La présente invention concerne des ensembles de communication à impulsions numériques et, plus particulièreuent, un dispositif pour la-conversion des signaux, d'une part entre deux trains séparée de bits numériques et, d'autre part,- un signal analogique à amplitude variable, tel qu'un courant de conversation. Un tel dispositif peut être considéré comme un convertisseur analogique/numérique (A/D) ou numérique/analogique (D/A). Un terme plus générique poavant englober les convertisseurs vD et D/A est le terme de codeur-décoleur. De façon générale, la conversion des signaux analogiques en signaux numériques tombe dans deux catégories importan- tes, à savoir (1) la modulation par impulsions et codage (PCM) dans laquelle le signal analogique est échantillonné en amplitude à une fréquence fs, lSéchantillon est codé sous la- forme d'un mot binaire à n-bits et des données de la-dimension n.f sont formées, et (2) la modulation delta (DM) dans laquelle le signal analogique est approché au moyen d'une série de pentes positives ou négatives que se combinent pour former un signal de reconstitution et ch@que bit de données transmises constitue la polarité de la p@@te @@ reconstitution à chaque instant. Dans les réseaux téléphoniques, la norme PCM est, le système CCITT dams lequel on échantillonne le signal d'entrée à 8 kilohertz et l@@b forme un met a 8 bits, conformément à la loi A de compression-expansion, @ne telle norme assure une bonne transmission de la voix, mais des codeurs-décodeurs PCM sont généralement plus complexes et pic conséquent plus coûteux que les codours-décodeurs delta. La littérature publiée @écrit de nombreux ensembles à modulation delta mettant en oeuvre la compression-expansion et de tels ensembles ont de bonnes possibilités en ce qui concerne la transmission de la voix, mais les possibilités pour les paramètres objectifs de transmission, par exemple la linéarité du gain pour différents niveaux d'entrée et le niveau des produits de la distorsion par intermodulation sont au-dessous de la norme attendue où la conversion à haute qualité analogique/ numérique en téléphonie est telle que spécifiée par exemple dans la norme CCITT mentionnée ci-dessus. La littérature indique- également que pour des possibilités optimales en ce qui concerne les fréquences vocales, les taux de compression expansion doivent être du type syllabique. La compression-expansion syllabique tend à-ajuster 12 écart instantané de reconstitution vers la pente moyenne du signal d'entrée moyen sur là constante de temps d'amortissement syllabique. Un ensemble représentatif de ce type est illustré sur la figure 5 et i1 est semblable à un ensemble étudié par Pbillips et décrit dans un article par K. D. Hanse et S. J. Zarda, "The Desing of digitally delta modulation codecs" Proc. IREE, Juillet 1971, pages 286 à 295. Sur la figure 5, la logique 27 de compression--expansion détecte le recouvrement des pentes, c'est-à-dire l'arrivée de quatre "un" ou de quatre "zéro" dans le registre à décalage 24 et, lors de cette occurrence, l'unité 28 d courant d'impulsions délivre un courant de la valeur +Ia au condensateur Cc de commande de compression-expansion et, de ee fait, l'écart instantané de reconstitution est augmenté.S'il n'arrive ni quatre "un", ni quatre "zéro", la tension Vc sur le condensateur Cc est retardée par l'intermédiaire de la résistance Rc. Les taux de montée et d'amortissement de cet ensemble sont tels que la compressionexpansion est sensiblement syllabique. le dispositif connu, représenté sur la figure 5, donne seulement un niveau acceptable de distorsion par intermodulation sur une gamme limitée de taux d'entrée et seulement aux fréquences entrée faibles, comme cela ressortira ci-après en référence aux figures 6a et 6b. La linéarité du gain avec le niveau d'entrée est seulement acceptable pour les taux d'entrée élevés, comme ce sera mentionné ci-après et représenté sur la figure 7. La qualité de la transmission de la voie sur ce dispositif antérieur représenté sur la figure 5 est raisonnable, avec une certaine distorsion des sons vocaux transitoires, à savoir, des sons tels que ta. Comme mentionné ci-dessus, la compression-expansion syllabique tend à ajuster ltécart instantané de reconstitution vers la pente moyenne du signal d'entrée moyen sur la constante de temps d'amortissement syllabique. Ainsi, la commandede compression-expansion (écart instantané de reconstitution) ne peut pas suivre de façon simple les régions à pente instantanée élevée du signal d'entrée.Te fonctionnement de ce type de compression-ex- pansion est représenté par la référence 65 de la figure 8.Le signal d'entrée 64 du type sinusoïdal f1 + f2 présente des régions de pente instantanée élevée (a) et des régions de pente instantanée faible (b). li y a lieu de noter qu'en fait le signal' présente des régions de pente nulle en C, de ce fait l'utilisation de la pente élevée ou faible "instantanée" n'est pas strictement correcte. Le terme instantané concerne la pente lors du passage à zéro. La compression-expansion syllabique ajuste l'écart instantané moyen sur de nombreux cycles, c'est-à-dire qu'un temps d'intégration très supérieur à f f et, de ce fait, l'écart instantané de reconstitution formé, sera moins qu'optimal pour suivre et reproduire les régions à pente élevée du signal et un recouvrement important des pentes intervient lorsque la compression-expansion représente une moyenne entre les régions à pente élevée et faible du signal.Ainsi, pour qu'un ensemble à modulation/delta présente un faible niveau de distorsion par intermodulation, la compression-expansion doit régler la pente de reconstitution en fonction de la moyenne du pic ou des pentes élevées, appelée ci-après "pente moyenne de pic". Ainsi, l'écart instantané de reconstitution est important dans la région (a) et décrit dans la région (b) du signal, ctest-à-dire qu'il s'adapte de façon à suivre la pente diìc. Il a été déterminé, à partir de résultats expérimentaux, que l'impératif important destiné à obtenir une faible distorsion par intermodulation consiste dans le fait que la reconstitution suive la région (a), car le recouvrement descentes donne les produits d'intermodulation. Une poursuite légèrement décalée vers le haut dans 12 région (b) de la figure 8 (causée par un signal de reconstitution au-dessus de la valeur optimale), tend à produire un bruit granulaire (sensiblement "blanc" dans la gamme de fréquences vocales), mais un tel bruit est acceptable du fait qutil ntaffecte pas les possibilités de transmission de la voix ou les paramètres de transmission objectifs mentionnés ci-dessus.Ainsi, il n'est pas aussi important de réduire l'écart instantané dans la région (b) que d'augmenter l'écart instantané dans la région (a). Certains dispositifs antérieurs à modulation delta, comportent une compression-expansion instantanée vraie, c'est-à- dire que la compression-expansion est réglée par la pente instantanée et non par la pente moyenne de pic comme dans la présentein- vention.Ainsi, ltécart instantané d'un tel ensemble n1 est pas réduit dans la région (c) de la figure 8, ce qui permet une pour suite plus précise dans la région des signaux à niveau élevé; mais de tels ensembles présentent l'inconvénient d'avoir des possibilités de poursuite médiocre, chaque fois qu'un signal d'entrée à pente instantanée élevée intervient après un signal a'entrée ayant une pente instantanée faible, ctestàdire lorsqu'un signal tel que celui de la région (a) de la figure 8 intervient immédiatement après un signal tel que celui de la région (b). Cette poursuite médiocre donne lieu à des caractéristiques inacceptables de distorsion par intermodulation. Un autre problème relatif à un tel ensemble réside dans la gamme dynamique large nécessairepour l'écart instantané, afin de suivre la loi de compression-expansion instantanée à tout instant, c'est-à- dire demandant en fait une gamme supérieure de 20 décibels à celui du type syllabique de la présente invention. La présente invention vise donc un codeur-décodeur perfectionné à modulation delta pouvant donner de bonnes possibilités de transmission de la voix et qui donne des paramètres améliorés de transmission objective par rapport aux ensembles antérieurs syllabiques et à modulation delta, à compression-expansion instantanée, mentionnés ci-dessus. A cet effet, la présente invention donne une compression-expansion qui tend à ajuster l'écart instantané vers la pente de pic moyenne sur une faible durée (par exemple où 2 où f1 et f2 sont les deux fréquences différentes représentées sur la figure 8), et non vers la pente instantanée par une définition quelconque. Pour des signaux d'entrée tels que des signaux de conversation, ayant des rapports niveau de pic sur niveau moyen de 12 à 15 décibels, ce type de compression-expansion par pente moyenne de pic permet un codage plus précis des sons de conversation présentant un facteur transitoire élevé, ctest-à-dire des sons tels que ta, pa, etc., comme ce sera discuté ci-après en regard de la figure 9 et de la référence 66 de la figure 8. Dans la suite de la présente description, ie terme "compression-expansion par pente moyenne de pic" est utilisé pour indiquer que la compression-expansion s'ajuste sur la moyenne des régions à pente élevée du signal d'entrée, par opposition à la compression- exp ansi on syllabique ou instantanée. La compression-expansion de pente moyenne de pic selon l'invention ne peut pas être obtenue en augmentant simplement les vitesses de montée et de décroissance de dispositifs classiques à modulation delta à compression-expansion syllabique ou en réduisant les vitesses d'attaque des dispositifs classiques à modulation delta à compression-expansion instantanée. Dans chaque cas, une non linéarité définie doit exister dans la boucle de codage/décodage à compression-expansion, afin dtassurer que la compression-expansion de pente moyenne de pic intervienne et soit établie sur une large gamme de niveaux d'entrée analogiques.La non linéarité définie établit une relation entre le temps de montée et de décroissance et le niveau du signal d'entrée, assurant ainsi une compression-expansion de pente moyenne de pic sur une large gamme dynamique.Pour des types particuliers de signal d'entrée (pas nécessairement à fréquence vocale), on peut choisir une non linéarité appropriée pour une commande optimale de la compression-expansion. Un dispositif connu mettant en oeuvre une non linéarité dans la boucle de compression-expansion est décrit dans le brevet des Etats-Unis d'Amérique No 3 699 566 (Schindler). Une autre référence au dispositif Schindler se trouve dans un article intitulé "Delta Modulation" publié dans IEEE Spectrum, Octobre 1970, page 76. Cependant, l'écart instantané de compression-expansion du dispositif Schindler indique que la compression-expansion avoisine la compression-expansion instantanée du fait des vitesses élevées de montée et de décroissance, 2/décibels et 0,2 décibel respectivement, par intervalle d'échantillonnage. Par conséquent, on pourrait s'attendre à ce que ce dispositif souffre du problème inhérent de la distorsion inacceptable par intermodulation,discuté ci-dessus. En l'absence de la non linéarité dans la boucle de commande de compression-expansion, les temps de montée et de décroissance augmenteraient proportionnellement au niveau du signal d'entrée. Ainsi, la compression-expansion serait optimale pour un seul niveau d'entrée seulement. Le dispositif syllabique présenté plus haut présente cette caractéristique. Pour des niveaux de signal situés au-dessus du niveau optimal, les temps de montée et de décroissance seraient trop longs,de sorte qu'un chevauchement important des pentes aurait lieu. Pour des niveaux de signal situés au-dessous de cette valeur optimale, les temps de montée et de décroissance seraient trop courts et un codage instable aurait lieu.Ainsi, la non linéarité choisie confo-rmément à la présente invention est de préférence logarithmique, de sorte que les vitesses de montée et de décroissance sont indét > endantesduniveau du signal. D'autres caractéristiques et avantages de la présente invention ressortiront mieux de la description qui va suivre, faite en regard des dessins annexés sur lesquels la figure 1 représente un schéma synQttque d'un codeur delta convenant pour la conversion d'un signal analogique en un train de bits numériques la figure 2 représente un schéma synoptique d'un décodeur delta destiné à la conversion d'un train de bits numériques en un signal analogique la figure 3 représente un schéma d'un circuit d'un convertisseur anti-logarithmique et d'un modulateur dtamplitude à impulsions~du dispositif des figures i et 2 ;; la figure 4 représente un schéma d'un circuit d'une unité d'impulsions de compression-expansion des dispositifs des figures 1 et 2 la figure 5 représente un schéma synoptique d'un codeur delta connu les figures 6a et 6b représentent-des graphiques de la distorsion par intermodulation en fonction du niveau du signal d'entrée pour le codeur connu de la figure 5;et la figure 6b comprend une courbe représentant un niveau de 500 cycles à1000 cycles de composantes de modulation delta avec compression-expansion de pente moyenne de pic selon l'invention la figure 7 représente un graphique de linéarité du gain en fonction du niveau d'entrée d'un codeur connu tel que représenté sur la figure 5 ;; la figure 8 représente un graphique comparant la compression-expansion syllabique avec la compression-expansion de pente moyenne de pic selon la présente invention ; et la figure 9 représente un graphique illustrant l'écart instantané de reconstitution pour la compression-expan sion syllabique et la compression-expansion de pente moyenne de pic selon l'invention. Sur ces dessins, les mines références désignent les mimes éléments. En se référant å la figure 1, le codeur de cette forme de réalisation comprend un comparateur 20 comportant deux entrées 21 et 22 respectivement-. Un signal analogique du entrée sur entrée 21 est comparé avec une tension réactive sur l'entrée 22 et le comparateur donne un signal de sortie sous la forme dSun niveau élevé ou "un" numérique , lorsque le signal analogique est supérieur au signal réactif et d'un niveau bas ou un "zéro" numérique lorsque le signal réactif est supérieur au signal analogique.Le comparateur est pulsé à 64 kilohertz et sa sortie 23 consiste en un train de bits numériques de "un" et de "zéro' en fonction des valeurs de entrée analogique et du signal réactif l'un par rapport à l'autre. La sortie 23 du comparateur 20 est reliée à l'entrée d'un registre à décalage à quatre bits 24. La sortie 25 du registre à décalage constitue le train de bits numériques qui est envoyé en ligne. Du fait que les données-de la sortie 25 sont les mimes que les données sur l'entrée 23, sauf qu'elles sont retardées de quatre périodes d'horloge, on conçoit que la connexion de ligne puisse etre réalisée sur l'entrée 23 du registre à décalage 24. Le signal d'horloge à 64 kilohertz du dispositif est fourni par la connexion 25 au registre à décalage 24. Chaque étage du registre à décalage 24 est relié à une unité logique 27 de compression-expansion. L'unité 27 comprend un certain nombre de portes et détecte ltarrivée de quatre "un" ou de quatre/'zéro" dans le registre à décalage 24. La sortie de l'unité logique 27 est reliée à une unité 28 d'impul- suions. Pendant la période où l'unité logique 27 détecte quatre "un" ou quatre "zéro" dans le registre à décalage, elle déclenche par impulsions l'unité 28 pour qu'elle donne, sur sa sortie 29, un courant constant de polarité positive pendant la duréè où elle est déclenchée.Pendant la durée où l'unité logique 27 ne détecte pas les quatre "un" ou les quatre "zéro" dans le registre à décalage 24, l'unité d'impulsions donne, sur sa sortie 29, un courant constant de polarité négative. Le choix/des vitesses de montée et de décroissance détermine le type de compression-expansion. En choisissant des vitesses lentes de montée et de décroissance, la compressionexpansion est dite syllabique, ctest-à-dire que la compressionexpansion fait une moyenne de la pente et règle l'écart instantané en fonction de la pente moyenne d'une syllabe de conversation. Si les temps de montée et de décroissance sont courts, la compression-expansion est dite instantanée, c c'est-à-dire que la compression-expansion fait varier l'écart instantané proportionnellement à la pente instantanée effective du signal d'entrée.La Demanderesse adécouvert que si les temps de montée sont courts et les temps de décroissance sont longs, la compression-expansion se comporte de façon telle que ltécart instan-tané est réglé sur la pente moyenne de pic. La Demanderesse a effectué de nombreux essais pendant la mise au point de la présente invention, afin de trouver les vitesses optimales de montée et de décroissance.. Les essais ont pris en considération les possibilités en voix subjectives et les possibilités objectives (telles que la distorsion par intermodulation). la Demanderesse a trouvé une vitesse de montée optimale de 0,7 décibel/impulsion d'horloge et un rapport montée sur décroissance de 100/1. La valeur optimale est très large et l'on obtient des performances raisonnables bien au-delà de ce choix des paramètres de compression-expansion. On peut réduire la vitesse de montée à environ 0,25 décibel/impulsion d'horloge et l'augmenter à trois décibels/impulsion d'horloge et faire varier le rapport montée/décroissance de 30/1 à environ 500/1, sans nuire aux performances.Il est intéressant de noter que lorsqu'on réduit la vitesse de montée, ctest-à-dire que la compression-expansion tend vers le type syllabique, les performances s'abaissent et lorsque lton réduit le rapport montée/ décroissance, c'est-à-dire que la compression-expansion tend vers le type instantané, les performances diminuent encore, indiquant ainsi l'amélioration desperformances avec la compression-expansion par pente moyenne de pic par rapport à la technique antérieure. Comme mentionné ci-dessus, la gamme des vitesses de montée et des rapports montée/décroissanee où on obtient la compression-expansion par pente moyenne de pic est définie comme suit : vitesse de montée comprise entre 0,25 décibel/im- pulsion d'horloge et 3 décibels/impulsion d'horloge et rapport montée/décroissance compris ente 30/1 et 500/1 environ. L'ensemble donne un bon rendement sur cette gamme et même légèrement à l'extérieur de cette gamme, mais le rendement optimum est compris à l'intérieur de cette gamme. Le choix effectif de la valeur optimale dépend des signaux pour lequel le dispositif est destiné. Si les dispositifs sont destinés à la voix seulement, la valeur optimale ne sera différente que dans le cas où le dispositif est destiné à la transmission d'un signal sinusoïdal, mais il sera encore situé dans la gamme ci-dessus. La valeur optimale (vitesse de montée 0,7 décibel/ impulsion d'horloge et 10011) représente la meilleure valeur pour un dispositif destiné à transmettre des conversations,ainsi que des signaux sinusoSdaux lorsque la fréquence d'horloge est de 64 kilocycles et que la séquence détectée comporte quatre bits.Si l'on utilise d'autres vitesses d'impulsions d'horloge et d'autres longueurs de séquence du mtme ordre, la valeur optimale sera encore comprise dans cette gamme mais,pour ces autres dispositifs, il peut exister de petites zones de la gamme dans laquelle le dispositif ne donne pas de résultats acceptables. Dans cette forme de réalisation, le courant positif provenant de l'unité à impulsions 28 donne le courant de montée pour amener le signal réactif ou de reconstitution à augmenter de valeur vers le signal analogique et le courant négatif de l'unité 28 donne le courant de décroissance qui réduit la gran deur de la variation du signal réactif lorsque ledit signal réactif est supérieur au signal analogique, comme ce sera décrit ci-après. l'e courant positif provenant de l'unité dtimpulsions 28 est de l'ordre de 100 fois le courant négatif dans la présente forme de réalisation, mais il peut être légèrement modifié pour modifier cette relation.Pendant la période où le dispositif à courant constant est déclenché, le courant positif de sa sortie charge un condensateur dtintégration de compression-expansion 30 afin de réaliser une charge linéaire en tension aux bornes dudit condensateur. La valeur du condensateur 30 et le courant à polarité positive sont choisis de telle sorte que pendant une période d'impulsion d'horloge (15,6 microsecondes)-, la charge en tension du condensateur soit d'environ 100 millivolts chaque fois qu'arrivent quatre "un" ou quatre- "zéro". Comme expliqué ci-dessus, on peut faire légèrement varier la valeur du courant et, de ce fait, modifier la charge en tension. Pendant une période -d'horloge, où le dispositif à courant constant 28 fournit un courant à polarité négative au condensateur 30, ce dernier se décharge et la tension à ses bornes décrit d'environ 1 millivolt. La tension aux bornes du condensateur 30 est envoyée àun convertisseur anti-logarithmique 31. Be convertisseur anti logarithmique 31 est tel que sa sortie 32 présente un courant anti-logarithmique en fonction de la tension d'entrée, comme illustré dans lréquation 3 ci-dessous. Par conséquent, pour de faibles tensions aux bornes du condensateur 30, une modification de tension amène le courant de sortie du convertisseur antilogarithmique 31 à varier d'une quantité inférieure, tandis que pour des tensions élevées aux bornes du condensateur 30, la même variation de tension produira une variation de courant beaucoup plus grande.Il en ressort que lorsque la vitesse d'arrivée de quatre "un" ou 'zéro" dans le registre à décalage 24 est élevée, la tension du condensateur 30 est élevée, ctest-à-dire que la tension de compression-expansion est élevée. Réaction du convertisseur anti-logarithmique de la boucle réactive de compression-expansion, rend la vitesse de montée indépendante du niveau du signal d'entrée. Le temps de montée, pour un signal, entre moins 40 décibels et moins 30 décibels est le même qu'entre moins 10 décibels et 0 décibel; le point 0 décibel représente une référence arbitraire. Ainsi, la vitesse de montée est exprimée en décibels par unité de temps. Un dispositif présentant une vitesse de montée (exprimée en décibels/temps) constante par rapport au niveau d'entrée doit comporter un élément anti-logarithmique dans le circuit réactif de compression-expansion. En fait, le rapport montée/ décroissance varie légèrement avec le niveau d'entrée, du fait de la constante de temps formée par le condensateur 30 et la résistance 38 plus la résistance 40.Pour un rapport montée/ décroissance de 1C0/1, le rapport montée/décroissance du signal de reconstitution peut être par exemple de 70/1 pour les niveaux d'entrée élevés et de 130/1 pour les niveaux d'entrée faibles. La sortie 32 du convertisseur anti-logarithmique est reliée à un modulateur d'amplitude d'impulsions 33. Le modulateur 33 donne un courant de sortie qui est proportionnel à la tension du signal sortant du convertisseur anti-logarithmique 31. Be courant provenant du modulateur 33 est envoyé à un réseau d'intégration 34 qui convertit le signal en courant en un signal de tension qui est envoyé en retour sur le comparateur 20 par la connexion 22. La tension sur la connexion 22 est la tension réactive ou de reconstitution qui suit le signal d'entrée analogique. Comme expliqué précédemment, la sortie du comparateur 20 dépend du fait que le signal analogique est supérieur ou inférieur au signal réactif. En plus du signal provenant du convertisseur anti-logarithmique 32, le modulateur 33 reçoit un signal numérique par l'intermédiaire de la connexion 35 depuis le premier étage du registre à décalage 24.Le signal numérique allant sur le modulateur 33 est une connexion de polarité qui établit la polarité du changement du signal réactif allant sur le comparateur. Par exemple, si un "zéro" apparaît sur la eennexion 35 immédiatement après qu'un "un" ait apparu, la polarité du changement du signal réactif est inversée du que que le signal réactif est devenu supérieur au signal dten- trée analogique.Pour une entrée analogique "plate" sur le &commat;Reparateur, le train de bits allant sur le registre à décalage 24 comprendrait des "un" et des "zéro" alternés et la polarité du changement serait inversée pour chaque période d'horloge gueeessive. Le décodeur conforme à la présente forme de réalisation est représenté sur la figure 2 et il est sensiblement le même que le codeur décrit ci-dessus, à l'exception que le comparateur 20 est supprimé et qu'il comprend un filtre 36. le train de bits numériques transmis entre dans le registre à décalage 24 sur l'entrée 25 et chaque bit-est successivement pulsé dans le registre à décalage. Le reste du dispositif est identique au codéur jusqutau réseau dtintrégation 34. Le signal de tension provenant du réseau d'intégration 34 du décodeur est le m8me que le signal de réaction de la connexion 22 du codeur et c'est par conséquent un. signal qui reproduit sensiblement le signal d'entrée analogique initial. Le filtre 36 est destiné à filtrer le signal provenant du réseau d'intégration 34, afin de.donner un signal à sa sortie 37 qui reproduit sensiblement le signal analogique initial. On se référera maintenant à la figure 3 qui représente un schéma de circuit. combiné du convertisseur antilogarithmique 31 et le modulateur d'amplitude d'impulsions de courant 33. La tension aux bornes du condensateur 30, désignée ci-après V@ est appliquée au convertisseur anti-logarithmique 31 sur la connexion 29 ainsi que , par l'intermédiaire de la résistance 38, sur la base d'un transistor 39. La base du transistor 39 est couplée par l'intermédiaire d'une résistance 40 à la base d'un autre transistor 41. lies deux résistances 38 et 40 forment un diviseur de tension. Le transistor 39 est alimenté avec un courant de collecteur Ia cons tant au moyen d'un réseau de réaction comprenant un amplificateur opérationnel 42 et une résistance 43.Le courant Ia est dérivé d'une source d'alimentation positive 44 qui, dans ce cas, est de plus 5 volts, et il dépend de la valeur d'une résistance en série 45 (Ia = a ). La base du transistor 41 est reliée à une source R45 dé tension négative 46, qui, dans ce cas, est de moins 5 volts. Le fonctionnement du convertisseur anti-logarithmique repose sur la caractéristique courant collecteur (Ic) - tension émetteur - base (VBE), dans le mode de polarisation directe d'un transistor illustré par l'équation suivante (1) qV BE Ic = Io exp. (1) KT dans laquelle : q = la charge de ltélectron (coulomb) K = constante de Boltzman T = température absolue ( K) Io = constante du transistor L'équation illustre le rapport de transfert logarithmique.La tension émetteur du transistor 41 est commandée par I'émetteur à faible impédance, compensé en température, d'un transistor 39, c'est-à-dire que les tensions émetteurs des deux transistors sont commandées par Vc dans le rapport V = R40 Vc (2) R38 + R40 où : R40 est la valeur ohmique de la résistance 40 R38 est la valeur ohmique de la résistance 38,et VBB est la tension différentielle base-base entre les deux transistors. Du fait que la valeur Ic du transistor 41 est représentée par IR du modulateur 33, on a -q (Vc + 5) R40 IR = Ia exp. # # (3) KT R38 + R40 Le courant 1R est commuté en polarité par le modulateur d'amplitude d'impulsions de courant 33. Si la tension sur la connexion de polarité 35 du modulateur 33 est supérieure à une tension de référence 47 de la base d'un transistor 48, un autre transistor 49 est déclenché et un courant In passe du réseau d'intégration 34 (figures 1 et 2) vers le collecteur du transistor 49.Si la tension surla connexion de polarité 35 est inférieure à la tension de référence 47, le transistor 49 est bloqué et le transistor 48 est conducteur. Ainsi, IR provient de transistors 50 et 51 équilibrés, connectés en montage symétrique, et un courant 1R passe du collecteur du transistor 51 au réseau d'intégration 34 sur la connexion 52. On se référera maintenant à la figure 4 qui représente le schéma du circuit de l'unité d'impulsions de courant de compression-expansion 28. Cette unité est semblable au modulateur 35 et consiste essentiellement en quatre transistors 53, 54, 55 et 56 connectés comme représenté. La référence 62 représente une source à courant constant Ia. La connexion 57 va vers le convertisseur anti-logarithmique 31 et vers le condensateur 30, tandis que la connexion 58 constitue la connexion provenant de l'unité logique 27 et elle est appliquée à la base du transistor 54 par la résistance 59.Si la tension sur la connexion 58 (dite ci-après commande de compressionextansion) est supérieure à la tension de référence 47, le transistor 54 est canducteur et un courant 1a passe du condensateur 30 vers le collecteur du transistor 54. Si la tension sur la commande de compression-expansion est inférieure à la tension de référence 47, le transistor 53 est conducteur et le transistor 54 est bloqué. La tension aux bornes de la résistance 60, soit VR, est égale au produit IaR dans lequel R est la valeur ohmique de la résistance 60.Une autre résistance 61 connectée à l'émetteur du transistor 56 présente la valeur dR oW d est choisi dans ce cas égal à 100. La tension dR est sensiblement égale à IaR et par conséquent un courant d'environ la/d passe du collecteur du transistor 56 vers le d condensateur 30. En ajustant la valeur de la résistance 61, c'est-à-dire en faisant varier d, la relation entre llécart instantané de montée et l'écart instantané de décroissance peut être modifiée/et tout rapport compris dans les limites définies ci-dessus donne des résultats acceptables bién qu'un rapport de 100/1 avec une vitesse de montée de 0,7 décibel/impulsion d'horloge donne le rendement maximum. Le fonctionnement du convertisseur A/D de la figure t peut être compris en considérant une entrée sinusoidale sur le comparateur 20. Au départ, lorsque l'onde sinusoïdale est ascendante, il n'y a aucun signal de réaction et le premier bit provenant du comparateur est un "un" numérique. Le "un" est envoyé sur le registre à décalage 24 et il est introduit dans le premier étage. Le "un" numérique du premier étage est transmis au modulateur 33 par la connexion de polarité 35. Le modulateur 33 entraîne la formation d'un signal envoyé en retour sur le comparateur 20 et l'écart instantané de ce signal de réaction est très faible et dépend de la valeur du bruit de fond entrant dans l'ensemble avant l'entrée sinusoïdale. Pendant la période d'horloge suivante, la tension de réaction est encore très au-dessous du signal analogique et, de ce fait, un nouveau ttun" est envoyé au registre à décalage et le "un" initial est décalé dans l'étage suivant. La connexion de polarité 35 provoque la sortie du modulateur 33 de la même façon que précédemment et un nouveau signal de réaction du même écart instantané que précédemment est ajouté au signal précédent et envoyé en retour sur le comparateur. Le fonctionnement se poursuit de cette façon et le signal de réaction augmente de façon sensiblement linéaire jus qu'à ce que: quatre "un" apparaissent dans le registre à décalage 24. Lors de la détection de quatre "un", l'unité logique 27 déclenche par impulsions l'unité d'impulsions de courant de façon qu'elle amène un courant constant dans le condensateur 30 de façon à augmenter ainsi l'écart instantané du signal ajouté au signal de réaction. Le signal de réaction est ainsi amené à "attaquer" le signal analogique à une vitesse plus grande que précédemment.Cependant, le signal passant dans le convertisseur anti-logarithmique 31 est encore d'un niveau faible et, par conséquent, la sortie du convertisseur anti-logarithmique est à un niveau inférieur à son entrée. Be signal de réaction est encore inférieur au signal analogique et pendant la période d1hor- loge suivante, un nouveau bit "1" est envoyé du comparateur 20 dans le registre à décalage 24. Le circuit logique détecte à nouveau quatre "non" dans le registre à décalage et déclenche le dispositif à courant constant pour augmenter à nouveau l'écart instantané du-signal ajouté au signal de réaction. Le processus se poursuit au fur et à mesure que chaque "un" entre dans le registre à décalage 24.Cependant, le signal d'entrée sur le convertisseur anti-logarithmique 31 atteint rapidement une valeur telle que la sortie de ce dernier soit à une valeur supérieure à celle de l'entrée. Par conséquent, la vitesse à laquelle le signal de réaction "attaque" le signal analogique augmente rapidement et le signal de réaction est rapidement supérieur au signal analogique. Lors de la première impulsion d'horloge après que le signal de réaction a dépassé le signal analogique, le comparateur 20 introduit un "zéro" dans le registre à décalage 24. L'unité logique 27 ne détecte pas quatre bits consécutifs similaires et, par conséquent, il ne se forme aucune sortie vers l'unité drimpulsion de courant 28.Cette unité 28 envoie donc un courant de polarité -ve qui commence à décharger le condensateur 30 et à réduire la tension Vc sur le convertisseur anti-logarithmique 31. De même, la connexion de polarité 35 est maintenant un "zéro", de sorte que le changement du signal de réaction est soustrait de la valeur précédente. La valeur du changement est inférieure à celle de la période d'horloge précédente, du fait de la charge moindre du condensateur 30. Le signal de réaction continue à surmoduler le signal analogique en sens opposé, mais chaque fois d'une quantité réduite jusqu'à ce que le changement minimum soit atteint et que la surmodulation soit à un minimum. Comme indiqué ci-dessus, la figure 5 représente un codeur delta connu. Sur cette figure, la sortie du modulateur d'amplitude d'impulsions 33 est un courant ir et le courant i r (= signal P x Vc constant) est envoyé au réseau intégrateur 34. La sortie du réseau d'intégration 34 donne un signal sur la connexion 22 pour la comparaison avec le signal entrée analogique au moyen du comparateur 20. La sortie du comparateur 20 est un train de bits numériques sur la connexion 23. Bes parties restantes du codeur de la figure 5 ont été discutées dans l'introduction ci-dessus. La plupart des éléments du codeur de la figure 5 sont-similaires aux éléments du codeur de la présente invention et, par conséquent, les mêmes références ont été utilisées. Sur les graphiques des figures 6a et 6b, l'axe 16 représente le niveau d'entrée (décibels) et l'axe 15 représente le niveau de distorsion par intermodulation (IMBU) mesuré en -décibels. La figure 6a représente des niveaux partieuliers de 800 hertz 17 -et de 1600 hertz 18 pour un codeur tel que celui représenté sur la figure 5 et pour des frequences combinées du signal d'entrée de 400 hertz et 1200 hertz.De même, la figure 6b représente des niveaux particuliers de 500 hertz 67 et 1000 hertz 68 pour un codeur du type représenté sur la figure 5 et des fréquences combinées du signal d'entrée de 1500 hertz et de 2000 hertz0 On a également représenté sur la figure 6b une courbe 69 des composantes particulières du niveau de 500 hertz et de 1000 hertz, de modulation delta utilisant la compression-expansion de pente moyenne de pic selon la présente invention. La figure 7 représente l'abaissement particulier de la linéarité du gain pour des niveaux d'entrée faibles dans des dispositifs connus, tels que celui représenté sur la figure 5. l'axe 13 représente le niveau de sortie en décibels et l'axe 14 représente le niveau d'entrée en décibels. La figure 8 illustre le fonctionnement de la compres-. sion-expansion syllabique de pente moyenne de pic conforme à l'invention ainsi que la compression-expansion syllabique de l'art antérieur pour un signal analogique d'entrée dont la tension efficace (EUS) est constante, mais qui présente des variations plus importantes de pente sur un cycle unique. la compression-expansion syllabique représentée par la référence 65 ajuste l'écart instantané des façon sensiblement proportionnelle à la pente moyenne sur la constante de temps syllabique et, ainsi, ltecart instantané n'est pas de grandeur suffisante pour suivre les régions à pente élevée du signal avec distorsion faible. Un ensemble comprenant la compression-expansion par pente moyenne de pic de la forme de réalisation ci-dessus peut faire varier son écart instantané pendant la période du signal et il peut par conséquent ajuster l'écart instantané de façon qutil suive les régions à haute valeur instantanée avec une distorsion minimale. la figure 9 illustre l'écart instantané de reconstitution pour la compression-expansion à pente moyenne de pic selon la présente invention, en comparaison avec la compressionexpansion syllabique de l'art antérieur. Sur le graphique de la figure 9, la ligne 10 définit l'enveloppe du signal entrée, la ligne 11 définit l'écart instantané de reconstitution pour la compression-expansion par pente moyenne de pic et la ligne 12 définit l'écart instantané de reconstitution pour la compression-expansion - syllabique. I1 y a lieu de noter que la présente invention-cons- titue un perfectionnement considérable par rapport aux dispositifs connus. En réglant les paramètres de compression expansion, de façon telle que la compression-expansion commande l'écart instantané de reconstitution sur la pente moyenne de pic, le rendement général est supérieur à celui des ensembles à modulation delta, avec une compression-expansion instantanée ou syllabique. Selon une variante de la forme de réalisation ci dessus, la compression-expansion peut détecter davantage ou moins de quatre bits de données, en modifiant le nombre de bits du registre à décalage 24 ainsi que l'unité logique 27. De même, le convertisseur anti-logarithmique pourrait comprendre un organe résistif capable de produire un certain nombre de fonctions linéaires de pentes différentes qui suit de près la fonction anti-logarithmique continue de la forme de réalisation ci-dessus, mais une telle modification compliquerait le dispositif inutilement. Bien entendu, on peut également faire varier les niveaux de tension et les fréquences de façon a adapter le dispositif à des applications particulières. La forme de réalisation décrite ci-dessus présente une utilité particulière dans un ensemble téléphonique numérique du type PABX. fl est bieientendu que la présente invention n'a été décrite et -représentée qu'à titre d'exemple préférentiel et qu'on pourra y apporter toute équivalence technique sans sortir de son cadre, qui est défini dans les revendications annexées. REVENDICAtIONS 1. Codeur-décodeur delta à compression-expansion, pour la conversion analogique/numérique ou numérique/analogique, dans lequel le signal analogique est reproduit par un signal de reconstitution comprenant une série de pentes négatives et positives, caractérisé par le fait qu'il comprend un détecteur destiné à détecter la présence de séquences particulières de bits du train de bits numériques entrant dans ledit codeurdécodeur, et un moyen sensible audit détecteur et destiné à former un signal de compression-expansion qui est fonction de l'existence ou de l'absence de ladite séquence particulière de bits, ledit signal de compression-expansion modulant le signal de reconstitution de façon à former une compression-expansion par pente moyenne de pic. 2. Codeur-décodeur delta à compression-expansion, pour la conversion analogique/numérique ou numérique/analogique, dans lequel le signal analogique est reproduit par un signal de reconstitution comprenant une série de pentes négatives et positives,caractérisé par le fait qu'il comprend une boucle de compression-expansion comprenant un détecteur destiné à détecter la présence de séquences particulières de bits du train de bits numériques entrant sur ledit codeur-décodeur, et des moyens, sensibles audit détecteur, destinés à fournir un signal de compression-expansion, lesdits moyens comprenant un organe de formation d'un signal qui augmente lors de l'existence desdites séquences particulières et dé croit lors de l'absence desdites séquences particulières et un convertisseur pour la réception dudit signal et renvoi d'un signal de sortie qui est sensiblement une fonction anti-logarithmique du signal reçu, le rapport d'augmentation dudit signal à la diminution dudit signal étant compris entre 30/1 et 500/1, le signal de sortie constituant ledit signal de compression-expansion, qui module le signal de reconstitution, amenant ledit signal de reconstitution à changer de valeur pour atteindre la valeur du signal analogique pendant chaque période de bit, la vitesse de montée du signal de compre3sion-expansion étant comprise entre 0,25 dB/bit et 3,0 dB/bit. 3. Codeur-décodeur selon la revendication 3, caractérisé par le fait que l'organe de formation drun signal comprend une unité d'impulsion de courant donnant un courant destiné à augmenter la tension d'un condensateur lors de la détection des séquenc eg/Particulières et un courant destiné à abaisser la tension dudit condensateur en l'absence de ladite détection, le rapport du courant d'augmentation de la tension au courant d'abaissement de la tension étant compris entre 30/1 et 500/1. 4. Codeur-décodeur selon la revendication 2, caractérisé par le fait que les séquences particulières de bits sont constituées par quatre "un" ou quatre "zéro", ledit codeurdécodeur étant déclenché à partir d'un signal d'horloge dont la fréquence est de l'ordre de 64 kilohertz. 5. Codeur-décodeur delta à compression-expansion pour la conversion analogique/numérique ou numérique/analogique, dans lequel le signal analogique est suivi par approximations par un signal de reconstitution comprenant une série de pentes négatives et positives, caractérisé par le fait qu'il comporte une boucle de compression-expansion comprenant un détecteur destiné à détecter la présence de séquences particulières e bits du train de bits numériques dudit codeur-décodeur-et des moyens sensibles à l'indication dudit détecteur et destinés à fournir un signal de compression-expansion, lesdits moyens comprenant un organe de formation d'un signal qui augmente lors de l'existence/desdites séquences particulières et diminue lors de l'absence desdites séquences particulières, et un convertisseur destiné à recevoir ledit signal et donnant un signal de sortie qui est sensiblement une fonction antilogarithmique du signal reçu, le rapport de montée dudit signal par rapport à sa décroissance étant compris entre 50/1 et 200/1, ledit signal de sortie étant constitué par ledit signal de compression-expansion qui module le signal de reconstitution amenant celui-ci à changer de valeur de façon que cette valeur s'approche de celle du signal analogique pendant chaque période de bit , la vitesse de montée dudit signal de compression-expansion étant comprise entre 0,5 décibelXpériode de bit et 1,5 d-écibel/période de bit. 6. Codeur-décodeur selon la revendication 5, caractérisé par le fait que 11 organe de formation du signal comprend une unité à impulsion de courant donnant un courant destiné à augmenter la tension d'un condensateur lors de la détection desdites séquences particulières et un courant destiné à abaisser-la tension dudit condensateur en l'absence de ladite dé tection, le rapport du courant d'augmentation de la tension au courant de diminution de la tension étant compris entre 50/1 et 200/1. 7. Codeur décodeur selon la revendication 5, caractérisé par le fait que les séquences particulières de bits sont constituées par quatre "un" ou quatre "zéro", ledit codeurdécodeur étant mis en fonctionnement à partir d'un signal d'horloge dont la fréquence est des l'ordre de 64 kilohertz. 8. Codeur décodeur delta à compression-expansion pour la conversion analogique/numérique ou numérique/analogique, dans lequel le signal analogique est suivi par approximations par un signal de reconstitution comprenant une série de pentes négatives et positives, caractérisé par le fait qu'il comprend une boucle de compression-expansion comprenant Létecteur destiné à détecter la présence de séquences particulières de bits du train de bits numériques sur ledit codeur-décodeur et des moyens sensibles à lXindication du détecteur pour former un signal de compression-expansion, lesdits moyens comprenant un organe de formation d'un signal qui augmente lors de ltexis- tence desdites séquences particulières et qui diminue lors de l'absence desdites séquences particulières, et un convertisseur destiné à recevoir ledit signal et à donner un signal de sortie qui est sensiblement une fonction anti-logarithmique du signal reçu, le rapport de montée dudit signal sur la décroissance dudit signal étant de l'ordre de 100/1, ledit- signal de sortie constituant le signal de compression-expansion qui module le signal de reconstitution, amenant ledit signal de reconstitution à changer de valeur pour stapprocher de la valeur signal analogique pendant chaque période de bit, la vitesse de montée du signal de compression-expansion étant de tordre de 0,7 décibel/période de bit. 9. Codeur-décodeur selon la revendication 8, caractérisé par le fait que les séquences particulières de bits sont constituées par quatre "un" ou quatre "zéro", ledit codeurdécodeur étant mis en fonctionnement à partir d'un signal d'horloge dont la fréquence est de l'ordre de 64 kilohertz. 1Q. Codeur-décodeur selon la revendication 9, caractérisé par les fait que l'organe de formation d'un signal comprend une unité d'impulsion de courant donnant un courant destiné à augmenter la tension d'un condensateur lors de la détection des séquences particulières et un courant destiné à abaisse4La tension dudit condensateur en l'absence de ladite détection, le rapport du courant d'augmentation de la tension au courant d'abaissement de la tension étant de l'ordre de 100/1. 11. Codeur-décodeur delta à compression expansion pour la conversion analogique / numérique ou numériqueXanalogique, dans lequel le signal analogique est suivi par approximations par un signal de reconstitution comprenant une série de pentes négatives et positives, caractérisé par le fait quril comprend en combinaisons:: (a) un registre à décalage à quatre bits, destiné à la réception séquentielle de chaque bit de donnée du train de bits numériques sur ledit codeur-décodéur et faisant progresser les bits séquentiels selon une pulsation d'environ 64 kilohertz, et (b) une unité logique destinée à déterminer ltexisten- ce de quatre "un" ou quatre "zéro" apparaissant dans ledit registre à décalage pendant une période horloge, et (c) une unité d'impulsion de courant destinée à fournir un courant pour charger un condensateur pendant chaque période dthorloge, lorsque quatre "un" ou quatre 11zéro" sont détectés et pour envoyer un courant destiné à décharger ledit condensateur pendant chaque période d'horloge lorsqutil n'y a aucune détection, le rapport du courant de charge au courant de décharge étant d'environ 100/1, et (d) un convertisseur anti-logarithmique destiné à la réception du signal de tension formé aux bornes dudit condensateur et donnant un signal de sortie qui est une fonction anti-logarithmique du signal reçu, la vitesse de montée dudit signal de sortie étant d'environ 0,7 décibel/période horloge, (e) un modulateur d'amplitude d'impulsions destiné à la réception du signal de sortie provenant du convertisseur antilogarithmique, ainsi qu'un signal provenant de unité logique, afin de déterminer si quatre "un" ou quatre "zéro" apparaissent dans ledit registre à décalage, (f) un réseau dtin'tégration pour la réception du signal de sortie dudit modulateur d'amplitude dtimpulsions et donnant ledit signal de reconstitution, et soit (g) un comparateur destiné à la comparaison dudit signal de reconstitution avec le signal analogique dans le. cas où le codeur-décodeur est utilisé pour la conversion analogique/numérique, ledit comparateur étant pulsé à la cadence des impulsions d'horloge et donnant une sortie de bits numériques pendant chaque période'd'horloge, lorsque le signal de reconstitution ou le signal analogique a la plus grande valeur, soit (h) un réseau de filtrage destiné au filtrage de variations brusques du signal de reconstitution dans le cas où le codeur-décodeur est utilisé comme convertisseur numérique/ analogique.