairs. Encore un autre but de la présente invention est d'offrir un dispositif du type décrit destiné à offrir une sortie en 5 courant continu qui est en rapport avec la valeur moyenne de la composante à fréquence fondamentale de la forme d'onde d'entrée, d'une façon hautement insensible à la contamination par les harmoniques de l'onde d'entrée. Un autre but de l'invention est d'offrir un dispositif 10 du type décrit destiné à offrir une sortie en courant continu qui est en rapport avec la valeur crête-à-crête de la composante à fréquence fondamentale de la forme d'onde d'entrée, d'une façon hautement insensible à la contamination par les harmoniques de l'onde d'entrée. 15 Toujours un autre but de la présente invention est d'offrir un dispositif du type décrit qui se caractérise par sa capacité d'utilisation générale, s'étendant depuis une application dans de simples multimètres analogiques et numériques de 1/4 à 1/2% jusqu'à une application de haute précision telle que des 20 appareils de conditionnement de signal à convertisseur courant alternatif-courant contint! à 0,01 à 0,1% destinés à des voltmètres numériques et différentiels (potentiométriques),.avec une possibilité d'extension pour l'utilisation dans un équipement de conversion courant alternatif-courant continu avec une précision 25 de 5 et 10 unités par million, tels qu'utilisés dans le contrôle de signaux en courant alternatif de précision utilisés pour commander les diverses entrées de gyroscopes à faible dérive utilisés dans des systèmes de navigation. D'autres détails et particularités de l'invention res-30 sortiront de la description ci-après, donnée à titre d'exemple non limitatif et en se référant aux dessins annexés, dans lesquels La figure 1 est un schéma sous forme de blocs illustrant la forme générale de la présente invention. La figure 2 est un schéma sous forme de blocs d'une 35 forme de réalisation de la figure 1, illustrée plus en détails. La figure 3 est une représentation graphique d'une onde fondamentale et d'une composante d'onde de troisième harmonique en phase. 69 23374 5 2012609 La figure 4 est un schéma de circuit d'une forme de réalisation de la figure 2, illustrée plus en détails. La figure 5 est une représentation graphique d'exemples de formes d'onde du circuit de la figure 4. 5 La figure 6 est un schéma de circuit d'une autre forme de réalisation de la figure 2, illustrée plus en détails. La figure 7 est une représentation graphique d'exemples de formes d'onde du circuit de la fâgire 6. La figure 8 est un schéma sous forme de blocs d'une 10 seconde forme de réalisation de la figure 1, illustrée plus en détails. La figure 9 est un schéma sous forme de blocs d'encore une autre forme de réalisation de l'invention, constituant une variante de la figure 2. 15 Là figure 10 est un schéma sous forme de blocs d'enco re une autre forme de réalisation de l'invention, constituant une variante de la figure 2. La figure 11 est un schéma d'une autre forme de réalisation de l'invention. 20 Décrite dans ses grandes lignes, la présente invention réside dans un dispositif destiné à produire, à partir du signal d'entrée en courant alternatif composé périodique variant avec le temps, constitué par une onde fondamentale et des composantes en rapport harmonique, un signal de correction et à ajouter ce-25 lui-ci à la sortie d'un convertisseur courant alternatif-courant continu classique recevant également le môme signal d'entrée composé. Le signal de correction a une grandeur et une polarité telles que quand il est ajouté il élimine presque complètement les effets de la contamination harmonique principale à laquelle 30 la conversion de base courant alternatif-courant continu n'est par elle-même pas insensible. Le générateur de correction fournit un courant continu puisé (s'il doit être connecté avant le filtre passe-bas) ou un courant continu filtré à faible ondulation si un filtre est 35 incorpoté dans le générateur de correction et que sa sortie est ajoutée à celle du convertisseur courant alternatif-courant continu principal non corrigé de base, après son propre filtre passe-bas. 69 23374 6 2012609 La sortie du générateur de correction peut être proportionnelle à la valeur crête-à-crête ou à la valeur moyenne de redressement d'une ou deux alternances classique ou à quelr-qu'autre. fonction, de la forme d'onde d'entrée, plus précisément, 5 elle peut également être proportionnelle à la valeur moyenne d'une partie de la forme d'onde d'entrée composée et non pas à la valeur moyenne de la forme d'onde totale. Lorsque la sortie du générateur de correction est ajoutée à celle du convertisseur courant-alternatif-courant continu de base avec la proportion correcte, 10 et que le total est recalibré de façon à offrir le facteur de proportionnalité général désiré pour la sortie composée du convertisseur total courant altérnatif-courant continu incorporant le générateur de correction ,-la sortie finale offre l'insensibilité désirée aux harmoniques. Le dispositif résultant, comportant 15 le convertisseur courant alternatif-courant continu, le générateur de correction , les filtres et le totalisateur sera ci-après dénommé convertisseur insensible aux harmoniques. Comme démontré par après, le générateur de correction peut constituer essentiellement des moyens destinés à modifier sélectivement le gain du 20 ponvertisseur entre des angles de phase prédéterminés de l'onde fondamentale, de telle sorte que le gain entre ces angles prenne une valeur tandis que le gain en dehors de ces angles prend une ou plusieurs autres'valeurs. La technique de conversion courant alternatif-courant 25 continu de base utilisée pour le convertisseur courant alternatif-courant continu classique ou principal est fréquemment une conversion moyenne-courant continu , mais peut être une conversion crête-à-crête ou quelqu* autre procédé de conversion courant alternatif-courant continu. 30 * En se référant à présent à la figure 1 qui contient un schéma sous forme de blocs de la forme de réalisation générale de la présente invention, on a prévu des moyens de convertisseur. classique 1, destinés à accepter un signal d'entrée périodique variable avec le temps appliqué à une borne 2 et offrant une sor-35 tie en une borne 3 qui est proportionnelle à la grandeur du signal d'entrée. La borne d'entrée 2 est également connectée à un générateur de correction 4 qui fournit à sa borne de sortie 5 un signal dont la composante en courant continu est proportionel- 69 23374 7 2012609 le à une caractéristique particulière dudit signal d*entrée ,ce qui constitue un autre objet de l'invention. Des moyens de totalisation et de filtre passe-bas 6 à la figure 1, avec deux entrées dérivées des bornes 3 et 5, res-5 pectivement, agissent de façon à ajouter les signaux de sortie provenant des moyens de convertisseur classique 1 et des moyens de générateur de correction 4 et à les filtrer dans un filtre passe-bas pour supprimer l'ondulation et les harmoniques supérieurs. Le signal de sortie à la horne 7 des moyens de filtre 6 10 constitue la sortie en courant continu du convertisseur total ou composé 11, insensible aux harmoniques. Il doit être entendu que le parcours en pointillé 15 à la figure 1 partant d'un point intermédiaire dans les moyens de convertisseur classique 1 vers les moyens de générateur de cor-15 rection 4 indique que l'entrée vers les moyens 4 ou une partie de cette entrée, peut en fait être obtenue après un calcul ou une modification préliminaire quelconque, en un point situé à l'intérieur des moyens de convertisseur classique 1. Le parcours en pointillé 9 représente un parcours en boucle ouverte grâce au-20 quel le générateur de correction 4 est insensible à -la sortie du convertisseur total 11 mais détecte au contraire la sortie du conveïtisseur classique 1, au parcours de la borne 3. Le parcours en pointillé 10 représente le parcours en boucle fermée ou de réaction grâce auquel le générateur de correction 4 est sensible 25 à la sortie générale du convertisseur total 11. Les deux variantes de parcours 9 et 10 sont sélectionnées exclusivement en fonction des caractéristiques générales désirées du convertisseur insensible aux harmoniques 11. En se référant toujours à la figure 1, les moyens de 30 générateur de correction 4 sont constitués par un convertisseur de courant alternatif auxiliaire qui possède une sensibilité différente vis-à-vis de 1'influence des harmoniques (par rapport à la sensibilité à la fondamentale) que les moyens de convertisseur classique 1, de telle sorte que quand sa sortie est ajoutée à 35 celle des moyens de convertisseur 1 (si on utilise des facteurs de signe et de proportionnalité convenables), l'effet peut être une élimination totale ou une réduction importante de l'effet d'un ou plusieurs harmoniques présélectionnés dans la sortie 69 23374 2012609 totale apparaissant à la borne 7. Comme moyen destiné à faciliter automatiquement la sélection de la façon dont les moyens de générateur de correction 4 fonctionnent pour exécuter sa conversion particulière courant alternatif-courant continu, un signal en cou-5 rant continu représentant le signal de sortie total du convertisseur insensible aux harmoniques 11, apparaissant à la borne 1, peut être utilisé par l'intermédiaire de la connexion suivant le parcours 10, pour établir un niveau d'écrêtage ou de sélection dans les moyens de générateur de correction 4.D'une autre façon, 10 la sortie normale non corrigée des moyens de convertisseur classique 1 apparaissant à la borne 3 peut être utilisée dans ce but, par l'intermédiaire de la connexion du parcours 9 aux moyens de générateur de correction 4. Chacune de ces deux variantes destinées à contribuer à la détermination de la caractéristique fonctionnel-15 le précise de la conversion courant alternatif-courant continu réalisée par les moyens de générateur de correction 4 offre ses avantages et désavantages particuliers, comme il sera évident lors de la description détaillée des diverses formes de réalisation particulières des deux possibilités. 20 Dans la description qui suit, on a admiç^ue toute in dication qui se vérifie en général pour des ondes à 0° ou pour des ondes à 90°, reste vraie dans la même mesure pour des ondes à 180 et 270°, respectivement. Comme il est bien connûmes techniciens en la matière, 25 l'analyse de Fourier révèle qu'une onde sinusoïdale avec n'importe quel déphasage peut être synthétisée en additionnant deux autres ondes sinusoïdales de même fréquence et d'amplitude appropriée, l'une des ondes additionnées ayant un déphasage soit de 0, soit de 180°, tandis que l'autre onde a un déphasage de 90 ou 270°. 30 Pour cette raison, il est suffisant pour considérer les effets des harmoniques sur un calcul tel qu'un calcul de moyenne , de se référer simplement à un sinus (l'onde déphasée à 0 ou 180°) et un cosinus (l'onde déphasée à 90 ou 270°) pour chaque harmonique pour pouvoir caractériser complètement les effets des harmo-35 niques sur le calcul. Etant donné qu'il n'existe pas de différence fonctionnelle entre les ondes à 0 et 180° ainsi qu'entre les ondes à 90 et 270°, il.suffit simplement de considérer les ondes à 0 et 90° pour pouvoir caractériser complètement les ef-- 69 23374 9 2012609 fets des harmoniques sur la conversion conrant alternatif-courant continu. Il est bien connu des techniciens en la matière que si un harmonique pair à 0 ou 90° ou un harmonique impair à 90° est 5 ajouté (avec une grandeur réduite ou modérée) à une forme d'onde sinusoïdale fondamentale en phase, l'effet total de l'harmonique sur-1 la valeur moyenne du signal composé ou total résultant de cette addition sera nul ' (en excluant les effets de second ordre négligeables). Ceci résulte du fait que dans chaque demi-cycle de 10 la fondamentale à' 0°, il existe des demi-cycles égaux et de polarité opposée de l'harmonique entraînant un effet d'annulation. Pour des harmoniques impairs à 0° , une variation positive ou négative importante de la valeur moyenne peut comme on le sait être attendue lorsque ces harmoniques sont totalisés 15 et leur moyenne calculée avec la forme d'onde fondamentale en phase ou déphasée de 90°. La variation est positive ou négative suivant le rapport de phase relatif entre la fondamentale et• l'harmonique. Ceci résulte du fait que dans chaque demi-cycle de la fondamentale il existe un nombre inégal de demi-cycles de po-20 larité opposée de l'harmonique, ce qui établit un état de déséquilibre. Il est possible de produire une correction auxiliaire, une fonction d'un signal d'entrée général qui est sensible à un effet proportionnel différent d'un troisième harmonique,en fait 25 un harmonique impair à 0° d'ordre quelconque, vis-à-vis de la fondamentale et qui n'augmente pas l'effet des autres composantes harmoniques (qui ont été indiquées comme étant négligeables ou. .nulles dans un calcul de moyenne classique ). L'addition de ce signal auxiliaire avec le signe et la grandeur relative appropriés 30 à la sortie d'un convertisseur classique assure que l'effet du trcÉième harmonique à 0°/de quelques autres harmoniques impairs à 0° peut être virtuellement éliminé, sans augmenter les effets déjà négligeable des autres composantes harmoniques, c'est-à-dire les harmoniques pairs et les harmonique impairs à 90°. 35 , Un système pour la production d'une telle fonction de correction, dans le présent cas une moyenne partielle auxiliaire, peut être compris en se référant aux figures 2 et 3. La figure 3A illustre l'onde fondamentale 21, tandis que la figure 3B illustre 69 23374 10 2012609 l'onde composante de troisième harmonique 22, en phase ou à 0°. La figure 3C représente en premier lieu , sous la forme d'une ligne pointillée 23, l'onde fondamentale illustrée en 21 à la figure 3A et, en outre, une onde 24 qui est une représentation de la 5 somme de l'onde fondamentale 21 de la figure 3A et de l'onde de •troisième harmonique 22 de la figure 3B. En observant les effets sur la forme d'onde de moyenne 24, on peut se rendre compte d'après la figure 3B que la contribution d'erreur provoquée par le demi-cycle 30 est exactement équilibrée par l'un des demi-cy-10 cles 29 et 31, en laissant l'erreur totale correspondant à une valeur égale à la valeur moyenne de l'autre des demi-cycles 29 et 31. En plus des intersections d'axe classiques en O,jt et 2^illustrées pour l'onde fondamentale 21 à la figure 3A et la 15 désignation de la crête positive comme angle Tf/2, il existe deux angles supplémentaires illustrés à la figure 3A, à savoir 0^ et ©2 , de part et d'autre de la crête positive enîf/2. La figure 2 représente une forme de réalisation particulière de l'invention dans laquelle le convertisseur courant al-20 ternatif-courant continu classique 1 de la figure 1 est représenté sous là forme d'un convertisseur moyenne-courant continu 14 et le générateur de correction4 de la figure 1 est illustré en tant que convertisseur crête-moyenne 13 possédant des capacités de niveau d'écrêtage sélectionné . Une configuration préférée de cet agen-25 cernent comprend une ligne de réaction 10 partant de la sortie du convertisseur insensible aux harmoniques 12 vers une borne d'entrée auxiliaire 8 du convertisseur crête-moyenne 13. Le fonctionnement du convertisseur insensible aux harmoniques 12 de la figure 2 , en se référant aux formes d'onde de 30 la figure 3, sert à ôffrir une compensation de l'erreur dans la sortie moyenne en courant continu à la borne 3 du convertisseur moyenne-courant continu classique 14 de la figure 2, par suite de • la présence de la composante de troisième harmonique à 0°. L'analyse qui suit, faisant appel à la composante de troisième harmoni-35 que, est uniquement donnée à titre d'exemple et il sera évident qu'une analyse semblable peut être effectuée pour la compensation d'erreurs dues à n'importe quelle composante d'harmonique impair à 0°. 69 23374 ii 2012609 Le générateur de correction 13 de la figure 2 est particulièrement sensible à la composante de troisième harmonique (dans le présent exemple)de la fondamentale par rapport à la sensibilité correspondante du convertisseur classique 14 ,de telle 5 sorte qu'on peut aisément effectuer l'extraction d'une partie de cet harmonique. En se référant à la figure 3/ un niveau d'écrêtage du générateur de correction 13 de la figure 2 est établi d'une façon décrite ci-après, de façon à écrêter la forme d'onde d'en-10 trée entre les angles ©^ et ©^ respectivement, en se référant à la figure 3A oti, étant donné que ©^ et 0^ sont disposés symétriquement par rapport à la crête de l'onde fondamentale 21 en Tr/2, un seul niveau d'écrêtage est déterminé par rapport à l'amplitude de crête positive e^ de l'onde fondamentale 21 à la figure 3A, 15 désigné par ke^ également à la figure 3A. Comme représenté à la figure 3B, les lignes verticales projetées vers le bas à partir des intersections ©^ et à la figure 3A, isolent de petits segments positifs 32 et 33 des demi-cycles positifs 29 et 31, respectivement, de l'onde de troisième 20 harmonique illustrée à la figure 3B. Si on prenait une moyenne de la valeur de l'onde de troisième harmonique 22 uniquement entre les angles et ©^ , elle comprendrait la demionde négative prédominante 30, plus les petits segments d'onde positifs 32 et 33. Si ©^ et ©^ étaient amenés à varier tout en maintenant un espace-25 ment angulaire égal par rapport à la référence ÎT/2, on peut se rendre compte d'après la figure 3 qu'une moyenne de la partie du troisième harmonique comprise entre ©^ et ©^ varierait depuis une valeur en majorité négative (pour ©^ supérieur à 60° mais inférieur à 77/2) en passant par une valeur zéro (pour ©^ = 30°) jus-30 qu'à une valeur en majorité positive (pour ©^ inférieur à 30°). Ceci résulte des valeurs moyennes relatives des- parties de forme d'onde participantes 29, 30 et 31 de la forme d'onde de troiaème harmonique 22. La valeur moyenne des parties de troisième harmonique 35 ainsi dérivées entre les angles ©^ et ©^ apparaissent à la sortie du générateur de correction 13 afin d'être proportionnée et totalisée avec la sortie du convertisseur moyenne-courant continu 14. De la sorte, la partie^ramenée à une moyenne du troisième 69 23374 12 2012609 harmonique est soit ajoutée, soit soustraite par rapport au signal classique ramené à une moyenne apparaissant à la borne 3, avec pour résultat une valeur moyenne composée totale à la borne 7 dans laquelle l'effet total de la composante de distorsion de troi-5 sième harmonique est zéro. Une valeur appropriée de facteur de proportionnalité doit être choisie pour la sortie du générateur de correction 13 afin d'inclure les effets indésirables de la composante condamen- tale apparaissant dans la crête de ce signal entre 0.. et 0 et nt rfc 10 qui, s'ils n'étais pas compensé:?, aurais, pour résultat que la sortie composée totale à la borne 7 serait ^décalée par la contribution proportionnelle de la composante fondamentale. La moyenne de la crête de la forme d'onde composée 24 de la figure 3C sélectionnée entre les angles ©^ et ©^ ,lorsqu' 15 elle est combinée avec la valeur absolue de la moyenne de la seconde crête (négative) obtenue lors.d'un redressement des deux alternances, de 180 + ©^ jusqu'à 180 + 6^, n'aura aucun effet, lors de l'addition (ou de la soustraction) à la valeur de la moyenne classique de la forme d'onde composée 24 de la figure 20 3C, sur la contribution d'erreur par les harmoniques pairs ou les harmoniques impairs à 90°, étant donné qu'une moyenne de ces harmoniques établie symétriquement par rapport à ff/2 -sera zéro. On peut se rendre compte que la sélection des angles © et ©2 corrects pourrait en fait être établie de façon à obte-25 nir l'annulation du demi-cycle positif qui subsiste si une moyenne du cinqième harmonique est établie de la façon classique sur l'intervalle de O à ^, de la même façon que celle décrite précédemment pour le troisième harmonique. Il sera également évident que les troisième et cinquième harmoniques à 09 peuvent être an-30 nulés" simultanément "et dans des circonstances où des annulations simultanées des harmoniques impairs supérieurs en phase peuvent également être effectuées. On considérera la zone désignée par^La référence 26 à la figure 3C, au-dessus du potentiel d'écrêtage de crête ke^, e^ 35 étant la crête de la composante fondamentale du signal d'entrée et k une constante à déterminer. La valeur de k (pour une amplitude de crête fondamentale e^ donnée) détermine les deux angles ©1 et ©2 , qui correspondent à l'angle de phase vis-à-vis du 69 23374 13 2012609 temps de la forme d'onde fondamentale à l'endroit où cette forme d'onde 2yrecoupe le niveau d'écrêtage ke^. Un simple rapport impliquant k, e^, ©^ et peut être obtenu grâce au raisonnement logique suivant : 5 ke1 = e^ sin ©^ ou k = sin ©^ et, étant donné que 0^ est symétrique par rapport à ?T/2, ©2 se situe alors dans le deuxième quadrant et, ke^ = e^ sin ©2 10 ou k = sin ©2« En outre, à cause de la symétrie, ©2 = Tf- ©^. La valeur de k peut être déterminée en calculant la superficie totale de 0 à "fi de la zone ombrée 26 et 28 à la figure 3C; ensuite, on soustrait cette valeur de la valeur théorique 15 de la superficie en dessous du demi-cycle de la fondamentale 21 de 0 à-rf. La valeur de k est alors la valeur qui rend la superficie 26 égale à la différence ainsi obtenue. Afin d'éliminer l'erreur uniquement de la composante de troisième harmonique, k est fixé à un niveau permettant de recou-20 per la forme d'onde fondamentale 21 dans des conditions telles que ©^ = 60° et ©2 = 120°. La moyenne résultante obtenue à partir de la superficie 26 de la figure 3C est alors proportionnée grâce à un simple facteur dé proportionnalité et totalisée avec la sortie du convertisseur classique 14 dans le totalisateur de filtre 25 6, pour produire une sortie dépourvue d'erreur à la horne 7. Si on désire compenser deux harmoniques impairs à 0° quelconques (par exemple le ie et le je harmoniques) simultanément, le niveau de k peut être déterminé en découvrant quelles sont les valeurs de ©^ et ©2 qui rendent ©^ et ©2 symétriques par rapport 30 à 1 *angle Tf. En supposant que i ©1 se trouve dans le deuxième quadrant et j ©^ dans le troisième quadrant, cette condition a pour conséquence que : ke^ = e^ sin ©^ ke^ = e^ sin ©2 35 et ©2 = 2- En considérant les ie et je harmoniques dans ces conditions on a : 69 23374 14 2012609 iei = "TV - x (1) et j©x = If + X (2) La somme donne : (i + j) e1 = 2 TT (3) 5 ou ei = 2tf/(i + j) (4) de telle sorte que, par exemple, si on désire désensibiliser la conversion de moyenne vis-à-vis des troisième et cinquième harmonique ,. sera alors d'après l'équation précédente Tf/4, comme représenté à la figure 3. De même, pour désensibiliser la 10 conversion de moyenne vis-à-vis des troisième et cinquième har- s moniques ,©^ serait alors 7f/5. Si les troisième et cinquième harmoniques sont ceux sélectionnés (comme ce sera habituellement le cas étant donné qu'ils prédominent dans les situations de mesure effectives et 15 que leur effet est maximum étant donné que leurs numérosd'harmonique sont les plus bas), on élimine alors également chaque paire adjacente alternée d'harmoniques impairs de toute influence sur la moyenne totale, c*est-à-dire le onzième et treizième, le dix-neuvième et le vingt et unième , et ainsi de suite. Ceci peut 20 être démontré mathématiquement d'après le fait que l'on compense tous les harmoniques dont les cosinus de n©^ sont égaux. Etant donné que ©^ ' "if/4 pour les troisième et cinquième harmo-t niques, comme déjà démontré, il s'ensuit que : Cos 3©, = Cos 50. = - . (5) 1 ^ x 25 Mais, pour © = cos n© est - pour n = 11, 2 13, 19, 21, 27, 29 et ainsi de suite. ©^ Tf/4 implique, d'après la figure 3A et étant donné que k est égal au sinus de ©^ (d'après la figure), que : k = sin iT/4 = ^ (6) 30 " Comme décrit précédemment, les sorties à la fois du convertisseur moyenne-courant continu 14 et du .générateur de correction 13 doivent être convenablement proportionnées pour obte- ' nir la sortie totale désirée exempte d'une erreur provoquée har-moniquement. 35 A ce sujet, on peut concevoir une équation comme re présentative de la sortie compensée désirée de la façon suivante : AT = (Aq + B A) (7) 69 23374 15 2012609 équation dans laquelle A^ est la sortie totale à la borne 7 de la figure 3 , AQ est la superficie totale des parties ombrées 26 et 28 de la figure 3, de 0 à fT, A est la superficie 26 à la figure 3 , ou 5 a est le coefficient/1 'atténuation par laquelle la moyenne classique Aq doit être multipliée (pour le fonctionnement en deux alternances uniquement, 2 a étant utilisé pour une seule alternance) et B est le coefficient qui, lorsqu'il est multiplié par a, a pour résultat le coefficient total par lequel on doit multiplier A, la 10 moyenne des crêtes de l'onde d'entrée. Les coefficients sont uniquement valables pour un redressement des deux alternances à la fois pour la moyenne classique Aq et la moyenne A des crêtes. Lorsque le calcul des moyennes classiques est effectué dans le mode à une alternance (avec le., 15 calcul, de moyenne de crête effectué , comme déjà mentionné et comme il doit toujours l'être, suivant le mode à deux alternances afin de maintenir l'invariabilité dans la sortie en courant continu pour tous les autres harmoniques pour lesquels la moyenne classique en une alternance ou deux alternances est elle-même norma-20 lement invariable), le gain pour le parcours de moyenne classique vers la sortie finale composée doit être le double de celui qui a été calculé précédemment, étant donné que la valeur en courant continu calculée sur une base d'une alternance est la moitié de celle calculée sur une base de deux alternances. 25 Le niveau ke^ auquel l'écrêtage doit être fixé, doit être invariable avec la contamination des harmoniques d'entrée , .mais cependant aucune représentation distincte de la fondamentale n'est disponible pour permettre le calcul du point qui représente exactement 1/ 2 fois la crête de la fondamentale. Dans 30 la forme de réalisation de la présente invention ' illustrée à -la figure 2 ainsi que dans certaines des autres fo.rmes de réalisation présentées ultérieurement, la détermination du niveau où les crêtes de l'entrée doivent être écrêtées et au-dessus duquel leur moyenne doit être calculée, est basée sur le seul invariant (par 35 rapport à la crête fondamentale de l'entrée) qui existe dans le système : la moyenne insensible aux harmoniques à la sortie. En l'absence d'effets d'harmoniques, la valeur moyenne d'une onde sinusoïdale est donnée par l'expression : 23374 16 2012609 e » 2 e, (8) - Tr 1 e ■ - 'est utilisé pour indiquer la moyenne correcte invariable vis-à-vis des harmoniques. Toutefois, on a démontré que k est égal à \/"2/2. Par conséquent : 5 kel = 2 61 (9) En substituant la valeur de e obtenu de l'équation (8), à sa-"TT' — voir ^ e sur le côte droit de l'équation (9) ,on obtient: ■ ke.- = ë (10) 4 - ■ Ainsi, si la moyenne totale, e , est multipliée par 10, , elle devient le niveau invariant désiré ke qui est uti- 4 1 lise pour écrêter et . isoler les crêtes désirées dfe formes d'onde d'entrée et d'entrée inversée, comme représenté e la figure 3 et aux figures suivantes. Le schéma de la figure 4 représente une forme de réali-15 sation particulière du schéma sous forme de blocs de la figure 2. Il représente un convertisseur moyenne-courant continu de base à précision moyenne, avec un générateur de correction de capacités de rendement comparables connecté avec des capacités de réaction. Plus précisément, à la figure 4, le signal d'entrée 20 appliqué à la borne 2 est considéré comme contenant non seulement une onde fondamentale, mais également un assortiment de composantes harmoniques dépendant de la situation de mesure industrielle particulière envisagée , mais qui n'amène en aucun cas l'onde composée à offrir plus de deux intersections d'axe pendant un 25 seul cycle. Cette entrée est appliquée par l'intermédiaire d'un condensateur de couplage 72 à la cathode d'un redresseur 60, représenté à titre d'exemple comme constituant le convertisseur moyenne-courant continu 14 de la figure 2, bien qu'il, doive. '• être entendu d'après ce qui précède et par les techniciens en la 30 matièife , qu'un redresseur deux alternances utilisant deux éléments redresseurs serait tout aussi satisfaisant. Une résistance 61 agit en tant que parcours de retour vers la masse pour la sortie \ (anode) du redresseur 60 , de telle sorte" que le potentiel de courant continu puisé apparaissant aux bornes de la résistance de re-35 tour 61 est négatif. L'entrée à la.borne 2 est.également appliquée, par l'intermédiaire d'un condensateur de.couplage 72 , au; primaire 52 d'un transformateur d*inversion: 71, dont le.secondaire 53 fournit au 69 23374 17 2012609 générateur de correction (décrit ci-après) une entrée de polarité opposée ou déphasée à 180° par rapport à la polarité de l'entrée appliquée à la brone 2. Le transformateur est représenté à titre d'exemple, car on pourrait tout aussi bien utiliser un am-5 plificateur inverseur . Le générateur de correction 13 particulier illustré à la figure 2 est représenté en tant que générateur de correction 70 à la figure 4, à l'intérieur des lignes en pointillé . Il est constitué par un redresseur deux alternances (diodes 59 et 58) 10 excité par les deux entrées de polarité opposée et de grandeur égale fourniespar l'intermédiaire de résistances tampons 56 et 55 respectivement,et polarisé par des résistances 68 et 69, respectivement, par la sortie finale du convertisseur moyenne-courant continu insensible aux harmoniques composés, qui apparaît 15 à la borne 7. Les diodes 58 et 59 sont polarisées jusqu'à la coupure à l'exception des crêtes les plus négatives des formes d'onde d'entrée par l'action de diviseur des résistances 55 et 69 pour l'onde secondaire" et, 56 et 68 pour l'onde primaire, respective-20 ment . La partie des ondes qui est sélectionnée dépend des rapports de proportionnalité entre les résistances 55 et 69 ainsi que 56 et 68 et la grandeur du signal de sortie en courant continu positif à la horne 7. Iles diodes 51,73, 74, 76 et 77 , en combinaison avec 25 leurs résistances associées et une tension d'alimentation de polarisation -E ,servent à surmonter ou à annuler les effets des chutes de tension dans les redresseurs 58, 59 et 60. Une chute de deux diodes est requise pour les trois entrées du générateur de correction 70, à savoir les deux entrées en courant àlterna-30 tif de polarité opposée (provenant du primaire et du secondaire du transformateur 71) et les entrées en courant continu provenant de E^ ,en tenant compte de l'atténuation d'approximativement 2/1 impliquée par les résistances approximativement égales 55 et 69, 56 et 68, dans les réseaux d'entrée du générateur de cor- 35 rection 70. Il convient de remarquer que la méthode totale de est l'annulation des chutes de diodes redresseuses/facultative , étant donné que la forme de réalisation de la figure 4 pourrait tout aussi bien restër insensible aux harmoniques, mais pour ob- I | ' I 69 23374 18 2012609 tenir une plus grande précision dans la conversion de moyenne totale, le procédé illustré pour l'annulation de la chute dans les diodes ou un équivalent quelconque d'un tel procédé, devrait être utilisé. 5 Les crêtes négatives des ondes d'entrée apparaissant à la connexion d'anode commune des redresseurs 58 et 59 sont totalisées et sont appliquées à une résistance d'entrée 64 de l'amplificateur inverseur 67 du totalisateur-filtre. La seconde entrée de l'amplificateur 67 est constituée par la sortie du redresseur 10 classique ou convertisseur de moyenne 6o et est appliquée à la résistance d'entrée 62 du totalisateur-filtre. Le réseau de réaction de ce totalisateur- filtre opérationnel 67 est constitué par une résistance 65 qui offre une proportionnalité convenable en combinaison avec la résistance d'entrée 62 pour le potentiel de 15 moyenne classique qui lui est appliqué et, en combinaison avec la résistance d'entrée 64 pour la sortie du générateur de correction, les valeurs moyennes des crêtes sélectionnées entre les angles et ©^ (de la figure 3}, comme décrit précédemment. La figure 5 est une-représentation graphique d'exemples 20 de formes d'onde du circuit de la figure 4, en ignorant toutes les chutes dans les diodes comme étant sans importance pour le •fonctionnement. La figure 5A représente une onde d'entrée typique, une fondamentale pure contaminée par plusieurs harmoniques, qui est typique du genre d'onde que l'on peut rencontrer dans des si-25 tuation de mesure .industrielle . L'onde est définie par E^ et est représentée appliquée à la borne d'entrée 2 à la figure 4. La figure 5B est une représentation de la sortie du transformateur inverseur 71 «apparaissant à l'extrémité de haut niveau du secondaire 53 et qui / désignée par E2. 30 * La figure 5C représente l'onde apparaissant à la sortie au côté anodique du redresseur à une alternance 60. La figure 5D représente l'onde en E^ à la figure 4. Le" signal en E^ est approximativement la moitié du signal à l'entrée de là .résistance série 56, à savoir E^ (étant donné que l'on a 35 admis qu'il y a une atténuation nulle dans le condensateur 72), qui est plus faible à cause de l'atténuation offerte par l'action du diviseur constitué par les résistances 56 et 68. En outre, le signal en E^ représenté en tant que forme é>9 23374 2012609 d'onde de la figure 5D, contiendra un décalage qui est une fraction de multipliée par la valeur de la résistance 56 et divisé par la somme des valeurs des résistances 56 et 68. De même, les résistances 55 et 69 agissant en combinaison avec l'onde d'en-5 trée inversée E^ (de la figure 5B) apparaissant au secondaire 53 du transformateur 51 et la sortie en courant continu E^ produisent le potentiel décalé réduit E,_ représenté à la figure 5E. Les parties des ondes des figures 5D et 5E qui se situent en dessous de l'axe zéro sont désignées par 81 et 82 pour l'onde de la figure 10 5D et par 83 et 84 pour celle de la figure 5E. Ce sont les seules parties des deux ondes qui traversent , respectivement,les redresseurs 59 et 58 pour être totalisées à la jonction des anodes de ces redresseurs, comme représenté à la- figure 4, avec pour résultat l'onde Eg illustrée à la figure 5F. Ce train de crêtes repré-15 sente les crêtes redressées sur les deux alternances désirées sélectionnées entre les angles ©.. et © comme décrit précédemment, une - avec les angles choisis d L'onde.Eg à la jonction des anodes des diodes 58 et 59 20 et l'onde E^ (figures 5F et 5C respectivement) sont totalisées par des résistances d'entrée 64 et 62 respectivement dans l'amplificateur du totalisateur-filtre opérationnel 67, avec un réseau de réaction constitué par la résistance 65 et un condensateur parallèle 66. Le potentiel de sortie résultant est l'inverse de la 25 polarité de la somme des entrées,qui était négative, à cause du fait que le gain de l'amplificateur 67 est négatif. Par conséquent, le potentiel de sortie en courant continu E^ est positif. Ce courant continu de sortie est alors la représentation moyenne insensible aux harmoniques désirée de l'onde d'entrée E^ à-la fi-30 gure 5A. Pour une description plus complète du fonctionnement de l'amplificateur opérationnel 67 du totalisateur-filtre classique et de ses réseaux de réaction, on peut se référer à l'ouvrage "Electronic Analog and Hybrid Computers" de Korn et Korn, McGraw 35 Hill Book Company,. 1964, section 1-14, pages 21 à 27. ' Les valeurs données ci-après à titre d'exemple pour les résistances utilisées en pratique dans le circuit de la figure 4 ont été calculées de façon à satisfaire les coefficients des 20 69 23374 2012609 équations 6 et 7. 62 : 10.000 ohms 65 : 16.460 ohms 55 et 56 : 4.440 ohms 5 68 et 69 : 4.000 ohms 64 : 4.600 ohms Ces valeurs donnent les gains corrects 2a (à cause de la nature de demi-alternance du calcul des moyennes classiques) et a B pour la moyenne des crêtes écrêtées, plus le facteur de propor-10 tionnalité correct TÏ.V2~ fois la sortie en courant continu 4 dans le but d'écrêter l'entrée de façon à produire les crêtes dont la moyenne doit être calculée et renvoyée à partir de la sortie insensible aux harmoniques. Ainsi, la réalisation du circuit de la figure 4 avec les valeurs précitées pour les résistances 15 62, 65, 55, 56, 68, 69 et 64 réfléchit l'élimination des harmoniques à 0° ou en phase de rang 3, 5, 11, 13, etc, comme décrit précédemment et analysé par l'équation (5). Il sera évident qu'un autre jeu de valeurs de résistance amènerait le circuit de la figure 4 à rejeter les effets d'autres harminoques impairs à 0° en 20 les introduisant dans les équations (1) et (2) en tant que symboles i et j respectivement, les coefficients correspondants a, B et k étant résolus de la façon décrite précédemment. La figure 6 illustre une forme de réalisation plus pré-cise du schéma sous forme de blocs que celle illustrée à la figure 25 4. Plus précisément, en se référant à la figure 6 en ce qui concerne le schéma de circuit et à la figure 7 illustrant les formes d'onde données à titre d'exemple en des points sélection^ nés dans le circuit de la figure 6, on constatera que l'entrée E^ 30 (figure 7A) est appliquée à la borne 2. Il s'agit d'une forme d*onde composée d'une fondamentale et de composantes harmoniques supérieures . Elle est redressée sur une alternance avec précision dans le redresseur opérationnel comprenant un amplificateur (inverseur) 106, en combinaison avec des diodes de réaction 104 et 35 105, des résistances de réaction 102 et 103 et une résistance, d'entrée 101 qui est connectée à la borne d'entrée 2. Pour une compréhension plus totale de tels • redresseurs de précision utilisant des amplificateurs opérationnels, on se référera à l'ouvra- 69 23374 21 2012609 ge "Electronic Analog and Hybrid Computers" de Korn et Korn, MacGraw Hill Book Company, 1964, chapitre 9, pages 344 et 345 ainsi que 359 et 360. La sortie redressée avec précision sur une alternance 5 Eg provenant du redresseur opérationnel 106 est représentée comme étant simplement la partie négative de la forme d'onde 8A. En totalisant E et E par l'intermédiaire des résis- O i. tances 108 et 107, la valeur ohmique de cette dernière étant égale à 2 fois celle de la première (en admettant que le gain du re-10 dresseur opérationnel est égal à l'unité, c'est-à-dire que 103 est égal à 101), on obtient en fait un redressement sur les deux alternances pour l'entrée E^ dans le sens normal, comme décrit dans l'ouvrage de référence précité aux pages 359 et 360. Ainsi, le totaliseur-filtre opérationnel constitué par les résistances 15 d'entrée 108 et 107 plus l'amplificateur opérationnel 112 avec une résistance de réaction 109 et un condensateur de filtre de réaction 110 (ce qui est analogue à la réalisation du totaliseur et filtre de la figure 4) fournirait en l'absence de la troisième résistance d'entrée 111, à la borne de sortie 7, un potentiel 20 égàl à la tension de courant continu représentant, en lui étant proportionnelle,l'entrée en courant alternatif E^, dans le sens de moyenne classique Un redresseur opérationnel auxiliaire comprenant un amplificateur opérationnel 119 avec des diodes de réaction 117 et 25 118 et des résistances de réaction 115 et 116, ainsi que des résistances d'entrée 113, 114 et 123"fixant le gain, sert de coeur aux moyens de générateur de correction dans la forme de réalisation de la figure 6. La tension de sortie de réaction E^ apparaît toutefois 30 en tant que troisième entrée pour l'amplificateur redresseur opérationnel 119, par l'intermédiaire de la résistance 123 avec une proportionnalité convenable, en fait dans le cas où l'on doit rejeter les troisième et cinquième harmoniques ainsi que les onzième , treizième , etc|3ans leurs représentations de phase à 35 0°, multipliée par ri V~2~ comme l'exige l'équation (10) et comme illustré à la fig&re 7D. Ce potentiel positif polarise le potentiel redressé sur deux alternances, négatif de la figure 7C dans le sens positif, en laissant uniquement les crêtes d'allu- 69 23374 2012609 re négative dépassant le potentiel de polarisation en dessous de lIaxe zéro volt. Ce train de crêtes, inversé par l'action de 1* amplificateur inverseur 119, apparaît en tant que potentiel E qui • est la sortie de l'amplificateur redresseur opérationnel 119, en la 5 apparaissant en fait à la jonctionâe/diode. de réaction et de la résistance, 118 et 115 respectivement. Cette sortie est inversée en polarité par l'amplificateur inverseur opérationnel 122 en combinaison avec des résistances d'entrée de réaction 120 et 121, qui pour devenir un potentiel E^^est simplement la version négative 10 inversée de la forme d'onde E illustrée à la figure 7E„ Ce poten- y tiel est appliqué en tant que sortie du générateur de correction, à l'amplificateur de totalisateur et filtre 112 par 1*intermédiaire d'une résistance d'entrée 111, comme représenté à la figure 6. Gr3ce à ce moyen, avec le. gain., total, pour la moyenne classi-15 que égal, à a et le gain pour la sortie du générateur de correction égal à otB comme requis par l'équation (7), on produit une valeur moyenne insensible aux harmoniques correspondant à l'entrée à la borne 2,. en tant que sortie E^ à la borne 7. Il convient de remarquer que: la partie des formes d'onde 20 24 de la figure 3 située en dessous du niveau ke^ contient la fondamentale moins la teneur en harmonique de la crête située au-dessus de ke^ (comme démontré par l'analyse de Fourier) et serait par conséquent tout aussi efficace pour annuler les harmoniques » à 0° indésirables dans la conversion' de moyenne de l'onde d'en- 25 trée que le procédé décrit précédemment qui fait appel à la zone au-dessus du niveau ke... Toutefois, à cause de la plus grande te- en mi neur/fondamentale, la valeur du coefficient a doit être ajustée en conséquence pour atténuer les effets de cette plus grande compo-. santé de la fondamentale. 30 . Encore une autre variante de réalisation du schéma sous forme de blocs de la figure 1 est illustrée à la figure 8. Dans celle-ci, au lieu de baser la détermination du niveau d'écrêtage sur le potentiel de sortie de l'ensemble du convertisseur insensible aux harmoniques à la borne 7, en tant que signal le plus 35 insensible aux harmoniques disponibles, le niveau d'écrêtage est au contraire déterminé par la sortie des moyens convertisseurs moyenne-courant continu classiques 1 apparaissant à la borne 3 et telle que transmise par l'intermédiaire du parcours 9", comme re- 69 23374 23 2012609 présenté à la figure 8. Bien que la sortie du convertisseur moyenne-courant continu classique ne soit pas invariable avec les harmoniques impairs à 0° comme l'est la sortie du système de conversion ■ total, insensible aux harmoniques, elle peut être utilisée lorsque 5 la distorsion d'entrée est relativement faible et que les effets de second ordre ou les variations de la sortie à la borne 7 dues à l'utilisation d'un niveau d'écrêtage qui n'est pas invériable par rapport aux harmoniques sont faibles, c'est-à-dire en tous cas inférieures aux erreurs ou variations de base dues aux harmoni-10 ques impairs à 0°. La forme de réalisation de la figure 8 peut procurer une immunité raisonnable vis-à-vis des harmoniques impairs, supérieure à celle qui est disponible avec le convertisseur moyen-ne-courant continu classique seul , lorsqu"il est plus facile d'établir le niveau d'écrêtage suivant un mode à boucle ouverte 15 ou sans réaction. La figure 8 peut être réalisée en utilisant des composants électroniques comparables à ceux utilisés pour la réalisation du convertisseur insensible aux harmoniques de la figure 2 et tels que représentés en détail aux figures 4 et 60 II doit 20 toutefois être entendu que la réalisation du schéma sous forme de blocs de la figure 8 n'est pas limitée aux amplificateurs , transformateurs, diodes, résistances et condensateurs typiques illustrés aux figures 4 et 6 et que de nombreuses autres dispositions des composants peuvent être utilisées pour mettre en oeuvre 25 l'invention telle que décrite ici et illustrée aux dessins. D'autres formes de-réalisation impliquant l'écrêtage de segments, par exemple, plutôt que de crêtes de la forme d'onde d'entrée peuvent également être réalisées avantageusement. Plus précisément, en prenant la figure 2 comme base et 30 en tant que variante de la forme de réalisation de la figure 6, au lieu d 'obtenir une représentation distincte de la valeur moyenne des crêtes écrêtées de la forme d'onde d'entrée et de l'ajouter à la moyenne classique, des résultats semblables peuvent être obtenus en augmentant le gain du canal de détermination de moyenne 35 classique après que l'onde d'entrée a atteint la valeur de crête à laquelle la réaction en courant continu doit commencer l'écrêtage. Cette augmentation se fait en une proportion qui offre le coefficient correct B tel que défini précédemment pour l'aug- 23374 24 2012609 • mentation du gain des crêtes du signal d'entrée. Il sera évident pour les techniciens en la matière que diverses combinaisons de composants et d'éléments avec différentes configurations autres que celles illustrées à titre d'exemple aux 5 figures 4 et 6 peuvent être utilisées pour obtenir un accroissement du gain pour les crêtes au-dessus de ke^, dans un système où les moyens produisant la correction et les moyens d'addition (pour additionner les sorties des convertisseurs classique et de correction) sont combinés en un seul système de calcul . 10 Deux autres formes de réalisation de l'invention' illus trées à la figure 1 constituent des exemples supplémentaires. La première, représentée à la figure 9, illustre l'utilisation du convertisseur crête-moyenne en tant que générateur de correction en combinaison avec un convertisseur crête-à-crête-courant continu 15 classique pour la conversion principale du courant alternatif en courant continu, par opposition au convertisseur moyenne-courant continu utilisé en tant que convertisseur courant alternatif-courant continu classique dans les exemples précédents de réalisation de l'objet de la figure 1„ La seconde forme de réalisation illus-20 tre l'utilisation d'un convertisseur crête-à-crête-courant continu en tant que générateur de correction , tout en conservant le convertisseur moyenne-courant continu classique pour la conversion principale du courant alternatif en courant continu et cette forme de réalisation est représentée à la figure 10. 25 En se référant à présent à la figure 9, qui illustre la forme de réalisation particulière en un simple schéma sous forme de blocs, on se rendra compte que la réalisation est identique à celle de la figure 2 à deux exceptions près : le remplacement des moyens de convertisseur moyenne-courant continu classique 14 30 à la figure 2 par des moyens convertisseurs crête-à-crête-courant continu classiques 230 à la figure 9 et l'addition de la ligne poin-tillée 9 dans cette dernière figure comme à la figure 1 pour indiquer que le niveau d'écrêtage de réaction appliqué aux moyens de générateur de correction crête-moyenne 13 peut être utilisé 35 comme dans les réalisations précédentes, soit dans un sens de réaction à partir de la sortie insensible aux harmoniques E^ à la borne 7 (par l'intermédiaire du parcours 10), soit suivant un mode en boucle ouverte ou sans réaction à partir de la sortie du con 69 23374 25 2012609 vertisseur courant alternatif-courant continu classique 230, apparaissant à la borne 3 comme aux figures 1 et 2. Une conversion crête-courant continu est essentiellement insensible à tous les harmoniques sauf les harmoniques im-5 pairs à 0° et les harmoniques pairs à 90°, qui influencent en fait les valeurs de crête de l'onde composée d'une fondamentale et de ses harmoniques dans un sens additif. Toutefois, les crêtes positives et négatives de l'onde composée sont affectées dans des sens opposés par les harmoniques pairs à 90° ,un second harmonique 10 à 90° par exemple diminuant l'amplitude de la première crête fondamentale lorsque les deux sont ajoutés tandis qu'il augmente l'amplitude (négative dans le présent cas)de la seconde crête fondamentale. Ainsi, une conversion crête-à-crête-courant continu est insensible aux harmoniques pairs à 90°, en laissant uniquement 15 une sensibilité vis-à-vis des mêmes harmoniques auxquels la valeur moyenne de l'onde d'entrée est sensible, à savoir uniquement les harmoniques impairs à 0°, pour une teneur en harmonique de faible à moyenne. La sensibilité dans le cas d'une conversion crête-à-crête -courant continu',toutefois, n'est pas une fonction 20 inverse du rrang _■ des harmoniques comme c'est le cas pour la conversion moyenne-courant continu; au coriraire, les crêtes des harmoniques impairs à 0° s'ajoutent directement aux crêtes de la fondamentale, quel que soit le rang - - des harmoniques. En combinant les sorties des deux convertisseurs de la 25 figure 9 comme précédemment (dans l'équation 7), avec un facteur de proportionnalité général a et un facteur de proportionnalité de générateur de correction B comme précédemment, la sortie en courant continu totale provenant du totalisateur et filtre, E^, peut être démontrée comme offrant le rapport : 30 ' E, = a (Epp + B Eplî_Avg) (11) expression dans laquelle Epp est la sortie crête-à-crête du convertisseur 230 et E^ ^ est la sortie du générateur de correction 13. D'une façon semblable à l'analyse des calculs pour la 35 détermination des valeurs 0^, B et k à propos de l'équation impliquant la figure 2, on peut démontrer par substitution dans l'équation (11) que pour éliminer simultanément le troisième et le cinquième harmoniques (en admettant que 30^ se trouve dans le deuxième 69 23374 26 2012609 quadrant et 50^ dans le troisième quadrant) : 1 cos 30 = -Tf/B (12) 3 1 cos 50 = - "fi/B (13) 5 5 Une solution numérique pour les équations (12) et (13) simultanément donne 6£ = 41° avec une approximation très serrée, B = 17,3 et k = sinus 41° = 0,655. On doit tenir compte de ces valeurs lors de la réalisation du schéma sous forme de blocs de la figure 9 en utilisant des composants.et des agencements de ÎO sous-circuit semblables à ceux décrits précédemment mais sans y être limité . Si on désire éliminer les effets d'harmoniques autres que le troisième et le cinquième, une nouvelle dérivation des équations (12) et (13) peut être nécessaire et on tiendra compte des nouvelles valeurs 0^, B^ et k ainsi obtenues pour déterminer 15 les valeurs des résistances et capacités dans la nouvelle conception résultante. En se référant à présent à la figure 10, on a représenté en un schéma sous forme de blocs une forme de réalisation simple de la présente invention. Comme mentionné précédemment, elle 20 illustre l'utilisation de moyens convertisseurs de moyenne-courant continu classiques 14 comme dans le cas de la figure 2, mais fait appel à des moyens convertisseurs crête-à-crête 250 en tant gue générateur de correction , dont la sortie est totalisée comme précédemment avec celle des moyens convertisseurs de moyenne -14, dans 25 le totalisateur _et filtre.: 6. La sortie 7 de ce dernier constitue la sortie totale du convertisseur insensible aux harmoniques.Dans le présent cas, aucun signal auxiliaire en courant continu n'est requis pour les générateurs de correction .Par conséquent, ni le parcours 9, ni le parcours 10 de la figure 1 n'est incorporé, bien 30 qu'une entrée de courant continu supplémentaire, par réaction ou d'une autre façon, pourrait être utilisée sans .perte de généralité. D'une façon semblable àœ qui a été fait pour dériver l'équation (11), la somme obtenue par les moyens de totalisateur ét- filtre, 6 pour l'obtention de la sortie E^ à la borne de sortie 35 7 peut être démontrée comme ayant le rapport : E_ = ot (E, + B El 7 Avg PP ce qui a pour résultat : . • e • = e.. (2 a + 2 a b) + e (2 a + 2 a b) (15) 7 1 rr n TT n 69 23374 27 2012609 après substitution des équations bien connues : Epp = 2(e1 + en) (16) et E =2 (e. + en ) (17) ^ ÏT* n~~ avec : tisseur 14 E, la sortie calculée à une valeur moyenne du conver-Avg la sortie crête-à-crête du convertisseur 250 PP a et p le facteur de proportionnalité général et le facteur de proportionnalité du générateur de correction ,respecti-10 vement, e^ la crête de la composante fondamentale à l'entrée et en la valeur de crête de 1 harmonique de ne ordre. La fixation du coefficient de e à zéro et une résolu- n tion pour B donnent î 15 B = -_1 (18) Ainsi jpour B = . -l/3rfou -1/5^, par exemple, on peut annuler complètement-l'harmonique à O® soit de troisième, soit de cinquième rang, mais les deux ne peuvent pas être annulés simultanément avec ce procédé.• toutefois, un excellent compromis 20 peut être obtenu afin de réaliser une bonne annulation des deux si pas une annulation parfaite, ou de deux harmoniques impairs quel- ne . > conques à0°, comme suit : le/rapport harmonique r vis-à-vis de la fondamentale, désigné par Hn» peut être déduit de l'équation (15) pour le cas général, en tant que rapport de coefficient pour 25 e et e, : ni H = (2 a + 2 aB)/ (2 a + 2 aB> (19) . TTn v -W ce qui se réduit a H = (_J^_ + B)/( 1 + B) (20) n ^ n . . Une valeur de compromis pour B qui recette la ma3eure partie des 30 troisème et cinquième harmoniques à 0° peut être trouvée si le rapport désiré des troisième et cinquième harmoniques vis-à-vis de la fondamentale, H^/H^ ,est sélectionné . Pour des rapports de polarité égaux et opposés ou la même sensibilité absolue vis-à-vis de la troisième et de la cinquième harmonique, mais avec des si- 35 gnes opposés, = ~Hçj/ l'équation (20) donne : ( 1 + B) = - ( 1 4- B) (21) ,, . ,,, . 3 W 51T d'où on déduit : 4 69 23374 28 2012609 cas dans lequel et H,_ , d'après l'équation (20) , sont l/'ll et -1/11 respectivement, au lieu de l/3 et 1/5 , respectivement, avec n = 3 et 5. Une autre forme de réalisation de la présente invention 5 exigé peut-être l'ensemble le plus simple de composants. Cette . nouvelle forme de réalisation élimine la nécessité d'avoir les deux polarités du signal d'entrée. Plus précisément, cette nouvelle forme de réalisation possède des sorties en push-pull , c'est-à-dire que les moyennes ÎO requises sont construites sur une base d'une alternance'et ensuite les deux moyennes d'une alternance sont "combinées pour obtenir l'équivalent d'une moyenne sur deux alternances. La combinaison des deux moyennes à une alternance est réalisée en prenant leur différence . La façon la plus simple de réaliser ceci consiste à 15 prendre une sortie entre elles, c'est-à-dire de connecter un •appareil de mesure ou un autre dispositif d'utilisation directement entre elles, comme décrit plus en détails dans deux formes de réalisation supplémentaires. Toutefois, il doit être évident qu' une soustraction explicité ou 1'utilisation'un dispositif d'utili-20 sation qui a un caractère d'entrée essentiellement à deux alternances, peut avoir le même effet. En se référant à présent à la figure 11, on y a représenté un exemple de cette nouvelle forme de réalisation supplémentaire dans laquelle les potentiels d'écrêtage en courant con-25 tinu sélectionnés sont couplés de façon croisée à partir des sorties de deux dispositif de calcul de moyenne sur me alternance "insensibles aux harmoniques". L'entrée en courant alternatif Ein est appliquée à une borne 299 qui est connectée par une diode 300 et une résistance associée 301 à la masse. La diode 300 et la ré-30 sistance 301 offrent à leur jonction une moyenne classique sur une alternance négative qui est appliquée à un tampon à gain unitaire 302 qui possède une entrée à haute impédance et une sortie à basse impédance. En même temps, E est appliquée à un diviseur de tension formé par des résistances 303 et 304 et dont la jonc-35 tion est connectée à une diode 305. En admettant qu'une tension dérivée de la sortie d'un dispositif de calcul de moyenne positive sur une alternance polarise convenablement la'résistance 304 pour établir le niveau d'écrêtage correct de la diode 305, la 69 23374 29 2012609 somme des composantes en courant continu des sorties des diodes 300 et 305 donnera une moyenne sur une alternance insensible aux harmoniques. Comme décrit plus en détail précédemment, une telle moyenne sur une alternance ne conservera pas l'insensibilité de 5 base de la moyenne classique (soit à une alternance , soit à deux alternances) vis-à-vis des harmoniques pairs avec un déphasage à 90° par rapport à la fondamentale. L'amplificateur 306 à gain unitaire, à haute impédance d'entrée et à faible impédance de sortie constitue un tampon pour la sortie de la diode 305. Les sor-10 ties des amplificateurs tampon 302 et 306 sont totalisées par l'intermédiaire de résistances respectives 307 et 308 et la somme résultante est filtrée par un condensateur 309. D'une façon analogue, une moyenne positive à une alternance insensible aux harmoniques est calculée par une diode redres-15 seuse à une alternance classique 310 et une résistance 311, dont la jonction alimente un amplificateur tampon à gain unitaire 312 et une diode polarisée 313 associée à un diviseur de tension constitué par des résistances 314 et 315 agencé de façon à fixer le • niveau de polarisation de la diode 313 en fonction de la sortie 20 totalisée E^ provenant des amplificateurs tampon • 302 et 306. La sortie de la diode 313 est appliquée à l'amplificateur tampon 316. La totalisation des sorties des amplificateurs 312 et 316 est effectuée par l'intermédiaire de . résistances 317 et 318 et filtrée par un condensateur 319. La sortie totale du dispositif est 25 alors obtenue entre E^ et E^ à l'aide d'un appareil démesure 32Ô connecté entre les bornes de sortie de totalisation connectées aux amplificateurs tampon . Les amplificateurs tampons peuvent être simplement des circuits à émetteur commun, ou analogues. Si on le désire, une 30 diode"peut être ajoutée en série avec la sortie d'un tel circuit à émetteur commun pour annuler la chute de tension dans la jonction base-émetteur de celui-ci. Un amplificateur tampon plus complexe peut être obtenu à partir d'un amplificateur opérationnel, comme il est bien connu dans la technique. 35 Une variante de la réalisation de la figure 11 peut être obtenue en remplaçant la pairec?amplificateurs tampon- 302. et 306 (ainsi que la paire d'amplificateurs tampon- 316 et 312) par un amplificateur•opérationnel. Avec une telle configuration, 69 23374 30 2012609 les sorties des redresseurs 300 et 305 (et des redresseurs 313 et 310 pour la seconde paire d'amplificateurs tampon. ) sont totalisées à l'entrée de l'amplificateur qui possède une seule sortie ,plutôt que d'être amplifiées individuellement par les amplificateurs 5 tampons et d'être totalisées aux sorties de ceux-ci. Le résultat est le même, que la totalisation soit effectuée aux entrées de 1*amplificateur ou aux sorties des amplificateurs tampon. . Il doit être entendu que la présente invention n'est en aucune façon limitée aux formes de réalisation ci-avant et que 10 bien des modifications peuvent y être apportées sans sortir du cadre du présent brevet. 69 23374 3i 2012609 REVENDICATIONS 1. Système destiné à convertir un signal d 'entrée électrique complexe variant dans le temps en courant continu ,caractérisé en ce qu'il comprend ,en combinaison, des moyens de redres - 5 seur opérationnelf^des moyens de réaction connectés de façon à appliquer le courant continu aux moyens redresseurs opérationnels afin de modifier le niveau de conduction de ces moyens redresseurs proportionnellement à ce courant continu. 2. Système suivant la revendication 1, caractérisé en 10 ce que les moyens redresseurs opérationnels comprennent un premier et un second redresseurs opérationnels et les moyens de réaction sont connectés de façon à appliquer le courant continu à 1'un au moins de ces redresseurs opérationnels. 3„ Système suivant la revendication 1, caractérisé en 15 ce qu'il comprend en outre des moyens de filtre connectés activement de façon à recevoir le courant continu afin d'en établir une moyenne. 4. Système suivant la revendication 2, caractérisé en ce qu'il comprend des moyens destinés à combiner les signaux de 20 sortie du premier et du second moyens redresseurs opérationnels. 5. Système suivant la revendication 3, caractérisé en ce que les moyens de filtre sont connectés activement de façon à recevoir le signal de sortie des moyens destinés à combiner les signaux. 25 6. Système suivant la revendication 2, destiné à conver tir une onde d'entrée électrique complexe périodique variant dans le temps en courant continu , caractérisé en ce que le premier .redresseur est un convertisseur courant-alternatif-courant continu, le seconde redresseur est un second convertisseur courant &lterna-30 tif-courant continu ayant une sensibilité caractéristique aux composantes de distorsion en rapport harmonique de l'onde différente de la sensibilité caractéristique du premier convertisseur vis-à-vls de ces composantes et en ce que le système comporte en outre plusieurs moyens de pondération de signal connectés aux sorties 35 des convertisseurs, ainsi que des moyens pour totaliser les signaux pondérés provenant de chaque convertisseur. 7. Système suivant la revendication 6, caractérisé en ce que les entrées des convertisseurs sont connectées en multiple 69 23374 32 2012609 entre elles. 8. Système suivant la revendication 7, caractérisé en ce que 1'un des convertisseurs est conçu de façon à offrir une sortie en réponse à la valeur moyenne absolue de l'onde. 5 9. Système suivant la revendication 8, caractérisé en ce que l'autre convertisseur est conçu de façon à établir une sortie en réponse à la valeur moyenne absolue de parties de la valeur instantanée absolue de l'onde supérieures à un niveau de courant continu dérivé de l'une des sorties du système ou du premier 10 convertisseur. 10. Système suivant la revendication 9, caractérisé en ce que le niveau de courant continu est établi à environ V2~ fois 2 la valeur de crête absolue de la fondamentale de l'onde. 11. Système suivant la revendication 7, caractérisé en 15 ce que l'un des convertisseurs est destiné à offrir une sortie en réponse à la valeur crête-à-crête de l'onde. 12. Système suivant la revendication 11, caractérisé en ce que l'autre convertisseur est conçu de façon à offrir une sortie en réponse à la valeur moyenne absolue de l'onde. 20 13. Système suivant la revendication 11, caractérisé en ce que l'autre convertisseur est destiné à offrir une sortie en réponse à la valeur moyenne absolue de parties de la valeur instantanée absolue de l'onde supérieures à un niveau de courant continu dérivé de l'une des sorties du système-ou du premier coriver-25 tisseur. 14. Système suivant la revendication 13, caractérisé en ce que le niveau de courant continu est établi à environ sinus 41e fois la valeur de crête absolue de la fondamentale de l'onde. 15. Systèjne suivant la revendication 7, caractérisé en 30 ce que les deux convertisseurs sont sensibles pratiquement uniquement à la fondamentale et aux composantes précitées, dont les rangs ■ d'harmonique sont impairs et qui se trouvent en association de de phase^0°ou de 180° avec la fondamentale précitée. 16. Système suivant la revendication 12, caractérisé en 35 ce que le rapport entre la valeur des moyens de pondération connectés à la sortie du convertisseur à sensibilité crête-à-crête et la valeur des moyens.de pondération connectés à la sortie du convertisseur sensible à la valeur moyenne absolue se situe entre 69 23374 33 2012609 _2yn , lorsque la sortie des deux convertisseurs est constituée par des potentiels' dé courant continu positifs , n étant le rang-; » d'harmonique' d'une composante harmonique sélectionnée dont l'effet doit être réduit et/*laquel îes convertisseurs sont 5 sensibles. 17. Système suivant la revendication 16, caractérisé en ce. que le rapport précité est pratiquement de -4/15'fT. 18. Système suivant la revendication 6, caractérisé en ce que le premier convertisseur comprend un amplificateur à grand 10 gain possédant une paire de parcours de réaction, un premier moyen conducteur de courant unidirectionnel dans l'un des parcours pour permettre une circulation de courant uniquement pendant les excursions positives de l'onde d'entrée, un second moyen conducteur de courant unidirectionnel dans l'autre parcours pour permettre la 15 circulation d'un courant uniquement pendantlêsrexcursionSnégatives de l'onde d'entrée, une impédance de charge respective dans cha-ain des parcours et des moyens destinés à dériver un signal de sortie iunipolaire de l'impédance de charge dans l'un au moins de ces parcours. 20 19. Système suivant la revendication 6, caractérisé en ce que le second convertisseur comprend un amplificateur à grand gain possédant une paire de parcours de réaction, un premier moyen conducteur de courant unidirectionnel dans l'un des parcours destiné à permettre une circulation de courant uniquement pendant 25 les excursions positives de l'onde d'entrée, un second moyen conducteur de courant unidirectionnel dans l'autre parcours afin de permettre une circulationcfe courant uniquement pendant les excursions négatives de l'onde d'entrée, une impédance de charge respective dans chacun des parcours, et des moyens destinés à dériver 30 un signal de sortie unipolaire de l'impédance de charge dans l'un au moins des parcours précités et une jonction de totalisation à l'entrée de l'amplificateur, des moyens connectant la sortie du premier convertisseur à la jonction de totalisation et des moyens destinés à dériver un niveaucfe courant continu de l'une des sor-35 ties du système ou du premier convertisseur et pour appliquer le niveau de courant continu précité à la jonction de totalisation. 20. Système suivant la revendication 6> caractérisé en ce que le second convertisseur comprend une paire de diodes avec 69 23374 34 2012609 des électrodes analogues respectives couplées entre elles, les autres électrodes analogues respectives;de ces diodes étant connectées de façon à être excitées respectivement sous l'effet de crêtes de polarité opposées de l'ondè d'entrée, des moyens d'atté-5 nuateur à résistance destinés à polariser ces crêtes et comportant chacun une résistance série connectée entre la source de l'onde d'entrée et l'autre électrode, respective de la diode correspondante ainsi qu'une résistance parallèle connectée entre l'autre électrode respective et une borne de référence destinée à être 10 connectée à une source de potentiel de courant continu de polarisation , et des moyens connectant la sortie des moyens de totalisation à la borne de référence. 21. Système suivant la revendication 20, caractérisé en ce que le premier convertisseur comprend une diode connectée de 15 façon à être rendue conductrice sous l'effet d'une polarité de l'onde d*entrée. 22. Système suivant la revendication 20, caractérisé en ce que le permier convertisseur comprend une autre paire de diodes aveçâes électrodes semblables respectives couplées entre 20 elles, les autres électrodes semblables respectives de l'autre paire étant connectées de façon à être excitées sous l'effet de crêtes de polarité opposée de l'onde d'entrée. : 23. Système suivant la revendication 6, caractérisé en *ce que l'un des convertisseur est sensible à la valeur absolue 25 sur deux alternances de l'onde d'entrée , tandis que l'autre convertisseur est incorporé aux moyens de totalisation. 24. Système suivant la revendication 6, caractérisé en en ce que le premier convertisseur comprend une première et une seconde diodes possédant une paire d'électrodes opposées connec- 30 tées,entre elles et à la source de l'onde d'entrée ,le second convertisseur comprend un premier et un second diviseurs de tension ayant chacun une entrée connectée à la source ,une troisième et une quatrième diodes , les sorties du pre 35 diode et à la cathode de la quatrième diode, des. moyens pour totaliser et filtrer la sortie des troisième et première diodes par l'intermédiaire de moyens de pondération appropriés, des moyens pour totaliser et filtrer les sorties des seconde et 69 23374 35 2012609 quatrième diodes par 11intermédiaire de moyens de pondération appropriés, des moyens connectant la sortie totalisée et filtrée des troisième et première diodes de façon à polariser la quatrième diode par l'intermédiaire d'une partie du second diviseur, des 5 moyens connectant la sortie totalisée filtrée des seconde et quatrième diodes de façon à polariser la troisième diode par l'intermédiaire d'une partie du premier diviseur et des moyens pour déterminer la différence entre les sorties totalisées. 25. Système suivant la revendication 6, caractérisé en 10 ce qu'il comprend une borne d'entrée de. système à laquelle peut être appliquée l*onde d'entrée, chacun des convertisseurs comportant une jonction de totalisation à son entrée, des moyens connectant la borne d'entrée précitée à une première jonction de totalisation à l'entrée du premier convertisseur, des moyens connectant 15 la borne d'entrée par un premier moyen de pondération à unè seconde jonction de totalisation à l'entrée du second convertisseur, des moyens connectant la sortie du premier convertisseur par un second moyen de pondération à la seconde jonction d e totalisation, un inverseur, un amplificateur cfe totalisation et de filtrage possé-20 dant une troisième jonction de totalisation à son entrée, des moyens connectant la borne d'entrée précitée par un troisième moyen de pondération à la troisième jonction de totalisation , des moyens connectant une sortie unipolaire d'une première polarité du premier convertisseur par l'intermédiaire d'un quatrième moyen 25 de pondération,à la troisième jonction de totalisation, des moyens connectant une sortie unipolaire d'une polarité opposée à la première polarité à partir du second convertisseur, par l'intermédiaire de l'inverseur et par l'intermédiaire d'un cinquième moyen de pondération à la troisième jonction de totalisation, et des 30 moyens connectant la sortie de l'amplificateur de totalisation et de filtrage par un sixième moyen de pondération à la seconde jonction de totalisation. 26.- Système suivant la revendication 6, caractérisé en ce qu'il comprend des moyens pour modifier sélectivement le gain 35 du premier convertisseur entre des angles de phase prédéterminés par rapport à la fondamentale de l'onde, de telle sorte que ce gain prenne une valeur différente entre ces angles et' à l'extérieur de ceux-ci, de telle' sorte que l'effet des composantes de distor- ! 69 23374 36 2012609 sion en association harmonique de l'onde sur la sortie du convertisseur soit iréduite. 27. Système suivant la revendication 26, caractêisé en œ que les angles sont sélectionnés en fonction de l'ordre des har- 5 moniques dont l'effet doit être réduit. 28. Système suivant la revendication 27, caractérisé en ce que les angles sont égaux à environ (2n-^l)>>*> ,. n étant des nombres entiers positifs naturels successifs , le gain pour des segments successifs entre chaque paire d'angles étant dans un rapport 10 de pratiquement 1 + \f2~ , le numérateur étant le gain relatif pour un segment suivant un angle lorsque n est pair ëb 3e dénominateur étant le gain relatif pour le segment suivant un angle' lorsque n est impair . 29. Système suivant la revendication 27, caractér isé 15 en ce que les angles sont déterminés suivant des points d'intersection dans le temps de la valeur absolue de l'onde d'entrée avec un niveau de courant continu dérivé du système précité ou d'une partie de celui-ci.