La présente invention concerne un dispositif permettant de déterminer un décalage de fréquence dû à l'effet Doppler, dit ci-après par abréviation "décalage Doppler" de signaux reçus provenant de signaux émis modulés par déplacement de fréquence suivant un code 5 chosi à volonté et qui sont eux-mêmes constitués par une succession d'intervalles de même durée (éléments de codage ou "moments") avec des oscillations dont les fréquences peuvent être choisies à l'avance avec des valeurs différentes et sont des multiples d'une fréquence fondamentale, en utilisant des dispositifs d'émission et de réception 10 empruntés à la technique de la transmission des informations et, côté réception, un analyseur de fréquence accordé sur la fréquence fondamentale. Jusqu'à présent, on ne connaît aucun procédé permettant une détermination simple, côté réception, de décalages Doppler indépen-15 damment d'un code utilisé côté émission pour la modulation par déplacement de fréquence. Certes, on peut envisager de créer un dispositif de réception comportant un certain nombre de canaux de traitement en parallèle pour un nombre correspondant de fréquences différentes avec leurs décalages Doppler intéressants. Toutefois, compte 20 tenu du pouvoir résolvant normalement exigé demandant, par exemple, la définition de plus de 100 valeurs des décalages Doppler, un tel montage serait très complexe. Jusqu'à présent, on s'est toujours limité, au lieu de cela, à un montage permettant de déterminer des décalages Doppler de signaux reçus spécialement adaptés à un code don-25 né. L'invention a pour objet de créer, pour des signaux émis, constitués par des éléments de codage modulés par déplacement de fréquence, un dispositif du type défini^ci-dessus permettant, au moyen d'un analyseur de fréquence usuel/seulement sur une fréquence 30 fondamentale et, par exemple, au moyen d'un banc de filtres ou d'un analyseur en temps réel, de déterminer également tous les décalages Doppler des signaux reçus ; avec ce dispositif, le code d'après lequel les éléments de codage des signaux émis sont modulés par déplacement de fréquence peut être choisi à volonté et le cas échéant, peut 35 toujours être modifié volontairement, sans que cela rende des modifications nécessaires , côté réception, surtout s'il est prévu un analyseur de fréquence simple et toujours identique. A cet effet, suivant l'invention, côté émission, les multiples des fréquences fondamentales des éléments de codage sont des 40 nombres entiers positifs et au dispositif de réception est connecté 72 10540 2 2130710 un diviseur de fréquence à rapport de division variable qui est suivi de l'analyseur de fréquence. Il est tout particulièrement intéressant techniquement de réaliser cette solution pour des signaux présentant des éléments de 5 codage modulés par déplacement de fréquence suivant un code binaire désiré quelconque. Ces signaux présentent, selon le mot codé binaire, des éléments de codage de même durée et de l'une de deux fréquences possibles qui sont des multiples de la fréquence fondamentale, tandis que, pendant la durée de chaque élément de codage, il se produit 10 un nombre déterminé d'oscillations complètes de l'une ou l'autre desdites fréquences. Le signal reçu est transmis au diviseur de fréquence qui, conformément au code binaire, n'a besoin de réduire que deux fréquences, avec leurs décalages Doppler éventuellement présents, à une fréquence commune, à savoir la fréquence fondamentale. 15 II est toujours possible, suivant une autre caractéristique de l'invention, d'utiliser la forme la plus simple d'un montage diviseur de fréquence, à savoir un multivibrateur monostable suivi d'un filtre accordé sur la fréquence fondamentale. Le rapport de division de ce diviseur de fréquence varie par échelons indépendamment de la 20 fréquence appliquée à son entrée. Le multivibrateur monostable est déclenché par exemple au premier passage par zéro dans le sens positif des oscillations d'un élément de codage, et après un temps de maintien prédéterminé de l'état de commutation quasi-stable, temps qui est choisi plus court 25 que la durée d'un élément de codage, est ramené à l'état de commutation stable pour être ensuite à nouveau déclenché, compte tenu du temps de rétablissement inhérent à ce montage, lors du passage par zéro suivant dans un sens prédéterminé. A la sortie du multivibrateur monostable, apparaît un train 30 d'impulsions rectangulaires à taux d'impulsion élevé, qui, comme on peut le démontrer par une analyse de Fourier, ne contient la fréquence fondamentale avec un grand nombre d'harmoniques d'ordre élevé que si l'on applique, à l'entrée du multivibrateur monostable, des oscillations d'une fréquence multiple de la fréquence fondamentale. Le 35 filtre qui suit le multivibrateur monostable est un filtre passe-bas ou un filtre passe-bande accordé sur la fréquence fondamentale, qui élimine les harmoniques d'ordre élevé. Il est possible de procéder ensuite à une analyse de fréquence de ce signal, d'une manière connue en soi, par exemple au moyen d'un unique banc de filtres monté 40 à la suite. 72 10540 3 2130710 Un décalage dû à l'effet Doppler des fréquences reçues par rapport aux fréquences émises, décalage dont la valeur en pourcentage est proportionnelle â la vitesse relative entre l'observateur et l'objet et est la même pour toutes les fréquences émises, correspond à 5 une modification uniforme des durées respectives des éléments de codage individuels du signal reçu par rapport aux durées correspondantes des éléments de codage du signal émis. Par exemple, dans le cas d'un décalage Doppler positif, les fréquences reçues sont plus élevées que les fréquences émises correspondantes, de sorte que la durée 10 des éléments de codage individuels du signal reçu est plus courte que dans le cas du signal émis. En raison du temps de maintien constant de l'état de commutation quasi-stable du multivibrateur monostable, cette durée plus courte des éléments de codage individuels a pour effet de raccourcir le temps pendant lequel le multivibrateur mono-15 stable reste à l'état de commutation stable et par conséquent de réduire la durée des périodes des impulsions rectangulaires à la sortie du multivibrateur monostable. La fréquence la plus basse des trains d'impulsions rectangulaires que laisse passer le filtre passe-bande monté à la suite, fréquence qui est égale à l'inverse de la durée de 20 la période de ces impulsions est augmentée par rapport à la fréquence fondamentale initiale du même pourcentage de décalage Doppler que les fréquences reçues. L'analyse de fréquence effectuée ensuite permet de déterminer ce décalage Doppler. Dans le cas d'un décalage Doppler négatif des fréquences re-25 çues, la durée des éléments de codage individuels du signal reçu et, par conséquent, le temps pendant lequel le multivibrateur monostable reste à l'état de commutation stable, augmentent. La durée de la période des impulsions rectangulaires à la sortie du multivibrateur monostable est dans ce cas augmentée. L'inverse de la durée de la pë-30 riode est réduit, comme la fréquence fondamentale, du produit de celle-ci par le décalage Doppler. La bande passante du filtre passe-bande est adaptée à la gamme de fréquence Doppler intéressante. Grâce à cette solution suivant l'invention, il est possible 35 pour la première fois de créer un dispositif permettant une analyse de fréquence affectées d'un effet Doppler au moyen d'un unique banc de filtres ou d'un unique analyseur en temps réel, tandis que les signaux émis peuvent présenter des éléments de codage modulés par déplacement de fréquence suivant un code désiré quelconque. Les éléments 40 de codage émis ont tous la même durée et des oscillations complètes 72 10540 4 2130710 multiples d'une fréquence fondamentale. On peut, au moyen d'une unique installation d'émission et de réception, en changeant constamment le code utilisé, procéder à une analyse de fréquence des signaux reçus sans qu'il soit nécessaire de disposer d'un grand nombre de 5 bancs de filtres, ou autres analyseurs de fréquence, comme cela eût été jusqu'à présent indispensable. D'autres caractéristiques de l'invention apparaîtront au cours de la description qui va suivre. Aux dessins annexés uniquement à titre d'exemple : 10 la Fig. 1 est un schéma d'une installation d'émission et de réception fournissant des signaux émis comportant des éléments de codage modulés par déplacement de fréquence suivant un code désiré quelconque ; la Fig. 2 est un schéma d'une installation de localisation 15 par réflexion d'ondes fournissant des signaux émis comportant des éléments de codage modulés par déplacement de fréquence suivant un code binaire désiré quelconque ; les Fig. 3a à 3k représentent des diagrammes des temps de signaux du dispositif de la Pig. 2 pour un code binaire à quatre élé-20 ments de codage ou "moments" ; la Fig. 4 est une représentation des durées de période d'un signal du dispositif de la Fig. 2 dans une gamme de fréquence intéressante, dans le cas de l'utilisation, côté émission, d'un code binaire, et 25 la Fig. 5 est une représentation des durées de période d'un signal, dans une gamme de fréquence intéressante, dans le cas de l'utilisation, côté émission, d'un code désiré quelconque. L'exemple d'exécution de l'invention décrit ci-après se rapporte à l'utilisation d'un dispositif suivant l'invention dans des 30 installations sonor actives, bien que 1'invention puisse en outre être appliquée à l'ensemble du domaine des systèmes d'émission et de réception, dans le cadre de la technique de la transmission des informations, tels que, par exemple, les systèmes de localisation et de nagivation, chaque fois que des signaux côté émission formés d'é-35 léments de codage de même durée modulés par déplacement de fréquence suivant un code désiré quelconque, doivent être évalués au point de vue fréquence au lieu de réception. C'est seulement dans le cas de la technique de la localisation par réflexion d'ondes que le lieu d'émission et le lieu de réception coïncident. Dans le cas où l'émis-40 sion et la réception sont séparées, le récepteur, si l'on connaît 72 10540 5 2130710 la fréquence fondamentale utilisée à l'émetteur, peut déterminer la vitesse relative entre lui-même et l'émetteur, quel que soit le code utilisé dans ce dernier. La Fig. 1 représente un schéma-bloc d'une installation d'é-5 mission et de réception 1.1. Sous le contrôle d'un dispositif de codage désiré quelconque 2 et à partir d'oscillateurs 3.1. 3.2. 3.3. ... plusieurs oscillations complètes de fréquences f1 ; f2; 63.. multiples d'une fréquence fondamentale fo, sont appliquées ensemble, par l'intermédiaire d'un amplificateur d'émission 4, à un oscilla-10 teur d'émission 5.1, suivant une séquence désirée quelconque, pendant des temps de même durée, et sont transmises sous la forme d'un signal d'émission S. Le signal émis S est donc constitué par des éléments de codage K1,K2,K3 ..., qui sont modulés par déplacement de fréquence suivant un code prédéterminé et dont les durées sont 15 égales entre elles. Un signal E, réfléchi par un objet 6 est reçu par un oscillateur de réception 5.2. Lors d'un déplacement relatif entre l'objet 6 et l'installation d'émission et de réception 1.1., le signal réfléchi reçu E présente, en raison de l'effet Doppler, des fréquences 20 qui sont décalées chacune par rapport à la fréquence émise correspondante f1,f2,f3 ... de la fréquence Doppler associée Dfl,Df2,Df3. La valeur en pourcentage du décalage Doppler D est, on le sait, la même pour toutes les fréquences émises fl,f2,f3 ..., car le décalage Doppler D est proportionnel à la vitesse relative entre l'installa-25 tion d'émission et de réception 1 et l'objet 6. Il est nécessaire de déterminer ce décalage Doppler D, en dépit des fréquences reçues successives différentes fl (1+D), f2 (1+D)... et indépendamment du code choisi avec un prix de revient supplémentaire en appareils aussi réduit que possible, dans un unique analyseur de fréquence 7 usuel 30 accordé sur une fréquence centrale, à savoir la fréquence fondamentale fo. A cet efdfet les signaux E reçu par l'oscillateur de récep-rion 5.2, éventuellement après amplification dans un amplificateur de réception 8, sont appliqués, suivant l'invention, à un diviseur de fréquence 9 dont le rapport de division s'ajuste toujours en fonction 35 de la fréquence reçue de telle manière que chacune des fréquences reçues fl(1+D) , f2(l+D), f3(1+D)... soit réduite à la fréquence fondamentale avec le décalage Doppler D que celle-ci présente, c'est-à-dire à la fréquence fo (1+D). Le signal de sortie du diviseur de fréquence 9 est appliqué à l'analyseur de fréquence 7 en vue de la 40 détermination du décalage Doppler D qui est assurée, par exemple, par 72 10540 6 2130710 un banc de filtres, un analyseur en temps réel, ou analogues. Cette installation d'émission et de réception 1.1 est utilisée ici pratiquement en tant qu'installation de localisation par réflexion d'onde, mais elle convient également pour une exploitation en émission 5 pure et/ou en réception pure, si sa partie émission est disposée de manière à être séparée dans l'espace de sa partie réception. La Fig. 2 représente un schéma d'une installation de localisation par réflexion d'onde pure 1.2 pour signaux d'émission S,dont les éléments de codage K sont modulés par déplacement de fréquence 10 suivant un code binaire désiré quelconque. L'exemple représenté ici part d'un code binaire à plusieurs moments dont les deux valeurs possibles de chacun des bits sont caractérisées par deux fréquences fl = m.fo, f2 = n.fo. Pour le rayonnement du signal d'émission S et pour la récep-15 tion du signal réfléchi E, on utilise ici, comme il est assez usuel dans la technique du sonar, un unique oscillateur 5. Au moyen d'un aiguillage 10 connu en soi, les parcours de signaux d'établissement des signaux d'émission S et d'évaluation des signaux d'entrée E sont séparés. 20 Le signal reçu E n'a besoin d'être réduit par le diviseur de fréquence 9 qu'à une unique fréquence fo (1+D), ce qui permet une analyse de fréquence avec un seul banc de filtres usuel 7a. A cet effet, le signal reçu E est appliqué éventuellement par l'intermédiaire d ' un awyii i fi rvi+piir de réception 8 à une bascule 11 commandée 25 par un potentiel,à la sortie de laquelle on peut recueillir un train rectangulaire d'amplitude constante, fonction des fréquences reçues m.fo. (1+D). A la bascule 11 commandée par un potentiel est connecté en tant que diviseur de fréquence 9, un multivibrateur monostable 9a suivi d'un filtre 9b qui réduit les fréquences reçues à la fréquence 30 fo(l+D). Le diviseur de fréquence 9 est relié, côté sortie, à l'analyseur de fréquence 7 qui se présente sous la forme d'un banc de filtres 7a. Pour faciliter la description du mode de fonctionnement de cette installation de localisation par réflexion d'onde 1.2, on a 35 représenté à la Fig. 3 des diagrammes des temps du signal d'émission S (Fig.3a), de plusieurs signaux reçus E1,E2...,E5 (Fig.3a,3c, 3e,3f,3i) et des trains d'impulsions rectangulaires associés R1,R2, ...R5 apparaissant à la sortie du multivibrateur monostable (Fig.3b, 3d,3f,3h,3k). 40 La Fig.3a représente, à titre d'exemple de l'aspect temps 72 10540 7 2130710 d'un signal d'émission S, un mot binaire modulé par déplacement de fréquence 1011 représentant les quatre éléments de codage du signal émis, "1" étant caractérisé par l'élément de codage K de fréquence fl = m.fo et "O" étant caractérisé par l'élément de codage 5 K de fréquence f2 = n.fo tandis que les variations en fonction du temps à l'intérieur d'un élément de codage K sont représentées par souci de simplicité, non pas comme une oscillation sinusoïdale, mais sous la forme d'un train rectangulaire. Le signal d'émission S a une durée totale T. Les quatre éléments de codage ont la même durée, à 10 savoir T/4. L'aspect temps d'un signal El non affecté par un effet Dopple est identique à celui du signal émis S. Le signal reçu El est transformé par la bascule 11 commandée par un potentiel en un train rectangulaire identique à celui qui est représenté sur la Fig.3a. Ce 15 train rectangulaire El est transmis au multivibrateur monostable 9a du diviseur de fréquence 9. Le multivibrateur monostable 9a bascule à l'état de commutation quasi-stable sous l'action du premier flanc positif du premier élément de codage Kll. Son temps de maintien à son état de commutation quasi-stable est inférieure à la durée d'un 20 élément de codage K et a pour valeur tl (Fig.3b). On peut considérer que le temps tl comprend également son temps de rétablissement inhérent, qui est négligeable devant le temps de maintien de son état de commutation quasi-stable. Ensuite, le multivibrateur monos-stable 9a bascule à nouveau à l'état de commutation, stable, jusqu'à 25 ce qu1 il soit à nouveau commuté à l'état de commutation quasi-stable par le premier flanc positif du second élément de cogage K21 comportant des oscillations de fréquence f2. La durée de sa période t3 est dans ce cas, identique à la durée T/4. Pendant le temps t3 - tl = t2 le multivibrateur monostable 9a est à l'état de commutation stable. 30 Sur la Fig. 3b, ce train de signaux qui apparaît à la sortie du multivibrateur monostable 9a est représenté sous la forme d'un train d'impulsions rectangulaires RI. Les durées des éléments de codage K des signaux d'émission et de réception sont donc identiques. Le premier flanc positif de cha-35 cun des éléments de codage K fait basculer le multivibrateur monostable 9a à l'état de commutation quasi-stable. En d'autres termes, la durée de période de ce train d'impulsions rectangulaires RI est rigoureusement égale à la durée des éléments de codage. Etant donné que des oscillations complètes multiples de la fréquences fondante,-40 taie fo peuvent avoir lieu pendant la durée T/4, les fréquences fl= 72 10540 8 2130710 = m.fo et f2 = n.fo sont divisées chacune par leur coefficient m ou n par le multivibrateur monostable 9a. Le train d'impulsions rectangulaires RI apparaissant à la sortie du multivibrateur monostable 9a présente donc une fréquence de récurrence fo. Sa durée de période 5 t3 est précisément égale à t3 = 1/fo = T/4. Si l'on applique ce train d'impulsions rectangulaires RI d'une durée de période t3 = 1/fo à un filtre passe-bande 9b d'une fréquence centrale, égale à la fréquence fondamentale fù, on obtient à la sortie de ce filtre passe-bande 9b, une oscillation sinusoïdale de fréquence fo. Le signal de 10 sortie du filtre passe-bande 9b est soumis à une analyse de fréquence 7a dans un banc de filtres 7a monté à la suite. Si le fréquences du signal reçu E ne peuvent être ramenées à la fréquence fondamentale fo par division par un nombre entier, alors la durée de période t3 du train d'impulsions rectangulaires apparais-15 sant à la sortie du multivibrateur monostable est modifiée de la même manière que la durée des éléments de codage K du signal reçu E. La Fig. 3c représente l'aspect temps d'un train rectangulaire associé à un signal reçu E2 et apparaissant à la sortie de la bascule 11, train dont les fréquences diffèrent de celles du signal d'émission S 20 d'un pourcentage de décalage Doppler D2 négatif constant. La durée des éléments de codage K12,K22...K42 est devenue plus grande que la durée des éléments de codage émis Kll,...K4i. A la sortie du multi -vibrateur monostable 9a, apparaît maintenant un train d'impulsions rectangulaires représenté sur la Fig.3d. Sa durée de période t3, à 25 savoir le temps qui s'écoule entre deux instants de basculement à l'état de commutation quasi-stable, est de même devenue plus grande que la durée des éléments de codage reçus individuels K12...K42. Elle atteint t3=l/fo. (1-D2). Le temps pendant lequel le multivibrateur monostable 9a reste à son état de commutation quasi-stable, c'est-30 à-dire le temps tl, reste constant, car il est déterminé par le di-mensionnement du multivibrateur monostable 9a. Le temps t2, pendant lequel il reste à l'état de commutation stable est augmenté en raison du décalage Doppler D2, car il ne se termine qu'au moment où le flanc positif suivant du train rectangulaire fait à nouveau 35 basculer le multivibrateur 9a à l'état de commutation quasi-stable. A la sortie du filtre passe-bande 9b, apparaît une oscillation sinusoïdale de fréquence fO (1-D2) qui est évaluée dans le banc de filtres 7a. La Fig. 3e représente l'aspect temps d'un train rectangulaire 72 10540 9 2130710 associé à un signal reçu E3 et qui comporte un décalage Doppler positif D3 des fréquences émises m.fo. et n.fo. A la sortie du multivibrateur monostable 9a apparaît maintenant un train d'impulsions rectangulaires R3, tel que représenté sur la Fig. 3f, dont la durée 5 de période t3 est plus petite que le temps t/4, car la durée des éléments de codage reçus K13...K43 est plus courte que celle des éléments de codage émis K13...K41. L'onde fondamentale de ce train d'impulsions rectangulaires R2 est la fréquence f'ô. (1+D3) qui apparaît à la sortie du filtre passe-bande 9d. 10 La Fig. 3g représente l'aspect temps d'un train rectangulaire associé à un signal reçu E4, train dont les éléments de codage K14. ..K44 ont une durée tl, qui correspond exactement au temps pendant lequel le multivibrateur monostable 9a reste à l'état de commutation quasi-stable par rapport à son temps de rétablissement inhérent, 15 comme le montre la Fig. 3h. Lors d'un nouvel accroissement de la fréquence du signal reçu E4 par un décalage.Doppler positif encore plus grand, l'instant de basculement du multivibrateur monostable 9a à l'état de commutation quasi-stable n'est plus déterminé par le premier bien flanc positif des oscillations d'un élément de codage reçu, mais par 20 le flanc positif immédiatement suivant, de sorte que la durée de période t3 n'est plus égale à la durée d'un élément de codage reçu K. Une détermination univoque de ce décalage Doppler n'est plus assurée, car elle fait apparaître une durée de période t3 qui pourrait bien correspondre à un décalage Doppler négatif. 25 Un décalage Doppler évaluable maximal pour un temps de main tien prédéterminé tl de l'état de commutation quasi-stable correspond à un train rectangulaire tel que représenté sur la Fîg.3i, qui est associé à un signal reçu E5. A la sortie du multivibrateur monostable 9a apparaît un train d'impulsions rectangulaires R5 tel que 30 représenté sur la Fig.3k. Pour une réduction supplémentaire des fréquences reçues, l'instant de basculement du ®altivibrateur monostable 9a à l'état de commutation quasi-stable ne serait plus non plus déterminé dans chaque cas par le premier flanc positif des oscillations d'un élément de codage K reçu, mais le multivibrateur 35 monostable 9a basculerait déjà deux fois à l'état de commutation quasi-stable pendant la durée du premier élément de codage K reçu. La Fig. 4 représente le fonctionnement du multivibrateur monostable 9a en taniz^cfiviseur de fréquence 9 sous la forme d'une caractéristique. La durée de période t3 du train d'impulsions rec-40 tangulaires R est portée en fonction de la fréquence f du train rectangulaire à l'entrée du multivibrateur monostable 9a dans une gam- 72 10540 10 2130710 me de fréquence intéressante F. La durée de période minimale t3 du train d'impulsions rectangulaires est déterminée par le temps tl de maintien du multivibrateur monostable 9a à son état de commutation quasi-stable. On supposera que le temps de rétablissement in-5 hérent à tout multivibrateur monostable est contenu dans le temps tl. Si l'on utilise deux fréquences d'émission m.fo et n.fo, m et n étant des nombres entiers positifs et m étant plus petit que n, la durée de période minimale t3=tl est déterminée par l'inverse de la moyenne arithmétique fM des fréquences d'émission, qui est multipliée 10 par le coefficient m. La moyenne arithmétique fM est fo. (m+n)/2. Si le train rectangulaire appliqué au multivibrateur monostable 9a est à une fréquence f inférieure à fM, alors le temps t3 croît. Si la fréquence f est exactement égale à m.fo, alors la durée de période t3=m/m.fo est égale à l'inverse de la fréquence fondamentale fo 15 et, par conséquent, à la durée T/4 d'un élément de codage K émis. La durée de période t3 décroît si la fréquence continue à s'élever, suivant une courbe hyperbolique dont la pente est égale au coefficient m, jusqu'à une fréquence reçue m/fo (1+D3 max) égale à la moyenne arithmétique fM et à laquelle doit être associée une du-20 rée de période t3=m/fM=tl. Ce cas est représenté sur la Fig. 3g. Les oscillations du premier élément de codage reçu Kl4 se produisent toutes pendant le temps de maintien du multivibrateur à son état de commutation quasi-stable prolongé de son temps de rétablissement inhérent, c'est-à-dire pendant le temps tl. Le premier flanc positif 25 des oscillations du second élément de codage K24, dont la fréquence n.fo(1+D3max) est supérieure à celle du premier élément de codage K14, déclenche à nouveau immédiatement le multivibrateur 9a. Les oscillations plus nombreuses du second élément de codage K24 sont également entièrement terminées après l'écoulement du temps de main-30 tien à l'état quasi-stable augmenté du temps de rétablissement, c'est-à-dire après l'écoulement du temps tl, de sorte que le premier passage par zéro dans le sens positif des oscillations du troisème élément de codage reçu K34 déclenche à nouveau le multivibrateur 9a après l'écoulement du temps tl. 35 un autre cas limite est représenté sur la Fig. 3i. Les oscil lations du second élément de codage K25 de la fréquence reçue n.fo (1-D2max), qui sont extrêmement peu supérieures à la moyenne arithmétique fM des fréquences émises m.fo et n.fo, commutent par leur premier flanc positif le multivibrateur monostable 9a à l'état de 40 commutation quasi-stable. Après l'écoulement du temps de maintien 72 10540 ii 2130710 tl, le multivibrateur monostable 9a est ramené à l'état de commutation stable après que, juste auparavant, le flanc positif de la dernière oscillation du second élément de codage K25 s'est établi. Ce n'est qu'après la dernière ou nème oscillation que le flanc positif suivant 5 de la première oscillation du troisième élément de codage K35 commute à nouveau le multivibrateur monostable à l'état de commutation quasi-stable. La durée de période de ce train d'impulsions rectangulaires R5 est t3=n/fM. Pour les fréquences supérieures à la moyenne arithmétique fM, la durée de période t3 décroît avec une pente 10 égale au coefficient n, c'est-à-dire qu'on a : t3=n/f. Pour une fréquence f=n.fo, la durée de période t3 devient alors à nouveau égale à T/4. En d'autres termes, pour des fréquences reçues, qui sont multiples de la fréquence fondamentale fo, la durée de période t3 est toujours constante et égale à l/fo=T/4. 15 Pour un même pourcentage d'élévation des fréquences reçues, en raison de l'effet Dç>ppler, la durée de période t3 devient plus petite, et pour un même pourcentage d'abaissement de ces fréquences, elle devient plus grande et l'on a t3=l/fo(1+D). Les limites de la détermination univoque du décalage Doppler 20 D sont déterminées par les coefficients n et m de la fréquence fondamentale fo. Le décalage Doppler maximal Dmax, dans l'exemple décrit, a pour valeur, pour des décalages Doppler D2max négatifs : D2max=(n-m)/2n, ce qui correspond à une durée de période t3=l/fo(l-(n-m)/2=n/fM, et pour des décalages Doppler de D3max positifs D3max 25 = (n-m)/2m, ce qui correspond à une durée de période t3=l/fo (l+(n-m) /2m) =m/f M. Le multivibrateur monostable 9a est suivi du filtre passe-bande 9b, dont la bande passante maximale autour de la fréquence fondamentale fo est donnée par la somme des décalages Doppler D2max, 30 D3max positifs et négatifs qui peuvent encore être évalués de façon univoque. Toutefois, pour obtenir dans tous les cas une identification et une détermination univoques du décalage Doppler D, la bande passante est choisie plus étroite et plus précisément,elle est adaptée à la durée totale T du signal émis S. En réduisant la largeur 35 de bande à la sortie du dispositif de réception, contrairement à la largeur de bande à l'entrée de ce dispositif, on obtient un meilleur rapport signal/bruit. La Fig. 5 donne une représentation des durées de période à la sortie d'un multivibrateur monostable, dans une gamme de fréquence 40 intéressante, dans le cas où l'on utilise, côté émission, plus de 72 10540 12 2130710 deux fréquences, à savoir les fréquences m.fo, n.fo,p.fo,q.fo. Le temps de maintien du multivibrateur monostable à l'état de commutation quasi-stable est déterminé, dans cette variante, par les quotients obtenus en divisant le coefficient m par la moyenne arith-5 métique FMI des fréquences d'émission m.fo et n.fo, quotient qui est égal à celui qu'on obtient en divisant le coefficient n par la moyenne arithmétique fm2 des fréquences n.fo et p.fo, ce dernier quotient étant à son tour égal à celui qu'on obtient en divisant le coefficient p par la moyenne arithmétique fM3 des fréquences pfo et 10 qfo. La relation fonctionnelle, entre la durée de période du train d'impulsions rectangulaires à la sortie du multivibrateur monostable et une fréquence inférieure à mfo, varie jusqu'à la fréquence fMl suivant une courbe hyperbolique de pente m. Au point fMl, la durée de période " saute " de la valeur m/fMl à une valeur n/fMl, à partir 15 de laquelle on constate à nouveau une variation hyperbolique de pente n de la durée de période en fonction de la fréquence. Le"saut" suivant se produit au point fM2 ; en ce point la durée de période t3 saute brusquement de la valeur tl=n/fM2 à la valeur obtenue en divisant le coefficient p par la moyenne arithmétique fM3. La courbe 20 hyperbolique de la durée de période en fonction de la fréquence entre les fréquences fM2 et fM3 présente une pente p. Si le signal reçu E présente des fréquences m.fo, n.fo,p.fo, alors la durée de période t3 est toujours égale à l'inverse de la fréquence fondamentale fo. Pour des décalages Doppler négatifs, la durée de période t3 croît 25 et pour des décalages Doppler positifs, la durée de période t3 décroît. Comme on peut le voir sur la Fig. 5, le diviseur de fréquence constitué par un multivibrateur monostable suivi d'un filtre accordé à la fréquence fondamentale peut être également utilisé avantageuse-30 ment pour des éléments de codage modulés par déplacement de fréquence de signaux d'émission présentant plus de deux multiples de la fréquence fondamentale. Les signaux reçus peuvent être soumis de la manière la plus simple, grâce à la division de fréquence par échelons suivant l'in-35 vention, à une analyse de fréquence, car chaque fréquence reçue est réduite à la fréquence fondamentale augmentée d'une composante de fréquence associée au décalage Doppler éventuellement présent. Comme le code utilisé côté émission et également les multiples utilisés de la fréquence fondamentale peuvent être modifiés, sans qu'il y ait 40 lieu de rien changer au dispositif de réception et à l'analyseur de 72 10540 13 2130710 fréquence, on dispose d'une possibilité d'utilisation multiple du dispositif suivant l'invention dans toute l'étendue du domaine de la technique de la transmission des informations. 72 10540 14 2130710 REVENDICATIONS 1. Dispositif permettant de déterminer un décalage de fréquence dû à l'effet Doppler, dit ci-après par abréviation "décalage Doppler", de signaux reçus provenant de signaux émis modulés par déplacement de fréquence suivant un code choisi à volonté et 5 qui sont eux-mêmes constitués par une succession d'intervalles de même durée (éléments de codage) avec des oscillations dont les fréquences peuvent être choisies à l'avance avec des valeurs différentes et sont des multiples d'une fréquence fondamentale, en utilisant des dispositifs d'émission et de réception empruntés à la technique de la 10 transmission des informations et, côté réception, un analyseur de fréquence accordé sur la fréquence fondamentale, ledit dispositif étant caractérisé en ce que, côté émission, les coefficients (m, n, p ...) multiples de la fréquence fondamentale (fo) des éléments de codage (k) sont des nombres entiers positifs et en ce qu'au disposi-15 tif de réception est connecté un diviseur de fréquence (9) à rapport de division variable suivi de l'analyseur de fréquence (7). 2. Dispositif suivant la revendication 1, caractérisé en ce que le diviseur de fréquence (9) est un multivibrateur monostable (9a) suivi d'un filtre (9b), ledit multivibrateur monostable (9a) pré- 20 sentant un temps (tl) de maintien dans son état de commutation quasi-stable, fixe et déterminé à l'avance, ce temps étant inférieur à la durée d'un élément de codage (K) côté émission. 3. Dispositif suivant la revendication 2, caractérisé - en ce que le temps (tl) de maintien précité est égal à l'inverse des 25 fréquences moyennes (fM, fMl, fM2 ...) de deux multiples adjacents (de coefficient m, n, p, ...) de la fréquence fondamentale (fo) qui est multipliée par le coefficient du plus petit des multiples adjacents (m/n n/p,...). 4. Dispositif suivant la revendication 2, caractérisé 30 en ce que le filtre (9b) est -un filtre passe-bande, dont la fréquence centrale est égale à la fréquence fondamentale (fo) et en ce que l'analyseur de fréquence (7) qui peut être par exemple un banc de filtres (7a) est connecté à ce filtre passe-bande, analyseur qui présente, côté sortie, une mesure du décalage Doppler (D). 35