L'invention concerne les sources de fréquence très stables, notamment pour les émetteurs et/ou les récepteurs de radiocommunications, et plus précisément pour la radiotéléphonie à très haute fréquence ou V H F. Les émetteurs-récepteurs de radiotéléphonie utilisent des oscillateurs à quartz comme sources locales de fréquence. Les quartz fournissent des fréquences très stables, mais que lton ne peut modifier substantiellement, à moins d'en perdre les qualités de stabilité. I1 faut donc en pratique, pour chaque canal, prévoir un oscillateur à quartz destiné à l'émission, et un ou plusieurs oscillateurs à quartz pour la réception, suivant les modes de transmission désirés. Par "modes de transmission" en distingue la réception alternée avec l'émis- sion, et la réception simultanée à 11 émission. La présente invention a précisément pour objet des moyens qui, à l'aide d'un seul oscillateur à quartz, permettent d'engendrer simplement le grand nombre des fréquences, nécessaires à l'émission et à la réception sur une série de canaux de transmission, en tenant compte des différents modes de transmission réalisables sur ces canaux. Elle s'applique préférentiellement aux émetteurs-récepteurs mobiles pour le trafic marine V H F international. L'invention fournit premièrement une source de fréquence commutable, notamment pour poste émetteur-récepteur à très haute fréquence ou V H F, qui comprend - un oscillateur à quartz, apte à délivrée une fréquence très stable sous forme d'impulsions, - un circuit de gradation de fréquence, comportant au moins un synthétiseur de fréquence à commande numérique, ce circuit étant couplé à ltoscillateur à quartz afin de fournir une fréquence graduelle, qui est constituée d'une fraction, commandée par degrés, des impulsions de sortie de l'oscillateur à quartz, - un circuit modulateur de débit d'impulsions couplé à l'oscillateur et au circuit de gradation de fréquence, pour fournir une fréquence de sortie liée à la fréquence de ltoscil- lateur à quartz, mais décaléé selon ladite fréquence graduelle, et --un moyen de commande numérique apte à commander ledit synthétiseur sur un nombre choisi dans un ensemble de nombres préétablis, liés au numéro de canal de transmission, et à l'état d'émission ou réception du poste. La sortie de cette source de fréquence fournit une fréquence modifiée, commutable par le moyen de commande numérique ; mais cette fréquence se présente sous forme digitale, c'est-à-dire sous forme de signaux rectangulaires. Préférentiellement, on ajoute à la source de fréquence un oscillateur sinusoïdal commandé par une tension, avec des moyens, comprenant une boucle d'asservissement à détection de phase, et destinés à piloter la fréquence de l'oscillateur si nusoldal d'après ladite fréquence modifiée. D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront à la lecture de la description détaillée qui va suivre, faite en référence aux dessins annexés, sur lesquels - - la figure 1 illustre le schéma de principe de la source de fréquence commutable de l'invention, - la figure 2 illustre un exemple de réalisation plus détaillée des éléments 10 à 20 constituant la partie source de fréquence digitale commutable de la figure 1 ; et - la figure 3 illustre un exemple de réalisation plus détaillée des éléments 21 à 28 de la figure 1, constituant un oscillateur sinusoidal commandé en tension, à l'aide de la fréquence digitale fournie par le circuit détaillé de la figure 2. L'exemple de réalisation qui sera décrit en détail se place dans le cadre du "trafic marine" en radiotéléphonie V H F. Il convient d'en rappeler tout d'abord les particularités, dont certaines sont d'ailleurs imposées de façon stricte par des conventions internationales. Ainsi, la gamme de fréquence s'étend d'environ 140 Ni à un-peu plus de 160 rez. Elle comprend un certain nombre de canaux de transmission, caractérisés chacun par une fréquence porteuse nominale que l'con appellera fréquence centrale. Ces canaux sont numérotés de façon intangible-de 00 à 39 ainsi que de 60 à 89, et les fréquences centrales des différents canaux sont espacées entre elles de 25 kHz, ou bien d'un multiple de 25 kHz. Plus précisément, les fréquences centrales des canaux consécutifs de CO à 39 sont espacées de 50 kHz, et les canaux 60 à 89 sont intercalés symétriquement entre les canaux 00 à 29, ce qui donne le décalage entre canaux de 25 kHz. A certains des canaux, dits "canaux duplex", est associée une fréquence auxiliaire distante dtune valeur prédéterminée de la fréquence centrale du canal. Dans les "canaux duplex internationaux", la fréquence porteuse auxiliaire est distante de + 4,6 FEz de la fréquence centrale du canal. Toutefois, dans certains pays comme la France et la Belgique, on utilise aussi licitement certains canaux dits "semi-duplex", dans lesquels la fréquence porteuse auxiliaire est inférieure de 1 z à la fréquence centrale du canal Par ailleurs, on distingue classiquement deux catégories d'appareils émetteurs-récepteurs de radiotéléphonie V H F en trafic marine. Les uns sont des appareils légers et mobiles, généralement embarqués sur un navire.Les autres sont des appareils fixes, beaucoup plus complexes, qui jouent le rôle de postes centraux pour les communications radiotéléphoniques. La transmission radiotéléphonique la plus simple se fait alternativement. C'est-à-dire que les deux postes qui sont en train de communiquer prennent alternativement la même fréquence porteuse d'émission, à savoir la fréquence centrale du canal utilisé. Lorsque l'un des postes émet, l'autre reçoit, ou inversement. Ce mode de transmission est appelé simplex. En second lieu, on appelle ici "faux duplex" la transmission en alternat sur un canal équipé d'une fréquence auxiliaire permettant le mode duplex. Enfin, le duplex véritable, ou plus brièvement duplex, n'est possible qu'avec les canaux équipés d'une fréquence porteuse auxiliaire. Dans ce cas, la communication dans un sens se fait en émettant une fréquence porteuse égale à la fréquence centrale du canal. Dans l'autre sens, on prend comme fréquence porteuse d'émission la fréquence auxiliaire du canal. Tout en recevant ce signal, un poste central fixe peut émettre en même temps sur la fréquence auxiliaire associée au même canal Et le poste mobile reçoit cette fréquence auxiliaire. Pour un canal duplex, les postes mobiles n'émettent généralement que la fréquence centrale du canal. Ils ne peuvent donc communiouer entre eux qu'en mode simplex, en utilisant alternativement cette même fréquence centrale. Toutefois, ils pourront opérer en duplex avec un poste central, comme dans l'exemple ci-dessus. On comprendra mieux maintenant quelles sont les dif-férentes fréquences à engendrer dans les émetteurs-récepteurs mobiles- de radiotéléphonie marine V H F. Pour l'émission, la source de fréquence doit donner une fréquence F égale à la fréquence d'émission. D'un autre côté les postes auront à recevoir soit une fréquence F égale à leur fréquence d'émission en mode simplex, soit une fréquence F + 4,6 MHz en mode duplex, soit encore une fréquence F - 1 SEz dans le mode semi-duplex francobelge. Comme les récepteurs sont du type super-hétérodyne, la source de fréquence locale du récepteur doit fournir la différence entre la fréquence que l'on désire recevoir et 10,7 MHz, qui est la valeur normalisée d'usage général pour les étages amplificateurs à fréquence intermédiaire. Dans l'ensemble, le poste mobile aura donc besoin des fréquences suivantes a) F pour l'émission b) F - 10,7 MHz pour la réception simplex cl F + 4,6 MHz-- 10,7 AEz = F - 6,1 MHzW Ç- pour la réception duplex d) F - 1 MHz - 10,7 MHz = F - 11,7 kEz pour la réception semi-duplex franco-belge. Les moyens que l'on va maintenant décrire permettent, notamment, de réaliser toutes les fréquences nécessaires à l'émission et à la réception dans tous ces modes, avec une stabilité relative de 10 5. -Toutefois, dans un but de simplicité, l'émetteur- récepteur mobile décrit en détail ne fonctionne qu'en simplex ou en duplex. Le cas du semi-duplex franco-belge n'est pas pris en considération dans les dessins. Sur la figure 1, la référence numérique 10 désigne un oscillateur à quartz possédant une fréquence nominale Fo = 8,889 .Ez, avec une stabilité relative de 10 5. De façon connue en soi,cet oscillateur est agencé pour donner sa fréquence très stable sous forme de créneaux ou signaux rectangulaires. C'est ce qu'on appellera ici une fréquence "digitale". Ainsi que le mot digital l'exprime clairement, cette fréquence ntest pas celle d'un signal sinusoïdal, mais est associée à un signal rectangulaire, variant en tout ou rien, comme varie une quantité que l'on compte sur ses doigts. La sortie de l'oscillateur 10 est appliquée tout d'abord à une bascule bistable 11, qui va diviser par deux la fréquence Po de l'oscillateur à quartz. Ainsi, les sorties Q et Q de la bascule bistable vont présenter des fréquences digitales toutes deux égales à F0/2, mais en opposition de phase. C'est-à-dire que la sortie Q sera haute quand la sortie ) sera basse, et réciproouement. La sortie Q de la bascule Il est appliquée à un circuit de gradation de fréquence, comportant deux voies en parallèle, et constitué des éléments 12 à 15. La première voie comprend simplement un compteur 12 diviseur de fréquence par un nombre D ici égal à 10, c'est-à- dire un compteur dont le module global est 10. La seconde voLe comporte de même un compteur-diviseur 13, ayant par exemple aussi le module D. Toutefois, le compteur 13 est précédé d'un synthétiseur de fréquence constitué de deux circuits synthétiseurs de fréquence 14 et 15 (voir aussi figure 2), le premier ayant par exemple un module égal à 10, et le second par exemple un module égal à 64. On sait que les synthétiseurs (appelés parfois "multiplieurs de dégit") peuvent être commandés numériquement pour fournir une fraction choisie de leur fréquence d'entrée. Ainsi, s'il reçoit un nombre de commande égal à 8, le synthétiseur 14 fournira sur sa sortie une fréquence moyenne d'impulsions égaie aux 8/10 de sa fréquence d'entrée. Fonctionnellement, un synthétiseur opère par sélection d'une fraction des impulsions appliquées à son entrée. Cependant, la sélection ntest pas effectuée à intervalles réguliers, mais dépend au contraire du chiffre de commande appliqué au synthétiseur. C'est pourquoi l'on dit que la sortie du synthétiseur est affectée dtun certain bruit de fréquence, dû au fait que l'écart entre deux créneaux rectangulaires apparaissant à la sortie du synthétiseur n'est pas constant. Sur la figure 1, les synthétiseurs 14 et 15 dont le fonctionnement vient d'tre développé reçoivent globalement un chiffre de commande N d'un ensemble de commande numérique 16, que l'on décrira plus en détail à propos de la figure 2. L'ensemble numérique 16 réagit généralement à un numéro de canal affiché et à l'état d'émission ou réception du poste, en appliquant à chaque fois un nombre choisi dans un ensemble de nombres préétablis, liés aux numéros de voie, et à l'état d'émission ou réception du poste émetteur-récepteur. Plus généralement, le moyen de commande numérique comprend des moyens de présélection d'un numéro de canal, et de transcodage de ce numéro sous forme binaire, et des moyens pour appliquer, comme commande numérique du circuit de gradation de fréquence, une combinaison additive des chiffres binaires du numéro de canal avec d'autres chiffres binaires, qui sont ceux d'un nombre choisi parmi ungroupe. de nombres préétablis, liés au moins à l'état d'émission ou de réception du poste. Par ailleurs, la figure 1 comporte un modulateur de débit d'impulsions 2C, lequel reçoit la fréquence Fo de l'os- cillateur à quartz 10, la fréquence Fo/2 des sorties Q et Q de la bascule 11, et les sorties des diviseurs 12 et 13. Puisqu'il divise par 10 la fréquence F0/2, le comp- teur 12 fournira donc une fréquence F0/20. De son côté, en raison du fonctionnement des synthétiseurs, la fréquence moyenne de sortie du compteur 13 sera égale à T- Fo/20, où N est lznombre de commande appliqué par l'ensemble 16 aux synthétiseurs 14,et 15, et T est le produit des modules des deux synthétiseurs, avec T = 640 dans l'exemple décrit. Le modulateur de débit d'impulsions 20 peut être par exemple du type décrit dans la demande de brevet en France n 76 06 123 déposée le 4 mars 1976, au nom de la Société d'Etude et d'Application des Techniques Nouvelles "NEO-TEC", et intitulée ".0DULATEUR DE DEBIT D'IMPULSIONS". Ce circuit est illustré ici en détail sur la figure 2. il comprend deux circuits synchronisateurs d'impulsions, 201 et 203, respectivement couplés à deux portes NON-ET 202 et 204, elles-mêmes couplées par leur sortie à une dernière porte NCN-!T 205. Le circuit 201 reçoit d'une part la sortie du diviseur 13 sur une entrée dite + (plus) du modulateur de débit 20, ainsi que d'autre part à la façon d'une horloge la sortie Q de la bascule 11. Les entrées de la porte NON-ET 202 reçoivent la sortie du synchronisateur d'impulsions 201, en même temps que la sortie Q à fréquence Fo/2 de la bascule 11, et que l'entrée à fréquence Fg de celle-ci. De son côté, le synchronisateur 203 reçoit, par une entrée dlte - (moins) du modulateur de débit 20, la sortie du diviseur 12 ; il reçoit aussi par ailleurs à la façon d'une horloge la sortie Q de la bascule 11. La sortie du synchronisateur 203 est appliquée à la porte NON-ET 204 qui reçoit la fréquence F0 de ''oscillateur 10. Les synchronisateurs d'impulsions sont utilisés en sens inverse, c'est-à-dire quton prend la sortie complémentée du synchronisateur 201 recevant la sortie Q de la bascule 11, alors qu'on prend la sortie non complémentée du synchronisateur 203, alimenté par la sortie # de la bascule 11. L'homme de l'art comprendra que, de cette façon, la sortie de la porte NON-ET 205 est à une fréquence F1 donnée par F0/2 à quoi s'ajoute la fréquence N/T . F0/2D donnée par le diviseur 13, et à quoi se retranche la fréquence F0/2D donnée par le diviseur 12. Finalement, F1 est donnée par la relation suivante Bien entendu, ces fréquences sont des fréquences digitales, c'est-i-dire représentées par des àébits d'impulsions. D'autres éléments sur le modulateur de débit d'impulsions 20 pourront être trouvés dans la demande de brevet fran cause précitée. On remarquera toutefois que, dans la demande citée, le modulateur de débit d'impulsons comprend une bascule bistable dont le rôle est ici joué par la bascule 11. Les éléments qui viennent d'être décrits, peuvent être réalisés à l'aide de circuits intégrés vendus par TEXANS lNSTRUDNTS. La bascule bistable 11 peut être faite de la moitié du circuit intégré modèle 7473. Les synthétiseurs 14 et 15 seront respectivement les circuits 74167 et 7497. Les deux diviseurs 12 et 13 seront deux circuits 7490. Les deux synchronisateurs d'impulsions 201 et 203 sont tous deux présents dans le circuit intégré 74120, et enfin les portes NON-ET ,02, 204 et 205 sont réalisées dans un circuit modèle 7410. Mis à part le circuit 169 dont la fonction est très spéciale, tous les autres éléments de la figure 2 font partie de l'ensemble de commande numérique 16 de la figure 1. En commençant par son dernier maillon, l'ensemble de commande numérique 16 comprend un additionneur binaire à 8 bits 161.-Du fait de la présence de cet additionneur, on voit que le nombre N appliqué aux synthétiseurs 14 et 15 sera constitué de deux parties N1 et N2. Le nombre N1 est défini par les deux lignes allant directement au synthétiseur 15 en passant sous l'additionneur ainsi que, par les entrées horizontales à gauche de l'additionneur 161 (où les poids binaires croissent en -montant). Le nombre N2 est défini par les entrées verticales ap pliquées par le bas à l'additionneur 161, où les poids binaires croissent en allant de la droite vers la gauche.On a donc : N = -N1 + 4 4N2 Le nombre N1 est défini à partir d'un numéro de canal affiché par l'utilisateur de l'émetteur-récepteur. L'affichage est réalisé par deux galettes codeuses, solidai-res de boutons de commande (non représentés). La galette codeuse 163 code le premier chiffre du numéro de canal ou chiffre des dizaines. La galette codeuse 164 code le second chiffre, ou chiffre des unités du numéro de canal. Le demandeur a observé que les numéros décanaux C vont de 00 à 39 et de 60 à 89. Le chiffre des unités U de la galette 164 varie de O à 9 ; il est fourni par cette galette sous la forme d'un code tout ou rien (contact fermé ou ouvert) à 4 chiffres binaires a, b, c, d, en décimal-codé-binaire. Ainsi, ce chiffre des unités s'exprime en décimalcodé-binaire sous la forte UT = a + 2b + 4c + 8d. De son côté, la galette codeuse 163 donne le premier chiffre ou chiffre des dizaines 3, qui prend les valeurs 0, 1, 2, 3, ou 6, 7 et 8. La galette codeuse exprimera ce chiffre sous forme spéciale à l'aide de 3 chiffres binaires e, f, g, avec D = e + 2f + 6g. On voit que les chiffres binaires e et f sont définis comme stil s'agissit de décimal-codé-binaire. Lorsque le chiffre binaire g est égal à 0, le chiffre des dizaines peut prendre des valeurs 0, 1, 2 et 3, qui s 'écrivent respectivement en binaire 00, 01, 10 et 11 (le premier chiffre à gauche étant f et-le second étant e). Par contre, lorsque le chiffre binaire g est- égal à 1, on ajoute 6 au chiffre défini par e et f, ce cui correspond à la deuxième série de numéros de canaux 50 à 89. Les chiffres binaires a à f sont exprimés en décimalcodé-binaire. Four les transcoder en binaire pur, on applique les chiffres b à f à un transcodeur 162, qui va donner en sortie des chiffres b' à f'. Le chiffre binaire a, de plus petit poids, n'est pas affecté par le transcodage et reste inchangé. Après le transcodage, le nombre N1 comprend, dans l'ordre des poids binaires décroissants, les chiffres binaires f' à b', puis le chiffre a, et enfin le chiffre binaire g. L'homme de l'art comprendra cue le chiffre binaire g, qui vaut 60 sur le numéro de canal, se retrouve ici en poids inférieur cela reflète l'imbrication symétrique des canaux 6C à 89 entre les canaux 00 à 29. Ensuite les chiffres b' et f' sont appliqués à l'additionneur 161, tandis que les deux chiffres de poids inférieurs a et g vont directerrent au synthétiseur 15, ces chiffres n'étant pas concernés par l'addition. il est à noter que les trois entrées superieures à gauche de l'additionneur 161 sont reliées à la masse pour être fixées à 0 binaire. Le nombre N1 défini par tous ces chiffres binaires va se retrouver appliqué aux synthétiseurs 14 et 15, soit directement (chiffres a et g) soit à travers l'additionneur 161 (chiffres b' et f'), où il est ajouté à Six2. De son côté le nombre N2 est défini par les entrées inférieures sous l'additionneur 161. Or, l'additionneur rentre au troisième poids binaire du synthétiseur 15 ; de ce fait, les synthétiseurs vont recevoir une contribution 4. N2 due à ces entrées inférieures de l'additionneur 161. Le nombre de commande des synthétiseurs est donc bien, comme précédemment indiqué N = N1 + 4. N2 Par ailleurs, les sept chiffres de N1, qui représentent en binaire le numéro de canal, sont appliqués à une tne- moire morte programmable 166. Les cinq sorties du transcodeur 162 sont appliquées à cinq entrées de la mémoire programmable 166, qui comporte ici huit entréesen tout. Deux des trois autres entrées reçoivent les signaux a et g, qui n'avaient pas à subir le transcodage par le circuit 162. Enfin, la dernière entrée de la mémoire morte programmable 166 reçoit un signal d'émission E conwxtué d'un seul chiffre binaire avec E = 1 pour l'émission et E = O pour la réception. Ainsi, la mémoire morte programmable 166 reçoit tous les chiffres binaires correspondant au numéro de canal, ainsi que lé signal E indiquant l'émission ou la réception. La mémoire morte programmable 166 est programmée pour fournir en fonction de ses entrées un certain nombre de signaux binaires, notamment ici les signaux S (simplex) et D (duplex). Ces signaux S, D et E sont appliqués après traitement donnant N2 à l'additionneur binaire 161. Ils sont aussi appliqués directement au circuit 28 de la figure 3. Dans le poste décrit, le signal simplex S = 1 indique que le poste est en réception sur un canal simplex sans fréquence porteuse auxiliaire. Le signal duplex D = 1 indique que le poste est en réception duplex sur un canal duplex. D'autres signaux, non représentés, peuvent être fournis par la mémoire morte programmable 166, en particulier un signal dtinterdiction d'émission pour certains numéros de canal, et un signal d'én:is- sion à puissance réduite, pour des canaux où les règlements internationaux l'obligent. Une combinaison logique des signaux S, D et E, est appliquée aux entrées inférieures de l'additionneur 161 pour y constituer le nombre N2. Dans l'ordre des poids binaires croissants (c'est-àdire de droite à gauche), l'additonneur binaire 161 reçoit - le signal E fourni par un inverseur 167, - le signal D, - le siGnal S, - le chiffre binaire 1 (connexion au + 5 volts), - le signal S donné par un inverseur 168, - à nouveau le signal S, - le signal E, - et enfin un chiffre binaire 0 (connexion a la masse). Sur les entrées de commande des deux synthétiseurs 14 et 15, les poids binaires vont dans l'ordre croissant lorsque l'on monte à partir du bas, dans le synthétiseur 15, puis dans le synthétiseur 14. C'est-à-dire que le poids le plus petit reçoit g, le poids binaire qui le suit reçoit a, et les huit autres poids binaires sont fournis dans l'ordre croissant par les sorties de l'additionneur binaire 16i. On peut dorsc maintenant écrire en valeur binaire les deux nombres N1 et N2 dont la somme N = N1 + 4 . N2 définit la commande numérique des deux synthétiseurs 14 et 15. Le nombre N1 comprend tout d'abord trois zéros binaire res définis par les trois entrées supérieures gauches mises à la masse de l'additionneur. Il comprend ensuite dans l'ordre des poids décroissants, les chiffres binaires f1, e', d', c', b', (tous transcodés de décimal-codé-binaire), puis le chiffre binaire a qui n'a pas besoin du transccdage, et enfin le chiffre binaire g. On peut donc écrire en binaire N1 = 000 f' e' d' c' b' a g. La valeur du nombre N1 détend donc de la valeur de g: - si g = 0, c'est-à-dire pour les canaux CO à 39, on a N1 = 000 f' e' d' c' b' a O en binaire ; de plus f' e' d' c' b' a est l'expression binaire du numéro de canal C. En numération décimale, il vient N1 = 2C. - si g = 1, pour les canaux 60 à 89, on a N1 = 000 f' e' d' c' b' a 1, où f' e' d' c' b' a est l'expres- sion binaire du numéro de canal C diminué de 60 à cause de l'absence de g. En numéra-tion décimale, il vient N1 = 2 (C - 60) + 1. De son côté, le nombre N2 comprend d'après ce qui fut décrit plus haut les chiffres binaires suivants N2 = O E S S 1 S D E On peut écrire le nombre N@ en numération décimale, à partir des valeurs binaires de E, S et D - pour l'émission (E = 1 ; S = D = 0) N2 = 120 - pour la réception simplex (E = 0 ; S = 1 ; D = 0) N2 = 13 - pour la réception duplex (E = 0 ; S - 0 ; D = i) N2 = 59 On se référera maintenant aux figures 1 et 3. La sortie du modulateur de débit d'impulsions 20 est appliquée à un ccq:pteur-diviseur 21, dont le module global diviseur est P/2, et dont la sortie est une fréquence F2. La référence numérique 22 désigne généralement sur la figure 1 un oscillateur sinusoïdal du type oscillateur commandé par une tension, ou O C T (en anglais VCO). Cet oscillateur fournit la fréquence sinuso dale de sortie de la source dé fréquence de la présente invention, que l'on appelle F. Pour cela, sa fréquence est ajustée par une boucle d'-asservissement. Après un circuit 23 de mise sous forme rectangulaire, de la sortie sinusoïdale de l'oscillateur 22, la fréquence F de celui-ci, maintenant sous fore digitale, est appliquée à un compteur 24, diviseur pàr Q. La sortie du compteur ?4 est donc de fréquence F3 ^ . Ce facteur Q et le facteur P précités sont tels que F2 = F3. Les sorties des compteurs 21 et 24 sont appliquées à un discriminateur de phase 25. La sortie du discriminateur de phase 25 traverse un circuit à constante de temps 26, pour arriver à un circuit de som.ration analogique 27, dont la sortie fourni la tension de commande de l'oscillateur 22. Cette tension de commande est donc élaborée d'une part en fonction de la sortie du discriminateur de phase 25, et d'autre part en fonction de la sortie d'un circuit de prépositionnement 28, lequei agira de son côté sur l'oscillateur 22 pour introduire de façon approchée les écarts de fréquence de 10,7 et 6,1 MHz qui sont respectivement nécessaires en réception simplex et en réception duplex. Les mêmes circuits peuvent etre décrits de façon en partie plus détaillée si l'on se réfère à la figure 3. L'oscillateur commandé en tension 22 comprend un étage à transistor à effet de champ 220 constituant l'élément actif de l'oscillateur couplé en parallèle à une bobine réglable 221, dont l'une des bornes est reliée à une diode à capacité variable ou varicap 222 ; celle-ci est par ailleurs reliée par un condensateur 223 à la masse, et par une résistance 224 au circuit de somation analogique 27. La résistance 224 et le condensateur 223 jouant essentiellement un rôle de découplage, la tension de commande de l'oscillateur zgit sur la capacité de la diode varicap 222, et par là sur la fréquence d'oscillation. Les compteurs-divIseurs 21 et 24 seront réalisés à l'aide de circuits intégrés. Le compteur 21 et la partie 242 du compteur 24 seront réalisés chacun à l'aide de trois circuits intégrés modèle 7493 de TEXAS INSTRUMENTS. Le compteur 242 dont le diviseur est 4095, c'est-à-dire 163, utilise pleinement les trois circuits. Le compteur 21, dont le module diviseur est 2048 utilise l'un des circuits, le dernier dans la chaine, en diviseur par 8. Le compteur 241 est de type plus rapide, par exemple pris dans la série tECL deTXAS INSTRUNENTS. Sur la figure 3, les sorties des compteurs 21 et 4 sont appliquées au discriminateur de phase 25, représenté comme le circuit intégré 4024 vendu par MOTOROLA. Ce circuit est équipé de façon connue en soi de résistances 250, 251, et 2, ainsi que d'un condensateur 252, qui dans leur ensemble définissent un premier circuit à constantes ae temps. Avec ce circuit la boucle d'asservissement de phase possède une fonction de transfert du second ordre du type Il. Un filtrage additionnel est fourni par les résistances 260 et 263, ainsi que les condensateurs 262, et 264 qui correspondent dans leur ensemble au circuit 26 illustré schématiquement sur la figure 1. La sortie du circuit 26 est appliquée à une résistance 270, qui forme avec trois autres résistances 271, 272 et 273 un point de sommation de courant alimentant la diode varicap 222, à travers la résistance 224. Les résistances 271 et 272 recevront une tension de + 5 volts de façon commandée par le circuit de prépositionnement 28; où elles sont reliées respectivement à deux portes logiques 281 et 282. Les portes 281 et 282 sont sous l'action des signaux S et D venant de la mémoire morte 165 de la figure 2. L'homme de l'art comprendra que cette boucle d'asservissement maintient l'égalité entre les fréquences F2 et F3 appliquées au discriminateur de phase 25. Selon la présente invention, la fréquence F de l'oscillateur sinusoïdal 22 est susceptible d'être commandée pour couvrir largement l'intervalle de fréquence à produire. La fréquence de l'oscillateur 22 est par exemple variable entre 130 et 180 lHz. La fréquence r3 est égale à cette même fréquence F divisée par le module Q du compteur 24. De son côté, la fréquence F2 est égale à F1, divisée par le module P/2 du compteur 21. Or, F1 est elle-même constituée, par le fait du modulateur de débit 20, de la fréquence F0/2, augmentée et diminuée de deux autres Quantités qui sont nettement plus petites, à cause du facteur diviseur 10 produit par les compteurs 12 et 13. L'ordre de grandeur de F1 est donc F0/2. L'ordre de grandeur de F2 est alors r0/2 divisée par P/2, c 'est-à-dire F0/P. De l'autre côté, la fréquence F3 est simplement égale à F/Q. Du fait que F3 = F2, avec F2 = 2 . F1/P, et F3 = F/Q, on déduit la relation F = 2 . K . F1, où K = Q/?. Les facteurs P et Q jouent que par leur rapport dans la relation entre F et F1 Par contre, le facteur diviseur Q contribue par le compteur 24 à définir la constante de temps de la boucle d'asservissement agissant sur l'oscillateur 22. Le facteur diviseur P, par le compteur 21, possède un rôle de filtrage, en coopération avec le compteur 13, puisque ces deux compteurs apparaissent en série sur la sortie des synthétiseurs 14 et 15. Ce filtrage permet d'éliminer ie bruit de fréquence des synthétiseurs qui a été mentionné plus haut. En reprenant raintenant la relation exacte entre la fréquence F1 et la fréquence F0, et en y remplaçant le nombre N par N1 + 4N.2, il vient puis, Cette équation va se décomposer en différentes ex- pressions suivant la valeur de N1 et N2. a) Si le numéro de canal C va de GO à 39, on a N1 = 2 . C b) Si le numéro de canal C va de 60 à 89, on a N1 = 2 . (C - 60) + 1 L'homme de l'art comprendra que, dans cette équation, l'ordre de grandeur de la fréquence F est égal à K. F0. De plus, le "grain" de fréquence, c'est-à-dire la plus petite variation de fréquence, obtenue en faisant varier N1 dune unité, est K . F0/D . T. Enfin, l'excursIon de fréquence que l'on peut obtenir en faisant varier N1 + 4N2 de O à T est égale à K . F0/D. Pour l'application en radiotéléphonie V H F, le demandeur a fixé l'ordre de grandeur des fréquences à obtenir à 160 2, et le nombre Z à 18. De ce qui précède, il résulte que la fréquence F0 est alors choisie égale à 80/9 de MHz avec une stabilité relative de 10-5, ce qui donne F0 = 8,889 MHz. Le demandeur a fixé les grains de fréquence à 25 kHz, ce qui correspond à l'écart entre les fréquences des différents canaux. De l'équation K . F0/D . T = 25 kHz, compte tenu de K . Fo = 160 Mhz, on tire D . T = 6400. Enfin, l'excursion de fréquence est sensiblement égale à 16 MHz, c'est-à-dire à 1/10 de 160 MHz. On en tire que D = 10 et T = 640, valeurs qui sont précisément celles données dans l'exemple préférentiel. En se référant toujours à l'application aux transmissions radiotéléphoniques V H F, le demandeur a observé qu'en prenant N2 = 120 pour l'émission, les fréquences obtenues en fonction du numéro de canal C obéissent sensiblement aux relations suivantes - Si C va de 00 à 39, F = 156 000 + 50 . C (en kilohertz) - Si C va de 60 à 89, F = 156 000 + 50 . (C - 60) + 25 (en kilohertz). Ces relations sont précisément celles qui relient la fréquence centrale de canal F au numéro de canal C. On peut bien entendu concevoir facilement des variantes du dispositif préférentiel décrit ci-dessus, par exemple en changeant les signes des modificatlons de fréquence appliqués au circuit modulateur de débit20. Cela s'obtient facilement en échangeant les entrées + et - de celui-ci. On peut également changer tout ou partie des valeurs des paramètres K, D, T, C, à condition de tenir compte des explications qui ont été données ci-dessus après la description détaillée du mode de réalisation préférentiel de l'invention. il est toutefois avantageux de faire en sorts que le produit des quantités D et T soit égal à une puissånce entière de 2, ou bien à une puissanc-e entière de 10, ou bien au produit d'une puissance entière de 2 par une puissance entière de 10. De plus, il s'est avéré souhaitable que le mame produit D . T soit inférieur cu égal à 10 000, et de même qu'il soit supérieur ou égal à 2 000. Le poste mobile décrit à titre préférentiel ne comporte pas le mode semi-duplex franco-belge. Une variante de réalisation donne facilement ce mode de transmission. Pour le semi-duplex franco-belge, il suffit de prévoir la valeur adéquate du paramètre N2, qui serait de 3. Bien entendu, pour le fonctionnement en duplex vrai, il faudra, après 7a source de fréquence 10, deux voies similaires à synthétiseurs 14 et 15 avec diviseur 13, et deux ad ditonneurs binaires 161. De plus, le modulateur de débit 20 et tous les circuits 21 à 27 devront etre doublés. Pour l'un des ensembles ainsi obtenus, on aura E = 1, S = O = D. Pour l'autre ensemble, on a E = O, S = O et D = 1 pour un canal duplex ; E = O, S = 1, D = 0 pour un canal simplex. En fonctionnement duplex vrai, il nty a de commun tion de fréquence que lorsqu'on change de c-anal ; par contre, dans les autres modes, il y a commutation chaque fois que l'on passe d'émission en réception, et inversement. Pour éviter que ces commutations de la boucle d'asservissement de l'oscillateur 22 ne produisent du bruit à l'émission, le circuit monostable 169 inhibe temporairement l'émizsion. Cela dure tant que se poursuit le changement de valeur du nombre N appliqué au synthétiseur, et la constante de temps du monostable 169 est convenablement choisie à cet effet. Dans la description qui précède, la fréquence F de l'oscillateur commandé 22 est supposée égale aux fréquences désirées. Dans une variante intéressante, F peut être un sousmultiple des fréquences désirées. Par exemple, F peut être la moitié des fréquences désirées. Un doubleur de fréquence donne alors les hétérodynes de réception. Pcur l'émission, la modulation se fait de préférence sur un sous-multiple de F, par exemple F/9, et l'on procède à une-multipication de fréquence par 18 après la modulation, ce qui donne la fréquence à émettre. Bien entendu, il est clair que la présente invention peut s'appliquer aussi dans d'autres domaines que la radiotéléphonie VHF, dès lors que l'excursion de fréquence désirée est égale à un multiple entier d'un grain de fréquence. REVENDICATIONS 1. Source de fréquence commutable, notamment pour émetteur-récepteur à très haute fréquence ou V H F, caractérisée par le fait qu'elle comprend - un oscillateur à quartz, apte à délivrer une fréquence très stable sous forme d'impulsions, - un circuit de gradation de fréquence, comportant au moins un synthétiseur de fréquence à commande numérique, ce circuit étant couplé à l'oscillateur à quartz afin de fournir une fréquence graduelle, qui est constituée d'une fraction, commandée par degrés, des impulsions de sortie de l'oscillateur à quartz, - un circuit modulateur de débit d'impulsions couplé à l'oscillateur et au circuit de gradation de fréquence, pour fournir une fréquence de sortie liée à la fréquence de l'oscillateur à quartz, mais décalée selon ladite fréquence graduelle, et - un moyen de commande numérique apte à commander ledit synthétiseur sur un nombre choisi dans un ensemble de nombre préétablis, liés au numéro de voie, et à l'état d'émission ou réception du poste. 2. Source de fréquence commutable selon la revendication 1, pour radiotéléphonie dans la gamme de valeurs de fréquences allant de 140 à 160 2Ez, caractérisée par le fait que la sortie du circuit modulateur de débit d'impulsions est dans un rapport fractionnaire avec une valeur de fréquence comprise dans ladite gamme. 3. Source de fréquence selon l'une des revendications 1 ou 2, caractérisée par le fait que ledit oscillateur est agencé pour fournir aussi une fréquence double et synchrone de ladite fréquence très stable, que le circuit de gradation de fréquence est couplé à I'oscillateur pour recevoir la fréquence très stable, et que le circuit modulateur de débit d'impulsions est couplé à l'oscillateur pour en recevoir à la fois la fréquence très stable et le double de celle-ci. 4. Source de fréquence selon la revendication 3, caractérisée par le fait que le-circuit de gradation de fréquence comporte, en parallèle, d'une part un diviseur de fréquence seul, et d'autre part un autre diviseur de fréquence ayant même nombre entier diviseur que le premier, monté en série sur ledit synthétiseur à commande numérique, et que le circuit modulateur de débit d'impulsions est à entrées séparées de dêcalge de fréquence positif et négatif respectivement, l'une des entrées de décalage recevant la sortie du diviseur de fréquence seul, et l'autre recevant la sortie du diviseur de fréquence qui est monté en série sur le synthétiseur. 5. Source de fréquence selon la revendication 4, caractérisée par le fait que les deux diviseurs de fréquence sont des diviseurs par 10 et le synthétiseur à commande numérique est de module 640. 6. Source de fréquence selon l'une des revendications 1 à 5, caractérisée par le fait qu'elle comporte en outre un oscillateur commandé par une tension, et des moyens, comprenant une boucle d'asservissement à détection de phase, et destinés à piloter la fréquence de l'oscillateur sinusoïdal d'après ladite fréquence digitale modifiée. 7. Source de fréquence selon la revendication 6, caractérise par le fait que l'oscillateur commandé est du type sinusoldal, sa plage de fréquences comprenant la plage des fréquences à produire. 8. SOurce de fréquence selon lune des revendications 6 ou 7, caractérisée par le fait que la boucle d'asservissement comprend un premier compteur-diviseur relié à la sortie du modulateur de débit, un second compteur-diviseur couplé à l'oscillateur commandé, un discriminateur de phase monté entre les sorties de ces deux compteurs-diviseurs, et une boucle d'asservissement à sortie analogique, montée entre la sorte du discriminateur de phase et entrée de commande de l'oscil- lateur. 9. Source de fréquence selon l'une des revendications 6 à 8, caractérisée par le fait qu'elle comprend en outre un moyen pour appliquer aes tensions de prépositionnement à 1' oscillateur. 10. Source de fréquence selon l'une des revendications 1 à 9, caractérisée par le fait que le moyen de commande numé- rique comprend - des moyens de présélection d'un numéro de canal, et de transcodage de ce numéro sous forme binaire, et - des moyens pour appliquer, comme commande numérique du circuit de gradation de fréquence, une combinaison additive de chiffres du numéro de canal avec d'autres chiffres binaires qui sont ceux d'un nombre choisi parmi un groupe de nombres préétablis, liés au moins à l'état d'émission ou de réception du poste.