î 2029582 La' présente invention concerne un amplificateur de puissance en pont à modulation par impulsions de largeur variable comportant un circuit logique de blocage et de mémoire. La présente invention concerne plus particulièrement 5 un amplificateur de puissance en pont de ce type comportant un circuit logique de mémoire destiné à maintenir conductrice une seule des branches du pont précédemment conductrices avant la suppression de la tension de commande ainsi qu'à faire passer un courant dérivé dans la charge pendant les périodes où la 10 tension de commande n'est pas appliquée. La présente invention fournit en outre un nouveau circuit logique de blocage qui évite que des signaux de commande ne soient appliqués simultanément des deux côtés du pont et qui évite aussi que des signaux de commande ne soient appliqués simultanément sur les transistors 15 de puissance supérieur et inférieur situés du même côté du pont de puissance. On connait déjà des amplificateurs de puissance en pont à modulation par impulsions de largeur variable. Ces amplificateurs sont très satisfaisants pour commander des servo-20 moteurs ou des dispositifs semblables et comportent des éléments de commutation de puissance (par exemple des transistors de • puissance) branchés en diagonale qui deviennent conducteurs pour faire passer un courant de sens donné dans la charge, un groupe d'éléments disposés en diagonale faisant circuler le courant de 25 charge dans un sens et l'autre groupe d'éléments disposés en diagonale faisant circuler le courant de charge dans le sens inverse. En modulant ou en contrôlant les intervalles ou les périodes de conduction de ces groupes d'éléments de commutation disposés en diagonale il est possible de contrôler proportion-30 nellement le courant traversant la charge. Les amplificateurs de puissance en pont à modulation par impulsions de largeur variable antérieurement connus comportent aussi un circuit logique de blocage et de commande destiné à éviter que des signaux de commande ne soient appliqués simultanément sur les deux 35 transistors de puissance situés d'un même côté, du pont. Ce circuit logique de blocage et de commande a aussi pour but d'amorcer les transistors des coins inférieurs du pont de puissance en l'absence de toute demande de tension de commande soit dans le sens direct soit dans le sens inverse. Grâce à cet agencement, 40 le courant traversant la charge peut être renvoyé à travers 70 02948 2 2029582 celle-ci pendant les périodes où la tension de consnande n'existe pas de façon à établir une moyenne pour le courant traversant la charge. Cette technique est très avantageuse avec des charges inductives, par exemple les moteurs électriques, dans lesquelles 5 il est souhaitable de faire passer un courant moyen. Cependant, ce circuit logique de blocage fait intervenir une condition de durée entre le temps d'extinction et le temps d'amorçage des transistors inférieur et supérieur situés du même côté du pont de puissance. On remarquera que dans de telles conditions, si 30 le temps d'extinction d'un transistor inférieur est plus important que le temps d'amorçage du transistor supérieur situé du même côté du pont et que le transistor inférieur ne se bloque pas avant que le transistor supérieur devienne conducteur, un court-circuit franc apparaît, ce qui fait naître des pointes de 35 courant non souhaitées qui sont susceptibles de détruire le pont de puissance, de réduire sa fiabilité, etc. La présente invention se propose de remédier à ces inconvénients. La présente invention se propose donc de réaliser un amplificateur de puissance en pont à modulation par impul-20 sions de largeur variable, nouveau et perfectionné, comportant un circuit logique de blocage et de mémoire. L'amplificateur de puissance en pont à modulation par impulsions de largeur variable et comprenant un circuit logique de blocage et de mémoire suivant la présente invention 25 comporte au moins un premier et un second, un troisième et un quatrième dispositifs de puissance à semi-conducteur dont la conduction est commandée par une électrode (transistors) branchés sous forme d'un pont de Wheatstone, un groupe de bornes en diagonale du pont étant relié à deux bornes d'alimentation 30 elles-mêmes branchées aux bornes d'une source d'énergie électrique . La charge est branchée entre les deux autres bornes du pont de puissance. Le pont de puissance est tel que lorsque les premier et second dispositifs de puissance à semi-conducteur sont conducteurs,un courant traverse la charge dans un premier 35 sens et lorsque les troisième et quatrième dispositifs de puissance à semi-conducteur sont conducteurs le courant de charge circule dans le sens opposé. Le circuit logique de blocage et de mémoire est relié aux différentes électrodes de consnande des dispositifs de puissance à semi-conducteur afin de bloquer 40 et d'amorcer séle.ctivement ces dispositifs de puissance pour 70 02948 3 2029582 commander de façon réglable les intervalles de conduction et faire passer à travers la charge un courant d'excitation dont l'intensité est contrôlée de façon proportionnelle et qui possède une polarité souhaitée. Le circuit logique de blocage et de 5 mémoire comporte des moyens déterminant la polarité des signaux d'entrée pour fournir des signaux de commande de polarité réversible modulés par impulsions de largeur variable qui servent à déterminer la polarité et l'intensité du courant d'excitation devant être fourni à la charge. Un premier circuit logique ET 10 reçoit des signaux provenant des moyens qui déterminent la polarité des signaux d'entrée afin d'amorcer un dispositif de puissance particulier faisant partie d'un groupe comportant les premier et second ou les troisième et quatrième dispositifs de puissance à semi-conducteur pour faire circuler un courant d'ex-35 citation, dans un sens donné, à travers la charge, et pour empêcher que l'autre groupe devienne conducteur. Un second circuit logique ET est alimenté par le premier circuit logique ET afin de fournir une tension de commande à l'électrode de commande de l'autre dispositif du groupe chpisi.comportant les premier et 20 second ou les troisième et quatrième dispositifs de puissance à semi-conducteur en fonction du sens du courant qui doit traverser la charge. Le second circuit logique ET sert à mémoriser et à maintenir la tension de commande sur ledit dispositif restant du groupe choisi comportant les premier et second ou les troisième 25 et quatrième dispositifs de puissance afin de maintenir ce dispositif conducteur pour faire circuler un courant dans la charge entre les intervalles de conduction des deux dispositifs de puissance à semi-conducteur du groupe choisi. Dans l'amplificateur de puissance précédemment décrit 30 chaque branche du pont de puissance comportant les premier, second, troisième et quatrième dispositifs de puissance à semiconducteur comporte aussi des moyens pour faire circuler le courant de charge dans les deux sens dans au moins deux branches adjacentes du pont, ces deux branches adjacentes étant reliées 35 aux bornes de la charge et possédant une connexion commune à une borne de la source d'énergie. Cet amplificateur de puissance comporte aussi des dispositifs de retard qui sont insérés dans le circuit de sortie du premier circuit logique ET, ces dispositifs étant destinés à retarder l'application des tensions de commande 43 sur un des groupes de dispositifs de puissance, c'est-à-dire les 70 02948 4 2029582 premier et second ou les troisième et quatrième dispositifs de puissance, d'une période de temps suffisante pour assurer le blocage du dispositif de puissance de l'autre groupe situé du mê*e côté du pont de puissance. 5 Du fait de sa constitution l'amplificateur de puissance en pont à modulation par impulsions de largeur variable, nouveau et perfectionné, décrit ci-dessus possède un étage de «ortie à grand rendement qui n'est pas traversé par des pointes de courant transitoires susceptibles de détruire le circuit et de réduire 1° sa fiabilité et est fabriqué à partir de circuits intégrés standard disponibles dans le commerce. Les dispositifs de retard insérés dans le premier circuit logique ET évitent l'apparition de courants de court-circuit transitoires qui, autrement, pourraient apparaître lors de l'inversion du courant de charge. Le circuit 15 logique réalise une fonction de blocage qui empêche l'application de signaux de commande positifs simultanément sur les deux côtés du pont tout en ne maintenant conducteur que le dispositif de puissance à semi-conducteur (transistor) situé dans la partie inférieure du pont qui était conducteur avant la suppression de la tension de commande sur la partie supérieure du pont. Ceci sert à fournir un trajet de dérivation passant par le charge comme cela est fait habituellement pendant la période où la tension de commande n'existe pas, par l'intermédiaire d'une diode de réaction, mais sans amorcer les deux dispositifs de puissance infé-^ rieurs. Cette caractéristique permet d'éliminer la condition de durée qui pourrait exister dans le cas contraire lorsque la branche supérieure du pont de puissance est bloquée pendant un intervalle où la tension de commande n'existe pas. La présente invention sera mieux comprise à l'aide de 3° la description suivante d'une forme de réalisation particulière prise à titre d'exemple et représentée au dessin annexé dans lequel : La figure 1 est un schéma détaillé d'un amplificateur de puissance en pont à modulation par impulsions de largeur varia-^ ble comportant un circuit logique de blocage et de mémoire suivant la présente Invention. Les figures 2A, 2B et 2C sont des séries de formes d'ondes illustrant le fonctionnement de l'amplificateur de puissance en pont à modulation par impulsions de largeur variable représenté dans la figure 1. 70 02948 5 2029582 L'amplificateur de puissance en pont à modulation par impulsions de largeur variable représenté dans la figure 1 comporte deux circuits de puissance distincts. L'un de ces circuits est constitué par des modules logiques de commande de faible 5 puissance qui convertissent un signal d'erreur provenant d'un servomécanisme d'entrée ou d'un dispositif semblable en deux impulsions de contrôle d'erreur distinctes de largeur variable et possédant des polarités opposées. Ces impulsions de contrôle de polarités opposées et de largeur variable sont ensuite trai-10 tées par des circuits logiques convenables pour commander le circuit de puissance de l'amplificateur de puissance en pont à modulation par impulsions de largeur variable afin qu'il envoie du courant dans la charge, qui peut être constituée par un servomoteur, le sens et la valeur de ce courant étant déterminés par 15 les impulsions de contrôle d'erreur provenant du circuit logique de commande. Par conséquent, on peut voir qu'en réalité le fonctionnement du second circuit ou du circuit de forte puissance désigné par la référence 11 de l'amplificateur de puissance en pont à modulation par impulsions de largeur variable est commandé 20 par le circuit logique de commande de faible puissance désigné dans son ensemble par la référence 12. Le circuit de forte puissance 11 de l'amplificateur peut être destiné à commander un servomoteur, tel celui désigné par la référence 13, et comporte au moins un premier, un second, 25 un troisième et un quatrième dispositifs de puissance à semiconducteur Q-p Q2» Q3 et dont la conduction est commandée par l'intermédiaire d'une électrode, par exemple des transistors de puissance planar passivé NPN du type "General Electric 2 880", fabriqués et vendus par le département des produits semi-conduc-3° teurs de la compagnie General Electric a Syracuse, New-York. Les transistors de puissance Q2-Q4 peuvent être constitués en réalité par le second transistor ou le transistor de sortie d'un étage de puissance à deux transistors dont les premiers transistors de puissance commandent en fait les bases des transistors ^ de puissance de sortie Dans ce but, les bases des deux transistors de puissance de sortie et Qg sont reliées respectivement aux résistances de collecteur 14 et 15 faisant partie des circuits émetteur-collecteur des transistors Q^g et Qga du premier étage. Une résistance 16 est branchée entre la base et 40 l'émetteur des transistors Qlg et Q3g du premier étage afin 70 02948 6 2029582 d'améliorer la caractéristique d'impédance d'entrée de l'ensemble des deux étages de puissance sans réduire la puissance nominale. De même, les bases des transistors de puissance de sortie Qg et Q4 sont reliées aux résistances 17 et 18 faisant respectivement 5 partie des circuits émetteur-collecteur des premiers transistors de puissance Q2a et Q4g, et des tensions de polarisation distinctes sont appliquées, par l'intermédiaire des résistances 19 et 21 possédant une valeur relativement importante, sur les bases des premiers transistors de puissance Q2a et qui servent à 10 améliorer la sensibilité de l'étage de puissance sans réduire sa puissance nominale. Pour plus de commodité dans la suite de la description lorsque l'on se référera à un dispositif de puissance à semi-conducteur dont la conduction est commandée par l'intermédiaire d'une électrode ou à un transistor de puissance on ne 15 nommera qu'un seul dispositif, par exemple ; cependant on comprendra que bien que l'on puisse utiliser un seul transistor de puissance, tel Q-^, la référence unique peut aussi désigner n'importe quel étage de puissance à deux transistors approprié ou, si on le désire, peut aussi désigner un dispositif conducteur 20 unidirectionnel commandé par l'intermédiaire d'une électrode, par exemple un redresseur commandé au silicium biocable ou un dispositif équivalent bilatéral tel le triac en modifiant le circuit de façon appropriée. Par conséquent on comprendra que le circuit n'est en aucun cas limité à la forme de réalisation utilisant 25 les composants représentés et ceux qui sont familiers avec cette technique pourront y apporter facilement différentes modifications de façon à pouvoir utiliser d'autres types appropriés de dispositifs de commutation de puissance ou d'autres dispositifs semblables. 30 D'après la figure 1 on voit que les premier et second transistors de puissance et Q2 ainsi que les troisième et quatrième transistors de puissance Qg et constituent un pont du type Wheâtstone, un groupe de bornes en diagonale de ce pont étant constitué par le point commun des transistors et Qg 35 et par le point commun des transistors Q2 et et étant branché entre deux bornes de puissance 22 et 23 elles-mêmes reliées aux bornes d'une source d'énergie continue, de 28 volts par exemple, constituée par une batterie ou aux bornes d'une source continue semblable. Si on le désire le circuit peut aussi être utilisé 40 avec une source de. courant alternatif et peut supprimer certaines 70 02948 7 2029582 10 parties souhaitées d'une alternance du signal fourni par la source alternative. D'après la figure 1 on remarquera en outre que le moteur 13 est branché entre les deux autres bornes en diagonale du pont de façon qu'à chaque fois que les premier et second transistors de puissance et sont conducteurs un courant de charge traverse le moteur 13 dans un premier sens et à chaque fois que le troisième et le quatrième transistors de puissance Qg et Q4 sont conducteurs le courant de charge traverse le moteur dans le sens opposé. Les périodes de conduction de ces transistors de puissance en diagonale et ou Qg et Q4 sont modulées par des impulsions de largeur variable, c'est-à-dire commandées en fonction de la durée des impulsions, de façon à déterminer la valeur totale ou la valeur moyenne du courant fourni au moteur 13, ce qui permet de contrôler le couple, la vitesse, etc..., 15 de ce moteur, et le sens de rotation du moteur est déterminé en fonction du groupe de transistors de puissance Q^, Q2 ou Qg, Q4 qui fournit le courant d'excitation. Etant donné que la nature du courant fourni au moteur 13 de la façon décrite ci-dessus est pulsatoire, il est nécessai-2D re de prévoir des moyens pour faire circuler l'énergie réactive accumulée dans les enroulements du moteur 13 pendant les intervalles de non-conduction des transistors de puissance Q^, Q2 ou Qg, Q4. Dans ce but on branche des diodes D^, D2 et Dg, D4 en inverse, en parallèle sur les différents transistors de puissance Qp Qg et Qg, Q4. On remarquera que si la polarité du pont est inversée avant que le courant qui traverse le moteur 13 ait atteint une valeur nulle le courant inductif continue néanmoins à circuler suivant la loi de Leuz. Pour parer à cette éventualité les diodes D^-D4 permettent le retour de l'énergie réactive vers 30 la source d'énergie et par conséquent cette source d'énergie doit être capable d'absorber l'énergie inductive du moteur. L'amplificateur de puissance en pont à modulation par impulsions de largeur variable antérieurement connu et mentionné précédemment convient particulièrement pour commander des servo-35 moteurs et des dispositifs semblables et comporte un circuit logique de blocage des dispositifs de puissance afin d'éviter l'application simultanée de signaux de commande sur les transistors de puissance situés du même côté du pont. Ce circuit logique de blocage et de commande, antérieurement connu, permet aussi de ren-40 dre conducteurs les transistors de puissance du coin inférieur du 70 02948 8 2029582 pont, par exemple et Q^, en l'absence de toute demande de tension de commande soit dans le sens direct soit dans le sens inverse. Grâce à ce montage le courant traversant le moteur 13 peut être renvoyé ou court-circuité pendant les périodes où la 5 tension de commande n'existe pas de façon à donner une valeur moyenne au courant fourni à la charge, cet intervalle de fonctionnement étant souvent appelé "intervalle de dérivation". Cette technique est très avantageuse avec les charges constituées par des moteurs pour lesquelles il est souhaitable de faire passer 10 un courant moyen dans le moteur et de le commander avec un couple, une vitesse, etc... de régime permanent. Cependant, ce circuit logique de blocage connu fait intervenir une condition de durée entre le temps d'extinction d'un transistor inférieur, tel Q^, et le temps d'amorçage d'un transistor supérieur, tel Q^, situé 15 du même côté du pont. On remarquera que dans de telles conditions, si le temps d'extinction des transistors de puissance des coins inférieurs, tel Q^, est plus important que le temps d'amorçage des transistors des coins supérieurs et si ce transistor n'est pas bloqué au moment où le transistor Q^, situé du même 20 côté du pont, s'amorce, un court-rcircuit franc apparaît, ce qui fait naître des pointes de courant non souhaitées susceptibles de détruire les dispositifs du pont de puissance, en particulier les transistors de puissance, et réduisant la fiabilité du montage etc... Le circuit de commande de blocage et de mémoire nouveau 25 et perfectionné, désigné dans son ensemble par la référence 12, est destiné à faire disparaître cette caractéristique non souhaitable. Les bornes de sortie du circuit de commande de blocage et de mémoire, désigné dans son ensemble par la référence 12, sont 30 reliées aux électrodes de commande des différents transistors de puissance Q^-Q^, comme on le verra plus en détail ci-après, pour autoriser et bloquer sélectivement les transistors de puissance Q1-Q4 afin de contrôler sélectivement les intervalles de conduction de ces différents transistors et de contrôler proportionnel-35 lement l'intensité du courant d'excitation, de polarité souhaitée, fourni au moteur 13. Le circuit de commande de blocage et de mémoire comporte un circuit d'entrée déterminant la polarité et constitué par un détecteur de seuil positif 31 et un détecteur de seuil négatif 32. Les détecteurs de seuils positif et négatif 40. 31 et 32 sont des circuits intégrés monolithiques classiques 70 02948 9 2029582 disponibles dans le commerce, tel le circuit Fu A 710 fabriqué par Fairchild Caméra Company, Texas Intrument,.ITT, etc.. ou sont constitués par un amplificateur différentiel à fonctions multiples se présentant sous forme de circuit imprimé monolithi-5 que et branché de façon à fonctionner dans un mode de comparaison. Dans ce but une des bornes d'entrée du détecteur de seuil positif 31 est reliée, par l'intermédiaire d'une résistance de limitation appropriée et d'un circuit de fixation d'amplitude constitué par des diodes, à une source 33 qui fournit la tension de 10 seuil positive utilisée par le détecteur au cours du fonctionnement du circuit. De même, une des bornes d'entrée du détecteur de seuil négatif 32 est reliée à une source de tension négative 34, par l'intermédiaire d'une résistance de limitation appropriée et d'un circuit de fixation d'amplitude constitué par des diodes 15 en série, qui fournit une tension de seuil négative utilisée par le détecteur au cours du fonctionnement du circuit. Les autres bornes d'entrée des détecteurs de seuils négatif et positif 32 et 31 sont reliés en commun, par l'intermédiaire d'une résistance de limitation de courant 35, à une source de référence, dont la 20 forme d'onde est triangulaire, arrivant sur la borne 36, cette tension de référence arrivant simultanément sur les deux détecteurs 31 et 32. En outre les bornes d'entrée des deux détecteurs 31 et 32 qui sont communes sont reliées à une borne 37 qui est elle même reliée à une source commune fournissant des signaux 25 d'erreur qui sont des signaux continus d'amplitude variable et de polarité réversible. Dans ce montage les détecteurs de seuil 31 et 32 servent à additionner le signal d'erreur continu et la tension de référence dont la forme d'onde est triangulaire et fournissent un signal d'erreur de sortie dont la valeur indique si la somme du signal d'erreur d'entrée et du signal de référence triangulaire a une valeur supérieure ou inférieure à la valeur de seuil, et la durée de ce signal de sortie fournit une indication sur la valeur de l'erreur. Les figures 2A-2B représentent la tension d'entrée V , la tension de sortie Vg et le courant d'excitation I en fonction du temps. Ces formes d'ondes servent à illustrer le fonctionnement des détecteurs de seuils positif et négatif et montre la façon d'obtenir les signaux d'erreur de sortie dont l'amplitude et la polarité déterminent le courant d'excitation que l'am-40 plificateur de puissance en pont à modulation par impulsions de 30 35 70 02948 10 2029582 largeur variable doit fournir au moteur 13, On supposera que la borne d'entrée 37 du signal d'erreur ne fournit aucun signal d'erreur aux détecteurs 31 et 32, les détecteurs sont alors réglés de façon que les valeurs extrêmes de la tension de référen-5 ce triangulaire soient juste inférieures aux valeurs de seuil désignées par (+VT) et (-VT) dans la forme d'onde (a) de la figure 2A. Si l'on suppose que les signaux d'erreur arrivant sur la borne 37 possède une valeur quelconque, par exemple e^ comme représenté dans la forme d'onde (a) de la figure 2B, la somme du 10 signal d'erreur continu et de la tension de référence triangulaire sera le signal représenté par la forme d'onde (a) de la figure 2B et une partie de la pointe positive de la tension de référence triangulaire dépasse la valeur de seuil positive C+V^.). Il en résulte que le détecteur de seuil positif 31 fournira des impul-15 sions de sortie possédant par exemple la for.me d'onde (b) de la figure B, de polarité positive et dont la durée est déterminée par la valeur de la tension de référence au moment où elle est écrêtée par la tension de seuil (+VT). Pendant les intervalles où le détecteur de seuil positif 31 fournit ces impulsions de 20 signal d'erreur positives modulées en durée le signal de sortie de ce détecteur 31 passe d'une valeur nulle à une valeur positive qui peut être définie comme un signal logique "1" d'amplitude fixe mais de largeur variable suivant la valeur du signal de somme du signal d'erreur d'entrée et de la tension de référence 25 triangulaire, comme représenté par la forme d'onde (a) de la figure 2B. De la même façon le détecteur de seuil négatif 32 reçoit le signal (a) de la figure 2C et fournit des signaux d'erreur de sortie qui passent d'une valeur nulle à une valeur négative qui définit un signal logique "1" pendant une durée déterminée 30 par la valeur de la tension de référence triangulaire négative au moment où elle est écrttée par la tension de seuil (-V^.) . On obtient alors des impulsions d'erreur positives possédant la forme d'onde (b) de la figure 2B. Ces signaux d'erreur modulés en durée possèdent naturellement la fréquence de répétition 25 de la tension de référence triangulaire. Cependant, on remarquera que les détecteurs de seuils positif et négatif 31 et 32 fonctionnent comme des circuits d'entrée destinés à déterminer la polarité pour fournir des signaux de commande, de polarité réversible, modulés en durée indiquant la polarité et l'intensité 40 du courant d'excitation devant être fourni h la charge par l'am 70 02948 ii 2029582 plificateur de puissance en pont à modulation par impulsions de largeur variable. Les signaux de sortie respectifs des détecteurs de seuils positif et négatif 31 et 32 sont envoyés à l'entrée d'un 5 premier circuit logique ET constitué par deux portes ET classiques 41 et 42. Les portes ET 41 et 42 aussi bien que les autres portes ET mentionnées ci-dessous sont des circuits logiques 900 DTL classiques disponibles dans le commerce tels ceux qui sont fabriqués et vendus par Fairchild Caméra Company, Texas 10 Instrument, Motorola, International Téléphoné and Telegraph et par de nombreux autres fabricants de circuits intégrés. Une des entrées de la porte ET 41 est reliée directement à la borne de sortie du détecteur de seuil négatif 32 et l'autre borne d'entrée est reliée directement à la borne de sortie de l'autre porte iT 42 du premier circuit logique ET. De même, une des bornes d'entrée de la porte ET 42 est reliée directement à la borne de sortie du détecteur de seuil positif 31 et l'autre borne d'entrée est reliée directement à la borne de sortie de la porte ET 41. En outre la borne de sortie de la porte ET 41 est reliée à un 20 conducteur 43 et à un inverseur 44 dont la construction est identique à celle de la porte ET 41 mais qui est branché de façon à fonctionner en inverseur afin d'inverser un signal logique d'entrée "1" pour obtenir un signal logique de sortie "O" ou vice-versa. Le signal de sortie de l'inverseur 44 est envoyé, par 25 l'intermédiaire d'un conducteur 45, vers la base d'un transistor pilote 46 qui est branché de façon à amorcer ou à rendre conducteur le transistor de puissance Qga du premier étage situé dans le coin supérieur droit du pont de.puissance. De même, la borne de sortie de la porte ET 42 est reliée à un conducteur 48 et à 30 un inverseur 49 dont le signal de sortie est envoyé, par l'intermédiaire d'un conducteur 51, vers la base d'un second transistor pilote 52 qui amorce ou rend conducteur le transistor de puissance Q^a du premier étags situé dans le coin supérieur gauche du pont de puissance. 35 La table de fonction des portes ET 41 et 42, et par conséquent de toutes les portes ET mentionnées ci-après, est représentée dans le coin inférieur gauche de la figure 1 en même temps qu'un schéma d'une porte ET pour laquelle les deux bornes d'entrée sont désignées par X et Y et la borne de sortie est ^ désignée par Z. D'après cette table de fonction on voit que si 70 02948 12 2029582 les deux bornes d'entrée X et Y reçoivent des signaux de tension nulle qui peuvent être définis comme des signaux logiques "0" un signal de sortie positif ou signal logique "l" apparaîtra sur la borne de sortie Z. Les autres combinaisons des signaux 5 d'entrée apparaissant sur les bornes X et Y sont aussi représentés dans la table de fonction. Ce n'est que lorsque les deux bornes d'entrée X et Y reçoivent des signaux logiques "1" que l'on obtient un signal logique "0" à la sortie. D'après cette table de fonction et d'après le branchement des deux portes EÏ 41 et 10 42 constituant le premier circuit logique ET, on peut voir que seule l'une ou l'autre des deux portes ET peut fournir un signal de sortie.nul et que dans ce cas l'autre porte eF doit nécessairement fournir un signal de sortie "1" étant donné que l'une de ses bornes d'entrée est reliée à la sortie de l'autre porte ET. On remarquera aussi que si l'une ou l'autre des portes ËT 41 et 42 fournit un signal de sortie "0% à cause de l'inversion effectuée par les inverseurs 44 et 49, soit le transistor Q^ soit le transistor Qg, situés respectivement dans les coins supérieurs gauche et droite, sera amorcé et rendu conducteur alors que le 20 second sera maintenu bloqué. Par- conséquent seul un des dispositifs de puissance à semi-conducteur Q^ ou Qg situés dans la moitié supérieure du pont a la possibilité de dévenir conducteur, et la conduction simultanée des deux dispositifs à semi-conducteur Q^ et Qg situés dans la moitié supérieure du pont de puis-25 sance est évitée grâce a l'action de blocage du premier circuit logique ET conditué par les portes 41 et 42. De cette façon on est sûr que le courant traversant la charge ne circule que dans un sens à un moment donné. Les bornes de sortie de chacune des portes ET 41 et 30 42 sont aussi reliées à un second circuit logique de mémoire ËT constitué par deux portes ET 61 et 62. Une des entrées de la porte ËT 61 est reliée directement à la borne de sortie de la porte ET 41 et l'autre entrée est reliée directement à la borne de sortie de la porte ET 62. De même, une borne d'entrée de la 35 porte ET 62 est reliée directement à la borne de sortie de la porte ET 42 et l'autre entrée est reliée directement à la borne de sortie de la porte ET 61. Du fait de ce branchement les portes ET 61 et 62 constitue un élément de mémoire bistable qui demeure dans l'état où il a été commuté par un signal d'entrée provenant 40 de l'une des portes ET 41 ou 42, comme on le verra plus en détail 70 02948 13 2029582 ci-après. La borne de sortie de la porte ËT 61 est reliée, par l'intermédiaire du conducteur 63 et de la diode Zener 64, à la base du second transistor de puissance Q4g qui commande le coin gauche inférieur du pont de puissance, et la borne de sortie de 5 la porte ET 62 est reliée, par l'intermédiaire du conducteur 65 et de la diode Zener 66, à la base du transistor de puissance Q2a qui commande le coin droit inférieur du pont de puissance. On remarquera par conséquent que, du fait de la fonction mémoire réalisée par la bascule bistable constituée par les portes ET 61 10 et 62, ces portes ET servent à maintenir une tension de commande sur l'électrode de commande ou la base soit du second transistor de puissance soit du quatrième transistor de puissance afin de maintenir ce dispositif de puissance conducteur aussi longtemps qu'il est nécessaire qu'un courant de charge soit fourni 15 au moteur 13. La nécessité de cette fonction mémoire apparaîtra plus clairement au cours de la description détaillée des différents modes de fonctionnement de l'amplificateur de puissance en pont à modulation par impulsions de largeur variable. On remarquera cependant que, du fait de la fonction mémoire réalisée par les 20 portes ET 61 et 62, le dispositif de puissance à semi-conducteur (02 ou Q^) qui était précédemment conducteur et qui fournissait du courant à la charge pendant l'intervalle où la tension de commande était présente, restera conducteur jusqu'à ce que l'inversion du courant de charge soit nécessaire et que le dispositif 25 de mémoire bistable, constitué par les portes ET 61 et 62, change d'état. Pour éviter la possibilité de la conduction simultanée des transistors situés du même côté du pont durant l'inversion de courant dans le moteur on insère un dispositif de retard dans 30 le circuit de sortie du premier circuit logique ET, constitué par les portes ËT 41 et 42, afin de retarder l'application de la tension de commande sur les premiers et les troisièmes dispositifs de puissance Q^, Qla et Q3' Q3a pendant une période de temps suffisante pour assurer l'amorçage soit des quatrièmes 35 soit des seconds dispositifs de puissance Q^, Q4a ou 02, Q2a situés du même côté du pont de puissance. Ces dispositifs de retard sont constitués par un condensateur 68 branché entre la base et le collecteur du transistor pilote 52 et par un condensateur 69 branché entre la base et le collecteur du transistor 40 pilote 46. Les condensateurs de retard 68 et 69 servent à intro- 70 02948 14 2029582 duire urv retard suffisant pour appliquer des tensions de commande sur les transistors situés dans les coins supérieurs pendant l'inversion de courant, comme on le verra plus en détail ci-après lors de l'explication détaillée du fonctionnement du circuit 5 complet. Le but de l'amplificateur de puissance en pont à modulation par impulsions de largeur variable décrit ci-dessus est de mélanger un signal d'erreur continu avec une tension de référence triangulaire et d'appliquer le signal de sortie résultant 10 à l'entrée de deux détecteurs de seuil. Les détecteurs fournissent alors, par l'intermédiaire du circuit logique de blocage et de mémoire, un train d'impulsions de tension dont le taux d'impulsions et la polarité sont proportionnels à l'amplitude et à la polarité du signal d'entrée. La diode de réaction branchée 15 en inverse aux bornes de chacun des transistors de puissance Ql' %a etc... fournit un trajet de dérivation dynamique pour les courants de court-circuit aux bornes du moteur pendant les périodes où la tension du train d'impulsions est nulle afin de permettre au courant inductif de décroître. Grâce à ce circuit 20 de dérivation la tension moyenne aux bornes du moteur est directement proportionnelle à la période de conduction des transistors de puissance et on obtient une fonction de transfert très linéaire pour l'ensemble de l'amplificateur de puissance en pont à modulation par impulsions de largeur variable. L'amplitude de 25 la tension de référence triangulaire est réglée de façon à être sensiblement égale au seuil des détecteurs de sorte qu'il n'existe pratiquement pas d'écart positif ou négatif ou zone morte lors de la condition d'équilibre de l'amplificateur de puissance en pont. Ces caractéristiques permettent de contrôler très effica-30 cernent les périodes de conduction et de non-conduction des transistors de puissance et permettent d'utiliser une source de puissance primaire constituée par une batterie unique sans avoir à utiliser de convertisseur. L'amplificateur nécessite une faible puissance au repos puisque la charge n'est pas traversée par 35 un courant alternatif ou continu lors des conditions d'équilibre. La fonction de transfert en continu peut être déterminée pour obtenir une linéarité à moins de 1% avec une zone morte négligeable comme on l'a vu ci-dessus. La fréquence de commutation peut être aussi élevée que souhaité et n'est limitée que par la vitesse de commutation des transistors étant donné que l'in 70 02948 15 2029582 ductance de la charge ne la limite pas. Ceci assure un déphasage d'échantillonnage négligeable dans les servomécanismes à large bande passante ainsi qu'un échauffement minimal du moteur en courant alternatif du fait de la fréquence de commutation élevée. 5 Grâce à toutes ces caractéristiques de bonne linéarité, de zone morte et de déphasage d'échantillonnage négligeables, cet amplificateur de puissance en pont à modulation par impulsions de largeur variable peut être considéré comme un amplificateur continu linéaire servant à l'analyse de dispositifs de contrôle et permet 1Q d'utiliser de façon classiaue les techniques du diagramme de Bode et de l'analyse du lieu des racines. Il existe quatre modes de fonctionnement possibles pour l'amplificateur de puissance en pont à modulation par impulsions de largeur variable et l'apparition de chacun des modes de 15 fonctionnement est déterminée par la valeur maximale de la somme de la tension de référence triangulaire et du signal d'erreur d'entrée e^ par rapport à la valeur (+Vj) ou (-V^.) des seuils. Comme on l'a vu précédemment lorsque la valeur de la somme du signal d'erreur e^ et de la tension de référence triangulaire 20 es-k inférieure à la tension de seuil positive (+V^) et supérieure à la tension de seuil négative (-V^) le signal de sortie des deux détecteurs de seuil 31 et 32 possède la valeur logique "O". Lorsque la valeur maximale de ce signal de somme est supérieure à la tension de seuil positive (+VT) le signal de sortie du 25 détecteur 31 prend la valeur logique "1" et conserve cette valeur pendant la période de temps où la tension de seuil (+V^) est dépa'ssée. De même lorsque la valeur de ce signal de somme est plus négative que la tension de seuil négative (-V^.) le signal de sortie du détecteur 32 prend la valeur logique "ln et conserve 30 cette valeur pendant tout l'intervalle de temps où le signal de somme reste plus négatif que la tension de seuil négative. En gardant à l'esprit les différentes possibilités mentionnées ci-dessus on peut alors expliquer le fonctionnement de cet amplificateur de puissance en pont à modulation par im-® pulsions de largeur variable pour les quatre modes de fonctionnement possibles. Lorsque le signal de somme du signal d'erreur d'entrée e^ et de la tension de référence triangulaire prend une valeur plus négative que la tension de seuil (-V^), les transistors de puissance Qg et Q4 deviennent conducteurs et le courant s'établit dans le moteur avec une vitesse déterminée par la 70 02948 16 2029582 constante de temps inductive du circuit du moteur„ Après quoi la valeur de ce signal de somme deviendra moins négative que la tension de seuil (-V^) de sorte que le transistor de puissance Qg se bloque. Cependant du fait de la fonction mémoire du second 5 groupe de portes ET 61 et 62, le transistor de puissance Q4 restera conducteur. Pendant cet intervalle, c'est-à-dire entre les périodes où les transistors Qg et Q4 reçoivent une tension de commande donc entre les périodes où les transistors Qg et Q4 sont simultanément conducteurs, le transistor Q4 reste conducteur 10 et le courant du moteur est évacué par le court-circuit dynamique constitué par le transistor Q4 et la diode de réaction D2. A cause de la répétition cyclique du premier mode de fonctionnement durant lequel les deux transistors Qg et sont conducteurs suivi du second mode de fonctionnement durant lequel le courant 15 est dérivé par le transistor et la diode D2, la valeur moyenne du courant traversant le moteur atteint une valeur de régime permanent, correspondant à un coefficient d'utilisation particulier du moteur. La composante alternative du courant traversant le moteur sera faible en particulier si le rapport de l'induc-20 tance à la résistance du moteur est important par rapport à la période de la tension de référence triangulaire. Lorsqu'il est commandé de cette façon on considère que le moteur 13 tourne dans le sens inverse. Lorsque la valeur maximale de la somme du signal 25 d'erreur d'entrée e,^ et de la tension de référence triangulaire est supérieure à la valeur de seuil (+V^), les transistors de puissance Q-^ et Q2 deviennent conducteurs ce qui fournit un troisième mode de fonctionnement dans lequel une tension de commande de polarité directe est appliquée aux bornes du moteur Ï3. 30 Lorsque la valeur de ce signal de somme devient inférieure à la tension de seuil (+VT), le transistor de puissance Qg reste conducteur et le transistor Q^ se bloque. Le courant réactif, du moteur est alors dérivé par le transistor de puissance Q2 et la diode de réaction D^. On obtient alors le quatrième mode de fonc-35 tionnement de l'amplificateur. On remarquera que si la polarité du pont de puissance est inversée avant que le courant traversant le moteur atteigne une valeur nulle le courant inductif doit continuer à circuler. Les diodes ou Dg ainsi que les diodes D2 et permettent de renvoyer cette énergie réactive vers la 40 source d'énergie et par conséquent celle-ci doit être capable 70 02948 17 2029582 d'absorber l'énergie réactive du moteur. Bien que le circuit logique de blocage et de mémoire, désigné dans son ensemble par la référence 12 dans la figure 1, intervienne dans chacun des modes de fonctionnement de l'ampli-5 ficateur de puissance, son fonctionnement n'a pas encore été décrit. En se remémorant les quatres modes de fonctionnement de 1'amplificateur on voit que du fait de la fonction mémoire réalisée par le second groupe de portes ET 61 ou 62, l'un ou l'autre des deux transistors inférieurs ou Q2 reste conducteur 10 comme on l'a vu précédemment. Pour la commodité de la description on supposera que le fonctionnement de l'amplificateur est tel que c'est le transistor de puissance Q4 qui reste conducteur, ce qui implique que le groupe de portes ET 61 et 62 se trouve dans un état tel que le signal de sortie de la porte ET 61 possède 15 la valeur logique "0" et que le signal de sortie de la porte ET 62 possède la valeur logique "1". En conservant à l'esprit les suppositions précédentes on supposera ensuite que le signal de sortie des deux détecteurs de seuil 31 et 32 a une valeur de zéro volt à l'instant particu-20 lier considéré, cette valeur étant celle qui définit l'état "0W, et que les bornes de sortie des détecteurs 31 et 32 sont désignées respectivement par A et B. Dans ces conditions de fonctionnement le signal de sortie des deux portes ET 41 et 42 (appelées respectivement porte n° 1 et porte n°2) est constitué par une 25 tension de polarité positive qui constituera l'état "1". Comme on l'a vu ci-dessus les signaux de sortie du second groupe de portes ET 61 et 62 (appelées portes n°3 et n° 4) seront fonction de leur état antérieur étant donné que ces portes sont branchées de façon à constituer un élément de mémoire et par conséquent le 30 signal de sortie de la porte ET 61. (porte n°3) possédera la valeur logique "1" et le signal de sortie de la porte ET 62 (porte n°4), possédera la valeur logique "0". Les portes 44 et 49 (portes n°5 et n°6) fonctionnent comme des inverseurs et par conséquent leurs signaux de sortie posséderont la valeur logique "0" avec les 35 suppositions précédentes de sorte qu'aucun signal de commande ne sera appliqué sur l'un des transistors situés dans la moitié supérieure du pont et que seul un transistor inférieur (c'est-à-dire Q4) sera conducteur et fournira du courant au moteur en même temps que la diode D2- Les différents états de sortie des 40 portes ÊT, des détecteurs de seuil ainsi que l'état de conduction 70 02948 18 2029582 des transistors de puissance sont résumés dans le tableau 1 suivant établi pour les conditions précédemment mentionnées. 5 A B 0 0 On supposera maintenant que la valeur de la somme du signal d'erreur d'entrée e^ et de la tension de référence triangulaire est plus négative que le seuil négatif (-VT) comme repré-10 sente par la forme d'onde (a) de la figure 2C. Dans ce cas, pendant des intervalles limités de tension de commande inverse, le signal de sortie B du détecteur de seuil 32 prend la valeur logique "1" de sorte que durant ces intervalles les états de sortie des circuits logiques sont ceux qui sont portés dans le tableau 2 15 ci-dessous. A B 0 1 20 D'après le tableau 2 on peut voir que durant les in tervalles où le signal de somme est plus négatif que la tension de seuil (-VT) le courant de charge, en provenance du transistor de puissance Qg, traverse le moteur 13 puis le transistor de puissance Q4. Lorsque le cycle de fonctionnement revient à la condition 25 bloquée pendant laquelle le signal de somme est moins négatif que la tension de seuil (-V^), les circuits logiques reviennent dans les états mentionnés dans le tableau 1 ; cependant, du courant circulera dans la charge inductive constituée par le moteur 13. Pour permettre à ce courant de continuer à circuler, le transistor 30 de puissance Q4 est maintenu conducteur et la diode D^ branchée aux bornes du transistor Q2 est traversée par le' courant qui passait précédemment par le transistor de puissance Qg, situé dans le coin supérieur droit, lorsque celui-ci recevait une tension de commande de façon à faire circuler un courant dérivé 35 dans la charge, constituée par le moteur, de la façon représentée par les lignes en pointillé dans la forme d'onde (C) de la figure 2C. Ceci permet de créer un circuit de dérivation dynamique passant par la charge pendant les intervalles où la tension de commande n'existe pas. On remarquera aussi que lorsque le signal d'entrée passe de la valeur zéro à la valeur (-Vy) qui est celle ! TABLEAU I Q4 Qg Qj Q3 n° 1 n°2 n°3 nc4 n°5 n°6 1 IlOO 0 TABLEAU 2 Q4 Qg Q^ Qg n°l n°2 n°3 n°4 n°5 nj 0 110 0] 70 02948 19 2029582 de la tension de seuil négative, le second groupe de portes ET 61 et 62 sert de circuit de mémoire pour maintenir conducteur celui des transistors de puissance Q4 ou Qg, situés dans un coin inférieur, qui était précédemment conducteur afin de permettre 5 le passage du courant dérivé. On supposera maintenant que le signal d'erreur continu passe d'une valeur voisine de la tension de seuil négative (-VT), sans l'atteindre, à une valeur égale, puis supérieure à la tension de seuil positive (+V-j.). Dans ce cas les états des 10 différentes portes ET et des transistors de puissance du pont de puissance à modulation d'impulsions en durée sont fournis par le tableau 3 suivant. TABLEAU 3 Q4 Qg Qg 15 A B n£l r£Z n£3 nf4 nf5 n^6 1 OlOOll 0 Une fois que les courants transitoires de commutation ont disparu, l'amplificateur de puissance se trouvant dans les conditions indiquées dans le tableau 3, le courant traversant la 20 charge 13 a changé de sens. La fonction de blocage réalisée par les portes ET 41 et 42 devient apparente si l'on suppose que les signaux de sortie des deux détecteurs de seuil 31 et 32 possèdent la valeur logique "l". Dans de telles conditions, assez peu probables, soit le signal de sortie de la porte ET 41 soit le signal 25 de sortie de la porte ET 42 passe le premier dans l'état logique Ml" suivant la différence de sensibilité des portes, les conditions d'entrée précédentes, etc... et une fois que le signal de l'une des portes est dans l'état "l" le signal de réaction provenant de la porte qui a été autorisée la première bloque le si-30 gnal de sortie de l'autre porte dans l'état logique "ln. Ceci permet d'assurer le fonctionnement dans les conditions mentionnées et évite toute détérioration possible provoquée par 1'amorçage simultané des deux transistors de puissance situés dans la moitié supérieure du pont. ® Les phénomènes transistoires apparaissant dans le circuit durant les différents modes de fonctionnement apparaissent plus clairement en considérant le cas où les conditions extérieures au circuit nécessitent l'Inversion du courant du moteur. Pour l'explication on supposera que le courant traverse 40 initialement le moteur à partir du transistor Qg vers le tran 70 02948 20 2029582 sistor Q4. Les états des différentes portes et des transistors de puissance dans ces conditions de fonctionnement sont ceux qui sont indiqués dans le tableau 2. La première condition nécessaire pour inverser le sens du courant du moteur est que la 5 tension d'entrée passe dans la zone morte ou par zéro. Dans ce cas, le transistor supérieur Qg se bloque mais le transistor inférieur reste conducteur à cause de la bascule bistable de mémoire constituée par les portes ET 61 et 62. Par construction le temps d'extinction des transistors supérieurs et Qg est 10 plus court que le temps normal nécessaire au servomécanisme pour inverser la polarité du signal de commande même en tenant compte du délai introduit par les conducteurs 68 et 69. Par conséquent le transistor supérieur étant bloqué, les éléments du circuit prendront l'état indiqué dans le tableau 1 pour effec-15 tuer la dérivation du courant. Lorsque la valeur de la somme du signal d'erreur d'entrée et de la tension de référence triangulaire est supérieure à la tension de seuil positive, le signal de sortie du détecteur 31 prend la valeur logique "l" et le circuit commence à prendre les états indiqués dans le tableau 3. Le 20 délai introduit dans 1*amorçage du transistor supérieur par la présence du condensateur 68 sera suffisant pour assurer le blocage du transistor avant l'amorçage du transistor . Ceci assure qu'il n'apparaîtra pas de court-circuit transitoire qui pourrait détruire le pont de puissance ou diminuer sa fiabilité. 25 Un autre phénomène transitoire à considérer est celui qui apparaît lors de la mise en circuit initiale de la source d'énergie. Pour empêcher ce phénomène transitoire on insère des diodes Zener 64 et 66 dans le circuit de base des tran sistors Qg et Q^. Ces diodes Zener impose un seuil à la tension de commande de sorte que les signaux de sortie du second groupe de portes ET 61 et 62 pourront prendre une valeur logique appropriée avant que la tension commande soit suffisamment importante pour amorcer les deux transistors Qg et Q^. Cette caractéristique sert aussi de protection dans le cas où la source d'énergie a 35 des fuites. Cet amplificateur de puissance en pont à modulation par impulsions de largeur variable, nouveau et perfectionné, est conçu en particuler pour être utilisé avec un système à cardans asservi et contrôlé par inertie nécessitant une puissance de 40 sortie comprise entre 50 et 200 watts. Cependant, par un simple 30 70 02948 21 2029582 calcul des éléments de l'étage de sortie on peut obtenir un amplificateur fournissant une puissance quelconque souhaitée, cette puissance de sortie pouvant être considérablement augmentée de façon à commander des moteurs à champ tournant d'une puissance de 10 kW ou des dispositifs semblables. Bien que cet amplificateur a été décrit en se référant à des transistors de puissance il est bien évident que l'on peut utiliser d'autres dispositifs de puissance à semi-conducteur, tels des redresseurs commandés au silicium,des thyristors dits "blocables", etc... dans ce circuit en le modifiant d'une façon appropriée comme il est bien connu dans la technique. Bien que l'on ait décrit une forme de réalisation particulière d'un amplificateur de puissance en pont modulé par impulsions de largeur variable et comportant un circuit logique de blocage et de mémoire, il est bien évident que l'on peut y apporter différentes modifications sans sortir du cadre de l'invention . 70 02948 22 2029582 - REVENDICATIONS -1. Amplificateur de puissance en pont à modulation par impulsions de largeur variable comportant un circuit logique de blocage et de mémoire, constitué par au moins un premier, un 5. second, un troisième et un quatrième dispositifs de puissance à semi-conducteur, commandés par l'intermédiaire d'une électrode de commande, branchés sous forme de pont du type Wheatstone, deux bornes en diagonale de ce pont étant branchées entre deux bornes d'alimentation elles-mêmes destinées à être reliées à une source 10 d'énergie électrique et une charge électrique étant branchée entre les deux autres bornes en diagonale du pont, le pont étant constitué de façon que lorsque les premier et second dispositifs de puissance à semi-conducteur deviennent conducteurs,un courant traverse la charge dans un premier sens et lorsque les troisième 15 et quatrième dispositifs de puissance deviennent conducteurs un courant traverse la charge dans le sens opposé, et par des moyens de commande reliés aux différentes électrodes de commande des dispositifs de puissance afin de bloquer et de commander sélectivement les dispositifs de puissance souhaités pour contrôler 20 de façon variable les intervalles de conduction et faire passer un.courant d'excitation de polarité souhaitée dans la charge en contrôlant son intensité, caractérisé par le fait que les mo-. yens de commande comportent des circuits déterminant la polarité des signaux d'entrée afin de fournir des signaux de commande de 25 polarité réversible modulés par des impulsions de largeur variable déterminant la polarité et l'intensité du courant d'excitation qui doit être fourni à la charge, un premier circuit logique ET recevant les signaux provenant des circuits déterminant la polarité des signaux d'entrée et destiné à commander un des dis- or\ positifs de puissance d'un des groupes constitués par les premier et second ou par les troisième et quatrième dispositifs de puissance à semi-conducteur pour fournir un courant d'excitation à la charge dans un sens donné et à bloquer l'autre groupe, et un second circuit logique ET de mémoire alimenté par le premier cir-,s> cuit logique et destiné à fournir une tension d'amorçage à l'élec trode de commande de l'autre dispositif de puissance du groupe choisi en fonction du sens dans lequel doit circuler le courant dans la charge, ce second circuit logique ET servant à mémoriser et à maintenir une tension d'amorçage sur l'électrode de commande 40' du deunier dispositif de commande du groupe choisi afin de mainte 70 02948 23 2029582 nir ce dispositif de puissance conducteur pour qu'un courant circule dans la charge entre les intervalles où les deux dispositifs de puissance du groupe choisi sont conducteurs simultanément . 5 2. Amplificateur de puissance suivant la revendica tion 1, caractérisé par le fait que la charge possède une nature inductive et que des diodes de réaction sont branchées, en inverse, en parallèle sur chacun des dispositifs de puissance à semiconducteur commandés par l'intermédiaire d'une électrode de 10 commande. 3. Amplificateur de puissance suivant la revendication 2, caractérisé par le fait que les dispositifs de puissance à semi-conducteur commandés par l'intermédiaire d'une électrode de commande sont constitués par des transistors de puissance. 15 4. Amplificateur de puissance suivant la revendica tion 1, caractérisé par le fait qu'il comporte en outre des dispositifs de retard insérés dans le circuit de sortie du premier circuit logique ET afin de retarder l'application des tensions de commande sur le dispositif de puissance d'un des groupes 20 constitués par les premier et second ou troisième et quatrième dis positifs de puissance pendant un intervalle de temps suffisant pour assurer le blocage du dispositif de puissance de l'autre groupe situé du même côté du pont. 5. Amplificateur de puissance suivant la revendica-25 tion 4, caractérisé par le fait que le premier circuit logique ËT comporte un premier groupe de deux portes ET dont l'une des bornes d'entrée est reliée à la sortie des circuits déterminant la polarité des signaux d'entrée et dont l'autre borne d'entrée est reliée à la sortie de l'autre porte ET, les signaux de sortie 30 de ces portes ET servant respectivement à commander sélectivement un des dispositifs de puissance d'un des groupes constitués par le premier et le second ou le troisième et le quatrième dispositifs de puissance et à bloquer l'autre groupe afin de faire passer un courant dans un seul sens à travers la charge 3) à un moment donné, et que le second circuit logique ËT de mémoire comporte un second groupe de portes ET dont l'une des bornes d'entrée est reliée à la sortie d'une des portes ËT du premier circuit logique et dont la seconde borne d'entrée est reliée à la borne de sortie de l'autre porte du second groupe, les 40 bornes de sortie de ces portes étant aussi reliées aux dispositifs 70 02948 24 2029582 restant des groupes constitués par les premier et second et les troisième et quatrième dispositifs de puissance afin de commander sélectivement un des dispositifs de puissance restant dans chaque groupe en fonction du sens dans lequel le courant doit circuler 5 à travers la charge, le second groupe de portes ET formant un dispositif de mémoire bistable qui demeure dans le dernier état où il a été commuté par l'intermédiaire d'un signal d'entrée et qui maintient une tension de commande sur l'électrode de commande dudit dispositif dé puissance restant afin de maintenir ce dispositif conducteur de façon à faire, circuler un courant de charge entre les intervalles où les deux dispositifs de puissance du groupe choisi sont simultanément conducteurs, ce dispositif de puissance demeurant conducteur jusqu'à ce qu'apparaisse une demande d'inversion du courant à travers la charge et que le dis-^ positif de mémoire bistable change d'état. 6. Amplificateur de puissance suivant la reveudieation 5, caractérisé par le fait que chacun des transistors de puissance est commandé par un transistor pilote approprié relié à la base de ces transistors de puissance, la base des transistors pi-lotes étant reliée, par l'intermédiaire de circuits inverseurs, aux bornes de sortie respectives des portes ET du premier groupe. 7. Amplificateur de puissance suivant la revendication 6, caractérisé par le fait que les dispositifs de retard sont constitués par des condensateurs branchés entre la base et ^ le collecteur de chacun des transistors pilotes afin de retarder l'amorçage de ces transistors en réponse à un signal de commande provenant de la sortie du premier circuit logique ËT»