La présente invention concerne un système pour transmettre des données numériques par un canal de télécommunication et pour recevoir de manière fiable ces données à des débits ou fréquences de transmission exceptionnellement élevés en présence des effets 5 combinés de l'interférence entre les symboles (ou interférence intersymbole) du bruit et des autres perturbations de transmission. L'invention comporte plus particulièrement un moyen de déterminer la valeur numérique d'un chiffre transmis en soustrayant des composantes pondérées d'échantillons de signaux reçus précédemment 10 et enregistrés du signal qui est reçu ultérieurement de façon à annuler pratiquement les effets de l'interférence intersymbole résultant d'un mélange entre les chiffres précédemment reçus et le dernier chiffre reçu. Le dispositif de réaction de décision du système élimine la plus grande partie d'interférence inter-15 symbole et un égaliseur transversal assure une démodulation linéaire optimale des échantillons de signal de données pour combattre le reste de l'interférence intersymbole et le bruit. L'emploi combiné d'un dispositif de retour de décision et d'un égaliseur transversal permet de restituer les données malgré 20 les effets combinés de l'interférence intersymbole et de bruit. Les distorsions de retard et d'amplitude augmentent la sensibilité de la transmission de données au bruit qui est en lui-même capable d'introduire des erreurs. Ceci est particulièrement vrai lorsque le débit ou fréquence de transmission approche de la 25 "fréquence de Nyquist" (cette fréquence est en'fait une rapidité de modulation dont la valeur en bauds est numériquement égale au double de la largeur de bande disponible en hertz). La fréquence d'utilisation du système de la présente invention approche de la fréquence de Nyquist. Jusqu'ici, la fréquence de Nyquist n'a que 30 rarement été approchée ou dépassée, sauf dans les conditions idéales d'expériences en laboratoire. De ce fait, les distorsions de retard et d'amplitude doivent être compensées, non seulement pour réduire le taux d'erreurs, mais également pour mieux utiliser le canal dans la transmission à grand débit de données sur 35 une largeur de bande fixe. Dans le passé, diverses techniques ont été utilisées pour corriger la distorsion des données numériques par le chemin de transmission pour des fréquences basses. Par èxemple, si des caractéristiques de la ligne de transmission sont connues, il est possible d'obtenir une telle égalisation par 40 l'introduction d'une pré-distorsion, c'est-à-dire en transmettant 71 04497 2 2079366 un signal avec distorsion initiale telle que la distorsion introduite par la ligne le modifie et produise à la réception un signal de forme d'onde convenable. Cette technique particulière est évidemment limitée aux cas où les caractéristiques de transmission de 5 la ligne sont constantes et connues. Une autre technique de correction de la distorsion de retard d'une ligne de transmission fait appel à un égaliseur transversal. Un égaliseur transversal est constitué d'une ligne à retard à prises multiples et de multiplicateurs associés individuel-10 lement à chaque prise de la ligne. Les multiplicateurs règlent l'amplitude et la polarité du signal issu de la prise correspondante de la ligne à retard. Les sorties des multiplicateurs sont ensuite additionnées pour fournir la sortie de l'égaliseur transversal. Par un choix convenable de l'espacement des prises 15 et des facteurs de multiplication associés, un tel égaliseur permet d'éliminer l'interférence intersymbole.Les égaliseurs transversaux sont cependant limités car ils ne peuvent compenser complètement de fortes distorsions du signal sans l'affaiblir beaucoup plus que le bruit. 20 La demande de brevet des Etats-Unis d'Amérique n° 643 517 déposée le 5 juin 1967 par Gerald K. McAULIFFE et David M.MOTLEY décrit un système adaptatif utilisant la réponse impulsionnelle d'un canal de transmission pour en tirer un signal de correction qui, lorsqu'il est combiné au signal reçu, permet de restituer 25 les données transmises avec une distorsion essentiellement nulle. Pour ce faire, on enregistre les bits d'information corrigés précédemment reçus et on effectue une intercorrélation entre ces bits et le signal reçu de façon à obtenir la caractéristique de réponse impulsionnelle du canal de transmission. L'intercorrélation est 30 obtenue par une multiplication numérique de chacun des n plus récents bits d'information reçus par le signal corrigé précédemmerfc reçu et par une intégration de ces produits dans le temps. On obtient ensuite un signal de correction en multipliant numériquement les valeurs mesurées de la caractéristique de réponse impul-35 sionnelle par les données enregistrées et on fait la somme de ces produits. Ce signal de correction est soustrait du signal reçu pour fournir le signal corrigé utilisé à la fois comme- signal de sortie du système et comme signal enregistré pour le traitement. L'une des limitations du système ci-dessus réside dans le fait 40 que le processus de calcul des gains de l'égaliseur transversal 71 04497 3 2079366 et de la caractéristique de réponse impulsionnelle met en oeuvre des circuits analogiques comprenant des intégrateurs linéaires, des condensateurs, etc. Le système n'est donc pas très stable à cause du vieillissement à long terme des composants et/ou de leur 5 dérive du fait de variation de température. Un autre système intéressant est décrit dans la demande de brevet des Etats-Unis d'Amérique n° 739 555 déposé le 24 juin 1968 par Jon P. HARTMANN et Gérald N. YUTZI. Le système décrit dans cette demande détermine la réponse impulsionnelle d'un canal de 10 transmission par une technique qui est basée sur une méthode de résolution numérique de plusieurs équations linéaires simultanées. La réponse impulsionnelle mesurée permet d'obtenir un signal de correction qui, lorsqu'il est combiné avec /signal reçu ,permet de rétablir les données transmises avec une distorsion essentiel-15 lement nulle. Les équations simultanées sont résolues par une méthode qui nécessite le calcul d'un reste pour chaque nouvelle impulsion de donnée traitée par l'égaliseur et l'ajustement de la réponse impulsionnelle enregistrée du canal pour minimiser le reste. Lorsque la réponse impulsionnelle du canal est correctement 20 déterminée et si les impulsions de données précédentes sont correctes, le reste doit être nul. Si les restes sont différents de zéro, on ajuste la réponse impulsionnelle en ajoutant ou en retranchant un incrément fixe de sa valeur enregistrée chaque fois qu'une impulsion de donnée est traitée et qu'un reste est calculé. 25 On peut ainsi ajuster la réponse impulsionnellé de façon à suivre continuellement les variations du canal téléphonique pendant la transmission normale des données sans l'emploi de mires spéciales d'égalisation. Le brevet des Etats-Unis d'Amérique n° 3 368 168 décrit un 30 système établissant une corrélation continue entre les échantillons de sortie d'un égaliseur transversal et la séquence de données polaires reçue pour déterminer la polarité des composantes d'interférence intersymbole pour la réponse du canal de transmission à une impulsion unique. L'emploi de ces polarités permet de 35 déterminer le sens des incréments successifs dont sont modifiés les gains des atténuateurs associés aux prises ±e 1'égaliseur.Les composants d'interférence intersymbole de la réponse impulsionnelle effective du canal sont estimés, dans le cas d'une transmission de donnges binaires polaires, en échantillonnant la sor-40 tie analogique/l'égaliseur transversal à la fréquence de trans- 71 04497 4 2079366 mission des données, en découpant les échantillons pour détecter la fréquence de données reçue, en soustrayant le symbole de donnée normalisé actuellement reçu de la sortie analogique présente pour déterminer la composante d'erreur présente et établir une 5 corrélation avec les bits d'information reçus dans le passé, le présent et le futur, sur toute la plage d'analyse de l'égaliseur pour-obtenir une série de produits correspondant aux échantillonnages successifs. On fait ensuite la moyenne des produits sur un certain nombre d'intervalles d'échantillonnage. La polarité de 10 ces valeurs moyennes est ensuite déterminée par un circuit de découpage. Les atténuateurs associés à chaque prise de l'égaliseur sont ensuite réglés par incrément à l'inverse des polarités déterminées . Le brevet des Etats-Unis d'Amérique n° 3 414 819 décrit un 15 autre système intéressant permettant de réaliser un égaliseur transversal adaptatif pour des données numériques à plusieurs niveaux (non linéaires) dans lequel les atténuateurs connectés à des prises régulièrement espacées sont réglés par incréments d'après une corrélation entre la polarité de chaque symbole de don-20 née reçu et une composante de polarité d'erreur pour minimiser l'interférence intersymbole. En résumé, un tel système d'égalisation adaptatif est basé sur une conversion en forme numérique de la comparaison du signal analogique reçu pour n'obtenir que la polarité du signal d'erreur, et non pas son amplitude réelle. 25 Dans une forme préférée de l'invention, un émetteur transfor me un chiffre de données numériques en un signal analogique modulé qui est appliqué à une ligne de transmission. Un récepteur comprend un démodulateur pour traiter le signal analogique modulé reçu. Un égaliseur transversal reçoit le signal démodulé et fournit un 30 signal de sortie à un circuit d'addition dont la sortie est compensée pour minimiser les composantes d'interférence et pour maintenir et accentuer le bit d'information de plus haut rang du signal de sortie. Le signal de sortie du circuit d'addition est appliqué à un échantillonneur fonctionnant à la fréquence de trans-35 mission des données. Le signal ainsi échantillonné est appliqué à un moyen de décision qui détermine sa polarité et/ou son amplitude pour fournir un signal binaire représentatif. Un circuit de réaction de décision reçoit le signal binaire et renvoie le signal transformé moins son bit de plus haut rang vers le circuit 40 d'addition pour qu'il y soit soustrait d'un signal de sortie ap- cqpy À 71 04497 2079366 5 paraissant ultérieurement de façon à annuler l'interférence intersymbole qu'a introduit le dernier chiffre évalué. La présente invention a donc pour objet un système capable de recevoir correctement des données numériques en présence d'in-5 terférence intersymbole, de bruit ou d'autres perturbations de transmission. Pour atteindre ce but, la distorsion de s données numériques transmises est corrigée au moyen d'un égaliseur trans-• versai et d'un circuit de réaction de décision permettant d'obtenir une égalisation efficace pour une grande variété de caracté-10 ristiques de transmission. Le système de l'invention est basé sur une réaction de décision qui permet d'éliminer simultanément de plusieurs échantillons de signal la totalité de l'interférence intersymbole qui est due aux chiffres précédemment reçus. L'égaliseur transversal applique une opération linéaire optimisée à 15 deux ou plusieurs échantillons de signal pour réduire la probabilité d'une erreur de décision dans la détermination du chiffre. D'autres avantages et caractéristiques ressortiront de la description détaillée qui va suivre, faite en regard des dessins annexés et donnant à titre explicatif, mais nullement limitatif, 20 plusieurs formes de réalisation conformes à l'invention. La figure 1 est un schéma synoptique simplifié d'une forme préférée de l'émetteur de la présente invention. La figure 2a est un schéma synoptique plus détaillé du cir-25 cuit de mise en forme du signal de l'émetteur de la figure 1. La figure 2_b est un diagramme de forme d'onde de la réponse impulsionnelle du circuit de mise en forme de la figure 2a. La figure 3 est un schéma synoptique d'un circuit de mise en forme d'un signal utilisable dans l'émetteur de la figure 1 30 pour des vitesses de transmission moyennes à élevées. La figure 4 est un graphique de la réponse de l'un des filtres de lissage de la figure 2a. La figure 5 est un schéma synoptique détaillé du modulateur de l'émetteur de la figure 1. 35 la figure 6 est un schéma synoptique d'une forme préférée de récepteur de la présente invention. La figure 7 est un schéma synoptique de la partie du récepteur de la figure 6 qui sert à la correction de la porteuse. La figure 8 est un schéma synoptique détaillé de la boucle 40 d'accrochage de phase du circuit de la figure 7. COPY 71 04497 6 2079366 La figure Q est un schéma synoptique détaillé du correcteur de déphasage du circuit de la figure J. Les figures 10a à 1 0e_ illustrent des spectres facilitant la compréhension du fonctionnement de la présente invention. 5 La figure 11 est un schéma synoptique détaillé d'un égaliseur transversal utilisé dans le récepteur de la figure 6. La figure 12 est un schéma synoptique du dispositif de retour de décision du récepteur de la figure 6. La figure 13 est un schéma synoptique du dispositif de réta-10 blissement de la synchronisation des chiffres dans le récepteur de la figure 6. La figure 14 illustre la réponse impulsionnelle d'un système ne comprenant ni égalisation de la forme du signal, ni réaction de décision. 15 La figure 15 illustre la réponse impulsionnelle d'un système prévu pour la remise en forme et égalisation du signal. La figure 16 est un schéma synoptique d'un circuit de mise en forme d'un signal à plusieurs niveaux dans l'émetteur de la figure 1 . 20 La figure 17 est un diagramme des niveaux de signal facilitant la compréhension du fonctionnement du système à plusieurs niveaux. La figure 18 illustre un dispositif de décision à plusieurs niveaux utilisable dans le récepteur de la figure 6 , et La figure 19 est un schéma synoptique d'un dispositif de re-25 tour de décision à plusieurs niveaux utilisable dans le récepteur de la figure 6. La figure 1 est un schéma synoptique général de la partie émettrice 10 et du canal de transmission 18 du système de l'invention. Dans ce qui suit, on supposera que le canal de transmission 30 18 est une ligne téléphonique qui, comme on le sait, est normalement incapable de transmettre des signaux en courant continu, de sorte que les systèmes qui utilisent des lignes téléphoniques ordinaires à largeur de bande vocale doivent comporter un processus quelconque de modulation. Dans le cas présent, les données numéri-35 ques sont appliquées à la•,borne d'entrée de l'émetteur qui est relié à l'entrée d'un circuit de mise en forme de signal 11 et d'un circuit de mise en -forme de la bande de base en quadrature 12. La figure 2a représente une forme de réalisation possible du 40 circuit de misé en forme de signaux numériques 11. Le circuit 11 copy~ J 71 04497 2079366 comprend un registre à décalage 20 dont l'entrée est reliée à la borne d'entrée de données DO (figure 1). Le registre à décalage 20 comprend n sorties parallèles,-.n-étant fonction de la précision de la mise en forme du signal nécessaire pour une application 5 particulièrei n transistors de commutation 21 reçoivent les sorties correspondantes au registre 20 et les appliquent à n résistances de pondération 22. Les chiffres à transmettre passent à travers le- registre de décalage 20 et reçoivent le signe voulu avant d'être multipliés par des coefficients convenables a^ à an 10 au moyen des transistors 21 et des résistances de pondération 22. Les valeurs a^ à an des résistances de pondération sont choisies de manière que le courant qui circule à travers chaque résistance soit proportionnel à l'amplitude de l'échantillon correspondant de la réponse inpulsionnelle (ou signal d'un chiffre) que l'on dé-15 sire obtenir à ]a sortie de circuit de mise en forme 11, comme représenté sur le graphique de la figure 2b. Chaque résistance de pondération est approximativement inversement proportionnelle à l'amplitude d'échantillon correspondante de la courbe de réponse désirée pour le circuit de mise en forme. Les résistances de pon-20 dération sont reliées à un amplificateur d'addition 23. Lorsqu'un chiffre unique est introduit dans le registre à décalage 20, la sortie S 23 de l'amplificateur d'addition 23 fournit une approximation en marches d'escalier ou approximation par tranches successives de la courbe de réponse désirée représentée figure 2b. 25 Le filtre de lissage 24 qui est relié à la sortie de l'amplificateur 23 transforme cette approximation en marches d'escalier en une courbe de réponse lisse S 24 sur la figure 2b. Pour étendre la courbe de réponse dans le sens du temps négatif, on peut ajouter des étages supplémentaires de mise en forme à gauche de l'éta-30 ge a1 de la figure 2a_. Dans le cas d'un signal multi-niveau, le registre simple représenté doit être remplacé par un registre à décalage multi-niveau équivalent. Les modifications nécessitées par les signaux multi-niveau seront décrites ultérieurement. Les valeurs des résistances 22 dépendent des caractéristiques parti-35 culières de l'émetteur, du récepteur et du canal de transmission, de sorte' qu'elles doivent être déterminées empiriquement dans chaque cas d'application. Les principaux facteurs à considérer dans la synthèse de la caurbe de réponse du circuit de mise en forme sont : 40 1 - la réduction à un minimum de l'interférence intersymbole COPY 71 04497 8 2079366 à l'entrée de l'égaliseur transversal 47 du récepteur 40 (figure 6) de façon que eet égaliseur et son circuit de réaction de décision 49 (figure 6) puissent corriger l'interférence intersymbole résiduelle sans nécessiter des circuits exagérément coûteux ni réduire excessivement le rapport signal/bruit du système. 2 - l'adaptation approximative de la partie principale du signal transmis (qui contient le bit le plus significatif de la donnée) au canal pour obtenir un transfert convenable de la puissance du signal et un rendement signal/bruit effectif élevé au ^c, niveau du récepteur. En général, les caractéristiques du circuit de mise en forme sont étudiées pour corriger la réponse impulsionnelle (ou à un seul chiffre) de l'ensemble du système (entre l'entrée du circuit de mise en forme du signal et l'entrée de 1' égaliseur transversal) pour un canal de transmission nominal. 4 f— Le circuit de mise en forme décrit ci-dessus est utilisable lorsque le débit de transmission est supérieur à environ trois fois la largeur de bande du canal. Pour des débits de transmission plus faibles, c'est-à-dire dans la presque totalité des applications, on doit utiliser plus d'un échantillon de la courbe 2Q réponse impulsionnelle. La fréquence d'échantillonnage doit être au moins double de la largeur de bande du canal, et, pour des raisons pratiques, au moins trois fois la largeur de bande du canal. La figure 3 représente un circuit de mise en forme utilisable 2j- pour des débits de transmission compris entre 1,5 et 3 fois la largeur de bande du système. Les données binaires sont appliquées à l'entrée DO d'un registre à décalage 25 à n étages. A chaque étage du registre 25 sent associés deux transistors de commutation 28a et 28b et deux résistances de pondération 22a et •jq 22b. Là encore, les valeurs consécutives des résistances de pnndé-ration 28 sont choisies de manière que les courants qui y circulent soient proportionnels aux échantillons correspondants de la courbe de réponse désirée. Si les amplitudes des échantillons consécutifs de cette courbe sont a^, ag, a^, a^,etc., les inten-^ sites qui traversent les résistances de pondération doivent être proportionnelles à ces amplitudes. Les sorties des résistances de pondération sont reliées en alternance à un amplificateur d'addition 26 et à un amplificateur d'addition 27. Un commutateur de multiplexage 30 relie l'amplificateur 26 au filtre de lissage 24 2^ pendant Ta première moitié de chaque iiitervaJLle ou période de copy" J 71 04497 9 2079366 baud et. relie l'amplificateur d'addition 27 au filtre de lissage 24 pendant la seconde moitié de chaque intervalle de baud. Dans les circuits des figures 2a et 3, le filtre de lissage 24 est un simple filtre passe-bas dont les caractéristiques de 5 réponse sont représentées figure 4. La caractéristique amplitude- fréquence du filtre de lissage est plate et sa caractéristique environ phase-fréquence est linéaire entre 0 et/W hertz, W étant la largeur de' bande du système de transmission. L'affaiblissement introduit par le filtre de lissag§ést égal ou supérieur à 30 dB au-10 dessus de 2W. Dans le cas général, le modulateur 15 de la figure 1 peut être n'importe quel type de modulateur d'amplitude linéaire (ou produit), sur deux bandes latérales, sur bande latérale unique avec bande restante ou sur bande latérale unique simple, ou encore 15 du type à inversion de phase. Les bandes latérales peuvent être séparées par filtrage ou par opposition de phase. Le circuit de mise en forme 12 de la bande de base en quadrature peut être identique au circuit de mise en forme 11. Comme dans le cas de ce dernier, le circuit comprend un transistor de 20 commutation et une résistance de pondération par étage de registre à décalage lorsque la fréquence de transmission est supérieure à environ trois fois la largeur de bande du système de transmission, comme dans le cas de la figure 2a. Pour des fréquences de transmission inférieures, le circuit de mise en forme 12 25 doit comporter plus d'un transistor et plus d'-une résistance de pondération par étage de registre à décalage, comme dans le cas de la figure 3. Le nombre de transistors et de résistances par étage, n, est tel que nR soit supérieur à trois fois la largeur de bande du.système de transmission, R étant la fréquence de 30 transmission en bauds. Le circuit de la figure 3 convient lorsqie R est compris entre et 3W. Par exemple, dans le cas de lignes téléphoniques ordinaires spécialisées, le circuit de la figure 3 conviendrait à des débits d'information compris entre 3 600 et 7 200 bauds. 35 Comme on le verra par la suite, le circuit de mise en forme 12 de la bande de base en quadrature doit produire le même signal que le circuit de mise' en forme 11, -sauf que 'chaque composante de fréquence est déphasée de 90°. Les valeurs des résistances de pondération nécessaires,à cette fonction sont 40 établies comme suit: lorsque l'on a obtenu la courbe de réponse COPY 71 04497. 10 2079366 impulsionnelle, (ou à un seul chiffre) du circuit de mise en forme 11, on peut obtenir les caractéristiques fréquence-domaine de cette réponse. Ces caractéristiques peuvent être calculées par une transformation de Pourier. On déphase ensuite chaque com-5 posante de fréquence de 90° et on applique la transformation inverse pour obtenir la courbe de réponse correspondante. On peut alors choisir les résistances de pondération de façon que les courants qui y circulent soient proportionnels aux amplitudes des échantillons de la courbe de réponse ainsi obtenue. Dans le 10 circuit de mise en forme de signal 11 comme dans le circuit de mise en forme 12 de la bande de base en quadrature, les courants des résistances de pondération sont donc proportionnels aux amplitudes des échantillons des courbes de réponse impulsionnelles désirées, mais, dans le cas du circuit de mise en forme 12, la 15 courbe de réponse a été calculée par application à toutes les composantes de fréquence de la bande de base d'un déphasage de 90 degrés par rapport à la courbe de réponse du circuit de mise en forme 11. La figure 5 représente un modulateur 13 dans lequel les 20 bandes latérales sont séparées par une méthode d'opposition de phase. Le signal de la bande de base du circuit de mise en forme 11 entre dans un modulateur équilibré 31 où il est modulé par une fréquence porteuse A„cos(j0 t provenant de la chaîne de divi- v-» C .sion de fréquence 15 (figure 1). Cette -fréquence porteuse est 25 choisie en fonction de l'application particulière envisagée; par exemple, pour des lignes téléphoniques spécialisées ordinaires, -cette fréquence peut être environ 2 800 à 3 000 hertz. Le signal du circuit de mise en forme 1.2 de la bande de base en quadrature est appliqué à un modulateur équilibré 32. Le modu-30 lateur 32 module ce signal par la fréquence porteuse déphasée de 90° dans un déphaseur en quadrature 33. La sortie du modulateur 32 est réglée par un équilibreur de gain 35, puis ajoutée à la sortie du modulateur équilibré 31 dans un amplificateur d'addition 36 pour obtenir le signal voulu modulé en bande latérale uni-35 que. L'équilibreur 35 règle le gain pour que les niveaux des signaux des deux modulateurs équilibrés 31 et 32 soient égaux, de façon que la bande latérale supérieure qui est inutile, soit éliminée dans l'amplificateur d'addition 36. La fréquence porteuse de. la chaîne de division 15 est également ajoutée à ce signal à 40 travers un atténuateur 34 que le récepteur utilise pour corriger 71 04497 n 2079366 l'instabilité de phase et la translation de fréquence introduites par le canal de transmission 18. L'atténuateur réduit l'amplitude du signal porteur à un niveau compatible avec celui des signaux modulés. L'égaliseur de gain 35 peut être monté en amont du modu-5 lateur 32 pour obtenir les mêmes résultats. La sortie d'amplificateur d'addition 36 est appliquée à un filtre passe-bas 37. Sur une plage de fréquence allant de 0 à environ la fréquence porteuse, le filtre passe-bas 37 a une réponse plate et une caractéristique de phase linéaire. Le filtre 10 37 atteint la coupure aussi rapidement que possible au-dessus de la fréquence porteuse pour affaiblir toutes les composantes de la bande latérale supérieure qui n'auraient pas été complètement éliminées par l'opposition de phase. Le système de la figure 5 effectue l'opération mathématique 15 suivante sur chaque composante de fréquence du signal de la bande de base: "sortie" = (Aq cos (0 ct)(AmcosO} mt) + (A^infc) ct)Amsin(Jj. fflt = A A cos /"( W - GJ_)t7 cm c m —1 A et (0 sont respectivement l'amplitude et la pulsation 20 m ., m de la m*®1116 composante de fréquence du signal de la bande de base, t_ est le temps et "sortie" est la composante de fréquence \ ieme de la sortie de la figure 5 qui correspond à la m composa» te de fréquence de la bande de base d'entrée. De plus, la sortie de la figure 5 contient la porteuse KA cos(,o dans laquelle K 25 ^ " est une constante introduite par l'atténuateur et Aq et&) c sont respectivement l'amplitude et la pulsation de la porteuse d'entrée. L'équation ci-dessus montre que si la réalisation pratique est précise, on peut obtenir une bande latérale unique sans distorsion. Cette opération est d'une très grande importance et ne peut pas être effectuée avec la précision voulue dans les filtres existants. Le système particulier utilisé pour la séparation de la bande latérale met à profit les avantages importants de la méthode d'opposition de phase sans nécessiter des formes très restrictives des signaux transmis. Sur la figure 1, un oscillateur stabilisé 14 fournit un signal .de fréquence de base d'environ 15 à 20 mégahertz à la chaîne de divison de fréquence 15. Les signaux de sortie de la chaîne de hn division 15 sont utilisés pour obtenir la fréquence porteuse F 40 c 30 35 71 04497 12 2079366 et les signaux de synchronisation des bits et des échantillons. Les circuits nécessaires à cette fonction sont bien connus des spécialistes. Les tonalités et les signaux de synchronisation nécessaires au fonctionnement de l'émetteur et du récepteur qui sont 5 situés à chaque bout de la ligne de transmission peuvent être fournis par le même oscillateur stabilisé et la même chaîne de division. Il est important que la fréquence de l'oscillateur et la fréquence porteuse soient choisies de manière que l'obtention de cette dernière, et des signaux de synchronisation nécessaires, ne 10 nécessitent pas une chaîne de division excessivement complexe ou d'autres dispositifs complexes tels que les modulateurs. L'amplificateur de ligne 17 sert à adapter l'impédance du canal de transmission 18 à l'impédance de sortie de l'émetteur vue à la sortie de l'amplificateur d'addition 16. Les circuits particuliers assu-15 rant cette fonction sont bien connus des spécialistes. La figure 6 est un schéma synoptique général du récepteur 40. Le signal du canal de transmission 18 traverse tout d'abord une terminaison de ligne 41 qui adapte l'impédance de la ligne de transmission à celle du récepteur. Le signal passe ensuite dans un 20 filtre passe-bande 42 qui est un filtre classique de type analogique. Ce filtre est calculé pour avoir une caractéristique phase-fréquence linéaire et une caractéristique amplitude-fréquence plate sur toute la bande passante du canal de transmission. Ce filtre sert également à affaiblir les composantes de fréquence parasites 25 à l'extérieur de la bande passante. Le signal est ensuite appliqué au démodulateur 44 et à un circuit de restitution de la fréquence porteuse 43. Le démodulateur 44 peut , être n'importe quel type de modulateur équilibré linéaire. Le circuit de restitution 43 comporte une boucle d'accrochage de phase qui suit la fréquence por-30 teuse transmise pour commander le démodulateur 44. Les canaux de transmission introduisent fréquemment une instabilité de phase et une translation de fréquence indésirables. Lorsque la boucle d'accrochage de phase suit avec précision la porteuse reçue, la porteuse restituée a la même instabilité de phase et la même trans-35 lation de fréquence que le signal principal. L'emploi de cette porteuse pour la commande du démodulateur permet donc d'éliminer l'instabilité de phase et la translation de fréquence du signal démodulé. La figure 7 représente plus en détail le circuit de restitu-40 tion de porteuse 43 qui se compose d'une boucle d'accrochage de 71 04497 2079366 13 phase 63 et d'un correcteur de déphasage 64. Le rôle de la boucle d'accrochage 63 est de suivre la phase de la porteuse reçue (ou tonalité de référence) en présence de bruit, d'instabilité de phase et de translation de fréquence. 5 La figure 8 représente un schéma synoptique de la boucle d'accrochage de phase 63. Un modulateur équilibré classique 65 multiplie le signal d'entrée provenant du filtre passe-bande 42 par le signal de sortie D. Le signal multiplié sortant du modulateur équilibré passe à travers un filtre 66. Le signal de sortie 10 du filtre règle la fréquence du signal de sortie D d'un oscillateur variable 67 commandé par une tension. La conception du filtre 66 détermine les caractéristiques de la boucle d'accrochage de phase, ces caractéristiques peuvent être étudiées pour obtenir le meilleur compromis possible entre l'aptitude à suivre les ex-15 cursions de la phase et l'immunité au bruit. De plus, la largeur de bande de la boucle d'accrochage de phase doit être suffisamment réduite pour éviter les interférences avec le signal d'information. Le correcteur de déphasage 64 (figure 7) est nécessaire pour la transmission de données à grande vitesse sur les canaux téléphoni-20 ques, en modulation à bande latérale unique. La raison de ceci est la suivante : PouT obtenir un débit de transmission élevé, c'est-à-dire une rapidité de modulation approchant de la fréquence de Nyquist, on utilise pratiquement toute la largeur de bande du canal pour le 25 signal d'information. La porteuse (tonalité de référence) doit donc être transmise au voisinage du bord de la bande passante du canal pour éviter une interférence excessive avec le signal d'information. Au voisinage des bords de la bande, la distorsion de retard est souvent importante, de sorte que la porteuse est re-30 tardée par rapport au reste du signal d'information. Ce retard varie considérablement d'un canal à l'autre (et lentement pour un canal donné). La forme de la courbe de réponse impulsionnelle du système dépend fortement de la phase de la porteuse utilisée pour la démodulation. Il est donc nécessaire de corriger le déphasage 35 de la porteuse pour obtenir la forme générale de la courbe de réponse impulsionnelle exigée par le système de l'invention. Bien que la correction de la courbe de réponse puisse se faire dans l'égaliseur, la correction automatique du déphasage de la porteuse évite d'avoir recours à un égaliseur exagérément complexe et 40 améliore également les performances générales du " modem". 71 Okk97 2079366 14 La figure 9 représente une forme de circuit de correction du déphasage de la porteuse. Sur cette figure et sur la figure 6, le signal C du filtre passe-bande 42 (figure 6) est appliqué à la un fois au démodulateur principal 44 et à/démodulateur auxiliaire 92. 5 La porteuse sortant de la boucle d'accrochage de phase 63 (figure 7) est appliquée à un modulateur de phase 90 ou à un dispositif quelconque capable d'avancer ou de retarder la phase de la porteuse. Ce dispositif déphase la porteuse dans un sens indiqué par la polarité d'une tension fournie par un circuit de différence 98. 10 Le signal porteur du modulateur de phase 90 attaque directement le démodulateur principal 44 et est appliqué à un retardateur de phase 91. Le retardateur de phase 91 introduit un léger déphasage fixe de la porteuse avant qu'il soit appliqué au démodulateur 92. Le démodulateur • auxiliaire 92 reçoit donc la même porteuse que le démodulé lateur principal, mais avec un léger retard de phase. Les sorties des démodulateurs 44 et 92 traversent respectivement les filtres passe-bande 45 et 95 dont les caractéristiques permettent de séparer les bandes latérales sans distorsion notable de la bande latérale inférieure que l'on désire obtenir. Ces deux filtres ont 20 des caractéristiques identiques. Les sorties de bande latérale inférieure des filtres 45 et 95 sont respectivement appliquées à 'des convertisseurs 93 et 96 qui convertissent chaque transition ou passage par zéro du signal en une impulsion très étroite. Chacun des deux trains d'impulsions résultants est ensuite appli-25 qué à un filtre 94 ou 97 à bande passante très étroite centrée sur la fréquence ou le double de la fréquence en bauds. Lorsque la phase de la porteuse d'un démodulateur particulier approche de la valeur correcte, l'espacement des transitions du signal de bande latérale unique démodulé et les impul-30 sions résultantes s'écartent plus ou moins de multiples entiers de la période de la fréquence en bauds. Ainsi, plus la phase de la porteuse est proche de la valeur correcte, plus le signal de sortie du filtre à bande étroite associé est important. Le circuit de différence 98 fournit la différence de ten-55 sion entre les sorties des deux filtres à bande étroite 94 et 97. Cette différence de tension est appliquée au modulateur de phase 90. Le modulateur 90 avance la phase de la porteuse lorsque la sortie du filtre 94 est plus importante que celle du filtre 97 et inversement. La phase de la porteuse d'entrée appliquée au démodu-40 lateur principal 44 est ainsi réglée à une valeur proche de la 71 04497 2079366 15 valeur correcte. Le fonctionnement du système en présence d'instabilité de phase et de translation de fréquence est le suivant : ième On suppose que la n. composante de fréquence transmise r est A„ cosfi) t. dans laquelle M = GO - (0 (voir dernière n w n ' n c m équation ci-dessus), (0 et A © étant respectivement des erreurs de pulsation et de phase introduites par le canal. On néglige en outre dans l'immédiat la distorsion du canal et les effets d'affaiblissement qui ne concernent pas directement le système de • s 10 l'invention. On peut alors écrire la n.leme composante de fréquence sous la forme : An cos[\ 60 n + ^ OJ ) t+ À ©J- Les porteuses transmises et reçues sont respectivemsnt KAQ cos (jl> Qt et KAq cos Z7(0>c + A. o> ) t + A ®7- Après démodulation, la n.ieme composante de fréquence devient KAçA^cos 15 Z_(C0G + ^4))t+Ae7 eos /~(ftfn+A&>)t + |\ 97. La bande inférieure correspondante devient alors : YJ[nK g n cos ( 0) c - 0)n) t et (a) - cl) doit être égal à la pulsation (jj de la bande de 0 n ni base d'origine correspondante. Les erreurs ^ qj et ^ 9 s'annulent donc pendant la démodulation. La figure 10 représente les déplacements du spectre de fréquences qui se produisent dans un système basé sur les principes énoncés ci-dessus. Le modulateur 13 de l'émetteur déplace le spectre de la bande de base BB (figure 10a) vers le haut et la bande latérale inférieure est séparée pour obtenir le spectre transmis ST (figure 10&). La fréquence porteuse f est également C transmise. Le canal de transmission déplace légèrement le spectre pour donner le spectre reçu SR (figure 10ç). La sortie du démodulateur 44 comprend deux bandés latérales illustrées figure 10d. Le filtre passe-bas 45 permet d'éliminer approximativement ou totalement la bande latérale supérieure BLS. Mis à part la distorsion, le spectre résultant de la démodulation de la bande latérale inférieure BLI est le même que celui de la bande de base d'origine. Comme le montre la figure 10e, le filtre passe-bas 45 doit avoir une caractéristique amplitude-fréquence sensiblement plate et une caractéristique phase-fréquence linéaire sur toute la largeur du .signal de la bande de base (de zéro à la fréquence fA). Ce filtre doit avoir un affaiblissement de 30 dB ou plus pour toutes les fréquences supérieures à 2fc-f^ . 20 25 30 35 71 04497 16 2079366 Sur la figure 11 associée à la figure 6, le signal du filtre passe-bas 45 pénètre dans un égaliseur transversal 47. L'égaliseur 47 comprend une ligne à retard 50 à plusieurs prises espacées entre elles d'une période de baud. A chaque prise de la ligne à 5 retard est connecté un amplificateur 51 ,-dont le gain g^ à gn est réglable sur une gamme de valeurs positives et négatives (ou inversée). Les sorties des amplificateurs 51 sont appliquées à un amplificateur d'addition 53. La sortie de l'amplificateur 53 est appliquée à l'amplificateur d'addition 48 (figure 6). L'égaliseur 10 transversal a essentiellement pour rôle d'effectuer l'opération suivante : Y(t) = . . . +g_1x(t+T)+gox(t)+g1x(t-T) +g2x(t-2T)+g, (t-3T)+ . . . dans laquelle x(t) est le signal d'entrée de l'égaliseur trans-15 versai, T le retard introduit par chaque étage de la ligne à retard et £ suivi d'un indice,le gain des amplificateurs 51 réglable sur une plage positive et négative. Du point de vue des échantillons d'amplitude de signal prélevés à la fréquence de transmission cette équation devient: 2C yo ~~ i=-1 si ^-i comme représenté sur la figure 11 pour l'échantillon y . L'égaliseur transversal 47 peut être réglé manuellement en appliquant son signal de sortie à l'entrée verticale d'un oscillos-25 cope et en appliquant le signal de synchronisation de chiffre provenant du circuit 46 à l'entrée horizontale de l'oscilloscope pour former une courbe "en oeil". Chaque facteur de gain (ou d'affaiblissement ) _g_ d ' un amplicateur 51 est ensuite réglé de façon à ouvrir "l'oeil" au maximum. Il faut régler individuellement chaque 30 facteur de gain pour obtenir "l'oeil" le plus ouvert possible et, ces réglages n'étant pas indépendants, il faut recommencer plusieurs fois la séquence. La sortie d'un amplificateur d'addition y (t)'est appliquée à un échantillonneur 70. Chaque entrée du dispositif de décision 71 de la figure 6 est une impulsion de l'é-35 chantiHonneur 70. Le dispositif de décision 71 décide de la valeur de chaque chiffre sur la base de l'amplitude de l'échantillon de signal qu'il reçoit. En transmission binaire, le critère de décision est le fait que l'amplitude de l'échantillon de signal est positive ou négative. Le dispositif de décision binaire peut être 40 un circuit classique détectant si un signal est positif ou négatif. 71 04497 17 2079366 En transmission multi-niveau , chaque décision de chiffre est basée sur la comparaison d'une amplitude d'échantillon à certains seuils. Dans le système de la présente invention, le dispositif de décision est essentiellement un simple convertisseur analogique 5 numérique. Sa sortie constitue la sortie du système qui est également renvoyée au dispositif de réaction de décision 72. La sortie du dispositif de réaction de décision 72 est appliquée à l'amplificateur d'addition 48. La figure 12 représente une forme élémentaire de circuit de 10 réaction de décision 72. Ce circuit comprend un registre de décalage 73 à n étages et n amplificateurs 74 à gains variables numérotés connectés à chaque étage. Les sorties de l'amplificateur 74 sont appliquées à un amplificateur d'addition 75 dont la sortie constitue le signal de réaction destiné à l'amplificateur 15 d'addition 48. Les décisions de chiffre du dispositif 71 sont appliquées au registre à décalage 73. Dans cette version, les réglages 1_ de réaction de décision sont proportionnels aux échantillons de la courbe de réponse impulsionnelle qui apparaîtrait à la sortie de l'égaliseur transversal 47 en l'absence de réaction de dé-20 cision. La réaction de décision est destinée à produire un signal d'amplitude -^di_^+'i!'2 di-3+ * *" ^ cl:iaclue décision de chiffre d£. Le signal de réaction de décision est égal à l'interférence Intearsymbole provoquée par des chiffres qui ont été transmis avant 25 le chiffre di qui est en train d'être évalué et qui passe à travers l'amplificateur d'addition 48. L'amplificateur 48 soustrait le signal de réaction de décision de l'échantillon de signal y.^ fourni par la sortie de l'égaliseur transversal 47 pour éliminer l'interférence intersymbole due aux décisions précédentes, en ■50 supposant que celles-ci n'aient été affectées par aucune erreur. Le nombre d'étages du registre à décalage 73 dépend du nombre d'échantillons significatifs ✓£ suivant l'échantillon Z de la courbe de réponse impulsionnelle, nombre qui dépend de la vitesse de transmission, de la largeur de bande du canal et de la distor-35 sion. Dans un système à hautes performances , le nombre d'étages du registre à décalage doit être suffisant pour que tous les échantillons significatifs •£ suivant ^^oient inclus dans le signal de réaction de décision. D'une manière plus précise, l'obtention de hautes performances nécessite .que les deux conditions suivantes 40 soient satisfaites : 1°) lorsqu'un grand nombre de petits échan- 04497 18 2079366 tiHons suivant &Q n'est pas inclus dans la correction de réaction de décision, S 1 -£ . doit être inférieur à environ Q,001 à étant la somme de tous les petits échantillons 1; 2°), lorsque quelques uns de ces échantillons 1 non inclus dans la réaction de décision prédominent S |l | doit être approximativement inférieur à 0,1 £Q, Yi " étant la somme des échantillons £■ prédominants qui ne sont pas inclus dans l'expression de l'amplitude du signal de correction de décision. La réaction de décision peut également être réglée manuellement par la méthode décrite plus haut pour l'égaliseur transversal en remplaçant les facteurs de gains £ par les facteurs Z. Les amplificateurs d'addition 48, 53 et 75 des figures 6,11 et 12 peuvent être combinés en un seul amplificateur d'addition. Un circuit de restitution de la synchronisation des chiffres 46 reçoit le signal de sortie du filtre passe-bas 45 qui contient les impulsions de synchronisation. Les impulsions restituées servent à commander 1'échantillonneur 70. La figure 13 représente le circuit 46 de restitution de la synchronisation des chiffres qui comprend un détecteur de transition de polarité 93 produisant une très courte impulsion au moment de chaque transition du signal du filtre 45. Le correcteur 71 04497 2079366 19 la vitesse d'obtention de la synchronisation initiale. Dans la plupart des cas on obtient un bon compromis en prenant un incrément approximativement égal à 0,002 période de baud. Dans le circuit de la figure 13, cette valeur permet d'obtenir la synchroni-5 sation initiale en environ 250 à 300 périodes de baud car l'erreur initiale maximale est de plus ou moins 1/2 période de baud, la synchronisation étant déplacée de 0,002 baud à chaque intervalle et seul un petit pourcentage des incréments est généralement porté dans la mauvaise direction à la suite de perturbations de trans-10 mission. Pour ces valeurs numériques, la chaîne de division de fréquence 84 doit diviser la fréquence par un nombre N approximativement égal à 500 et la fréquence stable de l'oscillateur à quartz 100 doit être N fois la rapidité de modulation ou fréquence de transmission en baud. 15 On peut mettre en évidence les effets combinés de l'égaliseur transversal 47 et de la réaction de décision 72 par la méthode suivante: au moment dé l'évaluation de la valeur de chaque chiffre, plusieurs échantillons du signal reçu sont disponibles sur les prises de la ligne à retard 50 de l'égaliseur 47, de sorte que 20 le récepteur peut utiliser plusieurs échantillons de signal pris (sur plusieurs durées de chiffres) pour chaque décision. La réaction de décision 72 compense essentiellement ces échantillons pour l'interférence intersymbole provoquée par les chiffres précédemment évalués. Le reste de l'égaliseur transversal applique 25 ensuite l'opération linéaire optimale aux échantillons du signal corrigé. On peut démontrer ceci mathématiquement. Les échantillons du signal reçu à l'entrée de l'égaliseur transversal 47 sont : x. = . ,.+h 0d.l0+h .d.,^+h d. + h.d . , , i -2 i+2 -1 i+1 o i 1 i-1 + h.2d^_2+... 7n x + + +h d +h d + h d. -, + h.d. + h_d. + .. . 30 Ai+1 + **• -2 i+3 -1 i+2 oi+l 11 2 1-1 . etc. les dans lesquelles/h désignent les échantillons de la courbe de réponse impulsionnelle du système à l'entrée de l'égaliseur transversal. Lorsque le récepteur évalue le chiffre d^, il a précédem-35 ment évalué les chiffres di_1, d^g, d1_^, etc. Le signal de réaction de décision est ainsi ajusté pour éliminer des équations ci-dessus tous les termes qui comportent les chiffres précédemment évalués, c'est-à-dire les termes de l'interférence intersymbole. Les échantillons de signal deviennent donc: 40 tt ' = + h d * d. x ±_i ... + n_2a ±+1 04497 20 2079366 X X i+1 i Les facteurs de gain g et l'amplificateur d'addition 53 de l'égaliseur transversal appliquent donc l'opération linéaire suivante à ces échantillons de signal pour obtenir le signal y'^ en l'absence de contraintes dans le réglage des facteurs l'opération linéaire qui est appliquée aux échantillons de signaux reçus, d'où la réaction cke décision a éliminé la majorité de l'interférence intersymbole, est libre. Ainsi, si l'on choisit les valeurs optimales des réglages de gain £, l'opération linéaire qui est appliquée aux échantillons de signal devient optimale. En fait, dans la forme de la figure 6, le signal n'a pas été échantillonné à l'entrée de l'égaliseur transversal, mais l'opération peut être analysée sur la base des échantillons de signal, échantillons qui sont prélevés à la fréquence de transmission en bauds. Cette disposition est différente des solutions adoptées dans les récepteurs à réaction de décision de type antérieur dans lesquelles la décision était basée sur le premier échantillon significatif de la courbe de réponse impulsionnelle du système et les échantillons suivants' étaient annulés peux que les réponses obtenues à un instant donné ne puissent interférer avec les décision ultérieures. Pour des rapidités de modulation élevées ou en présence d'une distorsion importante, ce mode de réaction de décision gaspillait la majorité de la puissance du signal et entraînait une tendance marquée à de longues séquences d'erreurs de chiffres. Sur la figure 14, on peut voir la forme d'onde correspondant à la réponse impulsionnelle du système sans mise en forme ni égalisation du signal. Un échantillon est prélevé à chaque période de baud et son amplitude est appelée. Le circuit de réaction de décision peut corriger dans des limites importantes la partie arrière ou "queue" de la courbe de réponse du système à un chiffre donné pour éviter les interférences avec les décisions ultérieures car pendant son déplacement dans le registre à décalage, le chiffre dR produit un signal de réaction + + •••) qui représente la partie arrière de la réponse impulsionnelle du système. Ce signal peut être utilisé pour éliminer la partie COPY 71 04497 2079366 21 arrière de la courbe de réponse de sorte que le circuit de mise en forme du signal et 1'égaliseur transversal peuvent être concentrés sur l'optimisation de la partie avant de la courbe de réponse. 5 Sur la figure 15, la partie avant de la courbe de réponse du système est réduite par l'action du circuit de mise en forme et de l'égaliseur transversal de façon à diminuer les échantillons e'bc' tout en conservant grand. La réaction de décision 72 élimine ensuite les effets de la "queue oscillante" 10 etc# 11 es1: donc possible de recevoir le signal dans des conditions plus difficiles ou pour des rapports plus élevés de la rapidité de modulation à la largeur de bande que dans des systèmes ne comportant pas de réaction de décision. Sans la réaction de décision les dispositifs linéaires, tels/que l'égaliseur 15 transversal et le circuit de mise en forme du signal, doivent corriger la totalité de la réponse impulsionnelle du système et, en cas de distorsion importante à des fréquences très élevées pour une largeur de bande donnée, les dispositifs linéaires ne peuvent remplir leurs fonctions. Les réglages du circuit de mise en forme 20 et de l'égaliseur transversal sont choisis spécialement pour tenir compte de la réaction de décision. Jusqu'ici on n'a mentionné que les systèmes prévus pour la transmission de chiffres binaires ou. bits.Dans de nombreuses applications on utilise la transmission multi-niveau, c'est-à-dire 25 à base différente de deux, qui a l'avantage de.nécessiter moins de chiffres pour une quantité d'information donnée. Le système précédemment décrit est applicable au fonctionnement multi-niveau sauf en ce qui concerne le circuit de mise en forme de signal, le' circuit de réaction de décision et le dispositif de décision, 30 Le codage binaire multi-niveau peut se faire en affectant une polarité et un niveau d'amplitude particuliers aux bits. On peut par exemple utiliser les tables suivantes pour passer d'un code binaire à des codes à 4 et 8 niveaux. Binaire 4 niveaux 35 — -3 -+' -1 +- +1 ++ +3 copy 71 04497 22 2079366 Binaire 8 niveaux 5 + •+ + + + + + - + + + + + -7 -5 -3 -1 1 3 5 7 10 Les niveaux d'amplitude de -7 à +7 utilisés dans la conversion à 8 niveaux et -3 à +3 utilisés dans la conversion à 4 niveaux ne sont que des niveaux relatifs proportionnels aux tensions de signal utilisées pour représenter ces chiffres. 15 en forme de signal destiné à la transmission quaternaire (4 niveaux). L'utilisation de ce circuit de mise en forme ne nécessite aucun convertisseur binaire-quaternaire séparé. Les données binaires EB sont appliquées sous la forme train série à l'entrée du circuit. Les bits du train sont groupés en paires ou "débits" 20 danslesquelles b. et b'. sont respectivement les bits de plus X 1 - v haut rang et de plus bas rang du nieme débit. Les deux bits du n_xeme d.ébit représentent le nieiUâ- chiffre quaternaire. Un commutateur alternatif 100 dirige le bit de plus haut rang de chaque débit vers un registre à décalage 101 et le bit 25 de plus bas rang de chaque débit vers un registre à décalage 102. Les bits précédent^sont décalés le long des registres et chaque débit est appliqué à un circuit logique 103 , 104 et 105. Chaque débit commande le circuit logique associé qui le convertit en un chiffre quaternaire correspondant. Pour ce faire, la sortie 30 du circuit logique est connectée à une tension de référence convenable +JV, +v, -V, ou -3V (voir table de conversion binaire-quaternaire ci-dessus). Les amplificateurs réglables 106, 107 et 108 multiplient la valeur du chiffre quaternaire d._ . par un facteur de gain a^. Les sorties des amplificateurs réglables sont 35 additionnées par un circuit 109 dont la sortie est lissée par . \ un filtre 110 fournissant la"sortie S du circuit. Le nieme échantillon de ce signal est : La figure 16 est un schéma synoptique d'un circuit de mise si - aoâi+a1di-i+a2di-2+a3 40 = £ COPY 71 04497 2079366 23 les paramètres a étant les facteurs de gain choisis pour donner au signal la forme correspondant à une application particulière. Les chiffres quaternaires sont représentés par les variables d. On peut se représenter les paramètres a comme des échantillons 5 de la courbe de réponse impulsionnelle du circuit de mise en forme, l'échantillonnage se faisant à la fréquence de transmission des chiffres quaternaires. On peut donc choisir les paramètres a pour obtenir une courbe de réponse impulsionnelle quelconque convenant à l'application envisagée. 10 La sortie du circuit d'addition traverse ensuite le filtre de lissage 110. Le filtre 110 est identique au filtre 24 de la figure 2a. La sortie S du circuit de mise en forme est alors appliquée au modulateur 13 de la figure 1. Le nombre d'étages de chaque registre à décalage dépend de 15 la précision requise pour la forme du signal, c'est-à-dire de l'application envisagéePour la transmission de données, le nombre d'étages de chaque registre peut être de 10 à 16. Le dispositif de décision multi-niveau peut être un simpls convertisseur analogique-numérique. Dans la majorité des ,applica- -numenque 20 tions, il suffit de faire une conversion analogique/sur 2, ; ou 4 bits seulement. Lorsque le nombre de niveaux de signalisation utilisé pour la transmission est 2n, ce qui est le cas général, chaqu^chiffre transmis représente n bits et le dispositif de décision est essentiellement un convertisseur analogique-numérique 25 à a-bits. La figure 17 illustre la transmission quaternaire dans laquelle chaque chiffre transmis représente deux bits. Les niveaux indiqués sont relatifs et non pas absolus. Le signal transmis pour chaque chiffre à l'un des k niveaux 30 n^ correspondant aux valeurs possibles plus ou moins 1, plus ou moins 3. Théoriquement, en l'absence de bruit et d'interférence intersymbole, le signal reçu à l'entrée du dispositif de décision représente l'une de ces quatres amplitudes relatives. Les niveaux NS du seuil de décision sont fixés à mi-chemin entre les niveaux 35 de signalisation, comme l'indique la figure 17 et la table suivante : Code binaire Code quaternaire raPPo:rfc: aux seuils de - - - 3 inférieur au niveau bas, -2 - + - 1 entre 0 et le niveau bas + - 1 entre 0 et le niveau haut, +2 +.+ -3 au-dessus du niveau haut +2 GQPY 71 04497 2079366 24 Bien que l'on puisse utiliser un convertisseur analogique-numérique de type classique pour assurer la décision multi-niveau, il est préférable d'utiliser le circuit de la figure 18 pour le décodage quaternaire-binaire. Le signal d'entrée SE du dispositif 5 de décision est ag^liqué à un comparateur 120, Initialement, le commutateur 121/dans la position 1 dans laquelle le comparateur compare le niveau du signal d'entrée avec un potentiel zéro pour déterminer si l'entrée est positive ou négative. Si l'entrée est positive, le comparateur applique à la sortie S un bit "1" comme 10 premier bit (de plus haut rang) bi du débit représenté par le chiffre quaternaire d.^. Sinon, le comparateur applique un -1 (ou un zéro) . Le bit b^, en même temps qu'il est appliqué à la sortie S, commande un commutateur 122. Si b.^ est +1 , le commutateur 122 15 branche une source de potentiel relatif de 2V, alors que si bi est -1, le commutateur 122 branche une source de potentiel relatif -2V. On voit sur la figure 17 que +2V et -2V sont les seuils haut et bas de décision. En même temps, le commutateur 121 passe à la position 2 pour relier le commutateur 122 au comparateur 120. Le 20 comparateur 120 compare le niveau du signal d'entrée à son propre seuil de décision, +2V ou -2V, pour déterminer la valeur du bit de plus bas rang, b'i? du débit représenté par le chiffre quaternaire d±. Les bits bi et b^ apparaissent ainsi en séquence à la sortie S. 25 La figure 19 illustre sous forme d'un schéma synoptique un dispositif de réaction de décision quaternaire remplaçant le dispositif de réaction de décision 72 de la figure 6 en transmission multi-niveau. Ce dispositif est relativement voisin du circuit de mise en forme du signal et ne prend qu'un échantillon 30 par chiffre. Comme on l'a vu ci-dessus, le dispositif de décision convertit chaque chiffre quaternaire reçu d^ en deux chiffres binaires ^ et b^ qui apparaissent successivement à l'entrée d'un commutateur 130. Le commutateur 130 applique les bits bi aux registres à décalage 131 les bits b'i aux registres à décalage 35 132. Les bits précédemment évalués sont décalés dans ces registres et chaque débit est appliqué, à un circuit logique 133* 134, 135 et 136. Chaque circuit logique reconvertit une paire de bits en un chiffre quaternaire. Des amplificateurs 137, 138, 139 et 140 40 multiplient chaque chiffre quaternaire, par un facteur donné 15 71 04497 25 2079366 lj qui est un échantillon de la courbe de réponse globale du système de transmission à un chiffre quaternaire unique (par extension, réponse "impulsionnelle"). Les sorties des amplificateurs sont additionnées par un circuit 141 pour obtenir le signal de 5 réaction de décision qui est appliqué à l'additionneur 48. Pendantle n intervalle de chiffre reçu, ce signal de réaction de dé cision est : fj = ^"-td. .j+^d. p+/~d. -2+ .. .4-1 d. i 1 i-1 2 i-2 5 1-5- n i-n n 10 , 3=1 i î-j Un examen du circuit de la figure 19 montre comment est utilisée cette équation pour produire le signal de réaction de décision.Ce signal est soustrait de la sortie de l'égaliseur transversal pour éliminer l'interférence intersymbole produite par les chiffres précédemment évalués. L'extension des techniques décrites ci-dessus à la signalisation avec d'autres nombres de niveaux (c'est-à-dire avec d'autres bases) est immédiate. L'extension du circuit de mise en forme du signal à des nombres divers d'échantillons (ou facteurs de gain) par chiffre est également immédiate. L'emploi de plus d'un échantillon par chiffre dans la réaction de décision n'est généralement pas nécessaire dans une application ordinaire. Il va de soi que la présente invention a été décrite ci-dessus à titre purement indicatif, mais nullement limitatif et que l'on pourra lui apporter toutes modifications de détail conformes à son esprit sans sortir de son cadre. Légende de la figure 4 AR = Amplitude relative FR = Fréquence CA = Caractéristique globale de transmission du système, y compris la modulation et la démodulation FL = Filtre de lissage BL = Bandes latérales dues à l'échantillonnage ou à l'approximation en marches d'escalier. 35 Légende figures 10 INV = Spectre inversé N.INV = Spectre non inversé PH = Phase AM = Amplitude 20 25 30 04497 26 2079366 REVENDICATIONS 1 - Système de transmission de données en présence d'interférence intersymbole, de tarait ou d'autres perturbations de transmission, ledit système étant caractérisé en ce qu'il comprend un émetteur transformant un bit d'une donnée numérique en un signal analogique modulé et appliquant ledit signal à un canal de transmission, un récepteur du signal analogique comprenant un démodulateur de signal analogique, un égaliseur transversal recevant le signal démodulé et fournissant un signal coordonné unique, un additionneur recevant le signal de sortie dudit signal coordonné, un dispositif échantillonnant le signal de sortie de l'additionneur à la fréquence de transmission des données.pour fournir des signaux binaires proportionnels audit signal de sortie, un moyen de décision recevant lesdits signaux binaires et déterminant leur polarité et/ou leur amplitude pour fournir un signal binaire de sortie indiquant ladite polarité et/ou amplitude, et un circuit de réaction de décision recevant le signal binaire de sortie du moyen de décision et le convertissant en un second signal coordonné qui est appliqué à l'entrée de l'additionneur pour y être soustrait du premier signal coordonné de façon à éliminer l'interférence . 2 - Système selon la revendication 1, caractérisé en ce que l'émetteur comprend un circuit de mise en forme de signal convertissant un signal numérique d'entrée en un premier signal analogique, un circuit de mise en forme de signal en quadrature convertissant le signal numérique d'entrée en un second signal analogique déphasé du premier signal analogique, un dispositif de modulation du premier et du second signal analogique et un additionneur regroupant lesdits signaux modulés. 3 - Système selon la revendication 2, caractérisé en ce que le circuit de mise en forme de signal comprend un registre à décalage à plusieurs étages binaires recevant et conservant les bits de données numériques, un commutateur de polarité placé à la sortie de chaque étage du registre à décalage, des atténuateurs réglables reliés à chaque commutateur de polarité pour régler l'amplitude des signaux produits par chaque étage du registre à décalage , un additionneur combinant les sorties des atténuateurs réglables en un signal composite, un filtre lissant le signal composite. 4 - Système selon la revendication 2, caractérisé en ce que 71 04497 27 2079366 le circuit de mise en forme de signal comprend un registre à décalage à plusieurs étages recevant et conservant les bits de données numériques, une paire de commutateurs de polarité reliés à la sortie de chaque étage du registre à décalage, un atténuateur 5 réglable relié à la sortie de chaque commutateur de polarité pour régler l'amplitude du signal fourni par chaque étage du registre à décalage, l'un des atténuateurs réglables de chaque paire de commutateurs de polarité étant relié à un premier additionneur et les autres atténuateurs réglables des paires de commutateurs 10 de polarité étant reliés à un second additionneur. 5 - Système selon la revendication 2, caractérisé en ce que le dispositif de modulation des premier et second signaux analogiques comprend un premier , un second modulateur recevant respectivement le premier et le se'ccnd signal analogique ,une sour- 15 ce de signal porteur de modulation fournissant un signal porteur au premier modulateur, un déphaseur recevant le signal porteur de ladite source et le déphasant avant de l'appliquer au second modulateur, un inverseur inversant le signal de sortie du second modulateur et un additionneur des signaux du premier et du second 20 modulateur et du signal porteur. 6 - Système selon la revendication 1, caractérisé en ce que le récepteur comprend en outre un circuit de restitution de porteuse recevant et restituant la porteuse du signal analogique reçu et l'appliquant au démodulateur. 25 7 - Système selon /revendication 6, caractérisé en ce que le circuit de restitution de porteuse comprend un dispositif d'accrochage de phase suivant la porteuse du signal reçu en présence de bruit et d'instabilité de phase et fournissant un signal représentatif de la porteuse, ledit signal étant appliqué à un J>0 correcteur de déphasage pour faire coïncider sa phase avec celle du signal de données reçu. 8 - Système selon la revendication 7, caractérisé en ce que le correcteur de déphasage comprend un modulateur de phase relié à la sortie du circuit d!:aecrochage de phase pour avancer 55 ou retarder la phase de la porteuse en réponse à un signal de commande, la sortie du modulateur de phase étant appliquée au démodulateur, un retardateur de phase recevant le signal de sortie • du modulateur de phase et retardant d'un angle fixe la phase du signal reçu, un second démodulateur recevant de l'émetteur le 40 signal analogique modulé et recevant du retardateur de phase la 71 04497 , 2079366 28 porteuse dont la phase est retardée de façon à démoduler à la fréquence porteuse retardée, le signal reçu, un circuit d3 détermination de différence recevant les signaux démodulés des premier et second démodulateurs et fournissant aux modulateurs 5 de phase un signal de commande représentatif de la différence entre ces deux signaux de façon à faire varier la sortie du modulateur de phase dans le sens de la réduction de cette différence. 9 - Système selon la revendication 1, caractérisé en ce que le circuit de réaction de décision comprend un registre à décala-10 ge à plusieurs étages recevant et conservant les signaux binaires de la sortie du moyen de décision, un dispositif à gain réglable relié à la sortie de chaque étage du registre à décalage |>our régler l'amplitude des signaux fournis par lesdits étages/façon à la faire correspondre à l'amplitude d'un échantillon choisi de la 15 courbe de réponse impulsionnelle du système existant à la sortie de l'égaliseur transversal lorsque le circuit de réaction de décision n'est pas connecté, un second additionneur des signaux de sortie de chaque dispositif à gain réglable appliquant leur somme au premier additionneur. 20 10 - Système selon la revendication 2, caractérisé en ce que le circuit de mise en forme du signal est destiné à convertir un signal numérique multi-niveau en un signal analogique, ledit circuit de mise en forme comprenant un premier et un second registre à décalage à plusieurs étages binaires, un commutateur 25 dirigeant alternativement un bit de chaque paire ou débit d'entrée vers le premier registre à décalage et l'autre bit de chaque débit vers le second registre à décalage , un premier circuit logique relié à l'entrée du premier registre pour fournir un signal de sortie indiquant la valeur du chiffre multi-niveau du signal 30 numérique d'entrée, un additionneur, un premier dispositif à gain réglable recevant le signal de sortie du premier circuit logique et l'appliquant à l'additionneur, plusieurs autres circuits logiques reliés chacun aux sorties d'un étage correspondant du premier et du second registre, les circuits fournissant chacun 35 un signal de sortie représentant le niveau des signaux .contenus dans ces étages, plusieurs dispositifs à gain réglable reliés ■chacun à la sortie d'un circuit logique pour déterminer l'amplification du signal fourni par ce dernier et pour appliquer ledit signal à l'additionneur, et enfin un filtre lissant le signal de 40 sortie de l'additionneur. COPY - à 71 04497 29 2079366 11 - Système selon la revendication 10, caractérisé en ce que le circuit de réaction de décision est destiné au traitement des décisions multi-niveau et comprend un troisième et quatrième registre à décalage à plusieurs étages binaires, un commutateur 5 dirigeant alternativement chaque bit de plus haut rang des paires de bits ou débits d'un signal d'entrée vers le troisième registre à décalage et chaque bit de plus bas rang des mêmes paires vers le quatrième registre à décalage, plusieurs circuits logiques étant chacun relié à un étage correspondant des troisième ez 10 quatrième registres à décalage pour fournir un signal de sortie représentatif des signaux contenus dans ces étages, un additionneur, plusieurs dispositifs à gain réglable reliés chacun à un circuit logique pour déterminer.1'amplification du signal qu'il fournit et appliquer ledit signal à l'additionneur, et enfin un 15 filtre pour lisser le signal de sortie de l'additionneur. 12 - Système de télécommunication caractérisé en ce qu'il comprend un moyen de convertir un bit d'une donnée numérique en un signal analogique modulant une porteuse transmise par une ligne conductrice, un récepteur de signal comportant un moyen de resti- 20 tuer ladite porteuse à partir du signal reçu, un démodulateur utilisant la porteuse restituée pour démoduler le signal reçu, un filtre éliminant les composants haute fréquence du signal démodulé, un égaliseur transversal recevant le signal filtré et fournissant à sa sortie un signal égalisé, un additionneur rece-25 vant à l'une de ses entrées le signal égalisé-, un échantillonneur périodique de la sortie de l'additionneur pour fournir un signal échantillonné représentatif de l'amplitude/ gopy -j