La présente invention se rapporte à la production de signaux électriques à fréquence variable au moyen de techniques faisant appel à ltasservissement de la fréquence dtun oscillateur par comparaison de ladite fréquence à une fréquence étalon, ladite comparaison étant effectuée dans un organe, connu en soi, appelé détecteur ou comparateur de phase. On a décrit, dans le brevet franchais No. 1 585 829 déposé le 17 Octobre 1968 par la Demanderesse, pour 'Montage générateur de signaux électriques à fréquence variable comportant trois boucles dcaaservissementft, un synthétiseur de fréquence comportant une première boucle de verrouillage de phase munie d'un diviseur de fréquence programmable, une seconde boucle de verrouillage de phase sans diviseur programmable et sans système d'approche analogique de fréquence, des moyens dtinhiber la seconde boucle pendant que la première effectue une approche numérique de fréquence et dtinhiber la première boucle, tout en autorisant la mise en service de la seconde > dès que cette approche est terminée, et une troi sième boucle fonctionnant en même temps que la seconde et mettant en oeuvre le comparateur de phase que comporte celle-ci, cette troisième boucle dwasservissement comprenant en outre un amplif i- cateur de la tension de sortie du comparateur de phase que comporte la seconde boucle, cet amplificateur ayant pour fonction de caler ladite tension de sortie sur la valeur zéro. Un tel montage permet la génération, sans bruit de phase notable, d'une fréquence PN, P étant un pas de fréquence déterminé, et N un nombre entier programmable au moyen du diviseur. Dans certaines applications, on a besoin d'engendrer une fréquence F = PN +8, , & étant un incrément de fréquence qui peut lui-même comporter une partie fixe Fo et une partie variable 6 positive ou négative. Les solutions connues pour obtenir un tel résultat pré- sentent des difficultés considérables de réalisation aux fréquences élevées et ne permettent pas obtenir une fréquence exempte de bruit de phase. La présente invention propose essentiellement de faire engendrer la fréquence PN par un premier oscillateur convenablement asservi et dtutiliser la tension de commande qui asservit la fréquence de ce premier oscillateur pour imposer à la fréquence d'un second oscillateur une valeur décalée de la première dtune quantité grossièrement égale à l'incrément c On réalise ainsi, pour le second oscillateur, une approche de la fréquence PN + # , l'asservissement fin de la fréquence de ce second oscillateur pouvant alors faire appel aux techniques connues de verrouillage de phase. Dans le mode d'exécution préféré de ltinvention, le premier oscillateur comporte trois boucles dtasservissement, conf or- mément au montage décrit dans le brevet français susvisé, et ctest la tension de commande de la première boucle rapproche numérique de fréquence qui impose approche de fréquence du second oscillateur, ce dernier comportant lui-même une quatrième et une cinquième boucles respectivement du même type que la seconde et la troisième, la quatrième boucle servant à l'asservissement fin de la fréquence du second oscillateur et recevant à cet effet l'incrément & . Les diverses particularités, ainsi que les avantages de ltinvention, apparaîtront clairement à l'aide de la description ci-après. A la figure unique du dessin annexé, on a représenté le schéma d'un mode dtexécution préféré dtun synthétiseur de fréquence conforme à 11 invention. On voit qutil comprend un premier oscillateur 1 dont la fréquence de sortie est appliquée à trois organes séparateurs 2, 3, 4. Ces organes, connus en soi, évitent les interactions entre les différents signaux. Le séparateur 3 attaque un premier diviseur de fréquence de rapport fixe n, suivi dtun diviseur 6 de rapport N programmable par commande numérique. La fréquence de sortie du diviseur 6 attaque un premier comparateur de phase ?, lequel reçoit par ailleurs une fréquence étalon P après division dans le rapport n par un diviseur 8. La sortie du comparateur 7 commande la fréquence de ltos- cillateur 1, par exemple en agissant sur la cathode dtune diode à capacité variable la. Cette commande s'effectue par Irintemnédiaire dtun transistor à effet de champ 9 jouant le rôle d'un interrupteur commandé par la sortie dtun premier dispositif à coincidence 10. Le dispositif 10 est attaqué par les signaux de sortie des diviseurs 6 et 8. Un condensateur 13 relie le drain du transistor 9 à la masse. Le séparateur 4 attaque un second comparateur de phase 11 du type à échantillonnage qui reçoit un spectre d'harmonique de la fréquence P, mis sous forme d'impulsions brèves au moyen d'un circuit approprié 12, connu en soi. La sortie du comparateur 12 attaque ltautre électrode (anode dans l'exemple considéré) de la diode à capacité variable la. A titre de variante, les comparateurs 7 et 11 pourraient agir sur deux diodes à capacité variable distinctes, ou sur tous autres organes de commande de la fréquence de 1toscillateur 1. Un amplificateur 14 ayant une transconductance négative (son courant de sortie Is = - GE, G étant son gain et E sa tension d'entrée) relie la sortie du comparateur 11 à la cathode de la diode la. La partie du montage que l'on vient de décrire est du type qui fait l'objet du brevet français susvisé. On rappellera brièvement qutun tel montage comprend trois boucles d asservissement. Une première boucle comprend les diviseurs 5 et 6 et le comparateur 7. Cette boucle est du type connu dit à verrouillage de phase". Une telle boucle a été décrite en détail dans le brevet français No. 1 565 563 déposé le 13 Mars 1968 par la Demanderesse pour pontage générateur de signaux électriques sinusodaux comportant deur boucles de verrouillage de phasen. Elle permet rapproche rapide de ltaccrochage de ltos- cillateur 1 sur la fréquence désirée, sans aucun risque draccro- chage sur un harmonique de cette fréquence. Cet accrochage est obtenu lorsque la fréquence Fl/n N issue du diviseur 6 est égale à la fréquence P/n issue du diviseur 8, ctest-à-dire pour F1 = FN. Tant que cette première boucle n'est pas stabilisée, le signal Fl/n N ntétant pas en phase avec les impulsions de référence P/n, il se produit, à certains instants, une coincidence entre la crête négative du signal Fl/n N et les impulsions de référence. Le circuit à coincidence 10 est agencé pour rendre passant le transistor à effet de champ 9, si bien que le signal de sortie issu du comparateur de phase 7 est transmis à la diode la et que la pre mière boucle est maintenue en service. En même temps, la seconde boucle comprenant les organes 4, 11 et 12 est inhibée (par des signaux transmis par le fil lova). Dès que la première boucle est stabilisée, les deux signaux cessent de glisser l'un par rapport à l'autre, et la conci- dence mentionnée ci-dessus de se produire : la première boucle est alors inhibée (transistor à effet de champ 9 bloqué), tandis que la seconde est validée. Un exemple de réalisation du circuit à coincidence 10 est décrit dans le premier brevet français susvisé. La première boucle introduit un bruit de phase élevé au niveau de l'oscillateur. En effet, le bruit introduit par les diviseurs 5 et 6 et par la fréquence P/n est multiplié par le coefficient élevé Nn dans cette boucle. Par contre, la seconde boucle est apte à fonctionner à des fréquences très élevées sans introduire de bruit de phase notable. Or ctest elle qui est en service après stabilisation, d'où l'intérêt du montage. Comme on lta indiqué dans le premier brevet français susvisé, le comparateur 11, qui est généralement un démodulateur symétrique, traduit tout bruit dtamplitude par une tension résiduelle à l'équilibre de la boucle, ce qui impose un déphasage relatif entre F1 et PN pour que cet équilibre soit atteint. C'est pour supprimer ce bruit résiduel qu'il est préférable de prévoir une troisième boucle (amplificateur 14). Cette troisième boucle ne gêne pas le fonctionnement de la première (à cet effet, le courant de sortie de l'amplificateur 14 est convenablement limité). Par contre, pendant que la deuxième boucle est en service, cette troisième boucle a pour effet de recentrer automatiquement le comparateur li sur une valeur sensiblement nulle de sa tension de sortie, ce qui annule pratiquement le bruit résiduel. En effet, pendant le fonctionnement de la seconde boucle, le transistor 9 étant bloqué, le condensateur 13 conserve en mémoire le potentiel qutil avait pris pendant le fonctionnement de la première boucle. En même temps, ltamplificateur 11 applique un courant positif ou négatif au condensateur 13, suivant que la tension de sortie du comparateur 11 est négative ou positive. Il en résulte que la tension mise en mémoire dans le condensateur 13 est ramenée à une valeur propre à annuler lteffet de la tension de sortie du comparateur 11 sur la diode à capacité variable la. On va maintenant décrire la partie du montage de la fi ,unque - - - - - - - - gure /propre a lTinvention, en partant de la fréquence PN engendrée par 1'oscillateur 1, et recueillie à la sortie du séparateur 2. Cette partie du montage est destinée à engendrer une fréquence F2 qui comporte, en plus de la fréquence PN variable par pas P de valeur élevée, un incrément de fréquence Fo + comportant une partie variable E et, éventuellement, une partie fixe Fo. La solution connue la plus simple, pour obtenir une telle fréquence, consiste à appliquer les fréquences NP et Fo + 8 à un modulateur et à recueillir le battement soustractif. On sait en effet engendrer Fo + 6 au moyen dtune chaîne itérative classique de synthèse de fréquence, et NP au moyen dtune simple boucle de verrouillage de phase. Toutefois, cette solution simple présente des inconvénients graves. Tout dtabord, pour que le modulateur travaille dans de bonnes conditions, il faut que les deux fréquences porteuses correspondant respectivement aux variations grandes et aux petits incréments, soient au moins trois fois plus élevées que la fré tquence de sortie F2, ce qui conduit, pour ces porteuses, à des fréquences très élevées si la fréquence F2 désirée est élevée. La réalisation des compteurs-diviseurs programmés de la boucle de verrouillage de phase est alors très difficile, le rapport N devant être très élevé, le bruit de phase à la sortie de ladite boucle étant multiplié par le rapport N, il prend une valeur considérable. Une solution connue plus raffinée consiste à insérer, dans une boucle classique de verrouillage de phase, un mélangeur soustractif placé entre ltoscillateur et le compteur-diviseur programmé, et recevant, d'une part la fréquence de sortie NP de 1'oscillateur, dtautre part l'incrément de la fréquence Fo + 8 Ce mélangeur soustractif sort la fréquence NP, laquelle, après division par N, est comparée à une fréquence étalon P dans le comparateur de phase de la boucle, pour asservir loscillateur sur la fréquence NP + Fo + 6 désirée. Toutefois, si le comparateur ntest pas parfait, il est susceptible d'appliquer à ltoscillateur un spectre de fréquences parasites de la forme kP, k étant un entier. Or, la fréquence désirée de ltoscillateur est de la forme (N + Nt)P + 6 , car Fo est généralement choisi multiple de P, de façon que la fréquence de sortie soit ronde pour g = O, (N + Nt) P colncid t avec l'une des raies du spectre kP, si bien que ltoscillateur staccrochera sur cette raie, distante de & de la fréquence désirée. En réalité, le phénomène est plus complexe et, par raison de symétrie, l'on aura deux raies parasites distantes de - g de la fréquence désirée et encadrant celle-ci.Les raies parasites, pratiquement impossibles à éliminer, seront d'autant plus importantes que sera plus faible. (I1 est connu en effet qutun oscillateur modulé en fréquence avec une fréquence de modulation engendre un bruit de phase correspondant à un déphasage qui tend vers ltin- fini lorsque # tend vers zéro). Ltinvention se propose de supprimer ces inconvénients des avantages connus. On a déjà vu que, grâce à l'utilisation dtune triple boucle d'asservissement, la fréquence PN disponible à la sortie du séparateur 2 ntest pas entachée dtun bruit de phase notable. Suivant ltinvention, un second oscillateur 2 est amené à fonctionner, par la partie du montage décrite ci-dessus, à une fréquence voisine de NP + Fo + é , en utilisant, pendant la phase dtapproche, la tension de commande fournie par la première boucle au premier oscillateur. On voit en effet que la tension issue du comparateur de phase 7 est appliquée à une électrode d'une diode à capacité variable 2a que comporte le circuit de ltoscillateur 2, à travers un transistor à effet de champ 15, Ce dernier est débloqué pendant la durée de mise en service de la première boucle par le signal issu du circuit 10 et transmis par une porte OU 16. Un condensateur 17 met en mémoire la tension alors fournie par le comparateur 7. Le circuit de l'oscillateur 2 est calculé pour que cette tension, appliquée à la diode 2a, détermine une fréquence dtoscillation voisine de NP + Fo + # . I1 comporte évidemment, à cet effet, un organe de réglage (non figuré) permettant de faire varier ltin- crément 6 Il est évident que cette approche analogique de la fréquence n'est pas suffisamment précise. Ctest pourquoi lton effectue le mélange soustractif, dans un mélangeur 18, de la fréquence de sortie de ltoscillateur 2 (transmise par un séparateur 19) et de la fréquence de sortie de ltoscillateur 1 (transmise par le séparateur 2). Le battement résultant Fo + +a, après filtrage dans un filtre passe-bande 20, est appliqué à un troisième comparateur 21, du type comparateur de phase, où il est comparé à une fréquence Fo + , fournie par une chaîne de synthèse à itération classique. Le signal proportionnel au déphasage ss issu du comparateur 21 est appliqué à l'autre électrode de la diode 2a, ce qui constitue une quatrième boucle d'asservissement du montage, laquelle a pour effet dtannuler a . Cette quatrième boucle reste en service même lorsque la première est inhibée, puisqutelle se stabilise après que ltapproche simultanée de fréquence des deux oscillateurs a été effectuée. La fréquence exacte NP + Fo + est alors recueillie à la sortie dtun séparateur 22. I1 convient de souligner que, l'incrément de fréquence Fo + étant beaucoup plus petit que NP, le filtrage du battement issu du mélangeur 18 ne présente aucune difficulté. Une fois rapproche de fréquence terminée, la deuxième et la quatrième boucles sont en service, la première étant inhibée. Il est préférable de supprimer le bruit résiduel de la quatrième boucle, comme on lta fait pour celui de la seconde, au moyen dtun amplificateur à transconductance négative 23, en parallèle sur la diode à capacité variable 2a. L'amplificateur 23 fonctionne de la même manière que ltamplificateur 14 et constitue une cinquième boucle dtasservissement. Dans le cas où, par suite dtune coupure brève de courant, ou d'une tension parasite, la quatrième boucle cesse de fonctionner correctement, il convient de refaire rapproche de fréquence, donc de remettre en service la première boucle et la commande drappro- che de fréquence de ltoscillateur 2. A cet effet, un circuit 24 inhibe alors le comparateur 11, tandis qutil débloque les transistors à effet de champ 9 et 15 (par l'intermédiaire de la porte OU 16). Ce circuit peut être constitué par un simple comparateur de fréquence ou par un organe quelconque apte à détecter un battement. Un organe de signalisation 25, branché à la sortie de la porte 16, indique que le montage a atteint ou non sa phase de fonctionnement stable. A titre dtexemple numérique, pour engendrer une fréquence F comprise entre 108 et 118 MHz, on prendra par exemple Fo = 20 MHz, - z - par incrementa - et variable/de O à 1 MHz, si bien que F1 devra varier de 88 à 97 MHz. Si n = 10, le diviseur 6 devra alors avoir un rapport programmable entre les valeurs 88 et 97, et la fréquence étalon P définissant le pas sera 1 MHz. Dtune façon générale, l'incrément variable déterminé par la quatrième boucle pourra varier, suivant les applications envisagées, soit de manière à engendrer un "offset" de fréquence, ctest-à-dire un faible décalage, positif ou négatif, par exemple de f 50 KHz, dans l'application du montage à la réalisation d'un synthétiseur de télévision, soit de manière à couvrir la totalité dtune gamme déterminée, pour réaliser un synthétiseur dtusage général. I1 convient de faire observer qu'à un montage unique comportant le premier oscillateur et les trois premières boucles d'asservissement, on pourrait associer plusieurs oscillateurs 2 comportant chacun une quatrième et une cinquième boucle. Ltapproche de fréquence de chacun de ces oscillateurs 2 serait alors commandée par le comparateur 7 comme on lta indiqué ci-dessus, mais sur des valeurs différentes PN + Fr + 6 , PN + Fo + #, etc., déterminées o o par un calcul convenable de leurs circuits. Cette solution est intéressante notamment pour réaliser un synthétiseur du type "bande latérale unique", qui doit engendrer des couples de fréquences. Par ailleurs, dans certaines applications, le montage pourra être simplifié par suppression de certaines des boucles, par exemple celles qui donnent ltaffinage de fréquence des oscillateurs (deuxième et quatrième boucles), ou celles qui réduisent les tensions résiduelles (troisième et cinquième boucles). Le circuit de sécurité 24 pourrait également être supprimé. Toutefois, seul le montage comportant les cinq boucles permet drobtenir un résultat entièrement satisfaisant dans tous les cas. Bien que lton ait pris, dans la description ci-dessus, F2 supérieur à F1, l1on pourrait évidemment faire l'inverse. REVENDICATIONS 1. Générateur de signaux électriques à fréquence variable, comportant un multiple entier dtun pas de fréquence et un incrément, ledit générateur comprenant un premier oscillateur asservi de manière à engendrer ledit multiple entier, caractérisé par un second oscillateur et par des moyens dtutiliser la tension de commande qui asservit la fréquence du premier oscillateur pour imposer au second une fréquence décalée de la première d'une valeur grossièrement égale à l'incrément. 2. Générateur de signaux électriques suivant la revendication 1, caractérisé par une première boucle de verrouillage de phase munie dtun diviseur de fréquence programmable, une seconde boucle de verrouillage de phase comportant un comparateur ' de phase auquel on applique > dtune part la fréquence de sortie du premier oscillateur, d'autre part le pas de fréquence et ses harmoniques, des moyens inhiber la seconde boucle pendant que la première effectue une approche numérique de la fréquence du premier oscillateur et dtinhiber la première boucle, tout en autorisant la mise en service de la seconde, dès que cette approche est terminée, et une quatrième boucle de verrouillage de phase comportant un comparateur auquel on applique, dune part, ltincrément, dtautre part, la différence des fréquences de sortie des deux oscillateurs. 3. Générateur de signaux électriques suivant la revendication 2, caractérisé par une troisième boucle d'asservissement, autorisée en même temps que la seconde, mettant en oeuvre le comparateur de celle-ci et comportant en outre un amplificateur de la tension de sortie dudit comparateur, ledit amplificateur ayant pour fonction de caler ladite tension de sortie sur la valeur zéro, et par une cinquième boucle d'asservissement, fonctionnant en même temps que la quatrième, mettant en oeuvre le comparateur que comporte celleci, et comprenant en outre un amplificateur de la tension de sortie dudit comparateur, ledit comparateur ayant pour fonction de caler ladite tension de sortie sur la valeur zéro. 4. Générateur de signaux électriques suivant la revendication 2 ou 3, caractérisé en ce que lesdits moyens comprennent un transistor à effet de champ monté en interrupteur, reliant la sortie du comparateur de phase de la première boucle à un organe de commande de la fréquence du premier oscillateur, et un condensateur connecté entre ledit transistor à effet de champ et ledit organe, servant à la mise en mémoire de la tension de sortie dudit comparateur. 5. Générateur de signaux électriques suivant la revendication 2 ou 3, caractérisé par des moyens de détecter la présence dtun battement aux bornes du comparateur de la quatrième boucle, et de mettre la première boucle en service en ltabsence d'un tel battement. 6. Générateur de signaux électriques suivant la revendication 2 ou 3, caractérisé en ce qu?il comporte au moins un oscillateur sup plémentaire, monté de la même façon que le second oscillateur, mais asservi sur une fréquence ayant le même pas et un incrément différent.