La présente invention concerne un dispositif de transforma tion de l'énergie électrique, désigné sous l'appellation de con vertisseur, et un transformateur sur le noyau duquel on a prévu quelques enroulements d'entrée et un enroulement de sortie, une première configuration transistorisée à grande puissance reliée avec une extrémité dtun enroulement d'entrez principal, et une deuxième configuration transistorisée à petite puissance, qui e5t reliée avec l'autre côté de l'enroulement d'entrée principal, ttrt cela de telle façon que la première et la deuxième configu ration transistorisées sont mises en conduction successivement à partir d'une tension alimentant le convertisseur et que le noyau est magnétisé dama des sens alternés tandis qutun circuit redres seur connecté avec l'enroulement de départ ne laisse passer le courant que lorsque la première configuration transistorisée à grande puissance- est conductrice. UE dispositif du genre décrit est par exemple connu par le brevet hollandais 109 295. Ce brevet décrit un convertisseur de type simple qui a essentiellement et uniquement pour but de con v'tir une tenSion continue en une autre tension continue. L'ac- tion d'oscillation nécessaire dans ce but est obtenue conformément à ces positions connues chaque fois par la saturation du noyau du transformateur de sortie.Ceci présente l'inconvénient que cha que fois les courants passant dans le circuit principal des con figurations transistorisées servant d'éléments de commande con tiennent des maxima lorsque le noyau est saturé, ce qui fait qu' il en résulte d'importantes pertes de commutation. En particulier--- à des fréquences da commutation élevées auxquelles l'energie est transformée, par exemple dans un ordre de grandeur de2O KHz, l' influence de ces pertes de commutation augmentera. Un tel dispositif connuprésente, en outre, l'inconvénient qu lrsqutot dispose un condensateur de filtrage à la sortie, Ce condensateur se décharge partiellement lorsque la configura tion transistarisé.e. de faible puissance est conductrice. Ceci a pour effet que, chaque fois qu'une commutation est déclenchée au cours de laquelle la configuration transistorisée de grande puissance est conductrice, cette configuration transistorisée subit une charge Supplémentaire. Comme en outre -le courant d'entrée d'un tel dispositif connu est élevé lorsque la configuration transistorisée à grande puis sance est conductrice, alors que ce courant d'entrée est relati vement faible, faible, lor-squêÀ-IÉLcconfïguration transistorisée à faible puissance est conductrice, le courant d'entrée a un caractère pulsatoire. Ceci peut entraîner des perturbations sur d'autres appareils, par exemple sur des appareils émetteurs-récepteurs lorsqu on travaille à des fréquences de commutation plus élevées. L'invention a pour but d'éliminer les inconvénients que comporte cette technique connue et de créer un dispositif à l'aide duquel il est également possible de transformer l'énergie d'entrée qui l'alimente dont la fréquence de commutation est relativement élevée, à la forme désirable du côté de la charge. Suivant une caractéristique de l'invention, avec une éle- trode agissant comme électrode de commande de la première confi- guration transistorisée de l'un ou de plusieurs des convertisseurs indiqués, on relit un circuit de commande servant à la régulation des opérations de comeutation, circuit conçu de telle façon que la première configuration transistorisée est chaque fois bloquée avant que le noyau indiqué soit saturé et chaque fois remis en conduction aussitôt après que la deuxième configuration transis- torisée est en position bloquée. Le circuit de commande proposé conforme à l'invention a l' avantage de- limiter essentiellement la dissipation d'énergie dans la configuration transistorisée de grande puissance, en particulier lorsque la fréquence de commutation est elevée. Comme il suf- fit de commander une seule configuration transistorisée à grande -puissance, le circuit de commande peut être relativement simple, très compact et léger, d'un-prix de revient faible set ê'sun grand rendement, tandis que le dispositif peut-être dimensionné pour de haute fréquence de commutation. Avec une telle- disposÎition on évite également une magnétisation unilatérale du noyau des transformateurs de sortie car le blocage de la configuration transistorisée à faible puissance produit par la saturation du noyau du transformateur de sortie correspondant, de sorte qu'il n'y a pas de composante de tension continue dans l'enroulement - primaire d'un tel transformateur. Dans une autre disposition conforme à l'invention, on peut utiliser un circuit 4 commande du type utilisé dans la disposition de base de l'invention qui a été décrite, ce circuit de commande étant utilisé en commun pour deux convertisseurs ou plus du type décrit plus haut, montés en parallèle, le tout étantdisposé de telle façon que les configurations transistorisées à grande puissance puissent être-commutées à l'état conducteur ou bloqué avec une telle différence de phase que chaque fois au moins une configuration transistorisée à grande puissance de l'un des convertisseurs monté en parallèle soit conductrice. Une telle disposition présente comme avantages essentiels que: t)le~temps de conduction direct des configurations transistorisées de puissance peut être dimensionné de telle façon qu'aussi bien le prélèvement du courant à la source de courant d'entrée que la délivrance du courant à l'utllisation sont particulièrement réguliers, en d'autres termes, non-pulsatoires, 2 ) qu'il est possible d'avoir une fréquence de commutation élevée avec un circuit de commande relativement simple, tandis qu'un rendement élevé est cependant assuré, 30) une magnétisation unilatérale du noyau des transformateurs de sortie est évitée car le blocage des configurations transistorisées à simple puissance est obtenu par la saturation du noyau du transformateur de sortie correspondant, ce qui fait qu on ta aucune composante de tension continue dans l'enroulement primaire d'un tel transformateur Les problèmes qûi surgissent dans d'autres types de convertisseurs, le plus souvent par suite d'une composante de tension con tinu-e ou de courant continu sont traites par exemple dans la demande de brevet ho-llandais n 69 19147. Sur nne e troisième disposition conforme à l'invention ayant en particulier pour but d'obtenir, à partir d'un courant d'entrée un courant de sortie d'une autre fréquence, on utilise un dispositif conveflisseur de puissance sans transformateur,. dispositif qui, en ce qui concerne sa fonctions est apparenté au convertis seur Cycle coyau, avec lequel, en partant d'un courant d'une fréquence reIativemen élevée, on peut former un courant ayant une fréquence-désirée relativement basse. De tels convertisseurs Zyclo sont connus par exemple par le manuel Central Electric 5CR 1967 aux paragraphes X1.4.3 et 11.4.31. Avec de tels modèles connus de convertisseurs Zyclo, on a toutefois l'inconvénient que la fréquence de commutation a une certaine valeur maximale d'environ 10 KHz à cause du temps de blocage d'un thyristor utilisé dans de tels convertisseurs.Cet inconvénient est éliminé dans la troisième disposition conforme à l'invention dans laquelle un conyertisseur et un dispositif convertisseur de fréquence dépourvu de transformateur branchés à sa sortie sont combinés de façon' à former un ensemble tandis que les thyristors utilisés dans ce dispositif ne doivent pas nécessairement être bloqués pendant une demi-période de tension du convertisseur haute fréquence car un thyristor est bloqué lorsque le convertisseur est lui-même hors-circuit pendant la durée qui est nécessaire-pour bloquer le thyristor correspondant. En outre, la forme désirée de la tension de sortie n'est pas obtenue d'après ces propositions connues par retard de phase en utilisant des thyristors disposés dans le convertisseur Zyclo, mais par mise hors circuit du convertisseur pendant des périodes ppropriées-. Pour fixer l'objet de l'invention sans toutefois le limiter dans les dessins annexés la figure 1 est un schéma de principe du convertisseur conforme à l'invention la figure 2 une variante possible d'une partie de la figure i la figure 3 les courbes de tension et de courant du convertisseur des figures 1 et 2 la figure 4 un schéma de principe d'un montage en parallèle de deux convertisseurs conformes à -l'invention ; la figure 5 les courbes de courant du convertisseur suivant la figure 4 ; la figure 6 une variante possible d'une partie de la figure 4 ; la figure 7 un schéma de principe destiné à expliquer le procédé pouvant être utilisé pour obtenir une tension de sortie alterna tive la figure 8 les courbes de tension et de courant en vue d'expli- quer l'utilisation du convertisseur conforme à l'invention dans le mo-ntage de la figure 7 ; la figure 9 un schéma de principe destiné à expliquer Ilutilisa- tion de deux convertisseurs conformes à lTinventio montés en parallèle dans le circuit de la figure 7 ; la figure tO, une variante de la figure 9. Le circuit représenté à la figure t est connecté à une source de courant continu par les bornes Ai et A2. La tension de la source de tension continue est Ui. Le circuit comprend un transformateur TRI avec enroulements W1, W2, W3 et W4.Le nombre des spires de l'enroulement est N1 ou N2, N3 et N4.En outre, le circuit comprend un transistor de grande puissance T1, un transistor de petite puissance T2, un circuit de commande M1, une diode de redresseur D1, un condensateur C1, une résistance Ri et une paire de bornes de sortie Bl et B2. La tension de sortie est Ue.Le transistor de grande puissance que nous venons de mentionner et qu'il y a lieu également de mentionner dans d'autres variantes peut se composer d'un transistor ou de plusieurs transistors montés en parallèle. Le principe de fonctionnement du convertisseur est décrit maintenant à l'aide des figures 1 et 3. A l'instant l (figure 3) le transistor de grande puissance T1 est rendu conducteur par un courant d'entrée de la base Ib1 provenant du circuit de commande I. Du courant passe alors par l'enroulement W1 du transformateur TR1. La tension collecteur émetteur Vcel du transistor T1 atteint alors rapidement une valeur de saturation qui est faible par rapport à la tension d'entrée Ui et le condensateur Ct est chargé par la diode D1 à une tension continue correspondant à-peu-près approximativement à Ui.N4 Wl A-l'instant- 2 le sens du courant d'entrée de la base du transistor Tt est inversé par le circuit M1 et peut après à l'instant 3 le courant collecteur et le courant d'entrée de la base du tran sistor T1 sont bloqués. Le transistor T1 n'est donc plus conduc teur. Le temps s'écoulant entre les instants 1 et 2 est choisi de telle façon que le transformateur ne soit pas encore saturé l'instant 3. Par suite de l'auto-induction des enroulements et du couplage entre les enroulements, la tension collecteur-émetteur Vcel du transistor T1 augmentera pour diminuer ensuite entre les instants 2 et 4.Le comportement précis du transformateur entre les instants Z et 4 et le temps s'écoulant entre les instants 2 et 4 dépendent fortement de la matière utilisée pour le noyau du twansformateur, de la forme du noyau du transformateur et des positions des différents enroulements sur le noyau, l'un par rap port à l'autre.PNur limiter les pertes d'énergie lors du blocage du transistor T1, I augmentation de tension entre les instants 2 et 3 doit être aussi faible que possible Pour éviter une aug tentation trop rapide de la tension collecteur-émetteur du tran sistor T1 entre les instants 2 et 3 on peut disposer éventuelle nuent un condensateur entre le collecteur et l'émetteur de ce transistor (ce condensateur n'est pas représenté à la figure 1). A l'instant 4, la tension collecteur-émetteur du transistor T1 augmente à nouveau par l'auto-induction de l'enroulement W1 et inverse la polarité de la tension passant par les enroulements du transformateur, de sorte qu'un courant d'entrée de la base peut passer par le transistor T2 par l'intermédiaire de l'enrou lement W3 et de la résistance Ri. Ceci a pour effet de rendre ce transistor conducteur, de sorte que la tension collecteur-émetteur du transistor diminue jusqu'à ce que la valeur de saturation soit atteinte. Par l'intermédiaire de la diode D1 on a alors une tension en sens inverse.Après une durée proportionnelle au nombre de spires N2 de l'enroulement W2 la matière du noyau du transformateur TR 1 est saturée (instant 5), ce qui fait que la tension collecteur-émetteur du transistor T2 augmente à nouveau. La tension passant par l'enroulement W3 diminue en même temps de sorte que le transistor T2 est mis en position de non-conduction. Par l'auto-induction de l'enroulement W2 la polarité de la tension est inversée par l'intermédiaire des enroulements du transformateur. La tens-ion passant par l'enroulement secondaire W4 augmentera jusqu'à ce qu elle corresponde à nouveau à l'instant 6 à la tension passant par le condensateur (on néglige la tension dans le sens de conduction passant à travers la diode D1).Si on dispose entre les bornes de sortie B1 et 82 une charge, le condensateur C1 se déchargera partiellement à partir de l'instant 2, de sorte qu'à l'instant 6 la tension passant par l'enroulement W4 sera un peu plus basse et que de ce fait la tension collectéur- émetteur Vcel sera un peu plus élevée qu'à l'instant 2. A l'instant 7 le transistor T1 sera à nouveau mis en position de conduction par le circuit de commande et recommencera le cycle décrit précédemment. L'instant 7 est donc identique à l'instant 1. Il convient d'accorder une attention particulière à l'allure du courant collecteur du transistor T1 entre les instants 1 et 2. Si on place une charge entre les bornes de sortie B1 et B2, la tension passant par le condensateur C1 sera quelque peu atténuée entre les instants 2 et 7. Si on rend le transistor T1 à nouveau conducteur, le courant collecteur augmentera jusuq'à ce qué le condensateur C1 soit chargé à une tension correspondant à-peu N4. près à U1. N1. Une fois que le condensateur Ci est chargé, le courant collecteur diminuera à nouveau jusqu'à un courant cor respondant à-peu-près à I1.NT N4 , I1 étant le courant passant par Nl la charge. Du fait de la présence du condensateur Cl > le courant collecteur Ic1 présente donc un maximum. La figure 3. représente une allure typique du courant collecteur Ic1, Si on choisissait un courant d'entrée de la base Ih1 du transistor T1 entre les instants 1 et 2 d'une valeur constante, ce courant devrait être choisi d'une valeur telle que même pendant le maximum du courant collecteur Ic1 la tension collecteur-émetteur Vcel du transistor T1 n'augmente pas ou n'augmente qu'à peine. Cela aurait pour effet que le courant moyen d'entrée de la base Ib1 serait très élevé. En particulier, le courant d'entrée de la base Ib sera trop grand à l'instant 2 si le transistor Ti est à nouveau bloqué. De ce fait, un retard de commutation non désirable apparaîtra. Ce retard de commutation peut être très perturbateur s'il correspond à une fraction importante d'une période d'oscillation du convertisseur. C'est pourquoi le conver tsseur conforme à l'invention comporte un circuit -de commande dans lequel le courant d'entrée de la base Ibi présente également un maximum.Le courant d'entrée de la base IbX est plus élevé à l'instant où le courant collecteur présente un maximum qu'immediatement avant l'instant Z. La figure 2 montre une variante possible du courant de commande. Les pièces les plus importantes du courant de commande sont le transformateur TR2 les enroulements W21, W2Z, W23, W24, W25 et W26, les transistors T2t, T22 et T23, les diodes D3 et D4, le condensateur C2 et les résistances BQ, R5 et R6. L'action du circuit de commande présente une forte analogie avec l'action du convertisseur décrit å l'aide de la figure 2. Les enroulements W21, W22, W23, WZ4.et les transistors T21 et T22 ont chacun une fonction analogue à la fonction des enroulements Wt, W2, W3, W4 et des transistors Ti et T2 représentés à la figure 1. Une différence est que le transistor-T21 n'est pas commandé par un circuit de commande mais par l'enroulement 25. En outre, dans le circuit de sortie il nty a ni condensateur ni diode.L'enroulement secondaire W24 est connecte par sa première extrémité avec émetteur et avec sa deuxième extrémité avec la base du transistor de grande puissance TI par l'intermédiaire de la resistance R6.Les bornes d'entre A10 et A20 du circuit sont reliées à une source de tension continue Le plus souvent cette source de tension continue est également la source de tension avec laquelle sont reliées les bornes Ai et A2, comme le montre la figure 1. Le courant continu est admis par l'intermédiaire du transformateur TR2 et des transistors T21 et TZ2 formant le circuit de l'oscillateur mais pas directement, car il passe par le transistor T23. La tension d'entree Ua de l'oscil- lateur est régulée par l'intermédiaire du transistor T23 par la tension de référence Ur et l'enroulement auxiliaire W26.La première extrémité de l'enroulement W26 est reliée avecb tension de référence constante Ur et la deuxième extrémité par l'intermédiaire de la résistance R4 et de la diode4 est reliée avec la base du transistor T23. Nous décrivons ci-dessous le mode opératoire du circuit représenté à la figure 2. Supposons tout d'abord que le transistor T22 soit conducteur. La tension de sortie de l'enroulement W24 est alors telle que la tension de base du transistor Tl vers la tension émetteur est négative, de sorte que ce transistor n'est pas conducteur. A l'instant 1 (voir figure 3)le noyau du transformateur TR2 et saturé, ce qui fait que la tension collecteur-émetteur du transistor T22 augmente-fortement. La tension passant par l'enroule- ment W23 diminue en même temps de sorte que le transistor T22 est mis en position de blocage. De ce fait, la tension reçoit par l'intermédiaire des enroulements du transformateur TR2 une polarité opposée de sorte que le tansistor T21 est mis en conduction. A ce moment, le courant base passe également par le transistor TI ce qui fait que Ti est mis en conduction.Au bout de quelque temps à l'instant 2 le noyau du transformateur TRZest ànouveau saturé, ce qui fait que le transistor TZI est à nouveau mis en position de blocage et que le transistor T22est à nouveau mis en position de conduction. Le sens du courant de base Ib1 passant par le transistor Tiest alors inversé, après quoi ce courant est interrompu au bout d'un bref laps de temps (instant 3) de sorte que le transistor TI est placé en position de blocage Au bout d'un certain temps, le noyau du transformateur TR2 est à nouveau saturé et le cycle recommence.Pendant un cycle la tension Ua entre l'émetteur du transistor T23 et la borne AlO n'est cependant pas constante Immédiatement avant l'instant 2 elle correspond à-peu-près à la tension de référence Ur (la chute de tension dans la diode D3 et à la jonction base-émetteur du transistor T3 est nigée). A l'instant 2, la tension à la deuxième extrémité supérieure de l'enroulement W26 est cependant plus élevée que la tension à la première extrémité inférieure Ur De ce fait,la tension base du transistor T23 et par suite la tension d'alimentation Ua de l'oscillateur sont augmentées par l'intermédiaire de la résistance R4 et de la diode D4 (pour une bonne efficacité du circuit, la tension base du transistor T23 ne doit bien entendu jamais être plus élevée que la tension entre les bornes A70 et A20). La tension Ua est maintenant jusqu'à l'instant 7 constante (l'instant 7 est identique à l'instant 1), ensuite la polarité de la tension revient par l'intermédiaire de l'enroulement W26 et le courant ne passe plus par cet enroule ment. La tension Ua diminuera alors relativement lentement, jusqu'à ce que l'on atteigne la tension à laquelle la diode D3 est ramenée en position de conduction. La vitesse à laquelle la tension dimi nue dépend du rapport R-C de la résistance R5 et du condensateur C2 et du courant base passant par le transistor T23.On voit net tement que cette modification de la tension d'alimentation Ua fait que le courant base Ibl passant par le transistor T1 entre les instants 1 et 2 est plus élevé au début qu'immédiatement avant l'instant 2. La vitesse à laquelle le courant base Ib1 immédiatement après l'instant 1 augmente est déterminée essen tiellement par le facteur de couplage entre les enroulements W24 et W21.-Dans la mesure où le couplage entre ces enroulements est plus mauvais, le courant Ibî augmentera plus lentement immé diatement après l1instant -i. L'effet d'un mauvais facteur de cou plage est un effet d'auto-induction dans le circuit formé par l'en roulement W24, la résistance R6 et la jonction base-émetteur des transistors T1.La différence entre le maximum de courant Ibl et le courant moyen Ib1 est déterminée essentiellement par le nombre de spires de l'enroulement W26. Par un choix approprié du facteur de couplage entre les en roulements W21 et W24, de-la résistance R5, du condensateur C2 et le nombre de spires de l'enroulement W26, on peut adapter la courbe du courant d'entrée de la base Ib1 du transistor T1 à la courbe du curant collecteur Ici de ce transistor.En outre, par un choix appropriée de la fréquence de l'oscillateur et du rap nombre des spires des enroulements W21 et W22 on peut choisir le rapport de temps entre les instants 1 et 2 et de tewps entre les instants 2 et 7 de façon que le transistor T2 de la figure 1 commence juste à ne plus être conducteur instant 6) lorsque le transistor T1 reçoit à nouveau le courant d'entrée de la base (instant 7). En résumé le circuit de commande M1 a les fonctions suivantes: il détermine la fréquence du convertisseur et fait en sorte que le transistor T1 ne devienne conducteur que lorsque le transistor T2 n'est plus conducteur, que le transistor T1 soit commuté en position de blocage avant que le noyau du transformateur TRI soit saturé et que le courant d'entrée de la base du transistor T1 soit adapté au courant collecteur de ce transistor. On comprend que le circuit de commande puisse être facilement modifié de nombreuses façons, tandis que les fonctions que lton vient de mentionner sont maintenues. Une modification consiste par exemple à enlever les enroulements de réaction W23 et W25 du transformateur TRZ et de procéder à la commande des transistors T11 et T12 par un oscillateur spécial. La figure 4 représente un schéma de principe d'une variante dans laquelle deux convertisseurs tels qu'ils sont décrits à la figure 1, sont montés en parallèle, tandis que les oscillations des deux convertisseurs présentent un déphàsage opposé constant de 180 degrés. Les fonctions des éléments TRla, Wla, W2a, W3a, W4a, Tira, T2a, Dla et R1a sont successivement de même valeur que les fonctions des éléments TRlb, W1b, W2b, W3b, W4b, Tlb, T2b, Dlb et Rlb et avec les fonctions des éléments représentés à la figure 1 TR1, Wl, W2, W3, W4, T1, T2, Dl et Rl. En outre, le circuit de la figure 4 reçoit le circuit de commande Mil et un filtre de sortie formé par l'auto-induction S1 et le condensateur Cl 1. Le fonctionnement du circuit est expliqué par les formes d'ondes représentées à la figure 5. Pour un bon fonctionnement du circuit de la figure 4 il faut toujours qu'il y ait au moins un des transistors Tla ou Tlb conducteur. Dans ce but, il faut également que le courant d'entrée de la base passe au moins par un des transistors Tla ou Tlb. La figure 5 représente les formes d'ondes des courants collecteurs et entrées de base des transistors Tla et Tlb pour le cas où un courant d'entrée de base passerait pendant un bref laps de temps entre les instants (a, b) et entre les instants (c. -d) vers les deux transistors L'auto-induction Sl fait que sous une charge constante la somme des courants passant par les diodes Dla et Dlb est toujours constante.De ce fait, la somme des courants collecteurs Gicla + Iclb passant par les transistors Tla et Tlb, sera approximativement constante. Par suite, le courant collecteur de ces transistors ne présentera plus de maximum mais au contraire sera tres constant pendant la période où les transistors correspondants seront conducteurs. De même, le courant d'entrée de base des transistors Tla et Tlb ne nécessite donc pas de maximum. La figure 6 représente un schéma de principe d'une disposition préférable du circuit de commande Mil. Les fonctions des éléments W31, W32, W33, W35, T31 et T32 de la figure 6 correspondent nacelles des éléments W21, W22, W23, W25, T21 et T22 de la figure 2. Le nombre des spires de l'enroulement W31 que l'on choisira sera en général identique au nombre de spires de l'enroulement W32. Le courant d'entrée de base des transistors T1 et Tlb passe par l'auto-induction S2, les enroulements W34a, W34b et les résistances R6a, R6b. Le courant Is de la figure 6 est presque constant par suite de l'auto-induction S2. De ce fait, la somme des courants d'entrée de base bla + Ibtb est presque constante.Il en résulte que lorsqu'un des transistors Tlb ou Tla est bloqué, le courant d'entrée de base qui en résulte pour le transistor correspondant passe pendant un bref laps de temps, en sens inverse et s'ajoute au courant d'entrée de base qui commence alors juste à passer dans le transistor Tlb ouYTa en conduction. Pars'ite, les transistors Tlb ou Tla sont quelque peu retardés à partir de la position de conduction et quelque peu accélérés vers la position de conduction, de sorte que la somme des courants collecteurs Gicla + lcih est relativement constante pendant la commutation.Dans quelques cas l'auto-induction S2 peut également être rempacée par une résistance. Pour le circuit de la figure 6 aucune forme d'onde n'a été dessinée. En résumé, le circuit de commande Mli a les fonctions suivantes blocage des transistors Tia et Tib avant que les noyaux de transformateuB TR1ab et TRtb soient satures et mise en état de conduction de ces transistors une fois que les transistors T2a et T2b ont été bloqués. En outre, le circuit de commande Mil doit mettre en position de conduction et de blocage les transistors Tla et Tlb de telle façon que la somme des courants collecteurs des transistors soit relativement constante pendant l'opération de co utation. Il est compréhensible qu'outre le montage en parallèle décrit plus haut de deux convertisseurs conformes à Itinvention avec un circuit de commande commun ou couplé, on peut monter en parallèle plus de deux convertisseurs. Si on met en parallèle par exemple trois convertisseurs on peut choisir entre une position à laquelle le transistor de grande puissance d'au moins un des convertisseurs est conducteur (les transistors de grande puissance doivent alors être conducteurs pendant au moins 33,33% du -temps) et une position dans laquelle les transistors de grande puissance d'au moins deux des convertisseurs sont conducteurs (les transistors de grande puissance doivent alors être conducteurs pendant au moins 66,66t du temps). La figure 7 représente un schéma synoptique d'un dispositif complexe pour convertir I'énergie, ceci pour expliquer un autre aspect de l'invention. D'après cet aspect on peut utiliser un convertisseur conçu pour la transformation de la'énergie à des fréquences de commutation plus élevées (d'un ordre de grandeur de 20 KHz) en particulier un convertisseur ayant la disposition décrite plus haut en relation avec les figures 1 et 2, avantageusement combiné avec un dispositif convertisseur de fréquence sans transformateur dun modèle propre à la fréquence de commutation du convertisseur mentionné, pour obtenir une tension de sortie alternative dtune fréquence relativement basse. Le circuit de la figure 7 comporte deux bornes d'entrée C1 et C2, un convertisseur 40, un circuit de contrôle 41, deux organes de commande à semi-conducteurs, comme par exemple les thyristors 42 et 43, un filtre de sortie 44 et deux bornes de sortie Dl et D2 entre lesquelles on peut brancher une charge. Comme le fonctionnement de tels organes de commande à semiconducteurs comme les thyristors présente une forte similitude avec celui d'un interrupteur d'arrêt ou d'un relai de maintien, nous utiliserons dans le texte-qui suit, pour désigner les positions ou les conditions dans lesquelles peuvent se trouver de tels organes de commande, les expressions de CONDUCTION et de BLOCAGE. On entend par position "conduction" une position à- laquelle le thyristor correspondant ou les thyristors peuvent être sans courant, sans qu'il soit nécessaire d'injecteur une impulsion à la gachette pour retrouver à nouveau la position de conduction.On entend par la position de"blocage" une position à laquelle lorsque le ou les thyristors concernés sont sans courant, il est nécessaire d'injecteur une impulsion à la gachette pour reprendre la position de "conduction". Le convertisseur 40 convertit dans le but indiqué plus haut une tension appliquée aux bornes d'entrée C1 et C2 en une tension alternative d'une fréquence relativement élevée qui est éventuellement redressée. Le convertisseur est conçu de telle façon que la tension U1 sur la ligne 51 (voir figure 7)soit positive à certains instants par rapport à la tension de la ligne 5û et que la tension U2 sur la ligne 52 soit négative pendant certains instants par rapport à la tension de la ligne 50. Pour éviter un court-circuit, un seul au maximum des thyristors 42 ou 43 en général peut donc se trouver en position de conduction. Le circuit de controle 41 est connecté avec le convertisseur 40, les thyristors 42 et 43 et éventuellement avec certains élé ments dans le filtre de sortie 44, avec les bornes de sortie D1, D2 ou avec les bornes d'entrée C1, C2 ou avec une tension de référence. Le circuit de contrôle 41 a comme fonctions les plus importantes de commuter en position de conduction le thyri stor correspondant des thyristors 42 et 43 à itinstant voulu et d'exercer une influence sur les tensions U1 et U2 du fait de certains signaux engendrés à l'intérieur ou de certains signaux extérieurs, comme par exemple la tension passant par les bornes de sortie, la tension passant parles bornes d'entrée et/ou une tension de référence comme cela est représenté schématiquement à la figure 7 par les traits interrompus. Supposons maintenant que le thyristor 42 se trouve en posi tion de conduction. De ce fait la polarité de la tension U3 à l'entrée du filtre 44 sera essentiellement positive Ce qui est caractéristique pour le circuit de la figure 7 c'est que la forme de la tension U3 donc également de la tension filtrée U4 est régulée par l'intermédiaire des bornes de sortie D1 et D2 à la position de conduction du thyristor 42, du fait que le cir cuit de contrôle 41 exerce une influence sur la tension U1 du convertisseur 40, par exemple en bloquant le convertisseur 40 pendant des périodes appropriées Lorsque le thyristor 43 se trouve en position de conduction, la tension-de sortie U4 est régulée étant donné quine influence est exercée sur la - tension U2 du convertisseur. Lorsque le thyristor 42 se trouve en posi tion de conduction, la polarité de la tension de sortie U4 par rapport à la polarité de la tension de sortie , lorsque le thyristor 43 se trouve en position de conduction, est générale ment inversée. Lorsqu'un des thyristors se trouve en position de conduction, celui-ci peut être commuté en position de blocage lorsque la tension de sortie Ul ou U2 du convertisseur est influencée de telle façon que pendant une période quiet au moins aussi longue que la durée de blocage des thyristors, le courant ne passe plus à travers le thyristor correspondant.Après le thyristor qui vien-t de passer en position de blocage peut être commuté en position de conduction. De cette façon, par la commande aussi bien du convertisseur que des thyristors, on peut obtenir une certaine tension alternative désirée par l'intermé dirai \ des bornes de sorte D1 et D2. Les propriétés du filtre de sortie 44 dépendent principale ment des propriétés du convertisseur utilisé 40 et des exigences relatives à la tension de sortie U4. Nous entrons ci-dessous dans le détail du principe des dispositifs représentés à la figure 7 pour le cas où le convertisseur utilisé aurait la disposition décrite plus haut, en relation avec la figure 1 et comporterait également le circuit de commande décrit plus haut, en relation avec les figures 2, 4 et 6. Les dispositions suivant les figures 1,2 et 4,6 sont particulièrement appropriées pour l'utilisation dans la configuration de la figure 7 car dans ces variantes on peut utiliser une fréquence de commutation relativement élevée tandis qu'en outre la conduction et le blocage de ces variantes peuvent être obtenues de façon rapide et simple sans exiger beaucoup de frais et de mesures supplémentaires. Si on utilise pour le convertisseur 40 les variantes des figures 1 et 2 on remplace l'enroulement secondaire W4 de la figure 1 par un enroulement W40 (cet enroulement n'est pas représenté sur une figure) dont la première et la deuxième extrémités sont reliées avec les lignes 51 et 52 de la figure 7.La ligne 50 est reliée avec une prise médiane de l'enroulement W40. L'enroulement W40 est disposé sur le transformateur TR1 de telle façon que la tension appliquée dans la première extrémité lorsque le transistor T est conducteur soit positif par rapport à la tension appliquée dans la deuxième extrémité. Les bornes d'entrée C1 et C2 de la figure 7 sont alors identiques aux bornes d'entrée Al et A2 de la figure 1. Si l'on veut, par exemple, obtenir une tension de sortie U4 en forme de crénea4te circuit de contrôle 41 ,peut être muni d'un générateur de signaux carrés ayant la fréquence désirée de tension de sortie, de moyens de commuter les thyristors 42 et 43 pendant la première ou la deuxième moitié de la période du générateur de signaux carrés à l'état passant et de moyens permettant de commuter à l'état bloqué les thyristors correspondants par blocage du convertisseur 40 pendant une durée au moins aussi longue que la durée de blocage des thyristors 42 et 43. Comme le convertisseur 40 se compose des circuits des figures 1 et 2, on peut très simplement bloquer le convertisseur si la tension de référence Ur (voir figure 2)est égale à zéro par rapport à la borne d'entrée Al. De ce fait l'oscillateur du circuit de commande M1 ne reçoit plus de tension d'alimentation, ce qui fait que le transistor T1 ne reçoit plus de courant d'entrée de la base et que l'ensemble du convertisseur est bloqué. Le convertisseur peut être à nouveau commuté å l'état passant lorsque la tension de référence Ur a été ramenée à l'ancienne valeur. La figure 8 représente des formes d'ondes pour ce cas, la fréquence de sortie étant de 1/12 de'l'a réquence d'oscillation du convertisseur 40 et le filtre de sortie 44 étant composé tout'simplement d'un- condensateur disposé parallèlement à la charge.Le temps s'écoulant entre les instants A, B indiqués à la figure 8 et les instants CX D doit correspondre au moins au temps d'ouverture des thyristors 42 et 43. Lorsque la fréquence d'oscillation du convertisseur est relativement élevée, il est souvent recommandé de monter en série des diodes rapides (ctest-a-dire des diodes à temps de blocage court) avec les thyristors 42 et 43. Si après un courant direct, une tension est appliquée soudainement en sens inverse, le temps de blocage des thyristors est souvent assez long (de l'ordre de grandeur de quelques micro-secondes). Les figures 9 et 10 représentent deux circuits possibles pour le cas où la méthode décrite plus haut pour l'obtention d'une tension alternative serait utilisée sur deux convertisseurs conformes à l'invention montés en parallèle. Dans le circuit de la figure 9 on utilise quatre thyristors 42a, 45a, 42b et 43b. Le circuit de la figure 9 se compose de deux convertisseurs montés en parallèle et de circuits thyristorisés avec un filtre de sortie commun 44 et un circuit de contrôle le 41. Dans le circuit de la figure 10 deux thyristors seulement sont utilises. Le principe de fonctionnement des circuits des figures 9 et 10 correspond au principe du cas général représenté à la figure 7. Le convertisseur doit donc être muni de moyens permettant le blocage des thyristors par le circuit de 'contrôle. Cela peut par exemple être atteint par le fait que, comme dans le cas où on utilise un seul convertisseur conforme à l'invention dans le circuit de la figure 7, le circuit de contrôle assure la régulation de la tension dtalimentation du circuit de commande de façon que l'on puisse mettre le convertisseur à l'état passant ou bloqué. L'invention ne se limite aucunement à celui de ses modes d'application, non plus qu'à ceux des modes de réalisation de ses diverses parties ayant plus spécialement eté indiqués; elle en embrasse au contraire toutes les variantes. REVENDICATIONS 1. Dispositif de conversion de l'énergie électrique, appelé convertisseur et un transformateur dans le noyau duquel on a prévu quelques enroulements d'entrée et un enroulement de sortie, une première configuration transistorisée de grande puissance reliée par une de ses extrémités à un enroulement d'entrée principal muni d'une prise et une deuxième configuration transistorisée de petite puissance reliée avec l'autre extrémité de l'enroulement d'entrée principal, tout cela de telle façon que la première et la deuxième configurations transistorisées, en -partant d'une tension alimentant le convertisseur soient successivement commutées à l'étant passant et que le noyau soit magnétisé dans des directions alternés, tandis qu'un circuit à redresseur relié à l'enroulement de sortie ne laisse passer le courant que lorsque la première configuration transistorisée à grande puissance se trouve à l'état passant, ce dispositif étant caractérisé par le fait qu'avec une -électrode agissant comme électrode de commande de la première configuration transistorisée d'un ou de plusieurs convertisseurs sus-mentionnés est relié un circuit de commande servant à la régulation des processus de commutation, circuit de commande étant conçu de telle façon que la première configuration transistorisée est chaque fois bloquée avant que le noyau soit saturé et chaque fois commutée à l'état passant directement après que la deuxième configuration transistorisée ait été commutée à l'état bloqué. 2. Dispositif selon la revendication 1, caractérisé par le fait que le circuit de commande comprend des moyens permettant que le courant pulsé de commande alimentant la gachette de la première configuration transistorisée citée, d'un seul convertisseur, passe toujours par un maximum pendant une impulsion de commande au cours de laquelle la première configuration transistorisée est à l'état passant, maximum d'une durée et d'une grandeur telles qu'une impulsion de courant de commutation de cette première configuration transistorisée soit captée. 3. Dispositif selon revendication 2, caractérisé par le fait que le circuit de commande contient un o-scillateur avec des moyens permettant, à partir d'une tension continue d'alimentation, de dériver une tension d'alimentation (Ua)servant à cet oscillateur, tension d'alimentation variant au rythme de la fréquence d1ùscillation, en ce sens que cette tension d'alimentation diminue lorsque la première configuration transistorisée est à l'é- tat passant, d'une valeur maximale au début de la période de conduction correspondante jusqu'à une valeur essentiellement constante par l'intermédiaire du reste de cette période de conduction. 4. Dispositif selon revendication 3 caractérisé par le fait que l'oscillateur en question est muni d'un transformateur (TR23 sur le noyau duquel on a prévu un enroulement d'entrée (W21, W22) muni d'une prise, un enroulement de sortie (W24)-et un enroulement auxiliaire (W26) est relié avec le premier transistor (T21), dont le collecteur est lui-même relié avec une extrémité de l'enroulement d'entrée et avec un deuxième transistor (T22), dont le collecteur est relié avec l'autre extrémité de ltenroulemeRt d'entrée, tout cela de telle façon que les premier et deuxième transistors sont commutés succes sivement à l'état passant et que le noyau du transformateur est magnétisé dans des sens alternés et que la tension continue alimente la prise de l'enroulement d'entrée par linter médiaire d'un troisième transistor (T23)lequel assure la régulation de la tension d'alimentation (gO en fonction-d'une tension redressée appliquée par l'-intermédiaire de l'enroulement auxiliaire (W26)et d'une tension continue---aglssant comme tension de référence (Ur) 5.Dispositif selon la revendication 4, caractérisé par le fait que la commande du troisième transistor (T23)s'opère par un circuit hc (R5-C2) se trouvant dans le circuit de la base de ce transistor, de telle façon que la vitesse à laquelle la-tension d'alimentation (Ua)diminue est déterminée par la constante des temps de ce circuit RC. 6. Dispositif selon la revendication 4 ou 5, caractérisé par le fait que le facteur de couplage entre l'enroulement d'entree (W21)et l'enroulement de sortie (W24)est proportionnel au temps de montée désiré de l1impulsion -de- courant de commande appliquée à laquelle la premiere configuration transistorisée (Tl)est à Y'état passant 7.Dispositif selon l'une ou plusieurs des revendications précédentes 4-6, caractérisé par le fait que le rapport entre le nombre de spires de la partie de l'enroulement d'entrée (W2a entre une extrémité et la prise de l'enroulement d'entrée et de la partie de l'enroulement d'entrée (W22)entre la prise et l'autre extrémité de l'enroulement d'entrée, de même que la fréquence de l'oscillateur sont dimensionnés de telle façon que le courant commence toujours dans l'enroulement de sortie (W24)aussitôt après qué la deuxième configuration transistorisée (T2)a été commutée à l'état bloqué et se termine chaque fois aussitôt avant que le noyau du transformateur (TRl)est saturé. 8. Dispositif pour conversion de l'énergie électrique, selon revendication 1, caractérisé par le fait que le circuit de commande est muni de quelques sorties individuelles, chacune branchée sur un convertisseur correspondant d'un même nombre de convertisseurs montés en parallèle avec leurs enrouements de sortie. 9. Dispositif selon la revendication 8, caractérisé par le fait que le circuit de commande est muni de deux sorties individuelles, chacune reliée.avec un convertisseur correspondant, ce circuit de commande étant conçu de telle façon que l'impulsion de courant de commande alimentant chaque fois le convertisseur correspondant, impulsion pour laquelle la configuration transistorisée correspondante à grande puissance (Tia, T1b) est à l'état passant, a une valeur maximale essentiellement constante pendant presque toute la période de conduction de cette configuration transistorisée, les enroulements de sortie tW4a, W4b)montés en parallèle étant connectés à un circuit de sortie conçu de telle façon que la somme des courants collecteurs des configurations transistorisées correspondantes à grande puissance (Tla, Tlb) est essentiellement constante pendant l'opération de commutation au cours de laquelle la position des deux transistors est modifiée en sens opposé. 10. Dispositif selon la revendication 9, caractérisé par le fait que le circuit de commande est muni d'un transformateur (TR3),sur le noyau duquel on a prévu un enroulement d'entrée (W31, W32) muni d'une prise et un enroulement de sortie (W34a, W34b) muni d'une prise, avec un premier transistor (T31), dont le collecteur est relié à une extrémité de l'enroulement d'en trée et avec un deuxième transistor (T32) dont le collecteur est relié avec l'autre extrémité de l'enroulement d'entrée, de telle façon que ces premier et deuxième transistors, sont mis successivement-à l'état passant à partir d'une tension appliquée sur la prise de cet enroulement d'entrée, que le noyau du trans formateur CTR3)est magnétisé dans des sens alternés, et que la prise de l'enroulement de sortie est située dans un circuit tel que la somme des courants appliqués sur l'une ou sur l'autre des extrémités de l'enroulement de sortie est essentiellement cons tante. 11. Dispositif selon la revendication 10, caractérisé par le fait que le circuit dans lequel se trouve la prise de l'enòule- ment de sortie (W34a, W34b)comporte une bobine d'arrêt (S2 > . 12. Dispositif selon les revendications 1-2-3-4-5-6 et 7 du type désigné sous l'appellation de convertisseur, caractérisé par le fait que le circuit redresseur relié à l'enroulement de sortie est conçu de façon à former un dispositif convertisseur de fré quence sans transformateur , avec des moyens pour mettre à lté- tat passantou à l'.état bloqué le circuit de commande du conver tisseur, d'une façon périodique, de telle~façon que la durée pendant laquelle le circuit de commande est à 1'téta bloqué cor responde au moins à la durée nécessaire pour commuter de l'état passant à l'état bloqué, un ou plusieurs commutateurs à semiconducteurs, faisant partie du dispositif sus-mentionné, de con version de fréquence. 13. Dispositif selon la revendication 12, caractérisé par le fait que le dispositif de conversion de fréquence, sans trans formateur, comporte.un circuit de contrôle (41) fonctionnant-de telle façon que lorsque l'un ou plusieurs des commutateurs à se mi-conducteurs se trouve à l'état passant, pour exercer une infl-u ence à la sortie du convertisseur de la tension appliquée du ty pe indiqué plus haut (U1, U2), pour assurer la régulation de la forme d'une tension (U3) appliquée du côté de sortie d'un cir cuit dans lequel se trouvent les commutateurs à semi-conduc teurset par suite la tension de sortie (U4), appliquée sur une charge. 14. Dispositif selon la revendication 13, caractérisé par le fait que le circuit de contrôle (41) sert pour deux convertisseurs accouplés ensemble, du type indiqué, par leurs enroulements de sortie correspondants, et à la commande de quatre commutateurs à semi-conducteurs (42a,42b,43a,43b) se trouvant dans les circuits de sortie de ces convertisseurs , et dtun circuit de commande (Mll)commun à ces deux convertisseurs. 15. Dispositif selon la revendication 13, caractérisé par le fait que le circuit de contrôle (41) sert pour deux convertis setiers du type indiqué accouplés ensemble par leurs enroulements de sortie correspondants, et à la commande de deux commutateurs à semi-conducteurs (42, 43) reliés avec leurs enroulements de sortie 2 et d'un circuit de commande M11 commun pour ces deux convertisseurs. 16. Dispositif de conversion de l'énergie électrique selon la revendication 1, dans lequel le convertisseur de fréquence de commutation relativement élevée, est accouplé de par sa sortie à un dispositif convertisseur de fréquence, sans transformateur, avec des moyens pour mettre périodiquement le convertisseur à l'état passant et à l'état bloqué, de telle façon que la durée pendant laquelle le circuit de commande est à l'état bloqué corresponde au moins à la durée nécessaire pour commuter de ltétat passant à l'état bloqué un ou plusieurs commutateurs à semi-conducteurs faisant partie du dispositif convertisseur de fréquence 17.Dispositif selon la revendication 16, caractérisé par le fait que le dispositif convertisseur de fréquence contient quelques commutateurs à semi-conducteurs (42, 43), et un circuit de contrôle 41 fonctionnant de façon à exercer toujours une influence sur la tension (U1,U2), appliquée à la sortie du convertis seur, lorsqu'un ou plusieurs de ces commutateurs à semi-conducteurs se trouvent à l'état passant, de façon à assurer la régulation d'une tension U3 appliquée du côté de la sortie d'un circuit contenant les commutateurs à semi-conducteurs et par suite la tension de sortie (U4)appliquée par l'intermédiaire d'une charge. t8. Dispositif complexe selon la revendication 17, caractérisé par le fait que le circuit de contrôle 41 comporte un géne- rateur de signaux carrés et des moyens servant à commuter chaque fois les commutateurs à semi-conducteurs (42, 43)pendant la premier ou la deuxième moitié de la période du signal carré engendré par ce générateur de signaux carrés pour les mettre à l'état passant et comportant des moyens servant à faire passer à l'état bloqué les commutateurs à semi-conducteurs correspondants par- l'intermédiaire du premier convertisseur.