201345° la présente invention concerne un système pour transmettre des signaux modulés par impulsions codées avec compression de la bande de fréquences utilisée et plus particulièrement elle concerne un système de ce type applicable à la transmission de 5 signaux d'images de télévision. En général, le signal d'images de télévision possède une redondance élevée. D'autre part, il est connu qu'un système de transmission P.C.M. est hautement non affecté par le bruit mais qu'il requiert une bande de fréquences considérablement plus large que 10 d'autres systèmes de transmission. Une approche à la compression de la largeur de bande de fréquences d'un signal de télévision ou d'autres signaux approximativement répétitifs est utilisée suivant la théorie de l'information, le fait que l'antropie conditionnelle du signal est plus 15 faible que l'antropie primaire. Plus particulièrement, la quantité d'informations qui doit être transmise en fait est réduite en utilisant la corrélation qui est positive pour les parties de signaux espacées par la période de répétition approximative telle que les parties de signaux représentant les éléments respectifs 20 d'images, de lignes consécutives d'exploration, et aussi des trames (voir Peter Elias Prédictive Coding IRE Transaction sur la théorie de l'information mars 1959 pages 16 à 33 ; Robert E„ Draham "Prédictive Quantizing of Télévisions signais" (IRE wescon convention record, août 1958,pages 147-156).. Le système suivant 25 cette théorie nécessite cependant un dispositif de mémoire hautement compliqué. Une autre voie d'approche est d'utiliser la psychophysique visuelle. Ceci ne tombe pas dans la catégorie de la compression de bande de fréquences dans le sens strict en ce qui concerne la 30 reproductibilité de l'information contenue dans le signal original mais elle fournit la compression de bande de fréquences lorsque le récepteur d'information (les nerfs visuels de l'homme dans le cas du signal de télévision) est considéré comme une partie du système de transmission de l'information. La compression de 35 bande de fréquences de ce type est basée sur le fait de l'habileté de discrimination des yeux humains dépend du taux ou de la vitesse de variation des niveaux de luminance. Plus particulièrement un changement lent dans le niveau de luminance d'images successives permet aux yeux humains de discriminer de petites 40 différences dans le niveau de luminance alors que l'habileté à 69 24795 2013459 discriminer décroît lorsque le niveau de luminance varie rapidement. La compression de bande est aussi basée sur le fait que le sens visuel de l'homme répond aux contours d'un objet ou configuration dans son ensemble et la sensation dépend de la luminosité 5 des aires internes. Un exemple de cette sort© d'approche est le système dit"Syn-thétic Highs" proposé par W„F„ Schreiber ("Synthétic Highs - An Expérimental TV Bandwidth Réduction System," Journal of the SMPTE, Volume 68, Août 1959, pages 525=537)s qui comprend un filtre pour 10 diviser le signal d'images en un composant de fréquences très basses et un composant de fréquences très élevées avec des moyens pour transmettre le composant inférieur sous la forme d'un signal analogique sans aucune modification et des moyens pour transmettre le composant supérieur après avoir codé celui-ci avec une quanti-15 fication comparativement approximative. Le composant supérieur résulte des lignes de bordure des configurations contenues dans une image. Le nombre de telles ligne® de bordure est très faible en général. En d'autres termes, la quantité d'informations concernant ces lignes de bordure est faible par comparaison avec la 20 quantité d'informationsconcernant l'ensemble de l'image. Il est en conséquence possible, en quantifiant grossièrement une telle information et en transmettant l'information codée avec l'information concernant les positions de telle ligne de bordure de transmettre le composant à fréquences supérieur à une vitesse réduite 25 par comparaison avec la vitesse requise pour transmettre le signal d'origine tel qu'il est. Dans un autre exemple, le composant à fréquences inférieur est soumis à une quantification précise alors que le composant à fréquences supérieur est soumis à une quantification grossière 30 (E.Ro Kretzner, "Reduced-Alphabet Représentation of Télévision Signais," IRE Convention Records, PartielEI, 1956, page 140-147). Dans ce système, la fréquence d'échantillonnage est élevée et le nombre de bits dans un mot de code est faible pour le composant supérieur, alors que ceux-ci sont bas et grands respectivement, 35 pour le composant inférieur. La transmission de signaux pour toute l'image est ainsi faite à une vitesse presque constante qui est égale à la vitesse de la transmission de la quantification précise du composant inférieur. Ces systèmes basés sur la psychcphysique sont beaucoup plus 40 aisés à fabriquer que les systèmes s8appuyant sur la théorie de bad original. ( 69 24795 3 2013459 l'information. Cependant, ces systèmes sont encore compliqués en ce qu'ils nécessitent deux codeurs séparés pour les composants inférieur et supérieur et deux canaux ou voies de transmission pour transmettre ces composants. 5 C'est en conséquence un objet général de la présente inven tion que de fournir un système simplifié pour transmettre un signal P.C.M. avec compression de bande. C'est un objet spécifique de l'invention de fournir un système d'un type spécifiquement applicable à la transmission de si-10 gnaux de télévision. Le système de la présente invention tel qu'appliqué à la transmission d'un signal d'images de télévision est basé sur la psychophysique visuelle. Des études de la psychophysique ont révélé qu'il y a une limite supérieure dans la quantité d'informations 15 acceptable par le sens humain de la vision pendant une unité de temps avec pour résultat que la quantité d'informations de luminance décroît avec l'accroissement dans la quantité d'informations spatiales ou géométriques et vice versa. Il s'ensuit, en conséquence, que la transmission de l'information entière s'étendant au-20 delà de la limite supérieure est superflue et que l'information doit être transmise au-dessous de la vitesse correspondant à la limite supérieure. Suivant un aspect généralisé de la présente invention, il est prévu î 25 Dans un système de transmission PCM pour des données ou in formations variables avec le temps, lesdites données étant représentées par des mots de code PCM d'une première espèce respectivement, ladite première espèce de mot de code apparaissant à un taux de p par unité de temps dans laquelle p est un nombre posi-30 tif choisi, un émetteur comprenant des moyens répondant à une quantité q consécutive desdites données dans laquelle q est un nombre entier plus grand que 2, pour explorer la vitesse de variation de telles données consécutives pour produire un élément de signal représentant une variation, ledit élément de signal ayant la 35 même forme de signal que celle d'au moins un chiffre (digit) des mots de code PCM d'une seconde espèce, lesdits mots de code de seconde espèce apparaissant à un taux de p/r pour ladite unité de temps dans laquelle r est un nombre entier plus grand que 1, ledit élément de signal représentant au moins 2 valeurs discrètes 40 qui correspondent aux valeurs respectives de ladite vitesse et, 69 24795 4 2013459 des moyens répondant à ladite première espèce de mots de code et desdits éléments de signaux pour produire les mots de code de seconde espèce, chacun desdits mots de code de seconde espèce représentant r mots de code consécutifsde première espèce, lesdits mots 5 de code de seconde espèce contenant en des premières positions prescrites de hits lesdits éléments de signaux respectivement, chacun desdits mots de code de seconde espèce contenant en plus en une seconde position de hits les codes des chiffres les plus significatifs de l'un desdits r mots de code de première espèce, 10 chaque mot de code de seconde espèce contenant en plus une position de hits restante lea codes des chiffres restant du mot de code présélecté de première espèce à chaque fois que l'élément de signal contenu dans celui-ci présente une lente variation des données et les codes des chiffres les plus significatifs de celui 15 qui a été prédéterminé d'au moins l'un des petits r mots de code consécutifs de première espèce excepté ledit mot de code présé-lecté à chaque fois que l'élément de signal contenu dans celui-ci présente une variation plus rapide. Les informations telles que mentionnées ici peuvent, soit être 20 représentées par un signal digital, ou être des échantillons dérivés d'un signal analogique. Dans ce dernier cas, p représente les échantillons par unité de temps. La variation représentative du moyen produisant un signal peut être fournie en un temps qui est soit avec la partie de signal analogue couvrant r échantillons 25 consécutifs ou avec r mots de code PCM de première catégorie. On suppose maintenant que r est égal à 4, que la vitesse est divisée en 3 stades de vitesse et que 2 mots de code sont prédéterminés à partir des 4 mots de code consécutifs pour la vitesse moyenne et que 4 mots de code sont prédéterminés de façon analogue 30 pour la grande vitesse. Le mot de code présélecté de première espèce peut être le premier, le second,le troisième ou le quatrième des quatre mots de code. Suivant celui des quatre mots de code qui est présélecté, les deux mots de code prédéterminés peuvent être soit un ensemble du premier et du troisième mots de code et 35 un autre ensemble du second et du quatrième mots de code. Il est entendu que ces combinaisons de mots de code sont possibles, dans ce cas un,deux et quatre de celles-ci correspondent aux vitesses lentes moyennes ou élevées respectivement. Dans ces circonstances il est nécessaire de prévoir ces valeurs discrètes pour des élé-40 ments de signaux. BAD ORIGINAL 69 24795 5 2013459 Par exemple, un signal analogue est échantillonné à une fréquence d'échantillonnage de 10 MHz et codé en mots de codes PCM de huit bits. L'élément de signal représentant la variation est produit en se référant aux quatre échantillons consécutifs pour 5 représenter soit que la variation est rapide, modérée ou lente. Lorsque la variation est rapide, les deux chiffres les plus significatifs de chaque mot de code sont transmis afin que deux bits soient transmis par éléments échantillonnés à la vitesse de répétition de 10 MHz. Lorsque la variation est modérée, le plus 10 significatif des quatre chiffres de chaque autre mot de code est transmis si bien que quatre bits sont transmis par éléments échantillonnés à 5 MHz. Lorsque la variation est lente, tous les chiffres sont transmis pour seulement un mot de code présélecté dans chaque ensemble de quatre mot de code consécutifs si bien que 15 huit bits sont transmis par éléments échantillonnés à 2,5 MHz. L'élément de signal représentant la variation possède 3 bits pour représenter les sept combinaisons lorsque le code binaire est utilisé pour le signal PCM. Dans ces circonstances le signal PCM d'origine qui aurait été transmis à une vitesse de 80 mégabits 20 par seconde est transmis comme par un signal PGM modifié qui de façon équivalente contient des mots de code à 11 bits pour chaque élément échantillonné à 2,5 MHz et est transmis à une vitesse de 27,5 mégabits par seconde. Le rapport de compression est d'environ 1/3. 25 Dans un autre exemple,l'élément de signal représentant la variation possède un bit représentant les variations lentes et rapides. Lorsque la variation est rapide quatre bits sont transmis à une fréquence de répétition de 10 MHz. Lorsque la variation est lente tous les huits chiffres sont transmis à une seconde 30 fréquence de répétition de 5 MHz. La vitesse de transmission pour le signal PCM modifié est ainsi de (8 + 1)x 5 = 45 mégabits par seconde. Ceci fournit une compression d'environ 1/2. Selon la présente invention la transmission de tous les signaux PCM est effectuée à une vitesse sensiblement constante avec 35 seulement un codeur et sans dispositif de mémoire lequel était indispensable dans le circuit de sortie pour atteindre presque une vitesse égale. La présente invention fournit ainsi un système très simplifié du type mentionné. La présente invention sera maintenant décrite en détail en 40 relation avec les dessins ci-joints dans lesquels : 69 24795 6 2013459 La figure 1 est un diagramme de blocs d'un émetteur du système selon la présente invention. Les figures 2A et 2B montrent des signaux pour exposer le fonctionnement d'un discriminateur de variation dans l'émetteur. 5 La figure 3 montre une partie du signal PGM original. La figure 4 montre une partie d'un signal PGM à bande comprimée. La figure 5 est un diagramme de blocs d'un dispositif de dérivation de différence. 10 La figure 6 montre une partie du signal analogique pour ex poser le fonctionnement du discriminateur de variation. La figure 7 est tin diagramme de blocs d'un autre dispositif de dérivation de différence. La figure 8 est un diagramme de circuit d'un discriminateur 15 de variation. La figure 9 est un diagramme de circuit d'un compresseur de bande de fréquences prévu dans l'émetteur. La figure 10 montre des parties de différentes formes de sillons pour exposer le fonctionnement du compresseur de bande. 20 La figure 11 est un diagramme de blocs d'un récepteur du système selon la présente invention. La figure 12 montre une partie du signal PCM reçu à bande comprimée. Les figures 13 à 15 montrent des parties de différents si-25 gnaux dans le récepteur® La figure 16 est un diagramme de circuit d'un dispositif d© réanangement du temps dans le récepteur. La figure 17 montre des parties de différents signaux pour exposer le fonctionnement du circuit de réarrangement du temps. 30 La figure 18 est un diagramme de circuit d'un circuit ad ditionneur prévu dans le récepteur. La figure 19 montre des parties de signaux variés pour exposer le fonctionnement du circuit additionneur. La figure 20 est un diagramme de circuit d'un circuit com-35 binateur prévu dans le récepteur. La figure 21 montre des parties de différents signaux pour exposer le fonctionnement du circuit combinateur. La figure 22esfcun diagramme de blocs d'un autre récepteur du système selon la présente invention. 40 La figure 23 montra tes parties de divers signaux pour ex BAD ORIGINAL 69 2.4795 7 2013459 poser le fonctionnement du récepteur mentionné en dernier lieu. En se référant aux figures 1 à 4, on présume que chaque échantillon (i est un nombre entier) montré dans la figure 2A d'un signal analogique 30 est codé dans un émetteur de la présen-5 te invention en des impulsions binaires PGM à 6 bits en parallèles 31 à 36 montrés dans la figure 3 et que les impulsions d'origine PCM 31 à 36 sont comprimées en fréquence en des impulsions de sortie PCM à 7 bits en parallèle 41 à 47 montrés dans la figure 4 qui peuvent être, en conséquence, converties en une série 10 de signaux de sortie 49 et que les impulsions de sortie PCM 41-47 ou les signaux 49 sont comprimés en bandes de fréquence en effet de 6 bits par échantillon en 3,5 bits par échantillon. L'émetteur comprend une source de signaux 51 de signaux analogues 30 et un générateur d'horloge 52 produisant des impulsions 15 d'échantillonnage 54 à la période d'échantillonnage t des impulsions de chronométrage 55 à une fréquence de répétition 2t et des premières impulsions d'horloge 56 ayant une période de répétition de t et une largeur d'impulsion commune de générateur d'horloge 52 produit^ de plus,des second, troisième et quatrième 20 trains d'impulsions d'horloge 57-58-59 ayant une période de répétition commune de 2t et une largeur d'impulsions communes de ces trains d'impulsions d'horloge 57, 58 et 59 étant déplacés dans le temps du premier train d'impulsions d'horloge 56 des quantités mentionnées ci-après. 25 De plus, l'émetteur comprend un codeur échantillonneur 61 pour coder chacun des échantillons dérivé dans celui-ci par des impulsions d'échantillonnage 54 à partir du signal d'horloge 30 fourni à celui-ci en un ensemble de 6 impulsions PCM parallèles 31-36 de façon connue. Ainsi les échantillons S2 S^....sont 30 représentés par des ensembles successifs d'impulsions PCM (a^, a12» •••» al6^' (a21 * a22* *•*' a26^ ' •••» Ca 1 > aj_2' * * * ' ai6^'**" montrés dans la figure 3, chaque bit a^ (d est tua nombre entier) étant soit la logique 1 ou 0 dans le cas où le signal PCM est de forme binaire, le premier bit a^1 dans chaque ensemble étant sup- 35 posé représenter le chiffre le plus significatif d'un ensemble d'impulsions PCM 31-36 pour le i-ème échantillon S^... L'émetteur comprend encore une source 62 pour un signal de seuil h figure 2B et un discriminateur de variations 63 comprenant, comme il sera décrit plus loin en détail, un dispositif de 40 dérivation de différence 64 avec des interpolations linéaires 69 24795 2013459 paraboliques ou autres fournies par le signal analogique 30, un comparateur 65 alimenté avec le débit x du dispositif 64, le signal de seuil h et les impulsions de chronométrage 55 et un circuit de retard 66 pour retarder le débit du comparateur 65 pour 5 fournir une logique 1 et 0 d'impulsions 67 représentant la variation (figure 3). En raison des impulsions de chronométrage 55, le dispositif 64 fournissant des différences avec interpolation linéaire par exemple développe en fait les échantillons et produit par rap-10 port aux échantillons numérotés impair S2i_i S2i+1 Pour référence, des échantillons calculés et numérotés pairs S2i (figure 2A) et fournit en principe le signal de différence e (figure 2B) représentant la différence entre les échantillons vrais et les échantillons numérotés pairs calculés S2^ et qui représen- 15 tent le taux ou la vitesse de variation du signal analogue 30 ou les impulsions PCM dérivées 31 à 36 de la partie du point d'échantillonnage Tgi pour les échantillons numérotés pairs Le comparateur 65 produit des impulsions logiques 1 et 0 à partir d'une largeur d'impulsion commune deux fois aussi xongue que la période 20 d'échantillonnage t lorsque le signal de différence e est plus grand ou plus petit que le signal de seuil h, respectivement en valeur absolue. Le circuit à retard 66 applique un retard aux impulsions 1 et 0 si bien que chacune des impulsions représentant la variation 67 peut être dans le registre de temps avec les deux 25 ensembles d'impulsions consécutifs PCM des impulsions PCM 31-36 dont la vitesse de variation est représentée par l'impulsion de variation particulière 67. Par exemple, les impulsions représentant la variation 67 varient de 0 à 1 comme montré dans la figure 3 en coïncidence dans le temps avec les fronts-avant des impul-30 sions PCM a^ , a^2««"« pour le quatrième échantillon et en cette partie le signal analogue 30 varie rapidement et retourne à "zéro" simultanément avec les fronts-arrière des impulsions PCM a71» a^2 et a^g pour le septième échantillon précédant l'échantillon suivant SQ et en cette partie la vitesse de varia-tion est lente. L'émetteur comprend encore un compresseur de bande de fréquence 68 pour fournir suivant ce qui est mentionné ci-dessous en détail des impulsions de sortie PCM à 7 bits comprimés en fréquence 41-47 à partir des impulsions PCM originales 31-36 et les 40 impulsions 67 représentant la variation en utilisant la première 9 24795 9 201345° jusqu'à la quatrième impulsion d'horloge 56-59» Comme montré dans la figure 4, les ensembles successifs d'impulsion de sortie PCM 41 à 47 sont constitués par (a-j-j*, a-j2', a16» "0* ) » (a^i ' j a^2 ' » a33 ' » a4i ' > a42 ' * a43 ' ' " 1w ) » • • ° I1® pre— 5 mier bit a(2i+1)1 £>2i+1 sont utilisés comme les chiffres correspondants des impulsions de sortie PCM 41-47 avec la largeur d'impulsions doublée et avec les fronts avant retardés par la période d'échantillonnage t relative à des impulsions représentant la variation 67 ou les im-13 pulsions de septième bit. Lorsque les septièmes bits sont 0 et 1, les trois chiffres les moins significatifs a(2i/i)4* a(2i+1)5» a(2i+1)6 des imPulsi°ns d'origine 31 à 36 pour 1 'échantilllon de référence S2j.+1 avec les fronts avant retardés par la période d'échantillonnage t et les trois chiffres les plus significatifs 20 a(2i+2)1» a(2i+2)2 et a(2i+2)3 des imPulsioIls PCM d'origine 31-36 pour les échantillons portant des numéros pairs S2^+2 sans que le retard soit utilisé respectivement comme étant les moins significatifs des trois chiffres des impulsions de sortie PCM 41-47, la largeur d'impulsion étant doublée» De cette manière, le compres-25 seur de bande 68 comprime les impulsions PCM d'origine 31-36 contenant 6 bits d'information par échantillon dans les impulsions de débit PCM 41-47 contenant 7/2 bits par échantillon. L'émetteur peut de plus comprendre un convertisseur séries en parallèle 69 pour convertir les impulsions de sortie PCM compri-30 mées en bande de fréquences en une série de signaux de sortie PCM 49. En se référant encore à la figure 2 et aussi aux figures 5 et 6, le dispositif 64 fournissant des différences avec interpolation linéaire comprend une première et une seconde lignes à retard 35 idéales 71 et 72 chacune ayant un temps de retard égal à la période d'échantillonnage t. Au moment où le troisième échantillon Si+1 d'un ensemble de trois échantillons et atteint l'entrée de la première ligne à retard 71, le second et le premier échantillons et atteignent les sorties de la première et 40 de la seconde lignes à retard 71 et 72 respectivement. Le dispo 69 24795 10 2013459 sitif 64 comprend en outre un additionneur 73 pour obtenir la somme des échantillons et Si+1 et un amplificateur 74 ayant un gain de 1/2 pour diviser la somme par 2 pour fournir l'échantillon calculé ,. le dispositif 64 comprend encore un soustrac-5 teur 75 pour soustraire l'échantillon calculé Sil depuis l'échantillon vrai pour donner le signal de différence e^ donné par la relation suivante : ei s Si " Si' = Si ~ (Si-1 + si+l)/2- En se référant encore à la figer® 6 et aussi à la figure 7» 10 un dispositif de différence 64 avec .interpolation parabolique comprend une première ligne à retard 76 ayant un retard dans le temps de 2t et une seconde et troisième ligu.es à retard 77 et 78 fournissant chacune un retard dans 1® temps de t« Au moment où l'échantillon Si+j atteint l'entrée de la première ligne à retard 15 76, les échantillons S±-M ' Si et S^,j atteignent les sorties de la première, de la seconde et de la troisième lignes à retard 76, 77 et 78 respectivement. Le dispositif de différence 64 comprend un premier, un second et un troisième amplificateurs 81, 82 et 83 ayant des gains de -1/8 (m® combinaison d'un inverseur 20 et d'un atténuateur), 6/8 et 3/8 respectivement pour l'entrée de la première ligne à retard 76 et les sorties de la seconde et de la troisième lignes à retard 77 et 18 respectivement. Le dispositif 64 comprend encore un additionneur 84 pour fournir la somme des sorties d'amplificateur pour donner l'échantillon calculé S^, 25 et un soustracteur 85 pour soustraire la somme de l'échantillon vrai pour fournir le signal de différence e^ donné dans ce cas par la relation suivante s ®i = ^i "" "i! 3 ™ + + '®i-i )/8. En se référant à la figure 8, le dispositif de différence 64 30 à interpolation linéaire comprend une borne d'entrée de signal analogique 80 du discriminateur de variation 63, de l'amplificateur tampon 81 de gain unité pour le signal oaalogique 30 et un circuit de retard comprenant me première st m© seeeade lignes à retard 82 et 83. Chacun© â®s ligne® à rotasd 32 et 83 a un temps 35 de retard de la période d'écliafitilloEaags t et p@'«a.t être sait un réseau à retard à constante massée ou un réseau à retard à constante distribuée, par exemple ira câtol© ©©axial. Le circuit à retard est terminé par une résistance 84 dent la résistance est égale à l'impédance caractéristique â@s lignes à retard 82 et 83e 40 En vertu des impulsions do chroaoaétEag® 55 appliquées à use BAD ORIGINAL 69 24795 11! 201345° borne d'entrée 85 d'impulsions de chronométrage du discriminateur 63, des signaux apparaissant aux points de prise du circuit de retard correspondent aux échantillons S2i+1, S2i et $21-% respectivs-ment, pourvu que les lignes à retard soient idéales et ne compor-5 tent pas d'insertion. Ces signaux sont appliqués à un premier, un second et un troisième amplificateurs tampon 86, 87 et 88 respectivement. Chacun des premier et troisième amplificateurs 86 et 88 a un gain en tension unitaire alors que le second amplificateur 87 a moins deux fois le gain de tension unitaire. les débits des am-10 plificateurs respectifs 86, 87 et 88 sont conduits à un additionneur à résistance constitué par trois résistances 91, 92 et 93, chacune de celles-ci ayant la même résistance, le signal de sortie x de l'additionneur est les deux tiers du signal de différence e^ en raison de l'égalité suivante : 15 * = ( S2i_1 + S2i+1)- 2S2i)/3 = (2/3). C(s2i_i + S2i+1^2 ~ S2i-' = 2ej/5' Avec une ligne à retard réelle qui présente une perte d'insertion, il est nécessaire de changer soit les gains des amplificateurs-tampon 86, 87 et 88 ou les valeurs de résistance des résistances 20 91, 92 et 93 ou les deux de façon à compenser la perte d'insertion des lignes à retard 82 et 83. le comparateur 65 comprend un amplificateur de tension 99 de gains G choisi suivant la manière indiquée ci-dessous pour amplifier le signal de sortie x du dispositif 64 de différence pour 25 produire une sortie amplifiée y,et une unité de comparateur 100 ayant ma premier et un second transistors d'entrée 101 et 102 et une première et une seconde paire de transistors 103 et 104. la sortie amplifiée y est fournie aux bases du premier et du second transistors d'entrée 101 et 102. les émetteurs de la première 30 entrée et de la paire de transistors 101 et 103 sont connectés à une source de polarisation 105 de tension de polarisation VEE (une tension négative) par une première résistance de polarisation 106. les émetteurs de la seconde entrée et de la paire de transistors 102 et 104 sont aussi connectés avec la source de po-35 larisation 105 par une seconde résistance de polarisation 107, de façon analogue. De manière similaire les collecteurs de la seconde entrée et de la première paire de transistors 103 et 102 sont connectés, par une résistance de charge 108 et une diode 109, avec une première et une seconde alimentations en puissance 111 40 et 112 de la première et seconde tensions de puissance Vqqi et 69 24795 12 2013459- VqC2» respectivement. De plus les collecteurs de la première entrée et de la seconde paire de transistors 101 et 104 sont connectés avec la seconde alimentation en puissance 112. la relation entre la première et la seconde tensions de puissance 5 et Vqq2 es't donnée par les inégalités suivantes : VCC1 y TCC2 YCC2 ~ Y109 >VCC1 " Y108» Y108 Y109 sont °kute de tension sur la résistance 108 et la chute directe de la diode 109» respectivement. Les "bases 10 de la paire de transistors 103 et 104 sont alimentées avec des tensions de fréquence -h et +h respectivement, par la source de signal de seuil 62. Chacune de ces paires de transistors 101 et 103 ou 102 et 104 forme un amplificateur différentiel.. Si y En pratique, l'unité de comparateur 100 ne peut correcte-30 ment discriminer la sortie amplifiée y quand elle est presque égale au signal de seuil h en valeur absolue. Ceci est dû au déséquilibre dans chaque amplificateur différentiel. Supposons que les tensions -a et +a alimentées aux bases respectives du premier et du second transistors d'entrée 101 et 102 équilibrent les am-35 plificateurs différents. De plus, rappelons que le signal de seuil h est sélecté par le signal de différence e. D'autant que le signal de sortie du dispositif de différence x est égal à 2e/3, ou bien le gain G de l'amplificateur de tension 99 peut être égal à 3a/(2h) ou la tension de référence peut être 2/3 du signal 40 de seuil h avec le gain G réglé à l'unité. 69 24795 13 201345° le comparateur 65 comprend encore un circuit logique qui à son tour comprend une porte ET/NON-ET 115 sur laquelle est appliquée la sortie de discrimination z de l'unité de comparateur 100 après que le niveau de cette sortie ait été réglé par un circuit 5 de coupage 116 à un niveau convenable pour la porte 115 ET/NOH-ET. La porte 115 produit le signal d'entrée tel qu'il est sur une borne 117 de sortie ET et un signal inversé à la borne 118 de sortie NON-ET. Lorsque la sortie de discrimination % est VCC1» les sorties des bornes de sortie 117 et 118 ET et SON-ET sont 10 les indications logiques "1" et H0M, respectivement® Lorsqu'il est égal à Vqq2 - ^109 de "t-8!!®3 sorties sont "0n et n1n respectivement. Ces codes binaires sont appliqués à un baseuleur 119 qui fournit la sortie NON-ET sur le circuit à retard 66 en concordance avec les impulsions de chronométrage 55. Il doit être 15 mentionné ici que le codeur -échantiHonneur 61 produit les impulsions PCM 31-36 de bits en parallèle avec m certain retard dans les temps relativement au signal analogique 30 fourni. Le circuit à retard 66 est utilisé pour amener les fronts avant des impulsions 67 représentatives de variations à coïncider avec les 20 fronts avant des impulsions PCM 31 à 36 de chaque autre échantillon. En se référant aux figures 9 et 10,1e compresseur de bande 68 comprend premier...., un quatrième, ... et un septième canal ou voies 121, ..., 124,... et 127. Le premier canal 121 est eou-25 plé avec le quatrième canal 124. De façon analogue les second et troisième canaux (non représentés), similaires en construction au premier canal 121 sont couplés avec les cinquième et sixième canaux (non représentés) similaires au quatrième canal 124 respectivement. Le septième canal 127 est couplé directement avec les 30 quatrième, cinquième et sixième canaux 124... Tous les canaux 121, ...» 124, ... et 127 comprennent des portes d'entrée ET/NON-ET(AND/NAND) 131 » ... 134,... et 137 alimentées avec des impulsions originales PCM 31-36 et avec les impulsions 67 représentant la variation respectivement. Lorsqu'elle est alimentée avec les 35 impulsions "O" et "1", la porte ET/NON-ET (AND/UÂIïD) produit des impulsions "0M et "l" à la borne de sortie ET et les impulsions "1net "0" à la borne de sortie îïON-ET (NAND) respectivement. Les six premierès voies ou canaux 121 ... 124... comprennent un premier ensemble de six basculeurs 141 ... 144 ... alimentés avec 40 les sorties ET (AND) et NOH-ET (NAND) du premier canal jusqu'au 69 24795 H 2013459 sixième canal ET/NON-ET (AND/NAND) (Porte 131» ... » 134» . ■>. (les sorties ET (AND) du premier canal et les portes 131 et 134 ET/ NON-ET (AND/NAND) du quatrième canal sont montrées dans la figure 10) respectivement avec les premières impulsions de chronométrage 5 56 (montrées dans la figure 10) par un inverseur 149. Ces six canaux 121 „„« 124» comprennent encore un second ensemble de bascu-.leurs 151» 000 154, o.. qui reçoit les deux sorties ET/NON-ET (NAND) du premier ensemble de basculeurs 14-1» «. » 144» . ° ® respectivement, et les premières impulsions à'horloge 56 comme elles se 10 trouvent. Les sorties ET (AND) (ceux du second ensembles des premier et quatrième canaux de basculGurs 151-154 sont- montrés dans la figure 10) sont des impulsions HJKt k six Mts -en parallèle retardées d'une période d'échantillonnage t relativement aux sorties correspondantes des portes d'entrés EÏÏ/SG1-1T (A3B/NAND) 131 • «•» 15 134» 0.0 Le quatrième canal 124 cospread isne première et une g©-conde portes 1J0N-ET (NAxîïi) 153 et 159 alimentées avec les sorties ET de la porte d'entré© ST/NQN-ET 131 du premier canal et du second ensemble basculeur 154 du quatrième canal ensemble avec les sorties ET et N0N-ET de la port© d'entrée 1T/N0N-ET 137 du sep-20 tième canal respectivement,, Le quatrième canal 124- comprend de plus une porte intermédiaire ET/NOlî-ET 160 alimentée avec les sorties des portes NON-ET 158 et 159» X»@s 5&n»e et 6ènse canaux comportent des portes'analogues non représentées. Lorsque des impulsions représentant des variations 67 sont n1a» les portes 158 et 160 25 produisent à la sortie NON/ET de la part® intermédiaire ET/NON-ET 160» la sortie ET de la porte d'entré© ET/NON-ET 131 du premier canal avec un retard de temps inhérent aux portes 158 et 160. Alors que la même porte est "G", les portes 158 et 160 produisent à la borne de sortie NON-ET la sorti® 3T de la porte d'entrée 30 ET/N0N-ET 134 du quatrième canal avae un retard de temps égal à la somme de la période d'échantillonnage t et du délai inhérent aux portes 158 et 160. En général le fonctionnement des portes 158 et 160 est représenté par la relation logique s 35 ^NON—ET1 = ^1 d^ a: d™) \/ ( y\ dj ) » dans laquelle a^QN-ET' es* sor^:î-- da la port© intermédiaire ET/NON-ET 160 etd^ représente les sorties 1T du premier canal jusqu'aux portes d'entrée ET/NON-ET 151 du troisième canal, du quatrième canal jusqu'au second ensemble â© basculeurs 154 du si-40 xième canal „„«, et de la port© d'entrée ET/NON-ET 137 du septiè- r- BAD ORIGINAL 69 24795 15 201345° me canal. Tous les canaux 121, ... 124 ..., et 127 comprennent de plus lin troisième ensemble de basculeurs 161, ... 164, . et 167 alimentés avec les sorties du premier canal jusqu'aux bascu-leurs 151 du deuxième ensemble du 3ème canal, ... du quatrième 5 canal jusqu'aux portes intermédiaires ET/NON-ET du sixième canal... et de la porte d'entrée ET/NON-ET 137 du septième canal, respectivement, et avec les secondes impulsions de chronométrage 57. les sorties ET de ces basculeurs 161 du premier jusqu'au troisième canal 121..., les sorties NON-ET de ces basculeurs 164, du qua-10 trième jusqu'au sixième canal 124 etc... et la sortie ET du bas-culeur 167 du septième canal 127 sont, ainsi qu'il a été indiqué, par exemple, les sorties du premier canal et les basculeurs du quatrième canal 161 et 164 dans la figure 10 des impulsions comprimées en bande de fréquences dont les fronts avant sont sensi-15 blement en coïncidence avec les fronts avant des secondes impulsions d'horloge 57. Tous les canaux 121,..., 124,... et 127 comprennent encore un quatrième et un cinquième ensembles de basculeurs 171, 174 et 177 et 181.... 184, ... et 187 alimentés comme décrits avec à la fois les sorties ET et NON-ET des basculeurs 20 correspondants des étages précédents et avec les troisième et quatrième impulsions d'horloge 58 et 59. les sorties ET du cinquième ensemble de basculeurs 181, ... du premier au troisième canal 121, ..., les sorties NON-ET de tels basculeurs 184, ... du quatrième jusqu'au sixième canal 124, ... et la sortie ET du 25 basculeur 187 du septième canal 127 sont les impulsions 41-47 de sortie PCM désirées comprimées dans la bande de fréquences dont certaines sont reproduites dans la figure 10.les basculeurs du quatrième au cinquième ensemble sont prévus en vue de mettre les impulsions 41-47 de sortie PCM dans le meilleur ordre. 30 II doit être mentionné ici qu'un filtre passe-bas (non représenté) peut être interposé entre la source de signaux 51 d'une part et le codeur-échantillonneur de l'autre et le discriminateur de variation 63 d'autre part. Egalement, un signal analogique déjà échantillonné peut être fourni à un codeur et à un dis-35 criminateur de variation (correspondant au codeur échantillonneur 61 et au discriminateur de variation 63 respectivement). A titre de variante, un discriminateur de variation similaire au discriminateur de variation 63 peut produire des impulsions 67 représentant la variation à partir des impulsions 31, 36 PCM d'origine. 40 En se référant maintenant aux figures 11 à 15 inclue, un ré 69 24795 'e 201345° cepteur suivant des caractéristiques de l'invention destiné à être couplé avec l'émetteur illustré dans la figure 1, comprend une borne d'entrée 200 pour les impulsions PCM-série comprimées dans la bande de fréquences, un générateur d'horloge 201 pour produire 5 en synchronisme avec les bits et les trames des impulsions PCM-série reçues, des impulsions 202 de chronométrage ayant une période de répétition de deux fois la période d'échantillonage 2t, des premières impulsions d'horloge 203 ayant une période de répétition 2t et une largeur d'impulsion commune t, et des seconde et 10 troisième impulsions d'horloge 204 et 205 ayant une période de répétition commune t. Le générateur d'horloge 201 produit encore quatre impulsions d'horloge 206 identiques dans la forme d'onde aux premières impulsions d'horloge 203 mais déplacées par rapport à celles-ci d'une quantité qui apparaîtra clairement par la suite. 15 Le générateur d'horloge 201 produit encore des 5ème et des 6ème impulsions d'horloge 207 et 208 ayant une période de répétition t. Le récepteur comprend de plus un convertisseur séries-parallèle 210 pour convertir avec référence aux impulsions de chronométrage 202 les séries d'impulsions PCM dans les reproductions 211-217 20 (figure 12)des impulsions de sortie PCM 41 à 47 en parallèle de la bande comprimée en fréquence sur le côté émetteur et un circuit 220 de réarrangement de temps est prévu pour réajranger les impulsions 211-217 comprimées en largeur de bandes dans des impulsions PCM réarrangées 221-226, (figure 13) avec référence à la première 25 jusqu'à la troisième impulsion d'horloge 203-205. Dans le cas où les impulsions 217 de 7ème bit, les impulsions PCM 211 à 217 comprimées en bandes de fréquence sont un H0W logique, le circuit de réarrangement 220 produit des impulsions PCM 221-226 réarrangées dans le temps, les impulsions PCM étant a 30 (21+1)1» a(2i+1)2'* " a(2i+1)6 Pour une Première période correspondant à la première moitié de chaque période de répétition des premières impulsions d'horloge 203 et des impulsions de logique "0" pour une seconde période correspondant à la dernière moitié. Dans le cas où les septièmes bits sont "1",1e circuit de réarrangement 35 220 produit comme étant le plus significatif des trois chiffres des impulsions PCM réarrangées dans le temps 221-223, les impulsions PCM a(2i+1)1' a(2i+1)2 a(2i+1)3 Potir la première période et les impulsions PCM a(2i+2)1' a(2i+2)2 a(2i+2)3 Pour la seconde période. Dans ce cas le circuit de réarrangement 220 produit de 40 plus des impulsions logiques "1" comme les impulsions PCM réarran 69 24795 17 2013450 gé® dans le temps pour le quatrième bit 224 et les impulsions logiques "0" comme des impulsions 225 et 226 de cinquième et de sixième bits. Le récepteur comprend encore un premier registre 230 pour don-5 ner un délai d'un temps de bit aux impulsions PCM 220-226 réarrangées dans le temps pour produire les premières impulsions PCM 231-236 retardées et réarrangées dans le temps et un second registre 240 similaire produisant des secondes impulsions retardées PCM 241 à 246 réarrangées dans le temps pour retarder d'un temps 10 de bit. Les registres 230 et 240 peuvent être composés de basculeurs; Le récepteur comprend encore un dispositif fournissant une valeur moyenne 250 pour ajouter de façon digitale le temps réarrangé et les secondes impulsions PCM retardées 221-226 et 241-246 et pour diviser la somme digitale par deux (en déplaçant, lorsque 15 les impulsions PCM sont de la nature d'un code binaire le chiffre de la somme d'un bit vers le chiffre le plus significatif) pour produire des impulsions PCM moyennes 251-256 (figure 14). Il doit être noté ici que l'interpolation linéaire est exécutée du côté émetteur, que la variation représentant des impulsions 217 de sep-20 tième bit des impulsions PCM 211-217 comprimées en bande de fréquences et les 4èmes impulsions d'horloge 206, sont alimentées du dispositif de dérivation 250 fournissant une valeur moyenne pour régler le chronométrage des impulsions PCM 251-256 par rapport aux premières impulsions PCM 231-236 retardées et pour supprimer les 25 impulsions PCM moyennes a(2i) 1 ' a(2i)2' a(2i)3'"1"' "0,,-efcn0'1 et analogues qui sont présentésdans les impulsions PCM 221 à 226 réarrangées dans le temps lorsque la variation de l'information originale est rapide et que M1", "0" et "0" sont sélectés pour les 3 chiffres les moins significatifs des impulsions PCM 221-226 afep-30 rangées dans le temps lorsque les impulsions 217 de 7ème bit sont "1" parce que a(2i)i> a(2i)2' a(2i)3' "1"' ei: rePr®sen"ten"f: la valeur moyenne de a(2i)i» a(2i)2' a(2i)3' "1"' n1" et a(2i)i» a(2i)2' a(2i)3' ,l0"' e"fc'en conséquence, minimi sent en moyenne l'erreur introduite par l'omission des trois chif-35 fres les moins significatifs des impulsions PCM d'origine. Le récepteur comprend encore un combinateur de signaux 260 pour superposer les impulsions PCM moyennes 251-256 sur les premières impulsions PCM retardées 231-236 dans des relations de temps pertinentes fournies -par les cinquième et sixième impulsions d'hor-40 loge 207 et 208 pour produire approximativement les impulsions PCM 69 24795 18 2013459 261-266 reproduites (figure 15) et un circuit d'utilisation 270 pour utiliser les impulsions PGM 261-266.reproduites. En se rérérant maintenant aux figures 16 et 17, le circuit de réarrangement 220 comprend sept canaux 301, 302 .... et 307. 5 dont les troisième et sixième canaux ne sont pas représentés. Les quatrième au sixième canaux 304, 305, 306 sont couplés avec les trois premiers canaux 301, 302, 303 respectivement, alors que le septième canal 307 est couplé directement avec les canaux 304, 305, 306. Les trois premiers canaux 301, 302, 303 sont similaires 10 en construction. De façon analogue, 1s sixième canal est sensiblement le même que le cinquième canal 305. Sous les canaux 301, 302.. et 307 comprennent des portes d'entrée MÛM-ET (NAND) 311, 312,... et 317 alimentées avec des impulsions PCM 211 à 217 comprimées dans la bande de fréquences, respectivement (le premier, le qua-15 trième et le septième bits sont reproduits dans la figure 17). Chacune des portes NON-ST 311, 312 ^ON-ET ~ d4,/V d7A M d1 A C1 = (d4'A d7,A"ÏÏpV(d1'A C^ où C] et d^ représentent les premières impulsions d'horloge 203 et 40 les impulsions PGM 211-217 comprimées dans la bande de fréquences BAD ORIGINAL 69 5 10 15 20 25 30 35 40 24795 19 201-3450 respectivement. Cette relation montre que a^ jfoE-ET es^a(2i-1)l' pour la première moitié de chaque période de répétition des premières impulsions d'horloge 203 et que pour la dernière moitié, a1 ÎOï-i£?est a(2i) 1 1 lors tivement. Le façon analogue la sortie NON-ET a^ jjqn-ET de la porte 324 ET/NON-ET du quatrième canal est donnée par la relation logique suivante : a4 NON-ET = d4 A C1 A d7 = (d4* A °1)V V à partir de laquelle il est apparent que a^ jjqn-ET es'fc a(2i-1)4' et "0W pour la première moitié et la dernière moitié de chaque période de répétition des premières impulsions d'horloge 203, respectivement, quand a(2i_l)7» es'fc "0" e't Que a4 NON-ET est "1" alors que a(2i-1)7t es^ ll1"* De ^a?on analogue, la sortie ET a^ (figure 17) de la porte 325 ET/NON-ET du cinquième canal est donnée par la relation suivante : a5 ET = d5 ^ C1 ^ d7* ce qui signifie que a^ prend les valeurs de a(2i-l)5» pour la première moitié et la dernière moitié de la période de répétition des premières impulsions d'horloge 203, respectivement, quand a(2i-l)7" es^ que a5 ET Pren^ ~*-a valeur quand a(2i-1)7' e "1". Les six premiers canaux 301, 302 ... comprennent de plus des basculeurs 331, 332 ... du premier ensemble fourni avec les sorties ET et NON-ET des portes ET/NON-ET 321, 322 ... des canaux correspondants 301, 302 ... et avec les secondes impulsions d'horloge 204 (figure 17) et les basculeurs 341, 342 ... du second ensemble fourni avec les sorties des précédents basculeurs 331, 332 ... respectivement, et avec les troisièmes impulsions d'horloge 205 (figure 17). Le circuit de réarrangement 220 produit donc des impulsions PCM 221-226 réarrangées dans le temps qui sont mises en ordre par opération de lecture répétée exécutée aux basculeurs 331, 332 ... 341, 342, par les seconde et troisième impulsions d'horloge 204 et 205. En se référant aux figures 18 et 19, le dispositif de dérivation 250 donnant la valeur moyenne comprend six additionneurs complets 351-356 pour exécuter l'addition digitale des impulsions PCM réarrangées dans le temps et les secondes impulsions PCM retardées 221-226 et 241-246. Plus particulièrement, le sixième additionneur 356 pour le chiffre le moins significatif reçoit les six bits réarrangés dans le temps et les secondes impulsions retardées PCM 226 et 246 pour produire "1" ou "0" impulsions de 69 24795 20 201345° retenue. Le cinquième additionneur 355 reçoit lés impulsions de cinquième chiffre 225 et 245 et les impulsions de retenue du sixième additionneur 356 pour produire des impulsions de retenue similaires et des impulsions somme "1" ou "0"... De manière similaire, 5 chacun des additionneurs restants 351-354 produit des impulsions de retenue et les impulsions somme du chiffre correspondant. Les impulsions correspondantes des impulsions de retenue délivrées depuis le premier additionneur 351 et les impulsions somme délivrées depuis le premier jusqu'au cinquième additionneurs 351 à 355 sont 10 les résultats de l'addition d'un ensemble d'impulsions PCMa^+^ a(i+1)2' *>,e^ 1111 ensemble correspondant de secondes impulsions PCM retardéesa^1, a(i_i)2> P°iû"k décimal du résultat étant déplacé de un bit vers la position de chiffre la plus significative. Ainsi ces sorties des additionneurs 351-355, si elles sont 15 convenables dans le temps, représentent la valeur moyenne des deux ensembles consécutifs d'impulsions PCM 21-26 réarrangées dans le temps (figure 19). Le dispositif de dérivation 250 fournissant la valeur moyenne comprend encore un circuit de chronométrage 360. Le circuit de chro-20 nométrage 360 comprend, à son tour, une porte NON-ET 361 alimentée avec les quatrièmes impulsions d'horloge 206 (figure 19) taxe porte ET/NON-ET 362 alimentée avec les septièmes impulsions de bit 217 (reproduites dans la figure 19) des impulsions PCM 211-217 comprimées en bande de fréquence, un premier basculeur 366 alimenté avec 25 les sorties ET et NON-ET de la porte ET/NON-ET 362 et avancé par la sortie (figure 19) de la porte NON-ET 361, un second basculeur 367 alimenté avec les sorties ET et NON-ET du premier basculeur 366 et avancé par les quatrièmes impulsions d'horloge 206 et, une porte ET 369 de sortie de chronométrage alimentée avec la sortie 30 de la porte NON-ET 361 et la sortie NON-ET (figure 19) du second basculeur 367. Le dispositif de dérivation 250 de valeur moyenne comprend encore une première jusqu'à une sixième portes ET de sortie 371, 372 ..., toutes alimentées avec la sortie (figure 19) de la porte 35 ET 369 de sortie de chronométrage. Les portes ET de sortie 371, 372 ... sont de plus alimentées avec les chiffres correspondants de la valeur moyenne des deux ensembles consécutifs d'impulsions PCM 221-226 réarrangées dans le temps depuis les additionneurs 351-355 respectifs et suppriment la sortie finale lorsque celle-ci 40 n'est pas nécessaire. 69 24795 201345° En se référant aux figures 20 et 21, le combineur de signaux 260 comprend six canaux. Le j-ème canal montré dans la figure 20 comprend une première et une seconde portes NON-ET, 391 et 392, alimentées avec les j-èmes chiffres des premières impulsions PCM 5 retardées et des impulsions PCM moyennes 231-236 (figure 21) et 251 à 256 reproduites dans la figure 21, respectivement, une porte ET/NON-ET 393 alimentée avec les sorties des portes NON-ET 391 et 392, un premier basculeur 396 alimenté avec les sorties ET et NON-ET de la porte ET/NON-ET 393 et avancé par les cinquièmes impul-10 sions d'horloge 207 (figure 21), et un second basculeur 397 alimenté avec les sorties ET et NON-ET du premier basculeur 396 et avancé par les sixièmes impulsions d'horloge 208 (figure 21). La sortie NON-ET de la porte ET/NON-ET 393 (figure 21) est donnée par la relation logique suivante : 15 ^ON-ET = d(23j) A d(25j) = d(233) V d(25j) où d(23j) d(25j) rePrésentent les j-èmes chiffres des impulsions PCM 231-236 et 251-256, respectivement. Cette relation montre que les impulsions PCM moyennes 251-256 sont superposées sur les premières impulsions PCM 231-236 retardées. 20 II peut être mentionné ici que le circuit d'utilisation 270 peut comprendre un décodeur pour décoder les impulsions PCM 261 à 266 reproduites et de plus un filtre passe-bas ayant la même fréquence de coupure que le filtre basse-bas.sur le côté émetteur, pour obtenir la composante à fréquence fondamentale du signal 25 analogique décodé. En se référant finalement aux figures 22 et 23 on verra un autre récepteur destiné à être utilisé avec l'émetteur de la présente invention et qui comprend une borne d'entrée 200, un générateur d'horloge 201, un convertisseur séries-parallèle 210 et un 30 circuit de réarrangement 220 dans le temps,tous étant similaires aux composants correspondants exposés en relation avec le récepteur de la figure 11. Le récepteur de la figure 22 comprend de plus un décodeur 228' pour décoder les impulsions PCM 221-226 usairangées dans le 35 temps pour produire les échantillons 229' réarrangés dans le temps (figure 23 A), une première ligne à retard 230' pour donner un retard dans le temps de la période d'échantillonage t aux échantillons 229' réarrangés dans le temps pour produire des premiers échantillons 239'. retardés, une seconde ligne à retard 240' ayant 40 aussi un retard dans le temps t pour produire de manière similaire 69 2479S 2013459 des seconds échantillons 249' retardés, un aditionneur 250' pour additionner les échantillons 229' réarrangés dans le temps et les seconds échantillons 2491 retardés correspondants pour produire des échantillons somme, un diviseur 250M pour diviser les 5 échantillons somme par 2 pour produire des échantillons moyens 258' (figure 23 B) et un suppresseur 2501"d1 échantillon moyen illégitime contrôlé par les impulsions 2i7.de 7 ème chiffre représentant la variation afin de supprimer des échantillons moyens illégitimes contenus dans les échantillons moyens pour fournir des échantillons 10 259® d'interpolation (figure 23C). Plus particulièrement le suppresseur 250''' supprime dans ce cas les échantillons illégitimes 5 Sj*, ', Sgs, ', et produit les échantillons d'in terpolation Sgf et Sg'. Le récepteur de la figure 22 comprend encore un combineur de 15 signaux 260' pour superposer tes éoiiaatliions d'interpolation 259' sur les premiers échantillons retardés 239' pour produire approximativement des échantillons reproduits 269' (figure 23D). Le récepteur de préférence comprend «a circuit de rééchantillonnage 401 pour rééchantillonner les échantillons 269* approximati-20 vement reproduits en vue d'éliminer les irrégularités introduites dans les formes des signaux pour résulter en des "bruits" par divers retards dans le temps utilisés dans le traitement des signaux. Le réceptèur peut comprendre un filtre basse-bas 402 pour dériver la bande de fréquence fondaient alo 403 (figure 23D). Il 25 sera maintenant apparent pour 1 * homme de aêtier qu'il eat possible d'adapter l'interpolation parabolique exposée en relation avec les figures 6 et 7 au lieu de l'interpolation linéaire illustrée dans la description de l'émetteur et du récepteur. Il est aussi possible d'appliquer l'invention à la transmission de signaux PCM mul-30 tiplex. Le traitement anologique et le traitement digital des signaux peuvent être employés conformément à la nature du signal d'origine, à la précision et à la stabilité requise, à la simplicité du circuit et à d'autres facteurs«, Il doit être noté que la valeur du signal de seuil h sert de 35 paramètre pour déterminer sans aucune ambiguïté 15erreur entre la donnée d'origine et la donnée approximativement reproduite pour un nombre donné cfe .bits dans-chaque mot-code PCM original, le nombre de bits dans chaque mot-code PCM à transmettre et le type d'interpolation à utiliser. Il est en conséquence possible de déterminer la 40 valeur optima du signal de seuil h en calculant la solution de BAD ORIGINAL 69 24795 23 2013459 l'équation pour une telle erreur sous réserve d'un certain critère tel que, par exemple, celui des derniers carrés. Etant donné que l'application de la présente invention à la transmission des signaux d'image de télévision est basée sur la psychophysique, le 5 critère doit alors dépendre de la mesure psychologique et, en conséquence, la valeur optima h du seuil doit être déterminée par des expériences exécutées d'un point de vue subjectif. la présente invention n'est pas limitée aux exemples de réalisation qui viennent d'être décrits, elle est au contraire sus-10 ceptible de variantes et de modifications qui apparaîtront à l'homme de l'art. 69 24795 24 2013459 REVEND!GATIONS 1 - Système de transmission. PCM de données variables avec le temps, dans lequel les données sont représentées par des mots-code PCM d'un premier genre, respectivement, ces mots-code du premier 5 genre apparaissant à un taux p par unité de temps, p étant un nombre donné positif , caractérisé en ce qu'il comprend un émetteur comportant des moyens répondant aux données consécutives q des données où q est un nombre entier plus grand que deux, pour explorer la vitesse de variation de telles données consécutives pour 10 produire un élément de signal représentant la variation, cet élément de signal ayant une forme de signal correspondant à au moins un chiffre du mot-code PCM d'un second genre, les mots-codes du second genre apparaissant à un taux de p/r pour l'unité de temps, où r est un nombre entier plus grand que un,l'élément de signal 15 représentant au moins deux valeurs discrètes qui correspondent aux valeurs respectives de la vitesse, et, des moyens répondant aux mots codes du premier genre et aux éléments de signaux pour produire des mots-codes de second genré, chacun de ces mots-code de second genre remplaçant des mots-code r consécutifs du premier 20 genre, les mots-code du second genre contenant à des premières positions de bit prédéterminées les éléments de signaux respectivement, chaque mot-code du second genre contenant en outre une seconde position àe bit les codes des chiffres les plus significatifs de l'un des mots-code présélecté, des mots-code r du premier 25 genre, chaque mot-code du second genre contenant, en outre à la position de bit restante les codes des chiffres restants du mot-code du premier genre présélecté chaque fois que l'élément de signal contenu dans celui-ci présente une variation lente de la donnée et des codes des chiffres les plus significatifs de l'un au 30 moins des mots-code présélecté parmi les mots-code r du premier genre, excepté ce mot code présélecté chaque fois que l'élément de signal contenu dans celui-ci présente une variation plus rapide. 2 - Système de transmission PCM de données variables avec le temps, dans lequel les données sont représentées par des mots-code 35 PCM d'un premier genre, respectivement, ces mots-code du premier genre apparaissant à un taux p par unité de temps, p étant un nombre donné positif, une partie substantielle de la donnée étant transmise sous la forme de mots-code PCM d'un second genre apparaissant au. taux de p/r pendant l'unité de temps où r est un nom-40 bre entier plus grand que 1, ces mots-code de second genre conte 69 24795 25 2013459 nant des éléments de signaux respectivement, à une première position de bit prescrite dans ch.aq.ue mot-code, du second genre, chaque élément de signal représentant la vitesse de variation de la donnée représentée par les mots-code consécutifs q du 5 premier genre, où. q est un nombre entier plus grand que 2, chaque mot-code du second genre contenant, en outre à une seconde position de bit prescrite, les codes des chiffres les plus significatifs de l'un des mots-code r présélecté dans les mots-code consécutifs, chaque mot-code du second genre contenant, en outre à la 10 position de bit restante, les codes des chiffres restants du mot-code présélecté du premier genre, chaque fois que l'élément de signal contenu ici montre une lente variation de la donnée et des codes des chiffres les plus significatifs d'au moins un des mots-code consécutifs r prédéterminé du premier genre excep-15 té celui présélecté chaque fois que l'élément de signal contenu dans celui-ci montre une variation plus rapide, lequel système est caractérisé en ce qu'il comporte un récepteur comprenant des moyens pour réarranger les mots-code du second genre appliqués dans les mots-code PCM d'un troisième genre apparaissant au taux 20 de p par unité de temps et contenant à la position dans le temps correspondant aux mots-code présélectés les codes, des mots-code présélectés à la position dans le temps correspondant aux mots-code prédéterminés, les codes ayant une relation prédéterminée avec les codes des chiffres les plus significatifs mentionnés 25 en dernier et à la position dans le temps restant des codes logiques "0", des moyens répondant à la donnée représentée par les mots-codes de troisième genre pour produire la donnée du côté récepteur pour amener celui-ci à la position dans le temps mentionnée en dernier pour fournir une approximation de la donnée, 30 mentionnée dans le temps à la position dans le temps mentionnée en dernier, et des moyens pour superposer la donnée du côté récepteur sur la donnée représentée par les mots-code du troisième genre.