La présente invention concerne les amplificateurs équilibrés, ou push- pull, de classe AB utilisant deux transistors à effet de champ du type CMOS (transistors à oxydes métalliques- semiconducteurs complémentaires) connectés en émetteur-suiveur dans leur étage d'attaque et utilisant des amplificateurs de courant non linéaires ayant des caractéristiques de conduction complémen- taires dans leur étage de sortie push-pull. Les amplificateurs de ce type sont avantageux en ce que leurs transconductances et, par conséquent, leurs caractéristi- ques de surcharge sont déterminées par les transistors à effet de champ de l'étage d'attaque. Dans les amplificateurs pour audio- fréquence, ceci produit les caractéristiques acoustiques normalement associées aux amplificateurs à tubes à vide, et le "son des tubes à vide" est préféré par les auditeurs difficiles au "son des transis- tors",associé aux amplificateurs à transistors classiques utilisant des transistors bijonction, en ce qui concerne l'écoute de la musique à des niveaux élevés d'amplification se trouvant au-delà de la gamme linéaire relativement non déformée de l'amplificateur. La description suivante, conçue à titre d'illustration de l'invention, vise à donner une meilleure compréhension de ses caractéristiques et avantages; elle s'appuie sur les dessins annexés, parmi lesquels: Chacune des figures 1, 2 et 3 représente un schéma simplifié d'un amplificateur push-pull de classe AB sans transforma- teur constituant un mode de réalisation de l'invention. Sur la figure 1, un transistor d'attaque de canal p Ql et un transistor d'attaque de canal n Q2 forment une paire de tran- sistors CMOS dont les électrodes de grille respectives sont direc- tement connectées à la borne d'entrée de signal, désignée par la référence IN. Chaque transistor est connecté en configuration de source suiveuse ou amplificateur à drain commun. Un transistor PNP Q3 (dont l'émetteur est connecté de façon à recevoir une tension d'alimentation de fonctionnement B- relativement positive) et un transistor NPN Q4 (dont l'émetteur est connecté de façon à recevoir une tension d'alimentation de fonctionnement B- relativement néga- tive) sont montés respectivement en configuration d'amplificateur à émetteur commun, chacun des collecteurs étant connecté à une borne de sortie de signal désignée par la référence OUT; cette structure d'amplificateur complémentaire constitue l'étage de sortie push-pull servant à fournir un signal. de sortie à un moyen de charge ultérieure(non représenté) connecté entre la borne OUT et une tension de référence de masse se trouvant entre les tensions B+ et B-. Il est également possible de connecter la borne OUT via un condensateur d'arrêt à une extrémité du moyen de charge, l'autre extrémité étant connectée à l'une des lignes de tension d'alimentation de fonctionnement B+ et B-, selon la pratique courante. Un transistor PNP Q5 monté en diode et une résistance Ri sont connectés en série entre la base et l'émetteur de Q3 afin de former avec Q3 un premier amplificateur de courant à trois bornes non linéaire. Ce premier amplificateur non linéaire est connecté en entrée à la source de QI, sa connexion commune est faite à la ligne de tension d'alimentation B+, et sa connexion de sortie à la borne OUT. La résistance Rl a une valeur choisie de façon que la chute de potentiel à ses bornes dans des conditions stationnaires, ou de repos, soit négligeable. Dans ces conditions, l'amplificateur de courant non linéaire fonctionne comme l'amplificateur à courants en rapport géométrique qui existerait si la connexion entre Q5 et Q3 via RI était remplacée par une connexion directe. Le courant de source de Ql est amplifié par un facteur égal au rapport de la caractéristique courant de collecteur-tension émetteur-base de Q3 à la caractéristique courant d'émetteur-tension émetteur-base de Q5 pour des tensions émetteur-base identiques. Un transistor NPN Q6 monté en diode et une résistance R2 sont connectés en série entre la base et l'émetteur de Q4 afin de former avec Q4 un deuxième amplificateur de courant à trois bornes non linéaire. Ce deuxième amplificateur non linéaire est connecté en entrée à la source de Q2, sa connexion commune est faite avec la ligne de tension d'alimentation B-, et sa connexion de sortie avec la borne OUT. Q4 et Q6 sont proportionnés et la résistance R2 est choisie de façon que ce deuxième amplificateur non linéaire ait sensiblement le même gain de courant en fonction du courant de source appliqué que le premier amplificateur non linéaire. Ainsi, dans la mesure o les transistors à effet de champ Qi et Q2 ont des caractéristiques de conduction complémen- taires, les courants de collecteur stationnaires de Q3 et Q4 seront égaux lorsque la borne IN recevra une tension située à mi-hauteur des tensions d'alimentation B- et B+. En couplant directement la borne OUT à la borne IN par une résistance R3, on ferme une connexion de réaction du type mode commun de contre- réaction qui égalise les courants de collecteur de Q3 et Q4 en polarisant la borne IN sur la tension située à mi-hauteur des tensions d'alimentation B- et B+. Un signal d'entrée peut être appliqué à la borne IN par l'intermédiaire d'un condensateur d'arrêt de façon que le montage de réaction ne soit pas gêné dans son fonctionnement. Le gain de tension de l'amplificateur est déterminé par la résistance RS du générateur de signaux d'entrée (non représenté sur les figures) et a une valeur de (R /R)+l. 3 S Les excursions positives de la tension du signal d'entrée appliqué à la borne IN diminuent le courant de source demandé par Ql en réduisant le courant de collecteur de Q3 de façon proportionnelle. Le courant de source délivré par Q2 subit une augmentation, ce qui augmente le courant de collecteur de Q4 de façon presque exponentielle. La borne OUT fait fonction de puits de courant vis-à-vis de n'importe quel moyen de charge, et la tension présente sur la borne OUT est tirée vers la tension d'ali- mentation B- aussi longtemps qu'elle n'est pas mise en court- circuit. Les excursions négatives de la tension du signal d'entrée appliqué à la borne IN ont l'effet inverse de diminuer le courant de source que peut produire Q2 en réduisant de façon proportionnelle le courant de collecteur de Q4. Le courant de source demandé par QI subit une augmentation, ce qui augmente le courant de collecteur de Q3 de façon presque exponentielle. La borne OUT fait fonction source de courant vis-àvis de n'importe quel moyen de charge, et la tension présente sur la borne OUT est tirée vers la tension d'alimentation B+ aussi longtemps qu'elle n'est pas mise en court-circuit. Si l'on choisit la partie de la différence entre les tensions d'alimentation B- et B+ qui est disponible sous forme de la combinaison des tensions source-drain de Ql et drain-source de Q2 de façon que cette partie soit plus petite que la somme des valeurs de seuil des tensions respectives source-grille V05 GQ et VGS Q2 de QI et Q2, alors, la polarisation de l'amplificateur push-pull fonctionnant en classe AB est renforcée par le fait que QI et Q2 fonctionnent dans leurs régions quadratiques pendant l'existence simultanée de leur état de conduction. Dans l'ampli- ficateur de la figure 1, la somme des tensions source-grille res- pectives de Ql et Q2, soit VGS Ql et V Q2, est égale à la diffé- rence entre les tensions de fonctionnement B- et B+, moins la somme relativement petite des tensions de décalage émetteur-base respectives VBEQ5 et V BEQ6 de Q5 et Q6. Lorsque la différence entre les tensions Bet B+ croit au-delà, elle dépasse fortement la somme des tensions VGSQ et VGS 2associées au fonctionnement GS-Ql CS-Q2 quadratique des transistors CMOS à mode d'enrichissement largement utilisés actuellement, et un amplificateur push-pull tel que celui présenté sur la figure 1 demanderait des transistors CMOS conçus spécialement pour avoir une tension VGS élevée. Une manière d'obtenir satisfaction avec des transistors CMOS de modèle courant consiste à modifier l'amplificateur push-pull de la figure 1 en insérant un moyen générateur de tension de décalage entre la source de Ql et la base de Q3 et en insérant un autre moyen générateur de tension de décalage entre la source de Q2 et la base de Q4. Ces moyens générateurs de tension de décalage peuvent être constitués respectivement par des diodes du type avalanche par exemple, ou par d'autres transistors à effet de champ en source suiveuse. La figure 2 présente une variante de l'amplificateur de la figure 1 qui permet de traiter le cas d'une différence deux fois plus importante entre les tensions B- et B+, cette variante étant mise en oeuvre de façon à également traiter le cas des gains de courant plus importants dans les amplificateurs de courant non linéaires comportant respectivement Q3 et Q4 comme transistors de sortie. La grille du transistor à canal p Q7 monté en source suiveuse est connectée à la source de Ql, et sa source est connectée aux bases de Q3 et Q5. Toutefois, au lieu que le collecteur de Q5 soit connecté à la base de Q3, il reste connecté à la source de QI, si bien que Q7 est incorporé avec RI, Q3 et Q5 dans l'ampli- ficateur de courant non linéaire. Les courants de base des tran- sistors bijonction Q3 et Q5 ne font plus partie du courant de source de Ql. Seul le courant de collecteur de Q5 fait fonction de courant de source pour QI, à l'exception du courant déchargeant la capacité parasite qui se trouve à la source de Ql. De même, la grille du transistor à canal n Q8 monté en source suiveuse est connectée à la source de Q2, et sa source est connectée aux bases de Q4 et Q6; le collecteur de Q6 est connecté à la source de Q2, si bien que seul le courant de collecteur de Q6 est délivré de la source de Q2, à l'exception du courant chargeant la capacité parasite se trouvant à la source de Q2. Alors, Q3 et Q4 peuvent âtre conçus de façon que leurs courants de collecteur pour des tensions émetteur-base données soient très importants sans que leurs grands courants de base associés ne brouillent les courants de source de Qi et Q2 venant des collecteurs de Q5 et Q6. Ainsi, Q5 et Q6 peuvent réagir de façon que leurs courants de collecteur sont respectivement égaux aux courants de source de Ql et Q2 et puissent coopérer respectivement avec les résistances Ri et R2 pour commander la non-linéarité des réponses respectives en courant de collecteur des transistors Q3 et Q4. Un autre moyen de permettre l'emploi de transistors CMOS de structure classique d'un amplificateur push-pull de la figure i consiste à modifier celui-ci en insérant un moyen géné- rateur de tension de décalage entre la borne IN et la grille de QI et en insérant un autre moyen générateur de tension de décalage entre la borne IN et la grille de Q2. Il est également possible d'utiliser ensemble les deux manières. L'utilisation de moyens générateurs de tension de décalage produisant des tensions de décalage fixes nécessite que le constructeur connaisse la valeur de la différence entre les tensions d'alimentation B- et B+. Il est toutefois souvent inté- ressant de pouvoir disposer d'un amplificateur push-pull qui puisse fonctionner sur un certain intervalle de différences entre les tensions d'alimentation B- et B+. Des moyens générateurs de tension de décalage produisant des tensions de décalage entre les grilles de transis- tors CMOS dans des connexions d'amplificateurs d'inversion sont décrits dans la demande de brevet des Etats-Unis d'Amérique n' 096739 déposée le 23 novembre 1979 sous le titre "Complementary field affect transistor amplifier with cross-over current control". La figure 3 présente un amplificateur push-pull dans lequel, selon les enseignements de la demande de brevet citée ci- dessus, la somme des tensions de décalage, soit VGSQl + VGS-Q2> est déterminée par la différence des tensions d'alimentation B- et B+, moins la somme des tensions V d'un transistor à effet de champ de canal p et d'un transistor à effet de champ de canal n fonctionnant pour un niveau de courant de drain donné, moins des tensions de décalage VBE appropriées permettant de compenser les tensions de décalage d'entrée des amplificateurs de courant non linéaires pour lesquels Ql et Q2 sont appelés à servir d'étage d'attaque. La valeur stationnaire de V est déterminée par la GS-Ql chute de tension apparaissant aux bornes de la résistance R5 en réponse au courant de collecteur du transistor PNP Q9; et la valeur stationnaire de V Q2 est déterminée par la chute de tension apparaissant aux bornes de la résistance R6 en réponse au courant de collecteur du transistor NPN QIO. Les courants de collecteur de Q9 et Q10 sont fixés de manière à avoir des intensités égales par un moyen qui va 'être expliqué ci-après, et la boucle de réaction directe entre la borne OUT et la borne IN via la résistance R3 fournit tout écart entre ces courants de collecteur, en décalant légèrement les tensions stationnaires entre les bornes IN et OUT l'une par rapport à l'autre. Un transistor à effet de champ à canal p, désigné par la référence Qll, présentant des caractéristiques de conduction identiques à celles de Ql, est connecté en amplificateur à drain commun de façon à extraire du courant par sa résistance de source Rll en réponse à la polarisation en sens passant de son électrode de grille par la résistance R15 connectant la grille à la terre. Lorsque la chute de tension aux bornes de Rll commence de dépasser la somme de la tension de décalage émetteur-base VBE-Q17 du tran- sistor PNP Q17 monté en émetteur suiveur et de la tension émetteur-base VBE QI9 du transistor PNP Q19 monté en amplifica- teur à émetteur commun, le transistor Q19 est polarisé en conduc- tion de façon à fournir un couraut de collecteur. Ce courant de collecteur est envoyé à la terre par l'intermédiaire de la résis- tance R15, ce qui établit aux bornes de celle-ci une chute de tension empêchant tout autre accroissement sensible de la chute de tension aux bornes de Rll. La chute de tension aux bornes de Rll est donc fixée à une valeur sensiblement fixe qui est égale à (VBE-Q17 + VBE QI9)' On choisit la résistance de Rll de façon que la chute de tension à ses bornes, qui détermine le débit de courant dans Rll selon la loi d'Ohm et fixe le courant de source de Qll, établisse une valeur de courant de source pour Qll qui soit égale au courant de source voulu pour QI. La tension émetteur-base régulée de Q19 est appliquée comme tension émetteur-base V BEQ9 de Q9. Les caractéristiques courant de collecteurtension émetteur-base de Q19 et de Q9 sont dans le même rapport que les résistances respectives R15 et R5, ce qui amène des chutes de tension aux bornes de R15 et R5 sensi- blement égales l'une à l'autre. Ainsi, QI est amené sur le meme niveau de conduction stationnaire (c'est-à-dire courant de canal) que Qll. Le transistor à effet de champ de canal n Q12, les résistances R12 et R16, et les transistors bijonction NPN Q18 et Q20 jouent des rôles respectivement analogues à ceux du transistor à effet de champ à canal p Qll, des résistances Rll et R15, et des transistors bijonction PNP Q17 et Q19, en ce qu'ils appliquent à QIO une tension émetteur-base V BE QI conditionnant le transistor QlO à faire passer un courant de collecteur qui, passant dans R6, crée une tension V Q2 polarisant Q2 au même niveau de conduction stationnaire que Q12. RII et R12 ont des valeurs de résistance respectivement égales, comme R15 et R16, si bien que les niveaux de conduction stationnaires de Qll et Q12, et par conséquent ceux de QI et Q2, sont semblables. Ceci réduit l'écart existant entre les courants de collecteur de Q9 et QLO et minimise la tension de décalage stationnaire entre les bornes OUT et IN. R7 et R8 sont simplement, respectivement, une résistance de tirage vers le haut pour la base de Q3 et une résistance de tirage vers le bas pour la base de Q4 et ont pour effet d'accélérer leur passage à l'état non conducteur lors de transitions de conduction de l'un à l'autre. Du point de vue du rendement de l'amplificateur, il n'est pas souhaitable que Q3 et Q4 soient simultanément conducteurs, sauf dans la mesure o cela est nécessaire pour éviter la distorsion pendant les croisements entre leurs états conducteur et non conducteur. On peut également obtenir satisfaction sur ce point en incorporant dans l'amplificateur de la figure 3 un circuit de limitation de ligne de charge. Les excursions de la tension du signal de sortie existant sur la borne OUT sont appliquées via la résistance R21 à l'émetteur du transistor NPN Q21 dont la base est connectée à la terre et sont appliquées via la résistance R22 à l'émetteur du transistor PNP Q22 dont la base est connectée à la terre. Les excursions négatives de la tension du signal de sortie dépassant la tension de décalage émetteur-base VBE- Q21 de Q21 polarisent Q21 dans l'état conducteur de manière à faire passer du courant dans la résistance R23 et à créer aux bornes de cette résistance une chute de tension. Les excursions négatives suffisamment grandes de la tension du signal de sortie augmentent suffisamment la chute de tension aux bornes de R23 pour polariser le transistor PNP Q23 monté en amplificateur à émetteur commun afin empêcher tout débit de courant de source restant destiné à Ql de passer dans le circuit d'entrée de l'amplificateur de courant non linéaire comprenant Q3, Q5, Q7', Rl et R7. Par conséquent, la résistance R7 de tirage vers le haut maintient de manière définie Q3 dans l'état non conducteur pendant les excursions négatives prononcées de la tension du signal de sortie présente sur la borne OUT. Les excursions positives de la tension du signal de sortie dépassant la tension de décalage émetteur-base VBE Q22 de Q22 polarisent Q22 dans l'état conducteur afin de faire passer du courant dans la résistance R24 et de créer aux bornes de cette résistance.une chute de tension. Les excursions suffisamment importantes de la tension du signal de sortie augmentent suffi- samment la chute de tension aux bornes de R24 pour polariser le transistor NPN Q24 monté en amplificateur à émetteur commun dans l'état conducteur afin d'empêcher tout courant de source restant venant de Q2 de circuler dans le circuit d'entrée de l'amplificateur de courant non linéaire comprenant Q4, Q6c Q81, R2 et R8. Ainsi, la résistance R8 de tirage vers le bas maintient de façon définie Q4 dans l'état non conducteur pendant les excursions positives prononcées de la tension du signal de sortie présente sur la borne OUT. L'amplificateur de la figure 3 diffère en outre de celui de la figure 2 en ce que le transistor à effet de champ à canal p Q7 monté en source suiveuse et le transistor à effet de champ à canal n Q8 monté en source suiveuse remplacent respecti- vement le transistor bijonction PNP Q7' en émetteur suiveur et le transistor bijonction NPN Q8' en émetteur suiveur. Ceci est fait de façon que Q17 et Q18, qui compensent les tensions de décalage des transistors suiveurs, puissent être des transistors bijonction. Les tensions de décalage émetteur-base des transistors PNP et NPN tendent à s'adapter plus étroitement que les tensions de seuil source-grille des transistors à canal p et à canal n, du fait de la transconductance élevée des transistors bijonction. Il devient alors plus facile d'obtenir des courants de source égaux pour Qll et Q12 en donnant à RîU et R12 des valeurs égales. De la même façon, QV et Q8' pourraient être remplacés par les transistors à effet de champ Q7 et Q8; Q9, Q17 et Q19 étant remplacés par des transistors à effet de champ à canal p; Q10, Q18 et Q20 étant remplacés par des transistors à effet de champ à canal n; et Rll et R12 étant respectivement remplacés par un transistor à effet de champ à canal p et un transistor à effet de champ à canal n, chacun autopolarisé par une connexion grille-drain. A l'aide des enseignements de la description qui vient d'être donnée, l'homme de l'art pourra concevoir différents autres amplificateurs push-pull mettant en oeuvre des aspects plus larges de l'invention telle qu'elle a été décrite ci-dessus. Par exemple, les drains de Ql et Q2 peuvent être connectés à la terre par ' l'intermédiaire d'une résistance de charge de drain partagée afin de produire un potentiel destiné à être envoyé sur la borne IN via une résistance, à la place ou en plus du renvoi de la tension du signal de sortie se trouvant sur la borne OUT par l'intermédiaire de la résistance R3. Ou bienles drains de Ql et Q2 peuvent être respectivement connectés à la ligne de tension d'alimentation B- et à la ligne de tension d'alimentation B+, au lieu que ce soit à la terre. Il est possible d'utiliser des montages quasi-complé- mentaires, au lieu de montages complémentaires, pour les amplifi- cateurs de courant non linéaires suivant les transistors Ql et Q2 ensource suiveuse. Par exemple, Ql peut être un transistor compo- site dont l'électrode de "base" se trouve à la base d'un transistor PNP monté en amplificateur à émetteur commun délivrant son courant de collecteur comme courant d'entrée à la borne d'entrée d'une connexion d'amplificateur à courants en rapport géométrique de transistors de type NPN, dont l'électrode de "collecteur" se trouve à la borne commune de cette connexion d'amplificateur à courants en rapport géométrique, et dont l'électrode d'émetteur" se trouve à une interconnexion de la borne de sortie de cette connexion d'amplificateur à courants en rapport géométrique et de l'électrode d' émetteur du transistor PNP. Les amplificateurs de courant non linéaires des figures 1, 2 et 3 peuvent utiliser des transistors à effet de champ au lieu des transistors Q3, Q4, Q5 et Q6 décrits. L'homme de l'art sera en mesure d'imaginer, à partir du circuit dont la description vient d'être donnée à titre simple- ment illustratif et nullement limitatif, diverses autres variantes et modifications ne sortant pas du cadre de l'invention. ?470485 R E V E N D I C A T I O N S 1. Amplificateur push-pull de classe AB comprenant une borne d'entrée de signal (I1) et une borne de sortie de signal (OUT), une première et une deuxième borne d'alimentation (B+, B-) qui reçoivent respectivement une première tension de fonctionne- ment relativement positive et une deuxième tension de fonctionne- ment relativement négative, l'amplificateur étant caractérisé en ce qu'il comprend en outre un premier et un deuxième transistor à effet de champ (QI, Q2) à types de conductivité respectifs de canal p et de canal n, possédant chacun des électrodes de source et de drain respectives définissant les extrémités de leur canal de conduction de courant, ainsi qu'une électrode de grille, le premier et le deuxième transistor à effet de champ ayant des caractéristiques courant de conduction-tension sourcegrille adaptées; un moyen (la terre) reliant les premier et deuxième transistors à effet de champ afin de les faire fonctionner en source suiveuse entre la borne d'entrée de signal et leurs élec- trodes de source respectives; un premier amplificateur de courant (Q3, Q5, RI) et un deuxième amplificateur de courant (Q4, Q6, R2) de conductivités complémentaires possédant des entrées respectives, des connexions communes respectives à la première borne d'alimen- tation (B+) et à la deuxième borne d'alimentation (B-), des con- nexions de sortie respectives à la borne de sortie de signal, et des gains de courant adaptés entre leurs connexions respectives d'entrée et de sortie pour des niveaux au moins aussi grands que les niveaux stationnaires de conduction dans le premier et le deuxième transistor à effet de champ; un premier moyen de couplage qui couple directement l'électrode de source du premier transistor à effet de champ à l'entrée du premier amplificateur de courant; et un deuxième moyen de couplage qui couple directement l'électrode de source du deuxième transistor à effet de champ à l'entrée du deuxième amplificateur de courant. 2470485. 2. Amplificateur selon la revendication 1, caractérisé en ce que le premier moyen de couplage comprend un moyen connectant l'entrée du premier amplificateur de courant à l'électrode de source du premier transistor à effet de champ, et en ce que le deuxième moyen de couplage comprend un moyen connectant l'entrée du deuxième amplificateur de courant à l'électrode de source du deuxième transistor à effet de champ. 3. Amplificateur selon la revendication 1, caractérisé en ce que le premier et le deuxième amplificateur de courant sont des amplificateurs de courant non linéaires ayant chacun un gain de courant entre ses connexions d'entrée et de sortie qui augmente lorsque le courant passant dans la connexion d'entrée augmente. 4. Amplificateur selon la revendication 1, 2 ou 3, caractérisé par un moyen (R3) qui assure une réaction de couplage direct (R3) entre la borne de signal de sortie (OUT) et la borne de signal d'entrée (IN). 5. Amplificateur selon la revendication 4, caractérisé en ce que le premier amplificateur de courant comporte un transistor bijonction PNP (Q3) dont les électrodes de base, d'émetteur et de collecteur sont respectivement connectées à sa connexion d'entrée, sa connexion commune et sa connexion de sortie, et en ce que le deuxième amplificateur de courant comporte un transistor bijonction NFN (Q4) dont les électrodes de base, d'émetteur et de collecteur sont respectivement connectées à sa connexion d'entrée, sa connexion commune et sa connexion de sortie. 6. Amplificateur selon la revendication l, 2 ou 3, caractérisé en ce que les premier et deuxième amplificateurs de courant comprennent respectivement un premier transistor bijonction (Q3) et un deuxième transistor bijonction (Q4) qui sont respective- ment du type PNP et du type NPN, qui possèdent chacun des électrodes de base, d'émetteur et de collecteur et qui comportent chacun une jonction base-émetteur entre l'électrode de base et l'électrode d'émetteur, les électrodes de base étant respectivement directement couplées aux entrées des premier et deuxième amplificateurs de courant; en ce que le moyen qui couple directement l'électrode de source du premier transistor à effet de champ (Ql) à l'entrée du v ?470485 premier amplificateur de courant est d'un type qui coopère avec ledit premier transistor bijonction (Q3) pour former un premier amplificateur non linéaire (Q3, Q5, RI) dont le gain de courant augmente lorsque le courant de source qui lui est appliqué par le premier transistor à effet de champ augmente; en ce que le moyen qui couple directement l'électrode de source du deuxième transistor à effet de champ (Q2) à l'entrée du deuxième amplifi- cateur de courant est du type qui coopère avec ledit deuxième transistor bijonction (Q4) pour former un deuxième amplificateur non linéaire (Q4, Q6, R2) dont le gain de courant augmente lorsque le courant de source qui lui est appliqué par le deuxième transis- tor à effet de champ augmente; en ce qu'un moyen est destiné à appliquer ladite première tension de fonctionnement relativement positive (B+) à l'électrode d'émetteur du premier transistor bi- jonction (Q3); en ce qu'un moyen est destiné à appliquer la deuxième tension de fonctionnement relativement négative (B-) à l'électrode d'émetteur du deuxième transistor bijonction (Q4); en ce qu'un moyen (la terre) est destiné à appliquer des tensions se trouvant dans un intervalle qui comprend les première et deuxième tensions de fonctionnement (B+ et B-) aux électrodes de drain des premier et deuxième transistors à effet de champ; et en ce que chacune des électrodes de collecteur des premier et deuxième transistors bijonction est connectée à la borne de sortie de signal. 7. Amplificateur selon la revendication 6, caractérisé en ce que le moyen qui couple directement l'électrode de source du premier transistor à effet de champ à l'entrée du premier amplificateur de courant comporte, en parallèle avec la jonction base-émetteur du premier transistor bijonction, une résistance (RI) et un moyen faisant fonction de diode (Q5) qui sont en série entre l'électrode de base du premier transistor bijonction et ledit moyen (B+) qui applique une tension de fonctionnement rela- tivement positive. 8. Amplificateur selon la revendication 5, caractérisé en ce que le moyen qui couple directement l'électrode de source du deuxième transistor à effet de champ à l'entrée du deuxième amplificateur de courant comporte, en parallèle avec la jonction 2 47 0 48 5 base-émetteur du deuxième transistor bijonction, une résistance (R2) et un moyen faisant fonction de diode (Q6) qui sont en série entre l'électrode de base du deuxième transistor bijonction (Q4) et le moyen (B- ) qui applique une tension de fonctionnement relativement négative. 9. Amplificateur selon la revendication 6, caractérisé en ce que le moyen qui couple directement l'électrode de source du premier transistor à effet de champ à l'entrée du premier amplificateur de courant comporte, en parallèle avec la jonction base-émetteur du premier transistor bijonction, une première résistance (Rl) et un premier moyen faisant fonction de diode (Q5) qui sont en série entre l'électrode de base du premier transistor bijonction et le moyen qui applique une tension de fonctionnement relativement positive, et en ce que le moyen qui couple directement l'électrode de source du deuxième transistor à effet de champ à l'entrée du deuxième amplificateur de courant comporte, en paral- lèle avec la jonction base-émetteur du deuxième transistor bijonc- tion, une deuxième résistance (R2) et un deuxième moyen faisant fonction de diode (Q6) qui sont en série entre l'électrode de base du deuxième transistor bijonction et le moyen d'application d'une tension de fonctionnement relativement négative. 10. Amplificateur selon la revendication 6, caractérisé en ce que le moyen qui couple directement l'électrode de source du premier transistor à effet de champ à l'entrée du premier ampli- ficateur de courant comporte: un autre transistor bijonction PNP (Q5) possédant des électrodes de base, d'émetteur et de collecteur; un noeud auquel l'électrode de source du premier transistor à effet de champ et l'électrode de collecteur dudit autre transistor PNP (Q5) sont chacuneconnectées; un moyen.qui couple directement ce noeud aux électrodes de base du premier transistor bijonction PNP (Q3) et dudit autre transistor bijonction PNP (Q5); et un moyen résistant (Rl) disposé entre les électrodes d'émetteur du premier transistor bijonction PNP et dudit autre transistor bijonction PNP afin d'établir un effet de contreréaction sur la caractéristique de gain courant de collecteur-tension émetteur- base dudit autre transistor bijonctiQn PNP pour les niveaux plus élevés de son courant d'émetteur. il. Amplificateur selon la revendication 6 ou 10, caractérisé en ce que le moyen qui couple directement l'électrode de source du deuxième transistor à effet de champ (Q2) à l'entrée du deuxième amplificateur de courant comporte:un autre transistor bijonction NPN (Q6) possédant des électrodes de base, d'émetteur, et de collecteur; un noeud auquel l'électrode de source du premier transistor à effet de champ et l'électrode de collecteur dudit autre transistor NPN (Q5) sont chacune connectées; un moyen qui couple directement ce noeud aux électrodes de base du deuxième transistor bijonction NPN (Q4) et dudit autre transistor bijonction NPN (Q6); et un moyen résistant (R2) disposé entre les électrodes d'émetteur du deuxième transistor bijonction NPN (Q4) et dudit autre transistor bijonction NPN (Q6) afin d'exercer un effet de contre-réaction sur la caractéristique de gain courant de collec- teur-tension émetteur-base dudit autre transistor bijonction NPN pour les niveaux supérieurs de son courant d'émetteur.