i 2100758 La présente invention concerne d'une façon générale le traitement des signaux et, plus particulièrement, un procédé et un dispositif permettant d'obtenir la convolution et la corrélation des signaux. 5 Mathématiquement, comme expliqué en détail dans le chapitre 3 de l'ouvrage de Bracewell concernant la transformation de Fourier et ses applications ("The Fourier Transform And Its Applications", 1965), la corrélation de deux fonctions du temps f(t) et g(t) est définie par la relation : 10 Cr = / f ( t ) g ( t -t) dT ( 1 ) et la convolution correspond elle-même à la relation inversée par rapport au temps et définie par : Cn = / f ( t ) g(t- T)dr (2) Dans chacune de ces équations, t représente le décalage dans le 15 temps d'une fonction par rapport à l'autre. Par conséquent, l'évaluation mathématique de l'une ou l'autre des opérations peut être considérée comme un processus au cours duquel, en premier lieu les deux fonctions subissent l'une par rapport à l'autre une translation dans le temps selon une valeur spécifiée t, en 20 second lieu le produit des fonctions translatées est effectué, et finalement ce produit est intégré. Il est évident que le processus mathématique peut être réalisé matériellement si l'on peut s'arranger pour que deux signaux subissent les trois étapes du processus, c'est-à-dire la translation, la multiplication et l'intégra-25 tion. D'une manière relativement complexe, la fonction de corrélation a été réalisée matériellement dans un certain nombre de cas, dont on trouve une application bien connue dans les radars dénommés "radars à corrélation" dans lesquels la corrélation croisée 30 du signal émis avec le signal réfléchi, qui est une réplique retardée dans le temps du signal émis, est définie plus particulièrement par l'équation : Ce = / f(T) f( t -t)dT (3) Dans cette formule, la valeur de t constitue alors le temps mis 35 par l'onde du radar pour atteindre la cible et revenir. On s'est rendu compte que le processus à corrélation croisée constitue une mesure de la cohérence existant entre les signaux émis et reçus et qu'il présente par conséquent line grande importance dans la 71 21431 2 2100758 résolution d'un problème essentiel rencontré dans le fonctionnement de tous les radars, c'est-à-dire la détection du signal reçu par rapport à des bruits de fond. Un certain nombre de récepteurs de radars à corrélation croi-5 sée ont été étudiés et ils utilisent dans la plupart des cas des techniques analogiques et numériques. Par exemple, selon une technique bien connue, on couple le signal d'entrée à un calculateur numérique par l'intermédiaire d'un convertisseur analogique-numérique et ce calculateur est programmé de façon à effectuer la 10 corrélation croisée des deux signaux point par point et à les extraire par rapport au bruit de fond. Ce processus nécessite pour le calculateur une mémoire dont la capacité puisse être modifiée et un temps d'utilisation relativement important. Par conséquent, en plus de la complexité des installations de ce type, la fonc-15 tion de corrélation n'est pas disponible immédiatement, c'est-à-dire que cette fonction n'est pas effectuée d'une façon sensiblement simultanée ou, en d'autres termes, en temps réél. Plus communément, les radars à corrélation utilisent un dispositif dénommé "filtre adapte" tel que celui mentionné dans le 20 chapitre 9 de l'ouvrage de Skolnik concernant les systèmes radars ("Introduction To Radar Systems", 1962), en même temps que les détecteurs à corrélation croisée mentionnés ci-avant, et comme étudié plus en détail dans le numéro sur les filtres adaptés des comptes-rendus de la Société Américaine des Ingénieurs 25 Radio-électriciens ("Institution of Radio Engineers") consacrés à la théorie de l'information (Volume IT-6, Juin 1960), le filtre adapté étant essentiellement constitué par un filtre conçu de sorte que son signal de sortie soit proportionnel à la "corrélation" du signal avec lui-même. En ce qui concerne la conception 30 des filtres adaptés, des problèmes apparaissent évidemment avec les formes d'ondes à modulation complexe telles que la forme d'onde de bruit utilisée pour éviter les techniques de contre-mesure ou de brouillage électronique. Cependant, d'autres formes d'ondes à modulation élaborée présentent également des problèmes 35 en ce qui concerne l'utilisation des filtres adaptés. Par exemple, si comme il est fréquent deux impulsions radars sont émises d'une manière séquentielle par l'émetteur radar avec des caractéristiques de modulation différentes, deux filtres adaptés sont 71 21431 3 2100758 évidemment nécessaires pour obtenir une détection suffisante, l'un des filtres étant adapté pour la première impulsion et l'autre étant adapté pour la. seconde impulsion. En dépit du"fait que cette complexité et d'autres diffi-5 cultés pratiques du type mentionné précédemment existent réellement dans les radars à corrélation, les processus à convolution et corrélation sont considérés comme de puissants outils dans le traitement et l'analyse des signaux et, outre leurs utilisations déjà mentionnées dans les radars. Messieurs Lee 10 et Weisner ont utilisé la corrélation croisée dans la caracté-risation ou la mise en évidence des systèmes linéaires présentés dans leur étude sur la théorie statistique de la communication ("Statistical Theory of Communication"), et d'autres chercheurs ont appliqué la corrélation croisée à l'analyse des ondes du 15 cerveau, à l'analyse des vibrations et dans un grand nombre d'applications pour lesquelles la comparaison des deux signaux fournit des données utiles, particulièrement si ces données peuvent être extraites et présentées sensiblement simultanément aux chercheurs. 20 D'une manière générale, l'invention a pour but de permettre la création d'un procédé et d'un appareil offrant la possibilité de réaliser la convolution et (ou) la corrélation des signaux en temps réel et d'une manière relativement simple, en utilisant l'interaction acoustique non linéaire des signaux dans un milieu 25 piézo-électrique. Selon l'invention, les trois stades correspondant à la translation, à la multiplication et à l'intégration sont réalisés en introduisant les deux signaux dans le milieu piézo-électrique d'une manière particulière et définie de façon précise, grâce à 30 l'application de signaux électromagnétiques convenables à ce milieu. Les vitesses de phases des deux signaux qui se propagent à •Çravers le milieu piézo-électrique sous la forme d'ondes acoustiques modulées sont dont différentes de manière à obtenir le stade de translation nécessaire. Par exemple, dans un cas particulier de 35 corrélation, le premier signal est introduit à un instant donné avec une vitesse de phase prédéterminée et le second signal est introduit à un instant ultérieur mais avec une vitesse de phase plus élevée de façon à rattraper le premier signal pendant la 71 21431 4 2100758 période de propagation de ces signaux dans le milieu. En outre, dans un cas particulier de convolution, les deux signaux sont introduits au niveau des extrémités opposées du milieu de manière à se rencontrer pendant leur propagation à travers ce dernier et 5 de manière à fournir de nouveau le stade de translation sous la forme d'une inversion dans le temps comme cela est nécessaire pour réaliser les conditions correspondant à la définition de la convolution. Le second stade correspondant à la multiplication est obtenu 10 par l'intermédiaire du mécanisme bien connu du couplage paramétrique qui stipule en bref que si les phases des signaux sont accordées et que simultanément le principe de la conservation de la fréquence est observé, il en résulte une interaction non linéaire des ondes acoustiques qui provoque ou induit une pola-15 risation électrique proportionnelle au produit des deux fonctions de modulation des ondes acoustiques. Le troisième stade, c'est-à-dire l'intégration, est obtenu facilement à l'aide de techniques connues destinées à commander ou attaquer un circuit externe à l'aide de la polarisation in-20 duite. Par exemple, si l'on utilise des signaux hyperfréquences d'une manière telle qu'aucune variation spatiale de la polarisation n'apparaît, la polarisation induite peut être utilisée pour commander un mode de fonctionnement approprié d'une cavité hyper-fréquence. Dans le cas de la convolution, cette cavité serait 25 accordée sur la somme des fréquences des deux signaux alors qu'au contraire, dans le cas de la corrélation, la cavité serait accordée sur le signal de corrélation qui constituerait la fréquence de différence ou fréquence différentielle en fonction du principe de la conservation de la fréquence dans l'interaction 30 paramétrique, comme indiqué précédemment. Si, à titre de variante, les ondes acoustiques sont couplées paramétriquement de sorte que la polarisation induite D présente un vecteur de propagation résultant, le circuit externe peut alors être agencé, par exemple, sous la forme d'une ligne se présentant 35 comme une bande conformée de manière convenable de façon à permettre le couplage avec le signal électromagnétique de sortie polarisé en cours de propagation. 71 21431 5 2100758 Soit sous la forme cavité, soit sous la forme onde progressive, le circuit de sortie externe peut avoir sa fonction inversée et servir d'entrée pour un signal qui, par l'intermédiaire du couplage paramétrique approprié effectué dans le milieu piézo-5 électrique avec un second signal (acoustique), peut produire essentiellement un fonctionnement inverse du processus convolution-corrélation, de manière à fournir un signal de sortie, par exemple, au niveau d'une extrémité du milieu piézo-électrique. D'une manière générale, l'invention est matérialisée dans un 10 procédé de traitement des signaux caractérisé en ce qu'il comprend un stade de propagation d'une première onde acoustique à travers un milieu piézo-électrique et à une vitesse de phase prédéterminée, la propagation d'une seconde onde acoustique à travers le même milieu et à une vitesse de phase différente, les deux 15 ondes étant introduites et transmises d'une manière telle que les conditions de coïncidence de phase et de conservation de la fréquence soient remplies de façon à obtenir une interaction paramétrique non linéaire grâce à laquelle l'énergie induite peut être extraite de manière à fournir les données de sortie. 20 Les ondes acoustiques peuvent être de,n'importe quel type connu, tel que des ondes de volume, des ondes de surface, des ondes de flexion, des ondes de torsion, des ondes dénommées "ondes de Love" ou des ondes similaires. Les caractéristiques générales du procédé de traitement des 25 signaux décrit, qui met en oeuvre l'interaction non linéaire des ondes acoustiques dans un milieu piézo-électrique, lui permettent de se prêter à une grande variété d'applications. Par exemple et comme cela sera expliqué en détail ci-après, aucun signal de sortie n'est observé à moins que les conditions du couplage para-30 métrique soient remplies. Du fait des conditions concernant la conservation de la fréquence, si un signal connu est introduit dans un milieu piézo-électrique, un second signal inconnu ne détermine l'apparition du processus que si ce dernier signal présente à son tour une fréquence délimitée d'une manière précise. 35 Par conséquent, l'application immédiate du mécanisme à un filtre à bande passante étroite paraît évidente. De plus, du fait de la nécessité de la coïncidence de phase, indépendamment de la complexité des signaux introduits, un signal 71 21431 6 2100758 de sortie ne sera obtenu que lorsque cette condition est également remplie d'une manière non ambiguë, ce qui permet par exemple la détection précise d'un signal radar réfléchi qui autrement est obscurci ou occulté par un bruit afférent. 5 De plus, en ce qui concerne les systèmes radars dans lesquels on utilise des impulsions présentant des trames ou modèles de modulation différents, la nécessité d'utiliser plusieurs filtres adaptés est éliminée du fait qu'un certain nombre de signaux connus peuvent être appliqués à travers le milieu piézo-électrique 10 pour permettre la comparaison avec les signaux réfléchis, ce qui simplifie la détection des signaux radars complexes. En extrapolant, la possibilité d'introduire un certain nombre de signaux connus dans le milieu piézo-électrique de manière à permettre la comparaison avec des signaux inconnus conduit à 15 l'une des applications évidentes du procédé selon l'invention concernant lin type de détermination eu ô ' identification des échantillons ou modèles dans lequel,, par essence, un certain nombre de modèles connus peuvent être coirparés avec un modèle inconnu incident de sorte que, grâce à 1 'utilisation du mécanisme de corréla-20 tion, il soit possible d'établir une identification sans ambiguïté du modèle du signal inconnu. De plus, si l'on introduit un certain nombre de circuits de sortie séparés le long d!on milieu piézo-électrique, on peut introduire une série d'impulsions courtes et séparées d'une manière 25 équivalente au niveau de l'une des extrémités du milieu de manière à obtenir un échantillonnage de la forme d'onde d'un signal inconnu présentant une durée plus importante et introduit au niveau de l'extrémité opposée du milieu. Un certain nombre d'applications supplémentaires se présentent 30 immédiatement à l'esprit mais il est à noter que, dans chaque cas, la vitesse relativement lente des ondes acoustiques rend possible de réaliser les opérations de convolution ou de corrélation dans un cristal piézo-électrique présentant des dimensions convenant parfaitement pour des signaux ayant une durée de plusieurs micro-35 secondes, les résultats des opérations étant immédiatement disponibles pour le chercheur ou l'utilisateur. Non seulement les résultats sont disponibles en temps réel mais ils sont disponibles grâce à l'utilisation d'un ensemble à structure relativement simple 71 21431 7 2100758 et peu coûteuse par comparaison avec le filtre adapté déjà mentionné ou avec d'autres équipements de détection de la corrélation. La description qui va suivre, faite en regard des dessins 5 annexés, donnés à titre non limitatif, permettra de mieux comprendre 1'invention. La fig. 1 est une représentation schématique en perspective d'un ensemble constituant un mode de réalisation de l'invention permettant de mener à bien une opération de convolution. 10 La fig. 2 est un diagramme fréquence-propagation permettant de mieux comprendre le fonctionnement de l'ensemble visible sur la fig. 1. La fig. 3 est une représentation schématique similaire à celle de la fig. 1 et correspondant à un ensemble agencé de 15 manière à permettre de réaliser une opération de corrélation. La fig. 4 est un diagramme fréquence-propagation similaire à celui visible sur la fig. 2 et permettant de mieux comprendre les principes de fonctionnement de l'ensemble visible sur la fig. 3. 20 La fig. 5 est une représentation schématique en perspective d'un ensemble agencé de façon à permettre le couplage de sortie d'une onde progressive. L.a fig. 6 est un diagramme fréquence-propagation similaire à ceux visibles sur les fig. 2 et 4 et permettant de mieux compren-25 dre le fonctionnement de l'ensemble visible sur la fig. 5. La fig. 7 est une représentation schématique longitudinale d'un ensemble permettant d'effectuer l'échantillonnage de la forme d'onde d'une onde acoustique. La fig. 8 est une représentation en perspective d'un ensemble 30 utilisant le mécanisme de convolution comme filtre à bande passante. La fig. 9 est un diagramme représentant les caractéristiques de la bande passante du filtre visible sur la fig. 8. La fig. 10 est une représentation schématique sous forme de 35 blocs montrant une application de l'invention à un système radar. La fig. 11 est une autre représentation schématique sous forme de blocs montrant une application de l'invention à un système d'identification d'une trame ou modèle. 71 21431 8 2100758 Le procédé de traitement des signaux selon l'invention peut être utilisé plus particulièrement pour réaliser une opération de convolution de la manière représentée schëmatiquement sous la forme de l'ensemble visible sur la fig. 1, dans lequel deux 5 signaux électromagnétiques.d'entrée SI et S2, qui peuvent être constitués par des signaux hyperfréquences modulés, sont respectivement appliqués, par l'intermédiaire de transducteurs ou transmetteurs convenables désignés généralement par 10 et 12, aux extrémités opposées d'un cristal piézo-électrique 14 10 de manière à produire deux ondes acoustiques à rotation rapide désignées par A^^ et A2 et se propageant en opposition le long de ce qui peut être dénommé l'axe X du cristal. Il apparaît immédiatement à l'évidence que la propagation opposée des deux ondes acoustiques A^ et A2 fournit la translation des 15 signaux qui est nécessaire pour le premier stade de l'évaluation de l'équation de convolution (2). Pour réaliser le second stade de l'évaluation, c'est-à-dire le stade de la multiplication, les relations de fréquence et de phase des deux ondes acoustiques A^ et A2 sont choisies de 20 telle sorte que soient remplies les conditions permettant le couplage paramétrique, c'est-à-dire la coïncidence de phase (k.^ + k2 = kp) , expression dans laquelle k qui correspond au vecteur de propagation est égal à la fréquence o» divisée par la vitesse acoustique v, et la conservation de fréquence 25 + U2 = "p^' mani^re expliquée en détail dans le cha pitre 5 de l'ouvrage de W.H. Louisell concernant le mode couplé et l'électronique paramétrique ("Coupled Mode and Parametric Electronics", 1960). Plus particulièrement, si l'on se réfère au diagramme fréquence-propagation visible sur la fig. 2 en ce qui 30 concerne le processus de convolution, la première onde acoustique A constitue une onde progressive directe (k ) présentant X s une fréquence u , alors que la seconde onde acoustique est une onde progressive inverse ou rétrograde (~k ) présentant la même fréquence Même si les vitesses de phase des deux ondes, 35 qui sont représentées par les angles des vecteurs des ondes et A2 sur la fig. 2, présentent la même valeur absolue, elles sont "différentes" en ce sens que l'une est négative et que l'autre est positive, de sorte que la translation requise apparaît. 71 21431 9 2100758 En introduisant ces valeurs dans l'équation paramétrique correspondant à la coïncidence de phase, on obtient kg + (~kg) = 0 et ensuite oj + u = 2 ai qui fournit les valeurs spécifiques S S s de la conservation de la fréquence. Du fait que k^ = O, il 5 n'existe aucune variation spatiale dans le déplacement ou la polarisation électrique de sortie D des ondes combinées paramé-triquement (c'est-à-dire qu'on a une vitesse nulle) et on obtient une fréquence qui est la somme des fréquences des ondes d'entrée, c'est-à-dire que = 2 (iis, comme le montre la fig. 2. 10 La fonction de multiplication mentionnée est obtenue par l'intermédiaire de l'interaction non linéaire des ondes acoustiques A^ et A2, de sorte que le déplacement ou la polarisation D est proportionnelle au produit des amplitudes de contrainte ou de déformation et S2 des ondes acoustiques modulées en 15 amplitude et est dirigée le long de l'axe Z du cristal d'un bout à l'autre de son volume total comme le montrent les flèches D visibles sur la fig. 1. Ce résultat découle de l'effet parfaitement connu selon lequel la polarisation ou le déplacement D est une fonction à la fois du champ électrique E et de la con-20 trainte ou déformation S et peut être représenté, dans une notification simplifiée (non tensorielle), par l'équation suivante : D=B(S1+S2)+C(E1+E2)+F(E1+E2)2+G(E1+E2)(S1+S2)+ |(SX+S2)2 (4) dans cette équation B, C, F, G et K sont des constantes, E^ et E2 correspondent aux champs électriques et 25 et S2 sont les amplitudes de contrainte ou de déformation des deux ondes acoustiques A^ et A^. Les deux premiers termes de l'équation sont linéaires, le troisième terme est le coefficient électro-optique qui lie la variation de la constante diélectrique au champ électrique, et le quatrième terme est la 30 constante photo-élastique qui lie la variation ou modification apparaissant dans le diélectrique à la contrainte ou déformation. Le cinquième terme, qui est le terme critique pour l'opération selon l'invention, est lié à la variation de la vitesse du son par rapport au champ électrique, comme expliqué en détail dans 35 l'ouvrage de W.P. Manson, concernant les cristaux piézoélectriques et leurs applications aux ultrasons ("Piezoelectric Crystals and Their Applications to Ultrasonics", 1950, page 463). 71 21431 10 2100758 Dans le cas considéré ici, E^ et E2 sont nuls, de sorte que seul le cinquième terme présente de l'intérêt et l'équation précédente peut se ramener à l'équation phénoménologique simple : D = KS1S2 (5) 5 On se rend compte que D est proportionnel au produit des amplitudes de contrainte ou de déformation et S2 et, dans le cas correspondant par exemple à des ondes acoustiques à rotation rapide se propageant le long de l'axe X du niobate de 2 lithium, la constante K a une valeur de 10 coulombs/m de 10 sorte que la polarisation électrique D est obtenue avec des amplitudes de contrainte ou de déformation d'entrée de l'ordre de 10 ^ (watt/cm2). Pour réaliser le troisième stade du processus, c'est-à-dire l'intégration, le produit des deux amplitudes de contrainte ou 15 de déformation S.^ et S2 est sommé au fur et à mesure que les deux signaux et S2 subissent une translation l'un par rapport à l'autre. Si l'on choisit un fonctionnement pour des hyperfréquences et que D ne présente aucune variation spatiale comme expliqué ci-avant, le circuit résonnant de sortie peut 20 constituer une cavité hyperfréquence 16 couplée à un guide d'ondes de sortie 18. Comme expliqué par Harrington dans le chapitre 8 de son ouvrage concernant les champs électromagnétiques à harmoniques dans le temps ("Time-Harmonie Eiectromagne-tic Fields", 1961), la puissance de sortie P qui est rayonnée 25 dans un guide d'ondes couplé, est donnée par la formule : 2 2h)sSQo (1 +3) 2 / D U)s . Ei dv (6) Dans cette équation g représente le couplage de la cavité avec 30 le guide, Qq la valeur du facteur de surtension Q sans charge de la cavité, D la polarisation d'attaque ou de commande, l'amplitude du mode normalisée, et l'intégration est effectuée pour le volume V de la cavité. Dans le cas présent, la variation spatiale de et les variations transversales de 35 D peuvent être négligées en première approximation et jusqu'au premier ordre, et la substitution de l'équation (5) dans l'équation (6) entraîne dans de telles conditions le résultat suivant : P1/2(t)a /LS1 (x,t)S2(x,t)dx (7) o 71 21431 11 2100758 formule dans laquelle L est la longueur du cristal, le symbole o correspondant à l'expression "varie comme". Si ensuite on transforme les variables de sorte que t-x/v,f(t) = S^Ojt), g(t) = S2(L,t - L/v) , et que v soit la 5 vitesse acoustique, l'équation peut s'écrire sous la forme suivante : qui peut être immédiatement identifiée comme étant la convolution 10 des fonctions à modulation d'amplitude S^ et S2 des ondes acoustiques. Alors que/dans la fig. l,les ondes acoustiques A.^ et A2 se propagent en résultant de l'introduction des signaux d'entrée au niveau des extrémités opposées du cristal 14, et que le signal 15 de sortie est extrait par l'intermédiaire de la cavité 16, le processus peut évidemment être inversé pour autant que les conditions du couplage paramétrique soient maintenues. Par conséquent, un signal d'entrée électromagnétique présentant une fréquence 2ug et un vecteur de propagation nul peut être introduit par 20 l'intermédiaire de la cavité 16 dans le cristal 14 et un second signal d'entrée présentant une fréquence aig et un vecteur de propagation +kg peut être introduit au niveau de l'une des extrémités du cristal, de manière à fournir un signal de sortie au niveau de cette même extrémité du cristal, ce signal résultant 25 de l'onde inverse ou rétrograde présentant la fréquence a» (2ui - u = m ) et le vecteur de propagation -k (o - k = -k ) , S S S S s s s en fonction des conditions de conservation de la fréquence et de la coïncidence de phase qui sont requises pour le couplage paramétrique . 30 Dans les cas décrits, les ondes acoustiques se sont propagées dans des sens opposés de manière à fournir la translation nécessaire à l'interaction acoustique. A titre de variante, la translation peut également apparaître si deux ondes acoustiques se propagent dans le rrëme sens mais à des vitesses différentes. Le 35 résultat est une opération de corrélation comme montré sur la fig. 3. Plus particulièrement, deux signaux électromagnétiques d'entrée sont introduits au niveau de la même extrémité d'un cristal piézo-électrique 20, par l'intermédiaire de transducteurs f(T)g(2t -"fldT (8) 71 2143V 12 2100758 ou transmetteurs convenables 22 et 24 de telle sorte qu'une onde acoustique A^ est transmise sous la forme d'une onde à rotation rapide avec une vitesse acoustique prédéterminée et qu'une seconde onde A^ est appliquée ou lancée à un moment 5 ultérieur mais sous la forme d'une onde longitudinale ayant une vitesse légèrement supérieure comme on peut s'en rendre compte en considérant les angles des vecteurs visibles sur la fig. 4, de sorte que pendant le transit dans le cristal 20, la seconde onde A^ rattrape la première onde A^ pour fournir la fonction 10 de translation requise soit pour la convolution,soit pour la corrélation. Plus particulièrement, le transducteur 22 destiné à l'onde acoustique à rotation rapide A^ peut, d'une manière convenable, se présenter sous la forme d'un cristal placé entre deux électrodes aux bornes desquelles le premier signal est 15 appliqué à une extrémité du cristal piézo-électrique, ce cristal transducteur étant orienté de sorte que l'onde à rotation rapide requise A^ est produite. A son tour, le second transducteur 24 peut être empilé au voisinage du premier transducteur et placé entre deux électrodes auxquelles le second signal peut être ap-20 pliquë, ce cristal transducteur étant orienté de manière à produire l'onde longitudinale, désirée A^ à une vitesse plus élevée. Si l'on se réfère également à la fig. 4, la fonction de multiplication résultant de l'interaction non linéaire des ondes 25 couplées paramétriquement A^ et A^ est facile à comprendre. L'onde acoustique A^ qui est appliquée ou lancée première sous la forme d'une onde acoustique à rotation rapide présente une fréquence uj^ et un vecteur de propagation k^, alors que la seconde onde acoustique A^ qui est appliquée ou lancée ulté-30 rieurement dans le temps avec une vitesse plus grande se présente sous la forme d'une onde acoustique longitudinale présentant une fréquence et un vecteur de propagation k^. Lorsque l'onde A^ lancée en second lieu rattrape l'onde A^ lancée la première, les conditions requises pour le couplage paramétrique 35 sont établies de telle façon que (k3 - k4) prend une valeur nulle de sorte que la polarisation électrique résultante D ne présente aucune variation spatiale (vitesse nulle) mais présente la fréquence différentielle (oi3 - 71 21431 13 2100758 résonnante 26 ou un autre mécanisme d'extraction de l'énergie peut être couplé de manière à fournir le stade final de l'intégration. Dans ce cas, du fait qu'il n'apparaît aucune inversion dans le temps, le signal de sortie représente la fonction de cor-5 rélation des amplitudes de contrainte ou de déformation et des ondes acoustiques. A la fois dans l'ensemble de convolution visible sur la fig.l et dans le dispositif de corrélation visible sur la fig. 3, le vecteur propagation de l'onde de sortie était nul, ce qui 10 permettait d'établir le couplage avec une cavité résonnante 16 ou 26. Cependant, il doit être expressément compris que les conditions du couplage paramétrique = Wp et k, ^ k„ = k ne nécessitent en aucune façon que k =0. Si k 1 2 p v^p- p est différent de O, la variation spatiale du signal de sortie 15 D apparaît effectivement mais seule une modification ou variation du mécanisme de couplage de sortie est nécessaire pour adapter la vitesse finie d'un tel signal. Par exemple, si comme le montre la fig. 5 et comme cela est expliqué en se référant au diagramme propagation-fréquence visible sur la fig. 6, un signal S^ est 20 introduit au niveau d'une extrémité d'un cristal piézo-électrique 11 en présentant une fréquence et un vecteur propagation k5, et qu'un second signal S g présentant une fréquence «g avec un vecteur propagation -kg est introduit au niveau de l'extrémité opposée du cristal 11, une convolution des signaux et Sg 25 fournit une sortie D dont la fréquence de sortie est la somme des fréquences et Wg et dont le vecteur propagation est égal à kr - k^. Si, comme le montre le diagramme visible sur la fig. 6, i> o k,- et kg présentent des valeurs différentes, k5 - kg est différent de O, la polarisation de sortie D se décale ou dérive 30 suivant la longueur du cristal 11 à une vitesse prédéterminée. Dans ce cas, pour permettre le couplage de sortie, au lieu d'une cavité résonnante, une ligne en bande repliée ou en créneau 13 est formée sur le cristal 11 de manière à présenter des dimensions telles qu'elle soit adaptée à la vitesse de D. 35 Les études précédentes concernant le procédé de traitement des signaux ont été "limitées à la convolution ou corrélation de deux signaux d'entrée de manière à obtenir un troisième signal de sortie, mais il est évident que le concept inventif ne se 71 21431 14 2100758 limite pas à ces particularités. Par exemple, si la trame ou le modèle de modulation d'amplitude d'une onde complexe présentant une fréquence connue doit être analysé, un tel signal peut être introduit au niveau d'une extrémité d'un cristal 15 comme 5 le montre la fig. 7 et plusieurs impulsions courtes telles que celles désignées par Sg, S^, slQ/ et présentant la même fréquence peuvent être introduites au niveau de l'extrémité opposée du cristal à des intervalles de temps prédéterminés correspondant à la distance séparant les électrodes de sortie 17 le 10 long du cristal. Lorsque le couplage paramétrique s'effectue avec les impulsions Sg, Sy, S ^ au voisinage des électrodes respectives 17 comme le montre la fig. 7, les signaux de sortie individuels constituent les produits des amplitudes des signaux d'impulsions individuels et de l'amplitude du signal analysé au 15 niveau de chaque position particulière, en fonction des principes de convolution généraux étudiés précédemment, ce qui permet d'obtenir une analyse échantillonnée de la forme d'onde du signal S^. A titre d'exemple particulier, l'opération de convolution étudiée d'une façon générale ci-avant en se référant aux fig. 1 20 et 2, a été réalisée pour des hyperfrëquences et en utilisant l'ensemble visible sur la fig, S. Uv>. cristal piézo-électrique 14 présentant la configuration précis',: visible sur la fig. l'et une longueur totale d'environ 3,5 cm est logé entre des parois constituées par un matériau conducteur convenable délimitant la 25 cavité hyperfréquence 16, l'une des parois de la cavité comportant une vis de réglage 28 permettant d'obtenir un accord précis. On applique aux extrémités opposées du cristal piézo-électrique des signaux d'entrée constitués par des signaux hyperfréquences présentant chacun une fréquence de 1440 MHz et modulés par une 30 impulsion rectangulaire. Ces signaux sont appliqués par l'intermédiaire de câbles coaxiaux 23 et 25 au niveau des extrémités opposées du cristal 14, les conducteurs centraux des câbles coaxiaux étant placés contre les extrémités opposées du cristal au niveau des positions correspondant aux transducteurs 10 et 35 12 visibles sur la fig. 1, et les conducteurs extérieurs des câbles coaxiaux étant à leur tour connectés aux parois conductrices délimitant la cavité, de manière à produire des champs électriques qui donnent naissance à des ondes acoustiques à rotation 71 21431 15 2100758 rapide présentant des fréquences identiques mais des vecteurs de propagation de phase opposés de façon précise, de la manière décrite en se référant aux fig. 1 et 2. En tenant compte d'une telle explicatiôn, une polarisation électrique D est produite 5 dans le cristal 14 à une fréquence de 2880 MHz et est appliquée, par l'intermédiaire d'un orifice de couplage convenable, à un guide d'ondes de sortie 18. D'une manière plus précise, l'énergie 2 acoustique injectée présentait une valeur d'environ 2 watts/cm , ce qui correspond à une amplitude de contrainte ou de déformation 10 de 2 x 10~6 (le coefficient de surtension Q de ce résonnateur particulier est de 300 et la valeur de (5 est de 0,2) , et au niveau de la crête ou pointe de l'énergie de sortie de -70 dBmW, le rapport signal-bruit était de 20 dB, cette valeur étant en accord parfait avec les considérations théoriques de l'opération 15 de convolution étudiée précédemment en se référant aux fig. 1 et 2. Egalement en accord avec ces considérations, il apparaît intuitivement à partir de l'étude des conditions requises pour l'interaction paramétrique que toutes les variations de la 20 fréquence des signaux d'entrée déterminent une réduction brutale du signal de sortie comme représenté par la polarisation électrique D. Plus particulièrement, si l'on se réfère à la fig. 9 dans laquelle l'amplitude de sortie D est représentée en fonction de la fréquence variable f^ d'un signal lié à un autre 25 signal présentant une fréquence désignée f^, la courbe de réponse de sortie présentant la forme générale de la fonction sin x/x, dans laquelle > L, L étant la longueur du cristal, ne comprend x = TT îi- V1 V2 30 qu'un lobe de réponse central principal dont la largeur indique la bande passante étroite de l'ensemble. Par exemple, dans le cas du cristal décrit en se référant à la fig. 8, dont la longueur totale L était de 3,5 cm, la bande passante fonctionnant pour la fréquence du signal de 1440 MHz n'est pas supérieure à 35 approximativement 100 kHz. Par conséquent, il est évident que cet ensemble peut être utilisé comme un excellent filtre passe-bande et qu'une telle bande passante peut aisément être rétrécie ou réduite en largeur grâce au simple processus consistant à 71 21431 V 16 2100758 allonger le cristal. De plus, il est évident que l'on obtient un filtre pouvant être accordé électroniquement et qu'il est simplement nécessaire de modifier f_ pour accorder le filtre. De plus, du fait que les fonctions de convolution et de cor-5 rélation constituent simplement des opérations inversées dans le temps l'une par rapport à l'autre, comme expliqué précédemment, un ensemble tel que celui visible sur la fig. 8 peut être facilement converti à partir de la réalisation du fonctionnement en convolution pour obtenir un fonctionnement en corrélation simplement 10 en inversant dans le temps l'un des signaux d'entrée. Cette disposition peut être plus facilement expliquée à l'aide d'un exemple précis correspondant à un système radar à compression d'impulsions représenté schématiquement sous forme de blocs sur la fig. 10. Comme visible, un générateur d'impulsions 30 est monté de façon 15 à appliquer une impulsion à balayage de fréquence P à un modulateur de fréquence 32 qui module l'onde porteuse provenant d'un émetteur radar 3 4 de sorte qu'une impulsion à balayage de fréquence est appliquée à une antenne d'émission ou antenne rayonnante 36, la fréquence de l'impulsion P augmentant arec 20 le temps. Le signal réfléchi reçu par une antenne de réception 38 à partir de l'objet devant être détecté est appliqué d'une manière classique à un circuit mélangeur 40 dans lequel le signal de retour est mélangé avec le signal de sortie d'un oscillateur local 42 pour alimenter un amplificateur à fréquence 25 intermédiaire ou moyenne fréquence classique 44, après quoi le signal réfléchi est fourni sous la forme d'une impulsion P^ dont la fréquence augmente avec le temps et appliqué au niveau d'une extrémité d'un cristal piézo-électrique 46 qui peut être précisément, par exemple, du type visible sur la fig. 8 et dont la 30 théorie de fonctionnement a été décrite en se référant aux fig. 1 et 2. Une impulsion de référence à balayage de fréquence P2 est fournie à l'extrémité opposée du cristal 46, et pour permettre à l'opération de corrélation de s'effectuer, l'inversion dans le 35 temps qui est nécessaire pour permettre une telle opération est obtenue en faisant passer la même impulsion P depuis le générateur d'impulsions 30 jusqu'à un circuit inverseur d'impulsions 4 8 de sorte que l'impulsion de référence P2 fournie au niveau 71 2143V 17 2100758 de l'extrémité opposée du cristal 46 présente une fréquence qui diminue en fonction du temps, constituant ainsi une image de fréquence en miroir de la forme de l'impulsion réfléchie P . Cependant, du fait que l'impulsion du signal réfléchi P.^ est fournie 5 à l'extrémité de droite du cristal 46 et que l'impulsion de référence P2 est fournie à son extrémité de gauche et que, par conséquent, elles se propagent dans des sens opposés, les formes d'ondes des signaux acoustiques correspondants St et Sr sont identiques, ce qui permet la corrélation lorsque la cohérence de 10 phase des deux signaux apparaît. Pour obtenir une correspondance de temps entre les deux signaux S^. et Sr qui se propagent à travers le cristal 46, l'impulsion de référence P2 peut être acheminée à travers une ligne à retard réglable classique 50 de sorte qu'à la fois le signal de référence et le signal de retour 15 réfléchi seront propagés simultanément à travers le cristal de manière à fournir les conditions de coïncidence de phase du couplage paramétrique. Le signal de sortie du cristal se présentant sous la forme de la polarisation électrique D est obtenu par l'intermédiaire d'un guide d'ondes convenable destiné à la détec-20 tion et à la représentation finale, par exemple sur un écran d'oscilloscope, de façon à indiquer visuellement la position de la cible d'une manière classique qui ne fait pas partie de l'invention . Différents points sont à observer en ce qui concerne le 25 fonctionnement du système radar décrit qui utilise les principes de l'invention. En premier lieu, la durée de l'impulsion émise peut être relativement grande du fait que la vitesse acoustique à travers le cristal 46 est relativement faible (v = 3 x 10 cm/s) ce qui permet le traitement d'un signal présentant une 30 durée de 10 microsecondes dans un cristal n'ayant que quelques centimètres de longueur. A son tour, la durée plus importante de l'impulsion permet d'émettre plus d'énergie dans chaque impulsion^ ce qui finalement améliore la détection de l'objet ou de la cible sans qu'il soit nécessaire que l'amplitude des impulsions indi-35 viduelles présente un niveau excessif. Cependant, pour obtenir une bonne résolution de bande, des impulsions courtes sont nécessaires et diverses techniques telles que celle décrite dans le brevet des Etats Unis d'Amérique No. 2.624.876 ont été utilisées de manière à obtenir la compression des impulsions. 71 21431 18 2100758 Dans le cas présent, un signal de sortie n'apparaît dans le cristal que lorsque la cohérence de phase des signaux émis et réfléchis, S^_ et S^. existe et, du fait de la courte durée de cette cohérence, le signal de sortie résultant des signaux 5 St et Sr présentant une durée d'impulsion de 10 microsecondes constitue une pointe ou un pic de sortie étroit ayant une durée d'environ 10 nanosecondes, représentant ainsi un facteur de compression d'impulsions d'environ 1000. De plus, il est évident, en tenant compte du fonctionnement 10 expliqué du mécanisme de convolution,que le signal de sortie se présentant sous la forme de la polarisation électrique D est proportionnel au produit des amplitudes de contrainte ou de déformation des signaux propagés ou transmis à travers le cristal et qu'en fait une amplification importante est obtenue, ce qui 15 permet à l'ensemble du système de fonctionner avec des niveaux de puissance relativement plus faibles pour obtenir la même amplitude pour les signaux de sortie. Finalement, du fait de la diminution rapide de la valeur du signal de sortie représenté par la polarisation électrique D 20 en fonction de la variation de la cohérence du signal de référence et du signal réfléchi, on obtient un rapport signal-bruit extrêmement élevé, comme indiqué précédemment, de sorte que toute ambiguïté est éliminée dans les signaux de cibles et qu'indirectement les effets des techniques de brouillage ou de contre-mesure 25 sont rendus moins efficaces pour "cacher" une cible détectée par cette installation radar. En considérant le fait déjà mentionné que les ondes acousti- 5 ques se déplacent à une vitesse relativement faible de 3 x 10 cm/s, un cristal piézo-électrique présentant des dimensions 30 raisonnables peut être utilisé pour permettre la comparaison d'un certain nombre de trames ou modèles de signaux connus présentant des caractéristiques de formes d'ondes individuelles, avec des signaux incidents inconnus, ce qui permet d'obtenir la réalisation d'un procédé simple mais pratique d'identification des trames ou 35 modèles. A titre d'exemple, il existe trente-six lettres dans l'alphabet anglais et chacune de ces dernières peut être représentée sous la forme d'un signal électrique distinct qui peut être appliqué séquentiellement sous la forme de signaux de 71 21431 19 2100758 référence à un cristal piézo-électrique dont la longueur n'est pas supérieure à 125 mm. Cette particularité découle du fait que des signaux électriques distincts peuvent présenter des durées dans le temps ne correspondant pas à plus d'une micro-5 seconde et que pour une vitesse acoustique moyenne de 5 3 x 10 cm/s, une séquence de vingt-six signaux séquentiels peut exister simultanément à l'intérieur d'un cristal de cette longueur. Si l'on se réfère à la fig. 11, ces signaux de référence peuvent être conformés convenablement et recyclés de manière 10 continuelle à partir d'un dispositif de référence 70 de façon à constituer un signal de référence d'entrée séquentiel appliqué à l'une des extrémités d'un cristal piézo-électrique tel que celui désigné par 72 sur la fig. 1, de manière à permettre la comparaison, en fonction de la théorie fondamentale étudiée prë-15 cédemment, avec un signal d'entrée inconnu qui peut être obtenu à partir d'un dispositif d'analyse ou de balayage optique 74 dont le signal de sortie résultant et provenant du balayage concernant une représentation de lettre visible particulière est converti, par exemple à l'aide d'un convertisseur 76 de la 20 manière décrite dans le brevet des Etats-Unis d'Amérique No. 3-453.494 pour fournir des impulsions électriques distinctes qui peuvent, à leur tour, être inversées par un circuit inverseur 78 de la manière décrite ci-avant en se référant à la description du système radar visible sur la fig. 10, fournissant ainsi l'in-25 version dans le temps qui est nécessaire pour la corrélation. Le signal inversé est appliqué à l'extrémité opposée du cristal 72 et le signal de sortie résultant provenant de la polarisation électrique D, qui existe lorsque la cohérence entre le signal d'entrée et l'un des vingt-six signaux de référence existe, peut 30 être représenté d'une manière convenable. Du fait que les signaux de référence sont appliqués selon une séquence dans le temps, le minutage ou la synchronisation précise du signal de sortie fournit immédiatement l'identification de la lettre-inconnue de l'alphabet. Les données de sortie sont par conséquent précises et sans ambi-35 gutté du fait que le mécanisme fournit un rapport signal-bruit élevé comme indiqué précédemment. Bien que l'on ait décrit ici quelques applications du processus de traitement des signaux avec convolution et corrélation, 71 21431 20 2100758 l'application immédiate à de nombreuses autres techniques de corrélation est évidente et peut être réalisée à l'aide de dispositifs relativement simples et peu coûteux. De plus, les ondes acoustiques peuvent se présenter sous diverses formes, 5 comme indiqué précédemment, qui conviennent bien pour chaque application particulière. Par conséquent, l'explication précédente de l'invention et son application à diverses utilisations particulières doivent être considérées comme données simplement à titre d'exemple et ne limitant pas le sens ni la portée réels 10 de 1'invention. Des modifications peuvent être apportées aux modes de réalisation et de mise en oeuvre décrits, dans le domaine des équivalences techniques, sans s'écarter de l'invention. 71 21431 21 2100758 REVENDICATIONS 1. Procédé de traitement des signaux dans un milieu piézoélectrique, caractérisé en ce qu'on réalise la propagation d'une première onde acoustique à travers le milieu à une vitesse de 5 phase prédéterminée, on réalise la propagation d'une seconde onde acoustique à travers le milieu à une vitesse de phase différente de manière à faire apparaître la translation des ondes acoustiques, ces ondes étant transmises d'une manière telle que les conditions de coïncidence de phase et de conservation de la fréquence sont 10 remplies simultanément pendant la propagation des ondes à travers le milieu de sorte qu'il en résulte un couplage paramétrique. 2. Procédé suivant la revendication 1, caractérisé en ce qu'on réalise la transmission ou propagation des première et seconde ondes acoustiques à travers le milieu piézo-électrique dans 15 des sens opposés. 3. Procédé suivant la revendication 2, caractérisé en ce que les vecteurs de propagation des première et seconde ondes acoustiques sont égaux mais opposés de sorte que le couplage paramétrique produit une onde de sortie ne présentant aucune variation spatia- 20 le. 4. Procédé suivant la revendication 2, caractérisé en ce que les vecteurs de propagation des première et seconde ondes acoustiques présentent des valeurs différentes de sorte que le couplage paramétrique produit une onde de sortie présentant une vi- 25 tesse finie. 5. Procédé suivant la revendication 1, caractérisé en ce qu'on produit les première et seconde ondes acoustiques en appliquant des signaux électromagnétiques modulés au milieu piézo-électrique. 30 6. Procédé suivant la revendication 5, caractérisé en ce que les signaux modulés sont appliqués aux extrémités opposées du milieu piézo-électrique. 7. Procédé suivant la revendication 6, caractérisé en ce que les deux signaux électromagnétiques sont modifiés en fréquence,de 35 manière à constituer des images de fréquence en miroir l'un par rapport à l'autre. 8. Procédé suivant la revendication 6, caractérisé en ce qu'on produit une impulsion à balayage de fréquence de manière 71 21431 22 2100758 à obtenir un signal et qu'on inverse l'impulsion de manière à former le signal à image en miroir. 9. Procédé suivant la revendication 1, caractérisé en ce qu'on réalise la propagation des première et seconde ondes acous-5 tiques à travers le milieu piézo-électrique dans le même sens mais avec des vitesses de phase différentes. 10. Procédé suivant la revendication 9, caractérisé en ce qu'on produit une onde acoustique à rotation rapide en appliquant un signal électromagnétique au milieu piézo-électrique à un ins- 10 tant donné, et on produit une onde acoustique longitudinale en appliquant un autre signal électromagnétique au milieu piézoélectrique à un instant ultérieur. 11. Procédé suivant la revendication 1, caractérisé en ce qu'on extrait l'énergie électromagnétique résultant du couplage paramé- 15 trique des ondes acoustiques au sein du milieu piézo-électrique. 12. Procédé suivant la revendication 11, caractérisé en ce que l'extraction de l'énergie est obtenue en couplant un circuit externe accordé sur les fréquences combinées des ondes acoustiques couplées paramétriquement. 20 13. Procédé suivant la revendication 1, caractérisé en ce qu'on produit la première onde acoustique directement en couplant l'énergie électromagnétique au milieu piézo-électrique, et on produit la seconde onde acoustique indirectement en couplant l'énergie électromagnétique au milieu d'une manière telle qu'il existe 25 une polarisation électrique qui effectue le couplage paramétrique avec la première onde acoustique de manière à produite la seconde onde acoustique. 14. Procédé suivant la revendication 1, caractérisé en ce que la première onde acoustique présente un schéma ou modèle de modu- 30 lation inconnu, la seconde onde acoustique présentant un schéma ou modèle de modulation connu consistant en une série d'impulsions courtes et séparées par des intervalles prédéterminées, et en ce qu'on couple des signaux électromagnétiques produits par couplage paramétrique des ondes à partir du milieu selon des intervalles 35 équivalant aux intervalles prédéterminés séparant les impulsions de la seconde onde acoustique. 15. Procédé suivant la revendication 1, caractérisé en ce que la première onde acoustique présente un schéma ou modèle de modulation consistant en une séquence déterminée finie de signaux 71 21431 23 2100758 séparés et conformés de façon distincte, tous ces signaux existant simultanément dans le milieu piézo-électrique, et la se-conde onde acoustique présentant un schéma ou modèle de modulation consistant en des signaux inconnus correspondant à l'une 5 des séquences finies des signaux de la première onde. 16. Procédé suivant la revendication 1, caractérisé en ce qu'on produit la première onde acoustique en appliquant un signal électromagnétique présentant une fréquence inconnue au milieu piézo-électrique, on produit la seconde onde acoustique en appli- 10 quant un signal électromagnétique présentant une fréquence connue mais réglable au milieu piézo-électrique, et on fait varier la fréquence de ce signal réglable jusqu'à ce que les conditions permettant le couplage paramétrique soient établies. 17. Procédé suivant la revendication 1, caractérisé en ce 15 qu'on produit un signal électromagnétique modulé par impulsions, on applique ce signal au milieu piézo-électrique à un instant commandé mais réglable de manière à produire la première onde acoustique, on émet ce signal modulé par impulsions, on reçoit un signal modulé par impulsions constituant une version réflé-20 chie du signal émis et on applique ces signaux réfléchis au milieu piézo-électrique de manière à produire la seconde onde acoustique de sorte que le couplage paramétrique apparaît si la cohérence de phase des deux signaux existe dans le milieu. 18. Procédé suivant la revendication 17, caractérisé en ce 25 que le signal électromagnétique modulé par impulsions est modulé en fréquence et en ce qu'on inverse l'un des signaux appliqués au milieu de manière à produire les première et seconde ondes acoustiques. 19. Appareil pour le traitement des signaux, caractérisé en ce 30 qu'il comprend un milieu piézo-électrique, une paire de transmetteurs ou transducteurs placés au voisinage de ce milieu de manière à permettre le couplage des signaux électromagnétiques dans ce milieu piézo-électrique de sorte que des ondes acoustiques se propagent à travers c.e dernier, un circuit externe destiné 35 à coupler l'énergie résultant de la polarisation électrique produite par l'interaction paramétrique des ondes acoustiques, et un dispositif destiné à appliquer des signaux aux transducteurs de telle sorte que les conditions du couplage paramétrique, de la 71 21431 24 2100758 coïncidence de phase et de la conservation de la fréquence existent pendant la propagation des ondes acoustiques à travers le milieu. 20. Appareil pour le traitement des signaux suivant la reven 5 dication 19, caractérisé en ce que le circuit externe constitue une cavité résonnante entourant le milieu piézo-électrique. 21. Appareil pour le traitement des signaux suivant la reven dication 19, caractérisé en ce que le circuit externe est constitué par une ligne à bande repliée, par exemple en créneau et 10 placée au voisinage du milieu piézo-électrique. 22. Appareil pour le traitement des signaux suivant la reven dication 19, caractérisé en ce que les transducteurs sont placés au niveau des extrémités opposées du milieu piézo-électrique de sorte que les ondes acoustiques se propagent dans des sens oppo- 15 sés. 23. Appareil pour le traitement des signaux suivant la reven dication 19, caractérisé en ce que les transducteurs sont placés au niveau de la même extrémité du milieu piéao-électrique. 24. Appareil pour le traitement des signaux suivant la reven 20 dication 19, caractérisé en ce qu'il comprend un dispositif permettant de faire varier la fréquence de l'un des signaux électro magnétiques appliqués. 25. Appareil pour le traitement des signaux suivant la reven dication 19, caractérisé en ce qu'il comprend un dispositif per- 25 mettant de moduler par impulsions l'un des signaux électromagnétiques appliqués. 26. Appareil pour le traitement des signaux suivant la reven dication 25, caractérisé en ce qu'il comprend un dispositif permettant de moduler la fréquence de chaque impulsion des signaux 30 modulés par impulsions. 27. Appareil pour le traitement des signaux suivant la reven dication 19, caractérisé en ce qu'il comprend un dispositif permettant de moduler l'un des signaux électromagnétiques appliqués de manière à fournir une séquence de schémas ou modèles, dont 35 chacun présente une forme distincte prédéterminée.