La présente invention concerne des systèmes de transmission radioélectrique de données utilisant une modulation numérique du type à déplacement de fréquence. l'es techniques "numériques" de transmission impliquent une mise en forme numérique (traitement de données) du message. Lorsque l'information initiale 'est pas de nature numérique mais de nature analogique, un traitement préalable, par échantillonnage, quantification et codage, est opéré pour obtenir la forme numérique exigée. Le message est ainsi traduit par une suite de symboles choisis dans un alphabet à deux éléments désignés par les chiffres O-i. Il subit ensuite, généralement, une opération dite "codage binaire à binaire"destinée à la détection d'erreurs et à la protection contre le bruit du canal de transmission. L'opération suivante dite "codage binaire à signal" fait correspondre un signal électrique à chacun des symboles 0-1 du signal binaire.Un codage direct peut être effectué en utilisant par exemple, le codage ilon retour à zéro (RRZ)connu sous l'appelation anglo-saxonne 'lfull-baud", ou encore, le codage biphase. Le signal modulant numérique ainsi obtenu est transmis sur une porteuse en utilisant des modulations de cette porteuse du m8me type que pour un signal analogique. A la réception, la démodulation consiste à déterminer lequel, parmi les états d'amplitude, de fréquence ou de phase possible de la porteuse, a été émis. Dans le cas dune modulation par déplacement de fréquences chaque état à transmettre est caractérisé par une fréquence ; à l'état O correspond une figure FO et à l'état t une fréquence différente Fi. es ondes porteuses FO et Fi ont le même niveau. Ce type de modulation est connu sous l'appelation anglo-saxonne "F.S.K." (Frequency Shift Keying). Une première catégorie de systomes utilisent une modulation par déplacement de fréquence dite à "phase continue" où la continuité de la phase est maintenue lors du passage d'un état caractéristique du code à l'état suivant. Ceci peut être obtenu par modulation en fréquence d'un oscillateur contrôlé ou, par commutation de deux oscillateurs de fréquences multiples d'une même fréquence de base. Une deuxième catégorie de systemes dits à "phase discontinue "ou "non cohérents" groupe les systèmes dans lesquels la condition de continuité de phase n'est pas remplie. La modulation non cohérente peut etre produite par commutation de deux oscillateurs indápendants dont les valeurs de fréquences ne présentent pas entre elles un rapport simple ni, via à vis du rythme digital de la modulation numérique. L'invention s'applique à un système de transmission utilisant une modulation par déplacement de fréquence du type à phase discontinue et, plus particulièrement, à des liaisons dans lesquelles les stations présentent une mobilité relative l'une par rapport à l'autre telle une liaison sol-air ou air-air. Une station mobile peut consister en un aéronef ou en un satellite, la liaison s'ef- fectuant par voie hertzienne. L'invention a pour objet la réalisation d'un tel système de transmission permettant, par traitement à la réception, ltextrac- tion de l'information numérique, ainsi que la mesure Doppler produite par le déplacement relatif des stations concernées par la liaison considérée. Il est entendu que la modulation est produite à l'émission en préservant l'état de phase de chaque onde porteuse, en sorte que la phase de chaque onde considérée reste "cohérente" au cours de la transmission. Co résultat est généralement produit, la modulant tion s1 effectuant par commutation en sortie de deux oscillateurs indépendants fonctionnant de manière continue ou, de manibre équivalente, à partir d t un standard de fréquence délivrant continuellement les deux ondes de modulation. Suivant une caractéristique de l'invention, le signal de réception est appliqué à un circuit de traitement comportant des moyens de transposition sur une fréquence commune des fréquences porteuses incidentes et des moyens d'asservissement de phase du signal transposé, ledit circuit de traitement produisant un signal utile constitué par une onde pure de fréquence déterminée augmentée, en valeur et en signe, du glissement Doppler moyen affectant les fréquences porteuses reçues, ledit signal utile étant appliqué à un circuit de mesure Doppler ainsi qu'à des circuits de démodulation. Selon une particularité de 11 invention, le signal utile qui permet la mesure du glissement Doppler moyen est utilisé par ailleurs dans les circuits de démodulation de la channe de transmission où est effectué une démodulation cohérente. D'autres caractéristiques de l'invention apparaîtront dans la description qui suit donnée à titre d'exemple non limitatif à l'åi- de des figures annexées qui représentent - la figure i, un bloc-diagramme simplifié d'une channe de transmission conforme à l'invention - la figure 2, un bloc-diagramme simplifié des circuits de traitement élaborant le signal utila de mesure - la figure 3, des formes d'ondes représentatives de spectres du signal transposé (53, figure 2) - la figure 4, un bloc-diagramme d'un exemple de réalisation des circuits de traitement, de mesure Doppler et de démodulation. La figure t représente un bloc-diagramme simplifié d'une chat- ne de transmission conforme à l'invention. L'émetteur i d'une première station Â utilise une modulation numérique par déplacement de fréquence (F0 état O, Fi état t) à phase discontinue (passages 0-1, i-O). La phase de cha que onde porteuse reste cohérente, ce qui signifie que la phase instantanée est déduite de celle présentée à un instant d'origine pris comme référence, par la durée écoulée entre ces instants. si #0 et #1 désignent respectivement les phases origines des ondes de modulation FO-FI à un instant initial to de référence, à un instant ultérieur ti de la transmission relatif à un état O la phase instantanée de l'onde PO est ## FO (t1-t0)+#0 ,....,.. de même, à un instant ultérieur t2 relatif à un état 1 la phase instantanée de l'onde Fi est donnée par 2# Fi (t2-to) + #1. La réception s'effectue au niveau d'une seconde station 5 pour la liaison A-B considérée. En supposant, une mobilité relative entre ces stations l'une par rapport à l'autre, le signal transmis par voie hertzienne subit un glissement de fréquence par effet Doppler, désigné par fdo et fd1 pour les ondes respectives F0 et Fi, fdO et fdi étant de même signe. Le récepteur comporte des circuits d'entrée 2 ou le signal est généralement transposé en fréquence intermédiaire ; cette opération préserve la cohérence de phase de chaque onde, elle se traduit par une valeur commune de décalage en fréquence et par une modification des valeurs de phases originelles. Ces valeurs sont liées à la stabilité des oscillateurs locaux et peuvent pratiquement être considérées comme fixes. Le signal S1 en sortie du circuit 2 est applique à des circuits de traitement 3 qui produisent un signal utile 52 sous forme d'une onde pure (fréquence fixe et phase continue). La fréquence du signal 52 comporte le terme fdO + fdi égal 2 à la valeur moyenne désignée par fdM des glissements de fréquence Doppler.Le signal 52 est transmis à des circuits de mesure Doppler 4, il est utilisé également dans les circuits de démodulation 5 de la channe de transmission. La figure 2 représente un bloc-diagramme des circuits de traitement 3. Le signal St est appliqué à deux circuits de transposi- tion en fréquence 10 et 11 suivi d'un circuit d'addition 12. Chaque circuit de transposition reçoit une onde de battement d'un dispositif oscillateur local 13. Les circuits d'entrée 2 ne modifient pas la forme des signaux reçus et, de manière à alléger l'écriture, on considère les signaux S1 avec les mêmes annotations de fréquence et de phase qu'à l'entrée du récepteur. L'ensemble 10 - it - 12 est destiné à produire un signal S3 comportant les fréquences incidentes transposées sur une fréquence commune Fc au moyen, respectivement, des circuits de transposition 10 et il. Dans ce but, les fréquences locales présentent un écart de fréquence de valeur 2f sensiblement égale à la différence F1-FO des fréquences porteuses (F1 étant supposé plus grand que FO). Les fréquences locales peuvent Qtre mises sous la forme F + f, une première fréquence locale (F-f) étant appliquée au circuit de transposition 10 et la seconde(F + f) au circuit il. 'a fréquence commune est désignée par (F1 = F0 - F) soit (FM-F), FM étant la valeur moyenne des fréquences porteuses incidentes. Il est entendu que les fréquences porteuses transmises FO, Fi sont très voisines, par exemple, FM = = 1500 NHz et f = 50 K Hz. En supposant une transposition en fréquence intermédiaire à 10 X Hz environ, 11 écart 2f reste encore faible, de 11 ordre de 10r2 pour cet exemple. Le dispositif oscillateur local 13 comporte un oscillateur local de fréquence fixe 14 et un oscillateur local contrôlé en fréquence 15. De manière préférée, les fréquences locales sont produites par mélange des ondes des deux oscillateurs dans un circuit de transposition 16 et filtrage en sorties du mélangeur. Ainsi le contrôle de l'oscillateur 15 est traduit par une variation symétrique des fréquences locales destinées aux circuits 10 et il. L'oscillateur t4 est à la fréquence F et l'oscillateur 15 présente une fréquence centrale correspondant sensiblement à la différence |F1-FO| que l'on désigne FD. 2 La composante Fo du signal 53 présente une discontinuité de phase lors du passage d'un état caractéristique à l'autre du code, égale au déphasage présenté pour cette onde à ces instants entre les deux branches de sortie des transpositions. En présence de Doppler, le signal 53 comporte alternativement les glissements fdo et fdi, selon l'état O et 1 du code, soit l'expression fdM + fdD en appelant fdX la valeur moyenne fdi + fdO et fdD la demi diffé 2 rence |fd1-fdO|. Le terme fdD est de valeur très faible, par exem 2 ple de l'ordre du Hertz, et correspond à une rotation lente de la phase, 0,2 degré par milliseconde dans cet exemple.Un asservissement de phase permet d'élaborer à partir du signal S3 le signal 52 comportant le terme FdM destiné à la mesure Doppler. le circuit d'asservissement de phase, connecté à la sortie du circuit d'addition 12, comporte un premier circuit 17 constituant une boucle de verrouillage de phase. Cette boucle comporte, connectés en série, un circuit détecteur de phase 18, un circuit 19 de fonction de transfert F(S) déterminée et un oscillateur contr8- lé en fréquence 20 dont la fréquence centrale est sensiblement égale à Fc = |FM-F|. Le montage et le fonctionnement d'une telle boucle sont connus. De détecteur de phase 18 reçoit par une seconde entrée signal de sortie 52 de l'oscillateur 20 qui est appliqué également à une entrée d'un deuxième détecteur de phase 21. Ce dernier reçoit, sur sa seconde entrée, un signal différence 54. Le signal 34 est produit pcr un circuit de soustraction 22, tel un amplificateur différentiel, connecté entre les deux branches de sortie des circuits de transposition 10 et 11. De signal d'erreur S6 en sortie du detecteur 21 alimente un circuit 23 de fonction de transfert G(s) déterminée, qui produit un signal 57 de commande de l'oscillateur contrôlé 15. Le verrouillage de la boucle 17 s'effectue lorsque le signal d'erreur 35 en sortie du détecteur de phase 18 s'annule, après filtrage. De même, le verrouillage des circuits d'asservissement en aval du circuit 17 est obtenu lorsque le signal S6 en sortie du second détecteur 21 s'annule, également après filtrage. On considère que les moyens de filtrage en sortie de la détection de phase sont disposés à l'entrée des circuits de transfert .................... suivants 19 et 23 ; le filtrage permet d'éliminer les composantes indésirables de fréquence élevée produites .............. par la détection de phase et par le rythme digitalp de la modulation numérique, (p= -1 pour l'état O et p = +1 pour l1état 1 du code). En désignant - 51 = cos (&alpha;M + p aD) - aM = aO + 1 - aO = 2# (Fo + fdo) t + #0 2 - &alpha;D = &alpha;1-&alpha;0 - &alpha;1 = 2# (F1 + fd1) t + #1 2 - onde de l'oscillateur contrôlé 20 : 52 = sin a3 - onde de l'@oscillateur local contrôlé 15 : cos a4 - onde de l'oscillateur local 14 : cos a5 , &alpha;5 = 2#Ft+#5 les conditions d'équilibre entraînent ( c3 - iM + &alpha;5 = 0 [ &alpha;D - &alpha;4 = 0 soit, pour les oscillateurs contrôlés 20 et 15 &alpha;3 = 2# (FM - F + fdM) t + &alpha;4 = 2# (f + fdD) t + avec #M = #0 + #1 , #D = #1 - #0 2 2 le signal 52 est une onde pure et constitue le signal utile de mesure Doppler, sa fréquence est égale à la valeur constante (FM-F) augmentée du glissement Doppler moyen j fdM selon le signe commun des glissements fdo et fdi. La figure 3 représente les spectres du signal S3 pour deux types de codage numérique, le codage N.R.Z. (fig 3A) et le codage biphase (fig 313). les composantes indésirables sont supposées filtrées en sortie des circuits de transposition tO et il. Le signal est modulé en phase et présente une composante discrète à la fréquence commune Fc. L'amplitude de cette composante est fonction de la déviation de phase entre les branches en sortie de transposition. Cette déviation de phase a pour valeur (aD - &alpha;4), elle s'annule au verrouillage et l'amplitude de la composante discrète est alors maximale.On remarque que l'asservissement de phase agit dans le sens d'un accroissement de l'amplitude de nette composante qui permet l'acquisition par la boucle de verrouillage 17. Il est préférable d'utiliser un codage binaire à signal du type biphase (fig 3B), le zone spectrale proche de la composante discrète s'y trouve dégagée. La figure 4 représente un bloc-diagrasme d'un exemple de réa- lisation des circuits de traitement, de mesure Doppler et de démo dulation. Les éléments et les ensembles d'éléments correspondant à ceux des figures t et 2 précédentes s'y trouvent désignés avec les mêmes repères. le circuit de transposition du dispositif oscillateur local 13 comporte un circuit mélangeur 161 dont 1 sortie est connectée en p@rallèle à deux filtres sélectifs 162 et t63 délivrant respectivement les fréquences locales (F-f) pour l'un, et (F+f) pour l'autre.Les circuits de transposition 10 (ti) de la figure 2 peuvent être constitués chnacun par un circuit mélangeur toi (111) suivi d'un circuit filtre 102 (112) qui ne laisse passer que la composante utile désirée due au battement de l'onde incidente Fo + fdO (F1# fd1) avec tonde locale associée. Des circuits filtres 102 et 112 des branches de transposition peuvent éventuellement être omis, l'action de filtrage reste assurée par des moyens de filtrage prévus en sortie des détecteurs de phase 18 et 22 et considérés inclus dans les circuits de transfert 19 et 23. Les circuits de démodulation 5 comportent un circuit déphaseur 51 connecté en série avec un circuit détecteur de phase 52 qui reçoit par une deuxième entrée le signal différence 54. Le circuit déphaseur 51 introduit une rotation de phase de #/2 au signal S3 appliqué à son entrée. lie signal d'erreur 58 du circuit détecteur de phase 52, après filtrage des composantes indésirables dans un circuit filtre 53, est égal au terme P après verrouillage de l'asservissement de phase. Ce signal reproduit le code modulant numérique, la démodulation effectuée est du type cohérente ; il est transmis à une unité d'exploitation 7 par l'intermédiaire, éventuellement, de circuits de décodage binaire à binaire figuré en 6. Les circuits de mesure Doppler 4 comportent un compteur digital 41 utilisé en frécuencemètre aui effectue un comptage du nompendant @re ae perloaes au signal une auree cie mesure @eterminee. La capacité du compteur est choisie, de préférence, égale à la valeur (PEi-F) pour une durée de mesure unité soit, la seconde. La fréquence F de l'oscillateur local 14 est elle-même préalablement déterminée en fonction du glissement Doppler maximal prévu, en sorte que la différence (FM-F) reste suffisamment grande vis à vis de cettevaleur maximale.A titre d'exemple, si FN = 10 z à l'entrée Si et F = 9 MHz la capacité du compteur peut être choisie égale à 106, il indiquera 10.000 en fin de comptage pour une valeur moyenne Doppler positive de 10 Khz et 990.000 pour la même valeur Doppler de signe négatif. Pour les ondes porteuses transmises envisagées, 1500 MHz + 50 KHz, ces valeurs Doppler correspondent sensiblement à une vitesse radiale relative de l'ordre de Mach 6, la différence Doppler- fdD correspondante étant inférieure au Hertz. Les circuits Doppler peuvent comporter notamment, un circuit de mise en forme 42 qui transforme le signal S2 en un train dtimpul- sionsà la même fréquence appliqué , à l'entrée du compteur 41, et un circuit de base de temps 43 élaborant à partir d'un signal dhrloge les signaux de commande du compteur 41 notamment : signaux de début et de fin de comptage, de transfert du contenu vers l'unité d'utilieation 7 et de remise à zéro avant le comptage suivant. Le signal d'horloge peut consister en celui fourni par ltoscillateur local 14 de fréquence fixe F. La précision de la mesure est liée à la stabilité des oscilla- teursutilisés dans la chaîne de transmission. On utilisera de préférence à 11 émission, ainsi qu'à la réception, un standard de fréquence du type oscillateur atomique. En considérant un coefficient de stabilité de l'ordre de 10-8, la mesure Doppler minimale se situe à environ 1/100 du Mach. REVENDICATIONS Système de transmission radioélectrique de données, destiné notamment à relier deux stations qui présentent une mobilité re native, utilisant une modulation numérique par déplacement de fré agence du type à phase discontinue où la phase de chacune des deux fréquences porteuses (FC/o, F1/i) reste cohérente et dans lequel, le signal de réception (S1) est applique à un circuit de traitement (3) comportant des moyens de transposition sur une fréquence commune (Fc) des fréquences porteuses incidentes, caractérisé en ce que ledit circuit de traitement comporte des moyens d'asservissement de phase du signal transposé (S3) produisant un signal utile (S2) constitué par une onde pure de fréquence déterminée augmentée, en valeur et en signe, du -rlissement Doppler moyen affectant les fréquences porteuses reçues, ledit signal utile étant appliqué à un circuit de mesure Doppler (4) ainsi qu'à des circuits de démodulation (5). 2. Système de transmission de données selon la revendication 1 dans lequel les moyens de transposition sur une fréquence commune comportent deux circuits de transposition (10-11) connectés par leur sortie respective à un circuit d'addition (12), recevant en arallè- le par une @remière entrée ledit signal de réception, et connectés séparément par leur deuxième entrée à un dispositif oscillateur local, ce dernier produisant deux fréquences locales appliquées respectivement auxdits circuits de transposition et dont l'écart de fréquence 2f est déterminé sensiblement égal à celui | |F1-F0| des fréquences porteuses transmises, ledit système étant caractérisé en ce que les moyens d'asservissement de phase comportent, connectés en série en sortie dudit circuit d'addition, un premier circuit détecteur de phase (18), un premier circuit de transfert (19), un premier oscillateur contrôlé en fréquence (20) dont la fréquence centrale est sensiblement égale à ladite fréquence commune, un deuxième détecteur de phase (21)et un deuxième circuit de transfert (23) dont la sortie est appliquée à un deuxième oscillateur contrôlé en fré auence (15) inclus dans ledit dispositif oscillateur local, le deuxième détecteur de phase étant connecté car une deuxième entrée à un circuit de soustraction (22) connecté lui-même par ses entrées aux sorties desdits circuits de transposition, la sortie dudit premier oscillateur contrôlé délivrant ledit signal utile et étant connecté d'une part à une deuxième entrée du premier circuit détecteur de Phase, d'autre part, aux circuits de mesure Doppler et de démodula- tion. 5. Système de transmission de données selon 1 revendication 2, caractérisé en ce que le dispositif oscillateur local ( 13) com- porte un oscillateur (14) de fréquence fixe 9, ur @s@illeteur cn- trôlé en fréquence (15) de fréquence f et un circuit de transposi- tion (16) produisant, nsr mélange des fréquences F et f, puis filtrage,deux ondes de fréquence respective (F+f) et (2-f) transmises respectivement par deux sorties distinctes auxdits circuits de transposition. 4. Système de transmission de données selon l'une des revendications 1, 2, 5,caractérisé en ce que les circuits de mesure Dop pler comportent un compteur digital (41) utilisé en fréquencemètre, de capacité proportionnelle à ladite fréquence commune (FM-F) en l'absence de glissement Doppler, FN étant la valeur moyenne des deux fréquences porteuses considérées à l'entrée dudit circuit de traitement. 5. Système de transmission de données selon la revendication 2, ou l'un des ensembles de revendications 2 et 3, 2 et 4, 2-3 et 4, caractérisé en ce que les circuits de démodulation effectuent une démodulation cohérente et comnortent, connectés en série à la sortie dudit premier oscillateur contrôlé, un circuit déphaseur #/2 (51), un circuit détecteur de phsse (52) lequel est connecté par une deuxième entrée @udit circuit de soustraction et par s@ sortie à un circuit filtre (53).