Chargeur pour accumulateur La présente invention concerne un chargeur. L'invention porte plus particulièrement sur un perfectionnement à un chargeur destiné à fournir un courant de charge de haute fréquence à un accumulateur,au moyen d'un onduleur comprenant un élément de commutation à semiconduc- teurs. On trouve par exemple un accumulateur dans divers petits appa- reils électriques, parmi lesquels les rasoirs électriques. Ces appa- reils électriques contenant de tels accumulateurs sont d'une utilisa- tion très commode du fait de la possibilité de recharger l'accumula- teur en les branchant par exemple sur le secteur. Cependant, la ten- sion du secteur n'est pas la nmmen dans les différents pays. Il est donc nécessaire de disposer d'un adaptateur caupatible avec les dif- férentes tensions du secteur dans les différents pays, pour pouvoir recharger l'accumulateur à partir de ces différentes tensions. Cepen- dant, un tel adaptateur est volumineux et il est malcommode de l'em- mener en voyage, etc. En outre, on risque de produire un incendie ou d'autres dégâts dans le cas o on branche accidentellement slur un secteur à 240 V, par exemple, un appareil prévu pour être utilisé sur 100 V. Plusieurs solutions ont été proposées au cours des dernières années pour tenter de réaliser un chargeur destiné à être utilisé avec un accumulateur qui soit adaptable à différentes tensions du secteur, sans nécessiter l'utilisation de l'adaptateur mentionné ci-dessus. Le brevet US 3 599 071 décrit un exemple caractéristique de ces solu- tions. Le dispositif de ce brevet utilise wn transformateur alimenté sur le secteur. Plusieurs prises de sélection de tension sont con- nectées à un enroulement primaire du transformateur, et l'utilisateur sélectionne manuellement l'une de ces prises en fonction de la tension du secteur disponible dans le pays dans lequel il utilise le chargeur. Cependant, le transformateur qui est proposé dans le brevet US 3 599 071 présente un mauvais rendement, du fait de ses pertes fer et de ses pertes cuivre. Du fait que le dispositif décrit dans le brevet US 3 599 071 fournit un courant de charge ayant la fréquence du secteur, le transformateur doit être de grande taille et l'appareil électrique qui loge ces composants doit également être de grande taille. En outre, du fait que les prises du transformateur peuvent être sélectionnées manuellement, le fait de ne pas sélectionner la position d'un caomuta- teur manuel, ou de faire une erreur dans la sélection, entraîne divers incidents, cc.me il a été indiqué précédelmment. La présence du cmmu- tateur manuel et des prises de sélection de tension sur le transforma- teur conduit inévitablement à augmenter encore davantage la taille des appareils électriques comportant un tel chargeur incorpore. Des chargeurs utilisant un onduleur à transistors à la place du transformateur décrit dans le brevet US 3 599 071 précité ont été proposés récemment et sont jugés plus pratiques. La figure 1 est un schéma d'un exemple des chargeurs de l'art antérieur du type à onduleur qui constitue le contexte de l'invention. Une source de tension alternative 1, telle que le secteur, est connectée à un redresseur 2. Le redresseur 2 applique à un onduleur 3 une tension de sortie sous forme d'impulsions qui correspond au redressement à simple alternance de la tension fournie par la source de tension alternative. L'onduleur 3 convertit la tension de sortie du redresseur 2 en une tension à haute fréquence qui est à son tour redressée pour fournir un courant de charge pour un accumulateur 9, tel qu'un accumulateur Ni-Cd. Ces chargeurs du type onduleur sont bien connus, comme il ressort du brevet US 3 869 657. On va maintenant décrire de façon plus détaillée le circuit de la figure 1 pour permettre de mieux comprendre l'inven- tion. Une résistance 21 qui fait partie du redresseur 2 est une résistance du type fusible qui a pour fonction de mettre hors tension un circuit primaire en cas de défaut dans un circuit secondaire. Une inductance 22 et un condensateur 24 qui font partie du redresseur 2 forment un filtre de protection contre le bruit. L'onduleur 3 couprend un enroulement primaire 41 d'un transformateur d'oscillation. Un cir- cuit de commutation 5 est intercalé dans un chemin de courant ou un cheminI de courant primaire du convertisseur de puissance 4, et ce circuit de commutation comprend un transistor de commutation 51 dont la base est connectée à un circuit accélérateur 7. Le transistor 51 conduit sous l'effet d'un signal de déclenchement provenant d'un géné- rateur de signal de déclenchement 6. Le générateur de signal de déclen- chement 6 est formé par la connexion en série d'une résistance 61 et d'un circuit parallèle comprenant une résistance 62 et un condensateur 63. Le signal de déclenchement est prélevé au point commun de la connexion en série et il est appliqué à la base du transistor 51 par l'intermédiaire d'un enroulement de réaction de base 71 qui fait partie du circuit accélérateur 7. L'enroulement de réaction de base 71 fait partie du transformateur d'oscillation et il est en couplage magnétique avec l'enroulement primaire 41 de ce transformateur. L'en- roulement primaire 41 du transformateur d'oscillation est également en couplage magnétique avec son enroulement secondaire 82 qui fait partie d'un redresseur de sortie de secondaire 8. Ce redresseur de sortie de secondaire 8 comprend une diode 81 destinée à redresser la tension de sortie de l'enroulement secondaire 82. Le courant de sortie de la diode 81 est appliqué en tant que courant de charge à l'accumulateur 9. Le chargeur décrit ci-dessus fonctionne de la manière suivante: La tension alternative provenant de la source de tension alternative 1 est redressée à simple alternance par la diode de redressement 23 ap- partenant au redresseur 2, puis elle est appliquée sous la forme d'impulsions au générateur de signal de déclenchement 6 qui fait partie de l'onduleur 3. Un courant circule dans la résistance 61 de façon à charger le condensateur 63. La tension base-émetteur (VBE) du transis- tor de commtutation 51 augmente conformément à la tension de charge du condensateur 63. Dès que la tension base-émetteur (VBE) dépasse le niveau de seuil de fonctionnement du transistor 51, ce transistor com- mence à conduire pour permettre la circulation d'un courant primaire Il, représenté sur la figure 2A, dans le circuit collecteur-émetteur du transistor 51, et donc dans l'enroulement primaire 41 du transforma- teur d'oscillation. Le courant primaire Il qui circule dans l'enroule- ment primaire 41 fait apparaître une tension induite dans l'enroulement de réaction de base 71. L'enroulement de réaction de base 71 agit dans un sens qui augmente le courant base-émetteur (IBE), comne le montre la figure' 2B, et qui applique une réaction positive au transistor de con-r mutation 51. Dans ces conditions, le transistor de commutation 51 devient complètement conducteur en un temps très court. Si le courant Il qui traverse l'enroulement primaire 41 augmente de la manière qui est représentée sur la figure 2A, le courant induit cessera d'être appliqué à l'enroulement de réaction de base 71, sous l'effet de la saturation magnétique de l'enroulement primaire 41 ou de la saturation 2476404' d'un courant collecteur-émetteur (ICE) du transistor 51. Du fait que de cette manière, la base ne peut plus recevoir de courant, le tran- sistor 51 se bloque. Une fois que le transistor de commutation 51 s'est bloqué, une tension de sens opposée est induite dans l'enroule- ment primaire 41, ce qui inverse le sens du courant qui circule dans l'enroulement de réaction de base 71, came le montre la figure 2B. Le transistor de commutation 51 est ainsi polarisé en sens inverse pour accélérer son blocage. Lorsque la tension inverse est induite dans l'enroulement de réaction de base 71, comme le montre la figure 2B, un courant secondaire I2, représenté sur la figure 2C, circule dans l'enroulement secondaire 82, dans le sens de conduction de la diode 81. Le courant secondaire I2 est appliqué en tant que courant de charge à l'accumulateur 9, par l'intermnédiaire dê la diode 81. La connexion en série d'un condensateur 42 et d'une résis- tance 43 faisant partie du convertisseur de puissance 4 a pour fonction d'absorber une pointe de tension dans l'enroulement primaire - 41 et d'atténuer le bruit. Une résistance semi-fixe 52 connectée à l'émetteur du transistor 51, dans le circuit de commutation 5,a pour fonction de limiter le courant primaire Il. En d'autres termes, en réglant la résistance semi-fixe 52, on peut faire varier le courant primaire Il. La résistance 61 qui fait partie du générateur de signal de déclenchement 6 fait fonction de résistance de démarrage provoquant la conduction du transistor de commutation 51 dans un état initial, tandis que le condensateur 63 a pour fonction d'accélérer le passage du transistor de commutation 51 à l'état conducteur. La résistance 62 connectée au condensateur 63 fait fonction de résistance de décharge -. pour le condensateur 63. La charge présente sur le condensateur 63 est transmise à l'enroulement de réaction de base 71 par la résistance 62, cequi accélère le passage du transistor de commutation 51 à l'état conducteur. Le chargeur du type onduleur décrit ci-dessus offre,:-par rapport au brevet US 3599 071, les avantages consistant en ce qu'il permet de supprimer la nécessité du transformateur de grande taille et en ce qu'il permet de réduire au minimum l'encombrement des appa- reils électriques. Le chargeur du type onduleur qui est représenté sur la figure 1 présente néanmoins des inconvénients qui sont les suivants. 2476404' Si on connecte le chargeur à une source de tension alternative, con- sistant par exemple en un secteur à 240 V, fournissant une tension supérieure à la tension norninale qui est par exemple de 100 V, il se produit une augmentation de la tension d'entrée VIN qui est appliquée à l'onduleur 3 par 1 'intermédiaire du redresseur 2. Ceci entraine à son tour une augmentation du courant de charge que le redresseur de sortie de secondaire 8 applique à l'accumulateur 9 et fait apparat- tre un risque de charge excessive de l'accumulateur 9. De plus, si la tension d'entrée VIN est trop élevée, le transformateur d'oscillation se sature, augmentant ainsi les pertes fer et la température d'un circuit magnétique autour duquel les enroulements 41,71 et 82 sont habituellement bobinés. Cette chaleur domne une impression gênante et désagréable à l'utilisateur d'appareils électriques. En outre, du fait de la valeur élevée de la tension VIN, on doit choisir, au monent de la conception du circuit, des caractéristiques nnominales élevées pour les éléments semiconducteurs tels que les diodes et les transistors, ce qui s'accompagne d'une augmentation de coût. Conime on l'a indiqué précédemment, aucune solution effective n'a été proposée pour réaliser un chargeur du type onduleur qui fournisse un courant de charge correct sous l'effet de différentes tensions d'alimentation provenant de sources de tension alternative telles que les secteurs électriques de différents pays, et qui offre de nombreux avantages, ccmn e c'est le cas pour le chargeur de l'invention. En résum e l'invention remplit les conditions indiquées ci- dessus en cammandant l'intervalle de conduction d'un élément de commu- tation à semiconducteur qui fait partie d'un onduleur, en fonction de la tension d'alirmentation d'une source de tension alternative, et en commandant un courant de charge que l'onduleur applique à un accumula- teur. Conformément à l'invention, le courant de charge est maintenu pratiquement constant, malgré des tensions d'alimentation différentes. Ceci supprime la nécessité de manoeuvrer un commuutateur manuel et supprime le risque de manoeuvres erronées accidentelles de ce ctmmuta- teur. De plus, le chargeur est du type à onduleur, avec un rendement maximal et une taille minimaie. Les appareils électriques contenant un tel chargeur peuvent donc avoir une faible taille et être moins 2476404' volumnneux et conmodes à transporter. De plus, du fait que, conforme- ment a l'invention, l'intervalle de conduction de l'élément de commu- tation est commandé de façon à maintenir le courant de charge cons- tant, il n'apparaît que peu ou pas de chaleur tendant à échauffer les boîtiers des appareils électriques, du fait de l'utilisation de dif- férentes tensions d'alimentation. L'utilisateur n'a ainsi aucune sen- sation désagréable. En outre, l'invention offre la possibilité d'uti- liser diverses tensions d'alimentation avec un seul appareil. Dans un mode de réalisation préféré de l'invention, on con- trôle la quantité d'énergie électrique accumulée dans un circuit magnétique d'un transformateur d'oscillation pendant l'intervalle de conduction, pour commaLnder la longueur de cet intervalle de conduc- tion. En d'autres termes, on élabore une tension proportionnelle à un courant circulant dans un enroulement primaire ou un enroulement secondaire du transformateur d'oscillation, et on la compare à une tension de référence prédéterminée. Si la tension proportionnelle atteint la tension de référence, elle débloque de force l'élément de cammutation à semiconducteur de l'onduleur. Dans un autre mode de réalisation préféré de l'invention, on détecte directement la valeur de crête du courant circulant dans le circuit primaire de l'onduleur, pour commander la longueur de l'inter- valle de conduction. En d'autres termes, on détecte la tension qui apparaît entre les deux extrémités d'une résistance intercalée dans un circuit traversé par le courant primaire. Lorsque la tension aux bornes de la résistance atteint la tension de référence prédéterminée, l'élément de cauntation de l'onduleur est placé de force dans un état conducteur. Il est davantage préférable de prévoir un compensateur lorsque le gradient de la tension apparaissant entre les deux extré- mités Ee la résistance est d'autant plus élevé que la tension d'entrée de l'oniduleur ou la tension d'alimentation est élevée. Le compensateur a pour fonction d'empêcher que la longueur de l'intervalle de con- duction de l'élément de commutation à semiconducteur ne devienne trop courte. L'utilisation du compensateur élimine ainsi la nécessité d'employer un élément de commutation à semiconducteur ayant une réponse extrêmement rapide. Un autre mode de réalisation préféré de l'invention utilise un oscillateur ayant une période d'oscillation plus longue que la période d'oscillation naturelle de l'onduleur. Lorsque la tension de sortie de l'oscillateur tombe à un niveau bas, elle bloque de force l'élément à semiconducteur pendant cette période. Conformément à ce mode de réali- sation préféré, on peut facilement régler à sa valeur optimale la valeur moyenne du courant de sortie appliqué à l'accumulateur, en choisissant convenablement la période d'oscillation de l'oscillateur. Ceci donne une grande souplesse dans la conception du chargeur. De plus, dans un autre mode de réalisation, il existe un circuit d'absorption de pointe de tension qui est branché en parai- lèle sur l'enroulement primaire du transformateur d'oscillation fai- sant partie de l'onduleur. Ce circuit d'absorption de pointe de ten- sion réduit considérablement la dissipation de puissance qui se ma- nifeste pendant l'intervalle de conduction de l'élément de commutation à semiconducteur, améliorant ainsi le rendement de 1'onduleur. Un but essentiel de l'invention est donc de réaliser un chargeur du type à onduleur qui maintienne automatiquement à une valeur pratiquement constante un courant de charge appliqué à un accumulateur, malgré l'utilisation de différentes tensions alternatives d'alimenta- tion. L'un des avantages importants de l'invention consiste en ce qu'elle offre une grande souplesse de conception des circuits pour maintenir pratiquement constante la valeur moyenne du courant de char- ge qui est appliqué à l'accumulateur. Un autre avantage important de l'invention consiste en ce qu'elle ne nécessite pas l'utilisation d'un élément de commutation à semiconducteur capable de fonctionner à très grande vitesse. Un autre avantage encore de l'invention consiste en ce qu'un chargeur est adaptable à différentes tensions d'alimentation tout en utilisant un dispositif commun. Un aspect de l'invention porte sur un chargeur destiné à être utilisé avec un accumulateur, caractérisé en ce qu'il comprend: une source de tension alternative; des moyens redresseurs qui reçoivent une tension d'alimentation provenant de la source de tension alterna- tive de façon à produire une tension de sortie continue; des moyens onduleurs qui reçoivent la tension de sortie continue provenant des / 24 76404 moyens redresseurs, ces moyens onduleurs comprenant: des moyens à transformateur d'oscillation comprenant au moins deux enroulements, à savoir un enroulement primaire qui reçoit la tension continue prove- nant des moyens redresseurs et un enroulement secondaire qui est en - 5 couplage magnétique avec l'enroulement primaire et dont le courant de sortie constitue le courant de charge pour l'accumulateur, et un cir- cuit magnétique autour duquel les deux enroulements sont bobinés, des moyens de commutation à semiconducteur intercalés dans une chemin de courant pour l'enroulement primaire, et des moyens de commande de conduction/blocage destinés à provoquer la conduction et le blocage, des moyens de commutation à semiconducteur; et des premiers moyens de comnande destinés à comaander un intervalle de conduction des moyens de commutation à semiconducteur conformément à l'amplitude de la ten- sion alternative provenant de la source de tension alternative, pour maintenir ainsi pratiquement constante la valeur moyenne du courant de charge qui est appliqué à l'accumulateur. L'invention sera mieux caomprise à la lecture de la des- cription qui va suivre de modes de réalisation donnés à titre non limitatif. La suite de la description se réfère aux dessins annexés - sur lesquels: La figure 1 est un schéma d'un exemple de chargeur du type onduleur de l'art antérieur qui correspond au contexte de l'invention; les figures 2A à 2C sont des diagrammes de signaux de cou- rant destinés à l'explication du fonctionnement du circuit qui est représenté sur la figure 1; la figure 3 est un schema synoptique représentant un mode de réalisation de l'invention; la figure 4 est un graphique destiné à l'explication du fonctionnement d'un détecteur d'achèvement de charge, sur lequel on a porté 'en abscisse le temps de charge et on a porté en ordonnée la température de l'accumulateur, la tension de l'accumulateur et la pression de gaz interne; la figure 5 est un schéma détaillé d'un circuit représen- tant un mode de réalisation préféré de l'invention, construit conformé- - ment au principe du schéma synoptique de la figure 3; la figure 6 est un graphique tracé en considérant la varia- tion 'de l'invervalle de conduction TON et destiné à l'explication du fonctionnement du mode de réalisation de la figure 5; la figure 7 est un schéma montrant une modification apportée au mode de réalisation de la figure 5; les figures 8 à il sont des schémas détaillés montrant d'autres modes de réalisation préférés, conformes au principe du schéma synoptique; la figure 12 est un schéma d'un autre mode de réalisation préféré de l'invention; les figures 13A à 13C sont des graphiques destinés à l'ex- plication des effets d'un circuit d'absorption de pointe de tension dans le mode de réalisation de la figure 12; et les figures 15A à 15D sont des graphiques destinés à l'explication du fonctionnement d'un oscillateur dans le mode de réalisation de la figure 12. La figure 3 est un schema synoptique qui représente un mode de réalisation de l'invention dans lequel le redresseur 2 et l'onduleur 3 ont une structure pratiquement similaire à celle des éléments correspondants de la figure 1. On n'envisagera pas ici les détails de la structure et du fonctionnement de l'onduleur 3. Il existe dans ce nrode de réalisation un générateur de tension 11 qui produit une tension d'amplitude proportionnelle à la tension d'alimentation provenant de la source de tension alternative 1. Le générateur de tension proportionnele l peut cromprendre l'enrou- lemnt tertiaire 111 en couplage magnétique avec le transformateur d'oscillation qui ccmporte les enroulements 41, 71 et 82 (figure 1). Le générateur de tension proportionnele l fournit donc en sortie une tension continue d'amplitude proportionnelle à la tension d'alimen- tation provenant de la source de tension alternative 1, ou à la ten- sion d'entrée VIN appliquée à l'onduleur 3. Le générateur de tension proportionnelle ilapplique la tension proportionnelle à un circuit intégrateur 12. La tension de sortie du circuit intégrateur 12 est appliquée à l'entrée d'un ccmparateur de tension 13 qui reçoit égale- ment sur son autre entrée une tension de référence Vref2 provenant d'un circuit de tension de référence 14. Ainsi, le coaparateur de tension 13 compare la tension de sortie du circuit intégrateur 12 et la tension de référence Vref2, et si la tension de sortie du circuit intégrateur 12 atteint la tension de référence Vref2, le comparateur fournit un signal de sortie au niveau haut. Le signal de sortie du comparateur de tension 13 est appliqué sur une entrée d'une porte logique OU 15. La tension d'accumulateur de l'accumulateur 9 est appliquée à un détecteur d'achèvement de charge 10. Le détecteur d'achèvement de charge 10 comprend par exemple un ccmparateur de tension (non représenté) et il compare la tension d'accumulateur avec une tension de référence donnée Vrefl. Lorsque la tension d'accumulateur atteint la tension de référence donnée Vrefl, le détecteur d'achèvement de charge 10 détecte l'achèvement de la charge et il fournit un signal de sortie au niveau haut. Le signal de sortie du détecteur d'achèvement de charge 10 est appliqué sur l'autre entrée de la porte logique OU mentionnée précédemient. On notera que le détecteur d'achèvement de charge 10 peut consister en un capteur de température bien connu, en un capteur de pression de gaz interne, bien connu, ou en un élé- ment analogue. Le signal de sortie de la porte logique OU 15 est appliqué à un circuit de cormiande de coimmutation 16 qui comprend un élément de commutation (non représenté) tel qu'un transistor, pour caumander l'intervalle de conduction TON du transistor de cormmutation 51 (figure 1) , dans le circuit de comutation 5 qui fait partie de l'onduleur 3. En résumé, dans le mode de réalisation de la figure 3, la tension proportionnelle à la tension d'entrée VIN est produite par le générateur de tension proportionnel Il et est intégré par le circuit intégrateur 12. Si la tension de sortie du circuit intégrateur 12 est égale à la valeur fixée, ou Vref2, un signal de sortie au niveau haut du comparateur de tension 13 est appliqué au circuit de commande de commutation 16 par l'intermédiaire de la porte logique OU 15. Le cir- cuit de commande de commutation 16 fait passer de force à l'état blo- qué le circuit de cmummtation 5 qui fait partie de l'onduleur 3. Si le détecteur d'achèvement de charge 10 détecte l'achèvement de la charge de l'accumulateur 9, son signal de sortie est appliqué au cir- cuit de commande de comutation 16 par la porte logique OU 15, ce qui amène de force le circuit de ccmmutation 5 à l'état bloqué, par l'intermédiaire du circuit de cormaande de commutation 16. En d'autres termes, les circuits 11,12,13,14,15 et 16 commandent la longueur de l'intervalle de conduction TON du circuit de commutation 5. On trou- vera ci-après la description du principe de fonctionnement de l'in- vention. Conformnment au principe de fonctionnement de l'invention, la puissance secondaire E2 et la tension secondaire VO sont maintenues constantes, indépendanrment des variations de la tension d'entrée VIN, en commnandant l'intervalle de conduction TON, de la manière décrite cidessus, afin d'appliquer à l'accumulateur un courant de charge ayant une valeur pratiquement fixe, bien que la tension d'alimentation provenant de la source de tension alternative présente différentes amplitudes. En considérant maintenant la figure 2A, on peut définir par l'équation (1) ci-après le courant qui circule dans l'enroulement pri- maire 41 (figure 1) du transformateur d'oscillation pendant l'inter- valle de conduction TON du transistor 51 appartenant au circuit de commnutation 5, ou la valeur de crête Ilp du courant primaire Il. VIN Ilp - LI TON (1) Dans l'équation ci-dessus L1 est l'inductance de l'enroulnement primaire 41 et VIN est la tension d'entrée appliquée à l'onduleur 3. L'énergie A El qui est accumulée dans un circuit magnétique (non représenté) du transformateur d'oscillation pendant l'intervalle de conduction TON est définie par l'équation (2) suivante: E l L1. Ilp2 (2) Aucun courant ne circule dans l'enroulement secondaire 82 (figure 1) pendant que le transistor 51 est dans l'intervalle de conduction TON Au moment o le transistor 51 se bloque, un courant I2 commence à circuler dans l'enroulement secondaire 82. L'équation (3) ci-après définit la valeur de crête I2p du courant I2 qui circule dans l'enrou- lement secondaire 82: I2p = n. Ilp (3) n2' Dans l'équation ci-dessus, nl et n2 sont respectivement les naombres de spires de l'enroulement primaire 41 et de l'enroulemnent secondaire 82. La moyenne IO du courant de charge 10 circulant dans l'accumulateur 9 ou dcu courant circulant dans l'enroulement secondaire 82 est définie par l'équation (4) suivante: T OFF IO =. I2p. T (4) dans laquelle T est la période d'oscillation de l'onduleur 3 et TOFF est l'intervalle de blocage du transistor de commutation 51 (figure 1). La relation entre la valeur moyenne VO de la tension de sortie secondaire VO et le rendemnt 1 de l'onduleur 3 peut être représentée par l'équation (5): hE1 _ Io-O - D tAE11 = VO (5) T L'intervalle de blocage TOFF du transistor 51 peut être exprimé par l'équation (6) suivante, en fonction des équations définies ci-dessus: T L Ilp2 TOFF - OFF VO I2p Li n2 Il nili VIN TON (6) On peut d'autre part définir la puissance secondaire E2 par l'équation (7) suivante: %C) xv-,f..... lip..... 2:2 - --n 2) '' Xfg l) 1- L1:] n;V n2- VIN VVO: VO i 2 T- T1 À nI VIN 2 V.n2 h _______ + l. V75 ni (7) D'après l'équation (7) ci-dessus, la condition nécessaire pour maintenir constantes la puissance secondaire E2 et la tension secondaire V-, indépendamment des variations de la tension d'entrée VIN, peut s'exprimer par l'équation (8) suivante: Il = 2. VO. IO. _ V y?' n2 + 1 nl VIN = I0 (2 "-- + K2 1. Z:i. T + I p %'10 v -) y-w Vi,, (8) n2 K1 = 2 rG nl K2. i. On peut considérer le rendement carne constant, bien qu'il varie légèrenent em fonction de la tension d'alimentation que fournit la source de tension alternative. Ainsi, d'après l'équation (1) ci-dessus, l'intervalle de conduction TON du transistor de commutation 51 (figure 1) est donné par l'équation (9) suivante: T ' + K2' + Ki2' (9) TON VIN IN Ki' = K1. L1 K2' = K2 L1 De cette manière, on obtient un courant de sortie secondaire ou un courant de charge d'amplitude fixe, en faisant varier la lon- gueur de l'intervalle de conduction TON en fonction de la tension d'entrée VIN. Pour comnander l'intervalle de conduction TON, on uti- lise le circuit 11 ou le circuit 16 sur la figure 3. Comme les ten- sions de référence Vref2'et Vref3 qu'on décrira ci-après, la tension de référence Vref2 est choisie de façon appropriée, à une valeur précédant la saturation du courant primaire Il, compte tenu des pro- priétés de saturation magnétique du transformateur d'oscillation ou des propriétés de saturation du courant collecteur-émetteur du tran- sistor de commutation 51 (figure 1). Ainsi, on choisit la tension de référence Vref2 et la constante de temps du circuit intégrateur 12 de façon appropriée, afin qu'on puisse maintenir le courant de charge pratiquement constant, méne lorsque la tension d'alimentation varie par exemple dans la plage de 100 à 270 volts. Lorsqu'il est souhaitable d'effectuer une charge rapide de l'accumulateur 9, comme dans le cas d'un accumulateur Ni-Cd, on doit effectuer une charge à régime réduit, avec un courant de charge limité pour éviter une charge excessive, après l'achèvement de la charge.Les circuits qui évitent une telle charge excessive pendant la charge rapide sont le détecteur d'achèvement de charge 10 et les circuits et 16. Coame il a été indiqué précédemment, le détecteur d'achève- ment de charge 10 comprend le comparateur de tension (non représenté) qui reçoit la tension de référence Vrefl. Dans le cas d'une charge dite rapide, avec un courant de charge accru et un intervalle de charge réduit, il existe un risque que l'accumulateur 9 présente une fuite de l'électrolyte qu'il contient, soit soumis à une charge excessive ou à une décharge excessive ou n'offre pas une longue durée de vie, à moins que le courant de charge soit sélectionné de manière optimale, en ce qui concerne l'amplitude du courant comme l'intervalle de charge. La figure-4 est un graphique qui indique les variations de la tension d'accumulateur, de la température d'accumulateur et de la pression du gaz interne lorsqu'on effectue une charge rapide d'un accumulateur tel qu'un accumulateur Ni-Cd, pendant des durées respectives de 1 heure et de 3 heures. Les résultats des mesures de la tension d'accumulateur,de la température d'accumulateur et de la pression du gaz interne pour une température ambiante de 200C sont tracés sur le graphique de la figure 4. En utilisant un accumulateur Ni-Cd ayant une capacité de décharge de 450 mA.h, on a effectué la charge avec un courant de chargé de 1C pendant 1 heure de charge rapide et avec un courant de charge pendant 3 heures de charge rapide. Sur la figure 4, une famille de courbes désignées globalement par A représentent la charge rapide en 1 heure et les courbes Ai,A2 et A3 montrent les variations de la tension d'accumulateur, de la température d'accumulateur et de la pression du gaz interne à ce moment. De plus, une seconde famille de courbes désignées globalement par B montrent la charge en 3 heures et,plus précisément, les courbes Bl,B2 et B3 montrent les variations de la tension d'accumulateur, de la température d'accumulateur et de la pression du gaz interne à ce moment. Il ressort de façon évidente de la figure 4 que la courbe Ai représentant les variations de la tension d'accumulateur lorsqu'on effectue une charge rapide en 1 heure, présente un premier point de changement de pente X immédiate- ment après le début de la charge, un second point de changement de pente Y immédiatement après l'achèvement de la charge et un troisième point de changement de pente Z qui correspond à la tension maximale à l'achèvement de la charge. L'analyse des courbes A2 et A3 révèle que la température d'accumulateur et la pression du gaz interne com- mencent à augmenter immédiatement après le second point de changement de pente Y. La pression du gaz interne s'élève à environ 15 bars au bout de 3 heures après le début de la charge. Après le passage du point de changement de pente Y, la température d'accumulateur aug- mente au cours du temps et présente une augmentation progressive dans une région de charge excessive. La quantité d'électricité qui est fournie à l'accumulateur est transformée en énergie thermique à l'inté- rieur de l'accumulateur, dans la région de charge excessive, ce qui augmente la température de l'accumulateur. Cependant, la chaleur pro- duite et la chaleur rayonnée peuvent être maintenues en équilibre à un point particulier du fait que le rayonnement de chaleur de l'accumula- teur vers l'atmosphère environnante augmente proportionnellement à la différence entre la température de l'accumulateur et la température environnante. La pression interne du gaz, représentée par la courbe A3, présente une propriété spécifique qui consiste en ce que la pression du gaz continue à augmenter jusqu'à e qu'elle atteigne la pression de fonctionnement d'une soupape de sûreté (non représentée) qui est installée dans l'accumulateur. Dans ce cas, l'électrolyte cammence à I fuir lorsque la soupape est actionnée. Pour que l'accumulateur 9 puisse subir une charge rapide en omins d'une heure, on utilise un élément spécial d'absorption de pression du gaz permettant de tolérer pour la pression du gaz interne une valeur conprise dans la plage 18-25 bars, par exemple. Cependant, du fait d'exigences mécaniques et économiques imposées à un accumulateur, aucun accumulateur entièrement satisfai- sant n'a encore été commercialisé. On a proposé dans le passé de con- trôler les variations résultant de la charge de l'accumulateur en con- sidérant la tension d'accumulateur ou la température d'accumulateur, ou les deux, et de diminuer la pression du gaz interne de façon que le courant de charge se sature lorsque la pression du gaz interne est inférieure à la pression de fonctionnement de la soupape de sûreté, soit par exoeple 5 à 10 bars. Dans ce but, pour réaliser la charge rapide avec un chargeur dit à tension ccmnandée, il est nécessaire de placer un niveau de tension de détection entre les points de change- ment de pente Y et Z sur la courbe A1 de la figure 4. Ainsi, dans le mode de réalisation de la figure 3, on fixe la tension de référence Vrefl dans le comparateur de tension (non représenté) qui fait partie du détecteur d'achèvement de charge 10, de façon qu'on puisse effec- * tuer une charge à régime réduit entre le point de changement de pente Y auquel la capacité de charge est de 85 à 90 %, par exemple, et le point de changement de pente Z, auquel la capacité de charge est de à 120 %, par exemple. On va maintenant se référer aux figures 5 à 11 pour décrire en détail des modes de réalisation préférés conformes au principe de fonctionnement du schéma synoptique de la figure 3. La figure 5 est un schéma détaillé d'un node de réalisation préféré de l'invention, sur lequel on utilise des références similai- res à celles du schéma synoptique de la figure 3 pour représenter les circuits analogues. L'onduleur 3 de la figure 5 est identique à celui de la figure 1 et on ne le décrira pas en détail. Le générateur de tension proportionnee l_ carprend un enroulement tertiaire 111 en couplage magnétique avec l'enroulement primaire 41 du transformateur d'oscillation, et une tension induite V3 apparaissant dans l'enrouleent 111 est utilisée en tant que tension proportionnelle. La tension de sortie V3 de l'enroulement tertiaire 111 est appliquée au circuit intégrateur 12 qui comprend un circuit série formé par des résistances 121 et 122 et par un condensateur 123. Une tension intégrée Vint est prélevée au point de connexion entre les résistances 121 et 122. D'autre part, la tension de sortie de l'enrou- lement tertiaire 111 est redressée par une diode 112, stabilisée par une diode zener 131 qui fait partie du circuit de tension de référence 13, et appliquée en tant que tension de validation aux circuits res- pectifs 10,13,14,15 et 16. Le circuit de tension de référence 13 cam- prend un circuit miroir de courant qui est connecté à une source à courant constant et il foui]it la tension de référence Vref2 à partir d'un point de connexion 132. Ie comparateur de tension 14 reçoit ainsi la tension de référence Vref2 et la tension Vint, et il applique son signal de sortie, provenant d'un point de connexion 141, à une entrée de la porte logique OU 15. Le détecteur d'achèvement de charge 10 comprend également un circuit de tension de référence destiné à pro- duire la tension de référence Vrefl à son point de connexion 101. Cette tension de référence Vrefl est appliquée à une entrée d'un com- parateur de tension 102 qui reçoit également sur son autre entrée la tension d'accumulateur Vb de l'accumulateur 9. Le signal de sortie du comparateur de tension 102 est appliqué sur l'entrée restante de la porte logique OU 15, par un point de connexion 103. Le signal de sortie de la porte logique OU 15 apparaît sur un point de connexion 151 et il est appliqué au circuit de commande de commutation 16. Le circuit de connande de commutation 16 camprend un transistor de commutation 161 qui commande l'intervalle de conduction TON du transistor de con- mutation 51 appartenant au circuit de commutation 5 en fonction de ses états conducteur et bloqué. On notera qu'une diode 17 est desti- née à éviter qu'un courant inverse circule du circuit de commande de conmmutation 16 vers le circuit de conutation 5. On va maintenant décrire le fonctionnement du mode de réalisation de la figure 5. Si la source de tension alternative est mise en fonction, l'onduleur 3 commence à osciller. A ce mncmient, l'accumulateur 9 n'a pas encore été chargé et la tension entre les deux bornes de 1 'accu- mulateur, ou la tension d'accumulateur Vb est pratiquement égale à zéro. Du fait que dans ce cas la tension de référence Vrefl est supérieure à la tension d'accumulateur Vb, le comparateur de tension - -j 2 4764 0 4 102 du détecteur d'achèvement de charge 10 fournit son signal de sor- tie au niveau bas. Du fait que la sortie 141 du corparateur de tension 14 est également à un niveau bas, la sortie 151 de la porte logique OU demure à un niveau bas. De ce fait, le transistor de commutation 161 qui fait partie du circuit de commande de ccaumutation 16 demeure dans son état bloqué. Tant que le transistor de conmutation 161 est à l'état bloqué, le transistor 51 du circuit de cammutation 16 qui fait partie de l'onduleur 3 demeure dans son état conducteur. Pendant que le transistor de commutation 51 est dans l'intervalle de conduction TON, le courant primaire Il qui circule dans l'enroulement primaire 41 du transformateur d'oscillation augmente progressivement (figure 2A). Dans l'enroulement tertiaire 111, qui est en couplage magnétique avec l'enroulement primaire 41 et qui forme le générateur de tension 11, apparait la tension V3 qui est proportionnelle à la tension d'alimenta- tion provenant de la source de tension 1 ou à la tension d'entrée VIN appliquée à l'onduleur 3. Si on désigne par n3 le nombre de spires de l'enroulement tertiaire 111 et par nl le nombre de spires de l'enroule- ment primaire 41, la tension V3 qui est induite dans il'enroulement tertiaire 111 peut être définie par l'équation (10): n3 V2 = n VIN = K3. VIN (10) n3 K3 - n3 nl La tension V3 est chargée dans le condensateur 123 par l'internediaire des résistances 121 et 122 faisant partie du circuit intégrateur 12. Le circuit intégrateur 12 fournit donc la tension intégrée Vint sous la forme de la tension apparaissant aux bornes du condensateur 123.:Cette tension Vint est comparée avec la tension de référence Vref2 dans le comparateur de tension 14. Lorsque la tension Vint atteint la tension de référence Vref2, le comparateur de tension 14 présente un niveau haut sur sa sortie 141, ce qui fait passer à l'état conducteur le tran- sistor de coammutation 161 dans le circuit de commande de commutation 16, par l'intermédiaire de la porte logique OU 15. Une fois que le tran- sistor de comnutation 161 a été placé à l'état conducteur, le transistor de caomutation 51 du circuit de commutation 5 qui fait partie de l'ondu- leur 3 est amené de force à son état de blocage. De ce fait, l'inter- valle de conduction TON du transistor de commutation 51 est déterminé par le circuit de commande de coeunmutation 16. A titre d'exemple de conception du circuit, on choisit la tension intégrée Vint de façon qu'elle soit égale à la tension de référence Vref2 immnédiatement avant que le transformateur d'oscillation passe à l'état de saturation magnétique ou que le courant collecteur-émetteur (IcE) du transistor de comuutation 51 se sature. Dans le cas o la tension d'alimentation alternative de la source 1 est relativement basse (par exemple 100 V), la tension Vint provenant du circuit intégrateur 12 met un temps relativement long pour atteindre la tension de référence Vref2 indiquée précédemment.Si la tension Vint atteint la tension de référence Vref2, la sortie 141 du comparateur de tension 14 prend le niveau haut. De façon similaire, la sortie de la porte logique OU 15 prend le niveau haut, ce qui pro- voque la conduction du transistor de ccmutation 161 dans le circuit de commande de conmutation 16. Une fois que le transistor de commuta- tion 161 a été débloqué, une impulsion de courant négative, ou un signal de blocage, est appliqué à la base du transistor de commutation 51 qui fait partie du circuit de commuutation 5. Cette impulsion de courant négative a pour effet de bloquer de façon abrupte le tran- sistor de co.mutation 51. Sous l'effet du blocage du transistor de ccamutation 51, l'énergie électromagnétique qui est accumulée dans le transformateur d'oscillation est libérévers l'accumulateur 9,par l'intermédiaire du redresseur de sortie de secondaire 8. L'accumula- teur 9 est chargé non seulement par le courant primaire Il, mais égale- ment par le courant secondaire I2, pendant l'intervalle de blocage TOFF du transistor de ccamutation 51. Pendant l'intervalle de blocage TOFF, la charge présente sur le condensateur 123 faisant partie du circuit intégrateur 12 est déchargée par les résistances 121 et 122 pour restaurer le circuit intégrateur 12. Si la tension d'accumulateur Vb atteint la tension de référence Vrefl pendant la charge de l'accu- mulateur 9, la sortie 103 du détecteur d'achèvement de charge 10 prend le niveau haut, ce qui a pour effet d'amener de force à l'état conducteur le transistor de ccrmutation 161 du circuit de commande de commutation 16. Ensuite, mkme si la sortie 141 du comparateur de tension 14 prend le niveau bas, le transistor de camimutation 161 demeure dans 247640& son état conducteur. Le signal de déclenchement qui est destiné à être appliqué à la base du transistor de commutation 51 est dérivé et ne peut pas lui être appliqué, si bien que l'onduleur 3 cesse d'oscil- ler. Ensuite, dans le cas o la tension d'accumulateur Vb de l'accumu- lateur 9 tcmbe au-dessous de la tension de référence Vrefl, du fait de la décharge naturelle ou d'un phénomène analogue, la procédure ci-dessus dessus se répète de façon à déclencher l'oscillation de l'onduleur 3, pour recharger l'accumulateur 9. Du fait que la tension d'accumulateur Vb de l'accumulateur est généralement légèrement inférieure à la ten- sion de référence Vrefl, la recharge s'effectue pendant l'intervalle de, conduction TON du transistor de commutation 51 de l'onduleur 3, cet intervalle correspondant environ à la fraction 1/2 à 1/3 de l'inter- valle correspondant dans la charge initiale. Le courant de charge est - ainsi réduit de façon correspondante pour éviter une charge excessive. On va maintenant considérer une autre situation dans laquelle la tension d'alimentation de la source de tension alterna- tive 1 a une valeur élevée qui est de façon caractéristique de 260 V. Dans ce cas, la tension de sortie du redresseur 2, ou la tension d'en- trée VIN qui est appliquée à 1 'onduleur 3,est évidemment supérieure à celle qui est présente lorsque la tension d'alimentation est de 100 V. Il est également évident d'après l'équation (1) ci-dessus que le gra- dient du courant primaire variable Il circulant dans l'enroulement primaire 41 augmente lui aussi. En l'absence de la configuration de circuit destinée à commander l'intervalle de conduction TON, conformé- ment à l'invention, on se trouverait en présence des difficultés indi- quées en relation avec l'art antérieur. Cependant, si le gradient des - _ variations du courant d'entrée Il augmente dans le mode de réalisation considéré ci-dessus, la tension V3 qui est induite dans l'enroulement tertiaire 111 qui fait partie du générateur de tension 11 augmente également, proportionnellement à la tension d'entrée VIN, conformément à l'équation (10). Pour cette raison, la durée nécessaire pour que la tension de sortie Vint du circuit intégrateur 12 s'élève à la tension de référence Vref2 du comparateur de tension 14 devient plus courte,en proportion inverse d'une telle augmentation de la tension d'entrée VIN. Il en résulte que l'intervalle de conduction TON du transistor de com- mutation 51 devient également plus court. Sur la figure 6, TON repré- sente la situation dans laquelle la tension d'alimentation est de V, et TON'' représente la situation dans laquelle la tension d'alimentation est par exemple de 260 V. Du fait que, de cette manière, l'intervalle de conduction TON du transistor de commuta- tion 51 devient plus court sous l'effet d'une augmentation de la ten- sion d'alimentation, la valeur moyenne 10 du courant de charge qui est appliqué à l'accumulateur 9 est finalement maintenue pratique- ment constante sans aucun risque de charge excessive ou d'autres difficultés. On notera qu'il existe de plus une diode 64 dans le géné- rateur de signal de déclenchement 6 qui fait partie de l'onduleur 3, dans le mode de réalisation de la figure 5. Cette diode 64, combinée avec une résistance 62, a pour fonction d'allonger l'intervalle de conduction TON du transistor de comrnutation 51 et d'empécher qu'un courant qui circule dans une résistance 61 augmente sous l'effet d'une augmentation de la tension d'entrée VIN, ce qui réduit à un minimum la dissipation de puissance. Ies résultats d'expériences effectuées sur des rasoirs électriques équipés du mode de réalisation de la figure 5 indiquent que l'élévation de température dans les boîtiers (non repré- sentés) des rasoirs électriques est inférieur à 20 C dans le cas o la tension d'alimentation de la source de tension alternative est de V, coîme dans le cas o elle est de 260 V. La figure 7 est un schéma qui montre une modification du mode de réalisation de la figure 5. La particularité de ce mode de réalisation par rapport à celui de la figure 5 réside dans la présence d'un convertisseur de puissance 4 dans l'onduleur 3. En d'autres termes, dans le mode de réalisation de la figure 7, un circuit d'absorption de pointe de tension est branché en parallèle sur l'enroulement primaire 41. Le.circuit d'absorption de pointe de tension comprend un circuit parallèle formé par une résistance 44 et un condensateur 45, et une diode 46 branchée en série avec le circuit parallèle. La description d'un mode de réalisation représenté sur la figure 12 permettra de com- prendre plus complètement le fonctionnement et l'effet du circuit d'absorption de pointe de tension. Brièvement, le circuit d'absorption de pointe de tension a pour fonction d'éviter la circulation d'un cou- rant dans la résistance 44 pendant l'intervalle de conduction TON du transistor de commutation et de réduire au minimum la dissipation de puissance pendant l'intervalle de conduction TON, assurant ainsi un rendement élevé. La figure 8 est un schéma détaillé qui représente encore un autre mode de réalisation préféré de l'invention. Ce mode de réali- sation diffère de celui de la figure 5 par le fait que le générateur de tension 11 remplit également la fonction du redresseur de sortie de secondaire 8, incorporé à l'onduleur 3. Pour cette raison, une tension V3' correspondant à la tension V3 de la figure 5 est obtenue à partir d'un enroulement secondaire 82 du transformateur d'oscillation. Le point de connexion entre l'enroulement secondaire 82 et une diode redresseuse 81 est connecté au côté négatif des circuits respectifs 12,13,14,15 et 16, tandis que la borne opposée de la bobine 82 est con- nectée au côté positif du circuit intégrateur 12 et à l'anode d'une diode redresseuse 112. Une tension apparaît aux bornes de l'enroule- ment primaire 41 lorsque le courant Il circule dans cet enroulement primaire, ou lorsque le transistor de commutation 51 est dans l'inter- valle de conduction TON- Cependant, par l'action de la diode 81, la tension produite pendant cette durée TON n'a aucun effet sur le cou- rant de charge qui est appliqué à l'accumulateur 9. La charge de l'accumulateur 9 est réalisée d'une manière similaire à celle du mode de réalisation de la figure 5, avec une tension de polarité opposée qui apparaît dans l'enroulemant 82 pendant l'intervalle de blocage TOFF du transistor de commutation 51. Le mode de réalisation de la figure 8 permet de réaliser le transformateur d'oscillation avec une taille réduite, en caomparaison de celui de la figure 5, du fait qu'il n'est pas nécessaire de disposer de l'enroulement tertiaire 111, contraire- ment au cas de la figure 5. Dans le mode de réalisation de la figure 8, la tension de référence Vref2 doit probablement étre fixée à une valeur différente de celle correspondant au mode de réalisation de la figure 5. La figure 9 est un schéma détaillé d'un autre mode de réa- lisation préféré de l'invention. Dans le mode de réalisation de la figure 9, la tension d'alimentation destinée aux circuits 10,14,15 et 16 est fournie par le générateur de tension 11 qui diffère de celui du mode de réalisation de la figure 5. Le générateur de tension 11 cacm- prend un transformateur d'atténuation 113 qui reçoit la tension d'ali- mentation provenant de la source de tension alternative 1. La tension de sortie secondaire du transformateur d'atténuation 113 est redressée par un redresseur à double alternance 114 et stabilisée par une diode zener 115. Une tension continue stabilisée par la diode zener 115 et lissée par un condensateur 116 est appliquée aux circuits respectifs 14,10,15 et 16. L'entrée du circuit intégrateur 12 reçoit la tension de sortie du redresseur 2 ou la tension d'entrée VIN, en tant que tension proportionnelle V3". Le conparateur de tension 14 comprend une paire de transistors 142 et 143. La base du transistor 142 est con- nectée à un diviseur de tension 18. En d'autres termes, le diviseur de tension 18 divise la tension de base du transistor de commutation 51 qui fait partie de l'onduleur 3, au moyen d'une paire de résistances 181 et 182, et la tension ainsi divisée est appliquée à la base du transistor 142. Le collecteur du transistor 142 est connecté à la base du transistor 143 et à une source de tension continue. Les émetteurs des deux transistors 142 et 143 sont reliés à la masse. Le collecteur du transistor 143 est connecté à la sortie du circuit intégrateur 12 ou à une entrée (+) du camparateur de tension. Ces transistors 142 et 143 permettent la décharge de la charge du condensateur 123 du circuit intégrateur 12, pendant l'intervalle de blocage TOFF du transistor de commutation 51, ce qui restaure le circuit intégrateur 12 à son état initial. Au contraire, si le transistor de commutation 51 est dans son état conducteur, ou dans l'intervalle de conduction T, le transistor *ON' etasso 142 est dans son état conducteur et l'autre transistor 143 est dans son état bloqué, si bien que le condensateur 123 est chargé à partir de la tension proportionnelle V3" ou de la tension d'entrée VIN. De plus, dans le mode de réalisation de la figure 9, la tension de référence Vref2 doit probablement être fixée à une valeur différente de celle de la figure 5. La figure 10 est un schéma détaillé d'un autre mode de réali- sation préféré de l'invention. Le mode de réalisation de la figure 10 offre la possibilité de régler correctement le courant de charge pendant la charge à régime réduit et d'assurer une ccammande stable de l'inter- valle de conduction TON, dans le cas dans lequel l'accumulateur 9 a une capacité relativement faible. Si la tension d'alimentation de la sourcd de tension alternative 1 est de 260 V, la valeur de crête de la tension d'entrée s'élève à environ 370 V. Dans un tel cas, dans lequel la tension d'alimentation de la source de tension alternative 1 est très élevée, le détecteur d'achèvement de charge 10 agit d'une manière telle que l'intervalle de conduction TON du transistor de ccomutation 51 devient très court (de façon caractéristique, de l'ordre de 0,21 ps) à la fin de la charge de l'accumulateur 9. Camme on l'a noté précédem- ment, dans le mode de réalisation de la figure 5, les circuits 10,14, 15, 16 etc.. reçoivent en tant que tension de validation la tension de_ __ sortie V3 de l'enroulement tertiaire 111 qui fait partie du généra- teur de tension 11. Ce n'est que lorsque le courant primaire Il cir- cule, ou lorsque le transistor de commutation 51 est dans l'inter- valle de conduction TON, que la tension induite apparaît aux bornes de l'enroulement tertiaire 111. Plus précisément, la tension induite apparait aux bornes de l'enroulement tertiaire 111 pendant une-durée de 0, 2 à 1 ps. Il est donc nécessaire que le ccmparateur de tension 14 et le comparateur de tension 102 qui font partie du détecteur d'achèvement de charge 10 présentent une réponse très rapide. En règle générale, un transistor classique de petite taille présente un retard de réponse de l'ordre 0,1 à 0,8 ps. Dans certains cas, le mode de réalisation de la figure 5 peut très difficilement assurer une camande stable et sûre de l'intervalle de commutation TON du transistor de cammutation 51 à la fin de la charge de l'accumulateur 9. De ce fait, le mode de réalisation de la figure 10 comprend en outre un régulateur série lla dans le générateur de tension 1I. Le générateur de tension 11 comporte en outre un redresseur à double alternance 114' qui effectue un redressement à double alternance de la tension induite dans l'enroulement tertiaire 111. La tension de sortie du redresseur à double alternance 114' est lissée par un condensateur- 116' et est appliquée aux circuits 10,14,15 et 16 en tant que tension de validation. Le régulateur série 11a coeprend un transistor 117 dont la base est connectée à la sortie du redresseur par l'intermédiaire d'une résistance et dont le collecteur est connecté à la sortie du redresseur 2 par l'intermédiaire d'une résistance 118. La base du tran- sistor 117 est connectée au collecteur d'un autre transistor 119 dont la base est connectée à la sortie du redresseur à double alternance 114' par une diode zener 115'. Le fonctionnement est le suivant. Lorsque la tension d'accumulateur Vb de l'accumulateur 9 est inférieure à la tension de référence Vrefl du détecteur d'achèvement de charge 10, le redresseur à double alternance 114' redresse la tension qui est induite dans l'enroulement tertiaire 111 sous l'action de l'enroulement primaire 41, afin de produire la tension de validation mentionnée ci-dessus. Le redresseur à double alternance 114' redresse en outre la tension induite V3 qui apparaît dans l'enroulement tertiaire 111 sous l'action de l'en- roulement secondaire 82, afin de produire la tension de validation mentionnée ci-dessus. Ensuite, si la tension d'accumulateur Vb de l'accumulateur 9 atteint la tension de référence Vrefl, l'accumulateur 9 est sur le point d'arriver à la fin de sa charge et l'onduleur 3 oscille d'une manière interrompue. Cette oscillation interroempue de l'oscillateur 3 est nécessaire de façon à éviter une charge excessive de l'accumula- teur de capacité relativement faible. Cependant, si l'oscillation de l'onduleur 3 se produit de façon intermittente, il est impossible d'appliquer la tension de validation aux circuits 10,14, etc... pen- dant la durée au cours de laquelle l'onduleur 3 cesse d'osciller. De ce fait, il est impossible d'assurer une ccamande stable de l'inter- valle de conduction TON. Cependant. dans le mcde de réalisation de la figure 10, le transistor 119 est bloqué lorsque la tension de vali- dation pour les circuits 10,14 etc... est inférieure à une valeur fixe qui est déterminée par la diode zener 115'. Ie transistor 119 à l'état bloqué augmente la tension de base du transistor 117 et provoque la conduction de ce dernier. Une fois que le transistor 117 a été placé dans son état conducteur, une fraction de la tension de sortie' du redresseur 2 est appliqluée par l'inrtermrdiaire de la résistance 18 aux circuits 10,14 etc... en tait que tension de vali- dation. Du fait qule le ceourant qui crcule dans la résistance 118 et le transistor 117 peut être limité dans ces conditions à la plage de 2 à 3 mA, la dissipation de puissance se produisant dans le tran- sistor 117 et la résistance 118 peut être inférieure au total des pertes du transistor de coammutation 51 et des pertes fer du transfor- mateur d'oscillation. Il n'y a donc ni dissipation de chaleur à partir du transistor 117 ou de la résistance 118, ni température excessivement élevée dans le boîtier de l'appareil électrique équipé du mode de réalisation de la figure 10. De cette manière, le mode de réalisation de la figure 10 assure une cnommande stable à la fin de la charge de l'accumulateur. La figure 11 montre une modification du mode de réalisation de la figure 10. Ce mode de réalisation de la figure 11 n'utilise pas le régulateur série lia, le transistor 119 et la diode zener 115', comme sur la figure 10, dans le but de réduire l'encombrement du chargeur. Dans le mode de réalisation de la figure 11, il existe un circuit de dérivation du courant de charge 19. Le circuit de dériva- tion du courant de charge, 19, comprend un transistor de commutation 191 dont le collecteur est connecté au point de connexion entre l'en- roulement secondaire 82 du transformateur d'oscillation et la diode redresseuse 81, par l'intermédiaire d'd1e résistance 192. Le transistor de commutation 191 est commandé de façon à passer à l'état conducteur ou à l'état bloqué sous l'action de la sortie 103 du détecteur d'achè- vement de charge 10. Le mode de réalisation de la figure 11 permet à l'onduleur 3 d'osciller après l'achèvement de la charge de l'accumula- teur 9, et la tension induite apparaît constamment aux bornes de l'en- roulement tertiaire 111 qui fait partie du générateur de tension 11, grâce à quoi la tension de validation est appliquée en permanence aux circuits 10,14,etc... Dans le mode de réalisation de la figure 11, on choisit la tension de référence Vrefl du détecteur d'achèvement de charge 10 de manière que la sortie 103 du détecteur 10 prenne le niveau bas lorsque la tension d'accumulateur Vb de l'accumulateur 9 est comprise entre les points de changement de pente X et Y sur la courbe Ai de la figure 4. Lorsque la sortie 103 du détecteur 10 est au niveau bas, le transistor de commnutation 191 du circuit de dériva- tion 19 est dans son état bloqué. Ensuite, lorsque la charge de l'accu- nulateur 9 se poursuit et que la tension d'accumulateur Vb se trouve n'importe o entre les points de changement de pente Y et Z sur la figure 4, la sortie 103 du détecteur d'achèvement de charge 10 est au niveau haut. Ensuite, le transistor de commutation 191 qui fait partie du circuit de dérivation 19 devient conducteur. Sous l'effet du passage à l'état conducteur du transistor de commutation 191, le courant de 2476404' sortie qui provient de l'enroulement secondaire 82 circule vers la niasse par l'intermédiaire d'une résistance 192 et de ce transistor 191, et le courant de charge qui est appliqué à l'accumulateur 9 diminue de la valeur du courant qui circule vers la masse. En résumé, la charge de l'accumulateur 9 est effectuée ici encore avec un courant de charge de valeur assez réduite, comme dans la charge à régime réduit. Le courant de charge pour la charge à régime réduit peut être maintenu à sa valeur optimale par un choix approprié de la résistance 192 qui fait partie du circuit de dérivation 19. La figure 12 est un schéma détaillé d'un autre mode de réalisation de l'invention. Dans les modes de réalisation précédents des figures 5 à 11, l'intervalle de conduction TON est commandé de manière à maintenir constante l'énergie électromagnétique A E1 qui est accumulée dans le circuit magnétique du transformateur d'oscilla- tion, et donc le courant de charge qui est appliqué à l'accumulateur 9, ou le courant secondaire IO. Contrairement à ces modes de réalisation, celui de la figure 12 est conçu de façon à commander l'intervalle de conduction TON de manière à maintenir constante la valeur de crête Ilp du courant primaire Il, et donc le courant secondaire IO. Dans ce but, la résistance d'émetteur est intercalée sous la forme d'une résistance 52' dans un circuit destiné au courant primaire Il, derrière l'accumu- lateur 9, au lieu que cette résistance soit connectée directement à 1 'émetteur du transistor de cornutation 51 appartenant au circuit de commutation 5, comme dans les modes de réalisation précédents. La ten- sion qui apparaît entre les deux extrémités de la résistance d'émet- teur 52' est coeparée à une tension de référence prédéterminée Vref3 pour conmmander l'intervalle de conduction TON du transistor de commuta- tion 51. On notera qu'on n'a pas fait figurer une partie de la structure du cir'cuit correspondant au détecteur d'achèvement de charge, sem- blable aux modes de réalisation précédents, dans le seul but de simpli- fier la représentation. L'onduleur 3 du mode de réalisation de la figure 12 est pratiquement similaire à ceux des modes de réalisation précédents, à l'exception du fait que la résistance n'est pas connectée directement à l'émetteur du transistor de commutation 51 dans le cir- cuit de commutation 5. Une résistance 25 dans le redresseur 2 a pour but de protéger le chargeur contre un courant excessif dans le circuit secondaire. Un varistor 26, dans le redresseur 2, est similaire à celui 2476404 ' des modes de réalisation précédents et a pour but de protéger les transistors, etc.., du chargeur contre une surintensité en entrée, y compris un courant dû à la foudre. Camme dans le mode de réalisation de la figure 5, la sortie du générateur de tension 11 est connectée en tant que source de tension à un coemparateur de tension 14'. Là comparateur de tension 14' comporte la résistance d'émetteur 52' mentionnée ci-dessus, en association avec le transistor de commutation 51. Une extrémité de la résistance d'émetteur 52' est connectée à une entrée d'un comparateur de tension 144 de façon à lui appliquer une tension Ve. L'autre entrée du comparateur de tension reçoit la tension de référence Vref3 prove- nant d'une extrémité d'une résistance 146 connectée à une source à courant constant 145. Le signal de sortie du comparateur de tension 144 est appliqué à la base d'un transistor de commutation 161' qui fait partie du circuit de commande de commutation 16. L'une des caractéristiques de ce mode de réalisation réside dans l'existence, d'un oscillateur 147 dans le caomparateur de tension 14'. Catme il est indiqué ci-après, l'oscillateur 147 a pour fonction de rendre constante la période d'oscillation T de l'onduleur 3, et il procure une grande souplesse dans la conception du circuit. On peut faire varier la fré- quence d'oscillation de l'oscillateur 147 au moyen d'une résistance 147r et/ou d'un condensateur 147c. La sortie de l'oscillateur 147 est connectée au collecteur du transistor de commutation 161' mentionné ci- dessus, et le collecteur de ce transistor est connecté à la base du transistor de commutation 51 par l'intermédiaire de la diode 17,bran- chée en sens inverse. Une autre caractéristique de ce mode de réa- lisation consiste dans l'existence d'un compensateur 21. Ce capensa- teur 21 comprend un circuit série constitué par une diode zener 211, recevant la tension de sortie de l'enroulenent tertiaire 111 qui fait partie du générateur de tension 11, et une paire de résistances 212 et 213. L'autre extrémité de la résistance 213 est connectée à une extré- mité d'une résistance d'émetteur 52'. Caome le mode de réalisation de la figure 7, le mode de réalisation de la figure 12 caoprend un circuit d'absorption de pointe de tension incorporé au convertisseur de puissance 4, dans l'onduleur 3. Dans le convertisseur de puissance 4, il existe une diode 46 connectée 2476404' en série avec le circuit parallèle formé par la résistance 44 et le condensateur 45. Ce circuit série est connecté en parallèle aux deux extrémités de l'enroulement primaire 41. Grâce à l'action de la diode 46, le circuit d'absorption de pointe de tension empêche la circula- tion d'un courant dans la résistance 44 pendant l'intervalle de con- duction TON du transistor de ccmnutation 51, avec un minimum de dis- sipation de puissance pendant l'intervalle de conduction TC. On va maintenant considérer les figures 13A à 13C pour décrire le fonctionnenent et l'effet du circuit d'absorption de pointe de tension. La figure 13A représente le courant collecteur-émetteur (ICE) du transistor de coemutation 51, tandis que la figure]3B représente la tension collecteur-éinetteur (VcE) de ce transistor 51. La figure 13C est un graphique destiné à l'explication de l'effet du circuit d'absorption de pointe de tension, sur lequel on a porté en abscisse la tension d'entrée /N et en ordonnée la puissance dis- sipée. Si par exemple le circuit d'absorption de pointe de tension est absent, cOnme sur la ficJre 15, un courant ic, représenté sur la figure 13A, est superposé au courant Il sous l'effet du courant de décharge provenant du condensateur 42 (fig.5), pendant la phase ini- tiale de l'intervalle de conduction TON du transistor de ccmmutation 51. Plus le courant de décharge ic est élevé, plus la tension d'en- trée VIN est élevée. La durée t TON nécessaire pour que la tension collecteur-émetteur VrE se réduise pratiquement à zéro est comprise entre envriron 50 n e t environ 1 ps. Il existe une dissipation dans le collecteur du transistor de cxmrutation 51 pendant cette durée A TONM Cependant, le circuit d'absorption de pointe de tension qui est installé dans les rd'es de réalisation représentés sur les figu- res 12 et 7 évite que ce courant de décharge soit superposé sur le courant primaire Il, au moyen de la diode 46 qui bloque le courant circuiant dans le condensateur 45 pendant l'intervalle de conduction TON du transistor de commnutation 51. Conformément à ce mode de réalisa- tion, la dissipation de puissance du transistor de commutation 51 est complèteient supprimée pendant l'intervalle de conduction TON' par l'effet de la diode 46. Sur la figure 13C, la ligne continue A repré- sente la dissipation qui-se produit pendant l'intervalle de conduction TON en l'absence du circuit d'absorption de pointe de tension et la ligne en pointillés B représente la dissipation dans le cas du mode de réalisation de la figure 12 (ainsi que dans celui de la figure 7). La figure 13C montre clairement que la dissipation de puissance du tran- sistor de commutation 51 ne présente aucune augmentation notable pen- dant l'intervalle de conduction TON, sous l'effet d'une augmentation de la tension d'entrée VIN, ce qui s'acconpagne d'une augmentation relative du rendement i, à condition que le circuit d'absorption de pointe de tension soit utilisé. L'intervalle de conduction TON du transistor de comiutation 51 est commandé de la manière suivante dans le mode de réalisation de la figure 12. D'après les équations (3) et (4), on peut exprimer IO par l'équation (11):T --= 1 nl TOFF O=].-] ' Ilp T T = K4. Il TFF (11) p T K4 = 1. n2 Pour maintenir constante la valeur moyenne IO du courant de sortie IO, il est nécessaire de rendre constante la quantité -OFF (Ilp. T). On notera également que la longueur de l'intervalle de blocage TQFF du transistor de comnutation 51 varie proportionnellement à l'énergie t E1 accumulée dans le circuit magnétique du transfrmnateur d'oscillation pendant l'intervalle de conduction TON. En d'autres ter- mes, une augmentation de A E1 allonge l'intervalle TOFF et une diminu- tion de A E1 raccourcit 1 'intervalle TOFF. Si l'énergie ú E1 accumulée dans le circuit magnétique du transformateur d'oscillation est maintenue fixe, il devient possible de maintenir constante la lon- gueur'de l'intervalle de blocage TOFF. L'équation (2) précédente montre également de façon évidente que l'énergie A El est proportionnelle au carré de la valeur de crête du courant primaire, soit Ilp2. Ceci implique que la seule condition nécessaire pour obtenir un intervalle de conduction TOFF constant est de maintenir constante la valeur de crête Ilp du courant primaire, lorsque la tension d'entrée VIN varie. Dans ce mode de réalisation, la résistance d'émetteur 52' est interca- lée au point représenté sur le dessin pour réaliser une mesure directe 2476404' de la Valeur de crête Ilp du courant primaire. Une chute de tension Ve apparaissant aux bornes de la résistance d'émetteur 52' est appliquée en tant que signal d'entrée au conparateur de tension 144 qui reçoit également commie autre signal d'entrée la tension de référence Vref3 définie par la résistance 146. Le comparateur de tension 144 compare les tensions Ve et Vref3. Lorsque la tension Ve est supérieure ou égale à la tension de référence Vref3, la sortie du comparateur de tension 144 prend le niveau haut. Ainsi, le transistor de ccmmutation 161' devient conducteur. La tension Ve est donnée par l'équation (12): Ve = Re.Ilp (12) dans laquelle Re est la valeur de la résistance d'émetteur 52'. En détectant la tension Ve, il est possible de maintenir fixe la valeur de crête Ilp du courant primaire. On va maintenant considérer le compensateur 21 qui constitue une autre caractéristique inmportante du mode de réalisation de la figure 12. Si la tension d'entrée VIN ou la tension de sortie du générateur de tension 11 dépasse une valeur donnrmée, un couranthI1 proportionnel à l'amplitude du courant primaire Il circule dans le circuit série du compensateur 21. Ce courantAil peut circuler lorsque la tension qui est appliquée à la diode zener 211 du compensateur 21 dépasse la ten- sion zener de cette diode. La tension Ve qui appara.t entre les deux extrémités de la résistance d'émetteur 52' peut être définie par l'équation (12'): Ve = Re (Ilp + AI1) (12') Si la tension Ve est égale à la tension de référence Vref3 dans le mode de réalisation de la figure 12, le transistor de commutation 51 est placé de force dans son état bloqué. La relation entre la tension Ve et la tension de référence Vref3 peut ainsi être définie par l'équation (13): " Vref3 = Ve = Re (Ilp + AIl) = Re. Ilp + Re. LI1 (13) Dans ces conditions, la valeur de crête Ilp du courant primaire Il s'exprime par l'équation (14): Ilp = Vrf3 Il (14) I p=Re t- î ". 2476404' L'équation (14) ci-dessus indique que le courant à Il augmente sous l'effet d'une augmentation de la tension d'alimentation de la source de tension alternative ou de la tension d'entrée VIN. Camme le montre la figure 14, la valeur de crête Ilp du courant primaire diminue sous l'effet d'une augmentation de la tension d'entrée VIN. Ceci implique que l'intervalle de conduction TON du-transistor de commutation 51 ne doit pas être trop court, méme lorsque la tension d'alimentation de la source de tension alternative 1 est élevée. Le campensateur sup- prime la nécessité d'utiliser un transistor de conmutation 51 ayant * une réponse rapide et il apporte une simplification de la structure. On notera que, sur la figure 14, l'instant auquel la valeur de crête Ilp du courant primaire conmence à diminuer est déterminé par la tension zener de la diode zener 211. On va maintenant considérer les figures 15A à 15D pour décrire le fonctionnement et l'effet de l'oscillateur 147 qui constitue une autre caractéristique du mode de réalisation de la figure 12. La figure 15A montre le signal de sortie de l'oscillateur 147, la figure B montre la tension Ve sur la résistance d'émetteur 52' et la figure C montre le signal de sortie du ccmparateur de tension 144. En outre, la figure 15D montre les courants primaire et secondaire Il et I2 de 1 onduleur 3. Comme on l'a indiqué précédemment, la tension Ve aug- mente conformément au courant primaire Il (ou Il + Il). Si la tension Ve atteint la tension de référence prédéterminée Vref3, le ccparateur de tension 144 fournit son signal de sortie au niveau haut. Le transistor de commtation 161' est donc placé à l'état conducteur et le transistor de caomutation 51 de l'onduleur 3 est en train d'être bloqué. Cmme l'indique la ligne en pointillés sur la figure 15D, le courant secondaire I2 circule dans l'enroulement secondaire 82. Le cou- rant secondaire circule pendant l'intervalle de blocage TOeF. Le signal de sortie de l'oscillateur 147 a une période T' plus longue que la période d'oscillation naturelle T de l'onduleur 3, coame le montre la figure 15A. Le signal de sortie de 1 'oscillateur 147 prend le niveau bas inmmédiatement après l'intervalle de conduction TON, comme il est indiqué sur la figure 15A. Si le signal de sortie de l'oscillateur 147 prend le niveau bas de cette manière, le courant de base destiné à être appliqué au transistor de commutation 51 circule par la diode 17 vers un transistor de sortie qui fait partie de l'oscillateur 147. Ainsi; pendant que la sortie de l'oscillateur 147 est au niveau bas, le transistor de commutation 51 n'est débloqué en aucune manière. Du fait que la période d'oscillation T' de l'oscillateur 147 est plus longue que la période d'oscillation naturelle T de l'onduleur, il existe une courte durée t T entre l'intervalle de blocage TOFF du transistor de commutation 51 et l'instant auquel ce transistor de ccmutation est débloqué. De ce fait, l'intervalle de blocage du transistor de commutation 51 se prolonge de TOFF sans l'oscillateur 147 jusqu'à TOFF' (= TOFF + A T). En choisissant convenablement la période T' et le rapport cyclique de l'oscillateur 147, on peut fixer de façon optimale la valeur nmoyenne 10 du courant de charge IO qui est appliqué à l'accumulateur 9. On notera que la période T' est fixée par les réglages de la résistance 147r et/ou du condensateur 147c. Si l'oscillateur 147 destiné à commander la période d'os- cillation de l'onduleur 3 était absent, comme dans les modes de réalisation précédents, la période d'oscillation T de l'onduleur 3 serait déterminée essentiellement par la some de l'intervalle de conduction TON et de l'intervalle de blocage TOFF du transistor de commutation 51. Dans ce cas, le courant Ilp, l'intervalle de con- duction TON et l'intervalle de blocage TOFF sont choisis au nrment de la conception du circuit et leurs valeurs ne peuvent jamais être modi- fiées. On notera également que la période d'oscillation T de l'onduleur 3 varie en fonction de!'inductance et du nombre de spires des enrou- lenents du transformateulr d'oscillation ou du paramètre hfe du tran- sistor de commutation 51. Si la période T varie, l'impossibilité de faire varier la longueur de l'intervalle de blocage TOFF entraîne des variations de la valeur rmoyenne 1O du courant de sortie, conEme il ressort de l'équation (4) ci-dessus. Pour ces raisons, l'inductance L1 et le nombre de spires nl de l'enroulement primaire 41, l'inductance L2 et le nombre de spires n2 de l'enroulement secondaire 82 et le hfe du transistor 51 doivent être choisis avec soin au nrment de la conception. La conception demande un temps d'étude considérable. Dans le cas o la période d'oscillation de l'onduleur 3 est déterminée essentiellement par la période T' de l'oscillateur, cone dans le mode de réalisation de la figure 12, il est possible de régler avec précision la valeur moyenne IO du courant de sortie, par des réglages appropriés de la période T'. Par exenple, une augmentation de la période T' produit une diminution du courant 10 et une diminution de T' produit une augmentation de 10. De cette manière, l'oscillateur procure une grande souplesse dans la conception du chargeur. En outre, la longueur de l'intervalle de conduction TON du transistor de commutation 51 est comiandée en fonction de l'amplitude de la tension d'entrée VIN. Une augmentation de la tension d'entrée VIN a pour effet de raccourcir l'intervalle de conduction TON. Dans le cas o la tension d'entrée VIN est extrêmement élevée et o l'accumulateur 9 est de faible capacité, l'intervalle de conduction TON doit quelquefois être extrêmnement court. Du fait des caractéristi- ques de réponse du transistor de caomutation 51, ce dernier sera inca- pable de raccourcir l'intervalle de conduction TON de la manière sou- haitable. Dans ce cas, le courant de sortie I-0 sera trop élevé, - entraînant un risque de charge excessive. Il n'y a cependant aucune difficulté importante relative à la réponse du transistor de coniuta- tion 51 dans le mode de réalisation de la figure 12, dans lequel il est possible de diminuer la valeur moyenne I0 du courant de sortie en allongeant la période d'oscillation T' de l'oscillateur 147. A cet égard, ce mode de réalisation offre une souplesse encore plus grande dans la conception du circuit. Lorsque la tension d'accumulateur Vb est basse, conme en fin de déchargede l'accumulateur 9, la tension base-émetteur (VBE) du transistor de commutation 51 tend à augmenter rapidement avant que le courant de sortie I diminue jusqu'à zéro. Le transistor de ccmmu- tation 51 est à nouveau placé dans son état conducteur alors que l'énergie électromagnétique t E1 demeure présente dans le circuit magnétique du transformateur d'oscillation. Cependant, dans ces conditions, l'énergie restante ne produit pas une inversion de courant et ne[déclenche pas d'oscillation. Le transistor de commutation 51 dissipe l'énergie en chaleur et finit par être détérioré. Conformement au mode de réalisation de la figure 12, l'existence de l'oscillateur 147 permet de faire en sorte que le transistor de comnutation 51 ne devienne conducteur qu'après que l'énergie électromagnétique A E1 a été entièrement déchargée, ou après l'écoulement d'une durée de tolé- rance à T. Ceci résout le problème résultant de la chaleur produite par le transistor de commutation 51. Il va de soi que de nombreuses modifications peuvent être apportées au dispositif décrit et représenté, sans sortir du cadre de l'invention. REVENICATI0NS 1. Chargeur destiné à être utilisé avec un accumulateur, carac- térisé en ce qu'il comprend: une source de tension alternative; des moyens redresseurs qui reçoivent une tension d'alimentation provenant de la source de tension alternative de façon à produire une tension de sortie continue; des moyens onduleurs qui reçoivent la tension de sortie provenant des moyens redresseurs, ces noyens onduleurs comprenant: des moyens à transformateur d'oscillation comprenant au roins deux enroulements, à savoir un enroulement primaire qui reçoit la tension continue provenant des moyens redresseurs et un enroulement secondaire qui est en couplage magnétique avec l'enroulement primaire et dont le courant de sortie constitue le courant de charge pour l'accumulateur, et un circuit magnétique autour duquel les deux enroulements sont bobinés, des moyens de couiutation à semiconducteur intercalés dans un chemin de courant pour l'enroulement primaire, et des moyens de conmande de con- duction/blocage destinés à provoquer la conduction et le blocage des moyens de commutation à semiconducteur; et des premiers moyens de com- mande destinés à commander un intervalle de conduction des moyens de commutation à semiconducteur conformément à l'anplitude de la tension alternative provenant de la source de tension alternative, pour maintenir ainsi pratiquement constante la valeur moyenne du courant de charge qui est appliqué à l'accumulateur. 2. Chargeur selon la revendication 1, caractérisé en ce que les moyens onduleurs ont une période d'oscillation naturelle qui est déterminée par la samne de l'intervalle de conduction et d'un intervalle de blocage des moyens de camutation à semiconducteur. 3. Chargeur selon la revendication 2, caractérisé en ce qu'il comprend en outre des moyens de variation de période qui modifient de force làa période d'oscillation des moyens onduleurs pour en faire une période différente de la période naturelle et plus longue que cette dernière. 4. Chargeur selon la revendication 1, caractérisé en ce que l'intervalle de conduction qui est commandé par les premiers tmoyens de commande est choisi de façon à être plus court qu'une durée allant de l'instant auquel les moyens de commutation à semiconducteur deviennent conducteurs jusqu'à l'instant auquel un courant primaire circulant dans les moyens onduleurs se sature. 5. Chargeur selon la revendication 1,caractérisé en ce que les moyens de commutation à semiconducteur comportent une électrode de com- mande qui peut être placée à l'état de conduction ou à l'état de blo- cage, et les premiers moyens de commande comprennent des moyens de génération de signal de blocage qui appliquent un signal de blocage à l'électrode de commande. 6. Chargeur selon la revendication 5, caractérisé en ce que les premiers moyens de commande comprennent des moyens détecteurs de ten- sion d'alimentation destinés à détecter l'amplitude de la tension d'ali-, mentation qui provient de la source de tension alternative, et les moyens de génération de signal de blocage sont conçus de façon à fonctionner sous la dépendance du signal de sortie des moyens détec- teurs de tension d'alimentation. 7. Chargeur selon la revendication 1, caractérisé en ce que les moyens de conmmutation à semiconducteur comportent une électrode de commande qui peut être placée dans un état de conduction et un état de blocage; les moyens de conmmande de conduction/blocage comprennent des moyens qui appliquent un signal de conduction à l'électrode de cclmnde des moyens de commutation à semiconducteur; et les premiers moyens de commande comprennent des moyens de dérivation destinés à déri- ver le signal de conduction que les moyens de génération de signal de conmmnande doivent appliquer à l'électrode de commande. 8. Chargeur selon la revendication 7, caractérisé en ce que les premiers moyens de ccxmrande comprennent des moyens détecteurs de tension d'alimentation destinés à détecter l'amplitude de la tension d'alimentation de la source de tension alternative, et les moyens de dérivation sont conçus de façon à fonctionner sous la dépendance du signaf de sortie des moyens détecteurs de tension d'alimentation. 9. Chargeur selon l'une quelconque des revendications 1 à 8, caractérisé en ce qu'il comprend en outre des moyens détecteurs d'achèvement de charge destinés à déterminer si la charge de l'accumu- lateur est achevée, et des moyens destinés à coanander le courant de charge appliqué à l'accumulateur, sous la dépendance du signal de sortie des moyens détecteurs d'achèvenment de charge. 10. Chargeur selon l'une quelconque des revendications 1 à 9, caractérisé en ce que les moyens onduleurs comprennent un circuit d'absorption de pointe de tension qui est branché en parallèle sur l'enroulement primaire des moyens à transformateur d'oscillation.