La présente invention concerne des dispositifs d'alimentation en tensions continues d'un récepteur de télévision équipé de transistors et a trait, plus particulièrement, à des dispositifs d1ali- mentation en courant continu des circuits électroniques et du tube cathodique, fournissant sur leurs sorties des tensions de valeurs prédéterminées quelle que soit la tension d'entrée de ce dispositif, qu'elle soit continue ou alternative, et cela sans transformateur ni commutateur d'adaptation à la tension du réseau de distribution d'énergie électrique. Certains pays tels que la France, sont munis d'un réseau de distribution ancien fournissant des tensions différentes suivant les régions ou les quartiers des villes qui peuvent varier entre 95 et 260 volts. Il existe encore actuellement également des réseaux de distribution, publics ou privés, fournissant des tensions continues, dont la valeur varie avec la longueur des cabales entre la prise et le générateur, ainsi qu'en fonction de la charge totale branchée, d'une part, sur ces câbles et, d'autre part, sur le générateur.Ceci crée des difficultés dans l'utilisation des récepteurs de télévision portatifs ou transportables tels qu'ils sont généralement conçus actuellement, car l'usager est obligé de façon générale, lorsqu'il transporte son appareil dtun lieu à un autre, à connaître la tension du réseau local et à ajuster le branchement de l'appareil en fonction de celle-ci à l'aide d'un commutateur d'adaptation permettant d'appliquer la tension du réseau alternatif local sur différentes dérivations de l'enroulement primaire d'un transformateur, dit d'alimentation, afin de fournir, sur ses secondaires, des tensions prédéterminées.Si l'usager oublie d'agir ainsi, il peut en résulter soit un mauvais fonctionnement de l'appareil, soit une détérioration grave de celui-ci, généralement coa- teuse à réparer (pouvant nécessiter le remplacement de tubes cathodiques et de redresseurs, de transistors, de condensateurs électrochimiques et du transformateur d'alimentation, par exemple). D'autre part, la présence d'un transformateur d'alimentation alourdit considérablement le récepteur qui, pour être portatif, doit être aussi léger que possible. Des dispositifs d'alimentation en tensions continues comprenant un commutateur pour découper une tension continue fournie soit par un redresseur à partir d'un réseau alternatif, soit directement par un réseau à courant continu ont été décrits, par exemple, dans les brevets français N0 1.463.979 du 9 Novembre 1965 et NO 2.167.549 du 21 Décembre 1972 ou dans la demande de brevet français NO 73 16.116 du 4 Mai 1973 de la Demanderesse. Dans les brevets et demande de brevet français précités, le découpage de la tension continue d'entrée (la tension du réseau redressée et filtrée) est effectuée à l'aide d'un commutateur électronique rapide (transistor de commutation fonctionnant en tout ou rien) et l'énergie fournie pendant le déblocage (fermeture) du commutateur (transistor saturé) est emmagasinée dans un circuit réactif de stockage d'où elle est prélevée en permanence par les autres circuits du récepteur de télévision. Dans la demande de brevet précitée de la Demanderesse, le circuit d'emmagasinage comporte en série une inductance et une capacité qui est périodiquement chargée par l'intermédiaire de cette inductance au moyen d'une tension continue découpée en impulsions rectangulaires par le commutateur, cette capacité fournissant une tension d'alimentation continue à l'étage final du balayage-ligne à travers 1' enroulement primaire d'un transformateur-ligne. Ce transformateur-ligne comporte plusieurs enroulements secondaires dont les uns alimentent respectivement le comparateur de phase et le circuit de commande du commutateur en impulsions de retour-ligne et dont les autres respectivement réunis à des redresseurs alimentent en tensions continues les autres circuits du récepteur et, en tension de chauffage et très haute tension, le tube à rayons cathodiques de celui-ci. La stabilisation des tensions d'alimentation ainsi obtenues est réalisée en commandant la durée de la fermeture du commutateur électronique en fonction et de la tension du réseau et de la tension aux bornes de la capacité d'emmagasinage. A cette fin, le circuit de commande du commutateur comporte un multivibrateur monostable à transistors, déclenché par les impulsions de retour-ligne et fournissant des impulsions de durée variable, par exemple, en fonction de la tension collecteur de son étage normalement bloqué ou de la tension de polarisation de la base de son étage normalement conducteur, ces tensions étant variées en fonction, d'une part, de la tension du réseau et, d'autre part, de la tension emmaasinée. Pour qu'un circuit du type décrit dans la demande précitée de-la Demanderesse puisse démarrer, il est indispensable de fournir des tensions d'alimentation aux circuits suivants : oscillateur de ligne, étage final du balayage-ligne et circuit de commande de la commutation, et ceci avant le premier déblocage du commutateur électronique chargeant le condensateur d' emmagasinage. Dans ce circuit la tension d'alimentation permettant le démarrage est obtenue au moyen d'un commutateur à trois positions, qui, dans sa position médiane et transitoire, située entre les positions 'jarret" et "marche" réunit le circuit de filtrage de la tension du réseau redressée au condensateur d'emmagasinage afin de lui transférer une charge initiale par l'intermédiaire d'un autre condensateur de capacité élevée. La présente invention permet d'éviter l'inconvénient de l'utilisation d'un commutateur à trois positions pour effectuer le démarrage du circuit au moyen d'un circuit de commande de la commutation assurant lui-meme le démarrage et la régulation de la tension d'alimentation et assurer une sécurité accrue de fonctionnement au moyen de perfectionnements au dispositif d'alimentation. Suivant l'invention, un dispositif d'alimentation pour récepteur de télévision a' transistors permettant d'alimenter des circuits électroniques de celui-ci en tensions continues de valeurs prédéterminées ainsi qu'un tube cathodique en très haute tension sans transformateur ni commutateur d'adaptation à la tension du réseau, qu'elle soit alternative ou continue et dans des limites importantes allant d'environ 90 volts au triple de cette valeur et coopérant avec ledit récepteur de télévision qui comporte : un circuit de commande du balayage-ligne comprenant un oscillateur et un étage de sortie du balayage-ligne commandé par ledit circuit de commande du balayage et alimentant des bobines de déviation ligne, ledit dispositif comportant: un circuit redresseur à diode semi-conductrice relié à l'une des bornes du réseau ; un circuit de filtrage de la tension du réseau redressée ; un commutateur électronique rapide, dont 11 entrée est alimentée par la tension redressée et filtrée et dont la sortie fournit cette tension découpée en impulsions rectangulaires ; un circuit d'emmagasinage d'énergie électrique comprenant un inducteur, un condensateur de forte valeur et une diode semi-conductrice, l'une des bornes de l'inducteur et la cathode de la diode étant reliées ensemble à la sortie du commutateur, l'autre borne de l'inducteur étant reliée à l'une des bornes du condensateur constituant la sortie de ce circuit, l'anode de la diode et l'autre borne du condensateur étant reliées ensemble à l'autre borate du réseau pour constituer une masse dite "primaire" isolée de la masse dite "secondaire" du cassis du récepteur ledit dispositif est principalement caractérisé par le fait que ledit inducteur constitue- l'enroulement primaire d'un premier transformateur dont l'enroulement secondaire alimente un montage redresseur fournissant des tensions continues d'alimentation au moins audit circuit de commande du balayage ; ledit étage de sortie étant alimenté par l'intermédiaire de l'enroulement primaire d'un transformateur de ligne relié entre la sortie du circuit d'emmagavinage fournissant une tension continue régulée et l'entrée d'alimentation de cet étage de sortie, ledit transformateur de ligne comportant en outre plusieurs enroulements secondaires fournissant des impulsions de retour-ligne et dont l'un alimente un redresseur de très haute tension et par le fait qu'il comporte, en outre un circuit de commande du découpage de la tension redressée et filtrée commandant ledit commutateur, alimenté au démarrage à l'aide d'un condensateur relié au circuit de filtrage et ensuite par une tension fournie par ledit dispositif d'alimentation et comportant un générateur d'impulsions astable lors du démarrage du dispositif d'alimentation, et qui devient, lorsque la tension régulée approche de sa valeur nominale, monostable et déclenché par des impulsions de retour-ligne issues de l'un des enroulements secondaires dudit transformateur de ligne, ledit générateur dtimpulsions fournissant sur sa sortie des impulsions de commande du commutateur de durée variable en fonction, d'une part, de la tension du réseau par l'intermédiaire de la tension redressée et filtrée et, d'autre part, d'une tension proportionnelle à l'amplitude des impulsions de retour ligne ou de la tension régulée fournie par le condensateur du circuit dtemmagasinage, ces deux tensions étant respectivement appliquées à deux entrées de régulation dudit circuit de commande du commutateur. L'invention sera mieux comprise et d'autres caractéristiques et avantages de celle-ci apparaitront à l'aide de la description ci-après et des dessins annexés s'y rapportant, sur lesquels la Figure 1 est un bloc diagramme partiellement schématique illustrant le principe d'un dispositif d'alimentation conforme à la présente invention la Figure 2 représente un bloc-diagramme d'un mode de réalisation du circuit de commande de commutation suivant l'invention: les Figures 3 et 4 illustrent schématiquement deux variantes du circuit de la Figure 2 ; et les Figures 5 et 6 illustrent schématiquement deux autres modes de réalisation d'un circuit de commutation de ce type utilisant respectivement un thyristor à daux gâchettes et un basculeur à transistors complémentaires. Sur la Figure 1, on a respectivement représenté en 1 et 2 les bornes d'alimentation en tension du réseau local du dispositif conforme à l'invention. Lorsque la tension de réseau est alternative les bornes 1 et 2 peuvent être réunies à celles du réseau dans n'importe quel sens, mais lorsqu'elle est continue, le pale positif du réseau doit être réuni à la borne 1 et son p81e négatif à la borne 2, le récepteur de télévision pouvant fonctionner correctement pour des tensions alternatives entre 90 et 270 volts efficaces et pour des tensions continues entre 100 et 330 volts. Au-delà de ces valeurs maximales, il faudrait augmenter la rapidité des circuits de commutation et de leur commande de façon notable en utilisant des composants de qualité professionnelle (plus cotte2). La borne 1 alimente à travers un fusible de protection F et un premier contact mobile 40 d'un interrupteur "marche-arrêt" 4, un montage redresseur 3 composé d'une résistance de protection 31 et d'une diode de redressement 32, tandis que la borne 2 est reliée à travers un second contact mobile 41 de l'inverseur "marche-arrêt" 4 à la masse dite "primaire" 11 du dispositif d'alimentation qui est électriquement relié au réseau et isolé de la masse dite "secondaire" 14 du chassies du récepteur de télévision. le contact fixe de l'inverseur 4 réuni à l'entrée du montage redresseur 3 est relié d'autre part à la masse primaire 11 par l'intermédiaire d'un condensateur 44 destiné à filtrer des signaux parasites engendrés par la commutation périodique afin d'empêcher leur transmission par le réseau. La sortie du montage redresseur 3 alimente un circuit de filtrage 5 comportant deux condensateurs 50, 51 branchés en parallèle. le montage redresseur 3 charge les condensateurs 50 et 51, durant les demi-périodes positives de la tension de réseau alternative et constamment lorsqu'il s'agit d'une tension de réseau continue, à travers la résistance 31 à une tension continue proche de la valeur crête de la tension du réseau, cette charge se réduit toutefois graduellement au cours de l'intervalle qui suit chaque crête positive de la tension alternative en fonction de la puissance consommée par le récepteur. L'inverseur "marche-arr8t" 4 comporte d'autre part un trqisième contact mobile 42 ouvert en position "marche" et fermé en position "arrêt" et permettant, lorsqu'il est fermé, de décharger les condensateurs de filtrage 50 et 51 à la masse primaire par l'intermédiaire d'une résistance 43 afin de faciliter le redémarrage du circuit après un arrêt. La sortie du circuit de filtrage 5 alimente l'entrée 61 d'un commutateur électronique rapide 6 permettant de découper la tension redressée et filtrée en impulsions périodiques de durée variable, comme il serg expliqué plus loirs en fonction, d'une part, de la valeur de la tension du réseau et, d'autre part, du niveau de la tension continue d'alimentation, dite régulée, qui est fournie à quelques uns des circuits propres au récepteur de télévision, tels que l'amplificateur de sortie du balayage-ligne, coopérant avec le dispositif d'alimentation conforme à l'invention. Ce commutateur électronique 6 comporte un elSment de commutation commandée à semiconducteurs muni d'une électrode de commande, tel qu'un montage à transistors ou à thyristors. Tel qu'il est représenté sur la Eigure t, le circuit du commutateur électronique 6 comporte un transistor NPE de commutation 64 dont le collecteur est relié à l'entrée 61 et l'émetteur à la sortie 63 du circuit, la base du transistor 64 étant couplée à l'entrée de commande 62 du circuit 6 par l'intermédiaire dtun transformateur d' impulsions 65, dont le secondaire est connecté entre la base et l'émetteur du transistor 64. Le commutateur électronique 6 alimente par sa sortie 63 un montage atemmngasinage d'énergie électrique 7 comprenant un condensateur électrochimique 70 dont l'armature est reliée à la masse primaire 11, un inducteur de charge 71 reliant ensemble la sortie 63 du commutateur 6 et l'anode de ce condensateur 70 et une diode 72, dont la cathode est réunie à la sortie 63 du commutateur et l'anode à la masse primaire 11. Le condensateur 70 a une capacité élevée afin de fournir une tension régulée pratiquement constante sur la sortie 73 du circuit d'emmagasinage 7 et l'inductance de l'inducteur de charge 71 est calculée de façon à emmagasiner une énergie suffisante durant les intervalles de fermeture du commutateur 6 afin que l'ensemble condensateur 70 et self 71 puisse fournir au téléviseur une tension constante aux bornes du condensateur 70 durant les intervalles de coupure du commutateur 6.Une telle combinaison série de capacité et dtinductance présente donc une période de résonance nettement supérieure à la période de ligne T qui est l'inverse de la fréquence de ligne F (égale à 15,625 kHz pour le standard européen de 625 lignes par image et à 20,475 kHz pour le standard français de 819 lignes) et l'on peut considérer que le courant dans l'inducteur 71, pendant la fermeture du commutateur 6, augmente linéairement avec le temps et avec la différence entre la tension redressée et filtrée V51 aux bornes du condensateur 51 et la tension continue aux bornes du condensateur 70, ctest-à-dire V73, qui doit avoir une valeur prédéterminée en fonction du standard utilisé, car elle doit alimenter l'amplificateur de sortie du balayage-ligne 10. De ce qui précède, on peut voir aisément que, pour une tension V73 constante, c'est-à-dire pour obtenir une même valeur maximale du courant IGM dans l'inducteur 71, la durée de la fermeture t du commutateur 6 doit varier essentiellement en sens inverse aux variations de la tension redressée et filtrée V51 et donc de la tension du réseau appliquée aux bornes d'alimentation 1 et 2. Dès la coupure du commutateur 6, la tension V51 n'est plus appliquée au point de jonction entre l'inducteur 71 et la cathode de la diode 72, et cette dernière conduit de manière que l'énergie emmagasinée sous la forme d'un courant dans l'inducteur 71 chutera linéairement à partir de sa valeur maximale IEM jusqu'à une valeur nulle.Si l'on désigne l'intervalle de temps nécessaire au courant dans l'inducteur 71 pour atteindre une valeur nulle à partir de sa valeur maximale IGM par tfs il est nécessaire que la somme tc + de l'intervalle t de fermeture du commutateur et de l'intervalle 11tf1, de la chute linéaire du courant il, soit inférieure à la période de ligne T (égale à 1/F, c'est-à-dire environ 64 microsecondes pour 625 lignes et 49 microsecondes pour 819 lignes).Il sera donc nécessaire de modifier également la durée t c de fermeture du commutateur 6 en fonction de V73 prélevée aux bornes du condensateur 70 et non seulement en fonction de la tension redressée et filtrée V51, comme on verra plus loin avec référence à la Figure 2 du dessin annexe, pour que V7; reste pratiquement stable. La sortie 63 du commutateur 6 est reliée à un circuit de protection constitué par un condensateur 60. Le condensateur 60 a pour effet de réduire la vitesse de l'augmentation de la tension entre l'entrée 61 et la sortie 63 du commutateur 6. Ceci implique une charge du condensateur 60 à la quasitotalité de la tension redressée et filtrée V51. A l'instant ou le commutateur 6 se bloque il nty a donc aucune différence de tension notable entre l'entrée 61 et la sortie 63 de celui-ci. Ensuite, le condensateur 60 se décharge à travers l'inductance 71, le condensateur 70 (de grande capacité) et la seconde diode 72 jusqutà atteindre une valeur nulle; la fréquence de résonance du circuit de décharge étant essentiellement déterminée par la valeur de l'inductance L71 et de la capacité C60. Pour obtenir une protection efficace, il faut que le quart de la période de résonance du circuit L71, C60 soit supérieur à tdS qui désigne le temps de chute du courant dans le commutateur 6 de sa valeur maximale e (ILM) à zéro. La première sortie 73 du circuit d'emmagasinage 7 alimente l'étage de sortie 10 du balayage-ligne à travers le primaire 90 d'un transformateur 9 dit "transformateur-lignen, n, dont le s secondaires 91, 92 et 93 permettent d'élaborer à partir des impulsions de retourligne respectivement les basse 3T1, haute HT, et très haute THT tensions du téléviseur à l'aide des redresseurs 97, 98 et 99 respectifs. Dans le mode de réalisation du circuit d'emmagasinage 7 de la Figure 1, l'inducteur de charge 71 est constitué par ltenroulement primaire d t un transformateur d'alimentation 75, dont i t enroulement secondaire 74 fournit sur la seconde sortie 76 du circuit 7 une tension négative pendant les intervalles de fermeture t c du commutateur 6 et une tension positive pendant les intervalles de chute tf du courant iL dans l'enroulement primaire 71. Les tensions de sortie du secondaire 74 sont appliquées à un circuit redresseur 13, comportant une diode de redressement 130, un circuit de filtrage en X comportant deux condensateurs 131 et 133 et un inducteur 132. Le fait de charger l'inducteur 71 du circuit d'emmagasinage 7 pendant les périodes de chute du courant il, permet, d'une part, de réduire le temps de récupération du circuit d'emmagasinage par une chute plus rapide du courant i, et, d'autre part, de fournir des tensions d'alimentation à au moins des circuits (non représentés) situés en amont de l'étage final du balayage-ligne 10 et nécessaires à sa commande, avant la mise en route de celui-ci. Car il est indispensable, pour assurer le démarrage du dispositif d'alimentation suivant l'invention, d'alimenter au moins le circuit de commande de cet étage final 10 comportant un oscillateur à relaxation, dit oscillateur-ligne, qui fournit des impulsions de commande périodiques, indépendamment du transformateur-ligne 9.Du fait que 1' étage final de balayage-ligne 10 consomme environ deux tiers de la consommation totale du récepteur, car il alimente également par l'intermédiaire du transformateur-ligne 9 le tube cathodique en très haute tension et en tension de filament, il est avantageux d'alimenter la plupart des autres circuits du récepteur, tels que les étages de haute fréquence et de fréquence intermédiaire, les canaux du son et de l'ima- ge et le circuit du balayage vertical, à partir de l'enroulement secondaire 74 ou d'autres enroulements secondaires (non représentés) du transformateur 75. Toutefois la tension fournie par le secondaire 74, dont l'une des bornes 77 est réunie à la masse secondaire 14 isolée du réseau, n'est pas parfaitement stabilisée (voir borne BT2). Il est possible d'obtenir une tension mieux stabilisée 3TS en branchant à la sortie du filtre en it, 131 à 133, une diode Zener 135 en série avec une résistance 134. Il est à remarquer que le transformateur 71 peut comporter plusieurs enroulements secondaires. L'étage de sortie 10 du balayage-ligne est du type classique avec une diode à récupération 104 parallèle. I1 comprend un transformateur d'impulsions d'entrée 105, dont le primaire est relié à la sortie du circuit de commande du balayage (non représenté). L'une des bornes du secondaire du transformateur d'entrée 105 est réunies à la base d'un transistor NPN de puissance 102. L' émetteur de ce transistor 102 étant relié à la masse primaire 11, son collecteur est alimenté par la sortie 73 du circuit d'emmagasinage 7 à travers le primaire 90 du transformateur-ligne 9, comme il a été dit précédemment. Le collecteur est également chargé au moyen de bobines de déviation-ligne représentées par une inductance 100 et un condensateur-séparateur de courant continu 101, d'un condensateur 103 formant un circuit résonnant parallèle avec l'inductance 100 et la diode de récupération 104 précitée, reliés d'autre part à la masse primaire 11.La seule différence avec les circuits généralement employés est constituée par le fait que le transformateur ligne 9 comprend en dehors de l'enroulement secondaire 93 destiné à lsélaboration de la très haute tension (tut), deux ou plusieurs autres enroulements : 91, 92 permettant d'élaborer les basses et hautes tensions nécessaires à des circuits du récepteur de télévision non représentés, un enroulement 94 permettant de fournir au circuit de commande de commutation 12 une tension de référence proportionnelle à l'amplitude de l'impulsion de retour-ligne, un enroulement 95 relié à la masse primaire et fournissant cette impulsion de retour-ligne pour assurer la commande périodique du circuit 12, et un enroulement 96 couplé à un comparateur de phase faisant partie du circuit de synchronisation de Il oscillateur-ligne (non représentés). les enroulements 91 à 93 et 96 ont une borne reliée à la masse secondaire 14 isolée du réseau. Le circuit de commande de commutation (ou du découpage) 12, permettant d'effectuer la régulation de la tension d'alimentation aux bornes du condensateur d'emmagasinage 70 et, par conséquent, égale ment de l'amplitude des impulsions de retour-ligne aux bornes de sortie respectives des enroulements secondaires 91 à 96 du transformateur-ligne 9, comporte une première entrée de régulation 123 reliée à l'enroulement 94, une entrée de déclenchement 121 reliée à llen- roulement de commande 95, une entrée de masse 122 reliée à la masse primaire 11, ainsi qu'au point commun des enroulements 94 et 95, et une seconde entrée de régulation 120 recevant la tension redressée et filtrée V51, ainsi qu'une paire de sorties 125 et 126 respectivement réunies aùz bornes de 1' enroulement primaire du transformateur de commande 65 du commutateur 6. Il est à remarquer que la première entrée de régulation peut également être réunie à la sortie 73 du circuit d'emmagasinage 7. le circuit de commande 12 comporte en outre une entrée dite de surveillance du courant 124 au moyen de laquelle ce circuit peut limiter le courant maximal passant par le commutateur 6. A cette fin, on insère entre l'inducteur de charge 71 et le condensateur d'emmagasinage 70 une résistance de mesure 81 de faible valeur fournissant à ses bornes une tension proportionnelle au courant i, dans l'inducteur 71. Les bornes de cette résistance 81 sont respectivement réunies à l'émetteur et à la base d'un transistor PNP 80 faisant partie d'un circuit de sécurité 80.Ce transistor 80,norma- lement bloqué, est débloqué lorsque le courant il, de l'inducteur 71 dépasse une valeur prédéterminée et il réunit, par l'intermédiaire d'une résistance 82, 1' entrée de surveillance 124 du circuit 12 à la borne positive 73 du condensateur d'emmagasinage 70, ce qui aura pour effet, comme il sera expliqué plus loin,de raccourcir les intervalles de fermeture du commutateur 6. La Figure 2 est le bloc-diagramme partiellement schématique d'un mode de réalisation du circuit de commande de commutation 12 pour un dispositif d'alimentation par commutation représenté sur la Figure 1. Le circuit de commande 12 de la Figure 2 permet, d'une part, d'effectuer le démarrage du'dispositif sans l'intervention des circuits de balayage-ligne,en fonctionnant au départ comme un générateur d'impulsiornastable et, d'autre part, la régulation de la tension de sortie V73 du circuit d'emmagasinage 7 et, par conséquent, de l'amplitude de l'impulsion de retour-ligne qui est fournie par les enroulements secondaires du transformateur de ligne 9, en faisant varier la largeur de l'impulsion de commande en fonction et de la tension redressée et filtrée V51 et de la tension V73 ou de l'amplitude précitée, lorsque le générateur d'impulsion fonctionne comme un basculeur monostable déclenché par lss impulsions de retour-ligne. Le circuit 12 de la Figure 2 comporte essentiellement un basculeur bistable 127, dont le basculement dans un premier état (un) est commandé, au démarrage, par une première boucle de contreréaction dite de démarrage 129 et, en fonctionnement normal, par les impulsions de retour-ligne prélevées sur l'enroulement 95 du transformateur-ligne 9 et dont le basculement dans un second état (remise à zéro) est commandé soit par une seconde boucle dite de régulation 128, durant le fonctionnement normal du circuit, soit, lorsque le courant de charge du condensateur d'emmagasinage 70 dépasse une valeur prédéterminée (ce qui arrive généralement lors du démarrage ou d'une surcharge du dispositif d'alimentation par un cour t-circuit momentané), par le transistor 80 du circuit de surveillance 8 rendu conducteur pour amener une fraction de la tension V73 à travers la résistance 82 à l'entrée de remise à zéro R du basculeur 127. La boucle de régulation 128 commandant la remise à zéro du basculeur 127,a son entrée réunie à une première sortie Q dite complémentaire qui fournit une tension proche de zéro pendant l'état 'jus" de celui-ci. Elle comporte : un premier générateur de rampe négative 1280 fournissant durant l'état un du basculeur 127 un signal en forme de dent-de-scie linéaire c t est-à-dire un signal dont l'amplitude instantanée diminue linéairement avec le temps à partir d'une valeur maximale prédéterminée ; un amplificateur à gain variable 1281 en fonction de la tension appliquée à son entrée de commande de gain 1282,cette entrée recevant la tension redressée et filtrée V51 afin d'augmenter la pente descendante de la rampe linéaire en fonction de celle-ci ; et un comparateur d'amplitude 150 fournissant une impulsion positive lorsque l'amplitude du signal appliqué sur sa première entrée 151 atteint la valeur de la tension dite de régulation appliquée sur sa seconde entrée 152. Cette tension de régulation est proportionnelle soit à la tension régulée emmagasinée par le condensateur 70, c' est-à-dire à V73, soit à une tension obtenue par le redressement des impulsions de retour-ligne au moyen d'un montage redresseur 940 comprenant une diode 941 et un condensateur de filtrage 942 reliés, d'une part, ensemble par la cathode de la diode 941 et, d'autre part, respecti veinent, à travers les entrées 123 et 122 du circuit 12, aux bornes de l'enrouleient secondaire 94 du transformateur-ligne ; ceci rerient au même car l'amplitude des impulsions de retour-ligne est proportionnelle à V73. La tension régulée V73 ou celle redressée par le montage 940, est appliquée à un diviseur résistif 703, 704 pour la ramener à une valeur inférieure à la tension d'alimentation du circuit 12. La sortie 153 du comparateur 150 est réunie à lten- très de remise à zéro R du basculeur 127 de manière à commander son basculement dans un second état lorsque l'amplitude de la rampe linéaire descendante dont la pente est fonction de la tension V51 atteint la tension de régulation appliquée à l'entrée 152 de celuici. De ce qui précède on peut voir aisément que la durée de l'état "1" du basculeur 127 correspondant à la durée de fermeture du commutateur 6 varie, d'une part, en fonction de la tension redressée et filtrée V51 et, d'autre part, de la tension de sortie V73 du circuit 7, c'est-à-dire que, lorsque V51 augmente, la pente de rampe descendante augmente également et l'intervalle nécessaire à atteindre une même tension de régulation diminue. D'autre part, lorsque la tension de régulation augmente, la rampe descendante, pour une mye -pente, atteint la valeur de celle-ci au bout d'un intervalle de temps plus bref.Cette variation de la durée de l'intervalle de fermeture du commutateur en fonction, d'une part, de la tension redressée et filtrée V51 et,d'autre part, de la tension d'alimentation de l'étage final du balayage V73 ou de l'amplitude des impulsions de retour-ligne, permet la stabilisation de la tension V73 et de celles obtenues par le redressement de ces impulsions. En ce qui concerne le démarrage du dispositif d'alimentation, il est nécessaire que le circuit de commande 12 soit alimenté avant la premiere fermeture du commutateur 6 et que le basculeur 127 soit commandé pour basculer dans 1' état "1" avant l'apparition de la première impulsion de retour-ligne. L'alimentation du circuit 12 est effectué en fonctionnement normal à partir soit de la tension de sortie V73 du circuit d' emma- gasinage 7, soit à partir du montage redresseur 940, qui alimente, par l'intermédiaire d'un montage 300 d'une diode 301 et d'une résistance 302 en série, un montage stabilisateur comportant une diode Zener 303 et un condensateur 304 en parallèle. L'anode de la diode Zener 303 est réunie à la masse primaire Il et sa cathode fournit une tension d'alimentation stabilisée aux éléments 127, 128 et 129 du circuit parl'intermédiaire de la ligne 305. Pour le démarrage, le point commun du montage redresseur 3 et du dispositif de filtrage 5 fournissant la tension redressée est réuni, par l'intermédiaire d'un circuit 3t0 comportant un condensateur 311 et une résistance 3t2 en série, à la borne positive du condensateur 304 en parallèle avec la diode Zener 303. Lorsque l'inverseur "marche-arr8t" 4 (Figure 1) est mis en position "marche" les premières alternances positives du réseau alternatif ou 1' aug- mentation brusque de la tension aux bornes du condensateur 51 de filtrage, sont transmises au condensateur 304 par l'intermédiaire du condensateur 311 et de la résistance 310, ce condensateur 304 cón- servant la charge qui lui est ainsi transmise.La diode Zener 303 limite la tension aux bornes du condensateur 304 et permet d'alimenter les circuits 127 à 129 par une tension stable avant la première commutation du commutateur 6. La diode 301 permet d'isoler le condensateur 304 dés condensateurs d' emmagasanae 70 et de filtrage 942 jusqu'à ce que la tension à leurs bornes devienne supérieure à la tension d'amorçage de la diode 303. La boucle de démarrage 129 comporte : un second générateur de rampe 1290 alimenté par la sortie complémentaire Q et fournissant pendant l'état "0" du basculeur un signal approchant exponentiellement une fraction prédéterminée de la tension d'alimentation du circuit 12, c'est-à-dire selon la formule (1 - e t/T), où t est le temps et e la constante de temps du circuit intégrateur faisant partie du générateur 1290 ; et un second comparateur d'am plitude 160, dont une première entrée 161 reçoit la rampe exponentigelle positive.Ce comparateur 160 reçoit sur son entrée 162 une tension proportionnelle à la tension V ou à l'amplitude des im pulsions de retour-ligne et il fournit sur sa sortie 163, réunie à l'entrée de mise à un 13 du basculeur, des impulsions de commande aux instants où l'amplitude instantanée de la rampe croissante atteint la valeur de cette tension qui peut être constituée par la tension de régulation appliquée à l'entrée 152 du premier comparateur 150 de la boucle de régulation 128.Ainsi la boucle de démarrage 129 commande périodiquement le basculement du basculeur 127 de son état "zéro" à son état "un" au cours d'un intervalle de temps durant lequel la tension de régulation appliquée à l'entrée 162 du second comparateur 160 est inférieure à la fraction précitée de la tension V305 qui représente l'amplitude maximale de la rampe exponentielle. La valeur de cette fraction de tension est choisie de manière que, lorsque la tension de régulation atteint une mdme valeur, l'amplitude des impulsions de retour-ligne fournies- par l'en- roulement secondaire 95 soit suffisante pour commander le basculement du basculeur 127 qui passe ensuite en fonctionnement normal. On notera ici que, lorsque le basculeur 127 est dans son état "un", il commande la fermeture du commutateur 6 par l'intermédiaire d'un amplificateur 17. Pendant le démarrage, la remise à zéro du basculeur 127 est également effectuée au moyen de la boucle de régulation 127, c'està-dire chaque fois que la rampe linéaire (négative) amplifiée atteint la valeur de la tension de régulation. Du fait que, au début du démarrage, la tension de régulation est pratiquement nulle et la ou les premières périodes de fermeture du commutateur 6 aurait des durées excessives pouvant entratner des courants de charge du condensateur 70 trop forts pour le transistor de commutation 64 (Figure 1), la remise à zéro du basculeur est effectuée à l'aide du circuit de surveillance 8 dès que le courant iL1 dépasse une valeur prédéterminée. En résumé, on peut dire qu'au démarrage le circuit de commande 12 fonctionne comme un générateur de signaux astable, car les basculements du basculeur 127 sont commandés automatiquement respectivement par les deux boucles de rétroaction 128 et 129 et qu'en fonctionnement normal, c'est-à-dire lorsque la tension d'alimentation V73 de l'étage de sortie du balayage-ligne 10 est d'une valeur suffisante pour engendrer des impulsions de retour-ligne, il fonctionne comme un générateur monostable déclenché par ces impulsions et ayant une durée de l'état quasi-stable déterminée par la boucle de régulation 128 en fonction et de V51 et de V73. La Figure 3 représente schématiquement un mode de réalisation simplifié d'un circuit de commande de commutation décrit ci-dessus et illustré par la Figure 2. Sur la Figure 3, le basculeur bistable 127 est un circuit classique comportant deux étages à transistors N 1270 et 1271 à émetteur commun dont les collecteurs sont respectivement reliés à la ligne 305 d'alimentation stabilisée par l'intermédiaire de deux résistances identiques 1272 et 1273. Le collecteur du premier transistor 1270 constituant la sortie Q,est relié à la base du second 1271 au moyen d'un premier circuit de couplage 1276 (RC en parallèle), cette base étant, d'autre part, couplé par l'intermédiaire d'une seconde diode t279 à l'entrée de commande R de la remise à zéro du basculeur.De façon analogue, le collecteur du second transistor 1271 constituant la sortie complémentaire i ,est relié à la base du premier 1270 par l'intermédiaire d'un second circuit de couplage 1277 identique au premier, la base du premier transistor 1270 étant, d'autre part, couplée par l'intermédiaire d'une première diode 1278 à l'entrée de commande S pour la mise à l'état "un" du basculeur. La boucle de régulation comporte ici un simple générateur de rampe linéaire 1283 (combinant les éléments 1280 et t281 de la Figure 2) comportant un condensateur t286 chargé à travers une résistance de forte valeur 1284 alimentée par la tension redressée et filtrée V51 par 1' intermédiaire de la borne d'entrée 120 et fournissant sur sa sortie, lorsque le basculeur est dans son état "un", une rampe croissant quasi-linéairement -avec le temps dont la pente est fonction de la valeur de la tension V51.Le point com- mun de la résistance 1284 et du condensateur t286 est relié à la sortie Q du basculeur par l'intermédiaire d'une diode 1285 branchée de façon à décharger le con;densateur à la masse, lorsque le premier transistor 1270 du basculeur 127 conduit (état zéro). La diode 1285 permet, d'autre part, de limiter la tension maximale aux bornes du condensateur 1286 à la tension d'alimentation V305. Puisque la première entrée 151 du premier comparateur 150, reliée au point chaud du condensateur 1286, reçoit une rampe de pente positive et que la durée de l'impulsion doit décroître avec l'accroissement de la tension de régulation, obtenue ici par le redressement des impulsions de retour-ligne, la seconde entrée 152 reçoit une tension de comparaison dont les variations sont inversées par rapport à celles de la tension de régulation. Cette inversion est effectuée au moyen d'un circuit inverseur 154 dont l'en- trée reçoit la tension de régulation (point commun des résistances 703 et 704) et dont la sortie est réunie à cette seconde entrée 152. Le premier comparateur 150 fournit une impulsion négative à l'entrée de remise à zéro R dès que l'amplitude instantanée de la rampe atteint la valeur de la tension de comparaison. Cette impulsion négative est transmise à la base du second transistor 1271, qui est saturé, afin de le bloquer. L'amplificateur 154 étant également alimenté par la tension V305, l'amplitude de sa tension de sortie ne peut donc pas dépasser cette valeur, et, lors du démarrage, le premier comparateur 150 fournit une impulsion de remise à zéro chaque fois que la rampe engendrée au cours de 1' état "un" du basculeur 127 atteint la valeur de V305.L'entrée de remise à zéro R du basculeur 127 étant également couplée au circuit 8 (voir Figure 2), la commutation du transistor 80 (Figure 2) pourra naturellement se produire antérieurement à la production d'une impulsion de remise à zéro par le comparateur 150. Le générateur de rampe exponentielle 1290 de la boucle de démarrage de la Figure 3 comporte un premier diviseur de tension résistif 1292, 1293 composé de deux résistances, 1292 et 1293, reliées en série entre la ligne 305 d'alimentation stabilisée et la masse primaire 11, et un condensateur 1294 connecté en parallèle avec la seconde résistance 1293 du diviseur. Le point commun des deux résistances 1292, 1293 et du condensateur 1294 est réuni, d'une part, à 1' anode d'une diode 1297 dont la cathode est connectée à la sortie complémentaire % du basculeur 127 (collecteur du second transistor 1271) et, d'autre part, à la première entrée 161 du second comparateur 160.Un tel circuit permet de décharger le condensateur 1294 à la masse primaire à travers la diode 1291 et le transistor 1271, lorsque le basculeur t27 est dans son état "un" et de le charger de manière que la tension sur sa borne non réunie à la masse croisse exponentiellement vers une tension égale à une fraction de la tension d'alimentation V305 fournie par le premier diviseur 1292, 1293. Cette fraction est choisie de manière à autre inférieure à une tension de comparaison appliquée à l'autre entrée 162 du comparateur qui correspond à une fraction prédéterminée (0,6 à 0,8) de la valeur nominale désirée de la tension régalée Y73 aux bornes du condensateur d'emmagasinage 70. La tension de comparaison est obtenue ici par redressement des impulsions de retour-ligne par le montage redresseur 941, 942 relié à 1' enroulement secondaire 94 du transformateur de ligne et appliquée à la seconde entrée 162 du second comparateur 160 par l'intermédiaire d'une résistance 165. Cette entrée est d'autre part polarisée à l'aide d'un second diviseur de tension 166, 167 branché entre la ligne d'alimentation 305 et la masse primaire. Lorsque cette tension de comparaison est inférieure à la fraction de la tension V305 fournie par le premier diviseur t292, 1293 le comparateur 160 fournit sur sa sortie 163, réunie à l'entrée S du basculeur 127 par l'intermédiaire d'une résistance 164 et d'un condensateur 166 en série, des impulsions négatives commandant la mise en l'état "un" du basculeur 127 chaque fois que la rampe exponentielle égale la tension de comparaison. Dès que la tension de comparaison dépasse la fraction précitée de la tension V305, c'est-à-dire lorsque l'amplitude des impulsions de retour-ligne de polarité négative fournies par l'enroulement 95 du transformateur 9 devient suffisante pour déclencher le basculement du basculeur 127, le second comparateur 160 ne fournit plus d' impulsions de commande et la boucle de démarrage devient inopérante. Les impulsions de retour-ligne commandant le basculement du basculeur 127 en fonctionnement normal sont appliquées de l'enroulement 95 par l'intermédiaire d'un condensateur 951 à un écreteur à diode 952 ne laissant passer que des impulsions négatives d'amplitude supérieure à une fraction prédéterminée d'une tension obtenue par le redressement des impulsions de retour-ligne positives par un second montage redresseur comportant une diode 943, un condensateur 944 -et un troisième diviseur de tension 945, 946. Les impulsions négatives issues de I'écrêteur 952, 953 sont appliquées à travers un condensateur 954 à l'entrée S du basculeur 127. On notera ici que la sortie Q du basculeur 127 alimente également l'amplificateur d'attaque 17 du transistor-commutateur 64 (Figure 1). Cet amplificateur 17 comporte un transistor NPN 170 dont le collecteur est relié par l'intermédiaire du primaire du transformateur 65 (Figure 1) à la ligne d'alimentation 305 et dont la base est reliée par l'intermédiaire d'un montage parallèle d'une résistance 171 et d'un condensateur 172 à cette sortie Q. Il est à remarquer que, dans le circuit du basculeur 127, les résistances 1274 et 1275 réunissant respectivement les cathodes des diodes 1278 et 1279 aux collecteurs des transistors 1270 et 1271 permettent de limiter les basculements uniquement au cas où les impulsions négatives sont appliquées à la base d'un transistor à ltétat saturé (conducteur). Sur la Figure 4, on a représenté un second mode de réalisation du circuit de la Figure 2, dans lequel les tnctions sont imbriquées davantage, la boucle de démarrage étant directement associée à l'étage bistable 227. Le basculeur 227 comporte un premier 2270 et un second 2271 transistors dont les collecteurs sont respectivement reliés à la ligne 305 d'alimentation par l'intermédiaire de deux résistances 2272 et 2273 et dont les émetteurs sont réunis à la masse primaire 11. Le collecteur du premier transistor 2270 est d'autre part relié par un circuit de couplage classique 2276, comportant une résistance et une faible capacité en parallèle, à la base du second transistor 2271, cette base étant d'autre part réunie à anode d'une diode 2279 dont la cathode est reliée à l'entrée de remise à zéro R du basculeur.Le collecteur du second transistor 2271 est relié, par 1' intermédiaire d'un condensateur 231 de relativement forte valeur en parallèle avec une première résistance 230 de forte valeur également et d'une seconde résistance de couplage 2277 en série avec ce montage parallèle,à la base du premier transistor 2270, cette base étant d'autre part réunie : à la masse primaire 11 par llinter- médiaire d'une troisième résistance 233, à un circuit redresseur des impulsions de retour-ligne positives 943 à 946 par l'intermédiaire d'une quatrième résistance 232 et à la diode écreteuse 952 fournissant des impulsions de retour-ligne de polarité négative. Le collecteur du second transistor 2271 constituant la sortie complémentaire Q du basculeur 227, est relié à l'entrée de la boucle de régulation 228 qui comporte un troisième transistor NPN 2280 dont le collecteur est réuni à la ligne 305 au moyen d'une résistance 2285 et l'émetteur à la masse primaire 11. La base de ce transistor 2280 est polarisée d'une part, au moyen de la tension redressée et filtrée V51 appliquée à l'entrée 120 reliée à cette base par une cinquième résistance 2282 et, d'autre part, au moyen d'une tension de régulation obtenue par le redressement des impulsions de retourligne positives par le montage redresseur 943 à 946 et par l'addition de ces impulsions redressées à la tension d'alimentation V305 à l'aide drune sixième 947 et d'une septième résistance 2283, dont le point commute est réuni à la base par une huitième résistance 2284. La base du troisième transistor 2280 est d'autre part couplée à la sortie complémentaire Q (du second transistor 2271) par un condensateur 2281 déterminant la constante de temps de la rampe quasi-linénie débutant lorsque le second transistor 2271 passe de son état bloqué à son état saturé, c'ej3t akire lorsque le basculeur 227 bascule de "on à I". Â l'instant de ce basculement le condensateur 2281 chargé à une tension V3 légèrement inférieure à V305 transmet à la base du troisième transistor 2280 une tension négative approchant - Vz3 entranant le blocage de celui-ci.Pendant l'état bloqué du transistor 2280, le condensateur 2281 se décharge à travers les résistances 2282, 2284, 2284 et 947 et la tension sur la base, constituant une rampe quasi-linéaire, eroît vers une tension positive qui est une fonction simultanée de la tension redressée filtrée V51 et de la tension régulée issue du circuit d'emmagasinage V73 par l'intermédiaire des impulsions de retourligne redressées. La pente de la croissance de la tension de base étant proportionnelle à cette tension positive, on obtient une régulation de la durée de l'état bloqué du troisième transistor 2280, qui retourne à l'état saturé lorsque la tension de rampe appliquée à sa base atteint une valeur entraînant sa saturation.Le transistor 2280 constitue donc lui-même avec sa tension de blocage, le premier comparateur de tension. Le collecteur du troisième transistor 2280 est couplé au moyen d'un condensateur 2286 de couplage à l'entrée de remise à zéro R du basculeur 227, afin que son passage de l'état bloqué à I1 état conducteur engendre une impulsion négative commandant à travers la diode 2279 le blocage du second transistor 2271, ce blocage étant transmis sous la forme d'une variation positive de tension à la base du troisième transistor 2280 pour l'amener à la saturation. Le circuit comprenant le second 2271 et le troisième 2280 transistors constitue donc un type de multivibrateur monostable, dont l'état quasi-stable présente une durée réglable. Le blocage du second transistor 2271 du basculeur 227 entraîne, vautre part, une élévation de la tension de base du premier transistor 2270 à travers un diviseur de tension comprenant la résistance collecteur 2273 du second transistor 2271, le montage RC t parallèle 230, 231, la résistance 2277/ la résistance 233. Pour le passage rapide du second transistor 2271 de l'état saturé à l'état bloqué, le condensateur 231 se comporte comme une impédance faible et transmet le front de montée sans l'atténuer notablement aux résistances 2277 et 233 dont le point commun est réuni à la base du premier transistor 2270, qui passe de son état bloqué à son état saturé. Au démarrage, lonquela tension fournie par le montage redresseur 943 à 946 est faible, le courant à travers le condensateur 231 décroissant elrponentiellement pendant que celui-ci se charge et la tension entre ses bornes augmente de manière à tendre vers une valeur égale à la chute de tension aux bornes de la résistance 230, lorsque celle-ci se trouve branchée en série avec les résistances 2273, 2277 et 233 entre la ligne 305 et la masse primaire 11. La résistance 230 étant de valeur élevée, la chute de tension à ses bornes - croit exponentiellement pendant la charge du condensateur 231, la tension sur la base du premier transistor 2270 décroft, par conséquent, jusqu'à atteindre la valeur de blocage.La rampe expo nentielle décroissante est donc produite à l'aide du montage RC parallèle 230, 231 et le second comparateur est constitué par le premier transistor 2270 lui-même comparant la rampe exponentielle négative appliquée à sa base à sa tension de blocage. L'état "zéron du basculeur 227 étant donc également quasistable et sa durée étant déterminée par la constante de temps du montage RC 230, 231 (en fonction également, comme il sera expliqué ci-après, de l'amplitude croissante des impulsions de retour-ligne), l'ensemble du circuit 227 et 228 fonctionne au démarrage comme un multivibrateur astable. Durant la période-du démarrage du dispositif d'alimentation, la tension de sortie V da circuit d'emmagasinage 7 augmente graduellement ainsi que l'amplitude des impulsions de retour-ligne et, par conséquent, la tension Vp fournie par le montage redresseur 943 à 946 qui est alimenté par l'enroulement secondaire 94 du transformateur-ligne 9.Cette tension Vp appliquée à la base du premier transistor 2270 à travers la résistance 232 entre une augmentation de la chute de tension aux bornes de la résistance 233 reliant cette base à la masse, de manière que l'effet conjugué de la tension Vp proche de sa valeur nominale et de la tension V305 appliquée à travers les résistances 2273, 230, 2277 à cette meme base, lorsque le second transistor 2271 est bloqué, assure le maintien à l'état saturé du premier transistor 2270. De ce qui précède on peut voir aisément que le circuit de commande de la Figure 4 comportera en fonctionnement normal un état stable, lorsque le premier transistor 2270 est saturé (état "zéro du basculeur 227), et un état quasistable dnnt la durée est fonction simultanée des deux tensions continues appliquées à la boucle de régulation 228, le passage de l'état stable à l'état quasistable étant déclenché par des impulsions de retour-ligne de polarité négative prélevées sur l'enroulement 95 et appliquées à la base du premier transistor 2270 par l'intermédiaire de la diode 952 de manière à le faire bloquer. Dans ce cas, le circuit 227, 228 se comporte donc comme un multivibrateur monostable. Sur la Figure 5, on a représenté schématiquement un autre mode de réalisation du circuit de commande 12 qui utilise ici un multivibrateur à deux transistors complémentaires. Dans le circuit de la Figure 5, l'enroulement secondaire 94 du transformateur-ligne 9 fournissant des impulsions de retour-ligne de polarité positive alimente en parallèle trois montages redresseurs, dont le premier 941, 942 est utilisé pour fournir la tension de régulation déterminant la durée de la commutation, -dont le second 948, 949 est utilisé pour fournir la tension alimentant la diode Zener 303 et dont le troisième 943, 944 fournit, d'une part par l'intermédiaire dune résistance 947, une tension de polarisation supplémentaire à l'un des étages du basculeur 327 et, d'autre part à travers un diviseur résistif 945, 946, la tension de polarisation de l'écrêter à diode 952. Pour obtenir un résultat analogue, il serait également possible de n'utiliser qu'un seul montage redresseur 940 alimenté par l'enroulement 94 ou de réunir la borne 123 du circuit de commande à la sortie 73 du circuit d'emmagasinage 7, de la façon indiquée sur la Figure 2. Le basculeur bistable 327 de ce circuit est du type à deux transistors complémentaires PNP 3270 et NPN 327t avec couplage résistif (d'autres variantes du basculeur complémentaire peuvent également être utilisées). Le premier transistor 3270 PNP est réuni à la ligne d'alimentation 305 fournissant la tension V305 stabilisée par la diode Zener 303, d'une part, par son émetteur à travers une première résistance 3276 et, d'autre part, par sa base à travers une seconde résistance 3275. La base du premier transistor 3270 est d'autre part réunie au collecteur du second transistor 3271 (NPN) à travers une troisième résistance 3273 et le collecteur de celui-ci est relié, par l'intermédiaire d'une quatrième résistance 3273, à la base de celui-là.Le second transistor 3271 est en outre réuni à la masse primaire 11, d'une part par son émetteur, à travers une cinquième résistance 3277 et, d'autre part par sa base, à travers une sixième résistance 3274. Un tel circuit peut être amené à basculer de son état "zéro", pour lequel les deux transistors 3270 et 3271 sont conducteurs, dans son état "un'1, pour lequel les deux transistors sont bloqués, par une polarisation positive appliquée à la base du premier 3270 ou une polarisation négative appliquée à l'émetteur du second 3271. Pour la remise à zéro il faut inverser la polarité de tensions de polarisation précitées. Si ltensemble des résistances 3272 à 3277 du circuit 327 a été calculé de façon à rendre l'état saturé des deux transistors 3270 et 3271 quasi-stable en fournissant au second transistor 3271 une tension base-émetteur trop faible pour les maintenir dans cet état (zéro), ils retourneront, en l'absence d'une polarisation positive supplémentaire sur la base de celui-ci (entrée S) comme pendant le démarrage du circuit, à ltétat bloqué (un). Pendant le blocage du circuit, un générateur de rampe linéaire 3283, comportant: un condensateur 3286 branché entre la masse primaire 11 et l'émetteur du premier transistor 3270 ; un diviseur de tension résistif 3284, 3285 branché entre l'entrée 3282 du générateur et la masse primaire il, et une septième résistance 3285 réunissant le diviseur 3284, 3287 à l'émetteur du premier transistor 3270, fournit une tension en forme de rampe positive correspondant à la charge du condensateur 3286 à une fraction prédéterminée de la tension redressée et filtrée V51 à travers une résistance équivalente Rs calculée suivant le théorème de Thévenin. Lorsque la tension aux bornes du condensateur 3286 dépasse légèrement la tension appliquée à la base de ce transistor PNP 3270 durant son état bloqué (approximativement égale à V305), sa tension base-émetteur devient négative et il commence à conduire. Par 11 effet de la contreréaction positive, les deux transistors 3270 et 3271 seront amenés à l'état saturé qui durera, au démarrage, jusqu'à ce que le condensateur 3286 se soit déchargé à travers le circuit les comprenant.Après le retour à l'état bloqué des transistors 3270, 3271, le condensateur 3286 se charge de nouveau en fournissant une rampe quasi-linéaire dont la pente est fonction de V51. Pendant le démarrage, l'ensemble basculeur 327 générateur 3283 se comporte donc comme un multivibrateur astable, la boucle de démarrage étant constituée par le second transistor 3271 et son circuit de polarisation. Le circuit de la Figure 5 comprend en outre un étage de régulation 330 comportant un troisième transistor 331 (NPN) dont le collecteur est réuni, d'une part, à la ligne d'alimentation 305 à travers une résistance 332 et, d'autre part, à la base du premier transistor 3270 du basculeur 327 par l'intermédiaire d'une diode 334 et dont 11 émetteur est réuni à la masse primaire 11 par une diode Zener 333. La polarisation de la base du transistor 331 est effectuée à partir du premier montage redresseur 941, 942 à travers un diviseur de tension résistif 335, 336, 337 comprenant un potentiomètre 336 connecté en série entre deux résistances 335 et 337. Ce potentiomètre 336, dont le curseur est relié à la base du transistor 331, permet d'ajuster la tension régulée (V73) comme il sera expliqué ci-après. Au démarrage, l'étage de régulation est inopérant car le transistor 331 reste bloqué jusqu'à ce que la tension de polarisation de sa base dépasse légèrement la tension Zener de la diode 330, et, par conséquent, sa tension collecteur est égale à la tension d'ali- mentation V305. La diode 334 reste donc également bloquée, car la tension sur la base du premiér transistor 3270 est inférieure (état saturé) ou égale (état bloqué) à V3o5e Lorsque l'amplitude des impulsions de retour-ligne (et/ou la tension V73) aura atteint une valeur suffisante pour que le premier montage redresseur 941, 942 fournisse à travers le diviseur 335 à 336 une tension rendant le transistor 331 conducteur, sa tension collecteur diminue.Par conséquent, la diode 334 devient également conductrice pendant le blocage des transistors 3270, 3271 du basculeur 327, et la tension collecteur du transistor 331 polarise la base du premier transistor 3270 à une tension inférieure à V305, cette tension de polarisation diminuant en fonction de l'augmentation de V73. En mime temps, le troisième montage redresseur t43 à 946 fournit à la base du second transistor, à travers la résistance 947, une tension de polarisation suffisante pour le maintenir en permanence à 1 'état saturé, la boucle de démarrage devenant, par conséquent, inopérante. L'état "zéro" (saturé) devient donc l'état stable du basculeur 327, qui ne pourra basculer dansson état "unw qu'au moyen des impulsions de retour-ligne de polarité négative fournies par 1' enrou- lement 95 à son entrée S (base du 3271) par l'intermédiaire du condensateur 951 et de la diode 952. La boucle de régulation comprendra donc le générateur 3283 fournissant une rampe dont la pente est fonction de la tension redressée et filtrée V51, 1' étage de régulation 330 inversant les variations de la tension régulée V73 et le premier comparateur constitué par le premier transistor 3270 du basculeur 327, dont ltensemble constitue, en fonctionnement normal, un multivibrateur monostable. La durée de l'état quasi-stable de ce multivibrateur, correspondant à la durée de fermeture du commutateur 6 (Figure 1) est donc fonction, d'une part, de la tension régulée, qui inversée, polarise la base du premier transistor 3270 pour déterminer l'amplitude de la rampe-pour laquelle le basculeur retourne à l'état stable et, d'autre part, de la tension redressée et filtrée V51 qui détermine la pente de cette rampe. On peut voir aisément que cette durée décrottera, lorsque V73 et/ou V51 croissent. Le potentiomètre 336 permet d'ajuster la tension collecteur du transistor 331 et, par conséquent, la durée normale de la commutation. Ce qui aura pour effet d'augmenter ou de réduire V73. I1 est bien connu que le basculeur à transistors complémentaires de la Figure 5 peut être remplacé par un circuit comportant un élément semiconducteur à quatre couches PNPN qui lui est équivalent. Un tel circuit est schématiquement représenté par la Figure 6 qui illustre le mode de réalisation préféré de l'invention utilisant un thyristor du type comportant deux couches intérieures (appelé "silicon controlled switch" ou "SCS" et "programmable unijunction transistor" ou '!tTT" dans la littérature arlglosaxonne) Un tel thyristor présente l'avantage qu'un courent injecté dans l'une ou 11 autre gåchette permet de modifier la tension d'amorçage du thyristor, qui diminue avec l'accroissement du courant, ce qui permet d'obtenir une régulation de la durée de l'état bloqué en fonction de la tension de polarisation de l'une des gâchettes. D'autre part, le thyristor utilisé dans le circuit de la Figure 6 doit être du type dont le blocage est commandable à l'aide d'une impulsion appliquée sur l'une de ses gåchette. Le générateur de rampe 28 est agencé de manière semblable à celui 3283 de la Figure 5. 1l comporte un diviseur résistif 284, 287 fournissant une fraction de la tension redressée et filtrée V51 appliquée sur l'entrée 282, une résistance 285 réunissant le point milieu du diviseur à l'une des bornes d'un condensateur 286 qui se charge exponentiellement à travers une résistance équivalent RE composé de la résistance R?85 en série avec les résistances R284 et R287 en parallèle. L'étage basculeur 27 comporte donc un thyristor 270 du type décrit ci-dessus, dont l'anode est reliée, d'une part, à la ligne d'alimentation V305 par l'intermédiaire d'une résistance 271 et, d'autre part, au moint commun de la résistance 285 et du condensateur 286 du générateur 28 et dont la cathode est reliée, d'une part, à l'autre borne du condensateur 286 et, d'autre part, à la masse primaire 11 à travers un montage parallèle d'une résistance de cha- ge 272 et d'une capacité 275,aux bornes duquel est prélevé le signal de sortie en forme d'impulsions négatives fournies pendant l'état bloqué du thyristor 270. La gâchette de cathode du thyristor est couplée à l'enroulement 95 du trnsformateur-ligne 9 fournissant des impulsions négatives à travers le circuit écrêter comportant la diode 952 et sa gâchette d'anode est réunie à un diviseur de tension la polarisant et composé d'une résistance 274 reliée à la ligne 305 et d'une autre résistance 342 reliée à la masse primaire 11 faisant partie du circuit de régulation 340. Le circuit de régulation 340 comporte un transistor PNP 341 dont 11 émetteur est relié à la ligne d'alimentation 305 (par une résistance 343 de faible valeur) et dont le collecteur est relié à la gâchette d'anode du thyristor 270 (point commun des résistances 274 et 342). La base du transistor 341 est polarisée en fonctionnement normal à l'aide d'un diviseur de tension résistif comportant une première résistance 345, un potentiomètre 346 et une seconde résistance 347 connectés en série, et alimentée par le premier montage redresseur 941, 942 d'impulsions de retour-ligne positives, le curseur du potentiomètre 346 étant réunie à la base du transistor 341. Dans le circuit de la Figure 6, le premier montage redresseur comporte une résistance de charge 943 branchée en parallèle sur le condensateur de filtrage 942, ce montage RC parallèle 942, 943 réunit ici la cathode de la diode 941 à la ligne d'alimentation 305 et présente une constante de temps relativement faible (entre 1 et 3 fois la période de ligne), pour que la régulation puisse suivre les variations de l'amplitude des impulsions de retour-ligne. D'autre part, le point commun de la première résistance 345 et du potentiomètre 346 est relié à la cathode d'une diode 348, dont l'anode est reliée à la ligne 305. Ainsi pendant le démarrage, lorsque l'amplitude des impulsions de retour-ligne est inférieure à V305 aux bornes de la diode Zener 303, la tension sur la base du transistor 341 fournie par le montage série du potentiomètre 346 et de la résistance 347 qui est alimenté par la tension V305 sera à sa valeur minimale. Le transistor 341, branché en parallèle avec la résistance 274 du diviseur 274, 342 reliant la gâchette d'anode du thyristor 270 à la ligne 305 et débitant un courant maximal, présentera une résistance émetteur-collecteur minimale.Ceci résultera en une tension positive maximale de la gâchette d'anode (proche de V305), augmentant au maximum la tension d'amorçage du thyristor 270 (faible polarisation de la jonction anode-chette d'anode). Au démarrage, le thyristor 270 étant bloqué, le condensateur 286 se charge à travers les résistances 284, 285, 287 combinées et la résistance 271 le réunissant à la ligne 305 jusqu'à cette tension d'amorçage maximale déclenchant la saturation du thyristor 270 et la décharge rapide du condensateur 286 à travers celui-ci. Si les résistances 271 et 285 ont une valeur suffisamment élevée et/ou les tensions aux bornes de ces résistances suffisamment faibles pour que le courant anode-cathode du thyristor 270 soit, après la décharge du condensateur 286, inférieur au courant de maintien IH, celui-ci retourne à l'état bloqué et l'on obtient le fonctionnement astable d'un oscillateur à relaxation qui fournit sur sa ré sistance de charge 272 des impulsions négatives lors de chaque blocage.En fonctionnement normal, lorsque les tensions V51 et V73 approchent de leur valeur nominale, le courant de saturation dans le thyristor 270 devient supérieur au courant de maintien et l'on nécessitera des impulsions négatives appliquées à la cette de cathode pour le bloquer. La régulation en fonction de la tension redressée et filtrée V s'effectue comme précédemment, car elle commande la pente de la rampe fournie par le générateur 28. La régulation de la tension de sortie V73 et, par conséquent, de l'amplitude des impulsions de retour-ligne, est obtenue à l'aide du circuit 340 dès que cette amplitude dépasse la valeur de V305.Le premier montage redresseur fournissant une tension supérieure à V305, la diode 348 se bloque et la tension de polarisation de la base du transistor 341 augmente entravant une réduction de son courant cQllecteur. La réduction du courant collecteur a pour effet de réduire la tension sur ce colle teur qui constitue également la tension de polarisation de la gâ- chette d'anode, de manière à réduire la tension d'amorçage, car la jonction FN anode-gâchette d'anode devient conductrice pour une tension de rampe plus faible.Par conséquent, toute augmentation, de l'amplitude des impulsions de retour-ligne (et de V73) entraine une réduction de la durée de l'état bloqué du thyristor puisque sa tension d'amorçagediminue en fonction de cette amplitude, et viceversa. De ce qui précède, on peut voir aisément qu'en fonctionnement ncrmal,l' ensemble générateur 28 et basculeur 27 constituent un générateur d'impulsions monostable dont le basculement-de l'état stable (saturé) à l'état quasistable (bloqué) est commandé par des impulsions négatives appliquées sur la gâchette de cathode. Comme au démarrage les durées respectives des états bloqué et saturé ne correspondent pas à la condition de rapport cyclique du transistor commutateur 64 (Figure 1), il est nécessaire de limiter la durée de la fermeture du commutateur 6 et, par conséquent, celle du blocage du thyristor 270.A cette fin, le circuit de surveillance (8, Figure 1) permet de réunir le condensateur d1emmagasinage 70 fournissant la tension régulée V73 à l'anode du thyristor 270 par l'intermédiaire du transistor PNP 80, de la résistance 82 et d'une diode ae séparation 83 connectés en série, lorsque le courant de charge du condensateur 70, passant par le transistor commutateur 64 (Figure 1) et 1' inductance 71, dépasse une valeur qui permet le déblocage du transistor 80. Le déblocage du transistor 80 entrain un basculement quasi-immédiat du thyristor 270 de son état bloqué à son état saturé, car le condensateur 286 se charge alors à travers une faible résistance 82 (1 à 2 kiloohms) à la tension régulée V73. Cette sécurité fonctionnera également lorsqu'un courant de charge il; excessif passe par l'inducteur 71 à cause d'un courtcircuit, par exemple. Un autre élément de sécurité est constitué par le circuit écrêteur des impulsions de retour-ligne négatives (voir Figures 3, 4 ou 5). La diode 952, alimentée par l'enroulement 95 à travers le condensateur de couplage 951, est polarisée sur sa cathode par une tension fournie par le montage redresseur des impulsions de retourligne positives comportant l'enroulement 94, la diode 943, le condensateur de filtrage 944 et le diviseur résistif 945, 946. Le condensateur de couplage 951 étant de faible valeur, il constitue, avec les résistances 945, 946 en parallèle un circuit différentiateur des impulsions de retour-ligne. le montage RC parallèle 944 à 946 présente une constante de temps telle que, lors d'une réduction instantanée de l'amplitude des impulsions de retourligne, il maintient la tension de polarisation de la diode 952. De ce fait, il empoche le passage d'impulsions négatives d'une am- plitude inférieure, par exemple, à la moitié de l'amplitude nominale, lorsque le transformateur 9 est surchargé. L'étage d'attaque 17 du transistor commutateur 64 (Figure 1) comporte un transistor PNP 170 relié à la cathode (Q) du thyristor 270 par l'intermédiaire d'une résistance 171. Le condensateur 273 du montage RC parallèle 272, 273 reliant la cathode du thyristor 270 à la masse permet de réduire le temps de blocage du transistor 170 par rapport à celle du thyristor 270, car en augmentant le temps de chute de la tension on retarde le blocage du transistor 170. L'émetteur du transistor 170 étant relié à la masse primaire 11, son collecteur est relié à la ligne 305 par l'intermédiaire de l'enroulement primaire du transformateur 65 et d'une résistance 174 en série. Le point commun de la résistance t74 et de cet enrou3;ement est découplé à la masse par un condensateur 175 de forte valeur. Un condensateur 176 est connecté entre le collecteur et l'émetteur du transistor 170 afin de protéger le transistor de commutation 60 durant la transition de son état saturé à son état bloqué, il a pour effet d'allonger le temps de montée de la transition entre ces-états par la charge du condensateur 176 à travers l'inductance de l'enroulement primaire du transformateur 65 lors du blocage du transistor 170. Le transistor 64 du commutateur 6 et le transistor 170 de l'am plificateur d'attaque 17 fonctionnement, de préférence, en mode alterné, l'un étant saturé pendant que l'autre est bloqué et vice-versa. Il est à remarquer ici que la réduction de la tension d'amorçage du thyristor 270 et, par conséquent, de la durée de l'impulsion de commande du commutateur 6 peut également être obtenue en augmen- tant la tension de polarisation de la gâchette de cathode en fonction de la tension de régulation. A cette fin, le circuit de régulation 340 doit être modifié en remplaçant le transistor PNP 341 monté en émetteur commun et réuni par son collecteur à la gâchette d'anode par un transistor NPN monté en collecteur commun et relié par son émetteur à la cette de cathode du thyristor 270. Un dispositif d'alimentation régulée à commutation, tel que décrit ci-dessus et représenté sur la Figure t, associé à un circuit de commande de la commutation suivant les Figures 2 à 6, permet d'alimenter le récepteur de télévision en tensions continues avec une très grande efficacité, le circuit de commande étant agencé de manière à permettre son démarrage, lorsqu'il est un générateur d'impulsions astable, et la régulation des tensions de sortie lors qu1il fonctionne en tant que générateur monostable. - NDICATIONS 1 - Dispositif d'alimentation pour récepteur de télévision à transistors comportant un circuit de balayage-ligne comprenant un circuit de commande du balyage muni d'un oscillateur à relaxation, dit oscillateur-ligne, et un étage de sortie (10) qui alimente des bobines de déviation-ligne (100), ledit dispositif d'alimentation comportant : un circuit redresseur (3) suivi d'un circuit de filtrage (5) qui alimente un commutateur électronique rapide (6) fournissant la tension du réseau redressée et filtrée V51 découpée en impulsions rectangulaires ; un circuit d'emmagasinage d'énergie électrique (7) comprenant un inducteur (71), un condensateur (70) de forte valeur et une diode semiconductrice (72), l'une des bornes de l'inducteur (71) et la cathode de la diode (72) étant reliées ensemble à la sortie (63) du commutateur (6), l'autre borne-de l'inducteur (71) étant reliée à l'une des bornes du condensateur (70) constituant la sortie (73) de ce circuit (7), l'anode de la diode (72) et l'autre borne du condensateur (70) étant reliées ensemble å l'autre borne (2) du réseau pour constituer une masse (il) dite "primaire" isolée de la masse (14) dite t'secondaire" du châssis du récepteur ; un transformateur (9) dit "de ligne" comportant plusieurs enroulements secondaires (91 à 95) qui fournissent desimpulsions dites de "retour-ligne" et dont l'un, réuni à la masse secondaire (14), alimente un redresseur de très haute tension (97) pour le tube à rayons cathodiques ; et un circuit de commande (t2) du découpage de la tension redressée et filtrée (V51) à l'aide du commutateur (6) comprenant un générateur d'impulsions de commande de durée variable en fonction soit de la tension de sortie dite "régulée" du circuit d'emmagasinage (7),soit de l'amplitude des impulsions de retour-ligne fournies par un autre enroulement secondaire (94);ledit dispositif Etant caractérisé par le fait que ltenroule- ment primaire (90) dudit transformateur de ligne est branchée entre la sortie (73) du circuit d'emmagasinage (7) et l'entrée d'alimentation de l'étage de sortie (10) ; par le fait que ledit générateur d'impulsions fonctionne au démarrage, lorsqu'il est alimenté par l'intermédiaire d'un condensateur (311) relié audit circuit de filtrage (5), en tant que multivibrateur astable, tandis que, en fonctionnement normal lorsque la sortie (73) du circuit d'emmasi- nage (7) fournit une tension régulée (V73) proche de sa valeur nomi nale, il fonctionne comme un multivibrateur monostable déclenché par des impulsions de retour-ligne issues d'un enroulement secon daire supplémentaire (95), dit "de commande11, et relié à la masse primaire (11),et par le fait que la durée desdites impulsions de commande sont également variables en fonction de- la tension redres sée et filtrée (V51). (Figure 1 et 2) 2 - Dispositif d'alimentation suivant la revendication 1, carac térisé par le fait que ledit inducteur (71) constitue l'enroulement primaire d'un transformateur dit 1'd'alimentation" (75) comportant un ou plusieurs enroulements secondaires (74), chacun desdits enrou lements secondaires (74), reliés à la masse secondaire (14), alimen tant un montage redresseur monoaltema:nce (13) qui comprend une diode (130) connectée de façon à conduire uniquement au cours des périodes de coupure dudit commutateur (6) et qui est destiné à fournir des tensions continues d'alimentation au moins au circuit de commande du balayage qui assure la commande dudit étage de sor tie (10). 3 - Dispositif d'alimentation suivant l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé par le fait qu'il comporte en outre un circuit de surveillance (8) limitant le courant de charge du condensateur d'emmagasinage (70) passant par l'inducteur (71) et comportant une résistance (81) de faible valeur insérée entre l'inducteur (71) et le condensateur (71), et un transistor PNP de commande (80) dont 11 émetteur est relié au point commun de l'inducteur (71) et de la résistance (81), dont la base est reliée au point commun du condensateur (70) et de la résistance (81) et dont le collecteur est couplé à une entrée (124) du circuit de commande (12) recevant, lorsque la chute de tension aux bornes de de la résistance (80) provoquée par le courant de charge dépasse la tension de déblocage du transistor (80), une impulsion positive qui entrain la coupure du commutateur (6). 4 - Dispositif d'alimentation suivant l'une quelconque des revendications précédentes,caractérisé par le fait que ledit circuit de commande (12) du commutateur comporte : un circuit d'alimentation comportant une diode de Zener (303) dont l'anode est réunie à la masse primaire (11) et dont la cathode est-réunie par l'intermédiaire d'une résistance (312)et d'une capacité (311) en série à la sortie du montage redresseur (3) et soit, par l'intermédiaire d'une résistance (302) et d'une diode (301), à la sortie (73) du circuit d'emmagasinage (7) fournissant la tension régulée (V73), soit, par l'intermédiaire d'une résistance,à un montage redresseur (940) alimenté par ledit autre enroulement secondaire (94) du transformateur ligne (9) relié d'autre part à la masse primaire (11) et fournissant des impulsions de retour-ligne de polarité positive. 5 - Dispositif d'alimentation suivant l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé par le fait que ledit circuit de commande (12) du commutateur comporte : un basculeur bistable (127) dont l'une des deux sorties (Q, Q) est couplée à sa première entrée (R) destinée à commander son basculement d'un second état dans un premier état, par 1' intermédiaire d'une boucle dite "de régulation" (128) comportant un premier générateur de rampe (1280 et 1282, 1283) fournissant pendant ledit second état un signal essentiellement en forme d'une dent-de-scie dont la pente est proportionnelle à la tension redressée et filtrée (V51 ) et un premier comparateur de tension (150) fournissant sur sa sortie (153) une impulsion lorsque l'amplitude du signal fourni par ledit premier générateur (1280 et 1282, 1283)-atteint une première valeur de comparaison fonction de la tension régulée (V73), ladite sortie (153) du premier comparateur (150) étant couplée à ladite première entrée (R) du basculeur (127) ; la seconde entrée (S) du basculeur (127) destinée à commander le basculement dudit premier dans ledit second état, étant couplée audit enroulement secondaire de commande (25) ; l'ensemble basculeur (127) boucle de régulation (128) constituant un multivibrateur monostable, dont l'état quasi-stable déclenché par lesdites impulsions de retour-ligne présente une durée qui varie en fonction inverse, d'une part, de la tension redressée et filtrée (V51) et, d'autre part, de la tension régulée (V73). 6 - Dispositif d'alimentation suivant la revendication 5, caractérisé par le fait que le circuit de commande (12) du commutateur comporte, en outre, une boucle dite "de démarrage" (129) reliant l'une des sorties (Q, Q) du basculeur (t27) à sa seconde entrée (S) et comportant : un second générateur de rampe (1290 fournissant pendant ledit premier état du basculeur (127) un signal approchant asymptotiquement une tension limite prédéterminée et un second comparateur de tension (160) fournissant sur sa sortie (163) une impulsion lorsque le signal fourni par ledit second générateur (1290) atteint une seconde valeur de comparaison fonction de la tension régulée (V73), inférieure à la tension limite lors du démarrage et dépassant celle-ci lorsque la tension régulée (V75) approche sa valeur nominale afin de rendre la boucle de démarrage inopérante, ladite sortie (163) du second comparateur (160) étant réunie à la seconde entrée (S) du basculeur (127), l'ensemble composé du basculeur (127), de la boucle de régulation (128) et de la boucle de démarrage (129) constitue un multivibrateur astable, lorsque la seconde valeur de comparaison est inférieure à ladite tension limite. (Figures 2 et 3). 7 - Dispositif d'alimentation suivant la revendication 5, caractérisé par le fait que ledit circuit de commande (12) du commutateur comporte un basculeur (227) comprenant un premier (2270) et un second (2271) transistor NPN montés en émetteur commun et respectivement réunis par leurs collecteurs à une source de tension d'alimentation (305) par l'intermédiaire de résistances (2272, 2273), le collecteur du premier transistor (2270) constituant une première sortie (Q) du basculeur (227) et étant réuni à la base du second transistor (2271) au moyen d'un circuit de couplage résistif (2276), et par le fait que le collecteur du second transistor (2271) constituant la seconde sortie (Q) du basculeur (227) est couplé, dJune part, à l'aide d'un montage diviseur de tension (2277, 230, 231, 233) à la base du premier transistor (2270) et à l'aide d'une boucle de régulation (228) à sa propre base qui constitue ladite première entrée (R) du basculeur (227), et par le fait que ledit montage diviseur comporte un circuit composé d'un condensateur (231) et d'une résistance (320) de valeurs élevées montés parallèle et deux résistances (2277 et 233) branchées en série entre ie collecteur du second transistor (2271) et la masse primaire (11), la base du premier transistor (2270), qui constitue ladite seconde entrée (S) du basculeur (227), étant réunie aux points communs des résistances (2277, 233) ainsi que, par l'intermédiaire d'une résistance (947), à une source de tension de polarisation positive (943 à 946) fournissant une tension de polarisation supplémentaire fonction de la tension régulée (V73) et couplée, d'autre part, à l'enroulement secondaire de commande (95), les valeurs des résistances (230, 2277, 233) du montage diviseur étant calculées de manière que, lorsque la tension de polarisation supplémentaire est nettement inférieure à sa valeur nominale et lorsque le second transistor (2271) est bloqué, une tension de polarisation, fournie par un diviseur composé de la résistance-collecteur (2273) du second transistor (2271), de la résistance (230) du circuit parallèle et des deux résistances (2277, 233) connectées en série entre ladite source d'alimentation (305) et la masse primaire (11), soit inférieure au seuil de saturation du premier transistor (2270), et qu'une tension de polarisation fournie par le même diviseur avec la résistance (230) du circuit parallèle cour-circuitée, soit suffisante pour commander la saturation de ce transistor (2270), en vue d'obtenir, d'une part, un fonctionnement astable de l'ensemble formé par le basculeur (227) et la boucle de régulation (228) en l'absence de tension de polarisation supplémentaire notable, et, d'autre part, son fonctionnement monostable, lorsque, le second transistor (2271) étant bloqué, la tension de polarisation supplémentaire est suffisante pour maintenir le premier transistor (2270) dans son état saturé. (Figure 4). 8 - Dispositif d'alimentation suivant la revendication 7, caractérisé par lé fait que ladite boucle de régulation (228) comporte : un troisième transistor B (2280) monté en émetteur commun et réuni par son collecteur à ladite source d'alimentation (305) à travers une résistance (2285) ; un premier condensateur (2281) réunissant ensemble le collecteur du second (2271) à la base du troisième transistor (2280) ; un premier (2282) et un second (2284, 947, 2283) circuit résistif réunissant respectivement le point commun du premier condensateur (2281) et de la base du troisième transistor (2280) à une première source (120) fournissant une tension proportionnelle à la tension redressée et filtrée (V51 > et à une seconde source (943' à 946) fournissant une tension fonction de la tension régulée (V73) de manière que, lorsque le second transistor (2271) passe de son état bloqué à son état saturé en entrat- nant le blocage du troisième transistor 12280), le premier condensateur (2281) se charge à travers les premier (2282) et second (2284, 947, 2283) circuit résistif en fournissant à la base du troisième transistor (2280) une tension croissante en forme de rampe dont la pente est une fonction simultanée des tensions (V51 et AT73) fournies par lesdites première et seconde source. (Figure 4). 9 - Dispositif d'alimentation suivant l'une quelconque des revendications 1 à 4, caractérisé par le fait que ledit circuit de commande (12) du commutateur comporte : un générateur de rampe (3283) componé d'un montage résistif (3284, 3285, 3287) alimenté par la tension redressée et filtrée (V51) et d'un condensateur (3286) connecté entre la sortie dudit montage résistif et la masse primaire (11) et fournissant une tension de rampe dont la pente est proportionnelle à cette tension ; un basculeur bistable (327) à deux transistors complémentaires (3270, 3271) dont le premier (3270), du type PNP, est directement ou indirectement réuni par son collecteur à la base du second (3271), du type NPN, qui est directement ou indirectement réuni par son collecteur à la base du premier transistor (3270), les émetteurs du premier (3270) et du second (5271) transistor étant respectivement reliés à travers des résistances (3276, 3277) à une source de tension d'alimentation (305) et à la masse primaire, ainsi que leurs bases respectives par l'intermédiaire d'autres résistances (3275, 3274), l'émetteur du premier transistor (3270) étant d'autre part relié au point commun dudit condensateur (3286) et dudit montage résistif (3284, 3285, 3287), ledit second transistor (3271) étant en outre polarisé sur sa base par une tension proportionnelle à la tension régulée (V73); et un circuit de régulation (330) faisant varier la tension de polarisation de la base du premier transistor (3270) en fonction de la tension régulée (V75), cette tension faisant varier l'amplitude de la tension de rampe pour laquelle lesdits transistors (3270, 3271) passent de leur état bloqué à leur état saturé, afin'de commander la durée de leur état bloqué déclenché, lors du démarrage, à l'aide d'une polarisation insuffisante de la base du second transistor (3271) pour son maintien à l'état saturé, la tension régulée (V73) étant trop faible, et lorsque cette tension (V73) approche de sa valeur nominale, à l'aide d'impulsions de retourligne de polarité négative prélevées aux bornes dudit enroulement de commande (95). (Figure 5) 10 - Dispositif d'alimentation suivant l'une quelconque des revendications 1 à 4, caractérisé par le fait que ledit circuit de commande (12) du commutateur comporte : un générateur de rampe 28 composé d'un montage résistif (284, 285, 287) alimenté par la tension redressée et filtrée (V51) et d'un condensateur (286) réuni à la sortie du montage résistif ;un thyristor (270) à deux gâchet- tes dont l'anode est réunie, d'une part, à la borne du condensateur (286) reliée au montage résistif et, d'autre part par une résistance (271), à une source de tension d'alimentation (305) et dont la cathode est réunie, d'une part, à l'autre borne du condensateur (286) et, d'autre part par une résistance (272), à la masse primaire (tu), le condensateur (286) fournissant au thyristor (270), lorsqu'il est bloqué, une tension de rampe dont la pente est fonction de la tension redressée et filtrée (Vst) ; et un circuit de régulation (340) fournissant à l'une des gåchettes du thyristor (270) une tension de polarisation pour faire varier la tension d'amorçage du thyristor (270) en fonction de la tension régulée (V73), de façon à réduire la durée de son état bloqué lorsque cette dernière croit, ledit état bloqué étant déclenché, au démarrage, par un courant de saturation inférieur au courant de maintien après la décharge du condensateur et, lorsque la tension d'alimentation du thyristor (270) est suffisante à le maintenir à l'état saturé, à l'aide d'impulsions de retour-ligne négatives prélevées sur 1' enroulement de commande (95) et transmis à la gâchette de cathode du thyristor (270). (Figure 6) 11 - Récepteur de télévision caractérisé par le fait qu'il comporte un dispositif d'alimentation suivant l'une quelconque des revendications précédentes.