La présente invention concerne des démodulateurs pour des signaux radio à modulation de fréquence (f.-m.). Dans un grand nombre de liaisons de communications, par exemple dans les liaisons établies entre un satellite de communication et un poste au sol, il est important que le seuil du récepteur modulation de fréquence (ctest-à-dire la puissance entrée minimale en haute fréquence nécessaire pour faire fonctionner un récepteur et pour obtenir une réception satisfaisante des signaux à modulation de fréquence) soit aussi faible que possible. En d'autres termes, la sensibilité maximalle utile du récepteur doit etre aussi élevée que possible, et cette sensibilité est limitée par l'altération du rapport du signal au bruit lorsque la puissance du signal est réeuite. Divers circuits démodulateurs ont été proposés ou essayés pour obtenir des seuils plus faibles des signaux a modulation de fréquence. Dans la plupart des cas, les circuits ont été constitués par des montages permettant dtutiliser une plus grande sélectivité, afin de réduire la largeur de bande des signaux de bruit transmis par le circuit démodulateur avec le signal. Par exemple, un procédé connu consiste à faire passer le signal par un filtre d'accord dont la bande passante est plus étroite que la totalité du spectre des signaux à recevoir, un montage décalant les fréquences de sa bande passante, afin de suivre la modulation.On estime que le seuil de circuits,,de ce type doit atteindre une limite fondamentale lorsque la largeur de bande du filtre d'accord est égale à la largeur de bande occupée par les composantes du premier ordre du spectre du signal en modulation de fréquence. Un autre procédé qui a été utilisé pour réduire le niveau du seuil consiste à appliquer une réaction négative à un circuit contenant un oscillateur local modulé en fréquence et un démodulateur de modulation de fréquence, de manière à réduire les variations du signal Dans ce procédé, le seuil est abaissé par la réduction du taux de modulation qui condense le spectre de modulation de fréquence en une bande plus étroite. les résultats pratiques des applications connues des procédés indiqués ci-dessus ont eu moins de succès que ne l'indiquaient des analyses théoriques, apparemment au moins en partie par suite des effets du retard du signal dans le circuit de réaction utilisé. Ceci constitue particulièrement une difficulté dans les systèmes recevant des signaux dont la bande de base s'élève à plusieurs mégahertz, du fait que dans de tels systèmes un-retard très faible du circuit peut produire une distorsion ou une instabilité into lérable. Pour supprimer les difficultés dues au retard dans le circuit, on a proposé un démodulateur comprimant les variations et qui n'est pas limité par le retard du circuit.Dans ce démodulateur, loscillateur local modulé en fréquence nrest pas commandé par la sortie du démodulateur, mais il est commandé par une version approximative de la modulation obtenue de la sortie détectée d'une batterie de filtres échantillonnant le spectre du signal modulé en fréquence. Un tel système serait très compliqué comme modèle et il est probable qu'il serait relativement comateux. La présente invention concerne un démodulateur pour des signaux radio modulés en fréquence dont le seuil est relativement bas même lorsquril doit recevoir des signaux dont les largeurs de la bande de base peuvent s1 élever jusqu'à un grand nombre de mégahertz, et qui cependant peut être considéré comme relativement simple et peu comateux. Suivant la présente invention, un démodulateur utilisé pour démoduler des signaux modulés en fréquence comprend un oscillateur local, un premier circuit pour les signaux, monté de manière à recevoir les signaux modulés en fréquence, un premier mélangeur et monté dans le premier circuit/ connecté à la sortie de ltoscillateur local afin de modifier la fréquence des signaux du premier circuit, un second circuit monté également de manière à recevoir les signaux modulés, un montage retardant les signaux et disposé dans l'un desdit ch ;; un second mélangeur monté de manière à recevoir les sorties des circuits des signaux et à émettre des signaux fonction du produit des valeurs simultanées de ces sorties multipliées l'une par l'autre, un filtre à bande passante connecté à la sortie du second mélangeur et un détecteur sensible à la phase et dont une entrée de référence est connectée àl1-oscillateur local afin de démodu- ler la sortie du filtre à bande passante. Le retard nécessaire du signal dans l'un des circuits peut dtre obtenu parole retard propre à un filtre à bandé passante, avec ou sans retarcl supplémentsire produit par une certaine longueur de omble ou par un autre élément temporisateur. D'autres avantages et caractéristiques de la présente invention ressortiront au cours de la description détaillée qui/va suivre faite en regard du dessin annexé dont la figure unique représente un schéma synoptique du circuit d'un L @@lateur de signaux modulés en fréquence. La figure 1 représente un atténuateur diviseur (ou un réseau atténuateur et diviseur des signaux 5 auquel est appliqué un signal à la fréquence fs provenant des étages à moyenne fréquence d'un r?'-cepteur classique (non représenté). L'atténuateur diviseur S diyisele signal à moyenne fréquence-à peu près également entre deux trajets par lesquels le signal est envoyé à un mélangeur M1 et à un ensemble de retard D. Un signal à la fréquence f est également envoyé au mélangeur M1 par un oscillateur local L.La sortie du mélangeur Ml est appliquée par l'intermédiaire d'un filtre à bande passante 31 à un mélangeur N2. L'ensemble de retard D est @également connecté au mélangeur M2 par l'intermédiaire d'un filtre à bande passante 32. La sortie du mélangeur M2 dont la fréquence porteuse est de fo, est transmise à un amplificateur A1 dont la sortie est appliquée à un filtre à bande passante 43. La sortie du filtre.B3 est appliquée à un détecteur de phase PD. Une sortie de l'oscillateur local L est appliquée comme fréquence de référen ce au détecteur de phase PD par l'intermédiaire d'un déphaseur PSI et d'un amplificateur AZ. te fonctionnement du circuit représenté sur la figure 1 peut être analysé et expliqué comme suit, Un exemple de signal à modula t-ion de fréquence appliqué au mélangeur Ni peut être représenté par l'expression où R indique la partie réelle, E1 = la cette de la tension du signal porteur de moyenne fré quence = = la.pointe de la variation angulaire de fréquence toc - fréquence angulaire moyenne s(t)= fonction du signal: modulant, et n(t) = fonction du bruit. Dans l'équation (1), on a négligé la modulation d'amplitude et les variations possibles d'amplitude dues au bruit, afin de simplifier l'explication ; leur présence nua pas d'importance du fait qu'ils n'ont aucune influence sur le détecteur PD sensible à la phase. Pour simplifier, on supposera lement que l'ensemble de retard D introduit un retard # et que les re tres à bande passante Bl et B2 sont négligés momentanémént. Le signal appliqué au mélangeur N2 par l'ensemble de retard D est donné par où E2 est approximativement égal à E1. Dans les équations vectorielles (i) et (2),1es exposants représentent les phases instantanées 01 et P2 des signaux e1 et e2, c'est-à-dire Les dérivés par rapport au temps des phases instantanées # et #2 sont les fréquences instantanées #1 et#2 des signaux e1 et e2 appliqués aux/mélangeurs M1 et M2.En différenciant par rapport au temps les équations (3) et (4) on obtient Après hétérodynage avec le signal de l'oscillateur local dans le mélangeur Ml, le signal e1 donne un signal de sortie de fréquence instantanéefl01 qui est donné par #### = ## - ## + ##. n(t) + #n (t) (7) où ## = 2#fo est la fréquence angulaire de l'oscillateur local L. Cette fréquence ne comporte que les sig de la bande latérale inférieure, le filtre B faisant obstacle aux signaux de la bande latérale supérieure et aux autres sorties possibles du mélangeur M1. Les signaux dont les fréquences instantanées/sont## et #2 sont appliqués au mélangeur M2. La différence instantanée de fréquence extraite de la sortie du mélangeur M2 est alors donnée par ## = ## + ## s (t - #) - s(t)] + #n (t - #) = #n(t) (8) De ce fait, le signal de sortie du mélangeur M2 présente un certain bruit d'amplitude indéterminée(due au fonctionnement du mélangeur et aux imperfections des circuits précédents) et une fréquence instantanée qui est donnée par inéquation (8). L'effet des processus décrits ci-dessus sur la modulation est démontré en particulier en considérant le cas dtun signal de modulation sinusoïdal exempt de bruit pour lequel s(t) = sin pt, et #'n(t) = #'n(t - #) = 0. Dans ce cas ## = ## + ## [sin (pt - p#) - sin pt] (9) qui peut ;2exprimer autrement par - (2 ## sin 1/2 p#) cos (pt - 1/2 p#). (9') On voit ainsi que l'amplitude et la phase de la modulation de fréquence à la sortie du mélangeur N2 sont toutes les deux des fonctions du retard, #, et de la fréquence de modulation (p) du signal d'entrée. Cependant, la perturbation de la phase consiste simplement en un retard de 1/2 # , qui a peu d'importance. En négligeant ce retard 1/2 #, on a = ## - (2 ## sin 1/2 p#) cos pt. (10) Le signal de sortie du mélangeur M2 comporte de ce fait, la modulation de fréquence du signal orig@@ sous une forme n'ayant subi à peu près aucune distorsion mais (en négligeant l'inversion de phase représentée par le signe négatif dans l'équation (10)), ce signal présente un écart de fréquence ## = 2##sin 1/2 p e r qui est égal à 2 sin 1/2 p #fois l'écart de frequence du signal d'entrée initial modulé en frequence. De ce fait, le montage modifie en fait l'écart de la modulation de fréquence en le multipliant par un facteur qui est variable et qui peut avoir n'importe quelle valeur comprise entre O et 2 inclusivement.Pour obtenir une com pression utile des écarts, 1/2 p # doit autre faible (très inférieure à 0,5 radians) pour la valeur la plus élevée de p ; et de ce fait, pour la plupart des cas pratiques, le rapport des compressions des écarts est donné avec une précision suffisante par ## # #/## (11) et l'équation (10) peut être simplifiée pour donner : ## # ## - ## ## cos pt. (12) Une modulation de phase dtun écart k appliquée à la mdme fréquence porteuse co donnerait un signal E sin (w0 t - k sin pt) et la fréquence instantanée de ce signal serait #k = ## - kp cos p#. En comparant les équations (12) et (13), il et clair que le signal qui est représenté par ltéquation (12) équivaut au résultat d'une modulation de la phase du signal porteur avec une variation de phase maximale de > A av, qui est indépendante de la fréquence de modulation e. De ce fait, la avion de fréquence du signal original est non seulement réduite en ce qui concerne ses variations, mais elle apparaît salement à la sortie comme une modulation de phase. Il s'ensuit que la modulation en bande large peut être extraite sous sa forme initiale en appliquant la sortie du mélangeur M2 à un démodulateur sensible à phase PD à la place d'un discriminateur de fréquence. On a montré que le montage ne produit pas de distorsion non linéaire de la modulation mais la transforme en fait en modulation de phase avec un taux de variation de phase constant, ou avec un écart de phase maximal de a W # . Ceci constitue un résultat surprenant, du fait qu'il est bien connu que l'addition de deux signaux d'écho dans des systèmes de télécommunication à modulation de fréquence peut produire. une distorsion importante, et dans le circuit de la figure 1, un signal retardé est appliqué en liaison avec le signal direct. Cependant dans le circuit qui est décrit ici, le signal retardé n'est pas ajouté au système principal mais il est multiplié par celui-ci, et ceci constitue une différence très importante. Lorsqu'un signal à moyenne fréquence, dont la fréquence angulaire est a) est appliqué à l'entrée du circuit qu'on voit sur lafigure 1 la phase.du signal à la sortie du mélangeur M2 est #o = #ot + # (t-#) -#t (14 d'où la tangente du retard du groupe est tg = - d#/d# = #. (15) Cette tangente est constante et ne produit pas de distorsion. La masse de la puissance d'un signal dont la phase est modulée par le bruit, ce qui peut autre considéré eemme le type le plus extrême de modulation en bande large, réside dans le spectre de modulation premier ordre lorsque la moyenne quadratique du taux de n'est pas supérieureå 0,1 radian environ. On sait,également,que dans la modulation de phase de la téléphonie à canaux multiples, où des rendements exceptionnellement élevés ne sont pas essentiels, le taux de modulation de la phase peut atteindre 0,2 radian avant qu'on considère qu'il est nécessaire ci server le spectre de second ordre pour obtenir une qualité satisfaisante de la transmission.En conséquence, du fait que pour d'autres raisons et comme décrit précédemment, la valeur de 24 est choisie de telle sorte ,que le taux de variation de phase de sortie ?th est faible, il est clair que le signal peut être transmis sans aucune perte importante à travers un filtre à bande passante B3 qui est construit de manière à ne laisser passer que le spectre de premier ordre.Par exemple, si la modulation est constituée par un signal de téléphonie à carzaux multiples avec une bande de base s'élevant jusqu'à une fréquence fn, la bande passante du filtre B3 pourrait d'une manière utile avoir une largeur de 2fn, centrée sur la fréquence f = CUo/2s. Bye bruit transmis avec le signal est alors limité à la bande 2f . On a constaté par expérience que n la largeur de bande du filtre peut être rendue optimale pour une valeur qui peut être supérieure à 2fn ; mais cependant cette valeur constitue une valeur optimale générale et nta pas d'importance extrêmement critique.La sortie à bande limitée du filtre B3 est alors appliquée à un détecteur sensible å la phase PD dont la sortie est déphasée d'une manière appropriée par rapport à celle de l'oscillateur local L qui est appliquée à son entrée de-réfé- rence. L'analyse précédente est,basée-sur la théorie que le bruit est faible, de sorte que les composantes de bruit peuvent être décomposées en paires de perturbation;1'amplitude et de phase. On nta considéré que les composantes perturbant la phase du fait qu'en appliquant un signal de référence d'amplitude relativement importante au détecteur de phase, sa sortie K peut être rendue insensible à la modulation d'amplitude résultant du bruit. Lorsque le rapport du signal d'entrée au bruit est médiocre, cependant, cette situation cesse d'exister et les variations dtamplitude de la porteuse produisent du bruit dans la sortiq.Cet effet limite le niveau de seuil minimal qui peut être obtenu dans le sys tème selon l'invention, mais il est satisfaisant pour des niveaux de seuil plus faibles que les niveaux de type connu auparavant de démodulateurs de signaux à modulation'de fréquence. On voit sur la figure 1 et d'après l'équation (8) que la fréquence porteuse moyenne du signal à sortie du mélangeur M2 est égale à la fréquence de l'oscillateur local L introduite dans le mélangeur M1. Le signal à la sortie du mélangeur M2 comprend de ce fait une porteuse à la fréquence de l'oscillateur local qui est modulée en phase par l'oscillation désirée et qui est modulée en phase et en amplitude par le bruit. Dans le mode de réalisation représenté sur la figure 1, un signal d'entrée d'une fréquence fs = 70 mégahertz est divisé par un atténuateur diviseur S en deux parties approximativement égales, le rapport précis de leurs amplitudes n'ayant pas d'impor tance. Sa- fréquence est modifiée en une fréquence f fs-fo = 30 méga- hertz dans un premier trajet et elle n'est pas modifiée en lui faisant traverser un ensemble de retard D dans l'autre trajet. Les modulations de fréquence des deux signaux appliqués au mélangeur M2 sont de ce fait bloqués en phase l'un à l'autre, suivant les besoins. Un retard approprié de l'ensemble D est réalisé à l'aide d'une longueur appropriée de câble. De cette manière, si le signal d'entrée présente une moyenne quadratique/fréquence Af de 1,7 mégahertz et une bànde-de base s'élevant jusqu'à 1 mégahertz, la valeur de # est choisie de telle sorte que 2 BAf t~'= OII, c'est-à-dire que & est presque de 10 nanosecondes. Un câble dtenviron 2 mètres assure ce retard, sa longueur précise étant réglée expérimentalement pour obtenir un fonctionnement avec un seuil minimal pour un type donné de modulation ; dans certains modes de réalisation la longueur-optimale de ce câble peut s'élever jusqutà 12 mètres. Le filtre passe-bande B1 est utilisé à la suite du mélangeur Mi pour choisir les signaux de la bande latérale inférieure néces- sairesde la sortie du mélangeur. La largeur de bande de ce filtre doit etre suffisante pour s'adapter à la totalité du spectre du signal d'entrée qui est d'environ 10 mégahertz dans oe mode de réalisation. Pour équilibrer le retard de groupe dans ce filtre 31, qui peut être supérieur à 50 nanosecondes, un filtre B2'dtun retard identique est monté dans l'autre trajet (70mégahertz). Les deux filtres doivent autre du type à phases égalisées si on veut éviter toute distorsion du signal dueà un défaut dXuniformité-des retards de groupe .Celui des trajets dans lequel est introduit le retard t n'a pas d'importance, Après mélange dans le mélangeur M2 et amplification dans l'am- plificateur At, le signal à uaria.tion comprimée résultant, qui est alors à une fréquence de 40 mégahertz est fiLtré''dans le filtre 33. La bande passante de ce filtre a une largeur d'environ 2 mégahertz et ne laisse passer que le spectre de modulation de phase à faible taux de premier ordre. A partir de ce point, la largeur de bande du bruit est d'environ 2 mégahertz.Le filtre B3 peut également filtre égalisé en phases, mais cette exigence n'est pas très rigoureuse du fait du faible taux de modulation du signal dans cette partie du circuit. Le signal est appliqué ensuite au détecteur de phase PD. Un signal de référence est fourni-par l'oscillatenr local L, sa phase est réglée par le déphaseur PS 1 et il est amplifié dans lampli- fixateur Pour l'amener à un niveau approprié permettant de l'appliquer au détecteur PD De préférence, liamplitude du signal:: de référence est très grande par rapport au signal modulé en phase, de façon a' n'avoir pas besoin de limiteur le spectre du signal modulé en phase faible taux est très semblable à celui d'un signal modulé en amplitude correspondant, la phase relative des composantes porteuses étant en quadrature l'une par rapport à 12 au tre,dans les deux cas De ce fait, le détecteur de phase peut être considéré comme effectuant l'addition d'un signal porteur important en quadrature avec le signal modulé en fréquence afin de transformer en fait la modulation de fréquence en modulation d'am- plitude et ensuite, de la détecter ; on peut également le considd- rer comme un procédé pour augmentes la pujasan-ce résiduelle de la porteuse. Le signal de sortie du détecteur de phase PD est le signal démodulé ou signal de bande de base dont la forme d'onde est celle du signal de modulation initial. Si le signal à modulation de fréquence initial a été appliqué à un système démodulateur de modulation de fréquence classique, la largeur de bande de bruit qui est transmis avec le signal est de 10 mégahertz, tandis que dans de mode de réalisation elle n'est que de 2 mégahertz environ. Le seuil a été par suite abaissé, mais l'effet précis est complexe et l'abaissement du seuil ne dépend pas d'une manière critique de la réduction de la largeur de bande du bruit et ne correspond pas exactement à celle-ci. Sous l'action du mélangeur M2 le rapport du signal à la bande de base au bruit diminue avec une rapidité disproportionnée lorsque le rapport du signal d'entrée au bruit tombe en dessous dtune certaine valeur qui peut, de ce fait, être considérée comme le seuil effectif du signal en modulation de fréquence. Il est plus faible que le seuil obtenu par les montages connus jusqu'à présent. Cependant, du fait qu'aucun circuit de réaction n'est utilisé, il n'y a aucune limitation à la variation de fréquence maximale ou à la gamme des fréquences de la bande de base qui peuvent être démodulées d'une manière satisfaisante. Les spécialistes se rendront compte que le mode de réalisation de l'invention qui a été décrit en liaison avec la figure 1 n'est donné qu'à titre d'exemple et qu'on peut envisager d'autres façons de mettre en oeuvre l'invention. C'est ainsi que, par exemple, les filtres 31 et B2 peuvent Btre construits de manière à présenter des constantes de retard de groupe qui diffèrent de la quantité nécessaire t et, dans ce cas, la ligne de retard D est superflue et peut Autre omise. La presente invention peut être appliquée à des systèmes où le signal de démodulation qui doit être détecté est un signal de télégraphie manipulé par variation de fréquence ou un signal de télépraphie manipulé par variation de phase, transmis comme modulation de fréquence'sur un signal radio. Il va de soi que la présente invention n'a éte décrite et représentée qutà titre explicatif, mais nullement limitatif, et qu'elle est susceptible de diverses variantes sans sortir de son cadre. REVENDICATION Circuit démodulateur utilisé pour démoduler des signaux modulés en fréquence, comprenant un récepteur, un premier circuit pour les signaux connectés au récepteur et comprenant un changeur de fréquence connecté à un oscillateur local afin de modifier la fréquence porteuse des. signaux modulés en fréquence et à ne laisser passer que la largeur de bande latérale inférieure de ces signaux, caractérisé en ce qu'il comprend également un mélangeur (M2) dont une entrée est montée de manière à recevoir les signaux modulés en fréquence d'un second circuit provenant du récepteur (S) et dont-une autre entrée est montée de manière à recevoir les signaux de la bande latérale inférieure dont la fréquence est modifiée et qui proviennent dudit premier circuit, ce mélangeur émettant des signaux fonction des produits des valeurs simultanées des signaux provenant du premier et du second circuits multipliées l'une par l'autre, le retard d'un signal de l'un des circuits différant du retard du signal de l'autre circuit d'une quantité prédéterminée ('tu, de manière que la sortie du mélangeur (M2) soit constituée en fait par une forme modifiée des signaux modulés en fréquence et dont l'excursion est contractée, ces signaux pouvant être transmis à travers un filtre (B3) de largeur de bande'réduite afin de réduire l'importance du bruit transmis avec le signal' la sortie filtrée du mélangeur (M2) étant démodulée par un détecteur sensible à la phase (PD) et dont une entrée de référence est connectée à l'oscillateur local (L).