La présente invention a pour objet un dispositif de modulation pour la transmission de signaux binaires ou "bits" et un dispositif de démodulation correspondant. le dispositif de modulation suivant lrinvention est du type comportant : deux modulateurs effectuant une modulation d'amplitude à porteuse supprimée et recevant respectivement deux ondes haute fréquence en quadrature de phase; deux sources d'impulsiong modulantes, fournissant respectivement à ces modulateurs deux suites d'impulsions représentatives des signaux binaires de deux suites, la période de transmission, 2 T, des impulsions étant la même pour les deux suites, et un additionneur alimenté par les deux modulateurs et fournissant un signal somme à haute fréquence. le dispositif de modulation connu de ce type (modulation dite en "quadrature de phase") utilise tout naturellement deux suites de signaux binaires en phase, c'est-à-dire que les périodes de transmission de durée 2T, de 2kT-T à 2ka+?, k entier, sont les memes pour les deux suites. La fonction périodique F(t) de période 229 représentant dans l'intervalle -T à +T un bit 'tilt, le signal de sortie du dispositif est de la forme + F(t) cos ut + F(t) sin ut = S(t) sintsst + P) Si F(t) se réduit à une constante, S(t) est également constant, et P ne prend que les valeurs discrètes 45, 135, 225 et 3150 identifiant les deux bits appartenant respectivement aux deux séries. Si lion utilise en outre une transmission différentielle, ctest-à-dire dans laquelle les deux bits effectivement émis sont représentatifs de la différence entre un groupe de deux bits d'information et le groupe précédent, aucune référence de phase n'est requise par la démodulation. Pans tous les autres cas, il faut, pour la démodulation, disposer d'une référence de phase, et, si F(t) n'est pas constante, utiliser deux détecteurs synchrones. le dispositif de modulation rappelé ci-dessus est efficace en ce qui concerne la protection contre le bruit. Mais il présente l'inconvénient suivant Quelle que soit la fonction B(t) choisie, le signal somme présente une discontinuité d'amplitude, ou au moins un saut de phase de 1800, lorsque la transmission simultanée de deux bits "0" est suivie de la transmission simultanée de deux bits "1" ou vice versa, ce qui provoque un élargissement du spectre. Enfin, une amplitude constante du signal somme permettant d'une part une amplification de puissance à bon rendement au moyen d'un amplificateur non linéaire, et d'autre part, l'émission en permanence de la puissance maximale, ne peut Autre obtenue qu'avec F(t) égale à une constante, ce qui conduit à un spectre de fréquences particulièrement défavorable pour la largeur de bande. La présente invention a pour objet d'éliminer cet inconvénient par une disposition permettant d'éviter toute discontinuité du signal somme, et, si désiré, d'obtenir une amplitude constante du signal somme, tout en conservant l'avantage d'une bonne protection contre le bruit. le dispositif de modulation suivant l'invention est caractérisé par le fait que les sources de signaux modulants fournissent des suites d'impulsions décalées de T l'une par rapport à l'autre. L'invention sera mieux comprise et d'a?ltres caractéristiques apparaîtront à l'aide de la description ci-après et des dessins s'y rapportant sur lesquels - la figure 1 est une courbe explicative - la figure 2 est le schéma d'un mode de réalisation du dispositif de modulation suivant l'invention - la figure 3 est le schéma d'un mode de réalisation d'un dispositif de démodulation suivant l'invention. Soit deux suites de bits de période de récurrence égale à 2T b , b2 , b4 ... 1 , 5 , 5 Un bit b2k de la première suite est transmis pendant l'intervalle de temps (2k-1)T à (2k+1)T, au moyen d'une onde en cos t, modulée en amplitude à porteuse supprimée par un signal qui est F(t) ou -F(t) suivant que le bit est égal à 0 ou 1, F(t) étant une fonction périodique continue, de polarité unique, supposée ici positive, et dont la période est égale à 2T. Un bit b2k+1 de la seconde suite est transmis pendant l'intervalle de temps (2k)T à (2k+2)T au moyen d'une onde en sin ut, modulée en amplitude à porteuse supprimée par le signal F(t-T) ou le signal -F(t-T) suivant que ce bit est égal à O ou 1. Pendant tout intervalle de temps, le signal somme des deux ondes modulées sera de la forme # F(t) cos #t + F(t-T) sin #t = S(t) sin (wt+P), avec P fonction de t, le signal précédant chacun des deux termes ne pouvant être modifié que lors du passage du signal modulant par la v#i#ur 0. On a S(t) = flans l'exemple décrit, on choisit F(t) telle que F(t)2 + F(t-T)2 soit constant; S est alors constant et le signal somme est une onde modulée en fréquence de fréquence instantanée dP où cotg P(t) est définie dt durant un intervalle de temps 2 kT à (2k+1) T par P2k F(t)/q2#+1 F(t-T) durant un intervalle de temps (2k+1)T à (2k+2)T par p2k+22(t)/q2k+ F(t-T)ou p p est égal à 1 ou -1 suivant que le bit d'ordre pair en cours de transmission est égal à O ou 1 et où q est égal à 1 ou -1 suivant que le bit d'ordre impair en cours de transmission est égal à O ou 1. Pour simplifier les notations, on définira la fonction B(t), périodique de période 2T, par une fonction f(t) qui est définie dans l'intervalle -T à T. L'amplitude S peut être rendue constante en prenant f(t) de la forme f(t) = k cos X(t), avec X(t-T) = X(t) + #, A étant une constante. Posant X(t) = #g(t)/2T, ceci donne pour g(t) la condition 3(t-X) = g(t) + . On supposera en outre, ce qui est logique, mais non indispensable, que la fonction continue f(t) est paire avec un maximum pour t = o, et s'annule pour t = T. Ceci donne pour =(t) les conditions suivantes g(t) paire ou impaire g(o) = o g(T) = T Toutes ces conditions seront simultanément vérifiées en prenant ,(t) constituée dans l'intervalle 0 à T par une courbe C croissant de 0 à T symétrique par rapport au point d'abscisse et d'ordonnée égales a T/2 et en la completant, Gans lt mtervalle -T à 0, soit par la courbe C' symétrique de C par rapport à l'axe des ordonnées, soit par la courbe C" symétrique de C par rapport à l'origine des axes. La fonction g(t) n'intervenant que par l'intermédiaire d'un cosinus, le choix est sans importance. On supposera par exemple g(t) paire. Une solution apparemment simple serait de prendre g(t) = f(t) = A cos % t 2T Puisque la décroissance rapide du spectre de part et d'autre de la fréquence centrale dépend de la continuité des dérivées du signal modulant pour chacune des deux ondes modulées, il est préférable d'assurer la continuité d'au moins la dérivée première de ce signal modulant. I1 suffit de considérer la première des deux ondes modulées. Pour deux "O" successifs (ou deux "1" successifs), ce signal de modulation est constitué par un tronçon de signal ?(t) ,ou un tronçon de signal - F(t),s'étendant sur 4?. Un signal F(t) de la forme k cas (#) donnerait alors un point anguleux 2T lors du passage du premier bit au second, donc une discontinuité de la dérivée première. On pourra finalement prendre pour g(t) une fonction telle que g(t) = T (1 - cos X t) ce qui donne, pour f(t), A cos ## - cos t )| T 4 T le calcul correspondant montre que la phase P est une fonction continue de t dont l'expression, modulo 2x, est donnée par P = - P [ 1 - qsin2 p et q ayant les significations données plus haut. La figure 2 donne le schéma d'un mode de réalisation du dispositif d'émission, dans le cas fréquent où les deux suites de bits considérées sont obtenues à partir d'une suite unique où la période de récurrence des bits est T, cette suite unique étant Bos B1, B2 ... etc. un signal 0 étant représenté par une amplitude nulle et un signal 1 par une amplitude positive. Cette suite est appliquée à l'entrée t. On supposera dans cet exemple que la transmission est différentielle, les deux premiers bits B étant quelconques, mais prédéterminés et non porteurs d'informations. Cette suite est appliquée à l'entrée 1. l'entrée I est appliquée à la première entrée d'un additionneur modulo 2, 9. Un générateur de synchronisation 2 fournit sur sa sortie 22 de brèves impulsions de période T. I1 est synchronisé, par des moyens classiques non représentés, pour que les fronts avant de ces impulsions apparaissent un peu après le début des signaux représentatifs des bits d'entrée. Ces impulsions sont apliquées à l'entrée d'horloge H d'un registre à deux étages, 7, initialement à l'état 0, et dont la sortie est reliée à la seconde entrée de l'additionneur 9, et dont l'entrée est reliée à la sortie de l'additionneur 9. T'additionneur 9 fournit successivetient les bits suivants avec la période de récurrence T bo = B0 b1 = B1 lorsque le bit B2 apparaît à la première entrée de l'additionneur 9, le bit bo entre dans le second étage du registre 7 et l'additionneur 2 fournit b2 = B2 + bo (M) la notation (M) indiquant qu'une addition doit s'entendre modulo 2. l'additionneur 2 fournit ensuite b3 = B3 + b1, (M) puis d'une façon générale b2n = b2n-2 2n b2n+ = b2n- + 3b+1 le générateur 2 fournit d'autre part sur deux sorties 20 et 21 deux suites de brèves impulsions de période 2T décalées de T l'une par rapport à l'autre, qui coincident avec le milieu des signaux représentatifs des bits, plus précisément des bits d'indice pair en ce qui concerne la site fournie sur la sortie 20, et d'indice impair en ce qui concerne la suite fournie sur la sortie 21. La sortie de l'additionneur 9 alimente les premières entrées de quatre portes, 3, 4, 5 et 6, cette première entrée étant une entrée à inversion en ce qui concerne les portes 5 et 6. les secondes entrées des portes 4 et 6 sont reliées à la sortie 20 du générateur 2, et les secondes entrées des portes 3 et 5 à la sortie 21 de ce générateur. Il ressort de ce qui précède qu'un bit b2n donne lieu à une impulsion de sortie de la porte 4 ou 6 suivant qu'il est égal à 1 ou à 0, et qu'un bit b2n+l donne lieu à une impulsion de sortie de la porte 3 ou 5 suivant qu'il est égal à 1 ou à 0. Deux générateurs de fonction identiques, 10 et 11, des fonctions f(t) et - f(t) comportent chacun une entrée "+t' et une entrée -"; chaque générateur peut être par exemple du type à mémoire morte , perraettnnt une lecture non destructrice de l'information dans laquelle sont enregistrés sous forme digitale des échantillons successifs de f(t) dans l'intervalle de temps -T à O,un dispositif de balayage provoquant la lecture aller et retour de ces échantillons lors d'une impulsion de commande appliquée sur l'une ou l'autre des entrées, un convertisseur digital analogique et un filtre passe-bas de lissage. Un dispositif dinversion de polarité est mis en oeuvre par les seules impulsions appliquées sur l'entrez "-".On peut également utilise des générateurs de fonction à registre à décalage et Réseau de résistances. On supposera f(t > = k cos l4 (1 - cas t les sorties des portes 4 et 6 sont reliées respectivement aux entrées "-" et "+" du générateur 10, et les sorties des portes 3 et 5 sont respectivement reliées aux entrées "-" et +" du générateur il. les sorties des générateurs de fonction 11 et 10 sont reliées aux entrées de modulation de deux multiplicateurs 13 et 14 réalisant chacun une modulation d'amplitude à porteuse supprimée. Un oscillateur stable 8 à la fréquence w/2# fournissant une onde de phase cos wt alimente directement entrée de porteuse du multiplicateur 14, et par l'intermédiaire alun déphaseur de s/2, 15, celle du multiplicateur 13. Les sorties des deux multiplicateurs alimentent les deux entrées d'un additionneur 16, suivi d'un amplificateur non linéaire 17. lie schéma décrit suffit à montrer que l'additionneur 16 fournit bien le signal comme susmentionné. La figure 3 illustre un mode de réalisation dlun dispositif de démodulation propre à coopérer avec un dispositif de modulation suivant la figure 2. Ce dispositif de démodulation est supposé inclus dans un poste récepteur pouvant également recevoir un signal modulé en fréquence analogique, et comportant de ce fait un discriminateur de fréquence de type classique. La sortie de ce discriminateur pourrait évidemment être utilisée pour extraire du signal reçu le message de données. Cependant, on souhaite bleus exploiter les propriétés de protection contre le bruit inhérentes au procédé de modulation, c'est pourquoi le discriminateur de fréquence n'est utilisé que pour accomplir une fonction auxiliaire. l'entrée 41 alimente en parallèle les entrées de signal de deux détecteurs synchrones 42 et 43. Un oscillateur 45 asservi en fréquence et phase,comme il sera indiqué plus loin, par un signal appliqué sur son entrée de commande 50, alimente directement l'entrée de référence du détecteur 42, et, par de l'intermédiaire d'un déphaseur/it/2, 44, l'entrée de référence du détecteur synchrone 43. les entrées de signai des deux détecteurs synchrones reçoivent le signal . S sin (t + P) S étant une constante, et P étant égal, modulo 2#, à p p (1 - q sin # t 2 T p et q ayant les significations données plus haut. L'oscillateur 45 fournit au détecteur 42 une onde d'amplitude constante en cos (t + Q) et au détecteur 43, à travers le déphaseur 44, une onde d'amplitude constante en sin (wt + Q). On supprimera dans ce qui suit les facteurs d'amplitude constants. le détecteur 42 fournit cos (2 + Q - P) r sin (P-Q) 2 le signal d'entrée 41 du circuit et le signal de sortie du détecteur 42 sont appliqués aux deux entrées d'un multiplicateur 46 fournissant cos (t + Q) - cos (t + 2P - Q). le signal de sortie du déphaseur 44 et le signal de sortie du multiplicateur 46 sont appliqués aux deux entrées d'un troisième détecteur synchrone 47 fournissant sin (2P - 2Q). Compte tenu de l'expression de P, ce dernier signal peut encore s'écrire sin (# cos # t)sin 2 Q + pq cos (# cos # t) cos 2 Q 2 T signal est appliqué à l'entrée de signal d'un quatrième détecteur synchrone 49, dont l'entrée de référence est alimentée par un signal obtenu comme suit : l'entrée 41 du circuit est reliée à l'entrée d'un discriminateur de fréquence 48.La fréquence angulaire instantanée du signal d'entrée est une fonction continue de t, dont l'expression au cours de chaque intervalle de temps T pour lequel p et q ne varient pas, est # + dP = # - 2 pq.# sin #t @ cos #t = # - # pq sin # t dt 2 2T 2 T Au cours de chacun de ces intervalles de durée T, le discriminateur, centré sur la fréquence angulaire w, fournit un demi-cycle de sinusoide, positif ou négatif suivant le signe du produit pq, s'exprimant, en négligeant les facteurs constants, par - pq sin T Le discriminateur 48 est suivi d'un différentiateur 51 fournissant la dérivée de son signal d'entrée, et qui au cours de chacun desdits intervalles de temps de durée T t fournit un signal continu on - pq 2 cos s T variant de + 1 à - 1 ou de - 1 à + 1 suivant le signe de pq; le signal de sortie du différentiateur 51 présente donc un zéro à tous les instants kT + T/2; k entier, ces zéros peuvent être différenciés de ceux qui se produisent éventuellement aux instants kT par suite de leur périodicité. Un détecteur de zéro 52, détectant les zéros des instants kT + T/2- fait suite au différentiateur 51 et fournit une brève impulsion pour chacun desdits passages à zéro de période T; le détecteur de zéro 52 est suivi d'un élément de retard 55 impartissant à un retard de T/2. La sortie de l'élément de retard 55 fournit des im-:.ulsions brèves JO aux instant kT, k entier. Un diviseur de fréquence 53, constitué par un basculeur bistable, change d'état pour chaque impulsion J et fournit pour chaque transi o tion de l'état 0 à 1 une brève impulsion J1 sur sa sortie 54 et pour toute transition de l'état 1 à 0, une brève impulsion J2 sur sa sortie 56. les impulsions#J1 et J2 ont chacune une période de récurrence de 2T et sont décalées entre elles de T. Elles se produisent soit aux instants 2kT, soit aux instants (2k + 1) T, k entier, mais on ignore laquelle des deux suites J1 ou J2 correspond aux instants 2kT.On utilise les impulsions J1, en adLaettant qu'elles se produisent aux instants 2kT, pour synchroniser un générateur sinusoidal 57, générant la fonction cos X t/T. On obtiendra en fait soit cette fonction mimez soit son opposé, selon que l'hypothèse faite était ou non la bonne. le signal de sortie du générateur 57 est appliqué à l'entrée de référence du détecteur synchrone 49. Celui-ci fournit dès lors x.sin 2 Q, où x est égal à + 1 ou à - I suivant que les impulsions J1 se produisent aux instants 2kT ou (2k + 1) T. Ce signal d'erreur est appliqué à l'entrée 50 de commande de fréquence de l'oscillateur 45. On supposera par exemple que la fréquence de l'oscillateur 45 augmente pour un signal d'erreur négatif et diminue pour un signal d'erreur positif. On vérifiera que si ce signal d'erreur est sin 2Q,la phase de l'oscillateur se stabilisera soit sur Qo = o soit sur Qo = #. Si le signal d'erreur est - sin 2Q, la phase de l'oscillateur pourra se stabiliser soit sur Qo = 2 ~ soit sur Qo = 3 #. Pour Qo = o ou X, le détecteur synchrone 42 fournira au signe près, pF(t); pour Qo = # ou 3# , il fournira, au 2 2 signe près, qF(t-T). Le détecteur 43 fournit, au signe près qF(t-T) lorsque le détecteur 42 fournit, au signe près, pF(t) et vice versa. Mais le cas où Qo = o ou # est précisément celui où le signal d'erreur était + sin 2Q, donc celui ou les impulsions J1 se produisent bien aux instants 2kT, et le cas où Qo = # ou3# est celui où le signal d'erreur était - sin 2Q, donc celui 2 où les impulsions J1 se produisaient en fait aux instants (2 k + 1) T. Donc, dans tous les cc#, les signaux fournis par le détecteur 42 sont centrés sur les impulsions J1 et séparés par les impulsions J2; de même les signaux fournis par le détecteur 43 sont centrés sur les impulsions J2 et séparés par les impulsions J1 Les sorties des détecteurs synchrones 42 et 43 sont reliées respectivement à l'une des entrées des multiplicateurs 58 et 59, dont l'autre entrée est reliée à la sortie de générateurs 60 et 61 de la fonction f(t), identiques par exemple aux générateurs 10 et il du dispositif de l'émission (figure 2). Ces générateurs 60 et 61 sont respectivement déclenchés par les trains d'impulsions J2 et J de période 2 appliqués à leurs entrées de commande respectives 62 et 63 et issus des sorties 56 et 54 du diviseur 53, respectivement. Par conséquent, les générateurs 60 et 61, sont déclenchés en phase avec les signaux présents sur les sorties des détecteurs synchrones 42 et 43, respectivement. les décisions relatives aux bits reçus sont alors prises de la façon suivante : les sorties des multiplicateurs 58 et 59 sont reliées à l'entrée de deux intégrateurs 83 et 84, respectivement, qui sont échantillonnés et remis à zéro par les impulsions J2 et J1, respective-ent. Un dispositif à seuil 85 est connecté par l'intermédiaire d'un additionneur 99 aux sorties des intégrateurs 83 et 84 et fournit sur Sa sortie l'état binaire 1 après une impulsion d'entrée positive, l'état binaire O après une impulsion d'entrée négative.La sortie du dispositif à seuil 85 est reliée à l'entrée d'un registre à décalage 86, à trois étages, qui reçoit sur son entrée d'horloge 87 un train d'impulsions de période T déduit dd train JO, issu de la sortie du dispositif de retard 55, par un retard T effectué par le dispositif de retard 88, et tel que le dispositif à seuil 85 ait eu le temps de prendre un état stable. Par conséquent, y et z étant des grandeurs constantes ,mais de signe inconnu,de module 1, les signaux entrant dans le registre 86 sont alternativement de la forme yp et zq-, p et q ayant la signification déjà indiquée.Ainsi, il entre successivement dans le registre 86 les bits b2k ou b2k' puis b2k+l ou b2k+1 les inversions étant systématiques ou ne se produisant pas, pour les bits de rang pair comme pour les bits de rang impair. Les sorties des premier et troisième étages du registre 86 sont reliées aux entrées d'un additionneur modulo 2, 90, réalisant successivement les additions b2k-2 + b2k ou #k-2 + b2k (M) donnant dans l'un et l'autre cas et b2k-1 + b2k+1 ou b2k-1 + b2k+î (M) donnant dans l'un et l'autre cas B2k+1 La sortie de l'additionneur 90 constitue la sortie 91 du dispositif de démodulation. L'invention n'est pas limitée au cas de l'utilisation de signaux modulants correspondant à la fonction particulière susmentionnée f(t) ni même à une fonction f(t) assurant une amplitude constante du signal somme. On remarquera enfin qu'à condition de disposer d'une référence de phase, permettant d'asservir l'oscillateur 45 de la figure 3, la transmission différentielle des bits d1informa- tion B à transmettre est inutile, la démodulation des suites 32k et B2k+ ne nécessitant en outre que les deux détecteurs synchrones 42 et 43 respectivement suivis de deux convertisseurs faisant correspondre les bits 0 et 1 aux impulsions démodulées correspondantes. Si les bits des suites B2k et 32k+t proviennent d'une nêne suite de bits de période de récurrence T, les convertisseurs ramènent à cette durée les digits qu'ils fournissent et alimentent un additionneur. On remarquera toutefois que la transmission d'un signal autonome de référence de phase peut aisément être évitée. Tout d'abord le circuit de démodulation de la figure 3 est utilisable dans tous les cas où le signal f(t) est de la forme A cos L5g(t)/2sX, où g(t) est une fonction paire ou impaire, croissant de O à T dans l'intervalle de temps de O à T et symétrique, dans cet intervalle de temps, par rapport au point d'abscisse T/2 et d'ordonnée T/2, sans se réduire à un segment de droite dans cet intervalle. D'autre part si l'on adopte des impulsions modulantes différentes pour les deux suites d'impulsions, représentées dans l'intervalle -T à +T respectivement par f1 (t) et f2(t) pour la valeur binaire 1 et -f1 (t) et -f2(t) par la valeur binaire 0, l'amplitude du signal somme à haute fréquence sera affectée d'une modulation de période 2T permettant d'en déduire à la réception un signal de référence de phase en vue d'une détection classique au moyen de deux détecteurs synchrones. On peut en particulier prendre f1 (t) = A1 cos tsg(t)/2Tj f2(t) = A2 cos ##g(t)/2T# , g(t) répondant aux mêmes conditions que ci-dessus, et A2 étant différent de A1. RbVK,E9ICATIONS 1. Dispositif de modulation comportant : deux modulateurs effectuant une modulation d'amplitude à porteuse supprimée et recevant respectivement deux ondes haute fréquence en quadrature de phase ; deux sources d'impulsions modulantes, fournissant respectivement à ces modulateurs deux suites d'impulsions représentatives des bits de deux suites, la période de transmission, 2T , des impulsions étant la meme pour les deux suites, et un additionneur alimenté par les deux modulateurs' et fournissant un signal somme à haute fréquence, caractérisé en ce que les sources d'impulsions modulantes fournissent des suites d'impulsions décalées de T l'une par rapport à l'autre. 2. Dispositif de modulation suivant la revendication 1 dans lequel les impulsions modulantes adoptées pour représenter, respectivement, dans chaque suite, les deux valeurs possibles d'un bit, ont des amplitudes représentées, pour un bit supposé centré sur la valeur 0 , respectivement par des fonctions continues f(t) et - f(t), chacune à polarité unique, caractérisé en ce que les impulsions modulantes utilisées pour représenter les bits 1 et 0 sont les mimes pour les deux suites, et en ce que la fonction f(t) est choisie telle que le passage d'un bit au suivant dans ltune ou l'autre des suites n'entraîne pour le signal somme aucune discontinuité d1 amplitude ou de phase. 3. Dispositif de modulation suivant la revendication 2 caractérisé en ce que la fonction f(t) est paire et croissante entre t = -T et t = 4. Dispositif de modulation suivant la revendication 3 , caractérisé en ce que f(t) est de la forme k cos g(t) étant une fonction paire ou impaire croissant de O à T dans l'intervalle de temps 0 à T, et symétrique, dans l'intervalle de temps de O à T , par rapport au point d'abscisse T/2 et d1 ordonnée T/2, sans se réduire à un segment de droite dans cet intervalle, k étant une constante. 5. Dispositif de modulation suivant la revendication 4 caractérisé en ce que la dérivée de la fonction g(t) stannule pour t = O. 6. Dispositif de modulation suivant la revendication 6 T t caractérisé en ce que g(t) 2 (1-cosF 7. Dispositif de modulation suivant la revendication 1 , caractérisé en ce qu'il comporte des moyens de transmission d'une référence de phase en sus dudit signal-somme. 8. Dispositif de modulation suivant la revendication 1 dans lequel les impulsions modulantes adoptées pour représenter respectivement dans l'une des suites les deux valeurs possibles d'un bit ont des amplitudes représentées, pour un bit supposé centré sur la valeur 0, respectivement par des fonctions continues f1 (t) et - f1 (t) chacune à polarité unique, caractérisé en ce que les fonctions correspondantes pour l'autre suite f2(t) -et - 2(t) , également continues et chacune à polarité unique , sont différentes des fonctions f1 (t) et - f1 (t) , de manière à imprimer audit signal somme une modulation d'amplitude de période ZT. 9* Dispositif de modulation suivant l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce que, les bits des deux dites suites étant désignés dans l'ordre de leur transmission, par bo, b2 ... b2k.. pour la première suite et b1, b3 ... b2k+1... pour la seconde, sont utilisés pour la transmission différentielle de deux suites de bits Bo, B2... 32k et 1 B3 3 2k+1 constituant l'information à transmettre. 10. Dispositif de démodulation propre à coopérer avec un dispositif de modulation suivant la revendication 8, caractérisé en ce qu'il comporte des moyens d'obtention d'un signal de référence de phase à partir de la modulation d'amplitude du signal somme, en vue de l'asservissement en phase d'un oscillateur local alimentant, en quadrature de phase, deux détecteurs synchrones recevant d'autre part le signal somme il. Dispositif de démodulation propre à coopérer avec un dispositif de modulation suivant l'ensemble des revendications 4 et 9, comportant deux premiers détecteurs synchrones recevant le signal d'entrée du dispositif; un premier oscillateur, à la fréquence Fo des composantes dudit signal somme, et un déphaseur permettant de fournir aux détecteurs synchrones deux ondes de référence déphasées de #/2, caractérisé en ce qu'il comporte un premier circuit auxiliaire recevant ledit signal d'entrée et le signal de sortie dudit oscillateur et fournissant un signal auxiliaire de fréquence 1/(2T) modulé en amplitude à porteuse supprimée par un signal proportionnel à K sin 2Q, où Q est le déphasage entre le signal fourni par ltosci11ateur et l'une des composantes à haute fréquence dudit signal somme et K une constante algébrique déterminée; un second circuit élaborant à partir dudit signal d'entrée une série d'impulsions brèves JO de période T, coincidant avec le milieu des impulsions modulantes des deux composantes dudit signal somme; un diviseur de fréquence fournissant à partir des impulsions 30 une série d'impulsions brèves JI, de période 2T, coincidant avec le milieu des impulsions modulantes de l'une desdites composantes; un oscillateur à la fréquence 1/(2T) synchronisé en phase par lesdites impulsions J1 et fournissant un signal en phase, à E près, avec ledit signal auxiliaire, un troisième détecteur synchrone recevant ce dernier signal et ledit signal auxiliaire, et fournissant un signal d'erreur stabilisant ledit premier oscillateur à un multiple de x/2 près sur la phase de l'une desdites composantes, de sorte que les deux détecteurs synchrones fournissent au signe près, respectivement, les deux séries d'impulsions modulantes, et un circuit de sortie couplé aux sorties des deux premiers détecteurs synchrones. 12. Dispositif de démodulation suivant la revendication 11, caractérisé en ce que ledit premier circuit auxiliaire comporte un multiplicateur alimenté par le signal de sortie de l'un des deux premiers détecteurs synchrones et par le signal d'entrée du dispositif, et un quatrième détecteur synchrone recevant le signal de sortie du multiplicateur et l'onde de référence de l'autre des deux premiers détecteurs synchrones. 13. Dispositif de démodulation suivant l'une des revendications 11 ou 12, caractérisé en ce que ledit second circuit comporte un discriminateur de fréquence suivi d'un différentiateur et d'un détecteur de zéro, détectant les zéros des signaux de sortie du différentiateur se présentant avec la fréquence de récurrence i/T, et un élément de retard. 14. Dispositif de démodulation suivant l'une des revendications 11, 12 ou 13, caractérisé en ce que ledit diviseur de fréquence fournit également une série d'impulsions brèves J2' de période 2T, décalée de T par rapport à la suite d'impulsions J1, et en ce que, l'un des deux premiers détecteurs synchrones, qui sera dit premier détecteur synchrone, fournissant des impulsions démodulées en phase avec les impulsions J1 et l'autre, qui sera dit second détecteur synchrone, fournissant des impulsions en phase avec les impulsions J2, ledit circuit de sortie comporte, pour le premier détecteur synchrone, un multiplicateur alimenté par ce détecteur synchrone, un générateur de fonction alimentant le multiplicateur, et un intégrateur relié à la sortie du multiplicateur, le générateur de fonction étant déclenché par les impulsions J1 et reproduisant pour chacune d'elles une impulsion modulante de polarité donnée, l'intégrateur étant échantillonné puis remis à zéro par chacune des impulsions J1; ledit circuit de sortie comportant pour le second détecteur synchrone un circuit identique à celui qui est alimente par le premier détecteur synchrone excepté que son générateur de fonction est déclenché par les impulsions J2 et son intégrateur échantillonné et remis à zéro par les impulsions J2. 15. Dispositif de modulation suivant la revendication 14, caractérisé en ce que les bits des deux dites suites résultant respectivement de la transmission différentielle des bits d'ordre pair et d'ordre impair d'une même suite primaire de bits Bo, B1 ... B le circuit de sortie comporte un détecteur à seuil recevant les impulsions de sortie des deux intégrateurs et fournissant la valeur binaire Q après réception d'une impulsion de polarité donnée et la valeur binaire 1 après réception d tune impulsion de l'autre polarité, et un registre à décalage à 3 étages dont l'entrée de signal reçoit les bits de sortie du détecteur à seuil et dont l'entrée d'horloge reçoit les impulsions JO légèrement retardées, et un additionneur modulo 2 couplé aux sorties des premier et troisième étages du registre.