La présente invention concerne des régulateurs d'amplitude disposés dans des canaux de transmission d'information, ou dans des appareils pour la reconnaissance, l'inscription ou l'enregistrement de signaux représentant des images, la parole ou la 5 musique. Ils peuvent être utilisés en particulier pour des extracteurs de fréquence fondamentale, pour des appareils de téléphonie ou des prothèses auditives, pour des appareils de reconnaissance ou de synthèse de la voix humaine, pour des machines 10 commandées par la parole, et aussi pour d'autres appareils électro-acoustiques, tels que des magnétophones. Le régulateur d'amplitude contient essentiellement un amplificateur dont le gain est varié par une boucle de réglage. Celle-ci comprend un amplificateur de "boucle, un redresseur et 15 un filtre passe-bas. Jusqu'à présent, on a utilisé diverses formes d'exécution des régulateurs d'amplitude. L'invention a pour ob^et de créer un régulateur universel, adaptable aux fonctions les plus diverses. 20 II est connu qu'un régulateur d'amplitude est un amplifi cateur dont le gain A est réglé automatiquement par l'amplitude quasi-stationnaire du signal d'entrée S^ ou de sortie S£. C'est pourquoi l'amplificateur contient une boucle de réglage avec un amplificateur de réglage, un redresseur et un passe-bas. 25 Les régulateurs d'amplitude connus permettent soit l'expan sion, soit la compression du signal d'entrée. Selon leurs effets, on les désigne sous les noms d'expanseurs ou de compresseurs de dynamique. Le facteur de régulation R, que nous appellerons simplement "régulation", est égal aux variations ou niveau de sor-30 tie par rapport à celles du niveau d'entree E = Alog S2 •A.log Si Normalement, les régulateurs d'amplitude connus comprennent une boucle de réglage "en arrière", le gain A du signal d'entrée 55 étant modifié par le signal de sortie Sg. La boucle de régla ge "en avant" n'est pas usuelle à cause des instabilités. On connaît, d'autre part, des extracteurs de fréquence fondamentale, qui dans le cas d'appareils de reconnaissance de la voix humaine, peuvent être nommés extracteurs de mélodie, connu 71 07332 2 2081692 sous le nom d'extracteur de "pitch", ou "mélographes". Ces extracteurs présentent divers inconvénients : a) La fréquence fondamentale peut être confondue avec des fréquences de "formants de sons" ou de phonèmes. 5 h) Des sons fricatifs voisés, tels que /j/,/v/, sont souvent indiscernables de sons fricatifs non voisés, tels /ch/,/f/. c) L'étendue admissible de la fréquence fondamentale est très restreinte et ne s'étend pas au delà de 1 ou 2 octaves. Selon un premier but de la présente invention, recherchant 10 l'extraction de la fréquence fondamentale des signaux, un filtre passe-bas à pente raide est inséré dans le circuit d'entrée du régulateur, la boucle de réglage de l'amplificateur régénérant l'amplitude de la fréquence fondamentale. Selon un deuxième but de la présente invention, recherchant 15' l'égalisation des composantes de fréquence spécifiques des signaux, un filtre passe-bande combiné avec un coupe-bande est inséré dans le circuit d'entrée du régulateur. En conséquence, les exigences à l'égard de l'amplificateur sont réduites et le régulateur s'en trouve simplifié. 2D Selon un troisième but de la présente invention, cherchant à préserver l'information de parties transitoires des signaux, un deuxième redresseur est inséré dans la boucle de réglage, entre le passe-bas et l'entrée de l'amplificateur. En conséquence, la pente ascendante du signal de réglage peut être réglée 25 indépendamment de sa pente descendante. Grâce aux modifications de la constante de temps de la boucle de réglage, le signal de sortie du régulateur peut être adapté aux particularités de l'oreille humaine. Selon un quatrième but de la présente invention, les fron-30 tières.de filtres de fréquences associés au régulateur sont modifiables à l'aide de résistances variables, contrôlées par des composantes de fréquence du signal d'entrée. En conséquence, les domaines de fréquence peuvent être élargis, ou adaptés aux conditions de fonctionnement, par exemple quand il s'agit de sources 35 sonores à bandes de fréquences caractéristiques. Selon un cinquième but de la présente invention, visant à généraliser les fonctions du régulateur, celui-ci se compose de deux amplificateurs avec deux boucles de réglage, dont l'une est branchée "en arrière", tandis que l'autre est branchée 71 07332 3 2081692 "en avant". Les deux amplificateurs avec leurs deux boucles de réglage sont connectés de sorte que le même signal d'entrée est appliqué aux entrées des amplificateurs et à l'entrée de la boucle de réglage "en arrière". Par rapport aux régulateurs connus, 5 ce dispositif présente des avantages importants, qui sont résumés comme suit : L'inconvénient des régulateurs connus est que la régulation E ne reste pas constante entre l'amplitude minimale et maximale s^max du signal d'entrée S^. La raison en est que 10 l'amplitude de sortie Sg est une fonction simplement logarithmique du niveau d'entrée log S^, , ou que la fonction inverse est S2 une exponentielle S^ = 2 . Ceci correspond à la "loi physiologique de Weber-Fechner", qui n'est valable approximativement que dans un domaine très restreint de la perception, selon les don-15 nées actuelles de la science. En conséquence la régulation ne reste pas constante entre ^ et S^max) mais varie environ comme R^1/S2>i£l/log S^. Il en résulte l'inconvénient d'un trop petit rapport signal/bruit. Selon le dispositif des deux amplificateurs à deux boucles de réglage "en arrière" et "en avant", 20 conforme à l'invention, la régulation R reste environ constante entre la valeur minimale (seuil d'audition) et maximale (saturation) du signal d'entrée. La fonction inverse de log S2^R.log S^ n'est pas une exponentielle, mais une fonction de puissance T> S2^ , dans laquelle l'exposant R peut avoir toute valeur dé-25 sirée, plus grande ou plus petite que 1, selon qu'il s'agit d'expansion ou de compression. La valeur moyenne de R peut même devenir nulle, signifiant une "compression totale", ou négative, signifiant une "hyper-compression". Les figures annexées illustrent le principe de l'invention 30 ainsi que divers exemples d'application, en particulier pour la reconnaissance ou la transmission de signaux vocaux ou musicaux, par des appareils tels que sonographes, phonétographes, actua-teurs phonétiques ou phonacteurs, mélographes ou extracteurs de "pitch", ou des téléphones ou des prothèses auditives. 35 la fig. 1 est le schéma fonctionnel de régulateurs d'ampli tude à simples et doubles boucle "en huit" permettant de résumer les formules auxquelles ils obéissent. La fig. 2 montre les courbes de régulation correspondant aux formules de la fig. 1. 71 07 332 4 2081692 La fig. 3 est le schéma électrique de régulateurs correspondant au schéma fonctionnel des fig. 1 et 2 et comprenant des triodes à pentes variables. La fig. 4- est le schéma de principe d'un extracteur d'infor-5 mation phonétique et mélodique utilisant six régulateurs d'amplitude obéissant aux formules de la fig. 1. La fig. 5 montre le principe d'une matrice de reconnaissance de phonèmes, qui est la forme la plus simple d'un système logique. 10 Les fig. 6 et 7 schématisent deux portions de la matrice de la fig. 5» La fig. 8 est le schéma électrique d'un régulateur analogue à celui de la fig. 3 mais utilisant les résistances variables de transistors à effet de champ au lieu des pentes variables de 15 ' triodes. Les fig. 9 et 10 indiquent les courbes de réglage correspondant aux régulateurs des fig. 3 et 8. Les fig. 11 et 12 montrent des oscillogrammes de signaux électriques régulés et permettant de discriminer des syllabes 20 telles que PE, TE, KE, PA, TA, EA. La fig. 13 est le schéma électrique d'un extracteur de mélodie (ou mélographe) basé sur un régulateur d'amplitude et pouvant fournir l'information sur la fréquence fondamentale de la voix humaine d'une manière digitale ou analogique. 25 La fig. 14 est le diagramme des temps d'impulsions corres pondant au schéma électrique de la fig. 1. La fig. 15 montre une échelle musicale délivrée par le mélographe de la fig. 1. La fig. 16 montre des courbes de résistances de transistors-30 à effet de champ en fonction de la tension de grille. La fig. 17 montre le schéma électrique d'un filtre de bande à frontières variables, applicable au mélographe de la fig. 13, et utilisant des transistors à effet de champ. La fig. 18 est le diagramme caractéristique de fonctionne- 35 ment. La fig. 19 montre le schéma électrique d'un filtre passe-haut à frontières variables et, la fig. 20 en est le diagramme caractéristique. Les fig. 21 et 22 indiquent les schémas de filtres passe- 71 07332 5 2081692 bas à frontières variables. Les fig. 23 et 24 schématisent l'application des régulateurs d'amplitude à des liaisons téléphoniques et à des prothèses auditives. 5 La fig. 25 est le schéma électrique général d'un extracteur d* information- La fig. 1 permet d'expliquer en principe la construction et le fonctionnement du régulateur conforme à l'invention. Pour faciliter la compréhension, on décrit d'abord l'amplificateur à 10 boucle de réglage, "en arrière", 5, représenté dans la moitié gauche de la figure, puis son action combinée avec l'amplificateur à boucle de réglage "en avant" 16, selon la moitié droite de la figure. Toutes les expressions relatives à la boucle de réglage "en arrière" 5 sont désignées par l'indice "r", toutes 15 celles qui sont relatives à la boucle de réglage "en avant" 16 sont désignés par l'indice "v". On a représenté à la fig. 1 par : S = amplitude de signal ; : entrée, S£ : intermédiaire, S, : sortie. 3 20 = fréquences inférieures et supérieures de ; F& = fréquence passante-a = atténuateur direct (filtre) à la fréquence F ; 0 4a cl Aroï -Â-v0 = gains directs (max.) en boucles ouvertes (^, 1) b , b = atténuateurs de boucle (filtres) à la fréquence 25 r V Fa ; O^b, 3r, B = gains de boucle ; r, v = exposants redressement. Fj = fréquence coupure boucles : T^ , T2 = const. temps montée, descente. E , E = signaux d'erreurs (de boucles) î S » S = signaux 30 corrigés. Les formules auxquelles obéissent les régulateurs sont les suivantes : 71 07332 e 2081692 (1) = S . A v ' (2) Sr = aS1 . Er = aS1 . 2±(brBrS2)r (3) S2 = Aro . aS1 . 2±(brBrS2)r (4) log S2 = log (aS1) - (brBfS2)r + log (5) S, = S .A v ' 3 v vo (6) Sv = aS1 . Ev = aS1 . 2±(bvBvS2)V (7) S3 = Avo . aS1 . 2±(bvBvS2) (8) log S5 = log (aS1) i (bvBvS2)v + log A. ro vo (9) Si log S2, log(aS^), b^B 1 ; r=v^,l : Fonction exponentielle ("réelle") : (10) ,r. 2' (b B y v r r7 .(log (aS^) + log A ) _> (11) (12) > r = 1 S w? ^ S\ A/ *— (8) + (10) fonction logarithmique ou de puissance C'idéale") (compression -, expansion +) (13) log Sj = (1 i B) . log (aS^) — B . log Aro + log A^.q (14) (-15) Si r = t • a - Aro . Avq , 1 : 71 07332 7 2081692 (16) log = E . log 31 facteur de réglage h "R I S3 - qx - b1 E = 1 - I \ P V V B - O" r r (17) le signal d'entrée peut présenter un spectre d'amplitudes quelconque. Il provient, par exemple, de canaux de communica-5 .tions ou de microphones et arrive au filtre d'entrée 2, actif ou passif, de l'amplificateur 3,4 avec la boucle de réglage "en arrière" 5- Ceci est esquissé par les courbes 26,28 des amplitudes i en fonction de la fréquence Hz. Dans le cas d'un signal d'entrée acoustique (parole ou musique), le spectre peut s'éten-10 dre de 16 à 16 000 Hz. Dans le cas d'une liaison téléphonique, le spectre du signal d'entrée s'étend entre 300 et 3400 Hz. L'atténuation est,par exemple, 9 dB/octave au-dessous de 300 Hz, et le 18 ou 24 dB/octave au-dessus de 3400 Hz. Le filtre 2, actif ou passif peut renforcer ou affaiblir tout groupe de fré-15 quence entre les limites F^ et F2 de sa bande passante. Pour simplifier l'exposé, on ne considère qu'une seule fréquence Fa qui passe par le filtre 2 avec le facteur d'atténuation a^1-Il en résulte l'amplitude d'entrée filtrée aS^. Tout amplificateur à gain variable A peut être remplacé 20 par un amplificateur 3 à gain fixe ArQ, extrémal en boucle ouverte, et précédé par un "noeud multiplicateur" 4. Ce noeud correspond, par exemple, aux pentes variables de triodes en push-pull, ou la résistance variable de semi-conducteurs. Dans ce noeud, le signal d'entrée aS^ est multiplié par le signal 25 d'eïreur Er pour donner le signal corrigé qui, multiplié par le gain fixe Aro, fournit le signal de sortie S^. Le signal d'erreur E^ est délivré par la "chaîne réglante" 5 qui comprend les éléments suivants : a) un filtre de boucle 6, avec le facteur d'atténuation 30 b ^1 pour la fréquence F& considérée (s'il s'agit d'un régulateur "sélectif") ; b) un amplificateur de boucle 7, avec gain ajustable ; c) un redresseur 8, avec exposant r = 1 ou 2, par exemple, selon qu'il est linéaire ou quadratique ; 35 d) un filtre passe-bas 9, avec fréquence de coupure F^r (hertz), correspondant à la "fenêtre de temps" t (sec)ft&1 : et avec la condition ; 71 07332 8 2081692 (e) éventuellement un déphaseur avec redresseur 10 ou 11 ajustant séparément les temps de montée et de descente T2r du signal d'erreur et permettant ainsi de contrôler les valeurs transitoires du signal de sortie S2 ; 5 (f) un convertisseur linéaire/exponentiel 12 du signal de chaîne (linéaire) Lp= ()rqui devient le signal d'erreur exponentiel = 2 ± ^JTm Le signe — devant l'exposant L^ désigne l'expansion (+) ou la compression (-) par le signal d'erreur E^. Quand la "boucle 10 de réglage est ouverte, c'est-à-dire quand le signal d'erreur E^ ne parvient pas au noeud multiplicateur 4-, le signal de sortie de l'amplificateur constant 3 est S0= S A (1) 2 r ro v y avec Sr= aS^. Ainsi le signal de sortie S2 est égal au signal 15 d'entrée aS^ multiplié par le gain extrémal Aro en boucle ouverte. Quand la boucle de réglage est fermée, le signal d'erreur Er , engendré par la boucle de réglage "en arrière" , parvient au noeud multiplicateur 4 et le signal corrigé devient 20 Sr= aS^ (2) +T où le signal d'erreur est E„ » 2— r , avec L = (b B S0) . o r , r r r ^ C'est line fonction exponentielle positive ou négative selon qu'il s'agit d'expansion ou de compression. En combinant les équations (1) et (2), on élimine E^ et Sr "5 et on obtient SP = A.aS.^r (3) ou 2 ~ ro 1' log S2 - log (aS^) ± (brBrS2)r + loS Aro Sauf indication contraire, on sous-entendra toujours qu'il s'agit de logarithmes binaires, c'est-à-dire avec base 2. Si 30 log S2 , log (aS^) et b B sont plus grands que 1, l'expression log S2 peut être négligée en regard de S2. Si d'autre part le gain extrémal et l'exposant r sont égaux à 1, l'équation (4) se simplifie dans le cas de la compression pour donner log (ai*,) r.1a) 71 07332 9 2081692 On constate ainsi que S2 augmente comme le logarithme de , ou que est une fonction exponentielle de Sg. Alog Sp En conséquence, la régulation R =-r—; augmente avecSL, lOg Oyj c- si ^2^.1, et n'est nullement constante, ainsi qu'il serait dési-5 rable dans le cas idéal. A l'opposé du régulateur "idéal", on peut parler de régulateur "réel" qui obéit à une fonction simplement logarithmique dans le cas de la simple boucle de réglage. Nous allons exposer par la suite comment on peut obtenir un régulateur "idéal" en ajoutant une seconde boucle de réglage. 10 Cette boucle règle "en avant" ce qui est indiqué par l'indice "v". Le nouvel amplificateur à gain variable A peut être de nouveau remplacé par un amplificateur 14 à gain fixe Aq, extrémal en boucle ouverte, et précédé par un "noeud multiplicateur" 15- 15 Ce noeud correspond, par exemple, aux pentes variables de triodes en push-pull, ou la résistance variable de semi-conducteurs. Dans ce noeud, le signal d'entrée aS^ est multiplié par le signal d'erreur Ev pour donner le signal corrigé qui, multiplié par le gain fixe Avq, fournit le signal de sortie S^. 20 Le signal d'erreur E est délivré par la "chaîne réglante" 16 qui comprend les éléments suivants : a) un filtre de boucle 18, avec le facteur d'atténuation bv^1 pour la fréquence F& considérée (s'il s'agit d'un régulateur "sélectif") ; 25 b) un amplificateur de boucle 19, avec gain ajustable Bv ; c) un redresseur 20, avec exposant v = 1 ou 2, par exemple, selon qu'il est linéaire ou quadratique ; d) un filtre passe-bas 21, avec fréquence de coupure F^v (hertz), correspondant à la "fenêtre de temps" tm (sec)^ : F^v 30 et avec la condition F& ; e) éventuellement un déphaseur avec redresseur 22 ou 23 ajustant séparément les temps de montée et de descente T2v du signal d'erreur E et permettent ainsi de contrôler les valeurs transitoires du signal de sortie S2 ; 35 f) un convertisseur linéaire/exponentiel 12 du signal de chaîne (linéaire) L =(b B S~)vqui devient le signal d'erreur V X J. C- (esponentiel) Ev = 2 — v- 71 07332 10 2081692 Le signe i devant l'exposant L^ désigne l'expansion (+) ou la compression (-) par le signal d'erreur E^. Quand la boucle de réglage est ouverte, c'est-à-dire quand le signal d'erreur E^ ne parvient pas au noeud multiplicateur 15 le signal de sor-5 tie de l'amplificateur constant 14 est S,-S A (5) 3 v vo avec Sv=aS^. Ainsi le. signal de sortie S- est égal au signal d'entrée aS^ multiplié par le gain extrémal Avq en boucle ouverte. 10 Quand la boucle de réglage est fermée, le signal d'erreur E-y ) engendré par la boucle de réglage "en avant" , parvient au noeud multiplicateur 15 et le signal corrigé devient sv - aS1Ev où le signal d'erreur est E^ = 2i"^v , avec L^ = (b^B S^)7. 15 C'est une fonction exponentielle positive ou négative selon qu'il s'agit d'expansion ou de compression. En combinant les équations (5) et (6), on élimine E et et on obtient S3 = Avo-*"1 S, = A .aS.^v (7) 20 ou log S5 = log (a61) - (b^B^Sg)"7" + log (8) Sauf indication contraire, on sous-entendra toujours qu'il s'agit de logarithmes binaires, c'est-à-dire avec base 2. Si log S^ , log (aS^) et brBr sont plus grands que 1, l'expression log S^ peut être négligée en regard de S^. Si d'autre part le 25 gain extrémal Avq et l'exposant v sont égaux à 1, l'équation (8) se simplifie dans le cas de la compression pour donner log (aS^) S, = — (8a) 2 b B v v Si les exposants r et v sont égaux, l'expression S^ est égale à sJ>. Ainsi l'expression selon l'équation 30 loS (aS1) S2~ 7 Tr + los Aro C10> (brBr)r 71 07332 n 2081692 10 peut être introduite pour S2 dans l'équation (8).Il en résulte les équations suivantes, d'où la valeur intermédiaire S2 a disparu : log Sj . (1 ± B).log (aS1) - B.log Aro t log Avo (13) ; (byB )T où b = (ÏXF (14) v r r Si les exposants r et v, ainsi que l'atténuateur a et les gains comme suit deux gains Aro, sont égaux à 1, l'équation (13) se simplifie •p log S, = R.log S^ (16), dont la fonction inverse est S^=S^ (17) b Bv ou R « 1 i B, avec B » v b B r r L'équation (16) ou (17) montre qu'il s'agit d'une fonction doublement logarithmique, ou d'une fonction de puissance, avec la régulation constante R comme exposant. -15 Le dispositif à double-boucle ainsi décrit selon la fig. 1 permet encore d'autres possibilités qui seront résumées comme suit.: Quand les gains de boucle B , B^ sont égaux, il en résulte une compression qui n'est pas seulement "idéale" mais encore 20 "totale". En effet, B r _ 1 _ v =1 - 1 =0. Ceci signifie par exemple que même B r pour une variation du niveau d'entree de 60 dB, le niveau de sortie reste constant. La compression totale peut être facilitée en plaçant le commutateur 25 dans la position II permettant 25 aussi d'économiser le filtre de boucle 18. Si le gain de boucle B est choisi plus grand que l'autre B , il en résulte une compression négative, ou "hyper-compression" . Le gain de boucle Bv peut être modifié relativement grâce à un potentiomètre agissant sur l'amplificateur de boucle 7 30 ou 19. Jusqu'ici la fig. 1 a permis de décrire le régulateur à double-boucle. Par la suite, le régulateur universel sera discuté à la lumière de divers exemples. On peut ne considérer que la partie gauche de la fig. 1 avec boucle de réglage "en 35 71 07332 12 2081692 On considère d'abord le filtre 2 de la fig. 1 comme étant un passe-bas raide, selon la courbe 26. Sa fréquence limite se trouve autour de 100 à 150 Hz. Le filtre de boucle 6 est un passe-bande avec les limites 100 et 600 Hz. Les autres éléments 5 de la chaîne de réglage "en arrière" restent inchangés. Ce régulateur d'amplitude sert alors à extraire la fréquence fondamentale du signal, la boucle de réglage "en arrière" régénérant l'amplitude de la fréquence fondamentale. La boucle de réglage pourrait aussi être choisie "en avant". Le régulateur d'ampli tu_ 10 de ainsi décrit peut servir de base à la construction d'un extracteur de fréquence fondamentale, aussi connu sous le nom d'extracteur de "pitch" ou "mélographe", s'il s'agit de la voix humaine. Les fréquences supérieures se trouvent affaiblies, tandis que la fréquence fondamentale est relativement amplifiée et 15- régénérée. Un tel extracteur de fréquence fondamentale est indiqué à la position C A 6 de la fig. 4, aux positions 405 à 410 de la fig. 13 et à la position 607 (E A 7) de la fig. 25. On considère ensuite le filtre 2 de la fig. 1 comme étant un passe-bande combiné avec un coupe-bande, donnant la courbe 20 28. Cette combinaison permet d'égaliser les valeurs moyennes des composantes de fréquences qui caractérisent les signaux d'entrée. Les fréquences limites du passe-bande peuvent être 500 Hz et 3000 Hz et un "trou" de 10 dB peut être prévu autour de 1300 Hz, par l'effet du coupe-bande. Le filtre de boucle 6 25 peut être un panse-bande avec les limites 500 et 1600 ou 3000 Hz. Un tel filtrage préliminaire facilite les corrections de niveaux par le régulateur d'amplitude. Le passe-bande combiné avec un coupe-bande est indiqué à la position 147 de la fig. 4 concernant un extracteur d'information vocale. 3 0 Comme autre exemple d'exécution d'un régulateur d'amplitude conforme à l'invention, on considère un redresseur supplémentaire 10 ou 11, inséré dans la boucle de réglage "en arrière", entre le passe-bas 9 et le noeud multiplicateur 4 de l'amplificateur 3. En conséquence, les constantes de temps de montée 35 et de descente Tgp signal d'erreur peuvent être réglées séparément. Les pentes ascendantes et descendantes de la "fenêtre de temps" peuvent être optimisées. En ajustant la constante de temps de montée, on peut discerner les sons explo-sés des sons fricatifs, par exemple. 71 07332 13 2081692 Dans le dispositif de la fig. 4 les diverses constantes de temps des redresseurs supplémentaires sont positionnées par des nombres de référence leur valeurs correspondantes sont mentionnées plus loin dans un tableau. 5 On constate que les divers paramètres dont on dispose dans les équations 13, 14 autorisent des programmes de compression ou d'expansion diversifiés. Ces paramètres sont essentiellement l'atténuateur a de la fréquence passante F ; les atténuateurs de boucle br, bv ; les gains de boucle B^, 3v ; les exposants de 10 redressement r, v (linéaires, quadratiques ou cubiques, par exemple) ; les fréquences de coupure ainsi que les temps de montée et de descente Tg, qui déterminent la "fenêtre de temps" tm» La fig. 2 illustre graphiquement le comportement du niveau 15 de sortie log S, en fonction de log S,-, selon la formule (16) log = E . log , avec E = 1 - dans un système de coordonnées doublement logarithmique. ^ On a représenté en trait plein le facteur de réglage E résultant du facteur de réglage Rr "en arrière" figuré par un 20 trait interrompu, et R,t "en avant" figuré en pointillé. V - La droite à 45° (R = 1) sépare le domaine de l'expansion (1R|)1) de celui de la compression (1R|^1). Par exemple, la droite de compression "idéale" avec R = 9 dB/ 54 dB = 1/6 résulte de la courbe convexe R de réglage "en arrière" oui est exac-25 tement compensée par la courbe concave R^ de réglage "en avant". La droite horizontale R = 0/54 = O indique la compression "totale". La droite oblique vers le bas avec R = -9/54 = -1/6 montre la compression "négative?' ou "hyper-compression". La droite oblique vers le haut avec R = 54/9 = 6 illustre 30 l'expansion "idéale", Rv étant, encore compensé par Rr. La fig. 5 est le schéma électrique d'un compresseur d'amplitude à double-boucle, utilisant des triodes à pentes variables en push-pull. Le signal d'entrée aS^ provient du microphone 101 ou du 35 magnétophone 103, par l'intermédiaire du filtre correcteur 105, 106 et de Z étages préamplificateurs avec le tube électronique 121 à haute impédance et le transistor 122. Le filtre correcteur 105, 106 peut comprendre des combinaisons appropriées de filtres actifs passe-haut et passe-bas, comme indiqués aux positions 40 110r, 111r. 71 07332 14 2081692 Le régulateur, qui est un compresseur à double "boucle, comprend 2 amplificateurs à gains variables 107r et 107v, le premier étant réglé "en arrière", le second "en avant". Le signal d'entrée aS^ est le même pour les deux amplificateurs. 5 L'amplificateur 107r comprend 4 triodes 12Jr à 126r à pentes variables, en push-pull, Leurs tensions de grille sont contrôlées par le signal d'erreur Er. Celui-ci provient d'une chaîne de boucle "en arrière" comprenant 4 transistors 127r à 130r, couplés au signal de sortie S2 l'amplificateur 107r 10 par l'intermédiaire du filtre de boucle "r" avec le passe-haut 110r et le passe-bas 111r. Son effet est complété par les condensateurs 131, 132 et le transformateur 171 qui affaiblissent les fréquences en-dessous de 800 hertz à raison de 10 dB/octave. Le redresseur 15' de boucle qui est quadratique (exposant r = 2) est inclus dans les deux transistors 129r 13ûr. Le filtre passe-bas ï'^r et les déphaseurs comprennent le condensateur 131r, les 2 diodes 133r, 134r et les deux potentiomètres 135r, 136r permettant de régler séparément les temps de montée et de descente T2r 20 du signal d'erreur E^. En particulier la diode 133r permet d'augmenter la constante de temps de montée de sorte que des consonnes plosives telles que P.ï.K.B.D.G, peuvent être discernées d'autres phonèmes. Cette discrimination peut être particulièrement utile 25 dans le cas d'appareils de téléphonie, de prothèses auditives ou de reconnaissance de parole. Le gain de boucle B est réglé par le potentiomètre 138. Le gain maximum de l'amplificateur 107r est réglé par le potentiomètre 137r. 30 Le second amplificateur 107v contient des éléments simi laires à ceux du premier amplificateur 107r, mais sa chaîne de boucle "v" agit "en avant". Nous avons repris les mêmes nombres de positions en remplaçant l'indice "r" par l'indice "v". Le signal de sortie S2 de l'amplificateur 107r entre dans 35 la chaîne de boucle "v" de l'amplificateur 107v par l'intermédiaire du filtre de boucle "v", avec le passe-haut 110v et le passe-bas 111v. Le signal de sortie S^ de l'amplificateur 107v obéit alors en principe aux formules développées selon la fig. 1 et illus 71 07332 15 20816*52 trées par les courbes de la fig. 2. Le signal de sortie peut ensuite passer par l'amplificateur de puissance, avec les transistors 141 à 144, pour donner le signal S^. La fig. 4 schématise Tin extracteur d'information phonémique 5 et mélodique, à titre d'exemple d'application de régulateurs à doubles boucles pour une entrée à 320.000 éléments d'informations ou bits/seconde. Les signaux captés par le microphone "MICRO" 145 sont corrigés par les filtres d'entrée 146, 147, ainsi que 403, 404. 10 Puis ils se répartissent sur 6 compresseurs d'amplitude à doubles boucles "en huit" CÂ1 à CA6. Ceux-ci comprennent 12 amplificateurs à gains variables A^ à A^ et A^2 à Àg2 - 13 canaux C1 à C13 d'analyse spectrale quasi-stationnaire 15 (formants) - 2 canaux C21, C22 détectant l'attaque des consonnes plosives. - 3 canaux C24 à C26, pour les enveloppes générales et leurs pentes. 20 - 2 canaux C32, C33 pour les fluctuations et roulements (subformant s) - 2 canaux C35,C36 pour les détections de vocalisation et de mélodie. - 6 canaux C23, C27, C30, C31, Cj4, C37 pour les signaux 25 d'erreur (dynamique). Les paramètres décrits (voir page 28) sont adaptés aux fonctions désirées. Il s'agit en particulier des filtres de boucle Fbl à Fb6, des gains de boucle "en arrière" B^ à 361, et "en avant" B^2 a Bg2, des temps de montée T^ à T'n ^ 30 descente !T^2 ^62 ^"l2 ^ "^"62 concernant 1es si gnaux d'erreur. Un canal tel que celui d'analyse spectrale C2, comprend d'abord tin amplificateur de ligne 151 puis un filtre passe-bande 152 tel que 380 à 580 hertz, un redresseur avec filtre passe-bas 35 153 tel que 0-30 hertz (30 dB/octave), dont la constante de temps doit correspondre à la fenêtre de temps tm, et finalement un convertisseur analogue-digital, suivi d'un multiplexeur 154. En cas de grande constante de temps (par exemple 10 ou 20 ms pour le passe-bas 155 du compresseur d'amplitude CA1) 71 Û7332 16 2081692 et constante de temps correspondante pour de passe-bas 156 (0-50 Hz à la sortie du canal C21), il se produit un dépassement oscillatoire qui peut être caractéristique pour une consonne plosive. 5 L1échantillonnage peut s'effectuer alors à la cadence de 200 Hz, au lieu de 50 Hz pour les amplitudes-quasi-stationnaires, ce qui permet une grande économie des quantités d'information à traiter. Le convertisseur analogue-digital peut être un simple trig-10 ger dans le cas de 2 niveaux O et 1 seulement, représentant un élément d'information ou bit. Les phonèmes marqués dans la colonne en bordure droite de la fig. 4- sont distingués par les niveaux digitalisés. Des valeurs de fréquences limites sont indiquées pour les divers filtres de bande à titre d'exemples 15 - (bandes critiques). Les différences de niveaux entre le signal d'erreur du canal C30 et celui du canal C31 permettent, par exemple, de distinguer le groupe des voyelles i, u de celui des consonnes n, m. Les canaux C25 et C26 détectent les pentes montantes et descendantes du signal d'erreur du canal C27, à 20 l'aide des circuits dériveurs D^, D^. L'amplificateur d'entrée 157, tel que du canal C13 peut être réglé rétroactivement par la sortie digitalisée sèlon la flèche 131- Les canaux C32, C33 sélectionnent les fluctuations des con-25 sonnes fricatives voisées z, j, v, respectivement, les roulements des consonnes roulées r, à l'aide des passe-bandes 3160-4-300 respectivement 830-1330, ainsi que des circuits dériveurs D3' iV Le compresseur CA6 délivre à l'entrée des canaux C35» 036 30 l'amplitude auto-régulée d'une fréquence fondamentale qui a été débarrassée de ses harmoniques par la partie passe-bas du filtre Fa6. Cette fréquence fondamentale peut être celle de la vocalisation comprise entre 70 et 600 hertz par exemple. Il s'agit alors d'un extracteur de mélodie (mélographe). 35 Le canal C35 fournit l'information binaire de vocalisation "tout ou rien". Le canal C36 comporte un détecteur de zéros DZ 158, une LOGIQUE 159 et un COMPTEUR 160 compensé. Il délivre, par exemple, la mélodie digitalisée sous forme de 128 sixièmes-de-tons (7 bits) répartis sur 3 octaves, entre 70 et 560 hertz. 71 07332 17 2081692 Avec 8 bits, on obtiendrait 256 douzièmes-de-tons, etc... Avec 1 à 3 bits, on diviserait le domaine mélodique en 2 à 8 plages correspondant, par exemple, aux voix d'hommes, de femmes et d'enfants. Un convertisseur digital-analogue permet à un oscil-5 lographe d'inscrire la courbe mélodique en fonction du temps. Le mélographe sera décrit plus en détail à la fig. 13. Les sorties digitalisées des divers canaux peuvent être échantillonnées à des fréquences différentes selon qu'il s'agit de signaux quasi-stationnaires ou transitoires. Par exemple, 10 fe^ = 50 ou 67 hertz pour les uns, et f^-, = 200 hertz pour les autres. Il devient donc possible de mesurer les durées de signaux et de silences ainsi que les retards relatifs avec les précisions appropriées. 15 En additionnant les "bits" figurant à la sortie des canaux, on obtient un total de 40 bits. En tenant compte des diverses fréquences d'échantillonnage, la capacité d'information correspondante devient 2680 bits/sec. L'économie est donc importante quand on rappelle que les 20 débits d'information complets sont respectivement 320.000, 160.000 et 64.000 bits/sec pour la musique, pour la parole et la liaison téléphonique. Les cases de la grille à droite de la fig. 4 indiquent approximativement les unités d'information représentant les 25 mots "zéro" et "dix". La segmentation des phonèmes et la discrimination de consonnes plosives peuvent s'effectuer en tenant compte des temps, tels que t^ à t^, d'apparition et de disparition des éléments d'information dans les divers canaux. Les explosions et vocali-30 sations ainsi que leurs retards relatifs, montrés dans les fig. 11 et 12 peuvent se retrouver dans les canaux tels que C21, C23, C24, C27 puis C35 à C37 de la fig. 4. Le traitement logique des éléments d'information . La fig. 5 représente une matrice de reconnaissance de phonèmes. Celle-ci est divisée en 4 sous-matrices telle que 161 71 07332 18 2081692 "attaque et pentes", 162 "enveloppe et spectres", 163 "fluctuations et roulement", 164 "vocalisation et hauteur" et qui sont reliées par une sous-matrice 165 "mémoire, durées, retards". On peut prévoir une durée minimale de 40 ms pour déterminer les 5 signaux quasi-stationnaires, et des retards variant entre 2 et 50 ms pour discriminer les transitoires. La fig. 6 montre de quelle manière des connexions peuvent être établies entre les sorties des canaux C21 (attaque), C24 (pentes), C24 (enveloppes), C11, C9, C7, (spectres), C35 (voca-10 lisation), avec 3 intervalles de temps10-15, 15-25, 25-40 ms, pour discerner les plosives P,T,K suivies de voyelles, et désigné par discrimination temporelle. La fig. 7 indique comment on peut corriger des connexions de canaux des formants C7, C8 du phonème /ê/ en fonction de 15 • 2 plages mélodiques correspondant aux voix d'hommes (êffl) et de femmes (ê^) (correction par hauteur de voix) et dont la commutation est fournie par le canal C36. Des corrections plus fines sont également possibles avec le mélographe. Les triodes à pentes variables de la fig. 3 pourraient 20 être remplacées par des penthodes, ou par des semi-conducteurs (transistors, diodes, photodiodes, etc...) équivalents ou par d'autres amplificateurs non linéaires ou éléments multiplicateurs, tels que des générateurs de Hall, varistors, etc... Dans l'état actuel de la technique, il semble que les tran-25 sistors à effet de champ utilisés comme résistances variables symétriques dans des régions éloignées du "pincement" soient avantageux. Le schéma électrique de la fig. 8 montre un compresseur à simple et à double boucle utilisant 2 transistors à effet de 30 champ (FET 1 et FET 2) 201 et 202 constituant 2 amplificateurs à gains variables , Ag. Le micro 203 alimente les 2 transistors 201, 202 en parallèle à travers le filtre d'entrée (Fa) 204, délivrant le signal d'entrée aS^. 35 La chaîne de réglage "en arrière" 205 comprend l'amplifi cateur opérationnel (AO^) 206, le filtre de boucle (F ) 207, les amplificateurs opérationnels à ^-Op^) 208 à 211, les diodes de redressement 212, 213, puis les diodes 214, 215 qui permettent favec le condensateur de lissage 216 et à l'aide des 40 potentiomètres 217, 218) de régler séparément le temps de mon 71 07 33 2 . 19 2081692 tée T^ et de descente ^ signal d'erreur E^. Le gain de l'amplificateur 210 ou 208 peut être proportionnel au gain de boucle B et être réglable par le potentiomètre 219. 5 Le signal de sortie Sg de l'amplificateur A^ avec boucle de réglage "en arrière" alimente la chaîne de réglage "en avant" 225 de l'amplificateur Ag, par l'intermédiaire du filtre de boucle (F ) 227. Celui-ci peut être remplacé par le filtre (F ) 207, si l'inverseur 226 se trouve dans la position 1 dessinée. 10 Tous les éléments de la chaîne "en arrière" se retrouvent symétriquement dans la chaîne "en avant", par exemple les amplificateurs opérationnels AO^ à AO^. Le signal d'erreur "en avant" est Ev- Le signal de sortie Sj du régulateur à double boucle est délivré par l'amplificateur 15 opérationnel (AO^) 241. On constate que le régulateur à résistances variables (symétriques) selon la fig. 8 est plus économique que le régulateur à pentes variables (asymétriques) de la fig. 5, car le montage en push-pull, qui doublerait tous les éléments, n'est 20 pas indispensable. Le schéma de la fig. 8 peut être simplifié en supprimant quelques uns des amplificateurs opérationnels ou en les remplaçant par de simples transistors. D'autre part, on peut combiner les divers éléments dans des circuits intégrés. Il est désirable 25 que les deux transistors à effet de champ 201, 202 présentent des caractéristiques similaires, ou du moins parallèles (voir fig. 16). Les fig. 9 et 10 comparent les taux de réglage moyens Eg obtenus avec le compresseur à double boucle à triodes de la 30 fig. 3, respectivement avec celui à transistors "FETS" de la fig. 8. La fig. 9 correspond aux triodes (en push-pull) opérant par pentes variables, la fig. 10 émane de transistors "FET" agissant par résistances variables. 35 L'échelle verticale des niveaux de sortie log 3^ est agran die 5 fois par rapport à l'échelle horizontale des niveaux d'entrée log pour mieux la distinguer. A titre de comparaison, on montre aussi les taux de réglage moyens TL| obtenus à l'aide de compresseurs à simple boucle "en 71 07332 20 2081692 arrière". Le facteur de réglage R étant très variable dans le cas de simples boucles, nous devons introduire un réglage moyen R, tel que R^ = 1/5, variant de 1/2 à 1/9, ou bien R^ = 1/6 variant 5 de 1/2 à 1/10, selon les courbes en traits-points. Les droites théoriques "idéales" seraient les cordes de ces courbes avec R =1/4 ou 1/5 = constante. O Les deux courbes ^ en traits pleins montrent les résultats obtenus expérimentalement dans le cas de doubles boucles : 10 On constate qu'avec les triodes on obtient une sortie qui varie de i 1,5 dB quand l'entrée évolue entre O et 50 dB, ce qui donne un réglage Rg = 3/50 = 1/17- Avec les transistors "FET", la sortie fluctue entre +1,8 et - 0,6 dB pour une dynamique d'entrée de 60 dB. Ainsi Rg = 15 . 2,4/60 = 1/25- Les régulateurs à double boucles permettent donc un réglage quasi-idéal et quasi-total. En plaçant un seuil digital, tel que .celui d'un "trigger", à un niveau correspondant à "OdB", les signaux indésirables 20 peuvent être relégués dans la partie de démarrage non réglée (ou éventuellement expansée), de la courbe Rg. Il en résulte une amélioration fondamentale du rapport signal/bruit. La fig. 11 montre les oscillogrammes a^ et b0, ar et br, a^ et bj des syllabes PE, TE, KE obtenus respectivement à la 25 sortie des canaux C21 (plosives), et C35 (vocalisation) de la fig. 4. Les retards relatifs moyens de 12, 17, 32 ms permettent de discerner les consonnes plosives p, t, k. La fig. 12 montre les oscillogrammes c^ et d^, et dg, Cj et dj des syllabes PÂ, TA, EA obtenus respectivement à 30 l'entrée du canal C24 (de signal) où l'amplitude est régularisée et à l'entrée du canal C27 (d'erreur) restituant les variations d'amplitude. L'information relative à la dynamique peut donc être séparée de celle qui concerne la fréquence. 35 Selon le schéma de la fig. 13, le microphone 401 délivre le signal électrique 402, correspondant à une onde acoustique. Celle-ci peut représenter la parole humaine ou une musique ou un bruit. Le signal 402 peut comprendre une fréquence fondamentale, de période T^ (sec) et des fréquences supérieures, ou des 71 07332 21 2081692 harmoniques, de périodes plus brèves, telles que TJ] (sec). Le signal 402 peut aussi émaner d'un magnétophone 403 ou d'une ligne téléphonique, simulée par le filtre de bande 404. Celui-ci peut être décomposé en un filtre passe-haut à 300 Hz avec une 5 pente 9 dB/octave, et un filtre passe-bas à 3400 Hz avec pente 24 dB/octave. Conformément à la présente invention, le signal 402 est filtré par un passe-bas 405 (à 100 ou 150 Hz, avec une pente 18 ou 24 dB/octave) afin d'affaiblir les fréquences supérieures, et éventuellement par un passe-haut 406 (à 95 Hz avec 10 une pente 30 dB/octave) pour affaiblir les bruits de secteur 50 ou 60 Hz. La fondamentale de la parole à sélectionner peut varier entre 70 et 600 Hz, selon qu'il s'agit d'une voix d'homme, de femme ou d'enfant, c'est-à-dire que varie entre 14,3 et 1,67 15 ms. Les harmoniques (à éliminer) correspondant aux "formants" se trouvent généralement au-dessus de 200 Hz. A la sortie du filtre passe-bas 405, l'amplitude a^ de la fondamentale se trouve atténuée. L'amplificateur à gain variable 407, auto-régulé par la boucle "en arrière" comprenant le filtre passe-20 bande 408 (80 à 600 Hz), le redresseur-double 410 et le passe-bas 411 (à 36 Hz), régénère l'amplitude a^. En lui associant l'amplificateur à gain variable 412, avec sa boucle "en avant" 413 à 415, on obtient un régulateur d'amplitude à double-boucle. Ce régulateur maintient l'amplitude ag de la fondamentale pres-25 que constante malgré une grande excursion de sa fréquence. Le détecteur de passage par zéros 416 et la bascule monostable 417 délivrent à l'entrée du système logique 418 des impulsions calibrées 419 dont la durée est Tg (= ^0 micro sec) et qui se succèdent à la cadence de la période fondamentale 30 (14,3 à 1,67 ms). Une horloge rapide 420 (T^ = 2 micro sec) et une horloge lente 421 (T^ = 64 micro sec) délivrent, par les portes 422 à 424, des impulsions dont les temps sont indiqués à la fig. 14. 35 Le système logique comprend les bascules 425 à 430 et les portes 431 à 441 fournissant les impulsions aux temps à T22* Le compteur 442 comprend les 8 bascules 451 à 458 et les portes 443 à 445. Les bascules 459 et 460 opèrent des divisions par 2 et par 4 des temps de comptage. Les mémoires 461 à 467 71 07332 22 2081692 délivrent l'information digitale 468 à 7 moments, ou analogique sur les lignes 469 et 470, grâce au convertisseur digital-analogue 471 à 477' L'interrupteur 471 ne laisse passer la tension analogique 5 que si la ligne 472 indique la présence de la fondamentale. En effet, pour éliminer une fondamentale simulée par un "bruit, par exemple, le filtre passe-bande 473 (95 à 200 Hz) suivi de l'amplificateur 474, du redresseur 475 du filtre passe-bas 476 et du trigger 477, fournit une information "tout-ou-rien" supplé-10 mentaire, indiquée par l'amplitude a^. Un calculateur peut traiter les données fournies par les 7 moments 468, par la tension "tout-ou-rien" 472 et par la ligne d'ordre de transfert 478. On obtient ainsi, au choix, les nombres indiquand les fréquences de la fondamentale, ou leurs variations, ou des courbes 15 - tracées par un oscillographe-enregistreur 479. Celui-ci peut être associé à un analyseur de spectre en temps réel et comporter plusieurs pistes, telles que 480 pour la fondamentale, 481 pour l'énergie globale, 482 et 483 pour des énergies partielles représentant les "formants". Un générateur de fréquences fixes 20 484 peut servir à calibrer l'extracteur de mélodie (ou mélographe) . La fig. 15 montre l'échelle musicale délivrée sur 3 octaves entre ré^ (73,4 Hz) et ré^ (587,3 Hz), par l'extracteur de mélodie conforme à la fig. 1. On observe une succession de 3 arcs 25 485 à 487, correspondant aux diviseurs 1:1, 1:2, 1:4 des compteurs 451 à 460 et qui se rapprochent de la droite logarithmique conforme à l'échelle du clavier tempéré, avec 1a^ à 440 Hz. Pour couvrir toute l'étendue du champ, il faudrait ajouter encore l'arc 488 de la quatrième octave, jusqu'à ré^ (1174,7 Hz) 30 avec un diviseur supplémentaire 1:8. La fonction logarithmique de l'échelle musicale peut être approchée, en variante, à l'aide d'une suite de tronçons de droites obtenues par des systèmes non-linéaires, utilisant des diodes par exemple. 35 On pourrait aussi approcher l'échelle subjective des "mels" en remplaçant l'approche de la fonction logarithmique par celle d'une fonction de puissance, avec un exposant voisin de 1/4,5, par exemple. Les gains variables des régulateurs d'amplitude peuvent 71 07332 25 2081692 être obtenus de diverses manières. A titre d'exemples, on peut citer les procédés suivants : a) A l'aide de triodes, de penthodes ou de transistors opérant par pentes variables en push-pull. 5 b) Par transistors à effet de champ agissant comme résis tance variables, ou par photo-diodes associées à des sources lumineuses ou luminescentes. Selon la fig. 16, les courbes 491, 492 indiquent que la résistance d'un transistor à effet de champ peut varier entre 2 6 10 2.10 et 2.10 ohm, par exemple, c'est-à-dire de 80 dB quand la tension de grille V varie entre -4 et -6 volts. O Dans le cas du régulateur à double-boucle, les deux transistors doivent être apariés de manière que leurs courbes soient aussi proches que possible l'une de l'autre, et qu'éLles restent 15 pour le moins parallèles. Un décalage éventuel entre deux courbes parallèles peut être rattrapé par des polarisations compensantes. Il serait avantageux de combiner autant de composants que possibles du régulateur à double boucle dans un circuit intégré, 20 comprenant les transistors, les résistances, etc... Il peut être avantageux de remplacer le filtre passe-bande fixe, 405, 406 ou 473 de la fig. 13 par un filtre de bande à frontières variables selon la fig. 17- Ce filtre comprend les résistances fixes 501 à 505, les condensateurs 506, 507, 25 l'amplificateur opérationnel 508 et le transistor à effet de champ 509 qui constitue une résistance variable en fonction de la tension de grille V . O On peut alors commander cette tension de grille V par une O tension d'erreur 493 d'un régulateur d'amplitude. Selon la fig. 30 18,1a courbe de filtrage 510 (à 100 Hz) se déplace vers la courbe 5^1 quand la fondamentale augmente en fréquence c'est-à-dire quand la tension d'erreur diminue en valeur absolue (de -6 à -3 volts). Dans ces conditions, le filtre suit la fondamentale. Son 35 extraction est améliorée, surtour si son excursion est étendue, parcourant 3 ou 4 octaves, ou davantage. La fig. 19 montre le schéma analogue pour un filtre passe-haut, avec la résistance variable fournie par le transistor à effet de champ 512 : selon la fig. 20, la frontière peut passer 71 07332 24 2081692 de la courbe 513 à la courbe 514. la fig. 21 montre un filtre passe-bas avec des frontières passant de la courbe 515 à la courbe 516, grâce à la résistance variable 51?. En variante, selon la fig. 22, on peut placer un 5 filtre passe-haut, similaire à celui de la fig. 19, dans la boucle de réaction 518 de l'amplificateur opérationnel 519 pour obtenir un filtre passe-bas, dont.la frontière est régulée par une tension de grille V . O Selon la fig. 23, on peut placer un régulateur d'amplitude 10 simple ou à double boucle 520 entre un poste téléphonique 521 et une ligne de transmission 522. Les signaux peuvent être codés par un dispositif 523, utilisant par exemple le système MIC ou delta. Il peut en résulter une amélioration de l'intelligibilité ou une diminution du nombre de bits/sec à transmettre. 15 ' En particulier, un filtre de boucle 524 atténuant certaines fréquences (au-dessus de 1600 ou 2500 Hz, respectivement au-dessous de 500 Hz par exemple) renforcera ces fréquences dans la ligne directe et pourra améliorer l'intelligibilité. Selon la fig. 24 on peut insérer un régulateur d'amplitude 20 à simple ou à double boucle entre un microphone 525 et une prothèse auditive 526 alimentant l'écouteur ou le haut-parleur 527-Selon le filtrage opéré par le filtre de boucle 528 et les constantes de temps choisies dans les filtres passe-bas 529, 530, on peut adapter exactement les prothèses aux courbes d'audition 25 désirées par les utilisateurs. On peut aussi renforcer à volonté l'audition de certains phonèmes importants, tels que les consonnes plosives ou sifflantes, dont l'action ou l'énergie est relativement faible. D'une manière générale, un régulateur d'amplitude conforme 30 à l'invention permet de contrôler l'action physique (= énergie x temps) ainsi que les effets physiologiques des signaux. En effet, l'énergie est proportionnelle à l'amplitude au carré. Selon le filtrage de boucle et les constantes de temps associées on peut égaliser ou différencier à volonté les actions physiques 35 des signaux délivrés à la sortie du régulateur, qu'il s'agisse d'images de phonèmes ou d'autres sons par exemple. Il serait avantageux de combiner dans un même circuit intégré les éléments constitutifs du régulateur à double boucle, et aussi avec d'autres éléments tels qu'un microphone constitué 71 07332 25 2081692 par un semi-conducteur. On obtiendrait ainsi l'extrême miniaturisation en même temps que la meilleure fiabilité. La fig. 25 montre le schéma général d'un extracteur d'information vocale (ou vocographe) utilisant des régulateurs d'ampli-5 tude à doubles boucles, des extracteurs de mélodie, ainsi que des filtres à frontières variables, décrits ci-dessus. La capacité d'information de la voix humaine est de l'ordre de 160 OOO bits/sec, tandis que la mémoire consciente ne peut accepter que 40 bits/sec. Le vocographe doit donc découper des tranches de 10 bits/sec dans la masse des 160 000 bits/sec. Les 8 régulateurs d'amplitude à doubles boucles avec entrées 601 à 608 de la colonne 621 permettant de rendre les niveaux de sortie indépendants des niveaux d'entrée et de séparer les analyses dynamiques des analyses spectrales. 15 Les signaux captés par le microphone MICRO 611 ou par le MAGNETOPHONE 612 sont aiguillés par le commutateur 613 et corrigés par les filtres d'entrée 614 ]?m , ainsi que Fa1 4 Fa8 de la colonne 621. Puis ils se répartissent sur les 8 régulateurs dont les entrées sont 601 à 608. Chacun de ces régulateurs com-20 porte des paramètres ajustables tels que gains directs A^, filtres de boucle , gains de boucles , B^, constantes de temps de montée T^, TJJ^ et de descente ^12 * Les régulateurs alimentent les entrées des 40 canaux suivants, dans la colonne 622 : 25 - 7 canaux 1 à 7 pour l'analyse dynamique (rapport signal/ bruit, pentes, etc.) - 3 canaux 8 à 10 pour l'analyse des transitoires initiales (plosives, etc.) -1.9 canaux 11 à 29 pour l'analyse spectrale quasi-station-50 naire (formants, etc.) - 5 canaux 30 à 34 pour l'analyse spectrale transitoire, avec détecteur de zéros DZ1 à DZ4 (diphtongues, etc.) - 3 canaux 35 à 37 pour l'analyse de la vocalisation et de la mélodie, avec détecteur de zéro DZO (mélographe, 35 etc.) - 3 canaux 38 à 40 pour l'analyse des roulements et fluc tuations (r, z, j, v,...). Ces divers signaux sont traités par des filtres passe-bande (colonne 623i des redresseurs et filtres passe-bas (colonne 624), 71 07332 26 2081692 des détecteurs de variations temporelles (colonne 628) concernant les niveaux d'erreurs (colonne 625), d'amplitudes (colonne 626) et de tons (colonne 627), ainsi que leurs dérivées temporelles (colonnes 628, 629). 5 Les analyseurs fournissent des niveaux (dB) correspondant à des actions physiques (énergie x temps), (des hauteurs tonales) (Hz) ainsi que des vitesses de variations dë niveaux (dB/sec) et de hauteurs tonales (Hz/sec), qui sont caractéristiques de 1'information recherchée. 10 Les convertisseurs analogue-digitaux (colonnes 630, 631) quantifient les signaux sélectionnés et fournissent de 1 à 8 "bits par canal. Ceux-ci sont échantillonnés (colonne 632) à des cadences de 90 à 200 hertz pour fournir les sorties 1 à 55-(colonne 635' Le multiplexage (colonne 634) permet d'introduire 15 • ces données dans la LOGIQUE 641 (calculateur avec MEMOIRES et MATRICES de reconnaissance, mesurant aussi les durées et retards des signaux, ainsi que leurs interactions). La fréquence fondamentale peut contrôler l'analyse spectrale, soit par les lignes CF1 à CF5, modifiant les frontières 20 des filtres passe-bande, soit dans la partie logique. Par exemple, la ligne CF1, CF2 peut faire passer la fréquence centrale du canal 19 (colonne 625) de 1810 à 1960 Hz. Ceci permet aux filtres de formants de s'adapter aux variations de la fréquence fondamentale. 25 .D'une manière générale, la plupart des fonctions analogi ques peuvent être simulées sur calculateur. L'ensemble des analyseurs fournit une information de 501 bits et un débit de 17 060 bits/sec. Ce nombre est très inférieur aux 160 000 bits/sec qui se présentaient à l'entrée di-50 recte. Pourtant il contient encore de fortes redondances, afin de réduire les erreurs par des successions de décisions proba-bilistes. Il ne paraît que peu inférieur aux 64 000 bits/sec provenant de l'entrée téléphonique. Pourtant, les deux nombres ne 55 sont pas comparables car ils partent de bandes de fréquence différentes : l'extraction d'information vocale à partir de la bande téléphonique demande des transpositions pour compenser l'absence des fréquences supérieures à 5600 hertz et d'autres défauts éventuels. 71 07332 27 2081692 Les analyseurs et la partie logique peuvent délivrer finalement des graphiques ou des caractères alpha-numériques qui s'adaptent à la capacité d'information consciente de 40 "bits/sec. En multipliant celle-ci par T (sec) on obtient l'information 5 désirée I (bits) = T (sec) x 40 (bit/sec). La sortie peut se répartir sur divers appareils tels que : - spectrographes 642 (visualisation des spectres de fréquence et de leur dynamique). - mélographe 643 (visualisation de la fréquence fondamentale et 10 de sa dynamique) . - analyseurs vocaux 644 fournissant des mesures objectives (dB, phones, tons, dB/sec, phones/sec, tons/sec) et subjectives (sones, mels, sones/Sec, mels/sec). - identificateurs personnels 645 (caractères individuels). 15 - actuateurs phonétiques ou phonacteurs 646 (télécommandes à partir de vocabulaires limités). - phonétographes 647 (visualisation de phonèmes, avec vocabulaires illimités). Ceux-ci peuvent être associés à des traducteurs phonétiques-20 orthographiques 648, constitués par des calculateurs à mémoires spécialisées (commerce 651, droit 652, technique 653j médecine 654, etc...). La partie logique comprend avantageusement une mémoire glissante "diphonique" ou "triphonique", c'est-à-dire à 2 ou 3 25 éléments de signaux, tels que des phonèmes. La décision concernant la reconnaissance d'un élément peut alors dépendre de la reconnaissance de l'élément qui le précède ou de celui qui le suit, ou des deux. ro vn 8 ^ EXEMPLES DE PARAMETRES O Fréquences de coupure (Hz) et Constantes de temps, pentes (dB/octave) des filtres d'entrée (a) et de boucle (b) Signal d'erreur COMPRESSEUR position passe-haut dB passe-bas dB T11 T12 Position Fonction filtre hertz octave hertz octave ms ms 0A1 Attaque (plosives) Fa1 Fb1 400 750 6 6 - - 10 30 enveloppes CA2 + pentes + canaux 12, 13 Fa2 Fb2 400 500 6 24 2 900 24 1 20 CA3 Spectre II Fa3 400 6 _ - - - canaux 2,11 Fb3 500 24 6 000 24 ■ 1 20 CA4 Spectre I canal 1 Fa4 Fb4 200 500 6 24 1 600 24 2 20 GA5 Fluctuations roulements Fa5 Fb5 500 800 6 6 - - 5 100 vocalisations Fa6 100 24 120 24 mélographe Fb6 650 6 — 4 30 O (JL> eu N> M 00 K> O 00 o vO Kl 71 07332 29 2081692 REVENDICATIONS 1 - Régulateur d'amplitude de signaux électriques^ pouvant être disposé dans des canaux de transmission.d'information, ou dans des appareils pour la reconnaissance, l'inscription ou 5 l'enregistrement de signaux représentant des images ou des sons, le régulateur comprenant essentiellement un amplificateur dont le gain est modifié par une boucle de réglage, cette boucle de réglage contenant un amplificateur de boucle 7» un redresseur 8 et un filtre passe-bas 9, et étant caractérisé par le fait qu'un 10 filtre passe-bas raide 2,26 est disposé à l'entrée de l'amplificateur 3*4 en vue d'extraire la fréquence fondamentale du signal, et que la boucle de réglage 5 régénère 1'amplitude de la fréquence fondamentale. 2 - Régulateur d'amplitude de signaux électriques, pouvant 15 être disposé dans des canaux de transmission d'information, ou dans des appareils pour la reconnaissance, l'inscription ou l'enregistrement de signaux représentant des images ou des sons, le régulateur comprenant essentiellement un amplificateur dont le gain est modifié par une boucle de réglage, cette boucle de 20 réglage contenant un amplificateur de boucle 7» un redresseur 8 et un filtre passe-bas 9, et étant caractérisé par le fait qu'un filtre passe-bande combiné avec un coupe-bande 2,28 est inséré dans le circuit d'entrée de l'amplificateur 3,4, afin d'égaliser des composantes de fréquences caractérisant les signaux d'entrée. 25 3 - Régulateur d'amplitude de signaux électriques, pouvant être disposé dans des canaux de transmission d'information, ou dans des appareils pour la reconnaissance, l'inscription ou l'enregistrement de signaux représentant des images ou des sons, le régulateur comprenant essentiellement un amplificateur dont 30 le gain est modifié par une boucle de réglage, cette boucle de réglage contenant un amplificateur de boucle 7, un redresseur 8 et un filtre passe-bas 9, et étant caractérisé par le fait qu'un redresseur supplémentaire, au moins, est inséré entre le filtre passe-bas 9 de boucle et l'entrée 4 de l'amplificateur 3, de 35 sorte que la pente ascendante du signal de boucle 5 peut être réglée indépendamment de sa pente descendante. 4 - Régulateur d'amplitude de signaux électriques, pouvant être disposé dans des canaux de transmission d'information, ou 71 07332 30 2081692 dans des appareils pour la reconnaissance, l'inscription ou l'enregistrement de signaux représentant des images ou des sons, le régulateur comprenant essentiellement un amplificateur dont le gain est modifié par une boucle de réglage, cette boucle de 5 réglage contenant un amplificateur de boucle 7, un redresseur 8 et un filtre passe-bas 9, le signal de sortie de l'amplificateur passant ensuite par des filtres et étant caractérisé par le fait que la frontière d'un filtre au moins est modifiée par une résistance variable, contrôlée par des composantes de fréquence 10 du signal d'entrée. . 5 - Régulateur d'amplitude de signaux électriques, pouvant être disposé dans des canaux de transmission d'information, ou dans des appareils pour la reconnaissance, l'inscription ou l'enregistrement de signaux représentant aes images ou des sons, 15 * le régulateur comprenant essentiellement un amplificateur dont le gain est modifié par une boucle de réglage "en arrière", cette boucle de réglage contenant un amplificateur de boucle 7, un redresseur 8 et un filtre passe-bas 9, et étant caractérisé par le fait que l'entrée de l'amplificateur précité 3,4 est 20 connectée à l'entrée d'un autre amplificateur 14,15, dont le gain est modifié par une boucle de réglage "en avant" 16, avec amplificateur de boucle 19, redresseur 20 et passe-bas 21, les deux amplificateurs 3,4 ; 14,15 étant reliés de telle manière que le même signal d'entrée apparaît aux entrées 4 ; 15 des 25 deux amplificateurs, et que le signal de sortie S2 du premier amplificateur 3 apparaît à l'entrée de la boucle de réglage "en avant" 16 du deuxième amplificateur. 6 - Régulateur d'amplitude selon la revendication 1, carac-rérisé par le fait qu'un filtre passe-bande 6 est inséré avant 30 le redresseur 8 de la boucle 5 afin de renforcer l'amplitude de la fréquence fondamentale. 7 - Régulateur d'amplitude selon la revendication 1, caractérisé par le fait que la fréquence limite du passe-bas d'entrée 2 se trouve entre 100 et 150 Hz, environ, avec une atténuation 55 comprise entre 18 et 30 dB/octave. 8 - Régulateur-d'amplitude selon l'une des revendications 1,4,5 et 7, caractérisé par le fait que deux chaînes sont branchées en parallèle, à la sortie du régulateur, l'une comprenant un dispositif de comptage 416,417, l'autre un filtre passe-bande 71 07332 31 2081692 avec portes électroniques 471,472,474,475,476,477 l'une de ces portes interrompant la sortie du dispositif de comptage en l'absence de fréquence fondamentale. 9 - Régulateur d'amplitude selon la revendication 1 ou 8, 5 caractérisé par le fait que le filtre passe-bas raide 2 comprend une résistance variable fig. 17; 509 dont une entrée fig. 15 et 17; 493 est connectée à une boucle de réglage (fig. 1 ; 5, afin de déplacer le domaine de la fréquence fondamentale. 10 - Régulateur d'amplitude selon la revendication 2, 10 caractérisé par le fait que plusieurs amplificateurs fig. 1, 3 et fig. 4, A21, A31, A41, A51, A61 sont branchés à la sortie du passe-bande combiné avec un coupe-bande, fig. 1,2 et fig. 4,147, ces amplificateurs étant suivis de filtres fig. 4, 152 qu'extrayent les composantes de fréquences caractéristiques des 15 ' signaux. 11 - Régulateur d'amplitude selon l'une des revendications 1,2,3,4 et 5, caractérisé par le fait qu'un filtre de bande supplémentaire 6,18 est inséré avant le redresseur 8,20 dans la boucle de réglage 5,16, afin de régler sélectivement certai- 20 nés composantes de fréquences du signal amplifié Sg. 12 - Régulateur d'amplitude selon la revendication 5, caractérisé par 3e fait que les gains (Br, Bv) des amplificateur s de boucle "en arrière" et "en avant 7, 19 sont similaires, la valeur moyenne du niveau de sortie log Sg devenant une fonction 25 environ linéaire du niveau d'entrée log S^. 13 - Régulateur d'amplitude selon la revendication 1, un autre régulateur au moins étant branché en parallèle pour sélectionner des fréquences supérieures à la fréquence fondamentale, caractérisé par le fait que leurs signaux de sortie se 30 retrouvent dans une logique, celle-ci discriminant des signaux d'après les différences temporelles de leurs composantes fré-quentielles. 14 - Régulateur d'amplitude selon l'une des revendications précédentes, caractérisé par le fait que le signal d'erreur 35 Ey apparaissant à l'entrée d'un amplificateur 3, 14 est transi is à la logique par des canaux qui fournissent des informations sur la dynamique des signaux. 15 - Régulateur d'amplitude selon la revendication 1, caractérisé par le fait qu'à l'entrée 145 un amplificateur GA6 71 07332 32 2081692 pour la fréquence fondamentale est branché en parallèle avec un amplificateur, au moins, CA1, GA2, CA3, CA4, CA5 pour des fréquences supérieures, le signal de sortie de l'amplificateur GA6 de fondamentale passant par un dispositif de comptage 158, 159, 5 160 et le signal de sortie de l'autre amplificateur passant par des passe-bandes 152 pour fréquences caractéristiques et des filtres de lissage 153 pour aboutir à des entrées séparées de la logique de sorte que des connexions de la logique concernant les fréquences supérieures sont déplacées en fonction de varia-10 tions de la fréquence fondamentale. 16 - Régulateur d'amplitude selon la revendication 4, caractérisé par le fait que l'entrée 607 d'un amplificateur pour la fréquence fondamentale est branchée en parallèle avec l'entrés 601, 602, 603, 604, 605, 606 d'au moins un autre amplificateur 15- pour des fréquences supérieures, la frontière d'un filtre 623 étant modifiée par une résistance variable commandée par une composante de fréquence du signal d'entrée.