La présente invention concerne une alimentation à découpage perfectionnée, destinée à fournir, à partir d'une tension de secteur redressée, des tensions continues et/ou alternatives d'alimentation à divers circuits électroniques tels que, par exemple, ceux des récepteurs de télévision éQtdpés de transistors.Elle a trait, plus particulièrement, à des alimentations à découpage comportant un transistor de commutation destiné à brancher périodiquement aux bornes d'un montage redresseur fournissant la tension de secteur redressée, l'enroulement primaire d'un transformateur d'impulsions à couplage serré, 1'un des enroulements secondaires de ce transformateur étant couplé à la base de ce transistor pour constituer la source d'alimentation de cette base pendant l'état saturé du transistor De telles alimentations sont généralement appelées du type à découpage lauto-excité'' et présentent des analogies avec le circuit classique appelé "oscillateur bloqué, Des alimentations à découpage ou convertisseurs statiques de ce type ont été décrits, par exemple, dans le brevet des Etats-Unis nO 3.421.069 demandé le 4 Aott 1966 et délivré le 7 Janvier 1961, dans les demandes de brevet selemande publies après examen sous les numéros 2. 16Q 659 et 2.336 110 respectivement le 3 Octobre 1974 et le 9 Octobre 1975 et dans la demande de brevet français n0 2.267.654 publiée le~7 Novembre 1975. Dans les circuits décrits, l'état saturé du transistor de commutation, provoqué par la réaction positive de l'enroulement secondaire, dit d'excitation, couplé à la base, et au cours duquel 11 enroulement primaire emmagasine de 11 énergie électromagnétique, est interrompu au moyen d'un thyristor connecté sensiblement en parallèle sur l'enrou- lement d'excitation. l'amorçage du thyristor amenant la coupure du transistor est commandé en fonction d'une tension continue comparaison, fournie par l'intermédiaire d1un redresseur et d'un autre enroulement secondaire, distinct de l'enroulement d-1excitation et, dans le cas des demandes de brevet allemands et français précités, du courant collecteur du transistor de commutation qui fournit, sur une résistance de mesure connectée entre l'émetteur de ce transistor et la borne négative du montage redresseur de la tension secteur, une tension proportionnelle à ce courant au circuit de gâchette du thyristor La durée de l'état saturé du transistor de commutation, proportionnelle à l'intensité maximale du courant dans l'enroulement primaire, détermine l'énergie emmagasinée dans le transformateur sos la forme d'un champ magnétique dont l'intensité est proportionnelle à ce courant maximal. Cette énergie est transmise par couplage magnétique aux enroulements secondaires qui, au cours des périodes de coupure d-u transistor, fournissent des impulsions de tension dont les amplitudes sont fonctions de cette énergie.Par conséquent, en comm.cnndant au moyen du thyristor la durée de l'état saturé du transistor en fonction de l'amplitudc des impulsions de l'enroulement de régulation, on obtient une régulation o-u stabilisation des tensions de sortie avec, à l'aide de la chute de tension sur la résistance de mesure, une limitation du courant collecteur du transistor de commutation Une telle alimentation auto-oscillante n'est pas synchronisée avec la fréquence de ligne du téléviseur dont elle fait partie, et sa fréquence d'oscillation varie, par exemple, entre environ 18 et 25 kTlz sui.vant la charge qu'elle alimente. Non chargée, elle oscille autour de 50 Miz et sa régulation est défectueuse.Cette fluctuation de la fréquence d'oscillation peut également devenir genante dans le téléviseur. La présente invention a po-ur objet, d'une part, la réalisation d'une alimentation fonctionnant, dans une certaine gamme de puissances, avec une fréquence d'oscillations sensiblement stable2et d'autre part, d'améliorer le comportement de l'alimentation en ce qui concerne la stabilisation des tensions de sortie qu' elle soit chargée ou non. Suivant l'invention, une alimentation à découpage destinée à fournir, à partir d'une source d'une tension continue pouvant êtrc obtenue par le redressement et le filtrage de la tension du secteur, une ou plusieurs tensions continues et/ou alternatives régulées, comportant : un transformateur de découpage dont l'enrou- lement primaire est réuni de façon répétée, par l'intermédiaire d'un transistor de commutation et d'une résistance de mesure du courant collecteur de celui-ci, aux bornes de ladite source, l'un des enroulcirients secondaires dudit transformateur, dit de réaction, étant couplé à la base dudit transistor par l'intermédiaire d'un circuit d'auto-alimentation alimentant cette base lorsqu'il est conducteur, ladite base étant d'autre part couplée, par l'interné- diaire d'un circuit de blocage comportant un thyristor, à la borne de ladite source reliée à ladite résistance de mesure de façon à commander l'amorçage dudit thyristor suP sa gâchette conjointement en fonction du courant collecte-ur dudit transistor et d'une tension de régulation fournie par un circuit de régulation alimenté par un autre enroulement secondaire dudit transformateur et comportant un montage redresseur et -un étage comparateur de tension comparant la tension fournie par le montage redresseur à une- tension de Zener fixe, ladite GBchette étant d'autre part polarisée au moyen d'une tension de blocage fournie par un circuit de polarisation alimenté par l'un des enroulements secondaires du transformateur, ladite alimentation est principalemellt caractérisée par le fait que, ledit transistor de commutation, polarisé sur sa baste également au moyen d'une tension de blocage fournie par ledit circuit de polarisation, est commandé par des impulsions de déclenchement à périodicité sensiblement stable, fournies à sa base par un circuit de déclenchement comprenant un oscillateur à relaxation et alimenté sur son entrée d'alimentation, dlune part en fonctionnement normal par ledit montage redresseur dudit circuit de régulation par l'intermédiaire d'une diode d'isolement et, d'autre part, au démarrage par ladite source de tension continue à travers une résistance dite de démarrage. t'invention sera mieux comprise et d'autres de ses caractéristiques et avantages ressortiront de la description ci-après et des dessines annexes s'y rapportant, donnés à titre d'exemple, sur lesquels - la figure 1 est un schéma de principe d'une alimentation à découpage conforme à l'invention ; et - la figure 2 représente des formes d'onde des tensions et des courants en divers points du circuit de la figure 1. te circuit de la figure 1 comporte une source de tension continue 1-6 comprenant un pont redresseur 1 (de Gaetz) à quatre diodes alimenté, sur l'une de ses diagonales 2-3, par la tension alternative du secte-ur et fournissant, sur son autre diagonale 4-5, une tension redressée à un dispositif de filtrage 6 représenté ici par un condensateur d'une capacité élevée dont les bornes fournissent la tension continue. La borne positive 4 de la source 1-6 est reliée à l'une des bornes de l'enroulement primaire 11 d'un transformateur de découpage 10. t'autre borne de cet enroulement primaire il est reliée, par l'intermédiaire d'un circuit d'amortissement 20 composé d'une résistance 21 et d'une diode 22 montées en parallèle, au collecteur d'un transistor de commutation 7 du type NPN, dont l'émetteur est relié, à travers une résistance 8 dite de mesure et fournissant -une tension proportionnelle au courant collecteur, à la borne négative 5 de la source 1-6. Entre le collecteur et l'émetteur du transistor de commutation 7, on a également branché un circuit de protection 30 classique contre les taux de montée excessifs de la tension collecteurémetteur (dVce/dt), lors de la coupure (blocage) du transistor 7. Ce circuit de protection comporte une capacité 31 en série avec un montage parallèle d'une diode 32 et d'une résistance 73. Un premier enroulement secondaire 12, dit de réaction ou d'excitation, du transformateur dc découpage 10 est relié par l'une de ses bornes à l'émetteur du transistor de commutation 7, qui est à un potentiel utilisé comme référence pour la régulation de la tension. L'autre borne 120 de cet enroulement de réaction 12 est reliée, d'une part, par l'intermédiaire d'un circuit dit d'autoalimentation 40 et, d'autre part, par l'intermédiaire d'un circuit de polarisation négative 50, à la base du transistor de corzivtation 7. te circuit d'auto-alimentation 40 est destiné à alimenter la base du transistor de commutation 7 pendant qu'il est dans son état saturé et il comporte en série une diode 41 dont l'anode est reliée à la borne 120, une résistance 42 de limitation du courant de base et un montage parallèle 45 d'un condensateur 43 et d'une diode de Zener 44. te circuit de polarisation négative 50 comporte une diode 51 reliée par sa cathode à la borne 120 un condensateur de filtrage 52, dont ltune des bornes est reliée à l'anode de la diode 51 et dont l'autre borne est reliée au point commun de l'émetteur du transistor 7 et de l'enroulement de réaction 12, et une résistance 57 de polarisation reliant la jonction de la diode 51 et du condensateur 52 à la base du transistor 7. la base du transistor de comnrltation 7 est encore relié par l'intermédiaire du montage parallèle 45 a un circuit de blocage 60 commandant la coupure du courant collecteur, à la borne négative 5 de la source de tension continue 1-6. te circuit de blocage 60 comporte un thyristor 61 dont la cathode est reliée à la borne 5, dont l'anode est reliée, par l'intermédiaire d'une résistance 62 et d'une inductance 63 (self de choc) montées en parallèle, au point commun du montage parallèle 45 et de la résistance 42. La gâchette du thyristor 61 est reliée au point commun de deux résistances 64 et 65 formant un point diviseur résistif. l'une 64 de ces résistances réunit la gâchette à l'émetteur du transistor 7 qui est au potentiel de référence et 11 autre 65 la relie au point commun de 11 anode de la diode 51 et du condensateur 52 du circuit de polarisation 50 afin d'appliquer à la gâchette du thyristor 7 une tension de polarisation négative par rapport à sa cathode. La gâchette du thyristor 61 est également reliée, suivant l'invention, par l'intermédiaire d'un circuit d'indexage 70 comprenant une diode de Zener 71 et une résistance 72 en série, àla borne 120 de l'enroulement de réaction 12, en vue de compenser la variation du temps de stockage des porteurs (retardant le blocage) du transistor de commutation 7 en fonction des tensions du secteur. il peut être avantageux d'insérer une diode (non représentée) entre la borne 120 et la diode de Zener 71. Pour obtenir la stabilisation des tensions de sortie, l'amor çage du thyristor 61 doit titre commandé en fonction de celles-ci. A cette fin, la gâchette du thyristor 61 est également reliée à la sortie d'un circuit de régulation 80 alimenté par un second enroulement secondaire 13, dit de régulation ou de comparaison, dont l'une des bornes est également reliée à l'émetteur du transistor de commutation 7 (potentiel de référence) et qui alimente un montage redresseur comportant une diode 81 et un condensateur de filtrage 82 en série.Un diviseur de tension résistif formé de deux résistances fixes 83 et 84 et d'un potentiomètre 85 inséré entre celles-ci, est connecté en parallèle avec le condensateur de filtrage 82. te point commun de la diode 81 (cathode), du condensateur 82 et de la résistance 87 fournissant une tension positive est relié, par l'inter- médiaire d'une diode de Zener 86 à l'émetteur d'un transistor 87 dit de type PNP de comparaison, dont la base est reliée au curseur du potentiomètre 85. te collecteur de ce transistor 87 est relié l'intermédiaire d'une résistance 88 à la gâchette du thyristor 61, ce qui permet de commander l'amorçage de celui-ci en fonction de la différence entre la tension aux bornes du condensateur 82 et la tension stabilisée aux bornes de la diode de Zener 86. Un tel circuit, suivant l'inventioii, contrairement à ceux décrits dans les demandes de brevet allemands et français précitées, n'est pas auto-oscillant grâce au circuit d'amortissement 20 et au circuit de po- larisation 50, comme il sera expliqué -plus loin. Pour l'amener à conduire, il est donc nécessaire d'appliquer à sa base des impulsions positives à l'aide d'un circuit de déclenchement 90 qui est essentiellement constitué par un oscillateur à relaxation. te circuit de déclenchement 90 comporte une première entrée 900 qui doit être alimentée au moyen d'une tension continue et qui est reliée par l'intermédiaire d'une- première résistance 91 à l'une des bornes d'un condensateur 92, dont l'autre borne, reliée à l'émetteur du transistor de commutation 7, est au potentiel de référence. la première résistance 91 et le condensateur 92 forment ensemble un générateur de rampe qui est alimenté sur son entrée 900, en fonctionnement normal de l'alimentation, par le montage redresseur 81-82 du circuit de régulation 80 auquel elle est reliée par l'intermédiaire d'une diode 901 ou, au démarrage, par la source de tension continue 1-6 dont le pole positif 4 est reliée à l'entrée 900 par l'intermédiaire d'une résistance 9, dite de démarrage. te générabe-ur de rampe 91-92 fait partie d'un circuit multivibrateur à deux transistors complémentaires. Celui-ci comprend en outre un premier transistor 93 du type NPET dont l'émetteur est relié au point commun du condensateur 92 et de l'émetteur du transistor de commutation 7 et dont le collecteur est relié par l'intermédiaire d'une seconde. 94 et troisième 95 résistances en série, au point commun du condensateur 92 et -de la première résistance 91 qui est relié, par ailleurs, - à travers une diode de Zener 96 à la base du premier transistor 93. La base du premier transistor 93 est reliée, d'une part, par 1' 1-- termédiaire d'une quatrième résistance 97 à l'émetteur de celui-ci et, d'autre part, par l'intermédiaIre d'-une cinquième résistance 98 au collecteur d'un second transistor 99 du type PNP, complémentaire au premier 93. ta base de ce second transistor 99 est reliée à la jonction des seconde 94 et troisième 95 résistances et son émetteur est réuni par l'intermédiaire d'une sixième résistance 904, au point commun du condensateur 92 et de la première résistance 91. émetteur du second transistor 99, qui constitue la sortie du multivibratevr complémentaire, est, d'autre part, relié à la base d'un troisième transistor 905 également du type PNP, dont l'émetteur est relié au point commun du condensateur 92 et de la première résistance 91 et dont le collecteur est réuni à travers une septième résistance 906 de limitation de courant à la base du transistor de commutation 7, afin de pouvoir commander sa transition de l'état bloqué à l'état saturé. Il est à remarquer ici, que dans le basculeur bistable on peut remplacer les deux transistors complémentaires 93 et 99 par leur équivalent électrique constitué par un thyristor, par exemple à deux gâchettes, c'est-à-dire à trois jonctions (NPNP ou PNPN), du type appelé également couramment transistor -unijonction programmable. Dans des conditions d'utilisation normales, l'alimentation à découpage pilotée par l'oscillateur à relaxation (multivibrateur complémentaire) fonctionne à fréquence fixe. Toutefois, pour empêcher que les tensions fournies à vide ou à charge réduite augmentent, il est nécessaire de réduire la fréquence de découpage. A cette fin, le circuit de déclenchement 90 comporte, en outre, un quatrième transistor 907 du type PNP qui est branché en parallèle sur le condensateur 92.La base du quatrième transistor 904 est reliée, d'-une part, par l'intermédiaire d'une huitième résistance 908, à une seconde entrée 902 du circ-uit de déclenchement 90 et, d'autre part, par l'intermédiaire d'une neuvième résistance 909, à son émette-ur La seconde entrée 902 est réunie à la cathode d'une diode 903 dont l'anode est réunie au collecteur du transistor de comparaison 87. tes autres enro-ulements secondaires 14 à 17 du transformateur 10 peuvent alimenter des montages redresseurs, tels que celui représenté aux bornes de l'enroulement 14 et comportant -une diode 100 de redressement et un condensateur 101 de filtrage aux bornes duquel est branché le circuit d'-utilisation de la tension continue d'alimentation ainsi obtenue. Le fonctionnement du circuit décrit ci-dessus et représenté schématiquement sur la figure 1 sera expliqué ci-après, en se référant à la figure 2 du dessin annexé, qui illustre des formes d'onde des tensions et des co-urants en divers points de ce circuit. En fonctionnement normal, le montage redresseur 81-82 du circuit de régulation fournit, par l'intermédiaire de la diode 901, une tension continue stabilisée à la première entrée 900 d'alimentation du circuit de déclenchement 90. Cette tension d'alimentation charge exponentiellement le condensateur 92 à travers la première résistance 91, comme indiqué par la courbe A de la figure 2 représentant la forme de la tension V92 aux bornes de ce condensateur. Lorsque cette tension V92 dépasse légèrement la tension de Zener O g6 de la diode 96, celle-ci se met à conduira et polarise la base du premier transistor NPX 93 normalement bloqué, posftivement par rapport à son émette-ur de façon à le débloquer. le courant collecteur de ce premier transistor 93 provoque une chute de tension sur les résistances 94 et 95 en série de manière à polariser la base du second transistor PNP 93 négativement par rapport à son émetteur de façon à le rendre conducteur. Ceci a pour effet, par la chute de tension engendrée sur les résistances 98 et 97 en série par le courant collecteur du second transistor 99, d t augmenter encore la polarisation positive de la base du premier transistor 93 et, par conséquent, son courant collecteur. les courants collectez-s respectifs des deux transistors 93, 99 les amènent mutuellement à la saturation. te courant émetteur du second transistor 99 engendre une chute de tension aux bornes de la résistance de sortie 904, qui est appliquée à la base du troisième transistor 905. Celui-ci bascule dans l'état saturé et décharge rapidement le condensateur 92 à travers la résistance 906 de limitation de courant dans la base du transistor de commutation 7 afin de l'amener à conduire. te courant 1906 injecté à travers la résistance 906 dans la base du transistor 7 est illustré par la courbe B qui représente une décharge exponentielle du condensateur 92, principalement à travers le transistor 905, la résistance 906 et la jonction base-émetteur du transistor 7, débutant à l'instant t . Lorsque le condensateur 92 est suffisamment déchargé pour que la tension résiduelle sur ses bornes ne suffise plus à maintenir conducteurs les transistors complémentaires 93 et 99 du basculeur, un nouveau cycle de charge exponentielle commence dont la durée dépendues valeurs de la premiere résistance 91, du condensateur 92, de la tension continue appliquée à la borne 900 et de la tension de Zener de la diode 96. l'impulsion de courant 1906 (courbe B) injectée dans la base du transistor de commutation 7 amène celui-ci de l'état bloqué, déterminé par la tension de polarisation négative appliquée à sa base à l'aide du circuit de polarisation 50 et par l'intermédiaire de la résistance 53, à l'état conducteur et puis à l'état saturé, ce qui. entraîne à partir de l'instant t une dimin-ution de sa tension col o lecteur de V4 (tension positive sur la borne 4 de la source 1-6) vers une tension pro que nulle par rapport à son émetteur (voir courbe C, figure 2). Cette chute de tension provoque un courant I11 croissant linéairement à travers l'enroulement primaire Il du transformateur A et qui est illustre par la courbe D de la figure 2.Ce courant I11 induit dans le premier enroulement secondaire 12, couplé à la base du transistor 7, une tension V120 qui, sur la borne 120, croit en sens inverse de la décroissance de la tension collecteur du transistor 7 (VC7, courbe C) et qui est représentée par la courbe G. Cette tension V120 est appliquée à travers le circuit d'autoexcitation 40 qui comprend en série la diode 41, la résistzrice 42 et le montage parallèle 45, à la base du transistor 7. Da diode 41, dont l'anode est reliée à la borne 120, laisse passer un courant ors la base du transistor 7, lorsque la tension sur la borne 120 est positive et supérieure à la tension de Zener de la diode 44 qui polarise le condensateur 43 à cette tension, dO;;ît la fonction sera expliquée plus loin. tors de la diminution du courant de base en provenance du circuit de déclenchement (I906, courbe B), le courant issu de l'enroulement de réaction 12 p-rend le relals et continue è fournir du courant à la base du transistor de commutation 7 afin de le maintenir à l'état saturé, comme illustré par la courbe H de la figure 2 représentant ce courant IB7 de base. La fin de la conduction du transistor 7 est commandée à l'aide du circuit de blocage 60 dont le thyristor 61 est commadé, d'une part, en fonction de la tension fournie à sa gachette aux bornes de la résistance 64 par le circuit de régulation 80, le circuit de polarisation 50 et le circuit d'indexage 70, dont les fonctions reDp-c- tives seront expliquées ci-dessous et, d'autre part, par la résistance 8 de mesure du courant collecteur du transistor 7 insérée dans le circuit gâchette-cathode du du thyristor 61 en série avec la résistance 64 aux bornes de laquelle s'additionnent les signaux de régvlation, d'indexage et de polarisation qui influent sur l'instant de l'amorçage. te thyristor 61, comme il a été mentionné précédemment, est relié par son anode, à travérs le montage parallèle de l'inductance 63, de la résistance 62 et le montage parallèle 45 du condensateur 43 et de la diode de Zener 44 à la base du transistor de commutation 7 et par sa cathode, à travers la résistance de mesure 8, à l'émetteur de celui-ci, qui est également relié à la gâchette du thyristor, par l'intermédiaire de la résistance 64 faisant parsie de trois diviseurs de tensions résistifs dont le premier comprend la résistance 65 réuni au montage redresseur 51-52 du circuit de polarisation 50, dont le second comprend la résistance 72 du circuit d'indexage 70 et dont le troisième comprend la résistance collecteur 83 du transistor de comparaison 87 du circuit de régulation 80. La diode 81 du montage redresseur 81-82 est reliée au second enroulement secondaire 17 (de régulation) de façon à redresser l'alternance dite de décharge du transformateur 10, c'est-a-dire la même alternance que les redresseurs alimentés par les autres enroulements secondaires 14 à 17, pendant laquelle le transistor de commutation 7 est bloqué Par conséquent, la tension continue positive à la jonction de la cathode de la diode 81 et du condensateur de filtrage 82 est liée aux tensions de sortie fournies par les autres redresseurs.Cette tension est comparée à l'aide du transistor de comparaison 87 à une tension stable de référence fournie par la diode de Zener 86. te transistor 87 constitue en effet un amplificateur différentiel de la tension de Zener appliquée à son émetteur et de la tension de régulation dont une fraction est appliquée, par l'intermédiaire du diviseur résistif 83, 84 et 85, à sa base te transistor do comparaison 87 fournit par conséquent un co-urant collecteur proportionnel à la différence entre la tension de régulation et la tension de Zener de la diode 86.Ce courant collecteur, dit courant de régulation, se referme à travers la résistance 88 et la résistance 64 en série et provoque s-ur cette dernière une chute de tension de polarité opposée à celle de la tension de polarisation de la gâchette du thyristor 61. lorsque la chute de tension, provoQJée par le courant de régulation ajoutée à la chute de tension provoquée par le courant collecteur du transistor de commutation 7 aux bornes de la résistance de mesure 8 qui croit linéairement à partir de l'ins tant t (voir courbe D, figure 2), atteint ou dépasse la somme de la tension de polarisation négative de la gachette et de la tension d'amorçage du thyristor 61, celui-ci se met à conduire et décharge progressivement la jonction basse-émetteur du transistor de cor,mutat-or.. 7 des porteurs stockés dans celle-ci. L'instant d'amorçage du thyristor 61 dépend donc conjointement du courant de régulation et du courant collecteur du transistor. le pontage parallèle de l'inductance 63 et de la résistance 62 a pour role principalemOnt de limiter le taux de v - riation du courant de base dIB7/dt du transistor de commutation 7. A l'instant t1, le courant de base du transistor de commutation 7, IB7 (courbe H, figure 2), passe par zéro et le transistor 7 se bloque à l'instant t2 après l'évacuation totale des porteurs excé dentaires. Le retard entre l'instant d'amorçage du-thyristor 61. antéricur à l'instant tr, et l'instant t du blocage du transistor 7 t1, l'instant 2 est appelé ici "temps de stockage" (dit "carrier storage time" dans la littérat-ure anglo-saxonne). Entre les instants t1 et t, le courant IB7 de base du transistor 7 est négatif et il est constitué par le courant 161 du thyristor 61 (courbe H, figure 2). A partir de l'instan t1, la tension collecteur Yc7 du transistor 7 commence à croître puis à l'instant t2, il atteint la valeur de la tension V4 de la source 1-6 et ensuite, graduellement, le double de cette tension (2V4). Ceci entraîne sur la borne 120 de l'enroulement de réaction 12 une chute de la tension (courbe H, figure 2) à partir de l'instant t et elle devient nulle à l'instant t2 et négative au-delà. Dès que la tension V120 sur la borne 120 devient égale à la tension de Zener de la diode-44, la diode 41 se bloque et l'enroulement de réaction ne fournit plus aucun courant à la base du transistor 7. te condensateur 43 restant chargé à cette tension de Zener, la base du transistor 7 devient plus négative que son émetteur. A partir de l'instant t2, la tension V120 sur la borne 120 devient négative par rapport au potentiel de référence et la diode 51 de redresseurent du circuit de polarisation 50 recharge le condensateur 52. lorsque à l'instant t1 le transistor 7 passe de l'état sat-uré à l'état conducteur, le courant I11 du primaire 11 du transformateur 10 (voir courbe D) continue de croître jusqu'à une valeur I11max, à l'instant t2, car il charge le condensateur 31 du circuit de protection 70 à travers les diodes 22 et 32. A partir de cet instant t2 du blocage du transistor 7, il commence à décroltre jusqu'à ce que le condensateur 31 soit chargé à une tension V5. De ce qui précède, il ressort clairement ou la valeur du cou-al: maximal I11max dans le primaire Il du transformateur 10 et, par conséquent, l'énergie magnétique emmagasinée dans le transformateur 10 - 1î ii2 lîmax à chaque cycle, dépend de l'instant de l'amorçage du thyristor 61 qui est défini conjointement par le circuit de régulation 80 et par la résistance de mesure 8. Du fait que le temps de stockage (des porteurs dans la jonction base-émetteur) varie avec la tension du secteur, c' est-à-dire avec la pente de croissance du courant, il a été ajouté aux-circuits de régulation 80 et de polarisation 50, connus de l'art antérieur constitué par la demande de brevet français précitée, un circuit d'indexage 70 dont la fonction est de faire avancer 1'instant d'amorçage du thyristor 61 en fonction de la tension du secteur. Comme la tension appliquée aux bornes de l'enroulement primaire Il du transformateur durant l'alternance de charge est fonction de la tension du secteur redressée, l'amplitude de l'alternance positive (courbe G, de to à t1) de la-tension V120 sur la borne 120 de l'enroulement de réaction 12 l'est également. lorsque cette amplitude dépasse le seuil donné par la tension de Zener de la diode 71, l'enroulement 12 fournit, à travers celle-ci et la résistance 72 en série, un courant, dit d'indexage, provoquant une chute 6 tension aux bornes de la résistance 64, qui est de polarité opposée à celle de la tension de polari satin négative de la gåchette et, de ce fait, s'ajoute à la chute de tension provoquée sur cette meme résistance 64 par le courant de régulation et à la chute de tension sur la résistance de mesure 8.Ce courant d'indexage est proportionnel à la différence entre l'amplitude positive de la tension V120 sur la borne 120 et la tension de Zener de la diode 71 et il assure l'amorçage du thyristor 61 en avance sur l'instant auquel il se serait produit sans indexage. En résumé, a durée d'alternance de charge du transformateur 10, c'est-à-dire de l'état conducteur du transistor de commutation 7, détermine le courant maximal Tî imax dans l'enroulement primaire Il du transformateur 10 et, par conséquent, l'énergie emmagasinée dans celui-ci, ainsi que les tensions fournies par les montages redresseurs aux bornes des enroulements secondaires 13 à 17, car l'amplitude de la tension pendant l'alternance de décharge du transformateur dont la durée est constante, dépend de cette durée du fait que l'énergie emmagasinée par le primaire 11 doit être égale à l'énergie délivrée par les enroulements secondai:ees 12 durant chaque cycle. La durée de l'alternance de charge est déterminée par l'écart de temps entre llinstant de déblocage du transistor 7 et l'instant d'amorçage du thyristor 61 et cet écart de temps est lui-même fonction simultanée du courant de régulation proportionnel à l'écart entre l'amplitude de la tension durant l'alternance de décharge et une tension de référence fixe et du courant collecteur du transistor de commutation 7 égal, pendant l'état saturé de celui-ci, au courant I1t dans le primaire 11 et qui croit linéairement avec le temps et éventuellement de l'amplitude de la tension durant l'alternance de charge (indexage). l'amorçage du thyristor 61 se produit donc lorsque la somme de la chute de tension provoquée par le courant de régulation su-r la résistance 64, sensiblement constante pendant un cycle, et de la chute de tension provoquée par le courant collecteur du transistor 7, croissant linéairement pendant l'état saturé de celui-ci, dépasse la valeur de la tension de polarisation d'une valeur de seuil prédéterminée On obtient donc en mcm temps la régulation des tensions de sortie et une limitation du courant à une valeur maximale Icmax qui est fonction de la tension de polarisation en l'absence de régulation, c'est-à-dire lors du démarrage de l'alimentation ou lors d'un court-circuit aux bornes d'un montage redresseur alimenté par l'ui1 des enroulements secondaires 14 à 17. Darus ces enroulements secondaires, le courant I représenté 14 par la courbe F de I figure 2, croit rapidement, à partir de l'instant t2, d'une valeur nulle à une valeur maximale qu'il atteint lorsque la +esio collecteur du transistor 7 atteint la tension V5. A partir de cet instant, le courant I14 décrit linéairement jusqu'à atteindre une valeur nulle, à l'instant t3 où l'énergie emmagasinée par le transformateur 10 a été complètement transmise aux circuits d'utilisation (montages redresseurs 100-101 etc..., par exemple). A cet instant t3, la tension collecteur VC7, qui est constituée par la tension V5 emmagasinée par le condensateur 31 du circuit de protection, se décharge rapidement à travers l'enroulement primaire 11, la résistance 33 du circuit de protection 30 et la résistance 21 du circuit d'amortissement 20, les diodes 22 et 32 étant bloquées, dans le condensateur de filtrage 6 qui est à la tension V4. Grâce à l'amortissement fourni par les résistances 1 et 31, la forme d'onde du transltoire de décharge ne présente qu'une suroscillation unique de relativement faible amplitude. Ce transistoire apparaît par couplage sur tous les enroulements secondaires 12 à 17 où, après cette suroscillation, la tension devient nulle. Sur la borne 120 de l'enroulement de réaction, cette suroscillation apparaît avec une polarité positive de façon à faire conduire la diode 41 du circuit d'auto-alimentation 40 de la base du transistor 7 et à pouvoir entraîner un déblocage intempestif de celui-ci. le montage parallèle 45 de la diode de Zener 44 et du condensateur 43 qui reste chargé à la tension de Zener, est destiné à éviter cet inconvénient en choisissant la tension de Zener de la diode 44 supérieur à l'amplitude VS de la suroscillation de V120 (voir courbe G, figure 2). De cette façon, la diode 41 ne se débloque que lorsque la tension V120 dépasse la tension de Zener de la diode 44. Jusqu'ici on a décrit que le fonctionnement normal de l'alimcn- tation suivant l'invention, c'est-à-dire lorsque la puissance délivrée est à l'intérieur d'une plage nominale délimitée par une puissance maximale P max et une puissance minimale P min intérieure par exemple au quart de la puissance maximale. tors que la puissance fournie dépasse temporairement la puissance maximale, les tensions fo-urnies par les enroulements secondaires, dont l'enroulement de régulation 13, diminuent. Par cor.séquent, la tension continue, dite régulée, fournie pa-r le circuit de régulation 80 à l'entrée 900 du circuit de déclenchement 90, par l'intermédiaire de la diode 901, diminue en entraînant la diminution de la fréquence du circuit oscillateur à relaxation par la réduction dc la pente de la rampe de tension aux bornes du condensateur 92. La puissance minimale délivrée dépend de la durée minimale de la conduction du transistor de commutation 7, qui est liée à une constante de temps déterminée par la capacité du condensateur 31 du circuit de protection 30. Pour assurer un fonctionnement permanent fiable de l'alimentation suivant l'invention en état de sous-charge, lorsque la puissance consommée est inférieure à la puissance minimale il faut maintenir la durée de liétat saturé du transistor de commutation 7 au moins égale à cette durée minimale et donc faire varier la fréquence de répétition de l'impulsion de déclenchement fournie à la base du transistor 7 par le circuit de déclenchement 90 afin dc faire varier la puissance fournie. Plus précisément, le principe de régulation consiste à rendre la puissance fournie égale à la puissance consommée. Si le temps de saturation du transistor 7 est constant, l'énergie emmagasinée à chaque cycle est constante. Lorsque l'alimentation est sous-chargée, la fréquence de répétition normale des impulsions de déclenchement entrarnerait une augmentation des tensions de sortie non négligeable. Pour assurer une régulation en état de sous-charge, afin de réduire fortement cette augmentation, il est nécessaire de diminuer cette fréquence de répétition. tors de 1apparition d'un état de sous-charge, une légère augmentation de la tension de régulation aux bornes du condensateur 82 a pour consequence d'augmenter le courant collecteur du transistor de coparaisol1 87 du cIrcuit de régulation 80, ce qui entra ne une augmentation de la tension collecteur de ce transistor 87. Cette tension collecteur VC87 est appliquée, par l'inter-édiaire de la diode 903, de la seconde entrée 902 du circuit de déclenchement 90 et du diviseur de tension résistif 908 909 à la base du quatrième transistor 907, qui est connecté en parallèle avec le condensateur 92 d générateur de ranpe RC 91, 92, et qui se débloque lorsque la tension appliquée à sa base dépasse un certain seuil. Ce transistor 907 n'affecte pas, lorsqu'il est bloqué, la fréquence de répétition des impulsions de déclenchement, mais il décharge et court-circuite le condensateur 92 lorsqu'il est saturé.La durée de l'état saturé du quatrième transistor 907 dépend de l'accroissement de la tension aux bornes de l'enroulement secondaire de régulation 17 durant ltalternar.ce de décharge, qui est redressée par la diode 81 et emmagasinée par le condensateur 82 et qui est une fonction inverse de la puissance consommée par l'ensemble des enroulements secondaires 12 à 17, ainsi que de la constante de temps de décharge de ce condensateur 82, dont la valeur doit castre choisie de façon à optimaliser la réponse dynamique de régulation. En effet, le condensateur 82 se charge à une tension de régulation autant plus élevée que les courants fournis par l'ensemble des enroulements secondaires est faible. Cette tension aux bornes du condensateur 82 est déchargée par la somme du co-urant parcourant le diviseur résistif 83, 84 et 85 et du courant collecteur du transistor 87 jusqu'au cycle de découpage suivant déclenché par le circuit 90. le nouveau cycle n'est déclenché que lorsque le condensateur 92 s'est rechargé à travers la première résistance 9 après le reblocage du quatrième tr lsintor 907 quant la tension aux bornes du condensateur 82 s'est rapprochée de la valeur nominale de la tension de régulation. Par conséquent, a durée de l'état saturé du quatrième transis- tor 907 court-circuitant le condensateur est une fonction directe de la tension maximale aux bornes du condencatHur 82. La fréquence des impulsions de déclenchement est donc autant plus réduite que la puissance consommée est faible.On obtient ainsi une régulation même en état de sous-charge de 1' alimentation qui peut, par conséquent, être utilisea par exemple dans un récepteur de télévision télécommandé pour alimenter également le circuit récepteur du système de télé commande pon,vant assurer ainsi la mise en ro-ute à distance du récepteur de télévision lorsque celui-ci est en état de veille. Il est à remarquer ici que, sans ren changer au fonctionnement décrit c-dessus, il est possible d'utiliser deux enroulements secondaires distincts respectivement pour l'auto-alimentation de la base du transistor 7 et pour l'alimentation du circuit de polarisation 50 et du circuit d'indexage 70. Au démarrage, lorsque la tension alternative du secteur est appliquée aux bornes 2 et 3 du pont redresseur 1, celui-ci charge en quelques périodes le condensateui 6 à la valeur nominale de la tension continue V4. Dès que la tension sur la borne 4 de la source 1-6 devient positive, elle est appliquée à travers l'enroulement primaire Il au collecteur du transistor de commutation 7 qui, malgré l'absence d'une tension de polarisation négative sur sa base, reste bloqué et qui n'est parcouru que par un faible courant de fuite à travers sa jonction collecteur-base avec les résistances 53, 65, 64 et 8 en série. Au démarrage, le circuit de déclenchement 90 est alimenté sur son entrée d'alimentation 900, à travers la résistance de démarrage 9, par la tension du secteur redressée et filtrée, prélevée sur la borne 4 de la source 1-6. La valeur de cette résistance 9 est choisie de façon que la tension sur ltentrée d'alimentation 950, lorsque le condensateur 92 est couat-cirovité, soit inférieure à la tension de régulation fournie par le circuit~de régulation 80 en fonctionnemelt nopal à travers la diode 901. te circuit de régulation 80 ne fournissant, au démarrage, ancune tension, la diode 901 reste bloquée et le condensateur 92 est chargé par la tension V4 de la source 1-6 exponentiellement à travers les résis- tances 9 et 91 en série et le circuit de déclenchement 90 fonctionne comme décrit précédemment, toutefois à une fréquence de répétition inférieure. La première impulsion de déclenchement ainsi obtenue fait basculer le transistor de commutation 7 dans son état saturé où il est maintenu à laide de l'enroulement secondaire de réaction 12 pendant l'alternance de charge du transformateur 10. Aucune alternance de décharge n'ayant précédée celle-ci, les tensions de polarisation V52 et de régulation V82 sont nulles et c'est la chute de tension provoquée par le courant collecteur du transistor 7 aux bornes de la résistance de mesure 8 qui fera amorcer le thyristor 61 par une tension positive appliquée sur sa gâchette. L'alternance de décharge consécutive permet de charger les condensateurs 52 et 82 à des tensions de polarisation et de régulation de relativement faibles valeurs. Au cours des cycles de découpage suivants, les tensions de polarisation V52 et de régulation V82 augmentent graduellement jusqu a approximativement leur valeur nominale à partir de laquelle la régulation devient opérante et se trouve en fonctionnement normal, décrit précédemment. Dans ce cas, c'est la diode 901 qui alimente le circuit de déclenchement 90 sur son entrée 900. t'alimentation a découpage décrite ci-dessus permet dtalimenter des circuits électroniques en état de veille et avec mise en route commandée à distance. Ces circuits électroniques peuvent être des récepteurs de télécommunication, de radiodiffusion et de télévision, des réémmetteurs, des répondeurs automatiques, des répéteurs de télécommunication et des enregistreurs télécommandés, par exemple. Dans le cas d'-un récepteur de télévision, une telle alimentation peut fournir des tensions d'alimentation continue régulées aux divers circuits de celai-ci ainsi qu'une très haute tension continue et une tension alternative de chauffage du filament au tube à rayons cathodiques. R E V E N D I C A T I O N S 1. klimelztation à découpage destinée à fournir, à partir d'une source (î-6) d'une tension continue pouvant être obtenue par le redressement et le filtrage de la tension alternatives du secteur, une ou plusieurs tensions continues et/ou alternatives régulées, comportant un transformateur de découpage (10) dont l'enroulement primaire (11) est réuni de façon répétée, par l'intermédiaire d'un transistor de commutation (7) et d'une résistance de mesure (8) du courant collecteur de celui-ci, aux bornes de ladite source (1-6), l'un des enroulements secondaires (12) dudit transformateur (10), dit de raction, étant couplé à la base dudit t-;;-ansistor (7) par l'inter modulaire d'un circuit d'auto-alimentation (40) alimentant cette base lorsqu'il est conducteur, ladite base étant d'autre part couplée par l'intermédiaire d'un circuit de blocage (60) comportant un thyristor (61) a la borne de ladite source (1-6) reliée à ladite résistance de mesure de façon a commander l'amorçage dudit thyristor (61) sur sa chute conjointement en fonction du courant collecteur dudit transistor (7) et d'une tension de régulation fournie par un circuit de régulation 80) alimenté par un autre enroulement secondaire (13) dudit transformateur (10) et comportant un montage redresseur (81, 82) et un étage comparateur de tension (87) comparant la tension fournie par le montage redresseur à une tension de Zener (86) fixe, ladite gâchette étant d'autre part polarisée au moyen d'une tension de blocage fournie par un circuit de polarisation (50) alimenté par l'un des enroulements secondaires (12) du transformateur (10), ladite alimentation étant caractérisée par le fait que, ledit transistor de commutation (7)étant polarisé sur sa base au moyen d'une tension de blocage fournie par ledit circuit de polarisation (50), elle comporte, inséré entre le collecteur dudit transistor de cor---ation (7) et ledit enroulement primaire (11), un circuit d'amortissement (20) comprenant en parallèle une diode t22) montée pour conduire dans le même sens que ledit transistor de commutation et une résistance (21) destiné à amortir le transitoire vers l'état d'équilibre de la tension aux bornes de l'enroulement primaire (11) provoqué par l'annu.lation des courants dans les enroulezents secondaires (12 à 17). 2. Alimentation suivant la revendication 1, caractérisée par le fait que ledit circuit d'auto-alimentation (40) qui est alimenté par l'une des bornes (120) de l'enroulement secondaire de réaction (12) dont l'autre borne est reliée à l'émetteur du transistor de commutation (7), comporte en série une diode 41 montée de façon à conduire pendant l'état conducteur de celui-ci un courant vers sa lase, une résistance (42) de limitation de ce courant de base, et un montage parallèle (45) d'un condensateur (43) et d'une diode de Zener (44) montre de façon à engendrer une tension continue a i bornes c%'oe condensateur (433 dont la borne reliée à la base est polarisée négativement par report à l'autre borne, de façon à protégc ladite base contre des s-uroscillations (VS) résiduelles provoauées par l'annulation du courant dans les enroulements secondaires (12 à 17). 3 Alimentation suivant la revendication 2, caractérisée par le fait que le circuit de blocage (60) est relié à l'autre borne dudit montage parallèle (45), polarisée positivement par rapport à la base du transistor de commutation (7). 4. Alimentation suivant l'une des revendications précédentes, caractérisée par le fait que ledit transistor de commutation (7) est commandé par des impulsions de déclenchement à périodicité sensiblement stable fournies à sa base par un circuit de déclenchement (90) comprenant un oscillateur à relaxation et alimenté sur s n entrée d'alimentation (900), d'une part en fonctionnement normal, par ledit montage redresseur- (81, 82) dudit circuit de régulation (80) par l'intermédiaire d'une diode (901) d'isolement et, d'autre part au démarrage, par ladite source de tension continue (1-6) à travers une résistance (9) dite de démarrage. 5. Alimentation à découpage suivant la revendication 4, caractérisée par le fait que ledit oscillateur à relaxation est constitué par un multivibrateur du type comprenant deux transistors complémentaires (93, 99) ou un second thyristor équivalent à ceux-ci et a générateur de tension en forme de rampe composé d'une première résistance (91) et d'un condensateur (92) alimentés en série par ladite entrée d'alirzentation (900) ; la tension croissante aux bornes dudit condensateur provoquant, à partir d'un seuil donné par une diode Zener (96), le basculement du basculeur bistable constitué par le circuit comprenant lesdits transistors complémentaires (9r, 9g) o- ledit second thyristor et qui commande la décharge rapide dudit co d-nsateur (92) à travers un troisième transistor (905) et mie résistance (906) de limitation du courant dans la base dudit transistor de commutation (7). 6. Alimentation suivant la revendication 4, caractérisée par le fait que ledit circuit de déclenshement (90) comporte en outre un a.uatrième transistor (907) relié par son collecteur et son émetteur aux bornes respectives dudit condensateur (92), et par sa base à la sortie de l'étage comparateur (87, 86) du circuit de régulatio:: (80), cette sortie lui fournissant vn signal de commande qui le fait conduire lorsque la tension de régulation fournie par le montage redresse-ur (81, 82) dépasse, s.ous l'effet d'une souscharge, la valeur nominale régulée, afin de réduire la fréquence de répétition des impulsions de déclenchement en court-circuitant ledit condensate-ur (92) pour des dures qui sont fonction de llaccrois- senient de cette tension de régulation. 7. Alimentation suivant l'une des revendications précédentes, caractérisée par le fait que ledit enroulement secondaire de réaction (12-) alimente, par l'intermédiaire d'un circuit dit d'indexage (70) comportant une diode de Zener (71) et une résistance (72) en série, le circuit gâchette-cathode dudit thyristor (61), afin de compenser les variations du temps de stockage des porteurs avec la tension continue de la source, lorsque celle-ci dépasse un seuil déterminé par la tension de Zener de ladite diode (71).