L'invention concerne un dispositif de commutation à transistors pour réaliser la commutation de signaux électriques, notamment des signaux d'émission et de réception d'oscillateurs ultrasonores d'un réseau de générateurs d'ultrasons. I)es dispositifs de commutation de ce type sont utilisés notammentdans la tec-hnique des ultrasons, sous la forme de commutateurs doubles ou même de cor.mutateurs multiples ou pa-rallèles pour la commande et le branchement direct de différents oscillateurs ultrasonores d'un réseau de générateurs d'ultrasons. Les éléments oscillateurs doivent pouvoir être branchés ou débran chés électriquement aussi bien pendant le processus d'émission que lors de la réception, selon des obèles pouvant être prédéterminés. Ceci exige cependant de vaincre des différences élevées de niveau en ce qui concerne le courant et la tension, étant donné que dans le cas de l'émission il-faut s'attendre à des valeurs élevées de signaux, alors que dans le cas de la réception il faut s'attendre au contraire à des valeurs extrêmement faibles de signaux, et que dans le cas du blocage, des valeurs élevées de la tension de blocage sont en outre désirées. En outre,il faut exiger que la diaphonie d'une ligne de- commutation à une autre ligne de commutation ainsi que le bruit propre des cormutateurs soient très faibles.En particulier pour l'association des dispositifs de commutation à un réseau de générateurs dtultrasons, il faut maintenir le besoin en place et en énergie à un niveau faible par suite du grand nombre des comnutateurs de commande nécessaires, afin de permettre leur montage dans un applicateur ou une sonde d'application tenue à la main Cette dernière exigence ne devrait être possible qu'avec une technique d'intégration. La présente invention a pour but de réaliser un dispositif de commutation du type indiqu; plus haut qui satisfasse aux exigences mentionnées plus haut. Cc problème est résolu conformément à l'invention grâce au fait que, dans le cas d'un dispositif de commutation du type indiqué plus haut, au moins deux transistors bipolaires sont interconnectés en opposition dans une voie de commutation de manière qu'en fonction de la polarité du signal devant être commutez toujours un transistor est conducteur dans le sens normal, tandis que l'autre transistor est conducteur en sens inverse, cependant qu'en parallèle avec les voies conductrices des transistors sont branchées des diodes qui sont polarisées respectivement en sens inverse de la voie conductrice, dirigée dans le sens normal, du transistor associé. Des transistors bipolaires du type proposé dans le dispositif de commutation selon la présente invention possèdent de façon connue une conductibilité élevée pour le courant (par exemple jusqu'S 100 mA dans le cas de durées dc conduction du courant allant jusqu': environ 1 microseconde). En ce qui concerne la conductibilité, de tcls transistors bipolaires conviennent très bien pour surmonter des différences élevées de niveau en ce qui concerne le courant et la tension.Cependant un problème dans l'utilisation de tels commutateurs bipolaires consistait jusqu'alors dans le fait que des coriposantespositives et négativesd'une tension alternative de fonctionnement ne devaient pas être bloqués simul tannent et que, dans le cas de l'état de conduction des transistors, les deux sens de passage du courant ne pouvaient pas être simultanément autorisés. Ce problème est résolu conformément à la présente invention d'une façon particulierement simple grace au fait que d'une part au moins deux transistors bipolaires sont branchés en opposition et que d'autre part également des diodes sont branchées en opposition et enparallèle avec les voies conductrices dans le sens normal des transistors.Dans le cas de transistors bipolaires,qui peuvent conduire un courant maximal exigé de collecteur (par exemple de 100 mA) avec une amplification de courant qui n'est pas trop faible, la tension de blocage baseémetteur se situe à des valeurs faibles (par exemple 5 à 10 V). Seules la tension collecteur-base et la tension collecteur-émetteur atteignent dans une direction des valeurs de blocage respectivement élevées. Le branchement en opposition d'au moins deux transistors bipolaires fournit en ce sens par conséquent des valeurs élevées de tension de blocage aussi bien pour le sens positif que pour le sens négatif de la tension. La transmission de composantes de tension devant être- bloquées s'effectue, pour l'état bloqué du dispositif de commutation en ce qui concerne les tensions positives, sur un transistor, et en ce qui concerne les tensions ncgatives, de façon correspondante sur l'autre transistor.Cependant dans le cas où le dispositif de commutation est fermés, ctest-a-dire dans le cas où des courants ou des tensions doivent être transmis dans les deux sens, le branchement en opposition des deux transistors présente cependant l'inconvénient que, en fonction de la polarité, toujours l'un des deux transistors doit conduire le courant en sens inverse. Dans le cas du fonctionnement en sens inverse du transistor, l'amplification en courant tombe cependant d'une façon indésirable. Ce problème est toutefois élimine grâce au montage des diodes en parallèle avec les voies conductrices des transistors branchés en opposition.L'effet de ces diodes censiste en ce que, à proximité du point zéro, chaque transistor rendu passant se comporte comme une résistance ohmique possédant une faible valeur résistive (par exemple 3 ohms) ; de faibles courants, du type de ceux se présentant par exemple dans le cas de la réception de signaux ultrasonores conformément à des réalisations du côté en trée suivant la technique des ultrasons, peuvent être distordus et être transmis sans coopération des diodes.Si au contraire le courant augmente et atteint de façon correspondante des amplitudes du type apparaissant par exemple dans le cas de I'émission, la tension de seuil respectivement de la diode branchée en parallèle avec le transistor conducteur en sens inverse est dépasscecepen- dant plus tôt ou plus tard et cette diode assure alors la retransmission du courant de signe d'amplitude élevée. A titre d'exemple on a décrit ci-dessous et illustré schématiquement aux dessins annexés plusieurs formes de réalisation du dispositif suivant l'invention. La figure 1 représente schematiquement un réseau de générateurs d'ultrasons. La figure 2 représente un schéma de principe de commande des éléments transducteurs d'un réseau de générateurs d'ultrasons comportant des commutateurs doubles et des commutateurs de court-circuit. Les figures 3 et 4 montrent des formes de réalisation de commutateurs double,et de court-circuit conformes à 1'in- vention. Les figures S et 6 représentent des fornesde réalisation avantageuses de commutateurs du type représenté sur les figures 3 et 4. Sur la figure 1 le réseau de générateurs d'ultrasons est constitué par un grand nombre d'éléments transducteurs ultrasonores disposés les uns à côté des autres suivant des rangées sur la surface d'application d'une pièce desupport T (par exemple le bottier de l'applicateur) et les uns au-dessus des autres suivant des colonnes SP1, SP2....SPN. Chaque rangée d'élé- monts transducteurs disposés les uns derrière les autres comporte par exemple environ 120 éléments individuels.Le nombre des rangées superposées est égal de préférence à trois. Respectivement trois éléments transducteurs superposés constituent une colonne du réseau.Etant donné que chaque rangée d'éléments transducteurs est constitué par environ 120 éléments, le réseau de générateurs d'ultrasons comporte donc au total 120 colonnes de chacune trois éléments transducteurs superposés. Dans le cas du réseau représenté sur la figure 1, seuls les trois éléments transducteurs superposés de la première colonne Spi d'éléments transducteurs sont désignés sur la partie gauche du réseau, par W1, 1.2 et 13. Cependant la numérotation des autres éléments transducteurs se pour suivrait de façon correspondante pour les colonnes respectivement suivantes. En référence à la figure 2 on explicite de façon schématique le schéma de principe de commande des trois différents éléments transducteurs superposés de chaque colonne, en se référant aux éléments transducteurs W1, W2, W3 de la première colonne SP1. De façon correspondante les autres colonnes de transducteurs SP2 à SPN sont disposées en parallèle avec ladite première colonne, conformément à la figure 1. Pour le branchement ou le débranchement de différents éléments transducteurs, par exemple de la colonne d'éléments transducteurs SP1 dans le cas de l'émis-- sion ou dans le cas de la réception, on utilise des commutateurs S1 à S6 associés respectivement aux différents éléments transducteurs.En ce qui concerne les éléments transducteurs W1 W2, W3, les commutateurs Si, S3 et S5 constituent parmi lesdits commutateurs S1 à S6, respectivement des commutateurs doubles tandis que les commutateurs S2, S4, S6 sont ce qu'on appelle des commutateurs de court-circuit. La commande des différents commutateurs S1 à 5G s'effectue de façon usuelle au moyen d'un premier registre à déca- lage (non représenté) avec le conducteur de commande Ai. Sur 1 schéma de la figure 2 la lettre S désigne en outre l'émetteur pour réaliser la commande des différents éléments transducteurs.Le branchement de l'émetteur S s'effectue à nouveau par l'interm.é- diaire d'un commutateur double S7 auquel est associé un commuta- tueur de court-circuit S8. La commande s'effectue au royen d'un second registre à décalage (non représentc) par l'intermédiaire du conducteur de commande A2. Lc récepteur de signaux du dispositif de la figure 2 est désigné par F . Comme cormutatcur de réception on utilise un commutateur double 59. Dans le dispositif do la fi gure 2 le commutateur rouble et le-commutateur de court-circuit de chaque couple dè commutateurs S1 à S6 fonctionnent par exemple suivant un fonctionnement en montage symétrique ou push-pull, ctèst-à-dire que lorsqu'un commutateur double est fermé le commutateur de court-circuit associé est toujours ouvert ou bien réciproquement. Le schéma de principe de la figure 2 permet donc d'obtenir le principe suivant de conmande : dans le cas de l'émission, le commutateur double S7 est toujours fermé, tandis que le commutateur de court-circuit est toujours ouvert. De même le commutateur de réception S9 est ouvert.Conformément au principe de commande des élérents transducteurs Wl à W3 les commutateurs doubles S1, S3 ou S5 sont également fermés, cependant que les commutateurs de court-circuit S2, S4, S6 sont respectivement ouverts lorsque le commutateur double associé est ferté. Dans le cas de la réception- ce sont les conditions inverses qui règnent, c'est-à-dire que S7 et ensuite S8 sont ouverts, de même que, en fonction du niveau auquel se situent les signaux d'écho, auxquels il faut s'attendre différents commutateurs doubles ou commutateurs de court-circuit S1 à S6.Dans tous les cas le commutateur de réception S9 ainsi que les complémentaires des commutateurs quverts S1 à 56 sont fer més. Conformément à l'invention il se présente des conditions différentes au niveau des commutateurs doubles respectifs et des commutateurs multiples ou parallèles respectifs, selon qu'il s'agit de l'émission ou de la réception. Dans le cas de l'émission chaque commutateur double fermé doit présenter au moins pendant une brève durée, par exemple égale à I)ls, une conductibilité élevée correspondant à un courant de l'ordre de par exemple 100 mA. Dans le cas d'un commutateur multiple fermé, la conductibilité doit cependant atteindre environ le dixième de cette va- leur, c'est-à-dire correspondre par exemple tout au plus à 10 mA. Les commutateurs ouverts doivent cependant comporter respectivement une tension de blocage élevée se situant au moins au niveau de 40 V suivant un système à une polarité ou + 20 V selon un système à deux polarités. Aux moments de commutation des phases d'émission et de réception, il faut éviter dans une large mesure une diaphonie du conducteur de commande du commutateur avec la ligne de transmission des signaux. Dans le cas de l'émission on exige odes conmu- tateurs respectivement fermés et possédant une résistance de passage faible, par exemple inférieure à 10 ohms, qu'ils fournissent des pertes de tension d'émission aussi faibles que possible et au contraire un affaiblissement de blocage aussi élevé que possible. Ces exigences sont valables de façon judicieuse également pour le cas de la réception.En supplément on exige encore également d'avoir un bruit faible lorsque le commutateur est formé. Le commutateur ouvert doit présenter une capacité relativement faible. Il faut veiller en effet à ce que de nombreux commutateurs ouverts puissent être situés en parallèle avec une plaquette unique d'éléments transducteurs, en tant que source de signaux. Dans le cas d'une capacité trop importante du commutateur individuel ouvert, on obtient une capacité globale de tous les commutateurs ouverts, qui représente une charge élevée d'une façon indésirable pour l'enseS5le du dispositif à transducteurs. De ce fait des signaux d'émission ou des signaux de réception sont affaiblis d'une façon inutilement élevée. Des commutateurs, qui satisfont déjà dans une bonne mesure à ces conditions, sont représentés sur les figures 3 et 4. Le commutateur de la figure 3 est un commutateur de courtcircuit type, tandis que le commutateur de la figure 4 représente un cor.mutateur double. Chacun des deux commutateurs est constitué de la même façon, coforément au concept de base de l'invention. Chacun des commutateurs contient donc au total deux transistors bipolaires T1 et T2, qui sont branchés en opposition de la façon représentée0 Des diodes D1 et D2 sont branchées, conformément à l'invention, en parallèle avec les voies conductrices des transistors T1 et T2, respectivement. La commande des transistors T1 et T2 s'effectue par l'intermédiaire de résistances de commande R1 à R4 ainsi que de diodes à sericonducteurs D3 et D4. Le concept de commutation est relativement simple. Lorsque le dispositif de com mutation se trouve dans l'état bloqué, des tensions positives éle vices sont bloquées par le transistor T2 et par les diodes D2 et D3.Dans le cas de tensions négatives et à l'état bloqués le blocage est réalisé au contraire par le transistor T1 et par les diodes D1 et D4. Si au contraire le commutateur doit être fermé ou conducteur , c'est-à-dire si les transistors Ti et T2 doivent être placés dans leur état conducteur, on obtient selon la polarité de la tension Us, un passage direct du courant dans le cas de tensions élevées de signaux , pour des composantes positives, par la diode D1 et par la voie collecteur-émetteur du transistor T2 à la niasse. Dans le cas de composantes négatives, on obtient une voie de cou rant s'etendant, de facon correspondante, par l'intermédiaire de la diode D2 et de la voie collecteur-émetteur du transistor T1 jusqu'à la source de signaux. Les courants de commande des bases se répartissant entre les deux transistors s'écoulent dans le premier cas,c'est-à-dire dans le cas d'une tension de signe positive , directement à la masse alors que dans le cas d'une tension-négative, ils s'écoulent en sens inverse en direction de la source des signaux. L'Ecoulement dans un sens d'un courant de signe directement à la masse s'effectue cependant uniquement dans le cas du commutateur de court-circuit de la figure 3.Dans le cas du comnutateur double de la figure 4, au contraire, il se produit un raccordement de la voie de transmission des signaux d'une part directement à la source de signaux et d'autre part à la charge, c' est-à-dire à l'élément transducteur t. Tant que, dans le cas du commutateur double de la figure 4, le circuit de commande pour les transistors peut-être raccordé avec un potentiel libre à la ligne de transmission des signaux (principe de l'entrée flottante),il ne se pose aucun problème en ce qui concerne les courants de commande.Si cependant pour des raisons d'une plus simple technique des circuits, la commande doit être effectuée avec un couplage à courant continu, soit le générateur de signaux S,soit I'appareil d'utllisatii W(ou bien les deux) doit comporter une liaison à courant continu à la masse,par l'intermédiaire de laquelle les courants de commande peuvent s'écouler.D'autre part il faut cependant être également certain qu'un courant de commande peut s'écouler riomo dans le cas d'une tension extrêmement élevée de signe Dans le cas du cormutateur double de la figure 4, on a indiqué par conséquent un circuit possible de commande, qui comporte, outre le transistor de commande proprement dit T6 (qui est également prévu dans le cas de la commande du commutateur de courtcircuit de la figure 3) une source de courant continu constituée Far un autre transistor T5 muni des résistances R7, R8, R9 de division,d'une diode normale à semiconducteurs D5 et d'use diode Zener D6. La source de courant continu fonctionne à partir d'une tension d'alimentation qui est supérieure de quelques volts à la tension la plus élevée intervenant des signaux de l'émetteur S. Au cours du fonctionnement du réseau de gEnérateurs d'ultrasons la tension d'alimentation est égale de préférence à Uv = Us + 15 volts. Une régulation constante du courant de commande empêche que le courant de base dépende de la tension des signaux. Dans le cas du principe de cor-mande indiqué en premier lieu, il apparaît également des puissances dissipées in- portantes dans le circuit de commande, dans le cas de tensions élevées d'alimentation. Le circuit dc commande doit en effet être dimensionné, en fonction des exigences du courant maxinal intervenant des signaux, de telle nanière que le rouit du courant par la tension, c'est-h-dire la puissance dissipée, soit élevé. Si cependant, comme c'est le cas lors de l'uti-lisation particulière du commutateur selon la méthode des éclos d'impulsions ultrasonores, un courant élevé de signaux doit s'écouler pendant la phase d'émission uniquement pendant un très bref intervalle de tenps, alors qu'au contraire au cours de la phase de réception seuls de faibles courants de réception apparaissent pendant une durée sensiblement plus longue, il serait avantageux de mettre à disposition la tension élevée d'alimentation ainsi que le courant élevé de commande uniquement pendant la Drève phase d'emission, et et de commander au contraire, pendant la longue phasc de réception, les valeurs de la tension et du courant en les amenant dc façon correspondante à des valeurs plus faibles. Conformément à une forme de réalisation avantageuse des exemples de réalisation selon les figures 3 et 4, ceci peut être obtenu par une commande automatique, au lieu d'une intervention dans la commande externe (par exemple tension d'alimentation toujours supérieure à la tension des signaux). Dans un tel cas on peut se passer d'une tension continue élevée d'alimentation, car le générateur de signaux délivre lui meme le courant de commande, avec des valeurs élevées de courant. On obtient alors une adaptation optimale du courant de commande avx besoins respectifs. Une variante de montage, qui satisfasse à ces conditions, c'est-à-dire qui prévoit une commande autoratiquc, est représentée sur la figure 5. Le montage de la figure 5 se différencie du dispositif précédent des figures 3 et 4 notamment par la présence de deux transistors complémentaires T3 et T4 branchés en opposition. Si la tension des signaux Us est alors supérieure à la tension d'alimentation Uv (par exemple avec Us = 20 V), les transistors T1 et T2 sont débranchés. A leur place, ce sont main- tenant les transistors T3 et T4 qui transmettent alternativement les courants. Si le courant est positif, on obtient une voie de courant passant par l'intermédiaire de la diode D1, du transistor T4 et de la diode D8 jusque la charge N. Dans le cas inverse on obtient une voie de courant passant par la diode D2, le transis tor T3 et la diode D7. Dans le cas do tensions de signaux inférieures à la tension d'alimentation Uv, T3 et T4 sont hors de fonctionnement cependant que de facon correspondante les transistors T1 et T2 et les diodes D2 et Dl sont conducteurs.Dans le cas de courants et de tensions faibles (cas de la réception), le dispositif de computation fonctionne de façon inchangée tout comme dans le cas des figures 3 et 4. Dans le cas de tensions positives, les transistors T2, T4 et T5 ainsi que les diodes D2, D3 et D10 assurent la phase de blocage. Dans le cas de tensions négatives, on obtient le même phénomène-avec les transistors T1, T3 et T6 ainsi qu'avec les diodes D1 et D4. Parmi les diodes à semiconducteurs D7 à D10, insérées en supplément, les diodes D9 et D10 sont de pures diodes de découplas.Les diodes D7 et D8 servent au contraire à réduire la valeur de la capacité du commutateur ouvert, dans le cas ou les transistors T3 et T4 sont branchés en parallèle avec les transistors TI et T2. Les transistors T5 et T6 sont des transistors de commutation travaillant de façon numérique. En ce qui concerne la capacité d'intégration, le montage selon la figure 5 présente cependant l'inconvénient que des transistors complémentaires sont nécessaires précisément dans les branches qui conduisent des courants intenses. Les transistors pnp (latéraux) inté- grables n'atteignent cependant des valeurs d'amplification de courant acceptables uniquement dans le cas de courants faibles. C'est pourquoi ils doivent être montés autant que possible uniquement dans la partie de logique du dispositif de commutation. Ceci est réalisé dans la variante dc montage de la figure 6. Une différence importante entre le montage de la figure 6 et celui de la figure 5 réside dans le fait que, avec la suppression des diodes D7 et D8, les collecteurs des transistors T3 et T4 sont raccords maintenant directement aux bases des transistors T1 et T2. Dans le cas de courants ou de tensions faibles (cas de la réception) les transistors T3 et T4 ne jouent aucun role, c'est-à-dire que le circuit correspond au concept de base des figures 3 et 4.Dans le cas de tensions instantanées positives élevées et dans le cas où le commutateur est branché (transistor T5 conducteur), il s'écoule un courant par l'intermédiaire de la diode D1, du transistor T4, de la résistance ohmique R73 et de la diode D11 jusqu'au transistor T5. ne ce fait le transistor T4 est placé dans son état conducteur. Le transistor T2 fonctionne alors à la façon d'une diode. Le courant de base pour le transistor T2 est délivré par consé quent par le générateur de courant alternatif lui même, tandis que le courant principal s'écoule en outre à travers D1 et T9. Dans le cas où le commutateur est débranché, les composants D3, T2, T4, D12 et D2 transmettent la tension de blocage. Par suite de la symétrie du circuit il est inutile de donner une description pour le sens inverse du flux de courant dans le cas de tensions instantanées négatives. La limite de distorsion du circuit se situe comme précddemment, pour deux tensions de seuil des diodes.La capacité des transistors T3 et T4 respectivement débranchés s'ajoute en effet pour environ 70% (selon la taille de R1 ou de R4) à la valeur de blocage déjà présente. Etant donné que les transistors T3 et T4 n'ont à conduire cependant aucun courant intense, ils peuvent être constitués avec une capacité relativement faible. Avec le montage de la figure 6 on obtient en outre également les avantages suivants. Comme cela a déjà été indiqué précédemment, le courant de commande de base peut exercer une influence parasite éventuellement sur les signaux analogiques. Ceci est valable notarr.ent dans le cas de la réception, pour des signaux faibles. Cependant, précisément dans le cas de la récep- tion, le courant de base est injecté extérieurement indépendamment de la tension des signaux. Cependant ceci permet une élimination du courant de base hors de la ligne de transmission des signaux par soustraction d'un courant cl'intensité rrale correspondant. A cet effet on utilise un transistor supplémentaire T7 en plus d'une résistance R20 dans le montage de la figure 6.Le transistor T7 n'est conducteur que lorsqu'un courant de commande est délivré aux transistors T1 et T2 par l'intermédiaire du transistor T6. Lavaleur du courant de commande injecté est déterminée essentiellement par la tension d'alinentation Uv et par les résistances R2 et R3.La valeur de la résistance- R20 est choisie de telle manière que le courant partiel s'écoulant par cette résistance soit sréci- sèment égal à la somme des deux courants de commande injectés par l'intermédiaire du transistor T6 et des résistances R2 ou R3, pour les transistors T1 et T2 (puis de courant). Les deux diodes D13 et D14 servent ici à réaliser une compensation de l'allure de variation en fonction de la température des diodes D2 et D4 et des voies base-émetteur des transistors T1 ct T2. Avec le circuit cie compensation indiqué on peut rcaliser une suppression de l'influence parasite du courant de commande de base, d'environ 20 à 30 d. Le fait de prévoir une source de courant continu , consti tuée par le transistor T7 et la résistance R20, permet en outre également la compensation de tensior,sdites résiduellesdes transistors T1 et T2.De façon connue cette tension résiduelle atteint, dans le cas du type de fonctionnement normal du transistor T1 ou T2, quelques millivolts, par exemple 5 r..V. Dans le sens inverse au contraire cette valeur de tension atteint environ 1/10ème de la valeur normale, c'est-à-dire par exemple environ 0,5 mV. Par conséquent il est avantageux de dériver le courant de commande de base par la diode respective de collecteur du transistor T1 ou T2 (fonctionnement inverse).A cet effet, conformément à la proposition de la figure 6, la liaison entre la résistance R20 et le point P1 du montage peut être coupée et, au lieu de cela, la résistance R20 peut être reliée au point P2 entre les deux diodes D1 et D2 (liaison indiquée par une ligne formée de tirets). Grâce. à ces dispo-sitions de circuit, le potentiel au point P2 est réduit par la source de courant jusqu' ce que le courant réglé soit atteint. Les courants de base des transistors T1 et T2 s'écoulent alors nécessairement par les diodes des collecteurs et, pour une faible partie étalement encore par les résistances des bases R1 et R4. Seul un courant de défaut tout à fait faible, qui peut apparaître par suite du réglage pas tout à fait précis de la source de courant continu s'écoule alors encore-par l'intermédiaire des diodes d'émetteur. Par suite du montage en opposition des transistors Il et T2 au sens de l'invention on obtient par conséquent également une compensation des tensions résiduelles dans le cas des dispositions supplémentaires de circuit représentées sur la figure 6. Dans le cas des dispositifs de commutation des figures 3 à 6, les transistors bipolaires T1 et T2 sont reliés entre eux par leurs collecteurs selon un montage en opposition. Naturellement on peut avoir également cependant en cas de besoin, un montage en opposition dans lequel les émetteurs des deux transistors sont reliés entre eux. également cette possibilité de connexion tombe naturellement dans le cadre de la présente invention. il en va de même également pour des variantes dans lesquelles par exemple la résistance R2 est remplacée par une source de courant à transistor. De ce fait on obtient la possibilité d'une commande libre indénendante de la tension.En particulier par modification de la tension de hase du transistor de la source de courant, l'alimentation de commande des transistors bipolaires depuis l'extérieur peut être choisie librement. Ainsi le seuil de perturbation pour les tensions parasites (par exemple crépitements ou claquements c;e commutation) peut être adapté de façon correspondante au cas exiaé ; par exemple dans le cas d'une exigence faible du point de vue de la conductibilité et dans le cas d'une exigence élevée du point de vue de l'absence de parasites, on peut donc choisir une valeur de courant de commande faible, alors que dans des conditions inverses on peut choisir une intensité plus élevée du courant de commando. Les avantages indiqués peuvent être obtenus de la même façon également en ce quoi concerne le transistor T7 en liaison avec la résistance R20, avec une modification correspondante. REVENDICATIOiS 1. Dispositif de commutation comportant des transistors pour réaliser la commutation de signaux électriques) notamment des signaux d'émission et do réception des oscillateurs ultrasonores d'un réseau de générateurs d'ultrasons, caractérisé par le fait que dans une voie de commutation, au moins deux transistors bipolaires (T1, T2) sont interconnectés en opposition de telle manière qu'en fonction de la polarité du signal devant être commuté toujours un transistor est conducteur dans le sens normal, tandis que l'autre transistor est conducteur dans le sens inverse cependant qu'en parallèle avec les voies conductrices des transistors sont branchées des diodes (D1, D2) qui sont polarisées res pectivoment en opposition par rapport à la voie de conduction, dir.igée dans le sens normal, du transistor associé. 2. Dispositif de commutation suivant la revendication 1, caractérisé par le fait que pour réaliser la com mande des transistors (T1, T2) on utilise une source de courant de commande qui, au moins dans le cas du montage série, est reliée d'un côté à la masse. 3. Dispositif de commutation suivant la revendication 2-, caractérisé par le fait que la source de courant de commande comporte une source de courant continu (T5, R7 à R9, D5, D6) pour le courant de commando. 4. Dispositif de commutation suivant la revendication 3, caractérisé par le fait que la tension d'alimentation (Uv) de la source de courant continu possède une valeur suprieure à la valeur la plus élevée de tension des signaux (U5) à laquelle il faut s'attendre. 5. Dispositif de commutation suivant 'une des revendications 2 ou 3, caractérisc par le fait que la tension d'alimentation (Uv) de la source de courant de commande se situe à une valeur inférieure à la tension (Us) maximale des signaux, à laquelle on peut s'attendre, et qu'aulx transistors bipolaires (T1, T2) sont associés des dispositifs de commutation de shuntas (T3, T4) qui ferment une voie de passage du courant des signaux afin de contourner les transistors bipolaires (T1, T2) pendant l'intervalle de temps pendant lequel la tension des signaux(U5) dépasse respectivement la valeur (Uv) de la tension d'alimentation. 6. Dispositif do cor mutation suivant la revendication 5, caractérisé par le fait que dans le cas de tensions de signaux (Us) infcrieures à la tension d'alimentation (tjv) de la source de courant de commande, les dispositifs de commutation de shuntage (T3, T4) sont bloqués respectivement, tandis que les transistors bipolaires (T1, T2) peuvent etre activés reslnective- ment dans le but de réaliser la cor.r.lutation de courants de si 7. Dispositif de commutation suivant l'une des revendications 5 ou 6, caractérisé par le fait que les dispositifs de commutation do shuntage contiennent conformément aux transistors bipolaires (T1, T2) des transistors complémentaires (T3, T4) branchés en opposition. 8. Dispositif de commutation suivant la revendication 7, caractérisé par le fait que les transistors complémentaires (T3, T4) en montage à émetteurs couplés sont relies, du coté des collecteurs, par l'intermédiaire de diodes de blocage (D7, D8) aux émetteurs des transistors bipolaires (T1, T2) accouplés de façon complémentaire, tandis que lesdits transistors complémentaires(T3, T4) branchés suivant un montage à collecteurs couplés sont reliés au contraire du côté de leurs émetteurs, par l'intermédiaire desdites diodes (D7, D8) auxdits transistors (T1, T2). 9. Dispositif de commutation suivant la revendication 7, caractérisé par le fait que dans le cas du branche Lent à collecteurs couplés ou à émetteurs couplés des transistors bipolaires (T1, T2), les transistors complémentaires (T3, T4) sont toujours branchés entre les collecteurs et les hases des transistors bipolaires (T1, T2) en sorte que dans le cas d'une tension élevée de signaux, respectivement toujours l'un des transistors complémen- taires (T3, T4) est placé dans son état conducteur et que de ce fait le transistor bipolaire (T1, 12), qui lui est associé, est placé dans son état de fonctionnement en tant que diode. 10. Dispositif de commutation suivant la revendication 9, caractérisé par le fait que dans le circuit de commande pour les transistors bipolaires (T1, T2) est présent un gé- nérateur de courant (- Uv, T7, R20) qui superpose, en sens opposé, aux courants de commande de base des transistors bipolaires (T1, 12), un courant égal approximativement à la somme des courants des bases des transistors. 11. Dispositif de commutation suivant la revendication 10, caractérisé par le fait que le générateur supplé- mentaire de courant (-Uy, T7, R2O) est raccorde aux deux transis tors bipolaires (T7, T2) au niveau de la liaison de symétrie entre les deux diodes (D1, D2) branchées en parallèle avec les voies conductrices des transistors (T1, T2).