La présente invention se rapporte à des transcodeurs et en particulier à des trenscodeurs de chrominance pour produire une translation des fréquences, une conjugaison et une correction enbase des temps d'une composante de chrominance d'un signal vidéo d'un standard pour produire une composante de chrominance d'un autre standard. Dans le traitement des signaux vidéo du format PAL pour l'enregistrement sur divers milieux ou supports (comme une bande magnétique, des disques optiques, des disques capacitifs et autres), il est avantageux de décommuter et translater en fréquence la sous-porteuse de chrominance dans des buts tels que rendre maximum le rapport signal-bruit et minimum la diaphoniejet autres. En repro- duisant des signaux ainsi enregistrés, les erreurs en base des temps introduites par les milieux ou supports doivent être compensées en plus des étapes d'une retranslation des fréquences etd'une conjugaison (c'està-dire l'inversion de la composante V du signal de chrominance sur une base d'une ligne sur deux). Un aspect de la présente invention réside dans la reconnaissance que, quand un signal de chrominance est traité de façon répétée dans un canal de transmission, la probabilité de la dégradation d'un ou plusieurs paramètres du signal (c'est--dire largeur de bande, phase, amplitude et autres) augmente avec le nombre d'étapes dans la chaîne de traitement. Ce problème est particulièrement gênant si le signal est un signal de chrominance parce que même des petites perturbations ou distorsions peuvent produire une perte visible de la qualité pendant la restitution. Un second aspect de l'invention réside dans la reconnaissance des inconvénients de l'utilisation d'égalisa- teurs, filtres, compensateurs de phase et autres dispositifs séparés pur la correction des inconvénients de chaque étage individuel dans une chaîne de traitement de signaux de chrominance. En plus de la dépense évidente mise en cause, une telle tentative peut poser des problèmes dus aux limites de tolérance et à la caractéristique de critère xneturs ap xneq.aapu92 ue.&om un aTaos ap asnaqaod-snos @p aoueJap;a ap Ieu2Ts un aeTnpoad anod anaesllToso uaXeom un aaodmoo.TnoiTo %uemizo uaXom ael % ' aAIs ú no eouuuTmoaqo ep esneaod-snos ep UOTeSTUOJttOus ep eauesodmoo aun Ie A ae a esneaod-snos ep seauesodmoo sep lueXe aoueuTmOJqO ep ITutsw un pueadmoo eaaue8p IeuSTS al 'uOTquaeuT,- ep Ioedse eaznu un uoTas eTalos ep leuuTS np eaTsToo oç eauesodmoo eunp eseud ep uoTsaeAuT aun jeanqoae;;a nod etuesodmoo aeun pueadmoo un,5 ja sdme. sep eseq ua ineaie, p uooeaioo ep euesodmoo auntm puaedmoo unoeqo 'eouenb$a; ep seaueagjTp seauesodmoo sap luequesead uOTsJeAUOo ep xn-auTs sea sdame. ep spuTzel.e seIa7-.zeuT sep uUpued Z uneaoT[dTqTnm ueXom nu uoTseAuoo ep xnu2uTs set Tatzuno$ qe aeTnpoad inod snAgid.uos siTnoiTo luemuzo$ sueaom sea ÀeT%.. os ep leuuTs etl eJTnpoJd nod uoTseJauoo ep xneu2Ts puooes e jaTmeaJd sep B qe epaluep teugTs nu elqTsues mea.oTtIdTInum ueXo un pueadmoo '.uemzo puooes unp eTa.os Oz op TeugTs un ue 'sdme. sep asuq ue saneme sep q %eans emuJoj jeTeaJd un q nbeo no aep4uep teU2Ts un aTI=eAuoo inod inapoosuej% un 'uoTçueAuT eluesgid ul uoTes *( L61 eaqmaeoN 'i.N '61--Lg emntoa 'steATeoeU uoTSTATeje pue sBeopeo.zg uo suoTouszuei SI TeuaigU 5 ue aTo*) senbTuolqdepenb o9lJ9s semsXs sep suBp g-& Ie -q' uoTTsod ep eoueaj;;Tp ep xneuuTs sep uOTSsTmsu9tt at inod qsodoid 9,j.9 u B iled Ie DSIN uoTs5AT919 ap semqqs.Cs set suep X-E Ie X-UsanaeTnoo ep eouaa;Tp ep xnaTuuTs sap uoTssTmsueul etl inod 9sTITTqn %s2e I luemeoueuel O0 *( kyO) eanl.epenb ues-Tqnops-Ie e.Te saputq B eamTaddns esnea.od B epnTItdIep uoTIulnpom aun uTeoldmTe xnmuuTs ap uoTssTmsueil Bp suemeoue2e sineTsnld JaenbTIddu,s queAned uoTueAuTI ep sadTouTd sel 'ellaTuenbgs esuq aun ans enb.g9nTd uemmezxaJnouoo seTtdmooou 1uos sdmel sep eseq ç ue uofToejoo %e uosTeSn uoo'saouenbe.jsep uoTIulsuel. ep saede, sToa set lTenbetl sup eoueuTmoqo Bp inepoosueua un sLeA e9aTiTp;se uoT:ueAuT euesoJd el ÀuoTssuadmoo ep squeml9T sap 9qqTTTqus ep sensible à la composante de synchronisation de sous- porteuse de chrominance et au signal de référence produit le premier signal de conversion qui provoque une inversion de phase de l'une des composantes de sous-porteuse, c'est- à-dire la conjugaison du signal de chrominance. Un moyen convertisseur sensible au signal de référence et au premier signal de conversion produit un second signal de conversion qui n'affecte pwl'linverion de phase des compo- santes choisies de sous-porteuse et des moyens de commuta- tion sont prévus pour appliquer séparément les deux signaux de conversion au moyen multiplicateur pendant les intervalles alternés de temps. Selon un autre aspect de l'invention, le moyen convertisseur comporte un moyen pour multiplier le signal de référence par le premier signal de conversion pour donner un signal de produit. Des moyens sont prévus pour doubler la fréquence du signal de produit et multiplier le signal de produit dont la fréquence est doublée par le premier signal de conversion afin d'obtenir le second signal de conversion. Selon un autre aspect de l'invention, le moyen convertisseur comporte un moyen pour multiplier le signal de référence par le premier signal de conversion afin de donner un signal de produit et un moyen pour multiplier le signal de produit par le signal de référence afin de donner le second signal de conversion. L'invention sera mieux comprise, et d'autres buts, caractéristiques, détails et avantages de celle Ici apparattront plus clairement au cours de la description explicative qui va suivre faite en référence aux dessins schématiques annexés donnés uniquement à titre d'exemple illustrant un mode de réalisation de l'invention et dans lesquels: - la figure 1 donne un schéma-bloc d'une tourne- vidéodisque selon l'invention; la figure 2 donne uon schéma-bloc d'une modîfi- cation du ltourne vidéodisque de la figure 1; et - la figure 3 donne un schéma-bloc illustrant une modification des tourne-vidéodisques des figures l- et 2. Le tourne-vidéodisque de la figure 1 illustre l'utilisation de la présente invention pour la production de signaux vidéo de sortie selon les normes PAL, à-partir d'un enregistrement de vidéodisque se conformant générale- ment à la norme proposée par Carnt et autres dans le brevet U.S. NO 4 200 881 intitulé "VIDEO DISC SYSTEMS", du 29 Avril 1980. Il y a trois caractéristiques principales dans la norme d'enregistrement PAL de Carnt et autres se rapportant au tourne-vidéodisque de la figure 1. D'abord, la sous- porteuse PAL est "décommutée", c'est-à-dire que l'alter- nance normale de phase de la composante de sous-porteuse V sur des lignes alternées, du signal de chrominance, est inhibée dans des buts d'enregistrement. Deuxièmement, la sous-porteuse de chrominance est décalée en fréquence d'une valeur nominale de 4,,43 MHz à une valeur plus faible et en réalité, elle est "enfouie" dans la bande de luminance. Carnt et autres suggèrent l'utilisation d'une fréquence de chrominance de l'ordre de 1,52 MHz qui est un multiple impair de la moitié de la fréquence de ligne. Dans la description qui suit, on supposera une fréquence de sous-porteuse de 2,29 MHz. C'est également un multiple impair de la moitié de la fréquence de ligne (moins 25 Hz pour diminuer les effets des motifs de taches ou points), et dans la bande de luminance, mais étant quelque peu supérieure, elle permet une plus grande largeur de bande de détail vertical du signal composé de sortie comme on l'expliquera. Troisièmement, la salve ou composante de synchronisation de sous-porteuse de chrominance est enregistrée à un angle constant de phase de 45@ par rapport aux vecteurs U et V, ainsi la salve présente des composantes U et V sensiblement égales. Une phase préférée de la salve est de 135' par rapport à l'axe U positif. Comme la salve ou composante de synchronisation de sous-porteuse de chrominance dans la norme de Carnt et autres comporte des composantes U et V égales, la salve "oscillante" du type PAL est automatiquement formée par le transcodeur de la figure 1 qui inverse la phase de la composante V d'une ligne à l'autre. Si la salve n'avait pas de composante V, comme dans la norme NTSC, alors l'inversion de la phase de la composante V n'aurait pas d'effet sur la phase de la salve. En consequence, si l'on souhaite appliquer les principes de la présente invention àla conversion d'un signal de chrominance avec une phase de salve de NTSC à urne phase de salve de PAL, il est nécessaire de changer de façon appropriée le mode de fonctionnement du transcodeur pendant l'intervalle de la salve. A titre d'exemple, cela peut être effectué en prévoyant un moyen pour déphaser le signal de chrominance de 45 pendant l'intervalle de la salve, afin de donner une phase de salve du type Carnt et autres qui, conmme on l'a précédemment expliqué, est automatiquement convertie en salve oscillante PAL tandis que la phase de la composante V alterne. Le tourne-vidéodisque de la figure I coomprend une platine 10 pour faire tourner un vidéodisque 12 et un transducteur de lecture 14 pour restituer l'information vidéo du disque. A titre d'exemple, on peut supposer que le tourne-disque est destiné à être utilisé avec un enregistrement o l'information vidéo est stockée sous forme de variations topologiques et est restituée en détectent des variations capacitives entre le transducteur 14 et le disque 12. On notera cependant que le transcodeur selon l'invention peut être utilisé avec d'autres types de tourne-disques, lecteurs de bande, équipement de caméra, unités de stockage d'images, systèmes de trans- mission et autres. Le disque 12 sera supposé être enregistré dans le format de Carnt et autres, mais avec une fréquence de sous-porteuse de chrominance de 2,29 MHz. Le signal à la sortie du transducteur 14 est appliqué à l'entrée d'tu circuit convertisseur de lecture 16 qui comprend un convertisseur capacité-tension sensible aux variations capacitives entre une aiguille dans le transducteur 14 et le disque qui est restitué pour produire une tension de signal de sortie modulée en fréquence représentative de l'information enregistrée. Des circuits appropriés pour la mise en oeuvre de la fonction de conversion capacité-fréquence du circuit 16 sont bien connus. On peut par exemple se référer au brevet U.S. Ne 3 783 196 intitulé "HIGH DENSITY CAPACITIVE INFORMATION RECORDS AND PLAYBACK APPARATUS THEREFOR" au nom de T. O. Stanley, du premier Janvier 1974,; au brevet U.S. N' 3 972 064 intitulé " APPARATUS AND METHODS FOR PLAYBACK OF COLOR PICTURES/SOUND RECORDS", au nom de E. O. Keizer, du 27 Juillet 1976 et au brevet U.S. Ne 3 711 641 intitulé "VELOCITY ADJUSTING SYSTEM" au nom de R. C. Palmer, du 16 Janvier 1973. Un circuit démodulateur vidéo-FM 18 convertit le signal FM ou modulé en fréquence produit par le circuit convertisseur 16.en un signal de sortie vidéo. Les signaux vidéo enregistrés sur le disque, comme on l'a précédemment mentionné, sont sous format de "sous-porteuse enfouie" (BSC). Comme cela est expliqué dans la demande de Carnt et autres (voir également le brevet U.S. Ne 3 872 498 au nom de D. H. Pritchard, du 18 Mars 1975), dans le format BSC, l'information de chrominance est représentée par une sous-porteuse couleur de la forme générale employée dans le format NTSC. Cependant, la composante de chrominance dans le format BSC n'est pas placée A l'extrémité haute de la bande de luminance mais est plutôt enfouie dans une partie inférieure de cette bande. Dans l'exemple de la figure 1, on va supposer que la fréquence de sous- porteuse est à proximité de 2,29 MHz avec des bandes latérales de sous- porteuse couleur s'étendant autour d'elle sur + 500 kHz, et avec la bande du signal de luminance s'étendant bien au-dessus de la fréquence la plus haute de sous-porteuse couleur (Jusqu'à 3 MHz, par exemple). Le démodulateur 18 peut, à titre d'exemple, être du type comptant les impulsions ou du type à boucle verrouillée en phase (PLL). Un démodulateur FM approprié du type comptant les impulsions est révélé dans le brevet U.S. N 4 038 686 intitulé "DEFECT DETECTION AND COMPENSATION", au nom de A. L. Baker, du 26 Juillet 1977. Un démodulateur FM du type PLL est décrit dans le brevet U.S. NO 4 203 134 du 13 Mai 1980 au nom de To J. Christopher et autres intitulé "FM SIGNAL DEMODUILATOR WITH DEFECT DETECTIONK. Le signal vidéo composé produit par le démodulateur 18 est séparé en une composante de luminance standard PAL. (PAL LUKA) et une composante de chrominance à sous-porteuse enfouie (BSC CHROMA) au moyen d'un filtre en peigne 20 à fréquence centrale variable. Des exemples de filtres de ce type sont donnés dans le brevet U S. Ne 3 966 610 au nom de H. Kawamoto du 7 Décembre 1976 et dans le brevet U.S. NO 4 195 309 au nom de To J. Christopher et Lo L. Tretter intitulé "VIDEO PROCESSING SYSTEN INCLUDING COMB FILTERS" du 25 Mars 1980. L'utilisation d'un filtre en peigne variable (plutôt qu'un filtre à fréquence fixe) a pour raison de rendre maximum l'efficacité de filtrage en changeant la fréquence centrale du filtre selon les erreurs en base des temps pouvant être présentes dans le signal vidéoo. Cela nécessite l'application d'un signal de commaode ou de contrôle à une fréquence relativement haute au filtre 20, pour faire fonctionner des étages d'attaque d'horloge qui contrôlent l'allure de transfert de charge dans une ligne à retard CCD dans le filtre. Comme on l'expliquera, ce signal de contrôle de la fréquence centrale du filtre en peigne est avantageusement produit en tant que "sous= produit", pour ainsi dire, d'un signal de conversion de chrominance produit par le transcodeur selon l'invention. Le signal de chrominance à la sortie du filtre 20 contient une information de luminance à basse fréquence ainsi qu'une information de chrominance BSC. L'information à basse fréquence est appliquée, au moyen d'un filtre passe-bas 22, à un circuit d'addition 23 o elle est ajoutée au signal de luminance à la sortie du filtre en peigne; c'est le détail vertical du signal de luminance dmsle format PAL. A titre d'exemple, le filtre passe-bas 22 peut avoir une fréquence de coupure à 1,79 MHz ou - moins afin d'empêcher l'addition du signal de chrominance BSC au signal de luminance PAL. Comme on l'a précédemment mentionné, le choix d'une fréquence BSC (2,29 MHz) supérieure à celle proposée par Carnt et autres (1,52 MHz) offre l'avantage de donner une accentuation plus importante de la largeur de bande du détail vertical du signal de luminance car le filtre 22 peut avoir une fréquence de coupure plus élevée. Le signal à la sortie du circuit d'addition 23 est appliqué à un circuit de désaccentuation 24 pour retirer la pré-accentuation appliquée au signal pendant la production du maitre disque. Après désaccentuation, le signal de luminance selon la norme PAL est ajouté,au moyen d'un autre circuit d'addition 26, au signal de chrominance selon la norme PAL produit par le transcodeur selon l'invention pour obtenir un signal vidéo composé de sortie sous le format PAL, à la borne de sortie 28. Le transcodeur de la figure 1 comprend un circuit multiplicateur 30 pour alternativement multiplié le signal de chrominance BSC produit à la sortie du filtre en peigne 20 par des premier et second signaux de conver- sion SI et S2, produits par un générateur de signaux 40 et un convertisseur 60, respectivement. Un commutateur 80, commandé par un signal à la moitié de la fréquence de ligne, fH/2, produit par le générateur de signaux, donne un choix alterné des signaux de conversion appliqués au multiplicateur 30. Le générateur de signaux 40 et le convertisseur 60 reçoivent tous deux une fréquence de référence à la fréquence de sous-porteuse PAL (4,43 MHz) produite par un oscillateur PAL 90. Le signal S2, comme on l'expliquera, produit la translation des fréquences et la correction en base des temps du signal de chrominance BSC mRisne modifie pas la relation de phase des vecteurs U et V. Le signal S1 produit également une correction en base des temps et une translation des fréquences et de plus, inverse la phase de la composante V du signal à la sortie du circuit multiplicateur 30. Le générateur 40, en plus des fonctions ci-dessus mentionnées, applique ?un signal de correction d'erreur de vitesse à un transducteur 100 de contrôl81e de la position tangentielle du transducteur de lecture pour produire une correction d'erreur grossière en base des temps des composantes de luminance et de chrominance du signal vidéo restitué due., par exemple, à une excentricité ou à un gauchissement du disqueo Le convertisseur 60 produit également la fonction supplémen- taire ci-dessus mentionnée d'augmenter au maximum l'efficacité de filtrage du filtre en peigne 20 en produi- sant et en faisant varier le fréquence du signal de contrôle de la fréquence centrale du filtre en peigne. Alternative- ment, cette fonction peut être produite en dérivant un signal de sortie directement d'un osecillateur réglé en tension 57 dans le générateur de signaux 40. En plus de détails, le circuit multiplicateur 30 comprend une première borne d'entrée 31 reliée à la sortie de chrominancoe du filtre 20, une seconde borne d'entrée 32 reliée à la sortie du commutateur 80 et une borne de sortie 33 reliée à l'entrée d'addition de chrominance du circuit d'addition 26. La borne 31 est reliée par un filtre passe-bande 34 à une entrée d'un multiplicateur (tel qu'un mélangeur simplement ou doublement équilibré) 35 dans le circuit 30 qui est relié, à son autre extrémité, à la borne 32 pour recevoir les signaux de conversion SI et S2 du commutateur 80 et à sa borne de sortie, à la borne 33 par un filtre passebande de sortie 36. Le filtre 34 a une fréquence centrale égale à la fréquence du signal de chrominance BSC regu (c'est-àdire 2,29 MHfz) et le filtre 36 a une fréauence centrale égale à la fréquence de sortie de sousporteuse de chrominance PAL souhaitée (c'est-à-dire 4,43 MHz). Comme la largeur de bande du signal de chrominance n'est pas fortement altérée dans le processus de translation, conjugaison et stabilisation en base des temps, les filtres 34 et 36 peuvent avoir des largeurs de bande égales (comme 1 MHz). Cependant, le filtre 34 peut être choisi pour présenter une bande un peu plus large que le filtre 36 pour tenir compte du décalage de la fréquence de chrominance dû aux erreurs en base des temps introduites par le support (vidéodisque 12). Inversement, le filtre 36 n'a pas besoin de présenter une largeur de bande supérieure au signal de chrominance de sortie parce que les composantes d'erreur en base des temps présentes dans les signaux de conversion SI et S2 annulent les erreurs en base des temps dans le signal de chrominance BSC dans le processus de multiplication qui se produit dans le multiplicateur 35. Le générateur de signaux 40 comprend une première borne d'entrée 41 pour recevoir le signal de luminance au format PAL du circuit de désaccentuation 24, une seconde borne d'entrée 42 pour recevoir le signal de chrominance PAL à la sortie du circuit multiplicateur 30, une troisième borne d'entrée 43 pour recevoir le signal de référence de sous- porteuse PAL de l'oscillateur PAL 90, une première borne de sortie 44 pour appliquer le signal à la moitié de la fréquence de ligne fH/2 à une entrée de contrôle ou de commande du commutateur 80, une seconde borne de sortie pour appliquer le premier signal de conversion SI à une entrée du commutateur 80 et une troisième borne de sortie 46 pour appliquer le signal de contrôle d'erreur de vitesse au transducteur 100. Dans le générateur 40, la composante de synchroni- sation horizontale du signal de luminance PAL appliqué à la borne 41 est détectée au moyen d'un détecteur d'impul- sions de synchronisation 51 qui fournit des impulsions par un conducteur 52 pour faire basculer une bascule ou flip-flop 53 et déclencher un générateur de salves 54. Le signal à la sortie de la bascule 53 est appliqué à la borne 44 et il force le commutateur 80 à appliquer les signaux de conversion SI1 et S2 pendant des périodes alternées de ligne horizontale, au cirouit multiplicateur 30. Le générateur 54 est déclenché par chaque impulsion au conducteur 52 pour fournir un signal de validation à un détecteur de phase 55 ayant des entrées de comparaison des phases qui sont reliées awz bornes d'entrée 42 et 43. Les impulsions de déclenchement de salve sont temporisées pour se présenter pendant l'intervalle de "palier arrière" de la période de synchronisation horizontale pendant l'intervalle de synchronisation de sous-porteuse de chrominance ou salve, et le détecteur de phase 55 produit un signal d'erreur représentatif de l'erreur de phase entre la fréquence de référence PAL produite par l'oscilla- teur 90 et la composante de salve couleur du signal de chrominance PAL de sortie. Une erreur en base des temps présente dans le signal de chrominance PAL de sortie est ainsi translatée en un signal d'erreur proportionnel à la sortie du détecteur de phase 55. Le signal d'erreur produit par le détecteur de phase 55 est stocké à un condensateur de maintien de tension d'erreur (non représenté) entre les intervalles de déclenchement de salve et est appliquà à un filtre passebas 56 qui sépare le signal d'erreur en une composante qui est appliquée à la borne 46 pour contrOler le trans- ducteur 100 Cein de produire une correction d'erreur de vitesse. La tension d'erreur est également appliquée à un oscillateur réglé en tension 57 qui produit et applique le premier signal de conversion S1 à la borne 45 pour diminuer des erreurs de fréquence et de phase du signal de sortie de chrominance PAL et effectuer une inversion de phase de la composante de chromingnce V. Le filtre 56, à titre d'exemple, peut 8tre du type décrit dans le brevet U.S. NO 3 965 482 au nom de T. W. Burrus, du 22 Juin 1976o Un type de filtre préféeré o sont prévues la détection et la suppression des phénomènes transitoires, est révélé dans le brevet U0So NI 4 247 866 au nom de J0 A0 Wilber et T0 J. Christopher, du 27 Janvier 1981. Le transducteur 100 est mécaniquement relié au transducteur 14 de lecture du tourne-disque, pour contrôler la position tangentielle du dispositif de lecture par rapport à la piste de l'information vidéo qui est enregistrée sur le disque 12. Si le disque est en faux-rond, par exemple, le transducteur 100 change la longueur effective du bras de lecture selon la rotation du disque pour compenser l'excentricité. Des transducteurs "extenseurs de bras" appropriés dans ce but sont décrits, par exemple, dans le brevet U.S. Ne 3 882 267 intitulé "VIDEO PLAYBACK SYSTEM TRACKING ARM AND PICKUP ASSEMBLY" au nom de M. A. Leedom du 6 Mai 1975 et dans le brevet U.S. No 3 983 318 intitulé "VELOCITY ERROR CORRECTION SYSTEM WITH DAMPING- MEANS" au nom de M. E. Miller et J. G. Amery, du 28 Septembre 1976. L'oscillateur 57, qui produit le premier signal de conversion SI est choisi pour avoir une fréquence centrale de 6,72 MHz, qui est égale à la somme de la fréquence de référence de l'oscillateur PAL 90 (4,43 MHz) et de la fréquence nominale de sous-porteuse (2,29 MHz) du signal de chrominance BSC. S'il y a une erreur en base des temps dans le signal de sortie de chrominance PAL à la borne 33 quand le signal SI est appliqué au multiplicateur 30, la fréquence de l'oscillateur 57 change en réponse à la détection d.e l'erreur par le détecteur de phase 55 dans un sens tendant à diminuer l'erreur en base.des temps. La même action se produit quand le signal S2 est appliqué au multiplicateur 30 car le signal S2 est dérivé de Si et contient ainsi une même composante de correction d'erreur en base des temps que SI. Il est instructif de noter à ce point que le signal SI est à une fréquence plus haute que le signal de chrominance BSC et que le filtre 36 laisse passer le produit inférieur des deux signaux, c'est-à- direleprodutde différence. Par suite, les bandes latérales supérieure et inférieure du signal de chrominance BSC sont interchangées dans le signal de chrominance PAL ayant passé par le filtre 36 quand le signal S1 est appliqué au multipli- cateur 35. Cet échewge des bendes latérales ou conjugaison du signal de chromingnce ne se produit pas quand le signal S2 est appliqué au multiplicateur 35, c'està-dire qu'il n'y a pas de modification des phases relatives des compo- santes de chrominance U et V. Quand le commutateur 80 applique le signal S2 à la fréquence (nominale)de 2,14 MHz au multiplicateur 35, sont produites la somme et la différence des fréquences de sous-porteuse de (nominalement) 4,43 et 0,15 MHz. Dans ce cas, le signal de somme, plutôt que le signal de différence, est appliqué, par le filtre 36, à la borne de sortie 33. La multiplication du signal de chrominance BSC par S2 produit un signal deaddition (2,14 + 2,29) de norme PAL (4,43) sans changement des bandes latérales superîeure et inférieure de chrominance, et par conséquent il ne se produit pas non plus de change- ment des-bandes latérales ou de conjugaison.. Le convertissur 60 a pour fonction de produire le signal $2 efin que, 7uimd le commutateur GO applique S2 au multiplicateur 30, le signal de ohrominance BSC subisse simultanément tue translation des fréquences et une correction en base des te'mps Le convertisseur 60 comprend une borne d'entrée 61 reliée à la sortie de l'oscîllateur PAL 90, une borne d'eïtrée 62 reliée à la sortie de l'oscillateur 57, une borne de sortie 63 reliée à une entrée du commutateur 80 et une borne de sortie 64 reliée à lentrée de contrôle de fréquence centrale du filtre 20. Intérieurement, le convertisseur 60 contient un multiplicateur 65 ayant des entrées reliées aux bornes 61 et 62 pour multiplier la fréquence de référence PAL (4,43Sfz) parle pmmersignal de conversion (6,72 Mz) afin de donner mun signa1 de produit égal à la différence entre eux (2,29 fEz) qui est appliqué par un filtre passe-bande 66 à la borne de sortie 64 pour contrôler la fréquence centrale du filtre en peigne 20 selon l'erreur en base des temps qui est présente dans le signal $Si afin de rendre maximum 1 'efficacitê de filtrage come on 1 a précédemment mentionné. A titre d'exemple, si une erreur en base des temps doit se produire, pouvant provoquer une augmentation de la fréquence de chrominance BSC, la fréquence de l'oscillateur 57 augmente également et la différence entre SI et la fréquence de référence PAL augmente également. Ce changement de fréquence à la borne 64 provoque à son tour une augmentation de la fréquence d'attaque d'horloge du filtre en peigne 20, réduisant ainsi efficacement la longueur de la ligne à retard en peigne, et les "dents" du peigne se trouvent plus proches les unes des autres, et ainsi recentrées sur le signal de chrominance BSC à fréquence supérieure supposée. En se référant maintenant de nouveau au fonction- nement de principe du convertisseur 60, le signal de produit donné à la sortie du filtre 66 (nominaleoent 2,291Hz) est appliqué à un moyen d'ajustement de phase 67, à un doubleur de fréquence 68 et à un filtre passe-bande 69 à 4,58 MHz. Le signal de produit doublé en fréquence et ajusté en phase à la sortie du filtre 69 est alors multiplié par le signalS1 (à la borne 62) au moyen d'un multiplicateur 70 qui produit et applique le signal 32 à la borne de sortie 63 et de là au commutateur 80. Le multiplicateur 70 produit un signal de somme de 11,30 MHz et un signal de différence de 2,14 MHz. Le produit du signal de différence de 2,14%MHz (qui est passé par le filtre passe-bande 71) et du signal de chrominance BSC transfère le signal de chrominance à la fréquence standard PAL de 4, 43 MHz à la sortie du circuit multiplicateur 30 sans inversion de la phase de la composante V. Il n'est pas essentiel de supprimer le signal à 11,30 MHz de la sortie du multiplicateur 70 avant application de S2 au multiplicateur 30 car les fréquences résultantes de la somme et de la différence ne se trouvent pas dans la bande passante du filtre 36, et ainsi le filtre 71 peut *tre omis si on le souhaite. Le moyen d'ajustement de phase 67 a pour but de compenser de faibles erreurs de phase pouvant être introduites, par exemple, par la caractéristique de retard des filtres 66 69 et 71. Une telle erreur de phase a pour effet la modification de la relation de 900 de phase des signaux alternés de salve PAL. Le moyen d'ajustement de phase 67 peut être omis si le déphasage dans le convertisseur 60 est autrement suffismment faible pour être négligeableo Sur la figure 2, un second circuit multiplicateur est ajouté au tournledisque de la figure 1 pour produire une salve a phase constante (c'est-àdire une salve ayant une composante V n'alternant pas) appliquée au détecteur de phase 55 du générateur de signaux 40. Il faut se rappeler que sur la figure 1, le détecteur de phase compare Ia composante de synchronisation de sous-porteuse de chrominance ou de salve à la sortie du circuit multi- plicateur 30 au signal de référence PAL produit par l'oscillateur 90. Comme la composante de salve dans le format PAL oscille de + 45' sur des lignes altern6es par rapport à l'axe U, il faut une quantité sensible de filtrage à la sortis du détecteur de phase 55 pour filtrer la sortie du détecteur de phase (c'est-àdiro pour retirer la composante d'erreur à la moitié de la fréquence de ligne résultante). Les néoessités de filtrage sont réduites sur la figure 2 par le multiplicateur 200 qui produit un signal de sortie de chrominwnce corrigé en base deas temps et translaté en fréqu nce à la fréquence de sousporteuse PAL (4,43 Mz) mais avec une composante de salve à phase constante (450 par rapport a&u axes U et V). La modification consiste a relier la sortie du filtre 34 à une entrée d'un autre multiplicateur 200, à appliquer le s$ignal $ l'autre entrée du multiplicateur , à filtrer la sortie du multiplicateur 200 dans un filtre passe-bnde 202 ayant une fréquence centrale à la norme PAL de 4,43 lMHzetà appliquer le signal à la sortie du 2ltre 202 à la borne 42 du générateur de sigaux 40. Outre le fait que le détecteur de phase 55 reçoit une salve statle plutt qu ue salve PAL alternée, le fonction- nement de Ca mode de realisaton de l'invention qui est représenté sur la figure 2 est le même que pour la figure 1. La figure 3 montre une autre mise en oeuvre du convertisseur 60. Le multiplicateur 65 et le filtre passe- bande 66 sont reliés aux bornes 61, 62 et 64 comme on l'a précédemment décrit. Plutôt que de doubler le signal à la sortie du filtre 66 et de multiplier le produit par le signal SI, cependant, le signal à la sortie du filtre 66 (2,29 MHz) est multiplié par le signal à la sortie de l'oscillateur PAL 90 au moyen du multiplicateur 70 et le signal résultant est filtré par le filtre passe-bande 71 (2,14 MHz) pour application à la borne 63. Les fréquences du signal de conversion S2 à la borne 63 et du signal de contrôle du filtre en peigne à la borne 64 sont les mêmes que dans les exemples des figures 1 et 2. La modification permet l'élimination du doubleur de fréquence 68 et du filtre 69, en donnant ainsi une simplification avantageuse du circuit du convertisseur 60. Il faut se rappeler à la lecture de la description qui précède des figures 1 et 2, que le filtre 71 pourrait être omis car la fréquence du signal de somme (11,30 MHz) produit par le multiplicateur 70 est sensiblement plus élevée-que celle du signal de différence (2,14 MHz) et est bien éloignée de la bande passante du filtre 36 (4,43 MHz) dans le circuit multiplicateur 30. Cependant, dans l'exemple de la figure 3, les fréquences des signaux de somme et de différence (2,14 et 6,72 MHz) produits par le multiplicateur 70 sont très peu espacées. En conséquence, il est souhaitable d'incorporer le filtre passe-bande 71 (2,14 MHz) dans le convertisseur modifié afin de diminuer la production de signaux non souhaités de produit par le multiplicateur 35 dans le circuit multiplicateur 30. Bien entendu, l'invention n'est nullement limitée aux modes de réalisation décrits et représentés qui n'ont été donnés qu'à titre d'exemple. En particulier, elle comprend tous les moyens constituant des équivalents techniques des moyens décrits ainsi que leurs combinaisons si celles-ci sont exécutées suivant son esprit et mises en oeuvre dans le cadre de la protection comme revendiquée. REVENDICATIONS R E: V E: N D I C A T I O N S 1.- Transcodeur pour convertir un signal d'entrée à un premier format en un signal de sortie à un second format, ledit signal d'entrée étant sujet à des erreurs en base des temps, caractérisé par: un moyen multiplicateur (35) sensible audit signal d'entrde et à des premier et second signaux de conversion pour produire ledit signal de sortie; et un moyen formant circuit (40, 60) pour produire et appliqugr lesdits signaux de conversion (S1, S2), audit moyen multiplicateur, lesdits îsignaux de conversion étant appliqués pendant des intervalles alternés de temps et ayant des composantes différentes de fréquence, chacun desdits signaux de conversion comprenant une composante de correction d'erreur en base des temps, l'un desdits signaux de conversion ooMprenant une composante pour effectuer une invrersion de phase d'une composante choisie dudit signal de sortie Transcodeur selon la revendication 1, du type o le signal d'entrée précité colprend un signal de chrominanoe ayant des composantes de sous-porteuse (U) et (V) et wue oomposeate de synchronisation de sousporteuse de chrominance, caractérisé en ce que le moyen formant circuit précité comprend: un moyen oscilleateur (90) pour produire un signal de référence de sous-porteuse de sortie; nm moyen générateur de signaux (40) sensible à ladite composante de sy2uclironîsation de sous=porteuse de chrominance et a.udit signal de référence pour produire le premier signal de converzion précité, ledit premier signal de conversion comprenant la composante pour effectuer l'inversion de phase de la composante de sousporteuse (V); un moyen convertisseur (60) sensible audit signal de référence et audit premiere signal de conversion pour produire le second signal de conversion précité; et un moyen de commutation pour appliquer séparément lesdits premier et second signaux de conversion au moyen multiplicateur précité pendant les intervalles. alternés de temps précités. 3.- Transcodeur seJon la revendication 2, caractérisé en ce que le moyen convertisseur précité comprend: un premier moyen (65) pour multiplier le signal de référence de sous-porteuse avec le çremkr signal de conver- sion précité afin de donner un signal de produit; un second moyen (68) pour doubler la fréquence dudit signal de produit; et un troisième moyen (70) pour multiplier le signal de produit doublé en fréquence par ledit premier signal de conversion afin d'obtenir le second signal de conversion précité. 4.- Transcodeur selon la revendication 2, caractérisé en ce que le moyen convertisseur précité comprend: - un moyen (65) pour multiplier le signal de référence de sous-porteuse avec le premier signal de conversion précité afin de donner un signal de produit; et un moyen-(70) pour multiplier ledit signal de produit par ledit signal de référence de sous-porteuse afin de donner le second signal de conversion précité. 5.- Transcodeur selon la revendication 2, caractérisé en ce que le moyen générateur de signaux précité comprend: un oscillateur réglable (57) pour produire le premier signal de conversion précité en réponse à un signal de commande; un moyen détecteur de phase (55) sensible au signal de référence de sous-porteuse et à une seconde composante de synchronisation de sous-porteuse de chrominance pour appliquer ledit signal de commande audit oscillateur * réglable; et un circuit supplémentaire (200) pour dériver ladite seconde composante de synchronisation de sous-porteuse de chrominance de la composente de synohrontsation de sous- porteuse de chromîinance du signal reçu préoitée 6.- Transcodeur selon la revendication 5? caractérisé en ce que le moyen formant circuit supplémoen- taire précité est formé d'un moyen sultiplicateur supplémentaire. 7.- Transoodeur selon la revendication 5, caractérisé en ce que le moyen fom-ant circuit supplémen- taire précitè comprend un secon moyen multiplicateur ayant une premièro entrée pour recevoir le sigal d'entree, une seconde entrée pour rcecvoir uniquement le premier signal de conversion précité et une sortie pour produire la seconde composante de synchLronistion de sous-porteuse de chrominance. 8.- Transcodeur selon la revendication 4 du type o le signal de ohrominance est formé deune composoante d'.un signal vidéo composé, caractérisé en ce qu'il comprend de plus: un moyen de filtrsge (20) ayant %-e premi&ro entrée pour recevoir ledit signal vidéo compos, une seconde entrée pour recevoir un s.ignal de commnde pour contr&ler la caractéristique do bode passante dudit moyen de filtrage et une sortie pour appliquer ledit signl de chrominemnce au moyen multiplicateur précit9 et Ln moyen pour appliqur le signal de produit proécité donné par le premier moyen préoîité la seconde entr6e dudit moyen de filtrage pour contrôler sa caraotéristique de bande passante dmns u oens eon mdt -. rendre moiîmum la restitution du signal de chromînoe à paDrtir du saigal video composé. 9.- Treascodeur pour convertir un îignMl de chrominance reçu à un premier format en un signal de chromineoce de sortie a un second format ledit signal reçu étmnt:su:et -deo erreurs en base des temps, caat uyoeusél par un moyen multî.plicaceur ( s5) sensble au signal de chrominance reçu et à des premier et second signaux de conversion pour produire le signal de sortie de chrominance; un moyen oscillateur (90) pour produire un signal stable de référence ayant une fréquence égale à une valeur souhaitée de la fréquence de sous-porteuse dudit signal de sortie de chrominance; un moyen générateur de signaux (40) pour produire ledit premier signal de conversion, qui a une composante de correction d'erreur en base des temps caractéristique des erreurs en base des temps et qui a une composante de fréquence égale à la somme de la fréquence dudit signal de référence et de la fréquence d'une composante de synchroni- sation de sous-porteuse de chrominance du signal de chrominance reçu; et un moyen convertisseur (60) sensible au signal de référence et au premier signal de conversion pour produire ledit second signal de conversion qui comprend une fréquence égale à la différence entre les composantes de synchronisation de sous-porteuse de chrominance des signaux de chrominance d'entrée et de sortie. 10.- Transcodeur selon la revendication 9, caractérisé en ce que le moyen convertisseur précité comprend: un premier moyen (65) pour multiplier le signal de référence avec le premier signal de conversion afin de donner un signal de produit; un second moyen (68) pour doubler la fréquence dudit signal de produit; et un troisième moyen (70) pour multiplier le signal de produit doublé en fréquence par le premier signal de conversion afin de produire le second signal de conversion précité. 11.- Transcodeur selon la revendication 9, caractérisé en ce que le moyen convertisseur précité comprend: un premier moyen (65) pour multiplier le signal de référence avec le premier signal de conversion afin de donner un signal de produit; et un second moyen (70) pour multiplier ledit signal de produit par ledit signal de référence afin de donner le second signal de conversion. 12.- Transcodeur selon la revendicoation 9, du type o le signal d'entr6e de chrominance précité forme une composante d'un signal vidéo composé, caractérisé en ce qu'il comprend de plus - un moyen de filtrage (20) ayant une premiere entrée pour recevoir le signal video composé, une seconde entrée pour recevoir un signal de commande pour contr8ler la caractéristique de bande passante dudit moyen de filtrage et une sortie pour appliquer ledit signal d'entrée de chrominance au moyen multiplicateur précité; un moyen (65) dans le moyen convertisseur précité pour multiplier le signal de référence par le premier signal de conversion pour donner un signal de produit; et un moyen (64) pour appliquer ledit signal de produit à la seconde entrée dudit moyen de filtrage afin de contrôler sa caractéristique de bande passante dans un sens tendant à rendre maximum la restitmtion dudit signal de chrominance à partir dudit signal vidéo composé0. 13.- Transcodeur selon la revendication 9, caractérisé en ce que le moyen générateur de signaux précité comprend: un oscillateur réglable (57) produisant le premier signal de conversion en réponse à un signal de commande; et un détecteur de phase (55) sensible au signal de référence et à une composante de synchronisation de sous- porteuse de chrominance du signal de sortie de chrominance pour appliquer le signal de commande audit oscillateur réglable. 14.- Transcodeur selon la revendication 9, caractérisé en ce que le générateur de signaux précité comprend: un osoillateur réglable (57) pour produire le premier signal de conversion en réponse à un signal de commande; et un détecteur de phase (55) sensible au signal de référence et à une seconde composante de synchronisation de sous-porteuse de chrominance pour appliquer le signal de commande à l'oscillateur réglable; et un second multiplicateur (200) pour multiplier le signal d'entrée de chrominance par le premier signal de conversion afin de produire un signal de sortie comprenant la seconde composante de synchronisation de sous-porteuse de chrominance pour application au détecteur de phase.