La présente invention concerne des circuits de décodage de données digitales. Les impulsions codées d'un train d'impulsions destiné à être traité par le dispositif de la présente invention sont séparées par des intervalles correspondant à l'une ou l'autre de deux longueurs prédéterminées. Ce type d'un 5 tel signal se fait par la détermination de codage est appelé ci-après "codage par intervalles variables". Le décodage d'un tel signal se fait par la détermination de la longueur relative de chaque intervalle. La présente invention concerne plus particulièrement des circuits de décodage capables de décoder correctement des trains d'impulsions codés de la façon 10 ci-dessus et dans lesquels certaines des impulsions sont déplacées de telle sorte que les intervalles effectifs qui les séparent diffèrent des intervalles théoriques, Par exemple dans le cas de signaux provenant d'informations enregistrées magnétiquement, à forte densité, ce déplacement des impulsions est souvent appelé "décalage de bit". 15 En conséquence, la présente invention fournit un circuit de décodage permet tant de décoder un train d'impulsions appliquées au circuit comme entrée, ces impulsions étant codées en les séparant les unes des autres par l'un ou l'autre de deux intervalles prédéterminés, mais pouvant être déplacées par rapport à leur position théorique. Ce circuit comprend un générateur de dents de scie en-20 gendrant un signal de sortie à rampe de pente constante et provoquant, en réponse à la réception d'une impulsion d'entrée, le retour à zéro de la dent de scie et un dispositif permettant de contrôler la rampe des signaux en dents de scie et de fournir le signal décodé en fournissant une information chaque fois qu'une dent dépasse un niveau de seuil fixe, chacune de ces informations traduisant 25 l'écoulement d'un temps correspondant au plus long des deux intervalles théoriques précités. Le générateur de dents de sciB comprend un dispositif permettant, en réponse à la présence ou à l'absence de l'information fournie par le dispositif de contrôle précité, de contrôler l'amplitude du retour à zéro de telle sorte que celle-ci corresponde à l'une ou à l'autre de deux amplitudes prédéterminées, 30 la seconde étant relativement plus grande que la première et toutes deux étant fixées de telle manière que le décalage d'une impulsion d'entrée par rapport à sa position théorique n'affecte pas l'instant auquel la rampe suivante atteindra le niveau de seuil ou aurait atteint ce niveau en l'absence d'un flanc ascendant. D'autres objets, caractéristiques et avantages de la présente invention 35 ressortiront mieux de l'exposé qui suit, fait en référence aux dessins annexés à ce texte, qui représentent un mode de réalisation préféré de celle-ci. La figure 1 représente un circuit de décodage conforme à la présente invention. La figure 2a représente un train d'impulsions codées suivant la méthode du 40 codage par intervalles variables et appliquées en tant qu'entrée au circuit de 71 26011 2 2106624 la figure 1. Les figurBs 2b à 2f représentent la forme des signaux résultants obtenus en différents points du circuit de la figure 1. La figure 3a représente un autre train d'impulsions codées selon la méthode 5 du codage par intervalles variables et appliquées en tant qu'entrée au circuit de la figure 1. La figure 3b représente les effets possibles d'un déplacement des impulsions du train d'impulsions de la figure 3a. La figure 3c représente la forme des signaux correspondant à ceux de la fi-1Q gure 2b pour les trains d'impulsions d'entrée des figures 3a et 3b. La figure 3d représente l'effet produit par un flanc ascendant lent sur une partie du signal en dents de scie. Le fonctionnement du circuit de la figure 1 est décrit ci-après dans le cas du signal d'entrée de la figure 2a dans lequel les impulsions d'un train d'impuis 15 sians codées suivant la méthode dite du codage par intervalles variables se présentent effectivement à leurs positions théoriques. Dans cb système de codage, l'intervalle le plus long représente un "1" binaire et l'intervalle le plus court, dont la longueur correspond aux deux tiers de l'autre intervalle, représente un "0" binaire. Lorsque ce train d'impulsions est appliqué au circuit par l'intermé-20 diaire d'uns ligne 1, ls circuit engendre les signaux en dents de scie dont la forme est représentée sur la figure 2b. Sur cette dernière figure, la ligne poin-tillée inférieure indique un niveau de référence qui est, en fait, le potentisl de masse. Dans le cas du train d'impulsions d'entrée de la figure 2a, ce niveau est attsint par la ramps après un intervalle de temps déterminé dont la durée 25 est comprise entre les intervalles long et court. Une distinction entre les "1" et les "0" binaires peut ainsi être faite en comparant le niveau atteint par la rampe avec le niveau de référence. Chaque fois que le niveau dB la rampe passe au-dessous du potentiel de masse, une bascule bistable 2 engendre une impulsion de sortie lorsque le retour à zéro flanc ascsn-30 dant, correspondant dans le cas de figura choisi, mais non limitatif, au suiaant a lieu. La sortie de cette bascule indique donc les "1" binaires et constitue le signal décodé. Le générateur de dents de scie est essantiellement un intégrateur Miller comprenant un condensateur de commande 3 et un étage Darlington constitué par 35 des transistors 4 et 5. Le signal en dents de scie de la figure 2 b, constitué par des rampes et des flancs ascandants successifs, apparaît à' la connexion collecteur commune des transistors 4 et 5. La partie rampe du signal est produite par la décharge du condensateur 3, à un taux déterminé par les résistances B et 7 et par le transistor 8, dans les intervalles séparant l'arrivée des différen-40 tes impulsions d'entrée sur la ligne 1. Le flanc ascendant est produit par la 71 26011 3 2106624 charge brusqye du condensateur 3, par l'intermédiaire d'une diode 10, par un condensateur auxiliaire 9. Comme la montre la figure 2b, l'amplitude du flanc ascendant, consécutivement à un intervalle long, doit être supérieure à celle qui fait suite à un in-5 tervalle court, afin d'éviter que l'équilibre de la forme du signal ne finisse par se dégrader. L'amplitude du flanc ascendant est déterminée par le dispositif de commande de flanc ascendant comprenant les transistors 11 et 12 et les résistances 13, 14 et 15. Pendant l'intervalle qui se produit entre l'arrivée des impulsions d'entrée sur la ligne 1, le condensateur auxiliaire 9 se charge virtuel-1° lement au potentiel maximum de l'alimentation par l'intermédiaire des résistances 13 et 14 et des diodes en série 16 et 17. A l'expiration d'un intervalle court, l'impulsion d'entrée sur la ligne 1 rend le transistor 11 conducteur, ce qui provoque une chute du potentiel de charge appliqué au condensateur 9. A l'expiration d'un intervalle long, le transistor 11 est rendu conducteur et, de plus, 15 une impulsion T provenant de la bascule bistable 2 rend également le transistor 12 conducteur, ce qui provoque une chute plus importante encore du potentiel appliqué au condensateur 9. Par suite de l'une ou l'autre de ces chutes de potentiel, la charge provenant du condensateur 9 est brusquement transférée, par l'intermédiaire de la 20 diode 10, au condensateur 3. Etant donné que l'intégrateur Miller s'oppose à toute variation du potentiel de la base du transistor 4, le fait de charge du condensateur 3 a pour résultat une brusque montée dans la connexion collecteur commune des transistors 4 et 5. Cette étape constitue le flanc ascendant du signal en dents de scie et son amplitude dépend uniquement de la chute de potentiel 25 initiale provoquée par le dispositif de commande et des valeurs de condensateurs 3 et 9. Après l'apparition du flanc ascendant, qui recharge le condensateur 3, le courant traversant les résistances B et 7 et le transistor 8 commence immédiatement à décharger le condensateur. Le courant parvient à la base du transistor 4, 30 mais l'intégrateur Miller s'oppose de nouveau à une variation du potentiel de la base et la décharge se traduit par une chute régulière du potentiel collecteur commun des transistors 4 et 5 qui, de ce fait, produit la partie en rampe du signal en dents de scie. Le signal en dents de scie engendré par le générateur est appliqué à un 35 comparateur comprenant les transistors 18 et 19 et un transistor générateur de courant 20. Le signal en dents de scie est appliqué au transistor 10 et la tension de référence de masse, représentée sur la figure 2b, est appliquée à la base du transistor 19. Chaque fois que la rampe du signal en dents de scie tomba au-dessous du niveau du potentiel de masse, le transistor 16 est brusquement rendu 40 non conducteur et le potentiel de son collecteur augmente, pour tomber de nou- 71 26011 4 2106624 veau lorsque le flanc ascendant suivant apparaît. La sortie du comparateur prise sur le transistor 18 est représentée sur la figure 2d et met la bascule 2 dans son état "1". Ce comparateur contrôle ainsi le signai en dents de scie et, en mettant la bascule 2, dans son état "1", indique l'écoulement d'un temps correspon-5 dant au plus long des deux intervalles théoriques, La capacité du circuit de tolérer les décalages d'impulsions est expliquée ci-après à l'aide des figures 3a à 3c. La figure 3b montre un exemple extrême des effBts de ces décalages sur les impulsions correctes de la figure 3a. Certains des intervalles séparant les impulsions sont d'une longueur intermédiaire et il 10 semblerait de ce fait impossible d'établir une distinction entre les "1" et les "OÏ Néanmoins, si l'on suppose que les signaux en dents de scie ont été, à une étape quelconque, synchronisés avec des données correctes telles que les deux impulsions les plus à gauche de la figure 3b on verra que le circuit est encore capable de décoder les données décalées. Sur la figure 3c, le signal représenté 15 en trait plein est celui qui serait engendré en réponse à l'entrée constituée par les données de la figure 3a, les lignes pointillées montrant la façon dont le signal est modifié dans le cas des impulsions décalées de la figure 3b. Etant donné que les flancs ascendants ont toujours l'une ou l'autre des deux amplitudes constantes, les rampes du signal en dents de scie ne sont pas décalées dans 20 le temps mais sont simplement allongées ou raccourcies. De la sorte, l'arrivée prématurée ou tardive d'une impulsion n'a aucun effet sur l'instant auquel la rampe suivante, traversera le niveau de référence. Le reste du circuit de la figure 1 comprend un dispositif d'asservissement permettant de commander et de faire varier la pente de la rampe. Pour n'importe 25 quel signal d'entrée particulier, la pente de la rampe doit être telle que la chute de tension moyenne de la rampe se produisant, par exemple, pendant les intervalles courts, soit égale à l'augmentation de tension pendant les flancs ascendants ayant l'amplitude la plus faible, un état analogue étant applicable dans le cas des intervalles longs. Si tel n'était pas le cas, le signal en dents 30 de scie monterait ou tomberait graduellement jusqu'à ce qu'il ne coupe plus du tout le niveau de seuil. En ce qui concerne en particulier les signaux d'entrée provenant de mémoires à disque ou à tambour, des variations de fréquence peuvent se produire à la longue lors des accélérations ou des ralentissements des disques ou des tambours. Par conséquent, il est nécessaire d'avoir la possibilité 35 de régler la pente de la rampe en fonction des fréquences moyennes des "1" et des des données d'entrée. La pente de la rampe est commandée à l'aide du transistor de réaction 8. En faisant varier le potentiel appliqué à la base de ce transistor, la résistance de la voie de décharge du condensateur 3 ss§ern^|JJÎ^£0^e potentiel de commande 40 du transistor 8 provient d'un condensateur/21 par l'intermédiaire d'un filtre 71 26011 5 2106624 passe-bas 22. Le candsnsateur 21 est altsrnativement chargé et déchargé aux instants où le signal en dsnts de scie se trouve respectivement au-dessus et au-dessous d'un niveau de référence d'asservissement et de ce fait la pente de la rampe ne varie pas lorsque le courant résiduel fourni au condensateur 21 5 est nul. Le niveau de référence d'asservissement, représenté par la ligne poin-tillée supérieure des figures 2b et 3c, divise en deux parties égales la rampe moyenne correspondant aux "0? • Lbs courants de charge et de décharge pour les "0" sont égaux et opposés. Dans le cas d'un "1", cependant, la période pendant laquelle la rampe se trouve au-dessous du niveau de référence d'asservissemsnt 10 est le double de celle pendant laquelle elle se trouve au-dessus de ce niveau. En conséquence, le courant de charge pour les rampes consécutives à un "1" est le double de celui pour les rampes consécutives à un "Q" de façon à maintenir l'équilibre à long terme du circuit. Le résultat à long terme des variations de la fréquence d'entrée est un déséquilibre du courant parvenant au condensateur 15 21, et il se produit donc une charge résiduelle dans ce condensateur. Par suite, le potentiel aux bornas de ca condensateur varie et la pente de la rampe est modifiée jusqu'à ce que l'équilibre soit rétabli. Le niveau oe référence d'asservissement est fixé à l'aide d'un potentiomètre variable 23. Le potentiel sélecté au moyen du curseur du potentiomètre est 2B appliqué à la base d'un transistor 24 qui est couplé à un autre transistor 25 de façon à Constituer un étage comparateur, Lb signal en dents ds scie est appliqué à la base du transistor 25 et des impulsions, provenant du collecteur du transistor 24 (voir figure 2c), indiquent à quel moment le signal en dents de scie se trouve au-dessus du niveau ds référence d'asservissarnsnt. Les impulsions 25 provenant de es comparateur sont surtout utiliséss pour commander la charge st la décharge du condensateur 21, mais permettant également de rastaurer la bascule bistable 2. La courant de charge destiné au condensateur 21 est fourni par l'intermédiaire d'un transistor 2B. Lorsque le signal en dents de scie se trouve au-dsssus 30 du signal de référence d'asservissement consécutivamant à un "0", la courant provenant du transistor 26 sst divisé de façon égale entre le condensateur 21 et un transistor 27. Lorsque le signal en dents de scie tombe au-dessoua du niveau de référence d'aaservissernsnt, 1b potsntiel la sortie du circuit de comparaison depuis la transistor 24 diminua et la transistor 26 Bst rsndu non conductsur par 35 l'intermédiaire d'une diode 28. La condensateur 21 se décharge alors par l'inter-médiaire du transistor 27 à la masse. Consécutivement à un "1", la sortie complémentaire T de la bascule 2 provoque le blocage du transistor 27 par l'intermédiaire d'un transistor 29 d'une diode 30. La totalité du courant traversant le transistor 26 parvient à présent 40 au condensateur 21, aucune partie de es courant n'étant déviée par 1'intermédiai- 71 26011 6 2106624 re du transistor 27, et de ce fait la valeur du courant de charge est doublée. La figure 2f montre le courant de charge qui parvient au condensateur 21 dans le cas d'un signal d'entrée ayant la forme représentée sur la figure 2a. Comme mentionné ci-dessus, toute variation du potentiel du condensateur 21 se traduira 5 par une modification de la pente de la rampe jusqu'à ce qu'un nouvel équilibre soit obtenu. Dans le cas du décalage extrême des impulsions représentées sur la figure 3b, la valeur moyenne du courant qui parvient au condensateur 21 diffère de zéro. Cependant, cette différence est faible et acceptable car il suffirait d'un déca-10 lage d'environ 2,5 % de l'amplitude du flanc ascendant d'un "0" pour la corriger. □n a supposé à propos de la description ci-dessus du circuit de la figure 1, que l'apparition du flanc ascendant est virtuellement instantanée. En pratique, on obtiendra vraisemblablement une dent de scie ayant la forme représentée en pointillés sur la figure 3d. Ce flanc ascendant, plus lent que le flanc ascen-15 dant idéal, n'affectera cependant pas la position de la rampe sur la majeure partie du signal, mais pourra affectBr le fonctionnement du dispositif d'asservissement en retardant la commutation du circuit de comparaison constitué par les transistors 24 et 25. Le retard apporté à la commutation de ce circuit consécutivement à un "1" serait légèrement supérieur à celui qui aurait lieu consécuti-20 vement à un "0" et par conséquent la charge résiduelle reçue par le condensateur 21 serait différente de zéro. Les problèmes éventuels qui pourraient en résulter peuvent être résolus grâce à une voie à faible constante de temps disposée directement entre l'entrée du circuit et le comparateur, par exemple un condensateur entre le collecteur du transistor 11 et la base du transistor 24. 25 Etant donné qu'il est prévu de faire varier la pente de la rampe pour tenir compte des variations pouvant se produire à long terme de fréquence, le circuit doit toujours être synchronisé avec des signaux de fréquence correcte avant de recevoir les signaux à décoder. Un train de "0" suffira généralement à verrouiller le circuit. Cependant, si des bruits de fréquence supérieure à celle des "0" 30 sont présents, un train de synchronisation de "0" pourrait être interprété comme des "1" ou comme des "1" et des "0" alternés. Par conséquent, le train de "0" devrait être suivi d'un train de "1" afin d'être assuré d'obtenir une synchronisation correcte. Il existe dans l'Art Antérieur un système de codage constitué par une série 35 régulière d'impulsions d'horloge, et dans lequel un "1" binaire est représenté par une impulsion dans un intervalle entre deux impulsions d'horloge, et un "0" binaire par l'absence d'une telle impulsion. Ce type de codage est connu sous l'appellation "codage en double fréquence". Lbs donnéës codées en double fréquence peuvent être considérées comme des 40 données codées selon la méthode dite du codage par intervalles variables , un 71 26011 7 2106624 intervalle long étant deux fois plus long qu'un intervalle court, un unique intervalle long représentant un "0" binaire et deux intervalles courts successifs représentant un "1" binaire. En conséquence, un circuit conforme à la présente invention peut être utilisé pour décoder les données codées en double fréquence 5 en soustrayant le signal indiquant l'intervalle long du signal original et en transmettant les impulsions obtenues à un circuit diviseur par deux dont la sortie indiquerait les "1". Certains trains d'impulsions en double fréquence contiennent en outre des signaux dits ^symboles d'adresse". Ces derniers sont des signaux enregistrés qui ne se conforment pas aux règles du codage en double fré-10 quence en ce qu'ils comportent un nombre impair d'intervalles courts (c'est-à- dire qu'une impulsion d'horloge est absente) et sont utilisés notamment pour identifier des groupes de données sur un disque. Le codage par symboles d'adresse n'est qu'une variante du codage par intervalles variables, et un circuit conforme à la présente invention pourrait être modifié de manière à détecter les symboles 15 d'adresse en lui incorporant de simples circuits logiques. Bien que l'on ait décrit dans ce qui précède et représenté sur les dessins les caractéristiques essentielles de l'invention appliquées à un mode de réalisation préféré de celle-ci, il est évident que l'homme de l'art peut y apporter toutes modifications de forme ou de détail qu'il juge utiles sans pour autant 20 sortir du cadre et de la portée de ladite invention. 25 71 26011 8 2106624 REVENDICATIONS 1.- Dispositif de décodage d'un train d'impulsions du type selon lequel l'écart dans le temps entre deux impulsions consécutives peut avoir l'une ou 1'-5 autre de deux valeurs prédéterminées représentant respectivement un "1" et un "0" binaire , les dites impulsions pouvant être décalées par rapport à leurs positions normales, caractérisé en ce qu'il comprend: un générateur de dents de scie de rampe de pente constante et dont le retour à zéro est provoqué par une impulsion d'entrée, 10 un dispositif permettant de contrôler la rampe des signaux en dents de scie et de fournir l'information de décodage en détectant le passage de la dent de scie par un niveau de seuil donné, chaque fois que le temps séparant une impulsion de la précédente correspond à l'écart le plus long des deux, un dispositif associé au générateur en dents de scie et qui, en réponse •J5 à la présence ou à l'absence d'information à la sortie du dispositif de contrôle de rampe, contrôle l'amplitude du retour à zéro de telle sorte que celui-ci ne puisse avoir que l'une ou l'autre de deux valeurs prédéterminées, et que l'instant auquel la dent de scie suivante traverse le niveau de seuil, ou aurait traversé oelui-ci si l'écart Bntre les deux impulsions de données d'entrée avait 20 été un écart long, ne soit nullement perturbé par un décalage de l'impulsion d'entrée par rapport à sa position théorique. 2.- Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en ce que ledit générateur de dents de scie comporte un intégrateur Miller dans lequel la charge et 25 la décharge d'un condensateur commande l'allure du signal en dents de scie. 3.- Dispositif selon la revendication 2 caractérisé en ce que ledit condensateur est connecté entre la base et le collecteur d'un transistor. 30 4.- Dispositif selon l'une des revendications 2 ou 3 caractérisé en ce que le générateur en dents de scie comporte un condensateur auxiliaire disposé de manière à ce que le retour à zéro de la dent de scie soit produit par un transfert de charge brusque entre Ibs deux condensateurs. 35 5.- Dispositif selon la revendication 4 dans lequel le contrôle de remisé à zéro comporte des moyens pour court-circuiter partiellement la source de premier charge dudit condensateur auxiliaire en introduisant un /. circuit de dérivation de courant fermé par les impulsions d'entrée, de manière à réduire le potentiel de ladite source de charge d'une première quantité prédéterminée, et 40 un second circuit de dérivation fermé par l'information de sortie de manière à 71 26011 s 2106624 réduire le potentiel de ladite source d'une seconde quantité supérieure à la première pour l'un des états de la sortie, chacune des dites réductions provo-quantledit transfert brusque de charge entre les deux condensateurs. 5 6.- Dispositif selon l'une des revendications 2 à 5, dans lequel la déchar ge du condensateur de l'intégrateur Miller détërmine la pente de la rampe du signal en dents de scie, et comprenant en outre un circuit de réaction destiné à faire varier la résistance du circuit de décharge dudit condensateur, de manière à modifier la pente des dents de scie pour compenser les effets à long terme 10 des variations de fréquence du signal d'entrée. 7.- Dispositif selon la revendication 6 caractérisé en ce quB ledit circuit de réaction comprend un transistor de réaction introduit dans le trajet de décharge du condensateur de l'étage Miller, et un condensateur de régulation char- 15 gé ou déchargé selon que la dent de scie passe en-dessus ou au dessous du niveau de référence du circuit de réaction, la valeur moyenne de la tension aux bornes dudit condensateur de régulation étant appliquée à la base du transistor de réaction pour faire varier la résistance du circuit de décharge du condensateur de l'étage Miller. 20 8.- Dispositif selon la revendication 7 caractérisé en ce qu'il comprera en outre un comparateur à deux transistors montés en étage différentiel et recevant les dBnts de scie sur la base d'un de ses transistors et la tension fixe de référença ds réaction sur la base de l'autre transistor, et un moyen permet-25 tant de commuter un courant de chargs ou de décharge vers le condensateur de régulation selon que le comparateur indique que la dent de scie est dsssus ou en dessous de ladite tension de référence, ledit moyen de commutation de courant étant sensibls à l'indication d'un intsrvalls de temps long fourni par le dispositif de contrôle de rampe pour augmenter le courant de charge durant la 30 période de charge suivante.