La présente invention se rapporte, d'une manière générale, aux amplificateurs différentiels à transistors et concerne, plus particulièrement, un circuit de stabilisation de fréquence perfectionné qui assure une stabilité de fréquence relativement indépendante du courant continu de collecteur appelé par l'amplificateur différentiel. Jusqu'à présent, on a réalisé des amplificateurs différentiels à transistors dans lesquels le courant de collecteur, provenant des transistors respectifs de la paire différentielle, était conduit à travers une charge comprenant un transistor monté en diode, la tension établie aux bornes du transistor-diode étant appliquée à la base d'un second transistor de charge que traversait le courant de collecteur du second transistor différentiel. le signal de sortie était recueilli entre les bornes de collecteur et d'émetteur du second transistor de charge. L'un des problèmes, qui se posent avec ce montage, réside en ce que le déphasage, qui se produit à travers les transistors de la paire différentielle près de la coupure haute-fréquence, est tel qu'on obtient un déphasage dépendant de la fréquence supplémentaire de 1800 avec des gains supérieurs à l'unité autour de la boucle, de sorte que le montage est instable. Des tentatives ont été faites pour stabiliser en fréquence le montage de la technique antérieure en shuntant la sortie par un condensateur de capacité relativement grande. Ce condensateur sert à aplanir la caractéristique gain/fréquence de l'amplificateur différentiel de façon que le gain puisse être ramené à une valeur inférieure à ltunité au point où 180Q de déphasage supplémen tairedépendaatde la fréquence se produisent entre l'entrée et la sortie. Toutefois, on a constaté qu'à mesure que le courant de collecteur croit dans l'amplificateur différentiel, la valeur de capacité nécessaire pour assurer l'aplanissement désiré augmente proportionnellement et que, par conséquent, la valeur de capacité nécessaire pour stabiliser le montage dépend du courant continu de collecteur utilisé. En outre, la valeur de capacité nécessaire est relativement grande et ne convient généralement pas pour les circuits intégrés monolithiques. En conséquence, il est désirable de réaliser un circuit de stabilisation de fréquence perfectionné pour stabiliser un ampli ficateurdifférentiel, permettant l'utilisation de plus faibles valeurs de capacité et n'entraînant pas un aplanissement aussi dépendant du niveau de courant continu de travail dans l'étage d'amplificateur différentiel, de manière a' permettre de modifier le courant continu de travail de l'amplificateur différentiel sans affecter la stabilité de fréquence. L'invention a, principalement, pour objet de créer un amplificateur différentiel à transistors comportant des moyens de stabilisation de fréquence perfectionnés. Suivant une caractéristique de l'invention, la tension de sortie d'un amplificateur différentiel à transistors est recueillie aux bornes d'une charge active comprenant un intégrateur de Miller à transistor unique, moyennant quoi le condensateur de l'intégrateur de Miller sert d'élément de stabilisation de fréguence dans l'amplificateur différentiel, de sorte que la capacité du condensateur compensateur est réduite suivant un facteur égal au gain de l'intégrateur de Miller. De cette manière, un conr densateur de stabilisation de fréquence beaucoup plus petit peut être utilisé, ce qui est plus compatible avec les structures de condensateur de circuit intégré. En outre, l'effet de stabilisation de fréquence est rendu relativement insensible aux niveaux de courant continu de travail dans l'étage de gain différentiel de l'amplificateur. Suivant une autre caractéristique de l'invention, l'amplificateur différentiel comprend un étage de gain comportant des pre mier et second transistors montés en paire différentielle, le courant de collecteur du premier transistor traversant un transistor de charge monté en diode et la tension recueillie aux bornes du transistor de charge étant appliquée, par l'intermédiaire d'une résistance, à l'entrée d'un transistor stabilisateur de fréquence monté de telle manière que le courant de collecteur du second transistor de la paire différentielle soit le courant de collecteur du transistor stabilisateur de fréquence.Un condensateur stabilisateur de fréquence est branché entre le collecteur et la base du transistor stabilisateur de fréquence moyennant quoi l'on obtient un effet d'intégrateur de Miller propre à améliorer considérablement la stabilité de lamplificateur à l'extrémité haute-fréquence de la gamme de fréquence de fonctionnement et à rendre la stabilité de l'amplificateur relativement insensible à des variations des niveaux de courant continu de travail dans l'étage de gain de l'amplificateur. Suivant une autre caractéristique de l'invention, l'amplifi cateur différentiel comprend une paire différentielle d'amplificateurs à transistors, chacun de ces amplificateurs à transistors comprenant des permier et second transistors, le premier transistor étant monté en émetteur suiveur, ou à charge d'émetteur et son courant d'émetteur étant utilisé comme courant d'émetteur du second transistor. L1invention sera mieux comprise à la lecture de la des-crip- tion détaillée qui suit et à l'examen des dessins joints qui en représentent, à titre dtesempìes non limitatifs, plusieurs modes de réalisation. Sur ces dessins la figure I est un schéma de cabrage simplifié d'un amplificateur différentiel de la technique antérieure la figure 2 représente une courbe composite de gain et de déphasage dépendant de la fréquence à travers le montage d'amplificateur de la figure 1 en fonction de la fréquence, cette courbe montrant les caractéristiques de stabilité de fréquence de l'amplificateur pour deux niveaux du courant continu de collecteur dans l'étage de gain de l'amplificateur différentiel la figure 3 est un schéma de câblage analogue à celui de la figure 1 représentant un amplificateur différentiel comportant un moyen de stabilisation de fréquence perfectionné suivant l'in vention la figure 4 représente une courbe analogue à celle de la figure 2 montrant les caractéristiques de stabilité de fréquence du montage d'amplificateur différentiel suivant l'invention la figure 5 est un schéma de câblage analogue à celui de la figure 3 représentant un mode de réalisation de variante de ltin- mention la figure 6 est un circuit équivalent basse-fréquence simpli fié du montage suivant l'invention ; ; la figure 7 est un circuit équivalent moyenne-fréquence du montage suivant l'invention ; la figure 8 est un circuit équivalent haute-fréguence du montage suivant l'invention. Sur les dessins les lettres d'indiee ont les significations suivantes A = Technique antérieure B = Technique antérieure C = Echelle logarithmique de fréquence D = Déphasage en degrés E = Gain en décibels F = Stable pour réaction directe G = Instable pour réaction directe H = Emetteur suiveur J = Equivalent basse-fréquence E = Equivalent moyenne-fréquence L = équivalent haute-fréquence On va tout d'abord examiner la figure 1, sur laquelle est représenté un amplificateur différentiel l1 stabilisé en fréquence comportant une paire de transistors.Le montage d'amplificateur différentiel 11 comprend une source de courant 12 appliquant un courant continu de polarisation à deux transistors PNP 13 et 14 à signal d'entrée différentiel montés en parallèle formant l'étage de gain de l'amplificateur différentiel 11. Be signal d'entrée différentiel à amplifier VIN est appliqué entre les bases des amplificateurs différentiels d'entrée 13 et 14. Be courant de collecteur 1c1 du premier transistor d'entrée 13 est con trains de s'écouler vers le conducteur omnibus négatif 15 par ltintermédiaire dwun transistor de charge SPN 16 monté en diode, ctesst-d-dire que les bornes de base et de collecteur du transistor 16 sont interconnectées de telle façon que le transistor fono- tionne en diode de la manière classique. La chute de tension produite à travers le transistor monté en diode 16 est appliqué à la borne de base d'un second transistor EPX 17 monté en charge active pour le courant de collecteur lC2 du second transistor 14 monté différentiellement. Plus pré cisément, le courant de collecteur IC2 du second transistor 14 de l'amplificateur différentiel est contraint de passer sous forme de courant de collecteur du transistor 17 de charge active. La tension de sortie de l'amplificateur différentiel 11 est recueillie sur le transistor de charge 17 à la borne de sortie 18 connectée au collecteur de celui-ci. En fonctionnement, les transistors de charge active 16 et 17 fonctionnent de telle manière que la tension recueillie sur le transistor de charge 16 est appliquée à la base du transistor 17 de manière, à rendre le courant de collecteur IC1, tiré du pre mier transistor 13, égal au courant de collecteur IC2, tiré du second transistor 14.Far contre, la tension d'entrée différentielle appliquée aux bases des transistors respectifs 13 et 14 tend à rendre inégaux les courants de collecteur IG1 et 102. I1 en résulte qu'un gain en tension extrêmement élevé est obtenu dans l'étage de gain, c'est-à-diredans l'étage de ltamplificateur à transistors comprenant les transistors 13 et 14, la tension résultante étant recueillie à la borne de sortie 18. Lorsque seule la capacité répartie Cs est branchée à la sortie du transistor de charge 17, la courbe gain/fréquence 20 est telle que représentée sur la figure 2. Le gain haute-fréquence de l'amplificateur est relativement élevé lorsque la composante dépendante de la fréquence du déphasage entre l'entrée sur la borne 19 et la sortie à la borne 18 est égale ou supérieure à 1800, de sorte que l'amplificateur est instable et oscille lorsqu'il est utilisé sur un mode de réaction soit avec connexion directe de la sortie à l'entrée (à la manière d'un suiveur de tension) soit avec des étages supplémentaires de gain entre l'entrée et la sortie. En conséquence dans la technique antérieure, un condensateur de capacité relativement grande 21 était branché entre les bornes de sortie du transistor de charge 17 pour améliorer l'aplanissement haute-fréquence du gain de l'amplificateur de telle façon que ce gain soit réduit à une valeur inférieure à l'unité en un point où la composante dépendant de la fréquence du-déphasage entre l'en- trée et la sortie est de l80, comme représenté par les courbes 22 et 23 pour les courants continus de collecteur de 1 et 0,1 mA, respectivement. Cette condition de fonctionnement stable est représentée sur la figure 2 pour une capacité de sortie C1 et un courant continu de collecteur IC2, dans l'étage à gain élevé, de 0,1 milliampère. La marge de phase pour ce niveau de travail est représentée sur la courbe de la figure 2 comme étant de l'ordre de 45 . L'effet de la capacité de sortie relativement grande est de réduire le gain de la valeur indiquée sur la courbe 20 à celle qui est indiquée sur la courbe 23.L'effet du condensateur de sortie de capacité relativement grande 01 sur la composante dépendant de la fréquence du déphasage à travers l'amplificateur est de réduire la fréquence laquelle les premiers 900 de déphasage se produisent sans affecter le déphasage aux fréquences intermédiaires ou en haute-fréquence. Be déphasage dépendant de la fréquence à l'extré- mité haute-fréquence de la bande est dû à des déphasages de second ordre qui se produisent dans les transistors 13, 14, 16 et 17, comme indiqué par la région des courbes de déphasage 20', 22' et 23' de la figure 2 désignés par la mention "second ordre, Une autre particularité remarquable du montage 11 de la technique antérieure comportant le condensateur stabilisateur de fréquence de grande capacité 21 réside en ce que la caractéristique de gain dépend du niveau du courant continu de collecteur 102 dans l'étage de gain du montage d'amplificateur différentiel 11, Plus précisément, comme représenté par la courbe 22, un accroissement du courant continu de collecteur IC2 de 0,1 milliampère à 1 milliampère fait passer la caractéristique de gain d'une condition stable, représentée par la courbe 23, à une condition instable, représentée par la courbe 22.La courbe 22 indique un gain unitaire pour un déphasage dépendant de la fréquence à travers l'amplificateur égal ou supérieur à 1800, ce qui provoque des oscillations haute-fréquence et une instabilité de l'amplificateur 11 lorsqu'il est monté suivant un mode de réaction. En outre, la capacité du condensateur stabilisateur de fréquence 21 exigée est relativement grande pour des circuits intégrés du type monolithiques. En conséquence, ce type de stabilisation de fréquence n'est pas susceptible autre utilisé dans des circuits intégrés monolithiques et ceci pour au moins deux raisons l'une d'elles étant que les condensateurs nécessaires sont excessivement grands et la seconde résidant en ce que la valeur de la capacité nécessaire dépend du courant continu de travail IC2 et, par conséquent, varie avec les niveaux de travail du courant continu de collecteur. On va maintenant examiner la figure 3 sur laquelle est représenté un montage d'amplificateur différentiel 27 auquel sont incorporées des caractéristiques de l'invention, le montage 27 est analogue au montage 11 dont il ne diffère que par le fait que le condensateur stabilisateur de fréquence 21 du montage de la figure 1 a été remplacé par un condensateur 28 branché entre les bornes de collecteur et de base du transistor de charge active 17. En outre, des résistances 29 et 90 de même valeur ohmique, par exemple de LRR.à 1MRchacune, ont été interposées dans les entrées de courant de base des transistors de charge active 16 et 17, respectivement. La résistance 3Oisole le transistor d'intégrateur de Miller 17 de l'impédance relativement faible représentée par le transistor monté en dipode 16. Avec le condensateur stabilisateur de fréquence 28 monté entre les bornes de collecteur et de base du transistor de charge active 17, l'amplificateur à transistor 17 se comporte comme un intégrateur de Miller à transistor unique, de sorte que la capacité effective entre les bornes de sortie du transistor 17 et, par conséquent, sur la borne de sortie 18 est égale au produit de la capacité du condensateur 28 par le gain de transconductance de l'amplificateur à transistor 17. Geci permet d'utiliser un condensateur 28 de capacité beaucoup plus faible pour la stabilisation de fréquence, ce qui facilite la fabrication de composants de circuit intégré monolithique utilisant la caractéristique de stabilisation de fréquence du montage 27 de la figure 3. L'effet de stabilisation de fréquence de l'intégrateur de Miller du montage de la figure 3 est représenté par les courbes du gain A et du déphasage dépendant de la fréquence en fonction de celle-ci, tracées sur la figure 4. Près de 11 extrémité hautefréquence de la bande, le déphasage dû à la présence du condensateur 28 tend à décroître et à atteindra une composante de déphasa- ge dépendant de la fréquence sensiblement nulle pour un gain unitaire avec un courant continu de collecteur 102 d'environ 0,1 milliampère représenté par la courbe 341. A l'extrémité de fréquence extremement élevée de la bande, le déphasage commence à croître en raison des caractéristiques de coupure haute-fréquence des transistors dans la région portant la mention t'second ordre". Toutefois, les caractéristiques de gain et de phase de l'amplificateur, à des fréquences où une instabilité pourrait se produire, sont maintenant relativement indépendantes du courant continu de travail, de sorte que la largeur de bande de gain et la stabilité sont maintenues lorsque les courants continus de travail sont modifiés. Par exemple, les courbes 34, 34' et 34", pour un courant continu de collecteur IC2 de 0,1 milliampère et de 1 milliampère, respectivement, montrent que, sur cette décade de variation de courant l'amplificateur reste stable. On va maintenant examiner la figure-5, sur laquelle est représenté un mode de réalisation de variante du montage d'amplificateur différentiel stabilisé en fréquence suivant l'invention. Plus précisément, le signal d'entrée différentiel est appliqué aux bornes 19 qui transmettent les potentiels différentiels aux bases d'un paire de transistors à émetteur suiveur SPIN, 36 et 37, respectivement0 Le courant d'émetteur de chacun des transistors à émetteur suiveur respectifs est appliqué à-la borne d'émetteur correspondante d'une paire de transistors ?NP, 38 et 39, respecti vement, la base de chacun de ces transistors étant excitée par un courant de base tiré d'une source de courant continu de polarisation 41. 'les courants de collecteur IC1 et IC2 provenant des transistors 38 et 39, sont identiques aux courants de collecteur tirés de IC1 et IC2, respectivement, comme précédemment décrit à propos du montage 27 de la figure 3. le montage d'amplificateur différentiel de la figure 5 présente des caractéristiques de gain et de phase en fonction de la fréquence analogue à celles qui sont représentées sur la figure 4 pour le montage 27 de la figure 3. L'avantage du montage de la figure 5 réside en ce que les transistors entrée 36 et 57 peuvent avoir leurs bases d'entrée polarisées complètement jusqu'au conducteur omnibus 40. En outre, le courant continu d'entrée de l'amplificateur est plus faible en raison du hyE plus élevé des transistors NPN en comparaison des transistors PNP latéraux de la technologie monolithique. On va maintenant examiner la; figure 6, sur laquelle est représenté le circuit équivalent basse-fréquence des montages des figures 3 et 5 suivant l'invention. Dans ce circuit équivalent basse-fréquence, le condensateur 28 a une impédance suffisamment grande pour correspondre effectivement à un circuit ouvert et se trouver ainsi effectivement éliminée du circuit. En conséquence, le second transistor de charge 17 apparat comme une source de courant capable d'engendrer un courant IC1 égal au courant de collecteur tiré du premier transistor 13, la seule charge de courant continu étant l'effet hoe des transistors 14,et 17, hoe étant la conductance de sortie de courant continu des transistors 14 et 17. On va maintenant examiner la figure 7 sur laquelle est représenté le circuit équivalent moyenne-fréquence des montages des figures 3 et 5- suivant l'invention. Ce circuit équivalent est très analogue au circuit équivalent basse-fréquence de la figure 6, à cela près que dans la gamme des fréquences moyennes, l'impédance du condensateur 28 est considérablement moindre que dans la gamme des fréquences basses, de sorte qu'une quantité appréciable de courant de signal parvient, à travers le condensateur 28 sur la base du transistor 17 pour y être amplifiée.En conséquence, la capacité effective au noeud de sortie de signal 18 est beaucoup plus élevée que la valeur effective de C1 et, plus précisément, elle apparat sous la forme à condition que où R1 est la valeur ohmique de la résistance 30, IC2, le courant de collecteur du transistor 14, X, la constante de Boltzman, T, la température en degrés Kelvin, q, la charge d'un électron, Cl a capacité du condensateur 28 et hfes le gain en courant alternat tif du transistor 17. On va maintenant examiner la figure 8 sur laquelle est représenté le circuit équivalent haute-fréquence des montages des figures 3 et 5 suivant l'invention. Dans le circuit équivalent haute-fréquence, l'impédance du condensateur 28 est faible par rapport à Rl, de manière à former pratiquement un court-circuit entre le collecteur et la base du transistor 173. En conséquence, l'amplificateur à transistor de charge de sortie 17 se comporte comme une diode pour former une charge purement résistive par rap port à la masse, dont la valeur de résistance est égale à l'impédance d'émetteur du transistor 17. Plus précisément, la valeur de la résistance R est égale à .Cette valeur de ltimpédance de charge donne à l'amplificateur différentiel un gain unitaire indépendant du courant continu de travail. Les amplificateurs à réaction utilisés dans les circuits monolithiques, lorsqutils comprennent des transistors latéraux PNP, exigent que leur gain soit aplani à des fréquences relativement basses (inférieures à 1 MHz) en raison du faible f (1-3 NHz) et de l'excès de déphasage. Ces aplanissements en basse-fréquence sont la raison pour laquelle on utilise les condensateurs de compensation relativement grands ()20if) mentionnés plus haut, les montages décrits ici peuvent être réalisés en remplaçant les transistors EPN par des transistors PNP et vice-versa. REVEEDICATIOIDS 1, Appareil pour amplificateur différentiel à transistors, ledit appareil étant caractérisé en ce qu'il comprend en combinaison des premier et second moyens amplificateurs transistorisés comportant des première et seconde bornes réceptrices de signaux d'entrée respectifs, les premier et second moyens amplificateurs transistorisés étant interconnectés pour amplifier la différence entre les potentiels respectifs des premier et second signaux d'entrée appliqués aux premières et secondes bornes d'entrée pour définir une paire différentielle de transistors, des moyens de charge active branchés en série avec le courant de collecteur du second moyen amplificateur transistorisé différentiel, des moyens de sortie pour coupler un potentiel de sortie provenant du circuit conduisant le courant de collecteur entre le second moyen amplificateur différentiel et les moyens de charge active, ces derniers comprenant un amplificateur transistorisé de charge du type bipolaire comportant des bornes de base, d'émetteur et de collecteur, monté de telle manière que le courant de collecteur du second moyen amplificateur transistorisé différentiel traverse en tant que courant de collecteur l'amplificateur transistorisé de charge et un moyen capacitif stabilisateur de fréquence monté entre le circuit de sortie et le circuit d'entrée de l'amplificateur transistorisé de charge pour transmettre des composantes de courant alternatif du courant de collecteur du second moyen amplificateur transistorisé différentiel à l'entrée de l'amplificateur transistorisé de charge, 2Q Appareil suivant la revendication 1, caractérisé en ce que le moyen capacitif stabilisateur de fréquence est branché entre les bornes de base et de collecteur de l'amplificateur transuW torisé de charge. 3. Appareil suivant la revendication 1, caractérisé en ce que les moyens de charge active comprennent un second transistor de charge comportant des électrodes de base, d'émetteur et de collecteur, ce second transistor de charge étant conncecté au premier amplificateur transistorisé différentiel de manière à recevoir le flux de courant de collecteur de ce premier transistor différentiel en tant que courant de collecteur du second transi se tor de charge, et la base du second transistor de charge étant connectée au collecteur de celui-ci, de telle manière que ce second transistor de charge se trouve monté en diode, le premier transistor de charge mentionné étant connecté au second, de telle manière que la chute de tension de diode recueillie à la sortie du second transistor de charge soit appliquée a' la jonction baseémetteur du premier transistor de charge mentionné. 4. Appareil suivant la revendication 3, comprenant des première et seconde résistances, la première résistance étant branchée entre les bornes de collecteur et de base du second transistor de charge et la seconde résistance étant branchée entre le collecteur du second transistor de charge et la base du premier. 5. Appareil suivant la revendication l, caractérisé en ce que les premier et second moyens amplificateurs transistorisés différentiels comprennent chacun un transistor à émetteur suiveur monté de façon que sa base soit connectée à l'une des bornes d'entrée précitées de manière à recevoir le potentiel de signal d'entrée correspondant et un second transistor connecté audit transistor à émetteur suiveur de telle façon que le courant dtémetteur de ce dernier parvienne sur la borne d'émetteur du second transir tor, et en ce que la borne de bases du second transistor est con nectée à une source de courant de polarisation de base constant.