La présente invention concerne un circuit de commutation du type comportant un transistor et un dispositif de commande relié à la base du transistor pour faire fonctionner ce dernier alternativement d'une phase de non-conduction pendant laquelle le courant dans le circuit de sortie du transistor est pratiquement nul à une phase de conduction pendant laquelle le courant dans le circuit de sortie varie jusqu'à atteindre une valeur maximale au moment de l'ouverture. Le domaine d'application de l'invention plus particulièrement envisage est celui de la -commutation des transistors de puissance. A titre d'exemple non li mitatif, le circuit de commutation objet de l'invention peut être utilisé comme dispositif interrupteur comman- dé branche en série avec une source de tension dans un générateur de courant à fréquence ultrasonique, notamment pour un appareil de chauffage ou de cuisson par induction. Un tel appareil est décrit en particulier dans la demande de brevet français nO 78 00166 déposée le 4 janvier 1978 par la Demanderesse. On sait que pour obtenir une commutation rapide à l'ouverture d'un transistor de puissance, il est nécessaire que celui-ci se trouve en quasi-saturation au moulent de l'ouverture, l'état de quasi-saturation étant caractérisé par le fait que le courant base est juste suffisant pour que la tension collecteurgémetteur du transistor ne soit ni trop élevee (transistor désa ture), ni trop faible (transistor saturé). En effet, si le transistor se trouve en état de saturation au moment de l'ouverture, l'excès de porteur à évacuer par la base ralentit de façon non négligeable la commutation.Le tenus de commutation à l'ouverture comporte deux compo- santes le temps de déstockage et le temps de descente. Le temps de dé stockage est celui pendant lequel le transistor continue à conduire sans diminution du courant collecteur alors que son courant base est annulé ou inversé. Plus le transistor est saturé, plus la charge stockée par la base est importante et plus le temps de déstockage est long. Le temps de descente est celui pendant lequel l'intensité du courant collecteur décroît. I1 est d'autant plus long qu'il y a de charges stockées dans la zone collecteur, donc que le transistor est saturé. Pour réaliser la commutation à l'ouverture des transistors en régime de quasi-saturation, il est connu de brancher une diode anti-saturation DAS entre le collecteur du transistor T et sa base connectée à un organe de commande schématise par un commutateur K sur la figure 1 annexée. La tension collecteur-émetteur VCE peut alors être maintenue à une valeur supérieure à la tension de seuil de saturation VCE.Sat. en-ded de laquelle le transistor T est saturé. En effet, on a alors VCE = VBE + VD, VD étant la rension aux bornes de la diode DAS et VBE la tension base-émetteur. Le maintien du transistor en état de quasi- saturation permet certes de limiter le temps de déstockage et le temps de descente et d'obtenir donc une commutation rapide à l'ouverture. Par contre, du fait que l'état de quasi-saturation est maintenu pendant toute la phase de conduction, les pertes de conduction sont bien plus importantes que celles se produisant lorsque le transistor conduit en étant saturé. De plus, la limitation du courant base par la diode anti-saturation s'accompagne d'un effet de pompage. Le courant base présente alors des ondulations qui font que la commutation est plus ou moins rapide selon que i'ouverture est commandée à un moment où le courant base est plus ou moins faible. La figure 2 montre les formes d'onde du courant base 1B du transistor T, du courant collecteur de la tension collecteur-émetteur V et des pertes P CE dans le transistor lors des phases de conduction. On remarque l'ondulation de la forme d'onde du courant base 1B Ainsi, si l'ouverture a lieu au moment t alors que l'intensité du courant base est relativement élevée, le temps de commutation T a est notablement plus long que celui T b lorsque l'ouverture est commandée au temps tb alors que l'intensité du courant base est relativement faible. Par ailleurs, on note aussi que le maintien de la tension VCE à la valeur V CE.Sat. se traduit, pendant la phase de conduit tion, par des pertes notables. Aussi, l'invention a pour but de fournir un circuit de commutation du type défini en tête de la presente description, circuit dans lequel les pertes de conduction sont réduites au cours des phases de conduction, et le temps de commutation est faible et sensiblement constant. Ce but est atteint du fait que, conformément à l'invention, le circuit dé commutation comporte un dispositif d'asservissement du courant base du transistor pour commander le fonctionnement du transistor au cours de chaaue phase de conduction avec un courant base sensiblement constant et éaal à une valeur pour laauelle le transistor est en réarme de saturation pendant la majeure partie de la phase de conduction à par tir de la fermeture et passe en régime de quasisaturation à la fin de la phase de conduction. Ainsi se trouvent combinés les avantages de la conduction en état de saturation : faibles pertes, et de l'ouverture en état de quasi-saturation : commutation rapide. Suivant une particularité du circuit conforme à l'invention, le dispositif d'asservissement de courant base comporte une mémoire analogique reliée à la base du transistor et destinée à mémoriser une tension électrique représentative de ladite valeur de courant base. Cette mémoire analogique peut être formée par un condensateur relié à la base du transistor par une diode empêchant le passage du courant du condensateur vers la base. La mémorisation de la tension représentative de la valeur du courant base est effectuée au cours de la première phase de conduction au.moyen d'un circuit de charge comportant par exemple un second transistor dont le circuit collecteur-émetteur est branché en série avec ledit condensateur et dont la base est reliée, d'une part, à la base du transistor à commuter, et, d'autre part, au collecteur du transistor à commuter par l'intermédiaire d'une diode anti-saturation. Ainsi, cette mémorisation est effectuée alors que le transistor à commuter est en état de quasi-saturation. On retrouve donc ensuite cet état de quasi-saturation au moment où, à l'ouverture, le courant du circuit de sortie (courant collecteur) atteint la même valeur maximale. Par contre, le courant base étant maintenu sensiblement constant au cours de toute la phase de conduction, le transistor est en état de saturation pendant la plus grande partie de celle-ci, c' est-à-dire, tant que le courant collecteur n'a pas atteint la valeur pour laquelle le transistor passe, pour le courant base fixé, en état de quasi-saturation. D'autres particularités et avantages du circuit de commutation conforme à l'invention ressortiront à la lecture de la description faite ci-après, à titre indicatif, mais non limitatif, en référence aux dessins annexés, sur lesquels - la figure 1, déjà décrite, est un schéma d'un circuit connu de commutation à transistor utili sant une diode anti-saturation, - la figure 2, déjà décrite, est un ensemble de courbes qui illustrent les variations en fonction du temps de grandeurs relatives au transistor du circuit de la figure 1, - la figure 3 est un schéma d'un circuit de commutation conforme à l'invention, et - la figure 4 est un ensemble de courbes illustrant les v a r i a t i o n s en fonction du temps de, respectivement le courant de base, le courant collecteur, la tension collecteur-émetteur et les pertes par conduction du t r a n s i s t o r à c o m m u t e r dans un circuit de commutation s e I o n 1 e s c h é m a d e la figure 3. Sur la figure 3, la référence T1 désigne le transistor dont la commutation est à commander. Le transistor T1 est un transistor bipolaire NPN dont l'é- metteur est au potentiel de référence (masse) et dont le collecteur est branche en série avec une charge (non représente e). La base du transistor T9 est reliée à un dispositif de commande ou 'driver" schématisé par un commutateur K qui, selon sa position F ou X, connecte la base du transistor T1 à une borne JV d'une source de potentiel positif par l'intermédiaire d'une résistance R ou à une borne -V d'une source de potentiel négatif par l'intermédiaire d'une résistance R'. En pratique, le dispositif de commande peut être constitué par exemple par un circuit monostable qui est déclenché à une fréquence de commutation déterminée. Une diode D relie le collecteur du transistor T1 à la base d'un transistor NPN T2 donc le collecteur est relié à une borne de potentìel positif, par exemple +V, et dont l'émetteur est relié à la masse par lin- termédiaire d'un circuit à constante de temps formé par un condensateur C2 et une résistance R2 en parallèle sur C2. La base du transistor T2 est en outre reliée, d'une part, à la borne +V, par une résistance Rl et, d'autre part, à une borne commune du commutateur K par l'intermédiaire d'une diode D1. Les diodes D et D1 sont branchées avec leur anode tournée vers la base du transistor T2. Une diode D2 est branchée dans le sens direct entre la base du transistor T1 et le point commun entre le circuit à constante de temps C2 - R2 et l'émetteur du transistor T2. Le fonctionnement du circuit de la figure 3 va maintenant être décrit. On se référera aussi à la figure 4 qui illustre les variations en fonction du temps du courant base IBl,du courant collecteur ICl, de la tension collecteur-émetteur VcEl, et des pertes de c o n d u c t i on P1 d u transistor T1 du circuit illustré par la figure 3. Le circuit de commutation conforme à l'invention s'applique dans le cas où le courant à commuter varie pendant chaque phase de conduction pour atteindre sa valeur maximale au moment de l'ouverture. I1 en est bien ainsi dans l'exemple illustré puisque, si l'on excepte un pic de courant à la fermeture, le courant croît d'une valeur pratiquement nulle à une valeur maximale sensiblement constante ICl max. pendant chaque phase de conduction. Au début du fonctionnement du circuit, avant la première phase de conduction, le condensateur C2 est déchargé. La première phase de conduction est commandée par le premier passage du commutateur K en position F au temps tl. Tout le courant provenant de la borne commune du commutateur est dérivé par la diode D2 sur le condensateur C2, privant le transistor T1 de courant base. Le transistor T1 reste donc initialement bloqué, ce qui laisse la diode D bloquée également et autorise la conduction du transistor T2. Le courant base de T2 est déterminé par la résistance R1 et son courant collecteur est prélevé à la borne V. En conduisant, T2 charge le condensateur C2. Au cours de la charge du condensateur C2, le courant base du transistor T1 commence à croître et provoque la conduction de ce transistor.La diode D fait alors office de diode antisaturation pour le transistor T1 et conduit avant que ce transistor atteigne le régime de saturation. A chaque fois que la diode D conduit, elle provoque le blocage du transistor T2 et interrompt donc la charge du condensateur C2. Pendant la première phase de conduction, la tension VCEl est donc maintenue à une valeur supérieure à la valeur limite de saturation VCEî.Sat. et la tension de charge de C2 s'adapte progressivement à la valeur croissante du courant base IB1 (figure 4). Au moment de la première ouverture, lorsque le commutateur est amené en O au temps t2 le transistor T1 est en état de quasi-saturation et le condensateur C2 est chargé à une tension image de la valeur de IB1 pour ICl max dans cet état de quasi-saturation. Pendant la phase de blocage qui suit, la conduction de T2 est interdite par la diode Dl Le condensateur C2 se décharge dans R2, la constante de temps T2 du circuit C2 - R2 étant choisie grande par rapport à la durée TB de chaque phase de blocage.En pratique, on choisira pour le rapport T2/TB une valeur de préférence supérieure à 10 Ainsi, au moment t3 de la seconde fermeture commandée en ramenant le commutateur K en F, le courant base 1B1 a une valeur très voisine de celle qu'il avait juste au moment de l'ouverture precedente. Le courant collecteur étant relativement faible au début de cette seconde période de conduction, la valeur imposée du courant base permet le fonctionnement du transistor T1 en régime de saturation jusqu'à ce que, vers la fin de la phase de conduction, le courant IC1 approche de la valeur IC1 max.Le courant IB1 étant maintenu constant du fait que la diode D2 fait butée sur C2, le transistor passe en régime de quasi-saturation au moment de l'ouverture au temps t4. Chaque nouvelle phase de conduction se produit ensuite de la même façon. Comme on peut le voir sur la figure 4, le maintien du transistor T1 en régime de saturation pendant la plus grande partie des phases de conductions se traduit par des pertes de conduction minimes. On notera aussi que tout pompage du courant base est évité du fait que celui-ci possdde, à chaque fermeture, la valeur qu'il doit avoir pour que le transistor soit juste en quasi-saturation au moment de l'ouverture. Pour un fonctionnement aussi bon que possible du circuit, il est préférable que les variations pErio- diques éventuelles de l'intensité maximale du courant à commuter se produisent avec une période TS grande par rapport à la constante de temps T2 du circuit C2 - R2. Dans ces conditions, la valeur du courant base mémorisée grace au circuit conforme à l'invention peut s'adapter progressivement aux variations de l'intensité maximale à commuter puisque selon le sens de ces variations, le condensateur C2 peut se décharger au cours des phases de non-conduction ou compléter sa charge au cours des phases de conduction. A titre indicatif, on choisira de préférence pour le rapport TS/T2 une valeur supérieure à 10. Il a été indiqué plus haut que le rapport entre T2 et la durée de blocage TB doit également etre grand, par exemple supérieur à 10. Cette condition est nécessairement réalisée si T2 est grand devant la période de commutation TC séparant deux ouvertures ou fermetures successives puisque TC est égal à la somme de la durée de conduction et de la durée de blocage. Ainsi, la valeur T2 doit pouvoir être simultanement grande devant TC et petite devant TS. Cette double condition est parfaitement rea- lisée dans le cas de l'application du circuit de commu- station conforme à l'invention comme circuit interrup- teur ou hacheur dans un générateur à fréquence ultrasonique alimenté à partir de la tension du secteur. Les variations de l'intensité maximale à commuter se produisent alors avec la période du secteur (20 ms) tandis que la période de commutation est alors généralement inférieure à 0,05 ms (domaine ultrasonique). En choisissant pour T2 une valeur de l'ordre de 1 ms, on a T2/TC = 20 et TS/T2 = 20. Bien entendu, diverses modifications ou adjonctions pourront entre apportées au mode de réalisation décrit plus haut d'un circuit de commutation conforme à l'invention sans pour cela sortir du cadre de protection défini par les revendications annexées. En outre, l'utilisation du circuit conforme à l'invention peut être envisagée non seulement dans des générateurs de courant ultrasonique mais dans tout type de montage à fonctionnement périodique : oscillateurs, générateurs BF, générateurs HF HF,..... REVENDICATIONS 1. Circuit de commutation comportant un transistor et un dispositif de commande relié à la base du transistor pour faire fonctionner ce dernier alternativement d'une phase de non conduction pendant laquelle le courant dans le circuit de sortie du transistor est pratiquement nul à une phase de conduction pendant laquelle le courant dans le circuit de sortie varie jusqu'à atteindre une valeur maximale au moment de l'ouverture, caractérisé en ce qu'il comporte un dispositif d'asservissement du courant base du transistor pour commander le fonctionnement du transistor au cours de chaque phase de conduction avec un courant base sensiblement constant et égal à une valeur pour laquelle le transistor est en régime de saturation pendant la majeure partie de la phase de conduction à partir de la fermeture et passe en régime de quasi-saturation à la fin de la phase de conduction. 2. Circuit de commutation selon la revendication 1, caractérisé en ce que ie dispositif d'asservissement de courant base comporte une mémoire analogique reliée à la base du transistor et destinée à mémoriser une tension électrique représentative de ladite valeur de courant base. 3. Circuit de commutation selon la revendication 2, caractérisé en ce que la mémoire analogique comporte un condensateur relié à la base du transistor par un dispositif à conduction unidirectionnel empêchant le passage du courant du condensateur vers la base. 4. Circuit de commutation selon la revendication 3, caractérisé en ce que le dispositif d'asservissement de courant base comporte un dispositif de charge du condensateur comprenant un second transistor dont le circuit collecteur-6metteur est branché en série avec ledit condensateur et dont la base est reliée d'une part, à la base du transistor à commuter, et, d'autre part, au collecteur du transistor à commuter par l'intermédiaire d'une diode anti-saturation. 5. Circuit de commutation selon la revendication 4, caractérisé en ce qu'une diode de blocage relie la base du second transistor au dispositif de commande pour interdire la conduction dudit second transistor pendant les phases de non-conduction du transistor à commuter. 6. Circuit de commutation selon l'une quelconque des revendications 3 à 5, caractérisé en ce qu'une ré- sistance de décharge est branchée en parallèle sur le- dit condensateur. 7. Circuit de commutation selon la revendication 6, caractérisé en ce que la constante de temps du circuit formé par le condensateur et la résistance de dd- charge a une valeur trs supérieure à la durée des phases de non-conduction. 8. Circuit de commutation selon l'une quelconque des revendications 6 et 7 dans lequel le courant dans le circuit de sortie du transistor à commuter a une in- ensuite maximale qui varie périodiquement, caractérisé en ce que la constante de temps du circuit formé par le condensateur et la résistance de décharge a une valeur très inférieure à la période de variation de ladite intensité maximale. 9. Circuit de commutation selon l'une quelconque des revendications 1 à 8, caractérisé en ce qu'il comporte plusieurs transistors à commuter branchés en pa- rallèle, commandés par un dispositif de commande unique et associés chacun à un dispositif d'asservissement de courant base particulier. 10. Générateur de courant à fréquence ultrasoniu que comportant au moins un dispositif interrupteur branché en série avec une source de tension et des moyens pour commander des phases successives de fermeture et d'ouverture du dispositif interrupteur, caractérisé en ce que le dispositif interrupteur comporte un circuit de commutation conforme à l'une quelconque des revendications précédentes.