La présente invention concerne un onduleur à fréquence constante comportant un dispositif assurant un dépassement de fréquence quand la tension continue d'alimentation dépasse une valeur prédéterminée. Dans de nombreuses applications industrielles, où l'on ne dispose commodément que de courant continu, on voudrait également disposer de courant alternatif pour alimenter divers types d'appareils auxiliaires. Cela rend nécessaire l'emploi d'un convertisseur de courant continu en courant alternatif. Par exemple, dans les machines mobiles industrielles lourdes telles que les grues et appareils similaires, qui sont alimentées en courant continu, on désire disposer de courant alternatif pour alimenter des dispositifs auxiliaires tels que radios, interrupteurs de fin de course de proximité, systèmes de pesage, etc... Toutefois, en raison de la mobilité de la machine, il n'est pas pratique de la connecter à une source de courant alternatif, en plus de la source de courant continu qui lui fournit déjà sa puissance motrice. En conséquence, une solution pratique du problème consiste à convertir en courant alternatif une partie de lénergie disponible en courant continu. De préférence, on utilise un moyen statique tel qutun onduleur à semi-conducteurs, plutôt qu'un équipement à générateur rotatif. Dans certaines applications où leon dispose d'une source de courant continu 250 Volts pour alimenter l'onduleur, ce dernier doit être capable de fournir une puissance de sortie en courant alternatif égale à 1 kVA à fréquence et amplitude constantes. Alors que l'on connais dans cette technique des onduleurs à semi-conducteurs de divers types et diverses puissances, l'invention comprend certains perfectionnements de ces onduleurs permet tant d'atteindre les buts mentionnés ci-dessus. On copiait dans cette technique des onduleurs à semi-conducteurs de divers types et diverses puissances, y compris le type à demi-pont de thyristors. Le brevet américain NO 3.355.654 du 28 Novembre 1967 au nom de Robert RISEFsRG décrit un onduleur triphasé à thyristors qui comprend trois demi-ponts contrôlables connectés en parallèle aux bornes de la source de courant continu. La présente invention concerne des perfectionnements aux onduleurs, en général du type décrit dans le brevet mentionné cidessus. Ces perfectionnements sont décrits et illustrés ci-après en référence à un onduleur monophasé comprenant un demi-pont contrôlable connecté aux bornes d'une source à courant continu. Un but de l'invention est de fournir un onduleur statique perfectionné. Un but pîns spécifique de l'invention est de fournir un onduleur à semi-conducteurs du type à demi-pont contrôlé, comprenant des moyens perfectionnés pour obtenir une fréquence plus élevée au démarrage. Un autre but spécifique de l'invention est de fournir un onduleur statique perfectionné comportant des moyens pour maintenir constantes sa fréquence et son amplitude de sortie indépendamment des variations dans une gamme raisonnable de la tension d'alimentation à l'entrée, et des moyens pour accroître sa fréquence en proportion de la tension, quand la tension d'alimentation dépasse sa valeur nominale d'une quantité prédéterminée. Un autre but de l'invention est de fournir un onduleur à semiconducteurs qui soit simple de construction, et efficace en service. Suivant l'invention, onduleur pour transformer un courant continu en courant alternatif, qui comprend des organes statiques contrôlables de commutation disposés entre une source de courant continu et un transformateur de sortie de façon à inverser pério diquement le sens du courant dans ce transformateur, des organes e liaison entre la source de courant continu et les organes statiques de coamutation, un générateur d'impulsions pour commander ces organes de commutation et des moyens pour régler la fréquence de ce générateur, est caractérisé en ce que les moyens de réglage de la fréquence du générateur dtimpulsions comprennent un circuit discriminateur alimenté par la source de courant continu et agencé pour maintenir la fréquence constante tant que la tension de cette source ne dépasse pas une valeur prédéterminée et pour faire croire la fréquence lorsque la tension de la source dépasse cette valeur prédéterminée, de façon à empocher la saturation du transformateur de sortie. D'autres buts et avantages de l'invention ressortiront de la description qui suit. A= dessins annexés, donnés à titre d'exemples non limitatifs: - la Fig. 1 est un schéma d'un onduleur à semi-conducteurs et de son circuit d'alimentation conformément à l'invention. - - la Fig. 2 est un schéma montrant les moyens de commande de l'onduleur de la Fig. 1, la partie supérieure de cette figure se raccordant à la partie inférieure du circuit de la Fig. 1. Si l'on se réfère aux Fig. 1 et 2, en les disposant de manière que les conducteurs situés à la base de la Fig. 1 se raccordent aux conducteurs situés au sommet de la Fig. 2, on voit un système d'onduleur monophasé ayant une entrée de courant continu à la partie supérieure gauche, et une sortie de courant alternatif à la partie supérieure droite0 Ce système se compose, d'une manière générale, d'un circuit de couplage de la source d'alimentation, dans la partie gauche de la Fig. 1, d'un circuit d'onduleur dans la partie droite de la Fig. 1, de circuits d'oscillateur et de contrôle de la fréquence de ce dernier à gauche de la Fig. 2, d'un circuit à bascule bistable, et d'un étage de commande en push-pull à droite de la Fig. 2. Le circuit de couplage de la source d'alimentation représenté à gauche de la Fig. 1 comprend des moyens assurant une temporisation entre la suppression et la réapplication de la puissance, afin de permettre aux dondensateurs de l'onduleur de se décharger. Ces moyens comprennent un interrupteur SW à commande manuelle, commandant un circuit de relais W à minimum de tension, qui commande un relais temporisé CR de commande, L'interrupteur SW est un interrupteur à deux positions n marche ' - arrêt n du type qui, lorsqu'il a été enclenché ou fermé, demeure fermé, et doit entre déclenché ou ouvert manuellement. Cet interrupteur est connecté à travers une résistance R1 de limitation du courant, et la bobine du relais W à minimum de tension, montées en série dans cet ordre, entre un conducteur positif d'alimentation LI et un conducteur neutre ou mis à la terre L2. Les conducteurs L1 et L2 sont reliés à la source d'alimentation 250 Volts par des fusibles ou autres moyens analogues de protection non représentés. La jonction entre l'interrupteur SW et la résistance R1 est connectée à la ligne L2 à travers une résistance R2 de limitation du courant, et la bobine du relais de commande CR mises en série dans cet ordre. La jonction entre la résistance R2 et la bobine CR est connectée au conducteur de ligne L2 par l'intermédiaire d'une diode d'isolement Dl disposée dans le sens direct ou de faible impédance, et d'un condensateur de temporisation C1, montés en série dans l'ordre d'énumération. La jonction entre la diode D1 et le condensateur C1 est connectée au conducteur de ligne L2 par l'intermédiaire d'une résistance de décharge R3 et d'un contact de repos 5 du relais W disposés en série. Le conducteur de ligne L1 est connecté, par l'intermédiaire d'une diode D2 de blocage inverse, et d'un contact de travail 1, du relais CR, disposés en série, à une borne positive T1 d'alimentation de l'on- duleur. Le conducteur de ligne L2 est connecté, par l'intermédiaire dtun contact de travail 2, du relais CR, à une borne commune ou neutre T2 d'alimentation de l'onduleur0 La borne T1 est connectée, par l'intermédiaire d'un circuit de décharge de l'on- duleur, à la borne T2, ce circuit comprenant un contact de repos 3, du relais CR, une résistance R4, et un contact de repos 4, du relais CR montés en série. L'onduleur représenté à droite de la Fig. 1 est muni de conducteurs 6 et 8, positif et commun, d'alimentation. Le conducteur 6 reçoit une tension positive de la borne n à travers une petite résistance R5 montée en série, tandis que le conducteur 8 est connecté directement à la borne T2. Comme représenté Fig. 1, ltonduleur comprend un demi-pont HB connecté entre les conducteurs 6 et 8. Ce demi-pont comprend deux parties, une partie positive entre le conducteur 6 et un point central CP, et une partie négative entre le point central et le conducteur 8. La partie positive comprend une diode D3 connectée dans son sens direct ou de faible impédance entre le conducteur 6 et le point central CP à travers l'anode et la cathode d'un thyristor SCR1, une inductance de protection 10, et une inductance de commutation 12. Un condensateur C2, pour l'élimination des phénomènes transitoires, est connecté aux bornes de la diode D3. Un condensateur C4 et une résistance R6 sont connectés en série aux bornes du thyristor SCR1, afin de réduire le taux de variation de la tension aux bornes du thyristor, et d'absorber les phénomènes transitoires de récupération. Une résistance 'R7 shunt est connectée aux bornes de l'inductance 10. Une résistance en dérivation R8 et un condensateur de commutation OS sont connectés en parallèle entre l'anode du thyristor et le point central CP, c 'est-à-dire aux bornes de 1 ltensemble constitué par le thyristor et les inductances 10 et 12. Le point central CP est connecté à la borne de sortie OT1, à travers la première partie de ltenrou- lement (primaire) d d'un auto-transformateur ÂT, présentant un rapport de transformation de I à 10, et la prise intermédiaire de ce transformateur. Cette prise est connectée au conducteurvposi- tif 6, à travers une diode de réaction D4, dais le sens conducteur ou de faible impédance de celle-ci. La prise intermédiaire est également connectée, par la seconde partie de 1 l'enroulement (secondaire) et une diode de réaction D5, dans son sens conducteur, au conducteur positif 6. La partie négative du demi-pont est semblable à sa partie positive, qui vient d'être décrite, sauf que les composants montés en série sont disposés dans l'ordre inverse par rapport à la polarité de la source d'alimentation. C'est-à-dire que le point central CP, qui peut être une prise centrale sur une seule inductance de commutation, est connecté au conducteur commun 8 par l'intermédiaire d'une inductance de commutation 14, d'une inductance de protection 16, d'un thyristor SCR2 et une diode D6. Un condensateur C6, destiné à supprimer les phénomènes transitoires, est connecté aux bornes de la diode n6* Un condensateur C7 et une résistance R9 sont connectés en série aux bornes du thyristor SCR2, et remplissent le même office que le condensateur C4 et la résistance R6. Une résistance shunt R10 est connectée aux bornes de l'inductance 16. Une résistance en dérivation Ril et un condensateur de commutation C8 sont connectés en parallèle entre la cathode du thyristor SCR2 et le point central O?, c'est-à-dire aux bornes de leensemble constitué par le thyristor SCR2 et les inductances 14 et 16. Le conducteur co-un 8 est connecté, par l'intermédiaire d'une diode de réaction D7, montee dans le sens conducteur, ou de moindre impédance, à la borne de sortie OTl et à la prise entre primaire et secondaire de l'auto- transformateur AT. Le conducteur commun 8 est également connecte par l'intermédiaire d'une diode de réaction ns, montée dans le sens conducteur, ou de moindre impédance, à l'autre extrémité de l'enroulement secondaire de l'auto-transformateur ATe Les inductances 10 et 16 dans l'onduleur comportent des noyaux de ferrite pour la protection des thyristors associés contre une variation trop rapide du courant dit es inductances sont des reactances saturées munies de noyaux individuels composés d'un matériau à cycle d'hystérésis rectangulairea et assurent leur fonction protectrice quand les thyristors associés sont amor- clés. Sans ces réactances, le courant monterait brusquement pour atteindre la valeur traversant l'autre partie du demi-pont, et son taux de variation serait lité seulement par la réactance de fuite de la bobine d'inductance de commutation. Lsinductance à ferrite ne permet le passage que dun faibli courant, égal aux ampères-tours coercitifs, jusqu'à ce que le noyau se sature, ce qui permet au thyristor de s'amorcer complètement avant que le courant croisse jusqu'à sa valeur de pleine charge. Le noyau de ferrite est démagnétisé par un courant de déplacement passant en sens inverse dans le thyristor au moment de son extinction. Des résistances shunt R7 et R10 sont prévues en parallèle avec les inductances 10 et 16 respectivement, pour permettre dans chaque cas le passage d'un courant inverse plus important dans le thyristor, et assurer son extinction. Quand un thyristor est amorcé, et que l'inductance de commutation applique à l'autre thyristor une tension inverse, le noyau de ferrite de l'inductance de protection n'autorise le passage dans le thyristor associé que d'un courant inverse d'environ un ampère. Pour accroître ce courant inverse jusqu'à une valeur d'environ 4 ou 5 ampères afin d'assurer l'extinction du thyristor, une résistance telle que R7 est placée aux bornes de l'inductance à noyau de ferrite, afin de laisser passer le courant inverse. Le point central CP du demi-pont est couplé à une borne de sortie, et passe d'un potentiel voisin de 250 Volts, quand le thyristor SCRP conduit, à un potentiel voisin de zéro ou du potentiel de la terre, quand le thyristor SCR2 conduit. n faut donc pré voir, pour l'autre borne de sortie, un point de potentiel intermédiaire auquel elle est maintenue, tandis que le potentiel du point central prend alternativement des valeurs positives et négatives par rapport à cette autre borne, afin de délivrer un courant alternatif. Dans ce but, un condensateur à prise médiane, ou une paire de condensateurs C9 et ClO sont connectés en série entre les conducteurs 6 et 8, et l'autre borne de sortie OT2 est placée entre ces condensateurs. Des résistances en dérivation R12 et RE3 sont connectées aux bornes des condensateurs C9 et C10 respectivement. Un transformateur de sortie TR est prévu, qui possède deux enroulements primaires et un enroulement secondaire. Les enroulements primaires sont connctés en parallèle aux bornes de sortie wt1 et OT2 de ltendulears et itereoulement secondaire est adapté Ba fourniture de courant alternatif à un dispositif de charge. Ce transformateur délivre un courant alternatif d'amplitude constante, bien que l'amplitude à l'entrée puisse varier de plus ou moins vingt pour cent. L'énergie en courant continu délivrée à l'onduleur est également fournie aux ciruits de commande de la Fig. 2. Dans ce but, les conducteurs positif et négatif 6 et 8 de la Fig. 1 s'étendent à la Fig. 2. Le conducteur 6, Fig. 2, est connecté, par l'intermédiaire d'une résistance R14, destinée à réduire la tension, à un conducteur 18 de tension de commande positive. Les circuits de commande de la Fig. 2 comprennent un généra- teur d'impulsions tel qu'un oscillateur à relaxation pour la génération d'impulsions à une fréquence normale de 120 impulsions par seconde, un circuit bistable commandé par ces impulsions de tension, pour fournir des signaux de sortie alternativement à ses deux bornes de sortie, un étage de commande en push-pull commandé par le circuit bistable pour fournir les signaux d'amorçage alternativement aux portes des thyristors SCR1 et SCR2 de l'ondu- leur, un circuit (RC) résistance-capacitance, pour actionner ltoscillateur à une fréquence plus élevée au moment du démarrage, et un circuit de dépassement de la fréquence, qui permet d'aecror- tre la fréquence de ltoscillateur dans le cas où la tension d'a- limentation-devient anormalement élevée, et excède une valeur prédéterminée jusqu'à laquelle la fréquence est maintenue constante. Cet oscillateur de relaxation comprend un transistor unijonction UJT, et un circuit de commande à fréquence de base. Le transistor unibonction reçoit sur sa base B2 une tension d'alimentation du conducteur positif 18 à travers une résistance BIS, tandis que sa base B1 est connectée directement au conducteur commun 8. Le circuit de commande à fréquence de base comprend une résistance R16 et un condensateur Cll connectés en série, dans cet ordre, entre le conducteur positif 18 et le conducteur commun 8, avec une jonction 20 entre R16 et Cll. Cette jonction est connectée, par l'intermédiaire d'une résistance Ri% à l'émetteur E du transistor unijonction. Le but de la résistance R17 est de fournir des impulsions présentant un front raide négatif. La tension d'alimentation sur le conducteur 18 est amenée à la valeur convenable par la résistance de chute ohmique R14; elle est réglée par une diode Z= :ZDl et un condensateur C12 de suppression du bruit, connectés en parallèle entre les conducteurs 18 et 8. Le circuit bistable 21 est de préférence du type à transistors N-P-N à déclenchement par la base, dans lequel une impulsion négative aux deux bornes d'entrée bloque le transistor qui conduit. Comme représenté Fig. 2, l'émetteur du transistor unijonction UJT est connecté directement aux deux bornes d'entrée du circuit bistable e Conne les circuits bistables de ce type sont bien connus et décrits dans les traités classiques, on ne les a pas figurés en détail, pour ne pas compliquer inutilement les dessins. L'étage de commande en push-pull 22 est de préférence du type à transistors; il est conçu pour fournir la puissance de signal d'entrée requise par les thyristors de 1 'onduleur. Cet étage de commande peut comprendre une paire d'amplificateurs à transistors à un étage, ou analogues, connectés en mode de commutation et alternativement actionnés par des impulsions positives provenant des sorties À et B du circuit bistable 21. Par exemple, chaque étage amplificateur pourrait comprendre une entrée à divi- seur de tension reliée à la base d'un premier transistor N-P-N commandant un deuxième transistor N-P-N monté suivant le schéma de Darlington, les collecteurs des deux transistors étant couplés par un transformateur à prise centrale aux paires de conducteurs ' et B', par lesquelles des impulsions d'amorçage sont appliquées aux thyristors de l'onduleur. Quand le transistor A de la bascule bistable est bloqué, la sortie À devient positive et rend actif un des amplificateurs de l'étage de commande, pour fournir des bornes ' un signal d'amorçage au thyristor SCR2 à travers la paire de conducteurs 24. Inversement, quand le transistor B de la bascule est bloqué, la sortie B devient positive, comme représenté Fig. 2, et rend actif l'autre amplificateur dans l'étage de commande, de manière à fournir de la borne B' un signal d'amor çage au thyristor SOBI à travers la paire de conducteurs 26. Les deux transistors de la bascule bistable sont bloqués alternativement par des impulsions successives provenant de l'osciîlateur, et, quand un de ces transistors est bloqué, l'autre est débloqué automatiquement sous le contrôle du circuit de la bascule bistable. Le dispositif provoquant une fréquence plus élevée au démarrage comprend un circuit allant du conducteur positif 18 à la jonction 20 à travers une résistance R18 et un condensateur Q3 disposés en série. Une diode D9 est connectée, dans le sens direct, ou de faible impédance, entre le conducteur 8 et la Jonction 20, de manière à fournir pour le condensateur C13, un circuit de décharge qui devient actif et accélère la décharge quand la puissance n'est plus appliquée. Ce dispositif fournit un courant supplémentaire au condensateur Ciel, pour accroître la fréquence de l'oscillateur pendant une seconde environ, lors du démarrage. Pour déterminer la fréquence de base, un courant traverse la résistance R16 pour charger le condensateur 011. Chaque fois que le condensateur est chargé à la tension de pointe de l'émetteur du transistor uni jonction, ce dernier devient conducteur, et décharge le condensateur C11 à travers la résistance R17 et le circuit émetteur-base B1 du transistor unijonction. Le condensateur Q1 se recharge et se décharge alors, de manière répétée, pour fournir des impulsions au circuit bistable, comme indiqué Fig. 2. Le temps que met le condensateur Gll à se charger jusqu'à la tension de pointe de l'émetteur détermine la frequence de ltoscilla- teur, et ce temps dépend de la valeur de la résistance R6. On voit, par conséquent, que la fréquence est d'autant plus élevée que le courant de charge est lui-même plus élevé. a conséquence, le passage d d'un courant additionnel à travers la résistance R18 et le condensateur 013 vers le condensateur C11 augmente la fréquence au démarrage. Cette fréquence au démarrage décroît ensuite de manière exponentielle jusqutà la valeur de base à mesure que le condensateur C13 se charge, et arrête le passage du courant qui le traverse. Le circuit de dépassement de la fréquence, représenté à gauche de la Fig. 2, comprend un circuit limiteur qui entre en action quand la tension d'alimentation excède une valeur prédéterminée, de façon à augmenter la fréquence, et empocher la saturation du transformateur de sortie. Il est évident que si l'amplitude de la tension d'alimentation devait croître d'une manière très importante, le transformateur de sortie recevrait plus de volts-secondes par demi-cycle et son noyau aurait tendance à se saturer. Si toutefois l'on augmente la fréquence pour une amplitude constante de la tension le transformateur de sortie reçoit moins de Volts secondes par demi-cycle. On peut voir, par conséquent, qu'en augmentant la fréquence d'une manière proportionnelle à 1 'accroisse- ment de la tension au-delà d'lune valeur prédéterminée, Le trsns- formateur de sortie peut être maintenu en dessous de la saturation dans les limites de fonctionnement. Ce circuit limiteur comprend un diviseur de tension comportant deux résistances R19 et R20, connectées en série entre les conducteurs 6 et 8, la jonction de ces résistances étant réunie au conducteur commun 8 par l'intermédiaire d'une diode Zener ZD2 et d'une résistance R21 montées en série. Un condensateur C14 est connecté aux bornes de l'ensemble constitué par la diode Zener ZD2 et la résistance R21, afin dtabsorber les tensions transitoires et d'empêcher ainsi une décharge intempestive de la diode Zener. La jonction entre la diode Zener ZD2 et la résistance R21 est connectée à la base d'un transistor 28 du type N-P-N. L'émetteur de ce transistor est connecté au conducteur commun 8 par 1 'intezinédiaire d'une résistance R22, et son collecteur est connecté au conducteur positif 18 par l'intermédiaire d'une résistance R23. Le collecteur du transistor 28 est connecté directement à la base d'un transistor 30 du type P-N-P, dont l'émetteur est connecté au conducteur 18 par nt l'intermddiaire d'une résistance R24, et le collecteur est connecté à la jonction 20, de manière à transmettre un courant de charge au condensateur Cîl de l'os- cillateur. Ce circuit comprenant les transistors 28 et 30 constitue un amplificateur à deux étages à couplage direct, qui répond à la décharge de la diode Zener ZD2 pour fournir un courant au condensateur C11, et rendre ainsi la fréquence de l'oscillateur directement proportionnelle au montant dont l'amplitude de la tension d'alimentation dépasse 120 pour cent de la tension nominale. On va maintenant décrire le fonctionnement du système représenté Fig. 1 et 2. En supposant que la source de courant continu soit connectée aux conducteurs de ligne L1 et L2, la fermeture de l'interrup- teur SW provoque l'excitation de la bobine du relais W à minimum de tension dans un circuit comprenant cet interrupteur et la r6- sistance 31. Le relais UV ouvre, par son contact 5, le circuit de la résistance R3 montée aux bornes du condensateur de temporisation C1. Ce condensateur est alors chargé par un courant circulant du conducteur de ligne L1 à travers l'interrupteur SW, la résistance R2, et la diode D1. La constante de temps de la résistance R2 et du condensateur Cl détermine le délai de fonctionnement du relais CR, et, quand ce condensateur est chargé à un niveau de tension prédéterminé, la bobine d'actionnement du relais CR est excitée. Le relais CR ferme alors ses contacts 1 et 2, ce qui relie les conducteurs d'alimentation L1 et L2 aux conducteurs 6 et 8 respectivement. Le conducteur de ligne L1 est connecté au conducteur 6 par la diode unidirectionnelle D2, le contact 1 du relais CR5 la borne d'entrée T1, et la résistance R5. Cette diode D2 est prévue pour protéger l'onduleur au cas où les conducteurs de ligne L1 et L2 seraient reliés par inadvertance à la source de courant continu avec une mauvaise polarité. La résistance R5 détermine une constante de temps RC en liaison avec les capacités de ltonduleur, particulièrement les fortes capacités C9 et C10; cette constante de temps limite le courant quand la source est connectée à l'onduleur, et également quand les tensions transitoires se produisent dans l'alimentation en courant continu. Le conducteur de ligne L2 est connectE au conducteur 8 en passant par le contact 2 du relais CR et la borne d'entrée T2. Le relais CR ouvre également ses contacts 3 et 4 pour interrompre le circuit d'une résistance shunt montée entre les bornes T1 et T2 de ltonduleur. Ce circuit shunt, qui contient la résis- tance R4, est automatiquement connect4' aux bornes d'entrée de l'onduleur dès que le courant d'alimentation vient à manquer ou n'est plus appliqué. Cette résistance shunt a pour but de fournir un circuit de décharge aux condensateurs de ltonduleur pour écouler rapidement les tensions élevées à leurs bornes. La connexion mentionnée plus haut de la source de courant continu aux conducteurs 6 et 8 provoque le passage d'un courant du conducteur 6 de la Fig. 1 au conducteur 8 de la même figure, en traversant successivement le condensateur C9 et la résistance R12 montés en parallèle, la borne de sortie OT2, puis le condensateur C10 et la résistance Rl3 montés en parallèle. Ces résistances et capacités présentent respectivement des valeurs égales, et ce circuit se comporte effectivement comme un diviseur de tension pour maintenir le potentiel à la borne de sortie OT2 constant et égal à la moitié de la valeur de la tension d'alimentation, -soit 125 Volts courant continu pour une tension d'alimen- tation de 250 Volts courant continu. La tension d'alimentation provoque aussi le passage d'un courant du conducteur 6 de la Fig. 1 au conducteur 8 en traversant la diode unidirectionnelle D3, les condensateurs de commutation OS et C8 et la diode unidirectionnelle D6; ces condensateurs sont ainsi chargés chacun à la moitié de la tension d'alimentation. Toutefois la charge de ces condensateurs sera augmentée, comme décrit ci-après, avant qu'ils remplissent leur fonction. La tension d'alimentation provoque aussi le passage d'un courant du conducteur 6 au conducteur 8 de la Fig. 2, en traversant les résistances R19 et R20. Ces résistances constituent un diviseur de tension pour fournir à leur jonction un niveau de tension prédéterminé qui constitue la tension d'entrée du circuit de dépassement de fréquence. Autrement dit ce niveau de tension est réglé de telle sorte que la diode Zener ZD2 bloque normalement le courant pour a tension normale d'alimentation, et jusqu'à 120 pour cent de l'amplitude de cette tension, soit 300 Volts pour une tension d'alimentation de 250 Volts. La diode Zener ZD2 s'amorce et laisse passer le courant dbs que la tension d'alimentation dépasse 300 Volts courant continu, comme on le décrira ci-après d'une manière plus détaillée. La tension d'alimentation provoque aussi le passage d'un courant dans la résistance R14 et la diode Zener ZD1 jusqu'au conducteur 8. La résistance 314 fait tomber la tension de 250 Volts courant continu pour que la tension sur le conducteur 18 soit assez basse pour l'alimentation des transistors et du reste du circuit de commande. La diode Zener Zfll maintient la tension entre conducteurs 18 et 8 sensiblement constante, et le condensateur Q2 absorbe les pointes dues aux bruits électriques dans l'alimentation. La tension d'alimentation sur le conducteur 18 provoque le passage d'un courant dans la résistance R16 pour charger le condensateur Cll de l'oscillateur de relaxation. On négligera pour le moment les autres courants chargeant le condensateur C11, Quand la tension aux bornes de ce condensateur atteint la valeur de pointe de l'émetteur du transistor unijonction UJT, ce dernier est rendu conducteur, et décharge le condensateur à travers la résistance 317 et le circuit émetteur-base B1. Cela provoque l'application par l'émetteur, aux deux entrées de la bascule bistable, d'une onde à front raide négatif (allant d'une tension positive à zéro). La tension d'alimentation sur le conducteur 18 provoque aussi d'une façon en e}le-mEme connue la conduction d'un des transistors de la bascule bistable 21. 1l en résulte à la sortie A, comme représenté Fig. 2, un potentiel zéro ou potentiel de terre. En outre, le couplage en croix bien connu de la bascule bistable a pour effet de bloquer l'autre transistor et d'appliquer une tension positive à la sortie B, comme représenté Fig. 2. Les transistors de la bascule bistable sont pourvus des circuits de commande bien connus, ou n portes ", à condensateurdiode-résistance, de sorte que seul le transistor qui conduit est affecte par l'impulsion d'entrée. L'impulsion d'entrée à front négatif bloque le transistor qui conduit, ce qui entrain la conduction de l'autre transistor et fournit un signal de sortie positif à la borne A, et met fin au signal sur la borne Bx Le condensateur de ltoscillateur se recharge et se décharge alors de manière répétée, pour fournir une série d'impulsions à la bas cule bistable, moyennant quoi des signaux de sortie de tension positive sont produits alternativement aux bornes de sortie A et Be Ces signaux de sortie du circuit de bascule bistable actionnent les amplificateurs de ltétage de commande, de manière à provoquer l'application de signaux d'amorçage aux circuits porteémetteur des thyristors SCR1 et SCR2 à partir des bornes À' et Bt alternativement en passant par les paires de conducteurs 24 et 26. L 'onduleur est ainsi commandé pour fournir une tension de sortie alternative de forme rectangulaire, Pour le fonctionnement de l'onduleur représenté Fig. 1, on supposera que le thyristor SCR1 est amorcé le premier. Cela provoque le passage d'un courant du conducteur 6 au conducteur 8 en traversant la diode D3, le thyristor SCR1, les inductances 10 et 12, le point central OP, ltenroulement primaire du transformateur AT, la borne de sortie OT1, les enroulements primaires montés en parallèle du transfor- mateur de sortie TR, la borne de sortie 0T2, et le condensateur C10. On peut supposer que ce passage de courant produit la dmi période positive de la tension de sortie à I l'enroulement secondaire du transformateur de sortie TR. Ce passage de courant prépare les conditions de commutation pour le thyristor SCR1. Dans ce but, le passage de courant à travers le thyristor SCR1 charge le condensateur C8 à une tension sensiblement égale à 250 Volts, et la diode D6 bloque cette tension sur le condensateur, et empêche sa décharge dans les conducteurs de lignes d'alimentation. Ensuite, quand le thyristor SCR2 est amorcé, le condensateur C8 provoque la commutation qui bloque le thyristor SCE1. Quand le thyristor SCR2 est rendu conducteur, le condensateur C8 se décharge ge à travers les inductances 14 et 16 et le thyristor SCR2. Le courant traversant l'inductance 14 14 induit une tension dans l'in- ductance 12 en raison du couplage par noyau commun entre ces deux inductances, et cette tension polarise le thyristor SCR1 négativement pour le désamorcer. Quand le thyristor SCR1 est bloqué, le courant passe du conducteur 6 au conducteur 8, en traversant le condensateur C9, la borne de sortie OT2, les deux enroulements primaires en parallèle du transformateur de sortie TR, la borne de sortie OT1, l'enroule- ment primaire P de l'auto-transformateur de réaction AT, le point central CP, les inductances 14 et 16, le thyristor SCR2, et la diode 96. Ce courant passe dans la direction opposée dans les enroulements primaires du transformateur de sortie, et produit la demi-période négative de la tension de sortie. Le thyristor SCR1 étant bloqué, le condensateur de commutation C5 se charge sensiblement à la tension d'alimentation, et cette charge est bloquée sur le condensateur par la diode D3, de sorte qu'elle reste disponible pour bloquer le thyristor SCR2 à l'amorçage suivant du thyristor SCR1. L'auto-transformateur de réaction AT remplit une double fonction dans le circuit de l'onduleur. En premier lieu il sert à renvoyer de l'énergie provenant des inductances de commutation aux conducteurs à courant continu, et, à travers ceux-ci, aux condensateurs de ltonduleur, en traversant les diodes de réaction D4, D5, D7, et D8. En second lieu, il empêche la saturation du transformateur de sortie en introduisant une tension de compensation pour réduire la tension au transformateur de sortie de 125 à 100 Volts. Ceci permet d'utiliser un transformateur classique à 110 Volts comme transformateur de sortie, au lieu d'un transformateur de tension spéciale sur un système alimenté par une source de courant continu 250 Volts. En ce qui concerne la première fonction mentionnée ci-dessus, l'auto-transformateur AT est prévu avec un rapport de 1 à 10 entre les nombres de tours des bobinages primaire et secondaire. Ainsi, pour 25 Volts appliqués au primaire, la tension induite au secondaire est de 250 Volts. Quand un thyristor est amorcé, et que le condensateur de commutation se décharge à travers une des inductances de commutation 12 ou 14, la tension induite dans ces der nières représente une source d'6nergie qui fait passer un courant dans les conducteurs d'alimentation à à travers l'autottrans- formateur et les diodes de réaction. En ce qui concerne la deuxième fonction mentionnée ci-dessus, le transformateur de sortie est connecté à onduleur à travers l'enroulement primaire P de l'auto-transformateur. Ce primaire P réduit la tension de 125 Volts au point central CP à une valeur de 100 Volts au transformateur de sortie, de manière à permettre l'emploi d'un transformateur classique sans qu'il soit saturé. On va maintenant décrire l'accroissement de fréquence au démar- rage. En décrivant le fonctionnement de l'oscillateur de relaxation, on a dit que la charge du condensateur C11 était due au passage d'un courant dans la résistance Rl6. 1l va de soi que la durée de la charge de ce condensateur détermine la fréquence des impulsions de sortie de ltoscillateur, puisque la fréquence des impulsions est d'autant plus élevée que le condensateur est chargé plus rapidement. La tension d'alimentation sur le conducteur 18 provoque également le passage d'un courant à travers la résistance R18 et le condensateur Q3 dans le condensateur C11, quand l'énergie est appliquée initialement au système. Ce courant diminue jusqu8 zéro, à mesure que le condensateur C13 se charge à sa pleine tension. I1 est évident que ce passage dvun courant additionnel accroît initialement la fréquence de l'oscillateur jusqu'à plusieurs fois sa valeur normale de 60 Herz. Cette fréquence diminue ensuite de manière exponentielle avec la constante de temps RC de la résistance R18 et du condensateur Q3, qui est d'environ une seconde. Cette fréquence plus élevée au démarrage évite un important afflux de courant au transformateur de sortie, et permet d'utiliser un courant de commutation plus faible. La diode D9 complète un circuit de décharge pour le condensateur G13 à travers un quelconque des autres éléments du circuit pour accélérer sa décharge quand la source de courant est défaillante ou déconnectée, de telle sorte que ce condensateur commence toujours à se charger à partir du mdme niveau, et provoque au démarrage la période de fréquence plus élevée. On va maintenant décrire l'opération de dépassement de la fréquence. On se rappellera que la tension au diviseur de tension R19uR20 est réglée de telle façon que la diode Zener de limitation ZD2 ne fonctionne pas avant que la tension de ligne excède 120 pour cent de la tension mominale. Dans les applications de ponts roulants à trolleys et appareils similaires où l'on utilise des rails pour amener le courant d'alimentation, on enregistre communément d'importantes variations de la tension. Par exemple, la tension d'alimentation pourrait fréquemment monter de 100 Volts à 350 Volts soit 140 pour cent de la tension nominale. La tension sur les conducteurs 18 et 8, qui alimentent ltoscillateur, est réglée de telle façon que la f-réquence de l'onduleur soit maintenue constante et égale à 60 cycles par seconde pour une marge raisonnable d'accroissement de la tension d'alImentation Cette marge raisonnable peut aller jusqu'à 300 Volts soit 120 pour cent de la tension nominale d'alimentation, puisque le transformateur de sortie peut supporter une telle variation. Tout nouvel accroissement de la tension d'alimentation pourrait saturer le transformateur de sortie TR, ce qui doit être évité si une tension de sortie uniforme et contrôlée doit être maintenue. Si la tension d'alimentation doit dépasser 300 Volts, un courant additionnel est fourni à l'oscillateur de relaxation afin d'accroître sa fréquence. Dans ce but, lorsque la tension d'alimentation dépasse 120 pour cent de la tension nominale, la tension au diviseur Rl9-R2O dépasse la tension d'amorçage de la iiode Zener ZD2. I1 en résulte qu'un courant traverse la diode Zener et la résistance R2I, pour atteindre le conducteur 8. 6e courant débloque le transistor 28 dans une mesure proportionnel1 au montant dont la tension d'alimentation dépasse 300 Volts. Un courant traverse alors la résistance R23, le transistor 28, et la résistance R22, pour atteindre le conducteur 8.La chute de tension aux bornes de la résistance R23 est appliquée à la base du transistor 30, de manière à rendre ce dernier conducteur en proportion. Il en résulte qu'un courant passe du conducteur 18 au point commun 20 en traversant la résistance R24 et le transistor 30. Ce courant stajoute au courant traversant la résistance Rl6, pour accélérer la charge du condensateur C11, et par là meme accroître la fréquence de l'oscillateur. Cet accroissement de fré quence est proportionnel à l'accroissement de de la tension d'ali- mentation au-delà de la valeur prédéterminée, et cesse quand la tension d'alimentation décrit de nouveau en-dessous de 300 Volts, valeur à laquelle la diode Zener ZD2 rétablit sa condition de blocage. Quand on ouvre l'interrupteur SW, les relais UV et CR retombent et le relais W referme son contact 5. Ce contact complète un circuit de décharge pour le condensateur C1, à travers la résistance R3 et le contact 5, pour décharger ce condensateur et le tenir prêt à assurer de nouveau la temporisation du relais CR, quand l'interrupteur SW est refermé, ou quand le courant est interrompu et rétabli. La diode D1 empêche le courant de décharge du condensateur C1 de maintenir excité le relais OR. Lors de sa désexcitation, le relais CR rouvre les contacts 1 et 2 pour déconnecter la source d'énergie du système onduleur, et referme les contacts 3 et 4 pour connecter la résistance R4 aux bornes d'entrée de l'onduleur. On décharge ainsi tout condensateur qui est resté chargé et on assure que 1 'équipement est bien revenu au repos avant un redémarrage. Alors que le système décrit ci-dessus est effectivement apte à remplir les buts définis plus haut, il doit entre entendu que l'invention n'est pas limitée à la réalisation particulière préférée d'un onduleur à fréquence constante avec dépassement de cette fréquence qui vient d'être décrite. On peut au eontraire apporter de nombreuses modifications à cette réalisation sans sortir du domaine de l'invention. REVENDICATIONS 1 - Onduleur pour transformer un courant continu en courant alternatif, comprenant des organes statiques contrôlables de commutation disposés entre une source de courant continu et un transformateur de sortie de façon à inverser périodiquement le sens du courant dans ce transformateur, des organes de liaison entre la source de courant continu et les organes statiques de commutations, un générateur d'impulsions pour commander ces organes de commutation et des moyens pour régler la fréquence de ce généra- teur, caractérisé en ce que les moyens de réglage de la fréquence du générateur d'impulsions (UJT, R16, Cll) comprennent un circuit discriminateur (ZD2, R21) alimenté par la source de courant continu et agencé pour maintenir la fréquence constante tant que la tension de cette source ne dépasse pas une valeur prédéterminée et pour faire croire la fréquence lorsque la tension de la source dépasse cette valeur prédéterminée, de façon à empêcher la saturation du transformateur de sortie TR. 2 - Onduleur conforme à la revendication 1, caractérisé en ce que le circuit discriminateur(ZD2, R2 est agencé de manière à faire croire la fréquence du générateur d'impulsions (UJT, R16, C11) proportionnellement à l'excès de la tension de la source à courant continu par rapport à la valeur prédéterminée précitée. 3 - Onduleur conforme à la revendication 2, caractérisé en ce que le circuit discriminateur comporte un limiteur de tension (ZD2) à caractéristique non linéaire qui devient conducteur lorsque la tension de la source dépasse la valeur prédéterminée en question, et un amplificateur (28, 30) contrôlé par ce limiteur (ZD2) pour faire varier proportionnellement la fréquence du générateur d'impulsion (UJT, Rl6, Cul). 4 - Onduleur conforme à la revendication 3, caractérisé en ce que le limiteur comporte un diviseur de tension (il9, R20) monté aux bornes de la source de courant continu et une diode Zenner (ZD2d montée à la sortie de ce diviseur de tension (Rl9, R20) et commandant l'entrée de l'amplificateur précité. 5 - Onduleur conforme à la revendication 1, caractérisé en ce que les organes de liaison entre la source à courant continu et les organes statique s (SCR1, SCR2) de commutation comprennent une résistance de décharge R4 et des moyens de connexion . temporisés (CR, C, R3) pour relier cette résistance R4 aux bornes d'entrée (T1, T2) de l'onduleur quand la tension d'alimentation n'est pas appliquée. 6 - Onduleur conforme à la revendication 1 et dans lequel les organes statiques de commutation comprennent un demi-pont de thyristors et un diviseur de tension montés aux bornes de la source de courant continu et dont les points milieux sont reliés aux bornes primaires du transformateur de sortie, caractérisé en ce qutil comporte un auto-transformateur (AT) de réaction dont ltenn roulement primaire (P) est monté entre le point milieu (CP) du demi-pont (HB) et une borne (OT1) du transformateur de sortie (TR) et dont l'enroulement secondaire (S) est relié par des diodes unidirectionnelles (D4, D5, D7, 1)8) aux bornes (6; 8) de la source de courant. 7 - Onduleur conforme à la revendication 1 caractérisé en ce que le transformateur de sortie (TR) est du genre régulateur de façon à maintenir constante l'amplitude de la tension de sortie lorsque la tension de la source de courant continu croit jusqu'à une valeur prédéterminée. 8 - Onduleur conforme à la revendication 1, caractérisé en ce que les moyens de réglage de la fréquence du générateur d'impul- sions (UJT , R16, Q1) comprennent un circuit de démarrage (R, T, C13) agencé de façon à augmenter la fréquence au-dessus de sa valeur normale pendant un certain temps après que la tension de la source de courant est appliquée à l'onduleur. 9 - Onduleur conforme à la revendication 8 et dans lequel le générateur d'impulsions comprend un oscillateur à relaxation à transistor unijonction dont la fréquence est fonction du courant fourni au circuit de relaxation, caractérisé en ce qu'il comporte un circuit résistance-capacité (R18, C13) à constante de temps fournissant un courant additionnel au circuit de relaxation (R16, CllJ de façon à augmenter la fréquence pendant un certain temps après le démarrage de ltonduleur.