La présente invention concerne des oscillateurs employant des dispositifs à état solide à résistance négative couples à une cavité résonnante par un courant de déplacement. On a déjà emnloyé, dans l'art antérieur, des diodes à avalanche par impact et a temps de transit dans les oscillateurs à microondes. Un tel oscillateur est nar exemple décrit dans la demande de brevet français No. P.V. 160.133 du 22 juillet 1968 au nom de la présente demanderesse. Dans cet oscillateur de l'art antérieur, le circuit à micro-ondes comprend une section court-circuitée de guide d'onde rectangulaire ayant une structure de tige conductrice s'étendant au au travers du guide d'onde d'un grand côté à l'autre. La structure de tige conductrice est creuse et comprend, dans sa partie creuse, une cavité résonnante coaxiale ayant une diode à avalanche connectée conductivement en série avec le conducteur central de la cavité résonnante coaxiale. La structure de tige conductrice est segmentée transversalement pour former un intervalle capacitif annulaire circonscrit à la paroi externe de la cavité résonnante coaxiale et produire un couplage capacitif de la cavité résonnante coaxiale à la structure de guide dtonde. Un tel oscillateur à micro-ondes, fonctionnant en bande X, produit une puissance de sortie notable, par exemple 60 mW,mais ces oscillateurs produisent du bruit ce que les rend inappropriés dans leurs applications comme oscillateur local. Egalement, dans ces oscillateurs de l'art antérieur, l'intervalle capacitif dans la structure de tige conductrice permet d'appliquer la tension de polarisation aux bornes de la diode car l'une des bornes de celle-ci est connectée conductivement à l'un des ségments de la tige tandis que l'autre borne est connectée à l'autre segment de la tige. Des bobines de choc à radiofréquence sont prévues et sont associées à la structure de la tige pour permettre au potentiel de polarisation d'être appliqué à cette structure sans interférence avec le circuit de radiofréquence. Le circuit de nolarisation et les bobines de choc forment une structure relativement comniquée et il est désirable de simplifier le ci circuit Une caractéristique de An présente invention est que l'appareil à haute fréquence utilisant un dispositif a état solide et à résistance native comporte tin arranFement de couplage à haute fréquence dans lequel le dispositif à état solide est couplé par un courant de deplaeement aux courants de haute fréquence du circuit à halite fréquence dloìl résulte une amélioration notable du facteur de bruit. Une autre caractéristinue de l'invention est que l'appareil à haute fréquence utilisant un dispositif à état solide et à résistance négative pour produire un signal de sortie à haute fréquence comnorte un circuit de polarisation destiné à appliquer une tension de nolarisation aux bornes du dispositif à état solide, ce circuit de polarisation comprenant un fil conducteur enroulé pour constituer une inductance de choc et arrangé de façon à présenter une très haute impédance aux courants circulant dans le circuit de haute fréquence, Si bien que le circuit de polarisation est isolé du circuit à haute fréquence en ce qui concerne la haute fréquence. Une autre caractéristique de l'invention est une caractéristi oue complémentaire des deux précédentes et consistant à disposer le dispositif à état solide dans un intervalle capacitif prévu dans le circuit de haute fréquence de telle manière qu'il soit couplé audit circuit par des courants de déplacement. Une autre caractéristique de l'invention est une caractéristique complémentaire aux trois précédentes consistant à prendre pour circuit de haute fréquence une structure à cavité résonnante ayant à l'intérieur une tige conductrice et définissant un intervalle capacitif dans la cavité résonnante, le dispositif à état solide étant disposé dans cet intervalle capacitif Une autre caractéristique consiste à rendre déplaçable la tige conductrice pour accorder la cavité résonnante et fixer ainsi la fréquence du signal de sortie. D'autres caractéristiques et avantages de la présente invention deviendront apparents à la lecture de la description de détail qui va maintenant etre entreprise et à l'examen des dessins annexés dans lesquels: - la Fig. 1 est une vue en coupe transversale d'un oscillateur à micro-ondes incorporant les caractéristiquos de la présente invention; - la Fig. 2 est une vue de la structure de la Fig. 1 prise dans le plan marqué-2-2 sur la Fig. 7 et dans le sens des flèches; - la Fig. 3 est la représentation schématique de la partie du circuit de la Fig. 1 entourée par la ligne 3-3; - la Fig. 4 est une vue en coupe transversale d'un oscillateur à micro-ondes constituant une variante de celui de la Fig. 1 et incorporant également les caractéristiques de l'invention; - la Fig. 5 est une vue de la structure de la Fig. 4 prise dans le plan marqué 5-5 sur la Fig. 4 et dans le sens des flèches; - la Fig. 6 est une vue en coupe longitudinale d'un troisième oscillateur à micro-ondes incorporant les caractéristiques de l'invention; - les Figs. 7 et P sont resnectivement des traces sur un oscilloscope du snectre de sortie d'un oscillateur de l'art antérieur et d'un oscillatetir de l'invention; - la Fig. Q est une courbe montrant le facteur de bruit en décibels en fonction de la fréquence en GHz pour un récepteur employant dans un cas un oscillateur local de la présente invention avec un changeur de fréquence équilibré et dans l'autre cas un oscillateur local classique du type à onde progressive carrière; - le Fig. 10 est une vue en coupe à échelle agrandie d'un circuit de polarisation, variante de celui entouré sur la Fig. 4 par le trait 10-10; - la Fig. 11 est une vue en coune à échelle agrandie d'un circuit de nolarisation, variante de celui entouré sur la Fig. 4 par le trait 11-11; - la Fig. 12 est une vue en coupe de la structure de la Fig. 11, la coupe étant prise selon le trait 12-12 dans la direction des flèches: - la Fig. 13 est une représentation schématique, partiellement sons la forme d'un diagramme de blocs, d'un circuit comprenant un diode située à l'intérieur d'une cavité résonnante comme dans l'invention; - la Fig. 14 est le schéma d'un circuit équivalent à celui de la Fig. 13; - la Fig. 15 est un graphe donnant le rendement de l'oscilla ter en fonction de la puissance d'entrée pour plusieurs valeurs du couplage de sortie (coéfficient de surtension QL et rendement du circuit - la Fig. 16 est un graphe donnant la nuissance de sortie de l'oscillateur et son rendement en fonction de la puissance d'entrée pour des valeurs largement étalées de QL ; - la Fig. 17 est un graphe donnant le bruit en modulation d'amplitude de l'oscillateur en fonction de l'écart de fréquence par rapport à la porteuse pour plusieurs valeurs de ; @ et - la Fig. 18 est un graphe donnant le bruit en modulation de fréquence de l'oscillateur en fonction dc l'écart de fréquence par rapport à la porteuse pour plusieurs valeurs de En se référant maintenant aux Figs. 1 et 2, on a représenté un oscillateur à micro-ondes pour la bande X, 1 incorporant les caractéristiques de l'invention. Cet oscillateur 1 comnrend un corps 2, par exemple en cuivre, en aluminium ou en invar contenant une cavité rectangulaire 3 à son intérieur, cette cavité définissant une structure de cavité résonnante. Une plaque latérale 4 est fixée à l'lm des cotés du corps 2 pour connecter l'oscillateur 1 à un guide d'onde standard pour bande X non représenté, au moyen de quatre vis de montage vissées dans des trous corresfondants 5 prévus au quatre coins de la plaque 4. Unetige conductrice 6 se projette à l'intérieur de la cavité résonnante 3 à partir d'un des grands côtés 7 de celle-ci vers la paroi opposée 8, l l'extrémité 9 de cette tige 6 étant écartée de cette paroi conductrice supérieure 8 pour fournir entre elles un intervalle capacitif 11. Un dispositif 12 à état solide et à résistance .n4gative tel qu'une diode à avalanche @ar impact et à temps de transit est disposé dans l'intervalle capacitif avec l'une des bornes de 1a diode connectée conductivement à la paroi supérieure 8 de la cavité résonnante. T'autre borne de la diode 12 est couplée canacitivoment à l'extrémité 9 de la tige 6. Une diode à avalanche et à temps de transit comporte Ime zone d'avalanche locale suivie par un espace de glissement pour définir un angle de transit approprié pour les porteurs. De telles diodes sont construites nar exemple avec une configuration mésa et sont habituellement montées dans une enveloppe en métal et en céramique avec la surface de la partie mésa proche de la portion interne d'une queue de diode 13 employée pour la transmission de la chaleur de l'enveloppe à la paroi 8 de la cavité résonnante. Un circuit de polarisation continue est connecté à l'autre borne de la diode 12 pour lui appliquer une polarisation en inverse. Plus précisément, le circuit de nolarisation comnorte un conducteur hélicoïdal 14 connecté par l'une de ses extrémités à l'extrémité libre de la diode 12 et dont l'autre extrémité nasse à travers une cavité capacitive de by-pass 15 et est connectéc à une borne 16 extérieure au corps 2 et à laauelle une tension de polanisation par rapport au corps 2 à la terre est appliquée. En se référant maintenant à la Fig. 3, on a représenté schématiquement le circuit de polarisation. L'hélice 1 est disposé au-dessus d'un plan de terre constitué par la paroi sunérieure 8 de la cavité résonnante 3. L'hélice 14 a de préférence une longueur égale à un nombre do quarts de longueur d'onde à la fréquence de fonctionnement de l'oscillateur de façon que le circuit de polarisation présente une très haute impédance au courant de radio-fréquence à celle de ses extrémités connectée à la diode 12. Le condensateur de by-pass 15 a pour rôle essentiel de courtcircuiter l'autre extrémité de l'hélice 14 pour les courants de radio-fréquence. Dans un exemple typique pour la bande X, l'hélice 14 comprend entre 8 et 10 spires d'un fil d'un diamètre de 0,4 mm formant un enroulement d'un diamètre de 1,5 mm qui est écarté de la paroi 8 de 0,25 mm. Le condensateur de by-pass 15 a une capacité d'environ 50 picofarads et la cavité résonnante et l1osciila- teur lui-même peuvent fonctionner entre q. et 12 GHz. Bien que l'on vienne de décrire une structure i4 en hélice, d'autres structures équivalentes et de remplacement peuvent également etre employées pour obtenir une inductance en série de valeur élevée dans le fil de polarisation. Beaucoup de ces structures de remplacement sont obtenues par les techniques de circuit imprimé et sont décrites d'une façon plus complète en relation avec les Figs. 10 à 12. La tige ou cylindre 6 est pourvue de filets 21 à son extrémité extérieure de façon que la tige puisse être vissée dans la cavité 3 et hors de celle-ci pour changer la capacité et l'inductance de la cavité résonnante et ainsi sa fréquence de résonance dans la gamme allant approximativement de 8 à 12 GHz. Une fente allongée de couplage 22 est ménagée dans la paroi latérale 23 de la cavité résonnante 3 qui est adjacente à.la plaque 4. Cette fente de couplage 22 est disposée au centre de l'orifice d'un guide d'onde 24 prévu dans la plaque 4 pour coupler l'énergie à radiofréquence de la cavité résonnante 3 à un guide d'onde de sortie non représenté à travers la plaque latérale 4. n fonctionnement, la diode 12 est polarisée en inverse jusqu'à disriiption en lui appliquant de 60 à 90 volts en inverse, ce oui donne 30 à io milliampères de courant inverse. Dans ces conditions, In diode 12 présente une larve .mamme de résistance négative, aux fréquences de la bande X, pour la cavité résonnante 3,et le circuit entre en oscillation en produisant une puissance de sortie en micro-ondes dans la bande X, couplée à une charge non représentée par l'intermédiaire de la fente 22. T)ri général, les diodes à avalanche fonctionnent de préférence dans un circuit resonnant ayant un coofficient de surtension en charge au voisinage de 1000 et un rendement au voisinage de 40 à 50 . Des puissances de sortie typiques dans la bande Y avec les courants et les tensions qili viennent autre indiqués se situent entre 40 et 120 milliwatts avec un rondement comnris entre 1 et 3 @. Plus précisément, avec un courant de diode de 50 milliampères, un oscillateur typique produit approximativement 115 milliwatts de puissance avec un rendement d environ 3 n se reférant aux Figs. 4 et 5, on y voit une autre réalisation de l'invention. Ta structure des Figs. X et ; est substan tellement la même que celle des Fige. 1 et 2 à cette exception nres nue la diode 12 n'est pas montée en alignement axial avec la tige conductrice 6, mais pu contraire est montée latéralement nar rapport à la tige à partir d'une paroi latérale de la cavité résonnante 3. La paroi 28 de la cavité 3 est formée par une plaque sur lanuelle sent montés la diode 12 et le circuit de polarisation de celle-ci. La plaque est fixée au cSté ouvert du corns 2 et sa face intérieure définit la paroi 28. La plaque 4 est une partie intégrante du corps 2 qui est alors obtenu par moulage et la fente de couplage 22 est découpée dans la paroi latérale 4 et sert à coupler l'énergie de la cavité résonnante 3 à un guide d'onde non représenté. La structure de tige conductrice 6 est semblable à celle de la Fig. 1 à cette exception près qu'un cylindre ou canuchon conducteur 29 peut coulisser axialement par rapport à une chemise 31 segmentée axialement ce qui définit une pluralité de doigts conducteurs maintenant le cylindre conducteur 29 déplacable axialement. La chemise 31 est fixée d'lme facon rigide à la paroi de fond 7 dc la cavité résonnante 3 et le cylindre conducteur 29 comporte un prolongement fileté qui traverse un écrou d'immobilisation en rotation pour produire un mouvement axial du cylindre 29. La structure de la tige 6 définit un intervalle canacitif entre la tige elle-même et les parois intérieures de la cavité résonnante 3. Un courant de déplacement circule à travers cet intervalle comme le représentent les lignes de champ électrique E allant de la tige 6 aux parois. La diode 12 est montée au voisinage du côté latéral de la tige 6 et est ainsi couplée capacitivement à cette d dernière et reçoit une partie du courant de déplacement allant de la tige o au reste de la cavité résonnante 3. Dans la réalisation des Figs. @ et 5, la partie du courant de déplacement circulant vers la diode 12 peut être réglée par rapport au courant de déplacement circulant dans les autres narties de le cavité résonnante. Ainsi le couplage entre la diode 12 et les courants à micro-ondes de la cavité résonnante peut être substantiellement réduit par rapport au cas des circuits couplés par courant de conduction. La cavité résonnante 3 est accordée par le mouvement axial de la tige 29. En se référant maintenant à la Fig. 6,- on a représenté une nouvelle variante de l'invention. Dans cette variante, l'oscil- lateur 1 comprend un corns 2 dont l'intérieur a la forme d'un trou cylindrique 33 dont les narois définissent une cavité résonnante 3. La structure en forme de tige 6 comporte une partie filetée 34 se vissant dans un filet prévu dans- le corps 2 de telle sorte que la structure en forme de tige 6 puisse être déplacée axialement dans la cavité 3 pour accorder cette dernière. L'ex- trémité intérieure de la tige 6 définit un intervalle capacitif entre cette extrémité 9 et la paroi latérale 36 de la cavité résonnante 3. La diode 12 est montée sur la paroi latérale 36 dans l'intervalle capacitif et les courants de déplacement dans cet intervalle la couple à la cavité. Le circuit de polarisation est substantiellement 1e e mAme que celui des Figs. 1 à 5 et comprend un conducteur hélicoïdal 14, un condensateur de by-pass 15 et une borne terminale 16. L'énergie de sortie à micro-ondes est couplée de la cavité résonnante 3 a la charge par une ligne coaxiale 37 dont le conducteur central se prolonge dans la cavité pour former une antenne de couplage capacitif avec la ligne coaxiale 37. T,n fonctionnement, les oscillateurs 1 des Figs. 4 - 6 se comportent substantiellement de la même manière que l'oscillateur 1 des Figs. 1 - 2. Un avantage des oscillateurs de la présente invention qui utilisent un couplage par courant de déplacement entre les courants dans la cavité résonnante 3 et la diode 12 est que le facteur de bruit de l'oscillateur 1 est notablement amélioré. Plus précisément, le spectre de sortie d'un oscillateur de l'art antérieur utilisant un couplage par conduction entre les courants à radio-fréquence de 1 cavité et le diode est tel que représente en 41 dans la $Fig. 7. On remarque sur la trace d'oscilloscope 41 que le spectre dc sortie de l'oscillateur comprend des composantes notables de bruit. En se referont maintenant à la Fig. fi, on y voit une trace d'oscilloscope 42 quit est le sepctre de sortie de l'oscillateur 1 incornorant les caractéristiques de la présente invention, c'est-à dire eue la diode 12 est couplée par courant de déplacement aux courants dans la cavité résonnante 3. On remarque sur cette trace 42 que les composantes de bruit dans le spectre de sortie ont été notablement réduites par rapport à 1 'amplitude à la fréquence centrale de sortie de spectre. Plus précisément, les composantes de bruit en modulation d'amplitude, en décibels au-dessous de la porteuse, de 1 'oscillateur 1 de l'invention fonctionnant à 10,5 GHz avec une puissance de sortie d'environ 50 milliwatts varient de -10n d pour un écart d'un kilohertz de la porteuse à -114 dB pour un écart de 100 kilohertz de la porteuse, ces mesures correspondant à une largeur de bande de bruit de 1 kHz. Le contenu de bruit en modulation de fréquence dii spectre de sortie ost concentré au voisinage de la fréquence porteuse. Plus pré cisément, la déviation de fréquence relative à la valeur quadra- tique moyenne du bruit, pour la fréquence de fonctionnement et la nuissance de sortie indiquées précédemment, est d'environ 135 Hz pour un écart de 2 kHz de 1 norteuse, d'environ 60 Hz à 4 kHz de la porteuse et d'environ 45 Hz à 1 MHz de la porteuse, toutes ces mesures étant faites pour une bande de bruit de 1 kHz de largeur. n n se référant maintenant à la Fir. 9, on a représenté un graphe donnant le facteur de bruit en dB en fonction de la fréquence en GHz, d'une nart nour un récepteur à micro-ondes employant un oscillateur I conforme à l'invention dans un changeur de fréquence équilibré, et H ' autre part pour un oscil latent classique à onde progressive arrière, utilisés dans les deux cas comme oscillateur local. Des deux courbes, 51 pour l'oscillateur 1 et -2 pour l ' oscillateur à onde progressive arrière, on voit rue le coefficient de bruit est sensiblement le nom dans les deux cas quand l'oscillateur de l'invention est associé comme oscillateur local à un changeur de fréquence équi- libré. Le changeur de fréquence équilibré sert à sunprimer substantiellement les composantes en modulation d'amplitude du bruit présentes dans le signal sortant de l'oscillateur local. Cependant les composantes en modulation de fréquence du bruit ne sont pas supprimées si bien que le coefficient de bruit mesuré est essentiellement le bruit en modulation de fréquence de l'oscillateur local. Ainsi, comme on le voit sur la Fig. 9, dans l'intervalle de fréquence où l'équilibrage du changeur de fréquence est bon et où par suitc le rejct de la modulation d'amplitude est élevé, il v a peu de différence entre les coefficients de bruit relatifs à l'oscillateur 1 de l'invention et à l'oscillateur à onde progressive arrière La conclusion à tirer des Figs. 8 et 9 est que, pour un écart de fréquence avec la porteuse d'au moins 30 bfHz, la contribution majeure au bruit est due aux bandes latérales en modulation d'amplitude de l'oscillateur 1 et non au bruit en modulation de fréquence, qui pour ces valeurs d'écart a décru jusqutà une valeur très faible. hzn se référant maintenant à la Fig. 10, on a représenté une variante d'un circuit de br-nass pour appliquer la tension de polarisation au dispositif 12 à état solide et à résistance négative. Plus particulièrement, une ligne coaxiale 61 à radiofréquence est montée sur la paroi latérale 28 de la cavité résonnante 3 de façon que le conducteur central 62 de la ligne coaxiale passe au travers d'un trou 63 dans la paroi 28 et soit connecté à la borne intérieure du dispositif à état solide 12. Une rondelle annulaire d'accord 64, par exemple en cuivre ou en bronze, peut coulisser axialement sur la conducteur central 62 pour former une capacité ajustable en shunt sur la ligne coaxiale 61. La rondelle 64 sert à produire un court-circuit pour l'onde à radio-fréquence dans la ligne coaxiale 61. Une paire de tronçons de tube isolant 65 et 66, en "Téflon" par exemple, sont enfilés coaxialement entre la périphérie de la rondelle et le conducteur externe de la ligne coaxiale et entre le trou central de la rondelle et le conducteur intérieur pour empêcher que la rondelle ne forme un court-circuit franc en courant continu de la ligne coaxiale 6t. La tension de polarisation continue est appliquée au conducteur central à la borne 16 pour polariser la diode 12. La rondelle d'accord 6tb est positionnée à l'intérieur de la ligne coaxiale 6i à une distance de la diode égale à un nombre imnair de quarts de longueur d'onde, entre la diode t2 et la rondelle 64, pour que le conducteur intérieur présente coté diode une impédance de circuit ouvert. Le circuit de polarisation de la Fig. 10 a l'avantage autre relativement simple à construire et d'être réglable pour obtenir un couplage minimal à radio-fréquence entre la cavité 7 et le circuit de polarisation. En fonctionnement, la rondelle capacitive d'accord 64 est réglée pour que le couplage aux hyperfréquences entre la borne 16 do la ligne coaxiale 61 et la cavité 3 soit moindre de 25% et de préférence de l'ordre do 5% ou moins. De cette manière, les com posantes de bruit à radio-fréquance, présentes dans le circuit de polarisation et qui sont produites par les effets d'avalanche dans la diode 12, ne sont pas notablement couplées à la cavité 3 et n'excitent pas de bruit dans le signal de sortie prélevé sur cette cavité. n se référant maintenant à la Fig. 11, on a représenté le circuit de polarisation de la présente invention qui est le pré féré. Dans ce circuit, le diode 1@ est montée dans un trou percé dans une carte diélectrique pour circuit imprimé 67, en verre, "Téflon", . .(. fixée à la paroi 28 de la cavité 3. Un conducteur de polarisation 68 est métallisé ou formé de toute manière convenable ou collé sur la carte 67 pour faire connexion entre la diode 12 et un fil de polarisation 69 qui passe dans un trou 71 de la paroi 28. Tin condensateur de by-pass 15 est prévu dans le circuit de nolarisation à l'endroit où le fil 69 passe dans le trou 71. Le fil métallisé 6^S comporte à l'une de ses extrémités une partie en anneau 72 qui établit un contact électrique avec ltun des côtés de la diode 12 et il est connecté, par exemple ner soudure, au fil 69 à son autre extrémité. La longueur électrique du circuit de polarisation entre la diode 12 et le condensateur de by-pass est approximativement d'un quart de longueur d'onde afin de présenter une grande impédance à l'énergie à micro-ondes du c6té de la diode 12 et d'être ainsi découplé des courants à radio-fréquence circulant dans la cavité 3. Le degré de couplage à radio-fréquence, à la fréquence de résonance de la cavité 3, entre la borne 16 et la sortie 22 de la cavité 3 est inférieur à 25 @ et de préférence moindre que 5 @. Ceci réduit le couplage pour les composantes à radio-fréquence du bruit entre le circuit de polarisation et la sortie 22 à travers la cavité résonnante 3. Un avantage de ltoscillateur de de la présente invention est l'extrême simplicité des circuits de polarisation des Figs. 11 et 12. Plus précisément, le conducteur métallisé 68 est très facile à fabriquer et sa cqnnection à la diode 12 et au condensateur de by-pass 15 forme un réseau cie polarisation très simnle, ce qui facilite grandement le fabrication des circuits à micro onces utilisant des diodes teller que 12. La connexion de polari- ration 68 neut être faite au moyen des techniques classiques des circuits imprimés. La raison pour laquelle l'oscillateur 1 de la présente invention permet d'obtenir un coefficient de bruit notablement amélioré et oue le couplage par courant de déplacement est un counlage à radio-fréquence très affaibli en ce qui concerne la diode 12 car une fraction seulement des lignes de champ électrique total à radio-fréquence ont leur terminaison sur la diode. En conséquence, la cavité résonnente 3 peut être considéré comme un volant main tenu en oscillation par le courant relativement faible amene par la diode 12. Cet effet de volant sert à supprimer le bruit produit par 1 diode 12. Les circuits à micro-ondes de la présente invention qui ont été décrits ci-dessus comprennent tous une cavité résonnant sur le mode fondamental où ds moyens sont nrévus pour by-passer une partie du courant circulant autour de la diode 12 de façon à diminuer le couplage entre la diode 12 et la cavité 3 par comparaison avec ce oui se passe dans les arrangements de l'art antérieur où la ma-ierre nartie dii courant de circulation passe dans la diode 12. L'existence du by-pass est indiquée dans la Fig. 13 et il est représenté sous la forme d'un réseau diviseur situé autour de la diode 12 et comprenant des impédances série et shunt Z1, Z2 et Z3. En volant ces impédances série et shunt Z1, Z2 et Z3, le couplage en radio-fréquence de la diode 12 aux courants circulant dans la cavité résonnante peut être ajusté. Bien que ce réseau diviseur soit loin d'être équivalent à un transformateur d'impédance idéal, il fournit le moyen de faire varier le couplage de la diode et de réaliser une gamme considérable de variation d'impédance. On a renrésenté les impédances série et shunt comme des constantes localisées pour simplifier le circuit. rn fait les effets distribués sont considérables et, à l'heure actuelle, on ne disposé pes de mesures exactes d'im- édarees pour connaître l'effet du réseau diviseur snr la diode. Le circuit de la Fig. 13 peut être schématisé comme indiqué sur la Fig. 14. La diode est considérée comme couplée à la cavité résonnante > travers un transformateur oui permet de choir le niveau d'impédance et la cavité à son tour est couplée à la charge extérieure par un autre transformateur d'impédance. Avec ce genre de circuit, il est théoriquement possible de faire une adaptation d'impédance de la diode 12 à la charge à travers n'importe quelle cavité arbitraire quel que soit son coefficient de surtension. Un pratique, des nuissances et des rendements com parables ont été obtenus avec des coefficients de surtension en charge L compris entre 50 et 1200 mais un certain réglage du réseau diviseur est nécessaire. La Fig. 15 montre le rendement de sortie d'un oscillateur avec un couplage diode-cavité constant et un couplage charge-cavité variable. Comme le transformateur d'entrée est fixe, on peut s'attendre à ce que le transfert de puissance soit optimal quand le couplage de sortie atteint une valeur pour laquelle les pertes combinées dan le cavité et dans la charge sont adantées à l'im- pédance du générateur. Dans l'exemple représenté ceci se produit pour n = 1000 et un rendement du circuit de 50 @ flans la Fig. 16, la nuissance de sortie et le rendement de la même diode sont représentés pour des localisations largement différentes de la diode dans la cavité. I,'une de ces localisations donne un QI en charge de 50 et l'autre un QL en charge de 650. L'efficacité de l'adaptation résulte du fait que les courbes de rendement et de puissance sont très voisines pour les deux valeurs de pan le but d'apprécier la différence que la valeur plus ou moins grande dc QL introduit dans le niveau de bruit, on peut se reporter aux Figes. 17 et 18. La Fig. 17 représente le fecteur de bruit en modulation d'amplitude en d dans une bande passante de 1 kHz en fonction de l'écart par rapport à la fréquence d'accord de l'oscillateur pour un oscillateur dans lequel OL est rendu variable grace au couplage de sortie variable dans une gamme dont les limites sont approximativement 600 et 1200. Comme on pouvait s'y attendre, on constate une amélioration continue des conditions de bruit quand QL augmente. Le léger accroissement de bruit que l'on constate entre 10 kHz et 100 kHz n'a pas un caractère général dans les oscillateurs de l'espèce mais avait lieu dans le cas particulier rencontré. Fig. 18 renrésente des mesures de bruit en modulation de fréquence, c'est-à-dire de déviations équivalentes et l'on y voit que l'amélioration du bruit cn modulation de fréquence avec l'accroissement du Q en charge est encore plus apparente que sur la Fig. 17. Bien que le dispositif 12 à état solide et à résistance négative ait été décrit comme une diode à avalanche, d'autres dispositifs à état solide et à résistance négative utilisables aux hyperfréquences peuvent aussi être employés dans les oscillateurs de l'invention. Ces autres dispositifs à état solide et à résistance négative peuvent tre des diodes à effet Gunn, des diodes en mode à accumulation limitée de charge d'espace connues sous le nom de diodes à mode LSA et d'autres disnositifs à temps de transit. Comme beaucoup de modifications neuvent être apportées aux réalisations décrites sans sortir du domaine de l'invention, il doit être entendu que la description et les dessins doivent Étre interprétés à titre illustratif et non limitatif. REVENDICATIONS 1 - . Appareil à haute fréquence comprenant un circuit résonnant à haute fréquence capable d'entretenir des courants de haute fréquence, un dispositif à état solide présentant une résistance négative sous certaines conditions de tension de polarisation et counlé audit circuit résonnant à haute fréquence, un circuit de polarisation pour appliquer audit dispositif à état solide une tension de polarisation afin qu'il présente une résistance négative audit circuit résonnant à haute fréquence et que ledit circuit produise un signal de sortie à haute fréquence, caractérisé en ce que les moyens de couplage dudit dispositif à état solide aux courants de haute fréquence circulant dans ledit circuit à haute fréquence sont des moyens de couplage par courant de déplacement. 2 - . Appareil de haute fréquence conforme à la revendication 1 dans lequel le circuit résonnant à haute fréquence possède une partie définissant un intervalle capacitif et le dispositif à état solide est disposé dans cet intervalle capacitif de façon qu'une partie du courant de dénlacement à haute fréquence dudit circuit à haute fréquence circule dans ledit intervalle capacitif jusqu'audit dispositif. 3 - . Appareil de haute fréquence conforme à la revendication 1 dans lequel le circuit de polarisation pour appliquer au dispositif à état solide une tension de polarisation comprend des moyens formant une inductance série élevée dans un conducteur du circuit de polarisation, cette inductance série étant à I'intérieur du circuit résonnant à haute fréquence ic - . Appareil de haute fréquence conforme à la revendication 3 dans lequel les moyens formant 1 l'inductance série ont une longueur égale à un nombre impair de quarts de longueur d'onde à la fréquence de résonance du circuit résonnant à haute fréquence. 5 - . Appareil de haute fréquence conforme à I? revendication 4 comprenant un condensateur de by-mass connecté d'iin côté mix moyens formant l'inductance série et de lssaütre au second conducteur du circuit de polarisation. 6 - . Appareil de haute fréquence conforme à la revendication 1 dans lequel le circuit résonnant à haute fréquence est une cavité résonnante. 7 - . Appareil de haute fréquence conforme à la revendication 2 dans lequel le circuit résonnant à haute fréquence est une cavité résonnante ayant une tige conductrice interne définissant avec au moins une paroi interne de la cavité résonnante un intervalle canacitif. R - . Appareil de hnllte fréquence conforme à le revendication 7 dans lequel la tige conductrice est déplacable le long de son axe dans la cavité résonnante nour accorder cette dernière. 9 - . Appareil de haute fréquence conforme à la revendication 7 dans lequel le dispositif à état solide est disposé en alignement axial avec la tige conductrice. 10 - . Appareil de haute fréquence conforme à la revendication 7 dan lequel le dispositif à état solide est disposé à côté de la tige condnctrice entre elle-même et une paroi latérale de la cavité résonnante. 11 - . Appareil de haute fréquence conforme à la revendication 7 dans lequel le dispositif à état solide est une diode à avalanche. 12 - . Appareil de haute fréquence conforme à la revendication 4 dans lequel les moyens formant l'inductance série comprennent une plaquette diélectrique et un conducteur inductif en série collé ou métallisé sur cette plaquette. 13 - . Appareil de haute fréquence conforme à la revendication 3 dans lequel le couplage à haute fréquence entre le circuit de circuit polarisation et la sortie du/résonnant à haute fréquence à travers ledit circuit résonnant est moindre aue 25 SI à la fréquence d'accord du circuit résonnant. 14 - . Appareil de haute fréquence conforme à la revendication 1 dans lequel le circuit résonnant à haute fréquence est une cavité résonnante et où des moyens de by-pass sont prévus nour shunter la majeure partie des courants à radio-fréquence circulant dans ladite cavité résonnante autour du dispositif à état solide, d'où il résulte nue ce dernier n'est que faiblement couplé à la cavité résonnante. 15 - . Appareil de haute fréquence conforme à la revendication lui dans lequel la cavité résonnante couplée cu dispositif à état solide a un coefficient de surtension en charge supérieur à 800. 16 - . Appareil dc haute fréquence conforme à la revendication 19 dans lequel le dispositif à état solide est une diode à avalanche par impact et à temps de transit.