La présente invention se rapporte aux radars cohérents à la réception utilisant des auto-oscillateurs tels que les magnétrons, et concerne plus particulierement un perfectionnement permettant de s'affranchir des variations de fréquence du magnétron. Les radars cohérents permettent la détection de cibles mobiles au milieu d'obstacles fixes en mettant à profit l'effet Doppler. Pour cela, on détecte sur plusieurs périodes de répétition les variations de déphasage entre l'impulsion émise et l'impulsion reçue. I1 importe donc de connattre avec précision la phase de l'impulsion émise par le radar. Dans les radars cohérents à la réception, il est classique d'utiliser comme émetteur un magnétron auto-oscillateur, celui-ci ne présentant toutefois pas de relation de phase d'une impulsion à la suivante. On remédie à cet inconvénient en mémorisant, pendant la période de réception des échos, la phase de l'impulsion emise au moyen d'un oscillateur, dit cohérent, lancé par l'impulsion d'émission avec une phase identique.Le lancement de ltoscil- lateur cohérent et la détection de phase entre impulsion émise et impulsion reçue sont effectués en fréquence. intermédiaire. Cette derniere est obtenue à partir d'un signal hyperfréquence issu d'un oscillateur local stabilisé et mélangé d'une part au signal hyperfréquence émis par le magnétron et d'autre part à celui reçu par le radar. Afin de permettre une détection de phase correcte, la fréquence propre de l'oscillateur cohérent doit etre assez proche de la fréquence intermédiaire. Le problème qui se pose alors est dû à la variation de la fréquence d'oscillation du magnétron. Cette variation provient d'une part d'une dispersion en fréquence pour un type de magnétron donné (2 à 30/oc) et d'autre part d'une dérive de fréquence entre la mise sous tension et le régime permanent (20/cl) et au cours de la durée de vie du tube (i"/,,). Cette variation de la fréquence d'émission (variation totale de l'ordure de 1%,' se traduit par une modification de la fréquence intermédiaire qui devisent alors différente de la fréquence propre de l'oscillateur cohérent, einpechant une détection de phase correcte. Une solution consisterait à faire suivre à l'oscillateur local stabilisé la variation de fréquence du magnétron. Or, pour des raisons de coût, l'oscillateur local est simplement constitué par un quartz suivi d'étages multiplicateurs de fréquence. I1 ne se prête donc pas du tout b une variation progressive de fréquence. Une autre solution consiste à utiliser un magnétron accordable par des moyens mécaniques, les dérives en fréquence étant compensées par modification de l'accord. Toutefois, cette solution présente l'inconvénient que les magnétrons accordables sont plus chers et génétalementmoins fiables que les magnétrons à fréquence fixe. D'autre part ils existent en un nombre plus limité de modèles. L'objet de la présente invention est un radar cohérent à la réception permettant de s'affranchir des inconvénients ci-dessus. Selon une caractéristique de l'invention, le procédé utilisé consiste à laisser varier librement la fréquence intermédiaire du radar en fonction des variations de fréquence de l'auto-oscillateur et à asservir en fréquence et en phase lloscillateur cohérent sur l'impulsion émise par l'auto-oscillateur et convertie en fréquence intermédiaire. D'autres caractéristiques apparaitront au cours de la description suivante faite en relation avec les dessins joints dans lesquels - la figure I représente le schéma d'ensemble du radar selon l'invention ; - la figure 2 représente l'agencement d'un circuit d'accrochage et de boucle inclus dans la figure 1. Le principe de fonctionnement du radar selon l'invention va etre expliqué à l'aide de la figure I. Un auto-oscillateur 1 à fréquence non réglable envoie des impulsions hyperfréquence à l'antenne 2 du radar par l'intermédiaire d'un circulateur 3. On supposera dans la suite de la description que l'auto-oscillateur est un magnétron. Les impulsions hyperfréquence émises par le magnétron I, dont une partie de l'énergie est prélevée au moyen d'un coupleur directionnel 4, sont converties en fréquence intermédiaire au moyen d'un changeur de fréquence 5 (mélangeur) à large bande passante, de l'ordre de la variation de fréquence du magnétron, recevant un signal hyperfréquence très stable issu d'un oscillateur local stabilisé 6. L'impulsion issue du changeur de fréquence 5, dite impulsion d'asservissement IA, possédant la phase de l'impulsion radar émise, lance à chaque période de répétition du radar un oscillateur 7,dit cohérent, par l'intermédiaire d'un distributeur adapté 8. t'oscillateur cohérent 7 possède la particularité de fonctionner à fréquence variable par modification de l'accord de son circuit résonnant.Un circuit d'asservissement en fréquence 9 commande, par l'intermédiaire d'un signal CAF, la fréquence de résonance de l'oscillateur cohérent 7 à partir de l'impulsion d'asservissement IA et du signal de sortie, que l'on appellera S, dudit oscillateur cohérent. Ainsi, les variations de fréquence du magnétron se traduisent par une variation correspondante de la fréquence intermédiaire et par conséquent de la fréquence de l'impulsion d'asservissement IA. Le circuit d'asservissement ea fréquence 9 commande la fréquence de résonance de l'oscillateur cohérent 7 de façon qu'elle soit constamment proche de la fréquence de l'impulsion d'asservissement IA. Le signal de sortie S de l'oscillateur cohérent 7 est alors en phase avec l'impulsion d'asservissement IA et constitue une référence correcte pour la détection de phase ultérieure En résume, on laisse varier la fréquence intermédiaire et on asservit en fréquence et en phase l'oscillateur cohérent sur l'impulsion IA. L'opération de détection de phase permettant d'obtenir l'information Doppler est effectuée de façon classique par un détecteur de phase 10 recevant d'une part le signal de sortie S de l'oscillateur cohérent 7 et d'autre part l'écho converti en fréquence intermédiaire au moyen d'un changeur de fréquence 11 et amplifié au moyen d'un amplificateur à fréquence intermédiaire à large bande 12, de l'ordre de la variation de fréquence du magnétron. Le principe de fonctionnement du circuit d'asservissement en fréquence 9 est fondé sur le déphasage existant entre l'impulsion d'asservissement IA et le signal de sortie S de l'oscillateur cohérent 7. Pendant la présence de l'impulsion d'asservissement IA, l'oscillateur cohérent 7 est en régime forcé et la fréquence du signal de sortie S est identique à celle de l'impulsion d'asservissement IA, quelle que soit la fréquence de résonance de l'oscillateur cohérent. Par contre le signal de sortie S subit une rotation de phase si la fréquence de l'impulsion IA est différente de la fréquence de résonance de I'oscillateur cohérent : ce déphasage est fonction du décalage entre les deux fréquences et peut varier de - 2 à + 2 . C'est 2 2' ce déphasage qui sera utilisé pour l'élaboration du signal CAF. Dans ce but, le circuit d'asservissement en fréquence 9 comporte deux démodulateurs de phase 13 et 14 démodulant respectivement en phase et en quadrature de phase l'impulsion d'asservissement IA par le signal de sortie S de I'oscillateur cohérent 7. La mise en quadrature de phase est obtenue par le passage du signal S dans un déphaseur de 2 référencé 15, placé à l'entrée du démodulateur de phase 14. On appellera 9 et 9 les phases respectives de l'impulsion d'asservissement IA et du signal de sortie S de l'oscillateur cohérent 7. En supposant que l'impulsion d'asservissement IA est une fonction en sinus, on obtiendra en sortie du démodulateur de phase 13 un signal z qui est le produit d'un sinus par un sinus et qui est donc de la forme z = a.cos(+O - +) où a est une constante. On obtiendra en sortie du démodulateur de phase 14 un signal bipolaire A qui est le produit d'un sinus par un cosinus et qui est donc de la forme A = b.sia(go - g) où b est une constante. Les deux signaux Z et A commandent un circuit d'accrochage et de boucle 16 qui sera décrit plus loin. Lorsque le signal Z est relativement proche de son maximum, c'est-à-dire lorsque les phases go et ç sont presque identiques, ce qui correspond au cas où la fréquence de résonance de I'oscillateur cohérent 7 est proche de la fréquence de l'impulsion d'asservissement IA, le circuit d'accrochage et de boucle 16 établit une boucle d'asservissement de façon à délivrer en sortie le signal 8. Lorsque le signal Z est écarté de son maximum, le circuit d'accrochage et de boucle 16 ouvre la boucle d'asservissement et délivre en sortie une tension de recherche, en dents de scie par exemple, qui explore toute la gamme de fréquence de l'oscillateur cohérent, de façon à obtenir l'accrochage en fréquence La polarité du signal d'asservissement A indique le signe du décalage entre la fréquence de résonance de l'oscillateur cohérent et la fréquence de l'impulsion d'asservissement IA. L'asservissement de ltoscillateur cohérent peut être obtenu, suivant la précision demandée, de façon entièrement électronique par commande en tension de diodes varactor ou de façon mécanique par déplacement des armatures d'un condensateur variable au moyen d'un moteur électrique. On notera que, dans les radars utilisant deux voies de traitement en quadrature de phase pour déterminer le signe de la vitesse des cibles, il n'est pas nécessaire d'introduire le déphaseur de 2 15 puisque l'on dispose déjà des informations sinus et cosinus. Le circuit d'accrochage et de boucle 16 va être décrit en relation avec la figure 2. I1 comporte un interrupteur électronique double 17 échantillonnant les signaux IS et Z au moyen d'un signal d'horloge H synchronisé sur les impulsions radar. Min de s'affranchir au maximum des brusques variations de phase du magnétron se produisant notamment au début et à la fin de l'impulsion, l'interrupteur 17 sera fermé par un créneau étroit situé au centre de l'impulsion radar, Les échantillons sont mémorisés d'une période de répétition à la suivante au moyen de deux condensateurs 18 et 19 suivis par des séparateurs 20 et 21 à haute impédance d'entrée et faible impédance de sortie.Ces séparateurs peuvent être réalisés à l'aide d'amplificateurs opérationnels connectés en montage dit "suiveur". Un inverseur électronique 22, recevant sur une entrée le signal A échantillonné issu du séparateur 20 et sur l'autre entrée la tension de recherche en fréquence issue d'un générateur 23, établit, selon sa position, une boucle d'asservissement ou la recherche en fréquence. L'inverseur 22 est commandé par ltintermédiaire d'un comparateur à seuil 24 comparant le signal Z échantillonné, issu du séparateur 21, à un signal de référence Z o réglable, de valeur moitié environ de la valeur maximum de S. Lorsque le signal Z est inférieur au signal S0, l'inverseur occupe la position représentée sur la figure et le circuit fonctionne en recherche de fréquence.Dans le cas contraire, l'inverseur occupe la position inverse et le circuit fonctionne en boucle d'asservissement. Le signal CAF est issu de la sortie de l'inverseur 22 après amplification au moyen d'un amplificateur à grand gain 25. Un réglage sur l'amplificateur 25 permet de compenser les erreurs existant aux différents niveaux de la boucle, I1 est important, une fois l'accrochage réalisé, c'est-à-dire après la fermeture de la boucle d'asservissement, de réduire la bande passante de la boucle afin d'éliminer le bruit de boucle. Dans le cas de l'utilisation d'un moteur électrique, on doit -limiter la tension de sortie de l'amplificateur 25 une fois la boucle d'asservissement fermée, pour limiter la vitesse de glissement de la fréquence de l'oscillateur cohérent ; on empêche ainsi la production d'une modulation de fréquence parasite compatible avec la fréquence Doppler détectable. La limitation de tension peut etre obtenue au moyen de deux diodes montées tete-beche entre la sortie de l'amplificateur 25 et la masse. Bien que la présente invention ait été décrite avec un exemple particulier de réalisation, il est clair qu'elle n'est pas limitée audit exemple et qu'elle est susceptible de variantes ou modifications sans toutefois sortir de son cadre. En particulier, dans le cas où la plage de variation de la fréquence intermédiaire est grande (200 Maz par exemple), I'oscillateur local stabilisé 6 de la figure 1 pourra délivrer plusieurs fréquences, de façon à réduire la bande passante des circuits placés derrière. REVENDICATIONS 1. Procédé pour s'affranchir des variations de fréquence de l'autooscillateur d'un radar cohérent à la réception, comportant un oscillateur cohérent lancé par une impulsion d'asservissement IA correspondant à ltimpulsion radar émise par I'auto-osc-lateur et convertie en fréquence intermédiaire, caractérisé en ce qu'il consiste à laisser varier librement la fréquence intermédiaire en fonction des variations de fréquence de l'autooscillateur et à asservir en fréquence et en phase l'oscillateur cohérent sur l'impulsion d'asservissement IA. 2. Radar cohérent à la réception, mettant en oeuvre le procédé selon la revendication 1, comportant - un auto-oscillateur à fréquence non réglable ; - un oscillateur local stabilisé convertissant au moyen d'un premier changeur de fréquence l'impulsion hyperfréquence émise par l'auto-oscillateur en une impulsion d'asservissement à fréquence intermédiaire IA, et au moyen d'un second changeur de fréquence l'impulsion hyperfréquence d'écho reçue par le radar en une impulsion à fréquence intermédiaire - un amplificateur à fréquence intermédiaire connecté en sortie du second changeur de fréquence ; - un détecteur de phase mesurant sur les signaux à fréquence intermédiaire le déphasage entre l'impulsion émise et l'impulsion reçue, afin d'obtenir l'information Doppler ;; caractérisé en ce qutil comprend en outre - un oscillateur cohérent à fréquence de résonance variable lancé par l'impulsion d'asservissement à fréquence intermédiaire IA ; - un circuit d'asservissement on fréquence commandant la fréquence de résonance de l'oscillateur cohérent à partir de l'impulsion d'asservis sement IA et du signal de sortie S de l'oscillateur cohérent, de façon à maintenir la fréquence de résonance constamment proche de la fréquence de llimpulsion d'asservissement IA. 3. Radar cohérent à la réception selon la revendication 2, caractérisé en ce que les premier et second changeurs de fréquence ainsi que l'amplificateur à fréquence intermédiaire possedent une large bande passante. 4. Radar cohérent à la réception selon la revendication 3, caractérisé en ce que le circuit d'asservissement en fréquence comprend - un premier démodulateur de phase démodulant en phase l'impulsion d'asser vissement IA par le signal de sortie S de I'oscillateur cohérent, délivrant ainsi un signal Z tel que Z = a.cos('P0 - où a est une constante, 'Po représente la phase de l'impulsion d'asservissement IA, greprésente la phase du signal de sortie S - un second démodulateur de phase démodulant en quadrature de phase l'impul sion d'asservissement Ira par le signal de sortie S, délivrant un signal b tel que A = b.sin(9O - +) où b est une constante - un circuit d'accrochage et de boucle recevant les signaux Z et d et délivrant un signal de commande de fréquence CAF à l'oscillateur cohérent, ledit circuit d'accrochage et de boucle établissant une boucle d'asser vissement lorsque le signal Z est relativement proche de son maximum, et une recherche en fréquence dans le cas contraire. 5. Radar cohérent à la réception selon la revendication 4, carac térisé en ce que le circuit d'accrochage et de boucle comporte - un interrupteur électronique double échantillonnant les signaux A et Z au moyen d'un signal d'horloge H synchronisé sur les impulsions radar et situé au centre des impulsions radar, les signaux h et Z échantillonnés étant mémorisés respectivement dans deux condensateurs suivis chacun par un separateur à haute impédance d'entrée et faible impédance de sortie ;; - un inverseur électronique transmettant dans une position donnée le signal A échantillonné a un amplificateur réglable à grand gain dont la sortie délivre le signal CAF de commande de la fréquence de résonance de l'oscillateur cohérent, ledit inverseur électronique transmettant dans la position inverse un signal de recherche en fréquence issu d'un générateur ;; - un comparateur à seuil commandant la position de l'inverseur électronique, recevant d'une part le signal échantillonné Z et d'autre part un signal de référence E0 réglable, de valeur moitié environ de la valeur maximum de Z, dont le signal de sortie place l'inverseur en position de recherche en fréquence si Z est inférieur à Z et en position de boucle d'asservissement o dans le cas contraire. 6. Radar cohérent à la réception selon l'une quelconque des revendications 3 à 5, caractérisé en ce que la commande de la fréquence de résonance de l'oscillateur cohérent est obtenue par variation de la tension de polarisation d'une diode varactor. 7. Radar cohérent à la réception selon l'une quelconque des revendications 3 à 5, caractérisé en ce que la commande de la fréquence de résonance de ltoscillateur cohérent est obtenue par déplacement des armatures d'un condensateur variable au moyen d'un moteur électrique.