La présente invention concerne les systèmes de transmission d'informations numériques sur ondes de très faible longueur et plus particulièrement les niodulateurs-demodulateurs de signaux binaires pour transmission sur ondes millimitriques Les différents types de modulateurs-démodulateurs connus peuvent être classes en deux catégories selon le type de démodulation choisie, incohérente ou cohérente. La première catégorie comporte essentiellement la détection d'amplitude classique, la discrimination de fréquence et la démodulation de phase différentielle. Tous ces procédés présentent des performances fonction du rapport signal 8 bruit à entrée du démodulateur, à niveau de signal constant. Etant donné qu'aux fréquences de transmission considérées la largeur du spectre transmis est faible devant la plage de fréquences couverte par les dérives de l'émetteur, donc devant la largeur de bande correspondante du récepteur, ce rapport signal à bruit sera dégradé, et par conséquent les performances de la liaison, à moins qu'il ne soit adjoint aux équipements un dispositif de stabilisation de la fréquence émise ou-un asservissement de l'oscillateur local de réception, afin de pouvoir placer à entrée du récepteur un filtre passe-bande de largeur limitée à la valeur nécessaire pour une transmission correcte du spectre de modulation utilisé. Mais ces dispositions sont évidemment coûteuses et diminuent la fiabilité des équipements. L'utilisation d'une démodulation cohérente permet d'éviter les dispositions ci-dessus, mais nécessite une restitution de porteuse. Il serait coûteux de prévoir dans ce but la génération et l'émission d'un signal approprié. Il est connu d'utiliser à la réception un résidu de porteuse transmise par l'émetteur, par exemple dans cas d'une démodulation par sauts de phase. Mais la génération économique d'ondes millimétriques, produite directement par un oscillateur, est affectée d'un spectre de bruit propre à l'oscillateur ; la récupération du signal porteur exige de ce fait une largeur de bande minimale pour obtenir une référence de qualité suffisante, ce qui est difficilement compatible avec 1' étroitesse de la bande passante exigée pour s'affranchir du spectre de modulation résiduelle. Li encore, il en résulte une limitation des performances dans ce système connu. L'invention a pour objet de réduire sensiblement ces inconvénients tout en mettant en oeuvre des dispositions très simples et peu coûteuses. Selon l'invention, un système radioélectrique de transmission de signaux d'informations numériques dont le dispositif émetteur comporte un oscillateur libre modulé en fréquence par des signaux binaires et générant directement le spectre de fréquence destiné à être émis, et dont le dispositif récepteur comporte :: un convertisseur de fréquence des signaux reçus en fréquence intermédiaire, un amplificateur à fréquence intermédiaire, et un démodulateur, est caractérisé en ce que ce démodulateur est un démodulateur de phase cohérent et en-ce que le dispositif émetteur comporte, en outre, un dispositif de codage délivrant ces signaux binaires à partir des signaux d'information, chaque élément binaire de ces signaux étant une suite de tensions continues pouvant prendre l'une de deux valeurs +V et -V , symétriques par rapport à une tension V o déterminant la fréquence de repos de l'oscillateur, et auxquelles correspondent les déviations de fréquences respectives de + et -F, chacun de ces éléments binaires ayant une même durée T et une T T valeur identique à des instants 2 + t et 2 - t , où t est une durée quelconque comprise entre O et T les éléments binaires durée de signe opposé ayant des valeurs opposées à chaque instant correspondant et le produit tF.tT où tT est la durée d'une partie quelconque d'un de ces éléments binaires pendant laquelle cet élément garde une tension constante, étant tel qu'à la fin de la durée tT , la différence de phase entre la fréquence de l'oscillateur à cet instant et sa fréquence de repos soit sensiblement différente de Kx, K étant un nombre entier quelconque, et de préférence égale 2 L1 invention sera mieux comprise et d'autres caractéristiques apparattront à l'aide de la description ci-après et des dessins s'y rapportant sur lesquels - la figure 1 est le schéma d'un exemple de système de transmission selon l'invention, - la figure 2 représente des diagrammes explicatifs. Sur la figure 1, des informations numériques appliquées en 1 sont transformées selon un code approprié dans un codeur 2 avant de moduler en fréquence, par exemple à l'aide d'une diode à capacité variable en fonction de l'amplitude du signal à transmettre, un oscillateur 3 oscillant librement dans une gamme d'ondes millimétriques, et alimentant un aérien d'émission 4. Les signaux captés par un aérien de réception 5 sont convertis dans un spectre à fréquence intermédiaire par un convertisseur Ç , constitué par exemple d'un mélangeur alimenté par un oscillateur local libre. Les signaux à fréquence intermédiaire, après amplification dans un amplificateur 7, alimente un démodulateur 20. Ce dernier comprend deux comparateurs de phase 8 et 9 recevant chacun sur une de leurs deux entrées les signaux à fréquence intermédiaire et sur chacune de leurs deuxièmes entrées des signaux délivrés respectivement par les deux sorties d'un coupleur à quadrature 10 alimenté par un oscillateur asservi 11. La sortie du comparateur 8 alimente une des entrées d'un régénérateur de signaux 12 et commande l'oscillateur 11 à travers un filtre passe bas 13 suivi d'un amplificateur 14. Les signaux de sortie du comparateur 9 traversent un filtre passe bas 15, et leur fréquence est divisée par deux dans le diviseur 16 avant d'alimenter la deuxième entrée du régénérateur 12 restituant sur sa sortie 17 des signaux identiques à ceux appliqués en 1. Le fonctionnement sera décrit en s'aidant de la figure 2 sur laquelle 2a et 2b représentent les éléments binaires fournis par le codeur 3, dans l'exemple choisi, en correspondance avec les signaux logiques respectifs "O" et "1" de la source d'information binaire de rythme f. Les éléments binaires 2a et 2b ont une durée T = f pendant laquelle ils prennent respectivement deux valeurs logiques "+1" et "-1" auxquels correspondent les tensions de modulation wV et -V , symétriques d'une tension V déterminant la fréquence o de repos F de l'oscillateur 3. Aux tensions tv correspondent les fréquences F -+AF , par exemple F +hF à +V. T 3T o De O à , , et de à å T l'élément 2a prend la valeur logique "-1" ,, et "+1" de T à 3T, l'élément 2b prenant des 4 4 valeurs inverses. Ces signaux sont identiques au second vecteur de base de la décomposition en fonctions de Walsh et généralement dénommés Walsh II. LF, et donc V, sont choisis de manière qu'en fin d'une durée #T pendant laquelle l'élément binaire présente la même valeur, la variation de phase à laquelle est équivalent le saut de fréquence correspondant aboutisse à un écart de phase de par rapport au signal non modulé. On peut donc écrire, pour ~ T aT = T4 : 2# #F x T = # d'où #F = 1/T Les figures 2c et 2d montrent respectivement la variation de phase # du signal porteur modulé pendant la durée T de l'élément 2b et sa représentation trigonométrique sous forme d'un point M parcourant à vitesse constante de - 2 à + 2 s un cercle trigonométrique C d'axes de coordonnées OX et QY. Cette dernière représentation permet d'obtenir aisément une décomposition en deux signaux en quadrature, équivalente à cette porteuse modulée, par projection du point M sur les deux axes de coordonnées. La figure 2e représente ces deux signaux en quadrature. La projection sur l'axe~OY OY donne la courbe Y1 pour le signal binaire 2b et la courbe Y2 (en pointillé) pour le signal binaire 2a. On obtient ainsi des signaux de type biphase, de valeur moyenne nulle, porteurs de l'information. Ils sont extraits aisément du signal à fréquence intermédiaire en sortie du comparateur B déterminé pour fournir une tension nulle lorsque les signaux qui lui sont appliqués sont calés en quadrature de phase, ce qui est obtenu par asservissement de l'oscillateur Il à maintenir nulle cette tension moyenne filtrée par le filtre passe bas 13. Ces signaux biphase peuvent ensuite être transformés en des signaux numériques binaires, identiques à ceux émis, par tout moyen connu. Mais les types de signaux choisis donnent la possibilité de réaliser ce traitement avec simplicité. En effet, le deuxième comparateur 9 identique à 8, mais alimenté à partir de l'oscillateur il par une tension en quadrature avec celle appliquée au comparateur 8, permet d'extraire le signal représenté par la courbe X de la figure 2e. Ce dernier signal est identique quelque soit le signe de l'élément binaire considéré, de valeur moyenne non nulle représentant le résidu de porteur, et de période fondamentale double de celle du rythme des éléments binaires d'information. Ce rythme pourra donc hêtre reconstitué à l'aide du filtre passe bande 15 et du diviseur par deux 16. il est appliqué au régénérateur 12 où il est mélangé avec le signal de sortie du comparateur 8, de type biphase d'où résulte un signal binaire à deux polarités opposées aisément transposables dans le type de signaux originellement utilisés. L'ambiguité de # résultant de la division par deux sera aisément levée à l'aide du signal biphase selon les procédés connus (par exemple à l'aide d'un codage transitionnel à l'émission et un décodage différentiel à la réception). La figure 2f représente le spectre de chacune des composantes X et Y du signal, c'est-à-dire la distribution de leur énergie E en fonction de la fréquence f. La courbe S représente la variation de la densité spectrale de la composante Y , résultant de la modulation de la porteuse par une suite aléatoire de valeurs logiques "0" et "1" . On remarque que cette densité s'annule pour les fréquences f = f t T (n entier o T pair ou nul) correspondant aux raies de la composante porteuse X qui sten distinguent donc entièrement. Le calcul montre que l'enveloppe de l'énergie spectrale de la composante Y décroit, à partir de la fréquence porteuse, 1 1 commune f4 au lieu de f2 dans le cas de la modulation classique par sauts de phase, il en résulte, à rythme identique, une bande occupée nettement plus réduite. Ces figures se rapportent à une excursion de phase de # #/2. D'autres excursions de phase sont possibles mais le calcul montre qu'elles entrainent une perte de rendement notamment par transfert d'énergie du signal d'information dans la composante X, et il est nécessaire d'éviter kit (k entier quelconque), valeurs pour lesquelles les composantes X et Y ont toutes deux une valeur moyenne nulle, c qui ne permet plus la démodulation de phase cohérente. L'excursion de phase de # # est une valeur 2 préférentielle. Ces figures se rapportent également à des signaux de Walsh pairs, du 1er degré, mais il est possible d'utiliser des signaux de Walsh pairs d'un degré quelconque, c 'est-à-dire ayant un nombre de palliers impair également quelconque et gardant la symétrie par rapport à l'instant correspondant à la moitié de la durée T de l'élément considéré, la durée de chaque pallier T étant choisie de manière à obtenir en fin de ce pallier l'excursion~de phase maximale choisie (en valeur absolue). Mais il en résultera une augmentation de la largeur du spectre rayonné et le diviseur 16 devra présenter un facteur de division en harmonie avec le degré choisi. Dans l'exemple décrit l'énergie reçue est partagée par moitié entre l'information proprement dite et l'information porteuse. il en résulte une perte théorique, et effective,de 3dB Mais les autres systèmes classiques à modulation par sauts de phase introduisent des pertes analogues dues aux possibilités limitées des types de modulateurs correspondants. Ainsi le système de transmission selon l'invention présente des performances analogues à ceux des systèmes connus, tout en permettant l'utilisation d'oscillateurs non stabilisés en fréquence, ayant un bruit propre élevé, et d'une amplification à fréquence intermédiaire à large bande, nettement plus large que celle nécessitée par l'encombrement du spectre de modulation, et ce sans provoquer de dégradation du rapport signal sur bruit en sortie du démodulateur par suite de l'inexistence d'effet de'seuil, due à la possibilité d'effectuer une démodulation de phase cohérente. REVENDICATIONS 1. Système radioélectrique de transmission de signaux d'informations numériques dont le dispositif émetteur comporte un oscillateur libre modulé en fréquence par des signaux binaires et générant directement le spectre de fréquence destiné à être émis, et dont le dispositif récepteur comporte un convertisseur de fréquence des signaux reçus en fréquence intermédiaire, un amplificateur à fréquence intermédiaire, et un démodulateur, caractérisé en ce que ce démodulateur est un démodulateur de phase cohérent et en ce que le dispositif émetteur comporte, en outre, un dispositif de codage délivrant ces signaux b-inaires à partir des signaux d'information, chaque élément binaire de ces signaux étant une suite de tensions continues pouvant prendre l'une de deux valeurs +V et -V , symétriques par rapport à une tension V déterminant la fréquence o F de repos de l'oscillateur, et auxquelles correspondent les o déviations de fréquences respectives de + et -AF , chacun de ces éléments binaires ayant une même durée T et une valeur identique à des instants T + t et T - t , où t est une durée 2 2 quelconque comprise entre O et 2 ss les éléments binaires de 2 signe opposé ayant des valeurs opposées à chaque instant correspondant et le produit tF.tT , où tT est la durée d'une partie quelconque d'un de ces éléments binaires pendant laquelle cet élément garde une tension constante, étant tel qu'à la fin de la durée AT , la différence de phase entre la fréquence de l'oscillateur à cet instant et sa fréquence de repos soit sensiblement différente de Ks , K étant un nombre entier quelconque, et de préférence égale à 2. Système radioélectrique suivant la revendication 1 caractérisé en ce que chaque élément binaire d'un signe donné présente des tensions +V et -V à des instants respectifs 0 te T et WT4tÛ12 2 s et inversement pour chaque élément binaire de signe oppose. 3. Système radioélectrique selon l'une des revendications 1 et 2 , caractérisé en ce que le démodulateur de phase cohérent comporte un comparateur de phase principal à quadrature et un oscillateur asservi ayant une entrée de commande et une fréquence nominale égale à la fréquence intermédiaire, ce comparateur de phase ayant une première entrée constituant l'entrée du démodulateur et une deuxième entrée couplée à la sortie de l'oscillateur asservi, la sortie de ce comparateur principal étant couplée à l'entrée de commande de cet oscillateur asservi, à travers un filtre passe bas suivi d'un amplificateur, et délivrant un signal biphase représentatif des signaux d'information transmis. 4. Système radioélectrique selon la revendication 3 caractérisé en ce que l'oscillateur asservi est couplé au comparateur principal à travers un coupleur à deux sorties en quadrature de phase, l'oscillateur asservi alimentant entrée de ce coupleur et la deuxième entrée du comparateur principal étant connecté à une des sorties de ce coupleur, et en ce que le démodulateur comporte en outre un comparateur de phase auxiliaire à quadrature dont une de ses deux entrées est connectée à l'entrée du démodulateur et son autre entrée à l'autre sortie du coupleur, la sortie du comparateur auxiliaire alimentant, à travers un filtre passe bas, un diviseur de fréquence dont la sortie restitue le rythme des signaux d'information.