La présente invention a trait d'une façon générale à des appareils de mesure et, plus précisément, à un débitmètre électromagnétique du type selon lequel une tension électrique est induite dans un fluide traversant un champ magnétique, laquelle tension est entre autres choses, d'une valeur proportionnelle à l'intensité dudit champ magnétique et à la vitesse à laquelle le fluide traverse le champ magnétique. L'invention est applicable en particulier à la mesure d'un débit de fluide dans un conduit et sera décrite en faisant référence à ce cas. Il doit être entendu cependant que l'invention a des applications plus étendues, où la mesure porte sur la vitesse d'un mouvement relatif entre un fluide et un champ magnétique, par exemple dans le cas de la mesure de la vitesse d'un transporteur de l'appareil de mesure, se déplaçant dans un milieu fluide. Dans l'art antérieur un débitmètre électromagnétique comprend : - des éléments excitateurs permettant d'établir un champ magnétique de direction sensiblement perpendiculaire à celle du mouvement relatif d'un fluide - des éléments capteurs d'une tension de mesure induite dans le fluide traversant le champ magnétique - des éléments de réponse auxdits éléments capteurs, capables de fournir une indication de débit de fluideo Dans un tel debitmètre de l'art antérieur les éléments excitateurs permettant d'établir un champ magnétique sont de type soit continu soit de type alternatif. Un excitateur continu établit un champ magnétique d'intensité et de direction constantes, et la tension induite dans le fluide est de valeur instantanée proportionnelle à la vitesse (ou au débit) du fluide. Par contre un excitateur alternatif établit un champ magnétique d'intensité variable et changeant périodiquement de sens. La tension induite dans le fluide est alternative de même fréquence que celle de la tension de l'excitateur, d'amplitude instantanée proportionnelle à la vitesse (ou au débit) du fluide, et de phase décalée d'un angle de ± 90° par rapport à celle de la tension de l'excitateur, entre les extrémités d'un diamètre du conduit où circule le fluide, diamètre sensiblement perpendiculaire aux deux directions du champ magnétique et du courant de fluide. 71 32593 2 2106449 Dans les deux types de débitmètres, c'est-à-dire que les excitateurs soient de type continu ou alternatif, les éléments capteurs de la tension de mesure induite dans le fluide du fait de sa traversée du champ magnétique sont généralement constitués 5 par deux électrodes en contact électrique avec le fluide, bien que l'on ait également utilisé des capteurs de champ magnétique, non en contact avec le fluide. En ce qui concerne leur position, ces deux électrodes sont habituellement placées aux deux extrémités respectivement d'un diamètre d'un conduit, en matériau non 10 magnétique et non électriquement conducteur, dans lequel circule le fluide dont on veut mesurer le débit. L'axe formé par les électrodes est orienté en direction sensiblement normale à celles du champ magnétique et du courant de fluide, de façon à capter une valeur maximale de la tension induite dans le fluide. 15 On a constaté dans la plupart des applications que dans le cas d'emploi d'excitateurs à courant continu, les électrodes se polarisent, du fait d'une accumulation de charges électriques à leur surface, et cette charge limite gravement la précision du débitmètre car elle peut masquer la tension continue de mesure 20 qui est proportionnelle à la vitesse (ou au débit) du fluide. Au mieux il faut recourir à une décharge fréquente des électrodes, ce qui n'est pas non plus une solution acceptable. L'emploi d'excitateurs à courant alternatif empêche la polarisation des électrodes en engendrant un champ magnétique 25 qui change périodiquement de sens à une fréquence suffisante pour rendre impossible toute accumulation de charges. En pratique pour produire des tensions induites utilisables, bien qu'elles présentent avant amplification un rapport signal/bruit relativement faible, on préfère en général les excitateurs à courant 30 alternatif. Les éléments de réponse aux éléments capteurs, capables de fournir une indication de débit de fluide, ont dans l'art intérieur pris diverses formes. Ces éléments de réponse comprenaient des éléments de premier étage permettant d'équilibrer, 35 d'isoler de tous parasites et d'amplifier la tension induite de mesure fournie par les éléments capteurs, ainsi que des éléments de second étage, couplés par voie électromagnétique à ceux de premier étage, et permettant de produire en sortie un signal constituant une mesure du débit de fluide cherché. 71 32593 3 2106449 L'un des principaux problèmes inhérents aux débitmètres électromagnétiques employant des éléments excitateurs à courant alternati f tient à ce que le flux i i ^u. alternatif induit en divers points de l'appareil des teîisions parasites de forte 5 amplitude qui masquent la tension de mesure et font notamment que le débitmètre donne une mesure non nulle pour un débit nul. Ces tensions parasites peuvent être classées en deux catégories : celles qui sont en phase nvec la tension de mesure et celles qui sont en quadrature (— 90° de différence de phase) avec la 10 tension de mesure. Les tensions parasites en phase sont généralement attribuées à des courants de Foucault engendrés dans le fluide et à de fausses tensions de débit dues au mouvement apparent du champ magnétique par rapport à un fluide immobile. Les tensions parasites en quadrature sont généralement attribuées 15 à des tensions de boucle transmises par voie inductive à partir de boucle finie que forment à travers le liquide les électrodes et leurs connexions, ainsi qu'à des tensions transmises par voie capacitive à partir des éléments excitateurs. Ces tensions parasites sont plus ou moins interdépendantes et varient selon 20 la structure de la tête de mesure, ainsi qu'avec la conductibilité et la constante diélectrique du fluide dont on veut mesurer le débit. Un autre problème important inhérent aux débitmètres électromagnétiques employant des éléments excitateurs à courant 71 32573 X S W "1 -* » Le problème final concernant la structure et le fonctionnement d'un débitmètre électromagnétique consiste à sélectionner et à intégrer les éléments composants convenables dans un ensemble qui supprime toutes les difficultés rappelées ci—dessus ainsi 5 que d'autres et qui ne soulève pas par lui-même de problèmes non résolus. Dans l'art antérieur on connaît déjà des débitmètres qui convertissent la tension alternative de mesure en tension continue, laquelle est transmise à d'autres circuits susceptibles d'engendrer des impulsions représentatives d'une 10 fréquence plus ou moins proportionnelle à la tension de mesure, mais ces débitmètres se sont avérés en général présenter des défauts de non linéarité, d'inexactitude et de dérive, aussi ces débitmètres ont ils été considérés comme non satisfaisants. La présente invention a pour objet de présenter un 15 débitmètre perfectionné qui supprime toutes les difficultés mentionnés ci-dessus ainsi que d'autres et qui donne des mesures stables, linéaires et précises. A cette fin suivant l'invention, un appareil de mesure permettant de mesurer le rapport de la valeur d'un premier signal 20 d'entrée en courant continu à celle d'un second signal d'entrée en courant continu se caractérise en ce qu'il comprend : - des éléments d'intégration symétrique dudit premier signal en un cycle dont la durée unitaire ou période est proportionnelle à la valeur actuelle dudit rapport 25 - des éléments de commutation permettant d'amorcer chaque nouveau cycle à la fin du précédent - des éléments générateurs d'impulsions cycliques répondant aux instants de fin de demi-période de chaque cycle des éléments d'intégration symétrique, de façon que les impulsions produites 30 soient distantes l'une de l'autre d'une fraction de la période du cycle actuel, et soient donc représentatives d'une fréquence multiple de celle correspondant au cycle d'intégration et traduisant la valeur actuelle dudit rapport. Toujours suivant l'invention, il est prévu un convertisseur 35 fréquence tension comprenant des moyens de produire à partir d'impulsions d'entrée de durée variable formant un train ayant une périodicité multiple de la périodicité des périodes d'intégration, des premières impulsions de durée fixe ayant la même périodicité que les impulsions d'entrée, des moyens de convertir ces premières 40 impulsions en un signal carré à double polarité ayant des parties à 71 32593 5 2106449 positives et négatives par rapport à un niveau de référence, les parties d'une polarité étant synchrones des premières impulsions et les parties de l'autre polarité étant synchrones des intervalles entre premières impulsions, une sourco do signal, des moyens de 5 découpage série—parallèle commandés par le signal carré pour moduler le signal produit par la source de signal par les; parties d'une polarité donnée du signal carré et des moyens d'intégrer le signal ainsi modulé pour obtenir une tension de sortie inoyennée qui est proportionnelle au jiroduit de l'amplitude dti signal fourni par la 10 source de signal et de la fréquence d'entrée. Suivant un autre aspect de l'invention, un débitmètre électromagnétique permettant de mesurer le débit d'un fluide se caractérise en ce que les éléments de réponse auxdits éléments capteurs et capables de fournir une indications de débit de fluide com-15 prennent : - des éléments oermettant de convertir la tension alternative induite de mesure en une première tension continue dite de mesure ; - d 20 — des éléments quotientmètres permettant d'engendrer à partir du rapport entre ladite tension continue de mesure et ladite tension continue de référence, des impulsions cycliques, telles que l'intervalle de l'une à l'autre,ou période cyclique, varie sensiblement en raison directe du rapport entre lesdites tensions continues de 25 mesure et de référence pour donner un si ;nal de sortie qui est une mesure du débit de fluide. Suivant 1'invention, lesdits éléments de réponse auxdits éléments capteurs peuvent comprendre en outre des éléments permettant d'ajuster à une valeur sensiblement constante l'apjplitude des 30 impulsions du train de façon que le signal de sortie soit proportionnel à la vitesse de fluide» Suivant l'invention, lesdits éléments de réponse auxdits éléments capteurs peuvent, aussi comprendre en outre des éléments pej.niicttant de faire varier l'amplitude des impulsions du train pour 35 la rendre proportionnelle à la densité du fluide dont on mesure le débit, de façon que le signal de sortie soit proportionnel au débit massique de fluide» Enfin, suivant l'invention, un démodulateur à réjection de phase se caractérise en ce qu'il comprend : kO - des éléments permettant de synchroniser la phase d'une tension 71 32593 6 2106449 alternative avec celle de la tension alternative induite dans un fluide en mouvement traversant un champ magnétique alternatif - des éléments découpeurs série-parallèle recevant la tension alternative induite ainsi synchronisée pour ne conserver dans 5 celle-ci qu'une alternance sur deux et pour éliminer la tension parasite que constitue la tension en quadrature avec la précédente. La présente invention a principalement pour but de présenter un appareil de mesure qui donne une réponse ou indication stable, 10 linéaire et précise, notamment dans le cas d'une mesure d'un débit de fluide en mouvement. La présente invention a aussi pour but de présenter un débitmètre électromagnétique intégré capable de convertir une tension instantanée alternative de mesure en une tension continue de mesure 15 de valeur proportionnelle, puis de faire le quotient de celle-ci par une tension continue de référence pour produire des impulsions à fréquence représentative de la valeur dudit quotient, lesquelles impulsions donnant une mesure linéaire et précise du débit de fluide. 20 L'invention sera maintenant décrite sous forme d'un exemple de réalisation, en référence aux dessins annexés dans lesquels : - la Fig. 1 est un diagramme de blocs de l'ensemble des circuits d'un débitmètre électromagnétique suivant l'invention; - la Fig. 2 est un schéma des circuits du premier étage du même 25 débitmètre; - les Figs. 3 à 5 sont des schémas se raccordant entre eux des circuits de second itage du même débitmètre; - les FigSo 6 sont des diagrammes à même échelle temporelle de diverses formes d'ondes représentatives de l'évolution des 30 tensions en divers points des Figs. 2 et 3; et - les Figs. 7 et 8 sont des diagrammes à même échelle temporelle de diverses formes d'ondes représentatives de l'évolution des tensions en divers points de la Fig. 4 et de la Fig. 5 respectivement. 71 32593 7 2106449 Tel qu'il est représenté à la Fig. 1 sous forme de diagramme de blocs, un débitmètre électromagnétique suivant l'invention comprend un premier étage A et un second étage B. Le premier étage À comporte une tête de mesure 10 avec circuit d'équilibrage à 5 débit nul 20, un circuit recopieur différentiel du signal de mesure 50 et un circuit amplificateur différentiel 90, disposés à proximité» Le second étage B est relié au premier A par un transformateur 106 et comporte lui-même un circuit amplificateur convertisseur de signal de mesure 120, un circuit démodulateur 10 à réjection de phase 130, un circuit générateur de tension de référence 40, un circuit convertisseur tension-fréquence 240^ un circuit convertisseur impulsions-tension 430 et un circuit convertisseur tension-courant 520. Le débitmètre est conçu pour mesurer les débits massiques moyennant l'insertion, au premier 15 étage A, d'une jauge de densité 11 reliée à un réseau de linéarité 560 faisant partie du second étage B. Une source classique de tension alternative d'alimentation est connectée entre les bornes 18, 18* pour fournir à l'appareil l'énergie électrique nécessaire à son fonctionnement. Une tension 23 alternative d'alimentation qui convient à l'appareil et qui est facile à obtenir est de 118 + 10 volts à une fréquence de 50 + 5 ou de 60 + 5 hertz. On admettra qu'il appartient à l'homme de l'art d'apporter à l'appareil les modifications nécessaires pour qu'il puisse fonctionner sous toute autre tension ou fréquence 25 d'alimentation, dans le cas où cela est considéré comme indispensable à certaines applications particulières. La source de tension d'alimentation générale est reliée, par un transformateur 546, à un bloc d'alimentation du premier étage 548, par exemple en forme de redresseur classique à deux alternances avec circuit 30 de filtrage, le tout conçu pour donner en sortie deux tensions continues de même valeur absolue mais de polarités opposées. On dispose ainsi à la sortie du bloc 548 de tensions stabilisées de +15 volts et -15 volts, nécessaires au fonctionnement du premier étage A. La source de tension d'alimentation générale est égale-35 ment reliée par un transformateur 550 à un bloc d'alimentation du second étage 552, conçu pour donner en sortie trois tensions continues de +40 volts, +13 volts et -13 volts, nécessaires au fonctionnement du second étage Bo L'utilisation de deux blocs d'alimentation 548, 552 donne l'assurance que les deux étages A, B 40 sont isolés l'un de l'autre. On peut répéter ici ce qui a déjà / j JZ3 7 -3 o X î V w -i t ' été dit pour les valeurs de la tension et de la fréquence d'alimentation générale; les valeurs particulières des tensions continues indiquées comme celles de sortie des blocs 548, 552 ne sont pas critiques en ce qui concerne le principe sur lequel repose 5 l'appareil; elles ne sont données que pour illustrer la description. La source de tension d'alimentation générale est encore reliée par l'intermédiaire d'un transformateur 158 au démodulateur à réjection de phase 130. Des prises médianes 113, 163, 551 des 10 secondaires des transformateurs 106, 158 et 150, sont connectées à une ligne commune 117 dont le potentiel constitue la référence de terre pour le second étage B. Le potentiel de référence de terre pour le premier étage A est choisi comme étant celui de la prise médiane 547 du secondaire du transformateur 546; ce point est 15 connecté au boîtier du transformateur 106 par un conducteur 115, de façon à isoler le premier étage A du second B. Le convertisseur tension-courant 520 du second étage B est conçu de façon à donner en sortie entre les bornes 548, 548* un courant continu dans la gamme de 4 à 20 mA (milliampères) ou de 20 10 à 50 mA, de façon à être compatible avec l'emploi des indicateurs classiques à courant continu de modèles précis. Premier étage Le premier étage A de l'appareil de la Fig. 1 est schématisé à la Fig. 2. La tête de mesure 10, le circuit d'équilibrage à 25 débit nul 20, le circuit recopieur différentiel du signal de mesure 50 et le circuit amplificateur différentiel 90 déjà cité conservent ces numéros-repères. La tête de mesure 10 comporte un conduit 12 en matériau non-magnétique et électriquement non-conducteur, dans lequel circule le fluide dont on veut mesurer 30 le débit. Les organes d*excitation permettant d'établir un champ magnétique sensiblement perpendiculaire à la direction du mouvement relatif du fluide se présentent sous forme de deux bobinages 16, 16*, qui sont représentés connectés en parallèle entre les bornes d'entrée 18, 18* de la tension d'alimentation générale. L'emploi 35 de numéros—repères sans et avec indice prime a pour but d'indiquer que les éléments correspondants ont les mêmes paramètres de structure et de fonctionnement. 71 32593 9 2106449 Les éléments permettant de capter un signal électrique induit, du fait que le fluide traverse le champ magnétique engendré par la tension alternative d'entrée appliquée aux bobinages 16, 16*, se présentent sous la forme de deux électrodes 14f 14', disposées 5 aux extrémités opposées d'un diamètre du conduit 12 orienté perpendiculairement audit champ magnétique* Les électrodes 14, 14' sont placées en contact électrique avec le fluide circulant dans le conduit 12 de manière à pouvoir capter le signal électrique en induit conformément à la loi de Faraday dans le fluide/mouvement 10 dans le conduit 12 et traversant ledit champ magnétique. Les bobinages 16, 161 peuvent être conçus de façon à donner, dans la région de l'axe formé par les électrodes 14, 14* à l'intérieur du conduit 12, des champs magnétiques soit uniformes soit non-uniformes. Le choix des bobinages donnant des champs magnétiques 15 uniformes dépend dans une large mesure du point de savoir si, oui ou non, les fluides dont on veut mesurer le débit auront une configuration de vitesse de symétrie axiale dans le champ magnétique régnant dans le conduit 12. Une configuration de vitesse à symétrie axiale est telle que les vitesses de fluide le long de 20 la circonférence d'un cercle de rayon quelconque, coaxial au courant de fluide et placé dans le domaine du champ magnétique régnant, sont de même valeur. Un bobinage dont le type convient particulièrement bien à l'établissement d'un champ magnétique uniforme dans le conduit 12 est décrit dans la demande de brevet 25 des Etats-Unis d'Amérique N° 77 905 du 5 octobre 1970. On peut utiliser ici un bobinage du type défini par cette demande de brevet pour engendrer un champ magnétique uniforme. L'électrode 14 est connectée à deux conducteurs 42 terminés en une boucle, disposée dans le domaine du champ magnétique créé 30 par les bobinages 16, 16» et perpendiculairement à ce champ* Les conducteurs 42 sont torsadés en 44 et sont connectés aux bornes d'un potentiomètre 46 ayant un curseur 47» Deux conducteurs analogues 42' sont connectés à l'électrode 141, sont torsadés en 44' et sont connectés aux bornes d'un potentiomètre 46* ayant 35 un curseur 47'• Les curseurs 47, 47' sont connectés par l'intermédiaire de condensateurs de couplage 52, 52' respectivement aux deux entrées du circuit recopieur différentiel du signal de mesure 50. Un blindage métallique 45, qui est connecté au point 60 audit circuit recopieur 50, s'étend depuis sa connexion 40 audit circuit recopieur 50 jusqu'à la boucle formée par les 71 32593 10 £ 111044*7 conducteurs 42 a leur arrivée sur 1*électrode 14. Cet agencement procure un blindage efficace empêchant de capter des signaux vagabonds qui réduisent la capacité effective du câble et a pratiquement pour effet de soustraire le circuit recopieur différen— 5 tiel du signal de mesure 50 à toute introduction de signaux vagabonds. Un blindage analogue 45* est utilisé, qui va de l'électrode 14' au condensateur de couplage 52'• Suivant la loi de Faraday, la tension induite dans le fluide par son mouvement relatif vis-à—vis du champ magnétique a une 10 valeur instantanée proportionnelle à la vitesse moyenne du courant de fluide, mais accuse une différence de phase de - 90° par rapport à la valeur instantanée du champ magnétique alternatif qu'il traverse. Les boucles conductrices 42t 42* exposées au champ magnétique ont donc pour but de capter une tension, causée par 15 les variations du champ magnétique, et de superposer cette tension à celle captée par les électrodes en contact avec le fluide. Les potentiomètres 46, 46* connectés aux boucles 42, 42' forment un pont électrique qui peut être équilibré en ajustant les curseurs 47, 47* de façon à éliminer la tension en quadrature, 20 laquelle autrement serait appliquée aux entrées du circuit recopieur différentiel du signal de mesure 50. Une fois le potentiomètre 46 convenablement ajusté, le signal apparaissant sur son curseur 47 est bien le signal capté par l'électrode 14} de façon analogue, une fois le potentiomètre 46*, convenablement ajusté, 25 le signal apparaissant sur son curseur 47' est bien le signal capté par l'électrode 14*. Un blindage métallique 48 misa, la terre est disposé de façon à envelopper les blindages à potentiels commandés 45, 45* pour éliminer également tous signaux captés par couplage capacitif entre les entrées du circuit recopieur 30 différentiel du signal de mesure 50. Four assurer cette mise à la terre, le blindage 48 peut être connecté, soit à la référence de terre du premier étage A (point 49), soit à une troisième électrode placée dans le conduit 12 suivant une ligne coupant en son milieu l'axe formé par les électrodes 14,14*. Cette troisième 35 électrode, comme les deux premières 14, 14*, est placée en contact électrique avec le liquide circulant dans le conduit 12, mais elle ne capte pas de signal électrique induit dans le fluide, car elle est orientée parallèlement à la direction du champ magnétique engendré par les bobinages 16, 16*. C*est pourquoi cette 40 troisième électrode ne sert qu*à constituer dans le fluide une ê 4 71 32593 11 210644V référence ue t. rro ^our le blindage métallique 48. Le circuit d'équilibrage à débit nul 20 comporte deux bobinage» 22, 22', ayant chacun une extrémité connectée à un point commun 23. Les bobinages 22, 22' sont disposés symétriquement 5 par rapport à l'axe commun des bobinages excitateurs 16, 16' et interposés entre le conduit 12 et l'un ou l'autre de ces bobinages excitateurs» Le bobinage d'équilibrage 22 est connecté au plot fixe 26 d'un inverseur 24 et l'autre bobinage d'équilibrage 22' à l'autre plot fixe du même inverseur 24. L'inverseur 10 24 a un bras mobile 28 connecté à une extrémité d'un potentiomètre 30 et l'autre extrémité de ce potentiomètre, par un fil 34, au curseur 32 du potentiomètre, lequel est connecté d'autre part au point 23 commun aux deux bobinages 22 22*. Le circuit d'équilibrage à débit nul 20 est ajusté en 15 cherchant la position à donner au curseur 32 du potentiomètre 30 pour éliminer des tensions parasites en phase, généralement dues à des courants de Foucault engendrés dans le fluide et à de faux signaux de débit dûs au mouvement apparent du champ magnétique par rapport à un fluide immobile. Lorsque le bras 28 de l'inver-20 seur est sur le plot fixe 25, le bobinage 22' est en série avec une résistance variable. Il est donc possible d'introduire dans ce circuit une perte par résistance variable en déplaçant le curseur 32 jusqu'à ce que les tensions parasites en phase soient éliminées. S'il n'est pas possible d'éliminer ces tensions par le bras 25 mobile 28 en cette position, on fait passer le bras 28 sur le plot fixe 26, de manière à fournir un circuit série avec le bobinage 22. On cherche à nouveau à ajuster le curseur 32 jusqu'à, ce que les tensions parasites en phase soient éliminées du signal de mesure. La mise en oeuvre ainsi décrite des bobinages d'équi— 30 librage 22, 22' permet d'obtenir un vrai signal de débit nul à l'entrée du circuit recopieur différentiel du signal de mesure 50. Ceci permet de rendre le fonctionnement du débitmètre pratiquement indépendant du degré de conductivité et de la constante diélectrique du fluide dont on veut mesurer le débite De simples 35 ajustements du curseur 32 permettent d'opérer les compensations nécessitées par les caractéristiques de fluides différents amenés à circuler dans le conduit 12. Il faut reconnaître que les mêmes résultats pourraient être atteints en mettant les bobinages 22, 22' simultanément en oeuvre, par connexion directe du 40 potentiomètre 30 entre les bornes de l'ensemble des bobinages 22, 71 32593 12 2 ! U0447 22', et en cherchant la position à donner au curseur 32 pour que les valeurs ohmiques des deux branches du circuit ainsi formé soient convenablement déséquilibrées. Le circuit d'équilibrage à débit nul 20 tel qu'il vient 5 d'être décrit, tend donc à éliminer les pertes qui sont "non-homogènes" et sont causées par des défauts de symétrie dans la structure magnétique de la tête de mesure 10 et par des variations de caractéristiques des fluides dont on veut mesurer le débit. Ces défauts de symétrie peuvent entraîner l'existence d'un vecteur 10 tournant de flux magnétique dans la région des électrodes 14, 14', ce qui produit un faux signal de mesure à débit nul. L'effet de couplage magnétique entre les bobinages d'équilibrage 22, 22' et les bobinages d'excitation 16, 16' symétrise les pertes et amène la suppression dudit vecteur tournant, en donnant finalement en 15 sortie un signal zéro à débit nul. La tête de mesure 10 comporte enfin deux bobinages de référence 36, 36', connectés en parallèle et donnant un signal de tension de référence entre leurs bornes de sortie 38, 38'. Ce signal de tension entre bornes 38, 38' est appliqué au circuit 20 générateur de tension de référence40, appartenant au second étage B (voir Figs. 1 et 3); le fonctionnement de ce circuit sera décrit plus loin en référence à la Fig. 3. Les spires du bobinage 36 sont contiguës à celles du bobinage 16y sous réserve d'un matériau isolant électriquement les deux bobinages l'un de l'autre. La 25 tension appliquée au bobinage 16 est ainsi transmise par induction au bobinage 36, le rapport de transformation étant égal à l'unité} de façon analogue, la tension appliquée au bobinage 16' est transmise au bobinage 36'; il en résulte que la tension apparaissant aux bornes 38, 38' de l'ensemble des bobinages de référence 30 est de même grandeur et de'même fréquence que la tension d'excitation. L'utilité d'un tel signal de référence sera discutée plus loin. Les signaux de tension pratiquement débarrassés de parasites provenant de la tête de mesure 10 sont transmis au circuit reco-35 pieur différentiel du signal de mesure 50 à travers des condensateurs de couplage 52, 52'. Comme les circuits restant à décrire dans le premier étage A sont pratiquement symétriques en ce qui concerne leur action sur chacun des signaux élémentaires de mesure, ces circuits (Fig. 2) seront, sauf exceptions mineures, 40 désignés en se référant uniquement aux éléments porteurs de à 71 32593 13 2106449 numéros-repères sans signe prime. Le condensateur de couplage 52 est connecté à l'électrode de grille d'un transistor à effet de champ (TEC) 54 (sur le dessin, les électrodes de source et de drain ont été désignées par S et D respectivement). Un TEC tel 5 que 54 est un composant qui peut être commuté d'un état de résistance faible à un état de résistance élevée, par application d'une tension entre deux de ses électrodes. Le TEC 54 est du type connu sous le nom de TEC à canal S", où la résistance entre électrodes de source et de drain passe d'une valeur ohmique 10 faible à une valeur élevée quand on fait passer le potentiel de la grille par rapport à celui de la source de zéro à une valeur négative, en diminuant ainsi le courant de drain du composant. Un TEC tel que 54 à canal N est généralement polarisé de façon que son électrode de drain soit portée à un potentiel positif 15 par rapport à celui de la source. Une résistance 56 est connectée, d'une part au point commun au condensateur 52 et la grille du TEC 54 et d'autre part à une résistance 64, elle-même connectée par le fil 66 à la borne de terre 68 de l'étage A, de manière à constituer un circuit de pola-20 risation pour ledit TEC. Le point commun aux résistances 56 et 64 est connecté, d'une part par un fil 58 au point 60 du blindage 45 précité, pour assurer une connexion de commande du potentiel de ce blindage, d'autre part par un condensateur 62 à l'électrode de source du TEC 54. Les électrodes de drain des TEC 54, 54* sont 25 interconnectées par un fil 76 et sont maintenues à un potentiel positif continu, du fait qu'un fil 78 les relie à une borne convenable du dispositif d'alimentation précité 548 du premier étage A. Le circuit recopieur différentiel du signal de mesure 50 30 comporte d'autre part, deux générateurs de courant continu, désignés dans leur ensemble par 70. Un de ces générateurs de courant est constitué par un transistor NPN 72. La base du transistor 72 est connectée à celle d'un transistor analogue 72' par un fil 73. L'émetteur du transistor 72 est connecté à une résis-35 tance de polarisation 84, elle-même reliée par un fil 86 à une source de potentiel continu, négatif par rapport à celui de la source connectée aux électrodes de drain des TEC 54, 54'. Ce potentiel négatif est stabilisé de manière à rester de même valeur absolue que le potentiel positif fourni par le même dispo-40 sitif d'alimentation précité 548 du premier étage A. L'émetteur 71 32593 14 21Ub44V du transistor 72* est connecté, par une résistance de polarisation 84', de même valeur ohmique que 84, au même fil 86. Une diode de Zener 80 a son anode connectée par un fil 73 aux bases des transistors 72, 72* et sa cathode au point de terre 68 de l'étage 5 primaire A. Le collecteur du transistor 72 est connecté, d'une part à l'électrode de source du TEC 54 par un fil 74, d'autre part à une entrée du circuit amplificateur différentiel 90 par un condensateur de couplage 88. Les générateurs du courant continu 70 ainsi décrits se com-10 portant comme des sources de courant à résistances dynamiques élevées plutôt qu'à résistances de valeurs ohmiques constantes. Le circuit recopieur différentiel du signal de mesure 50 fonctionne donc comme un dispositif à haute impédance d'entrée, permettant d'isoler la tête de mesure 10 du circuit amplifica-15 teur différentiel 90, de commander le potentiel des blindages 45, 45', enfin de donner un gain unité au signal de mesure. Les condensateurs de couplage 88, 88' ont pour effet d'empêcher que toute composante continue du signal de mesure isolé puisse être appliquée au circuit amplificateur différentiel 90^ de la 20 même façon que les condensateurs de couplage 52} 52* empêchent que toute composante continue du signal équilibré de mesure puisse être appliquée à l'entrée du circuit recopieur différentiel du signal de mesure 50. Le circuit amplificateur différentiel 90 comporte deux amplificateurs opérationnels 92, 92' montés pour fonctionner en 25 "push-pull"0 Le signal de mesure isolé transmis par le condensateur 88 est appliqué à l'entrée directe de l'amplificateur opérationnel 92, connectée d'autre part au point de terre 68 de l'étage A par une résistance de polarisation 94. La sortie de l'amplificateur opérationnel 92 est connectée par un filtre de bruit 30 haute fréquence constitué par l'ensemble en païallèle d'une résistance .96 et d'un condensateur 98, prolongé par un fil 99 pour former une boucle de réaction aboutissant à l'entrée inverse de l'amplificateur 92. La sortie de l'amplificateur opérationnel 92 est également connectée à l'armature positive d'un condensateur 35 polarisé 104; l'armature négative du condensateur 104 est connectée, par l'intermédiaire de l'enroulement primaire 108 d'un transformateur de sortie 106, à l'armature négative d'un conden-' sateur polarisé 104*, analogue au précédent et monté en série avec lui; le condensateur 104', de son côté, a son armature po-40 sitive connectée à la sortie de l'amplificateur opérationnel 92'0 à 71 32593 15 2106449 L'amplificateur opérationnel 92' est également connecté, par un filtre de bruit haute fréquence comportant résistance 96' et condensateur 98' en parallèle et en boucle de réac&ion, à un fil 99* aboutissant à l'entrée inverse de l'amplificateur 92J. 5 Le circuit amplificateur différentiel 90 est doté d'un réseau ajusteur de gain, coaimun aux deux amplificateurs opérationnels 92 92* et connecté entre les entrées inverses des deux amplificateurs. Ce réseau commun ajusteur de gain est constitué par deux résistances 100 101 connectées en série entre les fils 10 99, 99' et par un potentiomètre 102. Le potentiomètre 102 a un curseur 103 connecté, ainsi que l'une des extrémités du potentiomètre, au fil 99 cependant que l'autre extrémité du même potentiomètre est connectée au point commun aux résistances 100 et 101. La structure du circuit amplificateur différentiel ainsi 15 décrit est de nature à opposer la même valeur d'impédance d'entrée aux signaux de mesure transmis par les condensateurs 88, 88* et par conséquent à charger également les deux branches du circuit recopieur différentiel du signal de mesure 50. Ce circuit amplificateur différentiel présente également des caracté— 20 ristiqUes favorisant la réjection de mode commun, ce qui permet de supprimer toute production de faux signaux aux sorties des amplificateurs opérationnels 92, 92'. Le transformateur de sortie du premier étage A comporte en outre un enroulement secondaire 112 et un blindage 110 connecté 25 au point 114 puis, par un fil 115y au point 68 de terre du premier étage A. Une prise milieu 113 de l'enroulement secondaire 112 donne la référence de terre 117 du second étage B (voir aussi Fig. 1); elle sera revue plus loin en référence aux Figs. 3 à 5. Le transformateur 106 est pris d'un rapport 1/1,5 de façon 30 qu'à un signal maximal de 300 millivolts, ajusté par le potentiomètre 102y au primaire 108, corresponde un signal de crête à crête de 250 millivolts, entre le point milieu 113 et les bornes 116, 116' du secondaire. Le transformateur 106 a aussi pour effet d'isoler le second étage B, qui peut être situé à distance du 35 premier étage À. Second étage On se reportera maintenant à la Fig. 3 où sont schématisés le circuit amplificateur convertisseur du signal de mesure 120, le circuit démodulateur à réjection de phase 130 et le circuit 40 générateur de tension de référence 40 qui font partie du second / I étage B de l'appareil (voir aussi Fig. 1)0 Le circuit amplificateur convertisseur du signal de mesure 120 comporte un premier circuit amplificateur différentiel 122, connecté à un second circuit amplificateur différentiel 126, par l'intermédiaire d'un 5 potentiomètre ajustable 124; un circuit intégrateur moyenneur 128 est connecté au second circuit amplificateur différentiel 126 par l'intermédiaire d'un circuit démodulateur à réjection de phase 130, en vue de produire en sortie, sur la borne 238, un signal continu, proportionnel au signal de mesure provenant du premier 10 étage A. Le premier circuit amplificateur différentiel 122 comporte un amplificateur opérationnel 136, dont l'entrée inverse est connectée par une résistance 132 à la borne 116 du secondaire du transformateur 106. L'autre borne 116'du secondaire du même 15 transformateur est connectée par une résistance 134 à l'entrée directe de l'amplificateur opérationnel 136. Ladite entrée directe est connectée, d'autre part, par une résistance de polarisation 138, à la ligne de terre 117 précitée, reliée à la prise milieu 113 du secondaire du transformateur 106, donnant la réfé-20 rence de terre applicable au second étage B tout entier. La sortie de l'amplificateur opérationnel 136 est connectée par une résistance de réaction 140 à l'entrée inverse. Un condensateur polarisé 142 a son armature positive connectée à la sortie de l'amplificateur 136 et son armature négative à l'armature néga— 25 tive d'un second condensateur polarisé 144. Le condensateur polarisé 144 a son armature positive connectée en série avec le potentiomètre ajustable 124 précité, lequel est connecté d'autre part au fil de terre 117. Le curseur 125 du potentiomètre 124 est connecté par un fil 146 à l'entrée directe d'un amplificateur 30 opérationnel 148, faisant partie du second étage amplificateur différentiel 126. La sortie de l'amplificateur 148 est connectée à un réseau diviseur de tension comprenant un potentiomètre calibré ajustable 150, en série avec des résistances 152 et 154. Le point commun aux résistances 152 et 154 est connecté par un 35 fil 156 à l'entrée inverse de l'amplificateur 148. Le curseur 151 du potentiomètre 150 est connecté au point commun audit potentiomètre et à la résistance 152. La sortie de l'amplificateur 148 est connectée d'autre part, par un fil 127, à un circuit découpeur série parallèle 172? qui fai-t partie du circuit 40 démodulateur à réjection de phase 130. 71 32593 t7 2106449 Le circuit démodulateur à réjection de phase 130 comporte d'autre part un réseau déphaseur 164, un circuit amplificateur "de clamping" 168 et un amplificateur inverseur 170, qui coopèrent pour commander les ouvertures-fermetures du circuit décou-5 peur série parallèle 172. La tension alternative d'alimentation générale de l'appareil est appliquée au primaire 160 d'un transformateur 158, dont le secondaire 162 a une prise milieu 163» Le réseau déphaseur 164 comporte un condensateur 174 connecté entre l'une des extrémités dudit secondaire 162 et l'entrée 10 inverse d'un amplificateur opérationnel 166. L'autre extrémité du secondaire 162 est connectée à un potentiomètre 178, dont le curseur 179 l'est à l'autre extrémité du potentiomètre, elle-même connectée d'autre part, par un fil 180, à l'entrée inverse de l'amplificateur 166. La prise milieu 163 du secondaire 162 15 est connectée à l'entrée directe de l'amplificateur 166^ laquelle l'est d'autre part à la ligne de terre 117 par un fil 183. Tout déplacement du curseur 179 a pour effet de décaler la phase de la tension alternative induite dans le secondaire 162 et appliquée entre les entrées de l'amplificateur opérationnel 20 166. Ceci a pour but de mettre la tension de sortie de l'amplificateur opérationnel 166 exactement en phase avec celle du signal de mesure qui apparaît sous forme alternative, à la sortie de l'amplificateur opérationnel 148. La sortie de l'amplificateur opérationnel 166 est connectée 25 par l'ensemble en série d'une résistance 184 et du sous-ensemble en parallèle d'une résistance 188 et d'un condensateur 190, à la base d'un transistor NFN 192. Le point commun à la résistance 184 et au sous-ensemble 188-190 est connecté à la cathode d'une diode de Zener 186^ dont l'anode l'est à la ligne de terre 117. 30 L'émetteur du transistor 192 est connecté à la même ligne de terre 117; son collecteur est connecté par une résistance 194 et un fil 196 à un point de potentiel continu positif fourni par le bloc 552 d'alimentation du second étage B (voir aussi Fig. 1). Le circuit ainsi décrit fait partie du circuit amplificateur de 35 clamping 168 qui sert à clamper la sortie de 1'amplificateur opérationnel 166 à un niveau utile, ainsi qu'à permettre une vitesse accrue de commutation entre tensions de bas et de haut niveau. Ce dernier effet est renforcé par l'emploi dudit sous-ensemble en parallèle de la résistance 188 et du condensateur 190. 71 32593 18 2106449 Le signal de sortie du circuit amplificateur de clamping 168 est transmis par le collecteur du transistor 192 et par l'ensemble de la résistance 198 et du condensateur 200 en parallèle, à la base d'un transistor PNP 202. L'émetteur du transis-5 tor 202 est connecté à la cathode d'une diode 204 dont l'anode l'est au point de potentiel continu positif, déjà mentionné comme relié au collecteur du transistor 192. L'émetteur du transistor 202 est connecté d'autre part par une résistance 206 à la ligne de terre 117. Le collecteur du transistor 202 est connecté par 10 une résistance 208 à une sortie de potentiel continu positif de la source 552 d'alimentation de l'étage B. Le circuit ainsi décrit constitue le circuit amplificateur inverseur 170 et donne en sortie un signal carré sur le collecteur du transistor 202. Ce signal de sortie est de même fréquence que celle du 15 signal amplifié de mesure apparaissant à la sortie de l'amplificateur opérationnel 148 et est aussi de même phase que lui. Le collecteur du transistor 202 est connecté par un fil 212 à l'entrée du circuit découpeur série-parallèle 172. Le circuit 172 comporte un TEC 214 à canal P dont la grille est connectée 20 à la cathode d'une diode 216, l'anode de celle-ci l'étant au fil 212 et un condensateur 218 est monté en parallèle sur la diode 216. L'électrode de drain du TEC 214 est connectée à la sortie de l'amplificateur opérationnel 148 par le fil 127 précité et son électrode de source à un conducteur 227 qui cons-25 titue l'une des entrées du circuit intégrateur moyenneur 128. Un TEC 220 à canal N est connecté de façon à se trouver en parallèle entre le fil 227 et la ligne de terre 117. L'électrode de source du TEC 220 est connectée par un fil 226 à l'électrode de source du TEC 214 et l'électrode de drain du TEC 220 l'est 30 directement à la ligne de terre 117. La grille du TEC 220 est connectée à l'anode d'une diode 222, dont la cathode l'est au fil 212 précité et un condensateur 224 est monté en prallèle sur la diode 222. Le rôle du circuit découpeur série-parallèle 172 est d'utiliser le signal carré symétrique de tension apparais-35 sant au collecteur du transistor 202 comme on va le voir. Ce montage fait passer les alternances négatives du signal de mesure du fil 127 au fil 227 et ensuite à l'entrée inverse du circuit intégrateur moyenneur 128, en créant une résistance série relativement faible entre les électrodes de source et de drain du 40 TEC 214, et simultanément une résistance parallèle relativement 71 32593 19 Z |UUH*f7 grande entre les électrodes de source et de drain du TEC 220, de manière que celui-ci se comporte pratiquement comme un circuit ouvert au cours des alternances négatives du signal de mesure» Au cours des alternances positives du signal de mesure par contre, la ré— 5 sistance drain-source du TEC 214 est relativement grande de manière à se comporter pratiquement comme un circuit ouvert entre les fils 127 et 227 et, simultanément, la résistance drain—source du TEC 220 est relativement faible de manière à créer un chemin de déviation vers la ligne de terre 117 et empêcher pratiquement une 10 partie quelconque des alternances positives du signal de mesure d'être acheminée vers l'entrée du circuit intégrateur moyenneur 128. Le circuit découpeur série-parallèle 172 travaillant de cette façon transmet donc les alternances négatives du signal de mesure à l'entrée du circuit intégrateur moyenneur 128, et son effet 15 peut être comparé à celui d'un redresseur à une seule alternance, sous réserve de l'importante différence qui suit. Le fonctionnement global du démodulateur 130 à réjection de phase rejette toute composante en quadrature apparaissant à la sortie de l'amplificateur opérationnel 148, qui n' a pas encore été rejetée par les cir-0 cuits précédents ou qui a été introduite au cours des traitements précédents du signal de mesure» Le circuit intégrateur moyenneur 128 comporte un amplificateur opérationnel 230 dont l'entrée inverse est connectée à une résistance 228 elle-même connectée d'autre part au fil précité 227o 25 L'entrée directe de 1'amplificateur 230 est connectée à une résistance de polarisation 232, elle-même connectée d'autre part à la ligne de terre 117. Une résistance de réaction 23^ shuntée par un condensateur 236 est connectée entre la sortie de l'amplificateur 230 et son entrée inverse; le circuit 23^-236 assure l'effet mo3ren— 30 neur sur les alternances négatives du signal de mesure se présentant sur le fil 227. Le signal apparaissant en sortie de l'amplificateur 230, c'est-à-dire à la borne 238, est transmis à l'une des entrées du circuit convertisseur tension-fréquence 2^0 (voir Figs. 1 et 4), 35 Les différents rôles des circuits du débitmètre que l'on vient de décrire, savoir le circuit amplificateur convertisseur de signal de mesure 120 et le circuit démodulateur à réjection de phase 130, peuvent être rendus parfaitement clairs par l'examen de la Fig» 6, lignes A à F. Cette Fig» 6 a pour but de faire ^0 ressortir l'angle de phase et la polarité de différentes formes i | 3ZD-/D d'ondes apparaissant dans le débitmètre, mais non les amplitudes relatives de ces différentes formes d'ondes. La Fig. 6 (A) représente deux périodes de la tension alternative d'alimentation générale appliquée aux bornes d'entrée 18, 18' de l'appareil 5 (voir Fig. 1). Cette onde de tension est appliquée d'une part au primaire 160 du transformateur 158 appartenant au circuit démodulateur à réjection de phase 130 d'autre part aux bobinages excitateurs 16, 16* de la tête de mesure 10. L'abscisse est l'angle de phase en degrés, l'axe des abscisses est gradué en incréments 10 de 90°. A la Fig. 6 (B), l'onde de tension de mesure apparaissant sur le fil 127 est représentée avec un retard de phase de 90 degrés électriques par rapport à la forme d'onde de la Fig. 6 (A). Une composante de tension en quadrature sur le même fil 127 est 15 également représentée, qui est enjhase avec la forme d'onde de la Fig. 6 (A). Cette tension en quadrature sur le fil 127 peut être considérée comme n'ayant qu'une amplitude relativement faible, par suite de l'action des éléments suppresseurs de cette tension en quadrature, dans la tête de mesure 10, quand ces 20 éléments sont correctement ajustés. On pourrait, pour chaque abscisse, faire la somme des ordonnées des points de la courbe de tension de mesure et de celle de la tension en quadrature pour avoir la vraie forme d'onde apparaissant sur le fil 127, mais pour montrer l'action du circuit démodulateur à réjection de 25 phase 130^ on peut considérer séparément la tension de mesure et la tension en quadrature, à la manière représentée. La Fig. 6 (C) représente la tension apparaissant sur le fil 212 du circuit démodulateur, tension qui commande le fonctionnement du circuit découpeur série-parallèle 172. Ce circuit 172 30 a pour effet, en modifiant la résistance des TEC 214, 220 de démoduler le signal de tension de mesure apparaissant sur le fil 127, de façon que n'apparaissent sur le fil 227 que les seules alternances négatives de la tension de mesure, comme le montre la Fig. 6 (E). La composante de tension en quadrature sur le fil 35 127, dans les intervalles de phase de 90° à 270° et de 450° à 630°, ainsi que les alternances positives de la tension de mesure sur le même fil dans ces intervalles de phase, sont complètement éliminées. * 71 32593 21 2106449 Les tronçons de la composante de la tension en quadrature démodulée, qui subsistent sur le fil 227 après l'action du démodulateur à réjection de phase 130? ont à leurs phases d'origine et d'extrémité des ordonnées de sens opposés qui sont égales en 5 valeur absolue, comme le montre la Fig. 6 (D). La valeur moyenne de la tension en quadrature démodulée apparaissant sur le fil 227 est donc égale à zéro, alors que celle de la tension de mesure démodulée apparaissant sur le fil 227 est de valeur négative. L'ondre représenté à la Fig. 6 (E), une fois traitée par le 10 circuit intégrateur moyenneur 128, donne la forme d'onde indiquée à la Fig. 6 (F) représentative du signal de tension continue qui apparaît à la borne 238. Cette forme d'onde représentée à la Fig. 6 (F) est d'une valeur positive plus ou moins grande, proportionnelle à l'amplitude de la tension alternative de mesure. 15 Dans une variante du circuit démodulateur à réjection de phase 130, la sortie de l'amplificateur opérationnel 166 est directement connectée au fil 212 d'entrée du circuit découpeur série-parallèle 172, de sorte que la résistance 184, le circuit amplificateur de clamping 168 et le circuit amplificateur inver-20 seur 170 sont alors supprimés. Les circuits amplificateurs 168, 170 servent surtout à accélérer la commutation des valeurs négatives aux valeurs positives et vice versa de la tension apparaissant sur le fil 212. Ces circuits amplificateurs peuvent être supprimés si l'amplificateur opérationnel 166 est de gain suffi-25 samment élevé et de fonctionnement suffisamment rapide pour produire à sa sortie une tension carrée qui commande correctement le fonctionnement du circuit découpeur série-parallèle 172. Ce circuit de variante, comprenant le circuit amplificateur convertisseur du signal de mesure 120 et le circuit démodulateur à réjec-30 tion de phase 130 dans sa forme simplifiée, travaille de façon sensiblement identique à celle du circuit précédemment décrit, de façon à produire à la borne 238 un signal de tension continue pratiquement non affecté par une quelconque composante en quadrature. 35 Le circuit générateur de tension de référence, également représenté à la Fig. 3, comprend un filtre passe-bas 242 f un circuit redresseur à une alternance 246 et un circuit intégrateur moyenneur 248. Le filtre passe-bas 242 comporte une résistance 249 connectée en série avec la borne 38 précitée et un condensateur 40 250 connecté en parallèle entre la seconde extrémité de la 71 32593 22 2 !U044V résistance 249 et la borne 38' des bobinages de référence. La tension de sortie entre armatures du condensateur 250 peut s'écrire, sous forme d'une fonction de la tension d'entrée aux bornes 38, 38', suivant l'équation 5 T E38-38' (1) C250 1 + j.2jrf R249 C250 (l) où ^q25o es^ tension entre armatures du condensateur 250; E3g-38' la tension en sortie des bobinages de référence, entre les bornes 38, 38*; j = \/IT l'unité imaginaire; 10 f la fréquence d'alimentation des bobinages de référence en Hz; va,leur obmique de la résistance 249 en ohms; ^250 "^a caPaci"*i® d-u condensateur 250 en farads. Si, dans le second membre de l'équation (1), le second terme 15 du dénominateur est grand par rapport à 1, cette équation peut être réécrite sous la forme y _ E38-38' ~ i -2 F *249 °250 ' Iféquation (2) montre que, pour des valeurs constantes de la valeur ohmique et de la capacité considérées, la tension entre 20 armatures du condensateur 250 varie en raison directe de la tension de sortie des bobinages de référence et en raison inverse de la fréquence de la même tension de sortie. Ce résultat est important, car le but final de la tension de référence dans le débitmètre proposé par l'invention est de fournir un terme de comparaison 25 permettant d'annuler l'effet de variations de la tension d'alimentation générale, aussi bien en amplitude qu'en fréquence. Comme on le verra plus loin, la disposition du filtre passe-bas 242 à l'entrée du circuit générateur de tension de référence 40 réalise une entière compensation desdites variations de la tension 30 d'alimentation générale, de façon à obtenir une valeur précise du débit à mesurer. Le point commun à la résistance 249 et au condensateur 250 est connecté à une résistance 251 qui, à son tour, l'est à l'entrée inverse d'un amplificateur opérationnel 252 faisant partie du 35 circuit redresseur à une alternance 246. L'entrée directe de l'amplificateur 252 est connectée par l'intermédiaire d'une résistance de polarisation 253 et d'un fil 254 à la ligne de terre 117. 71 32593 23 210644V Le fil 254 est également connecté au point commun entre borne 381 et condensateur 250. Le circuit redresseur 246 comporte d'autre part deux boucles de réaction, entre la sortie de l'amplificateur opérationnel 252 et son entrée inverse» La première boucle de 5 réaction comporte une résistance 258 connectée à l'anode d'une diode 257, dont la cathode l'est à la sortie de l'amplificateur 252. Ladite cathode est également connectée à l'anode d'une diode 255, dont la cathode l'est à une résistance 256 qui constitue la seconde boucle de réaction. Le point commun à la cathode de la 10 diode 255 et à la résistance 256 est connecté à un potentiomètre ajustable 259 dont le curseur l'est à une des extrémités du potentiomètre; au potenti©Liétre 259 est c jiii rciée er. s'rie une résistance 261 qui l'est d'autre part à la borne inverse d'un amplificateur opérationnel 262 faisant partie du circuit intégra-15 teur moyenneur 248. L'entrée directe de l'amplificateur opérationnel 262 est connectée par une résistance de polarisation 263 à la ligne de terre 117. Une résistance de réaction 265 shuntée par un condensateur 264, est connectée entre la sortie de l'amplificateur opérationnel 262 et l'entrée inverse de celui-ci. La sortie de 20 l'amplificateur 262 ^ à la borne 266, constitue une seconde entrée du convertisseur tension—fréquence 240 (Figs. 1 et 4). Le potentiomètre 259 est ajustable pour permettre de régler la valeur de la tension continue de référence à la borne 266. Sans cette possibilité d'ajustement, il faudrait que le condensateur 250 soit 25 de capacité très précise. Comme on veut que l'appareil soit thermi— quement stable, le condensateur 250 est choisi d'un type insensible à la température. En ce qui concerne le circuit générateur de tension de référence 40, sa stabilité en fonction de la température est 30 obtenue en excitant l'amplificateur opérationnel 252 dudit circuit 40 à partir de la même source de tension que celle utilisée pour l'amplificateur opérationnel 148 du circuit amplificateur convertisseur du signal de mesure 120. Les amplificateurs opérationnels 262, 230 sont excités de façon analogue. La stabilité en fonction 35 de la température et la suppression des problèmes de dérive dans les tensions continues de sortie sur les bornes 266t 238 sont encore renforcées en symétrisant pratiquement les circuits intégrateurs moyenneurs 248, 128, c'est-à-dire en utilisant des condensateurs 264, 236 de même capacité, et de même des résis— 40 tances 265, 234 de même valeur ohmique. 32S93 l i ? On se reportera à nouveau à la Fig. 6, et plus précisément aux formes d'ondes 6 (G) à 6 (I). La Fig. 6 (S) représente deux périodes de la tension alternative apparaissant aux bornes 38, 38'. Ii y a lieu de remarquer que cette tension de sortie des bobinages de référence est en phase avec la tension d'alimentation générale ayant la forme d'onde (A) à la même Fig. 6. La Fig. 6 (H) représente la forme d'onde relative à la tension de référence démodulée apparaissant sur le curseur 260. Elle présente un retard de phase d'environ 90 degrés électriques par rapport à la forme d'onde de la Fig. 6 (Or). Ce décalage de phase est dû à la grandeur relative des paramètres concernant la résistance 249 et le condensateur 250. il en a d'ailleurs été tenu compte par l'insertion de l'unité imaginaire j dans les équations (1) et (2). Le circuit générateur de tension de référence 40 à la différence du circuit démodulateur à réjection de phase 130, n'est pas sensible à la phase. Mais le circuit générateur de tension de référence 40 est sensible à la valeur du champ magnétique engendré dans le conduit 12. Il est également sensible à la fréquence de ce champ magnétique, car tous deux sont fonctions de la tension d'alimentation générale et ont par conséquent un effet direct sur le signal induit dans le fluide, et représentatif du débit à mesurer. La forme d'onde représentée à la Fig. 6 (I) représente la tension continue de référence, de polarité négative, apparaissant à la borne 266, après que la tension eût été moyennée et inversée à partir de la forme d'onde de la Fig. 6 (H) par traversée du circuit intégrateur moyenneur 248. Le niveau de cette tension continue de référence est d'une valeur plus ou moins négative en fonction des variations d'amplitude et de fréquence de la tension d'alimentation. Le niveau de cette tension de référence peut être ajusté en ajustant le curseur 260 du potentiomètre 259, pour modifier l'amplitude de la tension appliquée à l'entrée de l'amplificateur opérationnel 262. La tension continue de référence apparaissant à la borne 266 est ajustée de façon à être pratiquement égale à la tension continue de mesure apparaissant à la borne 238, lorsque cette dernière tension est d'une valeur correspondant à la valeur maximale du débit. Le potentiomètre 124 du circuit convertisseur du signal de mesure 120 permet d'ajuster la déflexion de pleine échelle de la tension de mesure et de régler ainsi la sensibilité du débitmètre. Le potentiomètre calibré 150, faisant également 71 32593 25 2106449 partie du circuit convertisseur du signal de mesure 120, donne une souplesse accrue à des fins d'étalonnage. Convertisseur tension-fréquence On se reportera maintenant à la Fig. 4, qui représente le 5 circuit convertisseur tension-fréquence 240, connecté aux bornes de de sortie 238 du circuit convertisseur alternatif-continu du signal de mesure 120 et 266 du circuit géné rateur de tension continue de référence 40. Le circuit convertisseur tension-fréquence 240 comprend essentiellement un circuit 10 quotientmètre à double intégration 268, un réseau diviseur et régulateur de tension 310 et un circuit doubleur de fréquence 376. Le circuit convertisseur tension-fréquence 240 fournit en sortie à une borne 428 des impulsions à fréquence de récurrence variable, variant proportionnellement au rapport entre la tension continue 15 de mesure et la tension continue de référence. Le circuit quotientmètre à double intégration 268 comprend un circuit comparateur 270, un circuit double inverseur 280, un circuit basculeur 290, un amplificateur inverseur 296, un circuit de commande de porte 300 et un ensemble de deux amplificateurs 20 opérationnels 276, 278 organisés de façon à permettre une double intégration. Le circuit comparateur 270 comprend deux comparateurs opérationnels 272, 274, qui sont ici en forme d'amplificateurs opérationnels. L'amplificateur opérationnel 272 a son entrée directe connectée par une résistance 267 à la borne de tension 25 continue de référence 266. L'amplificateur opérationnel 272 produit en sortie des impulsions de référence et l'amplificateur opérationnel 274, des impulsions de mesure, ces deux sortes d'impulsions étant à comparer à la manière qui sera décrite plus loin. 30 Le circuit double inverseur 280 comprend deux portes ET-N0N 282, 284 ayant chacune au moins deux entrées et une sortie. L'une des entrées de la porte 282 est connectée, par un fil 337, à la sortie de l'amplificateur opérationnel 272 et l'une des entrées de la porte 284, par un fil 338, à la sortie de l'amplificateur 35 opérationnel 274. Les autres entrées des portes 282, 284 sont connectées par des fils 286, 288 à un point commun lui-même connecté par un fil 287 à une source de tension continue positive, de façon que l'une des entrées de chacune des portes soit maintenue à une tension de niveau constant. Le circuit basculeur 290 comprend 40 deux autres portes ET-NON 292, 294, ayant chacune au moins deux 71 32593 2§ 21U644V entrées et une sortie. La porte 292 a l'une de ses entrées connectée par un fil 346 à la sortie de la porte 282 et son autre entrée par un fil 344 à la sortie de la porte 294. De façon analogue, la porte 294 a l'une de ses entrées connectée par un 5 fil 339 à la sortie de la porte 284 et son autre entrée, par un fil 340, à la sortie de la porte 292. La porte 294 opère l'action de mise au travail du circuit basculeur 290 et la porte 292 celle de rappel au repos du même circuit basculeur, à la manière qui sera décrite plus loin. 10 La sortie de la porte 294 est connectée par un fil 342 à l'une des entrées de la porte inverseuse 296, également de type ET-NON, dont les autres entrées 298 sont réunies pour être connectées en commun par un fil 299 à une source de tension positive, de façon qu'elles soient maintenues à une tension de niveau 15 constant. La sortie de la porte inverseuse 296 est connectée par une résistance 348 à l'entrée de l'amplificateur de commande de porte 300,. Cet amplificateur 300 est constitué par un transistor NPN 301, dont la connexion d'entrée est à la base. La base du transistor 301 est connectée d'autre part à une résistance 350 20 puis, par un fil 351, à une source de tension continue négative» L'émetteur du transistor 301 est connecté par un fil 352 à la ligne de terre 117, et le collecteur, par une résistance 354 à une source de tension continue positive, constituée par l'une des sorties du bloc 552 d'alimentation du second étage de l'appareil 25 (voir Fig. 1). Le collecteur du transistor 301 est connecté d'autre part à la grille d'un TEC 302 à canal P, dont les électrodes de source et de drain sont connectées de façon à réaliser un interrupteur commandant le fonctionnement du circuit quotientmètre à double intégration 268. 30 La tension continue de mesure apparaissant à la borne 238 est appliquée à travers une résistance 304 à l'entrée inverse de l'amplificateur opérationnel 276 et à travers une résistance 322 à l'entrée inverse de l'amplificateur opérationnel 278. On utilise un circuit à double intégration pour les amplificateurs opération-35 nels 276, 278 de façon à réduire au minimum les décalages de tension et de courant de ces amplificateurs. Comme ces amplificateurs 276, 278 sont adaptés eu égard auxdits décalages, il n'est pas nécessaire de considérer les différences entre ces amplificateurs, mais il est nécessaire de polariser leurs décalages 40 initiaux k zéro. Le décalage de polarisation est réalisé en â 71 32593 27 2106449 connectant par un fil 324 l'entrée directe de l'amplificateur 276 à l'entrée directe de l'amplificateur 278. Entre l'entrée directe et l'entrée inverse de l'amplificateur opérationnel 276 sont connectées enparailèle et tête—bêche deux diodes 306, 308. Les 5 entrées directes des amplificateurs 276, 278 sont connectées d'autre part, par un fil 309, à un diviseur de tension 310. Le diviseur de tension 310 comprend une résistance 312 connectée entre le fil 309 et la ligne de terre 117, et un potentiomètre de décalage 314 dont le curseur 315 est connecté au point commun 10 entre fil 309 et résistance 312. Le potentiomètre 314 a l'une de ses extrémités connectée par une résistance 316 à une source de tension continue positive et son autre extrémité, par une insistance 318, à une source de tension continue négative de même valeur absolue que la précédente. Ceci permet d'appliquer au curseur 315 15 du potentiomètre une tension susceptible de varier dans toute une gamme entre une limite positive et une limite négative, afin de polariser les tensions de décalage des amplificateurs opérationnels 276, 278. L'amplificateur opérationnel 276 est pourvu d'un condensateur 320 connecté entre sa sortie et son entrée inverse, 20 de façon à donner, compte tenu de la résistance 304, une tension de sortie qui est une fonction intégrale de la tension d'entrée. L'amplificateur opérationnel 278 présente une résistance 326 connectée entre sa sortie et son entrée inverse, résistance dont la valeur, comparée à celle de la résistance 322, entraîne un gain 25 de deux. En raison de ce gain, la tension continue à la sortie de l'amplificateur opérationnel 278 vaut deux fois la tension continue de mesure, présente à l'entrée. Une résistance 328 est connectée entre la sortie de l'amplificateur 278 et l'électrode de drain du TEC 302; l'électrode de source de celui-ci est connectée par un 30 fil 329 à l'entrée inverse de l'amplificateur opérationnel 276. yuand la résistance source-drain du TEC 302 est à sa valeur inférieure, la tension de sortie de l'amplificateur opérationnel 278 est transmise à l'entrée inverse de l'amplificateur opérationnel 276. Quand la résistance source-drain du TEC 302 est à sa 35 valeur supérieure, la tension de sortie de l'amplificateur 278 n'est pas transmise à l'entrée inverse de l'amplificateur 276. La sortie de l'amplificateur opérationnel 276 est connectée par un fil 277 et une résistance 330 à l'entrée directe de l'amplificateur opérationnel 274, laquelle l'est également par un fil 334 à 40 l'entrée inverse de l'amplificateur opérationnel 272, ainsi qu'à 71 3259i 28 £. S*-'*-» -t -r ' la cathode d'une diode de Zener 331. La diode de Zener 331 a son anode connectée au fil 352 précité, aboutissant à la ligne de terre 117. L'entrée inverse de l'amplificateur opérationnel 274 est connectée par une résistance 332 au même fil 352. Un conden-5 sateur 336 est connecté en réaction entre la sortie de l'amplificateur opérationnel 274 et son entrée directe; ce condensateur 336 sert à créer un retard favorable à la vitesse de commutation de l'amplificateur opérationnel 274 entre ses états passant et bloqué. Un condensateur analogue 335 est connecté entre la sortie 10 et l'entrée directe de l'amplificateur opérationnel 272, pour produire le même effet sur les commutations de celui—ci. Le réseau diviseur et régulateur de tension 310 comporte encore une résistance 358 connectée entre la résistance 316 et la source de tension continue positive constituant une sortie du bloc 15 552 d'alimentation du second étage de l'appareil. Le point commun aux résistances 358 et 316 est connecté d'autre part à la cathode d'une diode de Zener 360, dont l'anode l'est à la ligne de terre 117. Une résistance 362 est connectée entre la résistance 318 précitée et la source de tension continue négative constituant 20 une autre sortie du bloc 552 d'alimentation du second étage de l'appareil. Une diode de Zener 364 a son anode connectée au point commun entre résistances 362, 318 et sa cathode à la ligne de terre 117. Les diodes de Zener 360, 364 sont identiques, de manière à opérer une compensation en température dans le circuit 25 comprenant résistance 316, potentiomètre 314 et résistance 318 de façon que le décalage réalisé soit relativement exempt de dérive. Une résistance 368 est connectée entre le fil 287 précité et la source de tension continue positive constituant une sortie du bloc 552 d'alimentation du second étage de l'appareil. Une 30 diode de Zener 370 a sa cathode connectée à ce fil 287 et son anode à la ligne de terre 117. Les connexions mentionnées en dernier lieu ont pour effet de fournir, comme il se doit, une tension continue régulée à toutes les portes du circuit convertisseur tension-fréquence 240. 35 Le circuit doubleur de fréquence 376 comporte un circuii> basculeur 378 dont les sorties sont appliquées à travers un circuit amplificateur sommateur 380, à une porte 382 puis à travers une porte inverseuse 384 j à une borne de sortie d'impulsions 428. Le circuit basculeur 378 comporte une porte 386 dont une des entrées 40 est connectée par un fil 372 à la sortie de la porte 282 et l'autre 71 32593 29' 2106449 entrée par un fil 390 à la sortie d'une autre porte 388, et une pointe 388 dont une des entrées est connectée par un fil 374 à la sortie de la porte 284 et l'autre entrée par un fil 392 à la sortie de la porte 386. Les deux portes 386, 388 sont de type 5 ET-NON. Le circuit basculeur 378 a pour rôle d'éliminer tout bruit sur le signal de sortie du circuit double inverseur 280 et de donner en sortie des portes 386, 388 qui le constituent deux sortes d'impulsions respectivement qui sont liées entre-elles temporellement. Far un traitement subséquent de ces impulsions de .jq sortie du circuit doubleur de fréquence 376, on obtient finalement à la borne de sortie 428 des impulsions ayant une fréquence double de celle de la forme d'onde produite par l'amplificateur opérationnel 276f au cours d'une période entière d'intégration. Le circuit amplificateur sommateur 380 comporte un premier 15 transistor NPN 398 dont la base est connectée, d'une part, par un condensateur 396 à la sortie de la porte 386, d'autre part, par une résistance 400 et un fil 401, à la ligne de terre 117. L'association du condensateur 396 et de la résistance 400 a un effet différentiateur sur la tension de sortie de la porte 386 en 20 vue de produire une pointe de tension sur la base du transistor 398. Cette pointe de tension rend le transistor 398 conducteur, pour un laps de temps relativement court vis-à-vis de la période minimale des impulsions à la borne de sortie 428„ Le transistor 398 a son émetteur connecté par les fils 402, 401 à la ligne de 25 terre 117, et son collecteur par une résistance 404 et un fil 407 à une source de tension continue positive, ainsi que par un fil 406 à l'une des entrées de la porte 382. Un transistor NPN 420, analogue au précédent, a sa base connectée, d'une part par un condensateur 418, à la sortie de la porte 388, d'autre part, par 30 une résistance 422 et le fil 401 précité, à la ligne de terre 117, de façon qu'ici encore la tension de sortie de la porte 388 subisse une différentiation. Le transistor 420 a son émetteur connecté par les fils 424, 401 à la ligne de terre 117 et son collecteur par une résistance 426 et le fil 407 précité à une 35 source de tension continue positive ainsi que par un fil 427 à une autre entrée de la porte 382. Les entrées restantes de la porte 382, désignée par 412, sont connectées à un plot 410 d'un interrupteur 414 susceptible de couper l'émission des impulsions. Le plot 410 est connecté par un fil 408 à une soufce de tension 40 continue positive nécessaire au fonctionnement de la porte 382 de 71 32593 38 2106449 type ET-NON. La sortie de cette porte est connectée par un fil 413 à l'une des entrées de la porte inversëuse 384, dont l'autre entrée est connectée au bras mobile 416 de l'interrupteur 414. En fonctionnement normal, le bras mobile 416 est en contact 5 électrique avec le plot 410$ il est amené à sa position d'ouverture quand on veut couper l'émission des impulsions à la borne de sortie 428. Cette borne 428 est directement connectée à la sortie de la porte inverseuse 384. Fonctionnement du convertisseur tension-fréquence 10 Le fonctionnement du convertisseur tension-fréquence 240 va maintenant être décrit à l'aide des Figs. 7 (A à Gr) donnant différentes formes d'ondes représentatives des tensions en divers points du circuit de la Fig. 4. Les formes d'onde de la Fig. 7 sont destinées notamment à montrer les relations temporelles 15 existant entre les formes d'ondes triangulaires de la Fig. 7 (A) et les impulsions des Figs. 7 (B) à 7 (G). La première forme d'onde triangulaire, désignée par (1) à la Fig. 7 (A) couvre en direction de l'axe des temps, une période T^. Cette onde ainsi que les ondes subséquentes (2), (3) apparais-20 sent à la sortie de l'amplifica-teur opérationnel 276. Elles correspondent à chacune des valeurs déterminées de la tension continue de mesure sur la borne d'entrée 238 et de la tension continue de référence sur la borne d'entrée 266. L'onde triangulaire appelée (2) et couvrant la période T^ est représentative 25 d'une tension de mesure à la borne d'entrée 238 plus grande que celle représentée par l'onde triangulaire (1). Les deux ondes triangulaires (1), (2) sont représentatives de situations pour lesquelles la tension de référence à la borne d'entrée 266 conserve la même valeur, —E2î l'effet du passage de la tension de 30 mesure d'une valeur relativement faible à une valeur relativement forte se traduit par le passage d'une période T^ relativement grande à une période T2 relativement petite. L'onde triangulaire appelée (3) et couvrant la période T^ est représentative d'une situation où les deux tensions continues d'entrée, celle de 35 mesure et celle de référence, ont toutes les deux diminué de valeur dans une même proportion, mais le rapport de ces deux tensions étant resté constant. Ceci signifie que la valeur du débit ne s'est pas modifiée sur l'ensemble des périodes T2 et T^. Malgré le passage de la tension de référence de la valeur -E pour l'onde 40 (2) à la valeur -E1 pour l'onde (3), la période T3 «st de même 1 32593 il 2106449 valeur que la période T^. De façon analogue si la tension de référence s'accroît en valeur absolue et que la valeur de débit demeure inchangée, la tension de mesure s'accroît en valeur absolue. Le rapport de la tension de mesure à la tension de référence demeure encore inchangé, ce qui se traduit par une onde triangulaire couvrant une période égale à ou T^. D'une façon générale la période couverte par l'onde triangulaire apparaissant à la sortie de l'amplificateur opérationnel 276 est proportionnelle au seul rapport de la tension de mesure à la tension de référence donc indépendante des variations de ces tensions particulières dans un intervalle de temps où le débit de fluide reste ccnstuïrt. Le fonctionnement de l'amplificateur 276, associé au condensateur 320 et à 1 a résistance d'entrée 304 ? peut être défini comme représenté par l'équation où eQ est la tension de sortie de l'amplificateur opérationnel R la valeur ohmique de la résistance 304 en ohms C la capacité du condensateur 320 en farads, et e- = E„ = la tension continue de mesure à la borne d'entrée 238 m fs Si l'on considère maintenant spécialement à la Fig. 7(A) l'onde triangulaire (1) couvrant la période , ïéquation (3) prend deux formes, la première définissant la première moitié de l'onde allant de 0 à t^, et la seconde, la deuxième moitié de l'onde allant de t^ à t2, soit s (3) 276 pour o £t ^t1 (4) e o pour t^t^t2 (5) où -E2 est la tension continue de référence apparaissant à la borne d'entrée 266. En calculant l'intégrale du second membre de l'équation (4) on trouve pour définir eQ dans la première moitié (o-t^) de la période j (6) 71 3251:5 32 Du fait du f oncti onnement cbs portes dans le circuit quotientmètre à double intégration 268, fonctionnements portes qui sera décrit plus loin, la valeur négative maximale d'un point situé dans la première moitié de la forme d'onde triangulaire (1) 5 correspond à -E2, valeur de la tension continue de référence» Donc à l'instant t^, le second membre de l'équation (6) prend la valeur -E2. On tire de là la valeur de t^ : E_ RC = l2 (7) 1 fs L'équation (7) est une autre façon de définir la première 10 moitié de l'onde triangulaire (1) couvrant la période , puisque l'intervalle de temps (0-t^) est la moitié de , si l'on admet que la tension de mesure et la tension de référence n'ont pas varié au cours de la période T^. En calculant l'intégrale du second membre de l'équation 15 (5) on trouve pour définir eQ dans la seconde moitié (t.j-t2) de la période T1 ; E eo = + Eïï5" (t"V - E2 (8) ou compte tenu de l'équation (7) eo = + "4^ ~ 2E£ P°ur *1^2 (9) 20 A l'instant t2, le second membre de l'équation (9) prend la valeur zéro. 0n tire de là la valeur de t„ 2E-RC * "t2 = |f-= (10) 2 Efs L'équation (10) est encore une autre façon d'exprimer la pleine valeur de la période puisque cette période est égale 25 à l'intervalle de temps (0-t2). La fréquence en hertz correspondant à la période de l'onde triangulaire (1) est l'inverse de , soit : 1 Efs f1 ~ ïj ~ 2E2RC t11) Il faut bien voir que les relations ci-dessus restent vraies 30 pour les ondes triangulaires (2) et (3), sous cette réserve que pour l'onde (2) la valeur de E^g est plus grande du fait que le débit de fluide a augmenté. Dans le cas de l'onde triangulaire (3) la valeur de la tension de référence a diminué et il faut 71 32593 33 2106449 substituer -E^ à -E2 dans toutes les relations ci-dessus. Il faut également se rendre compte que de l'onde (2) à l'onde (3) le rapport de la tension de mesure à la tension de référence reste le même. Comme on l'a déjà expliqué ci-dessus, il en résulte que 5 les périodes sont égales, bien que la forme de l'onde (3) soit différente de celle de l'onde (2); ceci traduit le fait qu'au cours de l'intervalle de temps total couvert par ces deux ondes le débit du fluide n'a pas changé de valeur, alors qu'il y a eu variation de la tension d'alimentation de l'appareil. 10 On se propose de poursuivre la description du fonctionnement du circuit quotientmètre à double intégration 268 en s'aidant des Figs. 7 (B à F) qui donnent différentes formes d'ondes, représentatives des tensions en divers points du circuit. La Fig. 7(B) donne les impulsions apparaissant sur le fil 338 c'est-à-dire 15 en sortie de l'amplificateur opérationnel 274. Une telle impulsion de sortie de durée relativement courte apparaît sur le fil 338 chaque fois que l'onde triangulaire de la Fig. 7(A) apparaissant en sortie de l'amplificateur opérationnel 276 passe par la valeur zéro. Cette condition est réalisée en fin de branche montante, 20 c'est-à-dire en fin de deuxième demi-période de chaque onde triangulaire. Le dispositif de polarisation comprenant la résistance 332, connectée par le fil 352 à la ligne de terre 117 fait que la sortie de l'amplificateur opérationnel 274 est sensiblement égale à zéro lorsque la tension appliquée à l'entrée directe 25 de cet amplificateur est négative. Une impulsion de sortie positive est produite à chaque instant auquel la tension appliquée à l'entrée directe 274 passe par zéro. Les impulsions positives de sortie de l'amplificateur opérationnel 274 qui apparaissent ainsi aux instant 0, ^4» "kg»*»»» sont utilisées 30 pour changer d'état la porte ET-NON 284} en faisant passer à chacun de ces instants sa tension de sortie de son niveau haut à son niveau bas. La Fig. 7(C) donne les impulsions apparaissant en sortie de l'amplificateur opérationnel 272. Une telle impulsion de sortie de durée relativement courte apparaît en sortie de 35 l'amplificateur 272} chaque fois que l'onde triangulaire de la Fig. 7(A) passe par une valeur de tension négative égale en valeur absolue à celle de la tension de référence appliquée à l'entréee directe de l'amplificateur opérationnel 272. Chaque fois que la valeur absolue de la tension correspondant à l'onde triangulaire 40 atteint un maximum, en fin de première demi-période, l'entrée 71 32593 2106449 inverse de l'amplificateur opérationnel 272 devient plus négative que son entrée directe. Il en résulte qu'une impulsion de tension positive apparaît en sortie de cet amplificateur aux instants t.j, t^> t,- ... Le fil 337 connecté à l'entrée de la porte ET-NON 5 282 change d'état cette porte en faisant passer la tension de sortie d'un niveau haut à un niveau has en chacun desdits instants. Le rôle des portes 282, 284 est donc de produire une inversion des tensions apparaissant sur les fils 337, 338 respectivement, afin de produire des tensions susceptibles d'être 10 appliquées aux entrées du circuit basculeur 290. Le rôle du circuit basculeur 290 est d'extraire par blocage tout bruit affectant les sorties du circuit double inverseur 280f de façon que, le niveau de sortie du circuit basculeur soit une pure réponse aux impulsions de sortie de l'étage comparateur 270. 15 On suppose qu'à l'instant précédant immédiatement l'instant zéro de la Fig. 7, la tension de sortie de la porte 294 est de niveau bas, ce qui correspond à l'absence d'impulsion sur le fil 338. La porte 284 est alors dans un état tel que sa tension de sortie est de niveau haut, tension qui est appliquée par le fil 20 339 à une première entrée de la porte 294. On suppose d'autre part qu'au même instant la tension de sortie de la porte 292 est de niveau haut, tension qui est appliquée par le fil 340 à la seconde entrée de la porte 294, de manière à maintenir la tension de sortie de cette porte à un niveau bas. Ij convient de se rappeler que 25 cette tension de sortie à niveau bas de la porte 294 est appliquée ~ par le fil 344 à la seconde entrée de la porte 292. La première entrée de la porte 292 est à une tension de niveau haut, ce qui correspond à l'ahsence d'impulsion sur le fil 337 du fait de l'inversion opérée par la porte 282. 30 Lorsqu'une impulsion de tension apparaît sur le fil 338, la porte 284 opère l'inversion et le fil 339 applique une tension de niveau bas à la première entrée de la porte 294, ce qui fait passer la tension de sortie de cette porte d'un niveau bas à un niveau haut. Cette tension de niveau haut sur le fil 342 est 35 maintenue par la connexion croisée du fil 340, lors du retour du signal d'entrée sur le fil 339 à une tension de niveau haut, une fois disparue la première impulsion de la Fig. 7(B). Ce retour a lieu en un laps de temps relativement court. La Fig. 7(D) montre l'impulsion de mise au travail sur le fil 342 à une tension de 40 niveau haut, pendant l'intervalle de temps (0-t^). 71 32593 35 2106449 A l'instant l'impulsion de sortie de l'amplificateur opérationnel 272 est appliquée par le fil 337 à l'une des entrées de la porte 28^. L'inversion opérée par celle-ci a pour effet d'appliquer par le fil 346 une tension de niveau bas à la 5 première entrée de la porte 292, donc de faire passer la tension de sortie de celle-ci d'un niveau bas à un niveau haut. Ce changement entraîne celle de la tension de sortie de la porte 294 d'un niveau haut à un niveau bas, du fait de la connexion croisée par le fil 340. La tension de niveau haut en sortie de la porte t) 292 est maintenue par la connexion croisée du fil 34-i, lors du retour du signal d'entrée sur le fil 346 à une tension de niveau haut, une fois disparue la première impulsion de la Fig. 7(C), qui a débuté à l'instant t^ et qui elle aussi a duré un laps de temps relativement court. La tension de niveau haut présente 15 maintenant sur le fil 340 est maintenue durant l'intervalle de temps (t^-t^), comme le montre la Fig. 7(E), jusqu'à un nouveau cycle de fonctionnement qui débute à l'instant t^ par la production d'une nouvelle impulsion j^Fig. 7 (B)j par l'amplificateur opérationnel 274. 20 Les impulsions de mises au travail, en sortie de 294, apparaissant sur le fil 342 sont transmises à une première entrée d'une porte ET-NON inverseuse 296. Le circuit intermédiaire de commande de porte 300 est constitué par le transistor NPN 301 qui donne en sortie sur son collecteur une tension de niveau h aut 25 quand la tension d'entrée sur sa base est de niveau positif bas par rapport à l'émetteur et vice versa. Il résulte de cette analyse de fonctionnement du transistor 301 que le circuit 300 sert non seulement à amplifier la tension de commande de porte appliquée à sa base mais aussi à inverser cette tension. Les 30 impulsions de tension apparaissant au collecteur du transistor 301 sont donc en phase avec celles apparaissant sur le fil 342 puisque celles-ci ont subi deux inversions successivement. Les impulsions de tension apparaissant au collecteur du transistor 301 sont appliquées par le fil 356 à la grille du 3 5 TEC 302 à canal F. Lesdites impulsions de tension s 71 32593 36 A luuHf? à un niveau relativement élevé par rapport à celui de cette même résistance lorsque la tension appliquée à cette grille est de niveau relativement faible ou de niveau zéro. Un tel fonctionnement en commutation du TEC 302 empêche la tension de sortie de 5 l'amplificateur opérationnel 278 d'être appliquée à l'entrée inverse de l'amplificateur opérationnel 276 au cours de la première demi-période de chacune des ondes triangulaires (1), (2), (3), de la Fig. 7 (A); il crée par contre un chemin conducteur de faible résistance entre la sortie de l'amplificateur 278 et 10 l'entrée inverse de l'amplificateur 276 au cours de la seconde demi-période de chacune desdites ondes triangulaires. Cette action du TEC 302 est exprimée dans les équations (4) et (5) données ci-dessus et se traduit par l'insertion du terme -2 E^s dans le terme sous le signe somme de l'équation (5), ainsi 15 que par l'exclusion du même terme dans l'équation (4). Comme on l'a exposé ci-dessus, l'équation (4) définit le fonctionnement de l'amplificateur 276 en association avec le condensateur 320 et la résistance 304 au cours de la première demi—période de chaque onde triangulaire de la Figo 7(A) et l'équation (5) définit le fonction-20 nement du même ensemble durant la seconde demi-période de chacune desdites ondes triangulaires. Ii est maintenant clair que le fonctionnement du circuit quotientmètre à double intégration 268 dépend de celui combiné d'une part du circuit comparateur 270, du circuit double inverseur 280f du circuit basculeur 290 de la porte 25 inverseuse 296, du circuit intermédiaire de commande de porte 300, du TEC 302 de commutation, d'autre part des amplificateurs opérationnels 276, 278. Le convertisseur tension-fréquence 240 que l'on vient de décrire comprend encore un circuit doubleur de fréquence 376 dont 30 on se propose de décrire maintenant le fonctionnement à l'aide des formes d'ondes de la Fig. 7. Le basculeur 378 est d'un fonctionnement pratiquement identique à celui du circuit basculeur 290 déjà vu ci-dessus. La tension de sortie de la porte 282 est appliquée par un fil 372 à la première entrée de la porte 386 et la 35 tension de sortie de la porte 284 par un fil 374 à la première entrée de la porte 388. Les connexions croisées par lès fils 390, 392 entre les sorties des portes 388, 386f respectivement et les secondes entrées de 386, 388 ont pour effet de produire à la sortie de la porte 386 des impulsions de tension qui sont 40 pratiquement identiques en forme et en temporage à celles * 71 32593 37 2106449 apparaissant en sortie de la porte 292. Ces impulsions sont représentées à la Fig. 7(E) et l'on vérifie qu'elles ont bien le même temporage que les autres formes d'ondes de la Fig. 7. Par contre les impulsions de tension apparaissant en sortie de la porte 388 5 correspondent à celles apparaissant en sortie de la porte 294 et ont par conséquence le temporage représenté à la Fig. 7(D). Les impulsions de sortie des portes 386, 388 sont utiliées pour donner en sortie du convertisseur tension-fréquence 240 un train d'impulsion de fréquence variable. Ces impulsions ont une période égale 10 à la moitié de celle des ondes triangulaires de la Fig. 7(A), donc une fréquence double de celle de ces ondes triangulaires. Ce doublage de fréquence a pour but de diminuer le temps de réponse du convertisseur fréquence-tension 240 et aussi de réduire le facteur d'ondulation de tous dispositifs subséquents, connectés à 15 la borne de sortie d'impulsions 428 du circuit 240 et appelés à travailler en fonction de cette fréquence. Les impulsions de tension apparaissant en sortie de la porte 386 et correspondant à celles de la Fig. 7(E) sont différentiées par l'ensemble du condensateur 396 et de la résistance 400 pour 20 produire des pointes de tension de courte durée rendant momentanément conducteur le transitor NPN 398. De même les impulsions de tension apparaissant en sortie de la porte 388 et correspondant à celles de la Fig. 7(D) sont différentiées par l'ensemble du condensateur 418 et de la r ésistance 422 pour produire des pointes de 25 tension de courte durée rendant momentanément conducteur le transistor NPN 420. Les impulsions de tension apparaissant en sortie sur les collecteurs des transistors 398, 420 sont appliquées par les deux fils 406, 427 à deux entrées respectivement de la porte 382f de manière à faire passer le signal de sortie de cette porte 382 30 entre haut et bas niveau chaque fois qu'une pointe de tension est reçue par la base dê l'un et de l'autre des transistors 398, 420. On. peut facilement se rendre compte de cette action si l'on se représente que la porte 382 est de type ET-N0N. Les impulsions de sortie de cette porte apparaissant sur le fil 413 peuvent être 35 directement utilisées en les transmettant à un compteur d'impuli&ns donnant une mesure du débit volumétrique cherché. Mais l'appareil décrit ici transmet ces impulsions de tension apparaissant sur le fil 413 à une première entrée d'une autre porte 384 de type ET-NON, laquelle a sa seconde entrée maintenue à un potentiel de haut 40 niveau pour opérer l'inversion des impulsions arrivant par le 71 32593 31 21U044V fil 413. Les impulsions de sortie de la porte 384 apparaissant à la borne 428 sont représentées à la Fig. 7(G). Cette forme d'onde montre bien que la tension à la borne 428 est normalement à son niveau haut, à la seule exception des brefs intervalles de temps 5 durant ""lesquels des pointes de tension sont appliquées aux bases des transistors 398f 420. En comparant les périodes des impulsions de la Fig. 7(G) à celles des ondes triangulaires de la Figo 7(A), on voit bien que la fréquence en 7(G) est double de la fréquence en 7(A). Les impulsions de sortie apparaissant à la borne 428 sont 10 transmises à un convertisseur impulsions-tension 430 dont on se propose de décrire maintenant la structure et le fonctionnement. Convertisseur impulsions-tension et tension-courant Tel qu'il est représenté à la Fig. 5, le convertisseur impulsions-tension 430 comprend un circuit calibreur de largeur des 15 impulsions 432, un circuit convertisseur d'impulsions 434, un circuit découpeur série-parallèle 436 et un réseau moyenneur de tension 514. Le circuit calibreur de largeur des impulsions 432 comprend un circuit basculeur bistable 438 et un circuit basculeur monostable 440. 20 Le circuit basculeur 438 comprend deux portes 442, 444 à connexions croisées classiques par des fils 446, 448. La première entrée de la porte 442 est directement connectée à la borne 428 de sortie du convertisseur tension-fréquence 240 décrit ci-dessuso La sortie de la porte 444 est connectée par une résistance 450 à 25 la base d'un transistor NPlï 452 faisant partie du circuit basculeur monostable 440. L'émetteur du transistor 452 est connecté par un fil 453 à la ligne de terre 117 et son collecteur par une résistance 454 et un fil 455 à une source de tension continue positive constituant une sortie du bloc 552 d'alimentation du 30 second étage de l'appareil. Le collecteur et l'émetteur du transistor 452 sont connectés entre-eux par un condensateur 456. Le circuit basculeur monostable 440 comprend d'autre part un amplificateur opérationnel 460^ dont l'entrée inverse est connectée par un fil 458 au collecteur du transistor 452 et dont l'entrée 35 directe est connectée par une résistance 462 à la ligne de terre 117 et par une résistance 461 au fil précité 455, en vue de polariser l'amplificateur opérationnel 460. La sortie de celui-ci est connectée par un fil 464 à la première entrée de la porte 444. â 71 32593 39 2106449 La sortie de la porte 442 est connectée par l'ensemble en parallèle d'une résistance 466 et d'un condensateur 468 à la base d'un transistor NPN 470 qui fait partie du circuit convertisseur d'impulsions 434. La base du transistor 470 est connectée d'autre 5 part par une résistance 472 et un fil 473 à une source de tension continue négative, constituant une sortie du bloc 552 d'alimentation du second étage de l'appareil. L'émetteur du transistor 470 est connecté par un fil 474 à la ligne de terre 117, et son collecteur par une résistance 476 et un fil 477, au fil 455 précité 10 aboutissant, comme on l'a vu, à une source de tension continue positive. La tension de sortie du transistor 470 est transmise, à partir de son collecteur, par l'ensemble en parallèle d'une résistance 478 et d'un condensateur 480 à la base d'un transistor PNP 482. Le transistor 482 a son émetteur connecté, d'une part, 15 par une résistance 484 au fil 474 précité, aboutissant comme on l'a vu à la ligne de terre 11T y d'autre part à la cathode d'une diode 486 dont l'anode est elle-même connectée au point commun entre la résistance 476 et le fil 477. Le collecteur du transistor 482 est connecté par une résistance 488 au fil 473 précité, 20 aboutissant comme on l'a vu à une source de tension continue négative. La tension de sortie apparaissant au collecteur du transistor 482 est appliquée par un fil 490 à l'entrée d'un circuit découpeur série-parallèle 436. L'élément série de ce circuit découpeur 25 comporte un condensateur 494, monté en parallèle sur une diode 492} dont la cathode est connectée audit fil 490 et l'anode à la grille d'un TEC 496 à canal N» Le TEC 496 a ses électrodes de source et de drain connectées en série avec le réseau moyenneur de tension 514. L'élément parallèle du circuit découpeur comporte 30 un condensateur 500} monté en parallèle sur une diode 498 dont l'anode est connectée au fil 490 précité et la cathode à la grille d'un TEC 502 à canal P. Le TEC 502 a ses électrodes de source et de drain connectées en parallèle sur le réseau moyenneur de tension 514. L'électrode de source du TEC 502 est connectée à la 35 ligne de terre 117 et son électrode de drain à celle de source du TEC 496, dont l'électrode de drain est elle-même connectée au bras mobile 563 d'un commutateur inverseur 562} à deux positions. Ce commutateur 562 a l'un de ses plots 564, appelé AAI, connecté au curseur 513 d'un potentiomètre 512. Le potentiomètre 512 sert 40 à ajuster l'amplitude des impulsions de tension apparaissant sur 71 32593 40 2 I U Û 4 H "7 un fil 515 pour les appliquer à l'entrée du réseau moyenneur de tension 514. Le sigle AAI est formé à partir des mots Ajustage Amplitude Impulsions, ce qui veut dire que, lorsque le bras 563 est dans la position représentée dans la Fig. 5, l'amplitude des 5 impulsions sur 515 peut être ajustée dans toute une gamme prédéterminée. Le potentiomètre 512 est connecté entre la ligne de terre 117 et une résistance 504, elle-même connectée d'autre part au point commun entre la résistance 476 et le fil 477 précité aboutissant comme on l'a vu à une source de tension continue 10 positive. Une diode de Zener 506 a sa cathode connectée au point commun entre potentiomètre 512 et résistance 504 et son anode à la ligne de terre 117, en vue d'opérer une régulation de tension. Le fil 515 constitue l'entrée du réseau moyenneur de tension 514 lequel comprend une première cellule de filtrage à résistance 15 et condensateur 516 et une seconde cellule de filtrage à résistance et condensateur 518. Un potentiomètre de polarisation 508 est connecté en parallèle sur le potentiomètre 512 et le curseur 509 du potentiomètre 508 l'est par une résistance 510 au point commun entre résistance et condensateur de la seconde cellule de 20 filtrage 518. Pour une position donnée du curseur 509, on superpose ainsi une tension continue de polarisation à la tension de sortie du réseau moyenneur 514, et par la voie d'un fil 519, la tension continue totale en résultant est appliquée au convertisseur tension-courant 520o 25 Le convertisseur tension-courant 520 comprend un amplificateur opérationnel 522, un transistor amplificateur 526 et un transistor amplificateur suiveur d'émetteur 536. Le fil 519 est connecté à l'entrée inverse de l'amplificateur opérationnel 522, et la sortie de celui-ci par une résistance 524 à la base du transistor NPN 526. 30 La base du transistor 526 est connectée d'autre part par un condensateur de filtrage 528 à la ligne de masse 117, en vue d'extraire par filtrage toutes composantes alternatives de la tension de sortie de l'amplificateur opérationnel et d'isoler ces composantes des amplificateurs 526, 536» L'émetteur du transistor 526 est 35 connecté par une résistance 530 et un fil 473 à une source de tension continue négative. Le collecteur du même transistor 526 est connecté, d'une part, par un fil 538 à la base du transistor NPN 536, d'autre part par une résistance 532 et un fil 534 au collecteur de ce transistor 536, lequel collecteur de 536 est 40 directement connecté, par un fil 540, à une source de tension 71 32593 41 2106449 continue positive constituée par une sortie du bloc 552 d'alimentation du second étage de l'appareil. Comme le transistor amplificateur 536 est monté en suiveur d'émetteur, l'émetteur de ce transistor 536 est connecté à la borne de sortie 548 qui constitue 5 la borne de polarité positive pour le courant continu de sortie. La borne de sortie de polarité négative est connectée à l'entrée directe de l'amplificateur opérationnel 522. Un réseau de polarisation fixant la gamme du courant de sortie est constitué par l'insertion d'une résistance 541 ou d'une résis-10 tance 542 entre l'entrée directe de l'amplificateur opérationnel 522 et la ligne de terre 117. Dans la position représentéeà la Figo 5, un commutateur inverseur 543 à deux positions a son bras mobile 544 connecté entre la ligne de terre 117 d'une part, le plot 546, la résistance 541 et l'entrée directe de l'amplificateur 15 522 d'autre part. En commutant le bras mobile 544 sur un autre plot 547, on coupe la résistance 541 et on ]a remplace par 3o, résistance 542. Par un choix approprié des valeurs des divers circuits qui ont été décrits et aussi de la résistance 541, on peut donner au courant continu de sortie une gamme de 10 à 50 mA, 20 et en prenant une résistance 542, d'une valeur égale à deux fois et demi celle de la résistance 541 une gamme de 4 à 20 mA. Il convient de remarquer que ceci est un moyen commode de choisir la gamme du courant continu de sortie pour une gamme particulière de débits compatible avec le débitmètre. Il doit également être 25 entendu que, d'un bout à l'autre de la circuiterie du débitmètre, des contacts ajustables sont prévus en divers endroits qui permettent une large souplesse d'ajustement et d'étalonnage. Le commutateur inverseur à un pôle et deux positions 562 a un autre plot 565, appelé IAV et connecté à une borne 566 qui 30 l'est elle-même à la sortie d'un réseau de linéarisation 560 (représenté à la Fig. 1). Ce réseau de linéarisation 560 a une de ses entrées venant d'une jauge de densité 11 faisant partie du premier étage A du débitmètre (également représentée à la Fig. 1). La jauge de densité 11 peut être une jauge nucléaire du 35 type donnant une tension de sortie proportionnelle à la densité du fluide circulant dans le conduit 12. Comme, souvent, les jauges nucléaires n'ont pas une réponse linéaire, l'insertion d'un réseau de linéarisation 560 est couramment désirable. Quand le bras mobile 563 du commutateur 562 est commuté sur le plot 565, 40 la sortie continue du réseau de linéarisation 560 commande * : 71 32593 42 2106449 l'amplitude des impulsions de tension introduites par le fil 515 dans le réseau moyenneur 514. Le sigle IAV est formé des mots Impulsions Amplitude Variable (amplitude variable des impulsions) et désigne donc le fonctionnement du convertisseur 430 dans ce 5 mode particulier Quand le fonctionnement a lieu dans l'un ou l'autre des modes AAI ou IAV, le courant continu de sortie entre les bornes 548, 548' est une moyenne du produit de la largeur d'impulsion par leur amplitude, produit multiplié par la fréquence des impulsions à leur entrée par le fil 515 dans le réseau moyen-10 neur de tension 514. Dans le mode de fonctionnement dit AAI, l'amplitude des impulsions est ajustée à un niveau fixe, et ceci fixe le terme amplitude dans le produit dont on vient de parler. La largeur d'impulsion est fixée de son côté par le fonctionnement du circuit basculeur monostable 440 et, par conséquent, le 15 courant continu de sortie entre bornes 548, 548* varie en raison directe du facteur restant du produit, savoir la fréquence des impulsions. Par contre, le mode de fonctionnement dit IAV fait varier l'amplitude des impulsions proportionnellement à la densité du fluide circulant dans le conduit 12; le courant continu 20 de sortie entre les bornes 548 548' varie alors comme le produit de deux facteurs, savoir la fréquence des impulsions et leur amplitude» Fonctionnement des convertisseurs impuisions-tension et tension-courant 25 Le fonctionnement du convertisseur impulsions-tension 430 et du convertisseur tension-courant 520 sera plus clairement compris à l'aide des formes d'ondes de la Fig. 8, lignes (A) à (H), qui sont représentatives des tensions apparaissant en divers points des circuits de la Fig. 5. Ces formes d'ondes ont la même 3û échelle de temps que celles des Fig. 7» On comparera d'abord les formes d'ondes des Figs. 7(G) et 8(A), en vue d'exposer le fonctionnement du circuit calibreur de largeur des impulsions 432 de la Fig. 5» Le niveau de la première impulsion du premier cycle de la Fig. 7(G) est sensiblement le 35 même durant tout la période T^/2. Les formes d'ondes de la Fig. 8(a) couvrent les mêmes intervalles de temps que celles de la Fig. 7(G). Ces formes d'ondes de la Fig. 8(a) représentent les variations de la tension entre les armatures du condensateur 456 du circuit basculeur monostable 440. ce condensateur se charge 40 à travers la résistance 454, au cours d'intervalles de temps tous 71 32593 43 2106449 égaux a.'Vj puis se décharge à travers la jonction collecteur-émetteur du transistor 452 au cours d'intervalles de temps relativement courts indiqués par le retour presque vertical de la tension de sa valeur maximale à sa valeur nulle» Cette forme 5 d'onde est engendrée par le transistor 452 qui est à l'état bloqué pendant la charge du condensateur 45o et à l'état passant pendant la décharge du même condensateuro Pendant la charge du condensateur 456, la sortie de l'amplificateur opérationnel 460 applique une tension positive à l'entrée de la porte 444 et la 10 tension de sortie de celle-ci est de niveau bas, le transistor 452 étant alors à l'état bloqué. La tension de niveau bas en sortie de l'amplificateur 444>est appliquée par connexion croisée, c'est-à-dire par le fil 446,/la seconde entrée de la porte 442. La première entrée de la porte 442 est à une tension positive 15 puisqu'elle est connectée à la borne 428, elle-même à une tension positive correspondant à la première partie de l'impulsion représentée à la Fig. 7(G) pendant la période T^/20La porte 444, est de type ET-NON; donc sa tension de sortie est de niveau haut lorsque les tensions d'entrée sont celles que l'on vient d'indi-20 quer. Cette tension de niveau haut est appliquée par connexion croisée, c'est-à-dire par le fil 448, à la seconde entrée de la porte 444. Les valeurs du condensateur 45o et de la résistance 454 sont choisies de façon que la constante de temps RC qui leur 25 correspond soit de valeur appropriée. Cette constante de temps est telle qu'elle permet au condensateur 456 de se charger à la valeur de la tension sur l'entrée directe de l'amplificateur opérationnel 460, dans le cadre de l'intex-valle de temps correspondant à la partie positive des impulsions apparaissant à la 30 borne 428 à la fréquence maximale de ces impulsions. Lorsque la tension de charge du condensateur 456 atteint le niveau de la tension à l'entrée directe de l'amplificateur opérationnel 460, la tension de sortie de cet amplificateur est proche de zéro. Cette tension nulle a pour effet de faire passer 35 la première entrée de la porte 444 à une tension de niveau bas, donc sa sortie à une tension de niveau haut. Cette tension de niveau haut, en sortie de la porte 444, appliquée à la base du transistor 452 à travers la résistance 450 a pour effet de faire passer ce transistor à son état conducteur. La même tension de 40 niveau haut est appliquée en connexion croisée, par le fil 446, 71 325V3 44 jt, s uuhh / à la seconde entrée de la porte 442. Comme la première entrée de la même porte 442 est à une tension de niveau haut, la tension de sortie de la porte 442 passe du niveau haut au niveau bas; cette tension de niveau bas est appliquée à son tour en connexion 5 croisée, par le fil 448, à la seconde entrée de la porte 444. Le laps de temps nécessaire à la décharge du condensateur 456 est relativement court car la résistance de la jonction émetteur-collecteur du transistor 452, alors pratiquement nulle, fait court-circuit sur la ligne de terre 117. Une fois le condensateur 10 456 déchargé, l'entrée directe de l'amplificateur opérationnel 460, maintenue à une tension positive, d'un bout à l'autre de l'opération précédente, produit une tension positive en sortie, sur le fil 464. Cette tension de niveau haut, appliquée à la porte 444, a pour effet de maintenir la tension de sortie de 15 cette porte 444 à un niveau haut, en maintenant le transistor 452 à l'état conducteur, afin d'empêcher le condensateur 456 de se recharger, au cours du même cycle. Lorsque la tension à la borne 428 passe par zéro à la fin de la première demi-période T^/2 de la Fig. 7(G), la tension de 20 sortie de la porte 442 revient à un niveau haut, cette tension est transmise par le fil 448 à la seconde entrée de la porte 444, dont la tension de sortie revient à un niveau bas. Ceci a pour effet de bloquer le transistor 452 et de permettre l'amorçage d'un nouveau cycle au temps t^0 Ce mode de fonctionnement est 25 schématisé par les formes d'ondes des Figs. 8(A), 8(B) et 8(C) qui représentent respectivement les variations de la tension entre armatures du condensateur 456, de la tension de sortie de la porte 444 et de la tension de sortie de la porte 442. Les impulsions de sortie de la porte 442 sont de largeur 30 constanteT et ont une périodicité qui varie comme celle des impulsions à fréquence variable apparaissant à la borne 4280 Ces impulsions, de largeur constante en sortie de la porte 442, sont appliquées à la base du transistor 470 faisant partie du circuit convertisseur d'impulsions 434^ en vue de commander ce transistor 35 pour obtenir sur son collecteur les impulsions de tension représentées à la Fig. 8(D). Ces impulsions amplifiées sont, à leur tour, utilisées pour commander le transistor 482 pour obtenir sur son collecteur les impulsions de tension représentées à la Fig. 8(E). Les impulsions de tension de la Fig0 8(E), qui sont 40 positives et négatives, sont appliquées par le fil 490 à l'entrée 71 32593 45 2106449 du circuit découpeur série-parallèle 436. Durant chaque impulsions positive de tension sur le fil 490 (Fig. 8(E) ), la diode 498 est rendue conductrice et permet l'application de cette tension à la grille du TEC 502 à canal P dont la résistance source-drain 5 devient alors relativement forte et assimilable à un circuit ouvert. La même tension positive sur le fil 490 est empêchée, par la diode 492 alors en inverse, d'être appliquée à la grille du TEC 496 à canal N, ce qui fait que la résistance source-drain de ce TEC est alors relativement faible et assimilable à un court-10 circuit. Au contraire, durant chaque impulsion négative de tension sur le fil 490 (Fig. 8E) les résistances source-drain des transistors 502, 496 sont respectivement faible et forte, produisant ainsi une commutation de déroulement analogue à celle du circuit découpeur série-parallèle 172 de la Fig. 3» 15 Lorsqu'on veut faire fonctionner l'appareil ainsi décrit pour avoir une mesure de débit proprement dit ou volumique (fonctionnement en mode dit AAI), le bras mobile 563 du commutateur inverseur est mis en contact avec le plot 564. La valeur de la tension continue appliquée au curseur 513 du potentiomètre 512 est trans-20 mise par la jonction source-drain du TEC 496 et le fil 515 au réseau moyenneur de tension 514. La commutation décrite ci-dessus a pour effet de donner pour la tension sur le fil 515 la forme d'onde de la Fig. 8(F). Les impulsions de la Fig. 8(F) sont de largeur constante T?, égale au laps de temps de charge précédemment 25 défini, et une périodicité variable inversement proportionnelle à chaque instant à la valeur du débit du fluide en cet instant» L'action de filtrage des cellules à résistance et condensateur 516, 518 aboutit à moyenner ces impulsions, de façon à faire apparaître sur le fil 519 une tension continue qui, superposée à la tension 30 continue provenant du curseur 509 du potentiomètre de polarisation 508 donne la tension d'entrée du convertisseur tension-courant 520, 7 La tension continue apparaissant sur le fil 519 est appliquée à l'entrée inverse de l'amplificateur opérationnel 522, de manière à faire varier sa tension de sortie en conséquence» Le transistor 35 amplificateur 526 et le transistor amplificateur de courant 536, monté en suiveur d'émetteur, donnent aux bornes de sortie 548, 548' un courant représenté (en trait plein) à la Fig. 8(H), directement proportionnel à la fréquence des impulsions de tensions de la Fig. 8(F). On peut choisir la position du commutateur-inverseur 40 543 pour que le courant continu de mesure circulant entre les 71 32593 AS 2106449 bornes de sortie 548, 548' soit d'une gamme appropriée à une gamme donnée de débits de fluide. 0n remarquera que le courant continu de sortie représenté à la Fig. 8(H) est d'abord d'une valeur relativement basse correspondant àla période de la F^g. 7(A), 5 et ensuite d'une valeur un peu plus élevée demeurant constante sur l'ensemble des périodes et de la Fig. 7(A). Lorsqu'on veut mesurer le débit massique du fluide, on amène le bras mobile 563 du commutateur-inverseur 562 en contact électrique avec le plot 565, en vue de travailler en mode dit IAV. 10 Le réseau de linéarisation 560 donne en sortie une tension continue qui est proportionnelle à la densité du liquide circulant dans le conduit 12 et qui fait varier l'amplitude des impulsions de largeur constante par l'action de commutation du circuit découpeur série parallèle 436. Ces impulsions de tension d'amplitude 15 variable sont appliquées par le fil 515 au réseau moyenneur de tension 514. L'aetion du réseau de linéarisation 560 sur l'amplitude des impulsions ainsi appliquées ressort de la Fig. 8(G) où l'on voit que l'amplitude des impulsions a diminué au cours de la seconde moitié de la période de la Fig. 7(A). Ceci veut 20 dire que la densité du fluide s'est modifiée après la première moitié de la période pour Prendre une valeur relativement plus faible. La tension continue de sortie du réseau moyenneur de tension 514 est superposée à la tension continue de polarisation provenant du potentiomètre 508, et la tension totale en résultant 25 est appliquée au convertisseur tension-courant 520 qui fonctionne de la même manière que celle décrite ci-dessus. Le courant continu de sortie entre les bornes 548, 548' est représenté (en trait interrompu) à la Fig. 8(H), montrant que ledit courant continu de sortie est d'un niveau relativement élevé au cours de la 30 période durant laquelle débit et densité du fluide sont constants, puis d'un niveau légèrement plus faible durant la période T2, ce niveau étant maintenu durant toute la période T^o Ceci veut dire que la faible amplitude des impulsions de droite de la Fig. 8(G), correspondant à une diminution de la densité du 35 fluide, l'a emporté sur l'effet de l'accroissement de débit au cours des périodes et T^o On peut aussi, dans ce mode de fonctionnement dit IAV, pour mesurer le débit maôsique, déterminer sélectivement la gamme du courant de sortie, par mise au travail de l'une ou l'autre des résistances 541, 542 au moyen du commuta— 40 teur-inverseur 543. 32593 47 210644V Bien entendu, l'invention n'est pas limitée à la forme de réalisation représentée et décrite, qui n'a été donnée qu'à titre d'exemple• / i 32S'il 48 £. i uu"ï 1 ' REVENDICATIONS 1 - Appareil de mesure permettant de mesurer le rapport de la valeur d'un premier signal d'entrée en courant continu à celle d'un second signal d'entrée en courant continu, caractérisé en ce qu'il comprend 5 - des éléments d'intégration s3Tné trique dudit premier signal en un cycle dont la durée unitaire ou période est proportionnelle à la valeur actuelle dudit rapport - des éléments de commutation permettant d'amorcer chaque nouveau cycle à la fin du précédent 10 - des éléments générateurs d'impulsions cycliques répondant aux instants de fin de demi-période de chaque cycle des éléments d'intégration symétrique, de façon que les impulsions produites soient distantes l'une de l'autre d'une fraction de la période du cycle actuel et soient donc représentatives d'une fréquence multiple de 15 celle correspondant au cycle d'intégration et traduisant la valeur actuelle dudit rapport» 2 - Appareil de mesure selon la revendication 1, caractérisé en ce que lesdits éléments d'intégration symétriques sont constitués par un premier et un second amplificateurs opérationnels, sensible- 20 ment adaptés l'un à l'autre, ayant chacun deux entrées respectivement d'une première et d'une seconde polarités ainsi qu'une sortie, en ce que ces amplificateurs sont connectés de façon que deux entrées d'une première polarité soient réunies entre elles et qu'aux deux entrées de la seconde polarité soit appliqué ledit premier 25 signal d'entrée, en ce que ledit premier amplificateur a un gain double de celui du second, et que ledit second amplificateur comprend un condensateur d'intégration connecté entre sa sortie et son entrée de seconde polarité, en ce que ledit premier amplificateur a sa sortie connectée à l'entrée de seconde polarité du second ampli-30 ficateur par l'intermédiaire desdits éléments de commutation, de façon au total que le signal apparaisse à la sortie dudit second amplificateur soit de forme d'onde sensiblement triangulaire et la durée de la demi-onde ou demi-période directement proportionnelle audit rapport dudit second signal d'entrée audit premier signal 35 d'entrée. 3 - Appareil de mesure selon la revendication 2, caractérisé en ce que lesdits éléments de commutation comportent des éléments comparateurs du signal de sortie dudit second amplificateur opérationnel A 71 32593 2106449 avec d'une part ledit second signal d'entrée, d'autre part le potentiel de terre, lesquels éléments comparateurs produisent en sortie une première impulsion chaque fois que le signal de sortie dudit second amplificateur prend une valeur sensiblement égale à celle 5 dudit second signal d'entrée, et une seconde impulsion chaque fois que le signal de sortie dudit second amplificateur prend une valeur sensiblement égale à celle dudit potentiel de terre0 k - Appareil de mesure selon la revendication 3, caractérisé en ce que lesdits éléments de commutation comportent en outre des élé-10 ments basculeurs permettant de conmander l'application du signal de sortie dudit premier amplificateur à ladite entrée de seconde polarité du second amplificateur, et répondant à chacune desdites premières impulsions des éléments comparateurs pour permettre ladite application jusqu'à ce que lesdits éléments basculeurs soient 15 rappelés par les secondes impulsions et empêcher alors ladite application et ainsi de suite» 5 - Appareil de mesure selon la revendication 3, caractérisé en ce que lesdits éléments générateurs d'impulsions répondant aux instants de fin de demi-période de chaque cycle des éléments d'inté- 20 gration symétrique comprennent : - des second éléments basculeurs répondant auxdites premières et secondes impulsions desdits éléments comparateurs ; - des éléments différentiateurs connectés aux sorties desdits seconds éléments basculeurs pour produire des pointes de tension 25 synchrones des impulsions fournies par lesdits éléments comparateurs ; - des éléments sonmateurs répondant auxdites pointes de tension pour produire des impulsions de sortie représentatives d'une fréquence double de celle correspondant aux cycles d'intégration. 6 - Appareil de mesure selon la revendication 1, caractérisé 30 en ce qu'il comprend en outre un convertisseur fréquence-tension composé : - de nouveaux éléments générateurs d'impulsions de largeur sensiblement constante ayant la même fréquence variable que les impulsions cycliques fournies par lesdits éléments générateurs ; 35 - des éléments convertisseurs desdites impulsions de largeur constante en signaux rectangulaires d'une première et d'une seconde polarités par rapport à un niveau de référence, les signaux d'une première polarité étant de largeur sensiblement constante et synchrones desdites impulsions fournies par les nouveaux éléments 40 générateurs, et les signaux d'une seconde polarité étant synchrones 71 32593 50 j. IUU1*Î / des intervalles entre lesdites impulsions fournies par lesdits nouveaux éléments générateurs ; - une source de tension de sortie } - des éléments découpeurs série-parallèle auxquels sont transmis 5 lesdits signaux rectangulaires et qui découpent ladite tension de sortie en impulsions synclirones des signaux rectangulaires de la première polarité ; - des éléments moyenneurs desdites impulsions de tension de sortie pour donner line tension moyenne qui est proportionnelle au produit 10 actuel de ladite tension de sortie par la fréquence d'entrée. 7 — Appareil de mesure selon la revendication 6, caractérisé en ce que lesdits nouveaux éléments générateurs d'impulsions de largeur sensiblement constante ayant une fréquence d'entrée variable comprennent, d'une part des moyens basculeurs bistables permettant 15 de commander lesdits éléments convertisseurs, d'autre part des moyens basculeurs monostables, répondant auxdits moyens basculeurs bistables pour les rappeler au repos, en produisant lesdites impulsions de largeur constante. 8 - Appareil de mesure selon la revendication 6, caractérisé 20 en ce que ladite source de tension de sortie est génératrice d'une seconde tension continue ajustable , laquelle est superposable à ladite tension moyenne issue desdits éléments moyenneurs. 9 - Débitmètre permettant de mesurer le débit d'un fluide et comprenant 25 - des éléments excitateurs permettant d'établir un champ magnétique alternatif en direction sensiblement perpendiculaire à celle du mouvement relatif d'un fluide ; - des éléments capteurs d'une tension alternative de mesure induite dans le fluide traversant le champ magnétique, cette tension induite 30 de mesure étant proportionnelle au débit du fluide ; - des.éléments de réponse auxdits éléments capteurs et capables de fournir une indication de débit de fluide, et comprenant eux-mêmes : - des éléments de premier étage permettant d'équilibrer, d'isoler de tous parasites et d'amplifier ladite tension induite de 35 mesure fournie par lesdits éléments capteurs ; - des éléments de second étage couplés par voie inductive à ceux de premier étage et permettant de convertir ladite tension amplifiée alternative de me sure en une tension continue proportionnelle à la précédente ; kO ce débitmètre étant caractérisé en ce qu'il comprend en outre : à 71 3259 51 L. i w -i ■H ! - des éléments de référence permettant de produire une tension continue de référence directement proportionnelle à l1intensité dudit champ magnétique alternatif et inversement proportionnelle à la fréquence dudit champ magnétique ; 5 - des éléments quotientmètres permettant d'engendrer, à partir du rapport entre ladite tension continue de mesure et ladite tension continue de référence, des impulsions cycliques, telles que la distance de l'une à l'autre ou période cyclique varie sensiblement en raison directe du rapport entre lesdites tensions continues de 10 mesure et de référence, pour donner un signal de sortie qui est une mesure du débit de fluide. 10 — Débitmètre selon la revendication 9» caractérisé en ce que lesdits éléments quotientmètres compreiment : - des éléments d'intégration symétrique de ladite tension continue 15 de mesure en un cycle dont la durée ou période est proportionnelle à la valeur du rapport de ladite tension continue de mesure à ladite tension continue de référence j - des éléments de commutation permettant d'amorcer chaque nouveau cycle à la fin du précédent ; 20 - des éléments générateurs d'impulsions cycliques répondant aux instants de fin de demi-période de cliaque cycle des éléments d'intégration symétrique, de façon que les impulsions protuites soient distantes l'une de l'autre d'une fraction de la période de chaque cycle et soient donc représentatives d'une fréquence multiple de 25 celle correspondant au cycle d'intégration et traduisant la valeur actuelle dudit rapport. 11 - Débitmètre selon la revendication 10, caractérisé en ce que lesdits éléments de second étage comprennent en outre des éléments basculeurs monostables répondant aux impulsions produites par 30 lesdits éléments générateurs d'impulsions cycliques, pour produire des impulsions de largeur constante représentatives de la fréquence correspondant aux impulsions cycliques. 12 - Débitmètre selon la revendication 10, caractérisé en ce que lesdits éléments de second étage comprennent en outre : 35 - dus éléments convertisseurs desdites impulsions de largeur constante en tension ; - des éléments de filtrage moyenneurs de la tension de conversion ; - des éléments convertisseurs de la tension ainsi filtrée en courant de mesure finale. kO 13 - Débitmètre selon la revendication 12, caractérisé en ce 71 32593 52 2106449 que lesdits éléments convertisseurs desdites impulsions de largeur constante en tension comprennent des moyens permettant d'ajuster l'amplitude des impulsions de façon à commander la gamme dudit courant de mesure finale en fonction de celle des débits de fluide 5 à mesurer. 1h - Débitmètre selon la revendication 12, caractérisé en ce que lesdits éléments de filtrage moyenneurs de la tension de conversion comprennent des moyens ajustables de superposer une tension continue de polarisation à ladite tension moyennée pour commander 10 la zéro de l'indication fournir par le courant de mesure finale. 15 - Débitmètre selon la revendication 14, caractérisé en ce que lesdits éLément s convertisseurs des impulsions de largeur constante en tension comprennent des éléments permettant de faire varier l'amplitude de ces impulsions proportionnellement à la densité du 15 fluide dont on mesure le débit, de façon que le courant de mesure finale indique un débit massique» 16 - Débitmètre selon la revendication 15, caractérisé en ce que lesdits éléments permettant de faire varier l'amplitude des impulsions de largeur constanteconverties en tension continue 20 comprennent une jauge nucléaire de densité, couplée à des moyens permettant de linéariser la réponse de cette jauge. 17 - Débitmètre selon la revendication 9, caractérisé en ce qu'il comprend un démodulateur à réjection de phase formé : - d'éléments permettant de synchroniser la phase d'une tension 25 alternative avec celle de la tension alternative induite dans un fluide en mouvement traversant un champ magnétique alternatif ; - d'éléments découpeurs série-parallèle recevant la tension alternative induite ainsi synchronisée pour ne conserver dans celle—ci qu'une alternance sur deux et pour éliminer la tension parasite que 30 constitue la tension en quadrature avec la précédente.