La présente invention concerne d'une manière générale l'optimisation de la transmission d'énergie dans les systèmes à trajets multiples et en particulier les applications dans lesquelles l'énergie est transmise sous forme d'hyperfréquences 5 ou à des fréquences optiques sur des trajets parallèles établis par un ensemble d'ouvertures rayonnantes, telles les réseaux à phase contrôlée. Dans-de nombreux systèmes de transmission d'énergie à, trajets multiples, et notamment dans ceux où une énergie élec— 10 tromagnétique est rayonnée par plusieurs ouvertures séparées formant un réseau d'émission à phase contrôlée, il est important que la transmission d'énergie s'effectue avec le meilleur rendement possible. Cette notion de rendement de ce type de transmission d'énergie est importante, en particulier dans les 15 matériels aéroportés de forte puissance. Un ou plusieurs des trajets de transmission peut être affecté par des défaillances ou une dégradation de caractéristiques résultant de diverses causes, telles qu'une panne de l'équipement, des affaiblissements de parcours ou des erreurs de pointage en direction (vi-20 sée optique ou poursuite angulaire). Ces aléas de transmission, comme ceux qui résultent de la turbulence atmosphérique, peuvent de plus être variables dans le temps. Il est donc souhaitable de disposer d'une mesure continue du rendement individuel des trajets de transmission du système pour pouvoir prendre des me-25 sures correctrices dans eeux qui ont le plus mauvais rendement ou pour redistribuer l'énergie entre les trajets de façon à obtenir un rendement global maximal du système. La présente invention a donc pour objet un système perfectionné de mesure du rendement de chaque trajet de transmission 30 d'un système de transmission d'énergie à trajets multiples. Le système de l'invention permet en outre de redistribuer l'énergie à transmettre entre les trajets les plus efficaces pour améliorer le rendement global du système. L'invention a pour autre objet un système à réseau d'é-35 léments à phase contrôlée destiné à transmettre une énergie électromagnétique, système qui contrôle séparément le rendement des différents trajets de transmission et règle de manière adaptative le gain relatif des canaux pour améliorer le rendement 71 42054 2 2126172 global de la transmission d'énergie. L'invention a enfin pour objet un système de transmission d'énergie à trajets multiples qui mesure le rendement de chaque trajet sans interrompre la distribution d'énergie et sans nécessiter de signal auxiliaire 5 sur les liaisons de transmission d'énergie. Selon une caractéristique essentielle de l'invention, chaque trajet de transmission d'un système de transmission d'énergie à trajets multiples est contrôlé séparément par l'emploi d'un identificateur propre à chaque signal de puissance. Dans 10 une forme préférée particulièrement adaptée au réseau électromagnétique d'éléments à phases contrôlées, chaque faisceau émis reçoit une modulation de phase caractéristique, par exemple une modulation de phase à une fréquence distincte qui lui est propre. Le niveau relatif des composantes de modulation d'amplitu-15 de dont les fréquences sont doubles des fréquences caractéristiques démodulation indique, dans le signal reçu, le rendement relatif des trajets associés. Ces composantes de modulation sont traitées pour en tirer des signaux de pondération qui servent à régler individuellement le gain des amplificateurs de puissance 20 de chaque canal d'émission, de façon à optimiser la puissance reçue de la cible. La présente invention permet de résoudre les problèmes de surveillance et de correction de tous les types de défauts totaux ou partiels qui peuvent affecter les systèmes de trans-25 mission d'énergie à trajets multiples. D'autres caractéristiques et avantages de la présente invention ressortiront de la description qui va suivre^ faite en regard des dessins annexés et donnant à titre explicatif, mais nullement limitatif, plusieurs formes de réalisation conformes 30 à l'invention. Sur ces dessins : la figure 1 est un schéma synoptique d'un système de transmission d'énergie à réseau optique qui surveille séparément le rendement de chaque trajet de transmission d'énergie 35 et corrige de manière adaptative le gain relatif des canaux pour améliorer le rendement global du systèmej la figure 2 est un schéma synoptique d'une unité de commande d'énergie qui peut être utilisée dans le système de la 71 42054 3 2126172 figure- 1 ; la figuie 3 est un diagramme des signaux de synchronisation utile pour la compréhension du fonctionnement des unités oc e o:r"K:i:ô e d'énergie de la figure 1 ; la figure 4 est un graphique des champs électromagnétiques coi-po si te;.- ru niveau de la cible destiné à expliquer le processus de conversion phase-amplitude qu'utilise le système de l'invention ; la figur?- 5 est un schéma synoptique d'un canal de transmission du système de la figure 1 auquel sont adjoints les circuits de correct-ion adaptative de la phase, des faisceaux rayon-nés pour établir la cohérence de phase au niveau de la cible. Comme le montre la figure 1, plusieurs canaux de transmission 12a_, 12b ut 12£ émettent respectivement des faisceaux d'énergie électromagnétique 14a, 14b et 14ç_ en direction d'une cible 16. Etant donné la similitude de ces canaux de transmission, les éléments correspondants portent la même référence numérique suivie d'un suffixe a, b ou c identifiant les éléments qui sont respectivement associés aux canaux 12a, 12b et 12c:. Dans le premier canal 12a_, l'énergie d'un laser 18 est appliquée par l'intermédiaire d'un miroir 20a à un déphaseur à commande électronique 22a_ et à un amplificateur de puissance laser 24fi qui alimente une ouverture rayonnante 26&. L'ouverture 26a peut comporter des optiques de focalisation, tels que des télescopes, et l'amplificateur de puissance 24a peut être un amplificateur à Cu^ du type à "pompage électronique" dont le gain est réglable en réponse à un signal I fourni par une unité de commande de puissance 28a. JJo la même manièreles ouvertures 26b et 26c. sont excitées par l'énergie du laser 18 transmise par des diviseurs de faisceau 211) et 21c_, des dépliaseurs à commande électronique 22b et 22c_ et des amplificateurs de puissance 24b et 24jç. La cible 16 réfléchit une fraction de l'énergie incidente dont une partie, représentée &cms la forme d'un faisceau 30, est reçue par une ouverture 32 et est appliquée par l'intermédiaire d'un miroir 34 et d'un séparateur de faisceau 36, à une photodiode mélan-geu. 71 42054 2126172 puis est amplifiée par un amplificateur l'I 44. Le signal de sortie de l'amplificateur 44 est traité par un détecteur d'enveloppe 46 dont le signal de sortie varie en fonction de l'enveloppe du signal FI de 1'amplificateur 44. 5 Le signa.1 de sortie du détecteur 46 est appliqué à des filtres passe-bande 48a_, 48b et 48£. Etant donné la similitude des boucles de commande associées à chaque canal d'émission, les éléments homologues sont désignés par les mêmes références numériques suivies des suffixes a, b ou c identifiant le canal 10 associé. Toujours dans le cas du canal 12a, le filtre 48a est centré sur une fréquence 2 w ^ et sa sortie est appliquée à l'une des entrées d'un détecteur de phase 50a. Le signal de sortie du détecteur•50a a une amplitude X sin 0, X étant une 15 fonction de l'amplitude du signal de sortie du filtre 48a et 0 étant l'angle de-phase relative entre ce dernier signal et un signal à la fréquence 2 y^ qui est appliqué par un circuit doubleur de fréquence 51a. Le circuit 51a, reçoit le signal de sortie d'un oscilla-20 teur de référence 52a dont la. fréquence est as ^ • Le signal de sortie de l'oscillateur de référence 52a est également appliqué au déphaseur à commande électronique 22a. Le déphaseur 22a, qui peut être un miroir mobile ou un dispositif électro-optique, modifie la longueur effective du trajet de transmission (dé-25 phasage global) en fonction de l'amplitude et à la fréquence du signal de l'oscillateur de référence 52a. Les autres faisceaux 14b et 14ç^ reçoivent de la même manière des modulations de phase à des fréquences respectives M2 (l) J ' ; .30 Le fonctionnement du dispositif de contrôle de rendement de la présente invention sera mieux compris en considérant les formes d'onde de la figure 4. La courbe 56 représente la distribution des phases des champs électromagnétiques au voisinage de la cible 16, pour l'ensemble des faisceaux rayonnés. On sup-35 pose initialement que la cible reçoit des faisceaux dont les champs ont une phase moyenne voisine ou confondue avec le maximum 57 de l'enveloppe 56. La figure 5 représente le dispositif électronique qui permet de maintenir cette condition. Sur la 71 42054 2126172 figure 4, la modulation de phase à la fréquence a) ^qu'introduit le déphaseur 22a est représentée par la forme d'onde 59. Cette modulation de phase produit une modulation d'amplitude représentée par la forme d'onde 61 de part et d'autre du maxi-5 mum de l'enveloppe 56. La modulation de phase étant voisine du maximum de l'enveloppe, la modulation d'amplitude résultante (forme d'onde 61) contient une énergie très faible à la fréquence de modulation mais une énergie plus importante à la fréquence du second harmonique 2w ^. Au contraire, si la modu-10 lation de phase était appliquée sur le flanc d^ droite de Y l'enveloppe 56, l'énergie de la modulation d'amplitude résultante (courbe 58) serait presque exclusivement à la fréquence fondamentale de modulation. De la même manière, si la modulation de phase était appliquée au flanc de gauche de l'enveloppe, 15 comme représenté par la forme d'onde 60, la modulation d'amplitude résultante serait également presque exclusivement à la fréquence fondamentale. Le même raisonnement peut être appliqué à chacun des faisceaux du réseau d'émission et, pour un nombre important de faisceaux, on peut démontrer, que l'amplit.u-20 de relative de l'énergie qui est renvoyée à la fréquence du second harmonique de chaque fréquence de modulation, constitue une mesure de la participation du faisceau associé à, l'énergie totale que reçoit la cible. Le signal de sortie du détecteur de phase 50a (figure 25 1) est une fonction de l'amplitude des composantes du signal de modulation d'amplitude qui sont reçues à la fréquence c'est-à-dire de la fraction de l'énergie qui est transmise par le faisceau 14j^. De même, les signaux A^ et A^ des détecteurs de phase 50jj et 5Û£ représentent la fraction de 1 'énergie/4ui 30 est transmise par les faisceaux respectifs 14b et 14ç:. Compte tenu du signal mentionné ci-dessus A^ qui représente les rendements individuels des trajets de propagation, il est possible de redistribuer l'énergie entre les divers canaux d'émission pour optimiser le fonctionnement du système. A titre 35 d'exemple, dans le système optique de la figure 1, il peut être souhaitable pour différentes raisons de ne pas transférer toute la puissance du système au seul canal qui est associé au trajet de propagation le plus efficace. Tout d'abord, dans la majorité 71 42054 2126172 des systèmes, il est peu probable qu'un seul canal de transmission peut accepter une puissance n fois supérieure q/êa puissance nominale, n étant le nombre de canaux d'émission. De plus, dans le cas de cibles de faible surface équivalente comparée à 5 l'ouverture du faisceau d'un seul élément du réseau» la redistribution de l'ensemble de la puissance k un nombre décroissant d'éléments a pour effet d'élargir le diagramme de rayonnement de l'ensemble et de réduire la densité effective de l'énergie au niveau de la cible. En conséquence, dans les applications 10 où l'énergie électromagnétique est transmise par des réseaux à phase contrôlée, la redistribution optimale est un compromis entre l'excitation uniforme de tous les éléments du réseau, qui tend à conserver des faisceaux étroits, et une répartition résolument non uniforme qui tend à concentrer l'énergie radiante 15 sur les trajets les plus efficaces. En tenant compte de ces considérations, et en supposant que tous les faisceaux émis sont dirigés sur la cible en cohérence de phase, la fonction de pondération d'amplitude V du champ rayonnant qui est associé à l'ouverture d'émission m, peut 20 être calculée d'après les équations suivantes. La puissance en un point de la cible est proportionnelle à : N 2 P . = K. [e VA (t )r (1 ) ci 1 . m v ' m=1 25 Pour rendre maximale la puissance utile, la puissance de rayonnement constante : N 2 P = e V = constante (2) TEL ù + m m=1 On peut démontrer que les valeurs optimales de sont données 30 par la formule : A N"1/2 (v ) + = ——o i h O) m op ( eA 2)1/2 m Ainsi, dans les conditions précitées, les facteurs de pondéra-35 tion du champ optimal sont proportionnels au rendement indivi 71 42054 2126172 duel de chaque trajet. On notera que les principes de l'invention sont applicables à n'importe quel schéma de redistribution et que 1'équation (3) n'illustre qu'une solution préférentiel 1 e. 5 Les fonctions de pondération des divers canaux d'émis sion sont fournies par l'unité de commande de puissance 28 de chaque canal, les différentes unités étant synchronisées par des impulsions d'horloge C que délivre une unité de synchronisation 70 (figure 1) et utilisant des signaux de "normalisation" 10 B appliqués par une unité de normalisation 72., Les unités de \ commande de puissance 28 déterminent le courant d'excitation des amplificateurs de puissance associés 24 de telle manière que le gain total des canaux respectifs soit proportionnel au facteur de pondération correspondant W^. 15 La figure 2 illustre un mode de réalisation de l'unité de commande 28 qui comprend un circuit calculateur 74 dont le rôle est de déterminer le signal par l'équation (3) ci-des-sus . Le terme A est fourni au circuit calculateur 74 par le détecteur de phase 50 du canal correspondant, et le terme B qui 20 équivaut à : U a/)1/2 1 m m=1 est fourni par l'unité de normalisation 72. L'unité 72 est un 25 circuit de calcul établi pour déterminer les termes B selon la formule précédente à partir des signaux A^ que fournissent les détecteurs de phase de chaque canal. Le signal optimal de pondération Wm que fournit le circuit calculateur 74 est échantillonné par un circuit d'échan-30 tillonnage et de maintien 76 pendant la durée d'impulsions "F" (figure 3) qui marque la fin de chaque période répétitive de calcul. Pendant les périodes de régulation qui sont séparées par des périodes d'étalonnage, la valeur échantillonnée de W est transmise par un commutateur 78 à un circuit d'excitation 35 80 qui, en réponse au signal ¥ , fournit un courant I pour commander le gain de l'amplificateur de puissance associé 24. Pendant la période d'étalonnage, le commutateur.78 relie le circuit d'excitation 80 à une source de référence 82. Le signal 71 42054 2126172 de référence est le même pour tous les canaux de façon que tous les amplificateurs de puissance aient approximativement le même gain pendant les périodes d'étalonnage pour permettre une comparaison significative de leurs contributions relatives à 5 l'énergie reçue. Le commutateur 78 est commandé par un signal "D" (voir figure 3) que fournit un multivibrateur monostable 84. Le multivibrateur 84 est déclenché par les impulsions d'horloge "C" de l'unité de synchronisation 70 (figure 1). Les impulsions d'hor-10 loge "C" sont également appliquées à un autre multivibrateur monostable 86 qui fournit des impulsions "E" (figure 3) légèrement plus courtes que les impulsions "D" du multivibrateur 84. Les signaux de sortie du multivibrateur 86 sont différen-tiés par un circuit 88 et les impulsions qui coïncident avec 15 les fronts arrière des impulsions "E" sont utilisées comme signaux de commande "F" des circuits d'échantillonnage et de maintien 76. On comprend d'après les figures 2 et 3 que les périodes d'étalonnage sont définies par les impulsions hautes de la for-20 me d'onde "D". Les signaux D sont appliqués au commutateur 78 de façon que, pendant la durée des impulsions hautes, la source de référence 82 soit reliée au circuit d'excitation 80. Pendant cette même période, le circuit calculateur 74 détermine la valeur de V . L'impulsion E du multivibrateur monostable 86 se m 25 termine peu avant la fin de la période d'étalonnage et donne naissance à l'impulsion F. L'impulsion F déclenche le circuit d'échantillonnage et de maintien 76 qui conserve la valeur de W^. A la fin de l'impulsion D, la valeur enregistrée de est transmise à travers le commutateur 78 à l'unité d1 excitation 80 30 qui ajuste à la valeur relative voulue le gain de son canal d'émission associé. Il va de soi que le diagramme de synchronisation des formes d'onde de la figure 3 n'est qu'illustratif et que les périodes d'étalonnage peuvent être beaucoup plus réduites dans la pratique. 35 Dans l'explication précédente, on supposait que les champs électromagnétiques de chacun des faisceaux émis était sensiblement en phase au niveau de la cible de façon que la modulation de phase de chaque faisceau s'effectue au voisinage du 71 42054 2126172 maximum 57 de l'enveloppe 56 (figure 4). En pratique, c'est cette modulation de phase autour du maximum des champs composites de l'ensemble des faisceaux qui donne naissance aux composantes de modulation d'amplitude dont la teneur en seconde 5 harmonique est élevée (forme d'onde 61 sur la figure 4). Dans certaines applications, et en particulier dans les réseaux d'éléments optiques, il peut être difficile de maintenir la cohérence de phase des faisceaux au voisinage de la cible sans une régulation adaptative de la phase moyenne des faisceaux 10 émis pour compenser les perturbations atmosphériques ou autres. Le système de la présente invention peut faire appel à un dispositif de commande adaptative de phase du type décrit dans la demande de brevet français déposée ce jour par la Demanderesse et intitulée "Réseaux adaptatifs d'éléments rayonnants". 15 La figure 5 représente un canal individuel 12a' du sys tème de la figure 1 modifié pour réaliser une commande adaptative de la phase des champs électromagnétiques émis par la technique de la demande de brevet précitée. Il va de soi que la commande adaptative de phase peut être appliquée à tous les canaux 20 d'émission du système* Sur la figure 5, les composantes de modulation du signal reçu sont appliquées du détecteur d'enveloppe 46 (figure 1) à un filtre passe bande 90a centré sur la fréquence o ^ Le signal de sortie du filtre 90a est appliqué à ,un détecteur de phase 92a dans lequel sa phase est Comparée à 25 celle d'un signal de référence à la fréquence oj ^ qui est fournie par l'oscillateur de référence 52a. Le signal de sortie du détecteur 92a. est additionné avec le signal de référence œ ^ dans un dispositif transformateur 94a dont la sortie est appliquée à un déphaseur à commande électronique 22a. 30 Bans le cas général de m canaux d'émission, la modula tion qu'introduit chaque déphaseur 22 dans le faisceau associé produit une excursion de phase de la forme : 4> (t) = - P + P sin ps c m m dans laquelle P est un déphasage correctif (non modulé) dé-35 terminé par le détecteur 92 pour maintenir la cohérence de phas# voulue des champs électromagnétiques au niveau de la cible. 71 42054 2126172 L'erreur de phase globale au niveau de la cible 16 est également modulée sur la même plage, c'est-à-dire : P = P - P + P sin w (t) (5) o a c m m P étant l'erreur de phase atmosphérique (ou autre) que doit 5 corriger P c • Comme le montre la figure 4, pour un point p ^ qui se trouve à droite du maximum de l'enveloppe 56, la modulation résultante 58 est en phase avec la source de modulation M w m (oscillateur de référence 52). Par contre, pour un point p ^ 10 qui se trouve k gauche du maximum de l'enveloppe, la modulation 60 est en opposition de'phase avec la référence. Pour p & = p^, la composante fondamentale de l'enveloppe de modulation disparaît et l'on obtient la forme d'onde 61 de la figure 4 qui contient presque exclusivement le second harmonique. Comme on 15 l'a vu précédemment, les signaux dont la fréquence correspond au second harmonique sont utilisés pour détecter 5.'efficacité relative des divers canaux d'émission, alors que les signaux de modulation aux fréquences fondamentales servent à maintenir la cohérence de phase. 20 Le système de la figure 5 a les caractéristiques voulues pour que l'on puisse établir une boucle de réaction réglant la valeur moyenne du déphasage p qu'introduit le déphaseur 22 de façon à annuler p & - p^c pour maintenir la cohérence de phase au niveau de la cible 16. On notera en particulier que l'ampli-25 tude et la polarité du signal de sortie du détecteur de^ phase 92 sont destinées à maintenir la phase moyenne du faisceau associé en coïncidence, au niveau de la cible, avec les phases de l'ensemble des champs électromagnétiques qui constituent les autres faisceaux. 30 En revenant à la figure 1, on notera que les détecteurs de phase 50 sont destinés à améliorer la sensibilité aux composantes à faible rapport signal/bruit, étant entendu que dans certaines applications cette qualité de détection n'est pas indispensable. Dans ces conditions, le signal de sortie des 35 filtres passe-bande 48 peut être directement appliqué aux unités de commande 28 associées. 71 42054 2126172 Les systèmes précédemment décrits utilisent la détection hétérodyne (mélangeur 40) car cette technique a généralement des performances supérieures à la détection vidéo sans amplification FI préalable. Il est cependant évident que les princi-5 pes de l'invention s'appliquent aussi bien à d'autres techniques de détection. On remarquera en outre que, bien que l'invention soit illustrée dans un système où des cibles réfléchissent une partie de l'énergie vers un récepteur, elle s'applique également aux 10 systèmes dans lesquels une énergie est transmise sur des trajets V parallèles directement à une station de réçeption à distance. En résumé, la présente invention consiste à mesurer le rendement énergétique de chaque trajet de transmission du système et à ajuster en conséquence le gain relatif de chaque canâl d'é-15 mission pour redistribuer l'énergie entre les divers canaux de façon à optimiser les performances de .1'ensemble du-système. Chaque faisceau émis est identifié séparément par une modulation de phase à une fréquence caractéristique u) * Cette modulation de phase de chaque faisceau émis crée une interaction de l'ensemble 20 des champs électromagnétiques qui donne naissance à des composantes de modulation d'amplitude dans le signal reçu. Le niveau relatif de ces composantes de modulation d'amplitude à une fréquence double de la fréquence caractéristique de modulation de phase (2 w ) est représentatif du rendement relatif du trajet 25 associé (m). Les .composantes de modulation: sont traitées pour fournir des signaux de pondération qui commandent individuellement le gain des.amplificateurs de chaque.canal d'émission de façon à optimiser la transmission. Les fonctions détalonnage des trajets et de commande des canaux d'émission sont partagés 30 dans le temps de façon que, pendant les périodes d'étalonnage, tons lea canaux aient approximativement le même gain;-. Par ce procédé, les rendements relatifs des trajets, sont directement proportionnel s à l'amplitude des composantes de modulation reçues. Les signaux, de pondération -calculés pendant les périodes 35 d'étalonnage sont mémorisés et servent à ajuster le gain des canaux d'émission associés. Il va de soi que la présente invention a été décrite ci-dessus simplement à titre explicatif, mais nullement limitatif, et que l'on pourra y apporter toutes modifications sans 40 sortir de son cadre. ' 71 42054 12 2126172 REVENDICATIONS 1. Dispositif de contrôle de l'efficacité de la transmission d'énergie dans un système à trajets multiples, caractérisé en co qu'il comprend un circuit de modulation apjjliquant 5 une modulation distincte à l'énergie qui est transmise dans chacun de'sdits canaux, un circuit de réception d'une partie de l'énergie transmise le long desdits canaux, et un circuit de traitement sensible à des composantes de modulation contenues dans l'énergie reçue, ledit circuit fournissant pour chaque ca-10 nal un signal séparé représentatif de son rendement de transmission. . 2. Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en ce que le circuit de modulation comprend un moyen de moduler en phase l'énergie de chaque trajet à une fréquence de modula-15 t-ion distincte, le circuit de traitement comprenant un filtre sensible aux composantes de modulation d'amplitude dont la fréquence est approximativement le second harmonique de chaque fréquence de modulation, pour fournir les signaux représentatifs du rendement de transmission desdits trajets. 20 3. Dispositif selon la revendication 1, cai'actérisé en ce qu'il comprend en outre un circuit de commande recevant les-dits signaux de rendement de transmission pour commander le système de façon qu'une proportion plus importante de l'énergie to- . taie soit appliquée aux trajets dont les rendements sont les plus 25 élevés'ô 4. Dispositif selon la revendication 3, appliqué à un système dont chaque trajet comporte un amplificateur de puissance, ledit dispositif étant en outre caractérisé en ce que son circuit c!e commande comprend un moyen d'ajuster le gain 30 des amplificateurs en fonction des signaux de rendement. 5. Dispositif sc-lon la. revendication 4, caractérisé en ce qu'il comprend un moyen de rendre sensiblement égaux les gains de tous les amplificateurs associés audit trajet pendant des périodes d'étalonnage, un moyen d'enregistrer la valeur 35 des signaux de rendement obtenus pendant les périodes d'étalonnage et un moyen de régler le gain des amplificateurs proportionnellement aux signaux enregistrés pendant d'autres périodes. COPY i 10 71 42054 13 2126172 6. Dispositif selon la revendication 2, caractérisé en ce qu'il comprend en outre un circuit de commande recevant lesdits signaux de rendement de transmission pour commander le système de façon qu'une proportion plus importante de l'énergie totale soit appliquée au trajet dont le rendement est le plus élevé 7. Dispositif selon la revendication 2 appliqué à un système qui comprend un amplificateur de puissance associé à chaque trajet, ledit dispositif étant caractérisé en ce qu'il comprend un circuit de commande sensible aux signaux de rendement pour ajuster le gain desdits amplificateurs de puissance en fonction des signaux de rendement. 8. Dispositif selon la revendication 1, appliqué à un système qui comprend plusieurs canaux d'émission rayonnant une 15 énergie électromagnétique le long desdits trajets, ledit système étant caractérisé par le fait que ses circuits de modulation comprennent différents déphaseurs à commande électronique couplés dans chaque canal d'émission, lesdits déphaseurs étant commandés de manière à moduler l'énergie transmise. 20 9. Dispositif' selon la revendication 2 appliqué à un système qui comprend plusieurs canaux d'émission rayonnant une énergie électromagnétique le long desdits trajets, ledit dispositif étant caractérisé en ce que ses circuits de modulation comprennent différents déphaseurs a commande électronique com— 25 mandés de manière à faire varier la phase de l'énergie transmise à de§. fréquences de modulation distinctes dans chaque canal. 10. Dispositif selon la revendication 2, caractérisé en ce qu'il comprend plusieurs filtres à bande passante associés individuellement à chaque trajet, la bande passante de chaque 30 filtre étant approximativement centrée sur le second harmonique de la fréquence de modulation du trajet associé. 11. Dispositif selon la revendication 1 appliqué à un système k plusieurs canaux d'émission rayonnant une énergie électromagnétique le long desdits trajets multiples, ledit dis- 35 positif étant caractérisé en ce qu'il comprend un circuit de commande de phase sensible aux composantes de modulation de l'énergie reçue pour ajuster la phase relative des champs électromagnétiques de chaque trajet de manière à maintenir les champs copv ï A 71 42054 14 2126172 correspondants de tous les trajets sensiblement en phase. 12. Dispositif selon la revendication 2 appliqué à un système à plusieurs canaux d'émission rayonnant une énergie électromagnétique le long desdits trajets multiples, ledit 5 dispositif étant caractérisé en ce qu'il comprend un circuit de commande de phase sensible aux composantes de modulation de l'énergie reçue pour ajuster la phase relative des champs électromagnétiques de chaque trajet de manière à maintenir les champs correspondants de tous les trajets sensiblement en phase. 10 13. Dispositif selon la revendication 12, caractérisé en ce que les circuits de traitement comprennent un.second filtre sensible aux composantes de modulation dramplitude approximativement à la fréquence de modulation de chaque trajet pour ajuster la phase des trajets associés d'après lesdites compo-15 sautes".