-1- 2096443 ' La présente invention se rapporte aux dispositifs de détection de signaux électriques en courant continu, et, plus particulièrement, à ceux capables de détecter à la fois la grandeur et la direction du signal continu. 5 Une méthode classique de détection d'un courant continu, selon la technique antérieure, lorsqu'un isolement électrique entre le signal détecté et la sortie, est nécessaire, consiste à utiliser une paire de transformateurs présentant des noyaux distincts constitués d'un matériau saturable, dans lesquels les 10 enroulements primaires et secondaires sont respectivement connectés en série. Un signal de courant alternatif ayant,par exemple, la forme d'un signal carré, est appliqué sur les enroulements primaires connectés en série et le courant continu à détecter est appliqué sur les enroulements secondaires, de 15 manière que les durées des alternances positives et négatives du signal alternatif soient ainsi modulées, puisque la présence du courant continu amène une saturation de l'un des circuits magnétiques plus rapide qu'en absence de courant continu. La modulation de ces durées est détectée de façon typique grâce à 20 un pont de diodes à double alternance placé dans le circuit- primaire, dont la sortie constitue un signal uni-directionnel correspondant à la grandeur du courant continu détecté» Cependant, on doit noter qu'aucune indication n'est donnée quant à la direction du courant continu ainsi détecté. 25 Selon une demande de^brevet divisionnaire pendants aux Etats-Unis d'Amérique sous le îï° 40 167, de la demanderesse, un dispositif a été inventé dans lequel la grandeur et la direction du signal à courant continu peuvent être toutes deux détectées, et qui nécessite l'emploi d'un seul transformateur- as-50 surant la symétrie de fonctionnement. Ce dispositif^ inventé par Bixby, emploie un oscillateur à oscillations libres du type Royer, qui est couplé par l'intermédiaire des enroulements primaires du transformateur et qui fournit des durées ô.1 alternances positives et négatives égales, sn l'absence de courant continu 55 à détecter. En présence de courant continu à détecter, l'oscillateur fournit des durées d'alternances dont l'inégalité sert d'indication sur la grandeur et la direction eu ocurfent continu à détecter. Ces durées sont utilisées pour coaMander les pério 71 2563S -2- 2098443 des de conduction et: 4.e noh-condUction d'un dispositif interrupteur dont la sortie est intégrée alors pour fournir-une sortie unidirectionnelle indicative de la relation entre les périodes de conduction et de non-conduction- du dispositif interrupteur. La sortie de l'intégrateur est alors comparée avec un signal de référence, de manière qu'une sortie nulle soit obtenue lorsque les durées sont essentiellement égales, et qu'une sortie positive ou négative soit fournie lorsque les durées diffèrent dans l'un ou l'-autre sens. La sortie différentielle est ainsi une indication de la grandeur et de la direction du signal de courant continu initial à détecter. La présente invention comprend un perfectionnement à la demande de brevet divisionnaire eh cours mentionnée plus haut et présente les avantages supplémentaires d'une meilleure stabilité en température pour une large gamme de variation de la température de fonctionnement et' fournit un dispositif qui a une réponse à large bande passante, de telle sorte que le dispositif peut répondre rapidement aux variations dans un dispositif de commande. De plus, le présent dispositif élimine la nécessité de prévoir un signal de référence pour la comparaison, en employant des techniques qui fournissent de façon inhérente une indication de la direction et de la grandeur du signal à courant continu détecté. La figure unique du dessin annexé est un schéma de principe du dispositif de détection selon la présente invention. En se référant maintenant à cette figure unique, on voit que, le dispositif de détection comprend un oscillateur libre, appelé communément oscillateur de Royer, RO, qui comprend une paire de transistors 0,1 et Q2 qui sont alternativement conducteurs. Un transformateur TF utilisé comprend un circuit magnétique M constitué d'un matériau magnétique à cycle BH essentiellement rectangulaire. Les enroulements primaires W1, W2, W3 et VM- du transformateur TF sont utilisés pour coupler entre eux les transistors Q1 et Q2 de l'oscillateur RD. Le transformateur TF est muni d'enroulements secondaires W5, W6, W7 et W8. Le signal à courant continu à détecter est appliqué sur l'enroulement W7 à partir l'une entrée de courant continu A, à travers une résistance Rl, de limitation de courant, connecté en 71 25838 -3- 2098443 série avec l'enroulement W7. Il est supposé initialement qu'aucun signal à courant continu ne soit appliqué sur l'enroulement W7, que le transistor Q1 soit conducteur et que le transistor Q2 soit non conducteur. Le courant est alors four-5 ni, à partir d'une source de tension continue positive PSP connectée au point commun des enroulements W1 et W2, dans l'extrémité pointée de l'enroulement W1, à travers une diode D1 et le circuit collecteur-émetteur du transistor Q1. La diode D1 est une diode à réponse rapide qui assure une forme d'onde de 10 sortie du transistor Q1 avec un temps de montée très bref lors de la commutation de ce transistor. Les émetteurs des transistors Q1 et Q2 sont ramenés à la masse à travers un réseau diviseur de tension qui comprend les résistances E2 et E3, le potentiomètre PI et la résistance E4. Les résistances E2 et E3 15 sont connectées en série entre les émetteurs des transistors Q1 et Q2 et le potentiomètre PI est connecté directement en parallèle sur ces résistances. Le curseur du potentiomètre PI est relié au point commun des résistances B2 et E3, et est relié à la masse à travers la résistance E4. Le transistor Q1 20 est maintenu en état de conduction grâce au courant de commande de base fourni par l'enroulement W3 dont l'extrémité pointée est reliée à la base du transistor Q1, l'extrémité non pointée de l'enroulement W3 étant reliée à travers les résistances E5 et E6 à la borne PSP. L'état de conduction du tran-25 sostor Q1 se poursuit jusqu'à ce que le matériau magnétique du. circuit M vienne en état de saturation positive. Ceci provoque la chute de la tension sur l'enroulement W3, supprimant ainsi la commande de base sur le transistor Q1 qui, par suite, se bloque. Le courant magnétisant ayant été supprimé sur le trans-30 formateur TF, le matériau magnétique revient à son niveau de flux rémanent, ce qui, combiné au courant délivré par la borne PSP à travers la résistance E6 et la résistance B7 dans l'extrémité pointée de l'enroulement W4-, l'extrémité non pointée de cet enroulement étant reliée à la base du transistor Q2, 35 fournit un courant de commande de la base sur le transistor Q2 qui rend ainsi ce dispositif conducteur. Le courant circule alors à partir de la borne PSP et l'extrémité non pointée de l'enroulement W2, à travers une diode D2 qui est une diode 71 25833 2098443 rapide du même type que la diode D1, le circuit collecteur-émetteur du transistor Q2, et vers la masse à travers le réseau diviseur. Le transistor Q2 est maintenu en état de conduc-tion^?ar l'enroulement WA- dont l'extrémité non pointée reliée à 5 la base du transistor Q2 est positive lorsque le courant pénètre par l'extrémité non pointée de l'enroulement W2. Le transistor Q2 reste dans l'état conducteur jusqu'à ce que le matériau magnétique du noyau M vienne en saturation négative, pour laquelle la tension sur les enroulements V4 et 10 W3 disparaît, supprimant ainsi la commande de la base sur le transistor Q2 qui se bloque. En réponse au retour du matériau magnétique à un niveau de rémanence et au courant fourni à l'enroulement V3 par la borne PSP à travers la résistance B6 et la résistance E5 reliée à l'extrémité non pointée de l'en-15 roulement W3, un courant de commande de base est fourni au transistor Q1 qui devient conducteur. Un courant est alors fourni au transistor Q1 à partir de la borne PSP, dans l'extrémité pointée de l'enroulement W1, à travers la diode rapide D1 et le circuit collecteur-émetteur du "transistor Q1. Un cycle 20 de fonctionnement complet de l'oscillateur BQ est ainsi défini. L'oscillateur E0 comprend une résistance R8 et une résistance E9 connectées entre les électrodes de base et d'émetteur des transistors respectifs Q1 et Q2. Une diode D3 et une diode D4 sont connectées d'anode à cathode entre les électrodes d'é-25 metteur et de base des transistors Q1 et Q2, respectivement, pour en protéger les jonctions base-émetteur. D'autre part, une diode D5 et une diode D6 sont connectées, d'anode à cathode, entre les électrodes d'émetteur des transistors Q1 et Q2, respectivement, et les électrodes d'anode des diodes rapides 30 D1 et D2 pour éviter l'apparition des tensions inverses aux bornes des transistors Q1 et Q2, respectivouent. Une diode Da et une diode Db sont connectées d'anode à cathode entre les électrodes d'émetteur des transistors Q1 et Q2, respectivement, et la connexion commune des résistances E5, B6 et E7. Le rôle 35 des diodes Da et Db est de fournir un circuit de retour pour le courant base-émetteur lorsque le transistor associé est conducteur. Les oscillations de l'oscillateur EO sont captées par 7.1 25838 -5- 2098443 l'enroulement W5 dont" l'extrémité pointée est mise à la masse, et dont l'extrémité non pointée est reliée à travers une résistance RIO à un sommet J1 d'un limiteur symétrique SL. le limiteur symétrique SL est un pont de diodes comprenant les diodes D7, D9 et D10 et une diode Zener connectée, de cathode à anode, entre les sommets J2 et J3» du pont. Le sommet J4, opposé au sommet Jl,est relié à la masse, connectant ainsi effectivement l'enroulement W5 aux bornes du pont limiteur symétrique. Une tension de polarisation est appliquée sur la diode Zener Z1 à travers un réseau de polarisation comprenant une résistance R11 reliée entre une borne PSP et le sommet J2, et une résistance R12 connectée entre le sommet J3 et la borne PSN Cfournissant une tension continue négative). La tension de polarisation est employée pour rendre la diode Zener Z1 conductrice, de telle sorte que les effets capacitifs de la diode Zener Z1 soient réduits lorsque l'oscillateur de Soyer RO commute ses transistors conducteurs. Dans le cas d'absence d'un signal d'entrée continu sur l'enroulement W7, une tension alternative va apparaître sur l'enroulement W5« Cette tension présentera des amplitudes positives et négatives égales et des durées d'alternances positives et négatives égales. Pendant 1er période^fe.e conduction du transistor Q1, l'extrémité non pointée de l'enroulement W5 sera négative et provoquera l'application sur la diode Zener Z1 d'une tension dépassant la tension de seuil de cette diode, à travers les diodes D7 et D8 du pont. Ainsi, une tension négative par rapport à la masse va apparaître aux bornes J1 et J4 du limiteur symétrique SL. Durant la demi-période pour la-qielle le transistor Q2 est conducteur, l'extrémité non pointée de l'enroulement W5 sera positive, ce qui applique sur la diode Zener Z1, à travers les diodes D9 et D1G, une tension dont la valeur dépasse le seuil de ZI et par suite, la tension apparaissant entre les jonctions J1 et J4- sera positive par- rapport à la masse, £n raison de l'action c'écrêtage eu- la diode Zener Z1 sur sa valeur de seuil, pour les deux demi-périodes de fonctionnement, les amplitudes des excursions positives et" négatives de la tension apparaissant entre les .jonctions J1 et J4 seront égales. Ainsi, pour la condition envisagée d'une fi 25838 -e- 2098443 entrée continue, nulle sur l'enroulement W7, la tension apparaissant; aux bornes du limiteur symétrique, entre les jonctions J1 et J4, possédera une composante continue nulle puisque les excursions de.s amplitudes positives et négatives sont égales, 5 ainsi que les durées des alternances négatives et positives. Si les amplitudes et les durées positives et négatives de la sortie sur l'enroulement W5 différent, le limiteur symétrique va donner naissance à des amplitudes positives et négatives égales ; par contre, le limiteur n'affecte pas les durées respec-10 tives des alternances positives et négatives. Le résultat global est l'apparition d'une composante continue à la sortie du limiteur symétrique SL ainsi qu'il sera expliqué plus en détail ci-dessousi On doit noter que l'utilisation d'une diode Zener Z1 et 15 des diodes D7, D8, D9 et D10 montées en pont, confère une stabilité en température si les coefficients de température de la diode Zener et de la paire résultante de diodes conductrices sont choisis pour réaliser une compensation. Les tensions de sortie ainsi fournies sont, par suite, essentiellement indépen-20 dantes de la température. Le point de jonction ou sommet J1 du limiteur symétrique SL est relié à la résistance R13 connectée d'autre part sur une entrée d'un amplificateur opérationnel 0A monté en intégrateur, le point de sommation SJ étant relié à un condensateur d'intégration 01 relié à la sortie,de telle 25 sorte que le signal de sortie de l'amplificateur opérationnel intégrateur OA soit l'intégrale de son signal d'entrée. Une diode D11 est connectée, d'anode à cathode, entre le point de sommation £J et la masse et une diode D12 est coneectée, de cathode à anode, entre le point de sommation fcJ et la masse. Le 30 rôle des diodes D11 et D12 est d'empêcher la tension du point de sommation de dépasser la valeur des chutes de tension directe des diodes D11 et D12, dans les directions positives et négatives respectivement, et par suite, de protéger les diverses jonctions semi-conductrices de 1'amplificateur opérationnel OA. 35 Une tension d'alimentation positive est fournie à l'amplificateur opérationnel OA par un diviseur de tension comprenant une résistance R14 et une diode Zener Z2 reliée entre une borne PSP et la masse, de manière qu' une tension positive fixe soit ap- h 258 3 Ô -7- 2098443 pliquée sur l'amplificateur opérationnel OA. De même, un réseau diviseur de tension comprenant une résistance R15 et une diode Zener Z3 est relié entre une borne PSN et la masse pour fournir une tension d'alimentation négative fixe à l'amplifi-5 cateur opérationnel OA; celui-ci reçoit également la combinaison série d'un condensateur C2 et d'une résistance R16, ainsi qu'un condensateur C3 connectée à partir de la sortie. Le rôle des composants C2, R16 et C3 est de modeler la réponse en fréquence de l'amplificateur opérationnel OA. Une résis-10 tance d'équilibrage R17 est reliée entre une deuxième entrée de l'amplificateur opérationnel OA et la masse et a pour fonction de présenter des impédances d'entrée équilibrées pour l'amplificateur opérationnel OA. Un amplificateur opérationnel typique pouvant être utilisé dans le présent dispositif 15 est l'amplificateur connu dans l'industrie sous l'appellation 709. Le signal intégré fourni par la sortie de l'amplificateur opérationnel OA est appliqué par une résistance R18 au point d'entrée J5 de l'amplificateur de puissance PA. La jonction J5 fait partie d'un réseau diviseur de ten- 20 * sion qui comprend une résistance R19 et une diode D13 connectée entre une borne PSP et la jonction J5» et une paire de diodes D14- et D15 et -une résistance R20 connectées entre la jonction J5 et une borne PSN. Lorsque l'intégrateur I fournit un signal de sortie positif ou négatif, le niveau de ;tension ^ de la jonction J5 se trouvera correctement élevé ou abaissé. La base d'un transistor Q3 du type NPN est connectée sur le point de jonction J6 situé entre la résistance R19 et la diode D13. La base d'un transistor NPÏÏ Q4 est reliée au point de jonction J7 entre la diode D15 et la résistance R20. Par suite, si la tension sur la jonction J5 devient positive, la jonction J6 devient plus positive, amenant le transistor Q3 à fournir un courant de sortie plus intense. Inversement, si le point de jonction J5 devient négatif, le point de jonction J7 devien-^ dra plus négatif, augmentant ainsi la conductivité du transistor Q4 de type PHP qui fournira un courant de sortie supérieur. Le transistor Q3 est relié à un transistor Q5 de type KPN avec une configuration d'amplificateur Darlington, c'est-à-dire 30 11 25838 -8- que les collecteurs sont reliés ensemble et que l'émetteur du transistor Q3 est relié à la base du transistor Q5* Une résistance E22 relie les collecteurs des transistors Q3 et Q5 à une borne PSP. La sortie de l'amplificateur Darlington Q3 -Q5 est prise sur l'émetteur du transistor Q5» au point de jonction J8. Lorsque le transistor Q3 fournit au transistor Q5 un courant d'émetteur supérieur, le courant de sortie sur la jonction J8 va augmenter en conséquence. D'une manière complémentaire, le transistor Q4- est connecté, dans une configuration Darlington, avec un transistor Q6 qui est également du type PHP, l'émetteur du transistor Q4 étant relié à la base du transistor Q6 et les deux collecteurs étant reliés ensemble, à travers une résistance E2J, sur une borne PSN. L'émetteur du transistor Q6 rest relié au point de jonction J8. Lorsque le transistor Q4 fournit davantage de courant émetteur-base au transistor Q6, le transistor Q6 va fournir un courant accru dans la jonction J8, c'est-à-dire dans une direction opposée à un signal de sortie fourni par le transistor Q5« le point de jonction de sortie J8 de l'amplificateur de puissance PA est relié à travers une résistance de réaction R24-, à l'extrémité pointée de l'enroulement W8, dont l'autre extrémité est mise à la masse. Dans l'exemple considéré, pour lequel aucun signal continu n'est appliqué sur l'enroulement W7 et pour lequel des amplitudes égales et des durées égales pour les alternances positives et négatives sont captées par l'enroulement W5, l'entrée de l'intégrateur I venant du limiteur symétrique ne contiendra aucune composante continue, et par suite, la sortie de l'intégrateur sera essentiellement une tension nulle qui, appliquée sur la jonction J5 de l'amplificateur de puissance va fournir un courant nul dans la jonction J8 et dans l'enroulement W8. Le potentiomètre Pi dans les circuits d'émetteur des transistors Q1 et Q2 de l'oscillateur RO est ajustable pour s'assurer qu'un courant nul apparaît dans l'enroulement W8 lorsqu'un courant d'entrée nul est appliqué sur l'enroulement W7. Supposons maintenant qu'un courant continu soit fourni par l'entrée continue A, à travers la résistance R1, dans ' ' 25838 -9- 2098443 l'entrée pointée de l'enroulement W?. En raison de la convention des phases entre l'enroulement W7 et les enroulements primaires W1 et W2, une telle direction de courant continu sera détectée dans les enroulements primaires, un courant de direc-5 tion indiquée dans l'enroulement W7 aidant le courant dans l'enroulement W1 à amener le circuit magnétique M en saturation positive, alors qu'il s'opposera au courant de l'enroulement W2 pour atteindre la saturation négative du circuit M. Ainsi, pendant les instants de conduction du transistor Q1, avec un 10 courant pénétrant par l'extrémité pointée de l'enroulement W7, un temps inférieur sera nécessaire pour faire passer le circuit M de la saturation négative à la saturation positive, lors du blocage du transistor ^1. Inversement, un temps supérieur, par rapport au cas d'un courant d'entrée nul sera nécessaire 15 pour faire passer le circuit magnétique M de la saturation positive à la saturation négative, et, par suite, le transistor j-Q2 restera conducteur pendant une période de temps supérieure. Le résultat global est que la durée de conduction du transistor Q1 est plus faible que la durée de conduction du transis-20 tor Q2. Il s'ensuit également que la tension induite dans l'enroulement ¥5 aura une amplitude supérieure pendant les périodes de conduction du transistor Q1 et aura une amplitude inférieure durant les périodes de conduction du transistor Q2 car les volts-secondes requis pour le passage de la saturation négati-25 ve à la positive, sont égaux à ceux requis pour le passage de la saturation positive à la saturation négative. Le signal bi-directionnel apparaissant aux bornes de l'enroulement W5 et qui présente des amplitudes différentes et des durées différentes pour les alternances positives et négati\Tes, 30 est appliqué sur le limiteur que SL, dans lequel les amplitudes sont écrêtées toutes deux à la même valeur. Le signal apparaissant ainsi entre les jonctions ©t. J"1 est un signal bi-direetionnel présentant des amplitudes égales pour les polarités positives et négatives, siais avec des durées dif-35 férentes. En d'autres tenues, ôuram; les périodes de conduction c du transistor Q1 (alternance positive), une tension négative d'une valeur prédéterminée est fournie entre les points de-jonction Ji et J4. Durant la période de conduction du transis- _r r ;>r '.j ^ '71 25838 -1°- 2098443 tor Q2~(alternance négative) une tension positive de la même amplitude prédéterminée apparaîtra entre les jonctions J1 et J4. On peut donc voir que le signal composite apparaissant entre les points de jonction J1 et J4 présente une composante 5 continue, qui, dans le cas présent, sera positive puisque la durée des alternances négatives est supérieure à la durée des alternances positives, en correspondance avec l'amplitude et la direction du courant dans l'enroulement W7. En appliquant la sortie bi-directionnell,e apparaissant 10 entre les points de jonction J1 et J4 sur l'intégrateur I, la composante continue peut en être extraite afin d'être appliquée sur ia borne d'entrée J5 de l'amplificateur de puissance P4. Le signal aux bornes du limiteur symétrique comprend une 15 oômposante alternative à la fréquence de fonctionnement de l'oscillateur RO et cette composante doit être éliminée du signal de sortie de l'intégrateur I. Une technique possible consiste à utiliser une capacité d'intégration C1 de valeur élevée de manière que la constante de temps de l'intégrateur I 20 soit relativement importante. Cette technique présente le désavantage de limiter la réponse en fréquence du dispositif en l'empêchant de répondre à des changements rapides des conditions du circuit. La présente invention'évite l'utilisation d'une capacité d'intégration C1 de valeur élevée qui réduirait 25 la bande passante du dispositif, grâce à l'utilisation d'un signal de compensation appliqué sur l'amplificateur opérationnel intégrateur OA. Le signal de compensation est développé aux bornes de l'enroulement W6, dont l'extrémité non pointée est reliée à la 30 masse et dont l'extrémité pointée est reliée, à travers un potentiomètre P2 et une résistance R 25, à l'entrée de l'amplificateur opérationnel OA. xl faut noter que le sens de l'enroulement W6 est opposé à celui de l'enroulement W5. Par conséquent, la sortie de 1'enroulement W6 sera déphasée de 180° 35 par rapport à la sortie de l'enroulement W5. En conséquence> à l'entrée de l'amplificateur opérationnel OA, le signal bidirectionnel venant du limiteur symétrique SL et appliqué par la résistance R13» sera déphasé de 180° par rapport au signal 71 25838 -11- 2098443 ✓ de compensation non écrêté appliqué à travers le potentiomètre P2 et la résistance R25. Ainsi les composantes alternatives du signal écrêté venant du limiteur symétrique SL seront annulées par la forme d'onde de compensation non écrêtée et inver-5 sée venant de l'enroulement W6. La grandeur du signal de compensation peut être .ajustée par le potentiomètre P2 pour assurer une suppression effective. La composante continue de la sortie du limiteur symétrique ".SL ne sera pas affecte dans la mesure où la sortie non écrêtée de l'enroulement W6 ne com-10 porte pas de composante continue. Le signal résultant d'entrée de l'amplificateur opérationnel OA est ainsi la composante continue, une portion importante des composantes alternatives apparaissant entre les points J1 et J4 du limiteur symétrique SL se trouvant annulée. 15 Dans la mesure où un pourcentage important des composan tes alternatives à l'entrée de 1'amplificateut opérationnel OA a été supprimé, la capacité d'intégration C1 peut être rendue relativement faible puisqu'il n'est plus nécessaire d'atténuer les composantes alternatives par un intégrateur à grande cons-20 tante de temps. Ainsi, la bande passante du dispositif maintenant possible, est nettement plus large que la bande autorisée sans le signal de compensation. Par suite, le présent dispositif permet une réponse rapide aux variations des conditions, réponse rapide qui serait impossible autrement. 25 Dans le présent exemple, avec un courant continu pénétrant dans l'extrémité pointée de l'enroulement W7, l'entrée positive sur l'amplificateur opérationnel OA s'y trouve inversée, apparaît ainsi comme un signal négatif correspondant à la sortie qui est appliquée au point de jonction J5 de l'ampli-50 ficateur de puissance PA. L'amplificateur Darlington Q4-Q6 est ainsi rendu plus conducteur, ce qui provoque une circulation de courant vers le point de jonction J8 et, par suite, une sortie de courant par l'extrémité pointée de l'enroulement W8, à travers la résistance R24. La grandeur du courant sortant 35 de l'extrémité pointée de l'enroulement W8 est directement proportionnelle au courant entrant par l'extrémité pointée de l'enroulement W7 et peut être mesurée ou utilisée comme indication directe de la valeur de ce courant d'entrée en tant que grandeur et direction. f\ 25838 -12- 2098443 Le f onc tionnement du dispositif de détection pour la situation inverse dans laquelle le courant sort par 11 extrémité pointée de l'enroulement W7 est semblable. Dans ce cas, le courant sortant par l'extrémité pointée de l'enroulement W7 va renforcer le courant à travers l'enroulement W2 et s'opposer au courant à travers W1. Par suite, le temps de conduction (durée de repos) du transistor Q2 sera plus court que le temps de conduction (durée de travail) du transistor Q1, la tension captée sur l'enroulement W5 étant plus importante durant la période de conduction du transistor Q2 en comparaison de la tension durant la période de conduction du transistor Q1. La sortie de 1'enroulement W5 sera écrêtée en amplitude dans le limiteur symétrique SL et, par suite, présentera une composante continue négative. Les composantes alternatives de la sortie du limiteur symétrique SL seront annulées par le signal de compensation non écrêté appliqué à l'entrée de l'amplificateur opérationnel GA. La composante continue négative de la sortie est inversée dans l'amplificateur opérationnel OA et apparaît comme un signal positif sur la jonction J5 de l'amplificateur de puissance PA. Ce signal positif va rendre la paire Darlington Q3-Q5 plus fortement conductrice, ce qui va fournir un courant sortant du point de jonction J8 et pénétrant par l'extrémité pointée de l'enroulement W8, ce courant fourni à l'enroulement W8 étant directement proportionnel au courant d'entrée dans l'enroulement V7 et représentatif de la direction du courant. En résumé, on a vu que le dispositif de détection selon la présente invention fournit un signal de sortie détecté représentatif de la grandeur et de la direction du signal à courant continu à détecter, dispositif qui peut être nécessaire, par exemple, pour contrôler le courant dans l'inducteur d'une machine à courant continu, et dans lequel les signaux d'entrée et de sortie sont électriquement isolés. De plus, l'utilisation d'un limiteur symétrique SL comprenant un pont de diodes et une diode Zener pour élaborer la composante continue à partir du signal de sortie de l'oscilisbeur permet une stabilité en température inhérente. De plus, l'utilisation d'un signal de composition pour supprimer les composantes alternatives provenant du limi- 71 25838 -15- 2098443 teur symétrique, autorise une réponse à large "bande et permet des réponses rapides aux variations de circuit. De plus, l'utilisation d'un limiteur symétrique qui élabore la composante continue, élimine la nécessité d'un signal de référence qui serait autrement nécessaire pour définir le niveau de détection dans le cas d'un courant d'entrée nul. 71 25838 "W" 2098443 REVENDICATIONS 1.- Dispositif de détection de la grandeur et de la direction d'un signal à courant continu, comprenant un transformateur ayant un circuit magnétique en matière saturable et des enroulements primaire et secondaire; un organe pour appliquer 5 ledit signai continu à détecter sur ces enroulements primaire et secondaire; un circuit oscillateur couplé au moyen de l'enroulement primaire pour osciller avec des amplitudes de polarité et des durées des alternances positives et négatives substantiellement égales en l'absence dudit signal continu à détecter 10 et avec des amplitudes de polarité et des périodes inégales en présence dudit signal continu à détecter; un limiteur symétrique sensible auxdites durées et délivrant un signal bi-direction-nel écrêté ayant essentiellement des amplitudes de polarité égales et de durées de périodes de travail et de repos correspon-15 dant aux durées des alternances positives et négatives dudit oscillateur, de sorte que ledit signal écrêté a une composante à courant continu correspondant en grandeur et en direction audit courant .continu à détecter; un organe sensible audit signal écrêté pour délivrer un signal à composante correspondant à la-20 dite composante de courant continu; et un organe sensible audit signal à composante pour délivrer un signal détecté indiquant la grandeur et la direction dudit signal à courant continu à détecter. 2.- Dispositif selon la revendication 1, caractérisé par 25 le fait que le limiteur comprend des dispositifs connectés en pont de façon à être relativement sensibles aux variations de température, de sorte que ledit signal écrêté comprenant ladite composante à courant continu et correspondant audit signal à courant continu à détecter, est essentiellement indépendant 30 des variations dues à la température. 3.- Dispositif selon la revendication 1 ou 2, caractérisé par le fait que le limiteur comprend un deuxième enroulement secondaire sensible aux dites durées et un courant en pont connecté aux bornes dudit deuxième enroulement avec lequel il coo- 35 père, ce circuit en pont comprenant un dispositif à seuil coopérant pour limiter l'excursion de tension de deux polarités à une valeur prédéterminée. 71 25838 -15- 2098443 4.- Dispositif selon l'une des revendications 1 à 3, caractérisé par le fait qu'il comprend encore un organe, de compensation sensible aux dites durées des alternances positives et négatives pour délivrer des signaux bi-directionnels non 5 écrêtés dont l'amplitude de polarité et les durées correspondant audit oscillateur et qui sont en opposition de phase avec lesdits signaux écrêtés, et un organe pour combiner lesdits signaux écrêtés et non-écrêtés de sorte que les composantes alternatives desdits signaux écrêtés aient tendance à être 10 annulées avant une réaction de l'organe sensible auxdits signaux écrêtés. 5.- Dispositif selon la revendication 4, caractérisé par le fait que ledit organe de compensation comprend un troisième enroulement secondaire sensible aux dites durées et bobiné en 15 opposition par rapport audit deuxième enroulement. 6.- Dispositif selon l'une quelconque des revendications 1 à 5) caractérisé par le fait que ledit organe sensible audit signal écrêté comprend un organe d'intégration pour intégrer ledit signal écrêté qui lui est appliqué pour dériver ledit si- 20 gnal de sortie. 7.- Dispositif selon la revendication 4, caractérisé par le fait que ledit organe sensible audit signal écrêté comprend un organe pour intégrer ce signal qui lui est appliqué pour dériver ledit signal à composante, cet organe comprenant un ampli- 25 ficateur opérationnel et un condensateur connecté à cet amplificateur par une boucle de réaction, tandis que l'organe pour combiner les signaux est connecté à l'entrée dudit amplificateur opérationnel, lesdites composantes de courant alternatif étant compensées par ledit signal écrêté qui délivre une plus large 30 bande passante pour ledit organe d'intégration. 8.- Dispositif selon la revendication 1, caractérisé par le fait qu'un organe à réaction est prévu qui comprend un autre enroulement secondaire sensible audit signal détecté et qui est bobiné de façon que le courant le traverse dans une direc- 35 tion opposée à celle dudit signal continu à détecter fourni audit premier enroulement. 9.- Dispositif suivant la revendication 8, caractérisé par le fait que ledit organe sensible audit signal de compensation comprend un amplificateur pour délivrer ledit signal de sortie 40 détecté audit organe de réaction à un niveau amplifié.