La présente invention se rapporte à un traducteur d'in@ormati@ns en modu'acion par impulsions codées (MIC) en informations en modulation delta eL inversement, ledit traducteur pouvant être associé à des systèmes de télécommunications fouctionnant en @ultiple@ dans le tenps. Pour la transmis@ion d'informations telles que li pnole, on s'oriente de plus en plus vers de système numériques aij:- lesquels le signe à trans- mettre est échantillcnné codé. Parmi les proc@lés d'échantillonnage et codage les plus connus et qui cnt fait l'objet des études les plus importantes, on peut citer le procédé de modulation par impalsions codées (MIC) et le procédé de modulation delta (#). Dans les systèmes HIC, a valeur in@hantanée du signal analogique à l'instant d'échantillonnage est arrondie au niveau de quantification le plus proche dont la valeur est alors exprimée sous forma binaire par un mot de n bits. Ce sont ces mots de n bits qui sont transmis. Dans les systèmes en modulation delta, c'est le signe de la différence entre la valeur instanLanée du signal et la valeur du-signal quantifié reconstitué à partir des bits pr qui est codée. Ainsi, si cette différence est positive, une impulsion est transmise et on augmente le signal quantifié reconstitué d'un. échelon de quantification. Si la différence est négative, aucune impulsion n'est transmise et on diminue alors le signal quantifie d'un échelon de quantification. On ne transmet donc dans ces systèmes qu un seul bit par temps d'échantillcnnage. Chacun de ces types de systèmes a ses avantages, et on peut concevoir dtutiliser l'un ou l'autre suivant les circonstances ou le lieu et d'avoir ainsi à raccorder des réseaux de communication MIC à des réseaux en modulation delta Il est alors nécessaire de pouvoir transformer des informations MIC en informations en modulation delta et vice-versa. Une solution à ce problème a étE proposée dans le brevet français n 70 42943 déposé le 30 Novembre 1970 par la demanderesse. Elle consiste a conserver les codes HIC' des diverses voies dans une boucle de circulation des codes et à les modifier périodiquement d'une unité dans un circuit compteur décompeur en fonction du bit delta correspondant. Ceci suppose évidemment un codage delta linéaire à une seule valeur d'échelon de quantification. Cependant, dans les systèmes de transmission considérés, le rapport signal/bruit est proportionnel au niveau du signal à transmettre, et l'intelligibilité des informations transmises peut être fortement affectée oour des variations importantes du niveau du signal, ce qui est en particulier toujours le cas pour la transmission téléphonique de la parole. Pour remédier à cet inconvénient, on est amené à réduire les variations de niveau à l'émission par compression du signal et à resrituer ces variations à la réception par expansion. Un objet de la présente invention est donc un traducteur A/HIC entièrement numérique adapté aux systèmes de transmission à compressionexpansion. Selon l'invention, il est prévu un traducteur numérique d'informations caractérisé en ce qu'il comprend essentiellement un arrangement de mémoire et de circuits de calcul numérique permettant d'effectuer le calcul, à chaque instant d'échantillonnage, de l'échelon de quantification de la modulation delta en fonction des informations en modulation delta précédentes et le calcul de l'information MIC correspondante à partir des informations MIC et des échelons de quantification calculés précédemment. L'invention sera mieux comprise et d'autres caractéristiques apparattront à l'aide de la description ci-après et des dessins joints où - la figure 1 représente le schéma classique d'un décodeur d'informations en modulation delta à compression-expansion à contrôle numérique, - la figure 2 est le schéma de principe d'un traducteur delta-MIC selon l'in vention, - la figure 3 est un diagramme des temps d'échantillonnage du système, - la figure 4 représente un schéma explicatif pour le calcul à effectuer par le traducteur selon l'invention, - la figure 5 est le schéma de principe de l'arrangement de traduction selon l'invention, - les figures 6 et 7 représentent deux variantes de circuits de calcul pour un traducteur selon l'invention, - la figure 8 représente le schéma de principe d'un traducteur MIC-delta selon l'invention et, - la figure 9 est un diagramme des temps d'échantillonnage du traducteur selon l'invention utilisé avec des systèmes multiplex. Ainsi qu'on l'a déjà indiqué, dans un système numérique de transmission d'informations, le rapport signalibruit est proportionnel au niveau du signal à transmettre. I1 faut donc minimiser les variations de niveau et on y parvient par un système de compression-expansion du signal (compression à l'émission, expansion à la réception). Cette compression-expansion peut être obtenue en particulier en modifiant la grandeur de ltéchelon de quantification en fonction de l'indice de modulation. Par indice de modulation on entend en modulation par impulsions codées (MIC) le rapport entre le nombre d'échelons de quantification utilisés pour représenter la valeur codée du signal à transmettre et le nombre maximum utilisé.En modulation delta, l'indice de modulation est le rapport entre la dérivée du signal transmis et la valeur maximale admissible de cette dérivée. Sans que cela ne soit en rien limitatif de l'invention, on décrira celle-ci plus particulièrement en relation aveç une modulation delta à compression-expansion dite "à contrôle numérique". I1 est-courant dans les systèmes de transmission de signaux analogiques de parole de contrôler le taux de compression et d'expansion par le niveau moyen du signal pendant un temps correspondant approximativement à la durée d'une syllabe. Ce principe "de compression-expansion syllabique" peut être appliqué aux systèmes numériques par variation de l'amplitude de l'échelon de quantification en fonction du niveau de modulation. Pour que le signal soit correctement reconstitué, il faut que l'échelon de quantification ait à chaque instant la même valeur à la cÔm- pression et à l'expansion. Dans les systèmes en modulation delta à compression-expansion à contrôle numérique, le signal de contrôle de l'amplitude de l'échelon de quantification en fonction de la valeur moyenne de l'indice de modulation pendant un certain temps est obtenu par traitement de la séquence de bits transmise par le système. La figure 1 représente le schéma d'un décodeur classique en modulation delta compression-expansion à contrôle numérique. Les bits delta entrants y sont appliqués à un circuit logique 1 qui fournit un signal v de niveau logique 1 si l'indice de modulation est supérieur ou égal à un seuil prédéterminé et de niveau logique O si l'indice de modulation est inférieur à ce seuil. Ainsi si l'on choisit le seuil égal à le circuit 1 fournit un signal de niveau logique 1 si le bit entrant et au moins les deux bits précédemment reçus sont égaux à 1. En effet, ceci correspond au minimum à trois augmentations du signal quantifié reconstitué et une diminution, soit deux augmentations dans quatre échantillons. Le circuit 1 est suivi d'un filtre intégrateur 2 permettant ;d'obtenir un signal c proportionnel à la moyenne de l'indice de modulation sur un certain intervalle, de l'ordre de quelques millisecondes par exemple (compression syllabique). Comme le signal c peut etre nul, on lui ajoute par l'additionneur 3 une tension constante Co qui détermine l'amplitude minimale de l'échelon de quantification. L'échelon de quantification proprement dit u est obtenu à la sortie du multiplicateur 4 qui affecte la tension c + Co du signe s voulu, fonction du bit entrant et fourni parle circuit 5. Comme dans tout décodeur delta, les échelons de quantification successifs sont appliqués à un circuit intégrateur 6, suivi d'un filtre passe-bas 7, qui fournit le signal analogique quantifié reconstitué r. La figure 2 représente le schéma de principe d'un traducteur delta-MIC selon l'invention. Ce traducteur comprend essentiellement des circuits de mémoire et de calcul numérique formant un arrangement de traduction 8 qui calcule directement sous forme numérique les valeurs échantillonnées du signal r, sans aucun passage sous forme analogique. Un des problèmes qui se posent est le fait que les fréquences d'échantillonnage des systèmes delta, T1 et MIC, T2 sont en général différentes.Pour avoir un fonctionnement convenable et pouvoir prélever a la sortie de l'arrangement 8 les codes MIC à la fréquence T12 par un échantillonneur 9 précédé d'un filtre passe-bande 61, la fréquence 1 1 de calcul d'échantillons To To de l'arrangement 8 est choisie telle que T soit To le plus petit commun multiple des fréquences d'échantillonnage T1 et T2 Ceci est représenté sur le diagramme de la figure 3 où lton voit clairement le rapport entre les périodes T1, To et T2.On a représenté dans cet exemple le cas où la fréquence d'échantillonnage MIC est égale à 8 kHz, valeur maintenant communément admise et qui a été déterminée en fonction de la fréquence maximum de la bande à transmettre (200 i 3600 Hz), la fréquence d'échantillonnage devant être égale au moins au double de cette fréquence maximum. La fréquence d'échantillonnage en modulation delta est fonction entre autres, de la qualité de transmission désirée et du procédé de compression utilisé ; elle peut etre multiple de 9,6 kHz (9,6 kHz, 19,2 kHz....) ou de 8 kHz (16 kHz, 24 kHz...). 1 1 Dans l'exemple choisi Tl est égale à 19,2 kHz et To est alors égale a 96 kHz. Ainsi les bits delta sont reçus tous les 5 To et les échantillons MIC sont délivrés par l'échantillonneur 9 tous les 12 To. Ces échantillons sont ensuite, si l'on utilise un système MIC à compression-expansion, envoyés à un circuit de transcodage classique'l0 effectuant la compression. Le filtre 61 dont on a parlé ci-dessus est placé avant l'échantillonneur 9 pour éliminer les composantes parasites situées en dehors de la bande utile du système HIC de fréquence 1 1 d'échantillonnage T2 différente de To La figure 4 permet de préciser te calcul à effectuer selon l'invention et les notations utilisées. On a entre T1, période d'échantillonnage en modulation delta, et To la relation T1 = kTo où k est un nombre entier. On doit calculer la valeur numérique de l'échantillon r(kn + p) au temps (kn + p).To, où n est un nombre entier quelconque et p est un nombre entier tel que O Le calcul est relativement complexe et est effectué d'abord en calculant les valeurs rn aux temps nTl en utilisant par exemple les transformées en Z des circuits linéaires puis en déduisant des relations obtenues les valeurs de r aux instants (kn + p).To. Ce calcul implique l'apparition dans le système de fonctions échantillonnées v et u , échantillonndes par 11 et 18 et de filtres de blocage 13 et 19 précédant les filtres d'intégration. Les différentes étapes du calcul consistent à 1) définir vn.On choisira par exemple vn = yn.y(n-l).y(n-2) + yn.y(n-1).y(n-2) si l'on veut que v prenne la va leur 1 si l'indice de modulation est supérieur ou égal- à 2 2) à remplacer v par la fonction échantillonnée Ev#, E étant l'amplitude des signaux logiques dont l'introduction est schématisée par le bloc 12, et à appliquer cette fonction au filtre d'intégration 14 à travers le filtre de blocage 13 qui maintient I'amplitude de la fonction constante pendant cha que période d'dchantillonnage, d'où la valeur de c. 3) à opérer le même calcul sur u# pour déterminer r après le passage dans le filtre d'intégration 20 précédé du filtre de blocage 19. En définitive on obtient les relations de récurrence suivantes vn = yn.yCn-l).y(n-2) + yn.y(n-1).y(n-2) (1) c(kn+p) = Ao.c(kn+p-l) + al.vm (2) où vm = vn sauf pour p = O où vm = v(n-l) u(kn+p) = [c(kn+p) + CoJ.sn (3) r(kn+p) = Bo.r(kn+p-l) + Bl.r(kn+p-2) + B2.u(kn+p-l) + B3.u(kn+p-2) (4) avec sn, signe de l'échelon de quantification (+1 pour yn = 1, -1 pour yn = O) et Ao, Al, Bo, B1, B2 et B3, coefficients constants donnés par To To Ao = e - T AI = E(l-e T # ) To ~ To Bo = e - Tl + e T2 To To B1 = -e - ll.e - 72 où Test la constante de temps du filtre 14 et Tl, T2, T3 sont les constantes de temps du filtre 20 à trois fréquences prédéterminées fl, f2 et f3. Ces relations de récurrence sont celles de la forme directe mais il est clair que le calcul peut être mené de manière différente en conduisant à des relations de la forme cannonique, ou parallèle ou série. Les relations ci-dessus ne sont donc données qutà titre d'exemple seulement. Cela étant, la figure 5 représente le schéma de principe de llarran- gement de traduction selon l'invention qui permet de réaliser la traduction définie selon les relations (1) à (4) précédentes. Cet arrangement comprend essentiellement un dispositif de mémorisation 21 comprenant les registres 25 à 28, des circuits de calcul 22, un dispositif 23, par exemple à mémoire morte, pour conserver les différents coef- ficients nécessaires aux -calculs et les fournir aux circuits 22 et un circuit horloge 24 qui fournit les différents signaux Hr pour la commande des lectures et écritures dans les registres 25 à 28 et les différents signaux Hc pour la commande des opérations de calcul. Les bits delta entrants sont enregistrés dans le registre à décalage 25 à 3 cellules dont le décalage s'effectue à la fréquence de la modulation delta Tl et qui contient donc le bit entrant et les deux bits précédemment reçus et les fournit respectivement sur les sorties du registre. Ces bits fournis par le registre 25 sont désignés par yl y2 et y3. Le bit yl est envoyé à un registre à décalage 26 à deux cellules dont le décalage s'effectue à la fréquence d'échantillonnage To et dont les sorties fournissent le signe sl correspondant au bit delta entrant et le signe s2 Le signe positif est représenté par un bit de valeur 1 et le signe négatif par un bit de valeur 0.Un double registre 27 contient les valeurs cl et c2 de c aux temps d'échantillonnage précédents et, à la fin de chaque période d'échantillonnage To enregistre les nouvelles valeurs calculées vcî et wc2 ainsi qu'on le verra ci-dessous. De même un double registre 28 contient les valeurs rl et r2 de r aux temps d'échantillonnage précédents et enregistre les nouvelles valeurs wrl et wr2 fournies par les circuits de calcul 22. La nouvelle valeur wrl correspondant à la pbriode -d'échantillonnage en cours de llarrangement de traduction est prélevée- par un circuit échantillonneur 29 avec une période d'échantillonnage T2 pour constituer la sortie MIC de l'arrangement de traduction.Comme on va le voir, le dispositif a mémoire morte 23 contient les coefficients AoX Al, Bo à B3 et Co nécessaires au calcul. La figure 6 représente le schéma d'un mode de réalisation des circuits de calcul 22. Une première partie de ces circuits permet, à partir de yl, y2, y3 et cl, le calcul des nouvelles valeurs wcl et wc2 selon les relations (1) et (2). Pour cela, un circuit logique 30 fournit à chaque instant -d'échantillon- nage t(kn+p) la valseur vm à partir de la relation (1). Au temps tkn (p=O) la valeur fournie est encore v(n-l) car le nouveau bit delta entrant n'est inscrit dans le registre 25 (Figure 5) qu'en fin de la période d'échantillonnage correspondante. Les multiplicateurs 31 et 32 et l'additionneur 33 permettent le calcul selon la relation (2) des nouvelles valeurs wcl et wc2. Ainsi au temps t(kn+p), la valeur c(kn+p) est calculée et devient la nouvelle valeur wcl cependant que la valeur c(kn+p-l), précédemment cl, devient la nouvelle valeur c2. Une deuxième partie des circuits de calcul 22 permet de manière tout à fait analogue de calculer les nouvelles valeurs wrl et wr2 à partir des valeurs cl, c2, sl, s2, rl et r2 selon les relations (3) et (4). Ainsi, les circuits additionneurs 34 et 36 et multiplicateurs 35 et 37 fournissent au temps t(kn+p) les échelons de quantification u(kn+p-l) et u(kn+p-2) selon la relation (3). Ainsi qu'on le voit, les valeurs sl et s2 sont identiques sauf au moment de l'enregistrement d'un nouveau bit delta a la fin de la période d'échantillonnage correspondant au temps tkn. Ainsi au temps t(kn+l) on aura sl = sn et s2 = s(n-1), puis au temps t(kn+2) sl = s2 = sn ceci jusqu'au temps t[k(n+l) + 1] où aura lieu le nouveau changement. Lès circuits multiplicateurs 39, 38, 41 et 44 et les circuits addi tionneurs 40, 42 et 43 fournissent alors les nouvelles valeurs wrl et wr2 qui est l'ancienne valeur rl. Ainsi au temps t(kn+p) la valeur- r(kn+p) est calculée et devient la nouvelle valeur wrl cependant que la valeur r(kn+p-1), précédemment rl, devient la nouvelle valeur à enregistrer wr2. On voit que les valeurs de l'échelon de quantification n'ont pas besoin d'être enregistrées, étant recalculées à chaque cycle. La figure 7 représente une variante de circuits de calcul correspondant à une méthode de calcul modifiée pour éviter une imprécision supplémentaire due au fait que, dans la relation (4), Bo.r(kn+p-l) + Bl.r(kn+p-2) est-en fait une soustraction. En effet, si l'on pose To To El = e - # et E2 = e - , on a Bo = El + E2 et B1 = - E1.E2. Pour éviter cela, on introduit une variable supplémentaire x pour ramener toutes les récurrences au premier ordre et l'on remplace la relation (4) par : x(kn+p) = E2.x(kn+p-1) + B2.u(kn+p-l) + B3.u(kn+p-2) (4') r(kn+p) = x(kn+p) + El.r(kn+p-l) (4") Les circuits de calcul de la figure 7 qui permettent de réaliser ce calcul comprennent un certain nombre d'éléments semblables a ceux de la figure 6 et qui ont donc reçu le même numéro de référence. Les seules modifications apparaissent dans le calcul de wx effectué par le multiplicateur 45 suivi des additionneurs 47 et 48 et dans le calcul de wr effectué par le multiplicateur 46 suivi de l'additionneur 49.Les seules autres modifications à apporter à l'arrangement de traduction de la figure 5 résident dans le remplacement de r2 par x dans le registre 28 et celui de Bo et B1 par El et E2 dans le dispositif a mémoire morte 23. Grace a ltarrangement de traduction selon l'invention ainsi décrit ci-dessus, on peut réaliser la conversion d'informations en modulation delta en informations MIC conformément au dispositif de la figure 2. Pour effectuer la conversion inverse, MIC-delta, on utilise le traducteur de la figure 8. Celui-ci comprend comme élément essentiel l'arrangement de traduction 8 déjà décrit ci-dessus et utilisé dans le traducteur de la figure 2. Les informations MIC entrantes, éventuellement par l'intermédiaire d'un circuit de transcodage classique assurant l'opération d'expansion en MIC, sont envoyées à un filtre passe-bande 51 évitant les phénomènes de transposition dus à l'emploi d'une 1 1 fréquence d'échantillonnage To différente de T2. Les échantillons MIC z sont alors envoyés à un comparateur numérique 52 recevant également les échantillons r calculés par l'arrangement de traduction 8. A chaque période d'échantillonnage de durée To, le comparateur fournit un bit de valeur 1 ou O suivant que l'échantillon r est plus petit ou plus grand que l'échantillon z. Ce bit est prélevé par un échantillonneur 53 qui fournit les bits delta sortants y a la sortie en modulation A et à l'entrée de l'arrangement de traduction 8. Dans tout ce qui précède, on a considéré le cas d'une voie unique. Mais l'un des avantages du traducteur selon l'invention est qu'il est parfaitement adapté a un système de transmission à q voies en multiplex dans le temps. En effet, il suffit de prévoir pour l'arrangement de traduction de la figure 5 des mémoires 21 utilisant autant de registres 25 à 28 que de voies à traiter et d'utiliser les circuits de calcul 22 et 23 en partage dans le temps pour les q voies. Le nombre maximum de voies que le traducteur pourra traiter est fonction en particulier de la durée d'un cycle élémentaire de calcul, du mode de fonctionnement du traducteur (unidirectionnel ou bidirectionnel ; dans le second cas le nombre maximum de voies traitées est la moitié du nombre maximum 1 dans le premier cas) et de la fréquence d'échantillonnage que l'on doit To 1 1 choisir (P.P.C.M. des fréquences et ). Ainsi, on a représenté à titre T2 T1 d'exemple sur la figure 9 le diagramme de temps pour le cas où q = 4, le temps To de traitement par voie étant alors égal à q. Les valeurs To, T1 et T2 sont celles déjà utilisées pour la figure 3. Dans le cas le plus général, les instants d'arrivée et de sortie des échantillons MIC ou delta ne coîncideront pas avec les instants de sélection des mémoires en écriture ou en lecture. Plusieurs solutions apparaïtront évidentes à tout homme de l'art : par exemple, soit l'utilisation de registres tampons, soit la réservation d'une période d'accès acyclique aux registres de calcul. Bien que l'on ait décrit l'invention en rapport avec un type de modulation delta particulier, il doit etre clair qu'elle s'applique également à tout autre type de modulation delta, quelque soit par exemple le type de compression adopté. Egalement, elle s'applique a tout autre mode d'obtention des relations de récurrence utilisées. Par ailleurs, bien entendu, les exemples de réalisation décrits ne sont nullement limitatifs de l'invention. - REVENDICATIONS 1) Traducteur numérique d'informations pour la traduction d'informations en modulation delta de fréquence d'échantillonnage F1 en informations MIC de fréquence d'échantillonnage F2, caractérisé en ce qu'il comprend un arran gement de traduction comportant des premiers moyens de mémorisation pour enregistrer les informations en modulation delta entrantes, des premiers moyens de calcul numérique pour calculer, à partir de ces informations en trantes enregistrées, la valeur de l'échelon de quantification de la modu lation delta pour la période d'échantillonnage considérée de l'arrangement de traduction dont la fréquence d'échantillonnage est Fo, des seconds moyens de mémorisation pour conserver en mémoire lesdits échelons de quantification calculés lors d'une ou plusieurs périodes d'échantillonnage précédentes de l'arrangement de traduction, des seconds moyens de calcul numérique pour calculer la valeur numérique MIC de l'information a chaque période d'échan tillonnage de l'arrangement de traduction à partir desdits échelons de quantification contenus dans lesdits seconds moyens de mémorisation et d'une ou plusieurs valeurs MIC calculées au cours des périodes précédentes, des troisièmes moyens de mémorisation desdites valeurs MIC calculées et un dis positif à mémoire morte pour conserver et fournir à chaque période d'échan tillonnage de l'arrangement de traduction les coefficients nécessaires auxdits premiers et seconds moyens de calcul, et en ce que ledit traducteur comprend en outre un circuit d'échantillonnage à la fréquence F2 pour pré lever les informations MIC a la sortie des valeurs MIC calculées dudit arrangement de traduction, suivi éventuellement d'un dispositif de compres sion desdites informations MIC. 2) Traducteur selon la revendication 1 caractérisé en ce que la fréquence Fo est choisie comme le plus petit commun multiple des fréquences F1 et F2. 3) Traducteur numérique d'informations pour la traduction d'informations MIC de fréquence d'échantillonnage F2 en informations en modulation delta de fré quence d'échantillonnage F1 caractérisé en ce qu'il comprend un arrangement de traduction selon l'une des revendications 1 ou 2, un comparateur numé- rique dont l'une des entrées est connectée à la sortie des valeurs MIC dudit arrangement de traduction et l'autre entrée reçoit lesdites informations MIC entrantes par l'intermédiaire d'un filtre précédé éventuellement d'un dis positif d'expansion desdites informations MIC, et un circuit d'échantillon nage à la fréquence F1 connecté à la sortie dudit comparateur et fournissant l'information en modulation delta à la sortie du traducteur ainsi qu'à l'entrée dudit arrangement de traduction.