CIRCUIT D'AMPLIFICATION. L'invention concerne un circuit d'amplification muni d'un amplificateur ayant une sortie à basse impédance couplée à une impédance de charge. Un amplificateur ayant une sortie à basse impédance peut être sous sa forme la plus simple un transistor monté suivant un montage appelé émetteur suiveur. Un transistor monté en émetteur suiveur reçoit entre sa base et la masse une tension d'entrée provenant par exemple d'un circuit à forte valeur ohmique et fournit une tension de sortie aux bornes d'une impédance de charge à faible valeur ohmique, connectée entre émetteur et la masse. La tension de sortie "suit" la tension d'entrée, à la chute de tension près dans la diode base-émetteur du transistor.Or le courant dans cette diode dépend de la tension d'entée et de la résistance de charge et elle y produit une chute de tension qui n'est pas constante de sorte que la tension de sortie de ce circuit suiveur n'est pas une fonction rigoureusement linéaire de la tension d'entrée et dépend dans une certaine mesure de la résistance de charge. Cet inconvénient se retrouve dans des circuits suiveurs plus compliqués ou dans des circuits les utilisant, toutes les fois que dans ces circuits il- se produit des chutes de tension variables dans des éléments non linéaires tels que des diodes ou des transistors. La présente invention vise à fournir un circuit d'amplification n'ayant pas cet inconvénient et garantissant une très bonne linearité entre son signal d'entrée et son signal de sortie. Conformément à l'invention, ce circuit d'amplification comporte un générateur de courant constant dont la sortie est couplée à entrée dudit amplificateur et à une borne de sortie d'un circuit à fonction de miroir de courant ayant une deuxième borne couplée à ladite sortie basse impédance et une troisième borne couplée au circuit du signal à amplifier, le signal amplifié étant disponible à une sortie dudit amplificateur. Avec le circuit d'amplification de l'invention la différence entre la tension de sortie obtenue aux bornes de l'impédance de charge et la tension d'entrée est indépendante de cette tension d'entrée et de l'impédance de charge et ne dépend que du courant fourni par le générateur de courant constant sur la borne de sortie du miroir de courant. Cette différence de tensions d'entrée et de sortie est pratiquement constante si le gain en courant de l'amplificateur à sortie basse impédance est élevé. I1 est avantageux à cet égard d'utiliser comme amplificateur deux transistors montés de fa çon connue pour former un transistor composite. Afin de pouvoir faire circuler un courant bidirectionnel dans la résistance de charge, on peut utiliser dans le circuit d'amplification de l'invention un amplificateur de type push-pull ayant une sortie à basse impédance.Cet amplificateur push-pull peut être avantageusement réalisé au moyen de deux transistors composites de types complémentaires. On peut évidemment utiliser le circuit d'amplification de l'invention avec des tensions ou des courants comme signaux d'entrée et de sortie. On obtient dans tous les cas une caractéristique entrée-sortie parfaitement linéaire. La description suivante, en regard des dessins annexés, le tout donné à titre d'exemple, fera bien comprendre comment l'invention peut être réalisée. La figure 1 montre un schéma du circuit d'amplification de l'invention utilisant un amplificateur unidirectionnel. La figure 2 montre comment on peut appliquer à l'entrée du circuit de l'invention un signal constitué par un courant. La figure 3 montre un mode de réalisation du circuit d'amplification de l'invention muni d'un amplificateur push-pull. La figure 4 montre un autre mode de réalisation du circuit de l'invention avec un amplificateur push-pull. La figure 5 montre comment on peut connecter entrée de l'amplificateur push-pull à la sortie du génerateur de courant constant pour faire fonctionner l'amplificateur en classe AB. La figure 6 montre un schéma permettant de réduire la différence des tensions d'entrée et de sortie du circuit de l'invention. Le circuit d'amplification de l'invention dont le schéma est représenté sur la figure 1 comporte un amplificateur 1 formé par un transistor composite Q1 qui est constitué par les deux transistors npn 2 et 3 montes ensemble selon le montage connu de Darlington. Ce transistor composite dont la base est la base du transistor 2 et dont émetteur et le collecteur sont émetteur et le collecteur du transistor 3, a un gain en courant très éleve et sensiblement égal au produit des gains des transistors 2 et 3. L'emetteur du transistor 3 est relié via une borne 4 à une impédance de charge 5 de valeur ohmique RL. L'autre borne de cette impédance 5 est connectée à la borne négative reliée à la masse, d'une source d'alimentation non représentée.Le collecteur du transistor 3 est relié à la borne positive de cette source d'alimentation via une borne 6 et une impédance 7. La borne 4 constitue une sortie à basse impédance de l'amplificateur 1 et la borne 6 en constitue une sortie à haute impédance. On peut utiliser ce transistor composite Qi dans un montage connu dit émetteur suiveur. Dans ce montage on applique une tension d'entrée à la borne d'entrée 8 de l'amplificateur 1 reliée à la base du transistor 2. I1 n'est prélevé sur la source de cette tension d'entrée qu'un courant prati quement négligeable. Le courant d'émetteur relativement éleve du transistor 3 circule à travers l'impédance de charge 5 et fait apparaître entre ses bornes une tension de sortie qui "suit" la tension d'entrée, à la chute de tension près entre la borne 8 et la borne 4.Mais cette chute de tension due notamment à la circulation du courant d'émetteur dans la diode base-émetteur du transistor 3 est une fonction non linéaire de ce courant d'émetteur qui dépend de la tension d'entrée et de la résistance de charge 5. I1 en résulte qu'un tel circuit connu suiveur de tension n'établit pas une correspondance rigoureusement linéaire entre sa tension de sortie et sa tension d'entrée. On a le même inconvenient de non linéarité entre signaux de sortie et d'entrée, si l'on utilise, comme signal de sortie de ce circuit suiveur de tension, le courant traversant la sortie 6 à haute impédance et qui est très proche du courant circulant dans l'impédance de charge 5. Pour pallier cet inconvénient, on utilise selon l'invention, un générateur de courant constant 9 dont la sortie est connectée à la borne d'entrée 8 de l'amplificateur 1 et à la borne de sortie 10 du circuit miroir de courant 11. La deuxième borne 12 de ce miroir de courant, c'est-à-dire sa borne d'entrée, est connectée à la sortie à basse impédance 4 de l'amplificateur 1. Entre la troisième borne 13 du miroir de courant, c'est-a-dire sa borne somme, et la masse est connectée la source du signal à amplifier qui est constituée par un générateur 14 de tension e en série avec une résistance 15 de valeur ohmique p. Dans l'exemple de réalisation représenté le miroir de courant 11 comporte deux transistors npn 16 et 17. Le transistor 16 a son collecteur connecté à la borne de sortie 10 et son émetteur connecté à la borne somme 13 du miroir de courant. Les bases des transistors 16 et 17 sont in terconnectées et reliées au collecteur du transistor 17 et à la borne d'entrée 12 du miroir de courant. L'émetteur du transistor 17 est connecté à la borne somme 13 du miroir de courant. I1 est clair que le transistor 17 monte de cette manitre fonctionne comme une diode, sa diode base émetteur. On sait qu'un circuit miroir de courant a la propriété qu'entre les deux courants apparaissant sur ses bornes d'entrée 12 et de sortie 10 il y a un rapport constant. Ces deux courants s'écoulent vers la borne 13 sur laquelle apparaît la somme des deux courants sur la borne 10 et la borne 12. Dans l'exemple du miroir de courant représenté, et en supposant les deux transistors 16 et 17 intégrés sur le même corps semiconducteur, les rapports ne dépendent pratiquement que des surfaces émetteur-base des deux transistors. Si ces surfaces sont les mêmes, le rapport entre les courants sur la borne d'entrée 12 et la borne de sortie 10 est égal à 1.C'est dans ce cas que l'on se place géneralement par la suite. Le fonctionnement de l'ensemble du circuit de la figure 1, considéré d'abord comme un circuit suiveur de la tension e appliquée sur la borne 13 à travers la résistance 15, est le suivant. On peut négliger le courant de base du transistor 2, puisque c'est le courant de base d'un transis tor composite à gain très éleve. Le courant constant i four o ni par le générateur 9 est donc entièrement appliqué à la borne de sortie 10 du miroir de courant 11 et apparaît e gale- ment sur la borne d'entrée 12 de ce miroir de courant, Sur la borne somme 13 apparaît le courant 2io. La chute de tension o v aux bornes de la diode base-émetteur du transistor 17 est o rigoureusement constante puisqu'elle est due à la circulation du courant constant i dans cette diode.En appelant U la Xn- o sion aux bornes de la résistance de charge RL, on peut écrire U = e + (vO + 2Pio) (1) Cette formule montre que la tension de sortie U du circuit d'amplification de l'invention ne diffère de la tension d'entrée e que d'une tension v + 2pio qui est rigou o reusement constante, puisque les termes vO, io et p sont indépendants de la tension d'entrée e, de la résistance de charge RL et du courant la traversant.Si cela est nécessaire3 il est toujours possible d'annuler pratiquement cette différence de tension constante, en produisant par des moyens connus une tension de décalage quasiment égale et de sens oppose On décrira par la suite, à titre d'exemple, un circuit simple permettant d'annuler le terme v de la différence de tension. o La linéarité de- la réponse du circuit d'amplification de l'invention est d'autant meilleure, que le courant du générateur 9 dérivé vers la borne de commande 8 de l'amplificateur 1 est plus faible. Pour cette raison il est avantageux que cet amplificateur soit constitué comme le montre la figure 1 par un transistor composite à gain très élevé. Le courant i du générateur de courant 9 peut alors être très o faible (par exemple 50/uA), vis à vis du courant traversant la résistance de charge 5 (par exemple 1 A). Le miroir de courant 11 pourraît être réalisé suivant n'importe quel autre montage connu réalisant la même fonction, puisqu'entre deux bornes telles que 12 et 13 d'un miroir de courant recevant sur sa borne de sortie 10 un courant constant, il s'écoule forcément un courant constant qui détermine entre ces bornes 12 et 13 une chute de tension constante telle que vO. Enfin, le circuit d'amplification de l'invention peut être réalisé avec un miroir de courant 11 dont le rapport entre les courants sur les bornes 10 et 12 est différent de 1. En effet, pour n'importe quel rapport, il circule entre les bornes 12 et 13 un courant constant qui détermine une chute de tension constante. On peut aussi utiliser comme signal de sortie du circuit d'amplification de l'invention, le courant traversant la borne de sortie 6 à haute impédance. Si l'on appelle J' ce courant et J le courant dans l'impédance de charge 5 de valeur R L on a Cette formule montre que le courant de sortie J' suit" le courant e RL proportionnel à la tension d'entrée e, à un courant constant près, cette différence de cnurant constante J' - e, peut être annulée par un courant L constant de même intensité et de sens inverse, si cela est nécessaire. On a considéré jusqu'à présent le circuit d'amplification de l'invention comme un circuit suiveur de tension à sortie en tension ou à sortie en courant. Mais le circuit de l'invention peut être utilisé pour réaliser d'autres fonctions ; par exemple, on peut lui appiquer un signal d'entrée constitué par un courant i, comme le montre la figure 2. On voit sur cette figure qu'entre la borne somme 13 du miroir de courant et la masse sont connectées deux résistances en série 16 et 17 de valeur ohmique p-r et r. Le courant d'entrée i est appliqué à la borne commune entre ces deux résistances.Le reste du circuit d'amplification est identique à celui montré sur la figure 1. I1 est facile de montrer que si l'on considère comme signal d'entrée le courant i, les formules (1) et (2) ci-dessus deviennent U = ri + (vO + 2pio) (3) D'après ces deux formules, le circuit de l'invention peut fournir soit une tension U, soit un courant J', répondant linéairement à un courant d'entrée i. En particulier, d'après la formule (4), si on annule par un montage extérieur le courant constant le courant de sortie J' est proportionnel au courant d'entrée i, le rapport entre ces deux courants pouvant être aisément modifié en modifiant le rapport r , c'est-à-dire l'une des deux résistances r et RL. On ob L tient alors l'équivalent d'un circuit miroir de courant ayant la propriété particulièrement intéressante d'avoir un rapport de courants réglable par la valeur d'une résistance. Le circuit d'amplification montré à la figure 1 est muni d'un amplificateur 1 unidirectionnel qui permet de ne faire circuler dans la résistance de charge 5 qu'un courant J unidirectionnel, établissant sur la borne de sortie 4 une tension U positive. A cette tension de sortie U positive, correspond d'après la formule (1) une tension d'entrée e telle que e > - (vO + 2pio). L'amplificateur 1 peut également être un amplificateur du type push-pull permettant de faire circuler dans la résistance de charge 5 un courant bidirectionnel et établissant sur la borne de sortie 4 une tension positive ou négative selon que la tension d'entrée est supérieure ou inférieure à - (vO + 2pi0). La figure 3 montre à titre d'exemple comment peut être réalisé un circuit d'amplification bidirectionnel conforme à l'invention. Les éléments identiques à ceux de la figure 1 sont désignés par les mêmes références. Sur la figure 3, l'amplificateur 1 comporte le transistor composite Q1 déjà décrit et dont le collecteur est connecté directement à la borne d'alimentation positive. I1 comporte en outre le transistor composite Q2 formé par les deux transistors pnp 20 et 21 montés selon le montage de Darlington. La base du transistor 20 est reliée à la borne d'entrée 8 de l'amplificateur 1. L'émetteur du transistor 21 est relié à la borne de sortie 4 à basse impédance et son collecteur est relié à la borne négative d'une source d'alimentation non représentée, dont la borne positive est à la masse. En outre, entre la borne 4 et la borne d'entrée 12 du miroir de courant 11 est inséré un circuit 22 formé de trois diodes en série.Ce circuit 22 qui est traversé par le courant constant io apparaissant sur la borne 12 du miroir de courant, produit une chute de tension constante uO. On expliquera plus loin l'utilité de ce circuit 22. On établit aisément la relation entre la tension d'entrée e et la tension de sortie U sur la borne 4, soit : U = e + (uO + vO + 2pio) (5) Lorsque la tension d'entrée e est telle que e > - (uO + vO + 2piu), le transistor Q2 est bloqué, le transistor Q1 fournit à travers la résistance de charge 5 un courant J+ dans le sens indiqué par la flèche en trait continu et la tension de sortie U est positive.Lorsque e Le schéma de la figure 4 illustre un autre moyen d'assurer une polarisation correcte du transistor Q2 lorsque celui-ci est conducteur, en évitant d'augmenter la différence entre les tensions dren- trée et de sortie du circuit d'amplification. Les éléments ayant la même fonction sur les figures 3 et 4 sont munis des mêmes références. Sur la figure 4 le circuit 11 à fonction de miroir de courant est lui-même formé par deux miroirs de courant 30 et 31. Le miroir de courant 30 est formé par le transistor 32 et le transistor 33 monté en diode, ces deux transistors npn étant montés entre eux et avec les bornes 34, 35, 36, comme l'indique la figure. Sur la borne de sortie 34 reliée à la borne 10 apparaît le courant constant io fourni par le générateur 9. Sur la borne d'entrée 35 apparaît le courant io et sur la borne de somme 36 reliée à la masse apparaît le courant 2i . Le miroir o de courant 31 est formé par le transistor 37 et le transistor 38 monté en diode, ces deux transistors pnp étant montés entre eux et avec les bornes 39, 40 et 41 comme l'indique la figure.Sur la borne de sortie 39 reliée à la borne 35 du miroir de courant 30 apparaît le courant constant io. Sur la borne de sortie 40 apparaît le courant io. Cette borne 40 reliée à la borne 13 du circuit 11, est connectée au générateur 14 de la tension d'entrée e via la résistance 15 de valeur ohmique p. Enfin sur la borne somme 41 apparaît le courant 2i . Cette borne 41 reliée à la borne 12 est connectée directement à la sortie basse impédance 4 de l'amplificateur 1. Grâce au circuit 11 ainsi constitué et ainsi connecté, on évite que la tension supplémentaire nécessaire à la polarisation correcte du transistor composite Q2, ne soit insérée entre les bornes 12 et 4 et ne vienne augmenter la différence entre les tensions d'entrée et de sortie du circuit d'amplification. Lorsque le transistor Q2 est conducteur on voit en effet que dans le trajet entre la borne 4 et la masse (borne 36) via la borne 10 on trouve une tension résultant de la somme des tensions de diode base-émetteur des transistors 20 et 21 et de la tension collecteur émetteur du transistor 32, laquelle peut descendre à des valeurs aussi basses que 800 à 900 mU sans que le miroir de courant 30 ne cesse de fonctionner linéairement.Par contre, entre la borne 4 et la borne 13 servant de borne d'entrée du circuit d'amplification, on ne trouve que la chute de tension constante vO procurée par la circulation du courant i dans la diode base-émetteur du transistor 38. I1 est donc o clair que la relation entre la tension de sortie U et la tension d'entrée e est donnée par la formule (1). La différence entre ces deux tensions a la valeur réduite vO + pi0. Sur les schémas des figures 3 et 4 les deux transistors composites Q1 et Q2 de l'amplificateur 1 fonctionnent en classe B. Afin d'éviter des distorsions pour des signaux d'entrée e faibles, on peut aussi faire travailler ces deux transistors Qî et Q2 en classe AB selon un montage connu, tel que celui représenté à la figure 5. Au lieu que les bases des transistors 2 (Q1) et 20 (Q2) soient connectées directement, elles sont connectées aux bornes d'une résistance 45 insérée entre le générateur 9 et la borne 10, et parcourue par le courant io. Aucun autre changement n'est à apporter au circuit d'amplification de l'invention. On pourrait utiliser aussi, au lieu d'une résistance 45, des diodes connectées en série. La figure 6 montre à titre d'exemple un moyen de supprimer le terme vO dans la tension de différence entre les tensions d'entrée et de sortie du circuit d'amplification de l'invention. Ce moyen est appliqué au circuit d'amplification unidirectionnel de la figure 1. Les éléments des figures 1 et 6 ayant les mêmes fonctions sont munis des mêmes références. La différence avec le schéma de la figure 1 porte sur le moyen d'appliquer la tension d'entrée e au circuit d'amplification. Sur la figure 6, la borne 13 du circuit miroir de courant 11 est reliée d'une part à un générateur de courant 50 engendrant un courant 3i dans le sens indiqué et d'autre part à l'émetteur d'un transistor npn 51 dont le collecteur est relié à la borne positive de la source d'alimentation dont la borne négative est à la masse. La tension d'entrée e provenant du gé nérateur 14 est appliquée à la base du transistor 51 via la résistance 15. Comme sur la borne 13 il apparaît toujours un courant 2io, il est clair que sur l'émetteur du transistor 51 apparaît le courant constant io et qu'entre l'émetteur et la base de ce transistor apparaît la ten sion - vO.Si l'on appelle i' le courant de base du transistor 51, on o voit facilement d'après la figure que l'on peut écrire U = e - pi' + v - v0 soit U = e - pio La différence entre les tensions d'entrée et de sortie se trouve donc réduite au terme pi'0, qui peut être très faible puisque ilo est le courant de base d'un transistor dont le courant d'émetteur io peut être faire ble. Le moyen que l'on vient de décrire à la figure 6 pour un circuit d'amplification unidirectionnel peut être utilisé également pour un circuit d'amplification bidirectionnel en vue de réduire au terme pilo la différence entre les tensions d'entrée et de sortie. Dans le cas du circuit d'amplification de la figure 4, il suffit de connecter sur la borne 13 du circuit 11, les mêmes éléments que sur la figure 6. Dans le cas du circuit d'amplification de la figure 3, on doit connecter sur la borne 13 tous les éléments de la figure 6, avec en plus, entre l'émetteur du transistor 51 et la borne 13, un circuit à diodes parcouru par le courant i et produisant la même chute de tension u0 que celle produi o te par le circuit 22. REVENDICAIIONS - 1. Circuit d'amplification muni d'un amplificateur ayant une sortie à basse impédance couplée à une impédance de charge, caractérisé en ce qu'il comporte un générateur de courant constant dont la sortie est couplée à l'entrée dudit amplificateur et à une borne de sortie d'un circuit à fonction de miroir de courant ayant une deuxième borne couplée à ladite sortie basse impédance et une troisième borne couplée au circuit du signal à amplifier, le signal amplifié étant disponible à une sortie dudit amplificateur. 2. Circuit d'amplification selon la revendication 1, caractérisé en ce que ladite deuxième borne est la borne d'entrée du circuit à fonction de miroir de courant sur laquelle apparaît un courant proportionnel au courant sur la borne de sortie et ladite troisième borne est la borne somme du circuit à fonction de miroir de courant, sur laquelle apparaît la somme des courants sur la borne d'entrée et sur la borne de sortie. 3. Circuit d'amplification selon l'une des revendications 1 ou 2, caractérisé en ce que ledit amplificateur est constitué par un transistor composite dont la base est connectée à la sortie dudit générateur de courant constant et dont l'émetteur constitue ladite sortie basse impédance. 4. Circuit d'amplification selon la revendication 1 ou 2, caractérisé en ce que ledit amplificateur est du type push-pull ayant une sortie à basse impédance connectée à l'impédance de charge pour y faire circuler un courant bidirectionnel. 5. Circuit d'amplification selon la revendication 4, caractérisé en ce que ledit amplificateur push-pull est constitué par deux transistors composites de types complémentaires dont les bases sont connectées entre la sortie du générateur de courant constant et la borne de sortie du circuit à fonction de miroir de courant et dont les émetteurs sont interconnectés et reliés à l'impédance de charge. 6. Circuit d'amplification selon l'une des revendications 4 ou 5, caractérisé en ce que la borne de sortie à basse impédance de l'amplificateur est connectée à la deuxième borne du circuit à fonction de miroir de courant par l'intermédiaire d'un circuit qui, traversé par le courant constant apparaissant sur ladite deuxième borne, produit une chute de tension déterminée. 7. Circuit d'amplification selon l'une des revendications 4 ou 5, caractérisé en ce que le circuit à fonction de miroir de courant est composé de deux miroirs de courant de types complémentaires, la borne d'entrée du premier miroir de courant étant reliée à la borne de sortie du deuxième miroir de courant, ledit circuit à fonction de miroir de courant ayant sa borne de sortie formée par la borne de sortie du premier miroir de courant, sa deuxième borne formée par la borne somme du deuxième miroir de courant et sa troisième borne formée par la borne d'entrée du deuxième miroir de courant. 8. Circuit d'amplification selon l'une des revendications 1 à 7, caractérisé en ce que la troisième borne du circuit à fonction de miroir de courant est couplée à l'émetteur d'un transistor à la base duquel est connecté le circuit du signal à amplifier, ladite troisième borne étant connectée à la sortie d'un deuxième générateur de courant constant. 9. Circuit d'amplification selon la revendication 8, caractérisé en ce que, entre la troisième borne du circuit à fonction de miroir de courant et l'émetteur dudit transistor, est inséré un circuit produisant une chute de tension en réponse au courant le traversant. 10. Circuit d'amplification selon la revendication 8 ou 9, caractérisé en ce que le courant fourni par ledit deuxième générateur de courant constant est réglé de telle façon que la chute de tension entre la base dudit transistor et ladite troisième borne soit pratiquement égale à la chute de tension entre la sortie à basse impédance de l'amplificateur et ladite troisième borne. 11. Circuit d'amplification selon l'une des revendications 1 à 10, utilisant comme signal d'entrée une tension, caractérisé en ce que le signal de sortie est la tension aux bornes de l'impédance de charge ou le courant apparaissant sur une sortie à haute impédance de l'amplificateur. 12. Circuit d'amplification selon l'une des revendications 1 à 10, utilisant comme signal d'entrée un courant, caractérisé en ce que ledit courant d'entrée est appliqué sur la borne intermédiaire d'un circuit diviseur de tension qui est connecté à la troisième borne du circuit à fonction de miroir de courant, le signal de sortie étant la tension aux bornes de l'impédance de charge ou le courant apparaissant sur une sortie à haute impédance de l'amplificateur.