La présente invention se rapporte à un émetteur d'impulsions de données pour transmettre des impulsions sur une voie de transmission de données ayant une largeur de bande et une courbe de réponse en fréquence fixes de manière à engendrer un signal de réponse qui 5 présente plus d'une composante non nulle à un multiple de l'inverse de la largeur de bande pour chaque échantillon de donnée d'entrée. Dans le brevet des Etats-Unis d'Amérique 3-388.330 relatif à un système de données à niveaux multiples à réponse partielle se trouve défini le concept de la conformation de la voie de signal en 10 vue de produire une corrélation réglée entre les échantillons de signaux reçus. Cette conformation peut produire des effets souhaitables tels que l'utirisation efficace de la largeur de bande disponible et l'élimination de composantes de courant continu. En conséquence toutefois la réponse à des signaux de données binaires est 15 contrainte de s'étendre sur plus d'un intervalle de signal. Chaque échantillon de signal reçu contient alors, superposées en une configuration connue, des contributions de plus d'un signal à la fois et occupe l'un de plus de deux niveaux discrets. Selon le concept de la réponse partielle, la courbe de ré-20 ponse d'une voie aux impulsions (réponse dans le temps) est conformes en sorte que chaque signal d'entrée binaire suscite une réponse qui s'étend sur plus d'un intervalle de signalisation c'est-à-dire que la réponse de la voie à un signal d'entrée donné n'est que partielle sur un seul intervalle de signal. Les signaux reçus occupent alors un cer-25 tain nombre de niveaux discrets déterminé par le nombre d'intervalles de signaux sur lesquels s'étend la courbe de réponse dans le temps et par la nature de la pondération impartie à chacune des réponses multiples. Un format de réponse partielle particulier, appelé Classe IV par l'auteur, s'est avéré présenter des avantages particu-30 lièrement pratiques. Dans ce format, chaque signal d'entrée binaire suscite deux réponses non nulles également pondérées, de polarités opposées, espacées de deux intervalles de signaux. Le signal composite reçu résultant d'un train de données série contient alors à chaque instant d'échantillonnage des contributions provenant du si-35 gnal transmis actuel et du signal transmis deux intervalles avant, et il peut occuper l'un de trois niveaux discrets. La caractéristique de voie requise pour produire le format de ■ classe IV est une caractéristique amplitude-fréquence en forme de dôme symétrique présentant un zéro aux limites supérieure et inférieu- ko re de la bande de fréquences et un maximum à la fréquence 6912606 2 2006760 médiane. Sujette à un faible bruit en signalisation binaire usuelle, la conformation spectrale permet dans ce cas la signalisation efficace à la vitesse théorique maximum de deux bits par hertz de largeur de bande sans coupures brusques aux extrémités de la bande de 5 fréquences d'une voie de transmission à largeur de bande limitée. La composante de bruit inhérente à la signalisation à réponse partielle se trouve en proportions tolérables lorsque la voie de transmission est égalisée correctement. La voie peut cependant être inicialement non égalisée. Plus la voie est affectée de distor-10 sion, plus longue est la période de stabilisation pour obtenir une égalisation acceptable. Durant la période de connexion initiale le récepteur doit être amené en synchronisme avec le récepteur. La période de synchronisation est également étendue indûment si la voie est fortement affectée de distorsion. D'autre part, si une séquence 15 de départ peut être engendrée, laquelle, tout en préservant un nombre adéquat de transitions à la vitesse de signalisation élevée envisagée, engendre uniquement les niveaux de signalisation extérieurs, le rapport signal/bruit effectif est sensiblement doublé durant la phase de démarrage pour un signal normal à trois niveaux. Il en ré-20 suite un temps de stabilisation réduit pour la synchronisation et l'égalisation. Les problèmes évoqués ci-dessus sont résolus selon l'invention qui procure un émetteur d'impulsions de données caractérisé par la combinaison d'un dispositif pour engendrer un signal à deux 25 niveaux et comprenant une source de signaux binaires, un circuit d'échantillonnage pour échantillonner les signaux binaires engendrés par ladite source, à une vitesse moyenne égale à l'inverse du double de la largeur de bande, et un dispositif de transfert pour transférer à la voie de transmission des échantillons de données 30 provenant du circuit d'échantillonnage durant un des intervalles d'échantillonnage pour lesquels il se produit des composantes non nulles pour chacun des échantillons transférés à la voie de transmission. Selon l'invention, le système de signalisation à réponse partielle normal est modifié afin d'éliminer les niveaux intermé-35 diaires du signal de ligne résultant afin d'accroître la marge à l'égard du bruit et de produire la sensibilité à l'égard de la distorsion de la voie à des fins spéciales préparatoires à la transmission du- signal de message et pour réaliser des vitesses de signalisation égales à la moitié de la vitesse nominale . kti Les niveaux de - signalisation intermédiaires sont 6912606 3 2006760 éliminés grâce à un échantillonnage sélectif du train de données série à transmettre,uniquement aux instants auxquels il est garanti qu'aucune composante non nulle dans la réponse complète à un échantillon de donnée antérieur ne soit engendrée. 5 Dans le format de classe IV présenté comme une forme de réalisation particulièrement avantageuse, l'échantillonnage sélectif est effectué en procédant à un échantillonnage à des paires alternées d'instants d'échantillonnage. Aucun échantillonnage n'est effectué aux deux autres instants d'échantillonnage compris entre 10 les paires alternées d'instants d'échantillonnage. Il n'y a donc pas de superposition de queues du signal de réponse des échantillons précédents et seuls les niveaux extérieurs sont transmis. En même temps l'amplitude des échantillons sélectionnés est normalisée afin d'engendrer les niveaux extérieurs normaux seulement. 15 Une configuration binaire est observée au récepteur au lieu d'une configuration à trois niveaux et l'on obtient ainsi un doublage effectif du rapport signal/bruit. Comme des transitions peuvent se produire dans le signal de -ligne résultant à l'intervalle d'échantillonnage fondamental, aucun changement n'est requis au 20 récepteur pour utiliser ce signal de ligne en vue de la restitution dans le temps et du réglage automatique de l'égaliseur. Le même procédé d'échantillonnage peut .être utilisé pour transmettre un train de signaux binaires en série sur la même voie à réponse partielle à la moitié de la vitesse d'échantillonnage. Le 25 même processus est utilisé à l'émetteur en ce qui concerne le réglage de départ et l'on obtient un signal de ligne à deux niveaux. Des modifications sont cependant requises au récepteur pour que l'échantillonnage ne se fasse qu'aux instants corrects. Dans le cas du format de classe IV, il existe une symétrie axiale dans chaque 30 groupe de quatre instants d'échantillonnage successifs. La valeur moyenne de chaque groupe correct de quatre instants est zéro. Par conséquent, on peut contrôler-une somme modulo-deux de chaque groupe de quatre et la phase du train d'échantillonnage peut être décalée jusqu'à ce que la valeur moyenne nulle correcte soit obtenue. 35 Les échantillons alternativement appariés procurent le train.de signaux correct dont la vitesse est la moitié de la vitesse d'échantillonnage. La somme modulo-deux peut également être utilisée comme un signal d'indication d'erreur lorsque sa valeur n'est pas nulle sur la gamme de quatre instants. 6912606 4 2006760 Il se présente comme une particularité de l'invention qu'un système de transmission de données à réponse partielle peut être modifié par des moyens digitaux afin de fournir un signal de ligne à deux niveaux pour le démarrage. 5 Selon un autre aspect de l'invention, un système de transmission de données à réponse partielle peut être transformé en un système à vitesses multiples par l'utilisation d'un circuit digital. L'invention apparaîtra plus clairement à la lecture de 10 la description qui va suivre, faite en regard des dessins joints dans lesquels: - la figure 1 montre la courbe de réponse dans le temps d'une voie de transmission à réponse partielle de classe IV; - la figure 2 montre la courbe de réponse en fréquence 15 d'une voie de transmission à réponse partielle de classe IV; - la figure 3 est un diagramme montrant le développement d'un signal de ligne à trois niveaux et d'un signal de ligne à deux niveaux dans le format de réponse partielle de classe IV; - la figure 4 est un schéma fonctionnel d'un émetteur de 20 données à réponse partielle de classe IV, modifié selon l'invention pour engendrer un signal de ligne à deux niveaux; - la figure 5 est un schéma fonctionnel d'un récepteur de données modifié selon l'invention pour détecter un signal de ligne à deux niveaux et pour établir automatiquement la séquence 25 d'échantillonnage correcte pour ce signal; - la figure 6 est un diagramme illustrant le fonctionnement de l'émetteur et du récepteur de données représentés aux figures 4 et 5 respectivement. Un système de transmission de données à réponse partiel-30 le tel que décrit dans le brevet cité plus haut transmet un signal de donnée binaire sur une voie de transmission avec mémoire s'étendant sur n intervalles de symboles binaires, et restitue le signal binaire transmis sur la base de 1 niveaux significatifs détectés. Le nombre 1 de niveaux est égal ou supérieur au nombre n d'interval-35 les. La transmission binaire usuelle est effectuée sur des voies sans mémoires, dans lesquelles la réponse complète à chaque symbole d'entrée est confinée à un intervalle de signalisation. Dans un article intitulé "Certain Topics in Telegraph Transmission Theory", paru dans les Transactions of the American fto Institute of Electrical Engineers, volume 47, page 617, avril 1928, 6912606 5 2006760 H. Nyquist a montré comment on peut acheminer 2¥ symboles par seconde sur une voie de largeur de bande limitée de W hertz. Dans la bande de fréquences il faut un spectre reçu d'allure rectangulaire présentant des flancs supérieur et inférieur raides. Dans le domai-5 ne temporel, il en résulte une courbe de réponse aux impulsions de la forme (sin7f Wt)/?fWt. Une allure rectangulaire ne peut au mieux être reproduite en pratique que d'une manière approchée et même dans ce cas un échantillonnage extrêmement précis est requis. Les systèmes de transmission classiques sont généralement basés sur 10 des caractéristiques de voies plus raisonnables présentant des discriminations moins brusques à la fréquence limite supérieure de la bande. Les vitesses de transmission que l'on peut obtenir alors ne sont que de W symboles par secnnde, soit la moitié de la vitesse maximum théorique. 15 Kretzmer a montré dans le brevet cité plus haut que J «on peut obtenir des vitesses de transmission de 2W symboles par seconde sur des voies ayant des retombées uniformes de leurs caractéristiques et des largeurs de bande de W hertz en superposant linéairement deux ou plusieurs réponses identiques de la forme 20 (sin Wtpour former des signaux de ligne à niveaux multiples. Un processus de précodage peut être utilisé pour attribuer une signification binaire non ambiguë aux différents niveaux détectés. Kretzmer a décrit cinq classés de superposition. Deux de ces classes ont une allure passe-bande plutôt qu'une allure passe-25 bas, et elles procurent des retombées graduelles de leurs caractéristiques aux fréquences limites supérieure et inférieure. La retombée graduelle â la limite inférieure élimine la transmission de signaux à courant continu. La classe IV revêt un intérêt particulier pour la présente invention. 30 La figure 1 montre la courbe de réponse de classe IV. L'enveloppe 10 résulte de la superposition de deux impulsions (sinXWfc)/K¥t, de polarités opposées, écartées l'une de l'autre de 1/W seconde. Les instants d'échantillonnage tn -et tn+1, sont distants de 1/2W seconde. Tous les échantillons pris à ces instants 35 ont une amplitude nulle sauf ceux pris aux instants t^ et t^, auxquels instants on a des composantes non nulles 11 et 13 d'amplitude égale et de polarités opposées. On voit que la valeur moyenne est nulle. Un échantillon négatif appliqué à la voie-ayant une caractéristique de classe IV est l'image spéculaire de 1'enveloppe b io. ' : 6912606 6 2006760 La figure 2 montre la courbe de réponse en fréquence 20 d'une voie de transmission ayant une courbe de réponse dans le temps selon la figure 1. La largeur de bande est de W hertz et la courbe de réponse en fréquence est symétrique par rapport à la fré-5 quence médiane W/2. La figure 3 montre le développement d'un signal de ligne d'enveloppe 30, obtenu en appliquant un train de données binaires en série à une voie de transmission ayant la courbe de réponse en fréquence selon la figure 2 et une vitesse de transmission de 2w 10 symboles par seconde. On supposera un train de signaux binaires comportant des échantillons alternés An, Bn d'amplitude unité, de la forme 110110. Las signaux 1 sont positifs, les signaux 0 sont négatifs. Un train de signaux 0 précède cette séquence. L'échantillon A1 donne lieu à une composante non nulle positive à gauche 15 et à une composante non nulle négative deux instants d'échantillonnage à droite. A l'échantillon A^ se trouve superposéeune queue A-1 d'un échantillon précédent supposé de valeur 0 de sorte que l'échantillon résultant a une amplitude de deux unités. D'une manière similaire, à l'échantillon positif B1 est superposéeune queue 20 d'un échantillon précédent de valeur 0. Au troisième instant d'échantillonnage apparaît la queue A1 de polarité négative. L'échantillon négatif A2 est superposé à la queue A1 afin de fournir un signal résultant négatif ayant une amplitude" de deux unités. Au quatrième instant d'échantillonnage une queue B2 positive est 25 superposée à un échantillon négatif B1, la valeur résultante étant d'amplitude nulle. On peut procéder de même pour les échantillons A3 et B3. Le signal résultant transmis est représenté par la courbe 30. Les niveaux transmis aux instants d'échantillonnage distants de 1/2W seconde ne peuvent être que de +2, 0 ou -2 unités. Chaque 30 niveau résulte de la superposition de l'échantillon actuel et de la queue de l'échantillon transmis deux instants d'échantillonnage avant. Le signal reçu engendre .une ^igure à trois niveaux qui résulte de l'observation sur un oscilloscope de la superposition de signaux reçus successifs, synchronisés à un multiple de la vitesse 35 d'échantillonnage. Des niveaux de limitation sont établis au centre de chaque figure, correspondant aux niveaux +1 et -1 sur la figure 3. On voit que la marge à l'égard du bruit est au plus égale à la différence entre les niveaux de limitation, soit une unité. La moitié droite de la figure 3 montre le signal de ligne CtO obtenu à partir de la même séquence de données 110110 transmise à 6912606 7 2006760 la moitié de la vitesse d'échantillonnage aux niveaux +2 et -2 uniquement. Les échantillons transmis sont pris à la vitesse 2W par seconde, mais aucun échantillon n'est pris durant les occurran-ces des queues des échantillons transmis précédemment. En même 5 temps des échantillons d'amplitude double sont appliqués au filtre à réponse partielle. Les échantillons positifs A1 et B1 ont leurs queues négatives correspondantes deux instants d'échantillonnage plus tard. On obtient l'enveloppe 35. Il ne se produit aucun niveau d'amplitude nulle dans le signal transmis aux instants 10 d'échantillonnage. Il en résulte une figure à deux niveaux qui ne requiert qu'un seul niveau de limitation. La marge à l'égard d'un bruit ayant une amplitude d'une unité se trouve ainsi doublée et passe à deux unités. La figure 4 est un schéma fonctionnel d'un émetteur de 15 données à réponse partielle de classe 17 modifié selon l'invention de manière à engendrer un signal de ligne à deux niveaux. L'émetteur comprend une source de données binaires 40, un registre à décalage 41 , un convertisseur digital-analogique 42, un modulateur de commutation 43, un filtre à réponse partielle 44, une horloge 20 de symboles 46, des diviseurs de fréquence 47 et 50, un inverseur de phase 49, et une voie de transmission 45. La source 40 peut être une source de données de message si l'on désire la transmission du message à une vitesse réduite, ou un générateur de mot arbitraire si l'émetteur doit être utilisé uniquement pour engendrer une sé-25 quence de départ pour un système qui doit servir ultérieurement à la transmission de messages. L'horloge 46 engendre une onde de cadence à la vitesse de 2W symboles par seconde pour une largeur de bande W de la ligne 45. Les diviseurs de fréquence 47 et 50 divisent successivement la sortie de l'horloge 46 par deux. L'inverseur 30 49 déphase la sortie du diviseur 47 de 180 degrés. Le registre à décalage 41 emmagasine les échantillons reçus de la source 40. Le convertisseur 42 normalise la sortie du registre à décalage 41 à des niveaux d'amplitude de plus et moins deux unités. Le modulateur 43, sous la commande du diviseur 50, transmet au filtre 44 des pai-35 res alternées d'échantillons de données normalisés. Le filtre 44 est calculé d'après des méthodes connues pour conférer à là voie de transmission 45 la caractéristique de réponse en fréquence montrée sur la figure 2. Les lettres entourées d'un cercle réfèrent aux lignes de la figure 6. 6912606 8 20Q6760 Avant de décrire le fonctionnement de l'émetteur illustré sur la figure 4, on va décrire brièvement la génération du signal de classe IV normal en se référant aux lignes (a), (b) et (c) sur la figure 6. L'émetteur à réponse partielle normal comprend le 5 montage selon la figure 4 dans lequel les diviseurs 47 et 50, l'inverseur 49 et le modulateur 43 sont omis. Le convertisseur 42 est remplacé par un précodeur. Comme un précodage n'est pas nécessaire lorsque deux niveaux seulement sont engendrés, on ne le décrira pas dans ce qui suit. Les données émises par la source 40 10 sont échantillonnées à la vitesse 2W de l'horloge et emmagasinées dans le registre à décalage 41• La ligne (a) sur la figure 6 montre un train de signaux binaires représentatif émis à la vitesse 2W. La ligne (b) montre le train d'impulsions d'horloge,-de vitesse 2W, qui commande 15 l'échantillonnage du train de données à transmettre. Chaque échantillon pris au centre d'un bit de donnée est appliqué au filtre à réponse partielle afin d'obtenir le signal de ligne à trois niveaux montré à la ligne (c). Ce signal n'est pas précodé puisque le précodage n'est pas considéré ici. Chaque niveau est simplement 20 la différence entre l'échantillon actuel et celui qui a été obtenu deux intervalles d'échantillonnage plus tôt. Ce signal de ligne engendre une figure à trois niveaux avec un bruit faible comparé à celui du signal à deux niveaux à engendrer à une vitesse égale à la moitié de la vitesse d'échantillonnage. 25 La ligne (d) montre la même séquence de données que la ligne (a), mais engendrée à la moitié de la vitesse d'échantillonnage. Les bits sont alternativement A et B. Ce train de données est échantillonné à la vitesse W. Le signal d'horloge est obtenu en divisant par deux (dans le diviseur 47) la sortie de l'horloge 30 46. Ce signal est montré à la ligne (e). Les données échantillonnées telles qu'elles apparaissent dans le registre à décalage 41 sont montrées à la ligne (f). Le convertisseur digital-analogique 42 ne sert qu'à normaliser les amplitudes des échantillons à plus et moins deux unités, et il est absolument classique. La sortie du 35 diviseur 47 est inversée dans l'inverseur 49, puis divisée une nouvelle fois par deux dans le diviseur 50 afin de fournir le.signal de commande montré à la ligne (g). Durant les excursions-positives du signal de commande (ligne g), le modulateur 43 transmet une partie du signal de don-RG nées échantillonnées (ligne f) qui apparaît à la sortie du conver 6912606 9 2006760 tisseur 42. Durant les excursions négatives du signal de commande (ligne (g), la sortie du modulateur 43 (ligne h) a un niveau nul. La sortie du modulateur 43 occupe donc trois niveaux dont seuls les deux niveaux extérieurs sont significatifs et correspondent aux 5 niveaux binaires. Par exemple, la première excursion négative correspond aux bits de données A-1 et B-1, qui sont négatifs. La deuxième excursion est au niveau zéro. La troisième excursion est positive et correspond aux bits A1 et B1, qui sont positifs. Lorsque le signal de sortie dû modulateur (ligne h) est 10 appliqué au filtre 44, seules les excursions positives et négatives excitent le filtre. Les signaux négatifs A-1 et B-1 à la ligne (i) sont donc suivis par des queues positives durant l'intervalle pendant lequel la sortie du modulateur est au niveau zéro. D'une manière similaire, les signaux A2 et B2 sont suivis par des 15 queues de polarité opposée et il en est de même pour les autres signaux. A lf exception de l'intervalle initial de deux bits, le niveau zéro nfapparaît pas dans 2e signal de ligne mais des transitions se produisent à des multiples de la vitesse 2W des symboles. A des fins de démarrage le signal de ligne illustré à la 20 ligne (i) sur la figure 6 peut être entièrement arbitraire étant donné qu'il engendre une figure à deux niveaux avec un rapport signal/bruit doublé par rapport à celui du signal illustré à la ligne (c). Par conséquent on voit aisément qu'il sera utile pour aligner un égaliseur automatique dans un récepteur incorporé dans 25 un système de transmission à réponse partielle et pour restituer l'information de cadence initiale dans un tel système. D'autre part, si le signal de données illustré à la ligne (d) porte des informations, l'émetteur représenté sur la figure 4 procure un moyen pour les transmettre à travers le filtre 44. Ain-30 si, lorsque la voie de transmission introduit une distorsion trop grande pour permettre la transmission de ces informations à la vitesse 2W sans erreur, la voie peut toujours être utilisée pour effectuer une transmission à la vitesse W. A cette dernière vitesse, toutefois, les échantillons doivent être prélevés au récepteur 35' par paires alternées. Il en résulte qu'il faut synchroniser les paires d'échantillons dans la phase correcte. Le récepteur représenté sur la figure 5 est un montage qui permet d'obtenir ces échantillons aux instants corrects. Ce récepteur comprend un circuit de limitation binaire HCi67, un registre à décalage à trois étages 72, 73 et 74s une horlo- 6912606 10 2006760 ge de symboles 51, des portes ET 57, 63 et 70, une porte OU 59, des diviseurs de fréquence 60, 61 et 62, des inverseurs 55., 77 et 79, un différentiateur 56 et un compteur 64. Les lettres entourées d'un cercle réfèrent aux lignes de la figure 6. 5 Le récepteur à réponse partielle normal comprend une horloge, un limiteur à plusieurs niveaux et une logique de détection. Etant donné que le signal engendré selon l'invention ne possède que deux niveaux, le limiteur à plusieurs niveaux est remplacé par un limiteur à deux niveaux ou bien on le modifie pour tra-10 vailler à deux niveaux. La cadence de l'horloge 51 est supposée synchronisée avec les transitions du signal reçu, par des moyens usuels non représentés. Le récepteur selon l'invention fonctionne comme suit. Le signal reçu apparaît sur le conducteur 66 et, après limitation 15 dans le limiteur 67, il apparaît dans la forme représentée à la ligne (i) sur la figure 6. Le signal limité est appliqué à-la fois au registre à décalage 72 par l'intermédiaire du conducteur 69, et à la porte ET 63 par l'intermédiaire du conducteur 68. La sortie de l'horloge 51 est en même temps appliquée à l'inverseur 55 par l'in-20 termédiaire du conducteur 52, et à la porte OU 59 par l'intermé~ diaire du conducteur 53- Là sortie de l'inverseur 55 est différen-tiée dans le différentiateur 56 afin de fournir des impulsions à la vitesse 2W comme le montre la ligne (j) sur la figure 6. Ces impulsions commandent le fonctionnement d'un compteur 64 qui est 25 constitué d'une bascule usuelle présentant une entrée de basculement T, une entrée de remise à zéro R, une entrée de commande C et une sortie binaire sur le conducteur 65. Etant donné que le signal de ligne à deux niveaux a été engendré par échantillonnage par paires alternées à la vitesse de 30 2W symboles par seconde, le signal reçu doit être échantillonné d'une menière similaire. On remarquera qu'il existe une symétrie axiale par rapport à chaque.groupe de quatre symboles pris convenablement pour comprendre deux échantillons de données et deux queues. La valeur moyenne de chaque groupe est zéro. Lorsqu'un 35 groupe arbitraire a une valeur moyenne non nulle, cela indique que les deux échantillons sont pris à des instants incorrects et présentent un déphasage quadrantal. Les groupes commençant par les échantillons ^nBn sont suivis chacun par deux queues et ont une valeur moyenne zéro. Toutefois, un groupe com-dû mençant par Bg et se terminant par A, a une valeur 6912606 n 2096760 moyenne positive et si les échantillons étaient pris par paires alternées, il e±i résulterait des données parasites. Le rôle des circuits de réglage de phase est donc de surveiller cette symétrie d'un groupe à l'autre et de régler la phase du signal de 5 cadence jusqu'à ce que soit obtenue la phase quadrantale correcte. La sortie de l'horloge 51 est par conséquent divisée dans le diviseur 60 afin de fournir le signal représenté à la ligne (k) sur la figure 6. Ce dernier signal est lui-même divisé ensuite dans les diviseurs 61 et 62 pour fournir le signal représenté à la li-10 gne (1), dont la vitesse est le quart de la vitesse initiale, et le signal représenté à la ligne (m) sur la figure 6. La porte ET 63 est mise à la terre durant les excursions négatives du signal (m) de sorte qu'aucune fraction du signal limité présent sur le conducteur 68 ne peut alors traverser la porte 63. Toutefois, durant 15 les alternances positives du signal (m), qui s'étend exactement sur un groupe de quatre intervalles du signal reçu, la sortie du limiteur 67 est appliquée à l'entrée T du compteur 64. Si le signal reçu est positif au moment où une impulsion d'horloge provenant du différentiateur 56 apparaît à l'entrée C du compteur, ce-20 lui-ci change d'état.. Un tel changement d'état se produit, comme montré à la ligne (n) sur la figure 6, après les bits et , ainsi que juste avant le bit A^ et exactement au moment des bits Ajj et Ay. Le signal de blocage obtenu à la sortie du diviseur 62 est appliqué à l'inverseur 77 par ^intermédiaire du conducteur 78, 25 la sortie de l'inverseur étant appliquée à l'entrée R du compteur 64. Celui-ci est donc remis à zéro en même temps que l'impulsion d'horloge est appliquée à l'entrée C, s'il n'est pas déjà remis à zéro à ce moment. Lorsque la phase est correcte, le compteur 64 aura été remis à zéro par la donnée échantillonnée pendant l'inter-30 valle de blocage du groupe de quatre comme on peut le voir au bit et juste avant les bits Ag et A^q. Le signal de blocage inversé est également appliqué à la porte ET 57 par l'intermédiaire du conducteur 76: la porte ET 57 est donc ouverte durant l'alternance de terre normale. Lorsque le compteur est remis à zéro après la fin 35 d'une période positive du signal de blocage, la remise à zéro du compteur 64 a pour effet d'appliquer line impulsion à la porte ET 57 par l'intermédiaire du conducteur 65 et de l'inverseur 79. L'impulsion apparaissant à la sortie de la porte ET 57 est appliquée à une entrée de la porte OU 59 par l'intermédiaire du conducteur 58 ko de sorte qu'une impulsion supplémentaire est -appliquée au diviseur 6912606 12 2006760 60 dont la sortie avance d'un intervalle d'échantillonnage. C'est ce qui est indiqué à la ligne (k) sur .la figure 6 à deux instants marqués "AV". Les signaux (1) et (m) avancent d'une façon correspondante. Ce processus est répété jusqu'à ce que le compteur 64 5 soit remis à zéro durant la période de conditionnement du signal de blocage et qu'aucune erreur ne soit obtenue du compteur. Les paires alternées d'impulsions d'échantillonnage destinées à faire avancer les données emmagasinées dans les étages 72 et 73 du registre à décalage sont dérivées en appliquant le si-10 gnal (b) au conducteur 54 avec le signal (1) appliqué à la porte ET 70. La ligne (o) montre ces paires d'impulsions d'échantillonnage. On voit que, initialement, ces paires d'impulsions ne sont pas en phase avec les intervalles significatifs du signal de ligne reçu c'est-à-dire les intervalles porteurs d'information: , 15 F 1 ; A^, B1 et A2, B2. Ces paires d'impulsions commandent les étages 72 et 73 du registre à décalage par l'intermédiaire du conducteur 71. Les échantillons de données emmagasinées dans l'étage 72 sont montrés à la ligne (p). Ces échantillons sont décalés par le signal (o) successivement dans les étages 73 et 74 comme mon-20 tré aux lignes (p) et (q). Les données sont extraites de l'étage 74 du registre à décalage par le signal (k) apparaissant sur le conducteur 76. La ligne (r) montre les données restituées. On voit que dans le signal (o) une seule impulsion d'échantillonnage est engendrée lorsqu'il se produit une impulsion d'erreur. Etant donné 2 5 que les six premières séries d'impulsions d'échantillonnage n'ont pas la phase correcte ainsi qu'en témoigne l'occurrence de deux impulsions d'erreur successives, les données binaires fournies par l'étage 74 du registre sont des données parasites durant la première motié du signal restitué (signal r). Ces données sont 30 marquées "PARAS" sur la figure 6. Par exemple, il se produit des transitions du signal au lieu d'états positifs ou négatifs aux instants où devraient apparaître les bits , A^, B2 et A^, et les bits E_^ et B^ ont une valeur complémentaire des données correctes. Toutefois, à partir du bit A^ et en progressant vers la cfcoi-35t'edans le train d'impulsions (r), on constate que les données du train d'impulsions de la ligne (d) sont fidèlement reproduites. Cette partie du train d'impulsions est marquée "DAT" sur la figure 6. La phase correcte du signal d'échantillonnage a été atteinte et elle est maintenue et corrigée automatiquement par la suite si Hû nécessaire. Les données restituées d'une manière correcte sont 6912606 13 2006760 espacées uniformément par des intervalles de 1/W seconde. Les principes qui ont été appliqués ci-dessus à la courbe de réponse de classe IV sont également applicables aux autres classes de superposition décrites par Kretzmer, au moins pour ce 5 qui concerne la signalisation à vitesse multiple ainsi qu'il apparaîtra clairement à 1*homme de l^rt. Des transitions à la vitesse de transmission 2W ne peuvent être atteintes que pour les classes de superposition qui ont des composantes nulles intermédiaires. 6912606 14 2006760 REVENDICATIONS. 1.- Emetteur d'impulsions de données destiné à émettre des impulsions sur une voie de transmission de données (45) ayant une largeur de bande fixe (W) et une caractéristique de réponse en 5 fréquence propre à engendrer une réponse aux impulsions qui présente plus d'une composante non nulle à des multiples de l'inverse de la largeur de bande pour chaque échantillon de donnée d'entrée, caractérisé par la combinaison d'un dispositif pour engendrer un signal à deux niveaux et comprenant une source de signaux binaires 10 (40), un circuit d'échantillonnage (46, 47, 41) pour échantillonner les signaux binaires engendrés par ladite source, à une vitesse moyenne égale à l'inverse du double de la largeur de bande, et un dispositif de transfert (49, 50, 43) pour transférer à la voie de transmission des échantillons de données provenant du circuit 15 d'échantillonnage durant un des intervalles d'échantillonnage pour lesquels il se produit des composantes non nulles pour chacun des échantillons transférés à la voie de transmission. 2.- Emetteur'selon la revendication 1, dans lequel la voie de transmission comprend un filtre à réponse partielle (44) 20 propre à procurer une caractéristique de réponse en fréquence (figure 2) telle que la réponse aux impulsions (figure 1) présente deux composantes non nulles d'amplitude égale mais de polarités opposées, distantes de 1/W intervalles, caractérisé en ce que le dispositif pour engendrer un signal à deux niveaux comprend un cir-25 cuit de détection de données (46, 47, 41, 49, 50, 43) pour recevoir des signaux de la source de données binaires et pour fournir au filtre à réponse partielle, en vue de la distribution spectrale et de la transmission, des paires de signaux séparées par des paires d'intervalles de signaux alternativement. 30 3-- Emetteur selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'un dispositif de synchronisation (64) est connecté au système de transmission de données comprenant un dispositif de transfert supplémentaire afin de transférer des paires alternées de signaux reçus représentant des échantillons de données, et en ce qu'il 35 comprend un dispositif (79, 57) pour faire progresser le dispositif de synchronisation lorsque des paires de signaux transférés par le dispositif de transfert diffèrent des paires de signaux transférées par le circuit de transfért.