DISPOSITIF DESTINE A EVITER DES OSCILLATIONS ENTRETENUES GENANTES DANS UN SYSTEME BOUCLE. L'invention concerne un dispositif destiné à éviter des oscillations entretenues gênantes dans un système bouclé et comportant un amplificateur à gain réglable inséré dans un premier trajet faisant par- tie de la boucle dudit système. O 5 Parmi les systèmes bouclés o peuvent se produire des oscillations entretenues gênantes, on trouve par exemple les systèmes d'asservissement de grandeurs électriques, mécaniques ou physiques On sait que lors de la conception de ces systèmes, on doit veiller à respec- ter des conditions de gain et de phase dans la boucle d'asservissement pour éviter des oscillations entretenues dans la boucle Mais on n'est jamais certain qu'à la suite de circonstances non prévues, produisant par exemple des couplages parasites ou des perturbations brusques, des auto- oscillations ne prennent naissance et n'atteignent des amplitudes élevées et même dangereuses dans certains systèmes Un autre genre de système bou- clé est un système électro-acoustique comprenant par exemple un microphore et un haut-parleur couplés d'une manière ou d'une autre par voie électri- que; si ces deux transducteurs sont d'autre part couplés par voie acous- tique, il en résulte une boucle électro-acoustique dans laquelle peuvent prendre naissance des oscillations d'amplitude élevée, produisant des sif- flements inacceptables pour un auditeur Ce phénomène connu sous le nom d'effet Larsen peut se produire par exemple dans les installations de so- norisation ou dans les postes téléphoniques munis de haut-parleurs. Pour éviter des oscillations dans une boucle électro- acoustique, les procédés généralement utilisés consistent à prévoir dans la boucle au moins un circuit d'amplification ou d'atténuation réglable, commandé selon différents critères pour que le gain dans-la boucle reste inférieur à l'unité Ainsi un procédé utilisé dans les postes téléphoni- ques à haut-parleur consiste à détecter par deux détecteurs d'enveloppe si le signal de parole est présent dans la voie du haut-parleur ou dans la voie du microphone et à commander une augmentation de gain dans la voie utile et une diminution de gain dans l'autre voie Ces modifications de gain qui se succèdent dans l'une et l'autre voie au cours d'une conver- sation sont très désagréables pour les interlocuteurs et en outre ce gen- re de procédé n'est pas très efficace pour les couplages acoustiques im- portants, puisque les commandes de gain ne dépendent pratiquement pas du coefficient de couplage acoustique. Dans un autre procédé décrit dans la demande de brevet français publiée sous le numéro 2 461 412, on utilise également deux dé- tecteurs d'enveloppe des signaux dans les deux voies et un seul amplifica- teur dans la voie du haut-parleur, dont le gain est réglé par un signal de différence entre le signal de sortie du détecteur d'enveloppe de la voie du microphone et le signal de sortie du détecteur d'enveloppe de la voie du haut-parleur, pondéré par un certain coefficient Pour des dis- tances supérieures à une certaine distance minimale entre haut-parleur et microphone, le gain de l'amplificateur est dans un rapport constant avec le coefficient de couplage acoustique et ce n'est qu'au-delà de cette distance minimale que les oscillations peuvent être évitées par ce seul procédé En outre l'utilisation même de détecteurs d'enveloppe rend enco- re l'écoute dépendante des signaux de parole et notamment du signal de parole produit par un locuteur parlant devant le microphone. La présente invention fournit un moyen différent d'évi- ter des oscillations de boucle gênantes, en palliant les inconvénients et les limitations des procédés connus L'invention s'applique non seulement aux boucles électro-acoustiques, mais également à tous les systèmes bou- clés tels que les systèmes d'asservissement. L'idée de base de l'invention est, lorsque des condi- tions d'oscillations de boucle sont créées, de forcer ces oscillations de boucle à traverser un deuxième trajet en parallèle sur le premier trajet et de contrôler ces oscillations par un régulateur de façon à les amener à un niveau constant, faible et non gênant dans le reste de la boucle. Conformément à l'invention, aux bornes d'un premier tra- jet de la boucle, incluant un amplificateur à gain réglableest connecté un deuxième trajet comportant un autre amplificateur à gain réglable, com- mandé par un régulateur linéaire de façon à maintenir constant son signal de sortie au-delà d'une certaine valeur de son signal d'entrée, le gain de l'amplificateur du premier trajet étant commandé par ledit régulateur de façon à être asservi sur le gain de l'amplificateur du deuxième trajet, des moyens étant prévus dans l'un et/ou l'autre trajet pour que le gain dans le deuxième trajet reste supérieur au gain dans le premier trajet, dans toute la bande de fréquences o les oscillations sont susceptibles de se produire. Pour amener le niveau des oscillations à un niveau très faible et non gênant dans la partie utile de la boucle, sans que le gain des deux amplificateurs à gain réglable soit trop faible, il est avanta- geux que le deuxième trajet comporte un circuit atténuateur qui est con- necté après la sortie de l'ensemble constitué par l'amplificateur à gain variable et son régulateur. Pour que les oscillations de boucle se produisent à une fréquence bien définie, de préférence un filtre à bande passante étroite est connecté dans le deuxième trajet avant l'entrée de l'amplificateur à gain variable, pour augmenter sélectivement le gain dans ce deuxième tra- jet. En outre pour respecter plus aisément les conditions de gains respectifs dans les deux trajets, on peut connecter de plus un fil- tre augmentant le gain dans la même bande passante étroite que le filtre du deuxième trajet, soit dans le premier trajet, avant l'amplificateur à gain réglable, soit avant la borne commune aux entrées des deux trajets. La description suivante en-regard des dessins annexés. le tout donné à titre d'exemple, fera bien comprendre comment l'invention peut être réalisée. La figure 1 représente le dispositif de l'invention ap- pliqué à un système électro-acoustique bouclé. La figure 2 montre la caractéristique du régulateur uti- lisé dans le dispositif de l'invention. La figure 3 représente le dispositif de l'invention ap- pliqué à un système d'asservissement. La figure 4 représente un mode de réalisation du régula- teur commandant les amplificateurs à gain variable du premier et du deu- xième trajet. La figure 1 représente une boucle électro-acoustique créée par exemple par un poste téléphonique à haut-parleur Ce poste com- prend un circuit de couplage 1 qui couple la ligne téléphonique 2, d'une part à la voie émission 3 du poste munie du microphone 4 et d'un amplifi- cateur 5 et d'autre part à la voie réception 6 du poste munie de l'ampli- ficateur d'écoute 7 et du haut-parleur 8 Entre le haut-parleur 8 et le microphone 4 il existe un certain couplage acoustique qui dépend notamment de la distance entre ces transducteurs, de leur orientation et qui peut varier dans les postes téléphoniques dits "à écoute amplifiée" dont le microphone fixé sur le combiné, a une position indéterminée par rapport au haut-parleur Ce couplage peut être caractérisé par un coefficient de cou- plage * haut-parleur et atteignant le microphone. Par ailleurs, par suite des imperfections inévitables du circuit de couplage 1, le signal apparaissant dans la voie émission 3 du poste n'est pas entièrement retransmis sur la ligne téléphonique 2 et une fraction de ce signal se retrouve sur la voie réception 6 du poste. Un autre couplage intempestif entre les voies émission et réception du poste local représenté sur la figure peut être également engendré par le chemin comprenant la ligne téléphonique 2 connectée à un poste à haut-par- leur distant dans lequel existe aussi un couplage acoustique entre haut- parleur et microphone Quelle que soit l'origine du couplage intempestif entre la voie émission 3 et la voie réception 6 du poste téléphonique, on peut définir un dispositif 9 inséré entre les voies émission et réception du poste, et ayant un gain G 1 défini comme le module du rapport entre le signal apparaissant sur la voie émission 3 et le signal apparaissant sur la voie réception 6 du poste On ne change rien à là généralité de la dé- finition de ce dispositif 9, si l'on y insère en série avec le circuit de couplage 1 un circuit 10, par exemple un amplificateur, le gain G 1 in- cluant alors le gain de ce circuit 10. Le couplage acoustique entre le haut-parleur 8 et le microphone 4 et le couplage engendré intempestivement dans le dispositif 9 entre les voies émission 3 et réception 6 du poste déterminent une boucle électro-acoustique dans laquelle peuvent prendre naissance des oscilla- tions si le gain de la boucle est égal ou supérieur à un La fréquence de ces oscillations n'est pas parfaitement déterminée et se situe dans la bande passante des éléments inclus dans la boucle, soit environ 300-4000 Hz L'amplitude de ces oscillations n'est limitée que par la sa- turation des éléments de la boucle. Pour éviter ces oscillations de boucle intempestives, qui rendent pratiquement impossible l'usage du poste téléphonique, il est connu d'insérer un amplificateur 11 à gain réglable dans la voie ré- ception 6 du poste et de commander ce gain g 1 à partir de signaux d'en- veloppe des signaux des voies émission et réception Ce procédé de commande de gain n'est pas efficace pour un couplage acoustique élevé et fait dépendre le gain g 1 des signaux utiles de parole. L'invention procède d'une manière tout à fait différen- te, permettant d'éviter ces inconvénients Conformément à l'invention, aux bornes A et B d'un premier trajet Cl de la boucle incluant le dispo- sitif 9 et l'amplificateur 11 à gain réglable, est connecté un deuxième trajet C 2 comportant un autre amplificateur 12 à gain réglable Le gain 92 de l'amplificateur 12 est commandé par un régulateur linéaire 13 qui reçoit le signal de sortie W de l'amplificateur 12 et qui fournit un si- gnal vg 2 de commande de gain de façon à maintenir constant le niveau de ce signal de sortie W au-delà d'une certaine valeur de son signal d'en- trée x La figure 2 représente la caractéristique du signal de sortie en fonction du signal d'entrée de l'amplificateur 12 commandé de cette ma- nière Jusqu'à une valeur xo du signal d'entrée x, pour laquelle le si- gnal de sortie vaut Wo, le gain 92 de l'amplificateur est constant et égal à une valeur maximale = définie par la pente de la ligne OC Au-delà de x 0, le niveau du signal de sortie W reste constant et égal à W O Pour une valeur quelconque x du signal d'entrée, le point de fonc- tionnement de l'amplificateur s'établit en M et le gain de l'amplifica- teur g 2 W O diminue quand x augmente Il est important de préciser 92 =x qu'avec le régulateur linéaire 13 associé à l'amplificateur 12, ce der- nier n'introduit aucune non linéarité dans le deuxième trajet. L'amplificateur 11 du premier trajet C 1 est commandé par un signal de commande de gain vgl issu du régulateur 13 de façon que son gain 91 soit asservi sur le gain 92 de l'amplificateur 12 du deuxième trajet C 2 Le gain g 1 de l'amplificateur 11 peut être à chaque instant égal ou proportionnel au gain 92 de l'amplificateur 12 Si les deux am- plificateurs 11 et 12 sont construits de la même manière, les deux si- gnaux de commande vgl et vg 2 peuvent être égaux et peuvent provenir de la même sortie du régulateur comme l'indique la figure Enfin des moyens sont prévus dans l'un et/ou l'autre des deux trajets pour que le gain dans le deuxième trajet C 2 reste supérieur au gain dans le premier trajet Cl dans toute la bande de fréquences o les oscillations sont suscepti- bles de se produire Sur la figure 1, ces moyens sont représentés par l'amplificateur 14 de gain G 2, disposé sur le deuxième trajet C 2 avant l'amplificateur à gain variable 12 et associé de préférence à un atténua- teur 15 de gain i 1, recevant le signal W fourni par l'amplificateur 12. Avec les notations précisées ci-dessus, cette condition de gain dans les deux trajets d'écrit G 2 ^ 12 > G 1 9 l ( 1) On doit bien noter ici que cette condition ( 1) doit être réalisée pour chacune des fréquences possibles d'oscillations de boucle, c'est-à-dire dans l'exemple choisipour chaque fréquence de la bande 300 4000 Hz. Dans le cas o les deux amplificateurs 11 et 12 sont identiques et commandés pour les mêmes signaux, la condition ( 1) devient: 2 A 2 1 Pour expliquer le fonctionnement du système de l'inven- tion et montrer qu'il permet d'éviter des oscillations de boucle gênan- tes, il est avantageux de définir le gain G d'un circuit électro-acousti- que inclus dans le cadre 16 et comprenant le haut-parleur 8 et son ampli- ficateur 7, le microphone 4 et son amplificateur 5, enfin le trajet acoustique entre haut-parleur et microphone, défini par le coefficient de couplage ô Ce gain G peut se définir comme le module du rapport entre le signal v appliqué à l'amplificateur 7 et le signal u fourni par l'amplificateur 5 Pour exprimer ce gain G, on peut définir plusieurs grandeurs. On appelle p la puissance acoustique juste à la sortie du haut-parleur et q la puissance acoustique juste devant le microphone. On a évidemment = 1 ( 2) qg Pour introduire le coefficient de transduction du haut-parleur, on peut définir une puissance acoustique nominale p O fournie par le haut- parleur 8 et qui serait engendrée par un signal v O à l'entrée de l'amplificateur 7 Le coefficient de transduction de l'ensemble constitué par l'amplifi- cateur 7 et le haut-parleur 8 est lof J Dans le domaine o cet ensemble amplificateur haut-parleur est linéaire, on peut écrire: lol ( 3) Pour introduire le coefficient de transduction du microphone, on peut dé- finir une puissance acoustique q O parvenant juste devant le microphone et engendrée par un locuteur produisant une puissance acoustique Kp O (K étant un coefficient constant) et situé à une distance nominale caracté- risée par un coefficient de couplage 1 A cette puissance acoustique q O = K È correspond à la sortie de l'amplificateur 5 un signal u O Le coefficient de transduction de l'ensemble constitué par le microphone 4 et l'amplificateur 5 est o = i K e Dans le domaine o cet ensemble microphone amplificateur est linéaire, on peut écrire u = q A 4)ol En tenant compte des relations ( 2), ( 3) et ( 4) on peut mettre le gain G du circuit électro-acoustique 16, sous la forme: 00 u O G = v o* ( 5) v K Puisque d'après la condition ( 1) à respecter, le gain dans le deuxième trajet C 2 entre A et B est supérieur au gain dans le premier trajet Cl, des oscillations ne peuvent s'établir que dans la bou- cle constituée par le circuit électro-acoustique 16 et le deuxième tra- jet C 2 On suppose d'abord que dans cette boucle, n'est présent aucun si- gnal de parole, créé par le microphone 4 ou venant de la ligne téléphoni- que 2 On n'a pas d'oscillations si le gain dans la boucle est inférieur à l'unité, c'est-à-dire si: G.G 1 9 Dans cette inégalité, on doit donner au gain g 2 de l'amplificateur 12 sa valeur maximale g 2 M définie plus haut Comme d'après la formule ( 5) le gain G est proportionnel au coefficient de couplage entre haut-parleur et microphone, l'inégalité ( 6) confirme simplement que l'on n'a pas d'os- cillations si ce coefficient de couplage est inférieur à une certaine va- leur. Si le coefficient de couplage entre haut-parleur et mi- crophone augmente, le gain G augmente et au-delà d'une certaine valeur du -O 55 8 7 coefficient de couplage, l'inégalité ( 6) n'est plus respectée Il en résulte la naissance d'oscillations dans la boucle constituée par le circuit 16 et le deuxième trajet C 2 Le régulateur linéaire 13 commande une diminution de gain 92 de l'amplificateur 12 de façon que l'amplitu- de de ces oscillations à la sortie de cet amplificateur reste limitée à la valeur W $ Le signal de sortie w du circuit atténuateur 15 a alors une valeur suffisamment faible pour que tous les éléments de la boucle, notamment les amplificateurs 5 et 7 du circuit 16, travaillent en régime linéaire Pour ce régime d'oscillations le gain total de la boucle s'éta- blit à la valeur 1, c'est-à-dire que l'on peut écrire G G 2 *A 2 = ( 7) Puisque les éléments du circuit 16 travaillent en régi- me linéaire, la formule ( 5) donnant le gain G est utilisable et en com- binant les formules ( 5) et ( 7) on obtient aisément g 2 = * K ( 8) Cette formule ( 8) montre qu'en régime d'oscillations dans la boucle du circuit 16 et du deuxième trajet C 2, le gain-g 2 de l'amplificateur 12 s'établit à une valeur proportionnelle au coefficient d'atténuation acoustique O entre haut-parleur et microphone, qui est pratiquement lui-même proportionnel à la distance entre ces deux trans- ducteurs. Le gain g 1 de l'amplificateur 11 du premier trajet, as- servi sur le gain 92, s'établit donc aussi automatiquement sur une va- leur proportionnelle au coefficient d'atténuation acoustique 0, c'est-à- dire pratiquement proportionnelle à la distance entre haut-parleur et microphone. Ainsi, avec le dispositif de l'invention, on obtient que, lorsque le coefficient d'atténuation acoustique devient suffisam- ment faible pour créer les conditions d'oscillations de boucle, ces os- cillations sont forcées de traverser le deuxième trajet C 2, grâce notam- ment à l'asservissement du gain g 1 de l'amplificateur 11 du premier tra- jet C 1 sur le gain g 2 de l'amplificateur 12 du deuxième trajet Dans le deuxième trajet les oscillations de boucle sont contrôlées pour ne pas être gênantes dans le circuit électro-acoustique 16, c'est-à-dire pour être inaudibles et pour ne pas saturer les amplificateurs 7 et 5; ainsi, pour une amplitude maximale donnée W O des oscillations à la sortie de l'amplificateur 12, on peut toujours augmenter le coefficient d'atténua- tion A 2 du circuit 15 pour que l'amplitude des oscillations à l'entrée du circuit 16 soit extrêmement faible et non gênante, le gain G 2 du cir- cuit 14 étant augmenté de façon correspondante pour que la condition ( 1) soit respectée. On se place maintenant dans le cas o le premier trajet C 1 et le circuit électro-acoustique 16 sont le siège de signaux utiles de parole On suppose d'abord que le signal de parole produit par le mi- crophone 4 se trouve, à partir du point A, entièrement dirigé vers le premier trajet Ci Des oscillations de boucle peuvent alors prendre nais- sance par le deuxième trajet C 2 exactement comme on l'a expliqué, sans être influencées par ce signal de parole issu du microphone Au point B, ces oscillations de boucle ont une très faible amplitude et se superpo- sent au signal de parole provenant de la ligne téléphonique 2 via la sor- tie du premier trajet C 1 Un auditeur placé devant le haut-parleur 8 ne percevra pas ces oscillations de boucle de très faible amplitude Dans l'hypothèse faite ci-dessus, le gain g 2 de l'amplificateur 12 et donc le gain g 1 de l'amplificateur 11 du premier trajet ne sont pas influencés par le signal de parole issu du microphone 4 et ne dépendent que du coef- ficient de couplage acoustique S. En fait, si aucune précaution n'est prise, une fraction du signal issu du microphone 4 risque d'être appliquée au deuxième tra- jet C 2 et de perturber la régulation de l'amplitude des oscillations de boucle par le régulateur 13 Dans ce cas, le gain 92 de l'amplificateur 12 et donc le gain g 1 de l'amplificateur 11 dépendront non seulement du coefficient de couplage acoustique, mais également de l'amplitude du si- gnal de parole issu du microphone 4 Un moyen pour éviter cet inconvé- nient consiste à disposer sur le deuxième trajet C 2, avant l'amplifica- teur 12, un filtre 17 représenté en traits pointillés sur la figure Le gain G 2 dans le deuxième trajet inclut alors les gains de l'amplifica- teur 14 et du filtre 17. Si, dans le premier trajet Cl, le gain pour les fré- quences supérieures à 3000 Hz par exemple est supérieur au gain pour les fréquences inférieures à 3000 Hz, on peut utiliser comme filtre 17, un filtre passe-haut, augmentant le gain dans le deuxième trajet pour les fréquences supérieures à 3000 Hz La condition ( 1) est alors facilement respectée et l'on obtient une moindre influence des signaux de parole sur le processus de régulation des oscillations de boucle Ces oscillations de boucle se produisent à une fréquence supérieure à 3000 Hz, mais toute- fois encore mal définie, ce qui est un inconvénient. 6 Il est plus avantageux que le filtre 17 soit un filtre à bande passante très étroite, avec une caractéristique du type de celle d'un circuit accordé Ce filtre augmente sélectivement le gain G 2 dans sa bande passante de sorte que les oscillations dans la boucle du circuit 16 et du deuxième trajet C 2 s'établissent pratiquement à la fréquence cen- trale de cette bande passante, quel que soit le couplage acoustique en- tre haut-parleur et microphone; en même temps les signaux de parole dans le deuxième trajet ont un niveau très faible vis à vis des oscillations de boucle et ne perturbent pratiquement pas la régulation de l'amplitude de ces oscillations. On peut remarquer ici qu'avec un filtre 17 à bande pas- sante étroite, la condition ( 1) qui permet d'assurer que des oscillations de boucle ne se referment que par le deuxième trajet C 2, devient plus fa- cile à respecter Il suffit pour respecter cette condition que le gain du deuxième trajet pour la fréquence centrale de la bande étroite du filtre 17 soit supérieur au gain que présente le premier trajet pour toutes les fréquences de la bande de ce premier trajet (par exemple 300 4000 Hz). Cette condition ( 1) devient encore plus simple à réaliser si l'on dispo- se aussi dans le premier trajet un filtre 18 représenté par des traits pointillés, ayant la même bande passante étroite que le filtre 17 Le gain G 1 dans le premier trajet inclut alors les gains du dispositif 9 et du filtre 18 Ce filtre 18 augmente sélectivement le gain G 1 dans sa ban- de passante, de sorte que le gain du premier trajet Cl présente une va- leur maximale dans cette bande passante étroite du filtre 18 Il suffit alors pour respecter la condition ( 1), et donc pour que les oscillations de boucle ne se referment que par le deuxième trajet C 2, que le gain du deuxième trajet C 2 soit supérieur au gain du premier trajet Cl pour la fréquence centrale commune aux bandes passantes des filtres 17 et 18 On notera ici que le filtre 18 n'apporte pratiquement aucune perturbation sur les signaux de parole, du fait de sa bande étroite Il est clair que l'amplificateur 14 et le filtre 17 d'une part, et l'amplificateur 10 et le filtre 18 d'autre part peuvent être réalisés sous la forme de deux am- plificateurs sélectifs Enfin, au lieu d'utiliser un filtre 18 dans le il premier trajet C 1, on pourrait utiliser un filtre 19 représenté en traits pointillés et disposé sur le trajet entre la sortie de l'amplificateur 5 et le point A Ce filtre 19 ayant la même bande passante étroite que le filtre 17, la condition ( 1) est alors forcément automatiquement respec- tée et les oscillations de boucle à la fréquence centrale des deux fil- tres 17 et 19 se referment par le deuxième trajet On peut enfin remar- quer que dans la variante décrite plus haut, o le filtre 17 du deuxième trajet est un filtre passe-haut, augmentant le gain G 2 pour les fréquen- ces supérieures à 3000 Hz par exemple, on pourrait aussi utiliser un fil- tre 18 ou un filtre 19 passe-haut, mais ayant une différence d'atténua- tion faible entre la bande haute transmise et la bande basse atténuée, afin de ne pas déformer sensiblement les signaux de parole. On a décrit ci-dessus l'invention appliquée à un systè- me électro-acoustique bouclé intempestivement par couplage acoustique et/ou électrique Mais l'invention s'applique d'une manière plus généra- le à tout système o peut s'établir une boucle dans laquelle peuvent prendre naissance des oscillations non contrôlées, d'amplitude élevée. L'invention peut s'appliquer ainsi à tous les systèmes d'asservissement, comme le montre la figure 3. Sur la figure 3, on a représenté le schéma général bien connu d'un système d'asservissement destiné à asservir une grandeur de sortie S quelconque à un signal électrique d'entrée E Pour faciliter la compréhension, on a utilisé les mêmes références et les mêmes notations que sur la figure 1 pour désigner des éléments et des grandeurs analo- gues Le signal d'entrée E est appliqué via le point A à la chaîne d'ac- tion du système d'asservissement comprenant en cascade le dispositif 9 de gain G 1, l'amplificateur à gain réglable 11 et enfin le dispositif 20 fournissant la grandeur de sortie S La chaîne de réaction du système d'asservissement est connectée entre la sortie du dispositif 20 et le point A Cette chaîne de réaction est représentée par le dispositif 16 ayant une fonction de transfert de module G En réponse à la grandeur de sortie S, le dispositif 16 fournit un signal électrique u qui est ajouté avec une phase convenable au signal d'entrée E Lors de la mise au point de ce système d'asservissement ou lors de circonstances anormales pendant son fonctionnement, il peut arriver que des oscillations intempestives prennent naissance dans la boucle constituée par les chaînes d'action et de réaction et que la grandeur de sortie S atteigne des amplitudes éle- vées, non contrôlées et dangereuses. L'invention permet d'éviter de telles oscillations de boucle par le fait de connecter aux bornes A et B d'un premier trajet C 1 de la boucle d'asservissement, comportant les éléments 9 et 11, un deu- xième trajet C 2 comportant selon l'une des variantes décrites, un filtre 17 à bande passante étroite et un amplificateur 14 ayant ensemble un gain G 2, un amplificateur 12 à gain 92 réglable et un atténuateur 15 de gain A^ Le régulateur linéaire 13 régule le signal de sortie de l'ampli- * ficateur 12 et permet l'asservissement du gain g 1 de l'amplificateur 11 sur le gain 92 de l'amplificateur 12 Tout ce qui a été expliqué pour le système électro-acoustique de la figure 1 reste valable En particulier,les oscillations de boucle qui peuvent prendre naissance se referment par le deuxième trajet C 2 et dans ce deuxième trajet leur amplitude est con- trôlée par le régulateur 13 Grâce au circuit atténuateur 15, l'amplitu- de de ces oscillations peut être amenée à une valeur très faible et non gênante à la sortie S du système d'asservissement. Un mode de réalisation de l'ensemble constitué par l'am- plificateur 12 à gain réglable et son régulateur 13, et par l'amplifica- teur 11 à gain réglable est représenté sur la figure 4 Ce mode de réali- sation utilise le principe du dispositif de régulation décrit en détail dans la demande de brevet français non encore publiée et déposée par la demanderesse le 28 mars 1980 sous le numéro 80 07 055. Selon la figure 4, l'amplificateur 12 inséré dans le deuxième trajet C 2 comporte un transistor npn 22 dont l'émetteur est re- lié à une borne négative d'alimentation servant de référence, dont le collecteur reçoit le signal d'entrée x de l'amplificateur à travers le montage en série de la résistance 23 et du condensateur 24 et dont en- fin la base est reliée à la sortie d'un circuit intégrateur 25 Ce cir- cuit intégrateur 25 reçoit le signal impulsionnel Pc formé dans le régu- lateur 13 comme on l'expliquera par la suite Le transistor 22 est l'élé- ment réglable de l'amplificateur 12 En effet, sur la borne 126 entre la résistance 23 et le condensateur 24, on obtient une tension qui est une fraction variable du signal d'entrée x de l'amplificateur, car son ni- veau dépend de l'état plus ou moins conducteur de l'espace émetteur-col- lecteur du transistor 22 et donc de la tension de sortie du circuit in- tégrateur 25 Il est facile de voir qu'à une augmentation de la tension de sortie du circuit intégrateur 25 correspond sur la borne 26 une dimi- nution du niveau du signal disponible sur la borne 26 et inversement Ce signal à niveau variable disponible sur la borne 26 est par exemple un courant im qui est appliqué à un circuit d'amplification 27 à gain fixe. Sur sa sortie 28 le circuit 27 fournit un courant variable I qui s'iden- m tifie au signal de sortie W de l'amplificateur à gain variable 12 Sur sa sortie 29 le circuit 27 fournit un courant I + I, I étant un cou- o m o rant continu d'amplitude constante Le courant I O + I est appliqué dans le régulateur 13 à un modulateur de largeur d'impulsions 30 Ce dernier reçoit par ailleurs des impulsions d'horloge du générateur d'horloge 31 et fournit un signal Pm formé d'impulsions modulées en largeur par le cou- rant I + Im Les techniques de formation d'impulsions modulées en lar- geur sont bien connues Il est utile de préciser ici que les impulsions d'horloge servent notamment à échantillonner le courant d'entrée du modu- lateur, I O + Im Quand, aux instants d'échantillonnage, la partie varia- ble Im de ce courant est nulle, les impulsions du signal Pm ont une lar- geur P Selon qu'à ces instants d'échantillonnage le courant variable Im est positif ou négatif, les impulsions du signal Pm ont une largeur plus grande ou plus petite que Po A un certain niveau du courant varia- ble I pour lequel ce courant peut prendre les valeurs Iml et Iml, cor espoldent respectivement des impulsions de largeur P + Pmi et PO -Pml' Le signal modulé Pm est appliqué à un circuit détecteur de dé- passement 32 qui fournit un signal impulsionnel P formé d'impulsions di- tes de compression, de durée fixe, se produisant chaque fois que les im- pulsions du signal Pm atteignent les largeurs P P,,ml correspondant à un certain niveau du courant I m Le signal impulsionnel P est appliqué au circuit intégrateur 25 qui est chargé de fournir une tension représen- tative de la densité des impulsions de compression Ce circuit intégra- teur comporte dans son principe un condensateur qui est chargé par un courant constant pendant la durée des impulsions de compression et déchar - gé par un courant plus faible que le courant de charge De cette manière quand apparaissent des impulsions de compression indiquant un dépassement de niveau du courant Im, la tension fournie par le circuit intégrateur 25 augmente, ce qui rend le transistor 22 plus conducteur et produit un af- faiblissement du niveau du courant I M Finalement la tension fournie par le circuit intégrateur 25 se stabilise autour d'une valeur moyenne déter- minant un niveau constant du courant I m L'amplificateur 12 associé au régulateur 3, selon le mode de réalisation que l'on vient de décrire, a exactement la caractéristique requise représentée sur la figure 2, le niveau constant W 0 indiqué sur cette figure s'identifiant au niveau cons- tant sur lequel s'établit le courant Im. L'amplificateur Il à gain réglable inséré sur le pre- mier trajet C 1 est réalisé comme l'amplificateur 12; il comporte les mêmes éléments ayant les mêmes références munies toutefois d'un accent. Cet amplificateur Il est commandé par le signal impulsionnel Pc élaboré dans le régulateur 13 comme on l'a expliqué Le transistor 22 ' qui est l'élément réglable de l'amplificateur 11, est commandé par le même signal que le transistor 22-qui est l'élément réglable de l'amplificateur 12 Si les éléments des deux amplificateurs, notamment les transistors 22 et 22; sont convenablement appairés, le gain de l'amplificateur 11 se trouve au- tomatiquement réglé à chaque instant à la même valeur que le gain de l'am- plificateur 12. Puisque l'amplificateur 11 est destiné à traiter le si- gnal utile (signal de parole par exemple), et l'amplificateur 12 le si- gnal d'oscillation de boucle, il peut être utile de donner aux circuits intégrateurs 25 et 25 ' des constantes de temps différentes, appropriées aux signaux traités par ces amplificateurs D'autre part, en conservant des transistors 22 et 22 ' appairés commandés par le même signal, il peut être avantageux de donner aux amplificateurs fixes 27 et 27 ' des gains différents, les gains des amplificateurs 11 et 12 restant dans un rapport constant Enfin il est clair qu'un seul circuit intégrateur pourrait rem- plir la fonction de deux circuits intégrateurs 25 et 25 ' ayant la même constante de temps. REVENDICATIONS: 1 Dispositif destiné à éviter des oscillations entretenues gênantes dans un système bouclé et comportant un amplificateur à gain ré- glable ( 11) inséré dans un premier trajet (Cl) faisant partie de la bou- cle dudit système, caractérisé en ce qu'aux bornes (A),(B) dudit premier trajet est connecté un deuxième trajet (C 2) comportant un autre amplifi- cateur à gain réglable ( 12), commandé par un régulateur linéaire ( 13) de façon à maintenir constant son signal de sortie au-delà d'une certaine valeur de son signal d'entrée, le gain de l'amplificateur ( 11) du premier trajet étant commandé par ledit régulateur ( 13) de façon à être asservi sur le gain de l'amplificateur ( 12) du deuxième trajet, des moyens ( 14) étant prévus dans l'un' et/ou l'autre trajet pour que le gain dans le deuxième trajet reste supérieur au gain dans le premier trajet, dans toute la bande de fréquences o les oscillations sont susceptibles de se pro- duire. 2 Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en ce que le deuxième trajet comporte un circuit atténuateur ( 15) qui est con- necté après la sortie de l'ensemble constitué par l'amplificateur à gain variable ( 12) et son régulateur ( 13). 3 Dispositif selon l'une des revendications 1 ou 2, carac- térisé en ce qu'un filtre ( 17) est connecté dans le deuxième trajet avant l'entrée de l'amplificateur à gain variable ( 12), pour augmenter sélecti- vement le gain dans le deuxième trajet. 4 Dispositif selon la revendication 3, caractérisé en ce que le filtre ( 17) du deuxième trajet est un filtre à bande passante étroite. Dispositif selon la revendication 3, caractérisé en ce que le filtre ( 17) du deuxième trajet est un filtre passe-haut. 6 Dispositif selon l'une des revendications 3 à 5, carac- térisé en ce qu'un filtre ( 18) est connecté dans le premier trajet avant l'ensemble de l'amplificateur à gain variable ( 11), pour augmenter le gain du premier trajet dans la même bande de fréquences que la bande pas- sante du filtre ( 17) du deuxième trajet. 7 Dispositif selon l'une des revendications 3 à 5, carac- térisé en ce qu'un filtre ( 19) est connecté avant la borne (A) commune aux entrées du premier et du deuxième trajet, pour augmenter le gain de l'ensemble formé par les deux trajets dans la même bande de fréquences que la bande passante du filtre ( 17) du deuxième trajet. 8 Dispositif selon l'une des revendications 1 à 7, carac- térisé en ce que le régulateur ( 13) comporte un modulateur de largeur d'impulsions ( 30) qui reçoit un signal correspondant au signal de sortie de l'amplificateur à gain réglable ( 12) du deuxième trajet, un circuit détecteur de dépassement ( 32) qui engendre une impulsion de compression chaque fois que la largeur des impulsions fournies par le modulateur ( 30) atteint une valeur indiquant un dépassement de niveau du signal à son en- trée, lesdites impulsions de compression étant appliquées à un circuit intégrateur ( 25) dont le signal de sortie commande l'élément réglable ( 22) de l'amplificateur à gain réglable ( 12) du deuxième trajet. 9 Dispositif selon la revendication 8, caractérisé en ce que l'amplificateur à gain réglable ( 11) du premier trajet comporte un élément réglable ( 22 ') qui est identique à l'élément réglable ( 22) de l'amplificateur à gain réglable ( 12) du deuxième trajet et qui est com- mandé par le même signal. Système électro-acoustique bouclé utilisant le disposi- tif selon l'une des revendications 1 à 9. 11 Poste téléphonique à haut-parleur utilisant le disposi- tif selon l'une des revendications 1 à 9, caractérisé en ce que le cir- cuit de couplage ( 1) du poste à la ligne téléphonique ( 2) est inclus dans le premier trajet. 12 Système d'asservissement utilisant le dispositif selon l'une des revendications 1 à 9.