La présente invention concerne un dispositif de couplage destiné à une commande d'amplification réalisée au moyen d'un circuit réflecteur de courant et constitué d'un transistor qui est activé dans le circuit émetteur, à la voie de commande duquel est monté, en parallèle un élément composant semi-conducteur, dont la base peut être raccordée galvaniquement à la sortie d'un préamplificateur, dont le collecteur peut être relié galvaniquement à l'entrée d'un postamplificateur et dont l'émetteur peut être connecté au potentiel de référence des deux amplificateurs. Dans la technique des communications, il est nécessaire fréquemment de régler l'amplification ou le gain d'un amplificateur en fonction d'une grandeur de commande ou de réglage. Dans la technique des circuits semi-conducteurs, la caractéristique courant-tension infléchie exponentiellement d'un transistor ou d'une diode est de préférence utilisée pour ce but. La caractéristique infléchie exponentiellement de ces éléments com- posants semi-conducteurs a toutefois un inconvénient, en ce sens que lors de variations de la tension de 26 mV, le courant commandé se modifie chaque fois du facteur e = 2,718. Par suite de cette forte inflexion de la caractéristique, on ne dispose que d'une petite zone de contrôle, en présupposant de petits facteurs de distorsion pour les signaux réglés ou commandés.La relation ferme entre la grandeur de commande et le gain ou l'am- plification se révèle particulièrement désavantageuse lorsqu'un développement prédéterminé de l'amplification au-deld de la grandeur de commande est exigé. D'après la demande de brevet n0 24 52 445 publiée en République fédérale d'Allemagne, on connait un circuit amplificateur comportant un amplificateur-réflecteur de courant (circuit réflecteur de courant) et dans lequel cet amplificateur-réflecteur de courant sert de charge active à un amplificateur différentiel. Cet amplificateur-réflecteur de courant a toutefois un degré de gain fixe et il est proposé, pour le réglage précis de l'am plificateur-réflecteur de courant à la valeur prescrite, c'est-adire pour le réglage de son facteur d'amplification de courant dans les limites de petites zones, de raccorder supplémentairement un amplificateur-réflecteur de courant à degré de gain réglable, à l'état conducteur de courant continu, par son entrée à l'entrée de l'amplificateur-reflecteur de courant à degré de gain fixe, ainsi que sa sortie à la sortie dudit amplificateur et par une connexion commune à la connexion commune de ce meme amplificateur-réflecteur de courant.L'amplificateur de courant à degré de gain réglable comprend, entre ses émetteurs, un potentiomètre à prise moyenne, laquelle est reliée au potentiel de référence. Toutefois, une correction précise du degré de gain n'est possible qu'avec une solution de ce type car, pour les contrôles plus grands du circuit réflecteur de courant, son rapport de transformation de courant n'est plus linéaire. Le but de la présente invention est d'éliminer les inconvénients de l'état actuel de la technique. En particulier, le dispositif de couplage doit avoir une bonne linéarité pour les signaux commandés et doit pouvoir être controlable avec de petites tension de commande. Au surplus, les dispersions dépendant des modèles, entre l'amplification et la tension de commande, doivent être aussi petites que possible. Ce but est atteint, en ce sens que l'élément composant semi-conducteur agissant comme une diode et le transistor activé dans le circuit émetteur sont raccordés séparément au potentiel de référence chacun par l'intermédiare d'une ligne de jonction et en ce sens qu'on a incorporé, au moins à l'une des lignes de jonction, une source de tension contrôlable quant à sa valeur de tension et dont la résistance interne a un niveau tellement bas que des variations de courant du circuit réflecteur de courant provoquent une modification de tension relative et donc peu importante de la source de tension contraiable. Gracie au dispositif de couplage conforme à l'invention, il est possible désormais de realiser des changements de gain ou d'amplification définis avec des tensions de commande inférieures à 100 mV.Les distorsions du signal commandé restent infiniment petites dans une grande gamme de fréquences et dans-un grand domaine de centrale. Le circuit n'exige aucune capacité, peut être intégré simplement et est donc réalisable avec un faible encombrement. Des conceptions et exemples de réalisation avantageux de l'invention sont décrits en détail ci-après. Ainsi, un exemple de réalisation préféré d'une source de tension controla ble consiste en ce qu'elle est formée d'une résistance dont l'ex- trémité coté réflexion de courant est munie d'une connexion de commande pour l'apport d'un courant pilote. La chute de tension à la résistance se situe dans un ordre de grandeur de quelque 10 mv, si bien que la source de tension ainsi créée peut être commandée simplement par un courant pilote même dans des circuits dont les tensions de service sont basses. Si le transistor activé dans le circuit émetteur est conçu plusieurs fois sous la forme d'un transistor a émetteurs multiples, avec des électrodes de base et des électrodes de collecteur interconnectées, et si une résistance est munie de prise, dont les extrémités et les prises sont reliées chacune à un émetteur du transistor à émetteurs multiples, les caractéristiques de commande prédéterminables dans de larges limites peuvent être réglées à l'aide du dispositif de couplage. En montant le dispositif de couplage sur une plaquette semi-conductrice, selon la technique des circuits intégrés, il est possible de le réaliser simplement sous une forme peu encombrante. Une application préférée du dispositif de couplage conforme à l'invention consiste à l'utiliser pour la correction automatique de l'atténuation de référence dans des installations de télécommunications alimentées à distance, en particulier dans des équipements téléphoniques à abonnés individuels, le courant d'alimentation dépendant de la longueur de-la ligne de jonction étant utilisé comme courant pilote. L'influence de l'atténuation variée de la transmission de signaux dans la ligne de jonction par suite de sa longueur respective différente, peut ainsi être exercée exactement sans réglage ultérieur ou échange de parties de l'équipement téléphonique. En raison de leurs faibles tolérances, plusieurs dispositifs de couplage conforme à l'invention peuvent être groupés ensemble dans une unité de construction et commandés par une source de tension contrôlable commune. On économise ainsi des frais supplémentaires de circuit pour des tensions de commande separées. L'invention est décrite en détail ci-après à l'aide d'exemples de réalisation représentés aux dessins annexés au présent mémoire, dans lesquels la figure 1 montre une disposition de la commande d'amplification; la figure 2 est-une autre disposition de la commande d'amplification à caractéristique de commande réglable; la figure 3 donne les caractéristiques de commande d'un transistor à émetteurs multiples; la figure 4 est une caractéristique de commande cons tituée de caractéristiques de commandes individuelles; la figure 5 est une coupe d'une plaquette semi-conductrice guipée d'un transistor à émetteurs multiples; et la figure 6 est le circuit d'un équipement téléphonique muni du dispositif de couplage conforme à l'invention. La figure 1 est un dispositif de couplage conforme à l'invention, destiné à une commande d'amplification. I1 comprend un circuit réflecteur de courant connu en soi, constitué d'un transistor 2 qui est activé dans un circuit émetteur, à la voie de commande duquel est monté en parallèle un élément composant semi-conducteur 1 agissant comme une diode, dont la base peut être raccordée galvaniquement à la sortie d'un préamplificateur, dont le collecteur peut être relié galvaniquement à l'entrée d'un postamplificateur et dont l'émetteur peut être connecté au potentiel de référence M des deux amplificateurs.L'entrée du dispositif de couplage, qui peut être raccordée à la sortie du préamplificateur, est désignée par E à la figure l et conduit le courant d'entrée I1; la sortie du dispositif de couplage, qui peut être raccordée à l'entrée du postamplificateur, est désignée par A et conduit le courant I2. Le préamplificateur et le postamplificateur ne sont pas reproduits à la figure 1 car ils ne contribuent en rien à la compréhension de l'invention. L'élément composant semi-conducteur agissant comme une diode peut être une diode activée dans le sens du flux par le courant d'entrée I1 ou, comme le montre la figure 1, un transistor 1 branché comme une diode. Dans les exemples de réalisation, la diode est représentée constamment comme un transistor branché comme une diode, en vue d'explications plus simples, et est désignée ci-après constamment par le terme transistor 1. Dans le circuit réflecteur de courant connu, les émetteurs des deux transistors 1 et 2 sont reliés au potentiel de référence M. Le dispositif de couplage conforme à l'invention est caractérisé en ce que l'élément composant semi-conducteur agissant comme une diode, c'est-à-dire le transistor 1 à la figure 1, et le transistor 2 actioné dans le circuit émetteur sont raccordés séparément au potentiel de référence M chacun par l'inter médiaire d'une ligne de jonction et en ce qu'on a incorporé, au moins à l'une des lignes de jonction, une source de tension con trlable quant à sa valeur de tension et dont la résistance interne se situe à un niveau tellement bas que des variations de courant du circuit réflecteur de courant provoquent une modification relative et donc peu importante de la source de tension controlable. Plus simplement, la source de tension contrôlable peut être conçue comme une résistance dont l'extrémité cté réflexion de courant est munie d'une connexion pour l'apport d'un courant pilote. Cette résistance peut se situer dans la ligne de jonction du transistor 1 branché comme une diode en tant que résistance R4 avec une connexion de commande 7 et un courant pilote I4 ou dans la ligne de jonction du transistor 2 actionné dans le circuit émetteur en tant que résistance R3 avec une connexion de commande 6 et un courant pilote 13 Les deux résitances 3 et 4, y compris les connexions de commande 6 et 7 pour les courants pilotes I3 et I4, peuvent aussi être avantageuses dans des cas particuliers. En augmentant le courant pilote 14 dans le sens indiqué à la figure 1, le rapport 12/Il et par conséquent l'amplification du dispositif de couplage sont plus grands et en augmentant le courant pilote I3 dans le sens indiqué à la figure 1, le rapport 12/Il et par conséquent l'amplification du dispositif de couplage sont plus bas. Si les sens des courants pilotes I3 ou 14 voient leur polarité inversée, leur action est aussi echangée, c'est-à-dire que, par exemple, un accroissement du courant pilote I3 augmente le rapport 12/Il et ainsi l'amplification. Pour donner des explications plus détaillées sur le mode opératoire du dispositif de couplage, on part du circuit réflecteur de courant connu dans lequel les émetteurs des deux transistors 1 et 2 se situent donc au potentiel de référence (R3 = R4 = O). Pour les courants des collecteurs des deux transistors 1 et 2, on a donc I1= kF1exp(U/UT), I2 = kF2exp(U/UT). (1) dont il résulte 12/Il = F2/F1 (2) où k est la constante; Fl, F2, la surface active de l'émetteur du transistor l ou 2; et U, la tension entre la base et le potentiel de référence. La tension U est constamment égale pour les deux transistors 1 et 2, ceci étant conditionné par le circuit. Tel que ceci découle de l'équation 2, le courant de sortie I2 est rigoureusement proportionnel, par l'intermédiaire de plusieurs ordres de grandeur, au courant d'entrée I1 et ne dépend que du rapport des surfaces actives des émetteurs. Ce circuit réflecteur de courant qui ne comprend théoriquement aucune non-linéarité pour les courants, est le point de départ du dispositif de couplage conforme à l'invention. Ainsi, si on incorpore à la ligne de jonction entre l'émetteur du transistor 2 et le potentiel de référence M, une source de tension U3 contrôlable quant à sa valeur de tension et dont la résistance interne est tellement basse que des variations de courant du circuit réflecteur de courant, c'est-àdire, dans l'exemple de réalisation, des variations dI2 du courant I2 du collecteur et par conséquent du courant presque identique de l'émetteur du transistor 2, provoquent une modification de tension dU3/U3 relative et donc insignifiante de la source de tension U3, le rapport I2/I1 et dès lors l'amplification du circuit réflecteur de courant peuvent être contrôlés d'une manière désirée. Dans l'exemple de réalisation de la figure 1, la source de tension U3 se compose d'une résistance 3 dont l'ex trémité coté réflexion de courant est munie d'une connexion 6 pour l'apport d'un courant pilote I Ainsi avec U3 = 13. R on a 12 = kF2exp6U-I2-R3~I3R3)/uT) (3) et en partant de l'équation 1, tout en supposant que 12.R3 C I3R3 est I2 I1.(F2/F1)exp(-I3-R3/UT). (4) UT = 26 mV. L'amplification du dispositif de couplage peut être modifiée dans de larges limites par le courant pilote I Par l'expression "modification de tension dU3/U3 relative et peu importante de la source de tension U3, on entend que la modification de tension dU3 provoquée à la résistance 3 par la modification du courant de collecteur dI2 doit rester au-dessous de 1 mV lorsque le facteur de distorsion du courant de sortie I2 doit se trouver au-dessous de 1%. I1 en résulte pour R3 # 1 mV/dI2. Toutefois, si une source de tension contrôlable 134 est prévue en lieu et place de la source de tension contrôlable U3, en établissant, par exemple, que R3 = O et R4 et 14 / O, le circuit ainsi formé de la figure 1 conduit, lors d'un courant croissant 14 et dans la direction indiquée, à une augmentation de l'amplification du circuit réflecteur de courant. On a donc, conformément à l'équation 4 I2 = I1.(F2/F1).exp(I4.R4/UT) (5) en supposant que 11.R4 I2 R4, d'où il résulte que l'on doit avoir R R42Yf lmV/dI2. 4 Pour une commande simple dans laquelle la caractéristique de commande 12/Il = f(I3) ou I2/I1 = f(I4) peut être une fonction exponentielle, les deux conceptions de cricuit, c'est à-dire R4 = O, commande au moyen de I3; ou R3 = O, commande au moyen de I4, sont équivalentes et peuvent même être combinées, en ce sens que R4, 14 et R3, I3 sont simultanément prévus. La figure 2 montre une autre conception de l'invention dans laquelle le transistor 2 actionné dans le circuit émetteur est conçu plusieurs fois sous la forme d'un transistor 21-24 à émetteurs multiples, en reliant les unes aux autres les électrodes des bases et les electrodes des collecteurs. Dans cet exemple de conception, la résistance 3 est une résistance munie de prises et comprend les parties 31, 32 et 33; ses extrémités et ses prises sont raccordées chacune à un émet- teur du transistor à émetteurs multiples. Cette réalisation avantageuse du dispositif de couplage a pour avantage que la caractéristique de commande peut être réglée dans des limites prédéterminées. On a représenté, à la figure 3, les apports de courant, conformément à l'équation 4, que peuvent fournir les dif férents transistors 21, 22 et 24 du transistor à émetteurs multiples lorsque Il est constant en fonction du courant pilote 13. Le courant de collecteur I21 du transistor 21 n'est pas influencé par le courant pilote I3. Dans le cas d'une surface F pre- déterminée du transistor 1, sa valeur ne dépend que de la surface F21 du transistor 21. Le courant de collecteur 122 du transistor 22 dépend exponentiellement du courant pilote I3 par sa chute de tension I 3.R31 à la partie 31 de la résistance et dépend linéairement de la grandeur de sa surface F22. Ceci est valable également pour la dépendance du courant de collecteur I23 non représenté par rapport au courant pilote. Le courant de collecteur 124 se développe semblablement au courant de collecteur I23 mais la dépendance exponentielle du courant de collecteur par rapport au courant pilote est plus grande en raison de la valeur de résistance plus élevée de la somme des parties 31, 32 et 33 de la résistance. En principe, toutes les caractéristiques de commande 12/Il = f(I3), établies sur une valeur de base fixe, infléchie au moins par une caractéristique exponentielle, peuvent être réalisées. La figure 4 montre le développemet selon lequel la caractéristique de commande relative 12/Il = f(I3) peut, par exemple, être réglée. Dans cet exemple, on a l'équation 12 = I21 + I22 + il3 + 124, c'est-à-dire la somme des différents courants des collecteurs (représentés en partie à la figure 3) du transistor à émetteurs multiples lorsque I1 est constant. Le transistor à émetteurs multiples reproduit à la figure 2 peut être réalisé aisément sur une plaquette semi conductrice selon la technique des circuits intégrés. A cet effet, comme le montre la figure 5, le transistor à émetteurs multiples est disposé dans une boite isolante 29 de la plaquette semi-conductrice. Comme le transistor à émetteurs multiples est formé de transistors du type NPN, les différents émetteurs sont construits comme des ilots formés d'une matière semi-conductrice dopée n et munis des connexions émettrices El à E4. Les îlots émetteurs sont enrobés dans une zone 25 de conduction du type p qui représente la base du transistor à émetteurs multiples et qui est en contact avec la connexion de base B. La zone p est enrobée de nouveau dans une zone n27 + où est diffusée intérieurement une première zone n 26 sur laquelle la connexion de collecteur C du transistor à émetteurs multiples est posée. En outre, au-dessous des îlots n agissant comme des émetteurs, c'est-a-dire dans la couche n servant de collecteur, + on a prévu une deuxième couche n , dite enterrée et servant, d'une manière connue en soi, de basse résistance de voie collectrice aux différents transistors du transistor à émetteurs multiples. Conformément à une caractéristique ingénieuse de ce transistor à émetteurs multiples destiné au dispositif de couplage conforme à l'invention, les surfaces des transistors 21 à 24 sont étagées quant à leur grandeur, conformément à une caractéristique de commande prédéterminée pour la commande d'amplification, tel que ceci est visible, dans ce cas, à chaque surface des zones n servant d'émetteurs. Si les parties 31 à 33 de la résistance sont disposées également à l'état intégré sur une plaquette semi-conductrice, les surfaces des sections de la résistance, comprises entre les prises de cette dernière, peuvent aussi être étagées quant à leur grandeur, conformément à une caractéristique de commande prédéterminée, et ce dans le cas de surfaces de section droite identiques. Selon le cas d'application, les surfaces des transistors, les surfaces des parties de la résistance ou toutes ces surfaces peuvent donc être disposées à l'état étagé quant à leur grandeur sur un circuit intégré. Le transistor à émetteurs multiples peut bien entendu être réalisé également en partant de différents transistors. Ceci peut entre autres être favorable au point de vue du coût, pour de simples caractéristiques de régulation. La figure 6 montre, à titre d'exemple, un circuit pour l'application du dispositif de couplage conforme à l'invention, dans un appareil téléphonique électronique à correction automatique d'atténuation de référence. Les signaux d'un microphone 71 sont amplifiés dans un préamplificatuer 72 et parviennent, par l'intermédiaire d'une source de tension disposée dans ce préamplificateur 72, en tant que variations du courant d'entrée Il, au transistor de commande 1 (branché comme une diode) du dispositif de couplage 51 conforme à l'invention. Ce dispositif de couplage est muni des références et caractères numériques utilisés jusqu'ici, mais pour simplifier la représentation, on a supposé qu'un transistor à émetteurs multiples, comprenant trois transistors et une résistance dotée exclusivement d'une prise, est suffisant ici.Le transistor à émetteurs multiples du dispositif de couplage 51 comprend donc exclusivement les transistors 21 à 23 et une résistance dotée d'une prise, si bien qu'il en résulte les parties de résistance 31 et 32. La sortie A du dispositif de couplage 51 conforme à l'invention est raccordée à l'entrée d'un post-amplificateur (amplificateur final) 73. Le post-amplificateur 73 est relié, par une première sortie, au conducteur b de la ligne de jonction d'abonné et, par une deuxième sortie, à un équilibreur 85. Elle est approvisionnée, par le conducteur b, en courant continu et module celui-ci conformément aux signaux de parole cédés par le microphone 71. Un circuit 61 à 66 est également connecté au conducteur b, sert à la production de courant pilote et comprend un transistor 61 dont les résistances de division de tension de base 62 et 63 sont branchées entre le conducteur b et le conducteur a considéré ici comme une ligne conduisant la tension de référence; le courant pilote 13 pour le dispositif de couplage 51 peut être prélevé aux résistances d'émission 65 et 66 montées en série de ce circuit 61 à 66, c'est-a-dire à leur point de jonction. La plus grande partie du courant de boucle IS de la ligne de jonction d'abonné se composant du conducteur a et du conducteur b circule sur le transistor 61 et passe, en tant que courant continu libéré des composantes alternatives, par les résistances d'émission 65 et 66. Une partie de ce courant continu est utilisée comme courant pilote I3 pour le dispositif de couplage 51. La séparation des composantes alternatives de la partie de courant de boucle IS2 passant par le transistor 61, a lieu par un condensateur 64 monté entre la bâche du transistor 61 et le conducteur a. La commande automatique, dépendant du courant de boucle, de l'amplification du dispositif de couplage 51 s'effectue en faisant dépendre la composante de courant de boucle 182 passant par le transistor 61 et représentant la charge la plus importante de la ligne de jonction d'abonné, de la résistance et par conséquent de la longueur de cette ligne d'abonné. Une ligne de jonction d'abonné longue et ainsi à haute résistance et fortement atténuante, provoque une composante de courant de boucle 152 plus basse que celle d'une courte ligne de jonction d'abonné. Ainsi, le courant pilote I3 proportionnel au courant de boucle est aussi plus bas, si bien que le dispositif de couplage 51 adopte une amplification plus élevée. La caractéristique de commande du dispositif de couplage 51 est donc déterminée par le dimensionnement déjà cité des transistors 1, 21, 22, 23 et des parties 31 et 32 de la résistance, ainsi que par la grandeur du courant pilote I3, de sorte que du coté du bureau central, les signaux du microphone 71 sont produits, indépendamment de la longueur de la ligne de jonction d'abonné, au même niveau que celui établi lorsque l'appareil de l'abonné est raccordé à une ligne de jonction d'abonné exempte d'atténuation. L'atténuation de la réception peut aussi être compensée de la même façon que celle prévue pour la compensation de l'atténuation de l'émission. A cet effet, le dispositif de couplage 51' est prévu à la figure 6. I1 peut, en ce qui concerne les transistors 1 et 2 du dispositif de couplage reproduit à la figure 1, être conçu de la même façon que le dispositif de couplage 51 de la figure 6. Les courants, les connexions et les transistors correspondants au dispositif de couplage 51 sont désignés par des références numériques suivies drun prime. L'entrée E' du dispositif de couplage 51' est alimentée par la sortie à haute résistance d'un amplificateur de sommation 81, à une première entrée duquel, raccordée au conducteur b, sont amenés les signaux de parole du courant de boucle modulé Is. En outre, une composante de courant de microphone, qui est dérivée par la deuxième sortie du postamplificateur 73 par l'intermédiaire d'un équilibreur 85, est amenée en opposition de phase à la deuxième entrée du circuit 51', si bien que, dans un cas idéal, les signaux de parole du microphone 71, qui sont introduits par le postamplificateur 73 dans le conducteur b et qui peuvent parvenir, en passant par la première entrée de l'amplificateur de sommation 81; également à l'entrée E' du dispositif de couplage 51', sont exactement compensés et n'arrivent pas à l'amplificateur d'écoute 83 raccordé à la sortie A' du dispositif de couplage 51' et par conséquent à l'écouteur 84 monté en avàl. Pour la commande de l'amplification du dispositif de couplage 51', on utilise, dans l'exemple de réalisation, le même courant pilote I3 dérivé du point de jonction des résistances d'émission 65 et 66, si bien que les parties 31 et 32 de la résistance ne sont nécessaires qu'une fois pour le dispositif de couplage 51 et le dispositif de couplage 51 . Dans le cas d'une construction identique des dispositifs de couplage 51 et 51', on obtient en réalité des caractéristiques de commande égales I2/I1 = f(I3) et I'2/I'l = f(13). Si une autre caractéristique que celle pour la commande de l'amplification des signaux d'écoute est nécessaire pour la commande de l'amplification des signaux de microphone, la résistance parcourue par le courant pilote I3 et destinée aux dispositifs de couplage 51 et 51' peut être munie de prises séparées. Des résistances séparées comprenant différentes parties 31 et 32 ou 31' et 32' pour les dispositifs de couplage 51 et 51', ainsi qlkn propre courant pilote I3 ou I'3 (non représenté) dépendant du courant de boucle sont avantageux suivant les circonstances.Finalement, il suffit éventuellement de prévoir le dispositif de couplage conforme à l'invention exclusivement dans une branche d'amplification, par exemple, uniquement pour la compensation de l'atténuation de la réception ou uniquement pour la compensation de l'atténuation de l'émission. Bien que l'avantage prédominant du dispositif de couplage conforme à l'invention réside dans la commande d'amplification automatique, il est aussi possible bien entendu de concevoir l'amplification de telle sorte qu'elle soit réglable par le personnel de service qui peut être préposé à l'équipement télé- phonique, ou par l'abonne lui-même. I1 suffit à cet effet de remplacer en entier ou en partie par un potentiomètre, le montage en.série des résistances d'émission 65 et 66 du transistor 61, représenté à la figure 6, et d'échanger la résistance de division de tension de base 63 contre une source de tension constante, par exemple, une diode de Zener.Cette possibilité de réglage peut être avantageuse, par exemple, pour une surcompensation de l'atténuation de référence de la réception pour les personnes dures d'oreille. Le dispositif de couplage conforme à l'invention, représenté en particulier à la figure 2, peut aussi être utilisé avantageusement pour commander l'amplification d'une variation de volume sonore avec compensation du timbre. En particulier, dans les installations stéréo, les amplifications des deux canaux stéréo sont réglables dans la même mesure au moyen d'une seule tension de commande ou d'un seul courant pilote en raison de la faible dispersion type du dispositif de couplage. Ainsi, une télécommande de ces appareils est aussi possible simplement. Bien entendu diverses modifications peuvent être apportées par l'homme de l'art aux dispositifs ou procédés'qui viennent d'être décrits uniquement à titre d'exemples non limitatifs sans sortir du cadre de l'invention. REVENDICATIONS 1. Dispositif de couplage destiné à une commande d'amplification réalisée au moyen d'un circuit réflecteur de courant et constitué d'un transistor (2) qui est activé dans le circuit émetteur, à la voie de commande duquel est monté en parallèle un élément composant semi-conducteur (1) agissant comme une diode, dont la base peut être raccordée galvaniquement à la sortie d'un préamplificateur, dont le collecteur peut être relié galvaniquement à l'entrée d'un postamplificateur et dont l'emet- teur peut être connecté au potentiel de référence (M) des deux amplificateurs, caractérisé en ce que l'élément composant semiconducteur (1) agissant comme une diode et le transistor (2) activé dans le circuit émetteur sont raccordés séparément au potentiel de référence (M) chacun par l'intermédiaire d'une ligne de jonction et en ce qu'on a incorporé, au moins à l'une des lignes de jonction, une source de tension contrôlable quant à sa valeur de tension et dont la résistance interne a un niveau tellement bas que des variations de courant du circuit réflecteur de courant provoquent une modification de tension relative et donc peu importante de la source de tension contrôlable. 2. Dispositif de couplage suivant la revendication 1, caractérisé en ce que la source de tension contrôlable se compose d'une résistance (3; 4) dont l'extrémité côté réflexion de courant est munie d'une connexion (6; 7) pour l'apport d'un courant pilote (I3; 14). 3. Dispositif de couplage suivant la revendication 2, caractérisé en ce que le transistor (2) activé dans le circuit émetteur est conçu plusieurs fois sous la forme d'un transistor à émetteurs multiples (21, 22, 23, 24) dont les électrodes de base (25) et les électrodes de collecteur sont interconnectées et en ce que la résistance (3; 41 est une résistance munie de prises, dont les extrémités et les prises sont reliées chacune à un émetteur du transistor à émetteurs multiples. 4. Dispositif de couplage suivant la revendication 3, caractérisé en ce qu'il est réalisé sur une plaquette semi conductrice selon la technique des circuits intégrés; en ce que le transistor à émetteurs multiples est disposé dans une boîte isolante (29) de la plaque semi-conductrice; et en ce que les surfaces d'émission des transistors du transistor à émetteurs multiples et/ou les surfaces des parties de résistance entre les prises de la résistance (3; 4) sont étagées quant à leur grandeur conformément à une caractéristique de commande prédéterminée pour la commande d'amplification. 5. Dispositif de couplage suivant l'une quelconque des revendications 1 à 4, caractérisé en ce qu'il est utilisé pour la compensation automatique de l'atténuation de référence dans des installations de télécommunications électroniques alimentées à distance, le courant d'alimentation dépendant de la longueur de la ligne de jonction étant utilisée comme courant pilote. 6. Dispositif de couplage suivant la revendication 1, caractérisé en ce qu'il est prévu plusieurs fois dans une unité de construction et en ce qu'il comprend une source de tension contrôlable commune.