La présente invention concerne les dispositifs de protection automatique des amplificateurs de puissance transistorisés contre les surcharges et en particulier celles dues à des désadaptations de leur circuit de sortie. Notamment dans le cas des amplificateurs à large bande, il est difficile de réaliser une bonne adaptation en sortie dans toute la bande d'utilisation. Or ceci n'est pas tellement nécessaire pour en obtenir un bon rendement puisque la perte de puissance théorique correspondante est inférieure à 1dB pour des taux d'ondes stationnaires en sortie (appelé TOS dans ce qui suit) pouvant atteindre 2,6. De plus, en exploitation, il est utile de pouvoir fonctionner momentanément, et en sécurité, avec de grandes désadaptations, par exemple pendant le temps nécessaire au réglage de circuits sélectifs insérés dans la charge de ces amplificateurs. Pour atteindre ces objectifs, il est bien connu d'augmenter la puissance nominale des amplificateurs afin de pouvoir supporter la perte de rendement provoquée par la désadaptation, ou insérer un atténuateur en sortie. Dans ces deux cas, pour une puissance utile donnée, cela revient à dissiper des calories supplémentaires et à augmenter le prix et l'encombrement du matériel, par rapport au cas de fonctionnement avec une bonne adaptation. Il est également connu de faire usage d'isolateurs ou de circulateurs qui assurent une bonne adaptation, et permettent d'optimiser l'amplificateur ainsi équipé, mais ils sont encombrants et coûteux, défauts d'autant plus sensibles que la fréquence est plus basse. De plus, ils introduisent une perte d'insertion non négligeable (1 à 2 dB) et leur bande passante est faible (quelque 5G$). Enfin, il est connu d'insérer des coupleurs directifs, ou réflectomètres, qui fournissent une information caractéristique du T.O.S. du circuit de charge. Cette information est utilisée pour asservir la puissance fournie par l'amplificateur,en réduisant la puissance d'excitation en fonction d'un T.O.S croissant. Il en résulte donc en principe, une optimisation du fonctionnement de l'amplificateur. Mais ce système présente deux graves inconvénients - La précision du coupleur se dégrade rapidement avec l'augmentation du T.O.S et l'imperfection de l'adaptation de ses accès, cas fréquent dans une utilisation en large bande - Et surtout l'optimisation obtenue constitue un nivellement par le bas des possibilités d'exploitation de l'amplificateur pour un T.O.S donné.En effet, une bonne protection des Kransistors, basée sur ce système, exige de prendre en considération la phase la plus défavorable de 11 onde de retour correspondant au T,O.S. considéré, stérilisant ainsi les probabilités d'utilisation à des T.0.S supérieurs qui pourraient être exploités jusqu'à l'infini sous certaines conditions. le dispositif de protection selon l'invention a pour objet de pallier ces inconvénients et d'assurer une protection thermique rapide permettant l'exploitation de l'amplificateur eoncernde au mieux de ses possibilités en toutes circorlstantes. L'invention a également pour objet un émetteur d'une structure appropriée à l'utilisation d'un amplificateur de puissance comportant un tel dispositif de protection. Selon l'invention, le dispositif de protection contre les surcharges d'un amplificateur de puissance transistorisé est caractérisé en ce qu'il comporte un dispositif thermométrique à réponse rapide dont au moins un élément qui sera dit "de contact" est maintenu, par des moyens de fixation, en contact thermique avec le boîtier d'un transistor de puissance dudit amplificateur, ledit dispositif thermométrique délivrant une tension électrique dé sortie caractéristique de la température dudit bottier et alimentant un circuit de commande du fonctionnement dudit amplificateur. L'invention sera mieux comprise et d'autres caractéristiques apparaîeront à l'aide de la description ci-après et des dessins s'y rapportant sur lesquels - la figure 1 est un schéma d'un dispositif de protection selon l'invention - la figure 2 est une coupe d'un détail de réalisation mécanique du schéma de la figure I - les figures 3 et 4 sont des diagrammes explieatifs; - la figure 5 est le schéma d'un exemple d'émetteur utilisant le dispositif de protection selon l'invention. Sur la figure 1 un transistor 1 comporte, sur son boîtier 2 de forme circulaire, une bague élastique fendue 3 , en bronze de bEryllium,dont le diamètre, au repos, est légèrement inférieur à celui du boiter 2 et enserre ce dernier en force, à la ma-nière 1z: clip.Une diode au slliciem 4 , de faible puissance, a une de ses électrodes, par exemple la cathode, soudée en 5 au ras de la base , ce point étant connecté à la masse par un fil de résistance électri"-e négligeable, mais de résistance thermique très grande vis-à-vis de la résistance thermique de contact Rr entre le boîtier 2 et le radiateur (non représenté) fixé à l'aide de la tige fileté 22 L'anode de la diode 4 est connectée à un point 6 , recevant une tension continue fixe fournie par le générateur 7 à travers la résistance 8, et constituant la première entrée d'un amplificate':: différentiel 9 dont la sortie alimente un trigger de schmitt 10 délivrant une tension de commande en 11. La deuxième entrée 12 de l'amplificateur 9 est alimentée par la tension de référence apparaissant au point commun 13 de la résistance ajustable 14, dont l'autre extrémité est reliée à la masse, et de la résistance -15, dont l'autre extrémité est reliée au point commun 16 des deux résistances ajustable 17 et fixe 19 dont les autres extrémités sont reliées à la masse respectivement à travers une source de tension continue 18 et à travers les deux diodes 20 et 21 montées en série dans le même sens. La figure 2 représente une coupe transversale du transistor 1 au niveau de la bague 5 , où les repères sont identiques à ceux des mêmes éléments que ceux de la figure 1. Be fonctionnement du dispositif sera mieux compris après un rappel sommaire de-quelques principes, appuyés par les diagrammes explicatifs représentés sur les figures 3-et 4. Un transistor amplificateur de puissance, monté dans les conditions nominales prévues par le constructeur, est essentiellement limité dans son fonctionnement par l'évolution de la température de sa jonction en fonction de la puissance dissipée et des résistances thermiques de dissipation selon la loi générale bien connue (1) #Tj = Pd.#Rth où #Tj représente 11 élévation de la température de la jonction par rapport à la température ambiante supposée constante. Pd est la puissance dissipée dans la jonction ER th représente la somme des résistances thermiques de dissipation intercalée entre la jonction du transistor et l'atmosphère ambiante. le dispositif proposé, dont un exemple est montré fifre 1 évalue cette loi et en fixe les limites. Dans le cas général, chacun des termes ci-dessus est focto du tenps et l'étude de l'équation (1) qui les lie est fort complexe. Cependant, elle peut être simplifiée en considérant les trois résistances thermiques essentielles rencontrées successivement darus la dissipation thermique de la jonction du transistor vers l'atmos- phèré ambiante, et l'ordre de grandeur très différent rencontré en pratique dans la valeur des capacités calorifiques qui leur correspondent. Sur la figure 3, le schéma électrique équivalent du circuit de dissipation de la jonction dissipante 50 vers l'atmosphère ambiante de température Ta est représenté par l'insertion successive en série des résistances thenniques jonction-boStier Rj, boStier- radiateur Rr et radiateur atmosphère ambiante Pa auxquelles sont associées respectivement les capacités calorifiques Cj pour la jonction, Cb pour le bottier et Ca pour le radiateur et auxquelles correspondent respectivement les températures Tj , Tb, Tr et les constantes de temps thermiques suivantes = = Cj.Rj pour la jonction eb = Cb.Rb pour le boîtier 6r = Cr.Rr pour le radiateur En pratique on constate que ej est faible pour les transistors destinés à fonctionner en haute fréquence. Cj dépend du volume de la puce du transistor, mais si ce volume augmente, Rj diminue et 9j n'a donc pas une grande dispersion ; il ne dépasse guère quelques centaines de microsecondes. #b est d'un ordre de grandeur beaucoup plus important, de quelques dizaines à quelques centaines de millisecondes. Enfin Or, Si le radiateur est convenablement dimensionné, se compte en minutes, 20 minutes est un ordre de grandeur courant (2) Donc on a #j##b##r A l'application, au temps,to , d'une puissance dissipée Pd sur la jonction du transistor, son élévation de température ss Tj s'exprime à partir de cet instant par mais en vertu de (2), à partir du temps t1 = 3ej, mais sont voisins de O (3) d'où au temps t1 tTj1 ##Pd1 Rj De même, au temps t2 *A3Ob on a (4)ATj2 ## Pd2(Rj+Rb) et à partir du temps t3 3# r :: # Tj3 ## Pd3(Rj+Rb+Rr) Aux échauffementsTj,Tj2 et tTj) correspondent, par addition de la température ambiante Ta supposée constante à partir de to les températures respectives Tj1 , Tj2 , Tj3 de la jonction du transistor. la figure 4 donne l'allure des variations de Tj passant par les valeurs ci-dessus en fonction des temps t1 , t2, t3 précédemment définis. Plusieurs cas de fonctionnement possible sont à envisager. En régime intermittent de faible durée, il peut être intéressant de faire fonctionner la protection au temps t1 , on obtient alors, d'après (3) la relation #Tj1 + Ta = Tj1 = Pd Rj + Ta En donnant à Ta la veneur maximale de température ambiante admise et, à Tj1, la valeur maximale recommandée par le constructeur, on en déduit la puissance dissipée maximale applicable Pdl à la jonction du transistor. Mais ceci exige de mesurer directement Tj, donc que la diode 4 de la figure 1 soit-en fait incluse dans la jonction même, ce qui n'existe que dans certains transistors spéciaux peu nombreux dans le but de réaliser une compensation thermique de polarisation en classe AB , qui reste d'ailleurs réalisable en même temps que l'utilisation en cours de description ici. Avec des transistors habituels, la disposition de la diode 4 de la figure 1, telle que décrite, permet d'obtenir à ses bornes une tension électrique caractéristique de la température du boîtier Tb dont la valeur Tb 2 au temps t2 peut être déduite aisément de Tj2 par la figure 3 puisqu'à cet instant Tr ## Ta et en remplaçantTj2 par (4) il vient Tb2 = Pd2.Rb+Ta A une menue température ambiante Ta , la puissance dissipée maximale Pd admissible au temps t2 era évidemment inférieure 2 max à Pd admissible au temps t1 , ces puissances seront lises par 1max la relation obtenue à l'aide des relations (3) et (4) en faisant par hypothèse En prenant l'exemple d'un transistor 2N6105 réalisé en boitier To216 on a Rj - 3 /W et Rb = d'où Pd = Pd x 0,833 2mas 1max On voit que la perte de puissance maximale consentie est fable et, de toutes façons, ne concerne que des fonctionnements intermit- tents de durée particulièrement brève. En effet, en poursuivant l'exemple ci-dessus, on a #j = 0,15 millisecondeset Ob = 15 millisecondes d'où t1 = 0,45 milliseconde et t2 = 45 millisecondes. Au temps t2 pour une température maximale Tjmax de la jonction de 2O00C à une tempé- rature ambiante maximale de 550 , on a : Tb2max = Tb2max + Tamax = 24 + 55 = 79 C , température maximale à laquelle est soumise la diode 4 (figure 1). D'où la puissance dissipée maximale avant d'entrainer le déclenchement de la protection : watts Mais il est intéressant de considérer le cas du régime stabilisé (au delà du temps T3 , avec Pd constant) En continuant l'exemple déjà considéré, un radiateur en convec- tion naturelle réalisé en aluminium, pesant 1,6 Kg, présente une Rr = 1 /W d'où er = 25 minutes environ et t3 # 1 heure 15 minutes. A partir de ce délai, on a, avec les hypothèses précédentes La diode 4 sera soumise à la température maximale Tb ~ 50 + 55 = 1050C à laquelle eorrespondra une Puissance dissipée maximale watts En pratique, il faudra tenir compte d'un accident (d'adaptatnon par exemple) pouvant brutalemert augmenter la puissance dissipée nominale Pd dans la jonction, de K Pdo , la température Tj de la jonction ne devant pas dépasser la température maximale pendant le temps t1-t0 au cours duquel est appliquée la puissance (1+K)Pdo #Tjmax doit rester inchangé tout en étant la somme de laccrois- sement dû au régime permanent, Tj3 , tel que : #Tj3 = PdO(Rj+Rb+Rr) et de l'accroissement dû au régime accidentel #Tj2 tel que #Tj2 = K Pdo(Rj+Rb) D'où par un calcul analogue au précédent la nouvelle valeur maximale de Tb soit Tbmax tel que Tbmax = Pdo(Rb+Rr)+KPdo.Rb+Ta Dans l'exemple choisi c'est-à-dire :Ta = 55 , #Tjmax = 145 et le transistor 2N6105, on aurait pour K = 1 Pd = 17,8 watts et Tbmax = 94,10C. On voit ainsi que la valeur de la température-du boîtier mesurée par la diode 4, dans différents cas de figure, est bien représentative de la température de la jonction, à l'instant où on sera à même d'arrêter, ou de limiter, la puissance appliquée au transistor ainsi protégé. Le dispositif décrit utilise la propriété bien connu des semiconducteurs de posséder une dérive en fonction de la température qui les rend équivalents à un générateur de tension V,proportionnelle à la température avec un coefficient C > tel que par exemple C =1,6mV/0C, tension apparaissant à l'entrée 6 de l'amplificateur différentiel 9. Mais il est nécessaire que le dispositif de la figure 1 soit insensible à la température ambiante c'est-à-dire qu'il intervienne pour une température de jonction Tj identique, quelque soit cette température ambiante. Dans ce but une compensation de température est nécessaire,qui est réalisée à l'aide de l'amplificateur différentiel 9 recevant 8ur sa deuxième entrée 6 une tension électrique de référence fournie par le montage utilisant les organes 13 à 21 déjà décrits, dont le fonctionnement est smriple. La résistance variable 14 perillol de moduler la valeur du coi.f- ficient de variation de 1?- tension de référence en fonction de la température apportée par les diodes 20 et 21, la résistance variable 17 étant utilisée pour ajuster la valeur de base de la tension de référence délivrée en 13 à partir de la source 18, les deux réglages pouvant être rendus suffisamment indépendants en prévoyant que la résistance 17 soit toujours élevée devant les autres résistances du montage. Le coefficient de correction à obtenir est fonction des eoaldi- tions d'utilisation du dispositif. Dans le cas décrit ci-dessus d'une diode extérieure au botter du transistor protégé, et d'un fonctionnement intermittent, le coefficient de correction Q à apporter sera défini à partir d'un écart luta entre les températures ambiantes maximale Tly et minimale Tm, en appelant T la température du boîtier à la température TM et Tbm à la température liii, on a d'où pour C = 1,6 mV/ C , Q =- 1,33 mV/ C Dans l'exemple du fonctionnement permanent avec accident d'adaptation max = 94,10C à Ta = 550) on trouverait Q = 1,18mV/ G Bien entendu, dans le cas particulier d1une diode 4 incorporée au boîtier 2 et qui est portée directement à la température Tj, aucune compensation n'est nécessaire, et la fonction décrite peut être remplie en même temps que la correction automatique de polarisation qui est 12 raison d'être initiale de 1 incorporation de cette diode. Mais la diode 4 montée extérieurement peut également servir à cette correction automatique de polarisation, qui ne sera toutefois que partielle, puisque le dispositif mesure la température du boîtier et non celle de la jonction. La diode 4 utilisée en association avec la source 7 constitue un dispositif thermométrique qui peut être de tout autre type connu il suffit en effet, pour obtenir le résultat cherché, de traduire une valeur de température en tension électrique caractéristIque. Un couple thermoélectrique ou une thermitance par exemple peuvent parfaitement être utilisés, mais il faut évidemment tenir compte dans ce choix de la sensibilité de l'élément utilisé et des possibilités pratiques de le monter de manière qu il soit soumis aussi fidèlement que possible à la température du boîtier du transistor protégé. L'utilisation de la jonction émetteur base d'un transistor à la place de la diode du montage décrit en exemple, constitue une variante intéressante. En montant de préférence sa base au boitier et en l'associant à un deuxième transistor, l'homme de l'art peut aisément réaliser ainsi une source de tension à résistance interne pratiquement nulle pour assurer, en complément de la protection recherchée, la correction de polarisation pour fonctionnement en classe AB déjà mentionnée. le dispositif de commande constitué de l'amplificateur différentiel 9 et du trigger 10 peut être remplacé par tout système appréciateur d'un écart de tension donnée actionnant un interrupteur électronique de tout type connu en dehors du trigger mentionné, par exemple un système bistable. Dsns le premier cas le dispositif est réarmabIe automatiquement et doit posséder un fort hytérésis, dans le deuxième cas le dispositif est réarmable manuellement. Un étage final amplificateur de puissance pour émetteur radiofréquence peut être avantageusement constitué par deux étages finaux à transistors équipés chacun d'un dispositif de protection selon l'invention. Sur la figure 5 un premier coupleur directif DdB,40,à quadrature,reçoit entrée 41 de l'étage final sur le premier accès 42 de a deuxième paire d'accès dont le second 43 est connecté à son impédance caractéristique 44. le premier accès 45 de la première paire d'accès du coupleur 40 est relié à l'entrée de l'amplificateur transistorisé 46 et son deuxième accès 47 à l'entrée de l'amplificateur transistorisé 48. Les sorties des amplificateurs 46 et 48 sont connectés respectivement au premier accès 49 et au deuxième accès 50 de la première paire d'accès conjugués dtun deuxième coupleur directif 3dB à quadrature 51 dont l'accès 52 de la deuxième paire d'accès conjugués est relié à la sortie 53 de l'émetteur et l'accès 54 sur son impédance caractéristique 55. Les amplificateurs 46 et 48 sont équipés chacun en sortie respectivement des couples de transistors 461-462 et 481-482 montes en push-pull. les transistors 461 et 462 sont équipés respectivement des dispositifs de protection partiels 61 et 81 reliés à l'interrupteur électronique 110 à travers les diodes correspondantes 62 et 82. l'interrupteur 110 commande les amplificateurs 46 et 48 par leurs accès correspondants 66 et 68, ou, plus commodément, les étages d'excitation non représentés sur la figure 5. le principe général de fonctionnement de cet étage amplifica- teur de puissance est connu. la puissance fournie, de niveau constant, à l'entrée 41 de étage est partagéepar moitié et déphasée de 900 entre les deux amplificateurs 46 et 48 à l'aide du coupleur 40 et les puissances de sortie de ces amplificateurs sont additionnées sur l'accès 52, constituant la sortie 53 de l'étagez les deux dispositifs de protection utilisés sont identiolues à l'exemple décrit à la variante près qu'un interrupteur électronique unique 110 , un trigger de Schmitt par exemple, est commun aux deux dispositifs et alimenté à travers les diodes 62 et 82 pour éviter de perturber les parties distinctes de chaque dispositif de protection 61 et 81. A la seule condition d'utiliser un niveau d'excitation, appliqué en 41, constant, c'est-à-dire de prévoir un préamplificateur stabilisé en gain, cette disposition permet de faire voir à la sortie de chacun des amplis une phase différente de l'onde réfléchie en cas de désadaptation de la charge de l'étage ; il en résulte une puissance consommée par l'alimentation pratiquement constante, et également de faibles variations de la puissance de sortie pour de fortes désadaptations de la sorties de l'étage. Ces avantages s'ajoutent à ceux propres au dispositif de pro tection lui-même qui permet de protéger thermiquement les transistors de puissance avec un temps de réponse de l'ordre du dixième de seconde et de réduire ou arrêter le fonctionnement d'un amplificateur seulement dans des cas correspondant à un danger réel pour le maintien en bon état des transistors. RRVENDICkTIONS 1. Dispositif de protection contre les surcharges dlun amplificateur de puissance transistorisé, caractérisé en ce quIli comporte un dispositif thermométrique à réponse rapide dont au moins un élément qui sera dit "de contact" est maintenu, par des moyens de fixation, en contact thermique avec le boîtier d'un transistor de puissance dudit amplificateur, ledit dispositif thermométrique délivrant une tension électrique de sortie caractéristique de la température dudit boiter et alimentant un circuit de commande du fonctionnement dudit amplificateur. 2. Dispositif de protection selon la revendication 1 , carac péris en ce que ledit dispositif thermométrique comporte un élément semi-conducteur de faible puissance dont une première électrode constitue ledit élément de contact, et une source de tension continue fixe, de résistance non nulle, à laquelle ledit élément semi-conduc- teur est relié par une deuxième électrode dudit élément sem onduc- teur, ladite tension électrique de sortie apparaissant entre les de dites électrodes. 3. Dispositif de protection selon la revendication 2 , carac térisé en ce que lesdits moyens de fixation comportent une bague élastique en forme de clip enserrant ledit boîtier, ladite première électrode étant connectée au ras de ladite bague. 4. Dispositif de protection selon la revendication 3 , carac térisé en ce que ledit élément semi-conducteur est la jonction émetteur base d'un transistor qui est un des éléments constitutifs diune source de polarisation fonction de la température dudit boîtier et destiné à réguler le point de fonctionnement dudit ou de l'un desdits transistors de puissance dudit amplificateur. 5. Dispositif de protection selon l'une des revendications t à 4 f caractérisé en ce que ledit circuit de commande comporte un amplificateur différentiel dont une première entrée reçoit ladite tension électrique de sortie et une seconde entrée reçoit une tension électrique de référence délivrée à travers un dispositif potentiométrique ajustable comportant au moins un semi-conducteur supplémentaire afin de donner à ladite deuxième tension une valeur fonction de la température ambiante selon une loi permettant de compenser l'effet de ladite température ambiante sur le fonctionnement dudit disposi- tif thermométrique. 6. Dispositif de protection selon l'une des revendications 1 à 5, caractérisé en ce que ledit circuit de commande comporte lçn' interrupteur électronique assurant la coupure ou la réduction de la puissance délivrée par l'amplificateur concerné par ledit dispositif. 7. Emetteur comportant-un étage final d'amplification comprenant un.premier et un deuxième coupleurs 3dS à- quadrature, et deux amplificateurs de puissance transistorisés dont les deux entrées sont respectivement reliées aux deux accès d'une première paire d'accès conjugués dudit premier coupleur et les deux sorties, aux deux accès d'une première paire d'accès conjugués dudit deuxième coupleur, l'un des accès de la deuxième paire d'accès conjugués dudit premier coupleur constituant l'entrée dudit étage final, et lllen des 2ccè3 de la deuxième paire d'accès conjugués dudit second coupleur costi- tuant la sortie de l'émetteur, caractérisé en ce que chacun des deux amplificateurs sont munis d'au moins un dispositif de protection selon l'une des revendications 1 à 6, et en ce que ladite entrée dudit étage final est alimentée par un préamplificateur délivrant une puissance de signal constante, les circuits de commande desdits dispositifs de protection délivrant solidairement un signal de commande unique desdits deux amplificateurs.