La présente invention concerne des circuits de récti-pération de la fréquence porteuse et de la fréquence rythme dans des systèmes de transmission numérique utilisant des oscillateurs à ondes élastiques de surface. Des oscillateurs à ondes élastiques de surface, c'est à dire dans lesquels on utilise des dispositifs à ondes élastiques de surface, ont déjà été décrits dans la littérature technique. Ainsi, à ce sujet, on pourra se reporter à l'article de E.A. Ash intitulé "Surface Wave Grating Reflectors and Resonators" paru dans la revue "IEEE Symposium on Nicrowave Theory and Techniques", Newport Beach, Calif. USA (1970). On pourra également consulter l'article de E.Jb Staples intitulé "UHF Surface Acoustic Vave Resonators" paru dans la revue "Proc. 28th Symposium on Frequency Control", Atlantic City, page 280 (1974). Comme le montre la Fig. t jointe à la présente description, un oscillateur à ligne à retard comportant un dispositif à ondes élastiques de surface comprend un dispositif 1 sur lequel des ondes élastiques de surface sont lancées d'un transducteur interdigité émetteur 2 vers un transducteur interdigité récepteur 3. L'une des électrodes du transducteur 2 est à la masse tandis que l'autre est reliée à la sortie 4 de l'oscillateur, d'une part et à la sortie d'un amplificateur 5w d'autre part, L'une des électrodes du transducteur 3 est à la masse tandis que l'autre est reliée à l'entrée de l'amplificateur 5, par l'intermédiaire d'un circuit à faible retard variable commandable 6 auquel est appliquée par la borne 7 une tension de commande.Le circuit 6 peut être du type de celui décrit dans l'article de N. F. Lewis intitulé "Surface acoustic wave devices and applications} 6 Oscillators: the next successful surface acoustic wave device?" paru dans la revue Ultrasonics de mai 1974, pages 115 à 123. Par ailleurs il est connu dans les systèmes de transmission numérique de proceder à la récupération de la fréquence porteuse ou de la fréquence rythme en utilisant des circuits comportant une boucle de verrouillage de phase dans laquelle est inséré un oscillateur de référence à fréquence réglable par une tension de commande. Ainsi, dans les systèmes de transmission numérique à modulation par déplacement de phase à n états (2, 4, 8 ou 16 états, les systèmes étant alors nommés MDP2, 4 8 ou 16), la démodulation optimale ou démodulation cohérente rend nécessaire la fabrication d'une onde locale de référence en phase avec la porteuse du système de transmission ou avec le signal transposé en fréquence intermédiaire en l'absence de modulation.Dans l'étant de la technique, pour ces systèmes dont les plus couramment utilisés sont du type MDP4 que l'on considérera plus particulièrement à titre d'exemple, on procède à la multiplication de la fréquence du signal recu par n, soit par 4 dans un système à 4 états ou la phase peut prendre les valeurs O, 2 t 3 3 - 2 2 pour éliminer toute modulation en ramenant la phase à 2, avec k = 1, 2 ou 3, quel que soit le déplacement de phase original. Comme la fréquence intermédiaire du système de transmission est généralement de 70 MHz, le signal obtenu après la multiplication de fréquence a une fréquence de 280 MHz qui doit être comparée avec une fréquence dérivée de celle d'un oscillateur qui délivre la fréquence régénérée.Or dans l'état actuel de la technique, on ne dispose pas d'oscillateurs ayant la stabilité nécessaire et fonctionnant à une fréquence aussi élevée. C'est pourquoi avant de procéder a la comparaison, il faut également multiplier la fréquence du signal délivré par l'oscillateur. On sait par exemple fabriquer des oscillateurs commandables pilotés par un quartz qui sont capables de délivrer des signaux à 70 MHz. Il faut alors prévoir une multiplication par quatre, suivi d'un filtrage car la multiplication crée des harmoniques.Par ailleurs, non seulement les oscillateurs pilotés par un quartz ont une fréquence de sortie relativement faible, mais de plus ils sont coûteux et difficile à réaliser pour atteindre 70 MHz; il faut prévoir un quartz travaillant en général sur partiel 5; le quartz est cependant fragile et ne permet d'obtenir qu'une très faible excursion de fréquence (quelques 10 5) autour de la fréquence centrale. Un des objets de la présente invention consiste à prévoir un circuit de récupération de la fréquence porteuse d'un système de transmission numérique comportant une boucle de verrouillage de phase dans laquelle l'oscillateur asservi est un oscillateur commandable à ondes élastiques de surface permettant d'éviter les inconvénients des oscillateurs de la technique actuelle. En effet, les oscillateurs de ce type ont une fréquence fondamentale nettement plus élevée que celle des oscillateurs a quartz qui peut par exemple être choisie entre 100 fflz et 1 GHz; leur stabilité à court terme est inférieure à celle des oscillateurs à quartz, mats est suffisante quand on les utilise dans une boucle de verrouillage d'un circuit de récupération de la porteuse. Suivant une caractéristique de la présente invention, il est prévu un circuit de récupération de la porteuse d'un système de transmission numérique ledit circuit comportant une boucle de verrouillage de phase dans laquelle est prévu un comparateur de phase dont la première entrée est reliée à la sortie d'un filtre passe-bande dont l'entrée est reliée à la sortie d'un multiplicateur par n, où n est le nombre de déplacements de phase possibles dudit système de transmission, l'entrée du multiplicateur recevant le signal du système de transmission, la seconde entrée dudit comparateur étant reliée à la sortie d'un oscillateur commandable à ondes élastiques de surface dont l'entrée de commande est reliée à la sortie dudit comparateur et dont la sortie de signal est également reliée à l'entrée d'un diviseur par n qui délivre la porteuse récupérée. Par ailleurs, il est connu que, lorsque, dans un système de transmission numérique, on met en série plusieurs sections de milieu de transmission, soit plusieurs bonds de faisceaux lertziens ou plusieurs longueurs de câbles avec amplifications successives, les erreurs de transmission ne sont pas multiplicatives, mais simplement additives si, à chaque arrivée ou extrémité de section de milieu de transmission, on procède à une régénération du signal numérique. Cette régénération implique l'échantillonnage du signal reçu accompagné de bruit thermique e d'intermodulation intersymboles, Pour effectuer l'échantillonnage du signal reçu, on utilise le signal rythme avec une phase convenable. il faut donc fabriquer un signal rythme à partir du signal reçu. Pour fabriquer le signal rythme à partir du signal reçu, on peut, dans une première méthode, filtrer le signal représentant les transitions numériques. Toutefois le filtre doit avoir une largeur de bande suffisamment large pour suivre les instabilités de la fréquence rythme à l'émission; il laisse donc passer une "gigue" importante. De plus, une plus grande largeur de bande signifie une plus faible mémoire ce qui amène une perte plus rapide du rythme quand le signal manque de transitions. Ce cas se proluit assez souvent avec émission d'un grand nombre de zéros successifs. C'est pourquoi on préfère utiliser une seconde méthode mise en oeuvre avec une boucle de verrouillage de phase comportant un oscillateur controlable dont la fréquence est comparée à celle du signal passant à travers le filtre.Toutefois cette méthode ne peut autre utilisée actuellement que pour des débits binaires ou des fréquences rythmes relativement faibles, de quelques MHz, et n'offre qu'une plage de poursuite inférieure à 10 4. Si l'on veut classiquement augmenter la fréquence à comparer à la fréquence des transitions du signal reçu, il faut prévoir à la sortie d'un oscillateur contrôlable stabilisé par un quartz des multiplicateurs et des filtres passe-bandes ce qui augmente considérablement le chat, entralne des difficultés de réglage, augmente la probabilité de signaux parasites et réduit la fiabilité. Un autre objet de la présente invention consiste à prévoir un circuit de récupération de fréquence rythme dans un système de transmission numérique comportant une boucle de verrouillage de phase dans laquelle l'oscillateur asservi est un dscillateur contrôlable à ondes élastiques de surface permettant d'éviter les inconvénients des circuits de la technique actuelle. Cet objet peut être atteint car les oscillateurs à ondes élastiques de surface ont une fréquence de sortie nettement plus élevée que les oscillateurs à quartz classiques. Suivant une autre caractéristique de l'invention, il est prévu un tel circuit dans lequel est prévu un comparateur de phase dont la première entrée est reliée à la sortie d'un filtre passe-bande dont l'entrée reçoit le signal transmis, ledit filtre étant centré sur la fréquence prédéterminée des transitions du signal, et dont la seconde entrée est directement reliée à la sortie d'un oscillateur contrôlable à ondes élastiques de surface dont l'entrée de commande est reliée à la sortie durit comparateur, la sortie dudit oscillateur délivrant le signal à la fréquence rythme. Suivant une autre caractéristique, la seconde entrée du comparateur est reliée à la sortie dudit oscillateur à travers un diviseur par deux dont la fréquence de sortie constitue la fréquence rythme. Les caractéristiques de la présente invention mentionnées ci-dessus, ainsi que d'autres, apparaîtront plus clairement à la lecture de la description suivante d'exemples de réalisation, ladite description étant faite en relation avec les dessins joints, parmi lesquels: la Fig. 1 représente le schéma d'un oscillateur à ondes élastiques du type quadrip81e dont la fréquence est contr8lable par une tension continue, la Fig. 2 représente le schéma-bloc d'un circuit de récupération connu de la fréquence porteuse d'un système de transmission numérique, la Fig. 3 représente le schéma-bloc d'un circuit de récupération de la fréquence porteuse, suivant l'invention, la Fig. 4 représente le schéma-bloc d'un circuit de récupération connu de la fréquence rythme d'un système de transmission numérique, la Fig. 5 représente le schéma-bloc d'un circuit de récupération de la fréquence rythme, suivant l'invention, et la Fig. 6 est le schéma d'un circuit à retard variable utilisable dans l'oscillateur de la Fig. 1. Dans l'oscillateur de la Fig. 1, déjà partiellement décrit dans le préambule, les transducteurs 2 et 3 se présentent SOl'S '3 forme de peignes interdigités dont la période A est reliée à la fréquence moyenne de fonctionnement Fo de l'oscillateur par la relation X = v/Fo où v est la vitesse des ondes élastiques sur le cristal piézoélectrique 1. Le principe de fonctionnement est le suivant.Les ondes acoustiques se propageant à la vitesse v, si la longueur de la ligne à retard 1 est L, soit la distance entre les centres des transducteurs 2 et 3, le déphasage en boucle ouverte pour une onde de pulsation est est égal à ss oevL + sadd où ssadd est le déphasage additionnel des transducteurs 2 et 3 et de l'électro- nique qui leur est associée. Pour obtenir un accrochage, il faut évidemment la condition ss = 2kW, ce qui indique que l'oscillateur peut être multimode. De préférence, comme l'indique la Fig. 1, pour rendre l'oscillateur monomode, on choisit la longueur du transducteur 2 égale à la longueur L ou voisine de celle-ci. Dans l'électronique associé contribuant au déphasage additionnel Idadd' il faut évidemment considérer l'amplificateur 5 et le circuit 6 dont le déphasage est variable en fonction de la tension appliquée à la borne 7. A titre indicatif pour du quartz en coupe ST, pour une fréquence centrale vosine de 98,5 MHz, la longueur d'onde ss est égale à 32 ym, la distance L peut etre de 200 h et les nombres des doigts des transducteurs 2 et 3 de respectivement 401 et 201. A la Fig. 2, un circuit classique de récupération de la porteuse dans un système de transmission numérique comprend, en prenant à titre d'exemple le cas d'un système MDP4 un multiplicateur par quatre 8 relié à un filtre passe-bande 9 relié à la première entrée du comparateur de phase 10. La seconde entrée de 10 est reliée à la sortie d'un filtre passe-bande 11 relié à la sortie d'un multiplicateur par quatre 12 relié à la sortie d'un oscillateur 13.L'oscillateur 13 est supposé être un oscillateur piloté par un quartz 14, la fréquence d'oscillation de t3 étant commandée d'une manière connue par une tension appliquée à l'entrée de commande 15 reliée à la sortie d'un filtre passe-bas 16, lui-meme relié à la sortie du comparateur 10. il faut bien comprendre que le quartz 14 fonctionne avec des ondes de volume alors que le cristal piézoélectrique 1 fonctionne avec des ondes de surface. il en résulte que la fréquence maximale de l'oscillateur 13 est limitée pour les raisons indiquées plus haut à environ 70 MHz. Comme il faut appliquer au comparateur 10 les mêmes fréquences, soit un signal à 280 MHz, comme on l'a indiqué dans le préambule, il est nécessaire de prévoir un multiplicateur 12 pour passer de 70 a 280 MHz.La multiplication de fréquence introduit des fréquences harmoniques, qu'il faut filtrer d'où la nécessité du filtre 11. il faut noter que la multiplication par quatre effectuée dans 8 a pour but de ramener les déplacements de phase du signal transmis appliqué à 8 à 2kM, c'est à dire un déphasage nul et que le filtre 9 est prévu pour également filtrer les fréquences harmoniques. Le signal de sortie de l'oscillateur asservi 13 constitue la porteuse régénérée. A la Fig. 3, le circuit de régénération suivant l'invention comporte encore le multiplicateur par quatre 8, le filtre 9 et le comparateur 10, mais la seconde entrée de 10 est maintenant reliée directement à la sortie de l'oscillateur 17 du type de l'oscillateur de la Fig. 1. L'entrée 7 de 17 est reliée à la sortie de 10 par le filtre passe-bas 16. Comme l'oscillateur 17 est capable de délivrer un signal à la fréquence de 280 MHz, il faut prévoir un diviseur par quatre 18 pour obtenir la porteuse à 70 MHz. La comparaison des Figs. 2 et 3 permet de constater que l'on remplace un multiplicateur plus un filtre passe-bande par un simple diviseur.Or il est bien connu dans la technique actuelle, qu'un diviseur par quatre est d'un structure simple par exemple en logique ECL peu coûteuse et ne nécessitant aucun réglage. il apparaît que le circuit proposé présente des avantages certains en éliminant l'utilisation de multiplicateurs analogiques toujours délicats et de filtres relativement chers. A noter, de plus, que la plage d'accord de l'oscillateur 17 peut atteindre 2.10 3, soit 140 kHz à 70 MHZ ce qui permet de supprimer également le circuit classique de commande automatique de fréquence pour régler l'oscillateur dans la plage de fonctionnement du comparateur de phase 10. A la Fig. -4, un circuit classique de récupération de la fréquence rythme d'un système de transmission numérique MDP4 comprend un filtre passe-bande 19 centré sur la fréquence des transitions 010101.. du système de transmission égale à la moitié de la fréquence des éléments binaires, et relié à une entrée d'un comparateur de phase 20. La seconde entrée de 20 est reliée à la sortie d'un oscillateur 23 piloté classiquement par un quartz 24. L'entrée de commande 25 de 23 est reliée à la sortie du comparateur 20 par l'intermédiaire d'un filtre passe-bas 26. La fréquence délivrée par 23 constitue la moitié de la fréquence rythme en Meb/s > nécessaire pour la démodulation. Le fonctionnement de ce circuit a été décrit dans le préambule. La sortie d'un filtre passe-bande 21 relié à la sortie d'un multiplicateur 20 de fréquence 22, lui-même relié à la sortie de l'oscillateur 23 délivre la fréquence rythme en Meb/s nécessaire pour l'entrelacement final des éléments binaires. A la Fig. 5, le circuit de régénération suivant l'invention comporte encore un filtre passe-bande 19 et un comparateur 20, mais la seconde entrée du comparateur 20 est reliée à la sortie d'un diviseur par deux 27, lui-même relié à la sortie de l'oscillateur 28 du même type que celui montré à la Fig. 1. L'entrée de commande 7 de 28 est reliée à la sortie du comparateur 20 par un filtre passe-bas 26. La sortie du diviseur 27 délivre la fréquence rythme régénérée. Si l'on suppose, comme indiqué une fréquence rythme à l'entrée de 140 Meb/s, l'oscillateur 28 doit avoir une fréquence de sortie de 280 MHz et la fréquence rythme délivrée par 27 est encore de 140 Meb/s. Un deuxième diviseur 29 relié à la sortie du diviseur 27 délivre la moitié de la fréquence rythme en Meb/s nécessaire pour la démodulation. Si l'on compare le circuit de la Fig. 5 à celui de la Fig. 4, il apparait que l'on a remplacé un multiplicateur plus un filtre passe-bande par deux diviseurs avec les avantages qui ont déjà été mentionnés en relation avec le circuit de la Fig. 3. Il faut encore noter que la fréquence élevée, deux fois plus élevée que la fréquence rythme, délivrée par l'oscillateur 28 permet d'obtenir directement à la sortie du diviseur par deux 27 des signaux carrés pouvant etre utilisés directement. il est bien évident que le diviseur 27 peut être supprimé en prévoyant un oscillateur 28 à fréquence plus basse, mais on ne bénéficie pas alors de ce dernier avantage alors que le diviseur 29 reste nécessaire. La Fig. 6 représente à titre indicatif la structure d'un circuit 6 de déphasage utilisable dans l'oscillateur de la Fig. 1. Le circuit 6 comprend un dispositif de jonction hybride 30, tel pas exemple que celui commercialisé sous la référence JH 121 ANZAC, dont une borne d'entrée 31 est reliée à une électrode du transducteur 3 et une borne de sortie 32 reliée à l'entrée de signal de l'amplificateur 5. Les bornes 33 et 34 de 30 sont respectivement reliées à la masse par des trajets symétriques comprenant respectivement un condensateur 35 ou 36, une Belf-inductance à air 37 ou 38 et une varicap 39 ou 40. Entre le point commun à 35 et 37 et le point commun à 36 et 38, sont montées en série deux selfs de choc 41 et 42 dont le point commun est, d'une- part, découplé de la masse par un condensateur et, d'autre part, relié à l'entrée 7 à laquelle est appliquée la tension de commande. Les capacités des varicaps 39 et 40 varient suivant la valeur de la tension continue appliquée en 7 et font varier les valeurs des capacités entre 33, 34 et la masse ce qui fait varier la phase des signaux entre 31 et 32. Les selfs 37 et 38 sont prévus pour obtenir un accord avec les varicaps 39 et 40, respectivement. Bien que les principes de la présente invention aient été décrits cidessus en relation avec des exemples particuliers de réalisation, il faut comprendre que ladite description n'a été faite qu'à titre d'exemple et ne limite pas la portée de l'invention. REVENDICATIONS 1) Circuit de récupération de la porteuse dans un système de transmission numérique à n déplacements de phase, ledit circuit comportant une boucle de verrouillage de phase dans laquelle est prévu un comparateur de phase auquel est appliqué à la première entrée le signal reçu multiplié en fréquence par n, caractérisé en ce que la seconde entrée dudit comparateur est reliée à la sortie d'un oscillateur commandable à ondes élastiques de surface dont l'entrée de commande est reliée à la sortie dudit comparateur et dont la sortie de signal est également reliée à l'entrée d'un diviseur de fréquence par n qui délivre la porteuse récuprée. 25 Circuit de récupération de fréquence rythme dans un système de transmission numérique, ledit circuit comportant une boucle de verrouillage de phase dans laquelle est prévu un comparateur de phase dont la première entrée est reliée à la sortie d'un filtre passe-bande qui reçoit le signal transmis, ledit filtre étant centré sur la fréquence prédéterminée des transitions du signal transmis, caractérisé en ce que la seconde entrée dudit comparateur est reliée à la sortie dtun oscillateur commandable à ondes élastiques de surface dont l'entrée de commande est reliée à la sortie dudit comparateur, la sortie dudit oscillateur délivrant le signal de fréquence rythme. 3) Circuit suivant la revendication 2, caractérisé en ce que la seconde entrée dudit comparateur est reliée à la sortie dudit oscillateur à travers un diviseur de fréquence par deux qui délivre un signal rectangulaire à la fréquence rythme.