Les circuits de convertisseurs de courant continu en courant continu comportant un étage intermédiaire en courant alternatif sont utilisés pour répondre à un grand nombre de buts différents. Par exemple, on peut vouloir augmenter la tension du courant con-5 tinu utilisé dans un équipement électronique. Dans ce cas, un courant alternatif est produit, sa tension est élevée par un transformateur, et un circuit redresseur le redresse afin d'obtenir un courant continu à la tension élevée. Un double processus de redressement .est également souvent 10 utilisé, dans lequel le courant alternatif d'une ligne de transport d'énergie est redressé pour obtenir un premier courant continu. Ce courant continu est alors converti en courant alternatif pour que sa tension soit modifiée ou pour l'isoler par un transformateur. Le courant alternatif résultant est alors redressé afin 15 d'obtenir une sortie en courant continu. Cette disposition peut présenter des avantages en raison du fait que la conversion en courant alternatif effectuée par le circuit est faite sous une fréquence considérablement plus élevée que celle de la ligne de transport d'énergie. Par conséquent, le transformateur utilisé 20 pour changer la tension ou pour isoler peut être plus petit qu'un transformateur de puissance classique. Il est souhaitable que le convertisseur continu-continu soit commandé pour délivrer une tension de sortie d'une valeur prédéterminée. Les convertisseurs continu-continu connus jusqu'à pré-25 sent utilisaient fréquemment dans ce but des organes de commutation, associés avec des organes d'emmagasinage d'énergie pour obtenir un courant de sortie continu à une tension déterminée. Par exemple, un transistor de commutation est alternativement passant ou bloqué, et un transformateur, ou une inductance, est adapté pour 30 recevoir le courant du transistor. La tension de sortie est contrôlée par le temps d'ouverture du transistor. L'emploi d'un transistor de commutation qui est soit passant, soit bloqué présente l'avantage que ce transistor ne dissipe que peu ou pas de puissance. Toutefois, dans un tel circuit, il se produit des pointes 35 de courant importantes par rapport au courant continu désiré. La commutation produit également des parasites électromagnétiques, et la vitesse de rétablissement des redresseurs employés est souBAD ORIGINAL 70 27321 -2- 2053131 mise à des exigences sévères. De plus, un filtrage appréciable est nécessaire pour obtenir un courant continu convenable. Des oscillateurs sinusoïdaux peuvent être utilisés pour produire un courant alternatif qui peut ensuite être redressé afin 5 d'obtenir un courant continu. Toutefois., la perte ou dissipation inhérente dans un organe actif usuel tel qu'un transistor utilisé dans un circuit oscillateur est généralement plus grande que celle se produisant dans un circuit à commutation. De plus, le proclassique blême de la dissipation est aggravé dans le cas d'un oscillateur / TO si une régulation est désirée, car l'oscillateur doit être polarisé à un niveau convenable pour fournir un courant plus ou moins important en fonction des variations de tension. Dans ce cas, le dispositif oscillateur fonctionne dans des conditions où une importante dissipation est sujette à se produire, c'est-à-dire que 15 le courant du dispositif oscillateur n5a. pas sa valeur maximale au moment où la tension s'annule à ses bornes, ce qui entraîne une dissipation plus élevée que dans le cas d'un dispositif de commutation. Selon la présente inventions un circuit de convertisseur 20 comporte un circuit résonnant accordé, agencé pour délivrer un courant alternatif. Un dispositif de commutation connecte alternativement le circuit résonnant entre les bornes d'entrée en courant continu et un dispositif de sortie tel que le primaire d'uxt transformateur» Le secondaire du transformateur alimente un cir-' 25 cuit redresseur pour obtenir le courant continu final. Un circuit de réaction est utilisé pour synchroniser le fonctionnement du commutateur sur la fréquence du circuit accordé, de façon que la commutation se fasse à peu près au moment où le courant passe par zéro dans le circuit accordé» Selon la présente invention, les 30 commutateurs sont maintenus en position zéro, ou position de blocage, inhibant la réaction pendant une partie de chaque cycle qui dépend du niveau de tension à la sortie„ Il en résulte une variation de la fréquence du courant alternatif qui est fonction de la tension de sortie, et qui fait que cette tension de sortie reprend 35 la valeur voulue. Ce circuit présente plusieurs avantagera, rïoat le fait que les pointes de courant sont relativement faibles par rapport au BAD ORIGINAL 70 27321 -3- 2053131 courant moyen qui traverse le circuit. Les courants ont des formes approximativement sinusoïdales et la valeur de crête n'est qu'environ % fois la valeur moyenne du courant. Alors que les circuits 2 de commutation antérieurs ne fournissaient pas d'énergie à la char-5 ge pendant une grande partie du temps, le présent circuit délivre du courant pendant une grande partie du temps, ce qui facilite le filtrage du courant continu de sortie, l'efficacité est également améliorée en raison de la forte puissance moyenne qui est transmise par rapport aux courants instantanés admis dans les transistors, 10 transformateurs et redresseurs. Les fréquences des tensions découpées sont plus basses que dans les circuits classiques en raison du circuit LC. De cette commutation moins rapide, il résulte une réduction des parasites électromagnétiques et des exigences moins sévères en ce qui concerne le redresseur. De plus, du fait que les 15 organes de commutation opèrent au moment de l'annulation du courant, les pertes dues au temps de commutation de ces organes, transistors par exemple, sont pratiquement éliminées. La régulation agissant au moment où les commutateurs sont déjà bloqués, la fonction de régulation agit à chaque demi-période du courant al-20 ternatif. L'invention concerne donc un convertisseur continu-continu efficace à sortie régulée, dans lequel les pointes de courant sont moins importantes que dans les convertisseurs antérieurs à inverseur, délivrant une puissance moyenne importante pour des courants 25 de pointe donnés dans les transistors, transformateurs, redresseurs, etc., dans lequel la fréquence du courant découpé' est plus faible que dans les circuits classiques afin de réduire les parasites électromagnétiques et les exigences concernant les redresseurs, dans lequel la commutation et la régulation s'effectuent au 30 moment de l'annulation de la tension, et dont le mode de commutation réduit au minimum la dissipation de puissance dans les éléments de commutation. D'autres caractéristiques et avantages de l'invention res-sortiront de la description qui va suivre, faite en regard des des-35 sins annexés illustrant un mode de réalisation donné à titre explicatif, et non limitatif. 70 27321 -4- 2053131 Sur ces dessins : la figure 1 est le schéma d'un circuit servant à expliquer le fonctionnement de la présente invention ; la figure 2 est un graphique illustrant le fonctionnement 5 du circuit de la figure 1 ; la figure 3 est un second graphique illustrant le fonctionnement du circuit de la figure 1 ; la figure 4 représente en partie sous forme de schéma et en partie sous forme de diagramme le schéma du circuit selon l'inven-10 tion ; la figure 5 est un premier graphique illustrant le fonctionnement du circuit de la figure 4 ; la figure 6 est un second graphique illustrant le fonctionnement du circuit de la figure 4 ; et 15 la figure 7 est le schéma d'un circuit réalisé selon la pré sente invention. Dans la figure 1, qui montre un circuit qui aide à-la compréhension de la théorie du fonctionnement de la présente invention, deux batteries 10 et 12 sont connectées en série, et déli-20 vrent ensemble une tension d'entrée désignée par E^. Le point milieu entre les t'.eux batteries est mis à la masse. La borne positive de la batterie 10 est reliée au contact fixe 14 d'un commutateur unifilaire à deux positions 16 et la borne négative de la batterie 12 est connectée à l'autre contact fixe 18. Une tension e^ 25 est développé^èntre le contact mobile du commutateur 16 et la masse. La forme rectangulaire de la tension e^ est également représentée sur la figure 1, la période étant Tg. Le contact mobile du commutateur 16 est relié à travers un bobinage 20 d'inductance L et un condensateur 22 de capacité C au point de jonction 24 où une 30 tension Spri est développé . La borne 24 est reliée à l'anode de la diode'26 et à la cathode de la diode 28, et les autres bornes de ces diodes sont reliées respectivement aux bornes des condensateurs de filtragé 30 et 32. Les autres bornes de ces derniers condensateurs sont à la masse. Une première résistance de charge 34 35 est aux bornes du condensateur 30 et une seconde résistance de charge 36 est aux bornes du condensateur 32. Une tension de sortie Eq est développée aux bornes de l'ensemble des deux résistances en BAD ORIGINAL 70 27321 -5- 2053131 10 série. Dans le cadre de la description, les composants utilisés sont supposés parfaits, et le commutateur 16 est commandé à la fréquence f égale à la fréquence de résonance fTr, du circuit LC S JjO constitué par les composants 20 et 22 en série. De plus, la commutation est effectuée en synchronisme de phase avec le courant sinusoïdal i^ dans les composants 20 et 22 comme le montre la figure 2. Ainsi qu'on peut le remarquer, epri est exactement égal à e^ et la tension de sortie E redressée par les diodes 26 et 28 et filtrée par les condensateurs 30 et 32 est exactement égale à la tension d'entrée E^. et e^ constituent chacun une tension rectangulaire, comme le montre la figure. Les valeurs des tensions Eq et Ejj. sont toutes deux égales à l'amplitude du signal rectan-15 gulaire e ^. On désire maintenant contrôler la valeur de la tension de sortie, et ce contrôle s'effectue selon l'invention en modifiant la fréquence de fonctionnement de l'inverseur 16, par rapport à celle du courant alternatif dans les composants 20 et 22. La ten-20 sion Eq peut être régulée sur une valeur inférieure à E^. en changeant la fréquence de commutation par rapport à la valeur . Une variation de la fréquence de commutation, soit au-dessus soit au-dessous de la fréquence LO provoque une diminution de la tension de sortie. 25 Toutefois, dans la suite de la description, on se placera dans le cas d'une diminution de la fréquence de commutation. Supposons maintenant que E^ a une valeur plus grande que celle désirée, et que le circuit délivre encore la même tension de sortie E . La commutation s'effectue en retard de phase par rapport à la 30 tension à l'entrée comme le montre la figure es^ alors d'amplitude plus faible et en avance de phase par rapport à la tension e^. Par conséquent, la tension redressée de sortie Eq est d'amplitude plus faible que la tension d'entrée E^. Comme le montre la figure 3, le courant dans le circuit ré-35 sonnant 20-22 n'est plus exactement sinusoïdal puisque la commutation ne s1 effectue plus en synchronisme avec la fréquence du circuit résonnant LC. La commutation sfeffectue dans tous les cas 70 27321 -6- 2053131 après que le passage à zéro du courant LC, d'où il résulte -un courant i^ç dont la forme est représentée sur la figure 3. Le résultat en est un abaissement de la fréquence et un abaissement de la tension de sortie par rapport à la tension d'entrée. La tension de 5 sortie Eq peut être maintenue constante pour une tension drentrée égale ou supérieure à Eq par le contrôle de la fréquence de commutation. Quand la tension d'entrée augmente, lreffet de la régulation est que les pointes de courant restent sensiblement constantes, mais que le retard dans la commutation entraîne un retour 10 d'énergie vers la source pendant une partie du cycle. Le courant moyen absorbé diminue quand la tension d'entrée augmente maintenant constante la puissance prélevée à la source. La figure 4 illustre partiellement sous forme de diagramme un circuit réalisé selon l'invention. Deux bornes d'entrée 38 et 15 40 sont alimentées en courant continu de tension E^ la borne 38 étant positive par rapport à la borne 40. La borne 38 est reliée à une extrémité d'un enroulement primaire 42 d'un transformateur 44 qui comporte également les enroulements secondaires 46, 48 et 50. Un circuit redresseur à deux alternances comprenant les dio-20 des 52 et 54 relis l'enroulement 46 à la charge 56 aux bornes de laquelle est placée un condensateur de filtrage 58 „ Les enroulements 48 et 50 comportent de la même manière des circuits redresseurs et des charges. Le circuit résonnant LC comporte une inductance 20 et un * 25 condensateur 22 montés en série;, line extrémité du circuit résonnant LC étant connecté à l'autre extrémité de l'enroulement primaire 42. La/borne du circuit LC opposée à l'enroulement 42 est en serie connectée/à une borne 68 à travers 1%enroulement primaire 60 d'un transformateur 62 et l8enroulement primaire 64 d'un transforma-30 teur 66. Deux organes de commutation comprenant ici les transistors Iffl" 70 et 72 sont insérés respectivement entre les bornes 38 et 40 et la borne 68 précitée. Le collecteur du transistor 70 est connecté à la borne 38 et son émetteur est connecté à la borne 68. Une diode 74 est montée en dérivation sur le transistor 70 avec 35 son anode reliée à l'émetteur du transistor 70, Le collecteur du transistor 72 est connecté à la borne 68 eù son émetteur est connecté à la "borne 40. La diode 76 est montre aux bornes du transxs- BAD ORIGINAL 70 27321 2053131 "fcor 72, son anode étant reliée à l'émetteur du transistor 72, le transformateur 66 constitue un transformateur de réaction et comporte en plus les enroulements 78 et 80 prévus pour la synchronisation. Une extrémité de l'enroulement 78 est reliée 5 à l'émetteur du transistor 70 et l'autre borne de l'enroulement 78 est reliée à la base du transistor 70 à travers un circuit de polarisation constitué d'un condensateur 82 en parallèle avec une résistance 84. De même, une extrémité de l'enroulement 80 est connectée à l'émetteur du transistor 72 et l'autre borne de cet en-10 roulement est relié à la base du transistor 72 à travers un circuit de polarisation constitué d'un condensateur 86 en parallèle avec une résistance 88. Les connexions de l'enroulement 80 sont inversées par rapport à celles de l'enroulement 78 de sorte que les bases des transistors 70 et 72 sont commandées en opposition 15 de phase pour être passantes alternativement. Un enroulement supplémentaire 90 du transformateur 66 est prévu avec une prise médiane et les extrémités de cet enroulement sont raccordées à travers les diodes 92 et 94 à une borne commune 96. La cathode de chaque diode est raccordée à la borne 96. La 20 borne 96 et le point milieu de l'enroulement 90 sont reliées à la sortie du circuit de régulation de tension et de protection de surintensité 98. Le circuit de régulation de tension.et de protection de surintensité 98 reçoit un premier signal provenant de l'enroulement 25 100 du transformateur 62, et un second signal provenant de l'enroulement 102 du transformateur 44. L'enroulement 102- est couplé au circuit de régulation de tension et de protection de surintensité 98 au moyen d'un redresseur à deux alternances constitué des diodes 104 et 106. 30 Le fonctionnement du circuit de la figure 4 est similaire "à celui expliqué à propos du circuit de la figure 1. De même, l'entrée du circuit LC vient de l'entrée en courant continu E^, et ce courant continu est commuté. Le courant sinusoïdal iT „ qui tra- JjU verse les éléments 20 et 22 traverse aussi l'enroulement primaire 35 42 du transformateur 44. Si la commutation s'effectue en synchronisme avec le courant LC, la forme sinusoïdale du courant n'est pas perturbée. Toutefois, si la commutation n'est pas tout à fait 70 27321 -8- 2053131 en phase avec le courant sinusoïdal, la forme du courant dans le circuit LC s'écarte légèrement de la forme sinusoïdale, comme le montrent les figures 5 et 6. Si l'on se reporte de nouveau à la figure 4, l'enroulement 5 64 en série avec le circuit LC est un enroulement de réaction qui fait que les transistors tendent à commuter en synchronisme avec le courant LC puisque des tensions synchronisées avec i^ sont induites dans les enroulements 78 et 80. Il en résulte que les transistors 70 et 72 sont alternativement passants. Si le transistor 10 72 est conducteur, le courant passe de la borne 38 à travers l'enroulement 42, le condensateur 22, l'inductance 20, l'enroulement 60s l'enroulement 64, le collecteur et l'émetteur du transistor 72, à la borne 40. D'un autre côté, si le transistor 70 est conducteur, le courant passe à travers le collecteur et l'émetteur du 15 transistor 70, l'inductance 20, le condensateur 22 et l'enroulement 42. Il faut remarquer que les transistors 70 et 72 sont conducteurs alternativement pendant une demi-période du courant LC dans les composants 20 et 22, et que la commutation entre les transistors s'effectue sensiblement lorsque le courant dans le circuit 20 résonnant LC passe par zéro. Selon la présente invention, les deux transistors sont maintenus bloqués quand le courant passe par zéro, pendant un temps qui dépend de la tension de sortie qui doit être fournie si la tension de sortie, à la résistance de charge 56 par exemple, est 25 trop élevée, les. transistors 70 et 72 sont maintenus bloqués pendant un temps plus long ce qui fait que la tension à l'enroulement 42 devient' comparativement plus faible. Mais, si la tension de sortie est trop basse, les transistors 70 et 72 sont maintenus bloqués pendant un temps plus court jusqu'à ce que la régulation 30 voulue soit obtenue. La régulation s'effectue à travers le circuit de régulation de tension et de protection de surintensité 98. L'enroulement 100 détecte, si le courant alternatif dans le circuit 20-22 passe par zéro, et en réponse un signal carré de durée réglable est ^Lélivré à l'enroulement 90. Ce signal carré blo-35 que la tension aux enroulements du transformateur 66 au moyen des diodes 92 et 94 pendant la durée du signal carré, de sorte que la réaction de déblocage de l'un des transistors 70 ou 72 est annulée. PAO ORIGINAL 70 27321 -9- 2053131 Ensuite la réaction peut déclencher la commutation en un point de la période du courant de résonance approprié pour délivrer un niveau de sortie déterminé, Le niveau de sortie est détecté à travers l'enroulement 102 et appliqué par ce dernier au circuit de 5 régulation de tension et de protection de surintensité. Les diodes 92 et 94 constituent avec le circuit 98 un dispositif de commutation de réaction. Un exemple de circuit de régulation de tension et de protection de surintensité est décrit dans la réalisation suivante. 10 Les figures 5 et 6 illustrent le fonctionnement du circuit de la figure 4 en représentant successivement des tensions d'entrée plus élevées. Dans chaque cas, e^ est la tension aux "bornes du transistor 72 et e . est la tension aux tomes de l'enrou- pri lement primaire 42. Il faut noter que le courant i^ ne circule 15 à partir de la source de courant continu que si la tension e^ aux bornes du transistor 72 est sensiblement nulle, c'est-à-dire si le transistor 72 ou la diode 76 est conducteur. Si la tension e^ est maximale, le courant i^ traverse soit le transistor 70, soit la diode 74. 20 Considérant plus en détails la séquence représentée par la figure 5, quand le courant de résonance dans le circuit accorde i-^ç, passe par zéro en augmentant au temps t^, la tension aug mente jusqu'à sa valeur maximum. Ceci est- principalement une conséquence du type de charge utilisée dans le présent circuit où des 25 diodes 52 et 54 par exemple chargent un condensateur 58. Pour une charge entièrement résistive la tension e . serait ° prx moins proche d'un signal carré et plus semblable à i^. Au temps t^ la tension ou -*-a tension à la base du transistor 72, par rapport à la borne 40, est décroissante comme le montre la figure 30 5» mais ainsi qu'il sera mieux décrit par la suite, le courant i^. traverse la diode 76 et le circuit LC. Entre les temps t^ et l'enroulement 90 est excité de sorte que ni la base du transistor 70 ni celle du transistor 72 ne sont rendues positives par le transformateur 66. Le temps qui sé- 35 pare t, et t_ est déterminé par le circuit de régulation de ten- 1 sion et de protection de surintensité 98 ainsi que décrit plus haut. 70 27321 -10- 2053131 Au temps t^, 1*enroulement 90 est déverrouillé et une tension négative est appliquée à la base du transistor 72 puisque le courant i-^ç est devenu positif à ce moment et que les connexions de l'enroulement 80 sont croisées entre le transformateur 66 et le 5 transistor 72. Au même moment, l'enroulement 78 applique une tension croissante au transistor 70, le rendant passant, le courant iT~ traverse liO maintenant le transistor 70 jusqu'à ce que ce courant s'annule de nouveau au temps t„. A ce moment., la tension e . est inversée et 3 pri. 10 l'enroulement 90 est encore une fois verrouillé par le circuit 98* la durée étant fonction .du niveau de tension voulu à la sortie du circuit. Cependant, dans l'intervalle, le courant iT„ traverse la IjO diode 74 entre les temps t^ et t^. Au temps t^ l'enroulement 90 est déverrouillé. Au temps t^ la base du transistor 72 devient po-15 sitive et le courant i^ traverse ce transistor depuis la source de courant continu comme indiqué par le courant i-T dans la figure 5. le courant continue à traverser le transistor 72 jusqu'au temps tp. où 18 enroulement 90 est verrouillé encore une fois » le courant i_ç passe à nouveau par zéro en croissant et doit alors traverser 20 la diode 769 le courant dans le circuit LC retournant maintenant à la source -jusqu'au tenros t~. u b Il y a lieu de remarquer que le temps qui sépare t,( et est plus grand dans- le cas de la figure 6 dans laquelle la tension continue appliquée à l'entrée du circuit a été modifiée» Par con-. 25 séquents 1eenroulement de verrouillage 90 fonctionne pendant une durée plus grande, retardant la phase et abaissant la fréquence de fonctionnement à un point qui fait que la tension e . reste la prx même. De ce retard dans la commutation il résulte que de l'énergie est délivrée par la source pendant une partie du cycle, et que 30 davantage d8énergie retourne à la source pendant une partie du cycle. Il faut noter que le courant ±T„ a sensiblement la forme d'une sinusoïde. De la puissance est délivrée à la charge pendant la majeure partie du temps et aucun courant excessif ne. traverse 35 les transistors 70 et 72» Ces transistors de coïasutation sont conducteurs pendant des temps notablement plus Xon-gs que dans les circuits de commutation régulés antérieurs » nonaéquentj ces BAD ORIGINAL 70 27321 -11- 2053131 courants ne sont pas excessifs et il n'est pas nécessaire, comme dans les réalisations antérieures, de faire circuler des courants importants pendant des temps courts. La commutation et la régulation s'effectuent aux moments où le courant est faible. 5 Le circuit de la figure 4 peut être considéré comme un os cillateur à réaction avec un circuit LC, 20-22 déterminant principalement la fréquence d'oscillation. A un moment déterminé quand le courant dans le circuit LC passe par zéro, la réaction est inhibée pour un temps déterminé afin de réguler le niveau de sortie 10 du circuit. Il a été considéré comme souhaitable d'utiliser dans le circuit de la figure 4 un circuit de démarrage 108 connecté entre les bornes 38 et 40. Ce circuit a pour but de délivrer une impulsion de démarrage à la base du transistor 72 quand le circuit de 15 convertisseur est mis en marche. Une connexion avec le collecteur du transistor 72 rend inefficace le circuit de démarrage une fois que le dispositif est en fonctionnement. Si l'on se reporte à la figure 7> un circuit complet y est représenté dans lequel des éléments similaires sont désignés par 20 les mêmes références numériques. Deux condensateurs de dérivation 112 et 114 sont reliés entre les fils 38, 40 du côté courant continu et la masse pour dériver les courants transitoires de commutation à fréquence élevée prenant naissance dans le présent dispositif afin qu'ils ne se propagent pas vers l'alimentation en 25 courant continu. Une inductance de choc 116a également un enroulement en série sur chacun des fils 38 et 40 pour empêcher les courants transitoires d'atteindre les bornes 38 et 40. Les enroulements de choc sont couplés afin d'éviter la saturation et d'avoir un composant qui ne soit pas trop encombrant. Donc, le courant con-30 tinu qui passe entre les bornes 38 et 40 traverse l'inductance 116 ri an h des sens opposés, ce qui annule le flux dû au courant continu. Le circuit de démarrage 108 comporte un condensateur 118 qui est chargé à partir de la borne 122 à travers la résistance 120. 35 La borne 122 peut être reliée par exemple à la borne 38. Toutefois, dans le cas où le présent circuit est utilisé immédiatement derrière un circuit redresseur ou similaire pour changer du cou 70 27321 -12- 2053131 rant alternatif en courant continu, la borne 122 doit plutôt être reliée à la source d'origine en courant continu. Il en résulte que le condensateur 118 est chargé soit à la tension du courant continu, soit à la tension d'un courant continu auquel est super-5 posé un courant alternatif. Quand la tension aux bornes du condensateur 118 atteint une valeur prédéterminée, la diode - à triple couche 124 est passante "et délivre un courant de déclenchement à la base du transistor 72 pour démarrer les oscillations. Quand le circuit est en fonctionnement correct, et que le transistor 72 est 10 passant à chaque demi-période, le condensateur 118 est déchargé à chaque demi-période à travers la diode 126. De façon à minimiser la puissance dissipée dans les transistors à leur ouverture, une inductance dé choc 128 est insérée en série avec le collecteur du transistor 70, et une inductance de 15 choc 130 est insérée en série avec le collecteur du transistor 72. Chaque transistor, quand il est commuté par sa base, doit commander une valeur de courant supportée par la diode qui est aux bornes de l'autre transistor. Les inductances de choc diminuent la perte qui se produit dans le court intervalle nécessaire pour la 20 transition. La diode 132 en série avec la résistance 134 aux bornes de l'inducfence 128, et la diode 136 en série avec la résistance 138 aux bornes de l'inductance 130 absorbent l'énergie emmagasinée dans les inductances pendant la commutation des transistors. La diode 140 connectée entre la base dti transistor 70 et 25 l'extrémité opposée de l'inductance 128, et la diode 142 connectée entre la base du transistor 72 et l'extrémité opposée de l'inductance 130 prélèvent une partie du courant base des transistors pour faciliter leur blocage. 70 27321 -13- 2053131 Si l'on examine maintenant le circuit de régulation, de tension et de protection de surcharge 98 illustré par la figure 7, les extrémités de l'enroulement 100 sont connectées à la résistance 144 en parallèle avec le condensateur 146, à travers les 5 diodes 148 et 150. Quand le courant qui traverse l'enroulement 60 atteint une valeur exagérée, le transistor 152 est ouvert à travers la diode 154, ce qui met à la masse l'enroulement 90. Ceci constitue l'aspect limitation de courant du circuit 98. La diode 156 et l'ensemble de la résistance 158 et du condensateur 160 con-10 nectés en série entre le collecteur du transistor 152 et la masse effectuent la protection de tension. Les extrémités de l'enroulement 100 sont également couplées respectivement aux bases des transistors 162 et 164. Une première extrémité de l'enroulement 100 est reliée à travers le condensa-15 teur 166 à la base du transistor 162 qui est mise à la masse à travers la résistance 168. Le condensateur 170 relie l'extrémité opposée de l'enroulement 100 à la base du transistor 164 qui est mise à la masse par la résistance 172. Les collecteurs des transistors 162 et 164 sont reliés au collecteur du transistor 174, ce 20 dernier étant monté en multivibrateur monostable avec le transistor 176. Les émetteurs des transistors 174 et 176 sont reliés à la masse, et chacun de leurs collecteurs est relié par connexions croisées à la base du transistor opposé, comme le montre la figvre. 25 Par conséquent, le collecteur du transistor 176 est relié à la base du transistor 174 à travers la résistance 178, et le-collecteur du transistor 174 est relié à la basé' du transistor 176 à travers le condensateur 180. Le condensateur 180 constitue une partie d'un circuit à temps, associé avec l'impédance du transistor 182 qui 30 est intercalé entre la base du transistor 176 et une résistance 184 reliant l'émetteur du transistor 182 au point 186. La résistance 188 est en dérivation sur le transistor 182 dont la base est reliée à un potentiomètre 190 faisant partie d'un diviseur de tension entre le point 186 et la masse. Le collecteur du transistor 176 35 est également relié au point 186 à travers la résistance 206,. et une résistance 192 relie le collecteur du transistor 174 au point 186. 70 27321 -14- 2053131 La tension 186 est fournie par l'enroulement 102 au moyen des diodes 104 et 106 qui délivrent un courant redressé à travers la résistance 194- Un condensateur de filtrage 196 filtre la tension au point 186. Donc, au point 186 est appliquée une tension 5 continue proportionnelle à la tension de sortie du circuit de convertisseur selon l'invention, cette tension étant mesurée par l'enroulement 102. Une tension de référence est établie aux bornes d'une diode Zener 198 reliée au point 186 à travers la résistance 200. La base 10 du transistor 202 est connectée au point intermédiaire entre la diode Zener et la résistance 200, et son émetteur est relié à l'émetteur du transistor 182 à travers la résistance 204. Si la tension au curseur du potentiomètre 190 devient trop faible, indiquant une tension de sortie trop faible,, le courant diminue dans 15 le potentiomètre 190 et la tension de la base du transistor 182 tombe par rapport, à celle de son émetteur. La tension de l'émetteur du transistor 182 tombe également, alors que la tension de l'émetteur du transistor 202 reste à peu près constante, en raison de la régulation par la diode Zener 198» Par conséquent, le tran-20 sistor 182 laisse passer un. courant plus important. Le multiviorateur monostable constitué par les transistors 174 et 176 se trouve normalement dans l'état où la transistor 174 est bloqué et le transistor 176 est passant, Â chaque passage par zéro du courant alternatif traversant les éléments 20 et 22, l'un 25 ou l'autre des transistors 162 et 164 devient brièvement passant, ce qui entraîne une excursion négative de la tension collecteur de l'un de ces transistors. L'excursion négative est appliquée à travers le condensateur 180 à la base du transistor 176 et le bloque. La tension augmente au collecteur du transistor 176 et le 30 transistor 174 est débloqué à travers la résistance 178. Cet état, qui est l'état instable du multivibrateur, persiste jusqu'à ce que la borne du condensateur 180 connectée à la base du transistor 176 soit chargée à travers le transistor 182 à une tension telle que le transistor 176 soit à nouveau débloqué par sa base. 35 La période d'instabilité du multivibrateur définit le temps pendant lequel le circuit oscillateur est -verrouillé par lrenroulement 90. Le condensateur 206 en parallèle sur la résistance 208 BAD ORIGINAL 70 27321 -15- 2053131 relie le collecteur du transistor 176 au point 96 du circuit d'oscillateur à travers le transistor 152. La période d'instabilité du multivibrateur monostable est très courte devant la durée d'une demi-période du courant i^ et définit les temps 5 t^ - ±2> t^ - t^, tj- - tg, etc., représentés sur les figures 5 et 6. Quand la tension diminue au point 186, la largeur de l'impulsion délivrée par le multivibrateur monostable diminue, ce qui verrouille le circuit pendant un temps plus court et permet l'augmentation de la tension de sortie; Similairement, quand 10 la tension de sortie devient trop élevée, la période du multivibrateur augmente, allongeant le temps de verrouillage et ramenant la tension à sa valeur normale. Le potentiomètre 190 peut servir à fixer la tension délivrée par le circuit de convertisseur au niveau voulu. 15 On voit que la commutation et la régulation de tension ont lieu au moment ou près du moment où le courant i^ passe par zéro dans le circuit LC. Par conséquent, la commutation et la régulation de tension s'effectuent sans avoir à commuter des courants importants, ce qui réduit les exigences concernant les composants 20 du circuit, et réduit la puissance dissipée au blocage des transistors 70 et 72. Après leur blocage à la fin de chaque demi-période, les transistors restent bloqués pendant un temps utilisé pour effectuer la régulation. Avant le déblocage de l'un d'entre eux, l'autre a le temps de retrouver entièrement son courant dp-25 repos. 70 27321 -16- 2053131 - revendications - 1 - Circuit convertisseur, caractérisé en ce qu'il comporte un circuit résonnant accordé, un dispositif de commutation pour exciter périodiquement ledit circuit accordé à partir d'une source 5 de courant continu afin de produire un courant alternatif dans ledit circuit accordé, un dispositif couplé audit circuit accordé pour recevoir un signal de sortie fonction dudit courant alternatif produit dans ledit circuit accordé, un dispositif de réaction pour commuter ledit dispositif de commutation à une fréquence syn-10 chronisée avec la fréquence de résonance dudit circuit accordé, et un dispositif pour modifier ladite fréquence de commutation en fonction de la tension de sortie dudit dispositif recevant le signal de sortie. 2 - Circuit selon la revendication 1 , caractérisé en ce que 15 ledit dispositif pour modifier la fréquence de commutation fonctionne près du passage à zéro du courant dans le circuit résonnant accordé et ledit dispositif de commutation inhibe ledit dispositif de réaction pendant un temps déterminé de chaque cycle de fonctionnement et dépendant de la tension de sortie dudit circuit. 20 3 - Circuit selon la revendication 1, caractérisé en ce que ledit dispositif recevant le signal de sortie comporte un circuit redresseur couplé audit circuit accordé pour délivrer un courant continu, ledit circuit redresseur délivrant ladite tension conti7 nue à laquelle est sensible ledit dispositif pour modifier la fré-25 quence de commutation. 4 - Circuit selon la revendication 1, caractérisé en ce que ledit dispositif de commutation comporte un premier et un second transistors couplant alternativement ledit circuit accordé au dispositif recevant le signal de sortie, un premier desdits transis- 30 tors étant intercalé en série entre ledit circuit accordé et l'une des bornes d'une source de courant continu et le second desdits transistors étant connecté entre ledit circuit accordé et l'autre borne- de la même source de courant continu. 5 - Circuit convertisseur, caractérisé en ce qu'il comporte 35 des bornes d'entrée de courant continu, un circuit résonnant accordé comprenant une inductance et un condensateur en série, un transformateur de sortie ayant un enroulement primaire dont une 70 27321 -17- 2053131 extrémité est reliée audit circuit résonnant série et dont l'autre extrémité est reliée à une première borne d'entrée de courant continu, un premier dispositif de commutation pour relier l'autre borne d'entrée de courant continu audit circuit résonnant série, 5 un second dispositif de commutation pour relier la première borne d'entrée de courant continu audit circuit résonnant, un dispositif de synchronisation pour détecter le courant dans ledit circuit résonnant pour commuter alternativement ledit dispositif de commutation, ledit dispositif de synchronisation commutant ledit 10 dispositif de commutation sous la condition que le courant qui circule entre ledit dispositif de commutation et ledit circuit résonnant soit proche de zéro, et un dispositif de commande pour détecter la tension de sortie dudit transformateur de sortie pour rendre inefficace ledit dispositif de synchronisation pendant un 15 temps prédéterminé, durant chaque cycle de fonctionnement, dépendant de la tension de sortie dudit transformateur. 6 - Circuit selon la revendication 5, caractérisé en ce que lesdits dispositifs de commutation comprennent des transistors. 7 - Circuit selon la revendication 5, caractérisé en ce 20 que ledit transformateur de sortie a au moins un enroulement secondaire et une charge en courant continu et qu'il comporte en plus un circuit redresseur entre ledit enroulement et ladite charge. 8 - Circuit selon la revendication 5t caractérisé en ce -25 que le dispositif de commande comporte un dispositif de couplage pour détecter le courant alternatif dans ledit circuit résonnant, un dispositif pour fournir une tension fonction de valeurs prédéterminées de la sortie dudit transformateur, et un dispositif pour inhiber ladite synchronisation pendant un temps prédéterminé aux 30 temps détectés par ledit dispositif de couplage et en fonction de ladite tension. 9 - Circuit selon la revendication 5, caractérisé en ce que ledit, dispositif de commutation comporte des transistors couplant alternativement ledit circuit résonnant audit transformateur 35 de sortie, ledit dispositif de synchronisation comportant un transformateur ayant un enroulement primaire connecté en série avec ledit circuit résonnant, et un enroulement secondaire du trans 70 27321 -18- 2053131 formateur étant relié aux électrodes de commande desdits transistors pour rendre alternativement conducteurs lesdits transistors en fonction de la polarité du courant alternatif dudit circuit résonnant.. 5 10 - Circuit selon la revendication 9, caractérisé en ce que le dispositif de commande comporte un transformateur supplémentaire ayant un enroulement primaire connecté en série avec ledit circuit résonnant, ledit dispositif de commande comprenant de plus un multivibrateur monostable pour produire une impulsion en 10 réponse au passage aux environs de zéro et dans le sens croissant du courant alternatif dans ledit circuit résonnant, ledit dispositif d1 inhibition comportant un enroulement supplémentaire sur le transformateur dudit dispositif de synchronisation pour recevoir-la sortie dudit multivibrateur monostable et inhiber le fonctionne-15 ment desdits transistors pendant le temps de fonctionnement dudit multivibrateur monostable, ledit multivibrateur monostable ayant un circuit de temporisation fonction de la tension de sortie dudit circuit convertisseur, de sorte que lesdits transistors sont bloqués dans chaque demi-période pendant une durée dépendant du ni-20 veau de la tension de sortie dudit circuit convertisseur. 11 - Circuit selon la revendication 10, caractérisé en ce qu'il comporte en plus des diodes en dérivation sur chaque transistor et dont la polarité est inverse du sens du courant principal traversant lesdits transistors» 25 12 - Circuit pour produire un courant alternatif en réponse à un courant continu d'alimentation, caractérisé en ce qu'il comporte un organe actif de commande et un dispositif déterminant .une fréquence de résonance dans le circuit dudit organe actif de commande, un dispositif donnant une réaction positive d'une sortie 30 dudit organe actif de commande sur une entrée de ce dernier, de manière que ledit organe actif de commande ait tendance à osciller et produire un courant alternatif à la fréquence de résonance dudit dispositif déterminant une fréquence de résonance et un dispositif sensible au niveau de sortie dudit circuit pour déterminer 35 le temps pendant lequel, à chaque cycle, ladite réaction est appliquée par découplage effectif de ladite réaction pour un. temps déterminé pendant chaque cycle de ladite sortie alternative, en BAD ORIGINAL 70 27321 -19- 2053131 en fonction dudit niveau de sortie. 13 - Circuit selon la revendication 12, caractérisé en ce que ledit dispositif sensible comporte un dispositif de commutation pour commuter ladite réaction pendant chaque cycle. 5 14 - Circuit selon la revendication 12, caractérisé en ce que ledit organe actif de commande comporte un dispositif de commutation et ledit dispositif sensible ne commute ledit dispositif de commutation en son état de fonctionnement que pendant un temps déterminé dans chaque cycle de la sortie alternative dépendant 10 du niveau de sortie. 15 - Circuit selon la revendication 14, caractérisé en ce que ledit dispositif de commutation fonctionne essentiellement sous des courants faibles.