La présente invention, concernant des circuits électroniques pour la production d'oscillations, se rapporte plus spécifiquement à des circuits incluant un oscillateur à fréquence réglable et à des procédés pour commander ces oscillateurs. On connaît des procédés et des circuits pour asservir en fréquence ou en phase un oscillateur commandé sur la fréquence ou la phase dtune oscillation d'entrée servant de référence. De façon typique un tel circuit inclut un comparateur de phase ou de fréquence qui produit un signal d'erreur ayant la forme d'une tension qui alimente un oscillateur commandé par tension. A l'état asservi ou verrouillé il subsiste une faible erreur constante, dont la valeur exacte détermine la fréquence de l'os- cillat eur. Avec les comparateurs connus, tels que les détecteurs de phase équilibrés et les discriminateurs de fréquence, on rencontre une difficulté, à savoir que si la différence entre la fréquence d'entrée de référence et la fréquence commandée devient supérieure à une certaine grandeur, l'amplitude du signal d'erreur devient négligeable et le circuit ne peut être asservi. Cette difficulté est surmontée par la présente invention qui prévoit à cet effet des moyens d'amplification du signal d'erreur et qui munit les moyens d'amplification d'une branche de réaction positive telle que si l'amplitude du signal d'erreur devient négligeable à cause d'unextrop grande différence entre la fréquence d'entrée de référence et la fréquence commandée, des oscillations à basse fréquence sont établies par les moyens d'amplification et par la branche de réaction positive, et ladite différence est par conséquent réduite par le déplacement résultant de la fréquence commandée. Conformément à un aspect de la présente invention, on prévoit un circuit oscillateur à verrouillage de phase ayant la forme d'une boucle de réaction négative du deuxième ordre dans laquelle des moyens de réaction positive sont prévus pour engendrer, lorsqu'il existe une différence entre la fréquence de l'oscillateur à fréquence variable et une fréquence de réf é- rence alimentant le circuit pour asservir en phase l'oscillateur à fréquence variable et que le signal d'erreur a une amplitude tellement faible que la boucle est effectivement ouverte, des oscillations de balayage à une fréquence à laquelle la boucle peut être amenée dans un état dans lequel peut se produire l'asservissement de phase de l'oscillateur à fréquence variable sur la fréquence de référence, et dans laquelle lesdits moyens de réaction positive sont tels que la génération des oscillations de balayage peut être arrêtée par l'établissement dudit asservissement de phase. Conformément à un autre aspect de la présente invention, on établit un circuit oscillateur asservi en phase, dans lequel d'une part il existe un oscillateur à frequence variable, un comparateur de phase et un amplificateur, le comparateur de phase comporte une borne d'entrée de référence pour recevoir une fréquence de référence et une borne de contrôle couplée à l'oscillateur pour recevoir de ce dernier la fréquence engendrée au cours du fonctionnement par ltoscillateur, ltoscillateur comporte une borne d'entrée de commande qui est couplée à une borne de sortie active de l'amplificateur, le comparateur de phase est couplé à l'amplificateur de façon à l'alimenter par un signal d'erreur lorsqu'une fréquence de référence est appliquée à ladite borne d'entrée de référence et l'oscillateur fournit des oscillations à ladite borne de controle et/a fréquence ou phase desdites oscillations n'est pas respectivement égale à la fréquence de référence ou dans une relation de phase fixe prédéterminée vis-à-vis d'elle, et le circuit est tel que s'il existe entre la fréquence de référence et la fréquence desdites oscillations une différence qui est moindre qu'une différence de fréquence maximale prédéterminée ledit signal d'erreur produit un signal de commande sur ladite borne d'entrée de commande, qui amène lesdites oscillations en verrouillage de phase sur la fréquence de référence; et dans lequel d'autre part l'amplificateur est pourvu d'une branche de réaction positive qui peut engendrer avec l'amplificateur, lorsqu'il existe une différence de fréquence entre la fréquence de référence et lesdites oscillations, mais que le signal d'erreur a une amplitude sensiblement nulle, d'autres oscillations à une fréquence suffisamment basse pour faire varier la fréquence de l'oscillateur et l'amener dans un état dans lequel les premières dites oscillations peuvent être amenées à être asservies en phase sur la fréquence de référence, une réaction négative sur l'amplificateur par l'intermédiaire du comparateur de phase, lorsque le circuit est verrouillé en phase, servant à empêcher la génération desdites autres oscillations. Des exemples d'appareils incorporant la présente invention seront maintenant décrits en se référant aux dessins ci-joints sur lesquels - la figure 1 est un schéma bloc d'un premier circuit incorporant la présente invention; - la figure 2 est un schéma de circuit d'une partie d'un deuxième circuit incorporant la présente invention; - la figure 3 est un schéma bloc d'un troisième circuit incorporant la présente invention en combinaison avec une source d'une oscillation de référence d'entrée; - les figures 4 à 7 sont des schémas de détails du circuit de la figure 3; - la figure 8a est un schéma expliquant un mode de réalisation de la présente invention; - la figure 8b est un schéma d'un circuit d'oscillateur asservi en phase incorporant la présente invention; et - la figure 8c est un schéma d'un circuit d'oscillateur asservi en phase incorporant la présente invention. Sur la figure 1, on voit un oscillateur 11 commandé en tension dont la fréquence fvco doit être asservie en phase, au cours du fonctionnement, sur une fréquence de référence alimentant une borne d'entrée 12 d'un comparateur de phase 13. La fréquence fVCO engendrée au cours du fonctionnement par l'os- cillateur il commandé en tension alimente une autre borne d'entrée 14 du comparateur de phase. le comparateur de phase 13 possède une borne de sortie 15 qui est reliée à la borne d'entrée d'inversion d'un amplificateur opérationnel 16. La borne de sortie active de l'amplificateur 16 est reliée, par l'intermédiaire d'un filtre intégrateur 17, à l'entrée 18 du réglage de l'oscillateur il commandé en tension. L'amplificateur 16 est pourvu d'une branche de réaction positive 19 qui relie la borne de sortie active de l'amplificateur 16 à la borne d'entrée 20 sans inversion de l'amplificateur 16. On fait en sorte qu'en l'absence d'un signal sur la borne d'entrée d'inversion de l'amplificateur 16, l'amplificateur 16 et la branche de réaction positive 19 fonctionnent de manière à osciller à une basse fréquence qui est d'environ 150 Hertz, c'est-à-dire une fréquence en dessous du point de coupure du filtre intégrateur 17. Si la branche de réaction positive 19 était supprimée dans l'ensemble représenté sur la figure 1, le reste constituerait une boucle de verrouillage en phase du second ordre fonctionnant d'après la théorie de ces boucles, exposée au chapitre quatre de la publication "Phaselock Techniques" par Floyd M. Gardner, éditée par John Wiley & Sons, Inc. de New York et Londres. Par suite, on comprendra que le filtre intégrateur 17 sert, au cours du fonctionnement, à établir un signal de commande croissant suivant la composante de courant continu du signal de battement qui apparaît à la borne de sortie 15 du comparateur de phase 13, s'il existe une différence de fréquence entre la fréquence de référence fREF et la fréquence fvco de ltoscilla- teur 11 et si cette différence se trouve à l'intérieur de la plage d'entraînement de la boucle constituée par l'oscillateur 11, le comparateur de phase 13, l'amplificateur 16 et le filtre 17. En l'absence de la branche de réaction positive 19, la plage d'entraînement est nettement plus petite que la plage de maintien de ladite boucle. Il en est ainsi parce que l'amplitude du signal de battement à la borne de sortie 15 du comparateur de phase 13 décroît lorsque la différence entre les deux fréquences fREF et fVC0 augmente, bien que les largeurs de bande de l'amplificateur 16 et du filtre 17 puissent être suffisamment grandes pour ne pas atténuer le signal de battement. En établissant la branche de réaction positive 19 on peut s'arranger pour que si l'amplitude du signal de battement sur la borne de sortie 15 est insuffisante pour amener ladite boucle à l'état asservi en phase, des oscillations à basse fréquence soient engendrées sur la borne de sortie active de l'amplificateur 16, oscillations qui passent par le filtre 17 et modulent en fréquence l'oscillateur 11 suffisamment pour amener la fréquence fVG0 dans la plage d'accrochage de ladite boucle ou au moins pour faire en sorte que l'amplitude du signal de battement sur la borne de sortie 15 devienne suffisamment grande pour que ladite boucle parvienne dans l'état asservi.En même temps, on s'arrange pour que la réaction négative apportée à l'amplificateur 16 par ladite boucle, lorsque la différence entre les fréquences fVQ et fREF se trouve à l'intérieur de la plage d'accrochage, soit suffisante pour arrêter la génération desdites oscillations de basse fréquence par l'amplificateur 16 et la branche de réaction positive 19o Ainsi, le réglage de l'appareil de la figure 1 n'est pas affecté par la présence de la branche de réaction positive 190 La figure 2 montre une partie du circuit d'un oscillateur asservi en phase Rui est, en substance, la areme que celle qui a été décrite ci-dessus en se référant à la figure lo Les parties du circuit de la figure 2 qui correspondent aux parties déjà décrites. en relation avec la figure l comportent les mêmes numéros de référence que ceux de la figure lo Il est prévu un montage l0T0P0 à transistors 220 (c'est-à-dire un amplificateur différentiel à paires de transistors à émetteurs couplés) dont la borne de sortie 21 est reliée par l'intermédiaire d'une r- sistance 22 de l kilo-ohm à la borne d'entrée d'inversion 23 de l'amplificateur opérationnel 16, lequel comporte une résistance 24 de réaction de 15 kilo-ohm établissant le gain, résistance qui est branchée entre sa borne de sortie active 25 et la borne d'entrée 23. l'amplificateur 16 possède des connexions d'alimentation allant à une ligne d'alimentation +12 volt 26, une ligne de terre 27 et une ligne d'alimentation de -6 volt 28o La borne 23 est également reliée par une résistance 29 de 6,8 kilo-ohm au curseur d'un potentiomètre 30 de 10 kilo-ohm, monté en série avec une résistance 31 de 4,7 kilo-ohm sur les lignes d'alimentation 26 et 28o Le curseur du potentiomètre 30 est préréglé pour obtenir sur la borne de sortie active 25 de l'amplificateur 16 le niveau de tension nécessaire pour amener Ifoscil- lateur commandé en tension au centre de sa plage de fréquences lorsque le circuit n'est pas asservi en phase0 La combinaison parallèle 32 d'une résistance de 150 ohm et d'un condensateur de 470 picofarad relie la borne 23 à la ligne de terre 27 pour stabiliser l'amplificateur l6o La borne de sortie active 25 de l'amplificateur 16 est connectée à la base dgun transistor 33 qui est relié comme étage tampon émetteur follower entre la ligne d'alimentation 26 et la ligne de terre 27, l'émetteur du transistor 33 étant connecté à la borne d'entrée 34 du filtre intégrateur 17 dont la borne de sortie est reliée à la borne d'entrée 18 commandant la fréquence dtun oscillateur de Gunn (non représenté)0 A la place d'un oscillateur de Gunn on pourrait utiliser, avec ce mode de réalisation, un oscillateur à avalanche ou un oscillateur à transistor. le filtre 17 est constitué par la combinaison parallèle d'une résistance de 1 kilooha et d'un condensateur de 100 picofarad, montée entre les bornes 34 et 18, et un condensateur de 0,47 microfarad relie la borne 18 à la ligne de terre 27. En fonctionnement, ledit oscillateur de Gumi engendre une fréquence fy00 qui alimente une entrée d'un comparateur de phase non représenté, qui est dans ce cas un mélangeur équilibré et de préférence à deux diodes, (Des exemples de mélangeurs équilibrés convenables sont décrits aux pages 58 à 66 de la susdite publication "Pha elock Techniques"). les deux bornes de sortie dudit mélangeur équilibré sont reliées respectivement aux deux bornes d'entrée 37 et 38 du montage L'ZIP 22o Le montage 220 inclut un étage 35 à courant constant sous la forme dtun transistor 36 convenablement polarisé. le signal de sortie sur la borne 21 est la somme algébrique des signaux de sortie équilibrés produits par ledit mé langueur, le mélangeur équilibré sert à comparer la fréquence fVC0 dudit oscillateur de Gunn à une fréquence de référence fgEp qui est engendrée par un oscillateur commandé par cristal (non représenté ) . Comme dans le cas de l'appareil représenté sur la figure 1, ledit mélangeur équilibré, llamplifieateur 16, le filtre 17 et ledit oscillateur de Gunn sont montés dans une boucle qui. en l'absence de la branche de réaction positive 19, est une boucle verrouillée en phase du sec-ond ordre qui fonctionne suivant les considérations exposées dans ladite publication "Phaselock Techniques". Dans le circuit de la figure 2, la branche de réaction positive 19 est réalisée sous la forme dsun réseau de Wien constitué par deux condensateurs 39 de 0,1 microfarad, une résistance 40 de 10 kilo ohms et un diviseur de tension formé d'une résistance 43 de 1,5 kiloohm et d'une résistance 44 de 8,2 kiloohms. le diviseur de tension établit une valeur convenable pour le gain, avec des signaux qui passent par l'en- trée sans inversion 20 à travers l'amplificateur 16 et la brante 19 en revenant sur I1 entrée 20, la jonction commune des résistances 43 et 44 étant reliée à l'entrée 20 sans inversion de l'amplificateur 19. le réseau de Wien est relié au curseur 42 d'un potentiomètre 41 de 10 kiloohms qui est branché entre la borne de sortie active 25 de l'amplificateur 16 et la ligne de terre 27. le curseur 42 est réglé de façon que l'amplificateur 16 et la branche de réaction 19 engendrent des oscillations, pratiquement à 150 Hertz dans cet exemple, lorsqu'il n'y a pas de signal sur la borne d'entrée d'inversion 23 de l'amplificateur 16 et à ne pas engendrer d'oscillation lorsque le circuit se trouve dans l'état verrouillé en phase. Le filtre 17 non seulement sert à intégrer la composante continue de tout signal de battement qui le traverse, provenant de la borne de sortie 21 du montage LTP 22, mais introduit aussi un déphasage suffisant aux fréquences circulant dans ladite boucle pour assurer que celle-ci ne devient pas instable et nlengendre pas d'autres oscillations lorsqu'elle se trouve à l'état asservi en phase. L'amplificateur 16 peut être un circuit amplificateur intégré du type Fairchild /ut702 convenablement adapté. En utilisant la branche 19 de réaction positive comme il a été décrit ci-dessus,.on a trouvé qu'il était possible d'élargir la plage d'entraînement t de l'amener à environ 95 de la plage de maintien. Par exemple, dans un circuit oscillateur de Gunn verrouillé en phase comprenant le circuit de la figure 2, la plage d'entraînement a passé de 2 ou 3 mégahertz à presque 200 Megahertz. Bien que dans chacun des modes de réalisation décrits ci-dessus on ait mentionné une branche de réaction positive reliant la borne de sortie active de l'amplificateur à une borne d'entrée sans inversion, il est possible naturellement de relier la borne de sortie active de l'amplificateur à une borne dlen- trée avec inversion de l'amplificateur par l'intermédiaire d'une branche de réaction positive qui introduirait un déphasage de 1800 sur la fréquence sur laquelle il est prévu que la combinaison de la branche de réaction positive et de l'amplificateur doit osciller lorsque la boucle n1 est pas asservie en phase. Sur la figure 3, on a représenté un troisième circuit oscillateur asservi en phase, dans lequel un oscillateur 11 commandé en tension est asservi en phase au cours du fonctionnement sur une oscillation de référence d'entrée, en combinaison avec une source d'oscillation de référence d'entrée, la source étant constituée dans ce cas par un oscillateur VEF 45 couplé par l'intermédiaire d'un multiplicateur de fréquence 46 au dispositif comparateur du circuit. Le dispositif comparateur a la forme d'un mélangeur 47 dont une borne d'entrée est reliée à la borne de sortie active du multiplicateur 46 et dont l'autre borne d'entrée reçoit la fréquence engendrée au cours du fonctionnement par l'oscillateur commandé 11 grâce à la connexion 14.La borne de sortie active 48 du mélangeur 47 est reliée à un circuit de commande de verrouillage de phase 49 qui contient des moyens d'amplification et un filtre passe-bas. Au cours du fonctionnement le circuit de commande de verrouillage de phase 49 engendre le signal de commande qui, appliqué à l'oscillateur commandé 11, détermine sa fréquence de travail. En vue d'une utilisation appropriée, l'oscillation engendrée par l'oscillateur commandé 11 peut être prélevée sur une borne de sortie 50. On a aussi prévu un indicateur de verrouillage 51 qui reçoit le signal de commande engendré par le circuit de commande 49 et qui comporte des moyens pour indiquer visuellement à l'opérateur si l'oscillateur commandé 11 est bien ou non verrouillé en phase vis-à-vis de l'oscillation de référence d'entrée. Le multiplicateur 46, le mélangeur 47, le circuit de commande 49, l'indicateur de verrouillage 51 et l'oscillateur commandé 11 sont tous alimentés en tension par un bloc d'alimentation 52 représenté sur la figure 3. Un bloc d'alimentation séparé (non représenté) est prévu pour l'oscillateur VHF 45. Le schéma du mélangeur 47 est représenté sur la figure 4, où l'on peut voir que le dispositif 47 possède une borne d'entrée active 53, sur laquelle l'oscillation de référence d'entrée est fournie par le multiplicateur 46 au cours du fonctionnement, reliée à une barre de terre commune 54, par un atténuateur 55 fait de trois résistances 56, 57 et 58 et d'un condensateur 60, les résistances 57 et 58 étant reliées en série l'une avec l'autre et branchées en parallèle sur la résistance 56, entre la borne 53 et la barre de terre 54. Un condensateur ajustable 60 est relié entre le point de jonction 59 des résistances 57 et 58 et la barre de terre 54, pour supprimer le bruit haute fréquence et pour permettre de régler le niveau de l'oscillation de référence d'entrée dans le dispositif 47. Les éléments, servant au mélange, du mélangeur 47 sont constitués par un condensateur fixe 61 en série avec une résistance 62 et un condensateur réglable 63 en série avec une autre résistance 64, les deux résistances 62 et 64 étant reliées ensemble par une jonction commune constituant le point de mélange 65 du mélangeur 47, le condensateur 61 étant connecté au point commun de jonction 59 pour recevoir l'oscillation de référence d'entrée et le condensateur 63 étant connecté au conducteur 14 pour recevoir l'oscillation engendrée par l'oscillateur commandé 11. le point de mélange 65 est couplé à la barre de terre par une diode 66 dont l'anode est connectée au point 65 et est couplée à la borne de sortie 48 du dispositif 47 par une bobine de filtrage 67. Ainsi, au cours du fonctionnement la tension alternative apparaissant au point 65 est rectifiée sur une alternance par la diode 66 et la tension de sortie résultante rectifiée est filtrée par la bobine 67, de sorte qu'on obtient en fonctionnement une tension négative sur la borne de sortie 48, l'amplitude de cette tension par rapport à un niveau prédéterminé représentant la différence de phase entre l'oscillation de référence d'entrée et le signal de sortie de l'oscillateuz commandé 11, pourvu qu'il n'y ait pas une différence plus grande qu'une certaine valeur entre la fréquence d'oscillation de référence et la fréquence de l'oscillateur commandé. ledit niveau prédéterminé est fixé par les valeurs des résistances 56, 57, 58, 62 et 64, les capacités des condensateurs 60, 61 et 63 et les amplitudes relatives des oscillations fournies respecti- vement sur la borne 53 et par l'intermédiaire du conducteur 14 La figure 5 montre le schéma du circuit de commande d'asservissement de phase 49 dont on peut voir qu'il est semblable jusqu'à un certain point au circuit de la figure 2, les mêmes numéros repères étant utilisés pour les éléments correspondants des figures 2 et 5, sauf pour la barre de terre commune 54 qui porte le numéro 27 sur la figure 2 La borne de sortie 48 du mélangeur 47 est reliée, par l'intermédiaire d'un atténuateur constitué par deux résistances 68 et 69 en série, à la barre de terre 54. le point commun de cet atténuateur est relié à l'anode d'une autre diode 70 dont la cathode est connectée à la barre de terre commune 54. La diode 70 sert à assurer que la tension sur la borne d'entrée d'inversion 23 de l'amplificateur opérationnel 16 ne s'élèvera pas au-dessus d'un faible niveau positif par rapport à la terre, la borne 23 étant connectée au point commun de jonction des résistances 68 et 69 pour recevoir le signal de sortie atténué du mélangeur. La borne 23 est reliée, comme dans le circuit de la figure 2, par l'intermédiaire de la résistance 29 au curseur du potentiomètre 30 pour recevoir un signal précis qui amène l'amplificateur 16 à fournir, sur sa borne de sortie 25, le niveau de tension nécessaire pour régler l'oscillateur commandé 11 au centre de sa plage de fréquences lorsque l'amplificateur 16 ne reçoit pas d'autre tension d'entrée. La branche de réaction positive 19 est prévue ici aussi sous la forme d'un réseau de Wien constitué par deux condensateurs 39, la résistance 40 et le diviseur de tension formé par les résistances 43 et 44, le point commun de ces deux dernières résistances étant relié à la borne d'entrée 20 sans inversion de l'amplificateur 16 et les condensateurs 39 étant reliés, l'un à la barre de terre commune 54 et l'autre au curseur 42 du potentiomètre 41 reliant la borne 25 à la barre 54. Dans le circuit de la figure 5, un condensateur stabilisateur 71 est branché entre la borne 20 et la barre de terre 54. le transistor 33 est monté en émetteur follower dont le collecteur est relié à là ligne d'alimentation 26, la base à la borne 25 et son émetteur par l'intermédiaire d'une résistance 72, d'une diode de Zener 73 et d'une autre résistance 74, en série dans cet ordre, à une ligne d'alimentation négative 75. L'anode de la diode de Zener est reliée directement à la base d'un autre transistor 76 muni d'une résistance 77 qui relie son collecteur à une ligne d'alimentation positive 78 et d'une autre résistance 79 qui relie son émetteur à la ligne d'alimentation négative 75 o Le collecteur du transistor 76 est pourvu d'une connexion de sortie 80 qui constitue la sortie du dispositif de commande de verrouillage de phase 49 auQuel le conducteur 18 de la figure 3 est connecté. La connexion de sortie 80 est couplée à la barre de terre commune 54 par une résistance 81 en série avec un condensateur 82. La résistance 77, la résistance 81 et le condensateur 82 forment ensemble un filtre intégrateur 17. La diode de Zener 73 sert à régler le niveau du signal relativement à la terre, alimentant la base du transistor 76. Ainsi, au cours du fonctionnement, un signal continu négatif alimente l'oscillateur commandé 11 par l'intermédiaire de la connexion 18 pour déterminer la fréquence de travail. Lors- que l'asservissement de phase se produit la grandeur de ce signal est importante et elle est détectée et utilisée pour fournir l'indication visuelle de l'existence du verrouillage de phase au moyen de l'indicateur de verrouillage 51 dont le schéma se voit sur la figure 6. La connexion de sortie 80 constituant la sortie du dispositif de commande d'asservissement de phase 49 est reliée à une extrémité d'une résistance 83 qui est connectée en série avec une autre résistance 84, les résistances 83 et 84 formant un atténuateur qui relie la connexion de sortie 80 à la barre de terre commune 54 et leur point de jonction commun est relié à la borne sans inversion d'un amplificateur 85 et à la borne de sortie sans inversion de l'amplificateur 86. les amplificateurs 85 et 86 sont du type SGS-Fairciilld Alun711 et sont adaptés à former un détecteur de limites à double extrémité, sensiblement comme il est décrit à la page 127 de la deuxième édition (Mars 1968) de la publication "The Application of Liner Microcircuits", éditée par SGS-::Eairchild Limited, à Aylesbury, Comté de Buckingham, grace à la connexion de la borne d'entrée avec inversion de l'amplificateur 85 au curseur d'un potentiomètre 87, et à la connexion de la borne d'entrée sans inversion de l'amplificateur 86 au curseur d'un autre potentiomètre 88, les dits potentiomètres étant branchés entre les lignes d'alimentation de tension 26 et 28 et grâce à la connexion des bornes de sortie des amplificateurs 85 et 86 à une borne de sortie commune 89 qui est reliée par l'intermédiaire d'une résistance 90 à la base d'un transistor excitateur 91 dont l'émetteur est directement connecté à la barre de terre commune 54 et dont le collecteur est relié par l'intermédiaire d'une lampe indicatrice 93 à une ligne d'alimentation positive 92. les bornes d'entrée de fixation (non représentées) des amplificateurs 85 et 86 sont laissées sans connexion et les amplificateurs sont alimentés en tension respectivement à partir des lignes d'alimentation 26 et 28. Un seuil supérieur et un seuil inférieur sont réglés par la position respective des curseurs des potentiomètres 87 et 88 et les amplificateurs 85 et 86 fonctionnent de telle manière que la lampe 93 ne soit allumée que lorsque le signal atténué, alimentant les amplificateurs par l'intermédiaire de l'atténuateur 83, 84 à partir de la connexion de sortie 80 du dispositif de commande d'asservissement de phase 49, ne se trouve pas entre les deux limites, supérieure et inférieure.Lorsque ce signal atténué se trouve effectivement entre ces limites, l'oscillateur commandé 11 est asservi en phase sur l'oscillation de référence d'entrée et la lampe 93 cesse d'être allumée, ce qui indique que l'asservissement de phase s'est produit. La figure 7 montre le schéma du dispositif d'alimentation en tension 52. On voit que la ligne d'alimentation tension 92 est directement reliée à une borne d'application de tension 93 qui est connectée à une extrémité d'une résistance 94 dont l'autre extrémité est couplée, par l'intermédiaire d'un condensateur électrolytique 95, à la barre de terre commune 54. La ligne d'alimentation tension 78 est reliée à ladite autre extrémité de la résistance 94. Le dispositif 52 comprend une autre borne d'application de tension 96 reliée à une extrémité d'une résistance 97 dont l'autre extrémité est couplée, par l'intermédiaire d'un condensateur électrolytique 98, à la barre de terre 54 L'alimentation tension 75 est connectée à ladite autre extrémité de la résistance 97. Une résistance 99 et une diode de Zener 100 sont connectées en série, tout en shuntant le condensateur 95, et une autre résistance 102 et une autre diode de Zener 101 sont montées de la même façon sur le condensateur 98, l'anode de la diode 100 et la cathode de la diode 101 étant reliées à la barre de terre 54. Un troisième condensateur électrolytique 102 est branché en parallèle sur la diode 100 et un quatrième 103, en parallèle sur la diode 101. En fonctionnement, une tension de 24 volts positive par rapport à la terre est appliquée à la borne 93 et une tension de 24 volts négative par rapport à la terre à la borne 96. les résistances 94 et 97 en coopération avec les condensateurs 95 et 98 servent à filtrer toute fluctuation de la tension sur les bornes 93 et 96, les résistances 94 et 97 possédant de faibles valeurs, de sorte que les tensions sur les lignes d'alimentation 78 et 75 sont respectivement voisines de +24 volts et -24 volts. les diodes de Zener 100 et 101 établissent des tensions fixes à leur niveau d'avalanche, respectivement de +12 volts et -6,2 volts sur les lignes 26 et 28, les condensateurs 102 et 103 servant à découpler les lignes d'alimentation. Dans un exemple d1un mode de réalisation construit comme il a été décrit ci-dessus en se référant aux figures 3 à 7, l'oscillateur vRF 45 et le multiplicateur 36 ont la forme d'un bloc qui est du type oscillateur VHF 427L comportant un multiplicateur bande X, fabriqué par G. & E. Eradley Limited, Nessden Lane, Londres, Angleterre, et l'oscillateur commandé 1 1 est du modèle état solide 430 bande , fabriqué également par G. & E.Bradley Limites, les valeurs des différents éléments d'une réalisation, fournie à titre d'exemple, sont les suivantes Repère Résistance Condensateur Capacités 56 150 ohm Repères60 0,8 à 10 picofarad 57 5,6 " 61 10 58 150 " 63 3,9 62 180 " 71 1 000 64 180 " 39 2 0,1 microfarad 68 270 t 39 ) chacun 69 100 " 82 0,1 microfarad 43 1 000 ' 95 47 44 8 200 " 98 47 30 10 kilo-ohm 102 1,0 29 2,2 " 103 1,0 Repère Résistance 24 10 kilo-ohm 40 10 41 10 72 1,2 Repère Résistance 74 510 ohm 77 6 800 79 470 " 81 10 83 33 kilo-ohm 84 10 87 10 88 10 90 200 ohm 94 1,5 97 1,5 99 390 102 820 Diode Tvoe Tension de Zener 66 HP 5082-2301 70 IN 914 73 BZY 88 15 volt 100 BZY 88 12 volt 101 BZY 88 6,2 volt Bobine Inductance 67 0,1 microhenry On utilise un amplificateur SGS-Fairchild type 702A pour l'amplificateur 16 et ses bornes de compensation avanceretard sont reliées ensemble par un condensateur de 47 picofarad, représenté sans numéro de référence sur la figure 5, pour fournir une compensation de fréquence interne de façon à donner de la stabilité au cours du fonctionnement, compte tenu des branches de réaction reliées à l'amplificateur. L'amplificateur 702A est décrit dans la publication ci-dessus mentionnée par SGS Fairchild Limited aux pages 16 à 21. Dans le fonctionnement du circuit des figures 3 à 7, lorsque l'asservissement en phase est terminé, il subsiste une différence de phase constante entre les deux oscillations alimentant le mélangeur 47 qui les compare. La tension appliquée à l'oscillateur commandé 11 et résultant de cette différence de phase constante détermine la fréquence précise du fonctionnement de l'oscillateur 11. Toute la plage de fréquences de l'oscillateur il est couverte par une modification de la tension qui l'alimente par le conducteur 14, correspondant à une variation de la différence de phase entre les deux dites oscillations de - Mathématiquement, on peut considérer que les réalisations de la présente invention comportent une réaction à boucles multiples, dans laquelle il y a deux trajets de réaction comme illustré sur la figure 8a où un amplificateur 200 ayant un gain G est représenté, pourvu d'une première branche de réaction 201 et d'une deuxième branche de réaction 202, ayant des gains respectifs a et p, les branches 201 et 202 étant alimentées par la borne de sortie 203 de l'amplificateur 200 et fournissant leurs signaux de réaction respectifs à un point de mélange 204 sur l'entrée de l'amplificateur 200.Si le signal d'entrée dans la combinaison est 5-i i et le signal de sortie résultant grO, on peut écrire les relations suivantes Si le gain p de la branche 202 est une fonction de la fréquence de façon qu'à moins que la fréquence représentée par O-i se trouve dans un intervalle limité par les fréquences uD1 et 22 la valeur de ss est sensiblement nulle et pour des valeurs de fréquences en dehors de cet intervalle on a et les oscillations peuvent être engendrées si aG = +1, c'està-dire si la branche 201 est constituée par une branche de réaction positive de gain 1/G.Si alors les fréquences de limitation et et J2 ( 2 sont des fonctions de 0 comme c'est le cas pour la branche 202 comprenant un oscillateur commandé en tension, le gain de la branche 202 peut être ramené à une valeur non nulle. En outre, comme aG = 1, on a et si la branche est à réaction négative, comme dans le cas d'une boucle d'asservissement en phase ou en fréquence, Ainsi la branche de réaction positive na pas d'effet sur 1' opé- ration de verrouillage de la branche à réaction négative lorsque les fréquences W1 et bJ2 ont été déplacées pour amener la fré quence représentée par #i dans l'intervalle compris entre et En appliquant ces considérations à une boucle d'asservissement de phase de la figure 8b qui comporte un amplificateur 300 avec une branche de réaction positive 301, une branche de réaction négative 302 constituée par un filtre intégrateur 305, un oscillateur commandé en tension 306 et un comparateur de phase 307 et des bornes respectivement d'entrée et de sortie 304 et 303, on peut écrire les relations suivantes Vo = A.Vx où VO est la tension de sortie de l'amplificateur 300, Vx,la tension d'entrée de l'amplificateur 300, et A, le gain de l'amplificateur 300. où a est le gain de la branche de réaction positive 301, la la phase d'entrée de référence sur le comparateur de phase 307, 00, la phase de sortie de ltoscillateur 306 VCO, le le coefficient phase-tension du comparateur de phase 307, où F (s) représente la fonction de transfert laplacienne du filtre intégrateur 305, s est ltopérateur de Laplace, et Ko est le coefficient tension-fréauence de l'oscil lateur 306. Par suite, Soit &alpha; A = 1 le réseau de Wien utilisé dans les réalisations décrites ci-dessus présente un gain qui peut être exprimé, pour une fréquence particulière #s, en fonction de l'opérateur de La- place s, du gain A de l'amplificateur 16 et d'une constante de temps S s qui est, dans le cas des circuits des figures 2 et 5, le produit C39. R40' avec C39 étant la capacitance du condensateur 39, R40, la valeur de la résistance 40, R43, la valeur de la résistance 43, et R44, la valeur de la résistance 44. Ainsi pour le réseau de Wien, s = iOS Pour le filtre particulier 17 utilisé dans le circuit de la figure 5, la fonction de transfert F(s) est donnée par C82 étant la capacitance du condensateur 82, R77, la valeur de la résistance 77, et R81, la valeur de la résistance 81. Par suite pour le circuit des figures 3 à 7, La figure 8c fournit le bloc diagramme d'un circuit d'asservissement en fréquence, dans lequel un amplificateur à courant continu 400 de grain A comporte une branche de réaction positive 401 qui relie sa borne de sortie 403 à sa borne d'entrée 404; ces bornes sont également reliées par une branche de réaction négative 402 constituée par un oscillateur 406 commandé en tension dont l'entrée de commande est alimentée à partir de la borne 403, un mélangeur 407 recevant une fréquence de ré férenceupr et la fréquence de sortie 4J0 de l'oscillateur 406 et fournissant un signal de battement de sortie à fréquence coi qu'il transmet, par l'intermédiaire d'un amplificateur 408 à fréquence intermédiaire, à un discriminateur de fréquence 409 accordé à l'équilibre sur une fréquence agD et possédant un coefficient KD fréauence-tensionO En posant V pour représenter la tension d'entrée ap x piquée à l'amplificateur 400 et Vo pour représenter la tension de sortie de l'amplificateur 400, on peut écrire les relations suivantes :: Vo = A.Vx et par suite Le mélangeur 407 et l'amplificateur 408 à fréquence intermédiaire ne sont pas essentiels, mais sont prévus en pratique pour produire un abaissement de fréquence dans le discriminateur 409, car cette disposition améliore la stabilité n température de l'ensemble Les réalisations de l'invention peuvent être encore considérées comme un amplificateur A pourvu d'une branche de réaction négative qui inclut l'oscillateur commandé, le gain de l'amplificateur s'approchant de l'infini. Ceci équivaut, comme on le comprend, à fournir un amplificateur de gain fini G avec une branche de réaction positive de gain 1/G. L'expression de la fonction de transfert de boucle d'un circuit d'asservissement de fréquence de phase sans branche à réaction positive peut être alors écrite et la limite de la fonction, lorsque A approche de l'infini, sera obtenue pour fournir la fonction de transfert de boucle avec une branche de réaction positive de gain 1/G, G étant le gain fini de l'amplificateur réel. Ainsi pour la figure 8b sans la branche 701, la fonction de transfert est qui a la valeur limite lorsque A tend vers l'infini. Pour la figure 8c, la fonction de transfert sans la branche 401 est qui a la valeur limite lorsque A tend vers l'infini. Il est clair que le procédé et la réalisation de l'invention s'appliquent aussi à des circuits asservis en fréquence. REVEEDICATIONS 1. Procédé pour commander la fréquence d'un oscillateur, dans lequel l'oscillateur est compris dans une branche à réaction négative d'un circuit de commande auquel une oscillation de référence est appliquée et comparée avec l'oscillation de l'oscillateur et un signal de commande est établi, résultant de la comparaison et appliqué à l'oscillateur pour déterminer sa fréquence, caractérisé en ce que la branche de réaction négative fournit un signal de réaction négative à l'entrée d'un amplificateur et un signal de réaction positive est fourni simultanément à l'entrée de l'amplificateur, le signal de réaction positive établissant des oscillations à basse fréquence dans l'amplificateur chaque fois que le signal de réaction négative tombe en dessous d'une amplitude préfixée. 2. Circuit de réaction à boucles multiples comprenant un amplificateur muni d'une branche de réaction positive et d'une branche de réaction négative, caractérisé en ce que la branche de réaction positive possède un gain sensiblement égal à l'inverse du gain de l'amplificateur et en ce que la branche de réaction négative comprend un oscillateur à fréquence variable pouvant être commandé, dont l'entrée de commande est alimentée par la sortie de l'amplificateur. 3. Circuit de réaction à boucles multiples selon revendication 2, caractérisé en ce que~la branche de réaction négative comprend un comparateur de phase dont une entrée est alimentée par la sortie de l'oscillateur. 4. Circuit de réaction à boucles multiples selon revendication 3, caractérisé en ce que la branche de réaction négative comprend un filtre intégrateur entre la sortie de l'am- plificateur et l'entrée de commande de l'oscillateur. 5. Circuit de réaction à boucles multiples selon revendication 4, caractérisé en ce que le comparateur de phase comprend un mélangeur et un redresseur. 6. Circuit de réaction à boucles multiples selon revendication 5, caractérisé en ce que la sortie de ltamplifi cateur est couplée à un dispositif indicateur d'asservissement. 7. Circuit de réaction à boucles multiples selon revendication 2, caractérisé en ce que la branche de réaction négative comprend un discriminateur de fréquence dont la sortie alimente l'amplificateur et dont l'entrée est couplée à une sortie de l'oscillateur.