La présente invention concerne un appareil récepteur de navigation aérienne. Depuis l'emploi de dispositifs de navigation par radio non directif VOR (radiophare NHF omnidirectionnel), il y a eu des difficultés substantielles et des erreurs évidentes lors du fonctionnement de ces systèmes. Un émetteur VOR émet deux signaux, l'un est un signal de référence de 30 hz qui est modulé en fréquence sur une sous-porteuse de 9960 hz et l'autre, est un signal de 30 hz à phase variable. La relation de phase entre les deux signaux, tel que reçue par un récepteur de navigation aérienne, définit la position d'un avion par rapport a un parcours constituant un parcours radial qui intersecte l'emplacement de l'émetteur. Des erreurs substantielles d'excursion sont souvent évidentes lors du fonctionnement du récepteur et appareil indicateur qu' utilisent ces signaux, au point que les signaux avec beaucoup de radiaux pour certaines stations sont classifiés comme étant inutilisables pour la navigation. La présence de ces erreurs a été reconnue depuis longtemps et elles furent attribuées aux signaux de transmission multivoies créées par la présende de réflecteurs qui réemettent les signaux transmis a l'avion avec des changements de phase substantiels. Mais, cette analyse classique de ces 'courbures", "coquilles" et autres erreurs semblables basées sur la réflexion, est contradictoire aux faits. Dans des cas typiques, les surfaces de réemission ayant des sections transversales de 20 à 100 fois à celles actuellement présentes seraient nécessaires pour créer les erreurs observées.Les principales causes des erreurs actuelles n'ont pas été généralement connues et aucune solution de base au problème n'a été avancée jusqu' ce jour. Un problème similaire existe pour les systèmes ILS (radiophare d'alignement de descente) utilisés pour l'opération critique de l'atterrissage d'un avion sous de mauvaises conditions atmosphériques. Les systèmes ILS actuels utilisent deux signaux émis, un de 90 hz et l'autre de 150 hz, modulés sur des porteuses appropriées. Ces signaux sont détectés et comparés pour indiquer un parcours de référence constituant un parcours de descente dé siré, le parcours d'alignement de descente constituant une zone dans laquelle les signaux reçus sont d'une amplitude approximativement égale. Dans un appareil récepteur de navigation aérienne, tel qurutilise. par l'état de la technique, il est courant d'utiliser des circuits de filtre passe-bande "passifs" pour éliminer les fréquences étrangères aux signaux de données tel que reçus et détectés. Ces circuits de filtres passifs, parfois désignés par circuits de filtre "linéaires" bien que très satisfaisants et efficaces pour beaucoup d'applications ils introduisent des erreurs substantielles dans les signaux de données de navigation aérienne. Les caractéristiques asymétriques de ces filtres, produisent un affaiblissement de bande latérale sélective, en produisant une distorsion de déphasage substantielle dans les signaux de données en présence d'une modulation d'amplitude de basse fréquence des signaux reçus. Tout changement mineur de la fréquence des signaux de données influence aussi les caractéristiques d'affaiblissement des filtres passe-bande. Puisque l'affaiblissement et le déphasage ont un rapport très étroit, il en resulte souvent une sérieuse erreur de phase. Les mêmes résultats sont dus à des changements d'impédance des filtres ou à des effets de température ou de vieillissement. Les discriminateurs de fréquence et les détecteurs de phase employés dans les récepteurs VOR modernes, produisent aussi des fausses réponses et des déphasages substantiels en présence de la modulation d'amplitude des signaux reçus, y compris la modulation d'amplitude qui peut se produire à des fréquences très basses. Les circuits de discriminateur et de détecteur employés couramment, sont des dispositifs quadratiques dans leur fonction, et par conséquent sont susceptibles à la distorsion harmonique. Ils produisent aussi des déphasages substantiels en réponse aux parasites non équilibrés et en réponse à des changements de fréquence relative ment faibles.Dans au moins un détecteur de phase pour récepteur VOR d'un emploi courant, on peut montrer qu'un rapport d'amplitudes de 2:1 entre les voltages des signaux de référence et de phase variable produit un changement de mouvement supérieur à 25%. Les effets de la modulation d'amplitude qui se pressentent dans le signal émis de navigation, tel que reçu par les récepteurs de navigation aérienne ne sont pas contrôlés d'une façon appropriée par les circuits AGC (antifading) incorporés dans les étages initiaux des récepteurs. Les systèmes AGC actuels ont une performance tout à fait linéaire et ont une tendance à introduire une distorsion substantielle et une transmodulation excessive. La transmodulation produit des composantes de fréquence indésirables dans la gamme des fréquences très basses, provoquant certaines fausses réponses dans les circuits de filtre, détecteur et discriminateur susmentionnés. En outre, à certaines basses fréquences les systèmes AGC ont une tendance à devenir régénérateflr et augmentent l'effet de modulation -de l'onde stationnaire de basse fréquence. Par conséquent, un objet principal de la présente invention est de fournir un appareil récepteur de navigation aérienne qui incorpore un circuit de filtre actif à la place des filtres passifs de l'état de la technique et qui soit efficace pour minimiser ou éliminer les fausses fréquences des signaux de données reçus sans introduction de distorsion de phase ou autres erreurs dans ces signaux. Le circuit du filtre actif employé n'est pas influencé par les effets de modulation d'amplitude, les faibles changements de fréquence et déphasage et il présente une résistance exceptionnelle aux parasites et présente une excellente stabilité.Dans cette description et dans les revendications;les expressions "filtre actif" et "moyens de filtrage actifs" définissent chacune, un circuit d'amplificateur, ou une paire de circuits d'amplificateur, ayant un temps d'accompagnement relativement limité et qui est utilisé comme filtre passe-bande, filtre passe-bas, ou filtre passe-haut, qui produisent une distorsion de phase essentiellement nulle sur la gamme complète de fréquences d'opération du circuit récepteur dans lequel le filtre est utilisé. Un autre objet de l'invention est de fournir un appareil récepteur, qui élimine d'une façon efficace la distorsion de modulation d'amplitude de basse frequence dans le fonctionnement des circuits du discriminateur, des circuits AGC et des circuits du détecteur de phase dans l'appareil récepteur et qui ne soit pas influencé par les parasites non équilibrés dans les signaux reçus. Par conséquent l'invention a pour objet un appareil récepteur de navigation aérienne dans lequel des premiers et deuxièmes signaux- de données émis par une station de navigation;sontcompares pour déterminer 1' orientation d'un avion par rapport à une référence, la référence comprenant un parcours donné qui intersecte la station de navigation. Le récepteur comprend un premier et deuxième canal de signaux pour transformer les premiers et deuoximes signaux de données sous une forme appropriée pour être comparée l'un avec l'autre; chacun des deux canaux de signaux comprend un moyen de filtrage actif pour éliminer les signaux parasitaires sans une distorsion de phase appréciable, ou autre distorsion des signaux de données.Les moyens d'utilisation comprenant un moyen comparateur couplé aux deux canaux. de signaux utilise les deux signaux de données, tel que transmis à travers les canaux de signaux, pour déterminer l'orientation de l'avion. Le moyen de filtrage actif, dans chaque canal de signaux, peut comprendre un amplificateur limiteur, branché en série avec deux circuits intégrateurs; le moyen de filtrage actif peut aussi comprendre un amplificateur limiteur branché en série avec deux amplificateurs de courant constant ayant chacun un condensateur branché de la sortie de l'amplificateur à la terre ou toute autre source de potentiel de référence. Sous une autre forme, le moyen de filtrage actif, peut être un amplificateur différentiel ayant un signal de donnée quadratique comme entrée et ayant un circuit résonnant réglé variablement par la sortie de l'amplificateur, branché de retour à une deuxième entrée. Sous une autre forme encore, le moyen de filtrage actif, peut comprendre.des filtres à taux de rotation constant.Dans un récepteur VOR, construit selon un mode de réalisation de l'invention, la séparation des signaux de données de référence et variable peut être effectuée avec des filtres résistance-capacité ayant des caractéristiques opérationnelles intersectant approximativement à la moyenne logarithmique des fréquences des deux signaux. Des circuits de discriminateur et de comparateur de phase comprenant des amplificateurs symétriques différentiels excités en opposition de phase, avec les deux étages de l'amplificateur excités à saturation et coupure en demi cycles alternés, sont incorporés dans certains modes de réalisation de l'invention.Dans une construction préférée, un circuit AGC est fourni qui inclue une pluralité de diviseurs de tension purement réactifs branchés en série alimentant un amplificateur à gain constant avec un circuit de réaction à courant continu de la sortie de l'amplificateur,pour varier la réactance dans une branche de chaque diviseur de tension. De préféfence, un circuit limiteur est incorporé dans l'appareil recepteur en avant de tout moyen de filtrage pour le récepteur. D'autres caractéristiques et avantages de l'invention seront mieux compris à la lecture de la description qui va suivre de plusieurs exemples de réalisation et en se référant aux dessins annexés, dans lesquels: La Figure 1 est un schéma partiel d'un appareil récepteur de navigation aérienne construit selon un mode de réalisation de l'invention. Les Figures 2A et 2B sont des formes d'onde utilisées pour expliquer le fonctionnement du moyen de filtrage actif incorporé dans l'appareil récepteur de la Figure 1. Les Figures 3A et 3B sont des schémas des circuits des filtres individuels incorporés dans l'appareil recepteur de la Figure 1. La Figure 3C illustre les caractéristiques de fonctionnement des circuits des filtres des Figures 3A et 3B La Figure 4 est un schéma partiel d'un mode de réalisation préféré d'un discriminataur incorporé dans l'appareil récepteur de la Figure 1. La Figure 5 est un schéma d'un appareil récepteur de navigation aérienne construit selon un autre mode de réalisation de l'invention. Les Figures 6A et 6B sont des formes d'onde utilisées pour expliquer le fonctionnement du moyen de filtrage actif incorporé dans l'appareil récepteur de la Figure 5. La Figure 7 est un circuit schématique pour un résolver utilisé dans l'appareil récepteur de la Figure 5. La Figure 8 est un schéma d'un circuit de filtrage actif, à courant constant qui peut être employé dans l'appareil récepteur de la Figure 5. La Figure 9 est un schéma simplifié d'un autre mode de réalisation d'un circuit de filtrage actif qui peut être incorporé à l'appareil récepteur des Figures 1 et 5. La Figure 10 illustre un circuit AGC qui peut être utilisé dans les étages d'entrée de l'un quelconque des récepteurs construit selon l'invention. La Figure 11 est un schéma simplifié d'un circuit à vitesse de saut constante qui peut être utilisé dans les récepteurs selon 1' invention. Les Figures 12 et 13 illustrent les formes d'onde d'entrée et de sortie pour expliquer le fonctionnement du circuit de la Figure 11. La Figure 14 est une illustration schématique simplifiée d'un circuit à vitesse de saut constante construit selon un mode de réalisation de l'invention. La Figure 15 illustre un autre circuit à vitesse de saut constante utilisable dans les récepteurs de l'invention. La Figure 16 illustre un circuit de différentiateur et passe-haut utilisant un circuit à vitesse de saut constante construit selon l'invention; et La Figure 17 est un schéma d'un autre mode de réalisation de l'invention, basé sur le circuit de la Figure 14. La Figure 1 illustre un appareil récepteur de navigation aérienne 20, dans notre cas un récepteur VOR, construit selon un mode de réalisation de l'invention. Le récepteur 20 inclut une antenne 21 branchée à un amplificateur de fréquence radio 22 qui à son tour est branché à un circuit de mélangeur 23. Le mélangeur 23 a une deuxième entrée dérivée d'un oscillateur 24, la fréquence de l'oscillateur 24 étant contrôlée par un circuit de-contrôle de fréquence 25. La sortie du mélangeur 23 est branchée à un amplificateur de fréquence intermédiaire 26. I1 est à remarquer que les circuits 22 à 26, sont conventionnels, ils-constituent l'étage d'entrée initiale 27 du récepteur 20. La sortie de l'amplificateur de fréquence intermédiaire 26 est branchée au détecteur 28 qui peut être d'une construction courante. Le signal de sortie du détecteur 28 est couplé à un canal du premier signal 31 et à un canal du deuxième signal 32. Le canal du premier signal 31 comprend en série, un filtre passe-haut 33, un amplificateur limiteur 34, un discriminateur 35 et un amplificateur limiteur 36. Pour un récepteur VOR, le filtre passe-haut 33 devratt avoir une fréquence de coupure supérieure à 30 hz afin, d'éliminer la composante de phase variable du signal VOR du canal à signaux 31, le canal 31 étant le canal des signaux de données de référence. Les caractéristiques de fonctionnement préférées et les constructions préférées pour le filtre passe-haut 33, saDnt discutées en détail ci-dessous. L'amplificateur limiteur 34 est utilisé pour restreindre l'amplitude du signal de données transmis par le canal 31 à un maximum prédéterminé et il est incorporé dans le canal à signaux principalement pour exclure une distorsion de phase du signal de référence lorsque ce signal est traité dans 1 discriminateur 35. Le discriminateur 35 peut être d'une construction courante mais, de préférence est constitué par un circuit détecteur de produit, qui minimise la distorsion de phase dans le signal de sortie. Une forme préférée d'un discriminateur est décrite conjointement à la Figure 4.L'amplificateur limiteur 36 peut être d'une construction courante et garantit la réduction du signal de données a une forme d'onde substantiellement rectangulaire. Le premier canal à signaux du récepteur 20, le canal du signal de référence 31, comprend en outre, un moyen de filtrage actif dont l'amplificateur limiteur 36 est une partie. Le moyen de filtrage actif comprend deux circuits intégrateurs 37 et 38 branchés en série dans le canal à signaux suivant le limiteur 36. L'intégrateur 37, est d'une construction relativement simple et économique et comprend un amplificateur opérationnel 40 conventionnel à corps solide ayant une résistance 39 branchée en série au circuit d'entrée à l'amplificateur du limiteur 36. Un condensateur 41 est branché en parallèle avec l'amplificateur 40, entre les bornes d'entrée et de sortie de l'amplificateur. L'intégrateur 38 ést d'une construction semblable et comporte une résistance d'entrée 42, un amplificateur opérationnel à corps solide 43, et un condensateur 44 branché entre les bornes d'entrée et de sortie de l'amplificateur 43. Dans le récepteur VOR 20, le deuxième canal 32 est le canal pour le signal de phase variable à 30 hz. I1 comporte un filtre passe-bas 45 couplé à un résolver OBS conventionnel 71 pour effectuer le déphasage réglable dans le signal transmis par le canal 32. La sortie du résolver 71 est branchée à un amplificateur limiteur 46 suivie par deux circuits intégrateurs 47 et 48 . L'intégrateur 47 a une construction similaire à celle de l'intégrateur 37.et peut comprendre un a;plificateur opérationnel 50 à semi-conducteurs ayant une résistance d'entrée 49 et un condensateur 51 branché entre les bornes d'entrée et de sortie de l'amplificateur. L'intégrateur 48 est d'une construction semblable et comporte la résistance d'entrée 52, un amplificateur 53 et un condensataur 54. Les bornes de sortie pour les canaux 31 et 32, dans l'appareil récepteur 20, sont désignées respectivement par les références numériques 61 et 62. Les bornes 61 et 62 sont couplées à un moyen d'utilisation incluant un détecteur de phase, désigné sur la Fig. 1 comme moyen d'utilisation courant 63. Une construction préférée pour le moyen d'utilisation, et en particulier le détecteur de phase, est décrit en détail ci-dessous conjointement à la Fig.5. Dans la construction de la Fig.l, la borne de sortie 61 du canal 31 du premier signal de données est couplée à l'entrée d'un amplificateur 64. La sortie de l'amplificateur 64 comprend l'enroulement primaire 65 d'un transformateur 66 ayant deux enroule ments secondaires 67 et 68. De même, la borne de sortie 62 du canal 32 pour le deuxième signal est branchée à l'entrée d'un amplificateur 69, ayant un circuit de sortie comprenant l'enroulement primaire 70 d'un transformateur de couplage 72. Le transformateur 72 comprend deux enroulements secondaires 73 et 74. Le moyen d'utilisation 63 comporte en outre, deux ponts à diodes 75 et 76. Les bornes pour le pont 75 sont désignées par les références numériques 81, 82, 83 et 84, les bordes pour le pont 76 sont désignées par les références numériques 85, 86, 87-et 88. Les bornes de pont 82 et 86 sont branchées l'une à l'autre. La borne 81 du pont 75 est branchée à une extrémité de l'enroulement secondaire 67 pour le transformateur 66 dans un circuit en série qui, s'étend à travers l'enroulement secondaire 73 du transformateur 72 et de retour à la borne 83 du pont 75. La borne 85 du pont 76 est branchée dans un circuit similaire à l'enroulement 74 du transformateur 72, le circuit continu -par l'enroulement 68 du transformateur 66 et de retour à la borne du pont 87. Les bornes 84 et 88, constituent les bornes de sortie pour les circuits de pont et sont branchées l'une à l'autre par un circuit de diviseur de tension comprenant deux résistances 91 et 92 et un potentiomètre 93, la prise du potentiomètre 93 étant retournée aux bornes 82 et 86. Les bornes 84 et 88 sont aussi branchées à un instrument indicateur (OBI) conventionnel 94. Le fonctionnement de base du récepteur VOR 20 est essentiellement similaire à celui d'un récepteur VOR courant et sera donc décrit sommairement dans cette description. Un signal de transmission VOR intercepté à l'antenne 21 est amplifié et passe par l'hétérodyne de l'étage initial 27 du récepteur, produisant un signal de fréquence intermédiaire de sortie de l'amplificateur 26. L'étage hétérodyne comportant le mélangeur 23, l'oscillateur 24 et le contrôle de fréquence 25 est utilisé pour choisir la station VOR particulière devant être reçue. Le signal IF de l'amplificateur 26 est détecté dans le circuit 28, produisant un signal de sortie qui est modulé en amplitude selon un signal de phase variable de 30 hz nécessaire au canal 32 et avec une sous porteuse de 9960 hz sur laquelle le signal de référence de 30 hz a été modulé en fréquence à l'émetteur VOR. Le signal de référence et le signal de phase variable sont sFparés l'un de l'autre dans les canaux 31 et 32, respectivement par les filtres 33 et 45. Le filtre passe-haut 33 passe le signal de la sous-porteuse de référence à 9960 hz, substantiellement exempt du signal de phase variable à 30 hz au limiteur 34. La sortie du limiteur 34 est alimentée au discriminateur 35, dont la sortie est essentiellement le signal de référence à 30 hz. Mais, ce signal peut contenir beaucoup d'harmoniques et des parasites. Ces signaux et harmoniques parasitaires sont éliminés efficacement par le moyen de filtrage actif comprenant les intégrateurs 37 et 38 de façon, que la sortie du canal 31 se présentant à la borne 61, soit un signal de référence à 30 hz d'une phase fixe, ceci étant le signal alimenté à l'amplificateur 64. D'un autre côté, le filtre passe-bas, passe le signal de phase variable à 30 hz dans le canal 32 mais affaiblit la sous porteuse de référence de 9960 hz à un niveau auquel il est essentiellement imperceptible. La sortie d'onde carrée du limiteur 46, peut contenir beaucoup d'harmoniques du signal de phase variable à 30 hz désiré ainsi que des parasites. Ces fréquences de signaux parasitaires sont efficacement éliminées, sans distorsion de phase appréciable ou autre distorsion, par le moyen de filtrage actif comprenant les intégrateurs 47 et 48. Le signal qui se présente à la borne de sortie 62 est un signal à 30 hz qui varie en phase pour indiquer le gisement ou position de l'avion. Le moyen d'utilisation 63 est un circuit de comparateur de phase qui a été utilisé par les récepteurs de navigation de l'état de la technique, en particulier, le récepteur modèle 51 R-3 de Collins Radio. Sous des conditions normales de route, les deux signaux d'entrée au comparateur de phase 63 sont déplacés de 90 en phase et les deux tensions El et E2 sont égales. Lorsque l'avion dérive de la route normale désirée, le résultat est un changement de phase du signal variable alimenté du canal 32 par rapport à la phase du signal de référence alimenté par le canal 31, produisant un différentiel entre les tensions El et E2. L'amplitude et la polarité de la différence de potentiel entre les tensions El et E2 contrôlent l'instrument indicateur 94, montrant au pilote de l'avion la direction et l'amplitude de la déviation de l'avion de la rpute désirée, réglée par le résolveur OBS 71. Les circuits de filtrage courants employés dans les récepteurs VOR, et en particulier dans les parties des canaux des signaux de données suivant les filtres initiaux 33 et 45, introduisent fréquemment des différentiels de phase substantiele comme résultat d'une modulation d'amplitude et autres distorsions des signaux d'entrée. Le manque de symétrie autour de la fréquence du signal de 30 hz, dans les circuits de filtres passifs courants, peut produire des erreurs de 6 à 7 degrés en présence de modulations d'amplitude à 2 hz ou autres basses fréquences, qui sont souvent présentes. Le moyen de filtrage actif incorporé dans les canaux 31 et 32, élimine efficacement toute distorsion de phase sans égard aux changements substantiels d'amplitude. En outre1 le moyen de filtrage actif dans ces deux canaux élimine efficacement les harmoniques des signaux de référence et des signaux de phase variable et autres parasites qui sont présents assez souvent. En outre, les filtres actifs du récepteur 20 sont auto-limiteurs et stables et ne sont pas influencés par le vieillissement de leurs composants. Le fonctionnement du moyen de filtrage actif pour le canal 32, qui est aussi typique pour le moyen de filtrage du canal 31, est illustré sur les Figures 2A et 2B. Tel que montré sur la Fig. 2A, le signai de sortie du limiteur 46 est la forme d'onde rectangulaire 101, qui peut inclure certains courants de fuite parasitaires 102. Le signal 101 à forme d'onde rectangulaire, après l'intégration, apparaît à la sortie de l'intégrateur 47 comme signal 103 à forme d'onde triangulaire. Après une intégration supplémentaire dans le circuit 48, le signal de sortie alimenté à la borne 62 est le signal sinusoidal 104. Un changement de l'amplitude du signal à onde carrée 101 ne produit aucun changement de phase du signal de sortie sinusoïdal 104, aussi longtemps que l'amplitude du signal d'entrée 101 est suffisante de façon que l'amplitude du signal 103 à onde triangulaire intégrée n'atteigne pas tout à fait l'amplitude d'entrée entière. Supposons que le signal 101 d'entrée à onde-carrée est tel que montré sur la Figure 2A a une amplitude opératinnelle minimale, on peut voir que toute augmentation de l'amplitude du signal comme au niveau indiqué par la ligne en pointillé 105 ne change pas le signal intégré triangulaire 103.Le résultat est que même si le signal d'entrée 101 à onde carre peut varier sur une large gamme d'amplitudes, le signal intégré initial 103, reste à une amplitude constante et retient une relation fixe d'un déphasage de 900 par rapport au signal 101. En outre, le signal de sortie 104 ne change pas d'amplitude et ne dévie pas de sa configuration d'onde sinusoldale. I1 y a un déphasage total de 1800 du signal 101 au signal 104, mais cette relation de phase reste fixe et il n'y a pas de distorsion de phase introduite dans le signal de sortie alimenté a l'amplificateur 69. I1 est possible qu'avec un vieillissement des composants, que l'inclinaison des caractéristiques de fonctionnement pour l'un et l"autre ou pour les deux intégrateurs 47 et 48 puisse changer. Ainsi, une réduction de l'angle d'inclinaison ou de pente de l'intégrateur 47 peut déplacer le signal de sortie de cet intégrateur de la courbe 103 (Fig.2A) vers la forme d'onde triangulaire 106 de plus faible amplitude. Ceci réduit l'amplitude du signal de sortie sinusoïdal à un niveau tel que montré par le courbe 107 de la Figure 2B. Mais il n'y a pas de changement de phase et donc pas d'erreur de distorsion de phase introduite dans le signal alimenté à l'amplificateur 69 (Figure 1). I1 est relativement facile de construire un intégrateur 47 de façon à ce qu'il produise chaque fois une forme d'onde triangulaire déplacée de 900 de l'entrée originale à onde carrée alimentée par le limiteur 46, en dépit des changements substantiels de l'amplitude du signal de données reçu et en dépit des changements de la pente de la caractéristique de fonctionnement pour l'intégrateur qui peuvent se produire avec le temps. De même, il est relativement facile de fournir un intégrateur 48 qui produira toujours un signal de sortie sinusoldal de l'intégration de signal d'entrée triangulaire, en dépit d'un vieillissement normal et des changements des caractéristiques de fonctionnement des composants de l'intégrateur.Le résultat est que l'opération de filtrage des circuits 46, 47 et 48 se produit effectivement et efficacement pour une durée de vie indéfinie des composants de circuit sans introduire des distorsions de phase et erreurs qui dominèrent dans les récepteurs VOR et autres récepteurs de navigation aérienne. Ceci est également vrai par rapport au fonctionnement correspondant des circuits 36, 37 et 38 dans le canal 31. Les circuits de filtre passifs peuvent être utilisés pour le filtre passe-haut 33 et le filtre passe-bas 45 dans les étages d'entrée des canaux 31 et 32 respectivement. Lorsqu'on utilise des circuits passifs, le filtre passe-bas est de préférence un simple circuit symétrique résistance-capacité de deux ou plusieurs étages, tel qu'illustré généralement par le circuit 45A de la Figure 3A.Le filtre passe-haut lorsqu'un filtre passif courant est employé, est de préférence l'inverse du circuit 45A et cons titube un filtre symétrique RC, 33A du genre illustré sur la Figure 3B. Afin d'éviter une distorsion de phase indésirable lorsqu'on emploie des circuits de filtre passif 33A et 45A, les composants pour ces circuits doivent être choisis pour donner des caractéristiques de fonctionnement qui intersectent approximativement à la moyenne logarithmique du signal 30 hz de phase variable et la sous porteuse de référence de 9960 hz. Cette relation est illustrée sur la Fig.3C, ou la caractéristique d'affaiblissement de fréquence du filtre passe-bas 33A est représentée par la courbe 111 et la caractéristique de fonctionnement pour le filtre passe-haut 45A est représentée par la courbe 112.La sélection des composants pour obtenir la relation désirée entre les caractéristiques de fonctionnement pour les deux filtres, ce qui.est relativement facile, assure une rejection maximale des fréquences de signaux indésirables dans chacun des deux canaux à signaux sans introduire une distorsion de phase excessive. Tel que susmentionné, le circuit discriminateur 35 du canal 31 du signal de référence (Fig.l) si d'une construction courante, peut très bien constituer une source substantielle de distorsion de phase comme résultat de la sensibilité du discriminateur aux changements d'amplitude et autres facteurs. La Fig.4, illustre une forme préférée du discriminateur 35A, qui minimise effectivement et élimine les erreurs provenant de cette source. Le discriminateur 35A est essentiellement similaire au circuit discriminateur décrit par le brevet US No 3.024.419 de Myron L. Anthony; par conséquent seul une description relativement simplifiée est nécesaaire dans cette demande et pour la Figure 4. Le discriminateur 35A comprend un amplificateur différentiel push-pull 115 ayant deux bornes d'entrée individuelles 116 et 117 et une borne commune d'entrée 118 pour les deux étages de l'amplificateur push-pull . Le signal 9960 hz à onde carrée du limiteur 34 est alimenté à la borne 116 de l'amplificateur 115 par l'amplificateur d'inversion 119. Le signal de référence de la sous porteuse du limiteur 34 est aussi alimenté à la borne 117 de l'amplificateur 115, mais par un amplificateur suiveur 121. C'est-à-dire, le signal de référence est appliqué aux deux bornes d'entrée 116 et 117 de l'amplificateur différentiel push-pull 115 en opposition de phase. Le signal de référence à onde carrée du limiteur 34 est aussi appliqué à entrée d'un amplificateur suiveur 122. La sortie de l'amplificateur 122 est appliquée à un circuit de déphasage 123 comprenant une inductance 124 et un condensateur réglable 125 branché à la borne de sortie de 1' inductance 124 à la terre ou tout autre source de tension de référence. Une résistance 126 est incluse dans le circuit de déphasage, étant branchée entre la borne de sortie de l'amplificateur 122 et la terre. La borne commune 127 de l'inductance 124 et de la capacité 125 est branchée à l'entrée d'un amplificateur suiveur 128. La sortie de l'amplificateur 128 est branchée à la borne d'entrée commune 118 de l'amplificateur différentiel push-pull 115. Pendant le fonctionnement du circuit discriminateur 35 de la Figure 4, les niveaux de signal pour les amplificateurs 119 et 121 sont choisis de façon que les deux étages de l'amplificateur push-pull 115 soient excités à saturation en demi-cycles alternés du signal de référence de la sous-porteuse. En même temps, le signal de référence est alimenté aux deux étages par la borne d'entrée commune 118 mais, avec un déphasage de 900 induit par le circuit 123. Ce signal coupe les deux étages de l'amplificateur différentiel aux demi-cycles alternés mais avec un déphasage de 900 par rapport aux deux signaux d'entrée individuels.Sous ces circonstances, les deux signaux d'entrée des amplificateurs 119 et 121 sont multipliés ensemble dans l'amplificateur 115, produisant une sortie constituant un signal représentant la modulation de fréquence de 30 hz sur l'entrée de référence de la sous porteuse, ce signal étant alimenté au limiteur 36. Le fonctionnement du circuit discriminateur du "détecteur de produit" est décrit en détail dans le brevet US susmentionné No 3.024.419 de Myron Anthony. D'une certaine importance est le fait, que le signal de sortie alimenté au limiteur 36 est indépendant des changements d'amplitude des signaux d'entrée à l'amplificateur différentiel 115, aussi longtemps que les amplitudes restent assez grandes pour exciter chaque étage de l'amplificateur différentiel à la saturation dans chaque demi cycle d'opération.En outre, le signal de sortie de l'amplificateur différentiel n"est pas affecté par les distorsions de forme d'onde des signaux d'entrée; une distorsion substantielle harmonique et parasitaire, peut: être tolérée dans l'entrée au discriminateur 35A et est effectivement éliminée dans la sortie de ce circuit. La Figure 5, illustre un autre mode de réalisation de l'invention comprenant un appareil récepteur de navigation aérienne 120. L'appareil récepteur 120 est de nouveau un récepteur VOR et par conséquent est semblable au point de vue organisation au récepteur 20 de la Fig.l, mais il est substantiellement différent dans beaucoup de circuits de fonctionnement utilisés. L'appareil récepteur 120 comprend des étages d'entree qui peuvent être d'une construction courante, incluant une antenne 21, couplée à une fréquence radio et un étage de fréquence intermédiaire 27 qui à son tour est couplé au détecteur 28. La sortie du détecteur 28 est appliquée à un canal 131 de premier signal et à un deuxième canal 132 d'un second signal, de préférence par un amplificateur limiteur 129. Le canal 131 comprend un étage initial qui fonctionne comme un filtre passe-haut, mais qui n'est pas un filtre passif courant. Cet étage initial du canal 131 comporte un cdensateur 133A et un circuit à courant constant 133 qui est branché du condensateur 133A à la terre du système ou tout autre source de potentiel de référence. La sortie 133A du circuit passe-haut 133 est appliquée à l'amplificateur limiteur 34 qui à non tour est couplé à un discriminateur 35. Comme dans le mode de réalisation précédent, la sortie du discriminateur 35 est appliquée à l'amplificateur limiteur 36. Le limiteur 36 est la partie initiale d'un moyen de filtrage actif comprenant un circuit intégrateur de courant constant 137 et un intégrateur à courant constant supplémentaiRe 138. Le canal 131 du deuxième signal de données, le canal du signal de phase variable du récepteur VOR, comporte étage d'entrée comprenant un circuit à courant constant 145 ayantė sortie à laquelle est branchée un condensateur 145A, celui-ci 'étant branché de retour à la terre du système. Le circuit 145, conjoint!ement au condensateur 145A, fonctionne comme l'équivalent d'un filt\gasse- bas. La sortie de ce circuit passe-bas est alimentée à l'amplificateur limiteur 46 qui est l'étage initial d'un moyen de filtrage actif pour ce canal. Le moyen de filtrage actif comporte aussi deux intégrateurs à courant constant 147 et 1-48t branchés en série. Les signaux de sortie du canal 131 et 132, aux bornes 161 et 162 respectivement, sont alimentés à un moyen d'utilisation 163 qui est substantiellement différent du moyen d'utilisation courant 63 de la Fig.l. Ainsi, l'étage d'utilisation 163 du récepteur 120 comprend un amplificateur différentiel push-pull 164 ayant deux entrées individuelles 165 et 166 et une entrée commune 167. Le signal de sortie du canal 131, près de la borne 161, est applique à un amplificateur d'inversion 168 ayant sa sortie branchée à l'en trée 165 de l'amplificateur différentiel 164. Le signal de sortie de la borne 161 est aussi appliqué à l'entrée d'un amplificateur suiveur 169 qui est branché à la deuxième entrée individuelle 166 de l'amplificateur 164.Ainsi, le signal de référence pour le canal 131 est alimenté aux deux entrées individuelles de l'amplificateur 164 avec un déphasage de 1800 entre les deux signaux appliqués. Le signal de sortie du canal 132 du signal à phase variable de l'appareil récepteur 120, présent à la borne 162, est appliqué à un résolver OBS, 171. Le signal de sortie du résolver 171 est appliqué à l'entrée d'un amplificateur suiveur 172 branché à une entrée commune 167 de ltamplificateur 164. La Figure 7, représante une construction préférée pour le résolver 171. Ce résolver comprend un stator comprenant deux enroule- ments 172 et 173. Une borne de chacun des enroulements-172 et 173 est branchée à une borne 174 qui est retournée à la terre du système ou tout autre source de potentiel de référence. La borne restante de l'enroulement 172 est branchée à la borne d'entrée 162 par une résistance 175. L'autre borne de l'enroulement 173 est branchée à la borne d'entrée 162 par un condensateur 176. Le résolver 171, dans le mode de réalisation préféré illustré sur la Fig.7 comporte en plus un rotor portant un enroulement 177 qui est disposé à l'intérieur du champ magnétique des bobines 172 et 173 du stator. L'orientation angulaire de la bobine de sortie 177 du résolver est réglable par rapport aux bobines 172 et 173 du stator. Un réglage manuel 178 est montré sur le dessin. Le fonctionnement général du récepteur 120 de la Fît.5 est substantiellement semblable à celui du récepteur 20 de la Fig.l; seules-les différences introduites par les changements de composants nécessitent une discussion. Le changement initial introduit dans le récepteur 120 comprend les deux étages initiais pour les canaux 131 et 132. On peut démontrer que le circuit 133 à courant constant, conjointement au condensateur 133A est en présence d'un signal limité en amplitude tel que celui fourni par le limiteur 129, fonctionne comme un filtre passehaut. Cette combinaison de circuit est effective pour éliminer la composante de phase variable de 30 hz du signal VOR du détecteur du canal 131 et a l'avantage substantiel qu'elle n'introduit pas une distorsion de phase dans le signal devant être transmis par le canal 131. De même, le circuit 145 à courant constant, en combinaison avec le condensateur 145A, fonctionne comme filtre passe-bas exempt de distorsion qui transmet le signal de 30 hz dans le canal 132 sans distorsion appréciable.Les effets de la modulation d'amplitude qui produisent fréquemment des erreurs appréciables avec les filtres passifs courants sont complètement éliminés par cette forme de filtrage actif dans les deux canaux à signaux. Les intégrateurs 147 et 148 à courant constant fournissent un fonctionnement qui est substantiellement semblable à celui des intégrateurs 47 et 48 décrits ci-dessus. Ainsi, le signal à onde carrée 211 du limiteur 46 (Figures 5 et 6A) est transmis par l'intégrateur 147 et se présente comme onde triangulaire 213 dans la sortie du circuit 147.La forme d'onde triangulaire 213, à son tour, après intégration dans le circuit 148, est reproduite sous forme d'onde sinusoldale 214. I1 y a un déphasage total de 1800 entre les signaux 211 et 214, mais la stabilité de phase discutée ci-dessus par rapport aux circuits intégrateurs 47 et 48 est maintenue par dessus des variations substantielles en amplitude du signal 211 et des variations substantielles dans la pente des caractéristiques de fonctionnement pour les intégrateurs qui.peuvent se présenter avec un vieillissement des composants ou pour toute autre cause. La Figure 8 illustre une forme de circuit à courant constant qui peut être utilisé dans la construction du récepteur de la Fig.5. Le circuit à courant constant 147A comporte un premier transistor à effet de champ 181 ayant des électrodes de signaux 182 et 183, dont chacune peut fonctionner comme électrode d'entrée ou électrode de sortie. Le transistor à effet de champ comporte aussi une électrode de contrôle 184. L'électrode de signal 182 est branchée au limiteur 46. L'électrode de signal 183 est branchée par une résistance variable 185 à une borne d'un potentiomètre 186. La prise réglablel87 du potentiomètre 186 est branchée de retour par une résistance 188 à l'électrode de contrôle l84 du transistor 181. Le circuit à courant constant 147A comporte en outre, un deuxième transistor à effet de champ 191 ayant des électrodes de signal 192 et 193 et une électrode de contrôle 194. L'électrode de signal 192 est branchée par une résistance variable 195 à la borne restante du potentiomètre 186. L'électrode de contrôle 194 est branchée par une résistance 198 à la prise 187 du potentiomètre. Parce que le circuit à courant constant 147A est utilisé en qualité de circuit intégrateur un condensateur 199 est branché de l'électrode 193 à la terre du système ou toute autre source de potentiel de référence. L'électrode 193 est branchée au circuit suivant dans le canal de signal, dans notre cas l'intégrateur a courant constant 148. I1 peut être démontré que le circuit de la Fig.8, sur une large gamme d'amplitudes du signal d'entrée du limiteur 46, produit un courant d'amplitude constante à la borne de sortie comprenant l'électrode 193. Avec le condensateur 199 branché au circuit, il fonctionne substantiellement comme un intégrateur linéaire sur une gamme relativement large d'amplitudes de courant. Le circuit à courant constant est bi-directionnel. Lorsque l'entrée à l'électrode 182 est positive le signal de réaction alimenté à l'électrode de contrôle du transistor à effet de champ 181, limite le courant total à une valeur constante déterminée par la résistance incorporée dans le circuit. Dans ces circonstances, la polarisation du transistor 191 est dans une direction en avant et il n'y a aucun affaiblissement du courant.Lorsque l'entrée à l'électrode 182 est négative, le transistor 181 est polarisé dans une direction en avant et fonctionne à saturation de façon qu'il ne limite. pas le courant. Mais le circuit de réaction pour le transistor 191 permet une polarisation inverse à celle du transistor proportionnelle au courant du signal et limite le courant de sortie à une amplitude maximale donnée. Les résistances 185 et 195 peuvent être réglables pour permettre un étalonnage précis du dispositif à un niveau de courant désiré. Le potentiomètre 187 permet ltéquilibra- ge des deux moitiés de circuit à courant constant. I1 sera reconnu que le circuit à courant constant 147A cot- respond à la configuration pour le circuit passe-bas 145, 145A dans le canal 132 du récepteur 120. Pour permettre les caractéristiques de passe-haut désirées pour le circuit 133, 133A dans le canal 131, le circuit à courant constant est branché à nouveau tel que montré sur la Fig.5. Le circuit 147A peut être utilisé tel que montré sur la Fig.8 pour donner le moyen de filtrage actif nécessaire 137 et 138 pour le canal 131, les circuits doubles étant employés. Ceci est aussi vrai pour le moyen de filtrage actif 147 et 148 du canal 132. I1 faut reconnaître que l'amplificateur 164 du moyen d'uti liaation 163 de la Fig.5 est essentiellement similaire à la construction du discriminateur 35A de la Fig.4 excepté, qu'un signal d'entrée indépendant,le signal de phase variable 30 hz, est alimenté à l'entrée commune 167 de l'amplificateur différentiel push-pull 164. Le fonctionnement du comparateur de phase comprenant l'amplificateur 164 procède tel que décrit ci-dessus conjointement à la Fig.4 et contrôle le fonctionnement d'un indicateur de position conventionnel 94.Le réglage de phase d'un signal à phase variable tel que fourni à l'amplificateur 167 est effectué par le résolver 171, sous le contrôle du pilote, de façon que l'indication à l'instrument 94 est faite relative au parcours désiré de l'avion au lieu d'être dépendante entièrement du vol le long d'un radial (sous-station) intersectant la position de la station de navigation. La construction du résolver illustrée sur la Fig.7 produit un champ vecteur rotatif qui induit un signal dans l'enroulement secondaire 177. La phase de la sortie peut être tournée doucement par un total jusqu'à 3600 en tournant simplement le rotor du résolver.Ceci donne un fonctionnement plus doux et plus précis qu'ordinairement obtenu avec,les résolvers ,OBS de construction courante, dans lesquels le stator et le rotor du résolver sont inversés, comparés à la construction du résolver 171, à 1' égard des fonctions d'entrée et de sortie du résolver. La Figure 9, est un schéma simplifié illustrant un moyen de circuit de filtrage actif 200 qui peut être incorporé dans le récepteur VOR de la Fig.5 à la place des circuits 137 et 138 des intégrateurs à courant constant dans le canal 131 ou peut être employé dans le récepteur de la Fig.5 dans le canal 132 au lieu des circuits intégrateurs à courant constant 147xet 148. Par la meme, le moyen de circuit de filtrage actif 200 de la Fig.9 peut être utilisé dans le récepteur de la Fig.1, dans le canal 31, au lieu des circuits intégrateurs 37 et 38 ou dans le canal 32 en rempla-- cement de la combinaison des circuits intégrateurs 47 et 48. Le circuit 200 de la Fig.9 commence par l'amplificateur limiteur 36, dont la sortie est appliquée à l'amplificateur suiveur 201. La sortie de celui-ci est couplée par une résistance 202 à une entrée de l'amplificateur différentiel 203. La sortie de ce dernier est branchée par l'amplificateur 204 à un circuit resonant 205 comprenant une inductance 206 et une capacité 207.Le circuit 205 est un circuit résonnant excité en parallèle avec la borne commune 209 des deux impédances réactives branchées à une deuxième entrée à l'amplificateur différentiel 203. La-borne 209 est aussi couplée par une résistance 208 à la sortie de l'amplificateur suiveur 201 et à la borne de sortie 161 pour le canal 131 (Voir Fig.5) Pendant le fonctionnement du circuit de filtre actif 200 de la Fig.9, le signal de référence à 30 cycles du discriminateur 35 (Voir Fig.5) est coupé dans l'amplificateur limiteur 36, de façon que la sortie de celui-ci est un signal de 30 hz d'une forme d'onde essentiellement rectangulaire. Ce signal est alimenté, par l'amplificateur suiveur 201, à une entrée de l'amplificateur différentiel 203.Le signal de sortie de celui-ci est appliqué au circuit résonnant 205, par l'amplificateur suiveur 204, pour produire un deuxième signal d'entrée pour l'amplificateur différentiel. Si le circuit résonnant 205 est exactement réglé à la fréquence de 30 hz, et si le signal de données alimenté à l'amplifié cateur différentiel 203 ne varie pas de la fréquence fixé à 30 hz alors le signal de sortie de l'amplificateur différentiel 203 est zéro et le signal alimenté à la borne 161 est le signal de donnée inchangé de l'amplificateur suiveur 201. Mais, tout petit changement au point de résonnance du circuit 205, produit un faible déphasage du signal se présentant à la borne 209. Ce déphasage produit un signal de sortie de l'amplificateur différentiel. Dans ce cas, avec une phase nulle imparfaite, le signal de sortie de l'amplificateur différentiel est en relation de phase quadratique avec l'entrée initiale à l'amplificateur du suiveur 201. Le signal de sortie différentiel de l'amplificateur 203 est, en effet, inséré en série avec le circuit résonnant 205 et a le même effet qu'un changement de la capacité 207 ou de l'inductance 206, selon la polarité du signal de sortie différentiel. L'effet est de régler à nouveau le circuit résonnant, continuellement, selon le signal d'entrée. Le signal de sortie se présentant à la borne 161, ne change pas de phase avec des changements de fréquence ou avec des changements des composants de filtre dus à un vieillissement ou autres facteurs. On peut donc voir que le circuit 200 est un filtre passe-bande auto-adapteur d"une gamme de fréquences très étroite qui est effectivement à l'abri des effets de tout vieillissement de composant ou autre déphasage.En outre, le circuit a une résistance exceptionnelle aux parasites et une bonne stabilité et il est à l'abri des effets de modulation d'amplitude. Tel que susmentionné, une autre source d'erreurs substantielles, dans les récepteurs de navigation aérienne courants, réside dans les étages des fréquences radio. Bn particulier, les amplificateurs à gain variable utilisés dans le contrôle automatique du gain produisent souvent une distorsion de phase, transmodulation et autres effets indésirables comme résultat d'une modulation d'amplitude des signaux d'entrée, parasites et autres facteurs semblables. La Fig.10 illustre un circuit de contrôle automatique du gain 222 qui élimine effectivement ces sources particulières de difficultés. Le circuit amplificateur contrôlé par gain automatique de la Fig.10 comprend un étage initial 223 comprenant trois diviseurs de tension réactifs branchés en série. Le nombre exact de diviseurs de tension employés, n'est pas critique. Pour une application donnée il est nécessaire d'avoir peut être quatre ou plus, tandis que. pour d'autres applications deux diviseurs de tension peuvent suffire. Le premier diviseur de tension dans l'étage 223 comprend un condensateur 224 branché entre l'antenne 21 et une borne centrale 225. La borne centrale 225 du diviseur de tension est branchée par une diode à réactance (varactor) 226 à la terre du système. Le varactor 226 est une firme connue d'un condensateur variable dans lequel la capacité varie avec des changements du courant continu appliqué au dispositif. Le deuxième diviseur de tension dans l'étage 223 comporte un condensateur 227 branché à la borne 225 du circuit du diviseur de tension précédent. Le condensateur 227 est branché à une borne centrale 228 pour ce deuxième diviseur de tension, la borne 228 étant retournée à la terre par le varactor 229. Le troisième circuit de diviseur de tension est d'une construction semblable et comporte un condensateur 231 branché de la borne 228 du circuit précédent à une borne centrale 232. La borne 232 est retournée à la terre par une diode à réactance supplémentaire 233. La borne 232 dans le diviseur de tension final de l'étage 223 est branchée par une résistance 234 à un amplificateur de fréquence radio 235. Cet amplificateur 235 est pourvu d'un circuit de réaction comprenant une résistance 236; ceci est un circuit de réactionnégative réduisant l'amplificateur 235 à un gain constant et limité. La sortie de l'amplificateur 235 est appliquée à un dé - - - restant vecteur 237 qui est branché aux étages/du récepteur. La sortie du détecteur 237, un signal à courant continu variable est couplé de retour à chacune des diodes à réactance 226, 229 et 233. Le circuit de couplage comprend une résistance 238 branchée par la résistance 239 à la borne centrale 225 du premier diviseur de tension. De même, les résistances 241 et 242 sont employées pour completer les connexions de la résistance 238 aux bornes centrales 228 et 232, respectivement, du deuxième-et troisième diviseurs de tension. Pendant le fonctionnement, la capacité de chacun des varactors 226, 229 et 233 est continuellement réglée par un signal de courant continu alimenté aux diodes varactors de la sortie du détecteur 237. Les circuits purement réactifs des diviseurs de tension, n'introduisent aucune distorsion de phase dans le signal émis à travers le circuit 222. Parce que l'amplificateur de fréquence radio 235 fonctionne à un gain constant, et reçoit le même niveau de signal d'entrée en tout temps, l'amplificateur fonctionne comme dispositif linéaire et n'introduit pas les distorsions dominant avec les amplificateurs dans lesquels le gain est constamment changé.Bien entendu, le système AGC de la Fig.10 peut être appliqué à un amplificateur de -fréquence intermédiaire au lieu d'un amplificateur de fréquence radio. I1 est évident que le circuit 222 peut être utilisé avec l'un quelconque des récepteurs décrits conjointement aux Figures précédentes ou suivantes se rapportant à d'autres aspects de l'invention. La Figure 11, illustre un circuit/vitesse de saut constante 420 qui constitue un filtre actif utilisable dans les récepteurs de navigation de l'invention. Le circuit 420 (désigné ci-après par CSR) comprend un amplificateur 421 à semi-conducteur à circuit intégré; la borne d'entrée 425 pour le circuit CSR 420 est branchée à la borne d'entrée de non inversion 423 de l'amplificateur par une résistance 426. Un condensataur 428 est branché à la borne de sortie 424 de l'amplificateur 421 qui constitue la borne de sortie du circuit. Une résistance capteuse 429 est-branchée du condensateur 428 à la terre de référence. Un circuit de réaction de stabilisation à courant continu comportant une résistance 424 est branché de la borne de sortie 424 de retour à l'entrée d'inversion 422 de l'amplificateur 421. I1 y a un moyen de réaction limitant le taux de courant alternatif dans le circuit CSR 420, qui comporte un circuit 430 branchant la borne commune 431 du condensateur 428 et la résistance capteuse 429 de retour à la borne d'entrée d'inversion 422 de l'amplificateur 421. Le circuit de réaction 430 comprend une paire de diodes 432 et 433 branchées en parallèle l'une avec l'autre en polarisation opposée, la combinaison parallèle des diodes est branchée en série dans le circuit de réaction à limitation de taux 430. Une résistance 438 est branchée de la borne 422 à la terre du système. Les diodes 432 et 433 établissent un niveau de seuil pour le fonctionnement du circuit en limitant le taux de balayage du signal de sortie, tel que décrit ci-après. La Figure 12 comporte une série de formes d'onde de signaux d'entrée et de sortie illustrant le fonctionnement du circuit 420 de la Fig.ll. Dans chaque cas, la forke-d'onde du signal d'entrée est représentée en trait plein, le signal de sortie en pointillé. Le premier signal d'entrée illustré sur la Fig.12, est le signal 451 allant positif. Le signal 451, lorsqu'il est appliqué à la borne d'entrée 425 du circuit 420, produit un signal amplifié de la même polarité à la borne de sortie 424 du circuit. La tension allant positive ainsi développée à la borne de sortie 424, commence à charger le condensateur 428 par la résistance 429. La chute de tension dans la résistance 429 est une fonction du courant de charge 4 travers le condensateur 428; cette chute de tension est alimentée à l'entrée d'inversion 422 de:l'amplificateur 421 par le circuit de réaction 430. I1 peut être montré que la tension de sortie de l'amplificateur sera telle que la tension dans la résistance 429 et proportionnelle au taux de changement en amplitude du signal d'entrée. Avec une chute de tension constante par l'impédance 429 laquelle est en série avëc le condensateur 428; le taux de charge du condensateur 428 est une fonction linéaire. C'est à dire, le taux de charge du condensateur 428 a une pente constante. Le taux de balayage pour le circuit CSR 420 est déterminé par les impédances du condensateur 428 et de la résistance capteuse 429 et par l'amplitude de la tension d'entrée, le signal 451.La direction de la pente dépend de la polarité du signal d'entrée. Le signal de sortie du circuit CSR 420, en réponse au signaI~451, est représente par la ligne en pointillé 451A (Fig.12). Une réduc tion de l'impédance de la résistance 429 peut être utilisée pour changer la pente de celle indiquée par la ligne en pointillé 451 B tandis, qu'une augmentation de l'impédance de la résistance! peut glisser la pente de la tension de sortie dans la direction opposée à la courbe 451C. Des changements correspondants de la pente ou taux de balayage du circuit peuvent être affectés en changeant la valeur du condensateur 428. Lorsqu'une fonction graduelle allant négative est appliquée à l'entrée du circuit CSR.420 (par exemple le signal 452 sur la Fig.12) le fonctionnement du circuit est tel que décrit dessus. Le signal de sortie résultant 452A est de nouveau un signal à pente linéaire constante. Une réduction de l'impédance de la résistance 429 donne une plus grande pente au signal de sortie, illustré par le signal 452 B. Une augmentation de la résistance capteuse a un effet contraire. Le taux de balayage du circuit CSR 420 dépend de l'amplitude du signal d'entrée. Ainsi, un signal de fonction échelonné allant positif 453 (Fig.2) produit un signal de sortie 453 A ayant une pente plus raide (taux de balayage plus grand) que le signal de sortie 451 A produit par le signal d'entrée 451 A d'une forme semblable mais d'une plus faible amplitude. Ceci peut être contrôlé par un contrôle approprié de l'amplitude d'entrée, comme par les limiteurs 36 et 46 (Fig.l). Lorsqu"une impulsion de signal allant positive de forme d'onde rectangulaire est appliquée à la borne d'entrée 425 du circuit 420 (Fig.ll) tel qu'illustré par le signal 454 (Fig.12) le signal de sortie produit par le circuit est une impulsion triangulaire 454 A. La pente de cette partie allant positive du signal de sortie à forme d'onde triangulaire est la même que la pente de la partie allant négative, à l'exception d'une inversion de 1800. C'est-à-dire, l'angle a est le même que l'angle b. Exprt- mé d'une autre façon, le taux de balayage pour le circuit reste constant, que le signal de sortie change dans une direction positive ou dans une direction négative. Un signal d'onde carrée d'une fréquence donnée, tel que le signal 455 (Fig.2) lorsqu"il est appliqué à l'entrée du circuit CER 420, produit un signal de sortie 455 A de forme d'onde triangulaire. Les pentes des parties allant positive et négative du signal 455 A de forme d'onde triangulaire sont égales, comme pour le cas d'une simple impulsion décrite ci-dessus. Le signal de sortie 455A est précisèment verrouillé en phase au signal d'entrée 455, mais avec un retard de phase de 900. Un signal d'entrée 456 de forme d'onde rectangulaire, ayant la même amplitude mais à deux fois la fréquence du signal 455, peut être alimenté au circuit CSR 420, et produit à nouveau un signal de sortie 456 A de forme d'onde triangulaire. Le taux de balayage pour le signal 456 A, correspondant aux pentes des par ties du signal allant positive et négative, est la même que pour le signal 455 A. Cependant, l'amplitude du signal de sortie 456 A n'est pas si grande que celle du signal 455 A parce que le temps disponible pour chaque changement de polarité du signal est seulement la moitié de celui disponible précédemment. Comme avant, le signal de sortie 456 A pour le circuit 420 est retardé en phase de 90 comparé au signal d'entrée 456. La description opérationnelle ci-dessus ne tient pas compte des diodes 432 et 433. Celles-ci établissent un seuil pour le signal de réaction dans le circuit 430; les signaux changeant lentement qui n'excèdent jamais ce seuil (la chute de tension de la diode en avant) sont amplifiés dans le circuit 420 sans modification substantielle de la forme d'onde. Ainsi, pour le circuit CSR 420, un signal d'entrée sinusoïdal 458 changeant lentement (Fig.13) fondamentalement un signal de basse fréquence et faible amplitude, est reproduit par le circuit en une onde sinusoïdale 458 A semblable de basse fréquence et de faible amplitude; il n'y a aucun changement de phase. De même, un signal 459 de basse frequence et faible amplitude de forme triangulaire est transmis par le circuit CSR 420 aans changement appréciable de forme d'onde ou de phase, résultant en signal de sortie 459 A. Ceci n'a pas pour résultat l'établissement d'une vraie coupure de ba-sse fréquence pour le circuit CSR 420; un signal d' entrée à basse fréquence qui a un taux élevé de changement en amplitude produit un signal de sortie qui est limité.Ainsi, un signal d'entrée 461 de basse fréquence et de forme d'onde carrée produit un signal de sortie 461 A de forme d'onde triangulaire. Les diodes 432 et 433 introduisent une faible variation de la forme d'onde triangulaire de sortie, dû aux chutes de teasion en avant des diodes, tel que montré d'une façon exagérée en 461 sur la Fig.13. Cette variation peut être acceptée pour certaines applications sans difficultés; pour d'autres une compensation peut être désirable. En particulier, aux fr-équences plus élevées la petite onde carrée introduite dans le signal de sortie par la chute de la diode 462 peut causer quelques difficultés. Un circuit de compensation effectif est discuté ci-après conjointement à la Fig.17. La Figure 14 illustre un autre circuit CSR 440 construit selon un mode de réalisation différent de l'invention. Le circuit CSR 440 comprend un amplificateur 421 à semi-conducteur intégré ayant une entrée d'inversion 422, une entrée de non inversion 423, et une sortie 424 qui constitue la borne de sortie pour le circuit complet. La borne d'entrée 435 du circuit CSR 440 est branchée par une résistance 436 à l'entrée inverseur 422 de l'amplificateur 421. L'entrée non inverseur 423 de l'amplifxcateur 421, dans ce mode de réalisation est branchée à la terre du système par une résistance 437. Dans le circuit CSR 440, un condensateur 428 est branché de la borne de sortie 424 à une résistance 429 qui est retournée à la terre du système.La borne commune 431 du condensateur 428 et de la résistance 429 est branchée à un premier circuit de réaction 430 B qui s'étend de la borne 431 de retour à la borne d'entrée inverseur 422 de l'amplificateur 421. Ceci est un circuit de réaction à taux de limitation du courant alternatif qui comprend, en série, la cdmbinaison parallèle de deux diodes 432 et 433, comme dans le circuit précédent. En outre, le circuit CSR 440 comporte un deuxième moyen de réaction, comprenant une résistance 434 branchée de la borne de sortie 424 à l'entrée inverseur 422, donnant un circuit de stabilisation en courant continu de réaction négative et un réglage de gain pour l'amplificateur 421. Le fonctionnement du circuit CSR 440 (Fig;14) est en général semblable à celui du circuit 420. Un signal d'entrée allant positif appliqué à la borne d'entrée 435 produit un signal de sortie allant négatif à la borne de sortie 424 du circuit CSR. La tension de sortie commence à charger le condensateur 428, produisant une chute de tension dans la résistance 429 qui est une fonction du courant de charge. Le signal de la résistance 429 est appliqué à l'entrée inverseur 422 de l'amplificateur 421 à travers le circuit 430 B de réaction. Comme dans le circuit 420, la tension dans la résistance 429 doit excéder la chute de tension en avant des diodes 432 et 433 avant qu'il y ait une limitation effective du taux de changeant du signal de sortie.Une fois que la chute par dessus la résistance 429 excède ce seuil,. le gain du circuit est tel que la tension de la résistance s'adapte exactement à la chute de la diode. Par conséquent, le taux de charge du condensateur 428 est une fonction en ligne droite, et le circuit CSR 440 produit un signal de sortie ayant une pente limitée et constante. Dans le circuit CSR 440, comme dans le circuit 420, le taux de balayage est contrôlé par les valeurs d'impédance du condensateur 428 et de la résistance 429. Cependant, au contraire du circuit 420, le fonctionnement à limitation de taux du circuit 440 est essentiellement indépendante de l'amplitude du signal d'entrée. Autrement, à part le signal d'inversion du circuit 440, les deux circuits fonctionnent d'une fanon essentiellement semblable. Pour le fonctionnement du circuit CSR 440, comme pour celui du circuit 420, il n'y a pas de signal de réaction limitant le taux de circuit capteur comprenant le condensateur 428 et la résistance 429 jusqu'à ce que la chute de tension à travers la résistance 429 excède la chute de tension en avant à travers l'une des diodes 432 et 433. Par conséquent, un signal qui a un faible taux de changement n'est pas modifié dans sa forme d'onde; pour les signaux d'entrée à chagement lent, le circuit CSR 440 constitue un simple amplificateur. Ainsi, si un signal de basse fréquence et de faible amplitude est alimenté au circuit 440, le signal de sortie sera une reproduction exacte amplifiée du signal d'entrée mais avec un déphasage de 1800.Donc, les formes d'onde de la Fig.13, peuvent être appliquées au circuit 440 (Fig.14) aussi bien qu'au circuit 420 (Fig.ll) excepté que les signaux de sortte du circuit 440 sont inversés en phase par rapport aux signaux d'entrée. Le circuit CSR 420 (Fig.11) est unintégrateur, mais le circuit CSR 440 est un circuit non intégrateur. La sortie du circuit 420, pour les signaux à courant alternatif ayant un taux de balayage élevé sont retardés en phase de 900, tandis que la sortie du circuit 440 est avancée de 900. Mais les deux types de circuit CSR donnent une action de limitation effective et constante qui reste constante sur une gamme de fréquences substantielle et qui est essentiellement indépendante du vieillissement des composants. Pour donner un exemple explicite des circuits CSR 420 et 440 des Figures 11 et 14, des paramètres de circules spécifiques sont donnés ci-dessous. Cette information ne limite en rien l'invention. Résistances 426, 436, 437 et 438 10 Kiloohms Condensateur 428 1 microfarad Résistance 429 680 ohms (variable) Résistance 434 330 Kiloohms Amplificateur 421 uA 741 Fairchild Diodes 432, 433 IN 914 Avec ces paramètres de circuit, et avec la résistance 429 ajustée à 220 ohms, la fréquence de coupure pour les circùits, comme filtre passe-bas est de 60 hz. Les caractéristiques de réponse des circuits 420 et 440 correspondent à celles d'un système servo ayant un taux de balayage circulaire maximum impose par la vitesse de pointe du servomoteur, mais avec une différence importante les circuits CSR présentent une inertie essentiellement nulle.L'analogie est augmentée par l'emploi des diodes du seuil 432 et 433 dans le moyen de réaction limitant le taux des circuits CSR 420 et 440; les diodes empêchent l'introduction dune temporisation et établissent un seuil fixe connu pour la limitation du taux de balayage imposé au signal de sortie. Les caractéristiques d'affaiblissement ponr chacun des circuits décrits plus haut sont celles d'un filtre passe-bas étant de six dh par octave. Les caractéristiques de phase de ces circuits, en particulier des circuits 420 et 440, sont très adap tées pour des applications, comme pour les récepteurs VOR, dans lesquels une fidélité de phase est essentielle. On peut montrer que pour les deux circuits le déphasage est zéro en dessous d'un coin donné ou d'une fréquence de coupure, déterminé par les valeurs d'impédance du condensateur 428 et de la résistance 429. Au-dessus de la fréquence de coin, le déphasage est exactement de 900 avec le signe de déphasage dépendant de l'emploi du circuit 420 ou 440. Par contre, un filtre RC (résistance-capacité) conventionnel présente un changement de phase échelonné, avec des changements de la fréquence d'entrée, d"une nature non linéaire, les deux au-dessus et en dessous de la fréquence de coupure pour le filtre. En effet, même pour un filtre RC de haute qualité, il y a un déphasage substantiel qui peut être de l'ordre d'un degré même à une décade sous la fréquence de coin et qui est sujet à des variations même avec de faibles changements de fréquence. Des variations de phase de ce genre ne peuvent pas être tolérées pour des applications de navigation de précision, comme pour les récepteurs VOR. Les caractéristiques d'affaiblissement servent pour le filtre CSR et le filtre courant RC présentent le même genre de différences. L'affaiblissement par un filtre RC passif courant peut seulement approcher zéro et produit toujours au moins quelques variations de phase. En outre, un filtre RC passif présente toujours au moins un certain déphasage, sans égard aux paramètres du circuit, avec des changements des valeurs des composants du circuit et des conditions d'environnement. Ces déphasages sont éliminés dans les circuits CSR de l'invention. La Figure 15, illustre un autre circuit 550 à taux de balayage constant qui peut être utilisé dans les récepteurs de navigation construits selon la présenten invention. Le circuit CSR 550 est semblable au circuit CSR 440 de la Fig.14 à plusieurs égards. I1 comporte un amplificateur intégré 421 ayant une entrée inverseur 422, une entrée 483 non inverseur et une sortie 424 qui comprend la borne de sortie pour le circuit CSR. La. borne d'entrée 435 du circuit CSR 550 est branchée à l'entrée inverseur 422 de l'amplificateur 421 par une résistance 436. Tel que précédemment il y a un circuit de réaction négatif de stabilisation à courant continu comprenant une résistance 434 branchée de la borne de sortie 424 de retour à l'entrée inverseur 422 de l'amplificateur 421. La sortie 424 de l'amplificateur principal 421 est branchée à un condensateur 428. A la place de la petite résistance capteur utilisée dans les circuits CSR précédents, l'impédance capteur du circuit CSR 550 comprend cependant un deuxième amplificateur 551 à semi-conducteur intégré ayant une entrée inverseur 552 branchée au condensateur 428 à-la borne 554. L'amplificateur 551 a une entrée non inverseur 553 qui est retournée à la terre de référence . La borne de sortie 555 de l'amplificateur 551 est branchée à l'entrée non inverseur 423 de l'amplificateur principal 421 par un circuit de réaction limitant le taux à courant alternatif comprenant en série, la combinaison parallèle des deux diodes 432 et 433 pour établir le seuil. L'entrée non inverseur 423 de l'amplificateur principal 421 est aussi branchée à une résistance 556 qui retourne à la terre.Une résistance variable 557 est branchée entre les bornes 553 et 555 comme étant une partie du circuit de réaction. Le fonctionnement de base du circuit CSR 550 est en général semblable aux autres circuits CSR décrits ci-dessus,en-particulier à celui du circuit CSR 440 de la Fig.14. Un signal d'entrée alimenté à la borne 435 du CSR 550 (Fig.15) est amplifié par l'ampli ficateur 421 et commence à charger le condensateur 428. Le courant de charge pour le condensateur 428 produit une tension de sortie, à la borne de sortie 555 de l'amplificateur 551 qui est une fonction du taux de changement du signal d'entrée au circuit CSR. Cependant, le condensateur 428 apparait comme étant à la terre, parce que la borne 553 est retournée à la terre, donc le signal de taux n'est pas en série avec la tension de sortie du CSR. Néanmoins, le fonctionnement global est essentiellement le même que pour les circuits CSR décrits précédemment.Cependant, le circuit CSR 550 peut être réglé avec plus de précision par rapport au taux de balay age du circuit en variant la résistance 557. Les circuits CSR 420, 440 et 550 sont tous tout à fait appropriés pour usage dans les recepteurs VOR de l'invention; chacun constitue un moyen de filtrage actif efficace très adapté pour cette application. Ainsi, se référant à nouveau à la Fig.l, deux des circuits CSR peuvent être substitués aux intégrateurs 37 et 38 dans le canal 31; de même, deux des circuits CSR peuvent remplacer les integrateurs 47 et 48 dans le canal 32. Les filtres CSR donnent une performance d'un niveau élevé sans égard au vieillissement des composants et autres sources communes de déphasage. Leur vitesse de réponse peut être plus rapide que celle des intégrateurs courants, tout en réalisant les fonctions de filtrage requises. Ces circuits sont les filtres actifs les plus efficaces présentement disponibles pour les récepteurs de navigation de l'invention. La Figure 16 illustre un circuit de filtre passe-haut ou différentiateur 560 utilisant un circuit CSR pouvant être utilisé comme filtre 33 ou 133 des Figures 1 et 5 respectivement. Le circuit de taux de balayage constant qui est incorporé dans le différentiateur 560 est le circuit CSR 420 de la Figure 11 et n'a donc pas besoin d'être décrit en détail. En plus, du circuit CSR, la différentiateur 560 comprend un amplificateur 561 intégré à semi; conducteur supplémentaire ayant une entrée inverseur 562, une entrée non inverseur 563 et une sortie 564. La borne d'entrée 565 pour le différentiateur 560 est branchée à l'entrée inverseur 562 de l'amplificateur 561 par une résistance 566. L'entrée non inverseur pour l'amplificateur 561 est retournée à la terre par la résistance 567.La sortie 564 de l'amplificateur 561, qui est aussi la sortie du différentiateur complet 560, est branchée à la borne d'entrée 425 du circuit CSR 420, tandis que la borne de sortie 424 du circuit CSR est branchée de retour à l'entrée inverseur 562 de l'amplificateur 561. Tel qu'il apparait de la Fig.16, le circuit CSR 420 fonctionne comme un intégrateur branché dans un circuit de réaction négatif, pour l'amplificateur 561, fournissant ainsi un circuit de différentiateur qui constitue un filtre passe-haut. I1 faut reconnaitre que des différentiateurs semblables peuvent être construits avec les autres circuits CSR décrits plus haut; ainsi si le circuit CSR 440 est substitué au circuit 420 sur la Fig.16, le seul changement supplémentaire nécessaire est de déplacer la connexion de retour de la sortie 424 du circuit CSR à l'entrée non inverseur 563 de l'amplificateur 561 au lieu de l'entrée inverseur 562. La Figure 17, illustre un circuit CSR 600 qui est basé sur le circuit CSR 440 (Fig.14) mais compense effectivement la chute à travers les diodes du circuit de réaction. L'étage d'entrée 400 du circuit CSR 600 comprend donc un amplificateur opérationnel 421 à semi-conducteur intégré ayant une entrée inverseur 422 branchée par une résistance 437- à la borne d'entrée 435 pour le circuit CSR. L'entrée non inverseur 423 de l'amplificateur 421 est branchée à une résistance 437 qui est retournée a la terre du système La borne de sortie 424 de l'amplificateur 421 est branchée à un condensateur 428 qui est retournée à la terre du système par une résistance 429. Un circuit de réaction 430 B branche la borne commune 431 du condensateur 428 et la résistance 429 de retour à l'entrée inverseur 422 de l'amplificateur 421.Un circuit de réaction de stabilisation d courant continu, comprenant une résistance 434, branche la borne de sortie 424 de l'amplificateur 421 de retour à l'entrée inverseur 422 de l'amplificateur. Le circuit CSR 600 comporte en outre un deuxième étage 610 comprenant un amplificateur 601 à semi-conducteur intégré ayant une entrée inverseur 602, une entrée non inverseur 603 et une sortie 604, la sortie 604 étant la borne de sortie pour le circuit CSR. La borne de sortie 424 de l'étage initial 440 est branchée à l'entrée inverseur 602 de l'amplificateur 601 par une résistance 605. L'entrée non inverseur 603 de l'amplificateur 601 est branchée à la borne centrale d'un diviseur de tension comprenant deux résistances 606 et 607, la résistance 606 est branchée à la borne 431 dans l'étage 440 et la réactance 607 est retournée à la terre du système. Une connexion de réaction est faite de la borne de sortie 604 de retour à l'entrée inverseur 602 de l'amplificateur 601 par la résistance 608. Le fonctionnement de l'étage initial 440 dans le circuit CSR 600 est tel que décrit plus haut. Pour les signaux d'entrée à changement lent, la chute de tension dans la résistance 429, qui est proportionnelle au taux de balayage peut être inférieure à la tension nécessaire pour permettre à l'une des diodes 432 et 433 d'être conductrice. Pour de tels signaux, le circuit de réaction 430B est effectivement bloqué et l'amplificateur 421 fonctionne comme un filtre inverseur du gain. Ces signaux à changement lent sont aussi transmis à travers l'amplificataur 601 du deu xieme étage sans limitation du taux retenant leur forme d'onde originale. Pour les signaux d'entrée ayant des taux de balayages plus élevés, la tension à travers la résistance 429 atteint la chute de potentiel de la diode et les diodes 432 et 433 sont conductrices du signal de réaction. Le gain de l'amplificateur 421 est contrôlé de façon que la chute à travers la résistance 429 soit en accord avec la chute à travers la diode, établissant une sortie constante et limitée du taux de balayage. Le gain de courant continu du circuit est égale à l'unité et le fonctionnement du circuit est extrdmement stable. Cependant, tel que susmentionné, la chute de tension à travers les diodes 432 et 433 introduit un problème mineur par rapport à la suppression de fréquence élevée; aux hautes fréquences la petite composante d'onde carrée causée par la chute de tension à travers les deux diodes est plus perceptible qu'aux basses fréquences.En outre, la courbe d'affaiblissement tombe à un niveau constant et n'atteint pas tout à fait zéro. En analysant le fonctionnement du deuxième étage 610 du circuit CSR 600, il faut se souvenir que pour un amplificateur opérationnel la différence de tension aux bornes d'entrée est essentiellement nulle, et qu'il y a un courant négligeable dans les bornes d'entrée. Puisque la borne d'entrée non inverseur 603 de l'amplificateur 601 est au potentiel de la terre du système, la borne d'entrée inverseur 502 est aussi à la masse. Ainsi, la chute à travers les diodes 432 et 433 apparait à l'autre borne 431 des diodes par rapport à la masse. La chute de diode de l'onde carrée est en phase avec le signal de sortie de l'amplificateur 421 et doit être déduit de ce signal pour donner une sortie d'onde triangulaire à pente constante. Le deuxième amplificateur 601 dans le circuit CSR 600 est branché à un amplificateur inverseur 1:1 dans l'étage 610. Le signal de chute de diode est alimenté dans la borne d'entrée non inverseur 603 de l'amplificateur 601 et par conséquent est déduit du signal de sortie fourni à l'entrée inverseur 602 du même amplificateur. Les résistances 607 et 606 ont la même impédance et eomprennent donc un diviseur de tension 2:1. Ceci est nécessaire parce que le gain de l'amplificateur 601 est de deux pour les signaux d'entrée non inverseur. I1 est évident que le signal de chute de tension de diode d'onde carrée est effectivement déduit du signal de sortie du premier étage 440 du circuit SCR 600, dans le deuxième étage 610, produisant un signal de sortie à pente constante à la borne 604.Ainsi, la faible distorsion introduite par les diodes dans le circuit de réaction est entièrement éliminée dans le circuit CSR 600. Pour présenter un exemple du circuit CSR 600 des données de circuits spécifiques sont illustrées ci-dessous pour un fonctionnement à 30 hz. Cette invention ne limite en aucun cas l'invention. Résistances 434, 436, 437 605 à 608 10 kiloohms Résistances 429 470 ohms Condensateur 428 1 microfarad Amplificateurs 421 et 601 uA 741 Fairchild Diodes 432 et 433 1N 914 Un étage compensateur peut être ajouté au circuit CSR 420 de base de la Fig.ll pour éliminer les effets de la chute en avant des diodes de seuil dans le circuit de réaction tel que fait avec le circuit CSR 440 du circuit de la Fig.17. D'autres variations des deux circuits de réaction peuvent être faites aussi longtemps que la configuration de base pour le circuit CSR est maintenue. Bien entendu diverses modifications peuvent être apportées par l'homme de l'art aux dispositifs ou procédés qui viennent d'être décrits uniquement à titre d'exemples non limitatifs sans sortir du cadre de l'invention. RSVENDICATIONS 1. Appareil récepteur de navigation aérienne du genre dans lequel des premiers et deuxièmes signaux de données, sont émis d'une station de navigation,sont comparés pour déterminer l'orienta- tion d'un avion par rapport à une préférence, caractérisé par un canal de premiers signaux pour transmettre le premier signal de données sous une forme appropriée pour être comparé au deuxième signal de données, le canal du premier signal comprenant un moyen de filtrage actif pour éliminer effectivement les signaux étrangers qui accompagnent le premier signal de données sans distortion appréciable de ce premier signal de données, par un canal de deuxième signal1 pour transmettre le deuxième signal sous une forme appropriée pour Etre comparé au premier signal, le canal du deuxième signal comprenant un moyen de filtrage actif, pour éliminer effectivement les signaux étrangers qui accompagnent le deuxième me signal sans distortion appréciable du deuxième signal, et par un moyen d'utilisation comprenant un moyen comparateur couplé aux canaux des premier et deuxième signaux, pour comparer les premiers et deuxièmes signaux, lorsqu ils sont transmis par ces canaux et pour déterminer l'orientation de l'avion. 2. Appareil selon la revendication- 1, caractérisé en ce que le moyen de filtrage actif dans au moins l'un des canaux de signaux comporte un amplificateur limiteur et deux circuits intégrateurs interposés en série l'un avec l'autre dans le canal de signaux. 3. Appareil selon la revendication 2, caractérisé en ce que chacun des circuits intégrateurs comporte- un amplificate-ur opérationnel à semi-conducteurs ayant une résistance branchée en série dans l'entrée à l'amplificateur et ayant en outre un condensateur branché en parallèle entre l'entrée et la sDrtie de l'amplficateur. 4. Appareil selon la revendication 1, caractérisé en ce que le moyen de filtrage actif,dans au moins l'un des canaux comporte un amplificateur limiteur branché en série avec deux amplificateurs à courant constant1 chacun ayant une entrée et une sortie et chacun ayant un condensateur branché de la sortie de l'amplificateur à une source de potentiel de référence. 5. Appareil selon la revendicatinn 1, caractérisé en ce que le moyen de filtrage actif dans au moins l'un des canaux comporte un amplificateur limiteur pour développer un signal de données de forme d'onde rectangulaire, un amplificateur différentiel ayant une entrée couplée à la sortie de cet amplificateur limiteur, et un circuit de résonnance variable réglé initialement à la fréquence du signal de données, couplé à la sortie de cet amplificateur différentiel et varié dans sa fréquence de résonnance par un signal de sortie, de cet amplificateur différentiel, ce circuit à résonnance variable étant couplé de retour à une deuxième entrée de cet amplificateur différentie.l. 6. Appareil selon la revendication-l, caractérisé en ce que le moyen de filtrage actif dans au moins l'un des canaux est un circuit à taux de balayage constant produisant un signal de sortie d'une pente linéaire constante après application d'un signal à fonction échelonnée sur celui-ci. 7. Appareil selon la revendication 6, caractérisé en ce que le circuit de taux de balayage constant comprend un amplificateur à semi-conducteurs intégré ayant une entrée inverseur, une entrée non inverseur et une sortie, le premier moyen de réaction comprenant un condensateur branché à cette-sortie de cet amplificateur, une impédance capteur branchée de ce condensateur à un plan de potentiel de référence, et un circuit de réaction à taux de courant alternatif branché de la borne commune du condensateur et de cette impédance à une entrée de cet amplificateur, et un deuxième moyen de réaction comprenant un circuit de stabilisation à courant continu de réaction branché de la sortie de cet amplificateur à l'une des entrée de cet amplificateur,- 8.Appareil selon la revendication 7, caractérisé en ce que le circuit de réaction comporte un moyen de seuil empêchant toute réaction effective de courant alternatif limitant le taux à cet amplificateur, jusqu'à ce qu'une chute de tension à travers l'impédance capteuse excède une tension de seuil minimum prédéterminée, le moyen de seuil comprenant une paire de diodes branchées en parallèle l'une à l'autre et en polarités opposées, interposées dans le circuit de réaction et dans lequel la tension de seuil minimale est la tension de rupture en avant de ces diodes. 9. Appareil selon l'une quelconque des revendications 1 à 8, comprenant un récepteur, caractérisé en ce que le canal pour le premier signal est un canal pour le signal de référence ayant un filtre passe-haut dans son étage initial et ayant an outre un circuit discriminateur interposé entre le-filtre passe-haut et le moyen de filtrage actif, et queue canal du deuxième signal est un canal de signal variable ayant un filtre passe-bas dans son étage initial en avant du moyen de filtrage actif pour le canal du deu xième signal. 10. Appareil selon la revendication 9, caractérisé en ce que le discriminateur comprend un amplificateur différentiel push-pull ayant deux entrées auxquelles est alimenté le signal en phase op posé, les deux étages de cet amplificateur étant chacun excité a saturation par demi cycles alternés du premier signal de don nées, et dans lequel le signal est appliqué, avec un déphasage de 900 à une connexion commune aux deux étages de cet amplifica teur différentiel push-pull, pour couper les deux étages de cet ampificateur en demi-cycles alternés. 11. Appareil selon la revendication 10, caractérisé en ce que le circuit pour fournir le signal de données avec un déphasa ge de 900 aux deux étages de cet amplificateur différentiel push pull comporte, en série un amplificateur suiveur, un circuit réglé inductance-capacité excité en série et ayant une sortie prise sur la connexion parallèle, et un amplificateur suiveur supplémen taire pour coupler la sortie de ce circuit réglé à l'amplifica teur différentiel push-pull. 12. Appareil selon l'une quelconque des revendications 1 11, caractérisé en ce que le moyen de comparaison comporte un am plificateur différentiel push-pull ayant deux entrées individuel les avec des moyens pour appliquer le premier signal de données du premier canal à ces deux entrées en opposition de phase, chaque étage de cet amplificateur étant excité à saturation par demi cycles alternés, et une troisième entrée commune aux deux étages de l'amplificateur différentiel push-pull avec des moyens pour appliquer le deuxième signal de données du deuxième canal à cette troisième entrée pour exciter les deux étages à la coupure par demi-cycles alternés. 13. Appareil selon la revendication 12, caractérisé par un mo yen de réglage pour régler la phase de l'un des signaux de données lorsqu'il est appliqué à l'amplificateur push-pull, le moyen de réglage de phase comprenant un résolver ayant deux enroulements -quadratiques stationnaires auxquels le signal de données est appli qué et ayant un enroulement de sortie rotatif disposé à l'intérieur du champ magnétique des enroulements stationnaires, et un moyen pour régler la position angulaire de cet enroulement de sortie pour varier la phase relative de ce signal de données lorsqu'il est appliqué à l'amplificateur différentiel push-pull. 14. Appareil selon l'une quelconque des revendications 9 à 13, pour emploi avec des signaux VOR, caractérisé en ce que -les filtres passe-bas et passe-haut sont des filtres résistance-capaci- té ayant des caractéristiques opérationnelles qui intersectent l'un l'autre, approximativement à la moyenne logarithmique de 30hz et 9960hz. 15. Appareil selon l'une quelconque des revendications 9 à 13, caractérisé en-ce que le filtre passe-haut est un circuit différentiateur à courant constant et que le filtre passe-bas est un circuit intégrateur à courant constant. 16. Appareil selon l'une quelconque des revendications 9 à 13, caractérisé en ce que le filtre passe-haut est un amplificateur ayant un circuit de taux de balayage constant branché dans un circuit de réaction négatif pour l'amplificateur, le circuit de taux de balayage constant comprenant un amplificateur principal à semi-conducteur intégré ayant une entrée inverseur, une entrée non inverseur, et une sortie, le premier moyen de réaction comprenant un cnndensateur branché à cette sortie de l'amplificateur principal, une impédance capteur branchée du condensateur à un plan de potentiel de référence, un ccuit de réaction à courant alternatif branché de la borne commune du condensateur et de l'impédance capteur à une entrée de cet amplificateur principal, un deuxième moyen de réaction comprenant un circuit de stabilisation de réaction négatif à courant continu branché de la sortie de l'amplificateur principal à l'une des entrées de cet amplificateur principal. 17. Appareil selon l'une quelconque des revendications 1 à 16, caractérisé par un circuit de contre de gain automatique dans l'entrée aux étages de l'appareil récepteur en avant des premier et deuxième canaux à signaux, le circuit AGC comprenant un amplificateur fonctionnant à gain constant, une pluralite de diviseurs de tension purement réactifs branchés en série et branchés à l'entrée de cet amplificateur et un circuit de réaction à courant continu de la sortie de cet amplificateur, à chacun des circuits de diviseurs de tension pour varier la réactance dans une branche de chacun des circuits de diviseurs de tension. 18. Appareil selon la revendication 7 ,caractérisé en ce qu une hanzhede chacun des diviseurs de tension qui varient en réactance comporte un condensateur variable sensible à la tension. 19. Appareil selon l'une quelconque des revendications 1 à 18, caractérisé en ce qu'un circuit limiteur est incorporé dans l'appareil récepteur avant tout moyen de filtrage dans l'un et l'autre des canaux pour les premi-er et deuxième signaux par quoi, les premier et deuxième signaux de données alimentés aux canaux ont une forme d'onde substantiellement rectangulaire.