L'invention se rapporte à un dispositif pour convertir l'amplitude d'un signal analogique en un intervalle de temps et plus précisément en une information numérique représentative de ladite amplitude. Un tel dispositif trouve une application particulière dans le domaine des voltmètres numériques à bas prix. Dans le domaine des convertisseurs analogique-numérique et plus particulièrement dans celui des voltmètres numériques, une importance considérable a été récemment donnée à la réalisation d'appareils de petite taille, de bas prix et de grande fiabilité. Ces objectifs sont en général plus aisément atteints si la fonction de conversion peut être réalisée au moyen d'un minimum de composants. L'objet de la présente invention est de réaliser un convertisseur qui requiert un minimum de composants pour convertir l'amplitude d'un signal analogique d'entrée en un intervalle de temps mesurable et plus précisément en une information numérique représentative pouvant Aetre aisément décodée et affichée. Selon la présente invention, une telle réduction du nombre des composants est rendue possible en utilisant un amplificateur opérationnel muni d'un double circuit de contre-réaction constitué par un condensateur et une résistance disposés en parallèle et en faisant fonctionner ce circuit suivant deux modes distincts. Dans un premier mode, l'amplificateur fonctionne comme un amplificateur inverseur à courant continu ayant une haute impédance d'entrée et une basse impédance de sortie, une boucle de contre-réaction résistive couplant la sortie de l'amplificateur à son entrée. Dans ce même mode de fonctionnement, la tension de sortie de l'amplificateur charge le condensateur reliant la sortie à l'entrée de l'amplificateur à un potentiel proportionnel à l'amplitude du signal. analogique.Dans le second mode de fonctionnement la boucle de contre-réaction résistive est ouverte de telle sorte que l'amplificateur et le condensateur forment alors un circuit intégrateur. Un signal de référence d'amplitude connue et de polarité opposée à celle du signal analogique d'entrée, est dans ce cas appliqué au circuit d'intégration ainsi formé de façon à décharger le condensateur. Le condensateur est déchargé par le signal de référence à une vitesse essentiellement constante et connue, de manière à engendrer un potentiel de sortie retournant linéairement vers un niveau de référence de tension prédéterminée, par exemple zéro volt.Dans ces conditions, la rampe ainsi engendrée possède une pente essentiellement constante et l'intervalle de temps requis par la rampe pour atteindre ce niveau prédéterminé est mesuré au moyen d'impulsions chronométriques appliquées à un compteur d'impulsions, de manière à fournir une représentation numérique de l'amplitude du signal analogique d'entrée. Le signal de référence peut être appliqué en meme temps quelle signal analogique d'entrée à l'entrée de l'amplificateur lorsque l'amplificateur fonctionne dans le second mode et dans ce cas il est possible au moyen d'un interrupteur, d'appliquer sélectivement le signal de référence à l'entrée de l'amplificateur et et simultanément de consti- tuer un circuit d'intégration capable d'engendrer la rampe de sortie.A titre de variante, le signal d'entrée- peut être déconnecté de l'entrée de llampli- ficateur pendant la mise à exécution du second mode. Des formes de réalisation de l'une ou l'autre de ces variantes seront décrites ci-après. En plus des objectifs ci-dessus, l'intervalle de temps minimal durant lequel le condensateur est chargé est déterminé par un multivibrateur monostable ayant une durée de fonctionnement prédéterminée. En plus de sa fonction relative à l'établissement de l'intervalle de temps minimal de charge du condensateur, le multivibrateur mono stable est également utilisé pour maintenir à sa valeur antérieure le nombre emmagasiné par le compteur de mesure de la durée de la rampe de décharge du condensateur. De la sorte, un nombre d'impulsions équivalent à l'amplitude du signal analogique à mesurer est introduit dans le compteur et ce nombre peut être affiché pendant le temps de fonctionnement du monostable. Toutefois, comme il est prévu pour des raisons de prix de revient que le dispositif d'affichage soit directement couplé aux sorties du compteur les changements d'états des étages du compteur pendant les intervalles de comptage amèneraient le dispositif d'affichage à se modifier à la fréquence des impulsions chronométriques utilisées. Il en résulterait un affichage constamment changeant, apparaissant à l'oeil humain comme un éclairage scintillant inintelligible. Ce type de présentation est évidemment désagréable. Jusqu a présent, pour résoudre ce problème il est connu d'utiliser un ou plusieurs circuits mémoire interposés entre les étages de comptage du compteur et le dispositif d'affichage. Ces circuits mémoire-tampon reçoivent les sorties décimales codées binaires du compteur soit directement soit plus généralement par l'intermédiaire d'un circuit de décodage qui convertit les signaux de sortie décimaux codés binaires du -compteur en sorties numériques représentatives des chiffres décimaux.Le circuit mémoire est excité quand on désire afficher l'état des étages du compteur, la durée des intervalles d'affichage étant suffisante pour fournir un affichage stable, sans scintillement ctest-à-dire qui reste constant au moins un temps suffisant poir être parfaitement reconnu par i'oeil humain. Bien que de tels circuits mémoires résolvent ce problème, l'utilisation de tels circuits augmente considérablement le prix de l'affichage des grandeurs à mesurer. En conséquence, la présente invention concerne également un dispositif nouveau et amélioré pour fournir une représentation des états des étages d'un compteur ou plus généralement d'un appareil de commande d'afficha g., dans lequel l'affichage ne se traduit pas par un scintillement gênant, le dispositif étant rapidement adaptable à certains types d'appareils déjà existants et dans lesquels le scintillement de l'affichage doit être supprimé. D'une manière plus particulière, l'invention consiste à commander le fonctionnement du multivibrateur monostable du convertisseur analogiquenumérique précdemnent défini de façon que ce fonctionnement soit synchrone d'un signal d'excitation d'affichage variable dans le temps, afin que le scin cillement de l'affichage ainsi commandé soit en pratique éliminé. Selon la présente invention, les intervalles de temps pendant lesquels le dispositif d'affichage est validé par un signal d'excitation variable dans le temps, de manière à pouvoir afficher l'information désirée, sont intercalés entre des intervalles de temps pendant lesquels l'affichage est inhibé. Grâce à cette dispositisn, l'état du dispositif d'affichage peut être synchronisé, sur l'état passif ou actif des compteurs d'impulsions dont il faut effectuer l'affichage et vice versa, de telle sorte que pendant lesdits premiers et seconds intervalles de temps le compteur est passif puis actif respectivement. La réalisation du présent perfectionnement est particulièrement aisée dans le cas du convertisseur analogique-numérique selon l'invention dans lequel la transmission des impulsions au compteur est commandée par l'état d'une bascule monostable d'un type dans lequel le temps requis pour charger un condensateur jusqu a un seuil prédéterminé de basculement détermine le temps pendant lequel ladite bascule monostable demeure dans son état de fonctionnement instable. Dans un tel circuit monostable le condensateur est chargé jusqu'au niveau de seuil par le signal d'excitation d'affichage, lequel comporte des parties respectivement inférieures et supérieures au niveau minimal d'excitation nécessaire pour autoriser le fonctionnement du dispositif d'affichage. Quand le condensateur est chargé audit niveau de seuil, ce qui normalement demande plusieurs cycles successifs du signal d'excitation, le monostable bascule dans son état stable de sorte que la transmission des impulsions chronométriques vers le compteur peut alors démarrer. La relation de phase entre la charge du condensateur du monostable jusqu'au niveau de seuil et le signal d'excitation du dispositif d'affichage est telle que le dispositif d'affichage est d'une part actif pendant un ou plusieurs cycles dudit signal d'excitation cependant que le condensateur se charge vers ledit niveau de seuil et d'autre part éteint avant que ledit condensateur atteigne ledit niveau de seuil et dono au moins un peu avant que le processus de comptage ne démarre.Le signal d'excitation utilisé est de préférence un signal sinuirordal obtenu par exemple par réduction de l'aPplitude du secteur d'alimentation (50 Hertz - 110 volts). Pour une meilleure compréhensiçn de la présente invention et afin de préciser les différents objets de celle-ci, on va maintenant faire référence à la description ci-après donnée uniquement à titre exemple non limitatif en référence aux dessins annexés dans lesquels - la figure 1 est un bloc-diagramme d'une forme de réaliaation d'un convertisseur analogique-numérique et d'un dispositif d'affichage selon l'invention; - la figure 2 est une représentation schématique d'une autre forma de réalisation de l'invention comportant un interrupteur pour appliquer slec- tivement le signal analogique à mesurer à entrée du convertisseur;; - et les figures 3 et 4 sont des diagrammes de deux autres formes de réalisation de la présente invention qui peuvent être utilisés avantageuse- ment pour réduire l'importance des erreurs engendrées par les non-linéarités du processus de conversion utilisé dans - la figure 5A décrit une relation typique entre la sortie d'un multivibrateur bistable employé dans la présente invention et l'état d'un dispositif commutateur commandé par le bistable pour appliquer sélectivement un courant de référence à l'entrée de l'amplificateur intégrateur;; - la figure 5B représente un signal typique apparaissant à la sortie de l'amplificateur d'intégration et conjointement avec la figure 5A, illustre la relation entre le potentiel de sortie de l'amplificateur etl'ap- plication d'un signal de référence à l'entrée de celui-ci; - la figure 6 est la représentation des signaux qui apparaissent en des points déterminés de la figure 1. Les différentes parties des circuits représentés aux figures 2, 3 et 4 qui correspondent aux différents éléments de la figure 1, sont identi suées au moyen des mêmes références que celles utilisées sur la figure 1. Le présent convertisseur représenté partiellement sur le schéma de la figure I comporte un amplificateur opérationnel de type connu à entrée unique 10 qui, d'une manière caractéristique, possède une haute impédance d'entrée et une basse impédance de sortie ainsi qu'un grand gain négatif -A. Des gains en tension, de 11 ordre de 50.000 et plus, sont habituels avec ce type d'amplificateur. Un signal analogique d'amplitude indéterminée à mesurer est appliqué à la borne d'entrée inversive de l'amplificateur et un signal de référence d'amplitude plus grande et de polarité opposée à celle du signal analogique d'entrée est également appliqué à cette borne. Le signal analogique d'entrée qui peut être soit un courant, soit une tension est typiquement un signal ou continu ou à très basse fréquence. La présente invention trouve une application particulière dans les voltmètres numériques dans lesquels le signal analogique d'entrée est une tension Ein dont l'amplitude doit être affichée sous forme numérique au moyen d'un dispositif d'affichage numérique lumineux. Selon la figure 1, la tension analogique Ein est appliquée à la borne d'entrée 11 d'un convertisseur et convertie en un courant analogique d'entrée Iin par une résistance d'entrée Rin disposée entre la borne Il et un point de jonction 12. La valeur du courant analogique Iin est égale à Ein/Rin et le point de jonction 12 est connecté à la borne inversive d'entrée de l'amplificateur 10. La borne de sortie 13 de l'amplificateur 10 sur laquelle la tension de sortie E0 de l'amplificateur apparat, est couplée au point de jonction 12 par un premier et un second circuit de contre-réaction disposés en parallèle qui chacun fournissent une quantité importante de courant de contre-réaction à l'entrée de l'amplificateur de façon à rnaintenir un potentiel de masse virtuel sur la jonction 12. Le premier circuit de contre-réaction est principalement résistif et est constitué par deux résistances R1 et R2 disposées en série. Le second circuit de contre-réaction est principalement capacitif et est constitué par un condensateur d'intégration C.Les résistances RI et R2 ont une borne commune 14 à laquelle une tension de référence -ER de polarité opposée à la tension d'entrée Ein peut être appliquée à volonté au moyen de l'interrupteur S1 disposé entre la source E R et la borne commune 14. Un courant de référence i égal à ER/R1 est de la sorte appliqué à la borne 14 lorsque l'interrupteur S1 est fermé. Le courant i possède une amplitude suffisante pour décharger le condensateur C et le ramener à un niveau prédéterminé, par exemple zéro volt, au cours d'un intervalle de temps déterminé, désigné Tx sur la figure 5. La tension de référence E R est de préférence une tension continue régulée en amplitude.Le sens du courant de référence par rapport à la Jonction 14 est déterminé par la polarité de la tension de référence. Sur la figure, les flèches indiquent le sens du courant lorsque la tension de référence est négative par rapport au potentiel de masse. Puisque le temps de charge du condensateur C est très supérieur à son temps dé décharge, l'amplitude du courant de référence IR utilisé pour la décharge du condensateur doit êtreglusieurs fois supérieure à la valeur maximale du courant analogique d'entrée 1in Pour des valeurs positives de Ein la polarité de la tension de référence d est négative et vice versa. L'interrupteur S1 peut être, comme cela est décrit sur la figure, un interrupteur mécanique à simple polarité dont l'état est commandé par exemple au moyen d'une armature (non représentée) qui peut être déplacée dans deux directions opposées sous l'action d'une bobine de commande convenablement alimentée. De préférence cependant, l'interrupteur S1 est du type statique et par exemple constitué par un transistor à effet de champ qui peut, sous d'un signal binaire de commande, passer d'un état bloqué à un état conducteur. Un multivibrateur bistable 15 produit des signaux rectangulaires dont les deux amplitudes constituent des signaux binaires susceptibles de faire passer l'interrupteur S1 à l'état bloqué ou à l'état conducteur respectivement. Le signal de sortie du multivibrateur bistable 15 est transmis à l'interrupteur S1 par un conducteur 16. Le bistable 15 possède deux bornes d'entrée respecii- vement désignées S et R et qui permettent de faire passer le circuit bistable 15 à l'état actif ou à l'état passif respectivement. En réponse à un signal de déclenchement convenable reçu d'un détecteur 18 sur sa borne R, le bistable 15 passe de l'état actif à l'état passif, de sorte que le signal de sortie du bistable passe brusquement à un niveau par exemple plus négatif (voir figure 5A3 ce qui amènera l'interrupteur S1 à prendre 1 'état ouvert. Quand le bistable 15 est amené à prendre l'état actif au moyen d'un signal de déclenchement appliqué sur sa borne S, le signal de sortie du bistable passe brusquement à un niveau par exemple plus positif (voir figure 5A) qui a pour effet de fermer l'interrupteur Pour des raisons qui apparattront plus clairement à la suite, la largeur du signal de sortie du bistable 15 est directement proportionnelle à l'amplitude du signal d'entrée analogique. Le détecteur 18 peut comprendre un amplificateur comparateur de type connu possédant un seuil-de détection prédéterminé. On sait que pour détecter un niveau zéro volt au moyen d'un tel circuit, il suffit de connecter une des entrées du comparateur au potentiel de masse de sorte que par la suite pour faciliter la compréhension de l'invention le niveau de-détection du détecteur 18 sera ci-après supposé être zéro volt. n est évident toutefois que le détecteur 18 pourrait être agencé pour détecter la traversée d'un niveau de potentiel de valeur prédéterminée autre que zéro volt.L'autre-entrée du circuit de comparaison est couplde à la borne 13 de telle sorte qu t une comparaison d'amplitude peut être réalisée entre la tension de sortie instantanée Eo de l'amplificateur et zéro volt. Quel que soit le type de détecteur utilisé, celui-ci engendre un signal de sortie d'amplitude suffisante et de polarité convenable susceptible de déclencher en oofncidence le fonctionnement du multivibrateur bistable 15 et de le faire reprendre son état passif, lorsque la tension E dépasse le o niveau de détection prédéterminé. Un léger dépassement du niveau de détection par la rampe engendrée se produit généralement du fait de l'incapacité du système à répondre instantanément à la traversée du zéro par la rampe.Ce léger dépassement est représenté sur la figure 5A au point de jonction de la rampe 41 et du signal 42 et possède généralement la forme d'une impulsion brève, laquelle après amplification et si nécessaire inversion, peut être avantageusement utilisée comme signal de déclenchement du multivibrateur 15. Le signal de déclenchement provenant du détecteur 18, en plus de la remise du bistable 15 dans son état passif, est en meme temps appliqué à une borne 19 d'un multivibratèur monostable représenté à l'intérieur dun cadre en pointillés 20 (que l'on détaillera plus loin) de façon à amener au même instant le circuit monostable 20 à prendre son état de fonctionnement instable. A titre de variante, la sortie complémentaire du bistable 15 peut être appliquée au moyen du conducteur 16 à l'entrée 19 après avoir été différenciée au moyen d'un circuit différentiateur.Le signal obtenu par différentiation de la sortie complémentaire du bistable est une impulsion qui peut être utilisée à la place du signal de déclenchement produit par le détecteur 18 pour faire passer le monostable dans son état instable. Comme on sait, la constante de temps du monostable 20 détermine la durée de son état instable. Les signaux de sortie du monostable 20 sont des signaux rectangulaires représentés à la figure 5A. La référence 21 sur la figure 1 désigne un signal type produit par le monostable. La largeur de la partie de l'impulsion la plus positive 21 de ce signal est déterminée par la constante de temps du.monostable et en ónsequence par l'intervalle de temps durant lequel le monostable reste dans son état Instable. La durée de cet état instable doit être suffisamment longue pour permettre au condensateur C de se charger à un potentiel qui soit proportionnel k l'aipli- tude de la tension Veine De la sorte, la constante de temps du monostable 20 est au moins plus grande que celle du circuit de charge du condensateur C, déterminée par les valeur' s de la résistance Rin et du condensateur C. L'impulsion 21 commande l'état d'une porte à coincidence 22 et ainsi le passage d'impulsions chronométriques depuis une horloge 23 veri les étages d'un compteur d'impulsions 24. Plus précisément, la porte 22 est inhibe et bloque le passage des impulsions chronométriques vers le compteur lorsque le front avant de l'impulsion 2l'est appliqué à la porte. Par contre, la porte 22 est validée dès l'apparition du front arrière de l'impulsion 21 et de ce fait autorise le passage des impulsions chronométriques vers le compteur d1 iii- pulsions. La porte 22 reste validée jusqu'à ce qu'elle soit à nouveau inhibée à l'apparition du front avant de l'impulsion 21 suivante.Le front avant de l'impulsion 21 susceptible d'inhiber la porte 22 est un front ascendant, de sorte que la porte 22 est une porte iT. Au contraire, si le front avant de l'impulsion 21 était descendant, une porte ET 22 devrait être utilisée. Du fait que le front avant de l'impulsion 21 est pratiquement produit en coinci- dence avec le signal de déclenchement du monostable 20, engendré par le détec teur 18 et du fait que le front avant de ce dernier signal est produit en coïncidence avec la traversée de zéro de la lampe Eo, la porte 22 est inhibée à chaque rois que la tension E traverse le niveau zéro volt.De plus, puisque o la porte 22 est validée un temps prédéterminé après l'apparition du front arrière de l'impulsion 21, la porte 22 reste inhibée un intervalle de temps égal à la durée de fonctionnement du monostable 20. Pendant que la porte 22 est inhibée, les impulsions chronométriques sont empêchées d'être appliquées au compteur d'impulsions 24 ce qui permet à celui-ci de Se stabiliser. La constante de temps du monostable 20 peut être augmentée si nécessaire de manière à étendre le temps de charge du condensateur C au delà de ce temps qui est requis pour charger le condensateur dans une condition d'état stable, le temps additionnel étant utilisé pour s'assurer d'un affichage stable aisément reconnaissable de l'amplitude du signal analogique d'entrée. En maintenant au repos le compteur 24 à un compte qui correspond à l'amplitude du signal analogique, le signal numérique ainsi obtenu peut être affiché d'une manière utilisable évitant par là la nécessité de circuits mémoire intermédiaires.En pratique, pendant une période de temps de 0,2 seconde, on peut aisément reconnattre la valeur numérique d'un nombre affiché comprenant trois ou quatre chiffres. De la sorte, l'intervalle de temps pendant lequel le monostable 20 reste dans son état instable et pendant lequel il inhibe la porte 22 et empêche le compteur 24 d'avancer et de démarrer un autre cycle de conversion, peut être égal à la période d'affichage minimale désirée de 0,2 seconde. Le compteur 24 comprend une pluralité de compteurs décimaux codés binaires, disposés en cascade. Le nombre d'étages employé est habituellement déterminé par la résolution désirée. Afin de simplifier la présente description le convertisseur est présenté comme comprenant seulement deux décades de comptage référencées 24A et 24B. Les signaux de sortie du type décimal codé binaire des compteurs 24A et 24B peuvent être convertis en des signaux qui représentent un nombre décimal équivalent à l'aide de circuits de décodage binaire-deeimal en décimal, de tels circuits sont représentés en 25A et 25B. Les signaux de sortie des circuits de décodage peuvent être utilisés pour commander le fonctionnement de dispositifs d'affichage 26A et 26B qui de la sorte affichent sous une forme désirée les informations binaires engendrées par le convertisseur. Le dispositif d'affichage peut prendre différentes formes par exemple un dispositif imprimeur, un tube cathodique, des dispositifs électroluminescents, des dispositifs photoconducteurs... Dans les voltmètres numériques, un dispositif d'affichage prend généralement la forme de tubes d'affichage à gaz, lesquels sont parfaitement connus de l'homme de l'art. A titre d'exemple on supposera que les deux compteurs 24A et 24B sont des décades remplies à leur compte maximal, le nombre d'impulsions compté par les compteurs à cet instant et décodé par les circuits de décodage 25A et 25B est le nombre décimal 99, lequel est affiché par les tubes d'affichage 26A et 26B. L'impulsin chronométrique suivante~reçue par le compteur 24A amènera les différents étages des deux compteurs à prendre la valeur zéro et engendrera un signal de retenue délivré par le compteur de rang supérieur 24B. Ce signal de retenue est appliqué sur la borne S du bistable 15 pour le faire basculer en son état actif, de sorte que l'interrupteur S1 passe alors à l'état fermé. Toutes les sorties binaires des compteurs 24A et 24B ont alors une valeur zéro, correspondant au nombre décimal affiché ttoO" en 26A-26B et dans 1? échelle des temps représentée à la figure 5B,- aux instants Tx = O des portions de rampe 41 et 42 de la tension de sortie E0 de l'amplificateur 10. L'intervalle de temps T requis par une portion de rampe 41 ou 44 pour retrouver le niveau x zéro volt est compté par le compteur jusqu!à ce que la traversée de ce niveau par E0 soit détectée par le détecteur 18. La rapidité du comptage effectué par les compteurs 24A et 24B est déterminée par la fréquence des impulsions chronométriques fournies par l'horloge 23. Avec une horloge 23 fonctionnant à une fréquence relativement haute, par exemple 0,5 MHz, les compteurs 24A et 24B'seront commandés à une vitesse telle que pendant que le monostable 20 est dans son état stable, les nombres présentés par le dispositif d'affichage 26A et 26B clignotent et apparaissent à ltoeil humain comme des nombres qui changent Si rapidement qu'ils sont impossibles à reconnattre. (I1 sera expliqué plus loin comment il est possible, selon une caractéristique complémentaire de l'invention d'éviter un tel clignotement).Au contraire, quand lesgeompteurs ne comptent plus, les tensions de commande d'allumage appliquées au tube d'affichage persistent suffisamment longtemps pour que les nombres affichés puissent être alors aisément reconnus. Le passage de la pleine échelle à zéro des compteurs 24A et 24B déclenche le basculement du bistable 15 dans son état actif et de ce fait détermine l'instant de fermeturé de l'interrupteur S1 et de l'application de la tension de référence ER à la jonction 14 et donc l'instant de démarrage de la rampe E .Puisque les compteurs recommencent à compter quand la porte o 22 est validée à la fin du temps de fônctionnement du monostable 20, l'inter- valle de temps supplémentaire compris entre la fin de l'inhibition de la porte 22 et l'application d'une impulsion de déclenchement au bistable 15, dépend de la fréquence de horloge 23, du nombre d'étages connectés en cascade qui forment le compteur 24 et du compte qui était emmagasiné dans les compteurs à l'instant où la porte 22 est validée. Cet intervalle de temps supplémentaire, désigné 43 sur la figure 2, s'ajoute évidemment au temps de fonctionnement du monostable 20.Toutefois, du fait que les compteurs 24 comptent à grande vitesse jusqu'à pleine échelle, ledit intervalle de temps supplémentaire est normalement négligeable comparé à la durée de fonctionnement du monostable 20. Cet intervalle de temps supplémentaire retarde légèrement l'instant d'application de l'impulsion de déclenchement de la bascule bistable 15, donc augmente la durée pendant laquelle l'interrupteur S1 est maintenu ouvert par ledit bistable 15, et en conséquence augmente simplement de quelque peu le temps pendant lequel la capacité C reste dans un état chargé. Quand l'interrupteur S1 est ouvert, le convertisseur fonctionne comme un amplificateur à courant continu stable ayant un gain -A. En fonction des paramètres du circuit, le présent convertisseur fonctionne comme un amplificateur à courant continu avec un gain -A = - (R1 + R2) / Rin = Eo/Ein (1) Dans ces conditions, à la fin de la période transitoire, le condensateur C est chargé à une tension stable égale à Eo puisque la jonction 12 est maintenue à une masse virtuelle et que la relation entre la tension de sortie Eo et la tension d'entrée Sin est alors Eo=Ein (R1 + R2) / Rin = -Iin (R1 + R2) (2) Cette condition d'état stable est représentée sur la figure 5B par une ligne droite 40 pratiquement parallèle au niveau de référence zéro volt, placée à une distance -Iin (R1 + R2) de ce niveau. Quand l'interrupteur S1 est fermé par le signal de déclenchement d'état actif appliqué au bistable 15 par le compteur 24B passant de la pleine échelle à zéro, la résistance R2 apparaît alors comme une simple impédance placée à la sortie de l'amplificateur 10 mais totalement isolée de l'entrée de celui-ci. Il en est ainsi parce que l'interrupteur S1 est supposé avoir une basse impédance et que la source de référence ER est à un potentiel pratiquement constant de sorte que toute augmentation normale de courant dans la résistance R2 est court-circuitée par la source ER et en conséquence ne se répercute pas sur la jonction 12.Dans ces cotzilitens-la boucle de contreréaction résistive est alors ouverte, ce qui permet à l'amplificateur 10 et la capacité C de fonctionner comme un circuit intégrateur et plus précisément comme un générateur de rampe. L'instant-origine de la portion de rampe 41 de la figure 5B représentant les variations de E coïncide avec la fermeture de o l'interrupteur S1 représenté à la figure 5A. A cet instant en effet, un courant de référence IR = ER/R1 de direction opposée et d'amplitude plus grande que le courant d'entrée Iin s'écoule alors à travers la résistance RI depuis la jonction 12 et provoque une réduction linéaire de la charge du condensateur C. Dans la forme de réalisation illustrée à la figure 1, le signal analogique d'entrée et le signal de référence sont présentés comme étant appliqués slmultanément à la jonction 12. Dans un tel cas,-le temps d'intégration Tx, figure 5B, requis pour décharger le condensateur à zéro volt est T = Eo(t) C / (IR - Iin) (3) Puisque la valeur initiale de Eo(t) est donnée par liquation 2, en substituant cette valeur dans l'équation 3 on obtient Tx = Iin C (R1 +R2) / (Ir - Iin) (4) En faisant en sorte que l'amplitude de IR Iin, on Tx=Iin C (R1 + R2) / 'R (5) En supposant que les paramètres C, R1, R2 et IR ont une valeur constante, la valeur de T est directement proportionnelle à l'amplitude du signal analogi x que d'entrée de sorte que équation 5 ci-dessus peut s'écrire Tx = KI Iin = K Ein avec K2 = Rin K1R Au moyen d'impulsions chronométriques, l'intervalle de temps T x mis par une rampe de pente connue constante pour atteindre un niveau de potentiel prédéterminé à partir dun niveau de potentiel proportionnel à l'amplitude du signal analogique d'entrée peut être mesuré. Le compteur qui reçoit ces impulsions fournit une représentation numérique de l'amplitude du signal analogique qui peut être affichée sous forme d'un nombre décimal. Le seuil de détection du détecteur 18 peut être sujet à de légè- res variations dues par exemple aux changements de la température ambiante. De telles erreurs peuvent-être diminuées simplement en augmentant le rapport entre E et Ein de sorte que les variations du seuil de détection deviennent o alors négligeables par rapport à la valeur finale de E . Un tel résultat o s'obtient en donnant à la résistance R2 une valeur notablement plus grande que celle de la résistance Rî puisque c'est la somme (R1 + R2) qui détermine le gain du convertisseur dans son fonctionnement comme amplificateur à couvrant continu, (équation 2) et que c'est seulement le rapport R1/Rin qui détermine le rapport de E à E R (ou 1in à i). L'intervalle de temps T qui est proportionnel à Iin et à (Rî + R2) doit être suffisamment long pour fournir une mesure précise de l'amplitude du signal analogique compatible avec le temps maximal autorisé pour chaque cycle de conversion, lequel temps est principalement déterminé par la fréquence de l'horloge 23 et par ie facteur par lequel ladite fréquence d'horloge est divisée par le compteur 24. En outre, puisque la résolution du nombre affiché est déterminée par le nombre d'étages du compteur 24, la résolution désirée pour la mesure détermine en fait la fréquence minimale d'horloge. D'autres facteurs tels que le gain de l'amplificateur 10 ou les valeurs du condensateur C et de la résistance Rin entrent dans l'équation qui détermine la relation entre Eo(t) et Ein pendant la charge du condensateur C. Durant 1' état de fonctionnement instable du monostable 20, au cours de la charge du condensateur C, cette relation entre E Ct) et Ein est représentée par la partie non linéaire 42 du signal E0 sur la figure 5B. L'équation caractérisant la portion 42 est O = 1n (R1 + R2) Lî - exp (t/ACRin)] (7) La quantité exponentielle de 11 équation 7 c'est-à-dire (-t/ACRin) définit la réponse caractéristique dans le temps du condensateur C au cours de sa charge par le courant analogique d'entrée 1in La proportionnalité désirée entre Eo et 1in telle qu'exprimée par l'équation 1 ci-dessus à l'instant où la tension de rampe E démarre est obtenue en autorisant le condensateur o C à se charger a' un potentiel stable proportionnel à l'amplitude du signal appliqué et ceci pendant au moins un intervalle de temps minimal désigné 43 sur la figure 5B, avant que l'interrupteur S1 soit fermé. En conséquence, quand l'interrupteur S1 est fermé sur la figure 5A, la tension de sortie E0 est constante et égale à -Iin ( + R2). L'intervalle 43 est en conséquence représenté comme une ligne droite qui est parallèle à la ligne 40 et décalée d'une tension constante de l'axe de référence représentant le niveau zéro volt. Comme on l'a dit ci-dessus, la capacité C est autorisée à atteindre cet état stable si le temps de fonctionnement du monostable 20 est suffisant. La référence 44 sur la figure 5B désigne la seconde rampe linéaire engendrée quand l'interrupteur S1 est fermé et le condensateur C déchargé par le courant de référence i. Puisque la rampe 44 démarre d'un niveau proportionnel à l'amplitude du signal analogique d'entrée, le second intervalle de T correspondant à la longueur de temps requise par la rampe 44 pour at x teindre le niveau zéro représente à nouveau ladite amplitude du signal analogique. Avec les tensions d'entrée Ein appliquées continuellement à la jonction 12, pendant un cycle de conversion complet la quantité ( R 1jn) de l'équation (4) ci-dessus constitue la somme algébrique des courants de référence et d'entrée sur la jonction 12 pendant l'intervalle de temps T . En x supposant que le courant de référence i ait une amplitude beaucoup plus grande que celle de Iin, l'équation (5) ci-dessus indique que la relation entre Tx et 1in ou Ein est pratiquement linéaire.Ce qui suit est une analyse de 1' impor- tance des erreurs qui sont imputables aux non-linéarités de cette relation et qui proviennent de la supposition faite à propos de l'équation (5) cidessus que la présence du mourant Iin pendant l'intervalle de temps T peut être x négligée si i 1in > c'est-à-dire si Iin/IR 1.Si on écrit d'une part IR = KIM (8) avec K, contante plus grande que l'unité et i valeur maximale du courant Iin et d'autre part Iin = XIM i (9) avec X constante de proportion nalité inférieure ou au plus égale à l'unité, en substituant les équations (8) et (9) dans l'équation (4) ci-dessus et en les résolvant par rapport à Ty on obtient Pour Iin = TM l'équation bO) se rdGuit à dans laquelle T M est la valeur maximale du temps d'intégration T x La non linéarité de la rampe engendrée et donc celle du présent convertisseur peut être exprimée comme une erreur fractionnelle de la valeur maximale d'entrée. Une telle erreur fractionnelle En substituant les équations (10) et (11) dans l'équation (12), l'erreur fraotionnelle devient # = X (X - 1) (13) K - X et l'erreur en pourcentage devient A titre d'exemple, ce qui suit est un tableau des non linéarités du convertisseur dans la forme de réalisation décrite ci-après pour différents rapports de Iin/IM et spécifiquement pour une valeur de K = 50, par exemple obtenue avec IM- = lOvuA et IR = 500 A. Iin = X % d'erreur = 100 X (X - 1) Iin = X IM 0,1 0,180 0,2 0,321 0,3 0,422 0,4 0,484 0,5 0,505 0,6 o,486 9,7 0,426 0,8 0,)25 o,g 0,183 1,0 O Si l'erreur de non-linéarité 8 % est représentée en fonction de X, la courbe résultante est proche d'une fonction parabolique. Afin de réduire les non-linéarités de conversion qui résultent du fait d'avoir un signal d'entrée continuellement appliqué à la jonction 12 pendant chaque cycle de conversion et plus particulièrement pendant les intervalles de temps au cours desquels le courant de référence est appliqué à la jonction 12, un dispositif interrupteur peut être utilisé pour découpler la source de courant analogique d'entrée de la jonction 12 pendant que le courant de référence est appliqué à ladite jonction. La forme de réalisation de la figure 2 représente un dispositif interrupteur adapté à appliquer sélectivement le signal analogique d'entrée à la jonction 12, cet arrangement comprenant Un interrupteur d'entrée S2 qui peut être identique à l'interrupteur S1, mais qui fonctionne en opposition de phase avec ce dernier. Quand l'interrupteur S1 est ouvert, l'interrupteur S2 est fermé et le courant d'entrée est alors applique à la jonction 12. De même quand l'interrupteur S1 est fermé, l'interrupteur S2 est ouvert de façon à déconnecter le signal analogique d'entrée de la Jonct=ion~12, le condensateur C est déchargé par le seul courant deréférence i. Bien que la forme de réalisation de la figure 2 ait l'avantage de réduire la non-linéarité de la conversion, elle présente l'inconvénient de requérir un interrupteur additionnel S2 et en outre de demander un amplificateur d'entrée additionnel connecté devant l'amplificateur opérationnel 10 de manière à amplifier le signal d'entrée ce qui rend une telle forme de réalisation légèrement plus complexe et onéreuse que la réalisation du dispositif de la figure 1. I1 est possible d'améliorer la précision de conversion par rapport à celle que l'on peut obtenir avec le dispositif de la figure 1 sans utiliser de dispositif interrupteur d'entrée en réalisant la partie située en amont de l'interrupteur suivant la figure 3. Dans cette forme de réalisation, la résistance de contre-réaction R2 est directement connectée en parallèle sur le condensateur C entre les bornes .12 et 13. La résistance R1 au lieu d'être connectée en sérine avec la résistance R2 a une extrémité directement connectée à la jonctibn 12, son autre extrémité étant connectée à une borne 45 à laquelle la tension de référence -ER est appliquée par la fermeture sSlective de l'interrupteur S1 d'une manière décrite ci-dessus. Bien qu'employant le mêile nombre de composants que la forme de réalisation de la figure 1, le dispositif selon la figure 3 réduit l'erreur de non-linéarité de la conversion par rapport a' celle que l'on peut obtenir avec le dispositif de la figure 1 et ce par un facteur d'environ 50% de telle sorte que le voltmètre numérique construit selon la figure 3 est meilleur d'environ 0,25 en précision. Les équations suivantes expliquent ce résultat. Quand l'interrupteur S1 est ouvert, E = -Ein R2/Rin (15) Quand l'interrupteur S1 est fermé, t t/R Cdt E0(t) P in Rin + ER G C - Ein Ain C -1 Le temps T requis par Eo(t) pour traverser le niveau zéro peut être déterminé x en écrivant E (t) = O, de sorte que l'équation 16 s'écrit alors o O = -Ei R2/Rin + ER Tx/Rî C - Ein Tx/RinC - E Tx/2R2 C (17) En remplaçant dans cette équation la valeur de E donnée par l'équation (15), o on a O=Ein RïRin + ER TRiC - Ein TYRinO + Ein R2 T C Rin (18) En résolvant cette équation par rapport à T on a En supposant que Iin/IR 1, on a Tx = (R2 C Iin/IR) (1 + Iin/2 IR (20) et puisque IR = K IM Tx (R2 C/K) (Iin/IM) (1 + Iin/2 K IM) (21) Comme un courant d'entrée maximal i donne un temps maximal TM, on a de l'équa- tion 21 : TM -(R2 C ) (1 + 1/2 K) (22) En résolvant l'équation de l'erreur fractionnelle # = (Tx - X TM)/TM (12) à partir des équations 21 et 22 on a Erreur fractionnelle Puisque Iin = XIMJ on a encore L'équation (25) peut être comparée avec équation (14) ci-dessus. Pour des valeurs de X comprises entre O et 1 et pour Ia mêmes valeur supposée de K (K = 50) un calcul de X par rapport à l'erreur en pourcents comme celle qui a été réalisée avec l'équation (í4) indique que l'équation 25) suit également une courbe parabolique mais que l'erreur maximale en pourcentage est approximativement moitié de celle obtenue avec équation (14), et est donc de l'ordre de 0,25%. De la sorte, en supposant que tous les autres facteurs intervenant soient égaux, la forme de réalisation de la figure 3, bien qu'ayant le même nombre de composants que la partie amont du dispositif selon la figure 1, permet de réaliser un convertisseur qui fournit une meilleure conversion. Grâce à l'emploi de composants supplémentaires, la Iinéarité du présent convertisseur peut être encore améliorée. La figure 4 illustre une autre forme de réalisation de la présente invention qui augmente encore la linéarité. Dans cette forme de réalisation, la résistance RI forme un circuit delta avec deux résistances R d'égale valeur x Le réseau ainsi constitué peut également prendre la forme d'un réseau pi. Uoe des résistances R et la résistance RI sont connectées à une borne 46 à laquel x le la tension-de référence -ER est appliquée grâce à la fermeture de l'inter- rupteur S1. Les deux résistances R sont connectées à une borne 48 réunie à x une des armatures d'un condensateur C , l'autre armature de celui-ci étant reliée au potentiel-de masse. En suivant une analyse semblable à celle faite à propos du circuit de la figure 3, on peut montrer que si la condition 2 C R1 R2 = C R est établie, on obtient alors (26) En conséquence, l'erreur fractionnelle 6 est pratiquement nulle ce qui en pratique signifie que la non-linéarité dans le convertisseur est insignifiante et si elle est présente, elle provient de termes d'erreur ayant un ordre de grandeur plus élevé. Le fonctionnement d'ensemble des diverses formes de réalisation décrites sera maintenant rapidement résumé ci-après. En supposant que la rampe 41 du signal B0 vient Juste de traverser le potentiel zéro volt, le détecteur 18 détecte cette traversée et en réponse, produit un signal de sortie qui déclenche le basculement du monostable 20 dans son état instable et sisul tanément remet à l'état passif le bistable 21. Quand le monostable 20 bascule dans son état instable, une brusque transition de tension est proRiSte à la sortie du mono stable 20 qui inhibe la porte 22 de sorte que texte porte intervient pour bloquer la transmission des impulsions chronométriques de l'horloge 23 vers le compteur 24. Le compteur 24 se stabilise et le dispositif d'affi- chage 26A et 26B peut alors afficher la valeur décimale du signal d'entrez à mesurer. Quand il est remis à l'état passif, le bistable 15 produit une brusque transition de sortie qui ouvre l'interrupteur S1 et permet au condensateur C de se charger à un potentiel proportionnel à l'amplitude du signal analogique d'entrée, ce potentiel étant par exemple le niveau d'état stable 40 représenté à la figure 5 s'il n'y a aucun changement dans l'amplitude du signal analogique d'entrée entre deux conversions. Pendant qu'il est dans son état instable, le monostable 20 empêche l'interrupteur S1 de se fermer jusqu'a ce qu'une tension stable apparaisse aux bornes du condensateur C qui soit directement proportionnelle à l'amplitude du signal- analogique d'entrée. Quand le monostable 20 est dans son état de fonctionnement instable, le dispositif d'affichage 26A, 26B, du fait que le compteur 24 est alors stabilisé, fournit un affichage persistant lisible de itåmplitude du signal analogique d'entrée précédemment mesuré. Dès que le-monostable 20 retourne à son état stable, la porte 23 est validée par un brusque changement de la tension de sortie du monostable et de la sorte peut transmettre des impulsions chronométriques depuis horloge 23 jusqu'au compteur 24. Le compteur 24 compte alors jusqu a ce qu'un signal de retenue soit produit qui est transmis au bistable 15, sur sa borne de commande S et par là déclenche le bistable 15 de telle sorte que ce dernier bascule de son état passif à son état actif. Quand le bistable 15 bascule dans son état actif, le signal de sortie résultant qui apparatt comme une tension de polarité opposée à la sortie antérieure du bistable, est appliquée, via le conducteur 16, à l'interrupteur S1, amenant ledit interrupteur à se fermer. A eet-instant, la décharge à courant constant du condensateur C commence. A cet instant également, le compte prédéterminé présent dans le compteur 24 est nul. La décharge constante du condensateur C au moyen du courant de référence i engendre la portion de rampe 44 de la tension E0 sur la figure 5B à la borne de sortie 13 de l'amplificateur 10.Le compteur 24 compte alors le nombre total d'impulsions chronométriques reçues de'l'horloge 23 pendant l'intervalle de temps Tx requis pour décharger le condensateur C à zéro volt.---Le nombre d'impulsions oomptées Jusqu'à ce que la rampe ainsi engendrée franchisse le niveau zéro fournit une représentation numérique du signal analogique à mesurer. Le dispositif décrit ci-dessus fonctionne continuellement pour convertir un signal analogique en un intervalle de temps mesurable T ou en x des largeurs d'impulsions telles que déterminées par l'impulsion de sortie du bistable 15 et plus particulièrèment en une sortie numérique représentative de la tension analogique d'entrée. L'appareil peut également être sélectivement déclenché en employant différentes techniques parfaitement connues de l'homme de l'art. Comme on l'a indiqué ci-dessus, un clignotement se produit dans le dispositif d'affichage lorsque le compteur reçoit les impulsions chronométriques. Le perfectionnement qui va maintenant être décrit a pour objet de pallier cet inconvénient. On va à nouveau se référer à la figure 1 du dessin sur lequel le monostable décrit apparatt dans un cadre 20 en pointillés. En accord avec le présent perfectionnement, le maintien du mono stable dans son état instable est approximativement synchronisé par un signal d'excitation d'affichage, dont l'amplitude variable dans~le temps passe alternativement d'une valeur inférieure au niveau de seuil requis pour autoriser .-l'allumage du dispositif d'affichage à une valeur supérieure à ce seuil, le synchronisme étant tel que l'instant de retour du mono stable à son état stable se produit pendant que ledit signal d'excitation a une valeur inférieure audit biveau de seuil. le signal d'exoi-tation est de préférence obtenu à partir du secteur d'alimentation alternatif 27 après avoir été abaissé en amplitude par un transformateur abaisseur convenable 28. Le transformateur 28 est habfltuelleinent employé dans les voltmètres numériques pour ramener l'amplitude de la tension du secteur à une amplitude qui convienne à l'alimentation des différents circuits qui constituent de tels voltmètres, horloge 23 ou compteur 24 par exemple. La figure 6D illustre une forme de signal sinusoïdal typique qui apparatt à la sortie du transformateur 28, sur la borne 29. La borne 29 et une résistance R et un redresseur monoalternance 59 sont dgalement représen- tés, comme le monostable 20, dans un cadre en pointillés de manière à claire- ment distinguer le présent perfectionnement au dispositif d'affichage du convertisseur analogique-numérique proprement dit auquel il est associé. A travers la résistance R4 s'écoule un courant sinusoIdal I4 vers une borne T intérieure au monostable 20.Sur la borne T, l'intégrale dans le temps du courant alternatif 14 est algébriquement superposée à l'intégrale dans le temps d'un courant continu I3 obtenu à partir d'une source de tension continue +B volts au moyen d'une résistance 5 . L'amplitude de 13 est notablement plus grande, par exemple 20 fois, que l'amplitude crête du courant alternatif I4. Le signal composite ainsi créé en T est utilisé comme signal de commande de la durée de l'intervalle de fonctionnement du monostable 20 dans-son état instable. Comme cela a été discuté précédemment, l'application d'une impulsion de déclenchement (figure 6C) en provenance du détecteur 18 à la borne 19 du monostable, fait passer celui-ci dans son état 'instable. Comme on le voit dans le cadre en pointillés 20 de la figure 1, la borne 19 est connectée au moyen d'une résistance 30 à la base du transistor QI. . Les transistors QI et Q2 sont du même type, NPN par exemple, et ont leurs émetteurs directement connectés au potentiel de masse. Les collecteurs des transistors QI et Q2 sont tous deux connectés à une même armature d'un condensateur dtintégration C1 C1 et à l'extrémité d'une résistance de collecteur 31, l'autre extrémité de celle-ci étant reliée à la source +B.Le transistor Q1 a son émetteur connecté à la masse et -sa jonction de base connectée à la borne T cependant que son collecteur est relié, via une borgne 32, à une entrée ae la porte 22, à une extrémité d'une résistance 33 dont l'autre extrémité est reliée a' la source +B, et à travers une boucle de réaction 34, à la base du transistor Quand le monostable 20 est dans son état stable ou de repos, le transistor % est rendu pleinement conducteur par le courant continu total appliqué à la borne T par la source +B à travers la. résistance 5 , la polarité de ce courant étant positive par rapport au potentiel de masse.Tant que le transistor reste pleinement conducteur, le potentiel sur la borne 32 est inférieur à la tension minimale positive nécessaire pour amener le transistor dans un état de conduction. De même, le transistor h est également dans un état non conducteur parce que le signal de sortie de repos reçu du détecteur 18 est alors à un potentiel de masse et en conséquence, les jonctions baseémetteur du transistor h sont pratiquement au même potentiel. Si le détecteur 18 ne délivre pas un signal de repos rendant le transistor QI non conducteur, on utilisera un circuit CR de.différentiation pour coupler la sortie du détecteur 18 à la résistance 30. Tant que les transistors QI et 9 sont non conducteurs, la tension qui apparatt sur la borne.de collecteur commune aux deux transistors sera à un niveau positif par rapport à la masse, principalement déterminé par la source +B. Cette tension est typiquement comprise entre un et-deux volts. Tant que le transistor % reste conducteur, le potentiel sur la borne 32 sera inférieur à celui requis pour inhiber la porte Ef 22. Dans ces conditions, aussi longtemps que le monostable 20 reste dans son état stable, le transistor Q=t est conducteur, et les impulsions chronométriques délivrées par l'horloge 23 traversent la porte 22 vers les compteurs 24. Les figurés 6G et 6F peuvent être comparées pour faciliter la compréhension de la relation entre les états du monostable 20 et les intervalles de temps pendant lesquels les impulsions chronométriques sont reçues par le compteur 24. Le potentiel sur la borne 32 reste à un niveau permettant l'ouverture de la porte 22 Jusqu'à ce que le mono stable 20 bascule dans son état instable. L'application d'une impulsion positive (figure 6C) à la base du transistor QI amène ce transistor à prendre un état conducteur. Immédiatement, la tension de collecteur de QI s'abaisse à un potentiel pratiquement égal à la masse. Cette brusque transition descendante de tension est appliquée sans délai par le condensateur C1 sur la borne T, de sorte que le potentiel de la borne T passe d'un niveau, par exemple de 0,8 volt, auquel il était maintenu du fait de la conduction du transistor Q à un niveau légèrement négatif par rapport à la masse, par exemple~-0,2 volt.La brusque chute du potentiel sur la borne T est indiquée par la référence 35 sur la figure 6F. 'Elle a pour effet de modifier la polarisation du transistor % et de lui faire prendre un état non conducteur. En conséquence, le potentiel de la borne 32 crott rapidement jusqu'à un niveau suffisant pour inhiber la porte ET 22 et pour polariser en conséquence le transistor QI, de telle sorte que celui-ci prenne un état de conduction complète. L'armature de gauche du oondenssteur C1 est alors à un potentiel de masse du fait de la conduction du transistor QI. Quand l'armature de gauche du condensateur C1 est au potentiel de masse, le condensateur C1 reçoit deux courants de charge : le courant alternatif 14 et le courant continu 5 dont l'amplitude est considérablement supérieure à celle de 14. La tension qui apparatt sur l'armature de droite du condensateur C1 (borne T) est une tension composite obtenue par la somme algébrique des intégrales dans le temps des courants 13 et 14. Les équations suivantes défi- nissent la relation entre la tension VT sur la borne T et les courants 5 et 14. dans cette équation, Vi est la tension légèrement négative initiale prise par la borne T au moment ou le monostable 20 bascule dans son état :7nssable, les limites d'intégration étant définies par le temps de fonctionnement propre au monostable 20. Comme 14 est dans le présent exemple un courant sinusoTdal, on a avec I4, valeur crête de 14. En intégrant l'équation (30) on obtient VT Vi + I3 t/C1 - I4 cos t/CluJ (31) En se référant à la figure 6H, la tension aux bornes du condensateur C1 (donc en T) qui augmente linéairement avec le temps 5 t/C1 est représentée par l'onde 36A et la oomposante de tension superposée qui varie périodiquement avec le temps I4 cosWt/C1W est représentée par l'onde 36B en oosi- nus, en retard de 900 sur l'onde sinus qui apparatt sur la borne 29 (figure 6D). Le condensateur C1 se charge positivement par rapport à la masse à une vitesse qui devient maximale quand la pente ascendante de l'onde 36B est maximale, c'est-à-dire au moment des valeurs crêtes positives du coursant alternatif 14. De la sorte, le niveau de déclenchement du seuil positif du transistor %, par exemple 0,8 volt, peut être atteint au voisinage de l'instant où un cycle positif présélectionné de l'onde 36B atteint sa valeur crête positive. En pratique, le niveau de déclenchement de seuil du transistor est atteint en appliquant un nombre entier de cycles de courant alternatif sur la borne 29. Sur la figure 6F, le niveau de déclenchement du monostable 20 est franchi au voisinage de la crête du troisième cycle positif de l'intégrale du courant I4.Puisque l'onde 36B (intégrale du courant I4) est décalée de 900 par rapport à l'onde sinus sur la borne 29, le niveau de déclenchement du transistor Q3 est franchi quand tonde sinus de la figure 6D traverse en décroissant son axe de symétrie. De la sorte, quand les compteurs 24A et 24B reçoivent des impulsions chronométriques c'est-à-dire quand le monostable 20 est dans son état stable, les dispositifs d'affichage 26A et 26B reçoivent un signal d'excitation inférieur au seuil d'allumage de ces dispositifs. Il en résulte que les variations rapides d'états des compteurs 24A et 24B ne sont pas transmises aux dispositifs d'affichage 26A-26B. A titre d'exemple, on supposera que le dispositif d'affichage prend la forme de tubes d'affichage tels que 26A et 26B et que chaque tube est un tube d'affichage décimal à gaz de type connu comprenant dix cathodes ayant respectivement la forme des dix chiffres décimaux 0, 1,.... 9, et une anode commune à toutes les cathodes d'un tube qui autorise l'allumage d'une cathode de ce tube lorsqutelle reçoit une tension positive d'excitation supérieure à une valeur prédéterminée.Si une tension d'excitation de cette amplitude est simultanément appliquée aux anodes des deux tubes d'affichage, une des cathodes de chaque tube peut être sélectionnée pour devenir lumineuse, par exemple en lui appliquant à travers les circuits de décodage 25A et 25B une impulsion au potentiel de masse. Quand les cathodes sélectionnées s'allument, on obtient un affichage lumineux reconnaissable d'un nombre décimal - équivalent au compte emmagasiné dans-le compteur 24. Cependant, si le signal d'excitation est inférieur au niveau de seuil requis pour illuminer les tubes du dispositif d'affichage, lesdits tubes restent alors éteints. Comme les tubes d'affichage à gaz qui comportent des anodes et des cathodes ne peuvent s'allumer que si un potentiel positif est appliqué aux anodes, il suffit d'utiliser à cet effet un signal d'excitation constitué par les alternances positives d'une tension sinusoI8ale. C'est le ralle du redresseur 59. Dans le cas où un renversement de polarité du signal d'excitation ne gènerait pas le fonctionnement du dispositif d'affichage utilisé, il pourrait ne pas être nécessaire de redresser le signal sur la borne 29. La sortie redressée du redresseur )9 (figure 6E) comprend une série d'alternances positives ayant des amplitudes de crête qui excèdent le seuil minimal de déclenchement d'allumage des tubes du dispositif d'affichage et des amplitudes inférieures à ce seuil d'allumage. Comme cela apparatt sur la figure 6E, ce seuil minimal peut être compris entre la moitié et les deux tiers des amplitudes crêtes des impulsions d'excitation d'affichage positives. Dans ce cas, le dispositif d'affichage sera éteint au moins pendant des intervalles de temps synchrones des alternances négatives du signal d'alimentation (figure 6D) et de durée nettement supérieure a celle desdites alternances négatives. Puisqu'il n'y a pas de décalage de phase appréciable entre le signa2 d'alimentation sur la borne 29 (figure 6D) et l'onde d'excitation d'affichage redressée (figure 6E), cette dernière onde sera à sa valeur minimale (par exemple zéro volt) à l'instant t où le mono stable 20 basculera dans son état stable, rendant ainsi passante la porte 22. Avec une tension sinusoldale altier native de 50 cycles sur la borne 29, il y a un intervalle d'au moins dix mille secondes pendant lequel un signal d'excitation inférieur au seuil d'allumage des tubes d'affichage est appliqué au dispositif d'affichage, intervalle durant lequel le monostable 20 peut rester dans son état stable. Cet intervalle est au moins aussi long que le temps maximal durant lequel les compteurs 24A24B changent d'état sous l'action des impulsions chronométriques (deux fois la capacité des compteurs multipliée par la période des impulsions chronométriques). Puisque le compteur ne change pas'd'état pendant les intervalles d'excitation du dispositif d'affichage, aucun affichage scintillant de l'état de compteurs non stabilisés ne peut se produire avec le dispositif d'affichage selon l'invention. Si le compteur ne se stabilise pas complètement durant l'intervalle d'affichage, il pourra y avoir un léger changement dans la valeur, par exemple du chiffre des unités affiché mais en pratique l'affichage demeure persistant et donc sans scintillation durant chaque intervalle d'affichage. On notera que différents signaux variables dans le temps autres que sinusoIdal et par exemple rectangulaire, carré ou triangulaire, peuvent être utilisés. En effet, l'intégration dans le temps de tels signaux fournit des signaux variables dans le temps qui conviennent à la fois pour la synchronisation de l'instant de retour à son état stable du circuit du monostable 20 et pour l'excitation du dispositif d'affichage 26A-26B. REVENDICATIONS 1. Appareil pour convertir un signal analogique d'entrée lentement variable dans le temps en un intervalle de temps représentatif de l'amplitude dudit signal caractérisé en ce qu'il comprend en combinaison - un amplificateur opérationnel muni d'une résistance d'entrée et d'une boucle de- contre-réaction formée par un condensateur C et au moins une résistance R2 disposés en parallèle, - une autre résistance RI dont une extrémité est connectée à l'en- trée dudit amplificateur et l'autre extrémité reliée par un interrupteur de décharge à une source de tension de référence d'amplitude notablement plus grande que celle dudit signal analogique et de polarité opposée, - un dispositif binaire pour commander d'une part l'ouverture dudit interrupteur jusqu a ce que ledit condensateur emmagasine une charge représentative de 1'amplitude'dudit signal analogique et d'autre part la fermeture dudit interrupteur de décharge de façon à décharger ledit conden sateur jusqu'à un niveau prédéterminé, la durée de ladite fermeture étant ledit intervalle de temps recherché. 2. Appareil selon la revendication 1 caractérisé en ce que le dispositif binai re comprend une bascule mono stable prenant son état stable un peu avant et pendant la décharge du condensateur et son état instable sous l'action du ai- gnal de sortie d'un circuit de détection du passage par ledit niveau prédé- terminé de la charge dudit condensateur. 3. Appareil selon la revendication 1 caractérisé en ce qu il comprend une sour ce d'impulsions chronometriques, une porte commandée par ladite bascule monostable et un compteur d'impulsions pour mesurer la durée dudit inter valle de temps. 4. Appareil selon les revendications 2 et 3 caractérisé en ce que le dispositif binaire comprend en outre une bascule bistable directement utilisée pour provoquer l'ouverture dudit interrupteur, quand elle passe dans son état passif sous l'action du signal de sortie dudit circuit de détection et pour en commander la fermeture quand elle passe dans son état actif sous l'action du signal de retenue délivré par ledit compteur d'impulsions quand il re passe à zéro sous l'action des impulsions chronométriques qui lui sont transmises à travers ladite porte rendue passante par ladite bascule mono stable retrouvant son état stable. 5. Appareil selon la revendication 1 caractérisé en ce que la résistance de contre-réaction R2 et ladite résistance R1 sont connectées en série entre la sortie et l'entrée de l'amplificateur, leur point de jonction étant relié à une borne dudit interrupteur, l'autre borne de celui-ci étant rac cordée à ladite source de tension de référence. 6. Appareil selon la revendication 1 caractérisé en ce que les extrémités de la résistance de contre-réaction R sont respectivement reliées à l'entrée et à la sortie de l'amplificateur. 7. Appareil selon la revendication 6 caractérisé en ce que ladite résistance R1 et deux résistances supplémentaires de valeur égale R forment ensemble x un réseau delta, le point de jonction desdites deux résistances supplémen taires étant relié à une armature d'un condensateur C dont l'autre arma x. 2 ture est connectée à un potentiel de référence, une relation C E R2 2 xx étant vérifiée de manière à minimiser les non-linéarités de l'appareil. 8. Appareil selon la revendication 1 caractérisé en ce qu'un interrupteur d'entrée est disposé entre la source de signal analogique et la résistance d'entrée de l'amplificateur, la commande de fonctionnement dudit interrup teur d'entrée étant inverse de celle dudit interrupteur de décharge. 9. Appareil selon les revendications 2 et 3 dansIeqtèî--Ié signaux de sortie du compteur d'impulsions sont descodés et appliqués en permanence aux entrées d'un dispositif d'affichage lumineux caractérisé en ce que ledit dispositif d'affichage reçoit alternativement des signaux périodiques de commande d'excitation et d'extinction qui sont par ailleurs utilisés pour synchroni ser le fonctionnement de ladite bascule monostable de manière que l'instant de retour de ladite bascule dans son état stable se produise au moins un peu après l'instant d'extinction dudit dispositif d'affichage, la durée de ladite extinction étant toujours supérieure à la durée de l'état stable de ladite bascule monostable. 10. Appareil selon la revendication 9 dans lequel ladite bascule monostable comporte un condensateur dtintégration dont le temps de charge par un cou- rant principal détermine la durée de l'état instable, caractérisé en ce que ledit condensateur reçoit en outre un courant de charge auxiliaire qui est périodique et en phase avec les signaux d'excitation et d'extinction du dispositif d'affichage de manière à provoquer à l'instant convenable le retour à l'état stable de ladite bascule.