i 2059991 La présente invention concerne un double circuit, nouveau et perfectionné, de démodulation et d'amplification dont le signal de sortie est faiblement ondulé et qui est fabriqué en utilisant la technique des circuits intégrés microminiaturisés. 5 La présente invention concerne en particulier tin double démodulateur, nouveau et perfectionné, qui peut être réalisé sous forme de circuit intégré sans utiliser de transformateurs d'entrée ou de sortie ni de condensateurs de filtrage classiques possédant une capacité importante et par conséquent 10 qui peut être utilisé pour augmenter la bande passante et améliorer la stabilité d'un servo-mécanisme pour suspension à cardan dans lequel il est utilisé du fait qu'il nécessite tin filtrage moins important. Ce double démodulateur, nouveau et perfectionné, peut être fabriqué sous forme d'une seule plaquette 15 de circuit intégré microminiaturisé et monolithique de sorte qu'il présente de nombreux avantages non seulement du point de vue de son rendement accru mais aussi parce que son prix de revient est faible et qu'il est fiable. Le dispositif suivant la présente invention est 20 constitué par un seul démodulateur double qui peut être réalisé sans utiliser de transformateurs et qui fournit tin signal de sortie faiblement ondulé. Du fait de ces caractéristiques le condensateur de filtrage classique placé à la sortie du démodulateur pour filtrer le signal de sortie peut être éliminé, ce 25 qui permet d'améliorer la miniaturisation de l'ensemble. Le circuit permet aussi d'augmenter la bande passante et d'améliorer la stabilité d'un servo-mécanisme..., etc, où il est utilisé du fait qu'il nécessite un filtrage moins important. La présente invention se propose par conséquent de 30 réaliser un double circuit de démodulation et d'amplification, nouveau et perfectionné, fournissant un signal de sortie faiblement ondulé et fabriqué sous forme de circuit intégré microminiaturisé. Le double circuit de démodulation etd1 amplification 35 suivant la présente invention comporte deux premiers dispositifs de commutation (transistors), pouvant être commandés alternativement, qui reçoivent et sont commandés par les signaux de sortie de polarité directe et de polarité inverse d'une première tension de commutation. Le circuit comporte vin amplificateur de somma-40 tion possédant des bornes d'entrée de polarité directe et de 70 01255 2 2059991 polarité inverse et une borne de sortie. Un premier circuit d'entrée, comportant deux voies de transmission ou branches, envoie un premier signal de commande d'entrée, d'amplitude variable, qui est destiné à être démodulé et amplifié, vers les 5 bornes d'entrée de polarités directe et inverse de 11 amplificateur de sommation. Les dispositifs de commutation sont branchés aux bornes du premier circuit d'entrée et sont rendus alternativement conducteurs par la première tension de commutation. Deux seconds dispositifs de commutation (transistors), pouvant 10 être commandés alternativement, reçoivent et sont commandés par une seconde tension de commutation possédant la même forme d'onde que la première tension de commutation mais étant déphasée de 90° par rapport à celle-ci. Un second circuit d'entrée, possédant deux voies de transmission ou branches, envoie un second 15 signal d'entrée de commande, d'amplitude variable, sur les bornes d'entrée de polarités directe et inverse de l'amplificateur de sommation, le second signal de commande ayant la même forme d'onde que le premier signal de commande mais étant déphasé de 90e par rapport à celui-ci. Les deux seconds dispositifs de com-20 mutation sont branchés aux bornes du second circuit d'entrée et sont rendus alternativement conducteurs par la seconde tension de commutation, ce qui fait que l'on obtient la somme des signaux de commande, amplifiés et ayant subi un redressement à double alternance, à la sortie de 1'amplificateur de sommation, ce 25 signal de somme possédant une faible ondulation et nécessitant un filtrage peu important. La présente invention sera mieux comprise à l'aide de la description suivante d'une forme de réalisation particulière donnée à titre d'exemple et représentée au dessin annexé 30 dans lequel : La figure 1 est un schéma d'un double circuit de démodulation et d'amplification, nouveau et perfectionné et fournissant un signal de sortie faiblement ondulé, réalisé suivant la présente invention. 35 La figure 1A est une variante du circuit d'entrée utilisé dans le dispositif représenté dans la figure 1. La figure 1B est une seconde variante du circuit d'entrée du dispositif représenté dans la figure 1, cette variante permettant d'obtenir une impédance d'entrée plus impor-40 tante. 70 01255 3 2059991 La figure 2 représente une autre forme de réalisation du double circuit de démodulation et d'amplification suivant la présente invention. Les figures 3A - 3E sont des formes d'ondes repré-5 sentant les caractéristiques de fonctionnement du double circuit de démodulation et d'amplification suivant la présente invention. Les figures 4A - 4G sont des formes d'onde illustrant la réjection de quadrature obtenue à la sortie du double démodulateur suivant la présente invention. 10 La figure 1 est un schéma d'une forme de réalisation d'un double circuit de démodulation et d'amplification, nouveau et perfectionné et fournissant un signal de sortie faiblement ondulé, réalisé suivant la présente invention et dont l'entrée est constituée par tin transformateur ou résolveur désigné par la 15 référence 11. Le double démodulateur, nouveau et perfectionné, représenté dans la figure 1 comporte deux premiers dispositifs de commutation, constitués par les transistors 12 et 13, pouvant être commandés alternativement. Les transistors de commutation 12 et 13, aussi bien que les autres transistors de commutation 20 mentionnés ci-après peuvent être des transistors de commutation planar et épitaxiaux NPN ou PNP disponibles dans le commerce. La base des transistors de commutation 12 et 13 reçoit et est commandée par les signaux de tension de polarités directe et inverse provenant d'une source de signaux carrés ou de signaux sinusoïdaux 25 (non représentée^ qui fournit ion signal de référence de déphasage nul utilisé pour la commande du double démodulateur. Le collecteur des premiers transistors de commutation 12 et 13 est relié directement à la terre, et l'émetteur de ces transistors 12 et 13 est relié à un premier circuit d'entrée comprenant la 30 branche 14 et la branche 15. Le premier circuit d'entrée comprend les branches 14 et 15 qui sont reliées respectivement aux bornes d'entrée de polarité directe et de polarité inverse 16 et 17 d'un amplificateur de sommation 18 qui possède une borne de sortie 19. L'am-35 plificateur de sommation 18 peut être constitué par une plaquette de circuit imprimé, monolithique et microminiaturisée, disponible dans le commerce tel que le microcircuit 709 fabriqué et vendu par Fairchild Caméra Company, Texas Instruments Corporation, Motorola, ITT, etc..., cet amplificateur étant un amplificateur 40 différentiel ou de sommation d'utilisation générale dont les 70 01255 4 2059991 différentes bornes peuvent être reliées à différents circuits pour obtenir différentes fonctions. Dans le circuit particulier représenté dans la figure 1 la borne d'entrée 16 de polarité directe et la borne d'entrée 17 de polarité inverse, ainsi que 5 d'autres bornes appropriées sont branchées de façon que ce circuit monolithique fonctionne comme un amplificateur de sommation. Pour assurer la stabilité du fonctionnement de cet amplificateur de sommation on peut réaliser une boucle de réaction, comportant une résistance de réaction 21, entre la borne de sortie 19 et la 10 borne d'entrée 17 de polarité inverse. Le premier circuit d'entrée, constitué par les branches 14 et 15, peut comporter des résistances de limitation de courant 22 et 23 destinées à isoler les transistors de commutation 12 et 13 d'une première source commune de signaux de com-15 mande d'entrée d'amplitude variable. La source commune de signaux de commande d'entrée d'amplitude variable, représentée dans la figure 1, comporte un transformateur 11 ou un résolveur d'entrée dont l'enroulement primaire llp est relié à une source de signaux de commande d'amplitude variable et est couplé inductivement 20 avec un enroulement secondaire Ils. L'enroulement secondaire Ils possède une prise médiane reliée à me source de tension de référence (la terre). On réalise une connexion directe, ou introduisant un déphasage nul, à partir de la partie llsl de l'enroulement secondaire, cette connexion comportant une borne de 25 l'enroulement secondaire Ils et le premier circuit d'entrée, constitué par les deux branches 14 et 15 et par les résistances de limitation de courant 22 et 23 qui y sont respectivement branchées. Les deux transistors de commutation 12 et 13 sont reliés aux branches 14 et 15 de la façon représentée, leurs collecteurs 30 étant reliés en commun à une source de tension de référence mise à la terre. Les transistors de commutation 12 et 13 sont rendus alternativement conducteurs par les signaux de sortie de polarité directe et de polarité inverse de la source de tension de référence reliée à leur base par l'intermédiaire de résistances 35 de limitation de courant convenables. Par conséquent pendant les intervalles de conduction alternés des transistors de commutation 12 et 13 les branches 14 et 15 du premier circuit d'entrée sont respectivement reliées à la tension de référence qui est celle de la terre. Pendant les intervalles de non-conduction des 40 transistors de commutation 12 et 13 le signal de commande d'entrée 70 01255 5 2059991 d'amplitude variable sera effectivement transmis alternativement, par la branche 14 ou par la branche 15 du circuit d'entrée, soit à la borne de polarité directe soit à la borne de polarité inverse de 1'amplificateur de sommation 18. 5 Le double démodulateur, nouveau et perfectionné, fournissant vin signal de sortie faiblement ondulé, représenté dans la figure 1, comporte aussi des résistances de sommation 24 et 25 insérées dans chaque branche du premier circuit d'entrée entre les premiers transistors de commutation 12 et 13 et 10 les bornes d'entrée 16 et 17 de 1*amplificateur de sommation 18. Grâce à cette disposition les résistances de sommation 24 et 25 peuvent servir à ajouter les signaux de tension respectifs arrivant par l'intermédiaire des branches 14 et 15 sur les bornes d'entrée de polarité directe et de polarité inverse de 1'ampli-15 ficateur de sommation et servent aussi à stabiliser les signaux d'entrée de l'amplificateur de sommation par rapport au fonctionnement des deux transistors de commutation 12 et 13. Le double démodulateur représenté dans la figure 1 comporte en outre deux seconds moyens de commutation pouvant 20 être commandés alternativement, ces moyens étant constitués par des transistors de commutation NPN 31 et 32 dont les collecteurs sont reliés en commun à une source de tension de référence mise à la terre. Les bases des deux seconds transistors de commutation 31 et 32 reçoivent et sont commandées par les signaux de 25 sortie de polarité directe et de polarité inverse d'une seconde source de tension de commutation dont le signal de sortie a la même forme d'onde que celle du signal de sortie de la première source de tension de commutation associée aux transistors de commutation 12 et 13 mais qui est déphasé de 90° par rapport au 30 signal de sortie de cette première source. Les émetteurs des seconds transistors de commutation 31 et 32 sont branchés aux bornes d'un second circuit d'entrée comportant une branche 33 qui comprend une résistance de limitation de courant 34 et une seconde branche 35 qui comprend une résistance de limitation de 35 courant 36. Les branches 33 et 35 du second circuit d'entrée sont aussi reliées respectivement, par l'intermédiaire des résistances de sommation 37 et 38, aux bornes d'entrée de polarité directe et de polarité inverse 16 et 17 de 1'amplificateur de sommation 18. Une résistance de sommation commune 39, qui 40 peut être variable ou réglable, est branchée entre la borne 70 01255 6 2059991 d'entrée 16 de polarité directe de 1'amplificateur de sommation 18 et la terre et sert à additionner les signaux distincts provenant des branches 14 et 33 à l'entrée de l'amplificateur de sommation 18. De même, une résistance de sommation commune 41 5 est branchée entre la borne d'entrée 17 de polarité inverse et la terre pour additionner les différents signaux provenant des branches 15 et 35 à l'entrée de l'amplificateur de sommation 18. Les deux branches 33 et 35 constituant le second circuit d'entrée reçoivent en commun un second signal de com-10 mande d'entrée d'amplitude variable qui est identique au premier signal de commande d'entrée fourni au premier circuit d'entrée, constitué par les branches 14 et 15, mais déphasé de 90° par rapport à ce premier signal. On remarquera par conséquent que le signal de commande d'entrée, d'amplitude variable, fourni à 15 l'enroulement primaire llp du transformateur 11 provient d'une source commune de signaux de commande, un circuit qui introduit un déphasage de 90e étant interposé dans le second circuit d'entrée entre la source commune de signaux de commande et les deux seconds transistors cle commutation 31 et 32 qui peuvent être 20 commandés alternativement. On prévoit donc un circuit introduisant Un déphasage de 90°, constitué par une résistance 42 et un condensateur 43, entre la partie lls2 de l'enroulement secondaire Ils du transformateur 11 et le second circuit d'entrée constitué par les branches 33 et 35. 25 Le fonctionnement du double démodulateur, nouveau et perfectionné, fournissant un signal de sortie faiblement ondulé, qui est représenté dans la figure 1 sera mieux compris en se référant aux formes d'ondes représentées dans les figures 3A - 3E. La figure 3A représente la forme d'onde sinusoïdale de là tension 30 de référence non déphasée appliquée sur la base des transistors de commutation 12 et 13. A l'apparition de cette * tension de référence non déphasée les transistors de commutation 12 et 13 deviennent alternativement conducteurs. La conduction alternative des transistors de commutation 12 et 13 sert à transmettre 35 alternativement les signaux de commande d'entrée d'amplitude variable aux bornes de polarité directe et de polarité inverse de 1'amplificateur de sommation 18 par l'intermédiaire des branches 14 et 15. Par conséquent, les impulsions de sortie apparaissant aux bornes des résistances de sommation 24 et 25 posséderont 40 me forme d'onde composée due à l'action de découpage effectuée 70 01255 7 2059991 par les transistors de commutation 12 et 13, comme représenté dans la figure 3B. La figure 3C représente la tension de commutation de référence déphasée de 90 qui est appliquée sur la base des deux seconds transistors de commutation 31 et 32. On 5 peut voir d'après les figures 3G et 3A que les deux tensions de commutation ont la même forme d'onde mais sont déphasées de 90°. Les deux transistors de commutation 31 et 32 découpant le signal de commande d'entrée d'amplitude variable et déphasé de 90°, qui est fourni aux branches 33 et 35, le signal de sortie apparais-10 sant aux bornes des résistances de sommation 37 et 38 possédera la forme d'onde représentée dans la figure 3D. En ajoutant les formes d'ondes représentées dans les figures 3B et 3D on obtient le signal résultant apparaissant sur la borne de sortie 19 de l'amplificateur de sommation 18, la forme d'onde de ce signal 15 étant représentée dans la figure 3E. Le rapport signal-bruit se trouve multiplié par le facteur 10. Les figures 4A-4G représentent des formes d'ondes illustrant la réjection de quadrature obtenue à l'aide du double circuit de démodulation représenté dans la figure 1. La figure 4A 20 représente la forme d'onde de la tension de référence non déphasée appliquée sur les deux transistors de commutation 12 et 13.La figure 4B représente la composante réactive du signal de déphasage nul et la figure 4C représente la composante réactive résultante apparaissant à la sortie de l'amplificateur de sommation 18 du fait de la 25 présence de la composante réactive représentée dans la figure 4B. De même, la figure 4D représente la tension de référence déphasée de 90° appliquée sur les transistors de commutation 31 et32. La figure 4E représente la composante réactive du signal déphasé de 90° et la figure 4F représente la composante réactive résultante ap-30 paraissant à la sortie de l'amplificateur de sommation du fait de la présence de la composante réactive représentée dans la figure 4E. La figure 4G représente la composante réactive totale apparaissant à la sortie de l'amplificateur de sommation et d'après cette figuré on peut voir que la fréquence de 11 ondulation due à la composante 35 réactive est multipliée par un facteur de 2 puisque la fréquence de l'ondulation principale est celle de la quatrième harmonique au lieu d'être celle de la seconde harmonique. Etant donné que le signal déphasé de 90" donne généralement naissance à un signal de bruit ayant la fréquence de la seconde harmonique et que 40 la réponse du double démodulateur à ce signal déphasé possède 70 01255 8 2059991 la fréquence de la quatrième harmonique sans que l'amplitude augmente on obtient une augmentation résultante de 2/1 du rapport signal-bruit. En outre, le gain en courant continu du signal en phase est doublé et par conséquent l'amplitude du rapport signal-5 bruit augmente d'environ 6 décibels. La multiplication par 2 de la fréquence du bruit et du gain en courant continu pour le signal en.phase permet d'obtenir une réjection de quadrature 4 fois plus importante. Une analyse de Fourier de la forme d'onde redressée 10 apparaissant à la sortie de l'amplificateur de sommation fournit les résultats suivants : (1) e = —■ [l + 2/3 cos 20 - 2/15 cos 40 -I- 2/35 cos 60r...l En posant © = ut on obtient : (2j e^ = £l -!- 2/3 cos 2^t - 2/15 cos 4wt + 2/35 cos 6 15 En posant 0 = ut. + 90°" on obtient : (3) e2 = ~ [l -F 2/3 cos (2u>t + 180°) - 2/15 cos (4ut + 360°) + 2/35 cos (6 En ajoutant les équations (2) et (3) on obtient : (4) &1 2 ^ [l - 2/15 cos 4wt\- 2/63 cos 8u>t ...J D'après l'équation (4; on peut voir que la seconde 20 et la sixième harmoniques n'apparaissent pas dans le signal de sortie de l'amplificateur de sommation et que c'est la quatrième harmonique qui constitue le terme ondulatoire principal. En comparant l'équation (4; aux équations (2) ou (3) on peut voir que l'amplitude du terme ondulatoire principal est 5 fois moins 25 importante et que sa fréquence est multipliée par 2, Grâce à ces caractéristiques il est possible d'éliminer complètement le condensateur de filtrage utilisé normalement à la sortie d'un démodulateur, ce qui permet d'améliorer la microminiaturisation de tout le double démodulateur aussi bien que tout le servo-30 mécanisme où ce double démodulateur est utilisé en tant que bloc constitutif. La figure 1A est un schéma d'une variante du circuit d'entrée du signal de commande d'amplitude variable destiné à être relié aux premier et second circuits d'entrée constitués 35 respectivement par les branches 14, 15 et 33, 35. Le circuit représenté dans la figure 1A peut remplacer le transformateur 11 et le réseau de déphasage 42, 43 qui lui est associé dans le 70 01255 9 2059991 circuit représenté dans la figure 1 en reliant les deux bornes A et B aux bornes A et B correspondantes du circuit représenté dans la figure 1. Dans la forme de réalisation représentée dans la figure 1A le signal de commande d'entrée d'amplitude variable 5 est envoyé directement vers la borne A puis vers les branches 14 et 15 du premier circuit d'entrée. Le circuit représenté dans la figure 1A est constitué par un réseau de déphasage, résistif et capacitif, en forme de T, la branche verticale du T étant constituée par une résistance 51 qui revient à la source de tension 10 de référence (la terre). Les branches latérales du réseau en T sont constituées par des condensateurs 52 et 53, une des armatures du condensateur 52 étant reliée directement à la borne A. L'autre armature du condensateur 53 est reliée à la borne B qui est directement reliée aux branches 33 et 35 qui constituent le 15 second circuit d'entrée du double démodulateur» Dans cette forme de réalisation le signal de commande d'entrée d'amplitude variable arrivant sur la borne A est transmis directement au circuit d'entrée, constitué par les branches 14 et 15, sans subir de déphasage et le réseau en forme de T introduit un déphasage 20 de 90° pour le signal transmis par la borne B au second circuit d'entrée constitué par les branches 33 et 35. Le réseau de déphasage représenté dans la figure 1A peut présenter une impédance d'entrée trop faible et de ce fait il peut être souhaitable d'utiliser un circuit d'entrée compor-25 tant des transistors, comme représenté dans la figure 1B. Dans la figure 1B la base d'un transistor NPN est reliée directement à la borne A sur laquelle arrivent les signaux de commande d'entrée d1amplitude variable. L'émetteur et le collecteur du transistor d'entrée 55 sont reliés, par l'intermédiaire des résis-30 tances d'émetteur et de collecteur 56 et 57, aux bornes d'une source de tension de polarisation continue et un réseau de déphasage est branché entre l'émetteur et le collecteur de ce transistor. Ce réseau de déphasage est constitué par une première résistance 58 et un condensateur 59 en série, l'ensemble étant 35 branché en parallèle sur une seconde résistance 61 elle-même branchée en parallèle entre l'émetteur et le collecteur du transistor d'entrée 55 par l'intermédiaire d'une diode de couplage 62 dont la cathode est reliée à l'émetteur du transistor d'entrée 55. La borne B est reliée au point commun de la première 40 résistance 58 et du condensateur 59 et sert à transmettre au 70 01255 10 2059991 second circuit d'entrée, constitué par les branches 33 et 35, le signal de commande d'entrée d'amplitude variable déphasé de 90°. En considérant les figures 1, 1A, 1B, on voit que les circuits d'entrée du signal de commande utilisés dans ces 5 formes de réalisation servent tous à transmettre directement les signaux de commande, non déphasés et déphasés de 90°, au double démodulateur. La forme de réalisation représentée dans la figure 1 nécessite l'utilisation d'un transformateur ou d'un résolveur qui en eux-mêmes ne peuvent pas être miniaturisés. De ce fait 10 les formes de réalisation représentées dans les figures 1A et 1B sont préférables puisqu'il est possible de les miniaturiser, ce qui permet de réaliser tout le double démodulateur sous la forme d'un circuit intégré monolithique. Comme on l'a vu ci-dessus le circuit représenté dans la figure 1B est préférable 15 lorsqu'il est souhaitable d'augmenter l'impédance d'entrée du double démodulateur dans line application particulière. La figure 2 représente un schéma d'une autre forme de réalisation de la présente invention dont le fonctionnement est sensiblement identique à celui du circuit représenté dans la 20 figure 1 mais dont la réalisation est différente. Dans le double démodulateur représenté dans la figure 2 les première et seconde tensions de commutation proviennent d'une seule source commune et le circuit comporte un réseau de déphasage, introduisant un retard de 45°, constitué par les deux résistances 65 et 66 et 25 par le condensateur 67, ce réseau étant destiné à retarder de 45° les tensions de commutation appliquées sur la base des deux transistors de commutation 12 et 13 pouvant être commandés alternativement. Un second réseau de déphasage, constitué par deux condensateurs 68 et 69 et par une résistance 71, est bran-30 ché entre la source commune de tension de référence et les bases des deux seconds transistors de commutation 31 et 32, ce réseau étant destiné à avancer de 45° la tension de référence appliquée sur la base des deux seconds transistors de commutation 31 et 32. De la même façon tin réseau de déphasage, introduisant un 35 retard de 45° et constitué par line résistance 72 et un condensateur 73, est branché entre la borne A qui reçoit le signal de commande d'entrée d'amplitude variable et le premier circuit d'entrée constitué par les branches 14 et 15. Un réseau de déphasage, introduisant une avance de 45° et constitué par xin 40 condensateur 74, est branché entre la borne d'entrée A et le 70 01255 11 2059991 second circuit d'entrée constitué par les branches 33 et 35. Dans cette forme de réalisation on remarquera qu'en raison de l'introduction d'un retard de 45° pour le signal de commande et la tension de référence appliquée aux transistors de commutation 12 5 et 13, et de l'introduction d'une avance de 45° pour le signal de commande et la tension de référence appliquée aux transistors de commutation 31 et 32, le déphasage total est égal à 90e de sorte que les formes d'ondes représentées dans les figures 3A - 3E et 4A*- 4G restent valables pour expliquer le fonctionnement des 10 deux circuits. La forme de réalisation représentée dans la figure 2 peut être souhaitable pour les applications où l'on ne dispose pas de tensions de commutation déphasées de 90°. D'après ce qui précède on remarquera que la présente invention fournit un double circuit de démodulation et d'ampli-15 fication, nouveau et perfectionné, pouvant être réalisé sans utiliser de transformateurs d'entrée ou de sortie ni de condensateurs de filtrage classiques de capacité importante. Le circuit suivant la présente invention peut être utilisé pour augmenter la bande passante et améliorer la stabilité de servo-mécanismes pour 20 suspension à cardan,...etc, dans lesquels il est utilisé du fait qu'il nécessite tan filtrage moins important. En outre ce double démodulateur peut être réalisé sous forme d'une plaquette de circuit intégré microminiaturisé et monolithique de sorte qu'il présente des avantages non seulement du point de vue de son ren-25 dement plus important, comme on l'a vu ci-dessus, mais aussi du fait de son faible coût et de la fiabilité plus importante due à sa réalisation monolithique. Bien que la présente invention ait été décrite en se référant à plusieurs formes de réalisation particulières il est 30 bien évident que l'on peut y apporter différentes modifications sans sortir du cadre de l'invention. i 70 01255 12 2059991 REVEND IG AT IONS 1. Double circuit de démodulation et d'amplification caractérisé par le fait qu'il comporte deux premiers dispositifs de commutation, pouvant être commandés alternativement par les signaux de sortie de polarités directe et inverse d'une première 5 source de tension de commutation, un amplificateur de sommation possédant des bornes d'entrée de polarités directe et inverse et une borne de sortie, un premier circuit d'entrée transmettant un premier signal de commande d'entrée d'amplitude variable, destiné à être démodulé et amplifié, vers les bornes d'entrée de pola-10 rités directe et inverse de 11 amplificateur de sommation, ces deux premiers dispositifs de commutation étant branchés aux bornes du premier circuit d'entrée et étant rendus alternativement conducteurs par la tension de commutation, deux seconds dispositifs de commutation," pouvant être commandés alternative-15 ment par une seconde tension de commutation possédant la même forme d'onde que la première tension de commutation mais étant déphasée de 90° par rapport à celle-ci, et un second circuit d'entrée transmettant un second signal de commande d'amplitude variable vers les bornes d'entrée de polarités; directe et inverse 20 de 1'amplificateur de sommation, le second signal dé conmande étant identique au premier signal de commande mais étant déphasé de 90° par rapport à celui-ci, les deux seconds dispositifs de commutation étant branchés aux bornes du-second circuit d'entrée et étant rendus alternativement conducteurs par la seconde ten-25 sion de commutation, ce qui permet d'obtenir la somme des signaux de commande, amplifiés et ayant subi un redressement à double alternance, sur la borne de sortie de l'amplificateur de sommation, ce signal de sortie étant faiblement ondulé et nécessitait un filtrage peu important. 30 2. Circuit suivant la revendication 1, caractérisé par le fait que les deux premiers et les deux seconds dispositifs de commutation ont respectivement une électrode commune reliée à une source de tension de référence (la terre), ce qui fait que durant les intervalles de conduction alternés des dispositifs de 35 commutation les différentes branches des circuits d'entrée recevant le signal de commande et le transmettant aux bornes de polarités directe et inverse de l'amplificateur de sommation sont reliées à la source de tension de référence. 70 01255 13 2059991 3. Circuit suivant la revendication 2, caractérisé par le fait qu'une résistance de sommation est insérée dans chacune des branches des premier et second circuits d'entrée, entre les premiers et seconds dispositifs de commutation et les bornes 5 de polarités directe et inverse de 1'amplificateur de sommation, afin d'additionner et d'isoler les différents signaux redressés provenant des premiers et seconds dispositifs de commutation. 4. Circuit suivant la revendication 4, caractérisé par le fait que les premiers et seconds dispositifs de commuta- 10 tion sont constitués par des transistors de commutation commandés suivant le mode "tout ou rien" par les première et seconde tensions de commutation, qui sont des tensions sinusoïdale et cosi-nusoidale, appliquées sur la base de ces transistors. 5. Circuit suivant la revendication 4, caractérisé 15 par le fait que les première et seconde tensions de commutation proviennent de deux sources distinctes dont les signaux de sortie ont la même forme d'onde mais sont déphasés de 90°, et que les premier et second circuits d'entrée sont reliés à une source commune de signaux de commande d* amplitude variable, un réseau 20 introduisant un déphasage de 90° étant inséré dans le second circuit d'entrée entre la source commune de signaux de commande _ et les deux^seconds dispositifs de commutation pouvant être commandés alternativement. 6. Circuit suivant larevendication 5, caractérisé 25 par le fait que la source commune de signaux de commande d'amplitude variable est constituée par un transformateurd1entrée eom-portant un enroulement primaire relié à une source de signaux de commande d'amplitude variable et couplé inductivement avec tin enroulement secondaire possédant une prise intermédiaire reliée 30 à la source de tension de référence (la terre), qu'une liaison n'introduisant pas de déphasage est réalisée entre une borne de l'enroulement secondaire et le premier circuit d'entrée et qu'une liaison introduisant vin déphasage de 90° est réalisée entre l'autre borne de l'enroulement secondaire et le second circuit 35 d'entrée. 7. Circuit suivant la revendication 5, caractérisé par le fait que la source commune de signaux de commande est constituée par un réseau de déphasage résistif-capacitif en forme de T, la branche verticale du T étant constituée par une 40 résistance qui est reliée à la source de tension de référence 70 01255 14 2059991 (la terre) et les deux branches latérales étant constituées par des condensateurs, une source de signaux de commande d1 amplitude variable étant reliée directement à l'extrémité d'une branche latérale du réseau en T et au premier circuit d'entrée et le 5 second circuit d'entrée étant relié à l'extrémité de l'autre branche latérale du réseau en forme de T, ce qui permet d'obtenir un déphasage de 90° pour le signal de commande d'entrée d'amplitude variable. 8. Circuit suivant la revendication 5, caractérisé 10 par le fait que la source commune de signaux de commande d'amplitude variable est constituée par un transistor NPN dont la base est reliée directement à une source de signaux de commande d'amplitude variable et au premier circuit d'entrée et dont l'émetteur et le collecteur sont respectivement reliés, par 1'intermé-15 diaire d'une résistance d'émetteur et d'une résistance de collecteur aux bornes d'une source de tension de polarisation, un réseau de déphasage étant branché entre l'émetteur et le collecteur de ce transistor, ce réseau de déphasage étant constitué par une première résistance en série avec ton condensateur qui 20 sont branchés en parallèle sur une seconde résistance, 1'ensemble étant branché entre l'émetteur et le collecteur du transistor d'entrée par l'intermédiaire d'une diode de couplage dont la cathode est reliée à l'émetteur du transistor, le second circuit d'entrée étant relié au point commun de la première résistance et 25 du condensateur branchés en série. 9. Circuit suivant la revendication 4, caractérisé par le fait que les première et seconde tensions de commutation sont fournies par une source commune unique comportant un circuit qui retarde de 45° la tension de commutation fournie par cette 30 source aux deux premiers dispositifs de commutation pouvant être commandés alternativement et un circuit qui avance de 45° la tension de commutation fournie par cette source aux deux seconds dispositifs de commutation pouvant être commandés alternativement, qu'un circuit retarde de 45° les signaux de commande d'amplitude 35 variable fournis au premier circuit d'entrée et qu'un circuit avance de 45° les signaux de commande d'amplitude variable fournis au second circuit d'entrée.