La présente invention se rapporte d'une façon géné- rale aux radars et concerne, plus particulièrement, un dispositif de mesure d'écho donnant une estimation de la distance d'une cible ainsi qu'une mesure des composantes radiales de sa vitesse et de son accélération. Un dispositif selon l'invention effectue une analyse spectrale de la différence entre la distance réelle de la cible et sa distance estimée afin d'effectuer une mesure de distance exempte de l'erreur résultant des composantes radiales de vitesse et d'accélération de la cible. Le dispositif comporte des convertisseurs analogiques-numé- riques qui convertissent les signaux analogiques du radar en une forme numérique. La différence entre la distance réelle et la distance estimée est déterminée par un mé- lange du signal d'écho reçu de la cible avec une réplique du signal émis, cette réplique étant modifiée d'une ma- nière qui sera décrite pour obtenir une estimation de dis- tance exempte de la vitesse radiale et de l'accélération radiale de la cible. Le mélange peut se faire par une multiplication analogique ou numérique utilisant des com- posantes réelles et imaginaires pour obtenir des signaux numériques complexes qui conviennent à un dispositif de transformation de Fourier rapide. Le signal de différence apparaissant à la sortie du mélangeur est ensuite appliqué à un dispositif de transformation de Fourier rapide qui effectue une analyse du spectre du signal de différence, l'analyse aboutissant à un groupe de termes complexes de fréquence numérique qui sont obtenus à partir d'un groupe d'échantillons du signal de différence. Selon un mode de réalisation de l'invention, le signal d'onde entretenue émis est modulé en fréquence avec un profil sinusoïdal, ce profil sinusoïdal fournissant les composantes de fréquence de Fourier qui sont décrites par des fonctions de Bessel. La période du profil sinusoïdal est beaucoup plus longue, par exemple dix fois plus longue que le temps de propagation aller et retour d'un signal radar, ou d'un signal sonar, se propageant entre le dis- positif et la cible. Ainsi, la mesure de distance est ef- fectuée en utilisant une région quasi-linéaire du profil sinusoïdal. La distance entre les raies spectrales dépend de la fréquence de répétition du profil de modulation si- nusoïdal ainsi que du mouvement relatif entre la cible et le radar. Pour des cibles stationnaires, l'écartement des raies spectrales est constant. Pour des cibles avec une composante radiale de vitesse constante, le spectre est allongé ou raccourci mais, pour une précision de mesure qui convient, l'écart entre les raies peut encore être considéré comme étant constant. Mais,dans le cas d'une composante radiale d'accélération de la cible, l'écarte- ment et l'amplitude des raies spectrales sont tellement modifiés qu'un balayage linéaire en modulation de fré- quence doit être appliqué au signal de réplique pour com- penser le terme d'accélération. Par conséquent, le dispo- sitif comporte une boucle de poursuite du second ordre réagissant aux valeurs relatives des termes spectraux et un dispositif d'estimation d'accélération radiale de la cible réagissant à des valeurs successives des termes spectraux et qui modifie individuellement le signal de réplique afin d'annuler les effets de la modulation par effet Doppler sur le signal d'écho. Ainsi, une mesure précise de la distance peut être faite en comparant l'écho avec la réplique modifiée. L'invention sera décrite par la suite dans le cas d'un radar, mais il est bien entendu qu'elle peut également s'appliquer à un sonar pour la localisation d'une cible sous l'eau ainsi qu'au domaine des ultrasons en médecine pour la formation d'image sans intrusion ou pour observer des organes mobiles dans un organisme vivant. D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront au cours de la description qui va suivre. Aux dessins annexés, donnés uniquement à titre d'exem- ple nullement limitatif: La fig. 1 est un schéma simplifié d'un radar selon l'invention, La fig. 2 montre des formes d'ondes de signaux sur les lignes A et B de la fig. 1, La fig. 3 montre la différence de fréquence en fonc- tion du temps pour différentes durées de propagation aller et retour du signal radar entre une antenne et un aéronef cible, comme le montre la fig. 1, la fig. 3 représentant la différence de fréquence entre les deux courbes de la fig. 2, La fig. 4 est un schéma simplifié d'un dispositif d'estimation d'écart de distance de la fig. 1, La fig. 5 est un schéma simplifié d'un filtre de pour- suite en distance de la fig. 1, La fig. 6 est un schéma simplifié d'un filtre de poursuite de variation de distance de la fig. 1, et La fig. 7 est un schéma simplifié d'un dispositif d'estimation d'accélération de la fig. 1. La fig. 1 représente donc un radar 20 constitué par un émetteur 22 et un récepteur 24 qui sont connectés à une antenne 28 par l'intermédiaire d'un circuit 26 d'é- mission-réception, pour émettre des signaux vers une cible, par exemple un aéronef 30, et pour en recevoir des échos. Le dispositif 20 comporte en outre un processeur de signaux 32 et un dispositif de visualisation 34, le processeur 32 étant connecté à la fois à l'émetteur 22 et au récepteur 24 pour en extraire des données de distance et de varia- tion de distance et pour présenter ces données sur le dis- positif de visualisation 34. L'émetteur 22 comporte un oscillateur 36 commandé par tension, un mélangeur 38, un oscillateur 40 qui fournit la fréquence porteuse, ui amplificateur 42 et un modula- teur 44 qui module la fréquence de l'oscillateur 36. Le modulateur 44 comporte un circuit d'horloge 46, un géné- rateur 48 de signaux rectangulaires et un filtre passe-bas 50. Le modulateur 44 produit un signal sinusoidal à une fréquence spéciée par les impulsions du circuit d'horloge 46. En réponse aux impulsions du circuit d'horloge 46, le générateur 48 produit un signal rectangulaire qui est appliqué au filtre 50. Ce dernier extrait la composante fondamentale du signal rectangulaire, cette composante fondamentale étant un signal sinusoïdal à la fréquence voulue et qui est appliqué à l'oscillateur 36 pour en mo- duler la fréquence. Par exemple, l'oscillateur 36 peut produire une fréquence nominale de 10 IHz qui est modulée à titre d'exemple par une fréquence de modulation de 100 Hz, avec un écart de fréquence de 100 kHz. La fréquence porteuse de l'oscillateur 40 peut avoir par exemple une valeur de 10 GHz, le mélangeur 38 étant connecté aux oscil- lateurs 36 et 40 pour convertir le signal de l'oscilla- teur 36 à la porteuse en bande X (5200 à 11000 IHz) de l'oscillateur 40. L'amplificateur 42 amplifie le signal du mélangeur 38 jusqu'à un niveau de puissance qui con- vient pour l'émission vers la cible 30. Le récepteur 24 comporte un amplificateur 52, des mé- langeurs 54 et 56 et un déphaseur 58 de 90 . L'amplifi- cateur 52 amplifie l'écho reçu de l'aéronef 30 jusqu'à une amplitude qui convient pour les mélangeurs 54 et 56, étant bien entendu que le filtre 52 comporte un filtre passe-bande accordé sur la fréquence de l'écho, comme cela est bien connu dans les radars. Un signal de réfé- rence provenant de l'oscillateur 40 est appliqué directe- ment au mélangeur 54 et, par l'intermédiaire du dépha- seur 58, au mélangeur 56 pour obtenir une conversion en phase et en quadrature du signal d'écho et obtenir ainsi des fréquences intermédiaires en phase et en quadrature. Les signaux de fréquence intermédiaire provenant des mé- langeurs 54 et 56 sont transmis sur une ligne B pour être appliqués aa processeur 32. Un signal de référence pro- venant de l'oscillateur 36 est également transmis par une ligne A vers le processeur 32 afin de permettre une comparaison entre le signal émis et le signal d'écho. La fig. 2 montre que les signaux sur les lignes A et B ont le même profil de modulation de fréquence, le pro- fil de la ligne B étant retardé par rapport au profil de la ligne A. Le circuit d'horloge 46 de la fig. 1 remplit la fonction de source de signaux de synchronisation, i- dentifiée par la lettre C, pour les éléments du proces- seur 32 ainsi que pour la production du signal de modu- lation afin de disposer d'une base de temps commune pour 2467411, les mesures de distance de cible. Comme le montre la fig.2, la période du profil de modulation est beaucoup plus lon- gue que le temps de propagation du signal depuis l'antenne 28 jusqu'à la cible et en retour à l'antenne 28. Ainsi, une mesure utilisant les flancs avant du signal de modu- lation est effectuée dans une région pratiquement linéaire du signal sinusoïdal. La fig. 3 montre une courbe de la différence entre les fréquences des signaux de modulation des deux courbes de la fig. 2. Pour des durées de propagation jusqu'à la cible qui sont réduites comparativement à la période du signal de modulation, la fig. 3 fait apparaître une rela- tion pratiquement linéaire, désignée par R, de la diffé- rence de fréquence en fonction du délai de propagation. La distance de la cible est proportionnelle à ce délai de propagation et, par conséquent, ce dernier sert de mesure de distance de cible. Il faut noter selon l'invention que l'utilisation de la modulation de fréquence sinusoïdale produit un spec- tre du signal émis et du signal d'écho en forme de spec- tre de raies, dans lequel les raies spectrales sont espa- cées de multiples de la fréquence de modulation. Le pro- cesseur 32 produit une estimation de distance sous la forme d'un signal de même modulation que l'écho et qui coïncide avec lui dans le temps. Par l'adaptation du délai de l'estimation avec le délai de propagation de l'écho, le processeur 32 obtient la distance de la cible. Comme cela sera décrit ci-après et selon l'invention, le processeur 32 utilise les composantes spectrales pour régler l'esti- mation de distance et obtenir une coïncidence entre le si- gnal qui représente l'estimation de distance et le signal d'écho. En raison de la modulation de fréquence, les don- nées de distance sont obtenues à partir d'une mesure de fréquence. En outre, étant donné que le processeur 32 uti- lise une boucle de réaction dans laquelle la fréquence de l'estimation de distance est comparée avec la fréquence de l'écho, comme cela sera expliqué par la suite, les me- sures sont obtenues à la manière d'une fourchette glis- saute dans le spectre de fréquence, le glissement étant dû au décalage Doppler associé avec le mouvement de la cible. Ainsi, une caractéristique du présent traitement du signal d'écho réside dans la possibilité d'effectuer la mesure de distance indépendamment de la fréquence Doppler, un seul terme du spectre, le terme J0 de la fonction de Bessel, comme cela sera expliqué par la suite, apparaissant dans le signal d'erreur en boucle lorsqu'une adaptation correcte est obtenue entre l'estimation de distance et l'écho. Ain- si, la vitesse radiale de la cible peut être considérée comme normalisée pendant le traitement du signal du pro- cesseur 32 car la mesure est effectuée indépendamment de la valeur de la vitesse radiale. Le processeur 32 comporte trois mélangeurs 61-63, un convertisseur analogique-numérique 64, un circuit 66 de transformation de Fourier rapide, un circuit 68 d'esti- mation d'écart de distance qui sera décrit en regard de la fig. 4, un filtre 70 de poursuite en distance qui sera décrit en regard de la fig. 5, un filtre 72 de poursuite en variation de distance qui sera décrit en regard de la fig. 6, un circuit 74 d'estimation d'accélération qui sera décrit en regard de la fig. 7, un inverseur numérique 76, un générateur 78 de fréquence de balayage et un oscilla- teur 80 commandé par tension. Le mélangeur 61 comporte deux sections, l!une pour le signal en phase et l'autre pour le signal en quadrature sur la ligne B. Le mélangeur 61 délivre deux signaux de sortie, un pour chaque section qu'il comporte, étant bien entendu que chaque section du mé- langeur61 comporte des filtres passe-bande bien connus pour extraire des signaux de sortie dont les fréquences sont égales à la différence de fréquence entre les si- gnaux de la ligne B et le signal d'estimation de distance provenant du mélangeur 62. Il est également bien entendu que le convertisseur 64 comporte deux sections pour con- vertir chaque signal de la paire provenant du mélangeur 61, en une paire de signaux numériques qui constituent la partie réelle et la partie imaginaire d'un signal nu- mérique complexe fourni par le convertisseur 64 et appli- 2467411, qué au circuit de transformation 66. Le convertisseur 64 est commandé par des impulsions provenant du circuit d'horloge 46 pour échantillonner les signaux du mélangeur 61 à une fréquence égale et, de préférence, supérieure à la fréquence d'échantillonnage de Nyquist. De la manière connue, le circuit de transformation de Fourier 66, en réponse aux signaux provenant du circuit d'horloge 46, reçoit une série d'échantillons numériques complexes de l'inverseur 64 et il délivre une série de nombres complexes représentant l'amplitude et la phase d'un groupe de composantes spectrales de Fourier du signal de sortie du mélangeur 61. Dans le domaine des fréquences, l'écart entre les lignes spectrales dépend du nombre d'é- chantillons de la série ci-dessus, un grand nombre d'é- chantillons dans la série conduisant à une résolution plus fine du spectre. Par exemple, dans le cas o la fréquence de modulation du modulateur 44 est choisie à 100 Hz, auquel cas les raies spectrales du signal de sortie du mélangeur 61 sont écartées d'intervalles de 100 Hz, la résolution spectrale du circuit de transformation 66 est de préférence un plus petit accroissement de fréquence, par exemple Hz, pour effectuer une mesure précise de la fréquence Doppler. En ce qui concerne la fréquence d'échantillonnage du circuit de transformation 66, la série ci- dessus ou le groupe des impulsions d'entrée de ce circuit occupe un in- tervalle de temps qui peut être appelé intervalle de sé- rie. Ainsi, un groupe de raies spectrales est obtenu par intervalles de série. D'une manière similaire, en ce qui concerne une Seule ligne du spectre, par exemple la ligne du terme Jo, des échantillons de ce terme Jo apparaissent à la borne de sortie du circuit de transformation 66 à une fréquence telle que l'intervalle entre les échantil- lons soit égal à l'intervalle de série. A titre d'autre exemple, si le convertisseur 64 est commandé à une fré- quence de 100 kHz et si chaque série contient 1024 échan- tillons, les données Doppler pour une cible en mouvement sont obtenues à partir du terme Jo à une fréquence d'en- viron 100 échantillons par seconde. Il faut noter que, dans le mode de réalisation de la fig. 1, les mélangeurs 61-63 remplissent une fonction de mélange analogique. Dans d'autres modes de réalisation, les mélangeurs 61-63 pourraient être des multiplicateurs numériques afin de remplir numériquement les fonctions de mélange. Pour réaliser cette version numérique des mélan- geurs 61-63, comme cela pourrait être souhaitable dans le cas o l'ensemble du processeur 32 serait constitué par des microcircuits numériques, le convertisseur 64 pourrait être placé dans la ligne B pour fournir des si- gnaux numériques au mélangeur 61, la borne de sortie de ce dernier étant connectée directement au circuit de transformation 66. D'une manière similaire, un autre con- vertisseur, non représenté, pourrait être prévu dans la ligne A pour convertir le signal de référence'en format numérique pour le mélangeur 63. Le processeur 32 est réa- lisé en une configuration à réaction, comprenant une bou- cle extérieure et une boucle intérieure. La boucle exté- rieure comporte le convertisseur 64, le circuit de trans- formation 66, le circuit d'estimation 68, le filtre 70 de poursuite en distance, l'oscillateur 80 et les mélangeurs 61-63. La boucle intérieure partage avec la boucle exté- rieure le convertisseur 64, le circuit de transformation 66 et le circuit 68 d'estimation d'écart de distance. La boucle intérieure comporte en outre le filtre 72 de pour- suite en variation de distance, le circuit 74 d'estima- tion d'accélération, l'inverseur 76 et le générateur 78 de fréquence de balayage, la boucle intérieurelétant fer- mée par les mélangeurs 61 et 62. La boucle intérieure compense le mouvement de la cible par rapport à l'an- tenne, cette compensation permettant à la boucle exté- rieure de fonctionner comme si la cible était station- naire. Par conséquent, au cours de l'analyse du fonction- nement de la boucle extérieure, il peut être supposé que la cible est stationnaire. Le signal d'erreur pour la configuration à réaction apparait à la borne de sortie du circuit de transformation 66. Comme le montrent les fig. 2 et 3, les données four- nies par le dispositif 20 se présentent sous la forme d'une fréquence et de son instant d'apparition. La fréquence qui résulte du mélangeur de l'estimation de distance avec l'é- cho de la cible sur la ligne B, comme le montre la fig. 1, près du circuit de transformation 66, est constituée par la somme d'un terme fixe fo augmenté de la modulation fm(t) produite par le modulateur 44 en fonction du temps, plus la modulation fm(t- t) retardée par le temps tr de propagation aller et retour jusqu'à l'aéronef 30, plus un terme fR ( t) qui est produit par l'oscillateur 80 et qui est proportionnel au temps de propagation %4 et à la dis- tance R. Les composantes de fréquence résultant du mé- lange de l'estimation de distance avec l'écho de la cible sur la ligne B sont extraites par le circuit de transfor- mation 66. Par conséquent, le signal produit par le cir- cuit de transformation 66 de la fig. 1 est considéré comme l'erreur de distance. Ce circuit à réaction produit un signal, à savoir le signal précité d'estimation de distance, qui a la m8me forme que le signal d'écho reçu sur la ligne B, cela étant fait avec l'aide du signal de référence émis sur la ligne A. Ainsi, le signal de référence sur la ligne A fournitau processeur 32 le signal voulu pendant que le processeur 32 effectue la compensation du délai de propagation aller et retour entre l'antenne 28 et la cible, afin d'obtenir l'estimation de distance en coincidence dans le temps avec l'écho sur la ligne B. Dans le cas d'une cible station- naire, il existe une relation directe entre la fréquence de l'écho et la distance de la cible comme le montrent les fig. 2 et 3. La différence de fréquence augmente avec la distance de la cible ou, ce qui revient au même, avec le temps de propagatim aller et retour. Comme cela a été in- diqué ci-dessus, la période du signal de modulation est beaucoup plus longue que le temps de propagationeet la différence de fréquence entre les deux courbes de la fig. 2 augmente de façon linéaire en fonction de la dis- tance pour des temps de propagation qui sont relativement courts comparativement à la période de modulation. La li- néarité dispara t pour des valeurs plus élevées du temps de propagation, comme l'indique la partie en pointillés de la courbe de la fig. 3. Par conséquent, la compensation de délai effectuée par le processeur 32 se fait en déca- lant la fréquence du signal de référence sur la ligne A. Dans le cas d'une cible stationnaire, ce décalage est ef- fectué entièrement par l'oscillateur 80 produisant un si- gnal sur la ligne D vers le mélangeur 63, la fréquence de ce signal étant représentée sur la fig. 3. Dans le cas d'une cible mobile, la compensation de la boucle inté- rieure produit un décalage supplémentaire de fréquence du générateur 78 qui est combiné avec celui de l'oscillateur par l'addition des fréquences dans les mélangeurs 63 et 62. Par conséquent, la fréquence appliquée à l'oscilla- teur 80 pour en commander la fréquence est proportionnelle au temps de propagation et à la distance de la cible (ou à la distance en boucle dans le cas d'un radar bi-statique, non représenté), aussi bien dans le cas d'une cible sta- tionnaire que d'une cible mobile. Le circuit 68 d'estimation d'écart de distance repré- senté sur la fig. 4 reçoit le signal d'erreur de distance sur la ligne 82 provenant du circuit de transformation 66, sous la forme de raies spectrales, et il délivre sur une ligne 84 une tension dont l'amplitude est proportionnelle à l'erreur de distance. Le circuit d'estimation 68 dé- livre sur une ligne 86 une tension dont l'amplitude est -proportionnelle à la variation de distance. Dans l'angle supérieur gauche de la fig. 4 apparaît un exemple de gra- phe 88 du signal sur la ligne 82 dans le cas o l'estima- tion de distance de la fig. 1 ne coincide pas entièrement avec l'écho de cible sur la ligne B de cette même figure. Ce spectre est caractéristique d'une sinusolde dont la fréquence est modulée par un profil de modulation sinusol- dal, le spectre étant décrit dans l'ouvrage "Reference Data for Radio Engineers", 5e édition, publié par Howard W. Sams & Co., en 1968, aux pages 21-7 et 21-8. Le spectre représenté en 88 comporte des raies aux fréquences spéci- fiques, ou aux intervalles de sortie du circuit 66 de transformation de Fourier de la fig. 1. Le spectre 88 est un spectre linéaire dans lequel les amplitudes des com- posantes de fréquence sont données par des termes de Bessel, les raies étant espacées d'accroissements de la fréquence de modulation. Quand l'estimation de distance est en coïncidence dans le temps avec l'écho reçu, le terme Jo apparaît seul dans le spectre. L'amplitude du terme Jo est proportion- nelle à l'intensité ou à l'amplitude du signal d'écho re- çu. Sa position, ou son adresse, sur l'axe des fréquences est proportionnelle à la variation de distance, ou fré- quence Doppler de la cible. Dans le cas de l'exemple pré- cité d'écartement de 50 Hz entre les intervalles de fré- quence de sortie du circuit de transformation 66, les po- sitions possibles du terme Jo sont quantifiées à des in- créments de 50 Hz le long de l'axe des fréquences. Dans le cas oà l'estimation de distance ne coYncide pas en- tièrement dans le temps avec l'écho reçu, les termes de Bessel plus élevés, par exemple les termes J1 et J2' ap- paraissent. Le rapport entre l'amplitude de la somme du terme J1 et de l'amplitude du terme Jo est une mesure de l'absence de coïncidence dans le temps et, par conséquent, une mesure du signal d'erreur pour la boucle extérieure du processeur 32. Dans le cas d'une accelération de la cible dans la direction radiale entre l'antenne 28 et l'aéronef 30 de la fig. 1, les raies spectrales du graphe 88 s'élargissent, l'élargissement étant indiqué par l'ap- parition de termes numériques aux intervalles de fré- quence de sortie voisins du circuit de transformation 66, avec une diminution de l'amplitude des différentes raies spectrales du graphe. Les raies spectrales d'ordre supé- rieur constituent une modulation résiduelle de fréquence qui est utilisée par le circuit d'estimation 68 pour pro- duire les signaux d'erreur sur les lignes 84 et 86, atta- quant les boucles intérieure et extérieure du processeur 32 de manière à amener l'estimation de distance en coin- cidence avec l'écho reçu. Un décalage vers la droite de la position du terme Jo indique que la cible se rapproche de l'antenne 28 tandis qu'un décalage vers la gauche du graphe 88 indique que la cible s'éloigne de l'antenne 28. Le circuit d'estimation 68 comporte une unité à seuil , une unité de calcul 92, un sélecteur 94, un multipli- cateur 96 et une source de facteur de multiplication pour l'opération de multiplication du multiplicateur 96. L'unité à seuil 90 comporte une porte 100, un comparateur 102 et une source 104 de signal de référence pour le com- parateur 102. Le sélecteur 94 comporte une mémoire 106, un générateur d'adresse 108 pour adresser la mémoire 106, des portes 110 et 112, un comparateur 114, des registres 117, 118 et 119 et des additionneurs 121 et 122. - Les termes spectraux sur la ligne 82 sont appliqués séquentiellement par l'unité à seuil 90, au sélecteur 94. Le comparateur 102 de l'unité à seuil 90 compare les am- plitudes de chacun des termes spectraux avec un signal de référence provenant de la source 104 pour assurer que seuls les termes qui sont audessus du niveau de bruit * sont appliqués au sélecteur. Dans le cas de termes spec- traux dont l'ampitude est supérieure à celle du signal de référence, le comparateur 102 compare la porte 100 pour qu'elle laisse passer le terme spectral vers le sé- lecteur 94. Les termes spectraux dont l'amplitude est in- férieure au seuil sont inhibés par la porte 100 et ne peuvent atteindre le sélecteur 94. Comme cela sera expliqué ci-après, le sélecteur 94 mémorise les valeurs des raies spectrales dans la mémoire 106. Les valeurs du terme Jo et des termes J1 sont lues dans la mémoire 106 par l'unité de calcul 92 qui, comme l'indique la formule sur la fig. 4, calcule la somme des termes J1 positifs et négatifs et divise ensuite la somme par la valeur du terme J0 pour produire le signal d'erreur de distance sur la ligne 84. Comme cela a été indiqué ci- dessus, la présence de termes d'ordre supérieur indique une erreur dans l'estimation de la cible et du temps de propagation aller et retour, de sorte que l'estimation de distance ne coïncide pas avec l'écho reçu. En particulier, seul le terme J1 apparaît pour une légère erreur dans l'estimation de distance. D'autres termes de Bessel tels que les termes J2 et J3 apparaissent en présence d'esti- mationsde plus en plus mauvaises de la distance de la ci- ble. Cependant, même si les termes d'ordre supérieur sont représentatifs d'une erreur d'estimation de distance, les termes J1 et Jo donnent une mesure suffisamment précise de l'erreur de distance pour des indices de modulation de fréquence du modulateur 44 qui sont inférieurs ou égaux à l'unité. En outre, même dans le cas d'une vitesse ra- diale variable de la cible, la compensation assurée par la boucle intérieure de la fig. 1 fait apparaître princi- palement les termes JO et J1 dans le spectre après que cette boucle intérieure a effectué sa compensation. Par conséquent, une représentation suffisamment précise du si- gnal d'erreur est obtenue par le calcul ne faisant inter-venir que les termes J1 et J0. Le sélecteur 94 sélectionne le terme J0 et les deux termes J1 dans le spectre d'erreur produit par le circuit de transformation 66. La sélection est effectuée en détec- tant la raie spectrale de plus grande amplitude, cette raie étant le terme Jo0. Bien entendu, les deux termes J1 sont également espacés autour du terme Jo, à une distance égale à des multiples de la résolution spectrale de la transformation de Fourier rapide, ou à l'écartement des intervalles de sortie du circuit de transformation 66. Par exemple, dans le cas o la résolution spectrale est la moitié de la fréquence de modulation, comme dans l'exem- ple précité d'une modulation de fréquence de 100 Hz avec un écartement de 50 Hz entre les intervalles de sortie du circuit de transformation 66, les termes J1 sont écartés du terme J0 de deux intervalles de fréquence. Dans le cas o le circuit de transformation 66 offre une plus fine résolution de fréquence avec un écartement des inter- valles de 25 Hz seulement, l'écartement de 100 Hz des raies spectrales du graphe 68 est égal à l'écartement de quatre intervalles de fréquence du circuit de transforma- tion 66. Il faut noter que, pendant l'adressage de la mé- moire 106 par le générateur d'adresse 108, ce générateur 2467411. est commandé par des impulsions du circuit d'horloge 46 de la fig. 1 comme le circuit de transformation 66, de sorte que le générateur 108 peut adresser un intervalle séparé dans la mémoire 106 correspondant à chaque inter- valle de fréquence de sortie du circuit de transformation 66. Par conséquent, au fur et à mesure que le circuit de transformation 66 présente successivement les raies spec- trales au circuit d'estimation 68, chacune des raies spec- trales qui est passée par l'unité à seuil 90 est mémori- sée séquentiellement dans la mémoire 106, dans des posi- tions qui correspondent aux positions des intervalles de fréquence du circuit de transformation 66. A la détermi- nation de l'adresse d'une raie spectrale plus large, le terme J0, les adresses des deux termes J1 sont obtenues en additionnant simplement un nombre entier à l'adresse et en soustrayant le nombre entier de l'adresse du terme Jo, ce nombre entier étant égal au nombre précédent des intervalles de fréquence entre les raies spectrales du graphe 88. Ce nombre entier est désigné par k sur la - fig. 4. Les raies spectrales transmises de l'unité à seuil vers la mémoire 106 sont également appliquées à la porte 110 et au comparateur 114 qui compare l'amplitude de chacune d'entre elles avec l'amplitude de la raie spec- trale la plus haute apparue précédemment. L'amplitude de la plus haute raie spectrale apparue est mémorisée dans le registre 117. Si l'amplitude de la raie spectrale la plus récente dépasse celle qui est mémorisée dans le re- gistre 117, le comparateur 114 commande la porte 110 pour introduire la plus haute raie spectrale dans le registre 117 et en éliminer ainsi la raie spectrale déjà mémorisée. En outre, la porte 110 applique également au registre 118 l'adresse de la raie spectrale la plus récente, cette a- dresse étant la même que celle appliquée par le généra- teur 108 à la mémoire 106. Ainsi, les deux registres 117 et 118 mémorisent l'amplitude et l'adresse de la plus haute raie spectrale. Il faut rappeler que l'amplitude de la ligne spectrale la plus haute, à savoir le terme J0, représente l'intensité du signal d'écho tandis que la position de ce terme Jo sur l'axe des fréquences, cette position étant spécifiée par l'adresse de l'intervalle de fréquence du circuit de transformation 66, est une mesure de la fréquence Doppler et de la variation de distance de la cible. Par conséquent, à la fin de la transmission de la série de raies spectrales de l'unité à seuil 90 vers la mémoire 106, un signal du circuit d'horloge 46 de la fig. 1 commande la porte 112 pour faire passer l'adresse du terme Jo du registre 118 au multiplicateur 96. Ce der- nier multiplie alors l'adresse par un facteur de multi- plication provenant de la source 98 pour convertir l'a- dresse en variation de distance qui apparaît sur la ligne et qui, comme cela a déjà été indiqué, est proportion- nele à l'adresse et à la fréquence Doppler. Pour obtenir les adresses des deux termes Jl' le nombre entier k précité doit étre additionné à l'adresse du terme Jo pour obtenir l'adresse du terme J1 à la droite du terme Jo du graphe 88, et il doit etre soustrait de l'adresse du terme Jo pour obtenir l'adresse du terme J1 à la gauche du terme Jo du graphe 88. Le nombre entier k est fourni par une source 124 de signaux numériquese par exemple un codeLur, pour établir l'écartement des raies spectrales sur le graphe 88 en fonction du nombre des élé- ments de résolution ou des intervalles de fréquence du circuit de transformation 66, entre des raies voisines du spectre. L'additionneur 121 additionne la valeur de k avec l'adresse du terme Jo tandis que l'additionneur 122 sous- trait la valeur de k de l'adresse du terme Jo. Les si- gnaux de sortie des additionneurs 121 et 122 sont les a- dresses des termes J1, qui sont mémorisées dans le regis- tre 119. Le signal de commande provenant du circuit d'horloge 46 de la fig. 1 fait progresser le registre 119 pour adresser la mémoire 106 afin que l'unité de calcul 92 y lise les termes JO et J'1. L'unité de calcul 92 ef- fectue ensuite le calcul précité avec les termes spectraux pour obtenir le signal d'erreur de distance sur la ligne 84. La fig. 5 est un schéma simplifié du filtre 70 de poursuite en distance de la fig. 1 qui reçoit le signal d'erreur de distance sur la ligne 84 et qui indique la distance sur une ligne 126. Le filtre 70 comporte des ad- ditionneurs 129, 130, des multiplicateurs 133, 134, des sources 137, 138 de signaux servant de facteurs de mul- tiplication et des intégrateurs 141, 142. Les composants du filtre 70 peuvent fonctionner de façon analogique ou de façon numérique. Dans le cas analogique, il est enten- du que les signaux sur les lignes 84 et 126 sont des ten- sions analogiques dont les amplitudes représentent respec- tivement l'erreur de distance et la distance. Les addi- tionneurs 129 et 130 sont des amplificateurs opérationnels avec des bornes d'entrée de sommation. Les multiplicateurs 133 et 134 sont des amplificateurs -à commande de gain, les facteurs de multiplication des sources 137 et 138 é- tant des tensions analogiques qui sont appliquées à la borne de commande de gain. Les intégrateurs 141 et 142 sont des amplificateurs opérationnels comportant un con- densateur dans le circuit de réaction pour fonctionner en intégrateur. Dans le cas o les composants du filtre 70 fonctionnent de façon numérique, les signaux sur les li- gnes 84 et 126 sont en format numérique, étant bien enten- du que l'unité de calcul 92 de la fig. 4 doit produire sur la ligne 84 un signal en format numérique. Les addition- neurs 129 et 130 sont alors des additionneurs numériques, les multiplicateurs 133 et 134 sont des multiplicateurs numériques, les signaux de facteurs de multiplication sont des signaux numériques et les intégrateurs 141, 142 peu- vent être l'un quelconque d'un certain nombre de circuits d'intégration numériques bien connus qui sont couramment utilisés dans des calculateurs ou autres équipementsnumé- riques. Le filtre 70 se présente sous la forme d'un filtre du second ordre en raison de la double intégration effec- tuée par les intégrateurs 141 et 142. L'intégrateur 141 comporte un circuit de dérivation comprenant le multi- plicateur 134 et l'additionneur 130. Le signal de sortie sur la ligne 126 est ramené à l'additionneur d'entrée 129 dans lequel il est soustrait du signal sur la ligne 84. La constante de temps et le temps de réponse du filtre 70 sont sélectionnés par la valeur du facteur de multiplica- tion provenant de la source 138, ce facteur étant multi- plié dans le multiplicateur 134 par le signal sur la li- gne 144. Le gain global en boucle est sélectionné par la valeur du facteur de multiplication provenant de la source 137, ce facteur étant multiplié dans le multiplicateur 133 par le signal sur la ligne 146. Le signal de sortie du filtre 170 sur la ligne 126 est proportionnel à la dis- tance entre la cible et l'antenne 28 de la fig. 1, le si- gnal de la ligne 126 étant appliqué au dispositif de vi- sualisation 32 de la fig. 1 pour indiquer la distance, et à l'oscillateur 80 pour produire sur la ligne D la si- nusoïde dont la fréquence est proportionnelle à la dis- tance, de la manière déjà décrite. Le filtre 72 de poursuite en variation de distance représenté sur la fig. 6 filtre le signal de variation de distance sur la ligne 90 pour fournir uan signal de varia- tion de distance filtré sur la ligne 148 vers le circuit d'estimation 74 de la fig. 1. Le filtre 72 comporte un multiplicateur 150, une source 152 de facteur de multi- plication, un additionneur 154 et une unité de retard 156. Les constituants du filtre 72 peuvent fonctionner de fa- çon analogique ou de façon numérique comme cela a été expliqué à propos du filtre 70 de la fig. 5. Si l'on sup- pose une réalisation numérique du filtre 72 de la fig. 6, l'unité de retard 156 introduit un retard égal à l'inter- valle de série, comme cela a été décrit précédemment à propos de la fréquence d'échantillonnage du circuit de transformation 66 de la fig. 1. Il apparaît ainsi que le signal sur la ligne 86 est additionné, par l'additionneur 154, avec le signal précédemment apparu, ce dernier ayant été retardé par l'unité de retard 156. En outre, le signal précédemment apparu, avant d'être appliqué à l'addition- neur 154, est multiplié dans le multiplicateur 150 par un facteur provenant de la source 152. Le facteur de multi- plication est inférieur à l'unité, de sorte que l'ampli- tude de l'échantillon apparue précédemment est réduite a- vant d'être additionnée avec celle de l'échantillon pré- sent sur la ligne 86, par l'additionneur 154. Cette pro- cédure se répète, la somme ci-dessus étant multipliée et additionnée avec l'échantillon suivant la ligne 86. La configuration du filtre 72 est quelquefois appelée une configuration d'intégrateur monopolaire. La fig. 7 montre que le circuit 74 d'estimation d'ac- célération établit la dérivée du signal de variation de distance d'entrée sur la ligne 148, cette dérivée appa- raissant à la borne de sortie sur la ligne 158. Le cir- cuit d'estimation 174 comporte deux unités à retard 161, 162, deux additionneurs 165, 166, deux multiplicateurs 169, 170 et deux sources 173, 174 de facteurs de multi- plication destinés aux multiplicateurs 169 et 170. L'ad- ditionneur 165 forme la différence entre un échantillon de la vitesse de variation et l'échantillon précédent de cette vitesse. Le retard de l'unité de retard 161 ainsi que celui de l'unité de retard 162 sont les mêmes que le retard de l'unité de retard 156 de la fig. 6. Le facteur de multiplication de la source 173 est proportionnel à l'inverse de l'intervalle de série, de sorte que, après la multiplication de la somme de sortie de l'additionneur 165 dans le multiplicateur 169 par le facteur de multi- plication provenant de la source 173, la somme de l'ad- ditionneur 165 est en fait divisée par la durée de l'in- tervalle de série. Ainsi, le signal de sortie du multi- plicateur 169 se présente sous la forme de la dérivée de la variation de distance, cette dérivée étant reconnue comme le rapport de la différence de deux échantillons de la variation de vitesse divisée par l'intervalle de temps entre les deux échantillons. L'additionneur 166, l'unité de retard 162, le multiplicateur 170 et la source 174 correspondent aux éléments du filtre de la fig. 6 et fonctionnent comme eux. Ainsi, le signal de sortie du circuit d'estimation 74 sur la ligne 158 est la dérivée filtrée de la variation de distance du signal d'entrée sur la ligne 148. Comme le montre également la fig. 1, le signal de va- riation de distance sur la ligne 86 et sa dérivée sur la ligne 158 sont appliqués au dispositif de visualisation 34 pour indiquer la variation de distance, ou vitesse de la cible, et sa dérivée, à savoir l'accélération. Le sens de l'accélération de la cible sur la ligne 158 est inversé par l'inverseur 76 pour compenser l'accélération au mélan- geur 62. Le générateur 78 produit un signal sinusoïdal dont la fréquence varie de façon linéaire dans le temps, la vitesse de variation étant proportionnelle à l'ampli- tude du signal appliqué à une borne de commande du géné- rateur 78 par l'inverseur 76. Ainsi, en l'absence d'accé- lération de la cible, le taux de variation de fréquence est nul, ce dont il résulte que la fréquence de sortie du générateur.78 est constante. Quand la cible s'éloigne de l'antenne 28, ou s'en rapproche, l'effet de l'accélération radiale sur l'estimation de distance à la sortie du mé- langeur 62 est compensé par la variation de fréquence du générateur 78. Grâce à cette compensation, l'énergie des termes spectraux sur la ligne 82 (représentés sur la cour- be 88 de la fig. 4) ne déborde pas dans les intervalles voisins de fréquence du circuit de transformation 66, ce dont il résulte que les termes Jo et J1 prédominent en produisant un signal d'erreur bien défini sur la ligne 84 pour commander la boucle extérieure et obtenir la distance voulue sur la ligne 126 et le décalage de fréquence cor- respondant sur la ligne Do Ainsis le spectre de la diffé- rence entre l'estimation de distance et l'écho a été uti- lisé pour déterminer la distance, la vitesse radiale et l'accélération radiale de la cible. Il est bien entendu que de nombreuses modifications peuvent être apportées au mode de réalisation décrit et illustré à titre d'exemple nullement limitatif sans sor- tir du cadre ni de l'esprit de l'invention. REVENDICATIONS 1 - Dispositif de mesure d'écho, caractérisé en ce qu'il comporte un dispositif(22)d'émission d'un signal vers une cible, ledit dispositif d'émission produisant une réplique dudit signal, ce signal contenant une modu- lation de fréquence avec un profil de modulation pério- dique, un dispositif(24)de réception dudit signal réflé- chi par ladite cible, ce dispositif de réception compor- tant un dispositif (32)de modification de ladite réplique pour compenser les effets du mouvement de la cible sur le spectre de fréquence dudit signal, ledit dispositif de modification(32)comportant un dispositif(61)de multipli- cation de ladite réplique par ledit signal, un analyseur (66)qui produit un groupe de raies spectrales d'un pro- duit dudit dispositif de multiplication et un dispositif (68)réagissant aux différences entre les raies spectrales dudit produit en modifiant ladite réplique avec un si- gnal de compensation pour annuler les effets dudit mou- vement de la cible, ledit signal de compensation conte- nant des données de distance. 2 - Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en ce que ledit dispositif de multiplication (61)est un mélangeur produisant une différence de fréquence entre la fréquence du signal reçu et celle de ladite réplique. 3 - Dispositif selon la revendication 2, caractérisé en ce que ledit profil de modulation périodique est une sinusoïde, ledit dispositif de zmodification(32)produisant un signal de distance proportionnelle à la distance de ladite cible et un signal de variation de distance pro- portionnelle à la variation de distance de ladite cihle. 4 - Dispositif selon la revendication 3, caractérisé en ce que ledit dispositif de modification(32)comporte un dispositif (78)réagissant à ladite variation de distance en produisant un signal de variation de fréquence dont la fréquence de variation est proportionnelle à la dérivée de ladite variation de distance, ledit dispositif de mo- dification comportant en outre un mélangeur (62)qui reçoit ledit signal de variation de fréquence et ledit signal de distance pour moduler ladite réplique avec ledit si- gnal de compensation. - Dispositif de mesure d'écho, caractérisé en ce qu'il comporte un dispositif(22)d'émission d'un signal avec un profil de modulation et un dispositif(24)de ré- ception dudit signal à un instant ultérieur à l'émission dadit signal, ledit dispositif d'émission comportant un dispositif de couplage d'une réplique dadit signal audit dispositif de réception, ledit dispositif de réception comportant un dispositif 66 d'extraction de raies spec- trales du spectre d'un signal de différence et un dis- positif(61) connecté entre ledit récepteur et ledit dis- positif d'extraction, et réagissant aux amplitudes rela- tives desdites raies spectrales en modifiant ladite ré- plique pour amener son profil de modulation en coïnci- dence avec un profil de modulation du signal reçu par ledit récepteur, et ledit récepteur (24) comportant en outre un dispositif (61) connecté à un dispositif de mo- dification (32) pour combiner ledit signal reçu avec la, dite réplique et produire ledit signal de différence, le- dit dispositif de modification fournissant des données concernant la propagation du signal émis par ledit émet- teur vers ledit récepteur. 6 - Dispositif selon la revendication 5, caractérisé en ce que ledit profil de modulation est un profil pé- riodique caractérisé par un spectre de raies, ledit dis- positif de modification (32) comparant l'amplitude de l'une desdites raies spectrales avec une autre desdites raies spectrales. 7 - Dispositif selon la revendication 6, caractérisé en ce que ledit dispositif d'extraction (66) consiste en un circuit de transformation de Fourier, ledit dispositif d'extraction comportant un dispositif (92) qui forme le rapport entre la somme de deux raies spectrales dudit spectre, divisée par l'amplitude d'une raie spectrale plus intense entre elles, pour prcduire un quotient, une adresse de ladite plus grande raie spectrale étant pro- portionnelle à une vitesse de variation de la longueur d'un trajet de ladite propagation du signal et ledit quo- tient étant proportionnel à une erreur de ladite coinci- dence. 8 - Dispositif selon la revendication 7, caractérisé en ce que ledit dispositif de modification (32) comporte un dispositif (74) réagissant à la fréquence représentée par la plus haute raie spectrale en produisant un signal proportionnel à la dérivée seconde de la longueur dudit trajet de propagation et un dispositif (78) réagissant au- dit signal de dérivée seconde en produisant un signal de variation de fréquence dont la fréquence de variation de fréquence est proportionnelle audit signal de dérivée se- conde. 9 - Dispositif selon la revendication 8, caractérisé en ce que ledit dispositif de modification (32) comporte un dispositif (62) destiné à mélanger ledit signal de va- riation de fréquence avec ladite réplique, ledit profil de modulation étant une sinuso3de produisant un spectre dudit signal de différence caractérisé par un groupe de termes de Bessel. - Dispositif selon la revendication 9, caractérisé en ce que ledit dispositif de modification comporte en outre un filtre de poursuite (72) du second ordre et un oscillateur (36) à fréquence variable qui lui est con- necté, un signal proportionnel audit quotient étant ap- pliqué audit filtre de poursuite pour commander ledit oscillateur et produire une fréquence proportionnelle à la longueur dudit trajet de propagation du signal, un signal de sortie dudit oscillateur étant mélangé avee ladite réplique.