La présente invention se rapporte aux analyseurs de fonction de transfert, c'est-k-dire à des analyseurs destinés à fournir la réponse d'un dispositif tel qu'un système asservi, un servo-mécanisme par exemple, ou de tout autre dispositif tel qu'un circuit électronique, à un signal de test ayant là forne d'une onde au moins approximativement sinusoldale utilisé soit en l'état soit conne modulation d'une fréquence porteuse. Des analyseurs de fonction de transfert de différents types ont été décrits qui utilisent une onde sinusotdale cosse signal d'entrée. La plupart de ces analyseurs fournissent deux signaux de sortie représentatifs des amplitudes respectives des composantes sinus et cosinus de la réponse de l'appareil en cours d'essai. Dans certains analyseurs ces amplitudes sont affichées telles quelles. Dans d'autres elles sont converties en coordonnées polaires de panière à fournir une indication directe de l'amplitude et de l'angle de phase de la réponse recherchée. Dans un analyseur de type connu, le signal de sortie x(t), x(t) - A sin W t + B cos t > t de l'appareil en cours d'essai est appliqué un corrélateur comportant un circuit de soustraction dont la sortie est reliée à deux multiplicateurs dans lesquels les multiplications par (sin Wt) et (cos Wt t) sont respectivement effectuées. tes sorties de oes multiplicateurs sont reliées à deux intégrateurs dont les signaux de sortie sont eux-mees appliqués à deux autres multiplicateurs respectivement adaptés à multiplier par (sin Wt)et (cos Wt) le signal qui leur est appliqué.Les signaux de sertie de ces derniers multiplicateurs sont appliqués à travers un circuit d'addition au circuit de soustraction de façon à être retranchés du signal x(t) de l'appareil en cours d'essai. Théoriquement ces deux boucles de contreréaction ont pour effet d'annuler le signal de sortie du circuit de soustrac- tion qui peut être considéré comme un signal d'erreur. Les signaux de sortie des intégrateurs représentent alors les composantes en phase et en quadrature du signal de réponse de l'appareil en cours d'essai. Le signal de réponse de l'appareil en cours d'essai peut contenir un signal de bruit, lequel peut prendre différentes formes et comprendre par exemple des impulsions aléatoires ou une composante à courant continu. L'inté- gration du bruit aléatoire se traduit habituellement par une valeur nulle, mais le bruit constitué par une composante continue ajoutée au signal utile provoque certaines difficultés. Les signaux de sortie des multiplicateurs appliqués aux intégrateurs comportent dans ce cas une composante résiduelle à la fréquence W , dont l'amplitude est déterminée par la composante de bruit à courant continu présente.La constante de temps globale des deux chaises de calcul du corrélateur doit alors être augmentée jusqu'à une valeur siffisas^nt grande pour pour réduire la composante résiduelle à une valeur insignifiante dans le signal de sortie des intégrateurs. Par valeur insignifiante on entend par exemple une valeur inférieure à 1 du signal de sortie de 1 intégrateur qui fournit une mesure de la composante en phase. Quand la fréquence d'essai est très basse, la constante de temps nécessaire doit alors être tr*s grande de sorte que le emps de stabilisation résultant devient alors très long, ce qui rend l'analyseur inutilisable en pratique. Une autre solution consisterait 9 supprimer la composante continue présente dans le signal de réponse par l'utilisation d'un eouplage alternatif entre la sortie de l'appareil en cours d'essai et le corrélateur, mais cela introduirait des décalages de phase et donc des erreurs dans la mesure. Si la constante de temps du couplage alternatif utilisé est suffisa; ent grande par rapport à la période du signal de test, le décalage en phase peut castre réduit à un niveau acceptable. Mais dans ce cas, si la composante continue est importante, le temps de charge relativement long du circuit de couplage alternatif se traduirait à nouveau par un temps de stabilisation inacceptable pour le corrélateur. Un objet de la présente invention est de réaliser un analyseur de fonction de transfert amélioré dans lequel la présence d'un bruit continu dans le signal de réponse de l'appareil en essai, peut Autre tolérée sans pour autant obliger l'analyseur à comporter un temps de stabilisation prohibitivement long. Un autre objet de l'invention est de réaliser un analyseur de fonction de transfert amélioré dans lequel l'amplitude du bruit à courant continu présent dans le signal de réponse de l'appareil en cours d'essai peut être mesurée sans signal résiduel meme aux fréquences d'essai les plus basses. Selon la présente invention, un analyseur de fonction de transfert du genre comprenant un générateur fournissant un signal d'essai sensiblement sinusoidal (sin W t) et un signal auxiliaire (cos Ut) en quadrature avec le signal d'essai et un circuit corrélateur adapté à élaborer les composantes en phase et en quadrature du signal de réponse fourni par l'appareil en cours d'essai, ledit circuit corrélateur comportant un circuit d'entrée raccordant la sortie dudit appareil à la première entrée d'un circuit de soustraction dont la sortie est appliquée à un premier et à un second multiplicateur respectivement adaptes à multiplier par (sin W t) et (cos Wt) le signal qui leur est appliqué, les sorties desdits premier et second multiplicateurs 4tant respectivement connectées à travers un premier et un second intégrateur un troisième et un quatrième multiplicateur respectivement adaptés à multi plier par (sin t)t) et (cos Ut) les signaux qui leur sont appliqués, les sorties desdits troisième et quatrième multiplicateurs étant connectées à travers un premier circuit d'addition à la seconde entrée dudit circuit de soustraction, est caractérisé en ce que la sortie dudit circuit de soustraction est connectée à travers un troisième intégrateur à un second circuit d'addition constituant ledit circuit d'entrée de manière que le signal de réponse de l'appareil en cours d'essai et le signal de sortie dudit troisième intégrateur soient additionnés avant d'^etre appliqués audit circuit de soustraction. On montrera ci-après qu'en régime stable, ledit troisième intégratour fournit au circuit d'addition d'entrée, un signal continu d'amplitude égale et de polarité opposée à la composante de bruit continu présente dans le signal de repense de l'appareil en essai. Dans ces conditions, lteffet de la composante de bruit à courant continu est annulé à la sortie du circuit d'entrée cependant que le signal de sortie du troisième intégrateur peut être utilisé pour fournir une mesure de ladite composante de bruit à courant contint L'invention sera maintenant décrite à titre d'exemple non limitatif en référence aux dessins annexés dans lesquels - la figure 1 est un diagramme schématique d'une forme de réalisation de l'invention, et - la figure 2 est un diagramme schématique représentant la manière selon laquelle la figure 1 peut être cdifiéa de façon à permettre des essais dans le cas où une fréquence porteuse modulée doit être appliquée à l'appareil en cours d'essai et/ou dans le cas où une fréquence porteuse modulée constitue le signal de réponse dudit appareil. Selon la figure 1, un générateur sinusoïdal diphasé 10 est adapté à fournir un signal d'essai (sin t) sur une borne 11 et un signal auxiliaire (cos St) sur une borne 12. La borne 11 est connectée à l'entrée d'un appareil 13 dont on désire mesurer la fonction de transfert. L'appareil 13 peut être par exemple un servo-mécanisme. La sortie 14 de l'appareil 13 est connectée au circuit d'entrée 33 de l'analyseur dont la sortie est reliée à la première entrée d'un circuit de soustraction 15 dont le signal de sortie est appliqué à un premier et à un second multiplicateur 16 et 17. Dans le multiplicateur 16, le signal de sortie du circuit de soustraction 15 est multiplié par le signal (sin G)t) venant de la borne 11 et dans le multiplicateur 17 la sortie du circuit de soustraction 15 est multipliée par le signal (cos G)t) venant de la borne 12. Le signal de sortie du multiplicateur 16 est intégré dans un premier intégrateur 18 comprenant une résistance d'entrée 19, un amplificateur opérationnel 20 et un condensateur de contre-réaction 21. Le signal de sortie du second multiplicateur 17 est intégré dans un second intégrateur 22 compre- nant une résistance d'entrée 23, un amplificateur opérationnel 24 et un condensateur de eontre-réaction 25. Les signaux de sortie des intégrateurs 18 et 22 sont respectivement appliqués à un troisième et un quatrième multiplicateur 26 et 27. Dans le multiplicateur 26, la sortie de 18 est multipliée par le signal (sin bt) venant de la borne Il et dans le multiplicateur 27 la sortie de 22 est multipliée par le signal (cos Wt) venant de la borne 12. Les signaux de sortie des troisième et quatrième multiplicateurs 26 et 27 sont additionnés entre eux dans un circuit d'addition 28 dont la sortie~est connectée à la seconde entrée du circuit de soustraction 15. Le mode de fonctionnement d'un tel ensemble va être décrit ci-après. On supposera que la sortie de l'appareil en cours d'essai est x(t) = A sin Wt + B cos t + n(t), dans laquelle A sin A)t et B cos représentent les réponses en phase et en quadrature de l'appareil en cours d'essai 13 auquel est appliqué le signal d'essai sin &commat; t, cependant que n(t) représente un bruit comprenant tout signal étranger n'ayant pas la forme A sin G)t t + B cos it, par exemple des harmoniques de W. En appelant a la sortie de l'intégrateur 18 et b celle de l'inté- grateur 2?, la sortie du circuit de soustraction 15 prend la forme t(t) = (A - a) sin Lot + (B - b) cos bt + n(t). L'expression 8(t) représente le signal-d'erreur du système à deux boucles d'asservissement ainsi aini ctitué. L'expression t(t) est multipliée par (sin Wt t) dans le premier multiplicateur 16, de sorte que seul le terme (A - a) sin G > t dans t(t) contribue à produire un signal continu (A - a) à la sortie du premier intégrateur 18. De la sorte, si le signal (A - a) est différent de zéro, la sortie moyenne du premier intégrateur sera modifiée pour annuler le terme (A - a) sin X t dans l'expres- sion g (t). Quand la boucle de contre-réaction comprenant l'intégrateur 18 s'est stabilisée a 3 A de sorte que le signal de sortie a de l'intégrateur 18 est une mesure de l'amplitude de la composante en phase A sin Wt de la réponse x(t) de l'appareil 13. De même, la sortie b du second intégrateur 22 sera modifiée Jusqu'd ce que b = B de sorte que le signal de sortie de l'intégrateur 22 est une mesure de l'amplitude de la composante en quadrature B cos )t de la réponse x(t) de l'appareil 13 en cours d'essai. Le circuit ainsi décrit n'est cependant pas tout à fait satisfai sant dès lors que le signal de réponse x(t) contient un terme n(t) comportant une composante à courant continu relativement importante En effet, le terme n(t) engendre à la sortie de chacun des multiplicateurs 16 et 17 une composante alternative à la fréquence W d'asnlftude relativement importante. Dams ces conditions, les intégrateurs 18 et 22 doivent avoir une constante de temps relativement longue afin de réduire l'ondulation à la fréquence W présente à leur sortie, à un niveau acceptable c'est-à-dire inférieur à 1% de a ou de b. Aux fréquences basses, par exemple à des fréquences égales à une fraction de cycle par seconde, une telle constante de temps doit 3tre très longue, de sorte que le temps de stabilisation du dispositif devient prohibitif pour un usage pratique. L'invention a pour objet de surmonter cette difficulté. A cet effet, selon la figure 1, un troisième intégrateur 29 est prévu comprenant une réels tance d'entrée 30, un amplificateur opérationnel 31 et une capacité de centre réaction 32. Le signal de sortie du troisième intégrateur 29 est appliqué à la seconde borne du circuit d'entrée 33 lequel est un circuit d'addition, recevant sur sa première borne le signal de sortie de l'appareil 13 en cours d'essai, cependant que la sortie du circuit d'addition 33 est connectée à la première borne du circuit de soustraction 15. On supposera que le signal de réponse de l'appareil en cours d'essai est x(t) = A sin Wt + B aos Q t + C, le terme C étant à un moment donné une constante représentant la composante à courant continu de bruit Le signal de réponse x(t) continent une composante à la fréquence G) et une composante à courant continu.Le signal d'erreur 6(t) provenant du circuit de soustraction 15 contient aussi des composantes à la fréquenceW (mais dont 11 amplitude est différente de celle du signal d'entrée de ce circuit de soustraction 15) et des composantes à courant continu (généralement aussi d'amplitude différente) Le signal de sortie de 1'Intégrateur 29 est égal à l'intégrale du signal d'erreur e (t) qui lui est appliqué, ce signal de sortie étant appliqué au circuit d'addition 33. la théorie et expérimentation montrent que le signal d'erreur #(t) converge vers une valeur nulle laême pour des constantes de temps d'inté- gration relativement faibles des intégrateurs 18 et 220 Lorsque ce signal d'erreur est nul, le signal de sortie de l'intégrateur 29 est d'amplItude égale mais de signe opposé (le circuit 29 est un intégrateur inverseur) à la composante à courant continu C du signal de réponse x(t) de l'appareil 13 en cours d'essai.Le bruit à courant continu du signal de réponse x(t) est ainsi eontre-balaned et le signal d'entrée du circuit de soustraction 15 ne oomprte pas de bruit continu. I1 n' a doao pas d'ondulations à la fréquence à , d la sortie des intégrateurs 18 et 22, puisqu'aucun bruit à courant continu n'apparaît à leur entrée. De plus, l'intégrateur 29 n'a aucun effet sur la précision des mesures on sinus et cosinus des intégrateurs 18 et 22 du fait que, le signal d'entrée de l'inte'grateur 29 étant nul, son signal de sortie ne peut contenir de composante à la fréquence t . De la sorte, en plus des signaux habituelle- ment fournis A et B, on obtient une mesure du bruit continu débarrassée de tout signal d'ondulation même aux treks basses fréquences. On notera que l'in- vention permit de supprimer l'effet du bruit à courant continu meAme lorsque l'amplitude de celui-ci est importante comparée à l'amplitude de w(t). L'invention n'est pas limitée au cas où le signal d'essai et la corrélation se font à la fréquence fondamentale W . Des porteuses modulées peuvent également entre utilisées à l'entrée et/ou à la sortie de l'appareil en cours Selon la figure 2, on a représenté les circuits auxiliaires destinés à entre associés au générateur 10 dans le cas d'un fonctionnement à fréquence porteuse. Les signaux (sin Wt)et (cos Wt) aparaissent respectivement sur les bornes llt et 12' du générateur diphasé 10.Le signal (sin Wt) est appliqué directement au contact fixe 34 d'un inverseur 35 et le signal (-sin G)t) obtenu à partir de (sin W t) au moyen d'un amplificateur inverseur 36 est appliqué à autre contact fixe de l'inverseur 350 Le contact mobile 38 de l'inverseur 35 est connecté à travers un amplificateur 39 à la borne de sortie 11. Les signaux (sin W t) et (-sin t) sont par ailleurs appliqués aux deux contacts fixes 40 et 41 d'un autre inverseur 42, le contact mobile 43 de celui-ci étant connecté à une borne de sortie 11". Le signal (cos W Wt) prélevé sur la borne 12' est appliqué directe ment à un contact fixe 44 d'un inverseur 45 et (-cos W t), dérivé de (cos ( & t) au moyen d'un amplificateur inverseur 46, est appliqué au second contact fixe 47 de l'inverseur 45, le contact mobile 48 de celui-ci étant connecté à une borne de sortie 12". Une fréquence porteuse fournie par une source convenable (non représentée) est appliquée sur une borne d'entrée 49 et ensuite à un amplificatour limiteur d'amplitude 50 produisant des ondes carrées à la fréquence por teuse. la sortie de l'amplificateur 50 est appliquée à deux interrupteurs mécaniques 51 et 52 que l'on peut faire fonctionner à la main en fonction des besoins. Les inverseurs 42 et 45 sont de préférenee des dispositifs électroniques et l'interrupteur 51 est connecté, corne cela est indiqué par la ligne en pointillé 53, aux deux inverseurs 42 et 45, le signal issu de l'amplificateur 50 constituant le signal de connande de fonctionnement des inverseurs 42 et 45.De même, l'inverseur 35 est un dispositif électronique et l'interrupteur 52 lui est connecté, co-e cela est indiqué par la ligne en pointillé 54, de manière à faire fonctionner l'inverseur 35 au rythme de la fréquence porteuse. Quand l'interrupteur 52 est fermé, l'inverseur 35 est amené à sélectionner alternativement (sin bt) et (-sin &commat; t). De la sorte, la fréquence porteuse qui apparat sur la borne 11 est modulée en amplitude par (sin W t). La borne 11 est destinée à être connectée à 1? appareil en cours essai comme cela est représenté à la figure 1. De même, quand l'interrupteur 51 est fermé, les inverseurs 42 et 45 fonctionnent à la fréquence porteuse et les signaux de sortie sur lln et 12" ont la forme d'une oscillation à la fréquence porteuse, modulée en amplitude par (sin Wt) et (cos G)t) respectivement. Les bornes 11" et 12" sont connectées aux bornes 11" et 12" de la figure 1 de manière à fournir au dispositif en cours d'essai des signaux à fréquence porteuse modulée en amplitude, lorsque de tels signaux de référence sont indispensables. REVENDICATIONS 1. Analyseur de fonction de transfert du genre comprenant un générateur d'oscil lations fournissant un signal d'essai sensiblement sinusoTdaî (sin C3 t) et un signal auxiliaire (cos GJt) en quadrature avec le signal d'essai, et un circuit corrélateur adapté à élaborer les composantes en phase et en quadra ture du signal de réponse fourni par l'appareil en cours d'essai, ledit circuit corrélateur comportant un circuit d'entrée raccordant la sortie dudit appareil à la première entrée d'un circuit de soustraction dont la sortie est appliquée à un premier et à un second multiplicateur respecti vement adaptés à multiplier par (sin W wt) et (cos bt) le signal qui leur est appliqué, les sorties desdits premier et second multiplicateurs étant respectivement connectées à travers un premier et un second intégrateur à un troisième et un quatrième multiplicateur respectivement adaptés à multiplier par -(sin Wt) et (cos Wt) les signaux qui leur sont appliqués, les sorties des troisième et quatrième multiplicateurs étant connectées à travers un premier circuit d'addition à la seconde entrée dudit circuit de soustraction, caractérisé en ce que la sortie dudit circuit de soustrac tion est connectée à travers un troisième intégrateur à un second circuit d'addition constituant ledit circuit d'entrée de manière que le signal de réponse de l'appareil en cours d'essai et le signal de sortie dudit troi sième intégrateur soient additionnés avant d'être appliqués audit circuit de soustraction, les trois signaux de sortie desdits intégrateurs consti tuant les deux composantes recherchées et le bruit à courant continu superposé. 2. Analyseur de fonction de transfert selon la revendication 1, caractérisé en ce que ledit générateur d'oscillations comprend un générateur diphasé élaborant deux signaux (sin t test (cos 0 t) de fréquence ), en quadrature de phase l'un par rapport à l'autre, une source de signaux à fréquence porteuse et des modulateurs adaptés à moduler en amplitude lesdits signaux à fréquence porteuse par les signaux provenant dudit générateur diphasé de façon que lesdits signaux d'essai et auxiliaire aient la forme de porteuses respectivement modulées en amplitude par (sin > t)et (cos W t). 3. Analyseur de fonction de transfert selon la revendication 2, caractérisé en ce que chacun desdits modulateurs comprend un inverseur coniandé par ladite source de signaux à fréquence porteuse de façon à fonctionner à ladite fréquence porteuse, l'un desdits inverseurs étant adapté à sélec tionner alternativement des signaux (sin Wt) et (-sin Ut), l'autre inverseur étant adapté à sélectionner alternativement des signaux (cos W t) et (-cos ( t) lesdits signaux (sin 5t) (-sin G)t) (cos Wt) et (-cos W t) provenant dudit générateur diphasé. 4. Analyseur de fonction de transfert selon la revendication 3, caractérisé en ce que ladite source de signaux à fréquence porteuse est reliée auxdits inverseurs par l'intermédiaire d'un amplificateur limiteur d'amplitude.