La présente invention se rapporte à des convertisseurs numérique-analogique. Plus particulièrement, l'invention con- cerne des convertisseurs monolithiques spécialement conçus pour fonctionner avec des microprocesseurs tels que ceux qui peuvent être utilisés dans des systèmes de commande analoai- ques. Une arande variété de convertisseurs numérique-analo- gique sont maintenant disponibles depuis quelque temps. De tels convertisseurs utilisent souvent des sources de courant qui sont mises en service sélectivement en fonction d'un si- gnal d'entrée numérique. Le brevet U.S. no RE 28633 (Pastoriza) représente une conception particulière extrêmement réussie d'un convertisseur de ce type. Une conception plus récente est représentée dans le brevet U.S. no 3 961 326 (Craven). Des convertisseurs numérique- analogique sont également utilisés dans des convertisseurs analogique- numérique à approximations successives tels que décrits dans la demande de brevet aux E.U.A. Serial n0 931 960 (Brokaw et al); ce dernier type de convertisseur est particulièrement avantageux en ce qu'il com- porte un montage de transistors à mode inversé (parfois dénom- mé I2L, désignant une logique d'injection intégrée), conjointe- ment avec un montage de transistors bipolaires, sur la même plaquette monolithique. On a déjà proposé antérieurement des convertisseurs par- ticulièrement propres à être utilisés avec des microprocesseurs, comme décrit par exemple dans l'article de Schoeff intitulé "A Microprocessor Compatible High-Speed 8-Bit DAC" dans ISSCC Digest of Technical Papers, février 1978, pages 132-133. De nombreuses propositions ont été mises en avant, mais aucune d'entre elles n'a permis de réaliser un convertisseur satisfaisant capable d'assurer la performance désirée et-néan- moins d'une conception convenablement simple permettant sa fa- brication économique. En particulier, les conceptions de la technique antérieure n'ont pas permis d'obtenir un convertis- seur monolithique comprenant une source de référence et un am- plificateur pour produire une sortie de tension, le tout fonc- tionnant sur une alimentation unique, par exemple de + 5 volts. L'invention a principalement pour objet d'apporter des solu- tions aux problèmes qui se posent pour atteindre ce but. Conformément à un premier aspect important de l'inven- tion, on va décrire ici un convertisseur numérique-analogique auquel est incorporé un amplificateur tampon de qualité supé- rieure capable de produire une tension de sortie comprise entre zéro et une certaine valeur nominale, tout en fonctionnant à partir d'une alimentation unique. Sous un autre aspect de l'in- vention, il est prévu une cellule de source de courant à un seul transistor simplifiée capable de fonctionner directement avec une logique de commutation I L, pour permettre une réduc- tion appréciable du nombre de composants de la microplaquette. Sous un autre aspect encore de l'invention, il est prévu un convertisseur comportant une alimentation de référence simpli- fiée et nouvelle destinée à assurer une régulation du gain des sources de courant pour stabiliser le courant de sortie du con- vertisseur. Sous un autre aspect encore de l'invention, il est prévu un réseau générateur de courant de polarisation de con- vertisseur à haut rendement, ce qui réduit la puissance néces- saire tout en permettant encore d'obtenir une excellente per- formance. D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparattront au cours de la description qui va suivre. Aux dessins annexés uniquement à titre d'exemple - la Fig. 1 est un schéma symbolique représentant un mo- de de réalisation préféré de l'invention; - les Fig. 2A et 2B représentent ensemble un schéma de câblage détaillé de ce mode de réalisation préféré; - la Fig. 3 est une présentation schématique du montage d'alimentation de référence prévu pour les sources de courant - la Fig. 4 représente des aspects de l'amplificateur tampon; - les Fig. 5 et 6 mettent en évidence le fonctionnement du roseau générateur de courant de polarisation, et les Fig. 7A et 7B présentent, respectivement, une vue en coupe et en perspective de la structure d'un transis- tor d'excitation utilisé dans l'amplificateur tampon, et un schéma simplifié des éléments de ce transistor. On va tout d'abord se référer à la figure 1, sur la- quelle on peut voir que les signaux de commande logiques de microprocesseur CS et C-= sont appliqués à une porte 20, qui cocmmande des verrous de données I2L désignés dans leur ensem- ble par la référence générale 22. Ces verrous laissent passer les données présentes sur le bus de données 24 lorsque CE et C_ sont tous deux au niveau logique "01". Les données d'entrée sont stockées dans les verrous lorsque CE ou CS passe au ni- veau logique "1". Comme représenté sur la Fig.2, les verrous de données 22 comprennent huit bascules I L, G20/G30-G27/G37 (bien que, par simplif-ication, seules les première et huitième bascules soient représentées). La tension de sortie de la porte de com- mande 20, qui oscille autour de 1,2 volt, est appliquée aux bases respectives de huit transistors Q10 à Q17, qui coopèrent avec des transistors d'entrée de données respectifs Q0 à Q7 pour commander les paires de portes I L initialement verrouil- lées G0/G!0 - G7/G17. Selon l'état des données d'entrée, l'un ou l'autre des deux conducteurs de porte 26, 28, etc. est àe- né à son niveau bas pour commander les huit bascules à deux é- tats (déclenché/rétabli) associées G20/G30-G27/G37. Si la sec- tion de gauche d'une bascule (G20-G27) est rendue conductrice, un courant passera à travers le collecteur associé 30, etc. connecté à l'émetteur d'un transistor PNP de source de courant correspondant Q20-Q27o Ce courant est tiré du circuit d'émet- teur du transistor, ce qui interrompt le passage de courant à travers le transistor vers un réseau en échelle R/2R, désigné dans son ensemble par la référence générale 32, qui fonctionne de la manière usuelle pour produire un courant de sortie analo- gique correspondant à l'entrée binaire présente sur le bus de données 24. On va maintenant examiner de façon plus détaillée les transistors de source de courant Q20 a Q27; la tension ré- gnant entre le conducteur omnibus de bases 34 et conducteur omnibus de résistance d'émetteur 36 est commandée par une source de référence régulatrice représentée sous une forme simplifiée sur la Fig.3. Ce montage comprend une cellule à ban- de interdite du type décrit dans le brevet U.S. no 3 887 863 (Brokaw) comportant deux transistors Q51 et Q52 avec des ré- sistances associées R31 et R32 et alimentés avec des densités de courant différentes. Comme expliqué dans ce brevet, les courants de collecteur des deux transistors sont détectés par un amplificateur d'erreur 38. Toutefois, dans le montage re- présenté ici, la sortie de l'amplificateur est reliée au con- ducteur omnibus de résistances d'émetteur 36 auquel sont con- nectés une résistance de référence RS et un transistor de ré- férence Q50. Ces éléments, conjointement avec une autre résis- tance R30, assurent une réaction vers les bases respectives des transistors Q51 et Q52 et portent le conducteur omnibus 36 à une tension produisant à travers R8 un courant de réaction qui établit aux bornes de R30 une tension égale à la tension de bande interdite (VGa), par exemple d'environ 1,205 V pour le silicium. Cela règle le courant traversant Q50 et les huit transistors PNP du convertisseur numérique-analogique à une - intensité de 100 FA indépendante de la température. Dans le mode de réalisation particulier représenté sur la Fig.2, l'amplificateur dterreur différentiel comprend les transistors Q53 et Q54 et un transistor amplificateur de sor- tie à émetteur commun Q58. Le rejet d'énergie d'alimentation de la boucle est accentué par la réaction de mode commun à travers Q56, qui fixe la tension collecteur-base de Q51 et Q52 et équilibre l'amplificateur d'erreur. Un régulateur-shunt, désigné dans son ensemble par la référence générale 39, de con- ception connue, polarise le conducteur omnibus de bases 34 à 1,2 V. On va maintenant examiner conjointement les Fig. 4 et 2 sur lesquelles on peut voir que la sortie de l'échelle R/2R 32 est reliée, par l'intermédiaire d'un conducteur 40, à l'am- plificateur tampon de sortie désigné dans son ensemble par la référence générale 42, qui comporte des caractéristiques spé- ciales lui permettant de s'adapter à l'excursion de sortie uni- polaire par rapport à la masse de l'échelle R/2R. Cet amplifi- cateur comprend une paire d'entrée différentielle de transis- tors PNP verticaux Q43/Q44, le transistor Q44 servant à pro- duire un signal de réaction correspondant à la tension de sor- tie de l'amplificateur. Le signal de l'échelle est couplé par Q43, par l'intermédiaire d'un circuit réflecteur de courant NPN original comportant des transistors Q34 à Q39. Le signal passe de Q36 et Q34 à Q37 qui excite Q35/Q39 commandant Q40, un excitateur spécial pour le transistor à émetteur suiveur de sortie Q41 qui produit une tension de sortie sur la broche VoU, (force). Cette broche est connectée à la broche VOUT (dé- tection) et la broche de sélection de gamme pour une gamme de 2,56 volts. (Selon une variante, la broche de sélection de gam- me peut être connectée au conducteur omnibus analogique, pour sélecter une gamme de 10 volts). La tension de sortie est ap- pliquee rétroactivement à la base de Q44, qui a pour fonction d'équilibrer le signal provenant de l'échelle R/2R. Un des principaux problèmes qui se posent pour obtenir une excursion de tension de sortie rapportée à la masse dans un convertisseur à alimentation unique est soulevé par la sa- turation dans l'étage de sortie lorsque le niveau de signal du convertisseur numérique-analogique devient très bas, c'est-à- dire tend vers zéro, ce qui limite la capacité de l'étage de sortie à ramener la tension de sortie à une valeur très pro- che de zéro. Dans un amplificateur normal, le déséquilibre ré- sultant dans la réaction a pour effet que l'amplificateur tend à subir une excitation excessive, ce qui rend encore plus ardu le problème de la saturation. Ce problème a été résolu suivant l'invention au moyen d'un montage spécial qui va maintenant être décrit. En se référant à la Fia. 7, on voit que le transistor excitateur de sortie Q40 comprend la couche épitaxiale usuel- le, un collecteur C1 (n+) et une base (p) portant un émetteur E (n+). Sur la base est en outre formée une seconde électrode n+ désignée par C3 et représentée comme étant un second émet- teur dans les schémas de câblage des Fig. 2 et 4. Cet élément est connecté extérieurement à la base de Q35. Normalement, cet élément n'est pas négatif par rapport à la base de Q40, de sorte qu'aucun courant ne passe. Toutefois, lorsque la tension de sortie de l'amplificateur devient très voisine de zéro, cet élément commence à jouer le rôle d'un collecteur à mode inversé (c'est la raison pour laquelle il est désigné par C3) et ab- sorbe du courant de manière à limiter l'excitation de la base de Q35. Cela empêche la saturation de Q40, tout en contrôlant les points d'équilibre des autres transistors associés à Q35. En fait, ce collecteur supplémentaire détecte la naissance d'une saturation dans Q40 et agit, par l'intermédiaire d'une boucle de réaction intérieure comprenant Q35/Q39, pour empe- cher une saturation additionnelle importante, tout en conti- nuant d'engendrer le signal de sortie correct. Il en résulte qu'une surcharge de l'ensemble de l'amplificateur est évitée et que la tension de sortie peut être ramenée à une valeur très proche de zéro bien qu'une unique tension d'alimentation soit utilisée. Sous un autre aspect de l'invention, le signal de sor- tie de Q40 est de préférence engendré à partir d'un collecteur séparé C formé dans un bouchon n+ profond pénétrant jusqu'à la couche enterrée. Cette connexion de Kelvin évite les effets de la chute de tension à travers la résistance interne entre le collecteur classique C1 et la couche enterrée. Si l'on se réfère maintenant à la fois aux Fig. 5 et 6 et à l'angle supérieur gauche de la Fig. 2A,.on peut voir que le convertisseur suivant l'invention comprend un réseau de po- larisation original extremement efficace utilisant des tran- sistors PNR latérau:, qui engendrent les courants de niveau rel.ti1s'eent 'levé exiaés par le montage I L, la porte de commande ECL (logique à couplage par l'émetteur) 20 et l'ali- mentation de référence pour les sources de courant Q20 à Q27. L'unique transistor d'alimentation de polarisation Q75 est muni de collecteurs fractionnés proportionnés aux courants de polarisation respectifs nécessaires et on le fait délibéré- ment fonctionner avec une infection de haut niveau. Dans ces conditions, P et I (total) forment un produit constant, c c'est-à-dire qu'on a f IcT = K. L'un des collecteurs, 60, est connecté à un réflecteur de courant 62 également relié à la base de Q75. Plus précisémentt comme représenté sur la Fig.6, le collecteur 60 est connecté à la base d'un transistor de ré- action Q73, dont le collecteur est relié à la base de Q75. Le collecteur 60 et l'émetteur de Q75 sont connectés à une paire de transistors Q76 et Q77, dont les émetteurs respectifs sont dans un rapport de superficie de 1,25: 1, pour établir ce mê- me rapport entre les courants respe-ctifs qui les traversent. Le courant combiné est appliqué au conducteur omnibus de l'in- jecteur principal I2L (Ce conducteur omnibus est la plus posi- tive des deux connexions d'alimentation du montage I L et est relié à tous les éléments de I 2L indiqués schématiquement sous la forme d'émetteurs symbolisés par des demi-flèches; la bor- ne la plus négative est la couche enterrée). Avec la réaction de réflecteur de courant représentée, le courant de base IB de Q75 sera - IcT.M, 0o V est la pro- portion de courant de collecteur total dans le collecteur 60 et, M le rapport du réflecteur de courant. Etant donné que est défini comme étant égal à I T/IB, on peut en déduire que M! = I c/K o K est la constante précédemment décrite résul- tant des caractéristiques de conception initiale du dispositif. Ainsi, en ajustant convenablement i. et M en fonction des exi- gences des différentes sections de circuit fournissant les cou- rants de polarisation, c'est-à-dire en fixant les superficies relatives des émetteurs respectifs de Q76 et Q77 et des col- lecteurs fractionnés de Q75, on peut obtenir des courants de polarisation stables pour les sections de circuit individuel- les. En outre, comme on peut le voir d'après la Fig.5, le mon- tage du circuit utilise la totalité du courant à des fins de polarisation, sans perte. En fait, le circuit récupère à la fois le courant de base et le courant de collecteur du tran- sistor de réaction pour les utiliser comme source de courant à des fins de polarisation. La Fig. 6 a été disposée à côté de la Fig. 5 pour permettre une comparaison facile de la présen- tation sous forme de schéma symbolique avec le montage effec- tif. R E V E N DI C ATI ON S 1 - Convertisseur numérique-analogique à circuit inté- gré, caractérisé en ce qu'il comprend une alimentation en é- nergie produisant une tension de courant continu unipolaire par rapport au pocentiel de référence d'une borne de référence; plusieurs sources de courant destinées à être activées suivant une configuration correspondant à un signal numérique appliqué et recevant de l'énergie de ladite alimentation en énergie; des moyens couplés avec lesdites sources de courant pour pro- duire, à partir des courants de celles-ci, un signal analogi- que unipolaire par rapport audit potentiel de référence et cor- respondant en grandeur à la configuration d'activation desdites sources; et un amplificateur tampon excité par ladite alimen- tation en énergie et comportant un circuit d'entrée qui reçoit 13 ledit signal analogique et un circuit de sortie pour produire une tension de sortie par rapport audit potentiel de référence en fonction dudit signal analogique; ledit amplificateur tam- pon comprenant des composants de montage propres à produire ledit signal de sortie pratiquement dans toute la gamme compri- se entre ledit potentiel de référence et un second potentiel. 2 - Convertisseur suivant la revendication 1, caractéri- sé en ce que lesdits composants de montage comprennent un tran- sistor d'excitation et des moyens de détection pour détecter la naissance d'une saturation dans ce transistor et produire un signal de saturation correspondant; et des moyens de réaction couplés avec lesdits moyens de détection et capables, en ré- ponse audit signal de saturation, de réduire le niveau du si- gnal appliqué audit transistor d'excitation lorsque la satura- tion commence à se produire et d'engendrer une tension de sortie A des niveaux sensiblement égaux audit potentiel de référence lorsque ledit signal analogique est sensiblement à zéro. 3 - Convertisseur suivant la revendication 2, caractéri- sé en ce que le potentiel de référence est le potentiel de la masse. 4 - Convertisseur suivant la revendication 3, carac- térisé en ce que lesdits moyens de détection comprennent un second émetteur prévu dans ledit transistor d'excitation et qui est normalement non conducteur, mais commence à tirer du courant lorsque son potentiel se rapproche du potentiel de la base dudit transistor au moment o le signal appliqué se rap- proche de zéro. - Convertisseur suivant la revendication 4, caracté- risé en ce qu'il comprend un transistor excité sur sa base et qui produit un signal de sortie, qui est appliqué à l'entrée dudit transistor d'excitation; et des moyens connectant ledit second émetteur à la base dudit transistor excité sur sa base pour limiter le courant de base de celui-ci lorsqu'on se rap- proche de la saturation, de manière à limiter ainsi de façon correspondante le signal appliqué audit transistor d'excita- tion. 6 - Convertisseur suivant la revendication 3, caracté- risé en ce que ledit transistor d'excitation comprend un pre- mier collecteur alimenté en courant; un second collecteur dif- fusé dans un bouchon n+ profond pénétrant jusqu'à la couche enterrée dudit transistor; et des moyens connectant ledit se- cond collecteur de manière à assurer la génération d'un signal de sortie pour ledit amplificateur. 7 - Convertisseur suivant'la revendication 3, caractéri- sé en ce qu'il comprend une paire différentielle de transis- tors; des moyens appliquant ledit signal analogique à l'un des transistors de ladite paire différentielle; et des moyens appliquant à l'autre transistor de ladite paire différentielle un signal correspondant au signal de sortie de l'amplificateur. 8 - Convertisseur numérique-analogique à circuit inté- gré, caractérisé en ce qu'il comprend plusieurs transistors bi- polaires de source de courant; plusieurs résistances respecti- vement connectées aux émetteurs desdits transistors pour dé- terminer un passage de courant à travers chacun de ceux-ci en fonction de la valeur ohmicue de la résistance associée et de la tension régnant entre la base du transistor correspon- dant et l'extremité de ladite résistance associée éloignée de l'émetteur associé; plusieurs circuits de transistor à mode inversé ayant chacun un collecteur connecté à l'émetteur de l'un desdits transistors bipolaires de source de courant; et plusieurs circuits de commande sensibles chacun à l'un des bits d'un signal d'entrée binaire et pouvant être commandés chacun de manière à diriger un sîgnal de commande correspon- dait vers un circuit correspondant parmi lesdits circuits de transistor à mode inversé lorsque le bit considéré est dans un état binaire prédéterminé; lesdits circuits de transistor à mode inversé comprenant des moyens capables, en réponse audit signal de commande, d'activer le collecteur associé pour absor- ber le courant passant normalement à travers l'émetteur du tran- sistor bipolaire, en empêchant ainsi le passage de ce courant dans le collecteur du transistor de source de courant corres- pondant. 9 - Convertisseur numérique-analogique à circuit inté- gré, caractérisé en ce qu'il comprend: plusieurs sources de courant a transistor comportant chacune une résistance d'émet- teur pour déterminer le niveau de courant à travers elle; un conducteur omnibus de résistances d'émetteur interconnectant les extrémités desdites résistances qui sont éloignées desdits transistors; un conducteur omnibus de bases pour lesdits tran- sistors; une alimentation de référence à bande interdite com- prenant au moins deux transistors d'alimentation alimentés avec des densités de courant différentes et pouvant être com- mandée de telle manière qu'elle établisse une tension de réfé- rence de bande interdite au moins sensiblement non affectée par des variations de température; des moyens pour engendrer un courant de référence proportionnel à ladite tension de ré- férence; un transistor de référence adapté auxdites sources de courant A transistor; une résistance branchée entre l'émet- teur dudit transistor de référence et ledit conducteur omnibus de résistances d'émetteur; des moyens connectant la base du- dit transistor de référence audit conducteur omnibus de bases; et des moyens amplificateurs pour comparer le courant traver- sant ledit transistor de référence avec ledit courant de réfé- rence et pour ajuster la tension d'au moins l'un desdits con- ducteurs omnibus de manière à maintenir les courants comparés égaux entre eux, en stabilisant ainsi les courants qui tra- versent lesdits transistors de source de courant. 10 - Convertisseur numérique-analogique à circuit inté- gré, caractérisé en ce qu'il comprend, sur la même plaquette, un amplificateur tampon de sortie pour produire une tension de * sortie correspondant à celle dudit convertisseur numérique- analogique; ledit amplificateur comportant: un circuit d'en- trée comprenant un jeu différentiel de deux transistors, dont l'un est un transistor d'entrée et reçoit le signal analogi- que de sortie du convertisseur numérique-analogique, et dont l'autre est un transistor de réaction destiné à recevoir un signal de réaction compensateur proportionnel à la tension de sortie de l'amplificateur; un circuit de sortie pour produire ladite tension de sortie, et un réflecteur de courant NPN comprenant une première paire de transistors dont les bases respectives sont interconnectées; un premier transistor de ladite première paire ayant son émetteur connecté audit tran- sistor d'entrée et le second transistor de ladite première pai- re ayant son émetteur connecté audit transistor de réaction; un cinquième transistor couplant le collecteur dudit premier transistor de ladite première paire aux bases communes de cel- le-ci; un sixième transistor, dont la base est excitée par ledit second transistor de ladite-première paire; une seconde paire de transistors dont les bases respectives sont intercon- nectées; l'un des transistors de ladite seconde paire ayant son collecteur connecté aux bases communes de ladite première paire; le collecteur de l'autre transistor de ladite seconde paire étant connecté à sa base et à l'émetteur dudit sixième transistor; et des moyens couplant l'émetteur dudit autre transistor de ladite seconde paire audit circuit de sortie pour faire varier la tension de sortie de l'amplificateur en fonction de celle du convertisseur numérique-analogique.