La présente invention concerne un convertisseur statique de fréquence qui permet de réaliser, à partir d'un réseau alternatif a tension et fréquence fixes, l'alimentation d'une charge a tension et fréquence variables ou réglables. Lorsque la charge est un moteur dtinduction, on peut ainsi faire fonctionner celui-ci a vitesse variable. On connatt déjà les dispositifs appelés onduleurs qui convertissent une énergie à courant continu en une énergie a courant alternatif a fréquence et tension variables et qui, installés a la suite d'un systeme de redressement du courant d'un réseau alternatif, permettent d'obtenir une conversion de fréquence.On connaît aussi les cycloconvertisseurs qui convertissent direc tendent la tension d'un rée réseau en une tension a fréquence variable, mais ces derniers appareils présentent deux inconvénients importants : d'une part, la fréquence fournie est limitée à une fraction de celle du réseau (un tiers dans le cas d'un réseau triphasé) ; d'autre part, ils nécessitent un nombre élevé d'élesents semi-conducteurs commandes tels que thyristors ou transistors, ce qui conduit a des circuits de commande et de protection compliqués. L'invention se propose de réaliser une conversion directe de l'énergie d'un réseau alternatif a fréquence fixe en une énergie alternative a fréquence variable, donc sans passer par l'interéédiaire d'un circuit courant continu, et cela en évitant les inconvénients, qui viennent d'être rappelés, des cycloconvertisseurs. Pour cela, l'invention prévoit un convertisseur statique de fréquence alimentant une charge a partir d'un réseau alternatif, par l'intermédiaire d'un transformateur, caractérisé en ce que les enroulements du transformateur sont disposés et sont coii'stés par des dispotitifs de commande suivant un cycle de période Tm, de manière que, dans chaque période Tm de ce cycle, chaque phase du circuit de la charge soit alimentée successivement par chacune des phases du réseau ou de combinaisons de celles-ci, pendant des intervalles de temps de ferme durée décalés dans le temps, les phases ou combinaisons de phases du réseau intervenant pendant ces intervalles de temps dans un ordre iifferent pour chacune des phases du circuit de la charge. On montrera plus loin que la charge se trouve bien ainsi alimentée par une tension alternative dont la fréquence, qui est inférieure ou supérieure à celle du réseau, peut être modifiée en agissant sur la période du cycle des dispositifs de commande et dont l'amplitude dépend de la durée desdits intervalles de temps de type durée décalés dans le temps. En outre, la forme d'onde de tension obtenue est plus proche d'une sinusoide que celle fournie par un onduleur. Le convertisseur statique selon l'invention peut être réalisé de manière particulierement simple en prévoyant, pour ledit transformateur qui comporte un enroulement secondaire par phase du circuit de la charge, qu' chacun de ces enroulements secondaires soient associés des enroulements primaires reliés, chacun, par une premiere de leurs deux bornes, a l'une des n phases du réseau et, par la deuxième de leurs bornes, a l'un de n courtscircuiteurs recevant chacun, en outre, la deuxième borne de n-l enroulements primaires dont la première borne est reliée à des phases distinctes du réseau et qui sont associés à des enroulements secondaires distincts, et en ce que lesdits dispositifs de commande effectuent une fermeture cyclique des n courts-circuiteurs. Ainsi, la commande du convertisseur s'effectue avec un nombre très réduit d'éléments semi-conducteurs assurant la fermeture des courts-circuiteurs, nombre plusieurs fois inférieur à celui rencontré dans les montages cycloconvertisseurs connus. Le fonctionnement du convertisseur selon l'invention et des modes de réalisation de celui-ci, donnés à titre d'exemples non limitatifs, vont être decrits à l'aide des figures schématiques ci-jointes. La figure I représente, dans sa partie A, les ondes de tension d'un réseau et l'onde obtenue, selon l'invention, dans une phase du circuit d'une charge, grâce à une modulation définie par des suites de créneaux représentés dans la partie B de la figure. La figure 2 représente, de morne dans sa partie A, les ondes de tension d'un réseau et tonde obtenue, selon l'invention, dans une phase du circuit d'une charge, grâce à une autre modulation définie par des suites de créneaux représentées dans la partie B ou C de la figure. La figure 3 représente le schéma d'un convertisseur statique de fréquence, conforme à l'invention. Les figures 4 à 7 montrent diverses réalisations des courts-circuiteurs utilisés dans le schéma de la figure 3. La figure 8 représente de manière plus détaillée le convertisseur de la figure 3. La figure I représente, dans sa partie supérieure A, en trait pointillé, les tenions VR , VS s VT d'un réseau triphasé et, dans sa partie inférieure B, trois lignes de créneaux a, b, c qui définissent les intervalles de temps pendant lesquels l'une des phases d'un circuit de charge est alimentée par l'intermédiaire d'un transformateur, respectivement par la phase R, par la phase S et par la phase T du réseau. Les créneaux des lignes a, b, c se reproduisent cycliquement avec une période Tm ; les créneaux de la ligne b sont décalés de Tm par rapport aux créneaux de la ligne a et les créneaux de la ligne c sont ; décalés de TIL par rapport à ceux de la ligne b. La largeur des créneaux a, b, c est égale à k Ta k étant compris entre O et 1.Sur la partie A de la figure, on a renforc T les aires des portions de sinusoldes utilisées pour alimenter la phase considérée de la charge, ce qui permet de voir l'allure de la tension obtenue dans cette phase. La tension ainsi obtenue a une allure générale sinusoïdale avec une fréquence modifiable en agissant sur Tn et une amplitude modifiable en agissant sur la largeur k T@/3 des créneaux. Les tensions VR, VS, VT, du réseau triphasé R, S, T, peuvent s'écrire sous la forme des expressions mathématiques suivantes : VR n V cos #ot VS = Vo cos (#ot -2#) 3 VT = Vo cos (#ot + 2#) 3 ou Vo est l'aMplitude de la tension et 0 est la pulsation du réseau dont la période est T et la fréquence Fo. o Les créneaux des lignes a, b, c, sont représentés par trois fonctions périodiques gl, g2, g3 d'amplitude unité, et l'opération effectuée pour obtenir la tension d'une phase du circuit de charge se traduit par l'espres- sion mathématique : VR g1 + VS g2 + VT g3. D'une manière générale, si des fonctions périodiques g1, g2, g3 de période Tm peuvent être décomposées en séries de Fourier dont les premiers termes du développement sont : g1 (t) - a + al cos g2 (t) n aO + al cos (#mt - 2w )) 3 g3 (t) - a + al cos (#mt + 2w ) 3 où # m = 2# et où ao et al sont des constantes, et si l'on multiplie VR Tm par g1, Vs par g2 et VT par g3, puis additionne ces trois produits, on obtient : : Vxn VR g1 + VS g2 + VT 83 - a1 Vo cos (X0 - #m) t Si l'on effectue, de même, la sonne de produits : VY = Vs g1 + VT g2 + VR g3 et la somme de produits : VZ = VT g1 + VR g2 + VS g3, on obtient : Les ondes VX, VY, Vz constituent un système triphasé de pulsations c'est-à-dire de fréquence Fo - Fm, avec Fm = 1. L'onde VX est celle que T font apparattre les aires renforcées de la Fig, 1 et qui alimente une phase de la charge. Les ondes Vy et Vz s'obtiennent de manière analogue et alimentent les deux autres phases de la charge. On obtient donc du côté de la charge un système triphasé équilibré de fréquence F - F . Si la pulsation ù > m est inférieure à #o, le système est o m direct, et, si la pulsation #m est supérieure à aD le système est inverse. a Dans une alimentation de moteur d'induction, suivant que #m est inférieure ou supérieure à #o, le moteur tourne dans un sens ou dans l'autre. Dans le cas de la fig. 1, on a supposé que T - 0,75 T . La fréquence de l'alimentation i o de la charge est donc égale à F /3. o D'autre part, si l'on effectue les produits On obtient un système triphasé équilibré de fréquence toujours supérieur à celle du réseau. Les trois fonctions modulantes gl, g2, g3 précédentes peuvent être remplacées par des fonctions G1, G2, G3 développées en séries de Fourier sous la forme : G1 3 A1 cos # mt G2 - A1 cos (# mt - 2#) 3 G3 = A1 cos (# mt + 2#) 3 Ces fonctions modulantes sont représentées dans la partie B de la Fig. 2, par des suites a2, b2, c2 de créneaux alternativement positifs et négatifs, de largeur k T /6 ; les trois fonctions sont identiques et se décalent dans le temps de Tm/3 I'une par rapport à l'autre.Lorsqu'un créneau est négatif, cela signifie qu'il faut faire intervenir non pas la sinusoïde de l'onde de tension du réseau mais une sinusoide déphasée de #. C'est pourquoi on a fait figurer sur la partie A de la Fig. 2, non seulement les sinusoides VR, Vs, VT, mais aussi les sinusoides -VT, -VR, -Vs. L'onde obtenue a été figurée en renforçant les aires des portions de sinusoides utilisées. On voit que cette onde obtenue avec une modulation d'ordre 6 est plus proche d'une sinusoide que l'onde obtenue dans le cas de la Fig.1 avec une modulation d'ordre 3. Il est évident que, dans l'un et l'autre cas de modulation, l'amplitude de l'onde obtenue est étroitement liée au paramètre k, qu'elle est nulle pour k t o et maximale pour k - 1. Les trois fonctions symétriques -VR, -VS, -VT peuvent être facilement obtenues au moyen d'un transformateur à points milieux, mais cette solution serait peu économique et encombrante. Il est préférable, puisque les trois tensions du réseau sont équilibrées et que, par exemple, -VR P VS +VT > d'obtenir VR en faisant la sonne de VS et VT, - VS en faisant la sommetde VR et VT et -VT en faisant la sonne de VR et Vs. On peut ainsi remplacer les trois fonctions modulantes G1, G2, G3 par les fonctions modulantes H1, H2, H3 représentées respectivement en a3, b3, c3 dans la partie C de la Fig. 2, l'expression :VR H1 + VS H2 + VT H3 étant équivalente à i expression : VR G1 + Vs G2 + VT G3. L'alimentation de chaque phase du circuit de la charge de manière cyclique par les phases du réseau peut s'effectuer suivant divers schémas de commutation à l'aide d'interrupteurs statiques. On a trouvé particulièrement avantageux d'utiliser un transformateur à quatre enroulements par phase : trois enroulements primaires et un enroulement secondaire, et trois courts-circuiteurs reliant chacun les bornes, non connectées aux phases du réseau, de trois enroulements primaires appartenant à des phases différentes du réseau et associés à des enroulements secondaires distincts. Les Fig. 3 à 8 vont permettre de décrire des exemples de telles réalisations. Dans le schéma de la Fig.3, un réseau triphasé R, S, T est branché, par l'intermédiaire d'un disjoncteur 1, aux bornes d'entrée 2, 3, 4 d'un transformateur 5 qui alimente les trois phases 6, 7, 8 d'une charge 9 par les bornes X, Y, Z, d'un secondaire 10 constitué de trois enroulements 11, 21, 31 monté en étoile. L'enroulosent secondaire il est magnétiquement couplé à trois enroulements primaires 12, 13, 14, l'enroulement secondaire 21 est magnétiquement couplé à trois enroulements primaires 22, 23, 24, et l'enroulement secondaire 31 est uagnetiquement couplé à trois enroulements primaires 32, 33, 34. Les enroulements primaires 12, 33 et 24 sont reliés par une de leurs deux bornes à la borne d'entrée 2 du transformateur (phase R du réseau) ; les enroulements primaires 22, 13 et 34 sont reliés par une de leurs deux bornes à la borne d'entrée 3 du transformateur (phase S du réseau) ; les enroulements primaires 32, 23 et 14 sont reliés par une première de leurs deux bornes à la borne d'entrée 4 du transformateur (phase T du réseau). La deuxième borna des enroulements primaires 12, 22, 32 est connectée à un court-circuiteur triphasé 42, tandis que la deuxième borne des enroulements primaires 13, 23, 33 est connectée à un court-circuiteur triphasé 43, et la deuxième borne des enroulements primaires 14, 24, 34 à un court-circuiteur triphasé 44.Ces courts-circuiteurs ont été figurés par des interrupteurs mécaniques sur la Fig. 3 mais ils seront généralement constitués par des interrupteurs statiques comme on le verra dans la suite. Ces courts-circuiteurs sont commandés par un dispositif 45 qui génère des fonctions g1, g2, g3 ou H1, H2 > H3. Un circuit de protection 46 est prévu pour eviter les surtensions dangereuses au moment de l'ouverture des courts-circuiteurs. Le fonctionnement du schéma en modulation d'ordre 3 (Fig.l) va être décrit en considérant la phase X par exemple du circuit de la charge 9, mais il est facile de voir que, simultanément, se produisent des fonctionnements analogues pour les phases Y et Z. Lorsque le court-circuiteur 42 se ferme sous l'action du signal g1, émis par le dispositif 45, pendant le premier créneau de la ligne de la partie B de la Fig.1, la charge se trouve alimentée par une tension image de la tension VR, puis à la fin de cet intervalle de temps k Tm/3 le court-circuiteur 42 s'ouvre et la charge se trouve déconnectée du réseau.A l'instant suivant, un signal de commande g2 arrive sur le court-circuiteur 43 et le ferme (premier créneau de la ligne b de la Fig.1) pendant un temps k Tm/3, ce qui a pour effet d'alimenter la charge sous une tension image de la tension Vs pendant le temps k TmJ3 Ensuite, lorsqu'un signal de commande g3 arrive sur le court-circuiteur 44, celui-ci se ferme (premier créneau de la ligne C de la Fig.l) pendant un temps k Tm/3 pendant lequel la charge est alimentée sous une tension image de la tension VT. Puis le cycle recommence. Pour un fonctionnement en modulation d'ordre 6, le dispositif de commande 45 génère les fonctions H1, H2, H3 définies par les créneaux des lignes a3, h3, c3 de la partie C de la Fig.20 Un signal H1 (premier créneau de la ligne a3) commande la fermeture du court-circuiteur 42 et, pour ce qui concerne la phase X du circuit de la charge, celle-ci reçoit alors une tension image de VR0 A l'instant suivant, un signal H1 (deuxième créneau de la ligne a3) ferme le court-circuiteur 42 et un signal H2 (premier créneau de la ligne b3) ferme le court-circuiteur 43 ; les enroulements 12 et 13 sont ali mentés et l'enroulement secondaire 11 est soumis à la somme des flux crées par ces deux enroulements 12 et 13, c'est-a-dire que la phase X reçoit une tension image de la tension -VT0 A l'instant suivant, seul le court-circuiteur 43 est fermé et la phase X est alimentée par une tension image de la tension VsO Ainsi de suite, la modulation schématisée par la partie C de la Fig.2 est réalisée par des fermetures successives d'un et de deux des courts-circuiteurs 42, 43, 44. Les Fig.4, 5, 6, 7 montrent des exemples de réalisation des courts-circuiteurs. Dans l'exemple de la Fig. 4 les deuxièmes bornes 47, 48, 49 de trois enroulements primaires, tels que 32, 12, 22, sont réunies les unes aux autres par l'intermédiaire de diodes 50, 51, 52 et de transistors 53, 54, 55 commandés par un signal arrivant en 56 du dispositif de commande 45 (Fig.3). Le dispositif de commande 45 n'a pas été représenté car il est de réalisation bien connue et peut notamment être constitué par un générateur de trains d'impulsions et un compteur en anneau assurant l'envoi de ces impulsions sur diverses voies. Dans l'exemple de la Fig.5, un pont de diodes 50, 51, 52 et 57, 58, 59 a été associé à un transistor 60, tandis que dans l'exemple de la Fig.6 le ferme pont de diodes a été associé à un thyristor 61. Dans ltexmple de la Fig.7, on a utilisé un pont mixte de diodes 50, 51, 52 et de thyristors 62, 63, 64. La Fig. 8 représente le schéma d'un convertisseur statique de fréquence tel que celui de la Fig.3 dont on retrouve les éléments, mais on y a détaillé la realisation des courts-circuiteurs 42, 43, 44 et du circuit de protection 46. Les courts-circuiteurs 42, 43, 44 sont du type représenté sur la Fig.6. Le circuit de protection 46 est du 'lemeA type. Ces quatre circuits comportent donc chacun un pont de diodes 65, 66, 67, 68 et un thyristor 69, 70, 71, 72. Du fait de l'emploi de thyristors comme éléments dtinterruption, on a prévu un circuit de conT=tation pour assurer l'extinction des thyristors. Ce circuit de cowtation colporte les éléments suivants : des condensateurs 73, 74, 75, 76 et des transformateurs de cowsutation : 77, 78, 79.Le dispositif de con-nde 45 se compose d'un générateur 80 de fonctions périodiques gl, g2, 83 ou H1, H2, H3 > selon le apode de modulation choisi et d'un circuit de mise en forme 81 qui élabore, à partir des fonctions générées par le générareur 80, des impulsions de commande pour les gâchettes des thyristors 69, 70, 71, 72, auxquelles elles sont envoyées par les liaisons 82, 83, 84, 85.Les thyristors 69, 70, 71 sont asorcés par des impulsions de commande synchronisées sur le front de entée des créneaux des fonctions g1, g2 > g3 ou H1, H2, H3, tandis que le thyristor 72 est commande par des impulsions synchronisées sur le front de descente des créneaux. La comsutation se produit de la manière suivante. Si, à un instant donné, le thyristor 69 est conducteur, la tension à ses bornes est nulle et le condensateur 73 est déchargé ; par contre, le condensateur 76 est chargé avec la polarité indiquée. On supposera que les transformateurs 77, 78, 79 sont découplés entre eux. Lorsqu'on amorce le thyristor 72, on met le pont de diodes 68 en cour-t-circuit, ce qui revient à mettre en court-circuit les enroulements secondaires 11, 21, 31. L'état conducteur du thyristor 72 provoque la décharge du condensateur 76 à travers les enroulements secondaires des transformateurs 77, 78, 79, qui sont montés en série avec le condensateur 76. Ce courant de décharge fait apparattre un courant de circulation I dans le primaire du transformateur 77 puisque le thyristor 69 est à l'état conducteur. Ce courant de circulation I tend à éteindre le thyristor 69 et à charger le condensateur 73 selon la polarité indiquée. Après l'extinction du thyristor 69, le courant de circulation passera par le pont de diodes 65 et le condensateur 73 continuera ainsi à se charger. Le complément de charge du condensateur 73 (en raison des pertes dans le circuit oscillant) sera assuré par le réseau à travers les enroulements primaires 12, 22, 32 du transformateur. A la fin de la charge du condensateur 73, on a les états suivants : le thyristor 69 non conducteur ; condensateur 73 chargé à la polarité indiquée ; thyristor 72 conducteur, condensateur 76 déchargé. Le fait que le thyristor 72 soit conducteur permet aux courants dans la charge de se dissiper lentement, ce qui évite les surtensions dangereuses. Si maintenant on amorce le thyristor 70 ou les thyristors 69 et 70, on aura un processus anologue de commutation. En effet, le condensateur 74 (ou les condensateurs 73 et 74) se décharge (nt) et un courant de circulation prend naissance dans le circuit oscillant constitué par le condensateur 76 et les secondaires des transformateurs 77, 78, 79 ; ce courant de circulation éteint le thyristor 72 et recharge le condensateur 76 à la polarité indiquée ; à la fin de la charge du condensateur 76, on a les états suivants : thyristor(s) 70 (ou 69 et 70) conducteurs(s); condensateur 74 (ou 73 et 74) déchargé(s) ; thyristor: 72 éteint ; condensateur 76 chargé. Ainsi de suite on voit que la mise en conduction du thyristor 72 provoque l'extinction d'un ou des thyristors 69, 70, 71 et qutinversement, l'amorçage d'un des thyristors 69, 70 ou 71 provoque ltextinction du thyristor 72. Afin d'éviter des variations trop rapides du courant transitoire dans les thyristors (limite en dildt), on peut prévoir des inductances telles que 91 à 94 mises en séries respectivement avec les thyristors 69 à 72. De a-sa, des réseaux Résistance-Capacité tels que 95 à 98, montés en parallèle sur les thyristors, peuvent les protéger contre des variations brusques de tension (limite en dv/dt), REVENDICATIONS Il Convertisseur statique de fréquence alimentant une charge à partir d'un réseau alternatif, par l'interiédiaire d'un transformateur, caractérisé en ce que les enroulements du transformateur (5) sont disposés et sont commutés par des dispositifs de commande (45) suivant un cycle de période Tm, de manière que, dans chaque période Tm de ce cycle, chaque phase du circuit de la charge soit alimentée successivement par chacune des phases (R, S, T) du réseau ou de combinaisons de celle-ci, pendant des intervalles de temps (a, b, c, a2, b2, cz, a3, b3, c3) de même durée décalés dans le temps, les phases ou combinaisons de phase du réseau intervenant pendant ces intervalles de temps dans un ordre différent pour chacune des phases du circuit de la charge, 21 Convertisseur statique de fréquence selon la revendication 1, le transforma- teur comportant un enroulement secondaire par phase du circuit de la charge, caractérisé en ce qu a chacun de ces enroulements secondaires (11, 21, 31), sont associés des enroulements primaires (12, 13, 14 - 22, 23, 24 - 32, 33, 34) reliés chacun par une première de leurs deux bornes à l'une des n phases du réseau, et par la deuxième (47) de leurs bornes à l'un (42) de n courtscircuiteurs (42, 43, 44) recevant chacun, en outre, la deuxième borne (48,49) de n-1 enroulements primaires (12, 22) dont la première borne est reliée à des phases distinctes du réseau et qui sont associés à des enroulements secondaires distincts, et en ce que lesdits dispositifs de commande (45) effectuent une fermeture cyclique des n courts-circuiteurs. 3J Convertisseur statique de fréquence selon la revendication 2, appliqué à un réseau triphasé, caractérisé en ce que les dispositifs de commande (45) ferment les trois courts-circuiteurs (42, 43, 44) successivement ltun après l'autre à des instants décalés de Tm/3 et pendant une même durée comprise entre O et Tm statique de T T 41 Convertisseur statique de fréquence selon la revendication 2, appliqué à un réseau triphasé, caractérisé en ce que les dispositifs de commande (45) ferment dans une période Tm, à des instants décalés de Ta , un premier court-cir- cuiteur (42) puis, à la fois, le premier court-circuitrur (42) et un deuxième court-circuiteur (43), ensuite le deuxième court-circuiteur (43) seul, puis, à la fois, le deuxième court-circuiteur (43) et le troisième court-circuiteur (44), ensuite le troisième court-circuiteur (44) seul et, enfin, à la fois le troisième court-circuiteur (44) et le premier court-circuiteur (42), ces fermetures intervenant pendant une même durée comprise entre O et Tm.