-i- 2096459 La présente invention se rapporte aux montages de détection de courant continu, et concerne plus particulièrement ceux de ces montages capables de détecter à la fois le sens et l'amplitude du courant continu. 5 De nombreuses applications de commande exigent la détec tion d'un courant continu ainsi que l'indication de sa valeur afin de commander les limites maximales d'intensité. D'autres applications exigent la commande d'une sortie en fonction d'un signal de référence courant continu de bas niveau. Il est extrêmement dési-10 rable d'assurer l'isolement électrique entre le courant continu d'entrée à détecter et la sortie produite en réponse a celui-ci. Une technique couramment appliquée dans le domaine antérieur pour la détection de courant continu est la technique dite à transformateurs à courant continu utilisant une paire de transformateurs 15 pourvus de noyaux saturables et accordés, dont les enroulements primaires et secondaires sont respectivement connectés en série. A l'enroulement primaire est appliqué un signal alternatif, sous la forme d'une onde carrée,par exemple, au moyen d'un pont de diodes aux bornes duquel est connecté un appareil de mesure C.C. 20 de telle sorte que le courant n'y passe que dans un seul sens. Le signal courant continu à contrôler est appliqué auîê enroulements secondaires connectés en série. Selon la valeur et le sens du courant continu appliqué aux enroulements secondaires, l'un des transformateurs se sature plus rapidement et l'autre se sature 25 plus tard au cours de leurs demi-cycles de saturation. Avec l'appareil de mesure courant continu situé en un point de référence, sans courant continu dans l'enroulement secondaire, à mesure de l'augmentation du courant continu, la lecture de l'appareil de mesure augmente de manière correspondante d'une façon pratique-30 ment linéaire. Cette augmentation se produit indépendamment du sens du courant appliqué aux enroulements secondaires. Cette technique ne donne donc pas une indication du sens du courant secondaire. De plus, la linéarité de la sortie ne s'étend pas entièrement jusqu'au zéro d'entrée en raison du courant d'aimanta-35 tion requis dans les transformateurs. On voit donc qu'il serait au plus haut point désirable de réaliser un circuit de détection de courant continu indiquant 71 22842 -2- 2096459 le sens du courant à détecter, éliminant la nécessité de noyaux de transformateurs accordés, et dont la sortie soit une fonction lihéaire de l'entrée jusqu'au niveau zéro d'entrée courant continu dans les deux sens. 5 D'une façon générale, la présente invention offre un dispositif de détection de courant continu produisant une sortie indiquant la valeur et le sens du signal à détecter, par modulation de l'amplitude et du chronométrage repère-espace d'un oscillateur, ainsi que l'intégration du signal modulé, la variation 10 du signal intégré indiquant la valeur et le sens du signal détecté. La Figure 1 est un schéma simplifié d'une forme de réalisation de la présente invention; La Figure 2 est un graphique de la boucle B-H utilisée dans le transformateur de la présenté invention; La Figure 3 est un graphique de formes d'ondes représentant un certain nombre de courbes utilisées pour l'explication du fonctionnement de la présente invention; La Figure 4 est un schéma d'une forme à boucle fermée 20 de la présente invention; et La Figure 5 est un graphique indiquant le courant passant dans l'enroulement d'entrée W6 comparé à celui passant dan® l'enroulement de sortie W7, En référence à la Figure 1, le circuit oscillateur RQ 25 représenté est du type magnétiquement couplé, à marche libre, couramment appelé oscillateur de Royer. L,oscillateur comprend une paire de transistors Q1 et Q2 qui sont alternativement conducteurs. Un couplage magnétique est assuré par les enroulements de transformateur Wl, W2, W3 et W4, qui constituent les deux 30 enroulements d'un transformateur TFl. Le Transformateur TF1 comprend un noyau M sur lequel tous les enroulements sont bobinés, et qui est constitué d'une matière magnétique ayant une caractéristique B-H à boucle carrée telle que celle représentée à la Figure 2. La tension de fonctionnement du circuit est une ten-35 sion E+ qui est appliquée au point de jonction des enroulements Wl et W2. Ainsi que l'indique la Figure 1, cette jonction est l'extrémité marquée d'un point de l'enroulement Wl et l'extrémité 71 22842 -3- 2096459 non marquée d'un point de l'enroulement W2. La convention du point sera utilisée au cours de toute la discussion qui va suivre, selon laquelle lorsque l'extrémité marquée d'un point d'un enroulement donné de transformateur a une polarité positive, cet 5 état existe également aux extrémités marquées d'un point des enroulements répondants. On supposera initialement que le transistor Q1 est conducteur de sorte qu'un parcours de courant passe de la ligne E+, par l'enroulement Wl dans l'extrémité marquée d'un point de celui-10 ci, par la diode Dl, le transistor Q1 et une résistance Ro, à la ligne commune G. A ce moment le transistor Q2 n'est pas conducteur. En réponse au passage du courant dans l'enroulement Wl, l'extrémité marquée d'un point de l'enroulement W3 devient positive pour exciter le transistor Q1 à sa conduction complète, 15 l'extrémité marquée d'un point de l'enroulement W3 étant connectée directement à la base du transistor Ql. Une résistance RI est connectée entre la base et l'émetteur du transistor Ql et une diode D2 est connectée de l'anode a la cathode entre l'émetteur et la base de ce dernier afin de protéger cette jonction. 20 La conduction totale du transistor Ql continue jusqu'à ce que le noyau M de transformateur atteigne la saturation dans le sens positif représenté en Bsat+, à la Figure 2. A ce moment, les tensions induites aux bornes des enroulements W3 et W4 passent au zéro. Aucune tension n'étant fournie par l'enroulement W3, 25 l'attaque de base est supprimée du transistor Ql dont la conduction cesse alors. Le courant d'aimantation est donc supprimé de l'enroulement Wl, et le flux du noyau revient à un niveau de rémanence. En réponse au retour du flux de noyau à un niveau de rémanence plus le courant passant dans le circuit comprenant 30 une résistance R3 dont une extrémité est connectée à la ligne E+, une résistance R4, l'enroulement W4 et le circuit base-émetteur du transistor Q2, et par la résistance Ro à la ligne commune G, le transistor Q2 est rendu conducteur. La conduction du transistor Q2 fait passer le courant de la ligne E+ dans l'extrémité 35 sans point de l'enroulement W2 par une diode D3, le circuit collecteur-émetteur du transistor Q2 et la résistance Ro. L'extrémité sans point de l'enroulement W2 étant positive rendra 71 22842 -4- 2096459 positive l'extrémité sans point de l'enroulement W4 à la base du transistor Q2, excitant ainsi ce dernier à la conduction totale. Une résistance R5 et une diode D4 sont connectées entre la base et l'émetteur du transistor Q2. Les diodes D1 et D3, respective-5 ment connectées en série avec le circuit collecteur-émetteur des transistors Ql et Q2, sont du type à action rapide pour assurer la création d'un front d'onde à élévation rapide avec la commutation des transistors respectifs Ql et Q2. Le transistor Q2 reste en conduction totale jusqu'à ce 10 que le noyau M se sature dans le sens négatif représenté en Bsat-, à la Figure 2, moment auquel la tension aux bornes des enroulements W4 et W3 passe au zéro. Le transistor Q2 ainsi rendu non conducteur coupe l'excitation de l'enroulement W2, ramène le flux de noyau à un niveau de rémanence, et fait également passer le courant 15 par la résistance R3, une résistance R6 connectée à l'extrémité sans point de l'enroulement W3, l'enroulement W3, le circuit base-émetteur du transistor Ql, et la résistance Ro à la ligne commune G afin de rendre ainsi conducteur le transistor Ql. La commutation en conduction du transistor Ql assure à 20 nouveau un parcours de courant passant de la ligne E+, par l'enroulement Wl, la diode Dl, le circuit collecteur-émetteur du transistor Ql et la résistance Ro. Un cycle complet de fonctionnement se trouve ainsi établi, avec les transistors Ql et Q2 alternativement rendus conducteurs par la saturation alternée posi-25 tive et négative du noyau M du transformateur. On voit donc que le transistor Ql transmet le courant pendant que le flux du noyau passe de Bsat- à Bsat+, et que le transistor Q2 laisse passer le courant pendant que le flux passe de Bsat+ à Bsat-. Le régime de variation du flux du noyau est une fonction directe de la tension 30 E+ moins la tension développée aux bornes de Ro appliquée aux enroulements primaires Wl et W2. Le circuit d'oscillateur est complété par une diode D5 et une diode D6 connectées, de l'anode à la cathode, entre les émetteurs des transistors Ql et Q2, respectivement, et les anodes 35 des diodes Dl et D3, respectivement, et une diode D7 connectée entre l'extrémité supérieure de la résistance Ro et l'extrémité inférieure de la résistance R3. Les diodes respectives D5 et D6 71 22842 -5- 2096459 ont pour fonction d'empêcher l'application des tensions inverses aux bornes des circuits collecteur-émetteur des transistors Ql et 02. Les enroulements secondaires du transformateur TF1 com-5 prennent un enroulement W5, un enroulement W6 et un enroulement W7. L'enroulement W6 est alimenté par une entrée A courant continu qui peut fournir un courant unidirectionnel soit entrant à l'extrémité avec point de l'enroulement, soit en sortant. L'enroulement W7 est connecté à une entrée B courant continu qui peut 10 fournir une entrée unidirectionnelle soit entrant, soit sortant de son extrémité avec point. On supposera pour le moment que l'entrée B courant continu et l'enroulement W7 ne sont pas utilisés. On supposera également que l'entrée A n'applique aucun courant continu à l'enroulement W6. Dans ces conditions, l'oscillateur 15 RO fonctionnera symétriquement. C'est-à-dire que le temps requis pour que le noyau magnétique M passe d'un état Bsat+ à l'état Bsat- est égal au temps requis pour passer de l'état Bsat- à l'état Bsat+. Ceci donne à l'oscillateur un chronométrage repère-temps égal, selon la discussion qui va suivre. 20 Lorsqu*aucun courant continu n'est appliqué à l'enroule ment W6, la tension appliquée soit à l'enroulement Wl, soit à l'enroulement W2, du transformateur sera égale à la tension de fonctionnement E+ moins la tension aux bornes de la résistance Ro, en négligeant les chutes de sens direct des dispositifs semi-con-25 ducteurs. La boucle B-H de la matière magnétique constituant le noyau M étant par inhérence symétrique, la tension développée aux bornes de la résistance Ro sera égale pendant la conduction soit du transistor Ql, soit du transistor Q2. En référence maintenant également aux courbes de la Fi-30 gure 3, la courbe A indique la tension Vo développée aux bornes de la résistance Ro pendant le temps to-tl, en supposant qu'aucun courant n'est appliqué à l'enroulement W6. Les pointes dans l'onde de tension Vo sont dues à la commutation en cohduction et au blocage des transistors respectifs Ql et Q2. La courbe B montre 35 que la tension développée aux bornes de l'enroulement Wl lorsque le transistor Ql est conducteur est égale à E+ - Vo. La courbe C indique la tension développée aux bornes de l'enroulement W2 quand 71 22842 -6- 2096459 le transistor Q2 est conducteur est également égale à E+ - Vo. On remarquera que le temps T1 de conduction du transistor Ql est égal au temps T2 pendant lequel le transistor Q2 est conducteur en raison de la symétrie de la matière constituant le noyau du transfor-5 mateur TF1. La courbe D représente le courant 16 dans l'enroulement W6, lequel est zéro pendant le temps to-tl. La courbe E indique la tension induite dans l'enroulement secondaire W5. On remarquera que c'est une tension alternative variant de V5+ à V5-a II en 10 est ainsi en raison de la convention du point appliquée a l'enroulement W5 par rapport aux enroulements Wl et W2. Par suite, quand l'extrémité avec point de l'enroulement Wl devient positive avec la conduction du transistor Ql, l'extrémité avec point de l'enroulement W5 est positive. Inversement, quand le transistor 15 02 est en conduction, et que l'extrémité sans point de l'enroulement W2 est positive, l'extrémité sans point de l'enroulement W5 est positive. La durée des demi-cycles positifs et négatifs de la tension V5 aux bornes de l'enroulement W5 sera égale aux périodes de temps T1 et T2 représentés aux courbes B et C. 20 Un diviseur de tension constitué par une résistance R7 et une résistance R8 est connecté aux bornes de. l'enroulement W5 dont l'extrémité sans point est connectée a la ligne commune G« La base d'un transistor de commutation Q3 est connectée au point de jonction des résistances R7 et R8. Le collecteur du transis-25 tor Q3 est connecté par l'intermédiaire d'une résistance R9 à la ligne E+ et son émetteur est connecté à la ligne commune G. Une diode D8 est connectée entre l'émetteur et la base pour protéger la jonction base-émetteur. Le transistor Q3 est du type NFN et par suite entre en conduction en réponse à l'application de la 30 tension V5+ et passe au blocage en réponse à l'application de la tension V5-. La sortie apparaissant au collecteur du transistor Q3 est représentée par la courbe F de la Figure 3. Le transistor Q3 est conducteur quand le transistor Ql est en conduction de sorte que sa sortie est pratiquement zéro volt pendant le temps Tl. 35 Lorsque le transistor Q2 est conducteur, le transistor Q3 est au blocage de sorte qu'une tension de sortie pratiquement égale à la tension d'alimentation E+ apparaît à son collecteur. On remarquera 71 22842 -7- 2096459 que les périodes de temps de blocage et de conduction du transistor Q3 sont égales lorsqu'aucun courant n'est appliqué à l'enroulement W6. La forme d'onde de la courbe F de la Figure 3 apparais-5 sant au collecteur du transistor Q3 est appliquée à l'intégrateur I aux fins d'intégration. La sortie de 11intégrateur, représentée par la courbe G, comprend un niveau courant continu de la forme d'onde F fournie au processus d'intégration. Dans le cas de périodes égales de conduction et de blocage, l'intégrateur I produit 10 une sortie. Le niveau de tension VTR détermine donc une sortie de référence indiquant qu'aucun courant continu ne passe dans l'enroulement W6, et tout écart de sortie de l'intégrateur I par rapport à la valeur VIR indique la présence .d'un tel courant. La Sortie G de l'intégrateur I est appliquée à un ampli-15 ficateur différentiel DA aux fins de comparaison avec une entrée de référence. L'entrée de référence choisie est le niveau de tension VIR de sorte que lorsque l'intégrateur I fournit la sortie de référence VIR, l'amplificateur différentiel DA produit une sortie H à un niveau de tension zéro ainsi que le montre la courbe H 20 de la Figure 3 pendant le temps to-tl, quand un courant zéro passe dans l'enroulement W6„ Par suite, avec des périodes égales de conduction pour les transistors Ql et Q2, et également des périodes égales de blocage, on obtient un rapport repère-espace 1/1 de sorte que le 25 rapport repère-espace du transistor Q3 est également l/l, ce qui fait produire à l'intégrateur I une sortie VIE égaie à l'entrée de référence, produisant ainsi une sortie H zéro pour application à l'amplificateur différentiel DA pendant le temps to-tl. Au temps postérieur t2, on supposera que l'entrée A appli-30 que à l'enroulement W6 un courant continu d'une valeur 16 à l'extrémité avec point de cet enroulement, dont la grandeur est représentée à la courbe D de la Figure 3. Le courant 16 applique au noyau M du transformateur TF1 une certaine force d'aimantation H' représentée à la Figure 2. Par suite, lorsque le transistor Ql 35 est conducteur, la force totale d'aimantation appliquée au noyau M par l'enroulement Wl est la différence entre la valeur H+ et la valeur H* de sorte que le courant passant dans la résistance Ro est réduit et que la tension à ses bornes est réduite à une valeur VI 71 22842 2096459 pendant le temps t2 à t3 lorsque le transistor Ql est conducteur, ainsi que représenté à la courbe A de la Figure 3. Quand le transistor Q2 est cohducteur pendant le temps- t3 à t4, la force d'aimantation appliquée au noyau M par l'enroulement W2 est la valeur 5 H- plus la valeur H' ce qui augmente le courant passant dans la résistance Ro ainsi par suite que la tension V2 développée aux bornes de cette dernière pendans le temps t3 à t4. *1 s'ensuit que, ainsi que le montre la courbe B de la Figure 3, la tension appliquée à l'enroulement Wl augmente au cours du temps t2 à t3 10 par rapport au cas d'absence de courant, ét la tension appliquée à l'enroulement W2 au cours du temps t3 à t4 diminue par rapport au cas d'absence de courant. Puisque le régime de changement de flux du noyau est une fonction directe de la tension appliquée aux enroulements réspec-15 tifs Wl et W2, quand le transistor Ql est conducteur, le temps nécessaire au changement de flux de Bsat- à Bsat+, c'est-à-dire le temps T1A représenté à la courbe B de la Figure 3, sera inférieur au temps T1 en l'absence de courant continu dans l'enroulement W6. Inversement quand le transistor Q2 est conducteur en raison de la 2o plus basse tension appliquée à l'enaroulement W2, un temps T2A plus long est requis pour que le noyau M du transformateur passé du niveau de flux Bsat+ au niveau Bsat-, par rapport au temps T2 en l'absence d'application de courant à l'enroulement W6. Par suite, ainsi que le montre la courbe E de la Figure 25 3, la tension induite dans l'enroulement W5 aura une plus forte valeur durant le demi-cycle positif d'une durée T1A, alors que la tension induite durant le demi-cycle négatif aura une valeur inférieure mais une plus longue durée de temps T2A. En réponse a la tension aux bornes de l'enroulement W5, le transistor sera rendu 30 conducteur pour une période d'espace de tension zéro de T1A et sera commuté au blocage pour une période de repère de T2A, pendant laquelle la tension E+ sera appliquée à l'intégrateur I. Ainsi qu'on peut le voir en comparant la forme d'onde F pendant le temps t2 à t5 avec le temps to-tl, la valeur intégrée 35 VIA de la forme d'onde durant, le temps t2 à t5 est supérieure à la valeur VIR durant le temps toâ tl, ainsi que le montre la courbe G. La sortie de l'intégrateur I, à la plus haute valeur VIA, 71 22842 -9- 2096459 par rapport à la sortie VIR en cas d'absence de courant, est appliquée à l'amplificateur différentiel DA lequel la compare avec la valeur de référence qui reste la valeur VIR; par suite l'amplificateur différentiel DA produit une sortie égale à la différence 5 existant entre VIA et VIR, différence représentée par la courbe H de la Figure 3 comme étant la valeur VDA. Le signal VDA a une polarité positive et par suite indique que le courant est appliqué à l'enroulement W6 par l'entrée courant continu A, et qu'il a une valeur VDA émise par l'amplificateur différentiel DA» 10 En prenant l'inverse de la situation que l'on vient de décrire selon laquelle l'entrée A courant continu applique un courant dans l'extrémité avec point de l'enroulement W6, on supposera maintenant que le courant est appliqué en sens inverse et sort de l'extrémité avec point de l'enroulement W6. Dans cette 15 condition, une tension plus faible sera appliquée à l'enroulement Wl qu'à l'enroulement W2 de sorte qu'une plus faible tension sera induite durant le demi-cycle positif aux bornes de l'enroulement W5, durant plus longtemps que la plus forte tension négative induite dans l'enroulement W5 pendant une plus courte durée. La 20 période de conduction du transistor Q3 sera donc plus longue que sa période de blocage, ce qui diminuera la sortie de 1'intégrateur I à une valeur inférieure à la valeur de référence VIR. Par suite la valeur de référence appliquée à l'amplificateur différentiel DA sera plus forte que la valeur qui lui est fournie par l'intégra-25 teur I, ce qui lui fera produire une tension de sortie négative indiquant le sens inverse de passage du courant dans l'enroulement W6, d'une valeur correspondant à la valeur du courant passant dans ce dernier. La Sortie H de l'amplificateur différentiel DA peut être 30 utilisée à diverses fins y compris le contrôle du courant passant dans une charge telle que l'induit d'un moteur à courant continu; elle peut également être utilisée comme indication d'une surcharge de la charge. De plus, la sortiè H peut être utilisée à d'autres fonctions de commande dans lesquelles une sortie de courant cor-35 respondant en valeur et polarité à un courant détecté est requise, ainsi également que l'isolement par rapport au courant détecté. La forme de réalisation représentée à la Figure 1 peut 71 22842 -10- 2096459 être utilisées à des fins par ailleurs difficiles à réaliser, dans lesquelles l'isolement électrique est requis entre divers signaux d'entrée et de sortie. Par exemple, on supposera que l'on désire comparer un courant continu fourni par l'êntrée A avec un 5 courant continu fourni par l'entrée B. La comparaison peut être soit l'addition soit la soustraction algébrique du courant fourni aux enroulements respectifs W6 et W7 par les entrées A et B. Si par exemple le courant appliqué par les entrées A et B doit présenter une différence considérable ce qui exige entre celles-ci 10 un isolement électrique, par un choix correct du nombre de tours des enroulements respectifs W6 et W7 selon la relation appropriée pour les valeurs de courant prévues, on peut utiliser le circuit de la Figure 1 pour faire produire à l'amplificateur différentiel DA une sortie indiquant la somme algébrique des courants appliqués 15 aux enroulements W6 et ÏÏ7. On supposera donc, par exemple, que l'on désire faire produire h l'amplificateur différentiel DA une sortie indiquant le courant passant dans l'enroulement W6 moins le courant passant dans l'enroulement 7. On supposera en outre, que le courant appli-20 qué à l'enroulement W6 est typiquement approximativement dix fois celui appliqué a l'enroulement W7. Dans ces conditions, le nombre de tours utilisé pour l'enroulement W7 doit être choisi de dix fois celui de l'enroulement W6. Par suite pour la soustraction de ces courants, l'entrée A de courant continu doit appliquer le 25 courant dans l'extrémité avec point de l'enroulement W6, et l'entrée B doit fournir un courant sortant de l'extrémité avec point de l'enroulement W7. Dans les conditions supposées, lorsque le courant dans l'enroulement W6 est de dix fois celui passant dans l'enroulement W7, il existe un état zéro puisque l'intensité ma-30 gnétique (ampères-tours) produite par le courant dans l'enroulement W6 est compensée par l'intensité magnétique due au courant passant dans l'enroulement W7 dont le nombre de tours est dix fois supérieur. Par suite, l'amplificateur différentiel DA produit en H une sortie zéro. Lorsque le courant dans l'enroulement W6 excè-35 de dix fois la valeur dans l'enroulement W7, l'amplificateur différentiel DA produit une sortie positive, et inversement une sortie négative est produite quand le courant est inférieur à dix fois. 71 22842 -ii- 2096459 Un tel dispositif d'addition/soustraction a pour avantage de permettre, par un choix correct du rapport de tours, l'addition ou la soustraction de forts courants avec des courants de faible niveau. En outre, le dispositif assure l'isolement par 5 transformateur de sorte qu'il n'est pas nécessaire de connecter directement les signaux à additionner électriquement. De plus, le dispositif est linéaire à partir d'un courant d'entrée zéro, selon la précédente discussion. Une autre importante application de l'invention repré-10 sentée à la Figure 1, est celle d'équilibrage de charge entre des alimentations d'énergie courant continu ayant différentes caractéristiques de sortie. Par exemple, on supposera que l'entrée A et que l'entrée B de courant continu sont des sources d'alimentation, que l'on désire connecter leuïs sorties en parallèle, et que la 15 caractéristique de courant de l'alimentation A soit dix fois celle de l'alimentation B. L'application de la forme de réalisation de la Figure 1 permet d'équilibrer les charges alimentées par chacune des sources A et B selon leurs caractéristiques correspondantes. L'enroulement W7 alimenté par l'entrée B en courant continu sera 20 pourvu d'un rapport de tours de 10 à 1 par rapport à l'enroulement W6. De plus, l'entrée B devra être connectée de telle sorte que le courant sorte de son extrémité avec point quand le courant passe dans l'extrémité avec point de l'enroulement W6 afin d'effectuer ainsi une soustraction des intensités magnétiques produites par 25 le passage du courant dans les enroulements respectifs W6 et W7. Quand l'entrée A applique le courant selon le rapport de 10 à 1 par rapport à l'entrée B, la sortie H de l'amplificateur différentiel DA est zéro. Si la sortie H est positive, ceci indique que le courant dans l'enroulement W6 est supérieur au rapport 10 à lo 30 La sortie H peut être utilisée soit pour diminuer la sortie de l'entrée A courant continu, soit pour augmenter la sortie de l'alimentation B. Inversement, lorsque la sortie H est négative elle indique que le rapport de courant entre les enroulements W6 et W7 est inférieur à 10 à 1, exigeant une augmentation de la sortie A 35 ou une diminution de la sortie B. La Figure 4 représente une version à boucle fermée du dispositif de la Figure 1, lorsqu'on désire contrôler le courant 71 22842 -12- 2096459 dans l'enroulement W6, et à laquelle le montage spécifique de l'intégrateur I et de l'amplificateur différentiel DA est représenté. Le circuit de l'oscillateur RO est identique a celui représenté à la Figure 4, ainsi que la forme de réalisation du trans-5 formateur TF1 sauf que l'enroulement W7 est alimenté par la sortie de l'amplificateur différentiel DA. L'intégrateur I représenté comprend une résistance RIO et une capacité Cl. La résistance RIO est shuntée par une diode DIO. Une extrémité de la résistance RIO est connectée au collec-10 teur du transistor de commutation Q3 et son autre extrémité est connectée à la capacité Cl dont l'autre extrémité est connectée à la ligne commune G, La sortie de l'intégrateur est prise au point de jonction de la résistance RIO et de la capacité Cl, et appliquée à la base d'un transistor Q4 qui constitue un des élé-l5 ments actifs de l'amplificateur différentiel DA. Lorsque le transistor Q3 est non conducteur, la capacité Cl est chargée par la ligne E+ par l'intermédiaire de la résistance R9 et de la diode DIO. Quand le transistor Q3 entre en cohduc-tion, la capacité Cl se décharge par la résistance RIO et le cir-20 cuit collecteur-émetteur du transistor Q3. Les résistances R9 et RIO ainsi que la capacité Cl sont choisies de manière que, sur un cycle donné de fonctionnement, une tension nette soit développée aux bornes de la capacité Cl, tension indiquée comme étant la tension VI. Lorsque les périodes de conduction et de blocage du 25 transistor Q3 sont égales, et qu'aucun courant n'est appliqué à l'enroulement W6, la tension fournie par l'intégrateur I est la tension de référence VIR, représentée par la courbe G de la Figure 3, Quand un courant est appliqué à l'enroulement W6, la tension VI varie par rapport à la valeur de référence VIR, selon la valeur 30 et le sens du courant passant dans l'enroulement W6. Par suite, si le transistor Q3 est bloqué pendant une durée dépassant celle de sa conduction, ainsi que représenté au cours du temps t2-t5 de la courbe F de la Figure 3, la capacité Cl se charge à une tension plus élevée, telle que la valeur VIA représentée par la courbe G 35 de la Figure 3. Inversement, si le transistor Q3 est bloqué pendant une durée plus courte que celle de sa conduction, la capacité Cl se charge à une tension inférieure à la tension de référence 71 22842 -13- 2096459 VIR, de sorte que le temps de charge de la capacité Cl est plus court que son temps de décharge. Dans l'amplificateur différentiel DA, le dispositif complémentaire du transistor Q4 est un transistor Q5. Les émetteurs 5 des transistors Q4 et Q5, sont connectés en commun et une résistance Rll d'émetteur est connectée entre cette connexion commune et la ligne commune G. Le collecteur du transistor Q4 est connecté à la ligne E+ par l'intermédiaire d'un diviseur de tension comprenant une résistance R12 et une résistance R13. Le collecteur du 10 transistor Q5 est connecté à la ligne E+ par l'intermédiaire d'un circuit diviseur de tension comprenant une résistance R14 et une résistance R15. Des capacités de filtrage C2 et C3 sont connectées cespectivement entre les électrodes de base et de collecteur des transistors Q4 et Q5» 15 La base du transistor Q5 est connectée a la prise d'un potentiomètre PI qui fait partie du circuit diviseur de tension comprenant une résistance R16 connectant l'extrémité supérieure du potentiomètre PI à la ligne E+ ainsi qu'une résistance R17 et une diode DU (pour compensation de température) connectant l'ex-20 trémité inférieure du potentiomètre PI a la ligne commune G. Afin d'amplifier la sortie des transistors Q4 et Q5, des transistors Q6 et Q7, de type PNP sont respectivement utilisés. La base du transistor Q6 est connectée à la jonction entre les résistances R12 et R13 du circuit de collecteur du transistor Q4, 25 l'émetteur du transistor Q6 étant connecté à la ligne E+ et son collecteur étant connecté par l'intermédiaire d'une résistance R18 à la ligne commune G. La sortie amplifiée est alors prélevée au collecteur du transistor Q6. De même, la base du transistor Q7 est connectée à la jonction des résistances R14 et R15. Son émet-30 teur est connecté à la ligne E+ et son collecteur est connecté au moyen d'une résistance R19 à la ligne commune G, la sortie amplifiée apparaissant au collecteur du transistor Q7. Le collecteur du transistor Q6 est connecté à l'extrémité sans point de l'enroulement W7 et le collecteur du transistor Q7 est connecté par l'inter-35 médiaire d'une résistance R20 a une extrémité d'un ampèremètre courant continu ADC dont l'autre extrémité est connectée à l'extrémité avec point de l'enroulement W7. La tension différentielle de 71 22842 -14- 2096459 sortie VD apparaît donc entre le collecteur du transistor Q6 à la borne TA et le point de jonction de la résistance R20 et de 1*ampèremètre ADC à la borne TB. Dans des conditions équilibrées, en l'absence d'applica-5 tion de courant à l'enroulement W6; et une tension de référence VIR étant appliquée à la base du transistor Q4, le potentiomètre PI à la base du transistor Q5 est réglé de manière que la tension différentielle VD de sortie de l'amplificateur, produise une sortie zéro, 10 Si l'on applique maintenant un courant continu dans ^ex trémité avec point de l'enroulement W6, ainsi que représenté à la courbe D de la Figure 3, de telle sorte que la tension appliquée à la base du transistor Q4 augmente au-dessus de la valeur de référence VIR a une valeur VIA, le transistor Q4 laisse passer da-15 vantage de courant que le transistor Q5, par suite le transistor Q6 laisse passer plus de courant et développe une plus forte tension aux bornes de la résistance R18 par rapport à la tension développée à la borne TB. Avec la borne TA positive par rapport à la borne TB, le courant est appliqué dans l'extrémité sans poiht 20 de l'enroulement W7 et passe par l'ampèremètre ADC de la borne TA à la borne TB. La valeur de cette tension est une fonction directe de la tension de sortie VD de l'amplificateur différentiel, développée entre les bornes TA et TB. Un graphique du courant passant dans l'enroulement d'en-25 trée W6 par rapport à celui passant dans l'enroulement de sortie W7 est représenté à la Figure 5. Le graphique de la Figure 5 montre que, à mesure de l'augmentation du courant d'entrée 16 dans le sens positif (c'est-à-dire dans l'extrémité avec point de ^enroulement W6),le courant de sortie 17 dans 1*enroulement W7 aug-30 mente de manière linéaire dans le sens négatif (c'est-à-dire sort de son extrémité avec point). La linéarité continue jusqu'à l'origine au courant d'entrée zéro et au courant de sortie zéro, produit en réponse à celui-ci. L'ampèremètre ADC indique la valeur du courant de sortie 17 ainsi que le sens de passage de ce courant. 35 On peut donc s'assurer rapidement de la valeur et du sens du courant 16 contrôlé. En cas d'inversion du courant d'entrée 16 dans l'enroule 71 22842 -15- 2096459 ment W6 de telle sorte que le courant passe maintenant dans le sens inverse sortant de l'extrémité avec point de l'enroulement W6, la tension appliquée au transistor Q4 de l'amplificateur différentiel DA serait inférieure à la tension de référence appliquée 5 à la base du transistor Q5; par suite la borne TB deviendrait positive par rapport à la borne TA. En réponse a une tension plus positive à la borne TB, le courant passerait maintenant de la borne TB par l'ampèremètre ADC dans 1'extrémité avec point de l'enroulement W7. Ainsi que représenté au graphique de la 10 Figure 5, lorsque le courant d'entrée 16 augmente dans le sens négatif, le courant de sortie 17 augmente dans le sens positif d'une manière linéaire à partir du point d'origine« On voit donc que la valeur aussi bien que le sens sont mesurés par l'ampèremètre ADC, la valeur mesurée étant directement 15 proportionnelle au courant d'entrée 16 à mesurer„ Le courant de sortie 17 pourrait naturellement être utilisé a des fins de commande, par exemple à la protection contre les surcharges et pour produire une sortie directement proportionnelle en réponse à un courant d'entrée électriquement isolé a contrôler. 71 22842 -16- 2096459 REVENDICATIONS 1. Dispositif de détection de la valeur et du sens d'un courant continu, comprenant : un transformateur dont le noyau magnétique est constitué d'une matière saturable, et pourvu d'en-5 roulements primaires et secondaires ainsi que des moyens pour appliquer le courant cohtinu à détecter à celui choisi des enroulements secondaires, dispositif caractérisé par le fait qu'il comprend un circuit oscillateur couplé par l'intermédiaire des enroulements primaires pour oscillation avec des durées de repère 10 et d'espace pratiquement égales en l'absence du courant continu à détecter; des moyens répondant à ces durées de repère et d'espace pour produire un signal ayant une valeur prédéterminée lorsque ces durées sont pratiquement égales et dont la valeur et le sens diffèrent de cette valeur prédéterminée selon la valeur et 15 le sens de l'inégalité entre ces durées de repère et d'espace, respectivement; et des moyens pour comparer le signal avec un signal de référence produisant une sortie de comparaison, en réponse a ce dernier, indiquant la valeur et le sens du courant continu à détecter. 20 2. Dispositif selon revendication 1 caractérisé par le fait que le moyen répondant aux durées de repère et d'espace comprend un autre de ces enroulements secondaires répondant à ces durées, un intégrateur pour intégrer l'entrée qui lui est appliquée, et un dispositif de couplage de cet autre enroulement 25 pour produire l'entrée appliquée à l'intégrateur de manière que ce dernier produise le signal appliqué au moyen de comparaison. 3. Dispositif selon revendication 2 caractérisé par le fait que cet autre enroulement produit des sorties de polarités opposées respectivement en répohse à ces durées de repère et d*es- 30 pace de l'oscillateur, et le dispositif de couplage consiste en un dispositif de commutation ayant pour fonction d'entrer en conduction ou de passer au blocage en réponse aux sorties de polarités opposées respectivement de cet autre enroulement. 4. Dispositif selon l'une quelconque des revendications 35 1 à 3, caractérisé par le fait que le moyen de comparaison consiste en un amplificateur différentiel destiné à recevoir ce signal comme une entrée et le signal de référence comme autre entrée afin de 71 22842 -17- 2096459 produire une sortie de comparaison selon la différence existant entre ces signaux. 5. Dispositif selon l'une quelconque des revendications 1 à 4, caractérisé par le fait que le courant continu à détecter 5 est constitué par la somme algébrique d'une première et d'une seconde composantes, ces première et seconde composantes sont appliquées à un premier et à un second de ces enroulements secondaires choisis, respectivement. 6. Dispositif selon revendication 5, caractérisé par le 10 fait que le rapport de tours entre ces premier et second enroulements est choisi de manière à obtenir des durées de repère et d'espace égales lorsque ces première et seconde composantes ont le même rapport que ce rapport de tours. 7. Dispositif selon revendication 5 ou 6, caractérisé 15 par le fait que les première et seconde composantes sont respectivement appliquées par une première et une seconde source d'alimentation courant continu, et la sortie de comparaison indique le degré de déséquilibre entre ces première et seconde sources de courant continu. 20 8. Dispositif selon l'une quelconque des revendications 1 à 7, caractérisé par le fait que le transformateur comprend un enroulement de rétroaction, et l'agencement est pourvu de moyens pour appliquer un signal courant continu de rétroaction à l'enroulement de rétroaction en réponse à la sortie de comparaison, les 25 enroulements choisis et de rétroaction sont bobinés de telle sorte que le flux amgnétique produit dans cet enroulement en réponse au courant continu à détecter et le courant de rétroaction se compensent pratiquement. 9. Dispositif selon revendication 8, caractérisé par 30 le fait qu'il comprend un dispositif pour mesurer ce courant continu de rétroaction afin de donner une indication du sens et de la valeur du courant continu à détecter.