Cette invention concerne des circuits à seuil et plus particulièrement des circuits à seuil stabilisés en fonction de la température. Les dispositifs à seuil, bien connus, sont en général utilisés pour détecter le niveau d'un signal d'entrée par rapport à quelques niveaux de référence prédéterminés. Plus particulièrement, ce dispositif engendre un signal de sortie toutes les fois que le niveau du signal d'entrée est au-dessus du niveau de seuil du dispositif particulier. Le niveau du seuil de ces dispositifs cependant, sensibles aux changements de la température ambiante. Une baisse ou une élévation du niveau de seuil résultant de ces changements de température affecte au contraire la fidélité de l'appareil. Par exemple, dans le cas où le niveau de seuil est inférieur à sa valeur nominale, les signaux d'entrée ayant des niveaux d'entrée inférieurs à la valeur nominale, mais supérieurs à la valeur de seuil inférieure, déclenche de façon abusive ledispositif créant un signal de sortie erronné.D'autre part, quand le niveau de seuil s'élève au-dessus de sa valeur nominale, alors ces signaux d'entrée qui ont un niveau d'entrée plus grand que la valeur nominale mais plus petit que la valeur associée au niveau de seuil élevé, passent inaperçus par l'appareil et, par ce moyen, affectent sa fidélité. Dans une application particulière, par exemple, les dispositifs à seuil sont utilisés comme partie d'un circuit à détection associé à un système de lecture magnétique d'un ordinateur.Les niveaux d'amplitude des signaux binaires étant détectés à partir d'une mémoire ont des valeurs prédéterminées qui, à l'intérieur de tolérances données, sont compatibles avec le niveau de seuil nominal de dispositifs à seuil correspondants utilisés pour détecter leur présence.Ces dispositifs deviennent très infidèles si l'ordinateur fonctionne dans une grande gamme de températures ambiantes, telle que par exemple une gamme de températures variant de -550C à + 1250C. Tandis que dans le passé on a imaginé plusieurs techniques pour créer une stabilisation de températures de dispositifs à seuil, généralement ceci produisait une stabilisation de température dans un champ très étroit, de plus ces circuits étaient très complexes, et/ou demandaient des éléments de circuit stabilisés en température très précis ce qui augmentait le coût-de tels appareils. Un objet de cette invention est de produire un appareil de circuit à seuil stable en fonction de la température, relativement bon marché et simple. Un autre objet de cette invention est de produire un appareil de circuit à seuil stable en température sur une grande gamme de températures. Encore un autre objet de cette invention est de fournir un commutateur à détection stable en fonction de la température pour un système de lecture d'une mémoire magnétique. Un autre objet de cette invention est de produire un appareil de circuit à qeuil stable en fonction de la température qui est facilement réalisé comme un circuit intégré monolithique et/ou qui n'exige aucun élément de précision spécial ds stabilisation de température. En accord avec un aspect de l'invention on a réalisé des dispositifs de circuit à seuil ayant un niveau de seuil sensible à la température dans une gamme de température prédéterminée. Un amplificateur différentiel ayant un gain sensible à la température dans une gamme de température prédéterminée est coeplé aux dispositifs de circuit à seuil. Un dispositif de contrôle est utilisé pour contrôler le gain de l'amplificateur différentiel en fonction de la température pour compenser les variations de niveaux de seuil dues aux variations de températures et pour munir le dispositif d'un niveau de détection constant pour une gamme de températures prédéterminées. Les objets précédents st d'autres, les caractéristiques et avantages de l'invention apparaitront dans la description plus particulière qui suit de la réalisation préférée de l'invention illustrée dans les dessins l'accompagnant. La figure 1 est une vue schématique de la réalisation préférée de l'invention. Les figures 2 et 3 représentent gain et niveau de seuil en fonction de la température de l'amplificateur différentiel et des circuits à seuil, respectivement de la figure 1. La figure 4 est un diagramme de la forme des signaux d'entrée et de sortie du circuit de la figure 1. La figure 5 est une vue schématique d'un circuit simplifié équivalent de l'amplificateur différentiel recevant un signal alternatif sur une de ses entrées et d'une source de courant constant du circuit de la figure 1. La figure 6 est une vue schématique d'un autre amplificateur différentiel qui peut être utilisé par le circuit de la figure 1. Dans les figures, les mêmes éléments sont désignés avec des références similaires. En se référant à la figure 1, l'invention est illustrée ici. comme étant la réalisation préférée d'un commutateur à détection généralement indiqué par la référence numérique 10. Le commutateur 10 est une partie préférentielle du système de lecture d'un ordinateur qui est adaptée pour la lecture des éléments de mémoire magnétiques, non montrés d'une unité à mémoire 11 illustrée sous la forme d'un bloc. Par exemple, l'élément de mémoire 11 comprend un dispositif à plans multiples d'éléments de mémoire. Chaque plan est pourvu d'un enroulement ou de détection qui relie tous les éléments de mémoire du plan particulier. Dans un but de clarté, on a représenté dans la figure 1 seulement un bobinage à détection 12 et son commutateur à détection associé 10.Plus particulièrement les extrémités 12a,1Zb du bobinage 12 sont couplées par l'intermédiaire d'un transformateur 13 aux entrées 14a et 14b d'un étage amplificateur différentiel semi-conducteur indiqué généralement par le schéma simplifié 14 montré en pointillés et déjrit dans de plus grands détails ensuite. On doit comprendre que les autres bobinages non montrés, doivent être connectés aux autres commutateurs à détection, non montrés, chacun de ces commutateurs étant identiques au commutateur 10. De plus, des dispositifs d'adressage, non montrés, sont prévus pour choisir l'élément à mémoire désiré qui doit être lu de la manière bien connue par les hommes de l'art. Dans un but d'explication, chaque commutateur à détection est décrit comme étant exclusivement associé à un bobinage à détection.Cependant, comme bien connu des hommes de l'art, un seul commutateur à détection peut etre d'ordinaire associé à deux bobinages de détection ou treme davantage en utilisant des techniques d'adressage appropriées, c'està-dire la division du temps, et/ou en prévoyant des dispositifs de commutation appropriés, de sorte que le commutateur à détection est utilisé pour deux bobinages à détection associés ou davantage. La sortie 14c de l'amplificateur de l'étage différentiel 14 est couplée par l'intermédiaire d'étages d'amplificateurs indiqués de façon générale par les références 14, 16, à l'étage de circuit à seuil qui est aussi indiqué généralement par le nombre de référence 17. Une source de courant constante indiquée de façon générale par le schéma 1E, montrée en pointillés, fournit le courant pour l'amplificateur différentiel 14. Chacun des circuits 14-18 sera maintenant décrit en plus grand détail. L'étage amplificateur différentiel 14 est représenté comme un amplificateur différentiel classique à émetteurs couplés ayant une paire de transistors NPN accordés 19, 20, dont les électrodes de base respectives sont connectées aux entrées 14a et 14b respectivement. Les électrodes émettrices des transistors 19, 20 sont connectées respectivement aux résistances égales 21, 22, elles-memes connectées à la jonction 23. A son tour, la jonction 23 est connectée à la source de courant constant 18 par l'intermédiaire du conducteur 24. Un condensateur de couplage 25 est montré dans un but d'explication comme étant compris dans la sortie 14c de l'amplificateur différentiel 14. La sortie 14c est connectée à la jonction 14d de l'électrode collecteur du transistor 20 et de la résistance de sortie appropriée 26. Pour la réalisation particulière montrée à la figure 1, le commutateur 10 est adapté pour détecter les signaux issus d'une mémoire Il d'un type connu sous le nom de mémoire à lecture seulement et désigné dans l'art comme ROS. Comme il est bien connu des hommes de l'art, l'information binaire permanente est écrite dans l'élément de mémoire de ces dispositifs,généralement, elle réprésente des données qui ne varient pas mais qui sont fréquemment utilisées dans le fonctionnement de l'ordinateur associé. Dans ces dispositifs, chaque fois qu'un élément à mémoire donné est traité il fournit un signal unipolaire de même polarité. Les bobinages 13a et 13b du transformateur 13 sont illustrés dans la figure 1, à titre d'exemple, comme ayant des polarités inversées indiquées par les points 27 et 28 respectivement.Pour ce couplage particulier le commutateur 10 est adapté pour détecter les signaux d'entrée unipolaires de polarité négative, c'est-à-dire un signal d'entrée qui rend les signaux de polarité négative prescrits au point 27, et au point 28, et en conséquence, la sortie 14c est prise à partir du collecteur du transistor 20.Si d'autre part, les signaux d'entrée étaient de polarité positive, alors la sortie 14c serait pri- se à partir du collecteur du transistor 19, une résistance de sortie correcte étant fournie ici dans ce but, flans chaque cas, si on le désire, une résistance de sortie peut etre fournie à la fois au circuit de collecteur du transistor 19 et du transistor 20 ; cependant, puisque une seule sortie est exigée pour un fonctionnement avec des signaux d'entrée unipolaires, une résistance de sortie, c'est-à-dire la résistance 26, dans le collecteur du circuit de transistor à partir duquel la sortie 14c doit etre prise est suffisante, une résistance de sortie dans le circuit de collecteur de l'autre transistor à partir duquel la sortie 14c n'est pas prise est simplement superflue.On doit comprendre que si les bobinages 13a, 13b du transformateur 13 ont la même polarité alors la sortie 14c sera prise à partir du collecteur du transistor 19 pour les signaux d'entrée négatifs et à partir du circuit de collecteur du transistor 20 pourdes signaux d'entrée positifs ; le circuit du collecteur particulier à partir duquel la sortie est prise au moins sera pourvu d'une résistance de sortie pour les raisons précédemment expliquées. On comprendra d'avantage que le commutateur 10 peut etre modifié pour assurer un fonctionnement correct avec un signal d'entrée bipolaire,comme on en discutera par la suite avec la figure 6 comme référence. Une source de polarisation commune, non montrée est connectée à la borne 29 et est connectée à la résistance 30 qui avec le condensateur 31 forme un filtre. La source de polarisation est connectée à travers la résistance 30 et les jonctions 32, 33 des circuits de collecteurs respectifs des transistors 19 et 20 respectivement. Deux résistances connectées en série 34, 35 sont placés en shunt sur le bobinage de sortie 13b du transformateur 13. La source de polarisation commune polarise aussi les bases des transistors 19 et 20 à travers le dispositif de polarisation comprenant en conjonction avec la source de courant constante 18, les résistances 30, 34, 36. La résistance 3E fait partie du dispositif de polarisation représentant une source de courant constant 18. La source de courant constant comprend une paire de transistors NPN 37, 38 couplés de façon à créer une réaction shunt. Le transistor 37 se comporte comme un transistor avec émetteur relié à la terre et la sortie de sous-collecteur est connectée à travers les résistances 30, 36, 39 à la source de polarisation mentionnée ci-dessus connectée à la borne 29. L'électrode de base du transistor 38 est aussi connectée à la sortie du transistor 37 à la jonction 40. Le transistor 38 est représenté comme un émetteur, suiveur. L'électrode du collecteur des transistors 38 est connectée au conducteur 24 et son électrode émetteur est connectée au circuit émetteur-base du transistor 37 à travers le réseau de résistances comprenant les résistances 41, 42. Dans la réalisation préférée, deux étages d'amplificateurs 15, 16 montés en cascade fournissent un dispositif pour coupler la sortie 14c de l'étage amplificateur différentiel 14 à l'entrée de l'étage de circuit à seuil 17. Comme il est évident, dans les cas où le gain de l'étage amplificateur différentiel 14 est suffisant pour rendre sensible l'étage de circuit à seuil 17 au signal d'entrée appliqué à l'entrée du circuit 10, aucun étage d'amplificateur n'est exigé et les étages 14 et 17 peuvent être directement couplés l'un à l'autre. Alternativement, un plus ou moins grand nombre d'étages am plificateurs peuvent être fournis dans le circuit 10 pour ce même but ; Si on le désire des étages amplificateurs plus ou moins nombreux peuvent être prévus comme pré-amplificateurs à l'entrée du circuit 10. L'étage d'amplificateur 15 dans la réalisation préférée comprend trois amplificateurs montés en cascade sous la forme de trois transistors NPN 43, 44 et 45. Les transistors 43 et 45 sont représentés comme des émetteurs suiveurs et le transistor 44 comme un amplificateur avec émetteur relié à la terre. En plus de l'amplification, l'étage 15 intègre aussi le signal de sortie 14c. L'intégration est accomplie par une réaction négative à travers le condensateur 46 qui entraine pour l'étage 15 un gain qui est inversement proportionnel à la fréquence du signal dernièrement mentionné. A très basses fréquences, sans plus de modification, le gain de l'étage 15 est extrêmement élevé. De façon à éliminer n'importe quel effet adverse, à cause du bruit engendré à l'intérieur des transistors, le gain de l'étage 15 est atténué aux basses fréquences. Ceci est accompli par un circuit de réaction secondaire comprenant une résistance 46a qui est connectée de la sortie de l'émetteur du transistor 45 à l'entrée de la base du transistor 43. Ceci permet une limite maximum dans le gain de l'amplificateur et ainsi empêche le gain à basse fréquence d'excèder une valeur fixée, ainsi qu'il est bien connu par l'homme de l'art. Le gain de l'étage 15 est premièrement contrôlé par la valeur du condensateur 46. En choisissant judicieusement un condensateur dont la valeur n'est pas défavorablement affectée par les variations de la température, le gain de l'étage 15 reste essentiellement constant sur une large gamme de températures. Les -résistances 47, 48 et 49 sont des parties de dispositif de polarisation pour les transistors 43-45 de l'étage 15. La sortie 15a de l'étage 15 comporte un condensateur couplé 50 et est connectée à l'entrée de l'étable d'amplification suivant 16. L'étage 16 fournit une amplification linéaire du signal intégré présent à la sortie 15a et comprend une paire de transistors NPN 51, 52 représentés comme respectivement un émetteur-suiveur et un amplificateur-émetteur à la terre. L'entrée du transistor 51 qui est la base est connectée par l'intermédiaire de la résistance 53 à la sortie 15a et aussi par la résistance de réaction 54 au collecteur du transistor 52. Les résistances 55, 56 et 57 sont des parties du dispositif de polarisation associé au transistor 51, 52. Les diodes 58, 59 servent à élever le niveau de courant continu du signal de sortie apparaissant à la jonction 60. Ainsi, la tension de sortie à la jonction 66 du transistor NPN 61, qui est représentée comme un émetteur-suiveur et qui est une partie du circuit de remise à zéro en courant continu décrit par la suite, permet d'avoir une amplitude telle qu'elle actionne le circuit à seuil 17. Le gain de l'étage 16 est contrôlé premièrement par le rapport des résistances 53 et 54. Sur une grande gamme de températures, les valeurs absolues des résistances 53 et 54 peuvent changer de façon appréciable, mais le rapport restera essentiellement constant et ainsi le gain de l'étage 16 restera aussi cons tant. Le circuit de remise à zéro de courant continu mentionné ci-dessus est montré à la figure 1 comme une partie de l'étage 16 et comprend les éléments 61 65. Le circuit de remise à zéro an courant continu sert à fixer la tension à l'anode 64a de la diode 64 au même niveau de référence après chaque cycle de fonctionnement. Plus spécifiquement, la constante de temps RC pour un signal devenant négatif appliqué à l'anode 64a de la diode 64 sera très long. Ceci se produit parce que, pendant le fonctionnement du signal devenant négatif, la diode 64 est polarisée en sens inverse et la constante de temps RC est principalement contrôlée par le condensateur 63 et la résistance 65.Au contraire, le signal positif appliqué à l'anode de la diode 64 aura une constante de temps très courte RC parce que, dans ces conditions, la diode 64 est polarisée en sens direct et la constante de temps est principalement déterminée par le condensateur 63 et l'impédance de la diode 64.Pour le signal d'entrée négatif particulier appliqué à l'entrée du commutateur 10, au bobinage 13a, le front avant ou le front arrière du signal apparaissant à la jonction 66 en réponse à ce signal d'entrée deviendra négative et sera ainsi couplé à travers le condensateur 63 sans presque aucun empêchement. D'autre part, comme le front arrière du signal apparaissant à la jonction 66 essaye de s'élever au-dessus de la référence ou niveau de blocage, la constante de temps devient très courte et la tension apparaissant à l'anode 64a est rapidement restaurée au niveau de référence, qui est susbtantiellement égal à la tension de polarisation en sens direct à travers la diode 64. La résistance 67 et le condensateur 68 comprennent un filtre identique à la résistance 30 et au condensateur 31 mentionnés ci-dessus. flans la réalisation préférée, l'étage de circuit à seuil 17 comprend un amplificateur 69 de commutation de type NPN à émetteur relié à la masse. L'électrode base du transistor 69 sur laquelle se fait l'entrée est connectée à la jonction 66 par l'intermédiaire d'un condensateur 63 et dDune diode 70 montés en cascade à partir desquels le niveau de seuil de l'étage 17 est dérivé. Est aussi à l'entrée, connectée. cest-à-dire à l'électrode de base du transistor 69, par l'intermédiaire de la diode 70 non conductrice, la jonction 71 du condensateur 63, de la résistance 65 et de l'anode 64a de la diode 64. En conséquence, le condensateur 63 relit la jonction 66 à l'entrée de l'étage 17 à la jonction 71. Dans la réalisation particulière montrée à la figure 1, une bascule bistable comprenant une paire de transistors NPN 72. 73 en cascade est connectée entre l'électrode du collecteur et l'électrode de base du transistor 69. La sortie de l'étage 17 se trouve à la borne 17a qui est couplée à l'électrode du collecteur du transistor 69. Les résistances 74, 75 et 76 coopèrent avec la source de polarisation, appliquée à la borne 29 pour fournir une polarisation pour les transistors 69, 73, 72 et pour la diode 70. Au repos, la tension base-émetteur du transistor 69 est identique à la chute de tension à travers la diode 64. Dans ces conditions, la diode 70 n'est pas conductrice et ne possède pratiquement aucune différence de potentiel entre ses bornes. Aussi dans ces conditions, le transistor 69 est polarise de façon à le rendre conducteur par la résistance 74 et est dans un état de saturation, c'est-à-dire conducteur. Le transistor 69 est mis hors saturation, c'est-à-dire placé dans une condition de non conduction, en rendant progressivement la diode 70 polarisée en sens direct.Ceci arrive en appliquant un signal négatif à partir de la jonction66 à travers le condensateur 63 avec un niveau de tension suffisant ou une amplitude suffisante pour vaincre la tension de polarisation en sens direct de la diode 70. Ainsi, n'importe quel signal plus petit que cette amplitude sera rejeté, et n'importe quel signal au-dessus dé cette amplitude sera couplé à travers la diode 70 et mettra hors circuit le transistor 69. Lorsqu'aucun signal n'est présent à la jonction 66, ou en présence à cette jonction d'un signal possèdant un niveau de tension insuffisant pour vaincre la tension de polarisation de la diode 70, les transistors 69 et 72 sont saturés et le transistor 73 est mis hors circuit. Le signal de sortie est, dans ces conditions à un niveau auquel on se réfèrera parfois ci-après comme niveau de sortie normal. Quand un signal apparait à la jonction 66. qui est d'amplitude suffisante pour mettre hors circuit le transistor 69, le niveau de tension de sortie à la borne 17a change, ce qui met hors circuit le transistor 72. Dans ces conditions, le courant de base est fourni au transistor 73 au moyen de la résistance 76 et de la jonction base-collecteur du transistor 72, amenant ainsi le transistor 73 à saturation, c'est-à-dire conducteur. La chute de tension à travers le transistor 73 saturé est suffisamment faible pour maintenir indéfiniment hors circuit le transistor 69 et maintenir ainsi verrouillée la tension de la borne de sortie 17a. La bascule bistable est déclenchée d'une façon externe quand le niveau de signal à la jonction 66 tombe au-dessous du niveau à seuil de l'étage 17, et plus spécifiquement quand le niveau de signal à la jonction 66 chute en-dessous du niveau qui ramène la diode 70 à sa condition normale de non-conduction. Quand ceci se produit, le transistor 69 devient à nouveau conducteur et son niveau de tension de collecteur et en conséquence le niveau de tension de sortie à la borne 17a retourne à son niveau normal. La modification du niveau de la tension du collecteur associé au changément de la condition de non conduction à la condition de conduction du transistor 69 entraine les conditions complémentaires d'ouverture et de fermeture des transistors 72 et 73, respectivement. La stabilisation et la compensation de température de la présente invention seront maintenant décrites en même temps que la description de fonctionnement du circuit de la figure 1. Pendant le repos, c'est-à-dire en l'absence d'un signal d'entrée négatif E appliqué à l'entrée de la bobine 13a du transformateur 13, les transistors 19 et 20 de l'étage amplificateur différentiel 14 sont conducteurs aussi bien que les transistors 37, 38 de la source de courant constant à savoir l'étage 18. La source de courant constant 18 permet aux courants de fonctionnement il et i2 des transistors 19 et 20 de l'amplificateur différentiel de rester constants. Ces courants il et i2 sont indépendants de la charge du collecteur des transistors respectifs 19, 20 et, en condition de repos, sont équilibrés, c'est-à-dire égaux.Le courant collecteur-émetteur du transistor conducteur 37 établit une tension Vx à la jonction 38a reliée à l'électrode émetteur du transistor 38 et aux résistances 41 et 42. La tension Vx est une tension de contrôle qui contrôle l'amplitude des courants il, i2. Le niveau de la tension établie à la jonction 14d, après amplification par l'étage 15 et par l'étage 16, produit un niveau de tension à la jonction 71 qui maintient la diode 70 dans son état non conducteur normal déjà mentionné ci-dessus durant le temps de repos, il en résulte ainsi que le transistor 69 est en état de conduction comme expliqué précédemment. Le niveau de la tension Vx dépend de la température du fait des caractéristiques base-émetteur du transistor 37. Cependant, les variations dans l'amplitude du courant émetteur-collecteur du transistor 37 ont un effet négligea ble dans la variation de la tension V-. Pendant le repos, si la température varie, il y a une variation correspondante dans l'amplitude des courants il, i2 qui, cependant, restent encore équilibrés. La variation dans l'amplitude des courants il, i2 due à la variation de température pendant le repos est telle que le niveau de tension à la jonction 71 maintient encore la diode 70 dans un état non conducteur et conséquemment n'excède pas le niveau de seuil de l'étage 17 qui est aussi sensible à la température. Quand un signal d'entrée négatif unidirectionnel est appliqué à la bobine 13a, l'étage amplificateur différentiel est déséquilibré. Les courants il et iZ varient de manière complémentaire, de sorte que le courant il décroit et le courant i2 croit. En conséquence, les niveaux de tension aux jonctions 14d et 71 créent une polarisation en sens direct de la diode 70 et entrainent la mise hors circuit du transistor 69 comme on l'a précédemment expliqué. De façon à compenser les variations du niveau de seuil de l'étage à seuil 17 dues aux variations de températures, en accord avec le principe de la présente invention, le gain de l'étage amplificateur différentiel 14 est contrôlé en fonction de la température pour compenser les variations du niveau de seuil. Plus particulièrement, comme expliqué précédemment, les étages 15 et 16 ont des gains relativement constants sur une grande échelle de températures. L'étage amplificateur différentiel 14, cependant, a une variation de gain relativement grande comme indiqué par la courbe idéale de la figure 2 représentant la courbe de gain en fonction de la température. De même, l'étage du circuit à seuil 17 peut avoir lui aussi une grande variation du niveau de seuil, comme montré par la courbe idéale de la figure 3 qui représente le niveau de seuil en fonction de la température. A la figure 4, on a montré des signaux idéaux pour des signaux respectivement d'entrée E. et de sortie S pour trois températures différentes Tmin, Tr et Tmax Tr Tr correspond à la température ambiante et Tmin et Tmax sont les températures au-dessus ou au-dessous de la température ambiante, respectivement, et plus particulièrement aux extrémités inférieure et supérieure de l'é- chelle de température prévue. Selon la présente invention, les effets de la stabilisation en température et les effets de compensation ainsi produits, permettent d'obtenir un signal de sortie S toutes les fois qu'un signal d'entrée E est au moins égal au niveau de détection prédéterminé indiqué par la ligne en pointillés 77, figure 4. Ainsi, dans la réalisation préférée dans laquelle le commutateur de détection 10 est utilisé pour indiquer l'état binaire de l'élément de mémoire, que l'on désire lire à la température Tmin, le niveau de la première impulsion 78 du signal E est représenté au niveau 77. Le nSiiau nivL-"au de sortie normal du signal S qui représente conventionnellement un des états binaires, par exemple le nombre binaire 0, passe donc à un niveau qui représente l'autre état binaire, c'est-à-dire le nombre binaire 11. fie la même façon, à la température Tr, le niveau des impulsions d'entrée 79, qui est aussi illustré comme coincident avec le niveau 77, entraîne la commutation du niveau de sortie S de son niveau de sortie normal jusqu'au niveau de sortie qui indique l'autre état binaire, c'est-à-dire le nombre binaire 1. A la température Tmax, le niveau de l'impulsion d'entrée 80 est au-dessous du niveau de détection 77 et, de cette façon le niveau du signal de sortie S reste à son niveau de sortie normal, correspondant au nombre binaire 0. Sans la stabilisation en température et la compensation de la présente invention, le niveau de détection 77 ne serait pas constant, et à la température Tmin et Tmax, les niveaux de détection changeraient comme représentés par les lignes 77' et 77n, respectivement, comme montré dans la figure 4. Ainsi, la première impulsion 78 du signal E, dont le niveau est au-dessous du niveau de détection 77p, garderait de façon erronée le niveau du signal de sortie S au niveau correspondant à un 0 binaire comme indiqué par la ligne en pointillés 81. De la meme façon, à la température Tmax, l'impulsion 60 du signal E, qui coTn- cide avec le niveau à détection 77", entraînerait de façon erronée la commuta tion du niveau de sortie du signal S de son niveau de sortie normal au niveau binaire 1, comme montré par l'impulsion 82 illustrée par la ligne en pointillés. La variation de gain de l'étage amplificateur différentiel 14 et la variation du niveau de seuil de l'étage à seuil 17 à cause de la variation de température, sont toutes les deux prévisibles, voir les figures 3,4. En accord avec les principes de la présente invention, le rapport des niveaux de seuil sur une gamme de températures donnée et le rapport du gain de l'amplificateur dLf- férentiel sur la même gamme de températures sont égalisés de façon à produire un effet d'annulation et de compensation ; par ce moyen, le gain du circuit 10 est maintenu relativement constant sur la gamme de températures donnée. L'ana- lyse mathématique suivante est fournie pour démontrer les principes antérieurs Dans la figure 5, on a illustré un circuit équivalent de l'étage amplificateur différentiel 14 et de la source de courant constant 18. Pour les transistors accordés 19 et 20, leurs équations respectives pour le gain de transconductance Ag sont identiques.Les résistances 21, 22 Entent égales, l'équa- tion du gain Ag pour chacun des transistors 19 et 20 de l'étage 14 exprimée avec les paramètres hybrides classiques, peut être simplifiée comme suit 1 X hfe (1) Ag = 2 hib+ 2R hfe + 1 où hib = Impédance d'entrée hybride du transistor monté en base commune. hfe = Gain de courant de sens direct hybride du transistor monté en émetteur commun. R = Valeur des résistances particulières 21, 22. Quand hfe > > 1, l'équation t1) est davantage simplifiée comme suit (2) Ag 2 hib + 2R Ainsi, le principal contrôle du gain Ag est dû au paramètre hib et au paramètre R. La valeur du paramètre hib est une fonction de la nature du transistor particulier et est presque indépendant du type de transistor ou du matériau. L'équation de ce paramètre est la suivante KT (3) hib = q IE où K = constante de Boltzman = 1,38 x 10 joules par degré/Kelvin, -19 q = charge électronique = 1,60 x 10 coulombs, T = Température en degrés Kelvin IE = Courant continu de l'émetteur exprimé en ampères. Les valeurs des termes K et q sont constantes et les seules variables sont la température T et le courant de l'émetteur IE. De petits changements de température n'affectent pas la valeur du paramètre hib de façon appréciable. Cependant, sur une grande variation de température telle que la gamme de températures -550C à + 1250C, une variation substantielle de la valeur du paramètre hib se produit. Ainsi, le gain Ag est contrôlé en choisissant judicieusement les valeurs du courant émetteur IE et en rendant nulle la résistance R dans l'équation (2). En se référant maintenant à la source de courant constant 18, les transistors 37 et 38 sont connectés comme sus-mentionné de façon à présenter une réaction shunt. Ce circuit est caractérisé par le fait que le courant collecteur du transistor 38 est contrôlé essentiellement par la- tension base-émetteur du transistor 37 et par la résistance 42. La caractéristique de la tension base-émetteur d'un transistor est qu'elle varie avec la température d'une façon connue. Par exemple, pour un transistor au silicium la variation est approximativement égale à -2 millivolts par degré C. Pour un tel transistor à la température ambiante, c'est-à-dire + 250C, la tension base-émetteur sera approximativement de 700 millivolts. A + 1250C, elle sera approximativement de 500 millivolts et à -550C, elle sera approximativement de 860 millivolts. La tension Vx est pratiquement égale à la tension base-emetteur du transis tor 37. En conséquence, le courant continu dans l'émetteur du transistor 38, qui est égal à la somme de courants de fonctionnement il, i2, peut etre calculé à partir de l'équation suivante (4) IE = il + i2 = Vx R' où R' = valeur de la résistance 42. La valeur de la résistance R' est judicieusement choisie de telle sorte que sa valeur, à la température ambiante, donne un niveau optimum prédéterminé, aux courants de fonctionnement i1, i2. En combinant les équations 4 et 3, il en résulte (5) hib-max = KTmax et q IE (63 hib-min = KTmin q lE où hib-max et hib-min sont les impédances d'entrée hybrides du transistor monté en base commune aux températures Tmax et Tmin, respectivement. Le rapport des gains de transconductances aux températures extremes de l'échelle de températures Tmin, Tmax dérivé des équations (1) à (6) peut etre écrit comme suit AgI Ag2 où Agl = gain de transconductance à la température Tmin Ag2 = gain de transconductance à la température Tmax Comme précédemment expliqué. le niveau de seuil Vt de l'étage à seuil 17 est substantiellement déterminé par la tension exigée par la diode 70 polarisée dans le sens direct. Des variations dans la chute de tension en sens direct de la diode dûe aux variations de températures peuvent etre prévues.Par exemple, pour une diode au silicium, la chute de tension en sens direct varie approximativement à raison de - 2 millivolts par degré C ce qui est la même variation que pour la tension base-émetteur d'un transistor au silicium. Donc, dans l'exemple de la diode au silicium, à - 550C, la chute de-tension en sens direct et, par voie de conséquence le niveau de seuil est de 860 millivolts a + 1250C, la chute de tension en sens direct et par voie de conséquence le niveau de seuil correspondant est de 500 millivolts. Comme mentionné ci-dessus, dans la présente invention, le rapport des niveaux de seuil et le rapport des gains de transconductance sur la gamme de températures envisagée soit rendus égaux de façon à fournir l'annulation des effets de variations du gain de l'étage d'amplificateur différentiel 14 et la variation du niveau de seuil de l'étage à seuil 17, ces rapports sont exprimés par l'équation suivante où Vt1 et Vt2-sont les niveaux de seuil de l'étage à seuil 17 aux températures Tmin et Tmax, respectivement. La solution et la substitution des équations et des expressions (1) à (8) aboutissent à la détermination de la résistance R pour chacune,des résistances 21, 22. La valeur R de chacune des résistances 21, 22 peut etre davantage modifiée pour compenser les effets de températures secondaires, tels que le coefficient de température des résistances, les variations du gain de courant hybride hf e, dues aux variations de températures, et/ou les imperfections dans les composants du circuit. Ainsi, la compensation de température décrite résultera en un maintien à un niveau constant du seuil de détection 77, figure 4. du circuit 10 sur toute la gamme de température. Le circuit de l'invention n'exige ainsi aucun ajustement de gain et a une bonne stabilité en température. De plus, le circuit a un gain de tension élevée, il n'exige qu'une source d'alimentation il a une très petite dissipation de puissance, et a une bonne stabilisation du gain ce qui lui permet d'etre fabriqué avec une structure monolithique ayant des composants monolithiques à-tolérances larges. Les valeurs typiques pour les composants monolithiques et les composants discrets du circuit intégré de la figure 1 sont indiquées dans le tableau ci-dessous. TABLEAU Composants monolithiques Résistances 21, 22 36 ohms, chacune Résistances 26 750 ohms Résistances 30,34,35.67 100 ohms chacune Résistance 36 2000 ohms Résistance 39 1500 ohms Résistances 41,47,46,49.55,76 1000 ohms chacune Résistance 42 300 ohms Résistance 46a 12 000 ohms Résistances 53, 57 200 ohms chacune Résistance 54 4000 ohms Résistances 56,75 800 ohms chacune Résistance 62 500 ohms Résistance 65 10 000 ohms Résistance 74 48 000 ohms Composants discrets Condensateurs 25,50 0,01 microfarads, chacun Condensateurs 31,68 0,1 microfarads, chacun Condensateur 43 20 picofarads, chacun Condensateur 63 0,001 microfarads, chacun Diode 64 Type HP2301 Réponse de fréquence 50 megacycles Coefficient d'utilisation 100% Temps de cycle 200 nanosecondes Echelle de température -550C à + 1250C Dans l'exemple ci-dessus, tous les transistors et diodes sont des transistors réalisés en circuits intégrés monolithiques excepté la diode 64. En se référant maintenant à la figure 6, on a montré partiellement une modification de l'étage amplificateur différentiel 14 qui, quand il est incor poré dans le circuit de la figure 1, permet à ce dernier de fonctionner avec des signaux d'entrée bipolaires. Les composants identiques des figures 1 et 6 sont identifiés par la même référence dans un but de simplification. En conséquence, comme montré à la figure 6, la sortie 14c est connectée à chacune des électrodes collecteur des transistors 19 et 20 aux jonctions 14d' et 14d, respectivement. Puisque la sortie doit être prise à partir de l'électrode collecteur du transistor 19, une résistance de sortie 26' est prévue entre les jonctions 14d' et 32.Dans un but de symétrie, la valeur de la résistance 26' est rendue égale à celle de la résistance 26. De façon à empêcher les signaux de sortie apparaissant aux jonctions 14d, 14d' d'affecter l'un et l'autre de façon néfaste, une paire de redresseurs, c'est-à-dire des diodes 83, 84 sont connectées entre la jonction 14d et la sortie 14c, d'une part la jonction 14d' et la sortie 14c d'autre part. Une résistance de polarisation commune 85 polarise les diodes 83, 84 et est connectée à la source d'alimentation, connectée à la borne 29, figure 1.Les diodes 83, 84 sont placées dans un sens tel que, quand les transistors particuliers 19 ou 20 fournissent une tension de sortie à leurs jonctions associées 14d' ou 14d suivant le cas, la diode connectée à cette jonction particulière sera polarisée dans le sens direct et la diode connectée à l'autre jonction sera polarisée en sens inverse comme il est évident aux hommes de l'art. On comprend que si l'invention a été décrite avec des transistors particuliers de type NPN, linvention peut etre mise en oeuvre avec des transistors de type PNP et NPN ou seulement avec des transistors PNP ainsi qu'avec d'autres configurations d'entrée/sortie d'une manière bien connue des hommes de l'art. On comprendra aussi que si l'invention est réalisée de préférence avec un commutateur de lecture d'élément de mémoire magnétique, l'invention peut être mise en pratique avec d'autres dispositifs de détection de niveaux de signal. Bien que l'on ait décrit dans ce qui précède et représenté sur les dessins, les caractéristiques essentielles de l'invention, appliquées à un mode de réalisation préféré de celle-ci, il est évident que l'homme de l'art peut y apporter toutes modifications de forme ou de détail qu'il juge utiles sans pour autant sortir du cadre de ladite invention. R E V E N D I C A TI O N S 1. Dispositif à seuil comprenant un circuit à seuil sensible à la température dans une gamme donnée de températures caractérisé en ce qu'un amplificateur différentiel dont le gain est sensible à la température dans ladite gamme de températures est couplé au circuit à seuil, et en ce qu'un organe de contrôle agit sur le gain de l'amplificateur différentiel en fonction de la température afin de compenser les variations de niveau de seuil dues aux variations de température et procure audit dispositif à série un niveau de détection essentiellement constant sur toute la gamme de températures donnée. 2. Dispositif à seuil selon la revendication 1, caractérisé en ce que le gain de l'amplificateur différentiel ewt contrôlé par ledit organe de contrôle essentiellement suivant la loi Agi = Vt1 Ag2 Vt2 où Agl représente la valeur du gain de l'amplificateur différentiel à une première température donnée de ladite gamme de températures. Ag2 représente la valeur du gain de ce même amplificateur différentiel, à une seconde température donnée de la gamme, distincte de la première température donnée. Vt1 et Vt2 représentent les niveaux de seuil du circuit à seuil évalués respectivement à la première température et à la seconde température. 3. Dispositif à seuil selon la revendication 2, caractérisé en ce que la première et la seconde températures données sont les températures inférieure et supérieure de la gamme de températures respectivement. 4. Dispositif à seuil selon la revendication 3, caractérisé en ce que la gamme de températures s'étend entre - 55 C et + 1250C. 5. Dispositif à seuil selon la revendication 1, caractérisé en ce que l'amplificateur différentiel comprend un premier et un second éléments amplificateurs possèdant chacun une électrode d'entrée, une électrode de sortie et une électrode commune, des circuits d'entrée couplés aux dites électrodes d'entrée, des circuits de sortie couplés à au moins une électrode de sortie, un circuit dit de régularisation couplé aux électrodes communes des deux éléments amplificateurs. et en ce que l'organe de contrôle comprend une source de courant constant couplé audit premier circuit de régularisation, ladite source de courant constant délivrant un signal de contrôle qui agit sur le gain de l'amplificateur différentiel. 6. Dispositif à seuil selon la revendication 5, caractérisé en ce que le circuit à seuil comprend une diode qui couple ce circuit à seuil aux circuits de sortie de l'amplificateur différentiel. 7. Dispositif à seuil selon la revendication 1, caractérisé en ce que l'amplificateur différentiel, le circuit à seuil et la source de courant constant sont réalisés à partir de circuits intégrés monolithiques.