La présente invention concerne les comparateurs de phase numériques du type pouvant être utilisé dans les boucles de verrouillage de phase et, plus précisément, les comparateurs de phase présentant une sensibilité accrue permettant la détection de petits déphasages entre les signaux d'entrée. Les boucles de verrouillage de phase sont uti- lisées dans diverses applications qui comprennent. les synthétiseurs de fréquence, les modulateurs de phase, les modulateurs de fréquence, les démodulateurs de fréquence, les équipements de communication aux radiofréquences et les dispositifs de commande pour moteurs élec- triques à vitesse variable. La variable commandée dans une boucle de ver- rouillage de phase est la phase. La phase d'un premier signal est comparée à la phase d'un deuxième signal. Le déphasage entre le premier et le deuxième signal est utilisé dans un dispositif de commande de réaction pour mettre le premier et le deuxième signal en relation de phase prédéterminée. Dans une boucle de verrouillage de phase typique, le premier signal, qui est un signal de référence d'une fréquence de référence fr> et le deuxième signal, qui est un signal commandé de fréquence variable fvi, sont comparés par un comparateur de phase numérique, lequel produit en sortie une indication proportionnelle à l'erreur de phase. Le comparateur de phase numérique possède deux sorties. Une sortie, soit U, produit des impulsions de sortie lorsque la phase du signal commandé est en retard par rapport à la phase du signal de référence. Lorsque la sortie U est activée, la durée des impulsions de sortie U est proportionnelle à l'amplitude du retard de phase. Inversement, l'autre sortie, soit D, produit des impulsions de sortie lorsque la phase du signal commandé est en avance relativement à la phase du signal de référence et, lorsque cette sortie est active, la durée des impulsions de sortie D est proportionnelle à l'amplitude de l'avance de phase. Dans une boucle de verrouillage de phase, les signaux des sorties U et D venant du détecteur de phase sont mis sous forme logique ternaire et sont appliqués à un intégrateur qui augmente ou diminue respectivement le niveau d'une tension de 2.4 8 1 4 6 0 commande de sortie. En particulier, les impulsions de sortie Ul actionnent une première pompe de charges de manière à fournir du courant à un noeud de circuit, Les impulsions de sortie D actionnent une deuxième pompe de charges qui prélève du courant du même noeud de circuit. Le courant net existant à ce noeud de circuit est intégré sur le temps par un condensateur connecté au noeud de manière à produire une tension de commande de sortie qui est pro- portionnelle à l'intégrale sur le temps de l'erreur de phase détectée. Dans le dispositif qui vient d' tre décrit, le comparateur de phase, les deux pompes de charges et l'intégrateur constituent la partie de correction de phase d'une boucle de verrouil- lage de phase. Le signal de sortie du moyen de correction de phase actionne à son tour un oscillateur à commande de tension, dont le signal de sortie est le signal commandé de fréquence f V. Une erreur de phase apparaît entre le signal de référence et le signal commandé jusqu'à ce que la boucle de verrouillage de phase ait ajusté la fréquence du signal commandé de façon qu'elle soit sensiblement égale à la fréquence du signal de référence. Dans la technique antérieure, le moyen de cor- rection de phase d'une boucle de verrouillage de phase ne permet pas de détecter de petits déphasages entre le signal de référence et le signal de commande. Il existe ainsi une "zone morte" entre l'avance et le retard de phase dans laquelle le moyen de correction de phase de la boucle n'est pas sensible aux petites erreurs de phase. Une telle zone morte n'est généralement pas souhaitable puisque, lorsque la boucle dérive en fréquence, le mécanisme de réaction de la boucle ne peut corriger la dérive avant que l'erreur de phase ne soit devenue suffisamment importante pour sottir de la zone morte du moyen de correction de phase. Ainsi, la zone morte autorise une modulation de fréquence aléatoire dans laquelle la fréquence et la phase de la boucle se déplacent d'une extrémité à l'autre de la zone morte, cette modulation de fréquence dégradant la pureté spectrale du signal de la boucle de verrouillage de phase. L'existence de la zone morte d'un dispositif général de boucle de verrouillage de phase provient de plusieurs 2 248 1460 sources. Le comparateur de phase peut comporter lui-même une zone morte. Ainsi, lorsque l'erreur de phase est très faible, ni les impulsions U ni les impulsions D ne peuvent être produites. Tou- tefois, la cause principale de l'existence d'une zone morte est attribuée à la réponse de la pompe de charges vis-à-vis des impulsions U et D. Par exemple, même si le détecteur de phase a une caractéristique idéale dans la région entourant l'erreur de phase nulle, une zone morte sera créée par une durée minimale de mise en service de la pompe de charges seule. Ainsi, lorsque l'erreur de phase est très faible, les impulsions U et D peuvent être si étroites qu'elles n'ont pas d'effet appréciable sur le signal de sortie de la pompe de charges. Une solution de la technique antérieure au problème décrit ci-dessus de la zone morte consiste à introduire délibéré- ment des fuites dans le moyen-intégrateur. Ceci fait que le signal de sortie de l'inté grateur tend à baisser avec le temps, cette baisse étant équilibrée par la réaction de la boucle. Toutefois, - cette technique n'est pas souhaitable puisqu'elle augmente l'ampli- tude des bandes latérales pour la fréquence de référence. Une autre solution de la technique antérieure au pro- blème décrit ci-dessus est donnée dans le brevet des Etats-Unis d'Amérique n0 4 023 116, o une impulsion d'erreur délibérée est - introduite sur le signal D qui produit une impulsion d'erreur de phase de compensation sur le signal U à partir des comparateurs de phase. Le comparateur de phase et le moyen de correction de phase sont donc effectivement activés depuis l'extérieur de la zone morte. Un tel mode de fonctionnement produit toutefois un signal de sortie verrouillé en phase qui présente une erreur de phase non souhaitable relativement à la fréquence de référence. De plus, le fait d'intro- duire des impulsions d'erreur dans une boucle de verrouillage de phase peut provoquer des signaux transitoires de boucle indésirables et augmenter la tendance du dispositif à l'instabilité. Selon un aspect, l'invention propose un comparateur de phase qui comporte un moyen donnant, à au moins l'un des signaux U et D, sinon aux deux, une durée et une amplitude de sortie suffi- santes pour activer les pompes de charges respectives aussi faible, que soit l'erreur de phase d'entrée. Selon un autre aspect, l'inven- 248 1 460 4. tion propose un comparateur de phase numérique dans lequel le signal U et le signal D sont tous deux produits lors de chaque cycle de la fréquence de référence quelle que soit la petitesse de l'erreur de phase. Ainsi, même en réponse à des signaux d'entrée en phase, les impulsions dé sortie U et D possèdent une amplitude et une durée suffisantes pour activer leurs pompes de charges res- pectives. Dans le mode de réalisation particulier et préféré qui est représenté, le comparateur de phase numérique comporte un moyen retardateur dans lequel le retard prédéterminé produit commande la durée minimale des impulsions de sortie U et D. La description suivante, conçue à titre d'illustration de l'invention, vise à donner une meilleure compréhension de ses caractéristiques et avantages; elle s'appuie sur les dessins annexés, parmi lesquels: - la figure 1 est un-schéma de principe d'une boucle de verrouillage de phase comportant un comparateur de phase selon l'invention - la figure 2 est un schéma simplifié d'un mode de réalisation préféré de comparateur de phase selon l'invention, et est formée de deux parties (figure 2, lère partie et figure 2, 2e partie); - la figure 3a illustre la réponse d'un comparateur de phase et d'une pompe de charges de la technique antérieure; - la figure 3b illustre la réponse d'un comparateur de phase et d'une pompe de charges selon l'invention; - la figure 4 représente, dans ses diverses parties a à g, des diagrammes temporels illustrant la réponse d'un comparateur de phase et d'une pompe de charges de la figure 2 pour diverses conditions de retard de phase, de verroullage de phase et d'avance de phase entre un signal d'entrée de référence et un signal d'entrée variable. Sur la figure 1, est représentée une boucle de ver- rouillage de phase utilisée dans un synthétiseur de fréquence pour produire des multiples précis d'une fréquence de référence f. Un tel synthétiseur de fréquence est conçu pour commander un oscilla- teur local accordable d'un récepteur radio. Le signal de sortie 248 1 460 présent sur une borne 24 possède une fréquence f qui vaut N fois la fréquence de référence fr' N étant un entier pouvant être choisi par l'utilisateur. La boucle de verrouillage de phase comporte un oscil- lateur à commande de tension 20, un compteur programmable 26 de division par N, une source 10 de signaux de référence, et un moyen 12 de correction de phase. Le moyen 12 de correction de phase comprend lui-même un comparateur de phase 11, une première pompe de charge 14, une deuxième pompe de charge 16, et un moyen intégrateur 18. L'oscil- lateur à commande de tension 20 répond à l'application d'une tension d'entrée à un conducteur 22 en produisant sur la borne 24 un signal de sortie d'une fréquence proportionnellement reliée à l'amplitude de la tension d'entrée. Le signal de sortie de l'oscillateur à com- mande de tension 20 est délivré au diviseur programmable 26, lequel divisera fréquence du signal venant de l'oscillateur à commande de tension par un facteur N. Le facteur de division N peut être choisi à l'aide d'un moyen approprié 28, par exemple sous forme de signaux d'entrée en parallèle appliqués à partir d'un commutateur à touches au diviseur programmable 26. Le signal de sortie divisé en fréquence qui provient du diviseur 26 est appliqué à une borne d'entrée V du comparateur de phase 11. L'autre borne d'entrée R du comparateur de phase 11 est connectée de façon à recevoir le signal de référence de la source 10. A chaque cycle du signal de référence, le comparateur de phase 11 reçoit sur ses deux bornes d'entrée R et V une transi- tion entre signaux au moyen de laquelle il doit déterminer l'ampli- tude et le sens d'une erreur de phase éventuelle. Si la phase du signal présent sur la borne V est en avance par rapport à la phase du signal prèsent sur la borne R, le signal de sortie présent sur la borne V du comparateur de phase 11 est un signal dtimpulsions numériques d'une durée proportionnelle à l'amplitude de cette avance de phase. Inversement, si la phase du signal présent sur la borne V est en retard par rapport à la phase du signal present sur la borne R, l'autre signal de sortie présent sur la borne U du comparateur de phase 11 est un signal d'impulsions numériques d'une durée proportionnelle à l'amplitude de ce retard de phase. 248 1 460 Les signaux de sortie respectifs des bornes U et D sont appliqués à des pompes de charges respectives 14 et 16. La pompe de charges 14 est une source de courant commuté qui répond à l'application d'un niveau "0" logique à la borne U en fournis- sant le courant IPU au moyen intégrateur 18 et qui répond à un niveau logique "1" en ne fournissant sensiblement aucun courant au moyen intégrateur 18. De même, la pompe de charge 16 est une source de courant commuté qui répond à l'application d'un niveau logique "O" à la borne D en prélevant le courant IPD au moyen intégrateur 18 et qui répond à un niveau logique "1" en ne produi- sant sensiblement aucun courant à destination du moyen intégrateur 18. Les courants IPU et IPD ont des amplitudes sensiblement égales mais des polarités opposées. Le signal de sortie du moyen intégrateur 18 est une tension représentant l'intégrale sur le temps du courant produit par les pompes de charges 14 et 16, cette tension de sortie étant donc proportionnelle à la charge nette totale délivrée au moyen intégrateur 18. Puisque les sources de courant commuté 14 et 16 sont respectivement commandées par les signaux U et D, la variation de la tension de sortie du moyen intégrateur 18 est pro- portionnelle au déphasage, ou erreur de phase, existant entre les signaux d'entrée du comparateur appliqués sur les bornes V et R. Le signal de sortie du moyen comparateur 18 est appliqué par le conduc- teur 22 sous forme de signal d'entrée de commande de l'oscillateur à commande de tension 20. En fonctionnement, le signal de réaction en boucle allant de la sortie de l'oscillateur à commande de tension 20 à l'entrée du détecteur de phase 11 a pour effet de verrouiller en phase le signal de sortie sur le signal de référence de manière que la fréquence du signal de sortie soit égale à N fois la fréquence de référence. Si la fréquence du signal de sortie 24 de l'oscillateur à commande de tension 20 dérive de telle manière que la phase du signal de sortie divisé présent sur la borne V du ccmparateur de phase 11 soit en avance par rapport à la phase du signal de fré- quence de référence présent sur la borne R, ce qui correspond à une augmentation de la fréquence de l'oscillateur à commande de tension, la durée du signal d'impulsion présent sur la borne D tend à aug- menter. Ceci entraîne une augmentation de la durée pendant laquelle 2 4 8 1 46 0 le courant I circule et tend à produire une diminution du signal de sortie de l'intégrateur 18 présent sur le conducteur 22. Cette diminution entraîne une diminution de la fréquence du signal de fréquence de l'oscillateur à commande de tension 20 et met la frê- quence du signal de sortie de l'oscillateur à commande de tension dans une relation de phase fixe avec le signal de référence. Si la fréquence du signal de sortie de l'oscillateur à commande de tension dérive de façon que la phase du signal présent sur la borne V soit en avance par rapport au signal de référence présent sur la borne R. ce qui correspond à une diminution de la fréquence de l'oscillateur à commande de tension, alors la durée du signal d'impulsion présent sur la borne U tend à augmenter. Ceci entraîne une augmentation de la durée pendant laquelle le courant IPU circule et tend à augmenter le signal de sortie de l'intégrateur 18 présent sur le conducteur 22, Cette augmentation entraîne l'augmentation de la fréquence du signal de sortie de l'oscfllateur à commande de tension.20 et met le signal de sortie de l'oscillateur à commande de tension dans une relation de phase et de fréquence fixe avec le signal de référence, Le comparateur de phase Il comprend une porte NOK ET 30 à deux entrées et une porte NON ET 32 à trois entrées qui sont connectées en croix de manière à former une première bascule, un couple de portes NON ET 34 et 36 à deux entrées qui sont connectées en croix de manière à former une deuxième bascule, une porte NON ET 46 à deux entrées et une porte NON ET 48 à trois entrées qui sont connectées en croix de manière à former une troisième bascule, et un couple de portes NON ET 42 et 44 à deux entrées qui sont connectées en croix de manière à former une quatrième bascule. Ces bascules sont connectées à une porte NON ET 38 et à un moyen retardateur 40 de manière à faire fonction de comparateur de phase 11 selon l'inven- tion. Plus spécialement, la première bascule 30, 32 est positionnée en réponse au signal appliqué à la borne R via une connexion entre la borne R et une entrée de la porte 30. La deuxième bascule 34, 35 est positionnée en réponse à l'état de repositionnement de la pre- mière bascule 30, 32 via une connexion allant de la sortie de la porte 30 à une entrée de la porte 34. La première bascule 30, 32- 248 1 460 est repositionnée en réponse à l'état de repositionnement de la deuxième bascule 34, 36 via une connexion allant de la sortie de la porte 34 à une entrée de la porte 32. De même, la troisième bascule 46, 48 est positionnée en réponse au signal appliqué à la borne V via une connexion allant de la borne V à une entrée de la porte 46. La quatrième bascule 42, 44 est positionnée en réponse à l'état de repositionnement de la troisième bascule 46, 48 via une connexion allant de la sortie de la porte 46 à une entrée de la porte 44. La troisième bascule 46, 48 est repositionnée en réponse à l'état de repositionnement de la quatrième bascule 42, 44 via une connexion allant de la sortie de la porte 44 à une entrée de la porte 48. Lorsque les quatre bascules sont positionnées, le signal de sortie 40b de la porte NON ET 38 qui est appliqué au moyen retardateur 40 passe au niveau bas. Après un laps de temps- prédéterminé, le signal de sortie 40a du moyen retardateur 40 passe au niveau bas, ce qui repositionne toutes les bascules par l'inter- médiaire d'une connexion commune allant de la sortie (40a) du moyen retardateur à une entrée respective des portes NON ET 32, 48, 36 et 42. Des comparateurs de phase comportant quatre bascules qui sont disposées de la même manière que les quatre bascules du comparateur de phase 11, mais en l'absence d'un moyen retardateur tel que le moyen 40, sont connus dans la technique. Un tel compa- rateur de phase à-quatre bascules est décrit en détail dans "Integrated Circuit Application Note, ICAN-601" publié par la Société RCA Corporation. Le comparateur de phase à quatre bascules (sous une forme de base et sous une forme modifiée selon l'aspect de l'invention par l'incorporation du moyen retardateur 40) est avantageux du fait qu'il présente une gamme large et n'applique aucune contrainte sur le coefficient d'utilisation des signaux d'entrée appliqués au comparateur de phase. Comme cela est expliqué dans la note mentionnée ci-dessus, ces comparateurs de phase pré- sentent douze états internes. Quatre états internes apparaissant en réponse à l'application de signaux d'entrée aux bornes R et V placent unSignal de sortie logique "1" sur la borne U et un signal de sortie logique "0" sur la borne D. Quatre autres états internes 248 1 460 obtenus en réponse à l'applicatinn de signaux d'entrée aux bornes R et V placent un signal de sortie logique "O" sur la borne U et un signal de sortie logique "1" sur la borne D. Les quatre états internes restants placent un signal de sortie logique "1" sur les deux bornes U et D. Le comparateur de phase décrit dans la note "ICAN-601" ne présente pas d'état stable dans lequel les signaux présents sur les bornes U et D sont tous deux des niveaux logiques "O". Comme cela a été précédemment mentionné, les impulsions de sortie respectives présentes sur les bornes U et D du comparateur activent des pompes de charges respectives de manière qu'elles fournissent ou prélèvent du courant au niveau d'un noeud de sortie. Une zone morte peut exis- ter dans le moyen de détection de phase de la technique antérieure du fait que, pour de petits déphasages entre les signaux d'entrée du comparateur, les impulsions U et D ont une durée si brève qu'elle est inférieure à la durée de mise en service (définie comme le retard de propagation plus le temps de montée) des pompes de charges respectives. Selon l'aspect de l'inventi n, le comparateur de phase de la technique antérieure a été modifié par l'incorporation du moyen retardateur 40 qui produit un retard dans le repositionnement des quatre bascules, si bien que la durée de transition entre cer- tains états s'allonge. Par conséquent, il existe une durée accrue entre états stables pendant laquelle les bornes U et D sont toutes deux au niveau logique "O". Naturellerient, la porte NON ET 38 pos- sède un certain retard propre qui tend à produire une durée de transition finie entre certains états stables pendant laquelle les bornes U ét D sont toutes deux au niveau logique "O". Toutefois, la durée d'existence de signaux de sortie logiques "O" simultanés qu'entraîne le retard de propagation normal de la porte NON ET 38 n'est pas suffisante pour corriger le problème de zone morte décrit ci-dessus. Ainsi, selon un autre aspect de l'invention, le moyen retardateur 40 produit un retard suffisant qui ajoute un certain laps de temps à la durée pendant laquelle des signaux de sortie logiques "O" sont présents sur les deux bornes U et D pendant chaque cycle de la fréquence de référence, et la durée ainsi obtenue est suffisante pour permettre la mise en service de.chacune des pompes de charges 14 et 16. Le problème de zone morte qui est dû à l'exis- tence d"une durée de mise en service finie des pompes de charge est éliminé puisque le moyen retardateur 40 ajoute une durée suffisante aux impulsions de sortie U et D pour que soit dépassée la durée minimale de mise en service de chacune des pompes de charges, quelle que soit la petitesse de l'erreur de phase des signaux d'entrée du comparateur. Ainsi, pendant chaque cycle de la fréquence de référence, chaque pompe de charges est mise en service, puis fonctionne de manière à autoriser le transfert d'au moins une quantité de charges minimale prédéterminée. La charge nette dèlivrée au moyen intégra- teur 18, qui est égale à la différence entre les charges fournies par les pompes de charges 14 et 16, est proportionnelle à l'erreur de phase détectée. Sur la figure 1, le moyen retardateur 40 comprend plusieurs inverseurs logiques 2, 4, 6 et 8 qui sont connectés en série. L'entrée 40b des inverseurs 2, 4, 6 et 8 connectés en série est elle-même connectée de façon à repositionner les quatre bas- cules. Si un retard plus important se révèle nécessaire, il est possible d'ajouter en série d'autres inverseurs. La partie d de la figure 4 illustre les signaux de sortie respectifs des bornes U et D pour le cas du verrouillage de phase. En réponse au flanc négatif du signal de référence appliqué à l'instant TI à la borne R, le signal de sortie présent sur la borne U passe au niveau bas un bref moment plus tard, à l'instant T2. Le retard de TI à T2 est égal au retard de propagation des portes NON ET 30 et 32 de la figure 1. En réponse au Eianc négatif du signal utilisé de l'oscillateur à commande de tension (borne D), également appliqué à l'instant Tl de la partie d de la figure 4, le signal de sortie de la borne D passe au niveau bas un bref moment plus tard, à l'instant T2. Le retard de TI à T3 est égal au retard de propagation des portes NON ET 46 et 48 de la figure 1. Le signal de sortie de la borne U passe de nouveau au niveau haut après-un retard égal à la somme des retards de propagation des portes NON ET 30, 38 et 32, plus le retard du moyen retardateur 40. De même, le signal de sortie de la borne D passe de nouveau au niveau haut après un retard égal à la somme des retards de propagation des portes NON ET 46, 38 et 48, plus le retard du moyen retardateur 40. Si l'on peut sup- poser que les retards de toutes les portes sont approximativement égaux, alors les deux impulsions des bornes U et D commenceront, pour le verrouillage de phase, en coïncidence et toutes deux auront sensiblement la même largeur TD, comme cela apparaît sur la partie d de la figure 4. Dans le mode de réalisation préféré, le retard intro- duit par le moyen retardateur 40 est choisi de façon que la lar- geur d'impulsion minimale TD des signaux U et D soit égale ou supé- rieure à la largeur d'impulsion nécessaire pour qu'ils mettent en service les pompes de charges respectives 14 et 16. On va maintenant examiner, en relation avec les parties a à c et e à 1 de la figure 4,. le fonctionnement du comparateur de phase 11 pour diverses conditions d'erreurs de retard de phase et d'avance de phase. On note que la largeur du signal de la borne U augmente pour trois cas d'augmentation du retard de phase, à savoir TGV TG2 et TGY comme cela est respectivement présenté sur les parties c, b et a de la figure 4. Toutefois, pour une augmentation de l'avance de phase, la largeur de signal de la borne U reste égale à TD, comme le montrent les parties e. f et A de la figure 4e La largeur du signal de la borneD augmente toutefois pour trois cas d'augmentation de l'avance de phase, à savoir pour TLV TL2 et TL) comme le montrent respectivement les parties e. f et de la figure 4. Pour une augmentation du retard de phase, la largeur du signal de la borne D reste égale à TD> comme le montrent les par- ties c> b et a de la figure 4. Ainsi, aussi bien pour le verrouil- lage de phase que pour des cas d'erreurs d'avance et de retard de phase, le détecteur de phase 11 produit des signaux U et D présen- tant une largeur d'impulsion supérieure à une valeur minimale pré- déterminée nécessaire pour mettre respectivement en service les pompes de charges 14 et 16. Le courant net produit par les deux pompes de charges 14 et 16 pour chacun des cas respectifs d'avance de phase et de retard de phase est également présenté sur les par- ties a à & de la figure 4. Sur les parties a à c de la figure 4, le courant net est positif, d'une amplitude prédéterminée, et est appliqué pendant une durée proportionnelle à l'amplitude des retards de phase TG3, TG2 et TGl respectifs. Sur les parties e à g de la figure 4, le courant net est négatif, d'une amplitude prédéterminée, 248 1460 et est appliqué pendant une durée proportionnelle à l'amplitude des avances de phase T T et T respectives. Pour le verrouillage de phase, présenté sur la partie d dela figure 4, aucune charge nette n'est délivrée au moyen intégra- teur 18. Si l'on suppose que les impulsions de sortie respectives des bornes U et D sont sensiblement simultanées pour le verrouillage de phase, on peut admettre que les impulsions de sortie de courant venant des pompes de charges 14 et 16 peuvent être décalées dans le temps en raison des retards de propagation inégaux des pompes de charges 14 et 16. Toutefois, ces retards inégaux ne modifient pas la charge nette délivrée au moyen intégrateur 18 ou prélevée au moyen 18. La figure 3a illustre la réponse du comparateur de phase et des pompes de charges en l'absence du moyen retardateur 40. Dans le présent contexte, on suppose que le retard de propagation de la porte NON ET 38 est suffisamment petit pour que son effet puisse être négligé. La courbe 80 représente la durée d'impulsion en fonction - de l'erreur de phase pour le signal de sortie U. La courbe représentée par la ligne 62a en trait interrompu illustre la réponse de la pompe de charges 14 au signal U. Pour la courbe 62a de la pompe de charges, l'axe vertical correspond à la charge totale délivrée au moyen intégrateur 18, ou prélevée à celui-ci, par cycle de la fréquence de référence, et l'axe horizontal correspond à l'erreur de phase que détermine la comparaison par le détecteur de phase des transitions entre signaux pendant un cycle de lafréquence de référence. On peut voir que, au-dessous d'une largeur d'impulsion minimale particulière du signal U, correspondant à une durée moindre que celle de mise en service de la pompe de charges 14, cette dernière ne délivre aucune charge, si bien qu'il y a une réponse zéro dans la région voisine de l'erreur de phase zéro 70a. Les courbes 82 et 62b illustrent des réponses analogues, respectivement pour le signal D et la pompe de charges 16. La zone morte est constituée des régions 70a et 70b correspondant aux petites valeurs de l'avance et du retard de phase. Une caractéristique de transfert idéale d'un détecteur de phase et d'une pompe de charge selon l'invention est représentée sur la figure 3b. Les courbes 80 et 82 représentent respectivement 248 1 4 O O les réponses des signaux U et D en fonction de l'erreur de phase. La courbe 64 est la réponse de la pompe de charges 14 au signal U la courbe 66 est la réponse de la pompe de charges 16 au signal D. On note que les pompes de charges 14 et 16 fonctionnent de manière à fournir ou prélever une charge pour l'erreur de phase zéro, cette charge n'étant pas inférieure à une valeur minimale prédéterminée qui est indiquée respectivement par les points 65 et 63 sur l'axe vertical. Le fait d'augmenter la durée du retard introduit par le moyen retardateur 40 déplace les courbes 64 et 80 vers le haut et les courbes 66 et 82 vers le bas de quantités égales et opposées, mais la courbe de transfert net 62 reste sensiblement inchangée. Ainsi, la quantité de retard introduite par le moyen retardateur 40 peut être supérieure au retard minimal nécessaire à la production d'impulsions de sortie présentant la largeur minimale nécessaire à la mise en service des pompes de charge 14 er 15. Toutefois, le fait d'augmenter le retard entraîne une augmentation de la consom- mation d'énergie du circuit et tend également à exagérer l'effet d'un quelconque défaut de concordance entre les pompes de charges14 et 16. Ainsi, il est préférable de choisir pour le retard du moyen retardateur 40 une valeur qui ne soit que légèrement supérieure à celle assurant la production d'impulsions de sortie ayant la largeur minimale pour mettre en service les pompes de charges res- pectives 14 et 16 dans les conditions de traitement, de matériel et d'environnement qui correspondent au cas le plus mauvais qui puisse être envisagé. Un mode de réalisation particulier du moyen 12 de correction de phase de la figure 1 est présenté sur la figure 2. Des bornes V l, VCC2 et VCC3 sont connectées à des sources respec- ççC. C2 Cc tives de potentiel de polarisation approprié. A titre d'exemple particulier, VCC1 est égal à 5 v, VCC2 est égal à 10 V et VM est égal à O V. Des bornes Vl et V2 sont connectées de façon à recevoir entre elles un courant d'une source de courant constant (non repré- sentée). Les valeurs approchées des potentiels présents sur les bornes Vl et V2 à la température ambiante sont respectivement de 4,1 V et 4,8 V. 248 1469 Le comparateur de phase il, qui comprend des transis- tors QI à Q1S et Q40 et Q49, est réalisé en logique d'injection intégré bipolaire (I L) au moyen de techniques connues. Les transis- tors QI et Q2 connectés en croix et leurs transistors Q9 et QlO respectifs injecteurs de courant forment la première bascule. Les transistors Q3 et Q4 connectés en croix et leurs transistors Q12 et Q13 respectifs injecteurs de courant forment la deuxième b1t- cule. Les transistors Q7 et Q8 connectés en croix et leurs transis- tors Q16 et Q17 respectifs injecteurs de courant forment la troi- sième bascule, tandis que des transistors Q5 et Q6 connectés en croix et leurs transistors Q14 et Q15 respectifs injecteurs de courant forment la quatrième bascule. Les portes NON ET 38 à quatre entrées de la figure 1 comprennent le transistor Q45 et son transistor Q40 injecteur de courant de la figure 2. En logique 12L, chaque entrée d'une porte NON ET est zonstituée par la réalisation d':une région collectrice distincte sur le transistor de sortie de l'étage précédent. Par exemple, les quatre entrées du transistor Q45 de la porte NON ET sont obtenues par connexion d'une région collectrice distincte de Ql, Q3, Q6 et Q7 à l'électrode de base du transistor Q45. Le moyen retardateur 40 de la figure 1 est réalisé sur la figure 2 au moyen d'une connexion en série de quatre tampons inverseurs, chaque tampon inverseur comprenant l'un des transistors Q46 à Q49 en association respective avec l'un des transistors injecteurs de courant Q41 à Q44. Chacun des transistors Q46 à Q49 est doté de quatre régions collectrices distinctes permettant de réduire son temps de commutation,. ee qui a pour effet d'accrottre le retard total obtenu. A titre d'exemple typique, les quatre transistors Q46 à Q49 de la figure 2 introduisent un retard de signal de l'ordre de 300 ns pour une polarisation de 70 mA sur chaque grille. S'il faut réaliser un retard plus grand, on peut alors ajouter en série avec les précédents des couples supplémentaires d'inverseurs. Aux bornes de sortie U et D du comparateur de phase, des transistors Qll et Ql8 injecteurs de courant sont connectés en dispositifs de tirage vers le haut actifs de manière à fournir des courants de sortie respectifs aux pompes de charges 14 et 16 (figure 2). 2 4 8 1 4 6 0 La pompe de charges 14 comprend une source de courant constant Q26 et une résistance d'émetteur 72, un amplificateur diffé- rentiel Q19, Q20, un convertisseur Q23 de signaux équilibrés en signaux asymétriques et un étage de sortie Q24, Q25 amplificateur à courants en rapport géométrique. L'électrode de base de Q26 est connectée à une borne V 1 qui est connectée à une source de potentiel de polarisation de manière à conditionner Q26 a conduire un courant constant par son trajet de conduction de courant princi- pal collecteur-émetteur. Un tel courant constant est fourni au couple de transistors Q19, Q20 fonctionnant en amplificateur dif- férentiel à émetteurs couplés, ce courant étant ou non différentiels lement délivré selon la différence de potentiel qui existe entre les électrodes de basé des transistors Q19 et Q20. L'électrode de base du transistor Q20, via la borne VB2, est maintenue à un potentiel de polarisation fixe qui se trouve entre les potentiels des bornes VI et V2. Une alimentation en potentiel de polarisation peut être réalisée au moyen d'un diviseur de tension comprenant des résistances de valeurs égales connectées en série entre Vl et V2 et connectées par leur point d'interconnexion à la borne VB2. En fonctionnement, lorsque le potentiel présent sur la borne U est au potentiel de VI (par conduction à travers le transistor Q2), ce qui correspond à un niveau de sortie logique "0" sur la borne U, le transistor Q20 est rendu conducteur et le transistor Q19 est rendu non conducteur, dans la mesure o la tension de base de Q20 est sensiblement supé- rieure à celle de Q19. Un transistor Q23 à-collecteur divisé et une résistance 50 constitue un amplificateur à courants en rapport géo- métrique dont le trajet d'entrée est connecté de façon à conduire un courant fourni à travers Le collecteur du transistor Q19, dont le trajet de sortie est connecté de façon à fournir le courant fourni à travers le collecteur du transistor QI, et dont la borne commune est connectée à V CC2 Puisque le transistor Q19 est non conducteur et le transistor Q20 est conducteur, le transistor Q23 sera rendu non conducteur et le transistor Q24 sera rendu conduc- teur. Les transistors Q24 et Q25 constituent un autre amplifica- teur à courants en rapport géométrique destiné à produire un courant de sortie inversé 'Pu. Lorsque la borne U est au potentiel V2 (grâce à la conduction par le transistor Qll de tirage vers le haut), ce qui correspond à la présence d'un niveau logique "1' sur la borne U, le transistor Q19 est rendu conducteur et le transistor Q20 est rendu non conducteur, puisque l'électrode de base de Q19 est un potentiel sensiblement plus élevé que celle du transistor Q20 Dans ces conditions, le transistor Q23 est mis en état de conduction et le transistor Q24 en état de non-conduction. Ainsi, la pompe de charges 14 fonctionne comme une source de courant commuté qui répond au signal de la borne U en fournissant un courant d'inten- sité constante 1PU au moyen intégrateur 18 lorsque le signal de la borne U est à un niveau logique "0", et en ne fournissant sensible- ment aucun courant au moyen intégrateur 18 lorsque le signal de la borne U est au niveau logique "1". La fonction du transistor 22 connecté en diode est de protéger les transistors Q20 et Q23 dans le cas o, au moment de la mise en service, l'alimentation électrique fournissant le potentiel de polarisation à la borne VB2 au niveau de la base de Q20 monterait en tension avant que l'alimentation électrique qui fournit le potentiel de polarisation à la borne VCC2 ne puisse monter en tension. Dans ces conditions, les jonctions collecteur-base des transistors Q20 et Q23 seraient polarisées en sens passant en série, ce qui pourrait endommager l'un des dispositifs, ou les deux. Pour prévenir ce risque, il est fait appel à un moyen Q22 de conduction de courant unidirectionnel pour interconnecter les électrodes de collectteur des transistors Q23 et Q20. Pour des raisons analogues, à savoir protéger une diode d'isolement formée d'une partie de la résistance 50, il est fait appel à un transistor Q21 connecté en diode pour connecter l'autre collecteur du transistor Q23 au collecteur du transistor Q19. La pompe de charges 16 comprend un transistor Q27 et une résistance d'émetteur 74 faisant fonction de source de cou- rant constant, un amplificateur différentiel Q28, Q29, un conver- tisseur Q32 de signaux équilibrés en signaux asymétriques, et un étage de sortie Q33, Q34 amplificateur à courants en rapport géo- métrique. Le fonctionnement de la pompe de charges 16 est analogue à celui de la pompe de charge 14 décrit ci-dessus, en ce qu'elle produit un courant de sortie à travers le trajet collecteur-émet- teur de Q34. Toutefois, la pompe de charges16 possède un amplifi- cateur à courants en rapport géométrique supplémentaire qui est constitué des transistors Q35, Q36, Q37 et des résistances 57, 58, 59 permettant d'inverser la polarité du courant de sortie 1PD apt pliqué au moyen intégrateur 18. Cet amplificateur supplémentaire à courants en rapport géométrique utilise le transistor Q36 comme dispositif d'entrée, et le transistor Q37 comme dispositif de sortie. La borne commune de l'amplificateur Q36, Q37 à courants en rapport géométrique est connectée à la borne VcM3* Le transistor Q35 et la résistance 58 constituent un moyen de dérivation de courant de base permettant de réduire l'erreur de courant de base, Des résistances 57 et 59 de dégénérescence d'émetteurs améliorent l'adaptation des caractéristiques d'entrée et de sortie. Ainsi, la pompe de charges 16 est une source de courant commuté qui répond au signal de la borne D en prélevant un courant d'intensité constante 1PD au moyen intégrateur 18 lorsque le signal de la borne D est au niveau logique "O" et en ne prélevant sensiblement aucun courant à l'intégrateur 18 lorsque le signal de la borne D est au niveau logique "1". Les deux pompes de charges 14 et 16 sont adaptées aussi étroitement que cela est possible prati- quement afin de produire des courants de sortie d'intensités égales et de polarités opposées, si bien que, lorsque les deux pompes de charge ont été rendues conductrices, aucune charge nette ntest délivrée au moyen intégrateur 18. Un mode de réalisation du moyen intégrateur 18 est représenté sur la figure 2 sous la forme d'un filtre passe-bas constitué de résistances 54, 55 et de condensateurs 56, 57. Si l'on suppose qu'il n'y a pas de fuites via les condensateurs 56 et 57 et qu'aucune charge n'est appliquée à la borne 22, la tension de sortie de la borne 22 de ce filtre est l'intégrale sur le temps du courant fourni au condensateur 56. Ainsi, la tension de sortie de la borne 22 est proportionnelle à la charge nette totale délivrée par les pompes de charges 14 et 16. D'autres moyens intégrateurs possibles peuvent comporter des éléments actifs, comme par exemple 2 4 8 1 4 6 0 des amplificateurs opérationnels, produisant une tension de sortie proportionnelle à l'intégrale sur le temps des courants IPU et IPD' D'autres types de moyens intégrateurs actifs Du passifs peuvent être utilisés en relation avec un oscillateur commandé dans la mesure o un signal de sortie commandé est fourni à cet oscilla- teur commandé suivant, ce signal de sortie commandé étant représen- tatif de la charge nette fournie par les pompes de charges 14 et 16. Bien entendu, l'homme de l'art-sera en mesure d'ima- giner, à partir de l'appareil dont la description vient d'être donnée à titre simplement illustratif et nullement limitatif, diverses autres variantes et modifications ne sortant pas du cadre de l'invention. R E V E N D I C A T I ONS 1. Appareil comparateur de phase numérique destiné à comparer la phase d'un premier signal d'entrée (en R) avec la phase d'un deuxième signal d'entrée (en V) et à produire en un noeud de sortie (22) un signal de sortie de commande correspondant ,au déphasage relatif entre le premier et le deuxième signal d'entrée, l'appareil comparateur de phase comportant une première bascule (30, 32), une deuxième bascule (34, 36), une troisième bascule (46, 48) et une quatrième bascule (42, 44) comportant chacune des bornes d'entrée servant à leur positionnement et leur repositionnement et une borne de sortie indiquant leur état, des moyens connectant la première, la deuxième, la troisième et la quatrième bascule en un comparateur de phase numérique, ces moyens comportant un moyen qui répond audit premier signal d'entrée en positionnant la première bascule, un moyen qui répond à l'état de repositionnement de la première bascule en positionnant la deuxième bascule, un moyen qui répond a l'état de repositionnement de la deuxième bascule en repo= sitionnant la première bascule, un moyen qui répond audit deuxième signal d'entrée en positionnant la troisième bascule, un moyen qui répond a l'état de repositionnement de la troisième bascule en-posio tionnant la quatrième bascule, un moyen qui répond à l'état de reposi= tionnement de la quatrième bascule en repositionnant la troisième bascule, un moyen (32) qui répond à l'état de la première bascule en produisant une première impulsion de sortie numérique, un moyen (48) qui répond à l'état de la troisième bascule en produisant une deuxième impulsion de sortie numérique, et un moyen logique (38, 40) qui répond aux états respectifs de positionnement des première, deuxième, troi- sième et quatrième bascules en repositionnant les première, deuxième, troisième et quatrième bascules, ledit appareil comparateur de phase comportant en outre une première source (14) de courant comu muté qui répond à la première impulsion de sortie numérique en four- nissant un courant prédéterminé au premier noeud de sortie, et une deuxième source (16) de courant commuté qui répond à la deuxième impulsion de sortie numérique en prélevant dudit noeud de sortie un courant sensiblement égal audit courant prédéterminé, o, pour 2 48 1460 petits déphasages entre le premier et le deuxième signal d'entrée, la première et la deuxième impulsion de sortie numériques ont une durée sensiblement inférieure à la durée minimale nécessaire pour mettre respectivement en service la première et la deuxième source de courant commuté de sorte que ledit appareil comparateur de phase présente une zone morte pour des déphasages suffisamment petits entre le premier et le deuxième signal d'entrée (en R et V) dans la région située entre l'état d'avance de phase et l'état de retard de phase, l'appareil étant caractérisé en ce qu'il comprend en outre un moyen retardateur (40) qui répond à l'état de position- nement de la première, la deuxième, la troisième et la quatrième bascule en augmentant sensiblement le temps nécessaire pour que ledit moyen logique (38, 40) repositionne la première, la deuxième, la troisième et la quatrième bascule, ce qui augmente la durée minimale desdites première et deuxième impulsions de sortie numé- riques. 2. Appareil selon la revendication 1, caractérisé en ce que le retard introduit par le moyen retardateur est sensiblement égal ou supérieur au retard correspondant à la durée minimale néces- saire pour que la première et la deuxième impulsion de sortie numé- rique mettent en service la première et la deuxième source de courant commuté. 3. Appareil selon la revendication 1, caractérisé en ce que le retard introduit par le moyen retardateur est légèrement supérieur au retard correspondant à la durée minimale nécessaire pour que la première et la deuxième impulsion de sortie numérique mettent en service la première et la deuxième source de courant commuté. 4. Appareil selon la revendication 1, 2 ou 3 caractérisé en ce que le moyen logique comprend une porte (38) possédant une première, une deuxième, une troisième et une quatrième borne d'entrée et une borne de sortie (40b), les bornes d'entrée respec- tives de la porte (38) étant connectées à une borne de sortie respective de la première, la deuxième, la troisième et la qua- trième bascule, si bien que ladite porte produit une indication en sortie lorsque la première, la deuxième, la troisième et la 2 4 8 1 4 6 0 quatrième bascule sont dans un état de positionnement, et en ce que le moyen retardateur est connecté entre la borne de sortie de ladite porte et des bornes de repositionnement respectives de la première, la deuzième, la troisième et la quatrième bascule. 5. Appareil selon la revendication 4, caractérisé en ce que le moyen retardateur comprend plusieurs inverseurs logiques (2, 4, 6, 8) connectés en série, lesdits inverseurs connectés en série étant connectés par leur entrée à la borne de sortie de la porte (38), lesdits inverseurs connectés en série étant connectés par leur sor- tie aux bornes de repositionnement de la première, la deuxième, la troisième et la quatrième bascule. 6. Appareil selon la revendication 1, 2 ou 3, caractérisé en ce qu'il comporte un moyen intégrateur (18) connecté audit noeud de sortie afin de produire un signal de tension de commande de sor- tie représentatif de la charge nette produite audit noeud de sortie. 7. Appareil selon la revendication 6, caractérisé en ce qu'il comprend un oscillateur à commande de tension (20) qui répond audit signal de tension de commande de sortie en produisant un signal de sortie dont la fréquence est proportionnellement reliée audit -20 signal de tension de commande de sortie, si bien que le signal de sortie de l'oscillateur à commande de tension produit ledit deuxième signal d'entrée (en V) dudit appareil comparateur de phase numérique. 8. Appareil selon la revendication 1, 2 ou 3, caractérisé en ce que la première et la deuxième source (14, 16) de courant commuté comprennent chacune: une première et une deuxième borne (VccC2 VCC3) entre lesquelles est reçu un potentiel de polarisation; des bornes d'entrée et de sortie (U, D) une source de courant constant (Q26; Q27) possédant une première et une deuxième électrode, ladite source de courant constant étant connectée par une de ses électrodes à ladite deuxième borne (V) CC3 un premier et un deuxième transistor (Q19, Q20; Q28, Q29) possédant respectivement une première et une deuxième élec- trode définissant les extrémités d'un trajet principal de conduc- tion de courant ainsi qu'une troisième électrode, le potentiel appliqué entre la première et la troisième électrode commandant le courant qui passe dans le trajet principal de conduction de courant respectif; un moyen connectant le premier et le deuxième transistor (Ql9, Q20; Q28, Q29) en amplificateur différentiel qui répond à un signal d'entrée appliqué à ladite première borne d'entrée (U; D), ce moyen comprenant une connexion allant des premières électrodes des premier et deuxième transistors à la deuxième électrode de ladite source de courant constant (Q26; Q27), une connexion allant de ladite borne d'entrée (U; D) à la troisième électrode du premier transistor (Q19; Q20), et un moyen de polarisation (VB2) qui applique une tension de polarisation à la troisième électrode du deuxième transistor (Q20; Q29); un amplificateur (Q23; Q32) à courantsen rapport géo- métrique possédant une borne d'entrée, une borne de sortie et une borne commune; un moyen qui connecte la borne d'entrée de l'amplifi- cateur (Q23; Q32) à courants en rapport géométrique à la deuxième électrode du premier transistor (Q19; Q28); un moyen qui connecte la borne de sortie de l'amplifi- cateur (Q23; Q32) à courants en rapport géométrique à la deuxième électrode du deuxième transistor (Q20; Q29); un moyen qui connecte la borne commune de l'amplifi- cateur (Q23; Q32) à courants en rapport géométrique à la première borne (Vcc2); et ladite borne de sortie étant connectée à la borne de sortie de l'amplificateur à courants en rapport géométrique. 9. Appareil selon la revendication 8, caractérisé en ce que le moyen qui connecte la borne d'entrée de l'amplificateur à courants en rapport géométrique à la deuxième électrode du premier transistor et le moyen qui connecte la borne de sortie de l'ampli- - ficateur à courants en rapport géométrique à la deuxième électrode du deuxième transistor comprennent chacun un moyen de conduction de courant unidirectionnel (Q21, Q22; Q30, Q31) qui est polarisé en sens passant via le trajet principal de conduction de courant res- pectif du premier et du deuxième transistor.