La présente invention est relative à la transmission de données notamment sur voies téléphoniques. Elle concerne la récupération à la réception, du rythme d'un signal numérique synchrone essentiellement dans le cas fréquent où le signal transmis et éventuellement démodulé ne comporte aucune raie à la fréquence du rythme ou à ses harmoniques. Dans un système de transmission de données, un signal binaire synchrone est soumis, à l'émission, à une mise en forme par un codeur avant d'être éventuellement modulé. Cette mise en forme a pour rôle de limiter la bande passante du signal binaire synchrone qu'elle transforme souvent en un signal à plusieurs niveaux dont le spectre ne comporte aucune raie à la fréquence du rythme ou à ses harmoniques de sorte que la récupération du rythme ne peut s'effectuer par un simple filtrage du signal reçu éventuellement démodulé. Certains procédés de récupération du rythme de l'art antérieur consistent à utiliser l'information donnée sur le rythme par la position moyenne des passages du signal reçu, éventuellement démodulé, par tous ses niveaux, pour commander une boucle verrouillée en phase. Ces procédés présentent l'inconvénient d'aboutir à des temps de verrouillage long car l'information sur le rythme donnée par les passages du signal à ses différents niveaux est assez médiocre. Un autre procédé de l'art antérieur consiste à récupérer la fréquence de rythme à partir de son harmonique 2 extrait d'un signal obtenu par un redressement double alternance du signal reçu éventuellement démodulé. Celui-ci présente l'inconvénient d'être sensible aux erreurs de démodulation notamment à l'erreur de phase du démodulateur synchrone utilisé à la réception dans le cas d'une transmission à modulation d'amplitude à bande latérale unique. La présente invention a pour but un procédé de récupération de rythme qui utilise comme le précédent une raie de fréquence obtenue par un traitement non linéaire du signal reçu et démodulé mais qui soit peu sensible aux erreurs de phase de démodulation. Elle a pour objet un procédé de récupération de rythme pour un système de transmission de données consistant à extraire la fréquence de rythme du signal résultant de la somme de la valeur absolue du signal reçu éventuellement démodulé, et de la valeur absolue de son transformé de Hilbert. Elle a également pour objet un dispositif de récupération de rythme selon le procédé précédent pour un système de transmission à bande latérale unique comportant à la réception un démodulateur synchrone constitué d'un démodulateur à deux porteuses en quadrature avec deux sorties. Ce dispositif comporte - deux circuits redresseurs à double alternance connectés aux sorties du démodulateur à deux porteuses en quadrature, respectivement, - un circuit sommateur additionnant les signaux de sortie des deux circuits sommateurs - et un oscillateur asservi en phase sur la composante à la fréquence de rythme contenue dans le signal de sortie du circuit sommateur. Selon un mode préféré de réalisation le dispositif de récupération de rythme comporte en outre un limiteur absolu à seuil intercalé entre le sommateur et l'oscillateur. D'autres caractéristiques et avantages de l'invention ressortiront des revendications jointes et de la description ci-après d'un exemple d'application à un système de transmission de données en modulation d'amplitude à bande latérale unique. Cette description sera faite en regard du dessin dans lequel la figure 1 représente le schéma général d'un système de transmission de données en modulation d'amplitude à bande latérale unique. la figure 2 représente le schéma d'un circuit de récupération de rythme selon l'invention utilisé dans la partie réception du système précédent. et les figures 3 et 4 sont des diagrammes aidant à la compréhension du fonctionnement du circuit précédent. On distingue sur la figure 1 un système de transmission de données avec un dispositif d'émission 1, un dispositif de réception 2 et un canal de transmission 3 reliant les dispositifs d'émission et de réception. Le dispositif d'émission 1 comporte - une source de données 4 fournissant des symboles binaires à un rythme ou débit binaire 1/T, - un brouilleur 5 connecté en sortie de la source de données 4, - un codeur 6 connecté à la suite du brouilleur 5 - et un circuit de modulation 7. Le brouilleur 5 effectue une somme modulo 2 des signaux binaires de la source de données avec les signaux binaires d'une séquence pseudoaléatoire. Sa structure et son fonctionnement sont bien connus. On rappelera simplement qu'il permet de mettre à profit la propriété du spectre de raies d'un train d'impulsions, propriété selon laquelle la densité des raies augmente avec l'irrégularité d'apparition des impulsions, irrégularité qui donne aux impulsions le caractère d'un signal de bruit. Cette augmentation de densité du spectre de raies est une propriété très inttressante car elle facilite la récupération du rythme. Le codeur 6 effectue la mise en forme du signal binaire pour le rendre apte à une modulation d'amplitude en bande latérale unique. Il existe différentes mises en forme possibles, la plus utilisée est dénouée réponse partielle classe IV pour laquelle on pourra sue reporter à un article de E.R. Kretzmer intitulé "Generalisation of a technique for binary data communication" et publié dans la revue I.E.E.E. Trans. Commu. Tech. COM 14 nO 1 feb 1966. Cette mise en forme permet d'atteindre la cadence de Nyquist (2 bits/s par hertz de bande passante). Elle est également bien adaptée à la modulation d'amplitude à bande latérale unique car elle permet d'obtenir un signal n'ayant que peu d'énergie autour de la fréquence nulle. Dans la suite de description on admettra, de manière non limitative, que la mise en forme adoptée est de ce type. Le circuit de modulation 7 effectue la modulation d'amplitude à bande latérale unique et, comme c'est souvent le cas ajoute, au signal de modulation à bande latérale unique, un pilote à bas niveau à la fréquence de la porteuse de modulation. Le dispositif de réception comporte - un circuit de récupération de porteuse 8 connecté à l'entrée, - un démodulateur 9 connecté à 1 'entrée et à la sortie du circuit de récupération de porteuse et fournissant le signal reçu démodulé, - un circuit de récupération de rythme 10 connecté en sortie du démodulateur 9, - un égaliseur 11 connecté à la suite du démodulateur et recevant le rythme récupéré, - un décodeur 12 connecté à la sortie de l'égaliseur 11 - et un débrouilleur 13 connecté à la suite du décodeur 12 et fournissant une estimation du signal engendré par la source de données 4 Le circuit de récupération de porteuse 8 fonctionne à partir de l'onde pilote contenue dans le signal reçu. Il reçoit souvent une information d'erreur de phase de la part de l'égaliseur. Le démodulateur 9 est un démodulateur synchrone. On supposera par la suite que c'est un démodulateur à deux porteuses en quadrature. Le circuit de récupération de rythme 10 permet de retrouver la fréquence de rythme des données engendrées par la source 4 à partir du signal reçu et démodulé. L'égaliseur 11 a pour but de corriger les distorsions d'amplitude et de temps de propagation de groupe engendrées par le canal de transmission. Ses caractéristiques de transmission sont inverses de celles du canal de manière à obtenir une réponse globale plate en amplitude et linéaire en phase. Il est en général auto-adaptatif et réalisé sous forme numérique. Il traite alors des échantillons du signal prélevés à la cadence délivrée par le circuit de récupération de rythme. Le décodeur 12 permet de retrouver des signaux sous forme binaire et le débrouilleur 13 les signaux binaires identiques à ceux engendrés par la source de données 4. Ils sont pilotés par le circuit de récupération de rythme 10. A l'exception du circuit de récupération de rythme 10, les différents circuits mentionnés précéderment ne seront pas détaillés car ils ne font pas partie de l'invention et n'ont été cités que dans le but de situer l'invention dans un système de transmission de données. La figure 2 détaille plus particulièrement le circuit de récupération de rythme et son interconnexion avec le démodulateur synchrone. On distingue sur cette figure le démodulateur synchrone 9 formé d'un démodulateur à deux porteuses en quadrature avec d'une part un premier multiplicateur 31 qui effectue le produit du signal reçu e (t) privé de l'onde pilote à la fréquence de la porteuse, par la porteuse récupérée p (t) délivrée par le circuit de récupération de porteuse (8 figure 1) et qui est suivi d'un premier filtre passe bas 33 éliminant le battement supérieur et délivrant sur une première sortie un signal démodulé x1 (t) et, d'autre part un deuxième multiplicateur 32 qui effectue le produit du signal reçu e(t) par la porteuse récupérée p(t) affectée au préalable d'un retard de phase de ff par un circuit déphaseur 30 et qui est suivi d'un deuxième filtre passe bas 311 éliminant le battement supérieur et délivrant sur une deuxième sortie un autre signal démodulé x2 (t) Le circuit de récupération de rythme (10 figure 1) comporte - deux redresseurs à double alternance 115 et 46 connectés l'un 45 à la sortie du filtre passe bas 33 et l'autre 46 à la sortie du filtre passe bas 311, - un circuit sommateur 47 réunissant les sorties des deux redresseurs à double alternance 45 et 46, - un circuit limiteur absolu 48 à seuil réglable connecté à la sortie du circuit sommateur et une boucle d'asservissement de phase 49 Le redresseur à double alternance 45 fournit le signal x1 (t) égal en valeur absolue au signal x1 (t). Le redresseur double alternance 46 fournit le signal iX2 (t) BC4al en valeur absolue au signal x2(t). Le circuit somateur 47 fournit le signal : u (t) ix1(t)+ix2 (t)i Le circuit lilieurabsolu est facultatif et permet seulement d'améliorer les performances en éliminant les effets de la composante continue La boucle d'asservissement de phase 49 peut Stre de tout type connu. Elle a été représentée comme étant constituée d'un oscillateur commandé en tension (VCO) 50, d'un multiplieur 51 recevant sur ses entrées le signal de sortie de l'oscillateur 50 et celui du limiteur absolu 48, et d'un filtre passe bas 52 intercalé entre la sortie du multiplieur 51 et l'entrée de cl mande de l'oscillateur 50. Cette boucle a pour rôle d'asservir l'oscillateur 50 sur une raie spectrale à la frequence de rythme 1/T présente dans le signal de sortie du limiteur absolu ou du so-ateur 47. Il est bien connu que les signaux x1(t) et x2(t) apparaissant aux sorties du démodulateur à deux porteuses en quadrature sont au signe près transformés de Hilbert l'un de l'autre en effet on a la relation Le signe dans cette formule est + lorsque la bande conservée est la bande latérale supérieure et - dans le cas contraire. Il en résulte donc que ce circuit de récupération de rythme extrait la fréquence dè rythme du signal résultant de la somme de la valeur absolue du signal reçu et démodulé, et de la valeur absolue du signal transformé de Hilbert du signal reçu et démodulé. Le fonctionnement de ce circuit de récupération de rythme repose sur la présence d'une raie spectrale à la fréquence de rythme dans le signal u(t) disponible à la sortie du circuit so-ateur 47. Pour expliciter cette présence on utilise les propriétés suivantes a) si le signal de modulation est une fréquence constante de pulsation w le signal u (t) à la sortie du circuit somateur 117 possède une raie spectrale prépondérante de pulsation 11w. b) le signal analytique correspondant au signal de modulation est, dès que les symboles émis par la source de données présentent un caractère suffisamment aléatoire, une exponentielle imaginaire à la fréquence de base 1 /11T modulée en amplitude et en fréquence, 1 'excursion correspondant à la modulation de fréquence dépassant très rarement les limites +450 et l'amplitude instantanée ne s'annulant pratiquement jamais. On suppose par exemple que la bande latérale conservée est la bande inférieure, que le signal de modulation y(t) est défini par y(t) = cos wt et que la porteuse de démodulation présente un retard de phase par rapport à la porteuse de modulation. Les signaux x1(t) et x2(t) sont égaux à 1 1 x1(t) : 1 (cos w t cos# - sin w t sin#) = 1 cos(wt+f) 1 4 x2 Le signal u(t) est alors égal à u(t) = T1/4[|cos(#t + #)|+| sin (#t + #)] Le développement en série de Fourier des valeurs absolues des sinus et cosinus donne D'où Le signal u(t) comporte donc quelque soit l'erreur de phase / du démodulateur, une composante continue, une fréquence fondamentale à la pulsation 11w et des harmoniques.Une démonstration analogue peut être faite dans le cas où la bande conservée est la bande latérale supérieure. On déduit en outre de la démonstration précédente que si le signal analytique Y(t) associé au signal de modulation y(t) et défini par : Y(t) = y(t) + j #(t) y(t) étant la transformée de Hilbert du signal y(t) est une fréquence pure de pulsation W le signal u(t) à la sortie du sommateur 47 présente une raie prépondérante à la pulsation 4 w. Pour démontrer la deuxième propriété on se limitera au cas particulier où les signaux émis en ligne ont subi une mise en forme de type réponse partielle classe IV n = 3. Mais une démonstration analogue pourrait être faite pour d'autres formes de signaux. Il est connu, on pourra se reporter par exemple à l'article : The effect of equalization, timing and carrier phase on the eye patterns of class-4 partiel-reponse data signals de J. Steel and B.H. Smith I.E.E.E. Trans. on communications, Feb 75. que le signal mis en forme qui sert à la modulation peut s'écrire +.. s(t) r IC;lc ak g(t-k T) les 4 tant les symboles (1) bivalents porteurs de l'information à transmettre et g(t) la réponse impulsionnelle définie par 2 T # g(t) = 2 T 2 sin mt avec m = le transformé de Hilbert de ce signal défini par est égal à : g(t) : - 2 T2 (1 + cos m t) # t - T le signal analytique G(t) associé au signal g(t) et défini par G(t) = g(t) + j g(t) a pour expression : 2 2T mt mt # G(t) = # t2 - T2 cos 2 exp. j(2 - 2 On remarque qu'il a une amplitude instantanée variable et une fréquence constante correspondant à la pulsation 2 Pour calculer le signal analytique S(t) correspondant au signal de modulation s(t) défini par : S(t) = s(t) + j s(t) on regroupe séparément les valeurs paires et impaires dans la sommation définie par la formule (1).Pour les indices pairs on a compte tenu de la relation : koT = k ou encore Cette formule (2) montre que le signal analytique S (t) qui est associé p à l'ensemble des symboles de rang pair émis par la source de données (11 figure et qui coinciderait avec le signal analytique S(t) si tous les symboles de rang impair étaient nuls, a une fréquence instantanée constante de pulsation i et une amplitude instantanée variable donnée par le facteur entre 2 accolades. Pour les indices impairs de la formule (1) on a de même, compte tenu de la relation (2k+1) mT/2 = k# + # 2 ou encore Cette formule (3) montre que l'ensemble des symboles de rang impair émis par la source de données (4 figure 1) correspond également à un signal analytique Si (t) de fréquence instantanée constante correspondant à la pulsation mt/2 modulé uniquement en amplitude cette dernière étant donnée par le facteur entre accolades. En comparant les formules (2) et (3) on voit que les exponentielles imaginaires qui figurent au dernier facteur sont déphasées de nj2 En appelant respectivement Vp et Vi les deux vecteurs orthogonaux du plan de Fresnel correspondant aux exponentielles imaginaires : exp. (- J 1r) et exp. (-jn)), et en appelant Ap(t) l'amplitude instantanée de Sp(t) et Ai (t) celle de Si(t) on peut construire le vecteur VR représentant le signal analytique S(t) à partir de la relation Vr = p Ap(t) Vp + Ai(t) V1)Jexp. (j m t/2) La figure 4 montre la trajectoire de l'extrémité du vecteur S(t) lorsque la source de données (4 figure 1) engendre la suite binaire pseudoaléatoire à 31 éléments représentée dans la figure 3.On voit d'après cette figure 9 et l'on peut vérifier par simulation que cette trajectoire ne sort qu'exception- nellement du premier quadrant et qu'elle ne passe pratiquement jamais par l'origine. Le signal analytique S(t) peut donc être considéré, dès que les symboles émis par la source de données (4 figure 1) sont suffisamment aléatoires, comme une fréquence de base de pulsation m/2 faiblement modulée en amplitude et en phase. Le signal réel s(t) utilisé coins signal de modulation produira donc, en vertu de la première propriété démontrée (a) un signal u(t) en sortie du circuit sommateur 47 présentant une raie spectrale à la pulsation 2m c'est-à-dire à la fréquence de rythme. Cette raie spectrale sera affectée d'une certaine gigue en raison de la modulation d'amplitude et de phase. Cette dernière est limitée lorsque les symboles émis ont un caractère suffisamment aléatoire, caractère qui peut être renforcé par l'utilisation d'un brouilleur. ELle peut ensuite être éliminée par un dimensionnement approprié de la boucle à verrouillage de phase (49 figure 2) Le limiteur absolu 48 à seuil règlable facilite cette élimination il existe une valeur du seuil pour laquelle le fonctionnement du circuit de récupération de rythme est optimal. Comme on a pu le voir dans l'exemple décrit le fonctionnement du circuit n'est pas perturbé par une erreur de phase de démodulation. REVENDICATIONS 1/ Procédé de récupération du rythme pour système de transmission de données caractérisé en ce qu'il consiste à extraire la fréquence de rythme du signal résultant de la somme de la valeur absolue du signal reçu éventuellement démodulé, et de la valeur absolue de son transformé de Hilbert. 2/ Dispositif de récupération de rythme mettant en oeuvre le procédé selon la revendication 1 dans un système de transmission de données à modulation d'amplitude en bande latérale unique comportant à la réception un démodulateur à deux porteuses en quadrature (9), avec deux sorties ledit dispositif étant caractérisé par le fait qu'il comporte - deux circuits redresseurs à double alternance (45, 46) contactés aux deux sorties du démodulateur à deux porteuses en quadrature (9), respectivement, - un circuit sommateur (47) additionnant les signaux de sortie des deux circuits redresseurs (45,46) - et un oscillateur asservi en phase (49) sur la composante à la fréquence de rythme contenue dans le signal de sortie du circuit so-ateur (47) 3/ Dispositif selon la revendication 2 caractérisé par le fait qu'il comporte en outre un limiteur absolu à seuil intercalé entre le circuit so-ateur (47) et l'oscillateur asservi (49).