La présente invention concerne des systèmes de transmission des données et, plus particulièrement, les systèmes de boucle de verrouillage en phase rendant possible une meilleure réception des signaux modulés en amplitude en bande latérale unique» 5 La présente invention s'applique en particulier aux systèmes de trans mission de données modulées en amplitude du type dans lequel la porteuse et l'une de ses bandes latérales sont supprimés. Lors de l'utilisation d'une telle modulation en bande latérale unique en tant que technique de transmission de données, il est indispensable qu'une référence synchrone 10 de fréquence et de phase appropriées soit disponible à l'émetteur afin de démoduler correctement le signal reçu en vue de la récupération des données dans la bande de base. Un système connu dans l'art antérieur effectue cette synchronisation en transmettant une porteuse (ou des tonalités harmoni-quement associées à la porteuse] ou des tonalités pilotes en même temps 15 que le signal modulé en bande latérale unique. Cette tonalité est ensuite filtrée dans le récepteur et utilisée pour verrouiller en"phase un oscillateur local qui est ensuite employé pour détecter le signal de façon synchrone. Un autre système de l'art antérieur réalise cette synchronisation en transmettant une partie résiduelle de la bande latérale supprimée en même temps 20 que la bande latérale unique transmise et compare cette bande latérale résiduelle avec la bande latérale unique afin de verrouiller en phase un oscillateur local. Ce dernier est ensuite utilisé pour détecter le signal de façon synchrone. Toutefois, ces deux systèmes de l'art antérieur entraînent un gaspillage de capacité car ils "exigent la transmission supplémentaire 25 de la porteuse ou de la bande latérale résiduelle. De plus, lorsque la technique nécessitant la transmission de la porteuse est utilisée sur des canaux présentantune distorsion de phase importante, par exemple dans le cas d'un câble téléphonique chargé, la phase de référence reçue est généralement incorrecte en raison du retard de phase différentiel du signal 30 et de la porteuse transmise. Cette méthode est d'autre part très sensible aux fluctuations de phase introduites dans le canal par des opérations d'hétérodynage et par les perturbations du canal. L'un des objets de la présente invention est donc de fournir un système amélioré de verrouillage en phase de signaux modulés en amplitude en bande 35 latérale unique. Un autre objet de l'invention est de fournir un moyen simple et efficace pour- maintenir la synchronisation correcte d'un signal engendré localement avec la porteuse d'un signal modulé en bande latérale unique sans transmission d'une porteuse ou d'une bande latérale résiduelle. 40 Un autre objet de l'invention est de fournir un dispositif permettant 71 47859 2121532 de supprimer les fluctuations de phase introduites par des opérations d'hétérodynage et les perturbations du canal. La présente invention permet d'atteindre les objectifs ci-dessus en engendrant une oscillation locale à la fréquence connue de la porteuse. 5 Cette oscillation locale est ensuite combinée avec le signal reçu ou d'entrée dans un premier démodulateur cependant que le signal en quadrature fourni par l'oscillateur local est simultanément combiné avec le signal reçu ou d'entrée dans un second démodulateur. La sortie du premier démodulateur est détectée par un détecteur et la sortie de ce dernier est appliquée 10 à un générateur de fonctions de même que les sorties retardées du premier et du second démodulateurs pour produire un signal d'erreur qui est utilisé pour verrouiller en phase l'oscillateur local à la fréquence porteuse du signal d'entrée. Le signal d'erreur Cou sortie du générateur de fonctions) est égal à la somme du carré du signal de données dans la bande de base et 15 du carré de la transformée d'Hilbert de ce même signal, cette somme étant multipliée par le sinus de la différence de phase entre la fréquence de l'oscillateur local et la fréquence porteuse du signal d'entrée. Une caractéristique de la présente invention réside donc dans le verrouillage en phase de l'oscillateur local sans qu'une porteuse ou une 20 bande latérale résiduelle soit nécessaire. D'autres objets, caractéristiques et avantages de la présente invention ressortiront mieux de l'exposé qui suit, fait en référence aux dessins annexés à ce texte, qui représentent un mode de réalisation préféré de celle-ci. 25 La figure 1 représente un système incorporant la présente invention sous sa forme la plus générale. La figure 2 représente une réalisation détaillée de la figure 1 montrant la façon dont la fonction de la figure 1 pourrait être engendrée. Dans un système à bande latérale unique, la transmission peut être 30 caractérisée en écrivant le signal total sous la forme d'une somme de composants en phase et en quadrature» soit: s(t) = fCt] cas wt = f(t) sin wt où s[t) représente le signal en bande latérale unique; fCt) la version filtrée du signal de données dans la bande de base dtt)j f(t) la transformée 3B d'Hilbert de f(t)j et w la pulsation de la porteuse de l'émetteur. La transformé dHLlbert d'un signal, qui est bien connue, est décrite de façon plus détaillée, dans le cas d'un signal en bande latérale unique, dans la publication en langue anglaise intitulée "Communication Systems and Techniques" par M. Schwartz, W. Bennett et S. Stein, éditée par McGraw-40 Hill Book. Company, 1968, pages 29 à 35. 71 47859 3 2121532 La présente invention utilise un circuit de réaction après détection pour engendrer un signal d'erreur ou signal de commande approprié pour verrouiller un oscillateur local dont la fréquence correspond à celle de la porteuse du signal d'entrée, à la phase correcte afin d'obtenir une démodulation synchrone. La théorie en vertu de laquelle le signal d'erreur est engendré va maintenant être décrite à l'aide de la réalisation représentée sur la figure 1. L'oscillateur local 12 représenté sur la figure 1 permet d'engendrer une oscillation locale à la fréquence porteuse du signal d'entrée et reçoit un signal de commande permettant de commander la phase de l'oscillation. La sortie de l'oscillateur 12 peut être représentée par l'expression 2 cos (wt + (j>) àù $ est la différence de phase entre la porteuse du signal et l'oscillateur 12. Si la sortie de l'oscillateur 12 est décalée de 90°, ce qui peut être effectué à l'aide du déphaseur de 90° 13, on obtient le signal en quadrature de la sortie de l'oscillateur 12. Ce signal en quadrature, qui est la sortie du déphaseur 13, s'écrit sous la forme; 2 sin (wt + . Lors de la détection synchrone ou combinaison du signal d'entrée avec la sortie de l'oscillateur 12 et son signal en quadrature, et du filtrage des termes correspondant au premier harmonique de la porteuse par les démodulateurs 11 et 15, on obtient: fCt) cos - f(t) sin pour la sortie du démodulateur 11 ou premier moyen de combinaison, et f(t3 cos $ + f(t) sin pour la sortie du démodulateur 15 ou second moyen de combinaison. On peut utiliser la détection, par le détecteur 22, de la sortie du démodulateur 11 pour obtenir le signal de données dans la bande de base d(t). Ce signal peut être appliqué au générateur de fonctions 10, pour obtenir la version filtrée du signal f(t) et de la transformée d'Hilbert f£13. En multipliant, dans le générateur 10, la sortie retardée du démodulateur 11 par f(t), et en multipliant la sortie retardée du démodulateur 15 par f(t), on peut obtenir, après soustraction: Cf2(t) ♦ f2tt]] sin * Il convient d'observer que le retard introduit par le premier circuit à retard 28, et par le second circuit à retard 30 de la figure 1 correspond au retard subit par le signal dans le détecteur 22 et au temps nécessaire pour produire dans le générateur 10 les signaux de données dans la bande 71 47859 2121532 de base. Afin de produire le signal d'erreur ou signal de commande requis pour corriger l'oscillateur 12, des moyens permettant d'engendrer des signaux de commande, tels que le générateur de fonctions 10, peuvent être 5 employés. La sortie constitue évidemment une référence convenable puisqu'elle est directement proportionnelle à la différence de phase entre la sortie de l'oscillateur 12 et la porteuse du signal. On notera que le terme entre crochets est toujours positif et que le terme sinus est impair, ce qui en fait une référence convenable pouvant être appliquée à l'oscillateur 10 12 pour ramener l'erreur de phase à zéro. Une réalisation plus détaillée de la présente invention montrant la façon dont la génération de fonctions de la figure 1 pourrait être effectuée est représentée sur la figure 2. Cette dernière réalisation comprend un oscillateur local 12, un déphaseur de 90° 13, deux démodulateurs 15 14 et 16, deux filtres passe-bas 18 et 20, deux circuits à retard 28 et 30, deux multiplicateurs 32 et 34, un générateur de signaux d'erreur 36, un détecteur 22, un générateur de fonctions dans la bande de base 26, un générateur de transformées d'Hilbert 24, et un filtre passe-base 38. L'oscillateur 12 engendre une oscillation locale à la fréquence porteuse 20 du signal d'entrée et reçoit un signal d'erreur ou de commande du filtre passe-bas 38 pour commander la phase de l'oscillation. Un oscillateur du type commandé par tension (VC0) pourrait être utilisé à cette fin. Le déphaseur 13 permet de déphaser de 90° la sortie de l'oscillateur 12 et d'appliquer le signal déphasé au démodulateur 16. Le signal résultant, 85 après avoir été déphasé de 90°, est en quadrature avec la sortie de l'oscillateur 12. Les démodulateurs 14 et 1B permettent d'obtenir une sortie qui est le produit mathématique des signaux appliqués aux entrées de chaque dispositif. Le premier moyen de combinaison, qui est le démodulateur 14, est 30 utilisé pour combiner le signal d'entrée avec la sortie de l'oscillateur 12 afin de produire un premier signal démodulé. Le second moyen de combinaison, c'est-à-dire le démodulateur 16, est employé pour combiner le signal d'entrée avec le signal en quadrature de l'oscillateur 12, soit la sortie du déphaseur 13, pour produire un second signal démodulé. 35 Etant donné que les sorties des démodulateurs 14 et 16 sont les produits des signaux appliqués à leurs entrées, ces sorties contiennent des termes harmoniques indésirables. Un premier filtre passe-bas 18, et un second filtre passe-bas 20 sont prévus pour filtrer ces termes harmoniques indésirables et ne laisser passer les fréquences du signal démodulé, c'est-à-40 dire les sorties des démodulateurs 14 et 16, que jusqu'à la fréquence 7.1 47859 2121532 maximum prédéterminée du signal de données dans la bande de base. La sortie du filtre 18 est appliquée au détecteur 22 qui permet de détecter le signal ds données dans la bande de base. Dans le cas d'un signal binaire, par exemple, ce détecteur pourrait être un détecteur à seuil 5 Afin de produire le signal de données dans la bande de base, la sortie du détecteur 22 est appliquée au générateur de fonction dans la bande de base 26, lequel peut être simplement constitué par un filtre passe bas choisi de manière à ne laisser passer que les composantes de fréquence des signaux dans la bande ds base et par un circuit à retard introduisant 10 un retard correspondant à l'intervalle de temps requis pour le déphasage dans le générateur de transformées d'Hilbert 24. La sortie du détecteur 22 est également appliquée au générateur 24 afin de produire la transformée d'Hilbert du signal de données dans la bande de base. Etant donné que la transformée d'Hilbert d'une fonction est essen-15 tiellement la fonction obtenue une fois que toutes ses comDosantes de fréquence ont été décalées de 90°, le générateur 24 peut être constitué par un déphaseur de 90° enraloyé avec, et après, un filtre passe-bas choisi de manière à ne laisser passer que les composantes de fréquence du signal dans la bande de base. 20 Afin de retarder la sortie des filtres passe-bas 18 et 20 pendant un intervalle de temps correspondant à celui qui est nécessaire pour la détection de la sortie du filtre 18 par le détecteur 22 et pour produire le signal de données dans la bande de base dans le générateur de fonctions 26 et sa transformée d'Hilbert dans le générateur 24* le premier circuit 25 à retard 28 et le second circuit à retard 30 sont respectivement utilisés. Le premier multiplicateur 32 est utilisé pour multiplier la sortie du circuit à retard 28 par la transformée d'Hilbert du signal détecté, c'est-à-dire par la sortie du générateur de transformées d'Hilbert 24. De môme, le second multiplicateur 34 est utilisé pour multiplier la sortie 30 du circuit à retard 30 par le signal de données dans la bande de base ou la sortie du générateur 26 de fonctions dans la bande de base. Le générateur de signaux d'erreur 36 sert à produire un signal d'erreur Ce signal est produit en soustrayant la sortie du multiplicateur 32 de la sortie du multiplicateur 34. 35 Un troisième filtre passe-bas 38 permet de supprimer le terme corres pondant au premier harmonique de la porteuse qui peut être introduit par l'opération de multiplication. Le filtre 38 ne laisse passer les fréquences que jusqu'à une valeur maximum prédéterminée. La sortie de ce filtre (ou signal d'erreur! est appliquée à l'oscillateur local 12 afin que la sortie 40 de ce dernier reste en phase avec la porteuse du signal reçu ou signal 71 47859 6 2121532 d'entrée. L'oscillateur 12 reste donc synchronisé, grâce au circuit de la figure 2, avec la porteuse du signal, et le signal de modulation désiré est obtenu sans qu'il soit nécessaire de transmettre une tonalité ou une bande latérale résiduelle. Un exemple permettra de mieux comprendre le fonctionnement du circuit de la figure 2. Comme on l'a précédemment mentionné, le signal modulé en amplitude en bande latérale unique est représenté par l'équation: s(t) = fCt] cos wt + f(t) sin wt. La sortie de l'oscillateur 12 est représentée par l'équation 2 cos (wt + ) et, lorsqu'elle est décalée de 90° par le déphaseur 13, elle est représentée par 2 sin (wt + . Le signal d'entrée et la sortie de l'oscillateur 12 sont appliqués au démodulateur 14, le résultat obtenu étant le produit mathématique de ces signaux. La sortie du démodulateur 14 est ensuite filtrée par le filtre 18 pour supprimer les termes indésirables correspondant au premier harmonique de la porteuse, et le signal prend la forme ci-dessous: f(t] cos - f(t) sin De même, le signal d'entrée et la sortie du déphaseur 13, ou le signal en quadrature de l'oscillateur 12, sont appliqués au démodulateur 16 et le résultat obtenu est le produit mathématique de ces signaux. La sortie du démodulateur 16 est alors filtrée par le filtre 20, de façon à supprimer les termes indésirables correspondant au premier harmonique de la porteuse, le signal prenant alors la forme suivante: f(t) cos $ + f(t) sin La détection de la sortie du filtre passe-bas 18 par le détecteur 22 produit le signal de données dans la bande de base d(t). La sortie du détecteur 22 est alors appliquée au générateur de transformées d'Hilbert 24 et l'on obtient la transformée d'Hilbert du signal détecté. La sortie du générateur 24 est ensuite appliquée au multiplicateur 32 ainsi que la sortie du filtre passe-bas 18 retardée par le circuit à retard 28. La sortie du multiplicateur 32 prend donc la forme: f(t) f(t) cos ^ - f2(t) sin . De même, la sortie du détecteur 22 est appliquée au générateur 26 et la version filtrée du signal f(t) est obtenue. La sortie du générateur 26 est ensuite appliquée au multiplicateur 34 de même que la sortie du filtre passe-bas 20 retardée par le circuit 30. La sortie du multiplicateur 34 s'écrit donc sous la forme: 71 47859 2121532 fCt) f(t) cos + f2(t) sin . Lbs sorties des multiplicateurs 34 et 32 sont appliquées au générateur de signaux d'erreur 36 et celui-ci engendre le signal d'erreur. Etant donné que le générateur 36 soustrait la sortie du multiplicateur 32 de 5 la sortie du multiplicateur 34, le signal d'erreur, après filtrage par le filtre Dasse-bas 36, est représenté par : Ef2 C13 + f2(t)l sin Le signal d'erreur ou signal de commande est alors utilisé pour corriger l'oscillateur local 12. Lorsqu'il est appliqué à cet oscillateur, le signal 10 d'erreur régie la phase de l'oscillateur de telle sorte que sa sortie reste en phase avec la porteuse du signal reçu ou du signal d'entrée. L'oscillateur 12 reste donc, grâce au circuit de la figure 2, synchronisé avec la porteuse du signal pour obtenir le signal de modulation désirée sans qu'il soit nécessaire de transmettre de tonalités ou de bande latérale 15 résiduelle. La technique décrite ci-dessus pourrait également être appliquée, par exemple, à un système à deux canaux en quadrature. Dans un système de ce type, f[t) serait remplacé par g(t), qui est une succession de données filtrées indépendant® de f(t) et qui seraifent obtenues à partir de la 20 sortie d'un circuit de données indépendant et appliquées à un multiplicateur d'une façon analogue à celle utilisée dans le cas de la transformée d'Hilbert, fCt), de la façon décrite ci-dessus. Bien que l'on ait décrit dans ce qui précède et représenté sur les dessins les caractéristiques essentielles de l'invention appliquées à 25 un mode de réalisation préféré de celle-ci, il est évident que l'homme de l'art peut y apporter toutes modifications de forme ou de détail qu'il juge utiles, sans pour autant sortir du cadre de ladite invention. 71 4785? a 2121532 REVENDICATIONS 1.- Récepteur synchronisé pour la détection de signaux d'entrée modulés en amplitude transmis en bande latérale unique, caractérisé en ce qu'il comprend : 5 un oscillateur local permettant d'engendrer une oscillation locale dont la fréquence correspond à celle des signaux d'entrée et de recevoir un signal de commande servant è commander la phase de l'oscillation, ledit oscillateur étant synchronisé avec lesdits signau x d'entrées des moyens permettant d'engendrer un second signal en quadrature 10 de phase avec le signal engendré par ledit oscillateur local et connecté à la sortie dudit oscillateur local; un premier moyen de combinaison permettant de combiner lesdits signaux d'entrée avec ledit signal de sortie dudit oscillateur local de manière à produire un premier signal démodulé; 15 un premier dispositif à retard permettant de retarder la sortie dudit premier moyen de combinaison; un moyen de détection permettant de détecter la sortie dudit premier moyen de combinaison; un second moyen de combinaison permettant de combiner ledit signal 20 de sortie avec la sortie desdits moyens servant à engendrer un second signal en quadrature de phase, afin de produire un second signal démodulé; un second dispositif à retard permettant de retarder la sortie dudit second signal démodulé; des moyens permettant d'engendrer des signaux de commande afin de 25 produire la fonction: [f2(t) + f2(tJ ] sin 4> depuis la sortie dudit moyen de détection, la sortie dudit premier dispositif à retard et la sortie dudit second dispositif àretard, fCtJ étant la version filtrée du signal de données dans la bande de base; fit) étant la transformée 30 d'Hilbert de f(t)j et étant la différence de phase entre lesdits signaux d'entrée et la sortie dudit oscillateur local. 2.- Récepteur synchronisé pour la détection de signaux d'entrée modulés en amplitude et transmis en bande latérale unique, caractérisé en ce qu'il comprend: 35 un oscillateur local permettant d'engendrer une oscillation locale à une fréquence correspondant à celle de la porteuse desdits signaux d'entrée et de recevoir un signal de commande servant à commander la phase de l'oscillation, ledit oscillateur local étant synchronisé avec lesdits signaux 71 4 7859 9 2121532 d'entrée? des moyens connectés à la sortie dudit oscillateur local afin d'engendrer un second signal en quadrature de phase avec ledit signal engendré par l'oscillateur local et connecté à la sortie de ce dernier; 5 un premier moyen de combinaison permettant de combiner lesdits signaux de sortie avec la sortie dudit oscillateur local afin de produire un premier signal démodulé; un premier filtre passe-bas connecté à la sortie dudit premier moyen de combinaison et laissant passer les fréquences dudit premier signal 10 démodulé jusqu'à la fréquence maximum prédéterminée des signaux de données dans la bande de base; un premier dispositif à retard connecté à la sortie dudit premier filtre passe-bas afin de retarder la sortie de ce dernier; un moyen de détection permettant de détecter la sortie dudit premier 15 filtre passe-bas; un générateur de signaux de données en bande de base permettant de produire les signaux de données filtrés en bande de base, depuis la sortie dudit moyen de détection; des moyens permettant d'engendrer des transformées d'Hilbert, afin 20 de produire la transformée d'Hilbert des signaux de données en bande de base à partir de la sortie dudit moyen de détection; un premier moyen de multiplication permettant de multiplier la sortie dudit dispositif permettant d'engendrer des transformées d'Hilbert par la sortie dudit premier dispositif à retard; " 25 un second moyen de combinaison permettant de combiner leedits signaux d'entrée avec la sortie dudit dispositif permettant d'engendrer des signaux en quadrature de phase, afin de produire un second signal démodulé; un second filtre passe-bas connecté à la sortie dudit second moyen de combinaison de manière à laisser passer les fréquences dudit second 30 signal démodulé jusqu'à la fréquence maximum prédéterminée des signaux de données en bande de base; un second dispositif à retard permettant de retarder la sortie dudit second filtre passe-bas; un second moyen de multiplication permettant de multiplier la sortie 35 dudit dispositif permettant d'engendrer des signaux de données en bande de base par la sortie dudit second dispositif à retard; un générateur de signaux d'erreur permettant d'engendrer un signal d'erreur correspondant à la différence entre la sortie dudit second moyen de multiplication et la sortie dudit premier moyen de multiplication; 40 un troisième filtre passe-bas connecté audit générateur de signaux 71 4785? 10 2121532 d'erreur de manière à ne laisser passer les fréquences de sortie des signaux engendrés par ledit générateur de signaux d'erreur que jusqu'à une fréquence maximum prédéterminée et à appliquer ledit signal de commande audit oscillateur local de manière à faire varier sa phase. 5 3.- Récepteur synchronisé selon la revendication 2, caractérisé en ce que ledit oscillateur local est un oscillateur commandé par tension. 4.- Récepteur synchronisé selon la revendication 3, caractérisé en ce que lesdits premier et second moyens de combinaison sont des démodulateurs. 5.- Récepteur synchronisé selon la revendication 4, caractérisé en ce 10 que ledit générateur de signaux d'erreur est un circuit de sommation. 6.- Récepteur synchronisé selon la revendication 5, caractérisé en ce que ledit générateur de transformées d'Hilbert est constitué par un filtre passe-bas et un déphaseur de 90°. 7.- Récepteur synchronisé selon la revendication 6, caractérisé en ce 15 que ledit générateur de fonctions en bande de base est un filtre passe- bas. 8.- Récepteur synchronisé pour la détection de signaux d'entrée modulés en amplitude transmis en bande latérale unique à deux canaux en quadrature, caractérisé en ce qu'il comprend: 20 un oscillateur local permettant d'engendrer une oscillation locale dont la fréquence correspond à la fréquence porteuse desdits signaux d'entrée et de recevoir un signal de commande servant à commander la phase de l'oscillation, ledit oscillateur étant synchronisé avec lesdits signaux d'entrée; des moyens connectés à la sortie dudit oscillateur local afin d'engendrer 25 un second signal en quadrature de phase avec les signaux dudit oscillateur local et connecté à la sortie de ce dernier; un premier moyen de combinaison permettant de combiner lesdits signaux d'entrée avec lesdits signaux de sortie de l'oscillateur local afin de produire un premier signal démodulé; 30 un premier filtre passe-bas connecté à la sortie dudit premier moyen de combinaison de manière à laisser passer les fréquences desdits signaux démodulés jusqu'à la fréquence maximum prédéterminée des signaux de données transmis en bande de base; un premier dispositif à retard connecté à la sortie dudit premier 71 4785? n 2121532 filtre passe-bas afin de retarder la sortie de ce derniers un premier moyen de détection permettant de détecter la sortie dudit premier filtre passe-bas; un premier générateur de signaux de données en bande de base permettant 5 de produire les signaux de données filtrés en bande de base, depuis la sortie dudit premier moyen de détections un premier moyen de multiplication permettant de multiplier la sortie dudit premier générateur de signaux de données en bande de base par la sortie dudit premier dispositif à retards 10 un second moyen de combinaison permettant de container lesdits signaux d'entrés avec la sortie dudit générateur de signaux en quadrature de phase afin ds produire un second signal démodulé; un second filtre passe-bas connecté à la sortie dudit second moyen de combinaison afin de laisser passer les fréquences dudit second signal 15 démodulé jusqu'à la fréquence maximum prédéterminée des signaux de données transmis dans la bande de base; un second dispositif à retard connecté à la sortie dudit second filtre passe-bas afin de retarder la sortie de ce derniers un second moyen de détection permettant de détecter la sortie dudit 20 second filtre passe-bas; un second générateur de signaux de données en bande de base afin de produire les signaux de données filtrés en bande de base depuis la sortie dudit second moyen de détection; un second moyen de multiplication permettant de multiplier la sortie 25 dudit générateur de signaux de données en bande de base par la sortie dudit second dispositif à retard; un générateur de signaux d'erreur permettant d'engendrer un signal d'erreur correspondant à la différence entre la sortie dudit second de multiplication et celle dudit premier moyen de multiplication; 30 un troisième filtre passe-bas connecté audit générateur de signaux d'erreur de manière à ne laisser passer que les fréquences de sortie des signaux engendrés par ledit générateur de signaux d'erreur jusqu'à une fréquence maximum prédéterminée et appliquer ledit signal de commande audit oscillateur local afin de faire varier sa phase.