Procédé et dispositif pour adapter automatiquement l'impédance d'un transducteur electro-acoustique. La présente invention a pour objet un procédé et un dispositif pour adapter automatiquement l'impédance d'un transducteur electroacoustique, qui est excité par un émetteur électronique. Le secteur technique de l'invention est celui de la construction des sonars. On rappelle que les sonars actifs comportent une antenne émettrice composée de transducteurs électro-acoustiques,qui sont généralement des transducteurs composés de plaquettes de céramique piézoélectriques. Ces transducteurs sont excités par des émetteurs qui sont des oscillateurs électroniques. Les transducteurs piézo-électriques ont une impédance réactive qui varie avec la fréquence. Dans le cas où l'on désire émettre dans une bande de fréquence étroite, il est facile d'adapter l'impédance du transducteur en montantssen parallèle avec le transducteur, une self dont l'inductance est calculée pour compenser la réactance du transducteur dans la bande de fréquence utilisée, c'est-à-dire une inductance telle que l'impe- dance totale du transducteur et de la self se rapproche d'une résistance pure. Lorsqu'on désire utiliser un transducteur avec un émetteur à fréquence modulée, par exemple avec un émetteur qui émet des fréquences variables dans une bande ayant une largeur d'une octave, cette solution ne convient plus. On peut alors employer une pluralité d'inductances calculées pour corriger l'impédance pour différentes fréquences et un commutateur qui permet de mettre en service les inductances l'une après l'autre selon la fréquence émise, mais cette solution est encombrante, onéreuse et non continue. L'objectif de la présente invention est de procurer des moyens permettant d'adapter l'impédance d'un transducteur de façon continue, notamment lorsque ce transducteur est excité par un emetteur à fréquence modulée en continu dans une large plage de fréquences, par exemple une plage ayant une largeur de l'ordre d'une octave. Pour adapter l'impédance d'un transducteur électro-acoustique qui est excité par un émetteur électronique, on place de façon connue une première self en parallèle ou en série avec ledit transducteur. Dans un procédé selon l'invention, on monte une deuxième self en série avec un interrupteur et on place ladite deuxième self et ledit interrupteur en parallèle avec la première self, on mesure en continu le déphasage entre l'intensité IE du courant et la tension VE délivrés par l'émetteur et on commande automatiquement les fermtures dudit interrupteur par une boucle d'asservissement pendant une partie de chaque demi-alternance du courant IL à travers ladite première self, telle que l'on tend à annuler ledit déphasage. Selon un mode de réalisation du procédé, on convertit le déphasage entre I1 intensité IE et la tension VE en une durée t proportionnelle à ce déphasage, on détecte les passages par zéro de l'intensité du courant IL dans ladite première self et on commande les fermetures dudit interrupteur au bout d'un temps t après chacun desdits passages par zéro du courant IL. Un dispositif selon I1 invention pour adapter 11 impédance d'un transducteur électro-acoustique est du type connu comportant une première self placée en parallèle ou en série avec le transducteur. Undispositif selon l'invention comporte, en outre, une deuxième self montée en série avec un interrupteur et en parallèle avec ladite première self, des moyens pour mesurer le déphasage entre l'intensité du courant et la tension délivrés par l'émetteur et une boucle d'asservissement, qui commande automatiquement les fermetures dudit interrupteur, pendant une partie de chaque demi-alternance du courant à travers ladite première self, de telle sorte que la valeur de l'inductance des deux selfs montées en parallèle, varie dans le sens qui tend à annuler ledit déphasage. De préférence, l'interrupteur est composé de deux thyristors montés en opposition. Un dispositif selon-l'invention comporte un comparateur de phase qui mesure le déphasage entre l'intensité et la tension et qui délivre une tension continue proportionnelle à ce déphasage, un générateur d'une tension qui croît linéairement depuis une valeur nulle à partir de chaque passage à zéro de l'intensité du courant à travers la première self, un comparateur qui compare ladite tension constante à ladite tension à variation linéaire et qui émet un signal lorsque latension croissante est supérieure à ladite tension constante, un monos table qui émet un signal lors de chaque front montant du signal émis par ledit comparateur et des circuits qui aiguillent les impulsions dudit monostable alternativement vers l'un ou l'autre desdits thyristors. Selon un mode de réalisation préférentiel, un dispositif selon l'invention comporte un premier capteur qui mesure l'intensité du courant émis par l'émetteur, un deuxième capteur qui mesure l'intensité du courant à travers la première self, deux circuits comparateurs, qui transforment les tensions émises par lesdits capteurs en créneaux rectangulaires, une porte "ou exclusif" sur les deux entrées de la quelle les sorties desdits comparateurs sont connectées, un filtre passe bas et un troisième comparateur qui compare la tension continue émise par ledit filtre à une tension référence et qui émet une tension constante proportionnelle audit déphasage. Le dispositif comporte, en outre,un troisième capteur qui mesure la tension aux bornes de ladite première self, un quatrième com paradeur qui compare la tension émise par ledit troisième capteur à un seuil et qui transforme ladite tension en un créneau rectangulaire, un circuit "ou exclusif" dont les deux entrées sont connectées aux sorties desdits deuxième et quatrième comparateurs, un transistor dont la base est connectée sur la sortie dudit circuit "ou exlcusif", un intégrateur qui intègre une tension constante et qui est commandé par ledit transistor et un cinquième comparateur qui compare la tension intégrée fournie par ledit intégrateur et la tension constante délivrée par ledit troisième comparateur et qui émet une tension lorsque la tension intégrée est supérieure à la tension constante. De préférence, la première self a une impédance Lu qui est calculée pour compenser la réactance du transducteur lorsque l'émet- teur émet sur la fréquence la plus faible de la bande de fréquence utilisée. L'invention a pour résultat de nouveaux moyens pour adapter automatiquement l'impédance d'un transducteur afin de maintenir celle-ci entre certaines limites admissibles pour l'émetteur et de réduire les pertes par énergie réactive. Les moyens selon l'invention étant basés sur une boucle d'asservissement qui est pilotée par une tension proportionnelle au déphasage, on obtient une correction automatique quelles que soient les causes de variation de l'impédance du transducteur. En particulier, on peut adapter l'impédance du transducteur aux variations de fréquence ce sur une large bande, par exemple sur une bande d'émission modulée en fréquence à l'intérieur d'une octave. On peut également corriger les variations d'impédance dues aux variations de propriété du transducteur, ou aux facteurs liés au milieu dans lequel on l'utilise. L'utilisation d'un transducteur équipé d'un dispositif d'adaptation automatique d'impédance selon l'inveation, avec un émetteur à tension constante ou à courant constant, permet d'obtenir un niveau d'émission sonore optimum à l'intérieur d'une large bande de fréquences. Les dispositifs d'adaptation automatique d'impédance selon l'invention sont des dispositifs entièrement statiques, qui peuvent être réalisés en circuits intégrés, donc des circuits robustes et peu encombrants, qui peuvent être associés à une antenne émettrice de sonar actif embarquée sur un bateau ou sur un engin sous-marin. La description suivante se réfère aux dessins annexés qui representent, sans aucun caractère limitatif, un exemple de réalisation d'un dispositif selon l'invention. La figure I représente le schéma équivalent d'un transducteur piézo-électrique monté en parallèle avec une inductance. La figure 2 est un diagramme en coordonnées polaires montrant les variations de l'impédance du circuit selon la figure i en fonction de la fréquence. La figure 3 est un schéma d'un dispositif selon l'invention La figure 4 est un schéma sous forme de bloc diagramme de la boucle d1asservissement d'un dispositif selon l'invention. La figure 5 est un diagramme montrant les variations de l'intensité du-courant dans les deux selfs d'un dispositif selon l'invention. La figure 6 est un schéma d'un mode de réalisation des circuitsd'asservissement d'un dispositif selon l'invention. La figure 7 est un diagramme montrant les signaux en divers points du circuit selon la figure 6. Les figures 8, 9 et 10 sont des courbes relevées à 1' oscillographe. La figure I représente schématiquement l'amplificateur de sortie d'un émetteur, qui est un oscillateur électronique, qui est connecté à travers un transformateur de couplage 2 sur un transducteur piézo-électrique 3, représenté par un rectangle en pointillés. On a représente à l'intérieur du rectangle le schéma équivalent du transducteur qui se compose en parallèle d'une capacité Co, d'une résistance Ro qui correspond aux pertes diélectriques et d'un ensemble monté en série d'une résistance RM qui correspond aux pertes mécaniques et à l'énergie rayonnée, d'une capacité CM é quivalente à la rigidité du matériau et d'une inductance LM équivalente à la masse du matériau.Dans ce schéma équivalent, la capacité Co est prépondérante, de telle sorte que le transducteur présente une impédance très réactive, voisine de celle d'une capacité pure. Si on ne corrige pas cette impédance, une grande partie de l'énergie consommée par l'émetteur est perdue en énergie réactive. Lorsque l'émetteur émet dans une bande étroite fo (wo), on adapte l'impédance du transducteur 3 en montant en parallèle avec celle-ci une self ayant une inductance L dont la valeur est accordée pour qu'à la fréquence fo, l'impédance équivalente à la self et au transducteur montés en parallèle soit équivalente à une résistance pure. La figure 2 représente en coordonnées polaires, les variations de l'impédance de la self L et du transducteur 3 en paral lèle dans un exemple où la fréquence de l'émetteur 1 varie à l'intérieur d'une octave, par exemple entre 2,5 KHz et 5 KHz et où la self L a une inductance calculée pour que l'impédance soit e-qui- valente à une résistance pure (argument O = o) pour une fréquence fo = 3 KHz. On voit sur ce diagramme que l'impédance est inductive (0 > o) pour les fréquences comprises entre 2,5 lCHz et 3 KHz et capacitive (O Les émetteurs électroniques sont construits de telle façon qu'ils doivent débiter sur une impédance située entre certaines limites pour délivrer leur puissance nominale. L'argument de cette impédance doit être situé à l'intérieur d'une plage comprise entre + 40", dont on a représenté les limites par des lignes en traits mixtes OMI et OM2 sur la figure 2. On voit sur la figure 2 que si l'on utilise un dispositif adaptateur d'impédance composé par une inductance L, la plage dans laquelle l'émetteur pourrait fonctionner irait de F'1 = 2670 Hz à F'2 = 3370 Hz. L'objectif de l'invention est de procurer des moyens qui permettent d'adapter l'impédance d'un transductenr en adjoignant à celui-ci un circuit dont l'impédance varie automatiquement pour que l'impédance totale du transducteur et du circuit de corrections se rapproche d'une résistance pure et reste dans des limites où la plus grande partie de la puissance de 1' émetteur est convertie en énergie acoustique et cela à l'interieur d'une plage de fréquence dont l'étendue peut être egale ou supérieure à une octave. La figure 3 représente les circuits de puissance d'un dispositif selon l'invention. On retrouve sur cette figure l'émetteur 1, le transformateur de liaison 2, le transducteur 3 et l'inductance fixe L. Une inductance variable Lv est montée en série avec un interrupteur qui est composé par exemple de deux thyristors Thl et Th2 montés tête bêche. Ces deux thyristors peuvent être remplacés par un circuit de type alternistor ou par tout autre interrupteur de puissance pouvant fonctionner dans les deux sens du courant à travers la self L v Le dispositif comporte > en outre, des circuits électroniques 4 de commande des interrupteurs, des capteurs qui sont reliés à ces circuits et des conducteurs N et M qui commandent automatiquement les fermetures des thyristors Thl et Th2. Les capteurs sont un capteur 5, du type tore placé autour de la sortie du transformateur 2, qui délivre une tension proportionnelle et en phase avec I'intensité IE délivrée par l'émetteur; un diviseur de tension 6 qui délivre une tension VL proportionnelle et en phase avec la tension VE délivrée par l'émetteur, un autre capteur 7 du type tore placé autour du circuit qui traverse l'inductance L, qui délivre une tension proportionnelle et en phase avec l'intensité IL à travers la self L et un capteur 8, du type tore, qui est placé autour du circuit qui traverse la self L et v qui délivre une tension proportionnelle et en phase avec l'intensité 1Lv qui traverse la self L v Les circuits de commande 4 comportent une boucle d'asservissement qui compare la différence de phase Qf entre la tension VL et l'intensité IE délivrées par le générateur 1 et qui tend à maintenir automatiquement cette difference de phase égale ou voisine de zéro en laissant passer le courant à travers l'inductance L pendant v une partie de chaque alternance seulement. Le temps de passage du courant à travers L ou angle de passage 9' du courant modifie la v valeur efficace du courant à travers l'inductance et permet de faire varier l'inductance équivalente aux deux inductances L et L montées v en parallèle et de corriger cette inductance équivalente dans le sens qui tend à annuler la différence de phase A. La figure 4 est un schéma synoptique en forme de bloc diagramme qui représente les parties essentielles d'une boucle d'asservissement selon l'invention. On retrouve sur cette figure l'émetteur 1, 2, le transducteur 3, la self fixe L et la self variable L montée en série avec un interrupteur I v n Le bloc 9 représente un comparateur de phase qui mesure l'écart de phase + entre la tension VL et l'intensité IE et qui délivre une tension e qui est proportionnelle à cet écart de phase. Le bloc 10 représente un comparateur qui compare la tension e à une tension de référence eO. Dans le cas où l'on veut maintenir l'écart de phase entre VL et IE égal à zéro, cette tension de référence e est nulle. Le comparateur 10 délivre une tension o el qui est proportionnelle à la différence e - e . Le bloc 11 représente un circuit qui délivre des signaux périodiques dont la fréquence est le double de celle de l'intensité IE et qui sont produits à un temps t après chaque passage par zéro du courant IL à travers la self L, le temps t étant proportionnel à la tension el délivrée par le comparateur 10. Les signaux périodiques délivrés par le circuit 11 comman- dent les fermetures de l'interrupteur I et déterminent donc la du rée de conduction de la self L au cours de chaque demi-alternance v du courant. La figure 5 représente en abscisses le temps, et en ordonnées, les tensions ou les courants. On a représenté sur cette figure en pointillés, la tension VL proportionnelle à VE et, en traits pleins, l'intensité IL à travers la self fixe L. Ces deux courbes sont sinusoidales et la tension aux bornes de la self est en avance de phase de 90 sur l'intensité à travers la self. Les courbes en traits mixtes ILvl et 1Lv2 représentent les variations de l'intensité du courant à travers la self Lv. tl et t2 sont les temps délivrés par le circuit 11 de la figure 4. Avant le temps tl, les deux thyristors Thl et Th2 sont ouverts, aucun courant ne traverse la self L . Au temps tl le signal émis v par le circuit 11 commande la fermeture de Thl. Un courant ILvl se met à circuler dans la self Lv et croît jusqu'à ce que la tension VL aux bornes de la self devienne nulle. Pendant cette période, la self emmagasine de l'énergie réactive qu'elle restitue ensuite jusqu'a ce que le courant ILv1 devienne nul. A ce moment, Th1 s'ouvre automatiquement.Au début de la deuxième demi-alternance de IL, les deux thyristors sont ouverts. Au bout d'un temps t2, après le passage par zéro de IL, le circuit 11 commande la fermeture de Th2. Un courant ILv2, de sens inverse du précédent, se met à circuler dans la self L et la valeur absolue de ce courant croit v jusqu'au passage par zéro de la tension VL, puis decrolt. On voit sur la figure 5 que l'évolution du courant ILv dans la self L est sensiblement parallèle à l'évolution du cou v rant IL dans la self L. On a représenté sur la figure 5 I'angle O' de passage du courant dans t . Cet angle varie entre 0 lorsque v la self Lv n'est pas utilisée jusqu'a 180 lorsque la self L v v reste contamment en service. La valeur de l'angle #' de passage du courant a travers la deuxième self Lv, au cours de chaque demi-alternance, détermine la valeur du courant efficace à travers la self et par là la valeur efficace de l'inductance Lv. Une self dont l'inductance est k prend la valeur L q v pour un angle 0' = 1800 et des valeurs de plus en plus élevées lorsque 0' decroît pour atteindre une valeur infinie pour 0' = 0. Il en résulte que l'inductance totale des deux selfs L et Lv, montées en parallèle, décroît d'une valeur égale à L pour 0' = O à L.Lv une valeur égale à L+Lv pour #' = 180 . La figure 6 représente un mode de réalisation des circuits de commande 4 de la figure 1 sous la forme d'une boucle d'asservissement selon la figure 4. On retrouve sur le côté gauche de la figure les capteurs 5, 6 et 7, qui délivrent respectivement des tensions proportionnelles à IE, VL et Ces tensions sinusoidales sont mises en forme par trois circuits écrêteurs 12, 13, 14 qui délivrent des signaux VLe > ILe et IEe ayant la forme de créneaux rectangulaires. Les circiuts 12, 13 et 14 sont par exemple des comparateurs à seuil. Le comparateur de phase 9 comporte un circuit logique ou exclusif" 15 sur les deux entrées duquel sont connectées les sorties des sécréteurs 13 et 14. Ce circuit reçoit donc les signaux en creneaux ILe et IEe. On remarquera que ILe correspond à l'intensité à travers la self fixe L qui est en quadrature de phase avec la tension VL. La sortie du circuit 15 est connectée sur un filtre passe bas 16. Si IL et IE sont en quadrature de phase, c'est-à-dire si IE et VL sont en phase, les créneaux obtenus à la sortie de la porte "ou exclusif" 15 sont de même largeur et on obtient à la sortie du filtre une composante continue nulle. Si, au contraire un déphasage apparaît entre la tension VL et le courant IE, les créneaux délivrés par le circuit 15 n'ont plus la même largeur et le filtre 16 délivre un courant continu dont la valeur est proportionnelle au déphasage. La sortie du filtre 16 est connectée sur une entrée d'amplificateur différentiel 17 dont la deuxième entrée est connectee sur une tension de référence qui est égale à zéro dans cet exemple de réalisation. L'amplificateur différentiel 17 est équivalent au bloc 10 de la figure 4. La sortie de l'amplificateur 17 est connectée sur une borne d'entrée d'un amplificateur comparateur 18. Les sorties des écrêteurs 12 et 13 sont connectées sur les deux entrées d'un deuxième circuit "ou exclusif" 19. On rappelle que VL et IL sont en quadrature et l'on obtient, à la sortie du circuit 19 des créneaux rectangulaires dont les fronts descendants correspondent aux passages par zéro du courant IL dans la self L. La sortie du circuit 19 est connectée sur la base d'un transistor 20 qui commande un circuit intégrateur 21 qui intègre une tension continue délivrée par une source 22. Les fronts descendants des créneaux délivrés par le circuit 19, qui correspondent aux passages à zéro du courant 1L1 commandent le debout d'une intégration à partir de laquelle le circuit 21 délivre une tension qui croît linéairement. Les fronts montants des créneaux délivrés par le circuit 19 commandent le début de la décharge du condensateur 21a à partir de laquelle la tension délivrée par l'intégrateur 21 décroît linéairement. La sortie du circuit intégrateur 21 est connectée sur la deuxième entrée du comparateur 18 qui compare la tension variable délivrée par l'intégrateur 21 à la tension continue délivrée par le comparateur 17. A partir de l'instant où la tension intégrée commence à croître, instant qui coïncide avec un passage par zéro du courant IL, le temps t nécessaire pour que la tension intégrée soit égale à la tension continue délivrée par le comparateur 17 est proportionnel à cette tension continue puisque la tension intégrée croît proportionnellement au temps. Le comparateur 18 émet un signal logique qui change de signe chaque fois que la tension intégrée est égale à la tension continue délivrée par le comparateur 17. La sortie du comparateur 18 est connectée sur une entrée d'une porte ET 23. La sortie de la porte 23 est connectée sur un monos table 24. La deuxième entrée de la porte ET 23 est connectée, à travers un inverseur 25, sur la sortie du circuit 19. La sortie du monos table 24 est connectée en parallèle sur des entrées de deux portes ET 26 et 27, dont les sorties sont connectées à travers deux circuits inverseurs 28 et 29 sur les bases de deux transistors M et N montés en interrupteurs, qui commandent, à travers des transformateurs de couplage 30 et 31, les gâchettes de fermeture des thyristors Thl et Th2, La figure 7 est un diagramme qui représente en abscisses le temps et en ordonnées, sur différentes lignes, les signaux en divers points du circuit de la figure 6 repérés par des lettres. La ligne 1 représente les créneaux rectangulaires IL délivrés par le circuit écreteur 13. La ligne 2 représente les créneaux VLe délivrés par le circuit 12. La ligne 3 représente les créneaux au point A situés à la sortie du circuit "ou exclusif" 19 qui reçoit sur ses deux en trées les creneaux ILe et VLe, qui sont en quadrature de phase. La ligne -4 représente les signaux au point B à la sortie de l'inverseur 25. La ligne 5 représente en traits pleins la tension intégrée délivrée au point D par le circuit 21, On voit que la pente décroissante est plus forte que la pente croissante. On a egalement représenté sur la figure 5, par deux traits horizontaux en pointillés, les tensions continues Vbî et Vb2 délivres par le comparateur 17 lorsque le déphasage entre VE et IE est voisin respectivement de - 100 et de + 100. Ces deux-li- mites correspondent à la plage dans laquelle l'asservissement agit et le déphasage doit donc rester entre ces deux limites. La ligne 6 correspond aux signaux délivrés au point F par le comparateur 18 chaque fois que la tension intégrée est égale à la tension Vbî La ligne 7 correspond aux signaux au point H, à la sortie de la porte ET 23, qui combine les signaux F et B, La porte 23 est une porte inverseuse, Les fronts montants du signal F sont transformés par cette porte en fronts descendants qui commandent le monostable 24. La ligne 8 représente en traits pleins les signaux émis par le monostable lors des fronts descendants du signal 7, Au démarrage de l'installation, lorsque l'asservissement n'a pas encore ramené le déphasage dans la plage comprise entre Vbl et Vb2, Si le déphasage est inférieur à - 100, la tension intégrée est toujours supérieure à Vbî et le signal F a une valeur positive constante.La porte ET 23 suit alors les variations du signal B et commande donc le monostable lors de chaque passage par zéro du courant IL, L'inductance L est en service en permanence jusqu'à v ce que le déphasage devienne supérieur à - 100 et que l'asservissement entre en service. Si, au contraire, le déphasage initial est supérieur à + 100, la tension intégrée 5 est toujours inférieure à Vu2, le signal 6 est toujours nul et la porte ET reste constamment fermée. Dans ce cas, la self variable L est mise hors circuit en permanence v jusqu'à ce que le déphasage devienne inférieur à + 1Q0. Les lignes 9 et 10 représentent les signaux envoyés sur les bases des transistors M et N. La ligne 11 représente, en traits pleins, un signal IEe en quadrature de phase avec IL et en traits pointillés le même signal 1E en avance ou en retard par rapport à un signal en quadrature de phase, La ligne 12 représente en traits pleins le signal au point C à la sortie du circuit "ou exclusif" 15, lorsque 1E et VE sont en phase et en pointillés le signal au point C lorsque IE et VE présentent un écart de phase. La ligne 13 représente la tension continue délivrée par le circuit de filtrage 16. On a représenté en pointillés les tensions continues Vbî et V obtenues pour des déphasages respectifs de b2 - 100 et de + 100 Le gain de la boucle d'asservissement est réglé par exemple pour maintenir le déphasage entre ces deux limites, On choisit une valeur de l'inductance fixe L telle qu'elle compense la réactance du transducteur pour une fréquence F comprise dans la plage de fréquence de l'émetteur. De préférence, on choisit la valeur L pour compenser la réactance correspondant à la frequence F1 la plus faible. Ainsi, pour de faibles fréquences, l'inductance variable L ntintervient pas.Au contraire, pour les fréquences v les plus fortes, voisines de F2, l'impédance variable L est v- constamment en service, c'est-à-dire que l'angle 0' de passage du courant est voisin de 1800. Il en résulte qu'il n'ya pas de distorsion aux deux extrémités de la plage de fréquence et les signaux acoustiques sont sinusoldaux. Par contre, pour des fréquences inter médiaires, l'inductance Lv sera mise en circuit pendant une partie de chaque demi-alternance (o 0' 1800). lIais, par construction, on émet généralement dans une bande de fréquence qui encadre la fréquence propre ou fréquence de résonance du transducteur. Il en résulte qu'au centre de la bande de fréquence, le transducteur forme un filtre mécanique qui corrige la distorsion. La figure 8 illustre bien cette correction. Cette figure correspond à des courbes réelles relevées à l'oscillographe. La courbe sinusoldale supérieure représente les variations de la tension VE. La deuxième courbe représente les variations du courant 1E La troisième courbe représente le courant ILv à travers l'inductance L dans un cas moyen ou l'angle 0' de passage du courant est de v l'ordre de 900 et où la fréquence Fo est de l'ordre de 3 KHz pour une bande d'émission allant de 2,5 KHz à 5 KHz. La quatrième courbe P est celle de la pression sonore émise par le transducteur. On voit clairement sur cette figure que VE et IE sont en phase, que i est fortement distordu, mais que le signal acoustique P est parfaitement sinusoïdal. Les figures 9 et 10 sont des diagrammes du meme type relevés à l'oscillographe dans le cas où l'émetteur émet sur une fréquence légèrement inférieure à F2 qui est la fréquence la plus élevée de la bande d'émission. La figure 9 représente le phénomène dans le cas où l'on n'a pas mis en service la boucle d'asservissement (c'est-à-dire ILv = o). On voit que la tension VE et le courant IE sont fortement déphasés et presque en quadrature. La figure 10 représente le phénomène lorsqu'on met en service la boucle d'asservissement. Dans ce cas, l'angle et de passage du courant à travers l'inductance variable L est voisin v de 1800, comme le montre la courbe IL . La tension VE et le courant IE sont en phase. Il n'y a pas de distorsion du signal sonore P. La figure 10 correspond à un fonctionnement de l'émetteur à puissance plus faible que dans le cas de la figure 9 où l'énergie réactive est consommée. On a représente en pointillés sur la figure 6 des parties de circuit facultatives qui comportent un filtre passe bas 32 sur lequel est connectée la sortie du capteur 8, un amplificateur différentiel 33 et un amplificateur comparateur et écrêteur 34 dont les deux entrées sont connectées l'une sur la sortie de l'amplificateur différentiel 33 et l'autre sur la sortie du capteur 7. Ces circuits permettent d'utiliser pleinement l'inductance L en évitant que le courant IL qui circule dans celle-ci ne compor v Lv te une composante continue si les signaux de fermeture des thyristors au cours des demi-alternances successives ne sont pas symétriques dans le temps. Dans ce cas, on élimine la composante continue en déplaçant la référence du comparateur 34 qui delivre un signal en forme de créneau ILvl et c'est ce signal ILyl qui est connecté sur une entre de la porte "ou exclusif" 19 au lieu du signal ILe, comme on l'a représenté en pointillés sur la figure 6. Les maxima de la tension intégrée délivrée par l'intégra- teur 21 (signal D) varient inversement proportionnellement à la fréquence, mais ceci n'est pas gênant car les parties hautes ne sont utilisées qu'à faible fréquence. Toutefois, pour remédier à tout risque de mauvais fonctionnement, on utilise avantageusement une tension D dont la pente croît lorsque la fréquence augmente. On obtient facilement cette variation de pente en utilisant comme source de tension constante 22 un convertisseur de fréquence en une tension constante proportionnelle à la fréquence et en connectant la sortie du circuit de mise en forme 12 sur ce convertisseur pour obtenir le signal de fréquence selon la liaison representée en pointillés sur la figure 6. Le dispositif d'adaptation de l'impédance d'un transducteur qui vient d'être décrit procède par mesure du déphasage entre la tension et l'intensité du courant délivrés par l'émetteur et par une boucle d'asservissement comportant une inductance variable dont la valeur est corrige automatiquement pour ramener ce déphasage vers zéro et pour le maintenir autour de zéro. Du fait que ces dispositifs procèdent par asservissement du déphasage, ils ont l'avantage de corriger automatiquement l'impe- dance du transducteur non seulement en fonction de la fréquence, mais quelles que soient les raisons qui nécessitent une telle correction telles que par exemple les variations de 11 impédance propre du transducteur dues au vieillissement ou aux paramètres physiques du milieu ambiant : pression, salinité, température. Dans le cas où 11 émetteur est à tension constante, les dispositifs selon l'invention permettent d'utiliser au mieux la puissance de l'émetteur. Dans le cas où l'émetteur est à courant constant, ils permettent d'obtenir un niveau d'émission sonore en fonction de la fréquence sensiblement constant. Les figures 3, 4 et 6 représentent un mode de réalisation dans lequel les selfs L et L sont montées en parallèle avec le v transducteur. On pourrait monter également une self constante et une self variable en parallèle entre elles et en serie avec le transducteur. On a décrit un mode de réalisation d'un dispositif selon l'invention composé de circuits analogiques. Bien entendu, on pourrait utiliser également des circuits numériques qui rempliraient les mêmes fonctions. REVENDICATIONS 1 - Procédé pour adapter automatiquement l'impédance d'un transduc teur électro-acoustique qui est excité par un émetteur électroni que, selon lequel on place une première self en parallèle ou en série avec ledit transducteur, caractérisé en ce que l'on monte une deuxième self en serine avec un interrupteur et on place ladite deuxième self et ledit interrupteur en parallèle avec la première self, on mesure en continu le déphasage entre l'intensité (IE) du courant et la tension (VE) délivrés par ledit émetteur et on com mande automatiquement les fermetures dudit interrupteur par une boucle d'asservissement pendant une partie de chaque demi-alternan ce du courant (IL) à travers ladite première self telle que l'on tend à annuler ledit déphasage. 2 - Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que l'on convertit le déphasage entre l'intensité (IE) et la tension (VE) en une durée (t) proportionnelle à ce déphasage, on détecte les passages par zéro de l'intensité du courant (ZL) dans ladite première self et on commande les fermetures dudit interrupteur au bout d'un temps (t) après chacun desdits passages par zéro. 3 - Dispositif pour adapter automatiquement l'impédance d'un transduc teur électro-acoustique (3) qui est excité par un émetteur électro nique (1) du type comportant une première self (t) place er, paral lèle ou en série avec ledit transducteur, caractérisé en ce qu'il comporte une deuxième self (Lv) montée en série avec un interrup teur (Thl, Th2) et en parallèleavec ladite première self, des moyens (9) pour mesurer le déphasage entre I'intensité.(IE) du courant et la tension (VE) délivrés par ledit émetteur et une boucle d'asservissement (9, 10, 11) qui commande automatiquement les fermetures dudit interrupteur (Thl, Th2) pendant une partie de chaque demi alternance du courant à travers ladite première self, de telle sorte que la valeur de l'inductance des deux selfs montées en parallèle varie dans le sens qui tend à annuler ledit déphasage. 4 - Dispositif selon la revendication 3, caractérisé en ce que ledit interrupteur est composé de deux thyristors (Thl, Th2) montés en opposition. 5 - Dispositif selon la revendication 4, caractérisé en ce qu'il comporte un comparateur de phase (9) qui mesure le déphasage entre l'intensité (IE) et la tension (VE) et qui delivre une tension continue proportionnelle à ce déphasage, un générateur (11) d'une tension qui croît linéairement depuis une valeur nulle à partir de chaque passage à zéro de l'intensité (IL)du courant à travers la première self (L), un comparateur (8) qui compare ladite ten sion constante à ladite tension à variation linéaire et qui émet un signal lorsque la tension croissante est supérieure à ladite tension constante, un monostable (24) qui remet un signal lors de chaque front montant du signal semis par ledit comparateur (18) et des circuits (26, 27, 28 et 29) qui aiguillent les impulsions remises par ledit monostable alternativement vers l'un ou l'autre desdits thyristors. 6 - Dispositif selon la revendication 5, caractérisé en ce qu'il comporte un premier capteur (5) qui mesure l'intensité du courant (IE) semis par l'émetteur, un deuxième capteur (7) qui mesure l'intensité du courant (IL) à travers la première self, deux cir cuits comparateurs (13 et 14), qui transforment les tensions émi ses par lesdits capteurs en créneaux rectangulaires, une porte "ou exclusif" (15) sur les deux entrées de laquelle les sorties desdits comparateurs (13 et 14) sont connectees, un filtre passe bas (16) et un comparateur (17) qui compare la tension continue émise par ledit filtre à une tension de référence et qui remet une tension constante proportionnelle audit déphasage. 7 - Dispositif selon la revendication 6, caractérisé en ce qu'il comporte un troisième capteur (6) qui mesure la tension (VL) aux bornes de ladite première self, un comparateur (12) qui compare la tension remise par ledit troisième capteur à un seuil et qui transforme ladite tension en un créneau rectangulaire, un circuit "ou exclusif" (19) dont les deux entrées sont connectees aux sorties desdits comparateurs (12, 13), un transistor (20) dont la base est connectée sur la sortie dudit circuit "ou exclusif" (19), un intégrateur (21) qui intègre une tension constante et qui est commandé par ledit transistor et un comparateur (18) qui compare la tension intégrée fournie par ledit intégrateur (21) et la tension constante délivre par ledit comparateur (17) et qui remet une tension lorsque la tension intégrée est supérieure à la tension constante. 8 - Dispositif selon l'une quelconque des revendications 3 à 7 destiné à adapter l'impédance d'un transducteur électro-acoustique qui est excité par un émetteur électronique qui remet une fréquen ce modulée dans une large bande de fréquence comprise entre une limite inférieure (F1) et une limite supérieure (F2) situées de part et d'autre d'une fréquence (Fo) qui correspond à la fréquence propre dudit transducteur, caractérisé en ce que l'impédance (L) de ladite première self est calculée pour compenser la réactance dudit transducteur correspondant à la fréquence (F1) la plus faible.