La présente invention concerne des modulateurs utilisables dans des systèmes de transmission de données numériques à modulation cohérente par déplacement de fréquence d'indice 1/2 avec continuité de la phase du signal modulé. Suivant la terminologie américaine, il s'agit de modulateurs pour systèmes à modulation MSK (minimum frequency shift keying). On sait d'après d'après l'article intitulé "Simplified MSt signaling technique" par F. Amoroso et J.A. rivets, paru dans la revue américaine "IEEE Transactions on Communications", avril 1977, pages 433 à 441, qu'un modulateur pour modulation MSK peut être décomposé en un simple modulateur cohérent à deux états de phase suivi d'un filtre de réponse h(t), telle que si T est la durée d'un élément binaire et 1 la fréquence modulée du modulateur cohérent, on a ot n est un nombre entier. On rappelle que la modulation ainsi obtenue se décompose en deux signaux en quadrature à la fréquence fc, telle que: f 2 ( 1 + 2) Si a. représente le signe de l'élément binaire de rang i, le signal modulé peut s'écrire de la manière suivante: où A est une constante et k un nombre entier. Le signal ainsi modulé S(t) a les propriétés suivantes. Chacune de ses deux composantes porte l'information qui correspond respectivement aux éléments binaires de rang pair et impair. La vitesse de modulation de chacune de ces deux composantes est donc égale à la moitié du débit du signal binaire transmis. L'enveloppe de chacune des composantes en quadrature est une demi sinusolde de période 4T. A chaque changement de signe de a2k et a2k+l > l'enveloppe de la composante correspondante est nulle. Les enveloppes des composantes étant en quadrature, le signal composite S(t) a une enveloppe d'amplitude constante. Il s'agit bien d'une modulation par déplacement de fréquence d'indice 1/2. En effet, Si a2k+1 = a2k S(t) = A cos 2E(fC - 4T)t (4) Si a2k+1 f a2k S(t) = A cos 2#(fc + 4T)t (5) La démodulation du signal S(t) s'obtient simplement en effectuant le produit S(t) x cos 2#f1t (6) puis un filtrage à travers un filtre passe-bas. Il faut,en outre, remarquer qu'étant donné l'utilisation d'un filtre adapté å: a i sin 2T avec O (t nT (7) les performances théoriques du modulateur vis à vis du bruit sont celles d'une modulation antipodale avec démodulation cohérente et que, à débit égal, la résistance au filtrage et aux distorsions est meilleure que celle d'lme modulation à 4 états de phase. Bien entendu, les avantages inhérents à un modulateur de ce type ne peuvent être exploitables industriellement qu'à la condition de pouvoir réaliser un filtre de réponse h(t) satisfaisant. Dans l'article mentionne ci-dessus, il a été prévu d'utiliser un filtre se composant d'un dispositif à ondes élastiques de surface dont les caractéristiques sont conformes à la synthèse théoriques du filtre de réponse h(t). Un objet de la présente invention consiste à prévoir un modulateur comportant un modulateur cohérent à deux états de phase suivi d'un filtre de réponse h(t) qui peut être fabriqué en utilisant des composants discrets de commerce et qui possède une structure telle qu'en changeant les valeurs des composants il puisse être adapté à des fonctionnements à toutes les fréquences et à tous les débits numériques. Suivant une caractéristique de la présente invention, il est prévu un tel modulateur dans lequel le filtre de réponse h(t)a une première borne d'entrée reliée à une borne d'une inductance et une seconde borne d'entrée reliée à la masse, la seconde borne de l'inductance étant reliée, d'une part, à une électrode d'un condensateur dont la seconde électrode est à la masse et, d'autre part, à la borne d'entrée d'impédance infinie d'un amplificatellr générateur de courant dont la sortie est reliée à l'entrée d'un filtre en peigne à deux branches dont la première branche n'apporte pas de retard a sa sortie reliée à la première entrée d'un additionneur algébrique et dont la seconde branche apporte un retard égal à la durée d'un élément binaire et a sa sortie reliée à la seconde entrée dudit additionneur algébrique dont la sortie est reliée à la première borne de sortie du modulateur, la seconde borne de sortie du modulateur étant à la masse, le signe de l'additionneur algébrique étant positif quand le produit n de la fréquence modulée du modulateur cohérent par le double de la durée d'un élément binaire est pair et étant négatif quand ledit produit n est impair, le produit LC de l'inductance et de la capacitance du condensateur étant tel que: Suivant une autre caractéristique, un atténuateur est monté en série dans la seconde branche du filtre en peigne, dont l'atténuation K est définie par la relation: n(2n + 1) x = e 2Q (9) où Q est le coefficient de surtension du circuit formé par l'inductance et le condensateur. Les caractéristiques de l'invention mentionnées ci-dessus, ainsi que d'autres, apparaîtront plus clairement à la lecture de la description suivante d'exemples de réalisation, ladite description étant faite en relation avec les dessins joints, parmi lesquels: la Fig. 1 est le schéma, sous forme de bloc-diagramme, d'un modulateur connu, tel que défini dans l'article mentionné ci-dessus, la Fig. 2 est le schéma d'un filtre de réponse h(t), suivant l'invention, utilisable dans le modulateur de la Fig. 1, la Fig. 3 est le schéma d'une variante du filtre de la Fig. 2, la Fig. 4 est une courbe représentant le module de la fonction de transfert d'un filtre du type de celui de la Fig. 3, la Fig. 5 est une courbe représentant la dérivée de l'argument de la fonction de transfert d'un filtre du type de celui de la Fig. 3, la Fig. 6 est le schéma d'un filtre dual de celui de la Fig. 2, la Fig. 7 est le schéma d'un filtre dual de celui de la Fig. 3, la Fig. 8 est le schéma détaillé d'un filtre du type de celui de la Fig. 3, associé à un modulateur cohérent et prévu pour fonctionner à 2,048 Meb/s, et la Fig. 9 est le schéma détaillé d'un filtre du type de celui de la Fig. 3, associé à un modulateur cohérent et prévu pour fonctionner à 34 Meb/s. Description Le modulateur connu de la Fig. 1 comprend un modulateur cohérent à deux états de phase 1 dont une entrée 2 reçoit le train d'éléments binaires de durée élémentaire T et dont l'autre entrée 3 reçoit le signal à la fréquence c. de l'oscillateur local. La fréquence f1 est reliée à la durée élémentaire T par la relation: f n (10) I 2T où n est un nombre entier. Le signal délivré par le modulateur 1 à sa sortie 4 est un signal classique à deux états de phase, qui est appliqué à l'entrée du filtre 5. La réponse du filtre 5 est h(t) qui permet à la sortie 6 de délivrer un signal modulé à déplacement de fréquence d'indice 1/2 avec continuité de la phase. La fonction h(t) a été définie dans la relation (1). A cette fonction h(t) correspond la fonction de transfert H(9) qui s'écrit: ou encore comme on a: f2 = n + 1 (7) 2T dans le cas où n est pair, ou, dans le cas où n est impair, il apparaît que les fonctions de transfert des relations (12) et (13) se composent de trois termes: un premier terme constant identique dans les deux fonctions, un second terme fonction de S identique dans les deux fonctions et des troisièmes termes, fonctions de 4, eux-mEmes formés de deux termes additionnés dans un cas et soustraits dans l'autre. Le filtre 5 montré à la Fig. 2 comprend reliée à la borne 4 une inductance L dont l'autre borne 7 est reliée, d'une part, à une électrode d'un condensateur C, dont l'autre électrode est à la masse, et d'autre part, à l'entrée d'un amplificateur 8, fonctionnant en séparateur et générateur de courant. La sortie de l'amplificateur 8 est reliée, d'une part, directement par la branche 9 à une entrée d'un additionneur algébrique 10 et, d'autre part, par un circuit à retard 11 à l'autre entrée de 10. La sortie de l'addi- tionneur 10 est reliée à la borne de sortie 6. On a indiqué que l'impédance d'entrée de l'amplificateur 8 était théoriquement infinie. Le circuit à retard 11 entraîne un retard égal à la durée d'un élément binaire entre son entrée et sa sortie.L'additionneur algébrique 10 peut être un additionneur arithmétique ou un soustracteur selon le choix de la fréquence f du signal modulé délivré par 1 et appliqué en 4. Si le produit 2T.f1 est pair, 10 est un additionneur et, si 2T.f1 est impair, 10 est un soustracteur. Les valeurs de l'inductance L et de la capacité C sont choisie de manière que: Si l'on tient compte de la relation (14), il apparaît que la fonction de transfert du circuit LC dont le point 7 est relié à 8, correspond aux seconds termes des expressions (12) et (13). On suppose que l'amplificateur 8 est parfait si bien qu'il n'intervient que par une constante.L'ensemble des branches 9 et 71 a une fonction de transfert qui correspond, quand on les associe à l'additionneur algébrique 10, respectivement aux troisièmes termes de (12) et (13). On en conclut que le filtre de la Fig. 2 est un filtre de réponse h(t). En pratique, tel qu'il est représenté, le circuit de la Fig. 2 n'est pas réalisable. En effet, les composants L et C présentent des impédances réelles; la résistance d'entrée de l'amplificateur 8 n'est pas infinie. On peut songer à compenser ces pertes par des dipoles à résistance négative que l'on sait réaliser en utilisant des circuits actifs. Toutefois, en pratique, les dipôles à résistance négative sont relativement instables et, en particulier, très sensibles aux variations de température. Le filtre de la Fig. 3, qui est une variante de celui de la Fig. 2, permet en pratique de rémédier aux limitations indiquees ci-dessus, tout en possédant une réponse sensiblement confondue avec h(t). il comprend reliée à la borne 4 l'inductance,L, en série avec laquelle on a fait figuré une résistance de perte r, l'inductance L étant en série avec un premier condensateur C1 et un second condensateur C2,- dont l'électrode non reliée à C1 est à la masse. Le point 12 commun à C7 et C2 est relié à l'entrée d'un amplificateur t3 ayant une impédance d'entrée Ze très grande.La sortie de l'amplificateur 13 est-reliée, d'une part directement par la branche 9 à une entrée de l'additionneur algébrique 10 et d'autre part, par un circuit à retard 71 et un atténuateur 14, en série, à l'autre entrée de 10. La sortie de 10 est reliée à la borne de sortie 6. Les deux condensateurs C1 et C2 en série présente ensemble la même capacité que celle du condensateur C de la Fig. 2. On a donc la relation Cl C1 C2 (15) C = Cl + C2 D'autre part, si on combine les relations (1) et (14), il vient: Le coefficient de surtension du circuit L, Cl, C2 est alors tel que où r est la valeur de la résistance de perte. La fonction de transfert du circuit de la Fig. 3 est alors donnée par l expression suivante: le signe i signifiant le signe de l'additionneur 10 selon que n est pair ou impair. La valeur de K est déterminée en écrivant que la réponse impulsionnelle s'annule pour t > T (1) On a la réponse h1(t) correspondant à H1(#) qui s'écrit: ce qui conduit à Les courbes des Figs. 4 et 5 représentent respectivement le module R1(q) de H1(4) et la dérivée =1(s) de l'argument de H1(), respectivement comparées au module R(B) de H(i) et à la dérivée t(4) de l'argument de H(#), n + 1 pour 2 = 5,5 et Q = 60. A l'observation de ces courbes, il apparaîtra clairement à l'homme de l'art que le circuit de la Fig. 3 peut être utilisé à la suite d'un modulateur cohérent à deux états de phase pour obtenir une modulation XSt. Par rapport au circuit de la Fig. 2, le circuit de la Fig. 3 comprend des composants pour lesquels on admet des pertes, un amplificateur 13 dont l'impédance d'entrée doit être grande, mais non infinie. Ces pertes se trouvent compensées par le présence de l'atténuateur 14 dont la valeur d'atténuation t est raisonnable par exemple avec les valeurs envisagées ci-dessus pour n et Q qui sont ellesmêmes compatibles avec des applications pratiques, comme on le verra dans la suite. On peut définir un filtre se déduisant par dualité de celui de la Fig. 2, dont la réponse h*(t) est défini par les relations: La fonction de transfert H*( ) correspondante est alors: Le circuit de Fig. 6, dans lequel on suppose que: 2#RC2f2 (23) est celui d'un filtre théorique correspondant aux expressions (21) et (22) Le circuit de la Fig. 6 comprend, relié à la borne d'entrée 15, un condensateur C1 en série avec une inductance L dont l'autre borne est à la masse. Le point 16, commun à C1 et L est relié à l'entrée d'un amplificateur séparateur 17, dont l'impédance d'entrée est supposée infinie. La sortie de l'amplificateur 17 est reliée à une résistance R en série avec un condensateur C2 dont l'autre borne est à la masse.Le point 18, commun à R et C2, est reliée à l'entrée d'un amplificateur séparateur 19, dont l'impédance d'entrée est supposée infinie. La sortie de l'amplificateur 19 est relié à un filtre en peigne identique à celui de la Fig. 2, comprenant une branche 9, un circuit à retard 11 et un additionneur algébrique 10, dont la sortie 20 délivre le signal modulé. On pourrait vérifier facilement que si Cl, C2 et L remplissent les conditions de la relation (14), la fonction de transfert du circuit est bien la fonction (22). Comme pour le circuit de la Fig. 2, celui de la Fig. 6 est sujet à des pertes. C'est pourquoi, il est proposé de le réaliser pratiquement sous la forme du circuit de la Fig. 7. Dans le circuit de la Fig. 7, la borne d'entrée 21 est reliée, à travers une résistance r schématisant les résistances de pertes, à un condensateur C1 en série avec une inductance L dont l'autre borne est à la masse. Un point intermédiaire 22 de l'inductance L est relié à l'entrée d'un amplificateur 23, dont l'impédance d'entrée Ze est supposée très grande. La sortie de 23 est reliée à une résistance R en série avec un condensateur C2 dont l'autre borne est à la masse. Le point 24, commun à R et C2, est relié à l'entrée d'un amplificateur 25, dont l'impédance d'entrée Ze est supposée très grande. La sortie de l'amplificateur 25 est reliée à un filtre en peigne identique à celui de la Fig. 3, comprenant une branche 9, un atténuateur 14, un circuit à retard 1.1 et un additionneur algébrique 10 > dont la sortie 26 délivre le signal modulé. Les filtres des Figes. 6 et 7, quand ils sont placés à la suite de modulateur cohérent à deux états de phase, délivrent des signaux à modulation Must. il faut noter qu'à la Fig. 7 l'entrée de 23 est reliée à un point intermédiaire 22 de L uniquement pour augmenter l'impédance d'entrée, ce montage étant bien connu de l'homme de l'art. De même, à la Fig. 3, l'entrée de l'amplificateur 13 est reliée au point 12 entre les condensateurs Cl et C2 uniquement pour les mêmes raisons, les condensateurs C1 et C2 correspondant au condensateur C en deux parties. La fonction de transfert du filtre de la Fig. 7 peut s'écrire comme suit: avec oC = 21PCf2 (25) Dans l'expression ci-dessus, en supposant dct Q très grands par rapport à 1, et f et K vérifiant respectivement les relations (21) et (19), on retrouve pratiquement l'expression (23). Les filtres des Figs. 6 et 7 sont théoriquement équivalents aux filtres des Figs. 2 et 3, mais présentent toutefois l'inconvénient d'avoir des pertes d'insertion supérieures provoquées par la présence du circuit R, C2, entre 17 et 19, ou 23 et 25. On va maintenant décrire en relation avec la Fig. 8 un filtre du type de celui de la Fig. 3 qui a été prévu pour fonctionner avec un taux d'éléments binaires de 2,048 Meb/s. Les signaux appliqués à la borne 27 sont délivrés par un modulateur, non montré, semblable au modulateur 1 de la Fig. 1, fonctionnant avec un oscillateur local de fréquence f1 égale à 10,24 MHz, ce quiindique que n (voir relation 1) est choisi égal à 10. Donc on a une fréquence f2 égale à 11,26 MHz. Les signaux appliqués à 27 sous une impédance d'entrée de 50 ohms sont transmis à un circuit adaptateur d'impédance 28 comportant un transistor T1, qui a pour role d'abaisser l'impédance de sortie du circuit adaptateur à une valeur très faible. Le transistor T1 est un transistor portant la référence 2N2222, dont les circuits de polarisation, qui sont indiqués sur la Fig. 8, sont classiques et ne nécessitent pas de description détaillée. L'émetteur de T1 délivrant le signal de sortie est relié à l'inductance L en série avec les condensateurs C7 et C2. L'inductance L a pour valeur 2,5 microhenrys, la capacité de C1 pour valeur 100 picofarads et celle de C2 pour valeur 1000 picofarads.Le point 12 entre C1 et C2 est relié à une grille d'un transistor à effet de champ T2, portant la référence commerciale MEM630, dont le drain est relié à la base d'un transistor T3, portant la référence 2N2222, fonctionnant en abaisseur d'impédance. En pratique, l'ensemble des transistors T2 et T3 avec leurs circuits de polarisations forment l'amplificateur 13. L'impédance d'entrée de 13 est celle du transistor à effet de champ, c'est à dire très élevée. Le transistor de sortie T3 permet d'avoir, pour 13, une impédance de sortie de 50 ohms. L'émetteur de T3 est relié à l'entrée d'un circuit diviseur de puissance à large bande 29, portant la référence commerciale PSC2-1, qui divise la puissance qui lui est appliquée en deux parties égales sur ces deux sorties.Une sortie de 29 est reliée à l'entrée d'un atténuateur variable 30 dont la sortie est reliée à l'entrée d'un circuit à retard 31 dont la sortie est reliée à une entrée d'un coupleur à 3 dB 32, fonctionnant en additionneur arithmétique. L autre sortie de 29 est reliée à l'entrée d'un autre atténuateur variable 33 dont la sortie est reliée à une extrémité d'un câble coaxial 34 dont l'autre extrémité est reliée à la seconde entrée du coupleur 32. Le coupleur 32 porte la référence commerciale PSC2-1. Sa sortie délivre le signal modulé. Son impédance de sortie est de 50 ohms. En principe, le circuit 31 a un retard de 500 nanosecondes correspondant à la durée d'un élément binaire. Dans la pratique, les circuits à retard du commerce ne sont pas aussi précis. Dans le circuit de la Fig. 8, on a supposé que le retard de 31 était légèrement inférieur à 500 nanosecondes, par exemple de 502 à 503 nanosecondes. C'est pourquoi, on a prévu, sur l'autre branche, un court câble 34 apportant un retard de 2 à 3 nanosecondes, dont la longueur est ajustée pour obtenir effectivement entre les deux branches le retard de 500 nanosecondes. De même, on a prévu deux atténuateurs 30 et 33 simplement pour des facilités de réglage, mais un seul atténuateur peut suffire. Des mesures effectuées avec le filtre de la Fig. 8 associé à un modulateur cohérent ont montré que les signaux modulAs émis, puis reçus dans un démodulateur, correspondaient à des performances très proches des performances théoriques. On va maintenant décrire en relation avec la Fig. 9 un filtre du type de celui de la Fig. 7 qui a été prévu pour fonctionner avec un taux d'éléments binaires de 34 Neb/s. Les signaux appliqués à la borne 35 sont délivrés par un modulateur, non montré, semblable au modulateur 1 de la Fig. 1, fonctionnant avec un oscillateur local de fréquence f1 égale à 136 MHz, ce qui indique que n (voir relation 21) est choisi égal à 8. Donc on a une fréquence e égale à 153 MHz. Les signaux appliqués à 35 sont transmis à un circuit adaptateur d'impé- dance 28, identique à celui de la Fig. 8, dont la sortie est reliée à un condensateur C en série avec une inductance L dont l'autre borne est à la masse. Le consateur C à une capacité de 10 picofarads et l'inductance L une valeur de 100 nanohenries. Une prise intermédiaire 36 est prévue sur l'inductance L et est reliée à l'entrée d'un amplificateur 37, identique à l'amplificateur 13 de la Fig. 8, quant à sa structure interne. La sortie de 37 est reliée à un diviseur 38, identique à 29, dont une sortie est reliée à un atténuateur variable 39 dont la sortie est reliée à un câble coaxial 40 dont l'autre extrémité est reliée à une entrée d'un coupleur 41, identique à 32. L'autre sortie du diviseur 38 est reliée à un atténuateur variable 42 dont la sortie est reliée à autre entrée de 41 qui délivre le signal modulé. Par rapport au circuit de la Fig. 8, on a donc placé la capacité C en tête suivant le principe de dualité et on a concrétisé le circuit 31 par un simple coaxial dont la longueur peut être facilement ajustée pour obtenir le retard voulu. Des mesures effectuées avec le circuit de la Fig. 9 ont montré qu'il possédait des performances satisfaisantes. Pour des débits supérieurs à 100 Meb/s, on peut prévoir des circuits fonctionnant dans une bande de fréquences supérieure à 500 MHz et réalisés en utilisant des lignes microstrip. il faut encore noter que, dans tout ce qui précède, on peut intervertir les rôles de f1 et f2, c'est à dire prévoir un modulateur cohérent à deux états de phase fonctionnant avec un oscillateur local de fréquence f et un filtre de réponse h(t) ou h1(t) dans lequel la fréquence de résonance est f1. On peut en effet vérifier facilement que f et f2 ont des rôles symétriques. 1) Modulateur pour transmission à modulation cohérente par déplacement de fréquence d'indice 1/2 avec continuité de la phase du signal modulé, comportant un modulateur cohérent à deux états de phase suivi d'un filtre de réponse h(t) où: où f1 est la fréquence de ltoscillatew local du modulateur cohérent à deux états de phase et n un nombre entier, caractérisé en ce que le filtre de réponse h(t) a une première borne d'entrée reliée à une borne d'une inductance et une seconde borne d'entrée reliée à la masse, la seconde borne de l'inductance étant reliée, d'une part, à une électrode d'un condensateur dont la seconde électrode est à la masse et, d'autre part, à la borne d'entrée d'impédance infinie d'un amplificateur générateur de courant dont la sortie est reliée à l'entrée d'un filtre en peigne à deux branches dont la première branche n'apporte pas de retard à sa sortie reliée à la première borne d'entrée d'un additionneur algébrique et dont la seconde branche apporte un retard égal à la durée d'un élément binaire et a sa sortie reliée à la seconde borne d' entrée dudit additionneur algébrique dont la sortie est reliée à la première borne du modulateur, la seconde borne de sortie du modulateur étant à la masse, le signe de l'additionneur algébrique étant positif quand n est pair et négatif quand n est impair, le produit LC de l'inductance par la capacitance du condensateur étant tel que: : 2) Modulateur suivant la revendication 1, caractérisé en ce que, dans la seconde branche du filtre en peigne, est monté en série un atténuateur dont l'atténuation g est définie par la relation: où Q est le coefficient de surtension du circuit formé par l'inductance et le condensateur. 3) Modulateur suivant la revendication 1, caractérisé en ce que l'on y substitue au circuit formé par l'inductance et le condensateur un circuit qui s'en déduit pardualité. 4) Modulateur suivant la revendication 2, car ctérisé en ce que l'on y substitue au circuit formé par l'inductance et le condensateur un circuit qui s'en déduit par dualité.