L'encombrement dss réseaux de transmission conduit à utiliser des modes de transmission où l'utilisation de la bande spectrale disponible est poussée au maximum. Cette tendance est particulièrement forte dans le domaine du télétraitement où le nombre de données à transmettre par unité de temps augmente 5 constamment. On connait dans l'art antérieur des modes de transmission utilisant au maximisn des spectres relativement étroits et concernant des codages de données à transmettre fournissant digitalement des signaux répondant aux nécessités précitées. De tels systèmes élaborés présentent parfois des problèmes de compa-10 tibilité avec les techniques les plus couramment utilisées. En effet ils nécessitent généralement des moyens de démodulation spéciaux ce qui accroît le prix et la complication des installations. La présente invention a pour objet un système de transmission où à partir des données on génère digitalement des signaux qui à la réception sont justi-15 ficiables de démodulations classiques, telles que les démodulations de phase. La figure 1a représente le type de "signaux unitaires" utilisés pour une donnée. La figure 1b représente une suite possible dans le temps de plusieurs signaux unitaires au cours d'un message. 20 La figure 1c représente une auti*position possible des signaux du canal 2 par rapport à ceux du canal 1. La figure 2a donne des aspects de la génération analogique équivalente dans le cas de la figure 1b. La figure 2b donne le mime aspect dans le cas de la figure 1c. 25 La figure 3 reprend la figure 1b pour un plus grand nombre de données. La figure 4 représente le schéma de principe du codeur, l'évolution des signaux en lignes et dans les registres. La figure 5 représente un mode schématique de réalisation possible. Les figures 6a et 6b donnent un schéma de récepteur. 30 La figure 7 donne un schéma du spectre du signal; La figure 8 donne.l'exemple d'un autre ensemble de signaux. Soit les éléments de la figure laj les données à transmettre sont les données A B C D ... qui se présentent à l'entrée du transmetteur à la vitesse 1/T. On considère ces données de deux en deux, les données A, C, E ... étant les 35 données du canal 1 (ch 1), les données B, D, F ... celles du canal 2 (ch 2D. A chaque donnée du canal 1 on fait correspondre un signal du type indiqué en ch1 sur la figure 1a, signal qui est une approximation digitale du signal du type To. sin I Cir/2T) t I . ^ „ r° " q t*/2T) t 003 1 t2ir/zn t 1 69 15338 2041719 - q est un nombre algébrique qui peut prendre notamment et non exclusivement la valeur ±1 si la donnée est du type binaire, cas où on a le signal digital représenté ou le signal symétrique par rapport à x' x. A chaque donnée du canal 2 on fait correspondre un signal du type indiqué 5 en ch2 sur la figure 1a, signal qui est une approximation digitale du signal du type r'o q' sin I (ir/2T) t I ^ , r'o = (Ï72î)~t I2ir/2T) t I - q' est un nombre algébrique qui peut prendre notamment et non exclusivement la valeur ±1 si la donnée est du type binaire. 10 Le signal digital ch1 passant dans un filtre passe-bas très simple donne une approximation très satisfaisante du signal Vo. Lb signal digital ch2 passant dans un filtre passe-bas simple donne une approximation très satisfaisant du signal r'o. A noter de suite qu'on a donné arbitrairement à chaque donnée A B C D ... 15 une même valeur (11 mais ceci dans le seul but de pouvoir se fixer le signal correspondant. Une -même référence de temps to étant prise (valable d'ailleurs à la fols pour 1a, 1b, 1c) la figure 1b montre pour chacun des deux canaux et pour l'ensemble de ceux-ci, la suite des signaux, correspondant aux données A, B, C, 20 D ... La sommation analogique en 1 des signaux ch1 donne un signal du type digital qui après filtrage simple dans un filtre passe-bas donne un signal pratiquement égal au signal S(t) = S(D sorrme des divers r correspondants. La sommation analogique en 2 des signaux ch2 donne un signal du type di-25 gital qui après filtrage passe-bas simple donne un signal pratiquement égal au signal S'(t) = Z(I"). En réunissant les deux additionneurs 1 et 2 en un seul, on effectue la sommation analogique des signaux ch1 et des signaux ch2 et on obtient un signal de type digital qui après un filtrage simple donne un signal pratiquement 30 égal à : stt) + s'(t) = Etn + s(r') Tout le raisonnement précédent s'applique en employant les signaux ch1 de la figure 1b et les signaux ch2 de la figure 1cj dans ce cas on obtient en définitive à travers un additionneur analogique rassemblant 1 et 2' un signal 35 de type digital qui après filtrage simple donne un signal pratiquement égal à set) + s" et) = zen +z'cr') La figure 2a donne des étapes de la génération analogique des signaux 69 15338 3 2041719 r st d'une suite de signaux r (ici les deux correspondant à A et C)i elle don-n8 aussi les étapes de la génération analogique des signaux I" et d'une suite de signaux I" (ici pour B et D). L'ensemble est établi pour une répartition des signaux qui est celle du canal 1 et du canal 2 de la figure 1b. 5 En accord avec la formule r - r, sin 1 (it/2T) t 1 , , * ~ Q 1 1 t cos 1 [2ir/2T j t I On voit sur la figure 2a que le signal T relatif à A résulte de la modulation d'une porteuse fc (ici fo:terme en cos I (2ir/2T) t I J par le signal sin I (ir/2T) t I m7zfTt~ ' 10 Pour ls terme relatif à C on module fo par sin I (ir/2T) (t - 2T) I (ir/2T) (t - 2T) et ainsi de suite avec les autres données. Donc p fi.i _ r — sxn I (ir/2T) (t — 2iT) 1 ■ x. * Stt) - I qi ______ cos I (2tt/2T) t I 15 en données binaires q^ = ±1 De même sur la figure 2a on voit que en accord avec la formule le signal 7T T' relatif à Q résulte de la modulation de la porteuse fo décalée de (dite fo - sur les dessins) par le signal . sin I (ir/2T) t I (ir/2T) t 20 Pour le terme 0 on module encore fo - — par + sin I (ir/2T) (t - 2T) 1 ir/2T (t - 2T) et ainsi de suite avec les' autres données. Donc e.r*! V . sin i (tt/2T) (t - 21T) i , ,,,,,, . . S (t) - 2 q ± (tt/2T) (t - 2iT) (2ir/2T) t I 1=- » 25 en binaire q'^ = ±1 En conséquence (cf figure 1b) la sommation dont on a déjà parlé dans un mSme additionneur analogique de tous les signaux ch1 et ch2 délivre un signal 69 15338 4 2041719 de type digital qui après un filtrage simple donne un signal pratiquement égal à S +00 cf4-ixc. f4.i v « Sin I (tt/2T3 (t - 2iT3 i , 4. , S[tj^S Itj « (ir/2T) fjj 2iTî cos 1 i2tt/2Tj t 1 i= -oo 1 sin £ir/2T) Ct - 21T) , ♦ S q i ( /2TJ (t - 2iT) Sin 1 l2lr/2TÎ * 1 i= -«a 5 Suivant les groupes de valeurs affectés à q et à q' cette formule corres pond à divers types de combinaison de signaux en quadrature donc à divers typas 2 2 2 de modulations-si on a: q + q' = k constante, on a les modulations de phase; le cas décrit dans la suite se rapporte à q = ±1 q'= ±1. □n peut donc obtenir directement de façon digitale un tel signal; de plus, 10 avec un filtrage très simple on obtient ainsi digitalement un signal dont le spectre est très proche du spectre théorique ce qui par génération analogique imposerait des filtres de très bonne qualité. A la réception on envoie le si--gnal reçu sur un démodulateur classique (figure 6a] à la sortie duquel on récupère les données aux instants (t=21T). 15 Un processus parfaitement identique se passe dans le cas où l'on à affaire à la répartition des signaux: ch1 figure 1b et ch2 figure 1c. L'aspect analogique parfaitement comparable est illustré figure 2b où l'on voit que sur le canal 2 on a la porteuse fo + et que l'on module si l'on peut dire en phase avec la donnée. 20 Les conclusions sont identiques à celles relatives au cas précédent; à la réception on utilise le circuit de la figure 6b où l'on récupère les donnée» aux instants t = 2iT et t = (2i+1) T □ans la suite et ceci sans être limitatif la description plus détaillée 25 de la génération digitale du signal va se rapporter au cas de la figure 1b dans son ensemble. La figure 3 reprend avec un plus grand nombre de données la répartition de la figure 1b; la figure 3 a pour but de mettre en évidence le temps sur lequel s'étend l'influence d'un signal digital relatif à une donnée et de déter-30 miner les données qui interviennent dans la détermination de la valeur du "signal digital somme" à un instant déterminé. □n voit ainsi qu'au moment où la donnée H a une influence par h on a aussi l'influence de F par f_2> de D par d^, de B par b3- Pour déterminer exactement les éléments ci-dessus on doit quand H apparaît sur la ligne Da 35 d'arrivée des données à transmettre connaître encore les valeurs F.D.B; puis 69 15338 5 2041719 on a simultanément g_2, e^, c^, a2> ensuite h_3, f^, db2, puis Eo... ainsi de suite. Pour générer les signaux on va donc utiliser un ensemble comportant notamment un registre à décalage R et des circuits additionneurs analogiques A . A. A l'examen de la figure 3 on doit associer celui de la figure 5 4 où l'on a, en fonction du temps, l'évolution des valeurs sur la ligne Da d' amenée des données à émettre, sur les diverses (ici 7) positions du registre R et sur l'entrée du filtre passe-bas F P B qui reçoit le "signal somme" de type digital. On voit aussi (générés par des circuits d'horloge Hg qui n'ont rien de spécifique en eux mêmes) la base de temps Cl de la transmission, des 10 signaux "portes" Pi P2 P3 P4 qui commandent des circuits ET et OU; ces circuits permettent, à un instant correct, pendant un intervalle de temps déterminé, et à partir du contenu des positions déterminées du registre et/ou de la valeur en Da de provoquer en A . A la génération des niveaux correspondant aux impulsions pondérées du moment et en définitive la génération du niveau 15 somme correspondant à la résultante des impulsions pondérées agissant simultanément à ce moment. Ainsi, par exemple, (en associant toujours les figures 3 et 4) on voit qu'au moment où la donnée H apparait sur la ligne Da on fait apparaitre sur D'à la valeur h_^ + f_2 + d^ + b3 et ceci pendant l'intervalle de temps T/2 20 qui est d'ailleurs la durée de P1; pendant l'intervalle de temps T/2 suivant, on fait apparaitre sur D'à la valeur g_2 + + c^ + a2 et ainsi de suite. On voit aussi que quand H est sur Da les données F, D, B et G, E, C, A sont dans les positions T2, T4, T6 et T1, T3, T5, T7 du registre R. La figure 5 donne un schéma plus détaillé d'une réalisation possible pour 25 le registre R et pour l'additionneur analogique A,A. Les niveaux correspondants aux Xo, ... x^, et aux sont connus puisque c'est les niveaux correspondant des signaux T et I". Dans le cas illustré les éléments Xo, x^ (canal 1), y^ (canal 2) peuvent prendre chacun deux valeurs ±|Xo |,± |x^|,± ]|j dans ces conditions on détermine que le "niveau somme" des éléments en y^ peut pren-30 dre 16 valeurs possibles les valeurs extrêmes étant ± 1,329; de même on détermine que le "niveau somme" des éléments x^ peut prendre neuf valeurs possible entre ±1,4. On a la possibilité de générer tous ces niveaux entre 0 qui correspond à -1,4 et un niveau maximum 2,8 correspondant à + 1,4; c'est selon ce point 35 de vue que l'on a conçu l'ensemble de la figure 5. Selon qu'à une donnée positive correspond un élément Xo, x^, y^ positif ou négatif on utilise la sortie haute ou basse de la position où la donnée correspondante est enregistrée. Par exemple,, on voit que, comme cela a été indiqué figure 4, pour envoyer 40 g_2 + e_^ + c^ + a2 les signaux P2 sont appliqués à des circuits ET qui reçoi- 69 15338 6 2041719 vent la sortie convenable des positions T1, T3, T5, T7. Si la succession des données G, E, C, A est telle que les éléments g_2 e_,j c^ et a2 soient tous négatifs, on aura le niveau minimum que l'on doit atteindre pour l'ensemble des sorties Sch1 basses et aussi Sch2 basses puisqu'à cet instant P1 et P3 sont 5 bas; dans le cas opposé toutes les sorties Sch1 seraient hautes. Un raisonnement analogue s'applique pour les éléments-en y^ par exemple quand on généré h_4 + f_2 + d^ + bg sous le contrôle de la porte P1. Si les donnés H, F, D, B sont tels que h_^, f_2* d^, b^ soient tous négatifs on a le signal somme minimum: -1,329 c'est-à-dire, dans l'ensemble de niveaux décalés, 10 utilisés3 + 0,071. Ce signal est obtenu avec toutes les sorties Sch2 basses mais les sorties Sch1 sont aussi basses à cause de P2 et P4. Hors, on a Vu (dans le cas des éléments du canal 1) que pour Sch1 et Sch2 basses on a le niveau 0; donc, quand on traite des données du canal 2 (termes en y^), on doit ajouter un niveau de compensation (0,071 dans notre cas) ce qui est fait ici 15 sous le contrôle des impulsions Cl (réf. figure 4). La figure 5 montre aussi dans le cadre de l'exemple le détail d'un commutateur Sw contrôlant l'attaque du sommateur analogique A Après avoir décrit en détail l'invention dans le cas ds signaux répondant en définitive à la formule I, il est nécessaire de faire remarquer que la formule I est un cas particulier d'une forme plus générais da la formule de modulation, forme plus générale qui est 25 II „ _ sin (ir/2T) (t - 2iT) „ qi (ir/2T) (t - 2iT) cos 2ïï tfcî t . „ sin (ir/2T) (t - 2iT) „ + E q i (ir/2T) (t - 21T) Sln 2* Cfc) * Les remarques et relations données entre q et q' au sujet de la formule I sont identiquement applicables à II dont I est un cas particulier. Il est possible de façon identique au cas décrit de générer digitalement 30 des signaux correspondant à d'autres cas particuliers de cette formule II. C'est ainsi qu'il est possible de générer comme précédemment des signaux correspondant à 69 15338 7 2041719 sin I (tt/2T) (t-2iT) I „ 2n-1 I qi (ir/2T) Ct - 2iT) ' Cos ~W t3 , sin I (ir/2T (t - 2iT) I 2n-1 + l ,q i (ir/2T Ct - 2iT) ' Sin C2ir 1T ^ La figure B correspond au cas où n=2 et avec une disposition des données similaire à celle de la figure 1b. 5 II est inutile de décrire en détail plus avant car le processus est iden tique à celui que l'on a décrit; on utilise un ou des registres dont le nombre de positions est fonction de la durée totale du signal élément digital utilisé. On détermine de façon similaire les instants, la durée des échantillonnages, les positions à analyser. 10 A remarquer aussi que l'approximation la meilleure du spectre réel (traits pleins figure 7) obtenus, compte tenu notamment du nombre obligatoirement limité du nombre d'impulsions employées, est réalisée en affectant les signaux de base que lfon généré par impulsions, d'un coefficient correctif f(x) tel que par exemple 15 cos (a x) 1 - (a 2x/ir2 a = coefficient algébrique Pour o » 0,5 on a : sin ïït/2T cos irt/4T irt/2T 1- (t/2T)2 Une autre remarque s'impose, dans toutes les formules utilisées, à chaque données on fait correspondre un "signal unitaire" affecté d'un coefficient q^ 20 ou q'^ dans le cas étudié de données binaires chacun de ces coefficient prend deux Valeurs possibles qu'il est aisé de choisir égales à ± 1. Dans le cas où chaque coefficient q.^ ou q^ prend plusieurs valeurs possibles, ces coefficients multiplicatifs interviennent sur chaque amplitude instantanée, les signaux unitaires ne sont nullement modifiés, les points caractéristiques restent 25 invariants et les amplitudes pondérées conservent les mêmes proportions relatives. Le nombre de niveaux du "signal somme" global augmente mais l'ensemble des propriétés reste inchangé. Dans le cas où q et q' prennent plus de deux valeurs on a une modulation à plusieurs niveaux du même type que pour q=q'= ±1. 30 D'une manière générale la modulation est dd type modulation de phase no- 2 2 2 tamment lorsque l'on a q + q' « k (constante). 15338 8 2041719 O'autres combinaisons de valeurs sont possibles qui donnent d'autres variantes de modulation. Dans tous les cas le signal transmis se comporte vis à vis du réseau de transmission TNw comme un signal quelconque auquel on applique le processus du réseau. Enfin il faut noter que les circuits décrits sont donnés à titre d'exemple et que les valeurs numériques données sont des valeurs approchées. D'ailleurs, l'ensemble de la description a été donné à titre d'exemple et ne présume en rien des modifications ou adaptations technologiques, qui peuvent être apportées sans modifier l'esprit de l'invention. 69 15338 9 2041719 REVENDICATIONS 1.- Système de transmission de données où les données se présentent à la cadence 1/T à l'émetteur dans lequel à chaque donnée, on fait correspondre un signal unitaire constitué d'une séquence d'impulsions pondérées dont le nom- 5 bre dépend de l'approximation désirée, caractérisé en ce que, fc étant la fréquence centrale du spectre de ce signal unitaire: - on considère les données comme subdivisées en un premier et un deuxième groupe - on attribue à chaque donnée du premier groupe un signal unitaire compo-10 sé d'une suite d'impulsions pondérées répondant en amplitude et position au signal _ sin (ir/2T) t fJ!_, ^ q 1—î^/2j ] t cos 2ir Ifc] t q est un coefficient algébrique - on attribue à chaque donnée du deuxième groupe un signal unitaire com-15 posé d'une suite d'impulsions pondérées répondant au signal sin (ir/2T) t q UTzTt sin 2ïï (fc) t q' est un coefficient algébrique - les valeurs possibles pour q et pour q' sont déterminées à partir de la combinaison désirée entre les signaux en quadrature 2q - dans chaque groupe le signal correspondant à l'ensemble des données du groupe est le "signal somme" des signaux unitaires dans le groupe - on forme è chaque instant le "signal somme" global, somme du signal du premier groupe et du signal du deuxième groupe - on filtre le signal somme global ainsi obtenu dans un filtre passe-bas 25 simple qui délivre le signal à émettre 2.- Système selon la revendication 1 où les valeurs de q et de q' sont telles 2 2 2 que q + q' =k (k = constante! 3.- Système selon la revendication 2 où q = ±1 q' = ±1 Système selon les revendications 1, 2 ou 3 . ^ 1 30 °U fC = -r= 69 15338 10 2041719 5.- Système selon les revendications 1, 2 ou 3 °ù f°sTr n ■ 1, 2 ■11 B.- Système selon la revendication 5 5 où n = 2 7.- Système selon une des revendications précédentes où le terme en s-^n -x est remplacé par sin x • . f Cx) x la fonction fCx) tenant compte de l'approximation du spectre réel en trapèze. 10 8.- Système selon la revendication 7 où a = coefficient algébrique, tel que 0,5 9,- Dispositif de codage selon une des revendications précédentes où les séquences d'impulsions pondérées pour l'un ou l'autre des deux groupes sont obtenues par un ensemble de circuits comprenant notamment 15 - au moins un registre à décalage dont le nombre de positions dépend du nombre d'impulsions pondérées utilisées et de l'intervalle de temps sur lequel s'étend le signal unitaire. - un sommateur analogique fournissant à chaque instant, sous le contrôle de signaux chronologique, en fonction du contenu des positions du registre 20 et/ou des valeurs à l'entrée du registre, les niveaux représentatifs du"signal somme" global - un filtre passe bas recevant le "signal somme" global et délivrant le signal à transmettre. f(x) , x 1 - (2a x/ir)2