L'invention concerne des circuits destinés à servir d'interfaces entre deux parties d'une voie de coanmmication. Lorsque l'on souhaite établir une communication collective ou conférence entre un certain nombre de lignes téléphoniques, il est courant d'utiliser un fonctionnement à 4 fils dans lequel les signaux de communication d'démission et de réception se trouvent sur des paires de fils individuelles. Les paires de fils provenant de chaque ligne sont alors sélectiveient interconnectées, par l'intermédiaire d'un amplificateur commun, par une matrice de commutation dont les points de croisement ont la capacité de commuter les quatre fils de chaque ligne.Lorsqu'elle est réalisée électromécaniquement, une telle matrice de commuta- tion possède une masse inhérente importante, et lorsqutelle est réalisée électroniquement, pour réduire les dimensions, la n6- cessité de quatre points de couplage par circuit de ligne la rend prohibitivement coateuse. I1 est possible d'établir des conférences ou des co-u- nications collectives téléphoniques au moyen d'impédances nAga- tives en série et en parallèle, mais l'impédance négative doit store modifiée pour des dimensions et des configurations diffé- rentes des communications collectives. La commande de l'impédan- ce négative peut Outre ennuyeuse. I1 apparait un autre problème lorsque trois postes téléphoniques ou plus sont reliés pour une commnnication collective sans circuit de conférence particulier. Dans un tel cas, il apparait une perte de l'intensité den signaux par rapport à l'intensité des signaux dans une connexion classique de deux postes télé- phoniques. L'addition d'un poste téléphonique suppldmentaire dans la communication collective réduit proportionnellement l'intensité des signaux. Lorsque les points de croisement de la matrice de commutation ont une résistance nulle, la perte de l'intensité des signaux est provoquée par la charge d'impédance suppl6sentai- re de chaque poste téléphonique ajouté. La présente invention se proposo de fournir un circuit servant d'interface entre deux parties d'une voie ou trajet de commnnication, circuit comportant des moyens pour fournir un signal de courant, représentant la valeur d'un signal sur une pre mièvre partie de trajet, à une seconde partie de trajet, et des moyens pour fournir à la première partie de traJet un signal de différence représentant la valeur d'un signal de tension sur la seconde partie de traJet moins une partie correspondant à la valeur dudit signal de courant. Plusieurs circuits d'interface de ce type peuvent être utilisés dans un système de commutation pour établir une communi- cation entre des premières parties de circuit pouvant être sélectionnées, chaque circuit d'interface étant couplé, par une seconde partie respective, à un circuit de commutation pouvant être commandé pour relier des secondes parties de traJet pouvant outre sélectionnées à une ligne omnibus commune, cette ligne omnibus étant couplée à des moyens qui font apparaître sur celle-ci un signal de tension représentant la somme des signaux de courant appliqués à la ligne omnibus par l'intermédiaire des secondes parties de traJet sélectionnées, à partir'des circuits d'interface associés. Dans une forme de réalisation préférée de l'invention, le circuit d'interface est une source de courant agencée de façon à fournir le courant équivalant au signal de tension fourni par la source d'émission. Une résistance branchée dans la ligne omnibus est alimentée par la matrice de commutation et est utilisée en commun par les circuits desservant les autres lignes de transmission en liaison. De cette manière, le signal de courant délivré par la source de courant du circuit d'extrémité est converti en un signal de tension par son passage dans la résistance de la ligne omnibus commune, et est appliqué, par l'intermédiaire de la matrice de commutation, à chacun des autres circuits d'extrémité en liaison. Lorsque la résistance-des points de croisement de la matrice de commutation est négligeable, la composante de la tension de la ligne omnibus mesurée au niveau de la sortie de la source de courant et provenant du courant fourni par chaque ligne possède une amplitude égale et opposée à celle de la tension créée dans la ligne. Dans une ligne donnée quelconque, ces tensions s'annulent mutuellement, ce qui élimine le signal de réaction. Etant donné que pour un fonctionnement non équilibré, le signal de sortie de chaque circuit d'extrémité peut être fourni sur un seul fil, la matrice de commutation est réduite à un dispositif par point de croisement, sans limiter de façon inh4- rente le nombre de lignes pouvant être interconnectées simulta nément. Dans des cas où l'on souhaite utiliser des points de croisement présentant une résistance variable, la tension renvoyée par la résistance de la ligne omnibus et par la résistance du point de croisement ne coïncide pas exactement avec la tension produite localement, et de ce fait un signal de réaction d'awpli- tude inconnue est appliqué à la ligne téléphonique, ce qui a pour résultat que la perte de retour est différente de celle apparaissant dans le cas connu ou dans le cas où la résistance des points de croisement est nulle, et que la perte de transmission est modifiée par suite du signal de réaction résultant. Dans une autre forme de réalisation de l'invention, les connexions allant de la sortie de la source de courant à haute impédance à la ligne omnibus sont séparées en trajet d'émission et traJet de réception, et chaque trajet est relié à la résistan- ce de la ligne omnibus par l'intermédiaire d'un point de croisement distinct. De cette manière, la tension renvoyée est plus proche de la tension exacte sur la ligne omnibus, et la variation de la résistance du point de croisement est négligeable lorsqu'elle est comparée à la résistance de sommation à haute impédance. La présente invention sera lieux comprise à l'aid de la description suivante de plusieurs formes de réalisation particulières données à titre d'exemple et représentées au dessin annexé dans lequel La figure I représente une forme de réalisation d'un circuit d'interface destiné à être utilisé dans un agencenent de conférence dans lequel la ligne omnibus ne comporte qu'un fil. La figure 2 représente une forme de réalisation d'un circuit d'interface destiné à être utilisé dans les cas où l'on souhaite réduire la diaphonie. La figure 3 représente une forme de réalisation d'un circuit d'interface destiné à être utilisé lorsqu'il n'est pas souhaitable que les points de croisement soient polarisés en con tint. La figure 4 représente une matrice de commutation à points de croisement doubles associée à une ligne omnibus unique. Dans la description suivante, la lettre i est utilisée pour désigner le numéro d'un circuit d'extrémité particulier. Ainsi, l'amplificateur Ai-1 associé au circuit d'extrémité PC1 correspond à l'amplificateur A1-1. De même, le transistor Qi-1 associé au circuit d'extrémité PC2 est représenté dans le cir cuit d'extrémité PC2 comme le transistor C2-1. Comme représenté dans la figure 1, chaque circuit d'ex- trémité, on réponse à une tension de transmission de signaux sur la ligne téléphonique associée, par exemple la ligne téléphonique L1, transmet un signal à la ligne omnibus B1, sous la forme d'un courant provenant d'une source de courant constituée par les transistors Qi-1 et Qi-2. La tension de signaux résultante, re- présentée comme la tension e. sur la ligne omnibus BI, est la somme de tous les courants de signaux multipliée par la résistan- ce R4.Dans chaque circuit d'extrémité, l'amplificateur Ai-1 soustrait la contribution propre de chaque circuit d'extrémité du signal de la ligne omnibus et applique le résultat amplifié à la ligne téléphonique, par l'intermédiaire des éléments Zi-1 et Ti-1. L'amplificateur opérationnel Ai-2 et les composants Zi-1, Ri-5 et Ri-3 qui lui sont associés constituent un circuit électronique hybride du type décrit dans le brevet américain n 3 824 344. Ce circuit hybride sépare les directions de transmission provenant du poste téléphonique suivant deux trajets distincts ; c'est-à- dire le trajet d'émission provenant de la sortie de l'amplifica- teur Ai-2 et le trajet de réception provenant de la sortie de l'amplificateur Ai-I. Le but du circuit à ligne omnibus unique est de recombi- ner les deux trajets de transmission sur un seul fil, tout en maintenant une transmission à 4 fils, c'est-à-dire des canaux sé- parés pouvant être distingués pour les signaux émis et reçus. Ceci est obtenu en séparant les directions de transmission sous la forme de signaux de tension ou de signaux de courant sur le même fil. Pour établir une conférence téléphonique, plusieurs circuits d'extrémité sont reliés à une ligne omnibus qui est termi- née par la résistance R4. Chaque circuit d'extrémité présente une impédance élevée à la ligne omnibus et comprend une source de courant et un amplificateur de tension. Une tension de signal sur la base du transistor Qi-1 apparaît sur l'émetteur du transistor Qi-2 sous la forme d'une tension e3. Il en résulte un signal de courant appliqué sur la ligne omnibus BI et possddant une valeur de e3/BRi-3. Si la résistance R4 est égale à la résistance BRi-3, un signal résultant es, égal à -e3, apparaît sur la ligne omnibus aux bornes de la résistance R4. Le courant total traversant la résistance R4 à un instant quelconque est la somme des contributions de tous les circuits d'extrémité. Ainsi, es est égal au symétrique de la somme des tensions e3 provenant de chaque circuit d'extrémité. De cette manière, chaque circuit d'extrémité transmet un signal à la ligne omnibus sous la forme d'un courant. L'amplificateur opérationnel Ai-1 et les composants associés Ri-3, Ci-2, BRi-1 et BRi-2, constituent l'amplificateur de tension pour le traJet de réception. Cet amplificateur détecte la tension de la ligne omnibus et l'applique au circuit hybride des circuits d'extrémité.La résistance BRi-1 sert à annuler la contribution propre du circuit d'extrémité envisagé au signal es, de sorte que le signal e2 est constitué par les signaux dts uni- quement aux autres circuits d'extrémité La résistance BRi-2 est branchée entre la ligne omnibus et la terre virtuelle au niveau du noeud d'entrée de l'amplificateur A7-?, et de ce fait l'impédance vue en regardant dans le circuit d'extrémité à partir du bus B1 est égale à celle de la résistance BRi-2 en parallèle avec l'impédance de collecteur composée des transistors Qi-l et Qi-2. Cette impédance est approximativement égale à la valeur de la résistance Bai-I. Si la résistance BRi-2 est beaucoup plus importante que la résistance R4, les niveaux de signaux ne sont pas notablement affectés lorsque de nouveaux circuits d'extrémité sont introduits dans une conférence téléphonique. Ainsi, en utilisant la technique d'une ligne omnibus unique telle qu'elle vient d'être décrite, on peut ajouter de nombreux circuits d'ex trémité à une conférence téléphonique, avec une perte faible. Le condensateur Ci-2 interrompt la boucle de réaction continue dans le circuit d'extrémité, assurant une stabilité à faible fréquence et une faible tension de dérive dans l'amplificateur Ai-I. En outre, si on utilise une valeur purement ohmique pour la résistance R4, la tension continue sur la ligne omnibus B1 varie avec le nombre de circuits d'extrémité, étant donné que chaque circuit d'extrémité prélève du courant continu ainsi qu'un courant de signal par l'intermédiaire de la résistance R4. Le condensateur Ci-2 évite aussi que la tension continue de la ligne omnibus ne sature l'amplificateur Ai-I. La stabilité de conférences téléphoniques importantes peut être améliorée en réglant le rapport de la résistance BR1-2 à la résistance R4. En abaissant ce rapport, la charge de la li- gne omnibus est réduite de manière contrôlée lorsque de nouveaux circuits d'extrémité sont introduits dans une conférence, par la mise en parallèle des résistances Bai-2 avec la résistance R4, ce qui donne une valeur efficace plus faible pour la résistance R4. Ceci abaisse le gain alternatif et inJecte une réaction négative, de façon incrémentale, lorsqu'un nombre plus important de circuits d'extrémité est introduit dans la conférence tdléphoni- que.Par exemple, si le rapport de la résistance BR1-1 à la rd- sistance R4 est égal à 25, le gain est réduit d'approximativement 0,4 dB pour chaque nouveau circuit introduit. La figure 2 représente une version équilibrée des circuits d'extrémité destinés à être utilisés dans des applications où la diaphonie ou le bruit induit constitue un problème. L'amplificateur 2Ai-3, la résistance 2Ri-12 et la résistance 2R1-20 ont été ajoutés pour fournir un signal déphasé par rapport au signal provenant de l'amplificateur 2Ai-2. Ce signal déphasé est appliqué aux transistors 2Qi-3 et 2Qi-4 ainsi qu'à la résistance 2R1-9, qui agissent comme source de courant de signaux pour le second traJet de la paire de lignes omnibus équilibrée.Ce signal est appliqué à une seconde ligne omnibus 2B2 par l'intermédiaire du point de croisement 2XPi-I. Les résistances 2BRPi-1, 2BRPi-2 et 2Ri-11 ainsi que le condensateur Ci-3 sont ajoutés à l'amplifica- teur Ai-1 pour le transformer en un amplificateur à ente équi librée. Gracie à un tel agencement, le circuit est sensible uni quement au signal différentiel apparaissant entre les lignes omnibus 2B1 et 2B2.Des signaux en mode commun qui sont en phase l'un avec l'autre, par exemple un bruit induit, sont rejetés par l'amplificateur équilibré Ai-1, ce qui fournit un circuit ayant une bonne protection vis-à-vis de la diaphonie et du bruit. Le circuit d'extréité 2PCN, représenté dans la figure 2, est agencé pour un fonctionnement à 4 fils dans lequel la transmission à partir du poste téléphonique arrive sur les paires de conducteurs de réception TR et RR, et la transmission vers le poste téléphonique est renvoyée sur les paires de conducteurs TT et RT.Etant donné que les directions de transmission sont séparées, il n'est pas nécessaire de relier la sortie de l'amplifica- teur 2AN-1 à l'entrée de l'amplificateur 2AN-2, comme représenté dans le circuit d'extrémité 2PC1. Les résistances 2RN-37 et 2RN32 sont utilisées corne terminaisons entre l'entrée du circuit d'extrémité et la sortie du transformateur 2T11-N, tandis que la résistance 2RN-30 est utilisée corne terminaison entre la sortie du circuit d'extrémité et l'entrée du transformateur 2T1-N.Sous tous les autres rapports, le circuit d'extrémité 2PCN fonctionne de la même manière que le circuit d'extrémité 2PC1. On remarquera, par rapport aux circuits d'extrémité représentés dans la figure 1, que n'importe lequel ou tous les circuits pourraient être du type à 4 fils, on séparant la connexion croisée entre l'amplificateur Ai-1 et l'amplificateur Ai-2, et en ajoutant les résistances représentées dans le circuit d'extrémité 2PC1. Les circuits d'extrémité de la figure 3 fonctionnent de la même manière que celle qui a été décrite pour les figures 1 et 2, excepté que la source de courant à transistors est re- placée par une source de courant à amplificateur opérationnel comportant un amplificateur opérationnel 3li-3 et des résistances associées 3Ri-6, 3R1-7, 3Ri-8 et 3Ri-3. Cette source de courant peut être utilisée lorsque l'on souhaite uniquement un signal de courant et non un courant de polarisation continu. Plusieurs types de points de croisement, par exemple réalisés suivant la tech- nique MOS complémentaire, fonctionnent b10n avec ce circuit bien trémité. Un point de croisement XP1-O qui présente une résistan- ce non nulle a pour effet que les courants circulant dans les ré- sistances BRl-l et BR1-2 sont différents du fait de la chute de tension aux bornes du point de croisement XP1-O pouvant résulter on une annulation imparfaite, ce qui conduit à des variations de gain dans la ligne omnibus unique et à une modification des pertes en retour. Bien qu'il y ait habituellement une mauvaise adaptation des impédances dans le système, il peut être souhaitable de contrôler les effets dts à la variation de résistance dos points de croisement.En utilisant un point de croisement supplédentaire par circuit d'extrémité, le contraste de gain est réduit et la perte on retour du système est rendue indépendante de la variation de la résistance du point de croisement. Le montage de base des circuits d'extrémité à double point de croisement est représenté dans la figure 4. Les circuits d'extrémité IPCI et 1PC2 sont reliés à une ligne omnibus con un ne B1, par l'intermédiaire des points de croisement 1XP1-0, 1XP1-1, 1XP2-0 et IXP2-I. Dans cette nouvelle configuration, on obtient une annulation presque parfaite, du fait que la chute de tension aux bornes du point de croisement 1XP1-0 n'affecte pas la chute de tension aux bornes de la résistance 1R4, et que la chute de tension aux bornes du point de croisement 1XP1-0 est né- gligeable étant donné qu. la valeur de la résistance 1BR1-1 est très supérieure à la résistance du point de croisement 1XP1-0. Avec une annulation parfaite, cette configuration donne lieu à des gains de transmission et à des pertes en retour identiques à ceux obtenus avec une configuration à un seul point de croisement dans laquelle les points de croisement ont une résistance nulle. En se référant à la figure 1, avec une résistance non nulle du point de croisement et une adaptation imparfaite des im- pédances, le signal reçu au niveau du circuit d'extrémité 1PC2 peut tre exprimé par avec et rs désignant la résistance du point de croisement. De même, le signal de retour au niveau du circuit d'extrémi- té 1PC1 peut être exprimé par : #r = R4 + rs - BR1-3 étant la variation de la résistance du point de croisement. La valeur de BR1-3 est choisie de façon que R4= rsn dans ce circuit, rsn étant la résistance nominale du point de croisement. D'après les équations (1) et (2), on peut voir que lorsque # = 0, rs = 0 et #r = 0, c'est-à-dire lorsque l'adaptation d'impédance est parfaite et que la résistance du point de croise- ment est nulle, on a : BR1-3 = R4 et e1 = 1/2 eg, e2 = 0. Par conséquent, le système est transparent et la perte en retour est infinie, comme prévu. Lorsqu rs, #r et # ne sont pas nuls, lo système pré- sente des problèmes de contraste de gain, de perte en retour et de perte de transmission. En utilisant un point de croisement supplémentaire par circuit d'extrémité, on peut obtenir un agen cernent de réaction différent, comme représenté dans la figure 1 Avec cet agencement de réaction, les propriétés concernant le contraste de gain, la perte en retour et la perte de transmission de ce système sont améliorées. Du point de vue physique, ceci peut être expliqué de la façon suivante. D'après la figure 4, on voit que la résistance 4BR1-3 de la source de courant constant est égale à la valeur de la résistance 4R4 qui est la résistance de la ligne omnibus. Par conséquent, le signal apparaissant aux bornes de la résistance 4R4 est égal à -le3. Ceci diffère de l'agencement représenté dans la figure 2 dans lequel la tension aux bornes de la résistance R4 est le signal de sortie de la paire de transistors Q1 multiplié par le rapport des résistances R4/BR1-3 (avec BR1-3 = R4 + rsn). Lorsque ce signal est émis vsFs l'autre circuit d'ex trémité, on voit que dans la figure 4 le point de croisement est en série avec la résistance 4BR1-2 dans le traJet de réaction. La valeur de la résistance 4BR1-2 est de 100 kab tandis que la résistance d'un point de croisement est aux environs de 100 Jw Par conséquent, la variation de la résistance du point de croisement est absorbée par la valeur trés importante de la résistance 4BR1-2, et par conséquent on obtient une annulation presque com- plète à l'entrée de l'amplificateur lALI. Le contraste de gain est réduit du fait que la variation de rs a un effet très faible sur rs + 4BR1-2. Pour la même raison, étant donné que l'annulation de la réaction n'est pas affectée beaucoup par la variation de rs, la perte en retour devient indépendante de la variation de rs.La perte de transmission est également réduite du fait que le rapport rs/4BR1-1 est très faible. Mathématiquement, ceci peut être vérifié de la façon suivante. D'après la figure 4, on a 4eut5 -----I+P (le6). En combinant ces équations, on a Les équations (1), (2), (3) et (4) peuvent être utilisées pour montrer l'amélioration du contraste de gain, de la perte de transmission et de la perte en retour du système. En supposant qu'il existe une mauvaise adaptation d'impédance de -12 dB ( P = 0,25) dans le système, et en supposant que la résistance du point de croisement rs = 100 + 60J, dans le pire des cas le contraste de gain pour un seul point de croisement est de 0,91 dB et de 0,0175 dB pour un double point de croisement. La perte de transmission pour un seul point de croisement est de -2,2 dB et de -0,023 dB pour un double point de croisement, tandis que la perte en retour pour un seul point de croisement est de -12,9 dB et de -14,2 dB pour un double point de croisement. D'après les résultats ci-dessus, on voit que l'on peut obtenir une amélioration du contraste de gain, de la perte de transmission et de la perte en retour du système en utilisant un double point de croisement avec des circuits d'extrémité d'impé- dance élevée et une seule ligne omnibus. Dans un système téléphonique à touches classique , le contraste de gain pour une conversation d'une ligne à l'autre doit être au maximum de 0,5 dB à 7 kHz. Avec l'agencement de contre-réaction à un seul point de croisement, le contraste de gain de 0,91 dB ne satisfait pas à cette exigence. Le schéma à double point de croisement décrit ici permet de résoudre ce problème. Le nombre total de poinbsde croisement dans le système peut btre réduit si les points de croisement supplémentaires sont utilisés uniquement pour les circuits de ligne qui sont sujets au problème du contraste de gain. On comprendra que l'utilisation de deux points de croisement par circuit d'extrémité n'affecte pas le fonctionnement du circuit à ligne omnibus unique, mais sert uniquement à éten- dre l'efficacité d'un tel circuit d'extrémité. Par exemple, on peut utiliser des circuits à un seul point de croisement et à deux points de croisement en association avec la même ligne omni- bus ; le circuit à double point de croisement est alors associé aux lignes dans lesquelles peuvent apparaître des problèmes de contraste de gain.Un tel agencement sert à réduire le nombre de points de croisement nécessaires dans le système. Cette forme de réalisation peut également etre utilisée avec l'agencement de transmission équilibré représenté dans la figure 2, ainsi qu'avec l'agencement de transmission non équilibré représenté dans la figure 4. Bien que le fonctionnement des circuits d'extrémité ait Qtd décrit en se référant à un système de conférence téléphonique entre plusieurs circuits d'extrémité, un tel circuit d'extrémité peut être utilisé dans d'autres cas où il est important de séparer le sens de transmission sur un traJet unique. Par exemple, dans des réseaux de commutation qui sont agencés pour un fonction vexent à 2 fils, il est quelquefois nécessaire d'interconnecter deux circuits d'extrémité à 4 fils en tant lignes intermédiaires avec un trajet unique. Dans les systèmes actuels, une telle interconnexion est réalisée au moyen d'un circuit hybride. Le circuit d'extrémité suivant l'invention peut être utilisé à la place d'un tel circuit hybride. Dans ce cas, l'impédance de sommation commu- ne peut être associée à un des circuits d'extrémité ou au réseau de commutation. R E V E N D I C A T I O N S 1. Circuit servant d'interface entre deux parties d'une voie de communication, caractérisé par le fait qu'il comporte des moyens (Q1-2 ; 2Q1-2 ; 2Q1-4 ; 3A2-3 ; 4Q1-2) pour fournir un signal de courant représentatif de la valeur d'un signal sur la première partie (T1-1 ; 2T1-7 ; 3T1-1 ; 4TI-I) du trajet à la seconde partie (XP1-0 ; 2XP1-0 ; 2XP1-1 ; 3XP1-0 ; 4XP1-1) du trajet ; et des moyens (A1-1 ; 2A1-1 ; 3A1-1 ; 4A1-1) pour fournir à la première partie de trajet (T1-1 ; 2T1-1 ; 3T1-7 ; 4T1-1) un signal de différence représentatif de la valeur d'un signal de tension sur la seconde partie de traJet (XP1-0 ; 2XP1-0 ; 2XP1-1 ; 3XP1-0 ; 4XP1-0) moins une partie correspondant à la valeur dudit signal de ceurant. 2. Circuit suivant la revendication 1, caractérisé par le fait que les moyens (3A2-3) pour fournir un signal de courant comportent un pont équilibré à haute impédance. 3. Circuit suivant la revendication 1, caractérisé par le fait que les moyens (Q1-2 ; 2Q1-2 ; 2Q1-4 ; 4Q1-2) comportent au moins uno source de courant à haute impédance. 4. Circuit suivant l'une quelconque des revendications 1 à 3, caractérisé par le fait qu'il comporte des doyens (C1-2 ; 2C1-2 ; 2C1-3 ; 3C1-2 ; 4C1-2) pour empêcher la polarisation continte d'affecter les moyens (A1-1 ; 2A1-1 ; 3A1-1 ; 4A1-1) pour fournir un signal de différence. 5. Circuit suivant l'une quelconque des revendications 1 à 4, caractérisé par le fait que les moyens (Q1-2 et A1-1 ; 3A2-3 et 3A-1) sont couplés à une borne commune pour être reliés à une seconde partie de trajet à fil unique (XP1-0 ; 3XP1-0). 6. Circuit suivant l'une quelconque des revendications 1 à 4, caractérisé par le fait que les moyens (2Q1-1, 2Q1-4) sont agencés de façon à fournir un signal de courant équilibré à une seconde partie de trajet à deux fils (2xP1-0, 2XP1-1), et à y faire apparaître un signal de différence représentatif d'une tension équilibrée. 7. Circuit suivant l'une quelconque des revendications 1 à 4, caractérisé par le fait que les moyens (4Q1-2, 4A1-1) sont couplés à des bornes respectives pour être reliés à des bornes respectives (4XP2-1 ; 4XP2-0) de la seconde partie de trajet. 8. Système do commutation pour établir une commutation entre des premières parties de traJet de communication pouvant entre sélectionnées, comportant plusieurs circuits d'interface pour relier les premières parties de traJet respectives et res pectivenent couplés, par une seconde partie de trajet, à un circuit de commutation, caractérisé par le fait que lesdits circuits d'interface (PC1 ; 2PC1 ; 3PC1 ; 4PC1) sont respectivement réalisés suivant l'une quelconque des revendications 1 à 7, et par le fait que lescircuitsde commutation (XP1-0 à XPN-O ; 2XP1-0 à 2XPN-1 ; 3XP1-0 à 3XPN-0 ; 4XP1-0 à 4XPN-1) peuvent être commandés pour relier des secondes parties de traJet pouvant être sélectionnées à une ligne omnibus commune (B1 ; 2B1 ; 232 ; 3B1 4B1), la ligne omnibus étant couplée à des moyens (R4 ; 2R4-1 ; 2R4-2 ; 3R4 ; 4R4) pour faire apparattre sur la ligne omnibus un signal de tension représentatif de la somme des signaux de courant appliqués à la ligne omnibus par l'intermédiaire des secondes parties de traJet sélectionnées à partir des circuits dtinterface associés. 9. Système de commutation suivant la revendication 8, caractérisé par le fait que lesdits circuits d'interface sont réalisés suivant la revendication 6, et que le circuit de commu- tation (2XP1-0 à 2XPN-1) peut être commandé pour relier chacun des deux fils des secondes parties de traJet sélectionnées à des lignes omnibus respectives (2B1, 2B2) comportant respectivement des moyens (2R4-1, 2R4-2) pour fournir ledit signal de tension. 10. Système de commutation suivant la revendication 8, caractérisé par le fait que ledit circuit d'interface est réalisé suivant la revendication 7, et que les moyens de commutation (4XP1-0 à 4XPN-O) peuvent être commandés pour relier séparément chacun des deux fils de la seconde partie de traJet à une ligne omnibus commune unique (4B1).