La présente invention est relative à un générateur de consigne de fréquence commandé digitalement, à large bande, pour une utilisation avec des convertisseurs nécessitant une référence de fréquence stable très précise comme, par exemple, dans les systèmes convertisseurs à plusieurs étages, et plus particulièrement dans un système convertisseur à plusieurs étages à fréquence variable, utilisé dans les filatures de fibres synthétiques et dans des systèmes convertisseurs à plusieurs étages semblables, utilisés dans les usines de fabrication du papier. La plupart des solutions actuelles fournissent un générateur de consigne utilisant des oscillateurs commandés par une tension à compensation de la température. La technique choisie pour assurer la stabilité consiste à réduire les effets des variations de la température ambiante sur la fréquence d'oscillation. Ce résultat peut être obtenu de plusieurs façons comme, par exemple, en utilisant des éléments constitutifs à très faible variation en fonction de la température en utilisant des étuves à composants à autorégulation, en prévoyant des chambres à température commandée pour loger les composants sensibles à la tem pérature, etc. Malheureusement, même en faisant usage de toutes ces techniques, on éprouve des difficultés à garantir une précision supérieure à - 0,05 %. Manifestement, l'importance de l'équipement périphérique nécessaire augmente fortement le prix d'un tel système et, en outre, il présente l'inconvénient d'une consommation supplémentaire continuelle d'énergie nécessaire aux éléments chauffants. En plus, il y a la difficulté de maintenir l'ajustement du point de ré- glage suite aux multiples transients thermiques impliqués. Suivant les principes de la présente invention, on a prévu une source de référence de fréquence commandée digitalement, à large gamme, ayant un haut degré de précision et de stabilité et ne nécessitant pas un équipement périphérique de compensation-de température. Un circuit oscillateur est prévu pour recevoir un signal de sortie Vin et pour délivrer un signal ayant une fréquence f Un moyen de détection de fréquence et de phase à deux entres est adapté pour recevoir une fréquence de référence constante fREF à l'une des dites entrées, l'autre entrée étant raccordée, dans une boucle de réaction, à la sortie du dit circuit oscillateur. Un dispositif diviseur est intercalé dans la dite boucle de réaction, le dit dispositif diviseur étant programmable pour diviser digitalement la fréquence de sortie fVCü par un nombre N.Un moyen de filtrage est relié au moyen de détection de fréquence et de phase et raccordé à l'entrée du circuit oscillateur pour délivrer le signal d'entrée Vin qui est fonction de la différence de phase et de fréquence entre fREF et fVCO/N et qui est constant au blocage de phase quand Le tacteur N -- peut etre moditie dlgl- tapement pour tournir diverses gammes pour ia rrequence fVCO. L'invention sera mieux comprise en se référant à la description qui va suivre et aux dessins annexes. Sur ces dessins: - La figure 1 est un schéma bloc montrant le générateur de consigne de fréquence commandé digitalement, à large gamme, suivant l'invention. - La figure 2 est un schéma électrique du détecteur de fréquence et de phase et du filtre utilisés dans le système de la figure 1. - La figure 3 donne un jeu de courbes utilisées lors de ltexpitation du fonctionnement des circuits de la figure 2. - La figure 4 est un schéma electrique de l'oscillateur commandé par une ten sinon, à haute fréquence,utilisé à la figure 1. - La figure 5 est un diagramme de la tension Vin en fonction de la fréquence de sortie fvCo pour les circuits de l'oscillateur de la figure 4. - La figure 6 représente un jeu de courbes utilisées lors de l'explication du fonctionnement de l'oscillateur de la figure 4. - La figure 7 est un tableau donnant les paramètres nécessaires pour le développement des divérses sorties d'un convertisseur. - La figure 8 est un schéma bloc montrant l'application de l'invention à un système convertisseur à plusieurs etages,à fréquence variable, utilisé dans une filature de fibres synthétiques et - La figure 9 est un schéma bloc montrant un calculateur ou un dispositif de traitement de données à logique câblée, commandant une pluralité de sources de référence de fréquence commandées digitalement, à large gamme. Comme indiqué à la figure 1, la sortie d'un oscillateur 10 à cristal est appliquée à un compteur à prédétermination ou dispositif diviseur 12. Dans la realisation illustrée, le compteur à prédétermination 12 comprend trois compteurs à décades codés en binaire. La fréquence f REF fournie par le compteur à prédétermination 12 est appliquée à un détecteur 14 de phase et de fréquence, dont la sortie est raccordée à un filtre 16. La sortie filtrée Vin délivrée par le filtre 16 est appliquée à un oscillateur à tension de commande 18 à haute fréquence, à large gamme. Le système comprend un circuit à contre-réaction 20 allant de la sortie de l'oscillateur 18 au détecteur de phase et de fréquence 14.Dans le trajet du circuit de réaction 20, on trouve un diviseur programmable 22 qui, dans une réalisation pratique, comprend quatre compteurs à décades ou décimaux, programmables, codés en binaire. L'entrée du diviseur programmable 22 est fournie par un registre 24 qui, dans la réalisation décrite, est un registre à 16 bits ayant des entrées digitales fournies par des roues à ergots. La sortie fVCO de l'oscillateur 18 est appliquée à un facteur de proportionnalité programmable 26 comprenant trois compteurs à décades programmables codés en binaire. La sortie du compteur 26 est appliquée à un multivibrateur monostable 28 qui est utilisé pour commander la largeur des impulsions de sortie. La fréquence R5 du générateur de référence délivrée par le multivibrateur monostable est ensuite appliquée au convertisseur continu-alternatif 30 qui commande la vitesse de rotation de la rangée de moteurs synchrones, comme décrit en relation avec la figure 8. A la figure 2, on a représenté le détecteur 14 de fréquence et de phase et le filtre 16. Le détecteur 14 de fréquence et de phase reçoit la fréquence de référence et la fréquence de réaction VC0 et fournit des sorties D et U respec 7' tivement en 32 et 34. Pour une question de facilité, on utilise aux figures 2 et 3 fVAR en lieu et place de VC0 , c'est-à-dire que l'on considère que fVAR = fVCO/N1. La sortie D fournie en 32 est envoyee à travers une diode 36 et une ré- 7 sistance 38 tandis que la sortie U fournie en 34 est d'abord envoyée à un convertisseur 40 et ensuite à travers une diode 42 et une résistance 44 raccordées en série. Des transistors 46 et 48 sont raccordés suivant la configuration où l'emet- teur est à la terre. Le transistor 46 est du type NPN, ayant sa base raccordée à la terre par l'intermédiaire d'une résistance 50. Le collecteur de ce transistor 46 est raccordé à une tension positive (de + 15 volts) à travers une résistance 52. Le transistor 48 est du type PNP, ayant sa base raccordée à une tension négative (de - 15 volts) à travers une résistance 54. Le collecteur du transistor 48 est également raccordé à la tension négative (de - 15 volts) à travers une résistance 56. Les collecteurs des transistors 46 et 48 sont respectivement raccordés à travers des résistances 58 et 60, à une des bornes d'un condensateur 62, dont l'autre borne est mise à la terre.La borne du condensateur 61 qui est raccordée aux résistances 58 et 60 et egalement raccordée à travers une résistance 64 à une paire de diodes de blocage 66 et 68 mises en parallèle, les électrodes opposées de celles-ci étant reliées ensemble. Une résistance d'entrée 70 est prévue pour l'amplificateur opérationnel 72. L'amplificateur opérationnel 72 est raccordé comme un intégrateur ayant un amplificateur 74 et un circuit de réaction comprenant une résistance 76 et un condensateur 78. Dans le but de simplifier, l'amplificateur opérationnel est représente symboliquement, mais il est bien entendu qu'il comporte des sources de tension de polarisation, etc. La sortie des circuits du détecteur de fréquence et de phase et du filtre de la figure 2 est délivrée entre la borne 80 et la terre et fournit l'entrée Vin à l'oscillateur de la figure 4. Dans l'oscillateur commandé en tension de la figure 4, on trouve un amplificateur de différence 82 comprenant des transistors 84 et 86. Les transistors 84 et 86 sont du type NPN, ayant leurs émetteurs reliés ensemble à la borne d' entrée 80 par l'intermédiaire d'une résistance 88. Une résistance de polarisation t) et une diode 92 sont, comme indique à la figure, reliées en serie entre la borne positive d'une source de tension à 15 volts et la terre. La base du transistor 84 est raccordée à l'anode de la diode 92 ce qui donne l'assurance que la base aura une tension légèrement supérieure au potentiel de la terre, de l'ordre de la chute de tension aux bornes de la diode 92, c'est-à-dire environ 0,6 volt.Le collecteur de transistor 86 est raccordé à une tension positive (de + 15 volts) à travers une résistance 94 et à la terre à travers une résistance 96. Les résistances 94 et 96 agissent comme un diviseur de tension pour fournir une tension de polarisation correcte au collecteur du transistor 86. La base du transistor 86 est raccordée à une tension négative (de - 15 volts) à travers une résistance de polarisation 98. Des transistors à effet de champ FET sont raccordés en pont et portent la référence générale 100. Les transistors à effet de champ raccordés en pont sont raccordés pour coopérer avec une paire de transistors également raccordés en pont et portant la référence générale 102. Les transistors à effet de champ sont du type à canal N et portent les références 104 et 136. La gachette du transistor 104 est raccordée au collecteur du transistor 84. Les sources des transistors 104 et 106 sont raccordées ensemble au collecteur d'une source à courant constant 108. L'amplificateur différentiel 102 comprend des transistors PNP 110 et 112 dont les émetteurs sont reliés ensemble à une source de tension positive (de + 15 volts) à travers une résistance de charge 114. Les bases des transistors 110 et 112 sont raccordées respectivement aux drains des transistors à effet de champ 104 et 106. La base du transistor 10 est raccordée à la source de tension positive (de + 15 volts) à travers une résistance de polarisation 116. De même, la base du transistor 112 est raccordée à la source de tension positive (de + 15 volts) à travers une résistance de polarisation 118.Des diodes de blocage 120 et 122 raccordées dans le sens indiqué à la figure 4 sont connectées entre les transistors 110 et 112, la conduction à travers les dites diodes faisant en sorte que la tension aux bases des transistors !10 et 112 varie de - 0,6 volt. Une résistance 124 a une de ses extrémités raccordée au collecteur du transistor 112 et son autre extrémité est raccordée à une résistance 98. Une diode 126 a son anode raccordée au collecteur du transistor 112 et sa cathode à la borne supérieure du condensateur 128. La gachette du transistor à effet de champ 106 est raccordée au point de raccordement des résistances 130 et 132, l'autre côté de la résistance 130 etant raccordé à la source de tension positive (de + 15 volts). Les résistances 130, 132 et 134 raccordées en série constituent un diviseur de tension. La source de courant commune 108 comprend le transistor NPN 136 dont la base est raccordée à la terre, son collecteur étant raccordé au point commun des sources des transistors 104 et 106 et son émetteur étant raccordé à la source de tension négative (de - 15 volts) à travers une résistance 138. Un suiveur de tension 140 comprend un transistor NPN 142 ayant son collecteur raccordé directement à la source de tension positive (de + 15 volts) et sa base raccor dée au collecteur du transistor 112. L'émetteur du transistor 142 est raccordé à la source de tension négative (de - 15 volts) à travers une résistance 144. Pour compléter la description du circuit, des condensateurs de blocage ou d'isolement 146 et 148 sont raccordés comme indiqué au dessin pour découpler les sources de tension. Une borne de sortie 150 est raccordée à l'émetteur du tran sistor 142. Des applications typiques du générateur de référence de fréquence commande digitalement, à large gamme, sont montrées aux figures 8 et 9. Comme indiqué à la figure 8, un redresseur principal de courant alternatif en courant continu 152 fournit du courant continu redressé à une ligne de répar tition 154 qui alimente une pluralité de convertisseurs, dont trois d'entre eux seulement, c'est-à-dire ceux repérés 156, 158 et 160, sont représentés pour une question de facilité. Chaque convertisseur est raccordé à un générateur de réfé rence de frequence commandé digitalement, à large gamme, de la figure 1, repérés 162, 164 et 166. Chacun des convertisseurs alimente une rangée de moteurs syn chrones ou à induction. Comme indiqué à la figure 9, les sources de référence de fréquence 168, 170 et 172, sont respectivement raccordées à des convertisseurs 174, 176 et 178. Chaque convertisseur commande des circuits d'utilisation 180, 182 et 184, ce circuit d'utilisation étant une fois de plus une rangée de moteurs synchrones ou à induction. Chacune des sources 168, 170 et 172 est commandée par un calcula teur ou par un dispositif de traitement de données à logique câblée 186. Le fonctionnement d'ensemble du système peut être mieux compris en considé rant le schéma bloc de la figure 1. Le convertisseur 30 de courant continu en courant alternatif est un élément constitutif connu ayant la relation suivante entre la fréquence de sortie fO et la fréquence d'entree fRS qui est la fréquen ce du générateur de référence: fRS (1) f0 = 2 x le nombre d'étages convertisseurs Supposons qu'un opérateur d'une filature de fibres synthétiques désire mo difier la vitesse de la rangée de moteurs synchrones de façon que fO = 1 Hz et, que le convertisseur comprenne trois étages. De ce fait, à partir de l'équation (1), on peut dire que fRS = 6 Hz.A partir du tableau de la figure 7, on consta te que pour trois étages N2, le diviseur fourni par le dispositif programmable 22 de la figure 1, est 840. Du fait que le nombre d'étages convertisseurs est connu, ce nombre peut être placé dans le dispositif diviseur 26 avant de commen cer les opérations. (2) f VCO fRS xN2 où: fRS et N2 ont été définis antérieurement et fVC0 est la fréquence de sortie de l'oscillateur de la figure 4. Dans le cas de l'exemple choisi, fVC0 = 6 x 840 = 5 040 Hz. La sortie de l'oscillateur est renvoyée par le circuit de réaction 20 vers le détecteur 14 de phase et de fréquence. Comme on le constatera au fur et à mesure de l'avancement de la description, le blocage de phase a lieu quand: où: = = la fréquence de référence qui est constante et qui est de 504 Hz et, N1 = le diviseur numérique introduit dans le dispositif diviseur programmable 22. Dans l'exemple choisi à titre d'illustration: (4) 504 - 5N40 NI = 10 Par conséquent, NI doit être introduit dans le dispositif diviseur program- mable 22. La description qui va suivre donne une vue d'ensemble de la façon suivant laquelle le système fonctionne. Le fonctionnement du système va maintenant être expliqué en détail pour permettre une meilleure compréhension. Une fois que l'opérateur a déterminé que la fréquence de sortie f0 = I Hz, il connaît dès lors la valeur du nombre NI qui doit être le diviseur dans la boucle de réaction 20. Ce nombre NI = 10 est introduit dans le registre 24. Le registre 24 à 16 bits fournit l'emmagasinage de l'information numérique d'entrée qui détermine la fréquence de sortie du système. Les entrées du registre 24 incorporent quatre interrupteurs à roues à ergots numériques codées en binaire, qui permettent la composition directe de la valeur de la fréquence de sortie. Cette information est transférée à travers les entrées pr6réglees du dispositif diviseur programmable 22 au moyen d'un signal de découpage appliqué au registre 24. Dans une des réalisations illustrées, le dispositif de découpage comprend un bouton poussoir qui, quand il est enfoncé, fait en sorte que le nombre choisi soit alors charge dans le dispositif diviseur 22. Le registre 24 agit comme un tampon et empêche le pompage pendant que le nombre est introduit. Le diviseur 22 comprend quatre compteurs programmables qui sont insérés dans la boucle de réaction 20 de manière à engendrer plusieurs fréquences de sortie stables. Les quatres étages sont réglés pour compter à rebours à l'aide d'un nombre NI prédéterminé avant recyclage, suivant le code binaire présent à l'entrée de réglage parallèle. La sortie fournit une impulsion de largeur égale à la largeur d'impulsion de l'oscillateur 18 et ce, à un intervalle déterminé par NI. La plage de commande désirée pour le nombre I se situe entre I et 4 000. L'oscillateur à cristal 10, comme c'est le cas avec la plupart des oscillateurs à cristaux, fournit une frequence de sortie très precise. Dans ia réalisation représentée, l'oscillateur à cristal 10 a une sortie à 100 800 Hz, dont la précision est maintenue à - 0,01 %. Du fait que cette fréquence est trop élevée pour la présente application, la fréquence de l'oscillateur est appliquée au dispositif diviseur 12 où elle est divise par 200, ce qui fait que la fréquence de référence fREF est égale à 100 800 Hz/200 , soit 504 Hz. Comme indiqué à la figure 2, le détecteur 14 de phase et de fréquence resoit donc deux entrées: fREF c'est- -dire la fréquence de référence et fVAR qui est une fréquence variable égale à la frequence fVC0 de l'oscillateur à tension de commande divisée par Nl. Dans un but de simplicité, on suppose que la fréquence de l'oscillateur 18 est de 100 000 Hz. Quand le nombre choisi pour N1 est 10, la fréquence fFAR qui est alors appliquée au détecteur 14 de phase et de fréquence sera de 10 000 Hz. Si la fréquence de l'oscillateur 18 est de I 000 Hz, la fréquence variable fVAR qui est appliquée au détecteur 14 de phase et de fréquence sera de 100 Hz. La boucle de réaction 20 fonctionne de manière que la fréquence soit bloquée quand fVAR = fREF. On va maintenant considérer comment la fréquence de réaction venant de l' oscillateur 16 commande par une tension, assure le blocage avec la fréquence de référence f REF Le détecteur 14 de phase et de fréquence représenté sous forme de bloc à la figure 2 comporte des circuits classiques du commerce qui peuvent fournir, comme montré à la figure 3, des sorties de tension en U et en D, pour les conditions indiquées sur la gauche du graphique, c'est-à-dire pour les conditions où fVAR fREF où fREF fVAR Quand les fréquences sont inégales, une des sorties est un UN et l'autre est un train d'impulsions. La fréquence variable f VAR est la fréquence de réaction venant de la rude de réaction 20, et le fréquence de référence f est de 504 Hz. Le t d détec- teur 14 de phase et de fréquence est de déterminer la différence de pnase et de fréquence entre la fréquence de référence f REF et la fréquence variable fVAR. On doit distinguer trois conditions: 1 ) La fréquence de référence neut tre inférieure à la fréquence variable; 2 ) La fréquence de référence eut être supéri- eure à la fréquence variable et 30) La fréquence de référence peut tre égale la fréquence variable.Si ia fréquence de l'oscillateur commande rar une rendu on est de 100 000 Hz, et si ie nombre choisi pour NI est 13, ia fréquence variable sera alors de 10 ()00 Hz. Cette condition est représentée en (b) n la figure 3. Si la fréquence de l'oscillateur est de I 000 Hz dans les mêmes conditions, c'est-à-dire avec Nl = 10, la fréquence variable sera alors de 100 Hz, cette condition étant représentée en (c) à la figure 3. La stabilité est obtenue quand f REF = fVAR, cette condition étant représentée en (a) à la figure 3. Considérons maintenant chacune de ces condition à tour de role. Supposons que la fréquence de référence soit inférieure a la fréquence variable, comme dans le cas (b) de la figure 3. Dans ce cas, la sortie U est constituée par un train d'impulsions, tandis que la sortie D est un UN logique. Dans cette condition, le transistor 46 devient conducteur et le collecteur est pratiquement mis à la terre, ce qui fait que l'on peut considérer que la résistance 58 est en parallèle avec le condensateur 62. Le transistor 48 est rendu alternativement conducteur et non conducteur par le train d'impulsions, ce qui fait que le condensateur 62 se charge négativement par rapport à la terre.La sortie (Vin) de l'amplificateur opérationnel 72 est amenée, de ce fait, à diminuer d'amplitude, ce qui se traduit par une diminution de la fréquence de sortie fVC0 de l'oscil- lateur 18, et par conséquent, par une diminution de la fréquence fVAR Inversément, quand la fréquence variable est inférieure à la fréquence de référence, ce qui est le cas représenté en (c) à la figure 3, le transistor 48 est rendu conducteur et les impulsions de sortie délivrées en D rendent le transistor 46 alternativement conducteur et non conducteur, amenant de ce fait le condensateur 62 à se charger positivement par rapport à la terre, le résultat étant que la sortie de l'amplificateur opérationnel 72 augmente d'amplitude et que la fréquence de sortie fVC0 de l'oscillateur 18 augmente.Donc, dans les deux cas (conditions (b) et (c) de la figure 3), une action corrective est introduite pour obliger la fréquence fVAR à égaler la fréquence fREF- il faut noter que la sortie de l'amplificateur opérationnel agit dans la région négative. La tension aux bornes du condensateur 62 constitue une tension d'erreur V c et celle-ci détermine le taux de variation à la sortie du circuit d'ensemble "décalage avant - decalage arrière" comprenant l'amplificateur opérationnel 72, les résistances 70 et 76 ainsi que le condensateur 78. Les signaux d'erreur maxima et, par conséquent la taux maximum de variation, sont limités par le circuit comportant la résistance 64 et les diodes 66 et 68. il faut noter que dans le sens direct, la chute de tension aux bornes de la diode est environ 0,6 volt, de manière qu'avec le montage des diodes 66 et 68, 1' entrée à l'amplificateur opérationnel 72 ne puisse osciller en fait qu'entre + 0,6 volt et -0,6 volt. Cette caractéristique de limitation permet d'obtenir un gain élevé pour des signaux d'erreur faibles, tout en limitant le gain maximum du système. Idéalement, quand le système est bloqué, c' est-à-dire quand fVC0 FREF' la tension d'erreur V devrait etre égale à zéro, mais en pratique, c il existe une faible tension qui compense la tension offset de l'amplificateur opérationnel. Quand la fréquence variable est égale à la fréquence de référence, c'est-àdire quand on se trouve dans la condition de blocage représentée en (a) à la figure 3, la sortie en U, tout comme la sortie en D, constitue un UN logique, ce qui fait que leurs collecteurs sont pratiquement mis à le terre et que la tension V est en fait zéro. c Les caractéristiques de l'oscillateur 18 sont données à la figure 5 où l'on a représenté la tension d'entrée Vin par rapport à la fréquence de sortie fVC0' On peut constater en examinant cette figure, que plus la tension d'entrée devient négative, plus la fréquence augmente et inversément. Considérons maintenant la figure 4 et supposons que le transistor 112 et le transistor à effet de champ 106 soient conducteurs et que le transistor 86, le transistor 110 et le transistor à effet de champ 104 soient non conducteurs. Dans cette condition, la conduction à travers la résistance 98 rend la base du transistor 86 positive, ce qui fait que le transistor 86 est rendu conducteur. Le condensateur de synchronisation 128 commence à se charger dans un circuit partant de la source de tension à + 15 volts, et passant par la résistance 114, le transistor 112, la diode 126 et le condensateur 128, pour rejoindre la terre. Le condensateur de synchronisation 128 accumule une tension positive par rapport à la terre. Comme indiqué à la figure 4, la borne supérieure du condensateur 128 est raccordée à la gachette du transistor à effet de champ 104. Au fur et à mesure que la tension du condensateur continue à augmenter, elle diminue la polarisation sur la gachette et un courant de drain plus important circule, et le transistor à effet de champ 104 commence à devenir conducteur. Le courant de drain du transistor à effet de champ 104 augmente et le transistor 110 commence a être conducteur jusqu'à ce que finalement il laisse passer tout le courant, rendant ainsi le transistor 112 non conducteur. Lorsque le transistor 112 est rendu non conducteur, la gachette du transistor à effet de champ 106 devient négative et le dit transistor à effet de champ 106 devient non conducteur.La borne de la résistance 98 qui est raccordée à la base du transistor 86 devient négative, rendant le dit transistor 86 non conducteur et, du fait que les transistors 84 et 86 sont raccordés en pont, le transistor 84 devient automatiquement conducteur. Le condensateur 128 a maintenant à sa disposition un circuit passant par le transistor 84, le dit circuit partant du côté positif du condensateur 128, traversant le transistor 84 et la résistance 88 pour rejoindre la borne 80. D'après la figure 6, on peut constater que la charge du condensateur 128 est constante alors que la durée de décharge td1 , td2 ... varie du fait qu'elle dépend des courants fournis par la source de tension Vin, appliqués à la borne 80, la tension fournissant un courant égal : I = Vin résistance 88 Quand la tension Vin est élevée, la durée de la décharge du condensateur 128 est faible et inversement. Quand le condensateur 128 est suffisamment déchargé, la gachette du transistor à effet de champ 104 est polarisée de manière à rendre le dit transistor 104 non conducteur après quoi le cycle recommence. Le transistor 142 se trouvant dans l'étage de sortie est dans une configuration à suiveur d'émetteur. La base du transistor 142 suit les variations du collecteur du transistor 112, la sortie pour l'oscillateur 18 étant prise au moyen d'une borne 150 raccordée à l'émetteur du transistor 142. il faut remarquer que l'oscillateur à haute fréquence, à large gamme, à tension de commande, montré à la figure 4, a une fréquence de sortie proportionnelle à l'amplitude de la tension d'entrée Vin. La commande de la fréquence se fait par l'utilisation de la source de tension à courant variable (transistor 84, résistance 88 et signal Vin) qui commande la vitesse de charge du condensateur de synchronisation 128. La limite supérieure en fréquence de cet oscillateur est d'environ 2,5 MHz. La fréquence est commandée d'une manière sensiblement linéaire sur l'étendue d'une gamme de fréquence allant de 4 000 à I, en faisant varier la tension de commande Vin de - 2,5 millivolts à - 10 volts. Grâce à la description cidessus, le fonctionnement des systèmes des figures 8 et 9 devient évident. A la figure 8, on a représenté un système convertisseur à plusieurs étages, à fréquence variable, utilisé dans une filature de fibres synthétiques, un générateur de référence de fréquence commandé digitalement, à large gamme, étant utilisé en 162, 164 et 166. A la figure 9, un calculateur ou un dispositif de traitement de données à logique câblée est utilisé pour commander les générateurs de consigne de fréquence commandé digitalement 168, 170 et 172. REVENDICATIONS. I. Générateur de consigne de fréquence commandé digitalement, à large gamme, caractérisé en ce qu'il comprend un circuit oscillateur ayant une entrée n.révue pour la réception d'un signal d'entrée Vin et une sortie pour délivrer un signal de sortie ayant une fréquence fVCO, un moyen de détection de fréquence et de phase à deux entrées, une des dites entres étant adaptée pour recevoir une fré- quence de référence constante fREF, l'autre entrée étant raccordée à une boucle de réaction à la sortie du dit circuit oscillateur, un dispositif diviseur intercale dans la dite boucle de rédaction, qui est programmable, pour diviser la fréquence de sortie f VCO par un nombre N et un circuit de filtrage couplé au dit moyen de détection et de phase et raccordé à l'entrée du dit circuit oscillateur pour délivrer le dit signal d'entrée Vin qui est fonction de la différence de phase et de fréquence entre f REF et fVCO/N et qui est constant au blocage de phase quand N pouvant être modifié numériquement pour fournir plusieurs gammes pour La trequence VCO 2.Générateur de consigne de fréquence commande digitalement, à large gamme, suivant la revendication I, caractérisé en ce que le dit circuit oscillateur comprend des premier et second moyens de commutation raccordés de maniere que quand le premier moyen de commutation est conducteur, le second ne l'est pas et inversement, un condensateur couple aux dits premier et second moyens de commutation, adapté pour être charge à un niveau de tension fixe quand le dit premier moyen de cormutatioo est conducteur, le second moyen de cemmutation étant rendu conducteur quand le dit niveau de tension fixe est atteint, une source de courant raccordee électriquement entre le dit condensateur et le dit signal Vin quand le dit second moyen de commutation est conducteur pour décharger le dit condensateur, la vitesse de décharge etant d'autant plus rapide que Vin est plus grand et, un moyen relie au dit premier moyen de commutation pour délivrer la dite fréquence de sortie f en fonction des états conducteurs et non conducteurs du dit premier moyen de commutation. 3. Générateur de consigne de fréquence commande digitalement, à large gamme, suivant la revendication 1, caractérisé en ce que les dits premier et second moyens de commutation sont raccords À des sources de tension respectivement ? - sitives et négatives, et sont reliés au dit moyen de détection de fréquence et de phase pour recevoir les signaux constants et/ou pulsés en fonction des signaux fREF et fVCO/N, le dit condensateur étant adapté pour etre chargé positivement quand le dit premier moyen de commutation est non conducteur et que f REF > f VCO et adapté pour être charge negativement quand le dit second moyen de commutation est non conducteur et que fREF quand f REF = fVCO/N et que les deux moyens S de commutation sont conducteurs, un circuit rell au dit condensateur étant prévu pour délivrer le dit signal Vin en fonction de l'état de charge du dit condensateur. 4. Générateur de consigne de fréquence commandé digitalement, à large gamme, suivant la revendication 2, caractérisé en ce que des premier et second moyens amplificateurs, raccordés en pont, sont prévus, le fonctionnement de l'un des moyens amplificateurs empêchant le fonctionnement de l'autre moyen amplificateur, le dit premier amplificateur étant relié au dit premier moyen de commutation de courant de manière que quand le dit premier moyen de commutation de courant est non conducteur, le dit premier moyen amplificateur est non conducteur, le dit second moyen amplificateur étant électriquement intercalé dans une boucle disposée entre le dit condensateur et l'entrée du dit oscillateur, la mise à 1' état conducteur du dit second moyen de commutation de courant permettant au condensateur de se décharger à travers le dit second moyen d'amplification, la vitesse de décharge du condensateur étant d'autant plus rapide que le signal Vin est plus grand et en ce que le dit circuit relié au premier moyen de commutation est relié à ce dernier pour fournir la dite fréquence de sortie fVC0 qui est une fonction directe des états conducteurs et non conducteurs du dit premier moyen de commutation. 5. Générateur de consigne de fréquence commandé digitalement, à large gamme, suivant l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce qu'elle comprend un second dispositif diviseur raccordé à la sortie du dit oscillateur pour fournir un changement d'échelle pour la fréquence de sortie fVC0 et un multivibrateur raccordé au dit second dispositif diviseur pour délivrer un signal de sortie d'une durée déterminée. 6. Générateur de consigne de fréquence commandé digitalement, à large gamme, suivant l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce qu'un moyen de blocage est relié au dit condensateur et en ce que l'amplificateur opérationnel est agencé suivant le mode "intégration", en ayant son entrée reliée au dit moyen de blocage et sa sortie délivrant le dit signal Vin, le dit moyen de blocage limitant les variations de signaux à l'extrémité d'entrée du dit amplificateur opérationnel, ce qui fait que le signal Vin est graduellement augmenté d'une manière pratiquement linéaire.