La présente invention concerne des émetteurs-récepteurs à énergie radiante, et se rapporte plus particulièrement à un radar à pseudo-bruit. Jusqu'à présent, les systèmes radar à pseudo-bruit présentaient des caractéristiques d'atténuation relativement pauvres pour des déphasages allant d'une période de bit à un mot moins une période de bit. L'inconvénient ci-dessus, ainsi que d'autres inconvénients de l'art antérieur, sont surmontés, selon le système conforme à la présente invention, en utilisant un modulateur biphase, un modulateur d'amplitude et un mélangeur multiplieur. Le mélangeur décode les signaux entrants en réalisant le produit des porteuses modulées en phase et en amplitude, l'enveloppe de la porteuse modulée en amplitude étant un code d'impulsions binaires de longueur maximale, d'amplitude zéro ou -A, A étant toujours positif ou toujours négatif. D'autres avantages et caractéristiques de la présente invention apparattront au cours de la description suivante faite en relation avec les dessins joints dans lesquels - la figure 1 représente le schéma d'un système radar à pseudo-bruit connu dans l'art antérieur ; - la figure 2 représente le schéma d'un exemple de réalisation selon l'invention - les figures 3, 4, 5 et 6 représentent des diagrammes d'ondes caractéris tiques du fonctionnement de la présente invention - les figures 7 et 8 représentent des diagrammes d'ondes caractéristiques du fonctionnement de l'exemple de réalisation connu de la figure 1 - les figures 9 et 10 représentent des diagrammes d'ondes caractéristiques du fonctionnement de la présente invention ;; - la figure 11 représente le diagramme de la fonction d'autocorrélation des deux signaux supérieurs des figures 7 et 8, et le diagramme de la fonction d'intercorrélation des deux signaux supérieurs des figures 9 et 10. La figure 1 représente un exemple de réalisation 20 connu dans l'art antérieur, pouvant être utilisé pour le contrôle de tir. La présente invention n'est cependant en aucune façon limitée à cette utilisation. L'invention peut être utilisée pour effectuer une poursuite de missile en vitesse et/ou en distance de même qu'à beaucoup d'autres fins. Le schéma de la figure 1 comprend un oscillateur 21 à fréquence radio-électrique (RF), un modulateur biphase 22, un générateur de codes 23, un circuit à retard variable 24, un démodulateur biphase 25, un banc de filtres passe-bande 27, un circuit de poursuite en distance 28 et un système de contrôle de tir 29. Chacun des blocs de la figure 1 peut être réalisé de façon très classique, et l'agencement de ces différents blocs est entièrement connu. Il en est de même pour l'agencement d'une antenne d'émission 30 avec sa liaison au modulateur biphase 22, et pour l'agencement d'une antenne de réception 31 avec sa liaison au démodulateur biphase 25. L'oscillateur 21 à fréquence radio-électrique est relié à une entrée du modulateur biphase 22. La sortie du générateur de codes 23 est reliée à la fois au modulateur biphase 22 et au circuit à retard variable 24. La sortie du modulateur biphase 22 est reliée à l'antenne d'émission 30. Le circuit à retard variable 24 possède une seconde entrée reliée à une sortie du circuit de poursuite en distance 28. La sortie du circuit à retard variable 24 est reliée au démodulateur biphase 25. Le démodulateur biphase 25 reçoit un autre signal provenant de l'antenne de réception 31 qui lui est connectée. La sortie du démodulateur biphase 25 est reliée au circuit de poursuite en distance 28 et au banc de filtres passe-bande 27.La sortie du banc de filtres passe-hande-27 contient l'information Doppler et est reliée au système de contrôle de tir 29, de même qu'une autre sortie du circuit de poursuite en distance 28. Le modulateur biphase 22 est entièrement classique. Il inverse ou non la phase du signal de sortie de l'oscillateur à fréquence radioélectrique 21, selon un code d'impulsions binaires apparaissant en sortie du générateur de codes 23. Les modulateurs biphase,tels que le modulateur biphase 22, et les générateurs de codes à pseudo-bruit, tels que le générateur de codes 23, tous les deux représentés à la figure I, sont bien connus et ont été abondamment décrits dans l'art antérieur. On pourra se reporter par exemple à la référence suivante : "Nodern Radar" de Raymond S. Berkowitz, page 278 (John Wiley & Sons, Inc., Newyork, copyright 1965). L'onde codée est rayonnée à partir de l'antenne d'émission 30 reliée à la sortie du modulateur biphase 22. L'onde réfléchie est prélevée par l'antenne de réception 31 et appliquée au démodulateur biphase 25 qui reçoit aussi le signal de sortie du circuit à retard variable 24. Ce signal est le même que le signal de sortie du générateur de codes 23, sauf que le code est retardé d'une valeur dépendant du signal de sortie du circuit de poursuite en distance 28 relié au circuit à retard variable 24. Le circuit de poursuite en distance 28 constitue ainsi une partie d'une boucle de réaction imposant aux deux entrées du démodulateur biphase 25 de recevoir des codes numériques binaires synchronisés. Le signal de sortie du générateur de codes 23 est un code d'impul- sions binaires, ce code se répétant de façon classique sous forme de mots identiques. La sortie du banc de filtres passe-bande 27 transmet l'information Doppler de vitesse au système de contrôle de tir 29. Le circuit de poursuite en distance 28 délivre l'information de distance au système de contrôle de tir 29. La figure 2 représente l'un des exemples de réalisation de la présente invention. Il comporte un oscillateur à fréquence radio-électrique 21: un générateur de codes 23', un circuit à retard variable 24', un banc de filtres passe-bande 27', un circuit de poursuite en distance 28', et un système de contrôle de tir 29' qui peuvent être respectivement identiques, Si on le souhaite, à l'oscillateur à fréquence radio-électrique 21, au générateur de codes 23, au circuit à retard variable 24, au banc de filtres passe-bande 27, au circuit de poursuite en distance 28 et au système de contrôle de tir 29 représentés à la figure 1 On trouve en outre sur la figure 2 des modulateurs 32 et 33, un mélangeur multiplieur 34 et un filtre passe-bas 35. La sortie de l'oscillateur à fréquence radio-électrique 21' est connectée à une entrée de chacun des modulateurs 32 et 33. La sortie du générateur de codes 23' est reliée à l'autre entrée du modulateur 32 et à une entrée du circuit à retard variable 24'. La sortie du modulateur 32 est reliée à une antenne dremission 30'. L'antenne d'émission 30' et une antenne de réception 31', représentées à la figure 2, peuvent être respectivement identiques, si on le désire, aux antennes 30 et 31 représentées à la figure 1. Comme dans le cas de la figure 1, le circuit à retard variable 24r reçoit un signal du circuit de poursuite en distance 28'. La sortie du circuit à retard variable 24' est reliée à une seconde entrée du modulateur 33 par ltintermédiaire d'une diode 36. La diode 36 peut être placée dans le sens représenté sur la figure ou en sens inverse. Elle peut également être placée entre la sortie du générateur de codes 23' et entrée du modulateur 32, dans un sens ou dans l'autre. Toutefois, on ne place pas > en même temps, une diode entre le circuit à retard 24' et le modu- lateur 33, et une diode entre le générateur de codes 23' et le modulateur 32, c'est-à-dire que l'on utilise une seule diode, telle que la diode 36. La sortie du modulateur 33 est reliée à une entrée du mélangeur 34. L'autre entrée du mélangeur 34 est reliée à l'antenne de reception 31'. La sortie du mélangeur 34 est connectée à l'entrée du filtre 35 et du banc de filtres passe-bande 27'. Le filtre 35 est relié au circuit de poursuite en distance 28' par l'intermédiaire d'un conducteur 37 connecté à une jonction 38 du filtre 35. Le filtre 35 possède une autre jonction 39. Une résistance 40 est connectée entre les jonctions 38 et 39. Un condensateur 41 est connecté entre la jonction 38 et la masse. Le principe de fonctionnement va être expliqué à présent. Comme dans le cas de l'exemple de réalisation de l'art antérieur représenté à la figure 1, le circuit de poursuite en distance 28r retarde, par l'intermédiaire du circuit à retard variable 24', le signal de sortie du générateur de codes 23', de façon que le code porté par l'onde reçue par l'antenne de réception 31' soit en synchronisme avec le signal de sortie du circuit à retard variable 24'. Le filtre 35 filtre simplement la porteuse de façon à délivrer au circuit de poursuite en distance 28', par l'intermédiaire du conducteur 37, un signal d'entrée haut ou bas selon le degré de corrélation entre les codes sur les deux entrées du mélangeur 34. Le banc de filtres passe-bande 27', le circuit de poursuite en distance 28' et le systeme de contrôle de tir 29' peuvent être identiques à ceux de la figure I. Ils peuvent chacun fonctionner de la meme façon. Ils peuvent également être agencés entre eux de la même façon. L'un des modulateurs 32 et 33 doit être un modulateur biphase. Toutefois, ce modulateur biphase peut être l'un ou l'autre des modulateurs 32 et 33. De plus, si le modulateur 32 est un modulateur biphase, le modu- lateur 33 doit être un modulateur d'amplitude. Inversement, si le modulateur 33 est modulateur biphase, le modulateur 32 doit être un modulateur d'amplitude. Lorsque la diode 36 est dans la position représentée à la figure 2, le modulateur 33 doit être le modulateur d'amplitude et le modulateur 32 doit être le modulateur biphase. Si le modulateur 32 est le modulateur d'amplitude, la diode 36 doit être connectée entre la sortie du générateur de codes 23' et l'entrée correspondante du modulateur 32, et le modulateur 33 doit être le modulateur biphase. Le fonctionnement de l'exemple de réalisation de l'invention représenté à la figure 2 sera mieux compris à l'aide des figures 3 à lI incluses. Le signal de sortie de l'oscillateur à fréquence radio-électrique 21' peut être une onde sinusoldale, comme il est indiqué par la référence 42 sur la figure 3. Le générateur de codes 23r peut avoir une période de bit Tb, comme il est indiqué sur la figure 3. Le signal de sortie du générateur de codes 23' est indiqué par la référence 43. I1 possède de façon générale une amplitude +A ou -A. Dans un but de simplification, la valeur A est égale à +1 sur la figure 3. On notera que l'onde 43 ne reste jamais à zéro > quelle que soit la période de temps considérée. Elle est en effet positive ou négative par rapport à zéro, mais pas égale à zéro. Le code 43 inverse la phase de la porteuse 42, comme il est indiqué par l'onde 44 de la figure 3 On notera des inversions de phase en 45, 46, 47 et 48. Les inversions de phase de l'onde 44 apparaissent lorsque l'amplitude de la porteuse 42 passe par zéro, car la période de bit T b a été choisie, dans un souci de clarté, égale à trois fois la période de la porteuse 42. Dans la réalité, la période de bit T b ne sera cependant presque jamais égale à un multiple entier de la période de la porteuse 42. La relation entre la période de bit et la période de porteuse et/ou la relation entre la fréquence de bit et la fréquence de porteuse sont sans conséquence à l'exception du cas indiqué ultérieurement. Le signal d'entrée du modulateur 33 de la figure 2, issu de la diode 36, est représenté en 49 sur la figure 3. Le signal de sortie du modulateur 33 est alors une suite de morceaux de porteuse 50, 51 et 52 synchronisés avec le code d'impulsions 49 reçu par le modulateur 33 à partir de la diode 36. On notera que le signal 49 est un code d'impulsions, mais qu'iI ne tombe jamais en dessous de zéro. Il passe d'une valeur +Àou +1 à zéro. Le signal 49 est par conséquent différent du signal 43. Si le cadencement du code d'entrée du modulateur 33 provenant de la diode 36 est en synchronisme avec le code de l'onde émise par l'antenne d'émission 30t de la figure 2, on notera que les deux signaux d'entrée du mélangeur 34 seront soit en phase, soit en opposition de phase (déphasage de cent quatre-vingts degrés). Si ces deux signaux sont en phase, ils sont tous deux représentés par l'onde 53 de la figure 4. Le signal de sortie du mélangeur 34 est alors représenté par l'onde 54 de la figure 4, qui est égale au carré de la fonction représentée par l'onde 53. Le signal de sortie du filtre 35, appliqué au circuit de poursuite en distance 28' de la figure 2 par l'intermédiaire du conducteur 37, sera approximativement un courant continu, comme il est indiqué par la ligne discontinue 55 de la figure 4. L'onde 54 est à nouveau représentée à la figure 5. La ligne continue 55 de la figure 5 est équivalente à la ligne discontinue 55 de la figure 4. Elle se termine en 56. La partie située à droite de la ligne 56 correspond au temps pendant lequel l'onde 49 de la figure 3 est égale à zéro. Ceci est dû au fait que le mélangeur 34 est un multiplieur et que le produit de toute amplitude finie par une amplitude zéro est égal à zéro. Si les porteuses sur les entrées du mélangeur 34 sont déphasées de cent quatre-vingts degrés, leur multiplication donne un résultat négatif et la forme d'onde correspondante est représentée en 57 sur la figure 6. la ligne 55' correspond à la ligne 55 de la figure 5. La ligne 56' correspond à la ligne 56 de la figure 5. En revenant à l'exemple de réalisation de l'art antérieur représenté à la figure I, le modulateur 22 et le démodulateur 25 sont tous les deux des éléments biphase. Lorsque les signaux d'entrée du démodulateur 25 sont en phase, les codes sont en phase, comme il est représenté à la figure 7, et la corrélation est totale et égale à +1. Le signal de sortie du générateur de codes 23, représenté en 58 à- la figure 8, est déphasé par rapport au code reçu par Antenne 31, comme il est représenté en 59. I1 y a alors corrélation partielle égale à - 7 Le code à sept bits représenté aux figures 7 à 10 incluses est un exemple typique. Pour revenir à l'invention, le signal de sortie du générateur de codes 23' est représenté en 60 à la figure 9, en phase avec un code reçu 61, 4 ce qui donne une corrélation de + 7 . lorsque les codes émis et reçus sont déphasés, comme il est représenté en 62 et 63 à la figure 10, le produit d'intercorrélation est nul. Cela signifie que les signaux déphasés sont atténues à un degré extrême. La fonction d'autocorrélation des deux codes d'entrée du démodulateur biphase 25 de la figure 1 est illustrée par la courbe Ra(T) de la figure Il. La fonction d'intercorrélation des deux codes d'entrée du mélangeur 34 de la figure 2, conforme à l'invention, est illustrée par la courbe Rb(#) de la figure 11. L'existence, dans la fonction d'autocorrélation Ra(T), d'un niveau -l ou -À en dessous de la ligne zéro représentée en 64 sur la figure 11, résulte en une dégradation du pouvoir discriminateur. On notera que la fonction d'intercorrélation Rb(l) représentée à la figure 11 possède une ligne zéro 65 en dessous de laquelle elle ne descend pas. Une amélioration théoriquement infinie du pouvoir de discrimination est donc possible. La période de mot est désignée par T sur la figure 11. La dimen v sion L désigne la longueur du mot, en nombre de bits. Le terme L contient toujours un code de longueur maximale, selon la présente invention Egalement selon l'invention, le terme L est toujours défini de la façon suivante 1=2n -l (1) où n est un entier positif quelconque. Pour une bonne discrimination du bruit, n doit être aussi grand que possible. Toutefois, L peut ou ne peut pas être défini par la condition L > > 1 (2). En ce qui concerne la définition du mot "maximal" ainsi que pour obtenir des informations complètes sur l'explication qui va suivre, on se reportera au livre "Modern Radar" déjà mentionné ci-dessus. I1 est connu que la fonction dtautocorrélation d'un code biphase de longueur maximale u(t), qui est fonction du temps t et qui est limité par exemple à +1 ou -1, s'écrit où a est une constante arbitraire. Il est également connu que l'intégrale (3) peut être calculée pour T = + pTb (4) où p est un entier positif quelconque, sauf lorsque p # (l)(K-l) (5) où K est un entier positif quelconque. Pour T = - pTb, l'intégrale (3) est égale à -1. lorsque T = + (L)(K-l) (6) l'intégrale (3) peut être calculée et est toujours égale à L. On sait que la valeur moyenne d'un code biphase de longueur maximale est toujours égale à +1. Ainsi En divisant par deux les deux côtés des équations (8) et (9), on trouve En additionnant les équations (10) et (11), il viens ;I+atu(t)lîl + (2 u(t2-t) j dt = 2 I pour (6) zéro pour (4) (12). Zéro pour (4) : cela correspond à un pouvoir de discrimination théoriquement infini. Dans le système biphase classique de la figure I, la fonction d'autocorrélation pour un mot de sept bits est approximativement égale à log10 7 ou -8,5 dB. Selon la présente invention, une fonction d'intercorrélation de -70 dB ou plus est possible, ce qui représente une amélioration de plus de huit cent vingt-trois pour cent. La fonction d'intercorrélation de l'équation (12), représentée par Rb(T) sur la figure 11, est obtenue de la façon décrite ci-après. On notera que si l'onde 43 de la figure 3 correspondant à u(t-n) est divisée par deux, les maximum et les minimum deviennent respectivement 1 i égaux à + 1 et - 2 . On trouve l'expression 2 2 u(t-T) (13) 2 dans la relation (12). Supposons alors que l'on additionne + 1 à l'onde qui vient d'être 2 divisée par deux. Le résultat est constitué par des impulsions d'amplitude +1 et par une amplitude zéro entre les impulsions, mais ne comporte pas de valeurs négatives. On notera que ce résultat correspond à l'onde 49 de la figure 3. On notera aussi que ltexpression "on additionne + 2" contenue dans 2 la première phrase de ce paragraphe provient du fait que l'on trouve le terme "+ 2" dans l'équation (12). 2 Les codes de longueur maximale sont décrits dans le brevet américain nO 3 678 507. L'utilisation de la présente invention peut etre faite en relation avec beaucoup d'autres systèmes tels que celui décrit dans le brevet américain n 3 641 573 et celui décrit dans la demande de brevet américain en cours n 458 808 déposée le 8 avril 1974 par D.F. Albanese et R.R. Waer. Le mélangeur multiplieur 34 représentéà la figure 2 peut être un mélangeur classique, produisant par exemple un signal de sortie proportionnel au produit des deux signaux d'entrée. Chaque bloc de la figure 2 peut être réalisé de façon entièrement classique. Par contre la combinaison des blocs n'est pas classique. L'utilisation de la diode 36 est nouvelle, mais beaucoup d'équivalents connus dans l'art antérieur pourront être utilisés. Le retard créé par le circuit 24' de la figure 2 n'a pas besoin d'hêtre variable dans toutes les applications. Ceci est expliqué dans ladite demande de brevet en cours référencée ci-dessus. La diode 36 représentée à la figure 2 peut être connectée, si on le désire, entre le générateur de codes 23' et le circuit à retard variable 24', et la sortie du circuit à retard 24' peut, dans ce cas, être connectée directement à l'entrée du modulateur 33 par l'intermédiaire d'un simple conducteur, à la place de la diode 36. On notera que les impulsions de l'onde 49 de la figure 3 ont une largeur mTb où m est un entier positif quelconque dépendant du code et de l'impulsion choisis. La cadence des mots sera de préférence au moins deux fois aussi grande que la Doppler maximum attendue. La présente invention peut ere utilisée pour la détection de la distance ou de la vitesse d'un avion ou d'autres objets, pour la poursuite en distance ou en vitesse ou pour d'autres fins. Bien que la présente invention ait été décrite avec un exemple particulier de réalisation, il est clair qu'elle n'est pas limitée à cet exemple et qu'elle est susceptible de variantes ou modifications sans toutefois sortir de son cadre. REVENDICATIONS 1. Système radar à pseudo-bruit présentant une fonction d'intercorrélation effectivement nulle pour un décalage de phase allant de un bit à un mot moins un bit, caractérisé en ce qu'il comprend - un oscillateur à fréquence radio-électrique (RF) possédant une sortie et produisant un signal de sortie sur celle-ci ; - un premier et un second modulateurs possédant chacun une première et une seconde entrées ainsi qu'une sortie - une antenne d'émission connectée à la sortie dudit premier modulateur ; - un mélangeur multiplieur possédant une première et une seconde entrées ainsi qu'une sortie ; - des moyens d'utilisation connectés à la sortie dudit mélangeur multiplieur ;; - une antenne de réception, la sortie dudit second modulateur et ladite antenne de réception étant connectées respectivement à la première et à la seconde entrées du mélangeur multiplieur, les premières entrées desdits premier et second modulateurs étant toutes les deux connectées à la sortie dudit oscillateur à fréquence radio-électrique (RF) ;; - des moyens de génération de codes possédant une première et une seconde sorties, l'un desdits premier et second modulateurs étant un modulateur phase, l'autre étant un modulateur dramplitude, les deux premières entrées desdits premier et second modulateurs étant reliées à la sortie dudit oscil lateur à fréquence radio-électrique (RF), lesdites première et seconde sorties des moyens de génération de codes étant reliées respectivement aux secondes entrées du premier et du second modulateurs, lesdits moyens de génération de codes délivrant sur leur première sortie un premier signal audit premier modulateur afin de produire un signal de sortie qui est en phase avec le signal de sortie de l'oscillateur à fréquence radio électrique (RF) pendant une ou plusieurs premières périodes Tb égales, espacées ou successives, et qui est déphasé de cent quatre-vingt degrés pendant une ou plusieurs secondes périodes Tb égales, espacées ou succes sives, lesdites premières et secondes périodes étant consécutives, lesdits moyens de génération de codes produisant sur leur seconde sortie un second signal d'impulsions de largeur mTb et d'amplitude constante, où m est un entier positif quelconque, ledit second signal possédant une amplitude zéro entre lesdites impulsions de largeur mTb, ledit second signal étant cons titubé par un code d'impulsions binaires ayant des longueurs de mot égales, chaque mot successif possédant un code d'impulsions binaires maximum identique à celui du mot précédent, lesdites impulsions de largeur mTb étant synchronisées avec celles, isolées ou successives, de ltune des premières et secondes périodes. 2. Système radar selon la revendication 1, caractérisé en ce que lesdits moyens de génération de codes comprennent un générateur de codes possédant une sortie reliée à ltune des sorties desdits moyens de génération de codes, un circuit à retard possédant une entrée et une sortie, ladite entrée du circuit à retard étant connectée à la sortie dudit générateur de codes,.des moyens auxiliaires reliant l'autre des sorties desdits moyens de génération de codes et ladite sortie du circuit à retard, ladite première sortie des moyens de génération de codes étant connectée à la seconde entrée dudit premier modulateur, l'autre sortie desdits moyens de génération de codes étant reliée à la seconde entrée dudit second modulateur. 3. Système radar selon la revendication 2, caractérisé en ce que lesdits moyens auxiliaires sont constitués par une diode, ledit générateur de codes produisant un signal de sortie carré d'amplitude maximum +A, d'amplitude minimum -A et de rapport cyclique r