Le type le plus simple de moteur électrique est le moteur à induction polyphasée à rotor "en cage d'écureuil". Cependant, pour une alimentation classique sur un secteur électrique ordinaire, ces moteurs ont un couple de démarrage et 5 une gamme de vitesses relativement limités comparés à ceux des moteurs électriques à courant continu. Par contre, les moteurs à courant continu ont l'inconvénient d'utiliser des collecteurs et des balais qui sont une source d'usure et de parasites. On a donc pensé à appliquer les techniques de commutation électro-10 nique par semiconducteurs aux moteurs à induction pour élargir sensiblement leur champ d'applications, mais de tels systèmes se sont révélés peu fiables en service et la complexité des circuits nécessaires réduit le rendement et abaisse le facteur de puissance. On a cependant développé deux types de moteurs 15 à partir de ce système. Le premier type utilise des onduleurs à semiconducteurs directement associés à un moteur alternatif classique. Le second type utilise pour chaque phase des jeux d'enroulements complémentaires étroitement couplés, tels que des enroulements bifilaires qui sont alimentés par des impul-20 sions de courant successives pour créer un champ magnétique tournant. Dans le système moteur polyphasé-onduleur, un moteur polyphasé classique est alimenté avec des impulsions de puissance rectangulaires. Plusieurs facteurs font que les perfor-25 mances d'un tel système sont relativement médiocres. Les moteurs polyphasés, par exemple triphasés, ont des enroulements bobinés avec un pas réduit pour corriger l'effet des harmoniques. En raison de ce pas réduit, dans certaines encoches du stator les impulsions de courant circulent dans les deux sens à la fois 30 ce qui réduit le rendement des enroulements en ondes rectangulaires . Par ailleurs, ce mode d'alimentation ondulée entraîne une plus grande saturation de la masse du stator car les impulsions rectangulaires ont des fronts plus raides que ceux des impulsions sinusoïdales. La valeur efficace du courant fourni 35 par l'onduleur est alors plus élevée que celle qui correspond à la fréquence fondamentale du courant du secteur. Les pertes dans les enroulements du stator sont alors plus importantes que lorsque celui-ci est directement alimenté en ondes sinusoï- 72 18204 2 2138169 dales. Les courants de démarrage sont également supérieurs. On a pensé à filtrer les ondes rectangulaires pour reconstituer une puissance sinusoïdale de fréquence donnée, mais ces dispositifs sont coûteux et limitent les caractéristiques de fonc-5 tionnement du moteur polyphasé. Dans un système d'enroulement bifilaire, la pellicule d'isolation des fils du stator doit supporter la totalité de la tension entre phases. Il n'est pas possible de réaliser une isolation entre phases dans les encoches du stator. Les ten-10 sions nominales de tels moteurs sont donc sévèrement limitées, de même que la puissance de sortie. De plus, du fait du couplage magnétique serré qui existe entre les enroulements bifilaires complémentaires de chaque jeu, ces derniers s'opposent magnétiquement et le flux résultant est pratiquement nul. De ce 15 fait, le courant de la phase qui est commutée est principalement limité par la résistance de l'enroulement statorique qui est faible. La forte surintensité qui apparaît au début de la commutation des thyristors applique des impulsions de courant d'amplitude relativement grande aux enroulements associés 20 du moteur. Les valeurs nominales des composants du circuit de commutation des thyristors doivent être calculées en conséquence et les ratés de commutation posent un problème sérieux. Le blocage des thyristors de commutation nécessite une énergie qui est plus du triple de celle des thyristors des circuits 25 de commande normaux. Les systèmes de commande de moteurs à enroulements bifilaires nécessitent généralement des circuits de stabilisation par modulation en largeur d'impulsion qui augmentent encore le nombre de composants utilisés. L'invention a donc pour objet un système comprenant 30 un moteur polyphasé et un circuit de commande qui permet de s'affranchir de telles limitations. Selon une caractéristique essentielle de l'invention, les paires d'enroulements associés sont bobinées pour chaque phase avec un plein pas et des pôles conséquents. Les deux en-35 roulements de chaque paire sont décalés magnétiquement de 180° pour que leur couplage soit minimal. Les courants sont appliqués avec un décalage de 180° électriques au enroulements complémentaires de chaque paire pour créer un champ 72 18204 3 2138169 tournant polyphasé. Le circuit de commutation à thyristors est simple et ne nécessite que des composants ordinaires et une puissance réduite. Les enroulements du stator bobinés en plein pa8 reçoivent des courants de sens opposés dans n'importe 5 quelle encoche du stator pour éviter de réduire le rendement de l'enroulement ou l'efficacité magnétique. Les enroulements complémentaires sont logés dans des encoches communes du stator avec une séparation de phase de 180°. Le couplage magnétique relativement faible qui existe entre les enroulements associés de 10 chaque phase est particulièrement avantageux pour faciliter la commutation car il permet un autoblocage des thyristors à chaque période par l'énergie réactive du moteur. Ces enroulements sont connectés de manière à réaliser une inversion magnétique avec une onde magnétique de valeur moyenne nulle se déplaçant autour 15 de l'entrefer. Cette onde magnétique est semblable à celle que l'on rencontre dans les moteurs triphasés en cage d^écureuil. Le système de commande de l'invention, qui sera décrit en détail par la suite, est beaucoup moins sujet à des ratés de commutation que les systèmes connus. Les thyristors 20 et les composants des circuits de commande sont en outre beaucoup moins vulnérables en cas de ratés de commutation. En effet, si un tel raté se produit, un enroulement du moteur est placé en série avec chaque thyristor et son inductance limite la surintensité qui traverse le thyristor à une valeur appro-25 ximativement égale au courant qui correspond au rotor calé. Cette surintensité nominale est évidemment prévue dans le calcul du moteur. La coordination parfaite du circuit de commande et d'alimentation de l'invention avec les effets réactifs des enroulements permet de réaliser un autoblocage des thyris-30 tors qui assure une grande sécurité de fonctionnement, comme on le verra par la suite. Le bobinage en plein pas des pôles conséquents des enroulements polyphasés évite les limitations de tension dans les encoches du stator. Le moteur comporte une isolation totale entre phases. En résumé, le système de l'in-35 vention assure une amélioration très sensible des performances des moteurs à forte puissance. Le système moteur-circuit de commande de l'invention est alimenté à partir d'une source continue qui est obtenue 72 18204 4 2138169 par redressement d'un secteur de puissance mono- ou polyphasé. A sa charge et à sa vitesse nominales, le système moteur-circuit de commande del 'invention a un facteur de puissance de l'ordre de 0,90 en alimentation monophasée et de l'ordre de 5 .0,95 en alimentation triphasée. Ces facteurë de puissance sont supérieurs à ceux des moteurs polyphasés classiques directement alimentés sur le secteur. Pour des conditions de fonctionnement similaires, les rendements globaux sont comparables à ceux des moteurs à induction triphasés. Le circuit de commande 10 associé facilite l'arrêt du moteur. Le système électronique est fiable et moins coûteux que les systèmes comparables existants. Différents circuits de commande permettent d'établir des modes de fonctionnement prédéterminés du système de l'invention. L'intégration complète de l'ensemble des enroulements 15 statoriqu.es dans le circuit électronique d'alimentation et de commande améliore les performances et assure un autoblocage des thyristors. Le système de l'invention ouvre une nouvelle voie dans la technologie des moteurs électriques grâce à la souplesse qu.'il permet d'atteindre du point de vue puissance 20 nominale, gamme de vitesses et commande de fonctionnement. D'autres caractéristiques et avantages de l'invention ressortiront de la description détaillée qui suit et des dessins sur lesquels : - la figure 1 est un schéma électrique d'un exemple 25 de moteur à induction triphasé associé à un circuit électronique d'alimentation et de commande; - la figure 2A représente schématiquement les enroulements complémentaires à plein pas des pôles conséquents du moteur de la figure 1 ; 30 - la figure 2B est une coupe schématique des spires d'enroulement dans les encoches du stator du moteur de la figure 2A; - la figure 3 est un graphique des échelons de tension qui apparaissent aux bornes des enroulements statoriques 35 respectifs; - la figure 4 est un graphique type de l'intensité qui traverse les thyristors de puissance du système de la figure 1 ; 72 182Û4 5 2138169 ' - la figure 5 est un schéma électrique d'un phase intégrée du système de la figure 1 facilitant l'explication du fonctionnement de 1 'invention; - les figures 6A et 6B illustrent la synchronisation 5 du déclenchement des thyristors de puissance aans le système de la figure 1 et pour la tension de la figure 4; - la figure 7 est une vue en élévation d'un moteur à induction et de son bloc associé d'alimentation et de commande - la figure 8 est un schéma électrique d'ensemble 10 d'un système moteur-circuit de commande utilisant une source continue à tension variable; - la figure 9 représente graphiquement une famille de courbes couple moteur/vitesse obtenues à l'aide du système de commande de la figure 8; 15 - la figure 10 représente graphiquement une famille de courbés d'un système type illustrant les larges possibilités de réglage du couple et de la vitesse; - la figure 11 représente graphiquement une famille de courbes à puissance de sortie constante obtenues dans un 20 mode de fonctionnement du système; - la: figure 12 est un schéma électrique d'une partie du circuit de commande assurant le fonctionnement à puissance constante de la figure 11 ; - les figures 13 et 14 représentent graphiquement 25 des familles de courbes opérationnelles pour un fonctionnement du système à couple de sortie constant ; - la figure 15 est un graphique de 1 a compensation fournie par le circuit de commande pour produire les couples constants des figures 13 et 14; 30 - la figure 16 est un schéma électrique de la partie du circuit de commande qui fournit la compensation de la figure 15 et les caractéristiques de couple constant des figures 13 et 14; - la figure 17 représente graphiquement une famille 35 de courbes opérationnelles du système moteur-circuit de commande fonctionnement en mode traction; - la figure 18 est un graphique explicatif du fonctionnement en mode traction; 72 18204 6 2138169 - la figure 19 est un schéma d'ensemble d'un système moteur-circuit de commande conçu pour le fonctionnement en mode traction des figures 17 et 18. le système moteur-circuit de commande de la figure 1 5 est alimenté par me source d'énergie unidirectionnelle, le potentiel continu +Vq de cette source est appliqué à une ligne 20 par l'intermédiaire d'un contacteur 19. La ligne 20 aboutit à la prise centrale d'un transformateur interphases 21 qui permet de réduire les effets de l'harmonique 3. Comme on le 10 verra par la suite, les enroulements du moteur sont groupés en jeux complémentaires respectivement reliés aux lignes de sortie 22 et 23 du transformateur interphases 21. Dans le cas d'un moteur triphasé, le stator 24 comprend six enroulements dont les premières bornes FI à N6 sont groupées de la manière 15 suivante : Uï, N3, N5 reliées à la ligne 22; N2, N4, N6 reliées à la ligne 23. Ce mode de connexion ne nécessite que deux li-gens à l'extérieur du moteur. Les bornes opposées L1 à L6 des enroulements statoriques sont directement reliées aux bornes correspondantes 1 à 6 d'un circuit de commutation électronique. 20 Les enroulements du stator 24 constituent six "demi-phases" 0^ à 0g dont la disposition physique et les connexions sont représentées en détail sur les figures 2A et 2B. Les jeux d'enroulements 0^ à 0g sont bobinés en paires complémentaires, chaque paire de demi-phases fournis-25 sant la résultante électcLque et magnétique d'une phase complète du moteur. Des impulsions unidirectionnelles d'une durée de 180° électriques sont appliquées successivement et dans le même sens à tous les enroulements statoriques. Les enroulements de chaque paire de demi-phases sont décalés de 180° ma-30 gnétiques l'un par rapport à l'autre. Les enroulements sont de préférence bobinés en plein pas avec des pôles conséquents pour obtenir un rendement maximal et assurer la sécurité de fonctionnement du système. Les six enroulements 0^ à 0g sont coordonnés de façon à reconstituer les trois phases élémentai-35 res 0a, 0^, 0c nécessaires à un moteur triphasé. On prend l'enroulement de demi-phase 0^ comme référence pour la séquence magnétique des enroulements du stator 24 et sa position de référence est appelée 25-1. La position- 72 18204 7 2138169 de départ 25-2 du second enroulement 02 est décalée de 60° magnétiques par rapport à l'enroulement de référence 0^. De même, la position de départ 25-3 du troisième enroulement 0^ est décalée de 60° magnétiques par rapport au second enroule-5 'ment 02 et de 120° par rapport à l'enroulement de référence 01. La position de départ 25-4 du quatrième enroulement 0^ est décalée de 60° magnétiques par rapport à l'enroulement adjacent 0^ et de 180° par rapport à l'enroulement de référence 0.j . Les enroulements 0^ et 0^ constituent une paire d1 en-ÎO roulements complémentaires fournissant la phase 0 du stator EL et le décalage de leurs forces magnéto-motrices est de 180° comme indiqué en 26 et 27 sur la figure 1. Le cinquième enroulement 0^ est décalé de 60° magnétiques par rapport au quatrième 0^ et sa force magnéto-motrice est décalée de 240° par rap-15 port à celle de l'enroulement de référence 0^ . On notera que le cinquième enroulement 0^ est décalé de 180° magnétique par rapport au second 0^ forme avec ce dernier la paire complémentaire de la phase 0^ du moteur. Le sixième enroulement 0g est décalé de 300° magnétiques par rapport à l'enroulement de 20 référence 0^ et de 60° par rapport au cinquième enroulement 0^. L'enroulement 0g est décalé de 180° magnétique par rapport au troisième enroulement 0^ avec lequel il forme la paire complémentaire de la troisième phase 0c Un thyristor de puissance au silicium est connecté en série avec chaque enroulement de demi-phase 0^ à 0g. Les cathodes respectives de ces thyristors sont reliées à une ligne de masse 33, alors que leurs anodes sont directement re-30 liées à 1'enroulement statorique associé. Les enroulements 0^ à 0g sont tour à tour reliés au potentiel positif continu +Vq à travers le transformateur interphases 21. Plus précisément, l'anode du thyristor 30-1 est reliée à l'enroulement 01 par les bornes 1 et L1 , l'anode du thyristor 30-2 est re-35 liée à 1'enroulement 02 par les bornes 2 et L2, et ainsi de suite pour les thyristors 30-3 à 30-6 qui sont connectés en série avec les enroulements respectifs 0^ à 0g, entre la ligne commune de masse 30 et la ligne positive 20. Comme on le 72 18204 8 2138169 10 verra en regard des figures 6A et 6B, les impulsions de courant qui traversent les thyristors et les enroulements de demi-phase associés ont une durée de 180° électriques pour chaque ensemble thyristor-enroulement. De plus, les ensembles complémentaires thyristor-enroulement de demi-phase reçoivent dans le même sens des impulsions séparées de 180° électriques. Les ensembles thyristor-enroulement 1 et 4 constituent la phase 0a du moteur, les ensembles 2 et 5 la phase 0^ et les ensembles 3 et 6 la phase 0c- On notera que la phase 0b comprend l'enroulement 0cj qui est décalé de 240° magnétiques par rapport à l'enroulement de référence 0^, et que la phase 0C comprend l'enroulement 0^ qui est décalé de 120° par rapport à l'enroulement de référence 0^. On dispose donc bien de trois phases équidistantes pour alimenter le moteur triphasé et l'inversion 15 du sens de rotation peut être obtenu par une inversion de la séquence de commande, c'est-à-dire par exemple de deux phases 0b et 0c de l'alimentation puisée. Chaqie thyristor 30-1 à 30-6 est en parallèle avec une diode réactive 31-1 à 31-6. Ces diodes ont plusieurs fonc-20 tions importantes que l'on examinera en détail par la suite. Un circuit de commutation simple formé d'un inductance et d'une capacité en série est connecté entre les anodes des deux thyristors de chaque paire complémentaire. Ainsi, pour la phase 0a, une inductance de commutation 28-1 et une capacité de com-25 mutation 29-1 sont connectées en série entre les anodes des thyristors 30-1 et 30-4. De même, pour la phase 0^, une inductance 28-2 et une capacité 29-2 sont connectées en série entre les anodes des thyristors 30-5 et 30-2. Pour la phase 0c, une inductance 28-3 et une capacité 29-3 sont connectées en série 30 entre les anodes des thyristors 30-3 et 30-6. L'interaction des circuits de commutation, des diodes réactives, des thyristors et des enroulements statoriques associés sera décrite en détail en regard des figures 4 et 5. Une logique de déclenchement séquentiel 35 eompre-35 nant des amplificateurs de circuit de gâchette commande la conduction des thyristors 30-1 à 30-6. Les gâchettes des différents thyristors sont reliées aux amplificateurs associés de la logique 35 par des lignes respectives 32-1 à 32-6. La 72 182Ô4 9 2138169 logique 35 est alimentée par une basse tension continue +Vqq, de préférence régulée pour assurer un fonctionnement stable. Une horloge électronique 40 est de même alimentée par la tension +VQ0 et fournit à la logique 35 des signaux de synchro-5 nisation par une ligne 36. Dans l'exemple de la figure 5, l'horloge est un circuit comprenant un transistor unijonction 47, mais il va de soi qu'on peut utiliser d'autrts formes d'horloge. Le déclenchement de la conduction des thyristors à partir de la fréquence d'horloge sera décrit en détail en regard des 10 figures 6A et 6B. Le moteur de l'invention peut fonctionner selon différents imodes déterminés par la nature du circuit de commande de l'horloge de base 40. La logique de commande 35 rend conducteurs les thyristors de puissance à une fréquence directement 15 proportionnelle à celle de l'horloge 40. Dans l'exemple de la figure 1, le transistor unijonction del'horloge 40 (figure 5) est commandé de la manière suivante : Une ligne 20' applique la tension d'alimentation +Vq à un point 41. Un condensateur électrolytique 42 est connecté entre le point 41 et la masse. 20 La capacité du condensateur 42 peut être comprise entre 2 et 30 microfarads, par exemple 10 microfarads dans 1'exemple illustré. Une chaîne de résistances 43, 44 et 45 est connectée en série entre le point 41 et l'entrée de l'horloge 40 (voir figure 5). 25 Dans l'exemple illustré, le potentiomètre 43 a une valeur de 35 000 ohms, le potentiomètre 44 une valeur de 50 000 ohms et la résistance fixe 45 une valeur de 35 000 ohms. Ainsi, pour la valeur indiquée de 120 volts de +Vq, la chaîne résistive dérive une puissance de 1 watt. La fréquence de l'hor-30 loge 40 est proportionnelle à la tension appliquée +Vq et inversement proportionnelle à la résistance totale de la chaîne 43, 44 et 45. Une faible capacité 46, par exemple de 2 microfarads, relie la sortie de la résistance.45 à la masse. La fréquence d'horloge est inversement proportionnelle à la ca-35 pacité du condensateur 46 qui est préréglée en usine de façon à rester constant© Comme indiqué, la tension de polarisation +Vqo du transistor unijonction est régulée de façon à être sensiblement constante en service. Ainsi, pour une tension 72 18204 10 2138169 d'alimentation +VQ de 120 volts, la commande de la vitesse du moteur dépend essentiellement de la résistance de la chaîne 43) 44, 45, En pratique, la résistance 45 est fixe et le potentiomètre 44 est préréglé en usine pour ajuster la fréquence 5 avec précision. Sa valeur, associée- aux valeurs du condensateur 46 et de la résistance 45, détermine la vitesse minimale de rotation du moteur. C'est donc essentiellement la résistance du potentiomètre 43 et la valeur de la tension d'alimentation +VQ qui déterminent ensemble la vitesse du moteur, la vitesse 10 de rotation est proportionnelle à +Vq et inversement proportionnelle à la résistance du potentiomètre 43. Une diminution de la résistance de la chaîne 43, 44, 45 entraine une augmentation de la fréquence d'horloge et une augmentation correspondante de la fréquence des impulsions de 15 déclenchement des thyristors 30-1 à 30-6 du système de commutation. Le champ magnétique créé par le stator polyphasé 24 a une vitesse de rotation qui correspond au nombre pôles magnétiques et à la fréquence des impulsions de déclenchement des thyristors. L'induit ou rotor tourne à 1,'intérieur du sta-20 tor à une vitesse correspondante, comme dans tous les moteurs à induction. Dans ces conditions, si la tension +Vq est fixe, la vitesse du moteur est réglable au moyen du potentiomètre 43 qui joue un rôle similaire à celui de la commande du courant d'inducteur dans un moteur à courant continu, le poten-25 tiomètre 44 et la résistance 45 fournissent la résistance voulue du circuit du transistor unijonction, et la capacité 46 fixe une limite inférieure de sécurité pour la vitesse du moteur. Le préréglage en usine du potentiomètre 44 et du condensateur 46 dépend des caractéristiques du moteur auquel sera 30 associé le système de commande. Les composants du circuit de commande fonctionnent à basse tension et à très basse puissance pour des moteurs dont la puissance va d'une fraction de cheval à des puissances beaucoup plus importantes. Pour le démarrage du moteur, le potentiomètre 43 35 étant sur sa position de vitesse minimale, il suffit de fermer le contacteur 19 pour appliquer la tension d'alimentation +Vq au système. L'horloge-40 commence à osciller et commande le déclenchement séquentiel des thyristors 30-1 à 30-6 par l'in- 72 18204 2138169 termédiaire de la logique 35. Il suffit ensuite d'afficher la vitesse désirée sur le potentiomètre 43. Pour arrêter le moteur, il suffit d'ouvrir le contacteur 19 pour supprimer la tension d'alimentation +Vq. Le condensateur électrolytique 5 42 assure une réduction graduelle de la fréquence d'horloge pour éviter que le moteur ne s'arrête trop brutalement. La décharge prolongée du condensateur 42 maintient une tension décroissant graduellement sur le transistor unijonction de l'horloge 40. Comme on le voit, l'arrêt du moteur est parti-10 culièrement simple à commander, tout en étant parfaitement contrôlé par la réduction progressive de la fréquence d'horloge. Ainsi, en cas de coupure directe ou de disparition soudaine de la puissance alternative, le système de l'invention évite un ralentissement trop brusque ou dangereux du moteur. 15 On peut également ralentir graduellement le moteur jusqu'à "sa vitesse minimale au moyen du potentiomètre 43 avant de couper la tension d'alimentation +Vq par l'ouverture du contacteur 19. Il est enfin possible de freiner le moteur par courants de Foucault en court-circuitant directement le conden-20 sateur 42 et la chaîne résistive 43, 44, 45. Ce freinage est obtenu par la fermeture d'un interrupteur 37 (figure 5) mettant à la masse l'émetteur du transistor unijonction 47. Dans ce mode de freinage, la commutation cesse brusquement et trois thyristors restent conducteurs. Il est cependant moins effi-25 cace que les deux autres modes de freinage décrits ci-dessus. La figure 2A représente le développement schématique des enroulements des six demi-phases 0^ à 0g du stator 24 du moteur à induction précédemment décrit. Chaque phase complète 0 , 0, , 0^ est produite par deux demi-phases, comme cl D C 30 indiqué ci-dessus. Les enroulements de la phase 0 sont dis- Si posés de manière à former quatre pôles magnétiques (1), (2), (3), (4) indiqués sur la ligne du haut du schéma. Les phases 0b et 0c sont également,formées de quatre pôles chacune. Les groupes de pôles des trois phases sont décalés de 120° magné-35 tiques pour réaliser un champ triphasé. Le stator cylindrique comporte 36 encoches réparties de manière classique sur les 360° de sa circonférence. Le rotor tourne dans l'espace cylindrique qu'entoure le stator. La demi-phase 0^ est formée 72 18204 12 2138169 de deux enroulements concentriques -1- et -7- connectés en série entre les bornes N1 et 11. Comme représenté, l'enroulement -1 - est bobiné entre les encoches 1 et 12. Sès pôles magnétiques (1) et (2) sont représentés par des flèches de sens 5 opposés dans les encoches 2 et 11, soit avec une séparation de neuf encoches sur les 36 que comporte le stator. Ceci correspond à un décalage physique de 90°, c'est-à-dire pour un stator quadripolaire, à une séparation de 180° des pôles magnétiques. l'enroulement -1- est effectivement bobiné à plein 10 pas, bien que ses spires s'étendent sur des encoches adjacentes du stator. L'emploi d'enroulementsstatoriques bobinés à plein pas est préférable car il assure un fonctionnement optimal et un rendement élevé, mais on peut également utiliser des 15 enroulements à pas légèrement réduit en restant dans le cadre de l'invention, le second enroulement de la demi-phase 0^ est l'enroulement -7- qui est électriquement en série avec l'enroulement -1-. Ses pôles magnétiques (3) et (4) sont indiqués par des flèches de sens opposés dans les encoches 20 et 29 20 du stator. Comme précédemment, la séparation magnétique des pôles (2) et (3) est de 180° pour un décalage physique de 90° entie les encoches 11 et 20. De ce fait, le pôle magnétique (4) qui apparaît dans l'encoche 29 est égal et opposé au pôle (2) de l'enroulement -1- avec un décalage magnétique de 180°. 25 les séparations magnétiques des pôles sont indiquées sur la figure 2A en dessous des enroulements de la demi-phase 0^. lorsque le thyristor associé (30-1) devient conducteur, un courant i^ circule par la borne U1 dans l'enroulement -1- de la demi-phase 0^. Comme on l'a vu dans la description de la 30 figure 1, l'alimentation est constituée d'impulsions positives d'une durée de 180° électriques. Comme le montre la figure 2A, les enroulements -1- et -7- sont bobinés en série avec des pôles conséquents, c'est-à-dire que les enroulements alternent avec des secteurs non-bobinés. 35 Les enroulements 0^ se comportent comme une demi- phase car ils ne sont utilisés électriquement et magnétiquement que pendant une demi-période de la phase complète 0 . £L la demi-phase associée 0^ comprend les enroulements -4- et -10- 72 18204 13 2138169 qui sont alimentés pendant l'autre moitié des 360° du cycle électrique du moteur. Comme les enroulements de la phase 0^, Isb enroulements -4- et -10- sont bobinés concentriquement, à plein pas et avec des pôles conséquents dans les secteurs 5 laissés libres par les pôles conséquents de la demi-phase 0^. Cependant, dans les encoches du stator,leurs spires sont communes avec celles des enroulements 0^. On notera que les enroulements 0^ sont séparés de 180° magnétiques des enroulements complémentaires -1- et -7- de la demi-phase 0^. Ainsi, les '10 spires concentriques de l'enroulement -4- s'étendent entre les pôles magnétiques (2) et (3) des encoches 11 et 20. De même, le second enroulement -10- de la demi-phase 0^ s'étend entre les pôles magnétiques (4) et (1 ) des encoches 29 et 2. On notera également que la progression des enroule-15 ments de la demi-phase 0^ est la même que celle des enroulements de 'la demi-phase 0^, mais avec une séparation magnétique de 180° et un décalage physique de 90°. De plus, l'impulsion de courant i^ déphasée de 180° que reçoit la borne N4 crée des pôles magnétiques dans les directions indiquées par 20 les flèches sur les enroulements -4- et -10-. Ces pôles magnétiques sont opposés aux pôles adjacents des enroulements -1-et -7- de la demi-phase 0^. Cependant, les impulsions unidirectionnelles sont appliquées aux enroulements 0^ avec un retard électrique de 180° par rapport aux enroulements 0^, le courant 25 circulant dans le même sens dans les enroulements, de sorte que les pôles magnétiques que produisent les paires d'enroulements 0'i et 0^ se combinent pour reproduire la phase complète 0a'du Btator, comme le comprendront fort bien les spécialistes. Le bobinage en pôles conséquents et la disposition 30 en quinconce des enroulements associés de chaque phase ont un effet important qui est de minimiser l'induction mutuelle entre les enroulements complémentaires. Les impulsions de courant séparées électriquement de 180° circulent dans les directions opposées dans les spires que contiennent les encoches communes, 35 comme indiqué sur la figure 2A par les flèches verticales. Cette disposition réduit encore l'induction magnétique entre les enroulements associés de chaque phase. Dans les zones marginales, c'est-it-dire à l'extérieur des encoches respectives, 72 18204 14 2138169 les spires ne sont de préférence pas couplées pour réduire encore l'induction mutuelle. En service, les avantages de ce mode de disposition des enroulements découlent de l'inductance mutuelle minimale qui existe entre les enroulements des demi-5 phases complémentaires, telles que 0^ et 0^ pour la phase 0a, etc.. Cet aspect est important pour que la fonction de commutation réalise un autoblocage cyclique des thyristors. L'interaction énergétique entre le rotor, les enroulements individuels du stator et le circuit de commande à thyristors assurent un 10 autoblocage de ces derniers, comme décrit en regard des figures 4 et 5• L'emploi d'enroulements à plein pas permet de mieux utiliser la force magnétomotrice et d'améliorer le rendement du moteur. Les enroulements sbatoriques concentriques illustrés figure 2A peuvent être remplacés par des enroulements qui se 15 chevauchent sans sortir du cadre de l'invention. La valeur relativement faible de l'induction mutuelle qui existe entre les enroulements complémentaires de chaque phase permet de minimiser les valeurs des composants et la consommation du circuit de commutation, ainsi que de réaliser 1'autoblocage et le fonc-20 tionnement de sécurité des thyristors. Ces caractéristiques constituent un avantage notable par rapport à la technique antérieure. Les enroulements bifilaires ont nécessairement un couplage étroit avec les paires d'enroulements associées, ce qui augmente considérablement l'induction mutuelle et crée des 25 effets néfastes d'induction dans les circuits à thyristors. La phase efficace 0^ du stator est fournie par les paires d'enroulements 0£ et 0^. Comme indiqué en 25-5 sur la figure 1, la paire d'enroulements -5- et -11- de la demi-phase 0^ est décalée de 240° magnétiques par rapport aux enroulements 30 de référence 0^. La partie gauche de la spire centrale de l'enroulement -5- se trouve dans l'encoche 14, soit deux encoches après 1'encoche 12 dans laquelle se trouve la spire correspondante de l'enroulement de référence -1-. De ce fait, le premier pôle magnétique de l'enroulement -5- est décalé de 240° magné-35 tiques par rapport au pôle (1) de l'enroulement -1-. L'enroulement -11- de la demi—phase 0^ est de même décalé de 240° magnétiques par rapport à l'enroulement -7- de la demi-phase 0^. De même, les enroulements complémentaires -2- et .-8- de la 72 18204 15 2138169 demi-phase 0^ sont décalés de 180° magnétiques par rapport aux enroulements correspondants de la demi-phase 0^. Ces deux enroulements complémentaires fournissent la phase complète 0, du stator, comme décrit précédemment pour la phase 0 . D'une D cl 5 manière analogue, ies enroulements -3- et -9- de la demi-phase 0^ qui sont décalés de 120° magnétiques par rapport au premier pôle (1) de la demi-phase 0^ coopèrent avec les enroulements -6- et -12- de la demi-phase 0g, qui sont décalés de 180° magnétiques, pour fournir la troisième phase complète 0c du stator. 10 On notera que, lorsqu'ils sont excités, les enrou lements des demi-phases 0^ à 0g créent quatre pôles magnétiques de sens alternés, comme indiqué par les flèches de la figure 2A pour les demi-phases 0^ et 0^. Ces quatre forces magnétomotrices associées à une demi-phase sont successivement 15 décalées de 180° magnétiques autour du stator (24). Si l'on appliquait une puissance alternative triphasée aux bornes L1, 13 et L5, les bornes N1 , ÎT3 et N5 étant interconnectées pour former un point neutre, le stator produirait un champ magnétique tournant complet et le moteur fonctionnerait comme un 20 moteur à induction. On pourrait aussi utiliser les enroulements des demi-phases 02» 0^ et 0g d'une manière analogue. Cependant, dans le système de l'invention, chaque paire d'enroulements 0.j à 0g- est excitée par des impulsions successives d'une demi-période qui sont appliquées en alternance aux demi-phases complé-25 mentaires pour produire les phases complètes 0 , 0, et 0 né- 3- D C cessaires au fonctionnement triphasé. le système de bobinage du stator de la figure 2A utilise les 36 encoches de ce dernier pour obtenir un encombrement minimal des enroulements, le moteur a quatre pôles effec-30 tifs pour chaque phase complète 0 . 0, ou 0 . les groupes res- cl D C pectifs de pôles sont décalés magnétiquement de 120 et de 240° par rapport au groupe de référence associé aux paires d'enroulements 0.J et 0^ pour produire un champ tournant triphasé, les spécialistes pourront concevoir des systèmes similaires de 35 bobinage de stators produisant un nombre plus petit ou plus grand de paires de pôles, les principes de l'invention permettent également de réaliser des moteurs autres que triphasés. Il faut cependant que le moteur à induction ait plus d'une phase 72 18204 16 2138169 pour que le système démarre de lui-même, le stator comporte de préférence un nombre entier d'encoches par pôle et par phase pour que les enroulements soient bobinés à plein pas. lorsque c'est possible, on peut augmenter le nombre d'encoches pour 5 améliorer le facteur de distribution des enroulements. la figure 2B est une coupe d'une partie du stator 24 précédemment décrit, le stator est en tôles d'acier de nuance convenable, la partie illustrée comporte par exemple les encoches 10 et 11 du diagramme de la figure 2A. Ces enco-10 ches contiennent les spires des enroulements -1 - et -4- appelés dans ce cas ¥1 et ¥4. le nombre de spires dépend de la taille, de la puissance et des caractéristiques de fonctionnement du moteur et peut être compris entre 5 et 75 spires par encoche. Le diamètre du fil est calculé par les formules clas-15 siques en fonction de l'intensité nominale qui circule dans les enroulements. Un avantage notable du système de bobinage de 1'invention est que les spires des enroulements complémentaires de chacune des phases 0 , 0, et 0 peuvent être tota- £1 D G lement isolés par phase dans leurs encoches communes. Ainsi, 20 sur la figure 2B, les spires groupées des enroulements ¥1 et ¥4 sont enrobées dans une isolation 34 à l'intérieur des encoches communes 10, 11. Cette parfaite isolation des phases permet de fabriquer des moteurs alimentés sous des tensions de 500 volts et plus. L'élimination de la limitation de tension 25 dans les enroulements statoriques et des diverses contraintes mécaniques permet de réaliser des moteurs d'une puissance dépassant 300 k¥. la figure 5 est un schéma électrique de la phase complète 0a et de ses circuits annexes qui sont représentés d'une ma-30 nière simplifiée dans le système de la figure 1. les paires d'enroulements 0^ et 0^ ont des positions relatives qui correspondent à cellë du stator de la figure 2A. les enroulements ¥1 et ¥7 de la demi-phase 0^ sont connectés en série entre la ligne 22 du transformateur interphases 21 et l'anode du tfryritor 35 30-1. De même, les enroulements ¥4 et ¥10 de la demi-phase 0^ sont connectés en série entre la ligne 23 et le thyristor 30-4. les pôles magnétiques respectifs sont décalés de 180° comme indiqué par les flèches aux points successifs a, b, c et d. 72 18204 17 2138169 Les paires d'enroulements 0^ et 0^ sont décalées d'une paire de pôles, c'est-à-dire de 180°'magnétiques. En l'absence du transformateur interphases 21, le potentiel +Vq est appliqué aux bornes N des enroulements des 5 six demi-phases et le système fonctionnerait quand même, mais avec un rendement réduit. Ceci est dû au fait que les impulsions rectangulaires seraient directement appliquées aux enroulements de demi-phase avec leurs harmoniques 3 circulant dans les diodes réactives (31 ) vers les phases qui reçoivent 10 de la puissance. Ce mode de fonctionnement augmente les pertes ohmiques internes et les pertes dans les diodes. Le transformateur interphases 21 a pour but d'éliminer les harmoniques trois et au-dessus des tensions d'alimentation des paires d'enroulements 0.j à 0g en fournissant une forme d'onde de tension 15 en gradins à chaque demi-phase. Cette forme d'onde avantageuse est illustrée figure 3. Le transformateur 21 minimise également les harmoniques de séquence zéro, y compris les harmoniques trois,d'où une meilleure approximation de la fréquence fondamentale qui 20 est appliquée aux enroulements statoriques. L'ensemble de ces enroulements fonctionne comme un autotransformateur fournissant une tension double de +Vq entre la prise centrale du transformateur 21 et les bornes L respectives qui sont reliées aux thyristors. En pratique, 1'qmplitude de la forme d'onde en 25 gradins qui est appliquée entre les bornes L et N des paires d'enroulements, est quelque peu inférieure. Le transformateur 21 se comporte comme une réactance d'équilibrage qui permet un flottement des deux neutres communs que représentent les lignes respectives 22 et 23 auxquels sont connectées les bornes 30 des enroulements. Les diodes réactives (31) sont montées tête-bêche avec les thyristors de commutation (30). Ces diodes évitent l'apparition de fortes surtensions au moment où le courant est brusquement interrompu par le blocage du thyristor associé. 35 Ces surtensions peuvent être produites par la forte induction réactive des enroulements. Le courant réactif qui apparaît dans les paires d'enroulements 0^ et 0^ de la phase 0a au moment du blocage du thyristor 30-1 circule dans la diode réactive 31-4 éliminant les problèmes associés. Le fonctionnement 72 18204 18 2138169 est le même pour les phases 0^ et 0Q. Pour réaliser un blocage rapide des thyristors conformément au programme de commutation, on utilise un circuit classique comprenant l'inductance 28-1 et la capacité 29-1 en série 5 entre les circuits complémentaires 1 et 4. Ce circuit réalise pendant quelques microsecondes une polarisation inverse du thyristor conducteur par suite de la fréquence naturelle d'oscillation du circuit L-C 28-1, 29-1. La valeur de la capacité 29-1 dépend de 1'intensité nominale du courant qui traverse 10 le thyristor 30-1 avant et pendant la commutation. Cette intensité dépend elle-même des impédances par phase des paires d'enroulements 0.j , 02» etc., et du couplage magnétique qui existe entre les demi-phases complémentaires, par exemple 0^ et 0^ sur la figure 5. 15 Pour un couplage relativement serré des enroulements, comme dans les moteurs bifilaires, leurs inductances s'annulent mutuellement. Dans un tel moteur, l'intensité qui traverse les thyristors est relativement élevée et n'est pratiquement limitée que par les faibles résistances des enroulements sta-20 toriques. Comme on l'a vu précédemment, la commutation de tels enroulements est délicate et peu fiable. Par contre, dans le système de l'invention, les enroulements des demi-phases 0^ et 0^ de la phase 0& sont bobinés en pôles conséquents et sont volontairement disposés de façon à n'avoir qu'une inductance 25 mutuelle minimale. De ce fait, les demi-phases séparées du stator conservent leurs inductances séparées et leurs couplages au rotor. Il en résulte une commutation relativement rapide des thyristors 30-1 et 30-4. La réduction sensible des intensités à commuter abaisse la puissance dissipée dans les thy-30 ristors et leurs circuits associés. De plus, un circuit R-C est en parallèle avec chaque thyristor : 51-1, 52-1 pour le thyristor 30-1; 51-4, 52-4 pour le thyristor 30-4; etc.. Ces circuits R-C servent de tampons dérivant les fréquences harmoniques parasites et stabilisant le fonctionnement des circuits de com- 35 mande. La logique de commande (35) des thyristors comprend des circuits de déclenchement séquentiel programmant de manière classique les périodes de conduction des différents thyristors. 72 18204 19 2138169 Les sorties individuelles de déclenchement de la logique 35 sont reliées par des résistances série 55-1 et 55-4 à des amplificateurs de commande 55-1 et 55-4 représentés sur la figure 5. Ces amplificateurs peuvent être considérés comme des ampli-5 ficateurs d'isolation et/ou des amplificateurs de puissance nécessaires au déclenchement des thyristors à grande puissance. Les transistors 55-1, 55-4 sont polarisés par la tension constante régulée +Vqq de la ligne 58. En pratique, cette tension peut être 5,0 volts et est également utilisée pour la polari-10 sation de l'horloge (40) à transistor unijonction. Les résistances de couplage (54) aboutissent à la base des transistors amplificateurs (55) dont les émetteurs sont reliés par des lignes 56-1, 56-4 aux gâchettes des thyristors associés 00). Ces circuits amplificateurs comprennent également des résistances 15 (fe charge classiques 57-1 et 57-4. On sait que les circuits à thyristors sont sujets à des déclenchements intempestifs dont les causes sont diverses, telles que fortes pointes transitoires du secteur, signal logique incorrect, etc.. En présence de tels signaux erratiques, 20 le condensateur de commutation (29) ne peut pas être chargé et la commutation ne peut avoir lieu normalement. Par exemple, si les thyristors 30-1 et 30-4 conduisent en même temps, ils alimentent simultanément leurs paires d'enroulements respectives 0^ et 0^. Du fait de la faible inductance mutuelle de ces 25 enroulements due au système de bobinage décrit ci-dessus, le courant qui circule dans les thyristors associés ne peut atteindre que sa valeur nominale. En pratique, l'intensité totale qui traverse les enroulements et les thyristors en cas de raté de commutation ne dépasse pas le courant qui correspond au 30 couple de blocage du rotor. On peut donc choisir des thyristors de capacité correspondante, ce qui est un avantage économique certain. Dans les circuits de commande tels que les onduleurs où des thyristors sont connectés entre les lignes d'une source continue, un raté de commutation risque de détruire les thyris-35 tors et on doit fréquemment les protéger par des circuits relativement complexes. Dans le système de l'invention, la faible inductance mutuelle entre les enroulements des demi-phases complémentaires 72 18204 20 2138169 permet à la commutation normale d'une phase de commuter de force la phase adjacente. De plus, l'énergie réactive qui apparaît dans les enroulements pendant le fonctionnement du moteur est déchargée cycliquement à chaque tour pour créer une 5 forte polarisation inverse de tous les thyristors, comme on va maintenant le voir. En considérant les figures 1 et 5, on suppose que les thyristors des circuits 1 , 5 et 3 sont successivement rendus conducteurs selon la séquence normale de déclenchement. Le thyristor 30-4 du circuit 4 est ensuite normale-10 ment rendu conducteur, ce qui devrait bloquer le thyristor associé 30-1. Cependant, il peut se faire que le thyristor 30-1 reste conducteur : c'est ce que l'on appelle un raté de commutation. Dans ces conditions, le condensateur de commutation 29-1, qui est connecté entre les circuits 1 et 4, n'est 15 pas chargé et il ne peut y avoir une commutation normale entre les circuits associés 1 et 4. La logique (35) qui fournit les signaux de déclenchement aux gâchettes des thyristors 30-1 à 30-6 ignore le raté de commutation et déclenche à son tour le thyristor 30-2 du 20 circuit 2. Dès que le thyristor 30-2 commence à conduire, la commutation forcée bloque son thyristor associé 30-5 et permet l'établissement du courant direct dans la paire d'enroulements 02 après la commutation entre les thyristors 30-5 et 30-2. Cependant, avant la montée du courant direct dans le thyristor 25 30-2, l'énergie emmagasinée dans la paire d'enroulements 0^ s'écoule dans la diode réactive 31-2. Les circuits 1 et 4 étant court-circuités par le raté de commutation de leurs thyristors. 30-1 et 30-4> la réactance de tous les autres enroulements qui sont couplés par le stator aux enroulements des demi-phases 30 0.| et 0^ est considérablement réduite. Dans ces conditions, le courant réactif a une amplitude relativement forte et une courte durée, de l'ordre de 200 millisecondes. L'effet global de ce fort courant réactif est de polariser en sens inverse tous les thyristors du circuit et de renvoyer l'énergie à la 35 source +Vq. Lorsque cette énergie est renvoyée à la source, tous les thyristors sont bloqués pendant un temps relativement long. En effet, l'énergie emmagasinée dans le moteur en fonctionnement est utilisée magnétiquement et mécaniquement pour 72 182Û4 21 2138169 bloquer tous les thyristors au cours du cycle suivant. Pendant cette période de polarisation inverse, tous les thyristors conducteurs cessent de conduire et passent en état bloqué. A la fin du courant réactif, la polarisation directe est ré-5 tablie et le thyristor qui a causé le raté de commutation, c'est-à-dire dans ce cas le thyristor 30—1, ne redevient pas conducteur car sa gâchette ne reçoit pas le signal de déclenchement de la logique (35). La séquence d'événements décrite ci-dessus permet 10 un blocage automatique de tous les thyristors en oas de raté de commutation de l'une des paires avant la fin de son cycle normal. On notera que n'importe quel circuit comprenant un thyristor (30) et sa paire d'enroulements associée sont effectivement en série avec n'importe quel autre circuit. En cas 15 de raté de commutation, l'énergie réactive traverse les circuits conducteurs en sens inverse de la normale, ce qui provoque le blocage immédiat de tous les thyristors. Comme on le voit, un raté de commutation fait apparaître une forte pointe de courant réactif qui disparaît rapidement. Ce mode de blocage 20 automatique des thyristors diffère également de la commutation normale par l'intensité relative des courants. Dans ce cas, le facteur important est que les enroulements des six demi-phases du stator disposées pour réaliser un fonctionnement triphasé, sont tous couplés les uns aux autres par le stator 25 à la fréquence fondamentale de travail. En outre, les fortes inductions réactives qui apparaissent dans les paires d'enroulements 0.j à 0g ont des directions telles qu'elles induisent de fortes tensions dans les circuits annexes des thyristors . pour bloquer ces derniers rapidement et en toute sécurité. 30 Pour cette raison, en considérant les tensions directes des thyristors, on voit qu'il existe une partie négative au cours de chaque période de conduction de chaque phase, qui conduit une énergie réactive pendant un cycle donné entraînant une conduction cyclique du thyristor avec un intervalle d'inter-35 ruption g, comme indiqué figure 4. La première possibilité de blocage est la commutâtinn normale déclenchée par une impulsion de la logique de commande (35) avec le circuit de commutation 28, 29-connecté entre les thyristors associés. La seconde 72 18204 22 2138169 possibilité de blocage est fournie par l'énergie réactive e (figure 4) qui circule dans la paire de thyristors associés. Cette seconde possibilité n'existe pas en cas de raté de commutation de la paire de thyristors, mais il existe ultérieu-5 rement deux autres possibilités au moment des commutations des deux autres paires. Dans ce cas, la paire dont les deux thyristors sont restés conducteurs est rapidement bloquée par la forte énergie réactive qui produisent les autres enroulements, comme on l'a vu ci-dessus."En résumé, les effets combinés des dif-10 férents éléments de commutation du système moteur-circuit de commande de 1 'invention assurent un fonctionnement simple, efficace et pratiquement à l'abri des ratés de commutation grâce à 1'autoblocage des thyristors. La figure 4 représente la courbe type du courant 15 d'un thyristor (30) au cours de sa période normale de conduction de 180° électriques dans le système de l'invention. L'impulsion initiale de commutation séquentielle fournie par la logique (35) se traduit par une brève impulsion a. En pratique, l'impulsion a peut avoir une intensité d'environ 10 ampères 20 et une largeur d'environ 2° sur les 180° électriques de la période de conduction du thyristor. En fonctionnement normal, la décharge cyclique de l'énergie réactive des enroulements crée une forte polarisation inverse du transistor qui vient d'être rendu conducteur, cette polarisation étant suffisante 25 pour interrompre la conduction pendant un intervalle g qui s'étend sur 15 à 20° électriques. La conduction du thyristor reprend ensuite et s'élève lentement jusqu'à 140° électriques pour atteindre au point c un maximum d'environ 6 ampères. Après cela, la conducteur décroît le long du segment d jusqu'à en-30 viron 3 ampères, puis cesse complètement à la fin de la période de 180° par suite de la commutation normale. La forme triangulaire de la courbe de conduction b, d représente la combinaison des composantes réelles de courant qui circulent dans les enroulements associés lorsque les autres 35 demi-phases deviennent conductrices. Aucun circuit à thyristor est indépendant des autres car les enroulements du stator (24) sont tous couplés magnétiquement par la masse du stator et par le partage de la charge entre les" circuits dont les thyristors 72 18204 23 2138169 sont conducteurs. En fonctionnement normal, trois thyristors sont conducteurs à un instant quelconque. En cas de raté de conduction, si l'un des thyristors reste conducteur au-delà de 180°, comme indiqué en tirets sur la figure 4, il est nor-5 malement bloqué à un instant correspondant approximativement à 190° électriques. La raison de ce blocage est le même effet périodique de polarisation inverse qui produit l'intervalle de non-conduction g de la figure 4. Au cas où le blocage ne serait pas obtenu de cette manière, la forte pahte d'énergie 10 réactive décrite ci-dessus entraîne ultérieurement un blocage de force. Les figures 6A et 6B représentent la séquence logique de déclenchement des thyristors 30-1 à 30-6 par la logique de commande 35. On se rappelle que la fréquence de base ou 15 fondamentale qui rythme les périodes de conduction des thyristors est'dérivée de la fréquence de l'horloge 40. La fréquence d'horloge est elle-même commandée par le circuit 50, comme décrit par ailleurs. Pour une fréquence d'horloge donnée, la logique 35 Applique des impulsions de déclenchement succes-20 sives 1T, 2T, etc. décalées de 60°, aux gâchettes des thyristors. La figure 6A représente la succession régulière des périodes de conduction des thyristors 30-1 à 30-6. Ces périodes débutent successivement à des instants décalés de 60° et répartis sur les 360° de la fréquence fondamentale. Leur durée 25 est de 180° lorsque la commutation s'effectue normalement entre les thyristors complémentaires. La figure 6B représente les paires de thyristors 1 et 4, 3 et 6, 5 et 2 qui sont respectivement associées aux phases 0a, 0^ et Les thyristors 4, 6 et 2 qui conduisent à 180° des thyristors 1, 3 et 5 (voir 30 figure 6A) sont représentés par leur équivalent inversé (sens négatif) sur la figure 6B. Il va de soi que les figures 6A et 6B ne sont que des diagrammes simplifiés et que la courbe de conduction réelle des thyristors correspond d'une manière générale à celle de la figure 4. 35 La durée normale de chaque période de conduction (3T) est directement proportionnelle à la fréquence de l'horloge 40. La fréquence d'horloge est déterminée par la tension et l'impédance de l'émetteur du transistor unijonction 47. 72 18204 24 2138169 Facultativement, un transistor émetteur-suiveur 49 peut être associé au transistor unijonction 47 avec sa sortie sur la ligne 36, les deux transistors recevant une polarisation fixe +Vqo e"k étant reliés par une résistance de couplage 48. les 5 figures 12 et 16 représentent des circuits comparables d'horloge à transistor unijonction n'utilisant pas d'amplificateur. On peut évidemment utiliser d'autres circuits équivalents. L'horloge commande des circuits logiques comprenant des bascules classiques. Comme décrit en regard de la figure 1, la 10 résistance 45 a une valeur fixe et le condensateur 46 est préréglé. Le bloc de commande 50 comprend des potentiomètres 43, 44 et reçoit la tension +Vq par la ligne 20'. Le bouton 43' fait tourner le potentiomètre (43) pour régler la vitesse du moteur, comme on l'a vu précédemment. La vitesse de rotation 15 du moteur dépend à la fois de la position du potentimètre (43) et de la valeur de la tension d'alimentation +Vq. La figure 7 est une vue en élévation d'un système moteur-circuit de commande réalisé selon les principes de l'invention. Le moteur 60 comprend un rotor 59 en cage d'écureuil 20 qui entraîne un arbre de sortie 61. Le stator comprend six jeux d'enroulements de demi-phase du type représenté sur les figures 2A et 2B. Le carter du moteur est supporté par un bâti 62. Les extrémités des enroulements statoriques aboutissent à une boîte à bornes 64 dans laquelle ils sont connectés à un câble 25 à huit conducteurs 63. Le circuit de commande, c'est-à-dire les six thyristors (30), les diodes réactives 31 , la logique de déclenchement séquentiel 35, l'horloge 40, etc. est logé dans un boîtier 65 qui contient également le redresseur et le régulateur de tension continue. Le câble 66 est relié à 30 un secteur alternatif triphasé. Le bouton de commande 67 correspond au bouton 43* de la figure 5 et permet un réglage direct de la vitesse de rotation de l'arbre 61, comme le comprendront sans mal leé spécialistes. Le rotor est de préférence en cage d'écureuil, mais on peut également utiliser un rotor 35 à réluctance ou un rotor bobiné comme dans les moteurs à induction classiques. 72 18204 25 2138169 La figure 8" est un schéma électrique d'ensemble d'un mode de réalisation du système moteur-circuit de commande. Dans ce système, on règle la vitesse du moteur en faisant varier la tension continue d'alimentation +V. qui est également le potentiel d'entrée 5 de l'émetteur du transistor unijonction 87 du circuit d'horloge 85. Un autotransformateur variable triphasé 70 est interposé entre un secteur triphasé Eq et un redresseur triphasé 73. La position de 1'autotransformateur 70 est commandée extérieurement par un bouton 71. Les trois lignes de sortie 72 de l'autotransformateur appliquent 10 au redresseur 73 trois phases variables équilibrées à la fréquence du secteur. La sortie continue du redresseur 73 est filtrée par un condensateur 74. Si nécessaire, le filtrage peut être amélioré par une bobine de choc (non représentée) en série avec la sortie. La valeur de la tension redressée +7 de la ligne de sortie 75 dépend 15 de la position du bouton 71 de l'autotransformateur 70. La ligne 75 est reliée à la prise centrale 76 d'un transformateur interphases 77 dont les extrémités sont reliées par des lignes 78 et 79 aux bornes N de deux groupes d'enroulements statoriques d'un moteur 80. Le stator du moteur 80 est bobiné de la 20 manière indiquée figure 2A, c'est-à-dire que pour trois phases il comprend trois paires de demi-phases complémentaires. Les thyristors d'un bloc de commutation 82 sont directement reliés aux demi-phases du stator par une série de six lignes 84. Les thyristors et leurs circuits associés sont déclenchés par une logique de commande 83 25 qui est de même reliée au bloc de commutation 82, comme on l'a vu dans la description des figures 1 et 5. Une horloge 85 comprenant un transistor unijonction 87 et un transistor amplificateur 88 est polarisée par une basse tension régulée +V . Des résistances 89 et 90 complètent le circuit amplificateur dont la sortie est appliquée 30 par une ligne 86 à la logique de commande 83. Le circuit de détermination de la fréquence d'oscillation du transistor unijonction 87 comprend une résistance fixe 91, 'une résistance variable 92 et un condensateur préréglé 94. La tension continue d'alimentation +V est appliquée par la ligne 75 à la 35 résistance 91. Une ligne 93 relie le point de jonction de la résistance variable 92 et du condensateur 94 à l'émetteur du transistor unijonction 87, comme dans le cas des figures 1 et 5. Le potentiomètre 92 permet de faire varier la fréquence de l'horloge 85, 18204 26 2138169 une augmentation de résistance provoquant une diminution de fréquence et inversement. La fréquence d'oscillation du transistor unijonction 87 dépend en outre de la tension +V de l'autotransformateur 70, c'est-à-dire que pour une position fixe du potentiomètre 92, une variation de la tension +V modifie proportionnellement la fréquence d'oscillation du transistor unijonction 87. La fréquence de l'horloge 85 est donc déterminée à la fois par le réglage de l'autotransformateur 71 et par le réglage du potentiomètre 92. En pratique, la plage de réglage du potentiomètre 92 est généralement étroite et il sert de correcteur précis après le réglage de la commande 71 • Ainsi, pour une position fixe du potentiomètre 92, la fréquence de l'horloge 85 est asservie à la valeur de la tension +V que reçoit le moteur 80. L'augmentation de la tension +V se traduit par un accroissement de la puissance et du couple du moteur 80, ainsi que par une augmentation de la fréquence de déclenchement des thyristors du "bloc de commutation 82 qui est lui-même commandé par la logique 83 et par l'horloge 85. Inversement, un abaissement de la tension +V" se traduit par une réduction du couple et de la puissance du moteur*, ainsi que par une diminution de la fréquence de base de l'horloge 85. On va maintenant décrire une application de la commande coordonnée (71, 92) du moteur 80 avec référence à la figure 9. Le moteur 80 commandé par le système de la figure 8 produit par exemple la famille de courbes couple/vitesse de la figure 9. L'axe vertical du graphique représente le couple de sortie en mètres.newtons qui dépend à la fois de la tension d'entrée +V et de la fréquence de l'horloge 85. L'axe horizontal représente la vitesse de rotation n du moteur qui ne dépend que de la fréquence d'horloge. Le système précédemment décrit qui fait varier la fréquence d'horloge proportionnellement aux variations de la tension d'entrée +Y permet d'obtenir la famille de courbes couple/vitesse de la figure 9. Sans modifier le potentiomètre 92, on applique des tensions continues +V espacées de 20 volts pour obtenir les courbes indiquées. La courbe du haut correspond à 120 volts et au couple le plus fort, c'est-à-dire environ 9,5 m.N pour un moteur de 0,736 kW. La puissance nominale du moteur est obtenue pour environ 1 700 tr/mn, comme indiqué sur le graphique. En faisant varier la vitesse du moteur' à l'aide du 72 18204 27 2138169 potentiomètre 92, pour une tension +Y de 120 volts, on fait varier la puissance de sortie sur une plage limitée représentée par une ligne discontinue sur le graphique, par exemple entre 1400 et 1900 tr/mn. La puissance nominale varie sensiblement linéairement 5 sur cette plage continue de vitesses vers la fin de la courbe couple/vitesse. Les vitesses de rotation correspondant à la courbe caractéristique de 120 volts sont ainsi réglables avec précision sur la droite de puissance nominale au moyen du potentiomètre 92. Pour une valeur donnée de la tension +V, les plages de 10 fonctionnement du moteur correspondent à une utilisation continue. Le fonctionnement à des vitesses extérieures à cette plage doit être limité à des périodes relativement courtes pour éviter un échauffement exagéré du moteur, mais il est possible de le faire fonctionner en continu à des vitesses légèrement supérieures. 15 Cependant, du fait de la forte pente négative de la courbe couple/ vitesse, la plage de variation de la vitesse est relativement limitée pour une tension +Y donnée, comme on l'a vu plus haut. La famille de courbes de la figure 9 a été déterminée de 20 en 20 volts jusqu'à une tension +Y de 20 volts. On notera que les 20 faibles valeurs du couple nominal correspondent à de faibles tensions d'alimentation +Y. Chaque courbe a néanmoins des caractéristiques couple-vitesse similaires pour des puissances plus faibles correspondant à des tensions +V réduites. La ligne en tirets A représente le lieu des points de fonctionnement lorsqu'on fait 25 varier la tension d'alimentation +Y avec l'asservissement normal de la fréquence de l'horloge 85 (voir figure 8). Pour la figure A, le potentiomètre 92 reste fixe et on fait varier la position de l'autotransformateur 70 par la commande 71. La courbe résultante A représente l'augmentation de la charge de sortie et du couple 30 avec la vitesse de rotation n en fonction de l'augmentation de la tension +Y. Le moteur peut fonctionner en continu en n'importe quel point du lieu A, sur toute la plage des vitesses. Les performances de l'ensemble du système moteur-circuit de commande dépendent de la conception électromagnétique du moteur 35 par la manière dont la vitesse est régulée par le circuit de commande, comme décrit précédemment. La conception électromagnétique du moteur détermine la forme de la courbe fondamentale couple/vitesse 72 18204 28 2138169 d'un moteur particulier, la figure 10 représente les caractéristiques de divers moteurs dans les différents cas de fonctionnement possibles. Le premier quadrant (1 ) contient une famille de cinq courbes a, b, c, d et e pour lesquelles le couple et la vitesse sont tous deux 5 positifs. Par l'analyse de la caractéristique couple/vitesse du quadrant (1), on peut comparer le système de l'invention à un moteur triphasé classique dont la courbe couple/vitesse dépend de la tension et de la fréquence particulières appliquées. Les différentes courbes a à e montrent l'effet des différentes résistances des enrou-10 lements, pour un moteur classique comme pour le moteur de l'invention. Dan3 un moteur à induction à rotor en cage d'écureuil, la résistance effective a une valeur fixe déterminée par les paramètres de construction. Les moteurs classiques à induction alimentés sur secteur polyphasé ont fréquemment une caractéristique voisine de la courbe b 1 5 qui représente un compromis entre un bon couple de démarrage et de faibles pertes dans le rotor. La courbe a représente par exemple un moteur dont le couple de démarrage est faible, mais dont le rotor n'a que des pertes réduites à pleine charge. Un moteur polyphasé classique alimenté à tension constante et à fréquence constante 20 peut fonctionner pendant des périodes prolongées avec un léger glissement, c'est-à-dire à une vitesse inférieure mais proche de la vitesse synchrone. Lorsqu'un tel moteur -tourne à des vitesses plus faibles, il subit un échauffement tel qu'il risque d'être détérioré. 25 Les moteurs de la présente invention alimentés en courant continu ont les mêmes caractéristiques inhérentes couple/vitesse que les courbes a à e de la figure 10, mais ont un avantage important par rapport aux moteurs classiques alimentés sur secteur. En effet, la vitesse et le couple des moteurs de l'invention sont réglables 30 dans des limites larges au lieu d'être fixes (y compris pour les vaHaors négatives). Comme on l'a vu précédemment, le couple est fonction de la tension d'entrée +V et de la fréquence asservie de l'horloge 85, la vitesse n n'étant une fonction directe que de la fréquence d'horloge. En maintenant la fréquence d'horloge propor-35 tionnelle à la tension +V par le système de la figure 8, on obtient la famille de courbes de la figure 9. Les courbes à couple de démarrage élevé de la figure 9 correspondent à la courbe c de la 72 18204 29 2138169 figure 10. les autres courbes du quadrant 1 ont des couples de démarrage sensiblement inférieurs, ou des couples qui ne peuvent être maintenus en service continu. L'utilisation de la séquence de commutation du circuit de la figure 8 permet d'obtenir la 5 famille de courbes de la figure 9 dans le premier quadrant de la figure 10. La courbe de fonctionnement choisie dépend évidemment de la puissance du moteur et de la tension d'alimentation +Y. La figure 10 représente le coupte maximum nominal CMN et la vitesse nominale VTî pour le fonctionnement en mode normal NOR. 10 Si la vitesse de rotation positive du moteur dépasse la vitesse synchrone nominale Ns, on passe dans le second quadrant (2). Dans ce cas, le moteur travaille en générateur ou en mode freinage dynamique FDY. Cette survitesse se traduit par un couple négatif et peut aller jusqu'à deux fois la vitesse synchrone Ns. Dès que la 15 vitesse de rotation dépasse la vitesse synchrone, le couple devient négatif. Le troisième quadrant (3) correspond à la fois à une rotation négative (-n) et à un couple négatif, c'est-à-dire au cas d'un moteur travaillant en générateur et tournant en sens inverse. Ce mode de fonctionnement fournit une énergie continue à 20 la source 73. Dans le quatrième quadrant (4), la rotation est inverse (-n) et le couple est positif, ce qui correspond à une action de freinage inverse. Le système moteur-circuit de commande de l'invention est capable de fonctionner dans les quatre quadrants de la figure 10 sans perte de contrôle. Du point de vue de la forme 25 de la caractéristique et du mode de fonctionnement, on peut, utiliser n'importe quelle courbe particulière dans ces quadrants selon la résistance relative du rotor du moteur. La souplesse d'emploi du système de l'invention est donc très grande en ce qui concerne les performances et les modes de 30 fonctionnement. La variation de vitesse est pratiquement infinie et le potentiomètre 92 permet un réglage précis. Le fonctionnement des circuits d'alimentation du moteur est pratiquement exempt de ratés grâce à 1'autoblocage des thyristors. Les champs tournants produits par une alimentation polyphasée ont une direction qui 35 détermine une rotation dans le premier quadrant. Pour inverser le sens de rotation, il suffit d'agir sur la logique de déclenchement à faible puissance et à faible tension pour inverser la séquence |^-r- _ _ 72 18204 30 2138169 des phases relatives 0&, 0^ et 0q. le système de l'invention peut fonctionner selon des modes autres que ceux des figures 8 à'10 dans les quatre quadrants des courbes couple/vitesse. Dans tous les modes, il est préférable d'utiliser le fort couple de démarrage qui est 5 inhérent aux principes de l'invention. Comme on l'a vu précédemment, ces moteurs ont également des couples de décrochage élevés gans risque de détérioration des circuits électroniques. En pratique, pour des puissances supérieures à 1 ,5 kW, le coût d'installation du moteur de l'invention est inférieur à celui d'un motçur à courant continu 10 de caractéristiques comparables. De plus, le système de l'invention peu/; être rendu parfaitement hermétique et convient aux installations qui nécessitent un équipement anti-déflagrant. A puissance égale, l'encombrement, le poids et le rendement du système de l'invention sont comparables à ceux d'un moteur triphasé classique pour des 15 charges et des vitesses nominales égales, les vitesses de rotation sont facilement réglables et ne dépendent pas de la fréquence du réseau alternatif qui est redressé, les vitesses maximales sont limitées par la construction mécanique des moteurs, principalement par les efforts admissibles dans le rotor et par le longévité des 20 roulements : on peut atteindre pratiquement des vitesses supérieures à 40 000 tr/mn. Du point de vue isolation, le moteur n'est pas limité par la tension de service et l'on peut réaliser des, unités dépassant 300 kW. La figure 11 représente une famille de courbes A, B et C 25 qui représentent la relation couple de sortie/vitesse de rotation n pour un fonctionnement à puissance constante. La figure 12 représente une partie du circuit de commande correspondant. Pour obtenir un moteur à puissance constante, il suffit de maintenir constante la tension +VQ de la ligne d'alimentation du système (voir figures 1 30 et 8). La tension +VQ étant constante, il n'est pas nécessaire de l'appliquer au circuit de commande de la figure 12. La chaîne de résistances 105, 106 du circuit d'horloge 100 reçoit le potentiel fixe de polarisation +^00« Le potentiomètre 106,permet d'ajuster la résistance de l'ensemble pour régler la fréquence du transistor 35 unijonction 101 qui est transmise à la logique de déclenchement par une ligne 108. Des résistances de polarisation 102 et 103 sont connectées en série avec le transistor 101 entre la ligne +Y et oo 72 18204 31 2138169 la masse, la sortie 108 étant prise aux bornes de la résistance 103. Un condensateur 107 relie.le point de jonction de l'émetteur du transistor 101 et de la chaîne résistiye 105, 106 au potentiel de la masse. Le condensateur 107 est préréglé comme décrit précé-5 demment. Pour une tension d'alimentation +V fixe, par exemple 120 volts, on obtient la famille de courbe a, b, c, d correspondant à des vitesses particulières n réglées au moyen du poteniiomètre 106. Pour ces courbes, le couple maximum est égal au couple nominal et 10 se situe sur une enveloppe parallèle à la courbe A.La courbe A correspond à la valeur fixe de 120 volts de +VQ pour laquelle la vitesse est réglable sur une certaine plage. Il existe une limite inférieure de vitesse qui est déterminée par la saturation de l'acier du moteur. La vitesse du moteur ne dépend plus de la tension 15 d'alimentation +V » mais de la fréquence réglable de l'horloge 100. Les courbes A, B et C représentent la sortie à puissance constante du moteur pour la tension d'alimentation choisie. Si l'on diminue la tension d'alimentation +Vq, la courbe couple-.vitesse à puissance constante se décale vers le bas. Ainsi, la courbe B correspond par 20 exemple à une tension d'alimentation de 100 volts, alors que la courbe C correspond à une tension d'alimentation de 60 volts. La tension de polarisation +VQ0 est toujours maintenue constante, par exemple à 5,0 volts. Gomme on l'a vu précédemment, la vitesse du moteur est réglable au moyen du potentiomètre 106. 25 II est évident que le fonctionnement du moteur à puissance de sortie constante, illustré par les courbes de la figure 11, résulte d'une tension fixe +V maintenue à l'entrée du moteur dont o la vitesse est déterminée par la fréquence de l'horloge 100, c'est-à-dire par la résistance du potentiomètre 106. Le résultat 30 représenté par les courbes de fonctionnement A, B et C est analogue à celui que l'on obtient en réglant le courant d'excitation d'un moteur classique à courant continu. Les zones de fonctionnement à puissance constante représentées par ces courbes sont limitées aux vitesses indiquées. Dans tous les cas, il existe une vitesse minimale 35 en-dessous de laquelle le moteur ne doit pas travailler pendant une période prolongée. Par contre, le moteur peut fonctionner en continu pour n'importe quelle combinaison de vitesse et de couple dont le 72 18204 32 2138169 point représentatif se trouve en-dessous de la courbe A, B ou C qui correspond à la tension d'alimentation choisie. la raison pour laquelle un moteur travaillant dans les conditions de la figure 11 a ses points de couple maximum situés 5 sur une courbe à puissance constante, est que l'impédance du moteur au couple maximum reste essentiellement constante, la fréquence de glissement étant automatiquement compensée. Ceci combiné au fait que le flux est inversement proportionnel à la fréquence appliquée au moteur, se traduit par un couple inversement 10 proportionnel à la fréquence, alors que la vitesse est proportionnelle à la fréquence, la raison de ceci est que le couple est essentiellement proportionnel au produit de la densité de flux par le courant qui circule dans le moteur. On voit donc que le produit du couple par la vitesse de rotation est une constante et on sait que ce 15 produit représente la puissance du moteur. les figures 13 à 16 représentent un autre mode de fonctionnement du moteur dans lequel le couple de sortie est constant et la vitesse variable, les figures 13 et 14 représentent respectivement des courbes A et B à couple constant pour des moteurs 20 dont les rotors ont des résistances différentes. Gomme an l'a noté précédemment, ces résistances déterminent la forme des courbes couple/vitesse, les courbes A et B sont analogues à celles que 1'on obtient par variation du courant d'induit dans les moteurs classiques à courant continu et correspondent à un couple constant sur toute 25 la plage de vitesses. Comme le montrent ces courbes, le couple nominal est obtenu même pour une vitesse nulle, la famille de courbes a à e de la figure 13 correspond à l'impédance du rotor qui fournit une caractéristique couple/vitesse analogue à la courbe c du quadrant 1 de la figure 10. De même, les courbes a1 30 à e' de la figure 14 correspondent à l'impédance de rotor qui donne la courbe b de la figure 10. les enveloppes des maximums des couples sont respectivement f et f '. les valeurs nominales des couples constants des courbes A et B sont sensiblement inférieures et correspondent à un fonctionnement continu, la partie descendante 35 BB de la courbe B correspond au dépassement de la vitesse synchrone ns. 72 18204 33 2138169 Pour obtenir le fonctionnement à couple de sortie constant des figures 13 et 14, il faut a ppliquer une compensation au circuit de commande, comme indiqué figure 16. Cette compensation qui est égale au produit du courant du moteur par son impédance (IZ) est 5 nécessaire pour surmonter la composante résistive qui est fixe lorsque la tension d'alimai tation +V varie. Pour maintenir un couple constant, il faut que le produit (Vm/f).Im soit constant, f étant la fréquence fondamentale du moteur, Im le courant consommé et Vm la tension de travail du moteur qui est égale à la tension 10 appliquée +V moins la chute de potentiel interne, la fréquence f résultant de la compensation indiquée est représentée par la courbe C de la figure 15 et permet d'obtenir les caractéristiques à couple constant A et B. Cette compensation de fréquence est fournie par le circuit de commande de la figure 16 d'après les 15 variations de la tension appliquée +V. Plus précisément, le circuit d'horloge 110 comprend une diode Zener 117 qui fait varier linéairement la fréquence d'oscillation du transistor unijonction 111 en suivant la partie linéaire de la courbe C au-dessus d'un niveau donné D lorsque la tension +V varie, le niveau de référence D 20 correspond à la chute de potentiel IZ à l'intérieur du moteur, le décalage a correspond au glissement qui permet d'obtenir le couple maximum. la fréquence d'horloge du transistor 111 est disponible sur la ligne de sortie 114 qui est reliée à la logique de déclen-25 chement. les résistances 112 et 113 complètent le circuit du transistor unijonction qui est polarisé par une basse tension fixe +Vqo. Un potentiomètre 115 faisant partie du circuit d'émetteur du transistor 111 reçoit la tension variable +V. Cette tension peut être fournie par un autotransformateur 70 et un 30 redresseur triphasé 73, comme dans le cas de la figure 8 et de la figure 19, ou par un autre circuit, le réglage du potentiomètre 115 n'est pas modifié lorsqu'on désire un fonctionnement à couple de sortie constant. Par contre, on peut ajuster la puissance de sortie au moyen du potentiomètre 11 5 pour réaliser une commande à 35 puissance constante à n'importe quelle valeur de couple, la diode Zener 117 est en série avec le potentiomètre 115 et une résistance fixe 118 aboutissant à l'émetteur du transistor 111. Un condensateur y , 72 18204 34 2138169 préréglé 119 relie l'émetteur à la masse. Un condensateur 120 connecté entre la ligne 116 qui relie le potentiomètre 115 à la • diode Zener 117 et la masse, permet d'ajuster l'accélération ou la décélération du système. On notera que la fréquence de l'horloge 5 110 est asservie à la tension appliquée +V en suivant la■relation linéaire C pour le& vitesses de fonctionnement, mais pas en-dessous du niveau D qui est fixé par la valeur de la diode Zener 117. la composante IZ comprend la résistance interne effective du moteur calculée par l'analyse classique du circuit équivalent. 10 Si le moteur n'avait aucune résistance, un couple constant serait obtenu simplement en faisant varier la tension +V, sans diode Zener. Ceci est dû au Mt que la fréquence synchrone du motêur serait proportionnelle à +Y comme l'est la fréquence d'horloge. Cependant, comme on l'a vu précédemment, il est nécessaire de compenser la 1 5 fréquence pour surmonter la chute interne IZ et as s virer un couple de sortie constant comme sur les courbes A et B des figures 13 et 14. la diode Zener 117 en série avec les résistances 115 et 118 et l'émetteur du transistor unijonction 111 ne fonctionne pas comme régulateur de tension. En effet, la présence de la diode Zener 20 se traduit par un abaissement fixe de la tension appliquée +Y qui commande la fréquence du transistor unij onction 111. la fréquence compensée par le circuit de la figure 16 selon la courbe C de la figure 15, assure un fonctionnement à couple de sortie constant. les figures 17, 18, et 19 correspondent à tua fonctionnement 25 du système de l'invention en mode traction. Leq moteurs de traction couramment utilisés sont des machines à courant continu donc l'inducteur et l'induit sont en série, lorsque le rotor d'un tel moteur accélère, sa force contre-électromotrice croît et réduit le courant et le champ, la diminution de l'intensité du champ accélère 30 le rotor dont la force contre-électromotrice augmente jusqu'à la valeur de la tension d'entrée. Ceci réduit à nouveau l'intensité du champ et ce processus donne naissance à la caractéristique couple-vitesse d'un moteur série de traction à courant continu. Le système de l'invention permet de simuler avantageusement cette caractéris-35 tique des moteurs de traction, la figure 17 illustre des courbes A, B et C que permet d'obtenir le système schématiquement illustré figure 19» 18204 35 2138169 Le système de l'invention assure un couple de démarrage très élevé aveo un rotor en cage d'écureuil. Les circuits de commande utilisés permettent d'obtenir des courbes couple/vitesse analogues aux courbes A, B et C. Comme indiqué, la première courbe A correspond à la plus forte tension appliquée +V, soit 140 volts, la courbe suivante B correspond à 120 volts et la dernière courbe C correspond à 60 volts. Il va de soi que d'autres valeurs de la tension +V produiraient des courbes correspondantes de la famille de la figure 17. Contrairement aux moteurs série à courant continu, le système de traction de l'invention ne risque pas de s'emballer à vide. De plus, les vitesses synchrones étant commandées électroniquement, il est facile de limiter la vitesse sans recourir à des disjoncteurs. Grâce à ces caractéristiques, les moteurs de l'invention ont une sécurité sensiblement supérieure à celle des moteurs série à courant continu, ce qui permet de les utiliser dans les applications de traction ou il y a un risque de fonctionnement à vide. En faisant varier la tension appliquée +V du système de la figure 19, par les procédés indiqués, on obtient une famille de courbes de traction A, B et C. La ligne horizontale T de la figure 17 correspond à la limite de fonctionnement continu en toute sécurité. La figure 19 est un schéma électrique d'une forme de système moteur-circuit de commande convenant aux applications de trac1±>n. La tension de base +Y est fournie par un pont redresseur triphasé 125 qui est alimenté par un secteur triphasé dont la tension est E^. Les thyristors du redresseur triphasé 125 sont commandés de manière classique par un circuit de déclenchement 126. Une résistance variable 127 du circuit 126 permet de régler la phase des signaux de déclenchement et par conséquent la valeur de la tension redressée de sortie. La sortie du redresseur. 125 est de préférence filtrée par une bobine de choc 128 et un condensateur shunt 129. La tension continue +7 est appliquée à la prise centrale d'un transformateur interphases 130 dont les extrémités sont reliées par des lignes 131 et 132 aux neutres flottants N des enroulements statoriques d'un moteur 135. Le moteur 135 comprend un rotor 134 en cage d'écureuil. Un bloc de commutation à thyristors 136 est relié aux enroulements de demi-phase du stator par un câble 137 et une boîte à bornes 133. Une logique de déclenchement 138 e*t 72 18204 36 2138169 de même reliée par un câble 139 au bloc de commutation 136. la logique de commande 138 reçoit un signal de fréquence d'une horloge 140 par une ligne 141 • Il va de soi que le bloc de commutation 136, la logique de commande 138 et l'horloge 140 peuvent comporter des 5 circuits analogues à ceux des figures 1 et 5. Une tension de polarisation +T régulée à une valeur sensiblement constante est oo appliquée d'une ligne 142 à l'horloge 140 par une ligne 143 et à la logique 138 par une ligne 144. Une génératrice tachymétrique 145 est entraînée par l'arbre 10 de sortie 146 du moteur 135 de façon à tourner à une vitesse égale ou proportionnelle. Sa sortie peut être un courant continu ou un courant alternatif redressé +e appliqué entre la masse 147 et une ligne 148 aboutissant à une borne 149. la tension tachymétrique +e, qui représente la vitesse du moteur, est transmise à la borne 15 150 de l'horloge 140 à travers une résistance variable 151 et une diode 152 en série, le transistor unijonction de l'horloge 140 est monté de façon que la fréquence augmente lorsque le signal tachymétrique +e augmente, la tension +V est également appliquée à l'horloge 140 par l'intermédiaire d'un potentiomètre 156 et d'une 20 diode 157 en série. Un condensateur shunt préréglé 158 fait également partie de ce circuit, la tension de polarisation +V est fournie par un redresseur triphasé 160 qui reçoit une tension triphasée E^, de préférence après passage dans un transformateur abaisseur, si la tension Vqq vaut par exemple 5 volts, la sortie 25 du redresseur 160 comprend une résistance série 161, un condensateur shunt 162 et une diode 163 en parallèle avec le condensateur. le fonctionnement en mode traction qui correspond aux courbes A, B et C de la figure 17, va maintenant être décrit. On suppose qu'initialement le moteur ne tourne pas et que la 30 tension +V est appliquée. En pratique, l'application de la puissance se fait par des contacteurs branchant le secteur E^ et également le secteur Eg du redresseur 60. la polarisation +^0Q de l'horloge donne au moteur une fréquence de glissement minimal qui permet d'obtenir un couple appréciable à basse vitesse, comme indiqué en n-1 sur la 35 figure 18. Si rien d'autre ne changeait, le moteur continuerait à fonctionner au point a de la courbe, là oîi elle est tangente à l'enveloppe D. Cependant, l'arbre 146 entraîne la génératrice 145 72 18204 37 2138169 dont le signal continue fait croître la fréquence d'horloge et amène la vitesse à la valeur n-2 qui correspond à une courbe tangente au point b. Ce processus se poursuit et l'augmentation de la sortie 5 tachymétrique appliquée à l'horloge 140 fait croître la fréquence et la vitesse du moteur pour produire les courbes successives c, d, e et f toutes tangentes à l'enveloppe D, et la dernière correspondant à la vitesse n-6. Ce processus d'augmentation de la vitesse et de diminution du couple se poursuit jusqu'à ce que le couple soit 10 équilibré par le couple résistant de la charge, ce qui arrête l'accélération-du système. L'enveloppe D constitue la courbe-couple-vitesse résultante qui correspond à celle d'un moteur de traction à courant continu. Les courbes A, B, et C de la figure 17 sont le résultat de la réaction tachymétrique e sur l'horloge 140 15 pour les valeurs indiquées de la tension +Y. Le potentiomètre 156 permet de fixer la fréquence minimale de l'horloge 140 pour une tension +7 choisie. C'est l'effet combiné de la tension appliquée +7 et de la réaction tachymétrique e proportionnelle à la vitesse n, qui détermine la fréquence d'horloge. La fréquence reçue par la 20 logique de commande 138 détermine directement la fréquence synchrone du moteur par l'intermédiaire du bloc de commutation 136. Comme on l'a vu, les différentes valeurs de la tension +V produisent les courbes successives A, B, C comme dans le cas d'un moteur série à courant continu. Par contre, la partie incurvée AA en haut de la 25 courbe A est typique du système de l'invention, mais le couple de démarrage reste élevé à basse vitesse. Les courbes A, B et C de la figure 17 obtenues en mode traction sont relativement voisines des courbes A, B et C de la figure 11 obtenues en mode puissance constante. Cependant, les 30 courbes de traction s'étendent jusqu'à l'immobilisation du rotor, alors que le fonctionnement à puissance constante ne peut se faire qu'au-dessus d'une vitesse minimale plus élevée. De plus, en mode traction, les vitesses ne dépendent que de la charge mécanique du moteur, et non pas de la fréquence de base de l'horloge 140. A 35 fréquence réduite, le moteur de l'invention développe un fort couple de décrochage en mode traction. Au moment où le rotor décroche, les densités de flux sont relativement importantes dans le moteur et 72 18204 38 2138169 le produit du courant du moteur et du flux (Im.B) est important, ce qui permet d'obtenir un fort couple. Le potentiomètre 156 (figure 19) sert principalement à fixer la fréquence minimale du système au moment du démarrage du moteur. Dans la pratique, cette 5 limite est par exemple 1 ,5 Hz. Le potentiomètre 151 permet également de réaliser un freinage dynamique dans lequel le moteur se comporte en générateur. Ce potentiomètre règle le signal tachymétrique reçu par l'horloge et permet une accélération ou une décélération du moteur correspondant à un fonctionnement dans le quadrant (2) de la 10 figure 10. De plus, le sens de rotation du moteur de traction est facile à inverser par une simple inversion de la séquence des phases 0 , 0, et 0 par la logique de commande 138. Cette inversion de & D C rotation n'est pas réalisable sur les moteurs de traction à enroulements série. 15 Un avantage important du système de traction de linvention est qu'il peut fournir un couple maximum d'au moins dix fois le couple nominal du moteur. Dans les moteurs polyphasés classiques, quelle que soit la fréquence ou la tension appliquée, on ne peut guère obtenir plus de trois fois le couple nominal. Cette limitation 20 inhérente des moteurs polyphasés est due à la saturation magnétique. Dès que la densité maximale de flux est atteinte, la tension induite et le courant du rotor ne peuvent plus augmenter. Comme on le sait, le couple est le produit du courant du rotor par la densité de flux dans l'entrefer. Par ailleurs, la forme d'onde quasi sinusoïdale en 25 gradins permet une montée rapide des flux magnétiques du rotor (d0/dt élevé), même si la densité de flux (B) est élevée. Pour un rotor à constante de temps relativement longue, ces couplages rapides permettent l'induction d'un courant de rotor qui continue à circuler alors que la densité de flux (B) atteint des niveaux 30 relativement élevés. Le moteur a donc simultanément une densité de flux élevée et un fort courant de rotor ce qui lui assure un couple maximal élevé que ne peuvent atteindre les moteurs polyphasés classiques. Il va de soi que la description précédente n'est nullement 35 limitative et que l'on pourra y apporter diverses modifications ou variantes entrant dans le cadre et dans l'esprit de l'invention. 72 18204 39 2138169 Revendicefcions 1 . Système de moteur polyphasé comprenant un stator et un rotor induit, le stator portant plusieurs enroulements de demi-phase associés en paires et formant des séries de pôles conséquents, 5 chacune des dites paires fournissant l'une des phases effectives du du champ tournant polyphasé du moteur. 2. Système selon la revendication 1 caractérisé en ce que les spires adjacentes des enroulements de la même paire sont logées dans les mêmes encoches du stator. 10 3. Système selon la revendication 1 caractérisé en ce que les spires adjacentes des enroulements de la même paire sont logées dans les mêmes encoches du stator et en ce que les spires qui correspondent à des phases différentes sont isolées les unes des autres à l'intérieur desdites encoches. 15 4. Système selon la revendication 1 ou la revendication 2 caractérisé en ce que les enroulements de demi-phase sont bobinés dans le stator avec des formes sensiblement concentriques. 5. Système selon la revendication 1 caractérisé en ce que les enroulements de chaque demi-phase créent plusieurs séries de 20 pôles magnétiques dont les positions physiques sont symétriques autour du atator pour les enroulements d'une même paire associée à une phase effective. 6. Système selon la revendication 1 caractérisé en ce que les enroulements de demi-phase sont disposés autour du stator 25 avec une égale séparation magnétique et physique entre les enroulements adjacents, chaque paire d'enroulements étant disposée dans les intervalles qui séparent les enroulements associés. 7. Système selon la revendication 1 caractérisé en ce que les enroulements de demi-phase sont disposés autour du stator 30 avec une égale séparation magnétique et physique entre les enroulements adjacents, les enroulements de chaque paire étant interconnectés en deux groupes symétriques d'enroulements polyphasés décalés magnétiquement de 180° dans le stator. 8. Système selon l'une des revendications 1, 2 ou 4, 35 caractérisé en ce qu'un thyristor est associé aux enroulements de chaque demi-phase et comprend un circuit de commande établissant sélectivement des périodes de conduction des enroulements associés pour créer dans le stator un champ magnétique tournant qui entraîne 72 18204 40 2138169 le rotor par induction, 9. Système selon la revendication 8 caractérisé en ce que les enroulements de chaque demi-phase créent plusieurs séries de pôles magnétiques disposées symétriquement dans le stator pour les 5 paires de demi-phases du système polyphasé. 10. Système selon la revendication 8 caractérisé en ce que les enroulements de demi-phase sont disposés autour du stator avec d'égales séparations magnétiques et physiques entre les enroulements adjacents. 10 11. Système selon la revendication 8 caractérisé en ce que les enroulements de demi-phase sont disposés autour du stator avec une égale séparation magnétique et physique entre les enroulements adjacents, les enroulements de chaque paire étant interconnectés en deux groupes symétriques d'enroulements polyphasés décalés magné- 15 tiauement de 180° dans le stator. 12. Système selon la revendication 8 ou la revendication 11 caractérisé en ce que les circuits de commande établissent des périodes de conduction décalées de 180° électriques entre les demi-phases d'une même paire, pour créer un champ magnétique tournant 20 dans le stator. 13. Système selon la revendication 8 caractérisé en ce que les enroulements de demi-phase sont disposés dans le stator de manière que l'induction magnétique mutuelle entre les enroulements d'une même paire soitrelativement faible, de façon que l'interaction 25 magnétique entre les enroulements du strier entraîne un autoblocage cyclique des thyristors au cas où leur période de conduction dépasse une durée prédéterminée. 14. Système selon la revendication 1 ou la revendication 2, caractérisé en ce que les enroulements de demi-phase sont disposés 30 dans le stator de façon à avoir une faible induction mutuelle avec les autres enroulements de la même paire. 15. Système selon la revendication 11 ou la revendication 12 caractérisé en ce que les circuits de commande comprennent un circuit de synchronisation déclenchant à des intervalles de temps réguliers 35 les périodes de conduction successives, des enroulements de demi-phase une fois par cycle de la fréquence appliquée au moteur, le circuit de synchronisation comprenant une horloge électronique et 72 18204 41 21.33169 un circuit associé qui détermine sa fréquence, et par conséquent la durée des périodes de conduction, pour réaliser un mode de fonctionnement prédéterminé du rotor à induction. 16. Système selon la revendication 15 caractérisé en ce 5 que les enroulements de demi-phase sont reliés par des bornes à une source de tension continue, le circuit associé à l'horloge faisant varier la fréquence d'horloge de façon que la puissance de sortie du rotor soit constante. 17. Système selon la revendication 15 caractérisé en ce que 10 la source électrique continue fournit ■une tension variable aux enroulements de demi-phase, lecircuit associé à l'horloge comprenant une diode Zener par 1'intermédiaire de laquelle ladite tension continue variable est appliquée à l'horloge de façon que le couple de sortie du rotor reste sensiblement constant lorsque la tension 15 continue d'alimentation varie. 18. Système selon la revendication 15 caractérisé en ce qu'il comprend en outre une génératrice tachymétrique fournissant un signal continue proportionnel à la vitesse de rotation du rotor, ledit signal tachymétrique étant appliqué au circuit associé à 20 l'horloge pour faire varier sa fréquence de façon que le mcteur fonctionne comme un moteur de traction.