L'invention concerne d'une maniera générale les dispositifs d'alimentation électrique destinés à transformer une tension alternative de valeur fixe, par exemple celle du secteur de distribution d'énergie, en une tension continue de valeur règlable sur une-large plage, par exemple du simple au décuple. Les dispositifs d'alimentation de ce genre comprennent un transformateur amenant la tension alternative à une valeur légèrement supérieure à celle de la valeur maximale de la tension continue désirée, un ensemble redresseurfiltre assurant la transformation d'alternatif en continu - généralement un pont passif de diodes suivi d'un montage de résistances et condensateurs - puis un ensemble dit "ballast" créant une chute de tension contrôlable, qui peut être soit passif et constitué par un simple rhéostat, soit actif et par exemple formé de plusieurs transistors montés en série et/ou parallèle. A la chute de tension règlable ainsi introduite par le ballast pour fixer la valeur de la tension continue de sortie correspond évidemment une dissipation d'énergie qui non seulement affecte le rendement du dispositif dans des proportions considérables - croissant avec le rapport de la tension maximale sur la tension de sortie effectivement obtenue - et qui de surcroit pose parfois des problèmes technologiques et économiques . Ainsi, dans un dispositif destiné à fournir un courant continu de l'ordre de l'ampère sous une tension variant de 30 à 300 volts, un ballast de type actif devrait comprendre plusieurs dizaines de transistors de puissance d'un type courant, et le rendement à faible tension de sortie serait inférieur à 10 $.C'est dire que l'acquisition et le montage de ces transistors conduiraient à un coût prohibitif du dispositif, dont l'ex ploitation entraînerait en outre la dissipation en pure perte de quantités importantes d'énergie non moins coûteuse. L'invention a pour but de pallier ces inconvénients par la réalisation d'une source de tension continue présentant une structure simple et un haut rendement énergétique, mais néanmoins capable d'une large plage de règlage et d'une parfaite stabilisation de la tension de sortie en dépit des variations du courant appelé par le circuit d'utilisation. Cette source de tension est essentiellement caractérisée en ce que son ballast est constitué par un unique transistor de puissance aux bornes duquel une chute de tension sensiblement constante, égale à une faible fraction de la tension d'utilisation reglée par ailleurs, est maintenue par l'action d'une boucle d'asservissement incluant un amplificateur magnétique déphaseur qui porte à conduction avec un retard variable au cours de chaque alternance au moins un organe redresseur uni- ou bi-directionnel à conduction déclenchée inséré d'une manière oonnue en soi dans le montage redresseur. Selon un mode de réalisation préfére, cet organe redresseur est un Triac contrôlant une liaison entre le transformateur et le montage redresseur. L'amplificateur magnétique précité comprend au moins un enroulement de commande alimenté par un amplificateur opérationnel dont l'entrée est couplée aux bornes du ballast. D'autres enroulements de commande sont avantageusement couplés l'un à la sortie du montage redresseur par un circuit différentiateur, aux aux bornes d'un disjoncteur électronique en série avec ce dernier. Le courant de polarisation du transistor ballast peut être fourni par un circuit intégré régulateur de tension pourvu d'un montage potentiomètrique d'entrée fixant la valeur de la tension de sortie continue fournie par la source, ce montage incluant au moins une résistance de réaction à laquelle est ap pliquee ladite tension. Le circuit régulateur de tension peut en outre assurer la fonction de limiteur de courant, pour compenser l'effet des variations de charge. Ces caractéristiques montrent à l'évidence que la source conforme à 1' invention est capable de fournir une tension continue variant dans de larges limites avec un rendement en tous cas excellent, puisque le ballast n'intervient en fait que comme organe d'entrez de la boucle d'asservissement, et avec une parfaite sécurité d'utilisation, puIsque le ballast agissant comme limiteur et le disjoncteur éventuellement associé interdisent tout débit excessif. On remarquera en outre que ces avantages sont obtenus, selon l'invention, par la mise en oeuvre de composants classiques et peu onéreux, en pratique un Triac et deux circuits intégrés classiques, grâce à l'insertion de l'amplificateur magnétique dans la boucle d'asservissement ainsi rendue capable d'un gain élevé en puissance et d'une action précisément dosée D'autres caractéristiques Et avantages de l'invention apparaîtront plus clairement à la lecture de la description détaillée qui suit d'un exemple préféré de réalisation illustré par les dessins annexés, sur lesquels La Figure 1 donna le schéma d'ensemble d'une source de tension continue règlable conforme à l'invention; Les Figures 2 et 3 représentent deux montages auxiliaires d'alimentation incorporés à la source de la Figure 1;; La Figure 4 donne leschéma détaillé d'un disjoncteur électronique montré sous forme de bloc sur la Figure 1; La Figure 5 illustre le montage d'un circuit intégré constituant le re- gulateur de tension associé au ballast; et La Figure 6 illustre le montage d'un amplificateur opérationnel intégré couplant le ballast à l'amplificateur magnétique. Il est bien entendu que dans la description qui va suivre7 le choix des éléments passifs et actifs et leur agencement n'ont qu'une valeur indicative, et qu'en particulier les circuits intégrés employés pourraient être remplacés par leurs équivalents d'autres origines. Le dispositif dont le schéma d'ensemble est donne sur la Figure 1 est destiné à fournir à une quelconque charge Z branchée entre une ligne L et la masse M une tension continue U pouvant être règlee a volonté entre quelques dizaines et quelques centaines de volts - par exemple entre 30 et 300 volts - et un courant variable de l'ordre de l'ampère, par redressement du courant alter- natif fourni par le secteur de distribution ou un quelconque générateur de tension et fréquence sensiblement fixes, et ce avec le meilleur rendement et donc la moindre dissipation d'énergie sur toute la plage de règlage de la tension U et en dépit des variations du courant I appelé par la charge Z. Ce dispositif comprend un transformateur d'alimentation N pourvu d'un enroulement primaire Ni et de plusieurs enroulements secondaires, dont le principal N2 alimente un montage redresseur classique, formé d'un pont de diodes P suivi d'un filtre de lissage R/C, à travers un triac TR ou autre élément actif à conduction bidirectionnelle déclenchée, dont l'amorçage lors de chaque altier nance est commandé avec plus ou moins de retard par un amplificateur magnétique AM alimenté par un autre enroulement secondaire N3 du transformateur et lui-même contrôlé par des montages électroniques de régulation agissant pour maintenir la tension U égale à sa valeur de consigne. L'amplificateur magnétique AM comprend un-double noyau saturable NS sur lequel sont symétriquement bobinés d'une part deux enroulements de travail ET1-ET2 couplés en parallèle et polarisés par des diodes respectives D1-D2 de sens de conduction inverse, et d'autre part trois enroulements de contrble indépendants EG1-EC2-EC3. Un noyau NS est normalement porté à saturation dès le début de chaque alternance par la force magnétomotrice engendrée dans l'un des enroulements de travail par le courant fourni par le secondaire N3 à travers une résistance Rk couplée à la cathode du triac TR, dont la grilla ou "gatte" est reliée à la même extrémité desdits enroulements par une résistance Rg.Dans ces conditions, la faible inductance de l'enroulement de travail concerné par- met le passage dans la résistance Rk d'un courant notable dès le début de 1' alternance considérée, et par suite la création à ses bornes d'une chute de tension suffisante pour provoquer l'amorçage quasi-immédiat du triac TR. La tension Un fournie par le secondaire N2 du transformateur d'alimentation est alors intégralement appliquée aux bornes du pont redresseur P, s'il est fait abstraction des chutes de tension internes et des limitations pratiques de l'angle de passage du triac. Ainsi donc, en l'absence de tout signal de commande dans les enroulements de contrle Eci-EC2-EC3 de l'amplificateur magnétique AW, la tension continue Uo disponible aux bornes du condensateur de filtrage C est égale à sa valeur maximale, fixée par construction à une valeur supérieure de quelques 20 volts à celle de la plus grande tension U devant être fournie à la charge Z. Le sens de couplage des enroulements de commande EC1-EC2-EC3 et la polarité des signaux qui leurs sont respectivement appliqués sont choisis de manière qu'ils exercent une action démagnétisante sur lesnoyas pour en contrarier la saturation par l'un ou l'autre des enroulements de travail ET1-ET2, dont l' inductance est en conséquence fortement accrue. Il s'ensuit qu'au début de chaque alternance, la chute de tension aux bornes de la résistance Rk est insuffisante pour provoquer l'amorçage du triac TR, qui se produit avec un retard relatif croissant avec la somme des courants traversant les enroulements de commande ECl-EC2-EC3. En conséquence, au cours de chaque alternance du courant d'alimentation, la tension Un disponible aux bornes de l'enroulement secondaire N2 du transformateur n'est effectivement appliquée à l'Entrée du pont redresseur P que durant le temps de conduction du triac TR. C'est dire que la valeur moyenne de la tension périodique Up ainsi. modulée et par suite la valeur de la tension continue Uo obtenue aux bornes du condensateur de filtrage C varient en raison inverse de la somme des courants de commande reçus par l'amplificateur magnétique AM. La tension continue Uo peut ainsi être réglée à un quelconque niveau compris entre sa valeur maximale susmentionnée - par exemple 320 volts - et une valeur minimale en pratique sensiblement nulle. On remarquera que ce règlage est obtenu sans autre dissipation d'énergie que les inévitables pertes inhérentes aux composants de puissance mis en oeuvre (transformateur, triac, pont redresseur et filtrez et à la génération des signaux de commande, que la présence de l'amplificateur magnétique permet de ramener à un très faible nivéau sans être lui-me me le siège de pertes notables. On remarquera en outre que des résultats équivalents pourraient être obtenus en utilisant d'autres montages redresseurs, par exemple en remplaçant le triac par des thyristors substitués à au moins deux des diodes du pont P et en aménageant en conséquencs l'amplificateur magnétique AM. On va maintenant décrire un exemple préféré d'agencement des circuits électroniques de régulation incorporés au dispositif pour engendrer les signaux de commande de l'amplificateur magnétique AM. Il est toutefois par avance sou- ligné que certains de ces circuits sont optionnels car n'assurant que des fonctions auxiliaires notamment de sécurité, alors que leur rôle essentiel est d' introduire dans le dispositif une contreréaction permettant - au prix des moindres pertes d'énergie-- d'adapter la valeur de la tension redressée Uo à celle de la tension continue U devant être fournie à la charge Z. On soulignera en outre que certains de ces circuits incluent des compo- sants discrets ou intégrés identifiés par leur référence commerciale et qui an conséquence ne seront pas décrits en détail, puisque toutes précisions utiles peuvent être trouvées dans les notices techniques publiées par leurs constructeurs, et puisqu'il existe dans le commerce des composants équivalents d'autres origines, de structures internes différentes mais capables des mêmes fonctions. Un premier circuit de régulation couplant l'enroulement de contrôle EC1 de l'amplificateur magnétique AM au condensateur de filtrage C du montage redresseur comprend une résistance rl et un condensateur cl en série, l'ensemble présentant une faible constante de temps de l'ordre de la milliseconde. C'est dire que ce circuit a pour fonction de détecter et corriger les variations de la tension redressée Uo pour éviter le "pompage" du dispositif. Un second circuit de régulation incluant une résistance r2 de valeur ahmique élavée t18 k$27W) couple l'enroulement de contrôle EC2 de l'amplificateur magnétique AM aux bornes d'un montage formant disjoncteur électronique, constitué par un transistor de puissance Qi (par exemple du type BUY69A) et une résistance R1 de faible valeur ohmique (par exemple 4,7=l/ 3W) montés en série dans la ligne L, la conductance du transistor étant contrôlée par un circuit de commande associé SI dont le schéma détaillé est donné sur la Figure 4 L'impédance de la jonction collecteur/émetteur du transistor Q1 est normalement maintenue sensiblement nulle par polarisation positive de sa basa par la chute de tension dans une résistance Bli montée en serie avec un transistor Qil, qui lui-même est normalement maintenu conducteur par une résistance R12 reliant son collecteur à sa base.Cette dernière est par ailleurs reliée à la borne aval de la résistance R1 à travers une diode 012 et un transistor Q12 normalement bloque, puique sa base et son émetteur sont couplé - ce dernier à travers une diode zener Z12 - au point milieu d'un pont diviseur de tension g R14 -RC15 monté aux bornes de l'ensemble Q1-R1. De la sorte, dès que l'intensité du courant I atteint sa valeur maximale fixée par le règlage de la résistance ajustablE Rob4 , le transistor Q12 porté à conduction créa dans la résistance R12 une chute de tension qui provoque le blocage des transistors Qil et Q1, et donc l'interruption du courant I excessif. De ce fait, la tension ul aux bornes de l'ensemble Q1-R1 passe de sa valeur normalle négligeable à celle de la tension redressée Uo et 11 enroulement de contrôle EC2 de l'amplificateur magnétique AM bloque le triac TR pour protéger le dispositif contre la surcharge résultant par exemole d'un court-circuit en sortie. La réduction corollaire de la chute de tension ul permet - si la cause de la surcharge a entre temps disparu - le retour à conduction du triac TR et du transistor Q1, respectivement par désexcitation de l'enroulement de contrôle EC2 et blocage du transistor Q12 jusque là protégé par la diode zener Z12. Le dispositif est ainsi ramené à ses conditions normales de fonctionnement. On remarquera que les deux circuits de régulation jusqu'à présent décrits n'ont que des fonctions auxiliaires à l'objet propre de l'invention. Les circuits de régulation qui vont maintenant être décrits jouent par contra un rôle essentiel pour la mise en oeuvre de l'invention, puisqu'ils par mettent d'utiliser comme ballast un unique transistor de puissance Q2 siège d' une chute de tension U sensiblement constante et relativement faible ( de l'ordre d'une dizaine de volts par exemple) par rapport à la moindre valeur de la tension règlable U fournie à la charge Z. Ce transistor ballast Q2, par exemple du type BUY6BA, est monté en série avec une résistance R2 de faible valeur, par exemple quelques ohms, dans la ligne L à la suite du montage disjoncteur déjà décrit. La tension continue Li sur la borne aval est fixes à uns valeur règlable par l'action d'un régulateur S2 dont le schéma détaillé est donné sur la Figure 5 Ce régulateur de tension est essentiellement constitué par un circuit intégré du type SA723 ou équivalent, dont la sortie principale 10 est reliée par une diode zoner Z2 à la base du transistor ballast Q2 pour en moduler la conductance et par suite la chute de tension interne U, et dont les entrées auxiliaires 2-3 de limitation de courant sont couplées aux bornes de ia résis- tance R2 siège d'une chute de tension u2 proportionnelle au courant l fourni I la charge.L'alimentation du circuit intégré est assurée par couplage de ses bornes 11/12 et 1/3 aux pôles respectivement positif V+ et négatif V- d'une source de tension "flottante" - c'est à dire sans relation avec la masse M du dispositif - par exemple constituée par le montage redresseur de la Figure 2 couplé à un enroulement secondaire séparé N4 du transformateur d'alimentation h. La sortie auxiliaire 6 du circuit intégré fournissant une tension régulée VR alimente en parallèle deux ponts diviseurs R21-22-23 et 8S4-2s-26 aboutissant à la masse M du dispositif. Son entrée non-inverseuse 5 est reliée à la jonction entre la résistance R21 et la résistance ajustable R22, dont le règlage fixe la valeur de la tension U appliquée aux bornes de la charge Z. Lbntrée inversasse 4 est couplée à la jonction entre les résistances R24 et R25, et à travers un condensateur CF à la borne 13 de compensation en fréquence.Cette entrée invarseuse reçoit par ailleurs une tension de contre-réaction proportionnelle à la tension de sortie U appliquée à la charge Z, avec laquelle la résistance hSs est montée en parallèle par une liaison transitant par la borne 3. Le fonctionnement du circuit de régulation ainsi agencé Est le suivant Par règlage de la résistance ajustable R22, on fixe la valeur de consigne Ur de la tension U, dont la valeur effective détermine le potentiel de contrréaction Us et par suite la tension de commande au à l'entrée du circuit intégré S s qui en réponse fournit à sa sortie 10 un signal modulant la chute de tension aU aux bornes du transistor ballast Q2 dans le sens voulu pour maintenir égale à sa valeur de consigne Ur la tension U appliquée à la charge Z, en dépit des variations du courant I appelé par cette dernière. Dans ces conditions, et notamment pour les faibles valeurs de la tension de sortie U, l'unique transistor ballast serait le siège d'une importante chute de tension ssU et donc d'une dissipation d'énergie excessive pouvant entraîner sa destruction, et qui en tous cas détériorerait considérablement le rendement du dispositif. Ces inconvénients sont évités, selon un aspect essentiel de l'invention, en modulant la tension redressée Uo de manière que le transistor ballast Q2 ne soit le siège que d'une chute de tension bU sensiblement constante et de valeur modérée compatible avec ses capacités de dissipation comme avec la bon rendement du dispositif-, soit 10 à 15 volts par exemple, pour toute la plage de règlage de la tension de sortie U :U Ce résultat est obtenu, comme montré schématiquement sur la Figure 1, par l'action du triac TR commandé par l'amplificateur magnétique AM, dont 1' enroulement de contrôle EC3 est couplé par une simple résistance r3 à la sortie d'un amplificateur opérationnel AO, qui - d'une part est alimenté et polarisé par une source de tension auxiliaire W montrée sur la Figure 3, et qui d'autre part est couplé aux bornes du transistor ballast Q2 par l'intermédiaire du montage adaptateur S3 dont le schéma est détaillé sur la Figure 6. L'émetteur du transistor ballast Q2 est directement relié à une masse "flottante" m, indépendante de celle M du dispositif, et à laquelle se réfère le redresseur auxiliaire de la Figure 3, alimenté par un enroulement secondaire séparé N5 du transformateur N pour engendrer deux tensions régulées +W et -W positives par rapport à m mais d'inégales valeurs.La chute de tension tU entre le collecteur et l'émetteur du transistor ballast Q2 est appliquée à un pont diviseur formé de résistances R31-R33 encadrant un potentiomètre R32. La fraction de dU prélevée-par le curseur de ce potentiomètre et eventuellement limitée par une diode zener Z3 est appliquée par un pont diviseur R34/35 de rapport élevé à l'entrée non inverseuse 3 de l'amplificateur AO, constitué par un circuit intégré du type LM358 ou équivalent. Les bornes d'alimentation 4 et 8 de ce circuit sont respectivement couplées à la masse m et à la source de tension +W. Son entrée inverseuse 2 est reliée d'une part å la source -W par une résistance R36 et d'autre part à travers un circuit de contre-réaction ç C37 à sa sortie 10 couplée à l'enroulement de contrôle EC3 de l'amplificateur magnétique AM. De la sorte, dès que la chute de tension tU aux bornes du transistor Q2 franchit une limite fixée par le règlage du potentiomètre R32 et la valeur de la tension de référence ~, l'amplificateur opérationnel AO injecte dans l'enroulement de controle EC3 un courant tel que l'amplificateur magnétique AM modifie le retard à l'amorçage du triac TR de manière à corriger la tension redressée Uo dans le sens propre à ramener à sa valeur de consigne la chute de tension AU dans le transistor ballast Q2 Il ressort de l'ensemble de la description qui précède que le dispositif en fonctionnement normal agit, pour une quelconque valeur de la tension de sortie U choisie dans sa plage de reglage (par exemple entre 30 et 300 volts) et pour une quelconque intensité du courant I appelé par la charge Z (par exemple au plus 1 ampère), de manière à maintenir sensiblement constante la chute de tension AU aux bornes du transistor ballast Q2, selon la relation l1) Uo - U - Cul + u2) = Uo - U - IIR1+ R2) =#U# Cte La valeur de consigne de AU est bien entendu choisie suffisamment faible (par exemple 10 volts) pour que le transistor ballast Q2-ne souffre aucun risque de claquage mais surtout ne soit le siège que d'une faible dissipation d'énergie soit 10 watts pour les valeurs indiquées). Il en découle que le rendement du dispositif reste en tous cas convenable, même aux plus faibles charges, puisqu'il dépend essentiellement du rapport de la tension de sortie U sur la tension redressée Uo correspondante, égale en première approximation à la - somme de U et bU, selon la relation (ZJ t = U / Uo = U / U +U len négligeant ul et u2) et donc est égal dans le pire des cas (pour les valeurs indiquées) à 30/40 = et dans le meilleur des cas à 300/310 = 9?/n. Cet excellent rendement est inévitablement péjoré - comme dans'tout dia- positif classique équivalent - par les pertes intrinsèques des autres éléments du circuit de puissance (Ns TR, P, R/C, Qi et R1-, R2) et par la consommation propre des circuits de commande et régulation (AM, S1, S2, S3, AO et sources auxiliaires V, W). Le rendement réel du dispositif selon l'invention reste toutefois en tous cas très supérieur à celui des dispositifs classiques équivalents - notamment aux faibles charges - du fait que le transistor ballast Q2 sert en fait d'organe d'entrée des circuits de command, et non pas de "rhéostat" de puissance dissipant en pure perte la différence entre l'énergie prélevée à la source et celle fournie à l'utilisation. En sus de cette caractéristique fondamentale du point de vue de l'économie d'énergie (assurée directement lors de son emploi, et indirectement lors de sa fabrication en raison de la réduction du dimensionnement du ballast)9 le dispositif selon l'invention a pour avantage d'hêtre d'utilisation très commode, en raison de la large plage de règlaga de sa tension de sortie, dont la valeur est déterminée par le positionnement d'un unique organe de règlage Reg U associé au circuit de régulation 82, et de la possibilité de fixer la valeur de #U au moyen d'un unique organe de règlage Reg #U associé au circuit de régulation 53 len fait les potentiomètres R22 et R32 respectivement)' comme montré sur la Fi- gure 1. Cette Figure montre en outre que le fonctionnement du dispositif peut être aisément surveillé au moyen d'un galvanomZtre G qu'un commutateur associé k permet d'utiliser comme voltmètre ou ampèremètre. Enfin, en ce qui concerne la qualité de la régulation de la tension de sortie, le dispositif selon l'invention est capable de performances très supérieures à celles des alimentations similaires de type classique, du fait que la chute de tension oU aux bornes du transistorballast Q2 reste toujours limitée à une petite fraction de la tension continue U, et que ses faibles variations sont immédiatement compensées par 11 action de la boucle d'asservissement. En d'autres termes, le transistor ballast W2 agit comme "vernier" de régulation fine de la tension U. Ainsi, dans un exemple concret de réalisation du dispositif, la tension continue de sortie peut varier entre 20 et 300 V avec un taux de régulation de 0,03 % au pire, pour une charge pouvant varier de O à 500 mA et en dépit de fluctuations du secteur pouvant atteindre + 15 46. Le rendement énergétique de cette alimentation variable régulée approche 50 %. Bien entendu, l'invention n'est nullement limitée à Pexemple de mise en oeuvre décrit et illustré, mais au contraire comprend toutes les modifications et adaptations qui pourraient lui être apportées, notamment quant au cholx des composants et à leur agencement, et tous leurs équivalents techniques entrant dans le cadre des revendications qui suivent. 19 EVEN DICAIlONS 1. Source de tension continue règlable à haut rendement énergétique, du type comprenant - entre un transformateur d'alimentation et le circuit d' utilisation - un montage redresseur en série avec un ensemble dit "ballas t" créant une chute de tension contrôlable, caractérisée en ce que ledit ballast est constitué par un unique transistor Q2 auquel est associé un régulateur électronique 52 fixant la valeur de la tension continue U fournie à l'utilisation Z, et aux bornes duquel est couplée une boucle d'asservissement incluant en cascade un circuit adaptateur 53, un amplificateur opérationnel AZ et un amplificateur magnétique AM qui amorça avec un retard variable au cours de chaque alternance du courant d'alimentation au moins un redresseur à conduction déclenchée TR inséré dans 1E montage redresseur, ladite boucle agissant sur la tension redressée Uo fournie par ce dernier de manière à maintenir aux bornes du transistor ballast Q2 une chute de tension AU sensiblement constante et égale à une petite fraction de la moindre valeur de la tension U. 2. Source selon la revendication 1, caractérisée en ce que l'élément redresseur TR est un triac monté en série avec un pont de diodes P. 3. Source selon la revendication 1 ou la revendication 2, caractérisée en ce que l'amplificateur magnétique AM comporte un dauble noyau saturable NS sur lequel sont symétriquement bobinés d'une part des enroulements de travail ETI-ET2 alimentés en courant alternatif et agencés pour normalement porter un noyau à saturation dès le début de chaque alternance, et d'autre part au moins un enroulement de contrôle EC3 à action démagnétisante excité par le signal de sortie de l'amplificateur opérationnel AD. 4. Source selon la revendication 3, caractérisée en ce que l'amplifics- teur magnétique AM cc;nporte un second enroulement de contrôle EC2 couplé aux bornes d'un montage disjoncteur Qî-191-Sl en série avec le montage redresseur. 5. Source selon la revendication 3 ou la revendication 4 caractérisée en ce que l'amplificateur magnétique AM comporte un autre enroulement de con trôle EC1 couplé aux bornes du montage redresseur par un circuit rZ-cl à faible constante de temps. 6. Source selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisée en ce que le régulateur électronique de tension 52 associé au transistor ballast Q2 est un circuit intégré du type + 723 ou équivalent, comprenant un amplificateur différentiel dont les entrées sont couplées à des montages potentiomètriques respectifs alimentés par une même tension de référence VR, dont l'un comprend un rhéostat R22 de règlage de la tension continue U et 1' autre une résistance de réaction R26 à laquelle est appliquée ladite tension. 7. Source selon la revendication 6, caractérisée en ce que le circuit intégré 52 incluant un montage limiteur de courant, ce dernier est couplé aux bornes d'une résistance R2 en série avec le transistor ballast Q2 et utilisé pour compenser l'effet sur sa chute de tension interne hU des variations du courant appelé par l'utilisation Z. 8. Source selon 11 une quelconque des revendications précédentes, caractérisée en ce que l'amplificateur opérationnel AO est constitué par un circuit intégré du type LM358 ou équivalent, dont l'entrée (-) est couplée à sa sortie par une boucle de contre-réaction et à un potentiel de référence, et dont l' entrée (+) est couplée au curseur d'un potentiomètre R32 -de règlage de la chute de tension AU monté aux bornes du transistor ballast Q2. 9. Source selon la revendication 8t caractérisée en ce que le circuit adaptateur 53 comprend en sus du potentiomètre R32 un pont diviseur et limiteur de tension interposé entre son curseur et l'entrée t-J de l'amplificateur AO. 10. Source selon l'une quelconque des revendications 6 à 9, caractérisée en ce que les circuits intégrés précités sont respectivement alimentés par des sources de tension "flottantes" V,W indépendantes de la masse M commune à la source et à l'utilisation.