La présente invention concerne un circuit réducteur de bruit pour un appareil d'enregistrement et de reproduction de signaux d'information et en particulier un circuit réducteur de bruit servant à réduire le bruit généralement lié à un signal d'information reproduit par un appareil d'enregistrement et de reproduction de signaux. Les circuits réducteurs de bruit servant à réduire les bruits et les distorsions accompagnant un signal d'informa- tion reproduit sont bien connus de façon générale. De tels cir- cuits réducteurs de bruit sont destinés à augmenter la plage dynamique du signal que l'on peut enregistrer et reproduire sur un support d'enregistrement tel qu'une bande magnétique. On connaît un circuit réducteur de bruit, caractéristique dans lequel il est prévu un codeur pour les signaux à enregistrer et un décodeur complémentaire pour les signaux à reproduire. Le codeur comporte de façon générale un circuit de compression de niveau et un circuit de pré-accentuation de haute fréquence qui accentuent les composantes de fréquence supérieures du signal d'information à enregistrer, cette accentuation se faisant en liant le niveau d'accentuation de façon inverse au niveau du signal d'information. Le décodeur comporte de façon générale un circuit d'expansion de niveau et un circuit de désaccentua- tion de haute fréquence pour effectuer une opération complémen- taire sur les signaux d'information à reproduire. Dans le système de réduction de bruit Dolby (marque enregistrée), le signal d'entrée de faible niveau est amplifié avec un gain pratiquement constant jusqu'à ce que le signal d'entrée atteigne un niveau prédéterminé. Puis l'amplification du signal d'entrée est réduite jusqu'à ce que l'on atteigne un autre niveau élevé et l'amplification se fait de nouveau avec un gain essentiellement constant. En plus de cette amplifica- tion du signal d'entrée avant l'enregistrement, on utilise un circuit d'accentuation pour pré-accentuer les composantes haute fréquence du signal d'entrée. Ce fonctionnement est appelé en général compression du signal. Après avoir comprimé de façon appropriée le signal d'entrée, on l'enregistre. On effectue une expansion complémentaire du signal lors de la reproduction du signal ci-dessus c'est-à-dire que l'on désaccentue les com- posantes de haute fréquence pré-accentuées et le signal ainsi désaccentué est amplifié avec un gain inférieur à l'unité. Ce gain est pratiquement constant dans une plage prédéterminée de niveaux de signaux relativement bas; lorsque le signal repro- duit dépasse un niveau prédéterminé, on augmente le gain jus- qu'à ce que l'on atteigne un niveau toujours supérieur. Le système de réduction de bruit Dolby mentionné ci-dessus présente une construction relativement simple et a été utilisé de façon très répandue pour les installations à usages domestiques telles que des magnétophones à bande ou analogues. Toutefois bien que le système Dolby assure une amé- lioration de la plage dynamique du magnétophone à bande, cette amélioration est en général limitée à environ 10 dB; cette amélioration apparaît d'abord dans la plage des fréquences dépassant 1 KHz. De plus, les variations mentionnées ci-dessus du gain des amplificateurs de compression et d'expansion de niveau ne sont pas linéaires; du fait de cette non-linéarité des gains, il est difficile d'assurer l'adaptation entre le codage et le décodage. Des distorsions peuvent apparaitre dans les signaux dont les niveaux sont intermédiaires. - Un autre système de réduction de bruit appelé "système DBX" (marque déposée) est décrit au brevet U.S 3 789 143. L'un des avantages de ce système DBX par rapport au système Dolby est que les gains des amplificateurs assurant la compres- sion et l'expansion des signaux c'est-à-dire les coefficients de compression et d'expansion sont pratiquement constants quels que soient les niveaux des signaux d'information d'entrée. A titre d'exemple avant d'enregistrer le signal d'information sur une bande magnétique ou analogue, le signal d'information d'entrée est comprimé suivant un rapport de compression constant k. Lorsque le signal comprimé est ultérieurement reproduit, le signal reproduit est dilaté suivant un rapport constant l/k c'est-à-dire un rapport d'expansion qui est l'inverse du rap- port de compression. Comme on utilise des rapports d'expansion et de compression constants dans toute la plage des niveaux des signaux, on évite la non-linéarité du système Dolby et on faci- lite l'adaptation des niveaux entre les signaux enregistrés et les signaux reproduits. De plus dans le système DBX, l'amélio- ration apparente de la plage dynamique du magnétophone à bande est de l'ordre d'environ 40 dB et on assure une réduction intéressante du bruit pratiquement dans toute la plage des fréquences audio comprises entre 20 Hz et 20 KHz. Toutefois les caractéristiques de compression et d'expansion particulières du système de réduction de bruit décrit ci-dessus s'obtiennent principalement pour des niveaux constants des signaux d'entrée c'est-à-dire des niveaux de signaux qui ne subissent de transitions brusques. En d'autres termes, les avantages des systèmes de réduction de bruit dépen- dent principalement des caractéristiques statiques. On rencontre toutefois des difficultés dans les caractéristiques transitoires dynamiques de ces systèmes. A titre d'exemple le signal d'infor- mation à enregistrer présente un niveau de signal relativement bas, le gain ou rapport de compression de l'amplificateur de codage peut être relativement élevé. Si dans ces conditions, le signal d'information subit une augmentation brusque du niveau du signal c'est-à-dire s'il y a une transition positive impor- tante, le gain de l'amplificateur ou rapport de compression ne sera pas réduit aussi rapidement que le rapport d'augmentation du niveau du signal. Ainsi bien le gain ou le rapport de compres- sion devrait être réduit pour le traitement du signal d'infor- mation de niveau élevé, en fait ce rapport reste au niveau élevé précédent. En conséquence, la transition puissante est amplifiée avec un gain relativement fort, ce qui donne un signal de compression présentant un "dépassement" c'est-à-dire que le niveau du signal comprimé est beaucoup trop important. Ce niveau important, lorsqu'il est enregistré, provoque la satu- ration du support magnétique et par suite des déformations dans le signal enregistré et dans le signal reproduit ultérieurement. Un autre inconvénient des systèmes de réduction de bruit décrits cidessus est qu'ils peuvent subir une modulation de bruit. Dans le cas d'une modulation de bruit, les composantes de bruit varient en fonction des variations du niveau du signal d'entrée. De telles variations des composantes de bruit ou modulations de bruit sont très fortement perceptibles et sont très génantes lorsqu'elles accompagnent un signal audio repro- duit. Ce phénomène est accentué lorsque les composantes de fréquence du signal d'entrée sont très différentes des compo- santes de fréquence de bruit. Par exemple si le signal d'infor- mation est un signal audio représentant le son d'un piano, la modulation de bruit s' entend séparemment et de façon distincte et n'est pas masquée même si l'on augmente le niveau du signal d'information. Le brevet U.S 4 162 462 décrit une solution pour réduire la modulation de bruit dans un circuit de réduction de bruit. Selon cette solution, on préaccentue les composantes haute fréquence du signal d'information avant de les enregis- trer lorsque le signal d'information présente des niveaux de signal bas et moyens et on effectue une légère pré-accentuation lorsque le signal d'information présente des niveaux élevés. Lorsque le signal d'information traité comme décrit ci-dessus est reproduit, les composantes haute fréquence subissent une désaccentuation relativement élevée lorsque le signal reproduit présente des niveaux de signaux bas et moyens; les composantes de haute fréquence sont soumises à une désaccentuation relative- ment basse lorsque le signal reproduit est à un niveau élevé. Bien que cette solution réduise les inconvénients de la'modula- tion de bruit, il subsiste néanmoins une saturation du support magnétique par suite du dépassement que présente le signal comprimé. Pour remédier aux inconvénients du dépassement décrit ci-dessus, on a également proposé d'augmenter la vitesse de réponse du circuit de compression de niveau. Toutefois si l'on augmente la vitesse de réponse, l'amélioration relative à la suppression du dépassement est accompagnée par une détério- ration de la caractéristique de modulation de bruit. On connaît également un autre circuit de réduction de bruit qui réduit au minimum le dépassement en utilisant plusieurs circuits de réduction de bruit sensiblement identiques et qui sont branchés en parallèle. Chaque circuit de réduction de bruit travaille sur une partie choisie du spectre de fréquence du signal d'information d'entrée. Les signaux de sortie de ces différents circuits de réduction de bruit sont combinés ou mélangés pour donner un signal d'information, combiné, de niveau global, convenant pour l'enregistrement. Toutefois - l'utilisation de plusieurs circuits de réduction de bruit bran- chés en parallèle est une solution relativement complexe et coûteuse. A titre d'exemple si l'on utilise n circuits de réduc- tion de bruit, on multiplie par n le coût total du système de réduction de bruit par rapport à un circuit de réduction de bruit unique. La présente invention a pour but de créer un circuit de réduction de bruit remédiant aux inconvénients des solutions 2474736 connues, et qui soit utilisable dans une installation d'enregis- trement et/ou de reproduction de signaux d'informations, appli- cable à un codeur pour comprimer le niveau d'un signal d'infor- mation avant de l'enregistrer ainsi que dans un décodeur pour assurer l'expansion du niveau du signal reproduit, pour dilater la plage dynamique apparente du système d'enregistrement et de reproduction suivant un coefficient de l'ordre de 20 à 30 dB. L'invention a également pour but de créer un circuit de réduction de bruit donnant une pré-accentuation et une désaccentuation sans réglage manuel externe, qui soit utilisa- ble avec un système à noyau sans en réduire le fonctionnement et en évitant la saturation transitoire du support d'enregistre- ment magnétique qui pourrait résulter d'un dépassement. L'invention a également pour but de créer un circuit de compression de niveau dont la caractéristique de transfert soit plus sensible à la fréquence pour les signaux d'entrée de niveaux bas que pour les signaux d'entrée de niveaux hauts, pour arriver à une plus forte pré-accentuation des signaux d'entrée de niveaux bas, et de même pour arriver à une désaccentuation plus forte pour les signaux de niveaux relativement bas que pour les signaux de niveaux relativement hauts lors de la reproduction des signaux du support d'enregistrement. L'invention a également pour but de créer un circuit de compression et d'expansion qui puisse être branché de façon commutable pour donner une compression de niveau en combinaison avec l'enregistrement d'un signal et l'expansion du niveau en combinaison avec le lecteur du signal, tout en aboutissant à un circuit de construction simple et peu coûteuse. A cet effet, l'invention concerne un circuit de réduction de bruit comprenant un premier chemin de signal ayant un amplificateur à gain variable qui reçoit un signal de sous- traction pour amplifier ce signal avec un gain commandé et un moyen pour assurer une désaccèntuation notable des composantes haute fréquence du signal de soustraction amplifié par l'ampli- ficateur de gain variable par rapport aux composantes basse fréquence pour donner un signal de sortie, un second chemin de signal pour assurer au moins une désaccentuation relativement faible des composantes haute fréquence du signal de sortie par rapport aux composantes basse fréquence, un moyen de soustrac- tion pour retrancher le signal de sortie du second chemin de signal par rapport à un signal d'information d'entrée et pour donner le signal retranché en réponse à cela ainsi qu'un moyen pour commander le gain de l'amplificateur à gain variable pour que le gain soit plus élevé lorsque le niveau du signal d'in- formation d'entrée est relativement élevé et un gain plus faible lorsque le niveau du signal d'information d'entrée est relati- vement faible. La présente invention sera décrite plus en détail à l'aide des dessins annexés, dans lesquels: - les figures 1 et 2 sont des graphiques des caractéristiques de compression et d'expansion de deux circuits de réduction de bruit selon l'art antérieur. - la figure 3 est un schéma-bloc d'un décodeur selon un mode de réalisation de base de l'invention. - la figure 4 est un schéma-bloc plus détaillé d'un mode de réalisation pratique du décodeur de la figure 3. - la figure 5 est un graphique des caractéristiques niveau/fréquence du décodeur de la figure 4 pour différents niveaux d'entrée. - la figure 6 est un graphique de la caractéristique entrée/sortie du décodeur de la figure 4 pour diverses fré- quences. - la figure 7 est un schéma de câblage d'un mode de réalisation du circuit du décodeur de la figure 4. - la figure 8 est un schéma-bloc partiellement câblé du décodeur de la figure 4 utilisé comme codeur ou comme décodeur dans un système de réduction de bruit. DESCRIPTION DE DETAIL DES DIFFERENTS MODES DE REALISATION PREFERENTIELS: La figure 1 donne le graphique de la caractéristique compression/expansion d'un réducteur de bruit Dolby dont lequel les niveaux des signaux d'entrée et de sortie sont donnés en décibels (dB). La courbe R représente la caractéristique compression de niveau entrée/sortie et la courbe P représente la caractéristique expansion de niveau entrée/sortie du système de réduction de bruit Dolby. On voit que pour des signaux d'entrée de niveau relativement bas, on arrive à un gain nota- blement uniforme supérieur à l'unité jusqu'à ce que l'on arrive à un niveau intermédiaire par exemple compris entre -30 dB et 0 dB, puis la linéarité de compression de niveau de la caracté- ristique entrée/sortie n'est plus vraie. Il est à remarquer que cette caractéristique de non-linéarité rend difficile l'adaptation des niveaux lors du codage et du décodage comme cela a été indiqué. La courbe en traits mixtes à la figure 1 représente la"basse plate", pour laquelle les niveaux des signaux d'entrée et de sortie sont constants pour la compres- sion et l'expansion du niveau. La figure 2 est une représentation graphique de la caractéristique entrée/sortie R de compression de niveau et de la caractéristique entrée/sortie P d'expansion de niveau du réducteur de bruit DBX décrit cidessus. Il est à remarquer que dans ce système, les coefficients de compression et d'expansion sont pratiquement constants dans toute la plage des niveaux du signal d'entrée. Dans ce graphique, la courbe en traits mixtes représente également la réponse "basse plate". Toutefois comme indiqué, les systèmes Dolby et DBX présentent des incon- vénients pour leurs caractéristiques transitoires dynamiques. La figure 3 montre schématiquement un circuit de réduction de bruit 10 selon un mode de réalisation de base de l'invention pour réduire le bruit contenu dans un signal d'in- formation reproduit. Le circuit réducteur de bruit 10 se compose d'une borne d'entrée 1 qui reçoit le signal d'information reproduit tel que par exemple le signal audio lu sur une bande magnétique et qui fournit à son tour le signal d'information reproduit à l'entrée d'addition d'un soustracteur 2. Un premier chemin de signal se compose d'un amplificateur à gain variable 3 qui reçoit le signal de sortie du soustracteur 2 et dont le gain est commandé par le signal d'information reproduit appliqué à la borne d'entrée 1, après redressement et lissage (non repré- sentés à la figure 3). La sortie de l'amplificateur à gain variable 3 est couplée à un filtre passe-bas 4 ainsi qu'au premier chemin de signal dans lequel les composantes haute fréquence du signal qui lui sont fourniessont désaccentuées. Le signal résultant du filtre passe-bas 4 est alors appliqué à la borne de sortie 5 ainsi qu'à l'entrée de soustraction du soustracteur 2 par l'intermédiaire d'un second chemin de signal qui comporte un filtre passe-bas 6. L'amplificateur à gain variable 3 amplifie le signal de sortie du soustracteur 2 suivant un gain variable. En parti- culier, le gain G de l'amplificateur 3 est déterminé par la 8 2474736- tension de commande de gain V dérivée du signal d'information c appliqué à la borne d'entrée 1 après redressement et lissage. Le gain G de l'amplificateur à gain variable 3 augmente lors- que la tension de commande de gain V augmente par exemple suivant la relation G = K. V ou (G = e KVC) relations dans lesquelles K est une constante. De cette façon, le gain de l'amplificateur 3 est directement lié au niveau du signal d'information appliqué à la borne d'entrée 1, de sorte que le gain est relativement élevé lorsque le niveau du signal d'in- formation de la borne d'entrée est relativement élevé et que inversement le gain est relativement bas lorsque le niveau du signal d'information appliqué à la borne d'entrée 1 est relati- vement bas. L'amplificateur 3 à gain variable assure-ainsi l'expansion du niveau des signaux qu'il reçoit. Le filtre passe-bas 4 qui fait également partie du premier chemin de signal donne des composantes haute fréquence très désaccentuées contenues dans le signal de sortie de l'am- plificateur à gain variable 3. En d'autres termes, le filtre passe-bas 4 assure réellement une désaccentuation notable des composantes basse fréquence du signal qui lui est fourni par rapport aux composantes haute fréquence. A titre d'exemple, les composantes haute fréquence sont de préférence désaccentuées par rapport aux composantes basse fréquence suivant un coeffi- cient correspondant à environ 20 dB. - Le filtre passe-bas 6 qui forme le second chemin de signal assure une désaccentuation relativement faible des composantes haute fréquence du signal de sortie du filtre passe- bas 4 par rapport à celle des composantes basse fréquence. A titre d'exemple, les composantes haute fréquence sont réduites ou atténuées par rapport aux composantes basse fréquence de l'ordre de 6 dB. En reliant le filtre passe-bas 6 à la sortie du filtre passe-bas 4, on a constaté que l'on obtenait une caractéristique de désaccentuation globale plus lisse que dans l'art antérieur et que cela simplifiait le circuit. En variante, le filtre passe-bas 6 peut fonctionner principalement comme atténuateur pour assurer une désaccentuation uniforme sur l'ensemble de la plage des fréquences c'est-à-dire à la fois pour les composantes haute fréquence et les composantes basse fréquence. Toutefois il est préférable que le filtre passe-bas 6 donne une caractéristique de désaccentuation faible pour les 9 2474736 composantes de haute fréquence du signal qui lui est appliqué. Dans ce cas, comme la sortie du filtre passe-bas 6 est retran- chée du signal d'information appliqué à la borne d'entrée 1 du soustracteur 2, ce soustracteur assure réellement une caracté- ristique de moindre pré-accentuation aux composantes haute fréquence du signal d'information. Ainsi la caractéristique entrée/sortie du circuit de réduction de bruit 10 dépend de celui des premier, second chemins de signal qui domine. En particulier, il est à rappeler que la caractéristique entrée/sortie du soustracteur 2 donne une moindre pré-accentuation des composantes haute fréquence du signal appliqué à l'amplificateur à gain variable 3. Par exemple lc niveau des composantes haute fréquence peut dépasser de seulement quelques dB le niveau des composantes basse fréquence Lorsque le niveau du signal d'information appliqué à la borne d'entrée 1 est faible, le gain de l'amplificateur variable 3 est relativement bas. Cela n'entraîne pas un changement impor- tant des niveaux des composantes haute et basse fréquences si bien que les composantes haute fréquence du signal amplifié appliqué au filtre passe-bas 4 ont un niveau qui n'est que de quelques dB supérieur à celui des composantes basse fréquence. Comme le filtre passe-bas 4 assure une désaccentuation impor- tante des composantes haute fréquence du signal appliqué à ce filtre, par exemple de l'ordre de 20 dB comme cela a été indiqué, le signal de sortie du filtre passe-bas 4 qui est appliqué à la borne de sortie 5 présente des composantes haute fréquence qui sont notablement désaccentuées par rapport aux composantes basse fréquence de ce signal. En d'autres termes, le premier chemin de signal formé de l'amplificateur à gain variable 3 et du filtre passe-bas 4 a un effet dominant et l'influence du second chemin de signal constitué par le filtre passe-bas 6 est minimale sur le signal fourni à la borne de sortie 5. Cette désaccentuation importante des composantes haute fréquence du signal fourni à la borne de sortie 5 diminue lorsque le niveau du signal d'information appliqué à la borne d'entrée 1 augmente. Ainsi lorsque le niveau du signal d'infor- mation fourni à la borne d'entrée 1 est élevé, le gain de l'amplificateur variable 3 est également élevé. Comme le signal appliqué à l'amplificateur à gain variable 3 a des composantes de fréquence élevées qui sont légèrement pré-accentuées par 2474736 - rapport aux composantes basse fréquence, l'amplification assurée par l'amplificateur à gain variable 3 donne une pré-accentuation notable des composantes haute fréquence par rapport aux compo- santes basse fréquence par exemple une amplification supérieure à 20 dB. En d'autres termes, l'amplificateur à gain variable 3 présente une caractéristique d'expansion pour le signal qui lui est appliqué. Ainsi lorsque le filtre passe-bas 4 présente une caractéristique de désaccentuation importante pour les fréquen- ces haute fréquence du signal qui lui est appliqué, par exemple de l'ordre de 20 dB, le signal résultant obtenu sur la borne de sortie 5 présente une caractéristique de pré-accentuation des fréquences élevées qui est légère ou faible. Il est à remarquer que pour des signaux d'information de niveau élevé, le second chemin de signal joue un rôle important ou dominant pour déter- miner la caractéristique de sortie du signal appliqué à la borne de sortie 5. La figure 4 montre un mode de réalisation pratique d'un circuit réducteur de bruit 10; dans ce schéma, les éléments correspondant à ceux décrits pour le circuit de la figure 3 portent les m9mes références numériques. Comme repré- senté à la figure 4, l'amplificateur à gain variable 3 se compose d'un amplificateur commandé en tension (VCA) 31 et d'un additionneur 33 recevant le signal de sortie de l'amplificateur commandé en tension, sur l'une des entrées, l'autre entrée recevant le signal d'entrée de l'amplificateur de commande de tension 32, ce dernier signal étant appliqué par l'intermédiaire de la résistance 32. La combinaison de l'oscillateur VCA 31 et de l'additionneur 33 donne un gain pour le signal qui dépend du niveau du signal d'information appliqué à l'entrée 1. En d'autres termes, les signaux de faible niveau sont traités avec un faible gain et les signaux de niveau élevé sont traités avec un gain élevé. Le circuit de réduction de bruit 10 de la figure 4 comporte en outre un circuit de commande de gain 7 pour com- mander le gain de l'oscillateur VCA 31; ce circuit se compose d'un circuit de pondération 71 couplé à la borne d'entrée 1 et d'un circuit de redressement et de lissage 72 pour redresser et lisser le signal de sortie du circuit de pondération 71 et le fournir à l'oscillateur VCA 32 comme signal de tension de com- mande de gain. Le circuit de pondération 71 présente une caractéristique de filtre passe-haut qui, dans un exemple, peut être directement opposée à la caractéristique de désaccen- tuation haute fréquence du filtre passe-bas 4. En d'autres termes, le circuit de pondération 71 dans ce cas donne une caractéristique de préaccentuation des composantes haute fréquence du signal qui lui est fourni par rapport aux compo- santes basse fréquence. En variante, il est possible de relier le circuit de commande de gain 7 à l'entrée de l'oscillateur VCA 31 et non à la borne d'entrée 1 bien que dans ce cas il faut effectuer des modifications au circuit de pondération 71. De plus, le circuit de réduction de bruit 10 de la figure 4 comporte un circuit à noyau ou anti-limiteur 34 prévu entre le soustracteur 2 et l'oscillateur VCA 31. Lorsque le niveau du signal appliqué au circuit anti-limiteur 34 est faible, ce circuit 34 n'entraîne en théorie aucun effet sur le signal. Toutefois lorsque le niveau du signal est élevé et dépasse un niveau prédéterminé, le signal qui lui est fourni est développé ce qui se traduit par une expansion supplémentaire du signal appliqué à l'amplificateur à gain variable 3. Le circuit 34 sera décrit de façon plus détaillée ultérieurement; il est destiné à un décodeur ou circuit de réduction de bruit 10 et a un codeur complémentaire pour éviter ou limiter le dépasse- ment transitoire du signal à enregistrer sur la bande magnéti- que et qui entraîne une déformation du signal par la saturation de la bande magnétique. Comme précédemment, le filtre passe-bas 4 assure une désaccentuation notable des composantes haute fréquence par rapport aux composantes basse fréquence contenues dans le signal qui lui est fourni par l'additionneur 34. De même, le filtre passe-bas 6 décrit précédemment assure une désaccentua- tion relativement faible des composantes haute fréquence du signal fourni par rapport aux composantes basse fréquence. La figure 5 est un graphique des caractéristiques d'expansion de niveau du circuit de réduction de bruit 10 des figures 3 et 4. En abscisses à la figure 5, on a représenté la fréquence du signal d'information appliqué à la borne d'entrée 1; les ordonnées représentent le niveau du signal de sortie sur la borne 5 (dB). Chaque courbe de la figure 5 correspond à un niveau de signal particulier. On voit que lorsque le niveau du signal d'information est relativement bas, la caracté- il ristique de désaccentuation haute fréquence du premier chemin de signal domine pour déterminer la caractéristique du signal de sortie. En d'autres termes pour un tel signal de faible niveau, le gain de l'oscillateur VCA'31 est également bas, si bien que les signaux de haute fréquence légèrement pré-accentués sont fournis à ce circuit de façon que les composantes haute- fréquence soient légèrement pré-accentuées. Comme toutefois, le filtre passe-bas 4 assure une désaccentuation importante aux fréquences élevées pour les signaux qui lui sont appliqués, les - composantes haute fréquence de ces signaux de faible niveau sont très atténuées. Cela est montré en particulier par les trois courbes inférieures à la figure 5 qui correspondent à des niveaux d'entrée Vi du signal d'information respectivement égaux à in -30, -40 et -50 dB. Il est à remarquer que le circuit anti- limiteur 34 n'a pratiquement pas d'effet sur les signaux de faible niveau appliqués à ce circuit et n'influence pas de ce- fait la caractéristique de sortie de fréquence de ces signaux. Lorsque le niveau du signal d'information appliqué à la borne d'entrée 1 est élevé, le soustracteur 2 fournit un signal de niveau élevé dont les composantes haute fréquence sont légèrement pré-accentuées par rapport aux composantes basse fréquence pour le circuit 34. Comme indiqué pour les signaux de niveau élevé, le circuit 34 fonctionne comme circuit d'expan- sion pour assurer le développement des signaux qui lui sont appliqués. En d'autres termes, la différence de niveaux entre les composantes haute fréquence et basse fréquence est encore augmentée. Le signal accentué est alors fourni à l'oscillateur VCA 31. Comme le gain de l'oscillateur VCA 31 est commandé par le circuit de commande 7 pour être à un niveau élevé à ce moment, le signal accentué fourni parle circuit 34 est accentué de façon complémentaire par l'amplificateur à gain variable 3 pour donner un signal très fortement accentué dont les composantes haute fréquence sont à un niveau très supérieur à celui des composantes basse fréquence. Ce signal fortement accentué est appliqué au filtre passe-bas 4 qui assure une désaccentuation importante des composantes haute fréquence. Pour des niveaux d'entrée Vin' élevés du signal d'information, et qui correspon- dent à 0 et à 10 dB, le circuit 34 et l'amplificateur à gain variable 3 donnent un signal dont les composantes haute fréquence sont accentuées par rapport aux composantes basse fréquence de dB. Comme le filtre passe-bas 4 assure une désaccentua- tion importante des composantes haute fréquence du signal qui lui est appliqué, mais seulement de l'ordre d'environ 20 dB, le signal appliqué à la borne de sortie 5 (figure 5) présente des composantes haute fréquence légèrement pré-accentuées par rapport aux composantes basse fréquence de ce signal. La ligne de sépa- ration entre la pré-accentuation et la désaccentuation des composantes haute fréquence du signal appliqué à la borne de sortie 5 est représentée à la figure 5; cette ligne correspond à un niveau de signal d'entrée Vin égal à -10 dB. En d'autres termes, pour des niveaux d'entrée Vin inférieurs à -10 dB, le premier chemin de signal et en particulier le filtre passe-bas 4 de ce chemin a un effet dominant sur le signal appliqué à la borne de sortie 5. Toutefois pour des niveaux élevés du signal d'information c'est-à-dire pour des signaux Vin supérieurs à -10 dB, l'influence du filtre passe-bas 4 est considérablement diminuée si bien que la légère pré-accentuation provenant du filtre passe-bas 6 et qui est notablement amplifiée ou accentuée par l'amplificateur à gain variable 3 assure un effet dominant sur le signal appliqué à la borne de sortie 5. Les caractéristiques d'expansion ou d'accentuation de niveau du circuit de réduction de bruit 10 pour des signaux dont les fréquences sont égales à 100 Hz, 1 KHz et 10 KHz sont représentées par les courbes respectives de la figure 6. Cette figure montre que le niveau d'expansion correspond à une plage plus étendue et à un degré plus fort pour les composantes haute fréquence (en général 10 KHz) que pour les composantes basse fréquence (en général 100 Hz et 1 KHz). La ligne en traits mixtes à la figure 6 représente la réponse " basse plate" usuelle. Les remarques précédentes montrent que le circuit de réduction de bruit selon l'invention assure une désaccentua- tion variable c'est-à-dire que ce circuit donne des courbes de désaccentuation différentes pour différents niveaux du signal d'entrée. Etant donné cette désaccentuation variable, on arrive à une désaccentuation notablement plus importante pour la plage des fréquences élevées lorsque le signal d'entrée est relative- ment bas pour réduire l'effet de la modulation du bruit qui est plus apparente à ce moment. On arrive à une caractéristique de désaccentuation relativement plate ou une caractéristique 14 2474736 d'accentuation faible pour les fréquences élevées lorsque le niveau du signal d'entrée est relativement fort. Cette solution est préférable si le niveau du signal d'entrée est relativement élevé car il peut être enregistré sur le support magnétique sans nécessiter aucune préaccentuation. L'invention décrite dans les modes de réalisation précédents est de construction relativement simple et par suite peu coûteuse. Néanmoins cette invention permet d'assurer une désaccentuation variable comme décrit ci-dessus sans nécessiter aucun réglage manuel ou externe. En assurant une désaccentuation importante dans une plage de fréquences élevées lorsque lé niveau du signal d'entrée est faible, on réduit considérable- ment le phénomène précédent de modulation de bruit et dans beau- coupe de cas il peut être efficacement supprimé. De plus, la présente invention permet facilement d'utiliser un circuit anti- limiteur 34 comme circuit-limiteur dans la section de codage correspondante pour éviter la saturation transitoire du support d'enregistrement magnétique par suite du dépassement lors d'une augmentation brusque du niveau du signal qui ne pourrait être compensé suffisamment rapidement. La figure 7 montre un mode de réalisation d'un schéma d'un circuit réducteur de bruit 10 selon la figure 4; dans cette figure, les éléments qui correspondent à ceux de la figure 4 portent les mêmes références. Selon la figure 7, le soustracteur 2 se compose de deux résistances d'addition 21, 22 et d'un amplificateur opérationnel 24. En particulier, une borne de la résistance 21 est reliée à la borne d'entrée 20 et l'autre borne est reliée à une extrémité de la résistance 22. L'autre extrémité de la résistance 22 est reliée à la sortie de l'amplificateur opérationnel 24 qui joue le r8le d'un inverseur pour inverser le signal de sortie du second chemin de signal et donner le signal de soustraction nécessaire. Le point de jonction des résistances 21, 22 est relié à l'entrée inversée d'un amplificateur opérationnel 23 qui fournit le signal de soustraction au premier chemin de signal et en particulier à l'entrée inversée de l'amplificateur opéra- * tionnel 35. Le premier chemin de signal comporte également une résistance de contre-réaction 36 branchée entre la sortie et l'entrée de l'amplificateur 35. De façon générale, le gain d'un circuit d'amplifi- cation formé d'un amplificateur opérationnel dépend de l'impé- dance de réaction c'est-à-dire de l'impédance branchée entre la sortie et l'entrée de l'amplificateur opérationnel, divisée par l'impédance d'entrée c'est-à-dire l'impédance branchée à l'entrée de cet amplificateur. Le gain du circuit d'amplifica- tion peut ainsi se régler en modifiant soit l'impédance de réaction, soit l'impédance d'entrée. Dans le mode de réalisation de la figure 7, l'impédance de réaction est déterminée par la résistance de réaction 36 alors que l'impédance d'entrée qui sera examinée ultérieurement se règle en fonction d'un signal de commande qui lui est appliqué pour modifier le gain de l'amplificateur variable 3 formé par l'amplificateur opération- nel 35. En particulier l'impédance d'entrée de l'amplifica- teur opérationnel 35 est commandée par trois chemins d'impédance branchés en parallèle entre la sortie de l'amplificateur opé- rationnel 23 et l'entrée inversée de l'amplificateur opération- nel 35. Le premier chemin d'impédance est constitué par une résistance 37 de valeur fixe; le second chemin d'impédance est constitué par une résistance variable 38; le troisième chemin d'impédance est constitué par un circuit anti-limitation 34 branché en série sur une résistance de valeur fixe. En particulier, la valeur de la résistance variable 38 change en fonction du signal de commande du circuit de commande 7. A titre d'exemple, la résistance variable 38 peut être constituée par un composant photosensible tel qu'une cellule photoconduc- trice Cds, une photorésistance ou analogue présentent une impé- dance ou une résistance variant en fonction de l'intensité de la lumière que reçoit ce composant. Par exemple l'élément photo- sensible peut coopérer avec une photodiode ou toute autre source de lumière susceptible de transmettre de la lumière à un élément photosensible en fonction d'une tension de commande qui lui est appliquée. Cette tension de commande est fournie par un circuit de commande 7 formé du circuit de pondération 71 et du circuit de redressement et de lissage 72. Lorsque la ten- sion de commande augmente, l'intensité de la lumière émise par la source photo-émissive augmente de la même manière pour réduire la résistance ou l'impédance de l'élément photosensible et augmenter ainsi le gain de l'amplificateur à gain variable 3. Inversement, lorsque la tension de commande diminue, l'intensité 16 2474736 de la lumière émise par la source photo-émissive diminue de façon correspondante pour augmenter l'impédance de l'élément photosensible et diminuer ainsi le gain de l'amplificateur à gain variable 3. En variante à l'élément photosensible mentionné ci-dessus, on peut envisager un élément à résistance variable 38 formé d'un transistor à effet de champ (FET), un transistor à Jonction bipolaire ou analogue dont l'impédance se commande en fonction de la tension de commande qui lui est appliquée par le circuit de commande 7. Ainsi lorsque l'impédance du transis- tor FET ou du transistor bipolaire varie, le gain de l'ampli- ficateur à gain variable change également. Dans le mode de réalisation de la figure 7t le circuit anti-limiteur 34 comporte une paire de circuits-à diodes à polarisation inverse branchée elle-même en série sur une résistance fixe faisant partie du troisième chemin d'impé- dance d'entrée. Dans cet exemple, chaque circuit à diodes se- compose de deux diodes en série. Il est à remarquer que le cir- cuit 34 fonctionne comme circuit à noyau. En d'autres termes, si chacune des diodes a un niveau de tension ou de coupure Vbe égal à 0,7 volt (cas des diodes au silicium) alors le troisième chemin d'impédance est seulement conducteur lorsque le niveau du signal qui lui est appliqué est supérieur à 1,4 volt ou inférieur à -1,4 volt c'est-à-dire seulement pour des signaux donnés de niveaux élevés soit positifs, soit négatifs. Ainsi lorsque le niveau du signal d'entrée est bas, le troisième chemin d'impédance est avantageusement supprimé du circuit pour que l'impédance des signaux appliqués à l'amplificateur opéra- tionnel 35 soit déterminée par le montage en parallèle de la résistance 37 et de la résistance variable 38. Toutefois dès que le niveau d'entrée dépasse la tension de coupure de la diode, la résistance du troisième chemin d'impédance est bran- chée dans le circuit d'impédance d'entrée et se trouve ainsi en parallèle sur la résistance 37 et la résistance variable 38 cela réduit l'impédance efficace d'entrée et augmente le gain de l'amplificateur. En d'autres termes, le circuit 34 accentue les niveaux élevés signal d'information d'entrée. Le filtre passe-bas 4 s'obtient en branchant un filtre passe-haut entre l'entrée et la sortie de l'amplifica- teur opérationnel 35. En particulier, le filtre passe-bas 4 se compose d'une résistance 41 et d'un condensateur 42 branchés en série entre l'entrée et la sortie de l'amplificateur opération- nel 35 et en parallèle sur la résistance de contre-réaction 36. La sortie de l'amplificateur opérationnel 35 est couplée sur la borne d'entrée 5 ainsi que sur le second chemin de signal formé du filtre passebas 6. En particulier le filtre passe-bas 6 est formé d'une paire de résistances en série 61, 62 branchées entre la sortie de l'amplificateur opérationnel 35 et l'entrée d'inversion de l'amplificateur opérationnel d'in- version 24 et un condensateur 63 branché entre la masse et le point de jonction des résistances 61 et 62. Il est à remarquer que la sortie de l'amplificateur opérationnel 35 fournie au filtre passe-bas 6 est inversée et est ajoutée au signal d'in- formation d'entrée au point de jonction des résistances 21, 22. Le circuit de commande 7 couplé à la borne d'entrée 1 et qui se compose du circuit de pondération 71 et du circuit de redressement et de lissage 72 donne la tension de commande décrite ci-dessus qui sert à régler la valeur de la résistance variable 38 et ainsi le gain de l'amplificateur à gain variable 3. Le circuit de pondération 71 se compose d'un filtre passe-haut formé d'un premier circuit en série comprenant un condensateur 73 et une résistance 74 ainsi qu'un second circuit en série branché en parallèle sur le premier circuit en série et compre- nant un condensateur 75 et une résistance 76. La sortie des circuits en série branchés en parallèle est reliée à l'amplifi- cateur 77 qui est de préférence un amplificateur opérationnel présentant un gain négatif et ayant une résistance de réaction comme cela est représenté. Il est à remarquer que le circuit de pondération 71 présente une caractéristique de filtre passe-haut sensiblement égale à celle du filtre passe-haut branché entre l'entrée et la sortie de l'amplificateur opérationnel 35 et formant le filtre passe-bas 4. La sortie de l'amplificateur 77 est couplée au circuit 72, ce dernier se composant par exemple d'une diode reliée à un filtre capacitif. Le circuit 72 donne un signal de commande continu qui est une fonction du niveau des composantes haute fréquence qui traversent le circuit de pondération 71. Ainsi comme indiqué, le circuit de réduction de bruit de la figure 7 donne une désaccentuation variable qui modifie les degrés de désaccentuation en fonction du niveau du 18 2474736 signal d'entrée. De cette façon, le circuit de réduction de bruit 10 de la figure 7 assure une désaccentuation importante pour les fréquences élevées des signaux d'entrée de faible niveau, pour supprimer efficacement la modulation par le bruit et de permettre l'expansion de la plage dynamique tout en évitant le dépassement des signaux d'entrée de niveau élevé. Le circuit de la figure 7 donne ainsi les caractéristiques d'expansion de niveau représentées à la figure 5. Dans les modes de réalisation de l'invention décrits ci-dessus, le circuit de réduction de bruit a été utilisé comme circuit d'accentuation de niveau dans un décodeur de signaux d'information enregistrés sous la forme de signaux magnétiques. Il faut également prévoir un circuit de compression de niveau dans un codeur, et dont les caractéristiques de compression de niveau sont complémentaires à celles représentées à la figure 5. De cette façon, le circuit de réduction de bruit de la figure 4 peut servir également comme codeur (figure 8). De façon plus particulière, le circuit de réduction de bruit 10 est branché dans le chemin de réaction négative (contre-réaction) d'un amplificateur opérationnel 210 dont l'entrée non inversée est reliée à l'entrée 201 pour recevoir le signal-d'entrée à enre- gistrer; l'entrée inversée est reliée à la borne de sortie 5 du circuit de réduction de bruit 10 de la figure 4. La sortie de l'amplificateur 210 est branchée sur la borne d'entrée 1 du circuit de réduction de bruit 10. De façon intéressante, le circuit de réduction de bruit 10 est monté de façon sélective pour fonctionner soit comme codeur, soit comme décodeur dans le circuit 200. Pour cela l'amplificateur 210 comporte un commutateur 211 représenté schématiquement par un commutateur mécanique à deux états de commutation. Lorsque le commutateur 211 touche le contact e, le circuit de réduction de bruit 10 est branché comme circuit de réaction entre la sortie et l'entrée inversée de l'amplificateur 210. Lorsque le commutateur 211 est relié au contact _, la résistance de réaction 212 est branchée entre la sortie et l'entrée inversée de l'amplificateur 210 définissant le gain de l'amplificateur; la sortie de l'amplificateur 210 est en outre branchée pour recevoir les signaux d'information amplifiés pour le circuit de réduction de bruit 10. Ainsi lorsque le commuta- teur 211 est relié au contact e, le circuit 200 représenté 19 2474736 fonctionne comme un codeur et donne des signaux d'information de niveau comprimé sur la borne de sortie 202. Par contre lors- que le commutateur 211 est relié au contact d, le circuit 200 fonctionne comme décodeur et donne des signaux de niveau accen- tués sur la borne de sortie 5. Comme représenté, la borne de sortie 5 est reliée à une autre borne de sortie 203 qui elle- même peut être reliée à un transducteur d'enregistrement magné- tique. Il est à remarquer qu'en utilisant le circuit de réduction de bruit 10 suivant deux modes qui peuvent se commuter, on peut utiliser le même circuit à la fois comme codeur et comme décodeur, ce qui permet de dédoubler les composants. Dans un appareil d'enregistrement et de lecture caractéristique tel qu'un magnétophone audio, les signaux d'information ne sont pas enregistrés et reproduits simultanément. Ainsi plut8t que d'avoir un circuit de codage et de décodage distinct, il est avantageux d'utiliser le même circuit de réduction de bruit 10 pour effectuer séparément le codage et le décodage. De plus en utilisant le m9me circuit de réduction de bruit pour les deux modes de fonctionnement, il n'est pas difficile d'adapter les caractéristiques du codeur et du décodeur. Les caractéristiques du circuit de réduction de bruit 10 ont été décrites en détail ci-dessus et cette descrip- tion ne sera pas reprise dans un but de simplification. Il est à remarquer que lorsque le commutateur 211 touche le contact fixe d, le circuit 200 fonctionne essentiellement de la m9me manière que celle expliquée ci-dessus pour les modes de réali- sation des figures 4 et 7 c'est-à-dire que le signal d'informa- tion d'entrée est amplifié par l'amplificateur 210 et son niveau est accentué de façon appropriée avec une désaccentuation variable par le circuit 10. Lorsque le commutateur 211 touche le contact e, les caractéristiques de transfert du circuit 10 sont utilisées comme gains de réaction négative B du circuit 200. Si le gain en boucle ouverte de l'amplificateur 210 est égal à A, le gain total ou caractéristique de transfert du circuit 200 est égal à A * Il s'agit là du gain d'un amplificateur ayant un 1 + AB circuit de contre-réaction. Si le produit AB est suffisamment grand c'està-dire si AB > 1, le gain ou la caractéristique de transfert du circuit 200 mis en mode de codage est essen- 2474736 tiellement égal à 1/B. Ainsi lorsque le circuit 10 est branché dans la boucle de contre-réaction sur l'amplificateur 210, les caractéristiques globales du circuit 200 sont inverses ou complémentaires à la caractéristique de transfert B du décodeur. Il est à remarquer dans ces conditions que si le circuit 10 est utilisé comme codeur, on obtient un signal pré-accentué dont- le niveau est comprimé, et qui est complémentaire à la caracté- ristique du décodeur servant à l'enregistrement sur le support d'enregistrement. 21 2474736 R E V E N D I C A T I 0 N S 1:) Circuit de réduction de bruit caractérisé en ce qu'il se compose d'un premier chemin de signal ayant un amplificateur à gain variable et recevant un signal de sous- traction pour l'amplifier avec un gain variable et un moyen pour désaccentuer de façon importante les composantes haute fréquence du signal de soustraction après amplification, fourni par l'amplificateur à gain variable, par rapport aux composantes basse fréquence pour donner un signal de sortie, un second chemin de signal pour effectuer au plus une désaccentuation relativement faible des composantes haute fréquence du signal de sortie par rapport aux composantes basse fréquence, un moyen de soustraction pour soustraire le signal de sortie du second chemin de signal par rapport à une signal d'information d'entrée et pour donner un signal de soustraction en réponse à celui-ci ainsi qu'un moyen de commande du gain de l'amplificateur à gain variable pour avoir un gain supérieur lorsque le niveau du signal d'information d'entrée est relativement élevé et un gain plus bas lorsque le niveau du signal est relativement bas. 20) Circuit selon la revendication 1, caractérisé en ce que le second chemin de signal comporte un filtre passe-bas. ) Circuit selon la revendication 2, caractérisé en ce que le filtre passebas comporte une première et une seconde résistances en série entre le soustracteur et l'amplifi- cateur à gain variable ainsi qu'une capacité entre le point de jonction de la première et de la seconde résistances et un potentiel de référence. ) Circuit selon la revendication 1, caractérisé en ce que le moyen donnant une désaccentuation importante comporte un filtre passe-bas. 53) Circuit selon la revendication 1, caractérisé en ce que l'amplificateur à gain variable se compose d'un amplificateur commandé en tension qui reçoit le signal de soustraction, d'un chemin d'impédance recevant le signal de soustraction et d'un additionneur pour additionner les signaux de sortie de l'amplificateur commandé en tension et du chemin d'impédance pour donner le signal de soustraction amplifié. 6') Circuit selon la revendication 1, caractérisé en ce que l'amplificateur à gain variable comporte un amplificateu: une impédance de réaction pour assurer la rétroaction d'une partie du signal amplifié vers l'entrée et une impédance d'entrée pour appliquer le signal de soustraction à l'amplificateur. 7:) Circuit selon la revendication 6, caractérisé en ce que le chemin d'impédance d'entrée comporte un premier élément d'impédance ayant une impédance fixe et un second élément d'impédance variable en parallèle sur le premier élément d'impédance entre l'entrée de l'amplificateur et le soustracteur, l'impédance du second élément d'impédance variable étant commandée par le moyen de commande. ) Circuit selon la revendication 7, caractérisé en ce que le chemin d'impédance d'entrée se compose d'un montage en série d'un moyen antilimiteur et d'une troisième impédance de valeur fixe, le montage en série étant lui-même branché en parallèle sur la première impédance et la seconde impédance variable. ) Circuit selon la revendication 8, caractérisé en ce que le moyen antilimiteur se compose d'un premier circuit à diodes branché en parallèle sur un second circuit à diodes et à polarisation opposée. ) Circuit selon la revendication 6, caractérisé en ce que le moyen donnant une désaccentuation importante se compose d'un filtre passe-bas. ) Circuit selon la revendication 10, caractérisé en ce que le filtre passe-bas comporte une résistance et une capacité branchées en série entre l'entrée et la sortie de l'amplificateur. 12 ) Circuit selon la revendication 1, caractérisé en ce que le premier chemin de signal comporte un moyen anti- limiteur branché entre le soustracteur et l'amplificateur à gain variable pour assurer l'expansion des niveaux élevés du signal de soustraction. ) Circuit selon la revendication 1, caractérisé en ce que le moyen de commande du gain de l'amplificateur à gain variable comporte un circuit de pondération qui reçoit le signal d'information pour dériver un signal de coneande de gain à partir des composantes haute fréquence du signal d'infor- mation et un moyen pour fournir le signal de commande de gain à l'amplificateur à gain variable defaçon que le gain de ce dernier soit lié directement au niveau du signal de commande de 23 2474736 gain. 142) Circuit selon la revendication 13, caractérisé en ce que l'amplificateur à gain variable comporte un amplifi- cateur commandé en tension et le moyen pour appliquer le signal de commande de gain comporte un redresseur donnant une tension de commande de gain en fonction du signal de commande de gain. c) Circuit selon la revendication 13, caractérisé en ce que le circuit de pondération comporte un filtre passe-haut. 16c) Circuit selon la revendication 15, caractérisé en ce que le filtre passe-haut a une caractéristique de filtrage essentiellement opposée à celle du moyen donnant une désaccentua- tion notable. 17 > Circuit selon la revendication 15, caractérisé en ce que le filtre passe-haut comporte un premier circuit en série d'un premier élément de résistance et d'une première capacité et un second circuit en série branché en parallèle sur le premier circuit en série et qui comporte un second élément de résistance et une seconde capacité. 18 ) Circuit d'expansion de niveau ayant une caractéristique de transfert qui est plus sensible aux fréquences des signaux d'entrée de niveau bas que pour les signaux d'entrée de niveau haut de façon que les composantes de fréquence supérieure subissent un plus fort réglage de niveau que les signaux d'entrée de niveau bas, circuit caractérisé par un premier chemin de signal comprenant un amplificateur à gain variable pour amplifier un signal de soustraction qui lui est fourni et un filtre passe-bas pour accentuer les composantes basse fréquence par rapport aux composantes haute fréquence du signal de soustraction amplifié fourni par l'amplificateur à gain variable pour donner un signal de sortie, un second chemin de signal de réaction donnant au plus une accentuation relativement faible aux composantes basse fréquence du signal de sortie par rapport aux composantes haute fréquence de ce signal, un soustracteur pour soustraire le signal de sortie du second chemin de signal par rapport au signal d'entrée et donner un signal de soustraction en réponse et un moyen de commande pour commander le gain de l'amplificateur à gain variable pour que le gain augmente lorsque le niveau du signal d'entrée augmente. 19 19) Circuit selon la revendication 18, caractérisé en ce 24 2474736 que le premier chemin de signal comporte un anti-limiteur branché entre le soustracteur et l'amplificateur à gain variable pour assurer l'expansion du signal de soustraction dans les- niveaux élevés. 220') Circuit selon la revendication il, caractérisé en ce que le moyen de commande comporte un filtre passe-haut pour filtrer le signal d'entrée et un moyen de lissage pour lisser le signal d'entrée filtré et donner un signal de commande de gain qui est fourni à l'amplificateur de gain variable pour commander son gain.