La présente invention se rapporte aux dispositifs de sondage en cours de forage, et concerne plus particul; rement un dispositif perfectionné de fleeption au sol destiné à un dispositif du type à modulation de phase. Il est depuis longtemps de pratique courante d'effectuer des sondages dans des puits, c' est-à-dire de détecter différentes conditions de fond à l'intérieur d'un puits et de transmettre simultanément les informations recueillies à la surface. Les opérations de sondage dans des puits exécutées actuellement mettent en oeuvre des procédures de sondage par fils ou par cibles. Pour exécuter ces opérations, le forage est arrêté et la chatne de forage est sortie du puits. I-jais il est coûteux d'arrêter les opérations de forage pour exécuter un sondage. il est évident quI il serait avantageux d'effectuer le sondage en cours de forage. irais le manque d'un dispositif acceptable de téLémesure a été Jusqu'à présent un obstacle majeur à une opération satisfaisante de sondage en cours de forage. Différents procédés de télémesure ont été proposés pour les procédures de sondage en cours de forage. Par exemple, il a été proposé de transmettre électriquement les informations recueillies à la surface. Jusqu'à présent, ces procédés se sont avérés impraticables à cause de la nécessité de munir le tube de forage d'un conducteur isolé spécial et d'un dispositif destiné à établir des connexions appropriées du conducteur aux joints des tubes. D'autres procédés proposés pour le sondage en cours de forage impliquent la transmission de signaux acoustiques par le tube de forage. Les brevets des Etats-Unis d'Amérique nO 3 01v 1 et 3 205 477 décrivent des exemples de dispositifs de ce genre.Selon ces brevets, un signal acoustique est appliqué au tube de forage et il est modulé en fréquence en fonction d'une condition de fond détectée. Une manipulation nar variation de fréquence est utilisée pour transmettre les informations recueillies sous une forme numérique. D'autres procédures de télémesure proposées pour des dispositifs de sondage en cours de forage utilisent le liquide de forage dans le puits comme support de transmission. Parmi tous ces procédés, celui qui semble le plus prometteur est celui décrit dans le brevet des Etats-Unis d'Amérique nO 3 309 65o selon lequel un signal ondulatoire acoustique est produit dans le liquide de forte pendant qu'il circule dans le puits.Ce signal est module pour transmettre les informations voulues à la surface. Le signal acoustique est détecté au sol et il est démodulé afin de recueillir les informations voulues. La demande de brevet des Etats-Unis d'Amérique nO 213 01 décrit un dispositif de sondage en cours de forage dans lequel la transmission des informations à la surface du puits sgeffec- tue par la modulation de phase d'un signal acoustique. Un signal acoustique est émis et il est transmis par le liquide de forage jusqu'à un poste au sol éloigné. Le signal acoustique est modulé entre deux états de phase en fonction des bits de données codées numériquement, produits en fonction d'une condition de fond. Un déphasage représente un bit d'un caractère et une absence de déphasage représente un bit de caractère différent. Un dispositif de réception au sol délivre un signal de sortie qui représente la phase et la fréquence du signal acoustique.Ce signal est converti en impulsions d'horloge binaires définissant les périodes binaires et en un signal de valeur binaire qui représente les bits produits. Selon l'invention, un signal modulé en phase de sondage en cours de forage est démodulé par corrélation avec un signal de référence de manière à produire un signal redressé en synchronisme dont la polarité représente l'état de phase du signal de sondage en cours de forage. Le signal redressé en synchronisme est appliqué à un premier intégrateur qui est échantillonné et ramené à zéro à la fin de chaque période binaire. Pendant les opérations de sondage en cours de forage, il est trzs important que pratiquement toute L'énergie du signal émis soit utilisée pour La détection. Ce n'est que si cela est possible que la quantité voulue d'informations peut entre transmise au sol de façon satisfaisante. La détection par corrélation, puis l'intégration effectuées par le dispositif selon l'invention permettent d'atteindre ce résultat. Le signal redressé en synchronisme est également appliqué à un second intégrateur qui est échantillonné au milieu de chaque période binaire. La tension échantillonnée constitue un signal d'erreur représentant l'erreur de phase dans les impulsions de commande d'horloge définissant les intervalles binaires. Selon l'invention, le signal d'erreur de phase peut titre utilisé pour corriger la phase des impulsions de cotnnande d'horloge. Selon un aspect important de l'invention, un inverseur synchrone change la polarité du signal d'erreur de manière que cette polarité soit la mime quel que soit le sens de changement de polarité du signal redressé en synchronisme pendant la période d'intégration. En outre, le signal d'erreur est supprimé lorsqu'il ne se produit aucun changement de polarité du signal redressé en synchronisme pendant la période d'inté gration du second intégrateur. De cette manière, le signal d'erreur représente réellement l'erreur de phase des impulsions de commande d'horloge. La phase de ces impulsions de commande d'horloge peut btre modifiée de manière à colncider avec les changements de polarité du signal redressé en synchronisme. Selon un autre aspect important de l'invention, chaque période binaire contient un nombre entier de cycles du signal de sondage en cours de forage. Ce nombre entier est divisé par un compteur de manière à produire les impulsions de commande d'horloge qui définissent les périodes binaires. Selon un autre aspect important de l'invention, le signal électrique représentant le signal acoustique transmis est appliqué à un filtre passe-bande avant la détection par corrélation. Ce filtre passe-bande élimine la seconde harmonique et les suivantes du signal acoustique qui autrement, pourraient entre multipliées par les harmoniques du signal de référence dans le corrélateur. L'invention a également pour objet de restituer un signal de référence très stable à partir du signal acoustique transmis. Ce n'est qu'avec un signal de référence très stable qu'il est possible de retrouver pratiquement toute l'énergie du signal transmis et de décoder ensuite les informations qui sont codées en phase sur le signal acoustique. Le générateur de signal de référence selon l'invention produit ce signal de référence stable. Selon l'invention également, le générateur de signal de référence comporte un circuit doubleur de fréquence et une boucle à verrouillage de phase. Le circuit doubleur de fréquence délivre un signal sans que la phase de modulation ne change. Ce signal est appliqué à la boucle à verrouillage de phase. Cette dernière délivre un signal de référence de boucle à partir duquel le signal de référence est produit. La boucle à verrouillage de phase comporte en outre un détecteur de phase qui délivre un signal du'erreur reprsentant 12 erreur de phase entre le signal de référence de boucle et le signal mis en forme rectanrulaire. Selon un autre aspect de l'invention, un filtre de boucle mélange le signal d'erreur avec sa valeur intégrée pour produire un signal de commande. Les amplitudes des composantes du signal intégré et du signal d'erreur sont modifies afin de changer le temps de récupération et la largeur de bande de bruits de la boucle a' verrouillage de phase. D'autres caractéristiques et avantages de l'invention seront mieux compris à la lecture de la description qui va suivre d'un exemple de réalisation et en se référant aux dessins annexés sur lesquels la figure 1 retresente un dispositif de sondage en courus de forage, les figures' 2A et 2B constituent ensemble un diagramme synoptique du récepteur au sol selon l'invention, les figures JA à 3H représentent ensemble un schéma plus détaillé et un diagramme du récepteur au sol, la figure 3J montre la manière selon laquelle les figures 3A à 3H doivent btre assembles et, les figures 4A, 4S, 5A, 3ij, A et ói' représentent des formes d'ondes de signaux pour expliquer le fonctionnement du dispositif selon L'invention. La figure 1 représente un puits 10 qui est foré au moyen dun trépan 11 fixé à l'extrémité inférieure d'une chatne de forage 12. Le liquide de forage provenant d'un reservoir 13 est mis en circulation au moyen d'une pompe 14 dans une conduite 15 et, par la tette rotative 1o, ce liquide descend dans le passage intérieur de la chatne de forage jusqu'au trépan 11. Le liquide de forage passe ensuite dans le puits par des orifices appropriés du trépan et il circule jusqu'à la surface par l'espace annulaire entre la chatne de forage et la paroi du puits. A la surface, la boue est extraite de l'espace annulaire par une conduite 17 et retourne au réservoir 13. A l'intérieur de la chatne de forage 12, et à proximité du trépan, est placé un outil de sondage 17 qui comporte un ou plusieurs transducteurs de sondage destinés à détecter des conditions de fond ainsi qu'un générateur acoustique destiné à appliquer un signal acoustLque au liquide de forage. Le générateur acoustique est d'un t,pe qui applique un signal de pression ondulatoire au liquide de forage. L'amplitude de ce signal est suffisante pour qu'il soit transmis jusqu'au sol. Le brevet des fltats-Unis d'Amérique nO 3 309 bd précité décrit un émetteur à soupape rotative constituant un générateur qui convient particulièrement bien. La phase du signal acoustique est modifiée en fonction d'une condition de fond détectée par le transducteur de sondage. A la surface, le signal acoustique est détecté dans le liquide de forage au moyen d'un ou plusieurs transducteurs de réception convertissant le signal acoustique en un signal électrique. Comme le montre la figure 1, le transducteur 18 est monté sur la partie supérieure de la toute rotative 16. Le signal produit par le traiisducteur 18 est appliqué au dispositif de réception au sol 19 selon l'invention. Ce dernier démodule le signal et délivre des signaux binaires représentant les conditions de fond mesurées. Le dispositif de manipulation par variation de phase décrit dans la demande de brevet des tats-Unis d'métrique nO 213 061 précitée convient particulièrement pour produire le signal acoustique. Le dispositif de réception selon l'invention qui sera maintenant décrit démodule le signal acoustique reçu de ce dispositif. La figure 2 est un diagramme synoptique du récepteur. Le signal de sortie du transducteur 18 est appliqué à un filtre passe-bande 20 qui élimine les harmoniques du signal acoustique qui autrement, seraient multipliées par les harmoniques du signal de référence pendant la détection par corrélation. La sortie du filtre passe-bande est reliée à un amplificateur 21. Le transducteur 1X, le filtre passe-bande 20 et l'amplificateur 21 Droduisent un signal de sortie qui représente la phase et la fréquence du signal acoustique reçu. Ce signal de sortie est représenté en b sur la figure 4A. Les caractères de référence tels que "b" sur la figure 2 à la sortie de L'amplificateur 21 correspondent aux formes d'ondes des figures 4A à b. Le signal de sortie est appliqué à un générateur 22 de signal de référence qui comporte une boucle à verrouillage de phase. Des boucles à verrouillage de phase sont décrites dans "Phase Lock Techniques" par Floyd t1. Gardner, John Wiley and Sons, 1966. Le générateur 22 délivre un signal de référence ;. Le signal de référence et le signal de sortie sont appliqués à un corrélateur 23 qui délivre un signal k redressé en synchronisme dont la polarité représente l'état de phase du signal de sortie. Le signal redressc en synchronisme est appliqué a un premier intégrateur 24 et à t1n second intégrateur 25. Le premier intégrateur 24 est échantillonn et ramené à zéro à la fin de chaque période binaire. Le circuit d'échantillonnage et maintien 26 conserve le signal de sortie échantillonné de l'intégrateur. Les passages nar zéro du signal de sortie du circuit dlechan- tillonnage et maintien 26 sont détectés par un détecteur 27 de passage par zéro. Un détecteur 28 de changement de polarité produit des impulsions, une pour chaque bit 1 détecté. es impulsions placent à l'état "1" le circuit basculeur 29 qui délivre le signal binaire à l'une de ses sorties. Le second intégrateur 25 est échantillonné au milieu de chaque période binaire. Le signal redressé en synchronisme doit être nul au milieu de chaque période binaire si les impulsions de commande d' horloge encadrent symétriquement les changements de polarité du signal redressé en synchronisme. Tout écart par rapport à cette valeur nulle représente une erreur de phase des impulsions de commande horloge. L'inverseur synchrone 3V change quand il y a lieu la Dolarite du signal de sortie du second intégrateur de manière que cette polarité soit la mame quelle que soit la phase du signal redressé en synchronisme. Le circuit 27 de détection de zéro délivre des signaux de commande de l'inverseur synchrone 30. Par exemple, si le signal r est négatif, l'inverseur synchrone applique le signal w non inversé au circuit d'échantillonnage et maintien 31. Au contraire, si le signal r est positif, l'inverseur synchrone inverse le signal w avant de l'appliquer au circuit d'échantillonnage et maintien 31. Le signal de sortie du circuit d'échantillonnage et maintien 31 est un signal d'erreur qui représente l'erreur de phase des impulsions de commande d'horloge. Ce signal d'erreur est appliqué à l'appareil de mesure 32 qui donne une indication concernant l'erreur de phase, et qui peut titre utilisée pour régler le générateur d'horloge de manière que les impulsions de commande d'horloge définissent exactement les périodes binaires. Une autre correction est appliquée au signal d'erreur de phase. Le comparateur 33 comnare la sortie intégrée de l'inver- seur synchrone 33 avec un niveau donné. S'il ne se produit aucun changement de phase pendant la Période dtintAgration du second intégrateur 25, le comparateur 33 supprime le signal d'erreur pendant cette période. (Aucun changement de l'état de phase correspond à la transmission de "O"). La raison en est la suivante. La période d'intégration du second intégrateur 2v est symétrique autour des limites de la période binaire. Lorsqu'il se produit un changement de phase à une limite d'une période binaire (phase de bit de correction), le signal de sortie de l'intégrateur 25 est nul, en raison de l'intégration du signal redressé en synchronisme qui présentait des polarités opposées pendant des temps égaux. Lorsqu'il apparat une dissymétrie de la période d'intégration du second intégrateur 25 par rapport à un changement de phase, cet intégrateur 25 délivre un signal d'erreur de phase proportionnel à l'erreur.Dans le cas de la transmission d'un "O", il ne se produit aucun changement de phase ; par conséquent, le signal de sortie du second intégrateur 25 ne représente pas une erreur de phase de bit et il est supprimé par le comparateur 33. Le diviseur de fréquence 34 divise le signal de référence par N/2, soit la moitié du nombre de cycles par bit du signal de sortie, en produisant le signal I qui attaque le générateur d'horloge 35. Ce dernier délivre le signal p et son complément p. Ces deux signaux sont utilisés pour produire les impulsions de commande d'horloge pour les intégrateurs 24 et 25 et les circuits d'échantillonnage et maintien 26 et 31. Le circuit 36 délivre les impulsions de commande d'horloge "1" et 2 qui déterminent les modes d'intégration, de maintien et de mise à zéro de l'in- tégrateur 24, ainsi que les impulsions de commande d'horloge "3" qui déterminent les modes d'échantillonnage et maintien du circuit d'échantillonnage et maintien 26.D'une manière similaire, le circuit 37 commande les modes de fonctionnement de l'intégra- teur 25 et du circuit d'échantiîlonnage et maintien 31 au moyen des impulsions de commande d'horloge "4", 5 et et t'6". n outre, le circuit 37 produit les impulsions de lecture de bits 1fR. Ces impulsions BR sont retardées par le circuit à retard 18 qui ramoné à L'état 1'0" le circuit basculeur 29 de valeur binaire Les différents circuits seront maintenant décrits plus en détail en regard du schéma des figures 3A à 3H. Les circuits de conditionnement préalable seront décrits en premier. Le signal de sortie du transducteur est appliqué au filtre passe-bande 50 qui est accordé sur la fréquence du signal. La largeur de bande de ce filtre est réglable de manière à assurer un filtrage optimal aux différents débits de données et aux différents rapports signal-bruit. Du fait que le signal acoustique n'est pas purement sinuso'Ldal, il contient des harmoniques. Le filtre passe-bande coupe ces harmoniques. L'amplificateur à gain variable 51 et l'amplificateur à gain par décades 3Z sont réglables manuellement. La constante de temps de. la boucle à verrouillage de phase dépend de I'am- plitude du signal. Autrement dit, le temps de récupération est une fonction de l'ampLitude du du signal. Mar conséquent, les ampli- ficateurs 51 et 52 sont réglés de manière à obtenir le temps optimal de récupération de la boucle à verrouillage de phase. Les amplificateurs 51 et 52 sont également soumis à une commande automatique de gain comme cela sera décrit par la suite. En ce qui concerne le générateur de signal de référence comprenant la boucle à verrouillage de phase, le signal de sortie des circuits de conditionnement préalable est appliqué au circuit doubleur de fréquence 53 qui double la fréquence de ce signal. Cette opération d8truit l'information de phase que contient le signal de sortie car un déphasage de 1800 dans ce signal devient un déphasage de 3600 à la sortie du doubleur de fréquence 53. Le signal de fréquence doublée (signal c) est appliqué au détecteur de phase 54 qui sera décrit plus en détail par la suite. il délivre un signal redressé en synchronisme à deux alternances en multipliant le signal d'entrée c par + 1 ou - 1. Le + 1 ou le - 1 résultent des sorties du circuit multivibrateur bis table 55. Le signal de sortie du détecteur de phase 54 est un signal erreur représenté par d. Sa valeur moyenne est nulle lorsque la boucle est verrouillée. Le filtre de boucle 56 comporte un amplificateur 58, un condensateur 60 et des résistances variables 59 et 61. Ce filtre délivre un signal de commande e à deux composantes, dont l'une est proportionnelle au signal d'erreur d et dont l'autre est proportionnelle à l1intégrale de ce signal d. L'amplitude de chaque composante et leur rapport sont déterminés au moyen des résistances variables 59 et cl, en liaison avec le condensateur oO. La composante intégrale détermine essentiellement la largeur de bande du filtre qui à son tour, dsstormine dans une large mesure le temps de récupération de la boucle à verrouillage de phase et ses caractéristiques de réjection des bruits.La composante du signal d'erreur détermine principalement les caractéristiques d'amortissement du filtre. En général, le rapport signal-bruit du signal de sortie diminue quand la profondeur du puits augmente, et il est quelquefois nécessaire de prévoir une réjection supplémentaire des bruits dans la boucle à verrouillage de phase 22, en diminuant la composante intégrale et en réduisant ainsi la largeur de bande du filtre de boucle 56. Par conséquent, le temps de récupération est plus long de sorte qu'il importe de régler les résistances 59 et 61 pour régler une largeur de bande qui convienne exactement à la réjection appropriée des bruits, tout en maintenant le temps de récupération le plus court compatible avec le rapport signal-bruit existant. Il faut remarquer qu'il est souhaitable pour verrouiller la boucle, de produire une référence stable très rapidement après la mise en marche. Sinon, les quelques premiers bits émis depuis le fond sont nerdus. Dien qu'un temps de récupération court soit toujours souhaitable, cela est parfois impossible quand le signal contient des parasites. Le filtre de boucle est donc réglé de manière à contenir une forte composante de signal d'erreur qui permet une récupération rapide quand le rapport signal-bruit est relativement bon, en général avec des puits peu profonds. liais si le rapport signal-bruit se détériore, en général à de plus grandes profondeurs, la rapidité de récupération est sacrifiée en augmentant l'amplitude relative de la composante intégrale dans le signal de commande. Aux plus grandes profondeurs, il est souhaitable que la bande passante soit plus étroite. A cet effet, la valeur de la résistance 59 est augmentée, ce qui réduit la composante intégrale. Il est alors nécessaire de modifier l'amortissement du filtre pour maintenir un temps de récupération optimal qui convient à cette nouvelle largeur de bande, et la résistance 61 est prévue à cet effet. Les résistances 59 et 61 sont réglées simultanément pour obtenir un bon amortissement qui optimise le temps de récupération pour une largeur de bande donnée. I1 y a lieu de se reporter à l'ouvrage de Gardner précité pour une description des réglages voulus. De bons résultats ont été obtenus avec des largeurs de bande de 1, 0,1 et O,07 !Iz. Il est avantageux que l'amortissement soit maintenu légèrement au-dessous de la valeur critique. Il s'est avéré que des coefficients d'amortissement voisins de 0,5 (coefficient d'amortissement utilisé par Gardner) conviennent le mieux. Une plage d'environ 0,3 à 1,0 est acceptable. Le signal de sortie du filtre de boucle 36 est appliqué à l'oscillateur 57 commandé par tension. Ce dernier délivre un signal dont la fréquence est quatre fois supérieure à la fré- quence sonore f . Un circuit multivibrateur monostable 62 va s rible permet de modifier la phase de ce signal pour produire le signal déphasé g. Le signal de sortie du circuit multivibrateur 2 est divisé par deux par le circuit multivibrateur bis table 55 de manière à produire un signal de référence de boucle dont la fréquence est double de celle du signal sonore f . Ce signal de référence est comparé avec le signal c de s fréquence doublée à la fréquence 2f5 dans le détecteur de phase 54. La structure du générateur 22 de signal de référence est telle que les signaux h et h de référence de boucle acquièrent et maintiennent un déphasage en quadrature constant avec le signal c de fréquence doublée, lui-mame présentant une relation de phase constante avec le signal de sortie b. Hien que la boucle à verrouillage de phase décrite ci-dessus se verrouille automatiquement, il est quelquefois souhaitable de faciliter ce verrouillage en réglant le déphasage introduit par le circuit multivibrateur monos table 62 de manière que le verrouillage soit immédiat. Un circuit multivibrateur monos table 63 permet de changer la phase du signal de référence de boucle h. Le signal de réfé rence de boucle à la fréquence 2f est divisé par deux par le s circuit basculeur 64 de manière à produire le signal de rBfé- rence extrtmement stable constitué par le signal j et son complément j. Le circuit multivibrateur monostable 53 est réglé initialement (une fois seulement) pour introduire un déphasage tel que le signal de référence j soit exactement en phase avec l'un des états de phase du signal de sortie b afin d'assurer un fonctionnement idéal du corrélateur 23. En ce qui concerne le corrélateur, il reçoit le signal de référence et son complément (signaux j ot j). Le signal de sortie (signal b)- est étalement appliqué au corrélateur. Ce dernier comporte un amplificateur opérationnel 65 à gain unitaire et quatre commutateurs analogiques à commande logique représentés par les contacts 66 à 69. Lorsque le signal de référence j est au niveau "1", le commutateur 6 qu'il représente se trouve dans la position "1", ou position inférieure. Quand le signal de référence j est au niveau "0", le commutateur 08 outil représente se trouve dans la position "0" ou position supérieure.En pratique, le commutateur 68 consiste en un circuit logique à semi-conducteurs, mais la description est plus facile si l'on considère son contact équivalent. Les commutateurs 66, 67 et 69 fonctionnent de la même manière. Le résultat en est que le signal de sortie, ou signal b, est appliqué à ltentrée inverseuse ou à ltentrée non inverseuse de l'amplificateur 65,en fonction de l'état logique des signaux j et ;. Quand j est au niveau "1", et j au niveau nOn, le signal de sortie b est appliqué à l'entrée inverseuse de l'amplificateur opérationnel 65 dont l'entrée non inverseuse est à la masse. Quand j est au niveau "0" et j au niveau "7"1 le signal de sortie b est appliqué à l'entrée non inverseuse et ltentrée inverseuse est à la masse. Il en résulte que le signal de sortie b est en fait multiplié par + 1 ou - 1 pour produire le signal redressé en synchronisme représenté par la forme d'onde k. Le premier intégrateur 24 comporte un amplificateur opérationnel 70 et des commutateurs analogiques à commande logique représentés par les contacts 71 et 72. Un condensateur 73 est connecté aux bornes de l'amplificateur opérationnel de manière à constituer un intégrateur. L'intégration du signal redressé en synchronisme commence quand-le conducteur de commande 1 passe au niveau "O". Cela est représenté par le passage du commutateur 71 dans sa position supérieure. L'intégration cesse lorsque le conducteur de commande 1 passe à l'état "1". Ceci est représenté par le passage du commutateur 71 à sa position inférieure. La sortie de l'intégrateur de degré zéro est échantillonnée et maintenue par le circuit 26. Ce dernier comporte un amplificateur opérationnel 74, un condensateur 75 et un commutateur analogique à commande logique représenté par le contact 76. Lorsoue le conducteur de commande 3 passe à l'état "0", le commutateur 76 est conducteur de sorte que le circuit d'échantillonnage et maintien 26 échantillonne la sortie de l'intégrateur 24. Ceci est teprsent par le passas. du commutateur 76 à sa position gauche. En ce qui concerne le circuit de passage à zéro produisant le signal de valeur binaire, la valeur absolue à la sortie du circuit dléchantillonnage et maintien 26 donne une information sur l'amplitude du signal sonore reçu. Le circuit 77 de valeur absolue est connecté à un appareil de mesure 78 qui indique cette valeur. Il est souhaitable de convertir le signal de sortie du circuit d'échantillonnage et maintien 20 en un signal de valeur binaire synchronisé avec les impulsions de commande d'horloge, afin d'obtenir une valeur binaire indicatrice de sortie en fonction du temps. Le circuit 27 de passage par zéro délivre un signal "0" si le signal r est positif et un signal de sortie "1" si r est négatif. Le signal de sortie du circuit 27 ds passage par zéro est appliqué sur le conducteur de commande 7 qui, avec le conducteur de commande 8, commande l'inverseur synchrone comme cela a été décrit ci-dessus. Ce signal est également appliqué au circuit multivibrateur monostable 82. L'inverseur logique 79 délivre le complément du signal présent sur le conducteur de commande 7.Ce signal complémentaire est appliqué à un circuit multivibrateur monostable 80 et au conducteur de commande 8. Par l'intermédiaire du circuit 27 de passage par zéro, une transition de plus à moins à la sortie du circuit d'échantillonnage et maintien 26 déclenche le circuit multivibrateur monostable 82. Par l'intermédiaire également du circuit 27 de passage par zéro et de l'inverseur 79, une transition de moins à plus à la sortie du circuit d'échantillonnage et maintien 26 déclenche le circuit multivibrateur monostable 80. Si l'un ou l'autre de ces circuits multivibrateurs monostables est déclenché, il fait passer le circuit basculeur 84 à l'état "1 " par l'intermédiaire de la porte BT 83. Quand le circuit basculeur 84 est i i'état "1", le conducteur de valeur binaire DV reçoit un signal "1". Les impulsions de lecture UX retardes par le circuit à retard 35 ramènent le circuit basculeur 84 a "o". En ce qui concerne le générateur d'horloge, le signal de référence j est appliqué au diviseur de fréquence 86. Selon l'exemple considéré, chaque intervalle binaire contient huit cycles. Le signal de référence est divisé par quatre de manière à produire le signal 1. Ce àrmier est retards par les circuits multivibrateurs monos tables 87 et 88 Dour produire le signal n qui est déphasé par rapport au signal 1. Le diviseur 89 divise le signal n par deux et produit des signaux d'horloge rectangulaires P et P complémentaires. Le commutateur 90 applique le signal P au circuit logique de commande 36 et le signal P au circuit logique de commande 37, ou inversement. Par conséquent, les signaux d'horloge P et P ont la fréquence des bits et leur phase est réglable.La plage de réglage continu de la phase assurée par les circuits multivibrateurs monos tables variables 87 et 88 est légèrement inférieure à une période binaire. Le commutateur 90 sélectionne l'une des deux conditions de phase différant dtune demi-période binaire, ce qui permet. avec les circuits multivibrateurs monostables 87 et 88, un réglage total de la phase légèrement inférieur à 3/2 de la période binaire. Suivant la position du commutateur 90, le signal P ou le signal P est appliqué au circuit multivibrateur monostable 104 qui produit l'impulsion de lecture de bit A90 ou TtR. En ce qui concerne le générateur d'impulsions de mise à "1", à "O" et de maintien, un premier groupe d'impulsions de commande d'horloge pour le premier intégrateur est produit par les circuits multivibrateurs monostables 91 et 92. Les impulsions de commande 1, 2 et 3 apparaissent aux limites des périodes binaires et remplissent les fonctions de démarrage du premier intégrateur, de sa remise à zéro et d'échantillonnage de sa sortie. L'émission des impulsions de commande 1, 2 et 3 est déclenchée par le flanc positif du signal P (ou du signal P selon la position du commutateur 90).Le premier intégrateur est ramené h zro à l'apparition de l'impulsion B0 provenant du circuit multivibrateur monostable 92. Suite, il intègre le signal redressé en synchronisme k pendant toute la période binaire. L'intégrateur est placé en position de maintien à la fin de la période binaire. Quand le circuit multivibrateur monostable 91 délivre l'impul sion Ao, le conducteur de commande 1 passe à l'état '1", "1" le conducteur de commande 2 reste à l'état "1" et le conducteur de commande 3 reste à l'état "O". Pendant le temps où l'impulsion Aû persiste, la sortie du premier intégrateur est échantillonnée. A l'apparition de l'impulsion i l'intégrateur est ramené -à zéro. Le conducteur de commande 1 reste à l'état logique "1", le conducteur 2 passe à l'état logique "0" et le conducteur 3 passe à l'état logique "1". L'intégrateur commence à intégrer à la fin de l'impulsion DJ. A ce moment, le conducteur de commande 1 passe à l'état "O", le conducteur de commande 2 passe à l'état "1" et le conducteur 3 reste à l'état "1". Le second intégrateur comporte un amplificateur opérationnel 100, des commutateurs analoginues à commande logique représentés par des contacts 101 et 102 et un condensateur 103. Ie circuit d'échantillonnage et maintien du second intégrateur comporte un amplificateur 104 et des commutateurs analogiques à commande logique représentés par les contacts 10v et 106, ainsi qu'un condensateur 107. Le groupe d'impulsions de commande d'horloge qui démarre et ramène à zéro l'intégrateur et échantillonne sa sortie est produit par le générateur 37 d'impulsions de mise à "1", de mise à "3" et de maintien. Ce dernier comporte des multivibrateurs monostables 124 et 125 et les portes OU 125 et 127. Le fonctionnement de ces circuits pour remDlir les fonctions de démarrage, de retour à zéro et de maintien de l'intégrateur 2S est le mbnze que celui précédemment décrit en regard du circuit 36. Nais du fait que le signal complémentaire L' (ou P lorsque P déclenche le circuit de commande 36) déclenche les circuits multivibrateurs 124 et 125, Les impulsions de commande sur les conducteurs 4, 5 et 6 sont déphasdes d'une demi-période binaire par rapport aux impulsions de commande sur les conducteurs 1, 2 et 3. Il en résulte que l'intégrateur 2;j à 900 est échantillonné au milieu de chaque période binaire.Si les impulsions de commande d'horloge encadrent exactement les périodes binaires, le signal de sortie du second intégrateur 25 est nul lorsqu'il est échantillonné. Sout écart par rapport à zéro constitue un signal d'erreur qui peut être utilisé pour ramener les impulsions de commande d'horloge à la phase correcte. L'inverseur synchrone 30 comporte un amplificateur 110 et des commutateurs analogLques a commande logique représentés par les contacts 11-1 à 114. Le circuit 27 de passage par zéro détecte le signe du signal intégré r. Si r est positif, l'inverseur synchrone 30 multiplie le signal de sortie du second intégrateur 25 par - 1. Si r est négatif, le signal de sortie du second integrateur 25 est multiplié par + 1. Autrement dit, si r est négatif, le signal ae sortie de l'inverseur synchrone x est égal à w et si r est positif, x = - w. Le circuit 2-7 de passage par zéro délivre un signal de commande sur le conducteur de commande 7 qui est à ltétat "o" si r est positif, et le signal complémentaire sur le conducteur de commande 8 au niveau "1". Ceci place le commutateur 111 sur sa position supérieure et le commutateur 114 sur sa position inférieure de sorte que w est appliqué à l'entrée inverseuse de l'amplificateur 110. Le commutateur 113 relie l'entrez non inverseuse à la masse. D'une manière similaire, si r est négatif, le signal w est appliqué à L'entrée non inverseuse de l'amplificateur opérationnel 110.Cette inversion synchrone est faite dans le but de produire le signal x tel qu'à la fin de la période d'intégration de l'intégrateur 25, son amplitude soit proportionnelle à la valeur de l'erreur de phase et son signe indique le sens de cette erreur (en avance ou en rctard). Si les impulsions de commande d'horloge sont également espacées de chaque caté d'un changement de phase du signal k, les signaux x et w sont nuls à la fin de la période d'intégration de l'in tégrateur 25. Mais si les impulsions de commande d'horloge sont déphasées de sorte que llintégrateur 25 commence son intégration plus t8t, à la fin de la période d'intégration, la valeur du signal w est proportionnelle au temps dont l'intégration a été avancée. I1 faut remarquer qu'il est souhaitable de disposer d'un signal dont le signe soit le mime, que le signal redressé en synchronisme contienne une transition de plus à moins, ou une transition de moins à plus dans la période binaire.Dans un cas comme dans l'autre, il est souhaitable de produire un signal indiquant que les impulsions de commande d'horloge apparaissent légèrement trop tat. Du fait que l'inverseur synchrone inverse la polarité du signal w dans le cas d'une transition de moins à plus dans le signal redressé en synchronisme, le signe du signal x est le même pour la mme erreur de phase, quel que soit le sens de la transition dans le signal redressé en synchronisme. in ce qui concerne le comparateur suppresseur de zéro, l'erreur de phase des impulsions de commande d'horloge ne peut titre déterminée que pendant les intervalles dans Lesquels appa- ratt une transition de phase du signal k, pendant un période d'intégration de l'intégrateur 25. Dans les périodes où n' appa- ratt aucune transition, ce s;al ne constitue pas une mesure d'erreur de phase et il doit être supprimé. Pendant les périodes sans transition, le second intégrateur 25 continue à intégrer dans un sens sur la période entre. Ceci produit un signal interné x dont l'amplitude est bien supérieure à une valeur donnée.Le comparateur 33 délivre un signal de sortie sur le conducteur de commande 9 lorsque le signal x Dasse au-dessus d'un niveau d'annulation prédéterminé. Ce signal "O" à la sortie du comparateur 33 place le commutateur analogique a co;nqianue logique représenté par le contact 106 dans une position qui correspond à a position gauche sur la figure.Le potentiel de la masse est alors appliqué à l'amplificateur 104 par l'intermédiaire du commutateur 105. il faut noter que le second intégrateur 25 est toujours échantilLonné à l'instant où le conducteur de commande 6 passe au niveau "o", c'est-à-dire où le commutateur 105 est placé dans sa position gauche. A ce moment, le signai x est échantillonné et emmagasine par le condensateur 107, à moins qu'il ne dépasse le niveau d'annulation. Dans ce dernier cas, le potentiel de la masse est échantillonné et emmagasiné par le condensateur 107. Le réglage de la phase des impulsions de commande d'horloge et de la fréquence centrale de l'occîllateur à commande par tension sera maintenant décrit. La tension aux bornes du condensateur d'emmagasinage 107, ou signal y, indique l'amplitude de l'erreur de phase des impulsions d'horloge. Ce signal d'erreur de phase est visualisé sur l'appareil de mesure 32. En observant cet appareil de mesure et en réglant les circuits multivibrateurs monostables 7 et 88, les impulsions de commande d'horloge 1, 2 et 3 oui commandent le premier intégrateur 24 et le circuit d'échantillonnage et maintien 26 peuvent entre amenées à coYncider avec les changements de phases du signal k, ce qui établit la phase correcte des périodes binaires avec le signal k. Lorsqu'il en est ainsi, les impulsions de commande d'horloge 4, 5 et 5 encadrent avec précision la période d'intégration de l'intégrateur 25, symétriquement autour des changements de phase du signal k. Il faut remarquer que le commutateur 115 peut être amené dans sa position droite pour que l'appareil de mesure 32 indique la valeur du signal de commande e. Quand le dispositif fonctionne normalement avec la boucle à verrouillage de phase 22 verrouillée correctement, le signal de commande e est proportionnel à la différence entre la fréquence du signal de sortie b et la fréauence centrale de l'oscillateur commandé par tension 57. La commande de fréquence de l'oscillateur 57 peut titre réglée de manière à annuler le signal de commande e, auquel cas la fréquence centrale de l'oscillateur est la mame que le signal de sortie b. Ce réglage est fait pendant le fonctionnement normal et il constitue un moyen de maintenir l'oscillateur 57 accordé sur le signal de sortie, malgré toute dérive de fréquence de l'oscillateur ou du signal b. In ce qui concerne le circuit de commande automatique de gain, pour assurer un fonctionnement correct de la boucle. à verrouillage de phase 22, l'amplitude du signal c qui lui est appliqué est maintenue pratiquement constante. La commande d'amplitude est assurée par les amplificateurs jl et 52 et un circuit de commande automatique de gain associé. Le signal k redressé en synchronisme est redresse à deux alternances par le redresseur 116 et il est filtré par le filtre passe-bas 117. Le signal de sortie du filtre 117 est appliqué à un amplificateur différentiel 118 qui compare le signal avec une tension de référence réglable V. Les variations par rapport à la valeur de VR sont transmises aux amplificateurs 1 et 52 pour en commander le gain et maintenir pratiquement constante l'amplitude du signal de sortie b. Le fonctionnement du dispositif sera maintenant décrit en regard des formes d'ondes des figures 4S, 4H, 5A, j=, tA et bi;. Ces formes d'ondes sont toutes idéalisées. Il faut noter qu'en réalité elles présentent toutes une certaine instabilité. Les figures 4A et 4D illustrent la détection cohérente d'un bit "1" transmis a partir du fond. Il faut noter falun changement de phase apparat dans le signal de sortie b. Ce changement est détecté et il produit un changement de polarité du signal redressé en synchronisme k. Ce signal k est produit par corrélation transversale du signal de référence, signaux j et tj, avec le signal de sortie b. IL importe que le signal de référence soit extrêmement stable et exactement synchronisé avec le signal de sortie b. S'il n'en est pas ainsi, le signal redressé en synchronisme peut prendre la forme représentée en k'. Il faut noter que l'intégrale de kl contient moins d'énergie que celle de k. Pour cette raison, l'utilisation drune boucle à verrouillage de phase pour produire le signal de référence extrtmement stable est importante dans un dispositif de sondage en cours de forage dans lequel la bonne utilisation de l'énerp;ie du signal est critique. Le fonctionnement de la boucle à verrouillage de phase qui délivre le signal de référence extrtmement stable est illustré par les formes d'ondes c à i. Le signal de commande e représente la valeur moyenne qui attaque ltoscillateur commandé par tension 57 de manière que le signal de référence soit en phase avec le signal de sortie b. Les formes d'ondes des figures SA et ald illustrent la conversion du signal redressé en synchronisme k en un signal v de valeur binaire. Le message émis est 1101011. Les "1" sont représentés par des transitions ou des changements de polarité du signal redressé en synchronisme k. Ce message est converti en un signal de valeur v qui est au niveau "1" ou au niveau "O" aux instants d'aDparition des impulsions de lecture binaire A90 Le fonctionnement de l'inverseur synchrone 30 et du comparateur 33 suppresseur de zéro est également illustré par ces formes d'ondes. Il faut noter aue le conducteur de commande 7 passe à l'état "1" et que le conducteur de commande 8 passe à l'état "O" au second changement de phase du signal k.Le second "1" transmis est représenté par une transition de moins à plus du signal redressé en synchronisme k. Cela diffère du premier bit "1" transmis aui est représenté par une transition de plus à moins. Par conséquent, les conducteurs de comrnande 7 et 8 changent la polarité du signal x de manière qu'elle soit la mime quel que soit le sens du changement de polarité du signal redressé en synchronisme. bn réalité, les formes d'ondes des figures 5A et 5jJ ne font apparattre aucune erreur de phase car elles illustrent le cas où les impulsions de commande d'horloge sont synchronisées. ti faut également remarquer que le signal x dépasse le niveau d'annulation j?L pendant les périodes binaires où un "O" est transmis. Par conséquent, le comparateur 33 suppresseur de zéro délivre un signal de sortie pendant ces périodes afin d' ap- pliquer le potentiel de la masse au circuit d'échantillonnage et maintien 31, ce qui annule le signal d'erreur dc phase y quand un "O" est transmis. Les figures 6A et 5Ü représentent les formes d'ondes des signaux utilisés pour produire les impulsions de commande d'horloge. Les impulsions de lecture de bits, ou signal et le signal de valeur binaire v sont deux signaux de sortie du dispositif. Ils représentent ensemble les informations démodulées transmises à partir du fond au moyen d'un signal acoustique modulé en phase. bien entendu, diverses modifications peuvent entre apportées par l'homme de l'art au dispositif qui vient d'être décrit uniquement à titre d'exemple nullement liliiitatif sans sortir du cadre de 1 invention. RE:VDICATIONS 1. Uisposit r sondage en cours de forage, dans lequel un signal acoustictue se propage dans un milieu liquide depuis un émetteur de fond, ce signal acoustique étant modulé entre deux états de phase en fonction de bits de données en code numérique produits en fonction d'une condition de fond, un changement de phase représentant un bit d'un caractère et une absence de changement de phase représentant un bit d'un carac terre différent, chaque représentation de chaque bit se propa Gelant pendant une période binaire prédéterminée, dispositif caractérisé en ce qu'il comporte un dispositif de démodulation desdites ondes acoustiques, et qui comprend un dispositif qui réagit au signal acoustique en produisant un signal de sortie représentant la phase et la fréquence dudit signal acoustique, un générateur de signal de référence commandé par ledit signal de sortie de manière à produire un signal de référence présentant un état de phase qui est l'un des états de phase du signal de sortie, un corrélateur qui reçoit ledit signal de sortie et ledit signal de référence et qui produit un signal redressé en synchronisme dont la polarité représente les états de phase dudit signal de sortie et un dispositif qui réagit audit signal de référence en échantillonnant ledit signal redressé en synchronisme pour produire des impulsions qui représentent les bits émis et par conséquent, les conditions de fond. 2. Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en ce outil comporte également un premier intégrateur auquel est applique ledit signal redressé en synchronisme, un dispositif dtdchantillonnage dudit premier intégrateur à la fin de chacune desdites périodes binaires et un dispositif qui ramène à zéro ledit intégrateur à la fin de chacune desdites périodes binaires. 3. Dispositif selon la revendication 2, caractérisé en ce qu'il comporte également un second intégrateur auquel est applique ledit signal redressé en synchronisme et dont la période d'intégration est décalée d'une demi-période binaire par rapport à la triode d'intégration dudit premier intégrateur, et un dispositif d'échantillonnage dudit second intégrateur au milieu de chacune desdites périodes binaires, la tension échantillonnée constituant un signal d'erreur qui représente une erreur de phase dans les impulsions de commande d'horloge définissant lesdites périodes binaires. 4. Dispositif selon la revendication 2, caractérisé en ce au'il comporte également un dispositif qui détecte la polarité de la valeur échantillonnée à la sortie du premier intégrateur et un inverseur synchrone qui réagit audit dispositif de détection pour changer la polarité dudit signal d'erreur quand cela est nécessaire de manière que la polarité du signal de sortie de l'inverseur synchrone soit la même quel que soit le sens de changement de polarité du signal redressé en synchronisme pendant la période d'intégration dudit second intégrateur. 5. Dispositif selon la revendication 4, caractérisé en ce qu'il comporte également un dispositif qui détecte l'absence de changement dc polarité du signal redressé cn synchronisme pendant la période d'intégration dudit second intégrateur et un dispositif qui supprime ledit signal d'erreur lorsqu'il ne se produit aucun changement de cette polarité pendant la période d'intégration dudit second intégrateur. ú. Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'il comporte également un diviseur de fréquence qui reçoit ledit signal de référence et qui en divise la fréquence par le nombre de cycles dans chaque bit dudit signal de sortie, le signal de sortie dudit diviseur de fréquence constituant un premier groupe d'impulsions de commande d'horloge qui dé fi- nissent lesdites périodes binaires. 7. Dispositif selon l & revendication , caractérisé en ce qu'il comporte également un dispositif destiné à changer le rapport de division dudit diviseur de fréquence de manière que ledit premier groupe d'impulsions de commande d'horloge corresponde au nombre de cycles dans chaque bit. 8. Dispositif selon la revendication 6, caractérisé en ce qu'il comporte également un second intégrateur auquel est ap pliaué ledit signal redressé en synchronisme et dont la période d'intégration est décalée d'une demi-période binaire par rapport à la période d'intégration dudit premier intégrateur, et un dispositif destiné à produire un second groupe d'impuîsions de commande d'horloge décalées d'une demi-pdriode binaire par rapport audit premier groupe, les impulsions de commande dudit second groupe tant appliquées audit second intégrateur pour l'échantillonner au milieu de chaque période d'intervalle binaire, la tension échantillonne constituant un signal d'erreur qui représente une erreur de hase dans ledit premier groupe d'impulsions de commande d'horloge. 9. Dispositif selon la revendication 6, caractérisé en ce qu'il comporte également un dispositif destiné à changer la phase desdites impulsions de commande d'horloge de manière que ledit premier groupe de ces impulsions coïncide avec le changement de phase du signal de sortie. 10. Dispositif selon la revendication 6, caractérisé en ce qu'il comporte également un détecteur de changement de signe auquel est appliqué le signal de sortie échantillonné dudit premier intégrateur et un dispositif commandé par ledit détecteur de changement de signe de manière a produire un signal de valeur binaire. 11. Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'il comporte également un filtre passe-bas auquel est appliqué un signal électrique représentant ledit signal acoustique afin de produire ledit signal de sortie, ledit filtre passe-bande éliminant les harmoniques dudit signal acoustique de manière qu'elles ne soient pas mlltipliées par les harmoniques dudit signal de référence dans ledit corrélateur. 12. Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en ce que ledit générateur de signal de référence comporte un circuit destiné à détruire les inforinations de phase dudit signal de sortie afin de produire un signal indépendant de la phase. 13. 1)ispositif selon la revendication 11, caractérisé en ce que ledit circuit consiste en un circuit doubleur de fréquence auquel est appliqué ledit signal de sortie de manière à produire un sisal de fréquence doublée qui ne présente pas lesdits changements de phase. Dispositif selon la revendication 1?, caractérisé en ce que ledit générateur de signal de référence comporte en outre une boucle à verrouillage de phase destinée à produire un signal de référence de boucle extrêmement stable et qui comporte un oscillateur à fréquence variable produisant ledit signal de référence de boucle et un détecteur de phase qui reçoit ledit signal indépendant de la phase et ledit signal de référence de boucle de manière à produire un signal d'erreur qui représente l'erreur de phase entre ledit signal de référence de boucle et ledit signal de fréquence doublée. 15 - Dispositif selon la revendication 14, caractérisé en ce que ladite boucle à verrc,uiliage de phase comporte un filtre de boucle qui délivre un signa3 de commande et qui comporte un circuit produisant une composante de signal d'erreur, un circuit d'intégration dudit signal d'erreur et produisant une composante d'intégrale, un circuit qui mélange ladite composante d'intégrale et ladite composante de signal d'erreur et un circuit qui modifie les amplitudes des composantes dtintégrale et du signal d'erreur mélangé pour déterminer la bande passante et l'amortissement de ladite boucle à verrouillae de phase. 16. Dispositif selon la revendication 14, caractérisé en ce que ladite boucle à verrouillage de phase comporte un filtre de boucle qui délivre un signal de commande et qui comporte un circuit destiné à modifier la largeur de bande de ladite boucle et un circuit destiné à modifier simultanément l'amortissement dudit filtre afin de maintenir un temps de récupération optimal cohérent avec ladite largeur de bande. 17. Dispositif selon la revendication 16, caractérisé en ce que ledit facteur d'amortissement est maintenu à une valeur constante de l'ordre de C"5. 18. Dispositif selon la revendication ld, caractérisé en ce que ladite largeur de bande des signaux parasites est réglée à des valeurs égales. à 1, 0,1 et o,Ol Hertz. 19. Dispositif selon la revendication 14, caractérisé en ce que ladite boucle a' verrouillage de phase comporte un filtre de boucle qui délivre un signal de commande et qui comprend un circuit produisant une composante de signal erreur, un circuit qui intégre ledit signal d'erreur et délivre une composante d'intégrale et un circuit destiné à régler l'amplitude de ladite com- posante de signal d'erreur et de ladite composante d'inté':rale pour déterminer la largeur de bande des signaux parasites et l'amortissement de ladite boucle 8 verrouillage de phase.