La présente invention concerne un dispositif d'acquisition et de traitement de signaux électriques. notamment de signaux électrocardiographiques qui caractérisent l'activité électrique cardiaque, notamment pour équiper des appareils de surveillance ou moniteurs de ltétat d'un malade, utilisables dans les services hospitaliers de soins intensifs, par exemple. L'utilisation de potentiels bio-électriques prélevés à l'aide d'au moins trois électrodes appliquées à différents endroits du corps ou du thorax d'un être vivant (humain ou animal), leur amplification et visualisation par enregistrement sur bande ou sur l'écran d'un oscilloscope, leur traitement afin d'en mesurer la fréquence de répétition, pour le diagnostic ou la surveillance continue du fonctionnement cardiaque, sont bien connus dans la profession médicale depuis de nombreuses années. Dans le brevet français NO. 1.498.497 demandé le 2 août 1966 au nom de THOMSON-MEDICAL, il a été proposé d'utiliser, pour équiper l'étage d'entrée d'un préamplificateur de signaux électrocardiographiques, un amplificateur différentiel équipé de deux transistors à effet de champ à jonction ou à grilles non-isolées qui sont respectivement reliées à deux électrodes, leurs sources étant réunies ensemble et par une résistance commune à l'un des pôles d'une alimentation en tension continue et leurs drains étant respectivement réunis par des résistances de charge à l'autre pôle de cette alimentation. Dans le brevet français NO. 1.564.695 demandé le 20 février 1968 au nom de THOMSON MEDICAL-TELCO, on a décrit un dispositif de protection contre les surtensions (engendrées par un défibrillateur ou un bistouri électrique, par exemple) à faible courant de fuite, qui comprend des résistances de plusieurs kiloohms respectivement insérées en série entre les électrodes de prélèvement et les grilles des transistors à effet de champ qui sont respectivement réunies à la masse par deux résistances de plusieurs mégohms. et quatre autres transistors à effet de champ à jonction dont deux ont leurs grilles non-isolées et deux autres leurs sources respectivement reliées aux grilles des deux transistors amplificateurs, les sources des uns et les grilles non-isolées des autres étant respectivement reliées à la masse à laquelle est également reliée la troisième électrode, dite de référence. Les normes de sécurité actuellement en vigueur exigent que le patient soit isolé de la masse, dite chaude, du réseau alternatif. Ceci peut évidemment être obtenu pour des appareils à transistors, par exemple, en les alimentant en tensions continues à l'aide d'alimentations à découpage munis de transformateurs d'isolement (appelées dans la littérature anglow américaine "isolated switch-mode power supplies"), couramment utilisées pour alimenter des récepteurs de télévision, par exemple. Toutefois, un appareil de ce genre avec son dispositif d'enregistrement a une consommation d'énergie élevée et un volume câblé important qui est susceptible de couplage au réseau et, de ce fait, ne semble pas procurer une protection et une séparation du réseau suffisantes. Dans le brevet des Etats-Unis d'Amérique N0. 3.946.324 de L.R. SMITH cédé à ANALOG DEVICES, INC., délivré le 23 mars 1976 (ainsi que dans le catalogue de cette société datant de l'année 1975), on a décrit un amplificateur dit d'isolement - (appelé "isolation amplifier" dans la littérature anglo-américaine) dont la partie d'entrée qui comprend deux étages de préamplification différentielle en cascade, un modulateur et des montages redresseurs qui alimentent ceux-ci, montés ensemble à l'intérieur d'un bottier formant écran et qui est galvaniquement isolée ou flottante par rapport au reste de l'appareil (et au réseau).L'appareil dit à entrée flottante comporte à cet effet deux transformateurs d'isolement assurant respectivement l'alimentation en énergie et la transmission du signal à l'aide d'une porteuse modulée, sans liaison conductive. Le premier transformateur comporte un enroulement primaire alimenté par un oscillateur et un enroulement secondaire alimentant respectivement les montages redresseurs (filtrés) et l'entrée de porteuse du modulateur. Le second transformateur comporte un enroulement primaire alimenté par la sortie du modulateur et un enroulement secondaire alimentant un démodulateur qui doit être synchrone, c'est-à-dire recevoir la porteuse de l'oscillateur, lorsque le modulateur est équilibré. Du fait que le malade peut bouger ou transpirer, l'impédance ou le potentiel électrochimique de contact entre chacune des électrodes et le patient est susceptible de subir des variations avec le temps qui peuvent altérer la qualité du prélèvement des bio-potentiels, car des potentiels parasites peuvent alors être appliqués à l'entrée de l'amplificateur différentiel en mode différentiel jusqu provoquer la saturation de l'un des étages et, par conséquent, l'arrêt de la surveillance. Le dispositif d'acquisition de tels signaux applicable à un moniteur devra, par consé- quent, être muni d'un dispositif de signalisation de la qualité des électrodes. Dans le brevet des Etats-Unis d'Amérique N . 3.559.193 de SAVAGLIO, WOODS et PACELA, cédé à BECKMAN, INSTRUMENTS, INC. et délivré le 26 janvier 1971, il a été proposé d'utiliser la détection du signal de mode commun de sortie d'un amplificateur différentiel, son application à un dispositif à seuil qui indique par un changement d'état le dépassement de celui-ci et qui commande un système d'alarme, notamment dans un moniteur électronique de bio-potentiels, pour signaler le décollement d'une électrode. Le dispositif d'acquisition et de traitement de signaux électrocardiographiques, objet de la présente invention, comprend un préamplificateur à entrée flottante perfectionné, ne nécessitant qu'une voie unique de couplage entre les étages d'entrée flottants et le reste du dispositif, à l'aide d'un transformateur d'isolement unique assurant l'alimentation de la partie flottante ainsi que la transmission du signal de celle-ci vers les étages de sortie du préamplificateur, réduisant de ce fait le couplage capacitif entre les parties flottante et non-#flottante de celui-ci. Un autre objet de la présente invention -est constitué par un dispositif d'acquisition et de traitement de signaux électrocardiographiques comprenant un dispositif perfectionné de protection des entrées patient et de signalisation de la qualité des électrodes (de leur contact avec le patient) permettant non seulement de signaler leur détachement complet impliquant une interruption totale de la surveillance, mais déjà une détérioration partielle de la qualité de leur contact avec la peau qui engendre à l'entrée un signal continu en mode différentiel, sans toutefois saturer le moniteur. La présente invention a également pour objet un dispositif d'acquisi- tion et de traitement de signaux électrocardiographiques permettant d'établir la valeur de leur fréquence de répétition, de fournir des signaux d'alarme lorsque celle ci dépasse des limites inférieure ou supérieure préréglées et d'éliminer du comptage des signaux parasites dûs notamment à des stimulateurs électriques cardiaques (appelés "pacemakers" dans la littérature anglo-américaine). Suivant l'invention, un dispositif d'acquisition et de traitement de signaux, notamment électrocardiographiques prélevés à l'aide de deux électrodes placées sur le thorax du patient, équipé d'un préamplificateur d'isolement comprenant en étages d'entrée galvaniquement isolés de ses étages de sortie dont la masse est couplée à l'une des bornes du réseau alternatif, les étages d'entrée comprenant en sortie un premier amplificateur opérationnel intégré alimenté en tensions continues de polarités opposées obtenues au. moyen d'un montage redresseur dont les bornes d'entrée sont alimentés en tension alternative par celles d'un enroulement tertiaire isolé d'un transformateur d'isolement monté avec les étages de sortie et dont les autres enroulements font partie d'un convertisseur statique continu-alternatif auto-oscillant qui est alimenté à l'aide de deux régulateurs de tension, les étages de sortie comportant, en outre, un second amplificateur opérationnel intégré dont la sortie alimente celle du préamplificateur, est principalement caractérisé par le fait que le premier amplificateur opérationnel est connecté de façon à constituer un convertisseur tension-courant avec sa sortie réunie par une résistance de charge à l'une des bornes de sortie du redresseur afin d'en tirer un courant de repos notable variant en fonction du signal d'entrée, par le fait que le second amplificateur opérationnel est connecté de façon à constituer un convertisseur courant-tension avec son entrée inverseuse reliée, d'une part, à sa sortie par l'intermédiaire d'une résistance de contre-réaction réglable déterminant le gain et un taux de contre-réaction élevé et, d'autre part, à celle des entrées d'alimentation du convertisseur statique qui est reliée à la sortie de l'un des régulateurs de tension au moyen d'une résistance de ballast réglable de façon à rendre la tension appliquée à cette entrée d'alimentation égale à celle appliquée à l'entrée non-inverseuse du second amplificateur, reliée à la masse, lorsque la résistance de charge est traversée par le courant de repos correspondant à un signal nul. L'invention sera mieux comprise et d'autres de ses caractéristiques et avantages ressortiront de la lecture de la description qui suit et des dessins annexés s'y rapportant, sur lesquels: - la figure 1 est le schéma de - principe simplifié du mode de réalisation préféré d'un préamplificateur d'isolement formant les étages d'entrée du dispositif suivant l'invention ; et - les figures 2A et 2B sont des schémas de principe simplifiés d'un mode de réalisation des étages d'amplification et de traitement des signaux fournis par le circuit de la figure 1. Sur la figure 1, on a représenté en 1, 2 et 3, trois électrodes devant être placées, de façon classique, en contact intime avec la peau du thorax du malade (à l'aide d'un gel conducteur, par exemple) à trois endroits différents de celui-ci pour en prélever la différence de potentiel bioélectrique entre deux des électrodes, qui est de basse fréquence et qui est caractéristique de l'activité électrique cardiaque, dits signaux électrocardiographiques, la troisième électrode fournissant le potentiel de référence. Ces trois électrodes 1, 2 et 3 sont respectivement reliées par trois cables 4, 5 et 6, de préférence blindés et comprenant éventuellement de résistances de protection (de quelques kiloohms) en série, à trois entrées 11, 12 et 13, formées par des passages électriquement isolés, des étages d'entrée flottants 10 d'un préamplificateur d'isolement 9. Ces trois entrées 11, 12 et 13 sont respectivement reliées à des premières électrodes de trois éclateurs ou tubes à décharge gazeuse (néon) 14, 15 et 16 présentant des tensions d'amorçage prédéterminées (de plusieurs dizaines de volts, par exemple), permettant de protéger les circuits d'entrée en cas de défibrillation, tout en assurant de très faibles courant de fuite, et dont les secondes électrodes sont reliées à la masse flottante 17.Ces entrées 11, 12 et 13 sont également reliées à trois entrées d'un commutateur 18 qui permet de permuter les connections entre ses trois entrées et ses trois sorties. Deux des sorties du commutateur 18 sont respectivement réunies par deux résistances de protection 19 et 20 (de quelques centaines de kiloohms) à deux grilles de deux transistors à effet de champ à jonction et à canal du type N 21 et 22, montés en amplificateur différentiel du type à couplage par les sources, qui constitue l'étage d'entrée de la partie flottante ou isolée 10 du préamplificateur 9. La troisième sortie 180 du commutateur 18 est reliée à travers une résistance 23 (d'une dizaine de kiloohms ou plus) à la sortie d'un amplificateur opérationnel intégré 24, alimenté par le signal de sortie en mode commun de l'étage différentiel d'entrée comprenant les transistors 21 et 22 et alimentant l'électrode de référence de façon à assurer une contreréaction à travers celle-ci afin d'augmenter le taux de réjection du mode commun, notamment alternatif, de cet étage différentiel. Les drains des transistors à effet de champs 21 et 22 sont respectives ment réunis, par l'intermédiaire de deux résistances 25 et 26 (comprises entre 10 et 20 kiloohms, par exemple), au pôle positif 27 d'une alimentation en tensions continues autonome et électriquement isolée (flottante), qui sera décrite plus loin. Les sources de ces transistors 21 et 22 sont respectivement réunies, par l'intermédiaire de deux résistances 28 et 29 (de l'ordre de 10 kiloohms), à une borne de connection 30 qui est reliée, d'une part, à l'entrée inverseuse de l'amplificateur opérationnel 24 et, d'autre part par l'intermédiaire d'une résistance 31 (de l'ordre de 20 kiloohms, par exemple), aux bornes de laquelle apparaît le signal de mode commun, au pôle négatif 32 de l'alimentation précitée. Les grilles des transistors à effet de champ 21, 22 sont respectivement protégées contre des surtensions, suivant l'enseignement du brevet français NO. 1.564.695, chacune à l'aide de deux transitors à effet de champ, à jonction et à canal N, désignés par 33, 34, 35 et 36. Ceux des transistors de protection 33, 35 dont les grilles sont respectivement reliées à celles des transistors d'entrée 21, 22, ont ici leurs sources reliées non pas à la masse, mais au pôle positif 27 de l'alimentation continue, tandis que ceux 34, 36 dont les sources sont reliées à ces grilles, ont leurs grilles reliées au pôle négatif 32 de cette alimentation, leurs drains n'étant pas connectés. La sortie du premier amplificateur opérationnel inverseur 24 que l'on peut appeler étage d'attaque de la masse flottante (dit "ground driver" dans la littérature anglo-américaine), est réunie, d'une part, à son entrée inverseuse à travers un montage de contre-réaction composé d'une résistance 37 et d'un condensateur 38 en série et, d'autre part, à la masse flottante 17 par deux diodes Zener 39, 40 montées en série avec des polarités opposées, de façon à la protéger contre des surtensions dûes à la défibrillation et à limiter la tension de sortie appliquée à l'électrode de référence à la valeur de la tension de Zener des deux diodes 39, 40, L' entrée non-inverseuse de cet amplificateur 24 est reliée à la masse flottante 17 de sorte que sa tension de sortie est fonction de la différence entre le potentiel de mode commun de l'étage d'entrée différentiel sur la borne 30 et le potentiel de masse et, du fait que la voie du signal de mode commun forme une boucle de contre-réaction qui se referme à travers le corps du patient (non représenté) portant les électrodes 1-à 3, le potentiel de celui-ci déterminée par l'électrode de référence suivra la composante alternative du signal de mode commun dont la composante continue sera sensiblement nulle par rapport à la masse flottante 17.Cette boucle de mode commun comprenant le premier amplificateur opérationnel 24 permet d'imposer une tension nulle sur son entrée inverseuse et donc sur la borne 30, par rapport à la masse flottante 17 et par conséquent un courant constant dans la résistance 31 pour l'étage d'entrée différentiel. Les drains des transistors à effet de champ 21 et 22 constituant les sorties de l'étage d'entrée différentiel sont respectivement reliés aux entrées inverseuse et non-inverseuse d'un second amplificateur opérationnel intégré 41 dont la sortie est réunie, par l'intermédiaire d'une résistance de charge 42, à la borne d'alimentation négative 32. Un tel ensemble composé d'un amplificateur différentiel à deux transistors 21, 22 et d'un amplifica teur opérationnel 41 en cascade a été décrit, sous la dénomination d'amplificateur d'instrumentation, aux pages 32 et 33 de l'ouvrage de GRAEME intitulé "DESIGNING WITH OPERATIONAL AMPLIFIERS", publié par Mc GRAW-HILL BOOK COMPANY en 1977. La sortie du second amplificateur opérationnel 41 est d'autre part réunie, par l'intermédiaire d'une résistance de contre-réaction 43 (de plusieurs centaines de kiloohms) et du canal réunissant la source et le drain du premier transistor 21 de l'étage d'entrée, à son entrée inverseuse, de façon à former une boucle de contre-réaction qui est commune aux deux étages différentiels eh cascade. La source du second transistor 22 qui est réunie à travers le canal de celui-ci à l'entrée non-inverseuse du second amplificateur 41, est réunie par ailleurs, par l'intermédiaire d'une résistance d'équilibrage 44 de même valeur que la résistance de contre-réaction 43, à la masse flottante 17. Les deux sorties du commutateur 18 qui sont respectivement couplées aux grilles des transistors 21, 22 de l'étage d'entrée sont réunies ensemble par l'intermédiaire d'une résistance 45 de valeur très élevée (10 mégohms) qui, fixe l'impédance d'entrée élevée des étages d'entrée flottants 10 du préamplificateur 9. D'autre part, ces deux sorties du commutateur 18 sont respective- ment réunies, par l'intermédiaire de deux résistances 46, 47 de valeur de l'ordre de dix fois plus élevée que celle' de la résistance 45, au point milieu d'un diviseur de tension résistif composé de deux résistances 48. 49 en série, connectées entre la borne d'alimentation négative 32 et la masse flottante 17, afin de permettre de détecter par une polarisation négative accrue de l'une au moins des grilles des transistors 21, 22 de l'étage d'entrée, la détérioration de la qualité du contact des électrodes avec la peau, avant leur détachement complet qui entraîne l'arrêt complet de la surveillance.Cette polarisation négative accrue de la grille de l'un des transistors 21, 22 a pour effet de réduire les courants drain et source de celui-ci de sorte que l'augmentation de sa tension de drain peut amener le second amplificateur opérationnel 41 jusqu'à la saturation. Lorsque le défaut d'électrode provient de la liaison de référence alimentée par le premier amplificateur opérationnel 24, le corps du patient ainsi que les deux grilles des transistors 21 22 sont amenés en mode commun au potentiel négatif fourni par le point milieu du diviseur 48, 49 à travers les résistances élevées 46, 47 de façon à provoquer leur blocage simultané qui a pour effet l'application de tensions positives en mode commun aux entrées du second amplificateur opérationnel 41. Un transitor bipolaire à jonctions 50 du type NPN est relié par son collecteur au point commun de la résistance 25, du drain du premier transistor à effet de champ 21 et de l'entrée inverseuse du second amplificateur 41, par son émetteur à la borne 30 et par sa base à la masse flottante 17, de façon à être normalement bloqué, lorsque les transistors 21 et 22 sont conducteurs. Lorsque les transistors à effet de champ 21, 22 se bloquent, les chutes de tension aux bornes des résistances 25, 28, 26, 29 et 31 diminuent de façon à rendre la borne commune 30 suffisamment négative par rapport à la masse flottante 17 pour que le transistor bipolaire 50 devienne saturé. Ceci entraîne l'apparition d'un, fort déséquilibre entre les deux tensions d'entrée du second amplificateur opérationnel 41 qui est ainsi également amené à la saturation, afin de fournir un signal d'alarme de défaut de l'électrode de référence. L'alimentation des étages d'entrée flottants 10 du préamplificateur 9 par deux tensions continues de polarités opposées et sensiblement de même valeur absolue par rapport à la masse flottante 17, est effectuée au moyen d'un redresseur à quatre diodes en pont 51 dont les bornes de sortie, constituées respectivement par les jonctions des cathodes de deux diodes et des anodes de deux autres diodes, sont respectivement reliées aux bornes d'alimentation positive 27 et négative 32 susmentionnées qui sont respectivement réunies à la masse flottante 17 par des condensateurs de filtrage 52 et 53. Ce pont redresseur 51 est alimenté sur ses bornes d'entrée, constituées par deux jonctions de la-cathode d'une diode avec l'anode d'une autre, qui sont reliées, par l'intermédiaire de deux passages isolés 54, 55, de deux conducteurs 56, 57 et de deux autres passages isolés 61, 62, aux bornes d'un enroulement tertiaire 71 d'un transformateur d'isolement 70. Cet enroulement tertiaire 71 comporte une prise médiane 72 qui est reliée, par l'intermédiaire d'un passage isolé 63, d'un conducteur 58 et d'un autre passage isolé 59, à la masse flottante 17 des étages d'entrée 10 du préamplificateur 9, ce qui permet de fournir deux tensions d'alimentation sensiblement symétriques, c'est-à-dire de polarités opposées et de meme niveau par rapport à cette masse 17. Les traversées ou passages isolés 11, 12, 13, 54, 55 et 59 sont montés sur la paroi d'un blindage 100 en forme de boîtier métallique fermé qui contient les étages d'entrée 10 ainsi que leur alimentation 51 flottants et qui est également relié à la masse flottante 17. Le boîtier 100 est monté de façon isolée par rapport à un second blindage 101, de préférence, au moins partiellement à l'intérieur de celui-ci, contenant les étages de sortie 60 du préamplificateur 9, qui ne sont pas isolés de la masse de l'appareil 64, couplée au réseau alternatif. Le transformateur d'isolement70, dont les enroulements sont de préférence enrobé d'une résine isolante, thermodurcissable formant un bloc qui est emmanché sur la jambe centrale d'un circuit magnétique en forme de pot 73, comporte, en outre, un enroulement primaire 74 et un enroule ment secondaire 75, respectivement munis de prises médianes 76 et 77. Les bornes de l'enroulement primaire sont respectivement reliées aux collecteurs de deux transistors bipolaires de type NPN 80 et 81 dont les bases sont reliées aux bornes de l'enroulement secondaire 75, dit de réaction, de façon à former un oscillateur auto-excité.Les émetteurs des transistors 80, 81 sont reliés ensemble et leur jonction, constituant l'une des entrées d'alimentation de l'oscillateur, est reliée à la borne de sortie d'un régulateur de tension négative 83 alimenté par une entrée de tension d'alimentation négative 84. La prise médiane 76 de l'enroulement primaire 74, constituant l'autre entrée d'alimentation de l'oscillateur, est réunie, par une résistance de ballast 85 réglable, à la borne de. sortie d'un régulateur de tension positive 86 alimenté par une entrée de tension d'alimentation positive 87.La jonction 88 de la résistance de ballast 85 avec la puise médiane 76 est réunie par une résistance de polarisation fixe (de quelques kiloohms) 89 à la prise médiane 77 de l'enroulement secondaire 75, qui est par ailleurs réunie à la masse de l'appareil 64 à l'aide d'un condensateur 90 (de l'ordre du microfarad, par exemple) en procurant aux bases des transistors 80, 81 une polarisation positive par rapport à leurs émetteurs respectivement à travers les deux moitiés de ltenroulement secondaire 75. Le circuit comprenant les transistors 80, 81 et les enroulements 74, 75 et 71 du transformateur 70 forme un convertisseur continu-alternatif ou onduleur auto-oscillant qui convertit sa tension continue d'alimentation appliquée entre la prise médiane 76 de l'enroulement primaire 74 et la jonction des émetteurs de transistors 80, 81, -en une tension alternative présentant de préférence une forme d'onde rectangulaire ou carrée, d'amplitude crête-à-crête sensiblement égale au double de cette tension d'alimentation. Cette tension alternative est transmise par l'enroulement tertiaire 71 dit d'isolement, au redresseur 51 alimentant les étages flottants 10 du préamplificateur d'isolement 9. La fréquence d'oscillation de cet onduleur est, de préférence, supérieure à 100 kHz. Il est à noter ici que cet onduleur peut être constitué par d'autres circuits convertisseurs statiques ou de découpage à transformateur d'isolement en sortie, auto-oscilbants classiques ou par un oscillateur et un étage d'attaque de puissance en cascade, l'étage d'attaque ayant un transformateur d'isolement dans son circuit de charge. Contrairement à l'état- actuel de la technique, représenté par le brevet américain de SMITH, le préamplificateur 9 de la figure 1, suivant l'invention, ne comporte ni modulateur dans sa partie flottante, ni démodulateur dans sa partie couplée au réseau, ni second transformateur assurant la transmission du signal électrocardiographique entre les deux parties tout en les isolant l'une de l'autre. Suivant la présente invention, on utilise un transformateur d'isole~ ment 70 unique pour assurer et Palirnentation des étages d'entrée' flottants 10 et la transmission du signal électrocardiographique amplifié par ceux-ci. Ceci est rendu possible par le fait que l'on utilise le second amplificateur opérationnel 41 en tant que convertisseur tension-courant du fait du branchement de la résistance de charge 42 entre sa sortie et la borne d'alimentation négative 32 de sorte qu'elle est parcourue par un courant important (de 6 milliampères au repos) variant en fonction du signal d'entrée, et par le fait que cette variation entraîne celle du courant alimentant l'onduleur ou convertisseur à travers la résistance de ballast 85, qui est mesuré à l'aide d'un convertisseur courant-tension fournissant le signal de sortie du préamplificateur 9 et décrit plus en détail dans ce qui suit. Des convertisseurs tension-courant et courant-tension utilisant des amplificateurs opérationnels intégrés sont classiques et décrits, par exemple, respectivement aux pages 225-229 et232-233 de l'ouvrage édité par TOBEY, GRAEME et HUELSMAN, intitulé "OPERATIONAL AMPLIFIERS" et publié par Mc GRAWHILL BOOK COMPANY en 1971. La résistance de ballast 85 réunissant la prise médiane 76 de l'enroulement primaire 74 du transformateur d'isolement à la sortie du régulateur de tension positif 86 est connectée en parallèle avec un condensateur 91 permettant de filtrer le signal haute-fréquence de l'onduleur et l'ondulation résiduelle du réseau, mais constituant pour le signal à la fréquence cardiaque une impédance beaucoup plus élevée.La jonction 88 de la résistance de ballast 85, de la prise médiane 76 et du condensateur 91 est reliée à entrée inverseuse d'un troisième amplificateur opérationnel intégré 92 dont l'entrée non-inverseuse est reliée à la masse 64 du dispositif et dont la sortie est reliée à son entrée inverseuse par une résistance de contre-réaction réglable 93 (corn?o:-,#"'. "une résistance fixez et d'une résistance variable en série).Cette jonction 88 est également réunie à la mas#e 64 par une résistance 9 Se fuite (d'une dizaine de Xiloohmsl et n condensaveur de filtrage supplémentsirt 93 (d'un d zlèsne de microfarad), en parallèle. L'amplificateur 92 se comporte comme un convertisseur couranttension pour le courant injecté dans son entrée inverseuse#qui, du fait de la forte contre-réaction, constitue une masse virtuelle (avec l'entrée noninverseuse à la masse). Il n'y aura donc pratiquement aucune variation de la tension à la jonction 88 qui sera asservie au potentiel de masse de façon à stabiliser l'alimentation du convertisseur continu-alternatif (ou onduleur) comprenant les transistors 80, 81 et le transformateur d'isolement 70. Toutefois, les variations du courant consommé par l'étage de sortie 41 des étages d'entrée flottants 10 entraînent des variations correspondants du courant consommé par l'onduleur qui devront alors parcourir la résistance de contreréaction 93 dans l'un ou dans l'autre sens, tandis que le courant à travers la résistance de ballast 85 réunisant la prise médiane 76 à la sortie du régulateur positif 86 reste stable du fait de la stabilité de la différence de potentiel à ses bornes (12 volts). Le courant provoquera aux bornes de la résistance de contreréaction 93 une chute de tension R93.î93 par rapport à la masse virtuelle et, par conséquent, également par rapport à la masse 64 de l'appareil, qui apparaît sur la sortie de l'amplificateur 92 reliée à la borne de sortie 96 de la partie non-flottante 60 du préamplificateur 9. Cette chute de tension R93.i93 parcourant la résistance 93 de la sortie vers l'entrée inverseuse de l'amplificateur 92, lorsque le courant i42 à travers la charge 42 de la partie flottante 10 augmente, et dans le sens contraire, lorsque ce courant i42 diminue par rapport à sa valeur de repos correspondant à un signal d'entrée nul, est proportionnelle à la valeur de la résistance-de contre-réaction réglable 93 que l'on utilise pour régler le gain du préamplificateur 9 (à 23 environ). La tension de sortie v96 présentera donc des valeurs positives-et négatives autour d'une valeur nulle qui doit être ajustée afin de correspondre à un signal d'entrée nul. Ce réglage du zéro est effectué avec le préamplificateur 9 mis sous tension et un signal nul appliquée aux entrées différentielles et de référence (par exemple, en les court-circuitant) de la partie flottante 10 pour que la résistance de charge 42 soit parcourue par son courant de repos (6 mA) ;on régle alors la valeur de la résistance de ballast 85 pour que la tension à la sortie 96 soit nulle. Ceci implique que la chute de tension aux bornes de la résitance réglable 85 avec la résistance de contre-réaction 93 déconnectée est égale à la tension de sortie du régulateur positif 86 et que la tension à la jonction 88 est nulle par rapport à la masse 64. Le réglage du gain du préamplificateur 9, c'est-à-dire de celui du troisième amplificateur opérationnel 92, est effectué en injectant soit un signal rectangulaire de 1 mV (20 Hz) sur les entrées (patient) de la partie flottante 10, soit un signal de test calibré à l'entrée inverseuse du troisième amplificateur 92 qui correspond au millivolt à l'entrée. La résistance de contre-réaction 95 est alors réglée pour donner 23 mV sur la sortie 96, par exemple. On remarquera également sur la figure 1 que la sortie du troisième amplificateur 92 est réunie, par l'intermédiaire d'un autre condensateur de filtrage 97, à la masse 64 qui elle est reliée à une borne de masse 98 assurant une liaison avec la masse du reste de l'appareil ou dispositif. il est à noter, d'autre part, qu'un circuit de protection 99 composé d'une résistance et d'un condensateur en série, réunit avantageusement les collecteurs des transistors 80 et 81 de l'onduleur afin de- les protéger contre des taux de montée excessifs de leurs tensions collecteur. Il est également à remarquer que l'on obtient un# effet équivalent en insérant la résistance de ballast 85 entre la jonction des émetteurs des transitors 80, 81 et la borne de sortie du régulateur de tension négatif 83 ou en équipant l'onduleur de transistors du type PNP qui nécessitent l'inversion du branchement des régulateurs 83, 86. En résumé, il est possible d'utiliser des convertisseurs statiques de type quelconque avec l'une de leurs entrées d'alimentation directement alimentée en tension régulée, pendant que leur autre entrée d'alimentation qui est alimentée à travers une résistance de ballast, est reliée à l'entrée d'un convertisseur courant-tension ayant pour effet de stabiliser la tension et de fournir sur sa sortie une tension alternative proportionnelle à la variation du courant consommé par le convertisseur. Lorsque le préamplificateur d'isolement 9 est utilisé, comme il a été décrit ci-dessus, pour prélever des bio-potentiels à l'aide d'électrodes mises en contact avec le patient, celui-ci peut devenir chargé électrostatiquement à un potentiel de plusieurs milliers de volts par rapport à la terre du réseau alternatif (neutre), pouvant dépasser le pouvoir d'isolement du transformateur 70 et occasionner des courants de décharge importants entre la masse flottante 17 et celle couplée au réseau 64, qui peuvent endommager l'appareil.Ces charges électrostatiques peuvent être éliminées en réunissant la masse flottante 17 à celle 64 du reste de l'appareil au moyen d'un montage comprenant un éclateur ou lampé à décharge gazeuse 7 présentant une tension d'amorçage élevée (de plusieurs centaines de volts, par exemple) et une résistance 8 très élevée (de plusieurs centaines de mégohms, par exemple), en parallèle. La figure 2A représente la partie d'entrée de la channe d'amplification et de traitement du signal électrocardiographique fourni par la sortie 96 du préamplificateur d'isolement 9 de la figure 1. Cette sortie 96 alimente l'entrée de signal 102 de la partie d'entrée 103 qui comporte également des entrées d'alimentation positive 104, négative 105 et de masse 106, cette dernière étant reliée à la masse 109 du dispositif, couplée au réseau alternatif. L'entrée de signal 102 alimente celle 111 d'un premier étage d'amplification à couplage alternatif 110 comportant deux amplificateurs opéra. tionnels intégrés 112 et 113 dont le second 113 qui forme un circuit du type passe-bas, est inséré dans la voie de contre-réaction du premier 112 de manière à obtenir la coupure de la composante continue sans nécessiter des condensateurs de couplage insérés en série dans la voie du signal électrocardiographique comme c'est le cas dans le brevet français N . 1.533.419 demandé le 8 8 juin 1967 au nom de THOMSON MEDICAL. L'entrée 111 de l'amplificateur à couplage alternatif 110 est réunie au moyen d'une première résistance 114 à l'entrée non-inverseuse du premier amplificateur 112, qui est en outre couplée à la masse 109 au moyen d'un premier condensateur 115 (de l'ordre d'une dizaine de nanofarads). La sortie 116 du premier amplificateur 112 est réunie au moyenne'un second condensateur 117 (de quelques centaines de picofarads) à son entrée inverseuse qui est également réunie à la masse 109 par l'intermédiaire d'une seconde résistance 118, les éléments 117 et 118 formant ensemble une première voie de contre-réaction sélective du type passe-haut, de sorte que l'ensemble 112-118 forme un amplificateur non-inverseur du type passe-bas ou intégrateur.La fréquence de coupure haute (de l'ordre de 100 Hz) de l'amplificateur 110 est donc déterminée par la constante de temps R1 l 8. C117 le filtre passe-bas d'entrée R114 C présentant une fréquence de coupure plus élevée (1 kHz). Une seconde voie de contre-réaction sélective du type passe-bas est connectée entre la sortie 116 et l'entrée inverseuse du premier amplificateur 112. Cette seconde voie comprend le second-amplificateur 113 dont l'entrée non-inverseuse est reliée au point milieu d'un premier diviseur de tension résistif composé d'une troisième 119 et d'une quatrième 120 résistances en série, et connecté entre cette sortie 116 et la masse 109. La sortie 121 du second amplificateur 113 est réunie au moyen d'un troisième condensateur 122 (d'un ou de quelques dizièmes de microfarad) à son entrée inverseuse qui est également réunie à la masse au moyen d'une cinquième résistance 123 (de plusieurs mégohms) formant une autre voie de contreréaction passe-haut. Le second amplificateur 113 qui avec son circuit de contre-réaction 122-123 forme un amplificateur passe-bas (ou intégrateur) non-inverseur avec une fréquence de coupure haute très basse (de l'ordre de 0,5 hertz) est réuni par sa sortie 121 à l'entrée inverseuse du premier amplificateur 112 par l'intermédiaire d'une sixième résistance 124 qui forme avec la seconde résistance 118 un second diviseur de tension résistif. Les deux diviseurs 119-120 et 124-118 qui déterminent, avec le gain du second amplificateur 113, le taux de contre-réaction en courant continu appliquée au premier amplificateur 112, sont équipés de résistances de précision (à 1 %). La fréquence de coupure haute du second amplificateur 113 et, par conséquent, la fréquence de coupure basse de l'amplificateur à couplage alternatif 110 est déterminée par la constante de temps R123.C122 qui est élevée, de sorte qu'il est avantageux de réduire temporairement celle-ci pour décharger le troisième condensateur 122 plus rapidement, lorsqu'un signal parasite d'amplitude élevée sature au moins l'un des étages d'amplification précédant la sortie 116. Cette réduction temporaire est effectuée ici à l'aide d'un transistor à effet de champ à jonction 125 dont le drain est réuni par une septième résistance 126 de valeur notablement inférieure à celle de la cinquième résistance 123, à l'entrée inverseuse du second amplificateur 113 et dont la source est reliée à la masse. Lorsque le transistor 125 qui est commandé sur sa grille par un circuit d'alarme technique 130 qui sera décrit ci-après, devient conducteur, les septième 126 et cinquième 123 résistances sont réunies en parallèle. Ceci correspond sensiblement à l'enseignement du brevet français NO. 1.533.419 précité. Un amplificateur du type de celui à couplage alternatif 110 a été décrit dans l'ouvrage précité de GRAEME, aux pages 117 et 118 et illustré par la figure 4.16. Il comprend une sortie passe-bande correspondant à la sortie 116 du premier amplificateur 112 et une sortie passe-bas correspondant à celle 121 du second 113, ces sorties 116 et 121 étant respectivement reliées à une première 127 et une seconde 128 sorties de l'amplificateur 110. La première sortie (passe-bande) 127 alimente, d'une part, un filtre actif complexe 129; inséré dans la voie du signal électrocardiographique et présentant une fonction de transfert du type passe-bande et à bande d'arrêt pour bloquer le passage de la fréquence du réseau alternatif vers la sortie du signal 107 et, d'autre part, l'entrée 131 d'un circuit d'alarme technique 130 comportant en cascade un étage redresseur à double alternance 132 et un comparateur de tension avec retard 133 pour fournir sur sa première sortie 134 un signal indiquant la saturatiOn de l'un des étages d'amplification situés en amont de l'entrée 131.La deuxième sortie 135 du circuit 130 alimente la gâchette du transistor à effet de champ 125 qui permet de réduire temporairement la constante de temps R123.C122 précitée, lorsque l'amplitude du signal dépasse un seuil prédéterminé. Le redresseur double alternance 132 est du type appelé circuit de valeur absolue (ou redresseur de précision) décrit aux pages 144 à 146 de l'ouvrage précité de GRAEME et aux pages 120 à 123 (figure 4.10) d'un autre ouvrage de GRAEME intitulé "APPLICATIONS OF OPERATIONAL AMPLIFIERS", publié par Mc GRAW-HILL BOOK COMPANY en 1973, dans lequel le gain d'un premier amplificateur opérationnel 136 compense l'erreur engendrée par le seuil de conduction de deux diodes 137, 138 présentes dans son circuit de contre-réaction. Le redresseur 132 comprend: une première résistance 139 de valeur déterminée, réunissant l'entrée 131 du signal à redresser à l'entrée inverseuse du premier amplificateur 136 dont l'entrée non-inverseuse est reliée à la masse 109 ; une seconde résistance de sommation 140 de même valeur que la première, réunissant l'entrée 131 à la sortie 141 du redresseur 132 ; une troisième résistance 142 de même valeur que la première et une quatrième résistance 143 de sommation dont la valeur est la moitié de celle de la première, connectées en série entre l'entrée. inverseuse de l'amplificateur 136 et la sortie 141; les diodes 137, 138 dont la première 137 est reliée par son anode à la jonction des troisième et quatrième résistances 142, 143 et par sa cathode à la jonction de la sortie de l'amplificateur 136 et de l'anode de la seconde diode 138 dont la cathode est reliée à l'entrée inverseuse de cet amplificateur 136. Pour des signaux positifs à l'entrée, la seconde diode 138 est bloquée et la première 137 conduit de façon à connecter le premier amplificateur 136 en inverseur à gain sensiblement unitaire. A la sortie 141, le signal inversé fourni par l'amplificateur 136 à travers la quatrième résistance 143 est additionné à celui appliqué à travers la seconde résistance 140 dont la valeur est le double de l'autre 143. Le signal de sortie est alors de polarité négative. Lorsque le signal d'entrée est négatif, la première diode 137 est bloquée et la seconde diode 138 conduisant le courant de contre-réaction fait que l'entrée inverseuse devient une masse virtuelle.Le signal est alors appliqué à la sortie 141 à travers la seconde résistance 140 qui forme avec la quatrième 143 un diviseur de tension résistif fournissant également un signal négatif avec un même gain que celui obtenu pour un signal d'entrée positif. La sortie 141 du redresseur 132 est reliée à l'entrée inverseuse d'un second amplificateur opérationnel intégré 145 qui est monté de façon à former un comparateur de tension 133 du type à sommation, décrit aux pages 358 à 363 (figure 9.31a) de l'ouvrage précité de TOBEY, GRAEME et HUELSMAN, où sur l'entrée inverseuse, constituant Entrée 144 du comparateur 133, on effectue une addition, à l'aide d'un réseau additionneur résistif, du signal à la tension de référence.Cette tension de référence est fournie ici par un diviseur de tension résistif connecté entre entrée d'alimentation positive 104 et la masse 109 et comprenant en série une cinquième 146, une sixième 147 et une septième 148 résistances, la jonction 144 entre la cinquième 146 et la sixième résistance 147 étant reliée à l'entrée inverseuse 144. La tension de référence positive (+ 10V) qui est ici une fraction prédéterminée (0,66) de la tension d'alimentation positive (+ 15 V), est additionnée à la tension négative fournie par le redresseur 132, de sorte que, lorsque la valeur absolue de cette dernière dépasse celle de la tension de référence, le dépassement d'une faible tension négative à l'entrée inverseuse fait passer la sortie 134 d'une tension négative à une tension positive.L'excursion négative de la tension à l'entrée 144 est limitée à - 0,7 volts environ grâce à une troisième diode 149 dont la cathode est reliée à cette entrée et dont l'anode est reliée à la masse 109. La tension négative de sortie est limitée à laide d'une quatrième diode 150 dont la cathode est reliée à la sortie 134 et dont l'anode est reliée à la jonction de la sixième 147 et de la septième résitance 148. La quatrième diode 150 n'est conductrice que lorsque la tension appliquée à l'entrée 144 du comparateur 133 est positive, c'est-à-dire lorsque le niveau déclenchant l'alarme technique indiquant la saturation de l'un des étages du préamplificateur 9 (figure 1) ou de l'amplificateur 110 n'est pas encore atteint, de manière à maintenir la sortie 134 à une tension proche de zéro. Lorsque le niveau d'alarme technique est atteint et maintenu pendant un intervalle de temps prédéterminé, la sortie devenant positive la quatrième diode 150 se bloque. Une voie de contre-réaction - capacitive comprenant deux condensateurs électrochimiques de forte valeur 151, 152, connectés en série avec une polarisation opposée de leurs armatures, permet d'introduire un retard dans le déclenchement du comparateur 133 suffisant pour empêcher que des signaux d'amplitude suffisante mais de brève durée (commutation des dérivations, stimulateur cardiaque) ne le fassent basculer. Toutefois, même des signaux brefs peuvent charger le troisième condensateur 122 de l'amplificateur à couplage alternatif 110 pour que sa décharge à travers sa cinquième résistance 123 présente une durée trop longue. Pour éviter cela, la grille du transistor à effet de champ 125 qui est du type à canal P, est reliée à la seconde sortie 135 du circuit d'alarme technique 130, qui est constituée par la jonction de la sixième 147, de la septième résistance 148 et de l'anode de la quatrième diode 150, et qui peut devenir négative avant que la sortie 134 du comparateur 133 ne devienne positive, afin que la réduction temporaire de la constante de temps R123. C122 soit commandée uniquement en fonction de l'amplitude du signal redressé à la sortie 141. Un tel circuit d'alarme technique 130 fournit sur sa première sortie 134 un niveau positif, par exemple, lorsque le décollement #complet de l'une au moins des électrodes I à 3 (figure 1) ou lorsque l'application de signaux parasites notamment à la fréquence du réseau en mode différentiel aux entrées du préamplificateur 9, notamment lorsque l'une des électrodes est même légèrement défectueuse, entraînent la saturation de l'un des étages d'amplification en amont de l'entrée 131 du circuit 130. Pour permettre - l'exploitation du signal d'alarme technique ainsi obtenu, la première sortie 134 du circuit 130 est reliée à une sortie dite d'alarme technique 108 du circuit 103 de la figure 2A, qui alimente d'autres éléments du dispositif d'acquisition et de traitement des signaux électro cardiographiques, permettant de bloquer le comptage et la mesure de la fréquence cardiaque et d'actionner des dispositifs de signalisation de l'alarme technique (détachement des électrodes ou signaux parasites de niveau trop élevé en mode différentiel, etc...). La partie d'entrée 103 de la chaîne d'amplification et de traitement de la figure 2A, comporte, en outre, un circuit de signalisation 160 de la détérioration de la qualité de l'une au moins des électrodes alimentant les entrées différentielles flottantes du préamplificateur 9. Ce circuit de signalisation 160 comporte une entrée 161 reliée à la seconde sortie (passebas) 128 de l'amplificateur à couplage alternatif I10 de façon à recevoir les composantes continue et très basse fréquence ( Le circuit de signalisation de la défectuosité des électrodes de prélèvement 160 comporte en cascade un second redresseur double alternance 162 et un second comparateur de tension 163 dont le seuil de basculement est choisi de façon à signaler une polarisation continue en mode différentiel de plus ou de moins 300 millivolts à l'entrée de la partie flottante 10 du préamplificateur 9, qui se produit indépendamment de l'alarme technique décrit précédemment et avant celle-ci. Le second redresseur 162 comporte une première diode 164 dont l'anode est reliée à l'entrée 161 du circuit 160 et dont la cathode est reliée à la sortie 165 du redresseur 162 et un premier amplificateur opérationnel intégré 166 dont l'entrée inverseuse est réunie, d'une part au moyen d'une résistance d'entrée 167, à l'entrée 161 et, d'autre part par une résistance de contre-réaction 168, à sa sortie 169. Les deux résistances 167; 168 sont de la même valeur et l'entrée non-inverseuse de l'amplificateur 166 est reliée à la masse 109, de sorte que celui-ci est un amplificateur inverseur à gain unitaire.La sortie 169 de l'amplificateur 166 est reliée à l'anode d'une seconde diode 170 dont la cathode est reliée à la sortie 165 du redresseur 162, qui est également réunie à la masse 109 par une troisième résistance 171 aux bornes de laquelle les courants des diodes 164 et 170 provoquent des chutes de tension positives par rapport à cette masse. Le second comparateur 163 qui est du type différentiel, comporte un second amplificateur opérationnel intégré 172 dont l'entrée inverseuse reçoit la tension de référence élaborée à l'aide d'un montage série composé d'une résistance 173 et d'une diode Zener 174 dont les bornes sont respectivement reliées à la borne d'alimentation positive 104 et à la masse 109. L'entrée non-inverseuse du second amplificateur 172 est réunie, d'une part, à la sortie 165 du redresseur 162 au moyen d'une quatrième résistance 175 et, d'autre part, à sa sortie 176 par une résistance de réaction (positive) 177 de forte valeur (de plusieurs mégohms), destinée à accélérer les changements d'état lorsque l'entrée non-inverseuse atteint la tension de référence fournie par la diode Zener 174. La sortie 176 du second comparateur 163 est reliée à la sortie de signalisation 178 de la polarisation parasite de l'une des électrodes en mode différentiel, qui est normalement négative et qui, lorsque la valeur absolue de la tension de polarisation continue dépasse 300 mV, devient positive de façon à signaler, par l'inversion de l'image de la valeur de la fréquence cardiaque affichée, la défectuosité des électrodes, antérieurement à l'arrêt total de la surveillance provoqué par un défaut suffisant pour activer le circuit d'alarme technique 130. La partie d'entrée 103 de la figure 2A comporte également un circuit de détection 190 d'impulsions électriques provenant du fonctionnement d'un stimulateur électrique cardiaque (appelé "pacemaker" dans la littérature anglo-américaine), qui permet notamment d'empêcher le comptage de ces impulsions afin d'éviter une fausse indication du dispositif de mesure de la fréquence cardiaque et de faire fonctionner un dispositif d'alarme lorsque l'intervalle de temps entre deux complexes QRS successifs du signal électrocardiographique dépasse un seuil prédéterminé. Le circuit de détection du stimulateur 190 comporte une entrée 191 reliée à l'entrée de signal 102 de la partie 103 en amont de l'amplificateur à couplage alternatif 110. Le circuit de détection du stimulateur 190 comporte en cascade un filtre passe-bande actif 196, un troisième redresseur double alternance 197 et un troisième comparateur de tension 198. Le filtre actif 196 comporte un montage série composé d'un premier condensateur 181 et d'une première résistance 182 réunissant l'entrée 191 à l'entrée inverseuse d'un premier amplificateur opérationnel intégré 183, qui est, en outre, reliée à sa sortie 184 à l'aide d'un montage parallèle composé d'un second condensateur 185 et d'une seconde résistance 186. Les valeurs des résistances 182, 186 et un des condensateurs 181, 185 ont été choisies de façon à fournir une bande passante de-quelques centaines de hertz autour d'une fréquence centrale de 800 Hz. L'entrée non-inverseuse du premier amplificateur 183 est reliée à la masse 109. L'amplificateur 183 du filtre actif 196 est connecté en inverseur. Le redresseur 197 comporte ici un transistor bipolaire à jonction du type PNP 187 dont la base est reliée à la sortie 184 du filtre actif 196 et dont le collecteur et l'émetteur sont respectivement réunis, au moyen de deux résistances 188, 189 de même valeur aux bornes d'alimentation négative 104 et positive 105. Il en résulte que lorsque la sortie 184 fournit un signal nul, le transistor 187 est saturé et sa tension collecteur-émetteur sont proches de zéro. Lorsque la tension appliquée à la base du transistor 187 devient négative, il reste saturé et les tensions collecteur et émetteur suivent les variations négatives de la tension de la base à travers la jonction NP base-collecteur.Par contre, lorsque la tension de base devient positive, il se produit une diminution des courants collecteur et émetteur du transistor 187 de sorte que son collecteur devient plus négatif et son émetteur qui suit la tension de base, devient plus positif, jusqu'au blocage complet du transistor 187. Le collecteur du transistor 187 qui constitue la sortie du redresseur à double alternance 197, est réuni par l'intermédiaire d'une cinquième résistance 199 à l'entrée inverseuse d'un second amplificateur opérationnel intégré 153 formant le troisième comparateur 198. L'entrée non-inverseur se reçoit, d'une part, une tension de référence élaborée à l'aide d'un montage stabilisateur comprenant une sixième résistance 154 et une diode Zener 155 en série, connecté entre la borne d'alimentation négative 105 et la masse 109.Le point commun de l'anode de la diode Zener 155 et de la sixième résistance 154 est reliée à l'anode d'une autre diode 156 dont la cathode est réunie par une septième résistance 157 (de plusieurs centaines de kiloohms) à la borne d'alimentation négative 105 et directement reliée à l'entrée non-inverseuse du second amplificateur 153. La sortie 158 de l'amplificateur 153, qui constitue celle du circuit 190 est également réunie à son entrée non-inverseuse par l'intermédiaire d'un troisième condensateur 159 de réaction (positive) qui en fait un basculeur monostable à seuil de déclenchement défini. Lorsque la tension fournie par le redresseur 197 au comparateurbasculeur monostable 198 est supérieure à la tension de référence négative produite par la diode Zener 155 et l'autre diode 156 en série, la tension sur la sortie 158 est négative. Lorsque cette tension d'entrée devient inférieure (plus négative), il se produit à la sortie 158 une transition positive qui est transmise par le troisième condensateur 159 aux bornes de la septième résistance 157 de façon à bloquer l'autre diode 156 et à appliquer à l'entrée non-inverseuse une tension positive décroissante.Il en résulte sur la sortie 158 une impulsion positive de durée (de 80 millisecondes) déterminée par la constante de temps R157,C159 et le niveau du seuil, afin de fournir un signal permettant de commander le blocage temporaire de# la chaîne de traitement du signal à partir du front de montée de chaque impulsion de stimulation. La sortie 158 du comparateur-monostable 198 est reliée à une autre sortie 179 de la partie d'entrée 103 du circuit de la figure 2A, permettant de fournir des impulsions rectangulaires de 80 ms correspondant à chaque impulsion de stimulation. Pour effectuer le blocage de la voie de transmission du signal dans les parties ultérieures de la chaîne d'amplification et de traitement du signal qui sont représentées sur la figure 2B, les signaux de sortie des circuits d'alarme technique 130 et de détection stimulateur 190 sont combinés dans une porte "OU" 192 dont les deux entrées sont respectivement réunies, au moyen de deux résistances 193, 194 de même valeur (les amplitudes positives de signaux de sortie étant sensiblement les mêmes), aux sorties 134 du circuit 130 et 158 du circuit 190. On notera ici qu'un circuit "OU" logique peut être réalisé à l'aide de deux inverseurs (NON) alimentant deux entrées d'une porte "NON-ET" (NAND).La sortie de la porte "OU" 192 est reliée à la sortie de commande 195 de la partie d'entrée 103 de la chaîne d'amplification et de traitement du signal électrocardiographique. Sur la figure 2B, on a représenté schématiquement la partie aval ou de sortie 200 d'une chaîne d'amplification et de traitement de signaux électrocardiographiques destinée à être alimentée par les signaux fournis par la partie d'entrée ou amont 103 de la figure 2A. Cette partie 200 comporte une entrée de signal 201 recevant de la sortie de signal 107 le signal électrocardiographique filtré (de 0,5 à 40 Hz environ) et une entrée de commande 202 recevant des impulsions ou des tensions de commande (alarme technique et stimulateur) fournies par la sortie de commande 195 de la partie d'entrée 103 (figure 2A). Elle comporte également des entrées d'alimentation positive 203, négative 204 et de masse 205. L'entrée de signal 201 alimente un étage séparateur 206 à impédance d'entrée élevée et à gain unitaire positif, comprena#nt un amplificateur opérationnel intégré 207 dont l'entrée non-inverseuse est réunie par une résistance d'entrée 208 à l'entrée de signal 201 et dont la sortie 209 est directement reliée à son entrée inverseuse-de façon à présenter une contreréaction totale. Un tel étage est généralement appelé "suiveur" ("voltage follower" dans la littérature anglo-américaine), car la tension de sortie suit celle de l'entrée. La sortie 209 de l'étage suiveur 206 alimente en parallèle les entrées de signal 211 et 251 respectives de deux étages d'amplification à commande automatique de gain (CAG) semblables 210 et 250 dont le premier 210 fait partie de la voie du signal (d'amplification) et dont le second 250 fait partie de la voie du comptage (de traitement) ou de mesure de la fréquence cardiaque (cardiotachymétrie > . Ces étages à CAG permettent d'assurer une amplitude sensiblement constante de leur signal de sortie. Le premier 210 comprend un amplificateur opérationnel intégré 213 connecté de façon semblable à celle de l'amplificateur décrit aux pages 36 et 37 (figure 2.1) avec le circuit de commande du gain semblable à celui décrit aux pages 217 à 219 (figure 6.25) du deuxième ouvrage cité de GRAEME, où l'on utilise pour la contreréaction un réseau de résistances en forme de "Té" dont la branche "verticale" comprend une résistance variable sous la forme d'un transistor à effet de champ. Le premier amplificateur 213 a son entrée inverseuse réunie, d'une part au moyen d'une première résistance 214, l'entrée du signal 211 et, d'autre part au moyen d'une seconde 215 et d'une troisième résistance 216 en série, à sa sortie 217, son entrée noninverseuse étant réunie à la masse 205 au moyen d'une quatrième résistance 218. La jonction des résistances 215 et 216 est réunie, par l'intermédiaire d'une cinquième résistance 219 et du canal (drain-source) d'un premier transistor à effet de champ 220, à la masse 205. La variation de la résistance du canal entre la source et le drain du premier transistor 220 permet de faire varier le gain de l'étage 210 entre des valeurs maximale (un), correspondant à la conduction maximale (saturation) du transistor à effet de champ 220 et minimale, correspondant au blocage de celui-ci. La sortie 217 de l'amplificateur à gain variable 212 alimente l'entrée d'un redresseur à double alternance 221 du type décrit à la page 127 (figure 4.15) du second ouvrage cité de GRAEME, qui comporte deux diodes 222 et 223 respectivement reliées par leur anode et cathode à cette sortie 217. La cathode de la première diode 222 est réunie à la masse 205- par l'intermédiaire d'un premier diviseur de tension résistif comprenant en série deux résistances 224 et 225 dont la jonction est reliée à l'entrée inverseuse d'un second amplificateur opérationnel intégré 226 dont la sortie 227 est également réunie au moyen d'une résistance de contre-réaction 228 à cette entrée inverseuse. L'anode de la seconde diode 223 est également réunie à la masse 205 par l'intermédiaire d'un second diviseur de tension résistif comprenant en série deux résistances 229 et 230 dont la jonction est reliée à l'entrée non-inverseuse du second amplificateur opérationnel 226. Le redresseur à double alternance 221 ainsi connecté fournit sur sa sortie 227 un signal redressé de polarité négative. Les résistances 215. 218 sont de dix, 216 224, 225 et 229 de plusieurs dizaines et 214, 228 et 230 de plusieurs centaines de kiloohms, par exemple. La sortie 227 du redresseur 221 est reliée, en outre, à l'anode d'une troisième diode 231, à celle dune diode Zener 232 et à la cathode d'une quatrième diode 233. La cathode de la troisième diode 231 est réunie à celle de la diode Zener 232 au moyen d'une onzième résistance 234 et à la borne d'alimentation négative 204 au moyen d'une douzième résistance 235 de plusieurs centaines de kiloohms et leur point commun de jonction est relié à l'émetteur d'un second transistor bipolaire du type NPN 236 monté en base commune. cette base étant polarisée à l'aide d'un troisième diviseur de tension résistif comprenant deux résistances 237, 238 en série et connecté entre la borne d'alimentation négative 204 et la masse 205, de façon à fournir à cette base une tension de polarisation négative 3,2 V environ) déterminant le seuil de conduction du second transistor 236. Le collecteur du second transistor 236 est relié à la grille du premier transistor 220, à l'armature négative d'un premier condensateur électrochi mique de filtrage 239 (de plusieures dizaines de microfarad) dont l'armature positive est reliée à la masse 205, et à l'une des bornes d'une résistance 240 (de plusieurs mégohms) dont l'autre borne est également reliée à la masse 205.Le montage parallèle du premier condensateur 239 et de la résistance 240 permet de polariser la grille du premier transistor 220 avec une tension négative qui est fonction de l'amplitude du signal redressé pav le redresseur 221 avec une constante de temps de mémorisation élevée (72 secondes environ), dès que l'amplitude négative du signal redressé à la sortie 227 de celui-ci devient supérieure ou égale, en valeur absolue, à la tension de polarisation de la base (obi) du second transistor 236 ajoutée à la tension de polarisation directe de la troisième diode 231 (VFD = 0,7 volts), c'est-à-dire à - 2,5 volts environ. En l'absence de signal ou lorsque le signal électrocardiographique présente une faible amplitude, l'amplitude du signal redressé sur la sortie 227 du redresseur 221 est proche de zéro, de sorte que la troisième diode 231 est conductrice à travers la douzième résistance 235 de manière à polariser l'émetteur du second transistor 236 à VE = - 0,7 volts environ. La tension de polarisation de la base VB1 étant de 4,5 volts, celle-ci est négative par rapport à l'émetteur du second transistor 236 qui reste bloqué jusqu'à ce que sa tension base-émetteur (VBE) devienne au moins légèrement positive. Le second transistor 236 étant bloqué, aucune charge négative n'est accumulée sur l'armature négative du premier condensateur 23q de sorte que la grille du premier transistor 220 qui est du type à canal N, est polarisée par une tension sensiblement nulle qui correspond à une résistance drain-source de valeur minimale. Le taux de contre réaction de l'amplifica teur à gain varibable 212 est alors minimal de sorte que son gain est maximal. Dès que la tension émetteur VE du second transistor 236 devient plus négative que la tension de polarisation constante de sa base VB, ctest-à-dire dès que l'amplitude crête du signal redressé atteint une première valeur de seuil Vsl de - 4 volts environ ou tombe en dessous de cette valeur VSB le second transistor 236 devient conducteur de sorte que son courant émetteur provoque aux bornes de la douzième résistance 235 une chute de tension telle que la troisième diode 231 devient bloquée pendant tout l'intervalle de temps où la tension de sortie V227 du redresseur 221 est plus négative que cette première valeur de seuil V51. Le second transistor 236 se comporte alors comme un générateur de courant constant, de sorte que son courant collecteur charge le premier condensateur 239 quasi-linéairement pour fournir à la grille une tension de polarisation négative en fonction de la durée de ses périodes de conduction récurrentes. Comme il est bien connu que les composantes de plus forte amplitude du signal électrocardiographi- que sont constituées par les complexes QRS, généralement de forme approximativement triangulaire, les durées des périodes de conduction du second transistor 236, ainsi que la tension aux bornes du premier condensateur 239, sont sensiblement proportionnelles aux amplitudes de ces complexes. Une tension de polarisation négative de la grille du premier transistor 220 a pour effet d'augmenter sa résistance drain-source en fonction de la valeur de celle-ci de façon à augmenter le taux de contre réaction et à diminuer le gain de 1 amplificateur 212. Cette réduction du gain entraîne une diminution correspondante de l'amplitude négative crête du signal redressée de façon à réduire la durée de conduction du second transistor 236 au cours du complexe QRS suivant, jusqu ce que cette amplitude négative se stabilise à 2,5 volts environ, ce qui correspond à de brèves durées de conduction sensiblement constantes du second transistor 236 et à une amplitude constante du signal à la sortie 217 de l'amplificateur à gain variable 212 (1 V/mV). qui est destiné à la visualisation etîou à l'enregistrement. tors de la tnise sous tension du dispositif ou de- la# permutation des câbles de liaison 4, 5, 6 des électrodes, dits "dérivations", connectés, par l'intermédiaire du commutateur 18, aux entrées du préamplificateur 9 de la figure 1, des variations brusques de l'amplitude du signal peuvent se produire, qui nécessitent un changement rapide du gain commandé, quel est empêché par la très grande valeur de la constante de temps R240.C239 de mémorisation (supérieure à 1 minute). Lorsque l'amplitude du signal augmente notablement ou lorsqu'un saut de tension se produit du fait de cette permutation, de sorte que l'amplitude du signal redressé à la sortie 227 du redresseur 221 devient plus négative qu une seconde valeur de seuil V52 constituée par la tension de base VB1 du second transistor 236 moins la tension de Zener Vz de la diode Zener 232 (VS2 = YB1 - Yz), celle-ci est alors amorcée et elle fournit au second transistor 236, à travers la onzième résistance 234 dont la valeur est inférieure au dizième de celle de la douzième résistance 235, un courant émetteur additionnel, et le courant collecteur accru de celui-ci charge négativement le premier condensateur 239, de façon à obtenir une réduction rapide du gain de l'amplificateur 212. Lorsque l'amplitude du signal redressé décrit, on utilise un autre circuit, alimenté par la quatrième diode 233. pour réduire la constante de temps de décharge du premier condensateur 239 en branchant une résistance variable en parallèle avec la quinzième résistance 240. Ce circuit de modification de la constante de temps comporte un premier générateur de tension en forme de rampe montante comprenant un second condensateur 242 (de plusieurs dizaines de mlcrofarads) dont l'armature négative est reliée à la borne d'alimentation négative 204 et dont l'armature positive est reliée à l'anode de la quatrième diode 233,. à la grille d'un troisième transistor 243 qui est également à effet de champ du type à canal N, et à l'une des bornes d'une seizième résistance 244 (de plusieurs centaines de kiloohms) dont l'autre borne est reliée, ainsi que la source du troisième transistor 243, à un point dont le potentiel appliqué à la grille du transistor 243 rend celui-ci conducteur et qui est au moins égal à zéro. Ce point est constitué ici par la masse 205.Ce premier générateur de rampe est destiné à la polarisation de la grille du troisième transistor 243 pour appliquer à cette grille une tension de pincement (le bloquer) pendant que l'amplitude des signaux redressées récurrents est plus négative que ou égale à la première tension de seuil Vsl. Lorsque la cathode de la quatrième diode 233 reliée à la sortie 227 du redresseur 221 reço#it un signal redressé négatif, elle décharge le second condensateur 242 à une tension négative de 0,7 volts supérieure à l'amplitude crête négative du signal redressé.Le second condensateur 242 se charge ensuite à travers la seizième résistan ce 244 avec une constante de temps R244.C242 de 0,5 secondes environ vers une tension nulle jusqu'à l'occurence suivante d'un signal redressé Cette constante de temps de charge du second condensateur 242 en conjonction avec la tension de pincement du troisième transistor 243, ont été choisies de façon à maintenir ce dernier bloqué en permanence, lorsque la sortie 227 du redresseur 221 fournit des amplitudes au moins égales. en valeur absolue, à la première valeur de seuil vs avec une période de récurrence minimale de 2 secondes environ. c'est-à -dire une fréquence de 0,5 Hz. Lorsque l'amplitude du signal redressé devient inférieure en valeur absolue à Vsl ou lorsque sa fréquence de récurrence devient inférieure à 0,5 Hz, la tension aux bornes du second condensateur 242 peut se rapprocher suffisamment du potentiel de masse pour rendre conducteur le troisième transistor 243 dont le drain est réuni au point de jonction de la grille du premier transistor 220, du collecteur du second tansistor 236,-du premier condensateur 239 et de la quinzième résistance 240. au moyen d'une dix-septième résistance 245 (d'une ou de plusieurs centaines de kiloohms). La résistance drain-source du troisième transistor 243 diminue avec le potentiel de grille croissant de sorte que la constante de temps de décharge du premier condensateur 239 est alors notablement réduite.On obtient ainsi une décharge relativement rapide du premier condensateur 239 à travers la dix-septième résistance 245 et la résistance drain source du troisième transistor 243 qui a pour effet de provoquer réduction du taux de contre-réaction et une augmentation correspondante du gain de l'amplificateur 212, jusqu'à ce que l'amplitude du signal redressé ait atteint la première valeur de seuil VS1 susmentionnée. La sortie 217 de l'amplificateur 212 est également reliée à celle 246 du premier étage amplificateur à gain variable 210, qui alimente, par l'intermédiaire d'une résistance d'entrée 247, l'entrée inverseuse d'un amplificateur opérationnel intégré 248 dont la sortie est reliée à cette entrée inverseuse au moyen d'une résistance de contre-réaction 249 de même valeur que la résistance d'entrée 247. T' entrée non-inverseuse de l'amplificateur opérationnel 248 est reliée à la masse, de sorte qu'il constitue un étage de sortie inverseur à gain unitaire fournissant un signal électrocardiographique d'amplitude constante à la sortie 329 de la partie 200, #destinée à alimenter un dispositif de visualisation (non représenté). Le second étage à commande automatique de gain 250, qui fait partie de la channe de comptage, comporte un différentiateur ou filtre passe-haut actif, inverseur et à gain variable 252 comprenant un premier amplificateur opérationnel intégré 253 dont l'entrée inverseuse réunie, d'une part, par l'intermédiaire d'un montage série composé d'un premier condensateur 254 (de plusieurs dizièmes microfarads) et d'une première résistance 255 (de quelques dizaines de kiloohms) à l'entrée 251 du second étage à CAG 250 et, d'autre part, par l intermédiaire d'un circuit de contre-réaction en forme de''Té", analogue à celui de l'amplificateur 212, et comprenant deux résistances 256 et 257 en série, à sa sortie 258.La jonction des résistances 256 et 257 est réunie à la masse 205 au moyen d'une quatrième résistance 259 et du canal de type N d'un premier transistor à effet de champ 260. L entrée non-inverseuse du premier amplificateur opérationnel 253 est réunie au moyen d'une cinquième résistance 261 à la masse 205. La sortie 258 du premier amplificateur 253 alimente un redresseur à deux alternances 262 semblable à celui 221 du premier étage à C ;G 210 comportant une première 263 et une seconde diode 264 respectivement reliées par leur anode et cathode à la sortie 258 une sixième 265 et une septième résistance 266 réunissant respectivement la cathode et l'anode des diodes 263 et 264 à deux entrées de signal 267 et 268 d'un double interrupteur analogique 269 dont l'entrée de commande 270 est reliée à Entrée de commande 202 du circuit 200. Les deux sorties 271 et 272 du double interrupteur 269 sont respectivement reliées aux entrées inverseuse et non-inverseuse d'un second amplificateur opérationnel 273 et réunies à la masse 205 au moyen d'une huitième 274 et d'une neuvième résistance 275. La sortie 276 du second amplificateur 273, constituant celle du redresseur 262, de gain unitaire, est réunie à son entrée inverseuse au moyen d'une dixième résistance 277, les résistances 265, 266, 274, 275 et 277 pouvant avoir la meme valeur (de quelques dizaines de kiloohms, par exemple). La sortie 276 du redresseur 262 est reliée aux anodes respectives d'une troisième diode 278 et d'une diode Zener 279. La cathode de la troisième diode 278 est directement reliée et celle de la diode Zener 279 est réunie, par l'intermédiaire d'une onzième résistance 280 (de quelques kiloohms), à l'émetteur d'un second transistor bipolaire à jonction, du type NPN 281, qui est réuni au moyen d'une douzième résistance 282 à la borne d'alimentation négative 204. La base du second transistor 281 étant polarisée à l'aide d'un autre diviseur de tension résistif composé des deux résistances 283 et 284 en série, connectés entre la borne d'alimentation négative 204 et la masse 205, à v = -3,5 volts environ.Ce transistor 281 ne devient conducteur que si l'amplitude négative du signal redressé atteint une troisième valeur de seuil V53 de - 3,5 volts environ. Le collecteur du second transistor 281 est relié à la grille du premier 260, #à l'armature négative d'un second condensateur 285 (de quelques dizaines de microfarads) dont l'armature positive est reliée à la masse 205, et à l'une des bornes d'une quinzième résistance 286 (de quelques mégohms) dont l'autre borne est également reliée à la masse 205. A l'exception du filtre passehaut actif 252 dont la fréquence de coupure basse est à 10 Hz environ de façon à renforcer les composantes à variation plus rapide du signal électrocardiographique (coinplexes QRS et impulsions de stimulateur) et d'affaiblir les autres (ondes P et T, par exemple), et de la présence du double interrupteur analogique 269 dans le circuit du redresseur double alternance 262, le second étage à CAG 250 fonctionne de façon analogue au premier 210, décrit précédemment avec des valeurs de seuil VS3 =VB2 + VFD et VS4 = VB2 - Vz légèrement différentes, permettant d'obtenir.à la sortie 276 du redresseur 262 des signaux différentiés (avec une constante de temps de 15,5 millisecondes) et redressés, de polarité négative et d'amplitude maximale sensiblement constante. L interrupteur analogique 262 est choisi de préférence du type DG 201 de la société américaine SILlCONIX, INC, utilisant un circuit intégré monolithique du type CMOS (composé de transistors à effet de champ à grille isolé avec des canaux complémentaires de type N et P) et qui comporte quatre interrupteurs commandés pour être fermés par un état bas (zéro logique).Il est alimenté sur ses entrées de commande 270 (dont deux - sont reliées en parallèle) par la sortie 195 de la porte "OU" 192 alimentée par les sorties respectives 134 et 158 des circuits dalarme technique 130 et de détection des impulsions du stimulateur 190 (voir sur la figure 2A), de façon, d'une part, à inhiber le comptage de signaux parasites provenant des défauts d'électrodes ou de la permutation des dérivations et la prise en compte des impulsions du stimulateur par la chaîne de comptage etde mesure de la fréquence cardiaque moyenne, en bloquant le passage du signal en direction des entrées du second amplificateur 273 et, d'autre part, en bloquant la transmission du signal de provoquer une réduction de la constante de temps de mémorisation R286.C285. Le circuit de réduction de la constante de temps de décharge du second condensateur 285 mémorisant la polarisation de la grille du premier transistor 260 est agencé de façon semblable, Cest-à- dire qu'il comporte également une seizième résistance 287 en série avec le canal N d'un troisième transistor à effet de champ 288 dont la grille est polarisée à l'aide d'un autre générateur de tension en forme de rampe qui est toutefois connecté et déclenché de manière différente, qui sera décrite plus loin. La chaîne de comptage comporte, en outre, un comparateur de tension 290 de type différentiel dont l'entrée de signal 291 reliée à la sortie 276 du redresseur 262, est réunie, au moyen d'une résistance d'entrée 292 (de quelques kiloohms), à l'entrée inverseuse d'un amplificateur opérationnel intégré 293 dont l'entrée non-inverseuse reçoit une tension de référence négative d'un diviseur de tension composé de deux résistances 294 et 295 montées en série et connectées entre la masse 205 et la borne d'alimentation négative 204 (VREF = - 2,6 volts). La sortie 296 de l'amplificateur opérationnel 293 constituant celle du comparateur 290. est réunie à son entrée inverseuse au moyen d'une résistance de contre-réaction 297 dont la valeur est cent fois celle de la résistance d entrée 292 de façon à lui assurer un gain de cent.Lorsque l'amplitude du signal différentié et redressé est supérieure (inférieure en valeur absolue) à la tension de référence BREF, la sortie 296 du compaoratte.ur 290 fournit une tension négative (ou nulle) et, lorsque cette amplitude atteint ou devient plus négative que la tension de référence, la sortie 296 devient positive. La sortie 296 du comparateur 290 fournit donc des impulsions positives dont la durée est sensiblement définie par celle des pentes des complexes QRS différentiés par le filtre passe-haut actif 252 qui transforme les pentes du signal triangulaire en des signaux approximativement rectangulaires (trapé zoidaux) dont la polarité correspond au signe de la dérivée première (positives pour les pentes montantes et négatives pour les descendantes). La sortie 296 du comparateur 290 alimente l'entrée de déclenchement par une transition positive T d'un premier basculeur monostable 300 par l'intermédiaire d'une première résistance 301 (d'une centaine de kiloohms) de sorte que chaque front de montée d'un signal positif à la sortie 296 correspondant à un complexe QRS du signal électrocardiographique le fait basculer dans son état quasi-stable de durée de 10 millisecondes environ. La sortie 296 du comparateur 290 est également reliée à la cathode d'une première diode 302 dont l'anode est réunie à l'entrée de déclenchement par une transition positive T d'un second basculeur monostable 303 au moyen d'une seconde résistance 304 (d'une centaine- de kiloohms), à la borne d'alimentation positive 203 au moyen dune troisième résistance 305 (d'une centaine de kiloohms), et à la masse 205 par un condensateur 306 (de quelques dizaines de picofarad). La jonction 307 des résistances 304, 305, du condensateur 306 et de l'anode de la première diode 302, est reliée à celle d'une second diode 308 dont la cathode est reliée à la sortie complémentaire Q du premier basculeur monostahle 300.Le circuit composé de la résistance 305 et des diodes 302 et 308 et de l'alimentation positive 203 constitue une porte "ET" passive (appelée "diode-resistor logic" dans la littérature anglo-américaine). Ceci a pour effet de retarder le déclenchement du second basculeur 303 par rapport à celui du premier 300 de 10 millisecondes, pendant lesquelles sa sortie complémentaire Q fournit une tension nulle (ou négative), de sorte que la jonction 307 est maintenue dans son état bas au cours des 10 millisecondes consécutives à une transition positive sur la sortie 296 du comparateur 290 qui provoque le blocage de la première diode 302. Lorsque le premier basculeur 300 retourne à son état stable, sa sortie complémentaire Q devient positive de manière à provoquer le blocage de la seconde diode 308 et à permettre le passage de la jonction 307 d'une tension nulle (ou négative) à une tension positive provoquant le déclenche ment du second basculeur 303, à condition que la durée du signal positif à la sortie 296 du comparateur 290 soit s#upérieure à 10 millisecondes. Ceci permet d'éviter le comptage'des signaux parasites d'une durée inférieure à 10 ms. Le second basculeur monostable 303 fournit alors sur sa sortie Q un signal rectangulaire positif dont la durée est constante de 150 millisecon des, sa sortie complémentaire Q étant rebouclée à son entrée de blocage 13 de #façon à le rendre non-redéclenchable. La sortie complémentaire Q du second basculeur monostable 303, qui fournit un signal nul pendant l'état quasi-stable de celui-ci et un niveau positif pendant le reste du temps, alimente également un montage stabilisateur comprenant une résistance 330 et une diode Zener 331 en série, connecté entre la sortie Q et la masse de façon à fournir sur la jonction 332 de la résistance 330 et de la diode Zener 331, une tension correspondant à un niveau logique haut en réponse à une tension positive. Cette jonction 332 est reliée à l'entrée d'un inverseur logique 333 qui fournit un niveau logique haut pendant le créneau négatif de 150 millisecondes fourni par la sortie complémentaire Q du second basculeur 303. La sortie de l'inverseur 333 est réunie par l'intermédiaire d'une dix septième résistance 334 (d'une dizaine de kiloohms) à l'émetteur d'un quatrième transistor 335 bipolaire à jonction du type PNP mont#é en base commune. La base du quatrième transistor 335 est reliée à la masse 205, de sorte qu un niveau logique haut à la sortie de l'inverseur le rend conducteur. Le collecteur du quatrième transistor 335 est réuni par une dix huitième résistance 336 (de plusieurs dizaines de kiloohms) à la base d'un cinquième transistor 337 bipolaire à jonction du type NPN. Cette base est réunie, en outre, par l'intermédiaire d'une dix neuvième résistance 338 (de quelques kiloohms) à la borne d'alimentation négative 204, à laquelle est relié l'émetteur du cinquième transistor 337 dont le collecteur est réuni à la masse au moyen d'une vingtième résistance 339.Le collecteur du cinquième transistor 337 est relié, en outre, à la cathode d'une quatrième diode 340 dont l'anode est reliée à la jonction d'une vingt-et-unième résistance 341 (de quelques mégohms)* d'un troisième condensateur 342 (de l'ordre du microfarad) et de la grille du troisième transistor 288, les bornes libres de la résistance 341 et du condensateur 342 étant respectivement reliées aux bornes dalimentation positive 203 et négative 204. Chaque c#réneau négatif à la sortie complémentaire Q du second basculeur 303 provoque un créneau positif à la sortie de l'inverseur 333 qui polarise le quatrième transistor 335 pour qu'il devienne un générateur de courant. Le courant collecteur du quatrième transistor 335 provoque une chute de tension aux bornes de la résistance 338 ayant pour effet de rendre le cinquième transistor 337 saturé. La saturation du cinquième transistor 337 permet de décharger complètement le troisième condensateur 342 à travers la troisième diode 340.La tension de polarisation de la grille VG du troisième transistor 288 est alors proche de la tension d'alimentation négative V205 (plus précisément, VG = - V205 + VCEsat + VFD). Dès la fin de l'état quasi-stable du second basculeur 303, la sortie de l'inverseur 333 passe à un état logique bas provoquant le blocage du quatrième 335 et, par conséquent, également du cinquième transistor 337. La quatrième diode 340 qui est alors polarisée à l'envers, se bloque également et permet le chargement du troisième condensateur 342 à travers la vingt-et-unième résistance 341 de sorte que la tension de polarisation de la grille VG du troisième transistor 288 tendra quasilinéaire ment en direction de la tension d'alimentation positive V204 L'excursion positive de cette tension de polarisation est toutefois limitée par la présence de la quatrième diode 340 qui commence à conduire dès que cette polarisation atteint ,0,7 volt. La vingtième 339 et la vingt-et-unième résistance 341 forment alors avec la quatrième diode 340 un diviseur de tension résistif, limitant l'excursion positive de la tension de grille du troisième transistor 288 à un volt environ. La constante de temps R341 . C342 de la charge du troisième condensateur 342 est de l'ordre de 5 secondes, de sorte que le second condensateur 285 mémorisant la tension de polarisation - de la grille du premier transistor à effet de champ 260 qui commande le gain, est rapidement déchargé à travers la résistance 287 et le troisième transistor 288, lorsqu'un certain nombre de complexes QRS consécutifs présentent une amplitude insuffisante pour déclencher le comparateur 290 et le second basculeur 303 ou manquent totalement, afin que l'amplificateur à gain variable 252 présente son gain maximal pour pouvoir prendre en compte les signaux de faible amplitude. La partie aval 200 de la chaîne d'amplification et de traitement du signal électrocardiographique, représentée sur la figure 2B, comprend, par ailleurs, un dispositif de mesure de la fréquence cardiaque moyenne, qui sera décrit ci-après. La sortie Q du second basculeur 303 délivrant des signaux rectangulaires positifs d'amplitude et de durée constantes, alimente l'entrée 311 d'un intégrateur actif 310 comprenant un amplificateur opérationnel intégré 312 dont l'entrée non-inverseuse est réunie à l'entrée 311 au moyen de trois résistances 313, 314 et 315 de même valeur (de plusieurs mégohms) en série.La jonction entre la première 313 et la seconde résistance 314 est couplée à la masse 205 au moyen d'un premier condensateur 316, celle entre la seconde 314 et la troisième 315 est couplée à la sortie 317 de l'amplificateur opérationnel 312 par un second condensateur 318 et celle de la troisième résistance 315 avec l'entrée non-inverseuse est couplée à la masse 205 au moyen d'un troisième condensateur 319. Le prerriier 316 et le troisième condensateur 319 ont des capacités de l'ordre d'un dizième de microfarads et le second 318 de quelques dizièmes de microfarads, de sorte que la constante de temps d'intégration est de l'ordre de 6 secondes.La sortie 317 de l'amplificateur 312, directement reliée à son entrée inverseuse, fournit une tension continue positive, proportionnelle à la fréquence du récurrence du signal rectangulaire fourni par le second basculeur 303. Cette sortie 317 qui constitue celle de l'intégrateur 310, alimente l'entrée 321 d'un étage de sortie 320 à gain réglable qui comprend un autre amplificateur opérationnel intégré 322 connecté en un montage dit "suiveur". L'entrée non-inverseuse de l'amplificateur 322 est réunie, d'une part, à l'entrée 321 à l'aide d'une première résistance réglable 323 et, d'autre part, à la masse au moyen d'une seconde résistance fixe 324 qui forme avec la première 323 un diviseur de tension résistif réglable permettant d'étalonner le convertisseur fréquence-tension formé par l'intégrateur 310. La sortie 325 de l'amplificateur 322 est reliée, d'une part, à son entrée inverseuse de façon à présenter une contre-réaction totale et, d'autre part, à la première sortie 326 de la partie aval 200 du dispositif d'acquisition et de traitement suivant l'invention, qui fournit une tension continue, proportionnelle à la fréquence cardiaque moyenne, étalonnée à l'aide de la résistance réglable 323 pour qu'un niveau de 6 volts correspond à 300- impulsions par minute, par exemple. La sortie de l'étage de sortie inverseur à gain unitaire, comprenant l'amplificateur opérationnel intégré 248, est reliée à une seconde sortie 329 de la partie aval 200 et l'une des sorties (Q ou Q) du second basculeur 303 est réunie à une troisième sortie 309 de celle-ci, de façon à fournir un signal rectangulaire à chaque récurrence du signal électrocardiographique. La tension sur la première sortie 326 permet d'élaborer, par des comparaisons à des tensions correspondant respectivement à des fréquences limites inférieure et supérieure admissibles, des signaux d'alarme haut et bas. Cette tension V326 permet également de détecter l'absence de complexes QRS d'amplitude suffisante pour déclencher le second basculeur monostable 303, en l'appliquant à travers une résistance d'entrée à un intégrateur actif simple dont le condensateur dans la voie de contreréaction est périodiquement déchargé à l'aide d'un commutateur électronique commandé par le créneau de sortie de ce basculeur. En l'absence de décharge périodique du condensateur. d'intégration, la tension fournie par l'intégrateur actif croit jusqu'à atteindre le seuil de basculement d'un comparateur de tension qu'il alimente. L'invention n'est pas limitée aux modes de réalisation décrits et représentés, mais s'étend à des variantes de réalisation équivalentes, accessibles à l'homme de l'art. Il est, par exemple, possible de commander l'ouverture des interrupteurs analogiques 269 uniquement par le signal de sortie du circuit de détection des impulsions de stimulateur 190 (comme dans la technique antérieure) dont l'étage comparateur-basculeur monostable 198 de sortie peut être constitué par un comparateur de tension et un basculeur monostable en cascade, ou encore d'utiliser, dans ce dernier cas, le signal de sortie du comparateur pour commander l'ouverture des interrupteurs 269. Il est également possible de commander la fermeture de l'interrupteur électronique constitué par le cinquième traasistor) (bipolaire) !1 337 p. des impulsions élaborées à partir Ja signal de sortie du quatrième comparateur 290 ou du premier basculeur monostable 300. Les divers perfectionnements, objets de la présente invention peuvent etre utilisés séparément comme, par exemple, le préamplificateur d'isolement 9 peut servir à 1 instrumentation où Pon nécessite le prélèvement d'un signal alternatif superposé à une -tension élevée, ou encore le second étage amplificateur à CAG 250 peut équiper un cardiotachymètre dont les étages en amont comporteraient des circuits analogues à ceux des figures 1 et 2A. REVENDICATIONS 1. Dispositif d'acquisition et de traitement éventuel de signaux électriques, notamment de signaux électrocardiographiques prélevées à l'aide de deux électrodes (1, 2, 3) placées sur le thorax d'un patient, équipé d'un préamplificateur d'isolement (9) comprenant des étages d'entrée (10) galvaniquement isolés de ses étages de sortie (60) dont la masse (64) est couplée à l'une des bornes du réseau alternatif, les étages d'entrée (10) isolés comprenant un amplificateur d'instrumentation qui comporte en sortie un premier amplificateur opérationnel intégré (41), alimenté en tensions continues de polarités opposées, obtenues au moyen d'un montage redresseur (51) dont les bornes d'entrée sont alimentés en tension alternative par celles d'un enroulement tertiaire isolé (71) d'un transformateur d'isolement (70) monté avec les étages de sortie (60) et dont les autres enroulements (74, 75) font partie d'un convertisseur statique - continu- alternatif, auto oscillant, alimenté à l'aide de deux régulateurs de tension (83, 86) les étages de sortie (60) comportant, en outre, un second amplificateur opérationnel intégré (92) dont la sortie alimente celle (96) du préamplificateur (9), caractérisé par le fait que le premier amplificateur opérationnel (41) est connecté de façon à constituer un convertisseur tension-courant avec sa sortie réunie par une première résistance de charge (42) à 1'une des bornes de sortie (32) du redresseur (51) afin d'en tirer un courant de repos notable variant en fonction du signal d'entrée, par le fait que le second amplificateur opérationnel (92) est connecté de façon à constituer un convertisseur courant-tension avec son entrée inverseuse réunie, d'une part, à sa sortie par l'intermédiaire d'une seconde résistance de contre-réaction (93) réglable, déterminant le gain et un taux de contreréaction élevé et, d'autre part, à celle des entrées d'alimentation (76) du convertisseur statique qui est réunie à la sortie de l'un des régulateurs de tension (86) au moyen d'une troisième résistance de ballast (85) réglable de façon à rendre la tension appliquée à cette entrée d'alimentation (76) égale à celle appliquée à l'entrée non-inverseuse du second amplificateur (92), reliée à la masse, lorsque la résistance de charge (42) est traversée par le courant de repos correspondant à un signal nul (figure 1). 2. Dispositif suivant la revendication 1, caractérisé par le fait que, le montage redresseur (51) comprenant un pont de quatre diodes, ltenroule- ment tertiaire (71) du transformateur d'isolement (70) est relié par sa prise médiane (72) à la masse flottante (17) des étages d'entrée (10) (figure 1). 3. Dispositif suivant l'une des revendications précédentes, du type dans lequel l'amplificateur d'instrumentation comporte un amplificateur différentiel d'entrée équipé de deux-transistors à effet de champ et à jonction (21, 22), couplés par leurs sources, dont les drains alimentent respectivement les entrées du premier amplificateur opérationnel -(41) et dont les grilles sont alimentées par le signal d'entrée et dans lequel les sources des transistors à effet de champ (21, 22) sont couplées à une borne (30) qui est réunie par une quatrième résistance commune (31) à une borne d'alimentation (32) de polarité opposée à celle (27) alimentant leurs drains et sur laquelle apparaît un signal dit de mode commun, caractérisé par le fait que la borne (30) alimente à travers un amplificateur de mode commun de type inverseur une troisième électrode, dite de référence, cet amplificateur comprenant un troisième amplificateur opérationnel intégré (24) dont entrée inverseuse est reliée à la borne (30), dont l'entrée noninverseuse est reliée à la masse flottante (17) et dont la sortie est réunie, d'une part, à travers une cinquième résistance (23) à cette électrode de référence, et d'autre part, à son entrée inverseuse par l'intermédiaire d'un réseau de contre-réaction alternative comprenant une sixième résistance (37) et-un condensateur (38) en série, afin de former une boucle de contreréaction à travers le corps du patient en ce qui concerne le signal de mode commun (figure 1). 4. Dispositif suivant la revendication 3, du type dans lequel chacune des grilles des deux transistors à effet de champs (21, 23) d'entrée est reliée à la source d'un troisième transistor à effet de champ (34, 36) et à la grille d'un quatrième transistor à effet de champ (33, 36), caractérisé par le fait que la grille du troisième et la source du quatrième sont respectivement reliées à celles des bornes de sortie (32, 27) du redresseur (51) qui assurent à leur jonction grille source une polarisation inverse par rapport au potentiel de la masse flottante (17). 5. Dispositif suivant l'une des revendications 3 et 4, caractérisé par le fait que les grilles des deux transistors à effet de champ (21, 23) sont respectivement couplées, au moyen d'une sixième (46) et d'une septième résistance (47) de très forte valeur, à une source de tension de polarisation éventuellement formée par un diviseur de tension résistif (48, 49) connecté entre l'une des bornes de sortie (27, 32) du redresseur (51) et la masse flottante (17) de façon à appliquer à celle des grilles qui est alimentée par une électrode (1, 2, 3) défectueuse, présentant une résistance de contact avec la peau élevée, une tension de polarisation bloquant l'un des transistors à effet de champ d'entrée (21, 23) et provoquant ainsi la saturation de l'un au moins des amplificateurs opérationnels (41, 92) du préamplificateur (9), qui est détectée dans un étage du dispositif alimenté par celui-ci pour produire un signal dit d'alarme technique (figure 1). 6. Dispositif suivant la revendication 5, caractérisé par le fait que l'amplificateur d'instrumentation comporte, en outre, un premier transistor bipolaire à jonctions du typé NPN (50) dont la base est reliée à la masse flottante (17), dont le collecteur est relié au drain de l'un des transistors à effet de champ d'entrée (21, 23) et dont l'émetteur est relié à la borne de couplage (30) des sources de ceux-ci, ce premier transistor bipolaire (50) devenant saturé, lorsque les deux transistors à effet de champ d'entrée (21, 23) se bloquent simultanément sous l'effet de la polarisation en mode commun de leurs grilles par la source de polarisation (48, 49) à travers la sixième et la septième résistance (46, 47), qui se produit lors d'un défaut de l'électrode de référence alimentée par l'amplificateur de mode commun (24, 23, 37, 38), la saturation du premier transistor bipolaire (50) entraînant celle du premier (41) et du second (92) amplificateur opérationnel, de façon à engendrer le signal d'alarme technique (figure 1). 7. Dispositif suivant l'une des revendications 3 à 6, caractérisé par le fait que le second amplificateur opérationnel (92) connecté en convertisseur courant-tension alimente un étage amplificateur à couplage alternatif (110) comportant un quatrième amplificateur opérationnel intégré (112) monté en amplificateur non-inverseur de type passe-bas et comprenant dans son réseau de contre-réaction réunissant sa sortie (116) à son entrée inverseuse, en parallèle, un filtre passe-haut et un cinquième amplificateur opérationnel intégré (113) monté également en amplificateur non-inverseur de type passe-bas avec une fréquence de coupure haute située à une fraction de hertz, de façon à -inhiber la transmission de la composante continue du signal en direction de la sortie (116) du quatrième amplificateur (112), constituant la sortie passe-bande (127) de cet étage (110), cette composante continue apparaissant sur la sortie (121) du cinquième amplificateur (113), constituant la sortie passe-bas (128) de cet étage (110). 8. Dispositif suivant la revendication 7, caractérisé par le fait que la sortie passe-bande (127) de l'étage à couplage alternatif (110) alimente l'entrée (131) d'un circuit de signalisation de l'alarme technique (130) comprenant en cascade un circuit de valeur absolue ou premier redresseur à double alternance (132) et un premier étage comparateur de tension (133) dont la sortie (134), dite d'alarme technique, fournit un signal d'alarme technique, lorsque l'amplitude en valeur absolue, du signal redressé dépasse une première tension de référence continue, choisie de façon à indiquer la saturation de l'un des étages en amont de son entrée (131), pouvant être provoquée par des tensions continue ou alternative induite (figure 2A). 9. Dispositif suivant la revendication 8, du type dans lequel le circuit de valeur absolue (132) fournit des signaux redressés de polarité prédéterminée et dans lequel la tension de référence de polarité opposée est ajouté à ceux-ci, à l'aide d'un réseau additionneur résistif, à l'une des entrées d'un sixième amplificateur opérationnel intégré (145) équipant le premier comparateur (133), dont l'autre entrée est relié à la masse (109), caractérisé par le fait qu'une fraction de la tension résultant de cette addition polarise la grille d'un transistor à effet de champ (125) qui, en série avec une huitième résistance (126), est monté en parallèle avec l'élément résistif (123) d'un filtre passe-haut (122, 123) branché dans la voie de contreréaction du cinquième amplificateur opérationnel (113), afin de temporairement réduire la constante de temps de ce filtre (122, 123), lorsque l'amplitude du signal redressé dépasse un seuil prédéterminé (figure 2A). 10. Dispositif suivant l'une des revendications 8 et 9, caractérisé par le fait que le sixième amplificateur opérationnel (145) équipant le premier comparateur (133) comporte un réseau de contre-réaction capacitif (151, 152) de capacité élevée qui permet de retarder son basculement, afin d'éviter la génération d'un signal d'alarme technique en réponse à des signaux d'amplitude suffisamment élevée mais de durées trop brèves pour perturber notablement le fonctionnement du dispositif (figure 2A). 11. Dispositif suivant la-revendication 7, caractérisé par le fait que la sortie passe-bas (128) de l'étage amplificateur à couplage alternatif (110) alimente l'entrée (161) d'un circuit de signalisation (160) du défaut par polarisation continue de l'une des électrodes (1, 2, 3) alimentant les entrées du préamplificateur (9) en mode différentiel, ce circuit de signalisation (160) comportant en cascade un second redresseur à double alternance (162) et un second comparateur de tension (163) recevant une seconde tension de référence choisie de façon à lui permettre de fournir un signal indiquant une polarisation continue à l'entrée dépassant un multiple notable de l'amplitude maximale du signal d'entrée alternatif utile (figure 2A). 12. Dispositif suivant l'une des revendications précédentes, du type dans lequel le second amplificateur opérationnel (92) connecté en convertisseur courant-tension alimente également l'entrée (191) d'un circuit de détection (190) des impulsions électriques fournies par un stimulateur cardiaque, caractérisé par le fait que le circuit de détection (190) comporte en cascade un amplificateur passe-bande (196) dont la fréquence de coupure basse est de plusieurs centaines de hertz, un troisième redresseur à double alternance (197), un troisième comparateur de tension (198) et un premier basculeur monostable déclenché, lorsque le signal filtré et redressé dépasse un seuil défini par la tension de référence appliquée au troisième comparateur (198), pour fournir un signal rectangulaire de durée prédéterminée, permettant de commander l'inhibition de la transmission du signal en un endroit déterminé, en aval de l'amplificateur à couplage alternatif (110) (figure 2A). 13. Dispositif suivant la revendication 12, caractérisé par le fait que le troisième comparateur et le premier basculeur monostable sont combinés ensemble pour réaliser un basculeur monostable à seuil de déclenchement défini par une tension de référence (198) (figure 2A). 14. Dispositif suivant l'une des revendications 8 à 10 et l'une des revendications 12 et 13, caractérisé par le fait que la sortie (134) du circuit d'alarme technique (130) et celle (158) du circuit de détection des impulsions du stimulateur (190) alimente les entrées d'une porte "OU" (192) dont la sortie (195) est destinée à commander l'inhibition de la transmission du signal en un endroit déterminé, en aval de l'amplificateur à couplage alternatif (l lQ) (figure 2A). 15. Dispositif suivant l'une des revendications 7 à 14, caractérisé par le fait que la sortie passe-bande (127) de l'étage amplificateur à couplage alternatif (110) alimente, éventuellement par l'intermédiaire d'un filtre passe-bas et de réjection de bande actif (129) et d'un ou de plusieurs étages séparateurs du type amplificateur opérationnel montés en non-inverseur à contre-réaction totale, dit "suiveur" (206), au moins un étage d'amplification à commande automatique de gain (210, 250) comprenant un septième amplificateur opérationnel intégré (213, 253), connecté en amplificateur inverseur à gain variable (212, 25?);; dont le réseau de contre-réaction réunissant sa sortie (217, 258) à son entrée inverseuse comprend une huitième et une neuvième résistances (215-216, 256-257) connectées en série dont la jonction est réunie à la masse (205) par l'intermédiaire d'une résistance variable (219-220, 259-260) en fonction d'une tension de commande et comprenant une dixième résistance fixe (219, 259) déterminant le gain maximal et le canal drain-source d'un troisième transistor à effet de champ (220, 260) série, la grille du troisième transistor à effet de champ (220, 260) étant polarisée à l'aide d'une tension continue proportionnelle à l'amplitude du signal de sortie (217) de l'amplificateur (213), obtenue par le redressement et le filtrage de celui-ci, à l'aide d'un montage parallèle d'un premier condensateur (239, 285) et d'une onzième résistance (240, 286) présentant une constante de temps élevée par rapport à la période de récurrence minimale du signal d'entrée et réunissant la grille du troisième transistor à la masse (205), en vue de faire varier la résistance drain-source du transistor à effet de champ (220, 260) en fonction directe de cette amplitude et le taux de contre-réaction en fonction inverse de celle-ci, de façon à la stabiliser à une valeur prédéterminée, lorsque celle du signal d'entrée est comprise à l'intérieur d'une gamme donnée (figure 2B). 16. Dispositif suivant la revendication 15, caractérisé par le fait que la sortie (217, 258) du septième amplificateur opérationnel (213, 253) alimente un quatrième redresseur à double alternance (221, 262) fournissant des signaux redressés de polarité négative sur sa sortie (227) qui est reliée à l'anode d'une première diode (231) dont la cathode est reliée à l'émetteur d'un second transistor bipolaire à jonctions (236, 286) qui est polarisé par une tension de base (VB) négative et constante, dont l'émetteur est également réuni au moyen d'une douzième résistance (235, 282) à une borne d'alimentätion (204) fournissant une tension continue négative, inférieure à la tension de base (VB) et dont le collecteur est relié à la jonction de la grille du troisième transistor à effet de champ (220, 260) avec le montage parallèle (239-240, 285-286), afin de charger le premier condensateur (239, 285) de celui-ci à l'aide d'un courant constant pendant tout intervalle de temps où l'amplitude du signal redressé à la sortie (227, 276) du redresseur (221, 262) est supérieure, en valeur absolue, à une première valeur de seuil (vol, Vs3) donnée par la différence entre la tension de base (VB) et la tension de polarisation directe de la première diode (231), afin que l'amplitude du signal alternatif de sortie (217) soit maintenue stable et correspondante à cette première valeur de seuil (VS1, Vs3) (figure 2B). 17. Dispositif suivant la revendication 16, caractérisé par le fait que la sortie (227, 276) du quatrième redresseur (221, 262) est reliée, en outre, à l'anode d'une diode Zener (232, 279) dont la cathode est réunie, au moyen d'une treizième résistance (234, 280) de valeur notablement inférieure à la douzième résistance (235, 282), à l'émetteur du second transistor bipolaire (236, 2813, afin qu'un courant collecteur sensiblement accru de celui-ci charge rapidement le premier condensateur (239, 285), dès que l'amplitude du signal redressé devient supérieure, en valeur absolue, à une seconde valeur de seuil (VS2, Vs4) donnée par la différence entre la tension de base (VB) et la tension de Zener (Vz) de la diode Zener (232, 279) et qui est plus négative que la première valeur (VS1, Vs3) (figure 28). 18. Dispositif suivant l'une des revendications 16 et 17, caractérisé par le fait que l'étage à commande automatique de gain (210, 250) comporte, en outre, un montage composé d'une quatorzième résistance fixe (245, #287) et du canal drain-source d'un quatrième transistor à effet de champ (243, 288) montés en série, et connecté aux bornes du montage parallèle (239-240, 285-286), afin d'en réduire la constante de temps, en l'absence de signal ou lorsque l'amplitude du signal redressé est trop faible, en valeur absolue, pour rendre le second transistor bipolaire (236, 281) conducteur (figure 2B). 19. Dispositif suivant la revendication 18, caractérisé par le fait que la grille du quatrième transistor à effet de champ (243, 288) est reliée à l'une des bornes d'une quinzième résistance (249, 341) dont l'autre borne est alimentée par un potentiel fixe supérieur ou égal au potentiel de masse (205), à l'une des bornes d'un second condensateur (242, 342) dont l'autre borne est reliée à la borne d'alimentation négative (204), et à l'anode d'une seconde diode (233, 340) recevant sur sa cathode une tension négative récurrente pour décharger le second condensateur (242, 342) formant avec la quinzième résistance (249, 341) un générateur de rampe, qui se recharge ensuite de façon graduelle à travers cette résistance (249, 341) pour tendre vers le potentiel fixe qui, lorsqu'il polarise la grille du quatrième transistor à effet de champ (243, 288), provoque la saturation de celui-ci (figure 2 B). 20. Dispositif suivant la revendication 19, dans lequel un premier étage à commande automatique de gain (210) fait partie d'une voie d'amplification du signal en vue de sa visualisation, caractérisé par le fait que la cathode de la seconde diode (233) est reliée à la sortie (227) du quatrième redresseur (221) de façon à décharger le second condensateur (242) sensiblement à l'amplitude négative du signal redressé et par le fait que le potentiel fixe est constitué par celui de la masse (205), de sorte que, lorsque l'amplitude du signal redressé atteint la première valeur de seuil (Vsl), le quatrième transistor à effet de champ (243) reste bloqué en permanence pour une période de récurrence minimale prédéterminée du signal d'entrée (figure 2B). 21. Dispositif suivant l'une des revendications 8 àlO, l'une des revendications 12 à 14 et l'une des revendications 15 à 20, dans lequel un second étage à commande automatique de gain (250) fait partie d'une voie de traitement du signal, notamment en vue de la mesure de sa fréquence moyenne et de son comptage (cardiotachymétrie), caractérisé par le fait que le septième amplificateur opérationnel (253) équipant- l'amplificateur à gain variable (252) est monté en filtre actif de type passe-haut ou différentiateur, favorisant la transmission des harmoniques supérieures du signal électrocardiographique afin d'en extraire les complexes QRS et par le fait qu'un dispositif interrupteur analogique (269) normalement fermé, dont l'ouverture est commandée par le signal de sortie du détecteur des impulsions du stimulateur (190), éventuellement combiné à celui du circuit d'alarme technique (130) à l'aide de la porte "OU" (192), est inséré entre la sortie (258) du septième amplificateur opérationnel (253) et celle (276) du quatrième redresseur (273), afin d'inhiber la prise en compte de ces impulsions de stimulateur et, éventuellement, d'autres transitions parasites rapides, par les étages suivants de la voie de traitement, et par le fait que la sortie (276) du quatrième redresseur (273) alimente l'entrée de signal (291) d'un quatrième comparateur de tension (290) dont l'entrée de référence reçoit une tension continue fixe définissant un seuil de basculement permettant d'éliminer les composantes d'amplitude inférieure du signal différencié, et redressé, pour ne prendre en compte que les complexes QRS afin de fournir des signaux rectangulaires en réponse à ceux-ci (figure 2B). 22. Dispositif suivant la revendication 19 et la revendication 21, caractérisé par le fait que la cathode de la seconde diode (340) est alimentée en impulsions négatives d'amplitude prédéterminée, déchargeant le second condensateur (342) de manière récurrente avec une périodicité correspondant à celle des -complexes QRS, élaborées à partir du signal rectangulaire de sortie du quatrième comparateur (290), et par le fait que la constante de temps du générateur de rampe (340, 341, 342) formé par le second condensateur (342) et la quinzième résistance (341) à travers laquelle il se charge positivement, est choisie de manière à permettre de maintenir le quatrième transistor à effet de champ (288) bloqué pendant un intervalle correspondant à un multiple prédéterminé de la période de récurrence minimale du signal électrocardiographique d'entrée (figure 2B). 23. Dispositif suivant l'une des revendications 21 et 22, caractérisé par le fait que l'autre borne de la quinzième résistance (341) est reliée à une borne d'alimentation fournissant une tension positive (203), par le fait que la cathode de la second diode (340) est réunie à la masse (205) au moyen d'une seizième résistance (339) et par le fait qu'un commutateur électronique (337) commandé par des impulsions élaborées à partir du signal de sortie du quatrième comparateur (290), réunit la cathode de la seconde diode (340) à la borne d'alimentation négative (204) afin de décharger le second condensateur (342) au cours de ses intervalles de fermeture (figure 2B). 24. Dispositif suivant l'une des revendications 21 à 23, caractérisé par le fait que la sortie (296) du quatrième comparateur (290) fournissant des signaux rectangulaires positifs, est couplée à l'entrée de déclenchement (T) par une transition positive d'un premier basculeur monostable (303) non redéclenchable, fournissant respectivement sur ses sorties (Q, Q) des signaux rectangulaires complémentaires d'une première durée et d'amplitude prédéterminées, dont celle (Q) qui fournit ces signaux avec une polarité positive alimente l'entrée d'un intégrateur actif (310) présentant une constante de temps d'intégration égale à un multiple prédéterminé de la période de récurrence minimale du signal électrocardiographique d'entrée, le premier basculeur monostable (303) et l'intégrateur (310) formant ensemble un convertisseur fréquence-tension fournissant une tension proportionnelle à la fréquence de récurrence moyenne de celui-ci (figure 2B). 25. Dispositif suivant la revendication 24, caractérisé par le fait que la sortie (296) du quatrième comparateur (290) est réunie à l'entrée de déclenchement par une transition positive (T) d'un second basculeur monostable (300) fournissant sur ses sorties (Q, Q) des signaux rectangulaires complémentaires d'une seconde durée prédéterminée, notablement inférieure à la première et à la durée minimale des complexes QRS différentiés, dont celle (Q) qui fournit le signal complémentaire est couplée à l'une des entrées d'une porte ET (308, 302, 305) dont l'autre entrée est couplée à la sortie (296) du quatrième comparateur (290) et dont la sortie (307) alimente l'entrée de déclenchement (T) du premier basculeur (303), afin de retarder le basculement de celui-ci par rapport au front de montée du signal rectangulaire fourni par le quatrième comparateur (290) de cette seconde durée pour empêcher la prise en compte d'un signal parasite de durée inférieure ou égale à celle-ci (figure 2B). 26. Dispositif suivant la revendication 22 et l'une des revendications 23 et 25, caractérisé par le fait que l'un des signaux de sortie du premier basculeur monostable (303) commande des premiers moyens d'élaboration des impulsions négatives appliquées à la cathode de la seconde diode (340) (figure 2B). 27. Dispositif suivant la revendication 23 et l'une des revendications 24 et 25, caractérisé par le fait que l'un des signaux de sortie du premier basculeur monostable (303) alimente des seconds moyens d'élaboration (333, 334, 335, 336, 338) de signaux commandant la fermeture du commutateur électronique (337) (figure 213).