La présente invention concerne un filtre adapta- tif qui comprend un circuit de traitement de signal conçu de façon à recevoir un signal d'entrée, pour générer une caractéristique de fonction de transfert conformément à des critères déterminés,afin dégénérer un signal de sortie désiré, et un circuit de combinaison destiné à générer un signal d'erreur pour commander le réglage des moyens de traitement, le circuit de traitement de signal réagissant au signal d'erreur en effectuant une mise à jour de la fonction de transfert conformément aux critères. Les filtres adaptatifs agissent sur un signal qui leur est appliqué, conformément à un critère déterminé, de façon à générer un signal de sortie désiré. Les filtres génèrent de façon caractéristique une fonction de trans- fert (une caractéristique de réponse impulsionnelle) conformément à un algorithme qui comprend la mise à jour de la caractéristique de fonction de transfert sous l'effet d'un signal d'erreur. De cette manière, la carac- téristique du filtre est optimisée pour donner le résul- tat désiré. On a cependant déterminé que les filtres adap- tatifs tendent à diverger par rapport à la caractéristi- que de filtre optimale lorsque le signal appliqué com- prend une classe déterminée d'énergie. Plus précisément, pendant les intervalles au cours desquels le signal appli- qué comprend de l'énergie qui n'occupe qu'une partie d'une bande de fréquence intéressante, comme par exemple un signal monofréquence, un signal à plusieurs fréquen- ces discrètes ou un signal analogue (ce qu'on désigne ci- après par "énergie à bande partielle"), la caractéristique de la fonction de transfert diverge, ce qui donne une condition indésirable pour le filtre. Dans les filtres adaptatifs numériques, la caractéristique de la fonction de transfert (réponse impulsionnelle) est indéterminée lorsque le filtre reçoit de l'énergie à bande partielle et le registre qui mémorise une représentation de la caracté- ristique de réponse impulsionnelle tend à présenter un dé- passement de capacité, entraînant une restauration du fil- tre et un recommencement répétitif du processus adaptatif. 250 1 43 6 Cette condition est indésirable et doit être évitée. Dans un annuleur d'écho, on utilise un filtre adaptatif pour générer une estimation du chemin d'écho qui est mise à jour sous l'effet d'un signal d'erreur. Les échos apparaissent couramment du fait d'un couplage impar- fait des signaux entrants au niveau de jonctions 4 fils- 2 fils dans les systèmes de télécommunications. Les échos résultent de façon caractéristique d'une adaptation d'im- pédance imparfaite vis-à-vis de l'installation bifilaire dans la jonction 4 fils-2 fils, ce qui fait que le signal entrant est partiellement réfléchi vers un chemin sortant, en direction de la source de signaux entrants. On a employé des annuleurs d'écho auto-adaptatifs pour atténuer les échos en réglant la caractéristique de fonction de transfert (réponse impulsionnelle) d'un fil- - tre adaptatif afin de générer une estimation du signal réfléchi ou de l'écho, et de la soustraire ensuite du si- gnal sortant. La caractéristique de réponse impulsionnelle du filtre, et donc l'estimation d'écho, sont mises à jour sous l'effet du signal sortant pour obtenir une meilleure approximation de l'écho à annuler. Jusqu'à présent, la mise à jour de l'estimation d'écho était bloquée lorsque des signaux de parole de l'extrémité proche étaient émis ou lorsqu'aucune énergie notable de l'extrémité éloignée n'était reçue. Cependant, l'estimation d'écho pouvait être mise à jour lorsqu'une énergie notable quelconque de l'extrémité éloignée était reçue, qu'il s'agisse de parole, de bruit, de signaux monofréquences, de signaux à plusieurs fréquences discrètes, ou autres. On a déterminé que le fait de permettre à l'annu- leur de mettre à jour l'estimation d'écho pendant les inter- valles au cours desquels le signal reçu à partir de l'ex- trémité éloignée comprend de l'énergie à bande partielle conduit à une condition indésirable du circuit de télécom- munications comprenant l'annuleur. Plus précisément, l'annuleur comporte un circuit de traitement auto-adapta- tif, c'est-à-dire un filtre adaptatif, qui peut se régler selon un grand nombre de caractéristiques de réponse impul- 250 1 436 sionnelle, afin de générer l'estimation de chemin d'écho qui donne la meilleure approximation de l'écho. Outre le problème de la divergence, le fait de permettre au circuit de traitement de régler la fonction de transfert pendant la réception d'énergie à bande partielle, fait apparaître le problème suivant: bien que la caractéristique de répon- se impulsionnelle à laquelle on parvient soit optimisée pour les composantes de fréquence de l'énergie à bande partielle, elle peut ne pas être optimale pour les compo- santes de fréquence restantes dans la bande de fréquence intéressante, par exemple la bande vocale. En fait, pour les fréquences autres que celles correspondant à l'éner- gie à bande partielle, la réponse impulsionnelle qui est réglée peut être notablement différente du réglage optimal désiré qu'on obtiendrait dans le cas du réglage sur un signal à bande complète, c'est-à-dire de la parole ou du bruit gaussien. Par conséquent, un chemin dit à faible atténuation de retour est établi dans le circuit de télé- communications pour les fréquences autres que celles qui correspondent à l'énergie à bande partielle. Cette faible atténuation de retour peut conduire à des oscillations dans le circuit de télécommunications. Ces oscillations sont extrêmement indésirables et doivent être évitées. Les problèmes de divergence de la caractéristique de fonction de transfert du filtre et de faible atténuation de retour dans l'adaptateur d'écho, ainsi que d'autres pro- blèmes associés aux structures de filtre adaptatif, qui résultent du fait qu'on autorise le réglage de la caracté- ristique de fonction de transfert du filtre pendant des intervalles au cours desquels de l'énergie à bande partiel- le de l'extrémité éloignée est reçue ou appliquée, sont résolus conformément à l'invention, dans laquelle le fil- tre adaptatif comprend en outre un circuit qui réagit au signal d'entrée de façon à détecter l'énergie à bande par- tielle et à générer un premier état d'un signal de comman- de pour interdire la mise à jour de la fonction de trans- fert pendant les intervalles au cours desquels de l'éner- gie à bande partielle est détectée dans le signal d'entrée, et ce circuit réagit au signal d'entrée de façon à détec- ter l'énergie à bande complète et à générer un second état d'un signal de commande pour autoriser la mise à jour de la caractéristique de fonction de transfert pendant les intervalles au cours desquels de l'énergie à bande complè- te est détectée dans le signal d'entrée. L'invention sera mieux comprise à la lecture de la description qui va suivre d'un mode de réalisation et en se référant aux dessins annexés sur lesquels: La figure 1 représente sous forme de schéma synoptique simplifié un annuleur d'écho qui comprend un mode de réalisation de l'invention; La figure 2 représente sous forme simplifiée des détails du discriminateur d'énergie qui est employé dans la figure 1; La figure 3 montre des détails du détecteur de maximum qui est employé dans le discriminateur de la fi- gure 2; et La figure 4 représente une séquence de signaux de définition de temps utile à la description du fonction- nement du discriminateur de la figure 2 et du détecteur de maximum de la figure 3. - L'annuleur d'écho 100 qui comprend un mode de réalisation de l'invention est représenté sous forme de schéma synoptique simplifié sur la figure 1. Cependant, contrairement à des structures d'annuleur d'écho de l'art antérieur, telles que celles décrites dans les brevets U.S. 3 499 999 et 3 500 000, ainsi que dans un article intitulé "Bell's Echo- Killer Chip", IEEE Spectrum, octobre 1980, pages 34-37, l'annuleur 100 comprend un discriminateur d'énergie 103 qui est destiné à interdire la mise à jour d'un filtre adaptatif qui génère une estimation de signal d'écho, conformément à un aspect de l'invention, lorsqu'un signal d'extrémité éloignée reçu sur un premier chemin de transmission, comprend une certaine classe de signaux com- portant uniquement de l'énergie dite à bande partielle. Autrement dit, la mise à jour du filtre adaptatif, et donc de l'estimation du signal d'écho, n'est autorisée que lors- 250 1 436 que le signal de l'extrémité éloignée comporte une énergie à bande complète de niveau notable. De façon générale, dans un mode de réalisation de l'invention, on compare des première et seconde caractéristiques déterminées du signal reçu X(K), par exemple les amplitudes maximales et minimales de composantes de fréquence dans une bande de fréquence intéressante, pour déterminer si le signal de l'extrémité éloignée correspond à de l'énergie à bande partielle. Si c'est le cas, on interdit la mise à jour ou l'adaptation de la caractéristique de fonction de trans- fert du filtre adaptatif, et donc de l'estimation du si- gnal d'écho. Ceci empêche que le filtre adaptatif de l'annuleur d'écho s'adapte sur une fonction de transfert pour le signal à bande partielle, ce qui serait suscepti- ble de conduire à une atténuation de retour faible pour d'autres composantes de fréquence dans la bande de fré- quence intéressante, par exemple la bande de fréquence vocale. On évite donc les oscillations parasites et d'autres problèmes dans le réseau de transmission. Brièvement, l'annuleur 100 comprend un circuit de traitement de signal réglable, c'est-à-dire un filtre adaptatifqui comporte un système de réduction d'erreur en boucle fermée qui est auto-adaptatif dans la mesure o il suit automatiquement la variation du signal dans un chemin sortant. Plus précisément, l'annuleur 100 emploie un estimateur d'écho 101 qui comprend une structure de filtre transversal-adaptatif pour synthétiser une approxi- mation linéaire de l'écho, c'est-à-dire une estimation d'écho. Dans ce but, le signal entrant de l'extrémité éloignée X(k) est habituellement appliqué par une personne parlant à l'extrémité éloignée, et par l'intermédiaire d'un premier chemin de transmission, par exemple le conduc- teur 102, à une première entrée de l'annuleur d'écho 100 et dans ce dernier à une entrée de l'estimateur d'écho 101, à une entrée du discriminateur d'énergie 103 et à une pre- mière entrée du détecteur de parole 104. Le signal de l'ex- trémité éloignée, X(K), peut être par exemple-un signal de 2501 436 parole échantillonné de façon numérique, dans lequel K est un nombre entier identifiant l'intervalle d'échantillonna- ge. Le signal de l'extrémité éloignée X(K) est également appliqué par le conducteur 105, éventuellement par l'inter- médiaire d'un circuit de conversion, par exemple un con- vertisseur numérique-analogique non représenté, à une pre- mière entrée du circuit hybride 106. Il est habituellement souhaitable que le signal d'entrée appliqué au circuit hybride 106 à partir du conducteur 105 soit transmis vers un auditeur proche par l'intermédiaire du chemin bidirec- tionnel 107. Cependant, à cause d'une désadaptation d'im- pédance dans le circuit hybride 106, qui résulte de fa- çon caractéristique du fait que l'impédance d'équilibrage 108 n'est pas exactement adaptée à l'impédance du chemin bidirectionnel 107, une partie du signal d'entrée du cir- cuit hybride apparaît également sur le conducteur sortant 109 et elle est émise vers la source de signal de l'extré- mité éloignée, sous la forme d'un écho. Une sortie du cir- cuit hybride 106 applique l'écho à une seconde entrée de l'annuleur 100, par un conducteur 109, et dans l'annuleur, l'écho est appliqué à une seconde entrée du détecteur de parole 104 et à une première entrée du réseau de combinai- son 110. Un dispositif de conversion, par exemple un con- vertisseur analogique-numérique, non représenté, peut éga- lement être intercalé dans le conducteur 109. Un second signal d'entrée du réseau de combinaison 110 consiste en une estimation de l'écho qui est générée par l'estimateur d'écho 101. L'estimation d'écho provenant d'une sortie de l'estimateur d'écho 101 est appliquée par le conducteur 111 à la seconde entrée du réseau de combinaison 110. Le réseau de combinaison 110 génère un signal d'erreur E(K) qui correspond à la différence algébrique entre l'estima- tion d'écho et le signal de sortie du circuit hybride 106, comprenant l'écho indésirable. Le signal d'erreur E(K) est appliqué par un second chemin de transmission, par exemple le conducteur 112, à la source de l'extrémité éloignée et à une porte de commutation commandée 113. La porte 113 est commandée de façon à être validée ou invalidée par un signal de sortie provenant de la porte ET 114. Un premier état du signal de sortie de la porte ET 114, par exemple un état logique 1, valide la porte 113 de façon à appliquer le si- gnal d'erreur E(K) à l'estimateur 101, tandis qu'un second état de la sortie de la porte ET 114, par exemple un état logique 0, interdit à la porte 113 d'appliquer le signal d'erreur E(K) à l'estimateur 101. Dans l'art antérieur, la porte 113 était comman- dée de façon à interdire l'application du signal d'erreur E(K) à l'estimateur 101 en l'absence d'une énergie nota- ble de l'extrémité éloignée, en présence de parole prove- nant de l'extrémité proche, ou dans le cas o une rela- tion déterminée entre le signal d'erreur E(K), le signal de l'extrémité éloignée X(K) et un signal d'état indi- quait la présence de signaux de parole de l'extrémité pro- che, comme il est décrit dans le brevet U.S. 4 129 753. Comme indiqué ci-dessus, le signal de l'extrémité éloi- gnée X(K) pouvait contenir de la parole, du bruit, n'im- porte quelle fréquence parmi un certain nombre de fréquen- ces individuelles, des signaux à plusieurs fréquences dis- crètes, ou des signaux analogues. Ainsi, dans les struc- tures antérieures, le signal d'erreur E(K) n'était blo- qué que dans le cas d'absence de détection d'une énergie notable de l'extrémité éloignée ou dans le cas de détec- tion de parole de l'extrémité proche. D'autre part, le si- gnal d'erreur E(K) était appliqué à l'estimateur 101 pen- dant les intervalles au cours desquels une énergie nota- ble de l'extrémité éloignée était détectée dans le signal X(K). Cette énergie pouvait être de l'énergie à bande par- tielle, c'est-à-dire un signal monofréquence, des signaux à plusieurs fréquences discrètes ou des signaux analogues. Par conséquent, l'estimateur 101 pouvait s'adapter ou être réglé de toute autre manière pendant les intervalles dans lesquels seule de l'énergie à bande partielle était reçue. Comme indiqué ci-dessus, un tel réglage conduit à des résul- tats indésirables. Plus particulièrement, la caractéristique de fonction de transfert sur laquelle l'estimateur 101 peut se régler pour les composantes de fréquence du signal à ban- de partielle était susceptible de conduire à une atténua- tion de retour faible pour d'autres composantes de fré- quence dans la bande de fréquence intéressante. Ceci peut, à son tour, donner lieu à des oscillations parasites dans le circuit de télécommunications. Conformément à un aspect de l'invention, on évite les oscillations parasites et d'autres problèmes qui résultent du fait qu'on autorise le réglage de l'estimateur 101 en présence d'énergie à bande partielle, en employant le discriminateur d'énergie 103 pour déterminer si le signal-de l'extrémité éloignée X(K) ne contient que de l'énergie à bande partielle ou de l'énergie à bande complète. Si on détermine que le signal X(K) ne correspond pas à de l'énergie à bande complète, par exemple de la parole ou du bruit, ou autrement dit si X(K) correspond à de l'énergie à bande partielle, comme par exemple un signal monofréquence, des signaux à plu- sieurs fréquences discrètes ou des signaux analogues, le discriminateur 103 génère un signal de sortie qui inva- lide la porte ET 114. La porte ET 114 génère à son tour un signal de commande pour empêcher que la porte 113 appli- que le signal E(K) à l'estimateur 101. Plus précisément, un premier état du signal de commande provenant de la porte ET 114, par exemple un état logique 1, valide la porte 113, tandis qu'un second état du signal de commande, par exemple un état logique 0, invalide la porte 113. Par conséquent, la caractéristique de réponse impulsionnelle, et donc l'estimation d'écho générée par l'estimateur 101, demeurent constantes pendant les intervalles dans lesquels de l'énergie à bande partielle est présente, et on évite ainsi un réglage indésirable. L'estimateur 101 comprend ce qu'on appelle une ligne à retard à prises, formée par des éléments de retard -1 à 115-N, de façon à obtenir sur les prises des re- tards désirés qui correspondent à des intervalles de Nyquist commodes. Des versions retardées X(K-1) à X(K-N) du signal entrant de l'extrémité éloignée X(K) sont ainsi générées sur les prises correspondantes. Le signal à cha- que position de prise, c'est-à-dire X(K-1) à X(K-N) ainsi 250 1 4 3 6 que X(K), est réglé sous l'action du signal d'erreur E(K). Plus précisément, les signaux X(K) à X(K-N) sont pondérés individuellement sous l'action de E(K), par l'intermédiai- re d'un réseau respectif correspondant parmi les réseaux de réglage 116-0 à 116-N. Chacun des réseaux de réglage 116-0 à 116-N comprend des multiplicateurs 117 et 118 et un chemin de réaction 119. Le chemin de réaction 119 règle le poids de la prise à une valeur désirée, d'une manière qui apparaîtra à l'homme de l'art et qui est expliquée dans les références précitées. Les versions pondérées de X(K) provenant des réseaux de réglage 116-0 à 116-N sont sommées par le réseau de sommation 120 pour générer le signal d'estimation d'écho qui constitue une approxima- tion de l'écho à annuler. L'estimation d'écho est appli- quée par le conducteur 111 à la seconde entrée du réseau de combinaison 110. La figure 2 représente sous forme de schéma synoptique simplifié un mode de réalisation du discrimi- nateur d'énergie 103 qui peut être utilisé, conformément à un aspect de l'invention, pour déterminer si l'énergie présente dans le signal reçu X(K) est de l'énergie à bande partielle ou à bande complète. Dans cet exemple, qu'on ne doit pas considérer comme limitant le cadre de l'invention, la bande de fréquence intéressante est la bande de fréquence vocale téléphonique d'environ 300 Hz à 4000 Hz. L'énergie à bande complète, consiste par exem- ple en parole, en bruit gaussien, etc, c'est-à-dire des signaux ayant des composantes de fréquence qui s'étendent sur toute la bande de fréquence. L'énergie à bande partiel- le consiste par exemple en signaux monofréquences, en si- gnaux à plusieurs fréquences discrètes, etc, c'est-à-dire des signaux ayant des composantes de fréquence dans des parties relativement étroites de la bande de fréquence intéressante. Le signal reçu X(K) est ainsi appliqué à des fil- tres passe-bande 201-0 à 201-N pour obtenir des signaux représentatifs des composantes de fréquence présentes dans le signal reçu. Si X(K) est un signal numérique, par exemple un signal représentatif d'un échantillon correspondant à la loi p, on utilise un convertisseur numérique, non repré- senté, faisant passer de la loi p à une loi linéaire, avant les filtres 201-0 à 201-N. Dans cet exemple, les filtres doivent être capables de couvrir la bande de fréquence vocale intéressante. Dans un exemple particulier, le nom- bre de filtres employés est de 16, c'est-à-dire N=15, et ces filtres sont de préférence d'un type numérique décrit par exemple dans l'ouvrage Digital Processing of Signals, par Bernard Gold et Charles M. Rader, McGraw-Hill Book Co., N.Y. 1969 à partir de la page 84. En fait, on envisage la réalisation des filtres passe-bande numériques par l'em- ploi des techniques de transformation de Fourier rapide. Les signaux de sortie des filtres 201-0 à 201-N sont res- pectivement appliqués à des redresseurs 202-0 à 202-N. Dans un système numérique, on réalise le redressement en négligeant le bit de signe qui est associé à l'échantillon d'amplitude codé. Les signaux de sortie redressés qui pro- viennent des redresseurs 202-0 à 202-N sont respective- ment appliqués à des circuits de calcul de moyenne 203-0 à 203-N. Chacun des circuits de calcul de moyenne 203 gé- nère une moyenne tournante à court terme des échantillons de signal qui lui sont appliqués. Ainsi, chacun des cir- cuits de calcul de moyenne 203 fournit une mesure tour- nante de la composante filtrée redressée correspondante de X(K), et on peut le considérer comme un filtre passe-bas ayant une constante de temps prédéterminée qui est à titre d'exemple de l'ordre de 256 ms. On peut employer diverses configurations et techniques pour générer la moyenne tour- nante, en valeur absolue, des échantillons de signal. Une technique consiste à obtenir l'historique avec représenta- tion exponentielle (HRE) des échantillons de signal. Le calcul de moyenne du type HRE est particulièrement utile dans les situations de commande ou de détection dans les- quelles on s'intéresse au comportement passé récent d'un processus, et un type de calcul de moyenne HRE est décrit dans la revue IRE Transactions on Automatic Control, Vol. AC-5, janvier 1960, pages 11-17. La moyenne HRE d'une séquence d'échantillons est déterminée en pondérant plus fortement les échantillons récents que les échantillons moins récents, la pondération relative correspondant par exemple à une progression géométrique. Le brevet U.S. 4 028 496 décrit un exemple de circuit numérique de cal- cul de moyenne employant la technique HRE. Les échantillons HRE-O à HRE-N sont combinés par multiplexage temporel, d'une manière bien connue, par un multiplexeur temporel 204, pour former un signal série X(KT). Dans cet exemple, X(KT) comprend une séquence série de représentations numériques des échantillons HRE-0 à HRE-N. Le signal X(KT) est appliqué à son tour au détec- teur de maximum 205 et au détecteur de minimum 206 qui détectent respectivement l'échantillon HRE maximal (MAX) et l'échantillon HRE minimal (MIN). Des signaux de défini- tion de temps DEPART et HORL, représentés sur la figure 4 et destinés à faire fonctionner les détecteurs 205 et 206, sont générés d'une manière bien connue par un générateur de signaux de définition de temps 207. Un signal repré- sentatif de l'échantillon HRE MAX est appliqué à des pre- mières entrées des comparateurs 208 et 209 tandis qu'un signal représentatif de HRE MIN est appliqué à une secon- de entrée du comparateur 209. Un signal représentatif d'un seuil prédéterminé (TH) est appliqué à une seconde entrée du comparateur 208. Le seuil TH est une valeur prédétermi- née qui est choisie de façon à indiquer la présence d'une énergie notable de l'extrémité éloignée. Dans cet exemple, TH=35 dBmO. Le comparateur 208 génère un signal de sortie d'un premier état, représentatif d'un 1 logique, lorsque HRE MAX est supérieur à TH. Ceci indique la réception d'une énergie notable de l'extrémité éloignée. Un signal de sortie du comparateur 208 est appliqué à une première en- trée de la porte ET 210. On emploie le comparateur 209 pour déterminer le moment auquel HRE MAX et HRE MIN présentent une relation déterminée, ce qui correspond à la réception d'énergie à bande partielle. Dans un exemple qui n'est pas destiné à limiter l'invention, on suppose que si le rapport entre HRE MAX et HRE MIN est supérieur à dix (10), l'énergie 250 1436 dans le signal X(K) est de l'énergie à bande partielle et non à bande complète. Ceci résulte du fait que pour l'éner- gie à bande partielle, les composantes de fréquence sont dans une ou plusieurs parties étroites et limitées de la bande de fréquence intéressante, et le rapport entre HRE MAX et HRE MIN est élevé. Au contraire, dans le cas de la réception d'énergie à bande complète, il y a des composantes de fréquence sur la totalité de la bande de fréquence et le rapport entre HRE MAX et HRE MIN est fai- ble. Ainsi, lorsque HRE MAX est supérieur à 10 HRE MIN, le comparateur 209 génère un signal à l'état bas. Ie si- gnal de sortie du comparateur 209 est appliqué sur une seconde entrée de la porte ET 210. Par conséquent, lors- que le comparateur 209 génère un signal à l'état bas, la porte ET 210 est invalidée, et le signal de sortie ADAPT est à l'état bas. Lorsque HRE MAX est inférieur à 5 HRE MIN, le comparateur 209 génère un signal à l'état haut. Ainsi, lors.que HRE MAX dépasse TH et est inférieur à 10 HRE MIN, la porte ET 210 est validée de façon à générer un signal ADAPT à l'état haut lorsqu'elle est interrogée par le si- gnal FIN. La porte ET 210 est interrogée à intervalles périodiques par le signal FIN qui provient du générateur de signaux de définition de temps 207. Comme le montre la figure 4, le signal FIN est généré et la porte ET 210 est interrogée à la fin de chaque période T comprenant N+1 échantillons provenant du multiplexeur 204. Dans cet exem- ple, T=125 ps et N=15. La figure 3 montre sous forme de schéma synopti- * que les détails d'une structure qu'on peut employer pour le détecteur de maximum 205. On peut employer une struc- ture similaire, modifiée de façon appropriée, pour le dé- tecteur de minimum 206, comme il apparaîtra à l'homme de l'art. Les échantillons HRE en multiplex temporel X(KT) sont ainsi appliqués à une première entrée du sélecteur 301, c'est-à-dire l'entrée B, et à une première entrée du comparateur 302. Le signal de sortie HRE MAX du détecteur 205, et donc de la mémoire temporaire 304, est appliqué à une seconde entrée du sélecteur 301, c'est-à-dire l'entrée A, ainsi qu'à une seconde entrée du comparateur 302. Le comparateur 302 génère un signal de sortie à l'état haut lorsque l'échantillon de signal de X(KT) appliqué au mo- ment présent est supérieur à HRE MAX. Le signal de sortie du comparateur 302 est appliqué sur l'entrée de sélection B du sélecteur 301. Le sélecteur 301 applique ainsi nor- malement l'échantillon de signal présent sur l'entrée A à l'entrée B du sélecteur 303, sauf lorsqu'un signal à l'état haut provenant du comparateur 302 l'autorise à appliquer l'échantillon de signal sur l'entrée B du sé- lecteur 303. On emploie le sélecteur 303 pour initiali- ser le détecteur 205. Dans ce but, un échantillon de si- gnal représentatif de zéro (0) est appliqué à l'entrée A, tandis que le signal de sortie du sélecteur 301 est appli- qué à l'entrée B. Le sélecteur 303 applique normalement à la mémoire temporaire 304 l'échantillon de signal pré- sent sur l'entrée B. Le sélecteur 303 est validé par le signal DEPART de façon à appliquer un signal de sortie zéro au début de chaque période T, comme le montre la figure 4. Le détecteur 305 compare ensuite les échantil- lons de signal de X(KT) pour déterminer l'échantillon HRE MAX. L'échantillon HRE MAX est mémorisé dans la mé- moire temporaire 304 qui est mise à jour pour chaque échantillon de X(KT), par l'intermédiaire du signal HORL, comme le montre la figure 4. Le fonctionnement est très simple: si l'échantillon HRE MAX courant qui se trouve dans la mémoire temporaire 304 est supérieur à l'échantil- lon de X(KT), cet échantillon MAX est à nouveau mémorisé et comparé à l'échantillon suivant de X(KT). Si l'échan- tillon appliqué courant de X(KT) est supérieur à l'échan- tillon HRE MAX mémorisé courant, l'échantillon appliqué courant de X(KT) devient le nouvel échantillon HRE MAX mémorisé. Ce processus se répète pour chaque échantillon de X(KT) et à la fin de la période T, l'échantillon HRE MAX est le signal de sortie du détecteur 205. Il va de soi que de nombreuses modifications peu- vent être apportées au dispositif décrit et représenté, sans sortir du cadre de l'invention. 250 1436 REVENDICATIONS 1. Filtre adaptatif, comprenant un circuit de traitement de signal (101) destiné à recevoir un signal d'entrée (X (K)) dans le but de générer une caractéristi- que de fonction de transfert conformément à des critères déterminés, afin de générer un signal de sortie désiré, et un circuit de combinaison (110) destiné à générer un signal d'erreur (E(K)) pour commander le réglage des moyens de traitement, le circuit de traitement réagis- sant au signal d'erreur en procédant à la mise à jour de la fonction de transfert conformément aux critères, caractérisé en ce qu'il comprend en outre: un circuit (103, 104, 114, 113) qui réagit au signal d'entrée (X(K) ) de façon à détecter l'énergie à bande partielle et à générer un premier état d'un signal de commande pour interdire la mise à jour de la fonction de transfert pendant les intervalles au cours desquels l'énergie à bande partielle est détectée dans le signal d'entrée et ce circuit réagit au signal d'entrée de façon à dé- tecter l'énergie à bande complète et_à générer un second état d'un signal de commande pour autoriser la mise à jour de la caractéristique de fonction de transfert pendant les intervalles au cours desquels de l'énergie à bande complète est détectée dans le signal d'entrée. 2. Filtre adaptatif selon la revendication 1, caractérisé en ce que le circuit (103, 104, 114, 113) com- prend: un discriminateur (103) destiné à discriminer entre l'énergie à bande complète et l'énergie à bande partielle dans le signal d'entrée et à générer un premier état d'un signal de commande pour interdire la mise à jour de la caractéristique de fonction de transfert pendant les in- tervalles au cours desquels de l'énergie à bande partielle est détectée dans le signal d'entrée, et un second état du signal de commande pour autoriser la mise à jour de la ca- ractéristique de fonction de transfert pendant les inter- valles au cours desquels de l'énergie à bande complète est détectée dans le signal d'entrée. 3. Filtre adaptatif selon la revendication 1, ca- 2 5 0 1 4 36 ractérisé en ce que le circuit comprend: un circuit de comparaison (208, 209) destiné à comparer une première caractéristique déterminée du signal d'entrée à une se- conde caractéristique déterminée du signal d'entrée, et les moyens de comparaison génèrent un second état du si- gnal de commande pour autoriser la mise à jour lorsqu'une relation prédéterminée existe entre ces première et se- conde caractéristiques déterminées. 4. Filtre adaptatif selon la revendication 3, caractérisé en ce que les première et seconde caractéris- tiques déterminées sont respectivement les valeurs abso- lues maximale et minimale de composantes de fréquence présentes dans le signal d'entrée. 5. Filtre adaptatif selon la revendication 4, caractérisé en ce que le circuit comprend en outre: des moyens destinés à générer des signaux représentatifs de composantes de fréquence du signal d'entrée, et des moyens destinés à comparer des valeurs absolues déterminées des signaux de composante de fréquence pour détecter ladite énergie dans le signal d'entrée. 6. Filtre adaptatif selon la revendication 5, caractérisé en ce qu'il comprend en outre: un circuit de calcul de moyenne (203) destiné à obtenir des valeurs absolues moyennes de chacun des signaux de composantes de fréquence, un second circuit de détection (205) des- tiné à détecter la valeur maximale parmi les valeurs ab- solues moyennes, et un troisième circuit de détection (106) destiné à détecter la valeur minimale parmi les valeurs absolues moyennes, et les valeurs absolues maxi- male et minimale sont appliquées au circuit de comparai- son. 7. Filtre adaptatif selon la revendication 6, caractérisé en ce que le circuit de calcul de moyenne comprend des filtres passe-bas destinés à l'obtention d'une moyenne correspondant à un historique avec repré- sentation exponentielle. 8. Filtre adaptatif selon la revendication 3, caractérisé en ce que le circuit de comparaison reçoit la valeur absolue moyenne maximale et la valeur absolue moyenne minimale, de façon à générer un premier état du signal de commande pour interdire la mise à jour lors- qu'un rapport entre la valeur absolue moyenne maximale et la valeur absolue moyenne minimale est égal ou supérieur à une valeur prédéterminée. 9. Filtré adaptatif selon la revendication 3, caractérisé en ce que le circuit de comparaison reçoit la valeur absolue moyenne maximale et la valeur absolue moyenne minimale de façon à générer un second état du signal de commande pour-autoriser la mise à jour lors- qu'un rapport entre la valeur absolue moyenne maximale et la valeur absolue moyenne minimale est inférieur à une valeur prédéterminée. 10. Filtre adaptatif selon la revendication 2, caractérisé en ce que le circuit discriminateur comprend en outre: plusieurs filtres passe-bande (201), chacun d'eux ayant une bande passante prédéterminée de façon à générer plusieurs signaux représentatifs de composan- tes de fréquence présentes dans le signal d'entrée, plusieurs circuits de calcul de moyenne (203)- associés de façon biunivoque aux différents filtres passe-bande, pour obtenir des valeurs absolues moyennes correspondant à un historique avec représentation exponentielle pour les signaux de composantes de fréquence, un second dé- tecteur (205) destiné à détecter la valeur absolue mo- yenne maximale, un troisième détecteur (206) destiné à détecter la valeur absolue moyenne minimale, et -un cir- cuit de comparaison (208, 209) destiné à comparer les valeurs absolues moyennes maximale et minimale pour dé- terminer si le signal reçu ne comprend que de l'énergie à bande partielle ou de l'énergie à bande complète, le circuit de comparaison génèrant le premier état du signal de commande pendant les intervalles au cours desquels de l'énergie à bande partielle est détectée, et le second état du signal de commande pendant les intervalles au cours desquels de l'énergie à bande complète est détectée. 11. Filtre adaptatif selon la revendication 2, 250 1436 caractérisé en ce que le discriminateur comprend en outre un multiplexeur (204) destiné à multiplexer les signaux représentatifs des valeurs absolues moyennes, pour donner un train de signaux série; le détecteur de maximum com- prend des moyens destinés à comparer les signaux de va- leur absolue moyenne successifs dans le train de signaux pour déterminer la valeur absolue moyenne maximale; le détecteur de minimum comprend des moyens destinés à com- parer les signaux de valeur absolue moyenne successifs pour déterminer la valeur absolue moyenne minimale; et le circuit de comparaison génère le premier état du signal de commande pendant les intervalles au cours desquels le rapport entre la valeur absolue moyenne maximale et la valeur absolue moyenne minimale est supérieur ou égal à une valeur prédéterminée, et le second état du signal de commande pendant les intervalles au cours desquels le rapport est inférieur à la valeur prédéterminée.