La présente invention concerne les convertisseurs numériques-analogiques et, plus particulièrement, un procédé et un appareil permettant d'améliorer la précision de fonctionnement d'un convertisseur numériqueanalogique tout en éliminant les signaux transitoires de commutation qui réduisent les performances du convertisseur. Les convertisseurs numériques-analogiques sont utilisés depuis longtemps dans de nombreuses applications, par exemple en téléphonie -: multiplexage par division de fréquence (FDM), en audiofréquence professionnelle, et dans toute application pour laquelle des signaux numériques doivent être transformés en leur équivalent analogique. Lorsque des signaux numériques sont appliqués au convertisseur à une cadence prédéterminée, le signal de sortie du convertisseur numérique- analogique est une réplique analogique du signal numérique. Pour la plupart des convertisseurs numériques- analogiques, les tensions ou courants analogiques sont produits par des sources dites de courant qui sont commandées résistivement. La matrice de résistances classique, qui est utilisée pour la produc- tion des tensions ou courants analogiques, est un réseau dit "R,2R", lequel est conçu de manière à pouvoir traiter un code d'entrée binaire commandant des commutateurs destinés à connecter diverses résistances du rdseau entre une source de tension de rdférence et une ligne commune de sortie. Les courants de sortie ont donc fait l'objet d'une pondération binaire, de sorte que le réseau R,2R est, de façon univoque, compatible avec le système de codage par nombres binaires. Le résultat d'une combinaison appropriée des courants à pondération binaire est un système qui produit des échelons de tension à augmentatLon linéairepar incréments pourdes augmentations par inc:rëmeants des nombres du code d'e:itree binaire. Lcs convertisseurs numériques-analogiques à réseau R,2R posent principalement deux problèmes. Le premier concerne la précision avec laquelle un code d'entrée numérique peut ètre transformé en une tension analogique.Cette précision dépend très fortement des tolérances des élémen:s résistifs de la matrice. Dans un réseau R,2R, la tolérance n'est pas simplement celle d'un seul élément résistif, mais elle est la toldrance combinée de plusieurs éléments résistifs connectés en série et, ou bien, en parallèle, puisque le réseau R,2R utilise des combinaisons d'éléments résistifs en série et, ou bien, en parallèle. Ainsi, par exemple, pour obtenir une tolérance de 0,0008% sur la tension de sortie d'un convertisseur analogique- numérique de 16 bits, il faut qu'au moins un élément résistif ait une tolérance de 0,0016%. On notera que des tolérances de 0,0016% sont pratiquement impossibles à atteindre dans l'état présent de la technique. Le second problème posé par les réseaux R,2R est que, en raison du système de commutation binaire, il apparaît des signaux transitoires lorsque divers transistors commutent d'un état à un autre en fonction d'une variation du. code d'entrée. Ces signaux transitoires sont des déformations d'enveloppe des signaux et sont désignés par l'expression "barres", ce qui dit bien leur caractère gênant, ces barres parasites gênant le fonctionnement des conver- tisseurs numériques-analogiques depuis leur invention. Lorsqu'on utilise un réseau R,2R, la production d'une barre provient de la différence des durées de commutation qui sont respectivement nécessaires pour rendre un transistor conducteur et pour le rendre non conducteur. Dans un réseau R,2R qui passe d'un code à un autre, il est très souvent nécessaire de placer un élément de commutation dans l'état conducteur tout en en plaçant un autre simultanément" dans l'état non conducteur. En fait, puisque les éléments de commutation ne deviennent pas conducteurs aussi rapi- dement qu'ils deviennent non conducteurs, on ne peut "simultanément" en rendre un conducteur et un autre non conducteur. Il s'ensuit que la tension de sortie du convertisseur numérique-analogique oscille momentanément vers la tension nulle ou vers le maximum pendant que les éléments de commutation n'agissent pas "simultané- ment". En résumé, pour un réseau R,2R, il y aura toujours des transitions du code d'entrée qui amèneront certains des éléments de commutation à devenir non conducteurs pendant que d'autres deviennent conducteurs. Du fait de la différence des temps de réaction des éléments de commutation selon leur sens de commutation, il apparaît des signaux transitoires qui sont extrêmement ennuyeux et préjudiciables, surtout lorsque le signal de sortie du conver- tisseur numérique-analogique est destiné à exciter un tube à rayons cathodiques. Certaines applications peuvent tolérer cet inconvénient. Mais lirsqu l].es convertisseurs numeériques-analogiques sont utilisés pour excitez: les circuits de déviation de faisceau d'un dispositif d'affichage graphique d'un tube à rayons cathodiques, on se rend facilement compte de la présence des déformations (barrez) introduites, et ceci est plus que simplement ennuyeux. Les convertissaurs utilisés à cet effet doivent avoir des temps détablissement brefs et une capacité d'excitation de courant élevée en plus de pouvoir produire un bas niveau de barres. Un établisse- ment rapide est absolument nécessaire dans le cas d'affichage de formes complexes sans scintillements. De façon générale, pour éviter les scintillements, il faut que le convertisseur puisse se remettre à jour sur la base d'une fréquence d'environ 10 MHz, ou plus rapidement encore. Alors que de nombreux convertisseurs numériques- analogiques de l'état courant de la technique sont en mesure d'avoir le temps d'établissement rapide et le courant de sortie élevé qui sont nécessaires à l'excitation des tubes à rayons cathodiques, l'obtention d'un bas niveau de barres de déformation échappe à toutes les tentatives. Les procédés anti-barres de la technique antérieure ont fait appel à l'utilisation d'un circuit d'échantillonnage et de maintien qui fonctionne normalement dans le mode de poursuite asservie et qui est comm, .ut dans le mode de maintien Juste avant la remise à jour du convertisseur. Une fois le coavertisseur établi sur la nouvelle valeur, on ramène le circuit d'èchantillonnage et de maintien dans le mode de poursuite asservie. Ainsi, la période des barres est isolée avec efficacité du signal de sortie. Naturellement, pour être efficace, le circuit d'échan- tillonnage et de maintien ne doit pas lui-même introduire d'impor- tanrtes pointes de tension dans le signal de sortie. En plus du colt du circuit d'échantillonnage et de maintien, lequel peut être aussi dlevé que celui d'un convertisseur à vitesse et résolution comparables, cette technique introduit des retards supplémentaires résultant du temps d'acquisition du circuit d'échantillonnage et de maintien. Ceci limite ordinairement la vitesse de remise à jour à 2 MHz, ou moins. Des erreurs supplémentaires venant de décalages et d"'affaissements" du circuit d'échantillonnage et de maintien peuvent être attendues. Une autre technique anti-barres utilisable dans les dispositifs d'affichage graphique qui peuvent tolérer une faible vitesse de remise à jour du convertisseur consiste à utiliser un circuit limité en ce qui concerne la largeur de bande ou la vitesse de saut. Dans un exemple d'un tel dispositif anti-barres, il est utilisé un pont de diodes équilibré dans lequel sont filtrées toutes les barres ressemblant à des signaux à variation rapide. Malencon- treusement, ceci augmente le temps de réponse global du convertis- seur et réduit donc l'aptitude de celui-ci à fonctionner aux fré- quences élevées. Selon une autre technique anti-barres classique, on utilise des convertisseurs de multiplication pour faire face aux problèmes de barres dans le dispositif d'affichage graphique sur tube à rayons cathodiques. Le signal de sortie analogique d'un convertisseur multiplicateur est proportionnel au produit d'une tension de référence variable et du code d'entrée. Suivant un montage typique, deux convertisseurs à sortie en courant excitent chacun une entrée du tube à rayons cathodiques (c'est-àdire la déviation X et la déviation Y). Les deux convertisseurs à tension de référence fixe déterminent la position d'un point de départ de la ligne d'affichage. Leurs signaux de sortie sont additionnés au moyen des convertisseurs numériques-analogiques à résistances variables (de multiplication) externes, lesquels sont excités par une tension de référence en rampe de 0 à 10 V. Les rapports et les amplitudes des codes numériques des unités multiplicatrices déter- minent respectivement les pentes et les longueurs des lignes qui sont produites sur le dispositif d'affichage. Les symboles d'affi- chage complexes sont constitués d'une série de ces lignes droites. Puisque les barres n'apparaissent que lorsque les codes d'entrée du convertisseur varient, ce montage minimise la remise à jour du code lorsque le faisceau est essentiellement excité par la rampe de tension. De plus, il est possible de faire varier les codes d'entrée pendant].e retour du faisceau, alors que l'écran est ordinairement dans le mode de suppression. Alurs qtu ce procédé offre une solution au problème des déformations par les barres dans un dispositif d'affichage à tube à rayons cathodiques, on comprend que sa limitation la plus évidente tient au coût de deux convertisseurs supplémentaires. De plus, la logique de la remise à jour est plus complexe, car quatre convertisseurs doivent être remis à jour au lieu de deux. Enfin, un seul segment de ligne droite peut être tracé par balayage, si bien que, pour un dispositif générateur de symboles complexes, dans lequel il faut un grand nombre de ces segments, les dispositifs doivent avoir un temps d'établissement très rapide, de 100 nano- secondes, ou moins. Les deux problèmes mentionnés ci-dessus, à savoir les problèmes de précision et de signaux transitoires de commutation, sont résolus selon l'invention au moyen d'un convertisseur numé- rique-analogique "décodé". La différence entre le convertisseur numériqueanalogique décodé et le convertisseur numérique-analogique classique est d'abord que le convertisseur analogique décodé comporte un autre type de réseau de résistances dans lequel des résistances, ayant chacune le meme poids, sont connectées en parallèle par des commutateurs correspondants entre une tension de référence et une ligne co:mnune de sortie. En d'autres termes, le réseau de résistances produit des courants égaux aux noeuds de sortie correspondant aux bits. C'est le contraire du réseau R, 2R qui produit des courants à pondératio) binaire. En second lieu, le code d'entrée binaire est transformé en un code spécial permettant l'actionnement des commutateurs du réseau, Airni, le code d'entrée binaire est transformé en un code suivant lequel une incrémentation du nombre binaire provoque l'adjonction, en parallèle, d'une résistance supplémentaire au reste des résistances déjà connectées entre la source de référence et la ligne commune de sortie. Ce montage présente deux avantages. Le premier avantage est qu'aucune résistance ne contribue à l'erreur pour plus que sa part fractionnaire dans le réseau de résistances complet. Ainsi, si l'on utilise seize bits, ce qui implique seize résistances dif- férentes, alors chaque résistance ne contribue pas pour plus que un seizième de l'erreur totale. Ceci signifie que, pour obtenir une précisioni de 0,0008% dans la conversion numérique analogique, il n'est pas nécessaire qu'une résistance ait une précision dépassant 0,0128%, ce qui constitue une précision presque d'un ordre de grandeur de moins que pour un réseau R,2R correspondant. Ceci est dû au fait que, dans les réseaux R,2R, la contribution des résistances peut atteindre la moitié de l'erreur pour le bit le plus significatif (MSB). En deuxième lieu, en raison du décodage du code d'entrée binaire et de la manière dont les éléments résistants s'ajoutent en parallèle, il n'y a pas de cas o un élément de commutation est rendu conducteur pendant qu'un autre élément de commutation est "simultanément" rendu non conducteur, quelles que soient les variations du code d'entrée. Ceci signifie que, pour ceux des éléments de commutation qui, en fait, changent d'état pour une variation du code d'entrée, ils sont tous soit rendus conducteurs, soit rendus non conducteurs. Ainsi, aucune "barre" n'apparaît à chaque variation du code d'entrée. En résumé, pour passer d'un état de sortie à un autre état de sortie, les éléments de commutation sont soit rendus conduc- teurs, soit rendus non conducteurs, mais le cas n'apparaît jamais o, pour une transition donnée, certains éléments de commutation sont rendus conducteurs et certains autres sont rendus non conduc- teurs. C'est pourquoi ne se pose jamais le problème de l'actionnement de certains commutateurs avant d'autres, qui produit Les "barres" Ainsi, selon un mode de réalisation, l'invention propose un convertisseur numérique-analogique de haute précision dans lequel le code d'entrée binaire est décodé suivant un code spécial pour lequel un accroissement discret du code d'entrée provoque la connexion d'une résistance supplémentaire en parallèle avec le reste des résistances, entre une source de référence et une ligne commune de sortie. Le réseau de résistances comporte des éléments de poids égaux qui sont commutés en parallèle entre une tension de référence et une ligne commune de sortie de manière à produire un courant ou une tension de sortie correspondant au code d'entrée. Selon un aspect de l'invention, le réseau de résistances particulier utilisé est fabriqué de manière que les éléments résis- tifs soient chacun disposes entre une ligne commune de tension de ré; rcnce et un contact de commutation, par opposition à la forma- tion d'une chaîne de résistances connectées en série entre la source de tension de référence et la terre, avec des commutateurs placés entre éléments résistifs adjacents. Dans ce dernier cas, l'ajustement, par enlèvement de matière au laser, d'une résistance dans le réseau diviseur de résistances entraîne des variations de la valeur de la résistance tout au long de la chaîne de résistances, alors que la technique de connexion en parallèle qui est utilisée selon l'inven- tion permrnet de tailler sur un élément résistif particulier sans modifier la résistance des autres éléments. Selon un autre aspect de l'invention, on réalise encore plus facilement le calibrage par enlèvement de matière en interpo- sant de petites résistances de calibrage entre les éléments résistifs principaux. Lorsqu'on égalise les courants à partir de la résistance associée au bit le moins significatif (LSB), il est possible de compenser tout déséquilibre de courant dO à un excès d'enlèvement de matière sur une résistance principale en rognant sur une résistance de calibrage correspondante de manière à rendre tous les courants, associés aux bits les moins significatifs, égaux à celui produit par la rés,,istance principale sur laquelle on a enlevé trop de matière. Selon un autre aspect de l'invention, pour éliminer l'effet de la résistance de comnmutation, on place, en tampon, un amplificateur opérationnel à haute impédance à la sortie de l'unité de commutation. Puisque la résistance de contact de commutation, ou son équivalent, est extrêmement petite par comparaison avec l'impédance d'entrée élevée de l'amplificateur opérationnel, l'effet de la résistance de commutation sur la tension de sortie produite par le convertisseur numérique-analogique est virtuellement éliminé. Selon un mode de réalisation, on utilise le convertisseur numó;riqueanalogique décodé de l'invention en combinaison avec la technique classique des réseaux R,2R, ou un convertisseur numérique- analogique à pondération binaire classique, ce convertisseur numériqueanalogique classique étant chargé de la production d'un certain nombre de bits les moins significatifs, tandis qu'un nombre plus réduit de bits les plus significatifs est produit en fonction du signal de sortie du convertisseur numérique-analogique décodé. Puisqu'il est plus important que les bits les plus significatifs soient extrêmement précis, le convertisseur numérique-analogique décodé assure une précision élevée ainsi qu'un faible niveau de signaux transitoires de commutation, tandis que le convertisseur numérique-analogique classique fournit tous les points situés entre les bits les plus significatifs adjacents qui sont déterminés par le convertisseur numérique-analogique décodé. Ainsi, il est fait appel à une technique dans laquelle une combinaison des deux types de convertisseurs numériques-analogiques offre un maximum de préci- sion et de rejet de barres avec un nombre minimal d'éléments résistifs. En considérant l'amplitude du signal de sortie venant du convertisseur numérique-analogique, il a été découvert que, dans un convertisseur de 18 bits, il était possible d'obtenir les précisions procurées par le convertisseur numérique-analogique décodé en traitant les quatre bits les plus significatifs avec le convertisseur numérique-analogique décodé et les quatorze bits les moins significatifs restants avec un convertisseur numérique-analo- gique classique. En d'autres termes, si l'on produit les quatre bits les plus significatifs avec une précision accrue, il est pos- sible d'obtenir un convertisseur numérique-analogique de 18 bits ayant une précision exceptionnellement élevée, telle qu'il ne pourrait en être obtenu au moyen du réseau R,2R classique seul. Selon un mode de réalisation de l'invention, le circuit de décodage qui décode le code d'entrée binaire est doté d'un circuit de verrouillage tel que les signaux de sortie du décodeur sont lus tous en même temps, ce qui permet d'éviter tout fonctionnement asynchrone des commutateurs dans le réseau de résistances. Ceci assure un fonctionnement "simultané" des commutateurs, de sorte que, même si les commutateurs ne fonctionnent que dans un seul sens, ils sont également tous actionnés en même temps. La description suivante, conçue à titre d'illustration de l'invention, vise à donner une meilleure compréhension de ses caractéristiques et avantages; elle s'appuie sur les dessins annexés, parmi lesquels: -. la figure 1 est un schéma simplifié d'un réseau R,2R et présente -galement la table de conversion du code binaire; - la figure 2 est un schéma simplifié du réseau de résistances de l'invention et montre, entre autres choses, une transition exempte de barres entre un code d'entrée et un autre; - la figure 3 est une photographie de l'écran de visualisation d'un dispositif d'affichage à tube à rayons cathodiques qui montre, par l'intermédiaire de lignes sombres verticales, les effets de signaux transitoires de commutation qui résultent de l'utilisation d'un convertisseur numérique-analogique classique; - la figure 4 est une représentation photographique d'une trace d'oscilloscope montrant la différence entre un signal transitoire propre à un convertisseur numérique-analogique classique et le signal transitoire que produit le convertisseur numérique- analogique décodé de l'invention; - la figure 5 est un schéma par blocs et circuit montrant la combinaison d'un convertisseur numérique-analogique classique avec un convertisseur numérique-analogique décodé permet- tant d'obtenir un nombre maximal de conversions de dits au moyen d'un nombre minimal d'éléments résistifs tout en maintenant une précision élevée et un faible niveau de barres: la figure 5a montre le courant obtenu à la sortie du disoositif combiné de la figure 5; - la figure 6 est un schéma simplifié montrant l'uti- lisation d'un tampon à haute impédance à la sortie du circuit de commutation utilisé avec le convertisseur numérique-analogique décodé de l'invention; - la figure 7 est une représentation schématique d'une chaîne de résistances en série, dont le calibrage par enlèvement. de matière est difficile par comparaison avec le dispositif de l'invention; - la figure 8 est un schéma simplifié d'un réseau de résistances aisément calibrables qui produit des courants égaux à ses noeuds de sortie; - la figure 9 est un schéma simplifié d'un décodeur destiné au convertisseur numérique-analogique décodé de l'invention;et - la figure 10 est un schéma de principe d'un circuit de décodage-verrouillage destiné à être utilisé dans le dispositif de l'invention. Sur la figure 1, est illustré un réseau en échelle R,2R dans lequel l'échelle est connectée entre une ligne commune de tension de référence VREF et une série de commutateurs unipolaires à deux directions 10, 12, 14 et 16. L'échelle R,2R est constituée de résistances 18, 20, 22 et 24 connectées entre VREF et la terre, des résistances 26, 28, 30 et 32 étant connectées aux points d'inter- connexion 34, 36, 38 et 40, ainsi que cela est représenté sur la figure. Les résistances 18 à 22 ont une valeur R, tandis que les résistances 24 à 32 ont une valeur 2R. Une ligne commune de sortie 42, couplée à un amplificateur de sortie 43, est connectée à l'une des bornes de chacun de plusieurs commutateurs 10 à 16, tandis que les autres bornes des commutateurs sont connectées a la terre. Le commutateur 10 commande le bit le plus significatif, tandis que le commutateur 16 commande le bit le moins significatif, le nombre binaire associé à chaque commutateur étant indiqué immé- diatement à droite de ce commutateur. A la droite de ce diagramme, se trouvent un code binaire et les tensions relatives associées qui sont disponibles sur la ligne commune de sortie 42 à la suite du positionnement des commu- tateurs en fonction du code particulier. Pour le code 0000, tous les commutateurs connectent leurs résistances respectives à la terre. L'existence d'un "1" dans le code indique que le commutateur particulier concerné a été commuté de la terre à la ligne commune de sortie. La transition la plus gênante dans le code binaire est celle pour laquelle une transition de 8 V à 7 V est nécessaire. Dans ce cas, le commutateur du bit le plus significatif étant conducteur l1 et les commutateurs des autres bits étant non conducteurs, la varia- tion impose que le commutateur du bit le plus significatif soit rendu non conducteur et que tous les autres commutateurs soient rendus conducteurs, ce qui fait passer le code de la valeur 1000 à 0111. Comme cela a été mentionné ci-dessus, en raison de la vitesse de commutation différentielle, il faut plus de temps pour que les commutateurs des bits les moins significatifs soient rendus conducteurs que pour que le commutateur du bit le plus significatif soit rendu non conducteur. Il apparaît donc sensiblement un état irntermédiaire dont le code serait 0000 lors de la commutation de 1000 à 0111i. Ceci produit dans la tension de sortie un phénomène transi- toire, représenté par la référence 44, selon lequel, lors du passage de $ V à 7 V, il apparaît une pointe de tension dirigée vers le bas. Il s'agit là d'un type de barre auquel il a précédemment été fait allusion. Pour éviter les signaux transitoires engendrés par le passage d'un code à un autre, on utilise selon l'invention une matrice de résistance telle que celle illustrée sur la figure 2. Dans ce mode de réalisation, des éléments résistifs 50 identiques sont connectés entre une tension de référence VREF et une matrice de commutation désignée par la référence 52. L'existence du symbole de référence R indique clairement que les valeurs de ces résistances sont égales. Les comrautateurs sont également des commutateurs unipolaires a deux directions dans lesquels une seule des bornes de sortie de chaque commutateur est couplée à une ligne commune de sortie 54. La titrice de conmutation 52 est commandée par un circuit de conver- sioa et de verrouillage 56 qui transforme un code d'entrée binaire en un code spécial décrit ci-après, un signal d'entrée particulier étant décodé et verrouillé jusqu'au moment o l'application d'un signal de lecture en 58 provoque le repositionnement de tous les commutateurs ensemble. Il en résulte une transition exempte de barres, par exemple de 8 V à 7 V pour un changement de code d'entrée de 1000 à 0111. Le circuit de conversion et de verrouillage sera décrit ci-après en relation avec la figure 8. La table de vérité qui est associée aux conversions effectuées par le circuit 56 est telle que ci-dessous. TABLEAU I Relativement aux précisions qui peuvent être obtenues au moyen du réseau de résistances de l'invention, il est clair que, puisque les valeurs transportées sur la ligne conmutune de sortie ne sont pas obtenues par combinaisons d'éléments résistifs en série et en parallèle, la précision dépend de la précision des résistances elles-- mêmes. Ainsi, si l'on utilise des résistances à 10%, la linéarité du signal de sortie sera de l'ordre de (1/i6) x 10% O0,7. Ceci indique que, contrairement au cas de l'échelle R,2R, la résistance associée au bit le plus significatif ne contribue que pour 1/16e de n'importe quelle erreur lorsqu'on utilise un convertisseur de Entrée du décodeur Sortie du décodeur 2-1 2-2 2-3 2-4 Signaux de sortie délivrés aux commu- tateurs de courant 0 000 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 O O O 0 0 0 0 0 O O 0 0 0 O 0 O O 0 1 O O O 0O O O O O 0 0 O O O I i 0 0 1 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 1 11 0 1 O 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 1 1 1 0 1 0 01 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 1 1 1 1 0 1 0 1 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 1 1 1 1 0 1 1 0 0 0 0 0 0- 0 0 1 0 1 i1 1 O i 1 1 O O O O 0-O O O 1 i l 1 1 1 1 1 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 1 1 1 1 1 1 1 1 1 00 0 1 0 0 0 0 0 0 1 1 1 1 1 1 1 i 1 1 0 1 0 0 0 0 0 0 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 0 1 1 0 0 0 0 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 0 0 0 0 0 1 1 I 1 1 11 1 1 1 I 1 1 0 1 0 0 1 1 1 1 i 1 1 1 1 !1 01 0 0 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 i11 I '1 1 1 1 I 1 i 1 1 1 1 1 1 16 bits. Avec un réseau R,2R, la résistance associée au bit le plus significatif contribue à la moitié de l'erreur et, de façon évidente, affecte la tension de sortie analogique de façon bien plus considérable que la résistance associée au bit le moins significatif. Sur la figure 3, est donnée une représentation graphique des types de barres qui ne sont pas acceptables dans les dispositifs d'affichage graphique pour lesquels les effets des barres sur un tube à rayons cathodiques peuvent facilement être mis en évidence. Puisque la position du faisceau électronique est déterminée par les tensions (les signaux de sortie des convertisseurs numériques-analogiques) aux entrées X et Y du tube à rayons cathodiques, n'importe quel pointe ou signal transitoire apparaissant à ces entrées déplacera momentanément le faisceau par rapport à sa trajectoire ou sa position. Le sens du déplacement dépend de l'origine (entrée X ou Y) et de la polarité de la barre. Si l'entrée X d'un tube à rayons cathodiques est excitée par unconvertisseur classique et si l'entrée Y est excitée par un convertisseur décodé ou à faible niveau de barres, ce qui corres- pond au cas de la figure 3, l'effet des barres apparait clairement. Les signaux d'entrée numérique des convertisseurs numériques-analo- giques ont été produits par un programme d'ordinateur de façon à créer un dessin à rayons. Si aucun des deux convertisseurs ne produisait de barres, la représentation graphique consisterait en lignes droites rayonnant à partir du centre. Les barres présentes dans le signal de sortie du convertisseur d'axe X déplacent momen- tanément le convertisseur vers la gauche. Le résultat est une série de lignes verticales qui représentent chacune une transition importante, au point o une barre a eu lieu. Dans un affichage alpha numerique, les barres amènent une déformation des caractères. Puisqu'il n'y a pas de commutateur se fermant et s'ouvrant en même temps dans le convertisseur numérique-analogique décodé, les barres telles que celles illustrées sur la figure 3 peuvent être éliminées. A titre d'illustration, et en référence avec la figure 4 présentant des traces d'oscilloscope, les barres produites aux transitions majeures par un convertisseur numérique-analogique classique et par le convertisseur numérique numérique-analogique décodé ont été comparées. Comme on peut le voir, l'importante excursions résultant de l'utilisation d'un convertisseur numérique- analogique classique est presque égale à la moitié de la tension de sortie totale de 1 V. L'amplitude relative du convertisseur numé- rique-analogique décodé est dans ce cas plus petite d'un facteur 16. Non seulement le convertisseur numérique-analogique produit une diminution des signaux transitoires, mais son temps d'établissement est beaucoup plus court. Comme le montre la figure 5, dans un convertisseur numérique-analogique à plusieurs bits, les bits les plus significa- tifs peuvent être produits grâce à l'utilisation d'un convertisseur numérique-analogique décodé, tandis que les bits les moins signifi- catifs se trouvant entre ces bits les plus significatifs peuvent être produits au moyen d'un convertisseur numérique-analogique classique. A cet effet, les bits les plus significatifs sont appli- qués à un décodeur 60 qui exerce son action suivant la table de vérité mentionnée ci-dessus,de manière à positionner les commutateurs désignés par la référence 62 de façon à connecter des sources de courant schématiquement illustrées en 64 à une ligne commune de sortie 66. La tension de référence Vcc est appliquée par une ligne 68 aux sources de courant. On notera que la matrice de résistances de la figure 2 est exactement équivalente à celle de la figure 5 montrant des sources de courant, de sorte que la désignation "source de courant" sera considérée comme appropriée. Les bits les moins significatifs restants sont produits par le réseau en échelle R,2R schématiquement illustré en 70, qui est alimenté par la source de courant 72 par l'intermédiaire de commutateurs 74. Il s'agit là d'un autre circuit qui est équivalent à celui présenté sur la figure 1 et qui fonctionne de la manière indiquée précédemment. Le courant de sortie présent à la borne 76 est illustré par le graphe de la figure 5a, qui donne le code d'entrée numérique en fonction du courant de sortie. Comme on peut le voir, les parties linéaires de la courbe sont produites par le réseau R,2R, tandis que les transitions relatives aux bits les plus significatifs (MSB) sont telles que cela est illustré sur la figure 5a. On notera que, dans la production d'un signal analogique à partir d'un signal numérique, ce sont les bits les plus significa- tifs qui. sont le plus important pour donner la précision voulue, puisqu'il! contribuent à la plus grande partie du signal de sortie. La coll.ribnison du convertisseur numLérique-analogique décodé et du convertis.seur numitrique-analogique classique permet donc d'ami5liorer la.précslon pour un grand nombre de bits. Cornoe ie;ontre la figure 6, le réseau de résistances selon l'invention peut être formé au moyen d'un ensemble de divi- seurs de tension indiqué en 80, dans lequel le circuit diviseur de tension est cennecté entre la ligne commune de référence et la terre. Les priscs entre les deux éléments rsistifs du circuit diviseur de tensi:n sont connectées au circuit de commutation mentionné ci- dessus, indicqué par la référence 82 qui contient, par exemple. les commutateurs indiqués par la référence 84. Ainsi qu'on l'aura noté, pour n'imo;crte quel type de commutateur, il existe une certaine resistance de commutation qui est ici représentée par la résistance ï 6 en trait interrompu associée aux contacts de commutation. Pour éi;lsiner l'effet de la résistance de comautation sur le signal de sortie du convertisseur rumerique-analogique décodé, on peur utiliser un amplif..cateur opérat:ionnel D impédance élevée, indiqué par la référence SP lequel, selon un mnode de réa Lisation, pourra avoir une ir*mpdaace d'ert;ée d.100 mégohms. Le fait d'utiliser ce type de t.iaupon avec le cvinvertisseur numérique-analogique de l'invenioe perme. d'èli:Lncr complètement le poobV/me posé par la cor-pensation de la résistance des contacts de con.nutation ou une résistance équivalente. Ainsi que le montre la fiiure 7, on voit qu'il est possible de former le réseau de résistances de l'invention en utili- sant!e ré-:ezau diviseur de tension illustré sur la figure 7. Dans ce:mode de réalisation, les résistances 90 connectées en série sont placées entre la eansion VREF et la terre. Les tensions voulues sont prélevées ainsi que cela est indiqué par les flèches 92, et il est alor_ possible d'utiliser ce type de circuit diviseur de tension pour le convertisseur numérique-analogique de l'invention. Toute- fois, les circuits représentés sur les figures 2 et 6 sont de très loin préférables dans la mesure o il est possible de calibrer, par enlèvement de matière au laser,les éléments résistifs à raison d'un à la fois sans affecter les valeurs des autres éléments résis- tifs. Le calibrage par enlèvement de matière au laser de l'une des résistances du circuit diviseur de la figure 7 amène une variation des tensions pour les courants produits par l'intermédiaire de toutes les résistances, si bien que le calibrage d'une résistance affecte la valeur des tensions au niveau des prises séparant le reste des autres éléments résistifs. C'est donc une particularité d'un aspect de l'invention de proposer une configuration telle que celle de la figure 2 ou de la figure 6, pour laquelle un calibrage par enlèvement de matière au laser peut être réalisé facilement. Selon un autre mode de réalisation, il est possible de corriger les effets d'un enlèvement excessif de matière sur une résistance donnée dans le réseau de la figure 2, sans pour autant devoir recalibrer les autres résistances, le réseau considéré étant présenté sur la figure 8. Dans ce réseau, les résistances R à R15 ne sont pas toutes de poids égal et, comme on peut le voir, des résistances r2 à r15 connectent deux à deux respectivement les résistances R1 à R15. Le réseau en échelle de la figure-8 est conçu ' 1 1 de manière que les courants produits par les résistances Ri à R15 soient égaux. Ainsi, 11 = I2 = I3... I15. On obtient ce résultat en donnant aux résistances les valeurs présentées dans le tableau II. TABLEAU II kOhms ohms R1 66,666 r2 294,167 R2 67,255 r3 197,5 R3 67,849 r4 150 R4 68, 447 r5 120,833 R5 69,051 r6 101,666 R6 69,661 r7 87,5 R7 70,276 r8 77,5 R8 70,896 r9 69,166 R9 71,522 r10 63,333 RiO 72,153 rl 57,5 R11 72,790 r 12 53,333 R12 73,432 r3 50 r13 R13 74,080 r 14 46,666 R14 74,734 r15 44, 166 R14 1 R15 75,394 On notera que, dans les opérations de calibrage par enlèvement de matière au laser, une erreur souvent commise consiste à effectuer un enlèvement excessif de matière sur une résistance donnée. Puisqu'il est excessivement difficile d'ajouter de la matière à une matrice de résistances, alors, dans le cas d'un enlèvement excessif de matière sur une résistance particulière, il faut enlever de la matière h toutes les autres résistances pour les recalibrer, ceci impliquant de passer sur la matrice de résistances un certain nombre de rois avant d'arriver à obtenir des courants égaux. Il est beaucoup plus facile de calibrer le dispositif de la figure 8 tout en produisant en même temps (dans ce cas) une série de 15 sources de courants égaux. Si l'on suppose que la résistance Ri est fixée de manière appropriée, alors, la résistance R2 peut être calibrée par enlèvement de matière. Si l'on effectue un enl vement excessif de matière sur la résistance R2, il est possible de retirer de la matière de r2 de façon que le courant passant de VREF à R1 soit ramené au point pour lequel 12 = I1. On calibre le réseau de résistances en partant du bit le moins significatif (R1) et en allant vers le bit le plus signi- ficatif (R15), si bien que, dans le cas o, par exemple, on effectue un enlèvement excessif de matière sur R6 on peut calibrer la résistance r6 par enlèvement de matière de façon que tous les courants se trouvant à la droite de I6 (c'est-à-dire,par exemple, tous ceux associés aux bits les moins significatifs) soient égaux à 16 Par exemple, si l'on calibre par enlèvement les résistances R1 à R5 de manière à produire des sources de courant de 15 mA et si l'on effectue un enlèvement excessif de matière sur R6 de sorte que 16 ne donne que 14 MA de courant, on peut alors rogner sur r6 de façon que les courants I à I5 donnent alors 14 mA. On répète ce processus jusqu'à avoir calibrer toute l'échelle de façon qu'elle produise des courants égaux. On notera que le réseau voulu doit présenter un minimum pour le rapport entre les résistances principales et les résistances qui ont été appelées résistances de calibrage de manière à faciliter le calibrage par enlèvement de matière, ce rapport pouvant dans certains cas atteindre 100:1. D'autre part, il est important de minimiser la chute de tension entre VREF et la jonction de R1 et r2 en minimisant les valeurs des résistances r15 à r2. Plus cette chute de tension est faible, moins il y a d'effet sur les résistances principales de valeurs égales. Il s'agit là d'un compromis à évaluer. On note que des rapports compris entre 100:1 et 1.000:1 produisent des résultats acceptables. Il faut noter que, lorsque l'on effectue un calibrage par enlèvement de matière de cette façon, les résistances dites de calibrage permettent un ajustement aisé des sources des courants qui se trouvent à la droite d'une résistance qui a été "calibrée trop loin", c'est-à-dire à laquelle on a enlevé trop de matière. Alors, il suffit de calibrer une seule des résistances de calibrage pour ajuster tout le réseau dans une situation donnée de "surcalibrage". Un décodeur effectuant les fonctions décrites à propos de la table de vérité mentionnée ci-dessus est décrit en relation avec la figure 9, dans laquelle des signaux d'entrée binaires, indiqués par la référence 93, sont décodés par des portes ET 94 à deux bornes d'entrée et des portes OU 95 à deux bornes d'entrée selon la table de vérité présentée par le tableau I. Sur la figure 10, sont représentés schématiquement un décodeur et un circuit de verrouillage. La fonction du décodeur est de décoder le code d'entrée binaire de la manière indiquée en fonc- tion de la table de vérité. La fonction du circuit de verrouillage est de mémoriser les signaux de sortie précédents du décodeur jusqu'à établissement du décodeur après un changement de données. Les signaux de sortie du circuit de verrouillage sont alors lus tous ensemble. Comme le montre la figure 10, un décodeur 100 est connecté à un circuit de verrouillage 102 et est cadencé par une horloge 104, un circuit retardateur 106 étant disposé entre le décodeur et le circuit de verrouillage. A l'arrivée d'une impulsion d'horloge, qui modifie le signal d'entrée du décodeur, le décodeur 100 décode le nouveau code d'entrée binaire et produit des signaux à niveaux logiques sur des lignes de sortie 108. Dans le décodage, il est possible que les signaux de sortie empruntant les lignes 108 n'atteigntent pas le signal de niveau logique voulu de manière synchrone. Le circuit de verrouillage 102 s'interpose donc de façon que les signaux de sortie présents sur les lignes 108 soient échantillonnés et maintenus jusqu'au moment o une impulsion d'horloge venant du circuit retar- dateur 106 actionne le circuit de verrouillage de manière à lui faire videur son contenu via les lignes de sortie 110. Puisque cette opération s'effectue pour tous les signaux à la fois, les commuta- teurs de la matrice de commutation sont actionnés simultanément, ce qui a pour effet de réduire les signaux transitoires de commutation à un minimum absolu. Les circuits de verrouillage sont d'un type classique et ne seront donc pas décrits. Bien entendu, l'homme de l'art sera en mesure d'imaginer, à partir du convertisseur numérique-analogique dont la description vient d'être donnée à titre simplement illustratif et nullement limitatif, diverses autres variantes et modifications ne sortant pas du cadre de l'invention. R E V E N D I C A T I 0 N S 1. Convertisseur numérique-analogique de haute précision exempt de signaux transitoires, comprenant une alimentation en tension de référence (V F) et une ligne commune de sortie (54), ainsi qu'un réseau (50) de résistances, le convertisseur étant caractérisé en ce qu'il comprend un moyen (52, 56) permettant de connecter sélectivement les éléments du réseau entre l'alimentation en tension de référence et la ligne commune de sortie de manière qu'il produise des courants pondérés de façon égale qui s'additionnent dans ladite ligne commune, et un moyen (56) qui transforme un code d'entrée binaire en un code spécial formant un signal de sortie qui est appliqué au moyen de connexion sélective afin de commander la connexion sélec- tive desdits éléments du réseau à ladite ligne commune de sortie de telle manière qu'une augmentation par incréments du code d'entrée binaire provoque l'application à la ligne commune de sortie d'un courant supplémentaire parmi lesdits courants pondérés de façon égale. 2. Convertisseur selon la revendication 1, caractérisé en ce que les éléments (R) du réseau de résistances sont de poids égaux et sont sélectivement connectés en parallèle entre l'alimentation en tension de référence et la ligne commune -de sortie. 3. Convertisseur selon la revendication 2, caractérisé en ce que l'alimentation en tension de référence comporte une ligne commune de tension de référence et en ce que les éléments résistifs sont disposés entre la ligne commune de tension de référence et la ligne commune de sortie de manière à faciliter le calibrage des résistances par enlèvement de matière. 4. Convertisseur selon la revendication 1, caractérisé en ce que le réseau de résistances comporte une chaîne de connexion en série de résistances (r2 à r5) de calibrage par enlèvement de matière, une extrémité de la chaîne étant connectée à l'alimentation en tension de référence, et des résistances principales (R1 à R15) de valeurs plus grandes qui sont connectées aux jonctions entre résistances de calibrage adjacentes, de sorte qu'il est possible de compenser un enlèvement excessif de matière effectué pour le calibrage d'une résistance principale correspondant à un bit en utilisant une résistance de calibrage associée qui commande le courant relatif à tous les bits de moindres significations. 5. Convertisseur selon la revendication 1, caractérisé en c{ qu'il comporte en outre un amplificateur opérationnel d'impé- dance élevée (88) dont une entrée est connectée à ladite ligne commune de sortie, si bien que l'effet de la commutation sur le convertisseur est minimisé. 6. Convertisseur selon la revendication 1, caractérisé en ce que ledit moyen de connexion sélective comporte un circuit de verrouillage (102) qui est connecté à la sortie dudit moyen de conversion, et un moyen (104, 106) permettant de faire lire le contenu du circuit de verrouillage de manière à actionner ledit moyen de connexion sélective en produisant simultanément toutes les commutations. 7. Convertisseur numérique-analogique, caractérisé en ce qu'il est formé d'un convertisseur numérique-analogique décodé (60, 62, 64) selon l'une quelconque des revendications 1 à 6 et d'un convertisseur numérique-analogique à pondération binaire (70, 72, 74), ainsi que de moyens (66, 76) permettant d'additionner les signaux de sortie de ces deux convertisseurs numériques-analogiques. S. Procédé d'élimination de signaux transitoires pendant une conversion numérique-analogique du type selon lequel un réseau de résistances (50) est connecté entre une alimentation en tension de référence (VREF) et une ligne commune de sortie (54) par commu- tation sélective (52) d'éléments (R) du réseau à la ligne commune de sortie, le procédé étant caractérisé en ce qu'il comprend les opé- rations consistant à: faire en sorte que le réseau produise des courants pondérés de façon égale en un certain nombre de noeuds de sortie; transformer (56) un code d'entrée binaire en un code spécial provoquant l'application à la ligne commune de sortie d'un courant supplémentaire parmi les courants à pondération égale, ou la suppression d'un de ces courants, en réponse à une variation par incréments du code d'entrée binaire; et commuter simultanément (52) des noeuds de sortie choisis à la ligne commune de sortie en réponse à une variation dudit code spécial de façon que toutes les opérations de commutation s'effec- tuent dans le même sens, à savoir soit de conduction, soit de non- conduction. 9. Appareil destiné à minimiser l'effet de la résistance de commutation dans un convertisseur numérique-analogique possédant un réseau (80) de résistances, une alimentation en tension de réfé- rence (VREF), une ligne commune de sortie et un moyen (82) permettant de connecter sélectivement des parties dudit réseau de résistances à la ligne commune de sortie, l'appareil étant plus spécialement destiné à minimiser l'effet de la résistance de commutation sur la connexion sélective de parties du réseau de résistances à la ligne commune de sortie, l'appareil étant caractérisé en ce qu'il comprend un amplificateur opérationnel (88) dont une entrée est connectée à ladite ligne de sortie, l'impédance d'entrée de cet amplificateur opérationnel étant notablement plus élevée que l'impédance associée aux parties de la résistance couplées à la ligne commune de sortie. 10. Procédé permettant de réduire l'effet de la résistance de commutation sur le signal de sortie d'un convertisseur numérique- analogique comportant un réseau de résistances couplé à une ligne commune de sortie, caractérisé en ce qu'il consiste à connecter la ligne commune de sortie à un noeud-d'entrée d'impédance élevée d'un amplificateur opérationnel. 11. Procédé permettant d'effectuer la compensation d'un convertisseur numérique-analogique, du type comportant un réseau de résistances, le procédé étant caractérisé en ce que le réseau produit des courants pondérés de façon égale (I1à I15) à ses noeuds de sortie et en ce qu'on prévoit une chaîne de résistances (r2 à r15) de calibrage par enlèvement de matière connectées en série et des résistances principales (R1 à R15) qui chacune, à l'exception de la résistance principale associée au bit le moins significatif, sont connectées par une extrémité à un point de jonction de résistances de calibrage adjacentes, le procédé comprenant en outre les opérations consistant à calibrer par enlèvement de matière les résistances principales en partant de la résistance principale qui correspond au bit le moins significatif et en progressant en direction de la résistance prin- cipale qui correspond au bit le plus significatif, et en calibrant par enlvement de matière une résistance de calibrage située immé- diatement du côté du bit de moindre signification d'une résistance principale dont le calibrage a produit un enlèvement excessif de matière, de sorte que les courants produits par les résistances principales correspondant à tous les bits de moindre signification produisent des courants égaux au courant produit par la résistance principale dont le calibrage a entraîné un enlèvement excessif de matière.