la présente invention se rapporte à un système de coupure de portée pour un système de radar à ondes entretenues doubles. le fonctionnement des différents types de systèmes de radar Doppler à ondes entretenues exige que ces systèmes soient insensibles 5 aux cibles se trouvant au-delà d'une portée maximale prédéterminée. A titre d'exemple, le système de commande adaptatif de vitesse décrit dans la demande de brevet 'français U° 71-19230 déposée par la demanderesse le 27 mai 1971 pour "Système radar de détection de distance", et qui vise un système de radar à ondes entretenues doubles dans le-10 quel le système selon l'invention peut être incorporé, est destiné à fonctionner avec des cibles situées dans une zone d'environ 90 m de sorte qu'il doit être insensible aux cibles situées au-delà de cette distance, l'insensibilité voulue aux cibles situées au-delà de la portée maximale désirée ne peut être simplement obtenue en réglant 15 la sensibilité du récepteur, puisque de grandes cibles situées au-delà de la portée maximale sont susceptibles de réfléchir essentiellement le même signal que de petites cibles situées dans la zone de portée maximale. Par conséquent, le récepteur est incapable de faire la distinction entre ces deux types de cibles. Il en résulte qu'il 20 est nécessaire, d'une manière ou d'une autre, de pouvoir faire la distinction entre de grandes cibles se trouvant au-delà de la portée maximale désirée et de petites cibles situées dans la zone de la portée maximale, ou de pouvoir rendre le système insensible aux cibles situées au-delà de la portée maximale. 25 Un système destiné à rendre insensible le système de radar aux cibles situées au-delà de la portée maximale est peut-être le type de système le plus facilement réalisable et le moins coûteux. Puisque le système de radar est à ondes entretenues, les techniques par porte de distance fréquemment utilisées dans les systèmes de radar 30 à impulsions né sont pas applicables. Par conséquent, divers autres types de systèmes de coupure de portée ont été proposés pour les systèmes de radar Doppler à ondes entretenues, les différents systèmes qui existent actuellement ne donnent pas complète satisfaction puisqu'une certaine réponse Doppler est engendrée, même pour des dis-35 tances allant bien au-delà de la distance de coupure désirée. Il est par conséquent nécessaire pour ces systèmes de concevoir le récepteur de manière qu'il puisse distinguer les signaux d'écho qui proviennent de cibles situées au-delà de la distance de coupure désirée. On obtient ce résultat soit en réglant la sensibilité du récepteur, soit en 40 rendant maximale la sensibilité en phase du récepteur, de sorte que 72 06769 2 2128389 seuls les signaux provenant de cibles situées dans la zone de portée choisie soient injectés dans le récepteur. la technique de coupure de distance selon l'invention est applicable à un système de radar à ondes entretenues doubles et procu-5 re une insensibilité totale aux cibles situées dans une zone de distance notable au-delà de la portée maximale choisie et, cela, indépendamment de la taille et des caractéristiques physiques de la cible. Dans un système de radar à ondes entretenues doubles, deux fréquences discrètes sont alternativement transmises de sorte que deux 10 fréquences Doppler se trouvent produites dans le récepteur, la distance comprise entre l'antenne et la cible réfléchissant l'énergie transmise est indiquée par la relation de phase des deux fréquences Doppler. la coupure de portée est obtenue selon l'invention en bloquant 15 l'émetteur de manière qu'aucune énergie ne soit transmise pendant une période de temps prédéterminée entre la transmission des deux"fréquences discrètes. Egalement, une impulsion de porte est appliquée au récepteur de manière que celui-ci ne soit opérant ou ouvert que pendant le dernier quart de la période de temps durant laquelle l'une 20 des fréquences est transmise. Ainsi, la coupure de distance est-elle obtenue pour deux raisons. D'abord, l'énergie qui est reçue par le récepteur au moment où l'émetteur est bloqué ne produit aucun signal Doppler, puisqu'il n'existe pas d'échantillon dans le récepteur d'une fréquence transmise avec lequel le signal d'écho doit être mélangé 25 pour produire une fréquence Doppler. Ensuite, puisque le récepteur est fermé pendant les trois-quarts de chaque période d'émission, seule l'énergie réfléchie pendant le quart de cette période durant laquelle le récepteur est ouvert est injectée dans les canaux Doppler. le présent système est particulièrement avantageux puisque 30 des cibles situées immédiatement hors de la distance de coupure maximale et s'échelonnant jusqu'à une seconde portée maximale ne produisent aucune fréquence Doppler dans le récepteur du fait qu'aucun signal de référence provenant de l'émetteur n'est présent pour produire une telle fréquence Doppler. De grandes cibles situées au-delà de la 35 seconde portée maximale choisie sont susceptibles de produire un signal de sortie, puisque le signal de la seconde fréquence traijsmise se mélange avec le signal d'écho du signal de la première fréquence transmise. les signaux résultants n'ont pas le caractère d'un signal Doppler normal en raison de la relativement grande différence entre 40 les deux fréquences transmises. De tels signaux parasites sont géné 72 06769 3 2128389 ralement rejetés par la caractéristique de bande passante du dispositif de traitement de vitesse Doppler du système de radar. Des cibles situées bien au-delà de la portée choisie et qui provoquent le mélange du signal de la première fréquence transmise 5 avec un signal ultérieurement transmis de la même fréquence ne permettent pas la production d'un signal par le récepteur en raison du facteur d'atténuation du signal transmis. En effet, le signal transmis est atténué selon Ha puissance quatrième de la distance et, par conséquent, les signaux provenant de cibles situées à cette distance 10 éloignée sont atténués d'une manière telle qu'ils se trouvent au-dessous du seuil de sensibilité du récepteur. Par conséquent, un objet de la présente invention consiste à réaliser un système de coupure de portée pour un système de radar à ondes entretenues doubles qui procure une insensibilité totale aux 15 cibles situées dans une zone de distance notable au-delà de la portée maximale choisie. Cet objet et d'autres encore de la présente invention apparaîtront plus clairement de la description détaillée qui suit ainsi que des dessins y annexés, étant bien entendu que ceux-ci ne sont donnés 20 qu'à titre d'exemple nullement limitatif. Sur lès dessins : La Fig la Fig. 2a représente une onde en créneaux de- synchronisation ; 25 la Fig. 2b représente la sortie ÏÏF de l'émetteur ; 3ja Fig. 2c représente l'onde qui est utilisée pour réaliser le vannage du canal f^ du récepteur ; la Fig. 2d représente l'onde qui est utilisée pour réaliser le vannage du canal f2 du récepteur ; 30 la Fig. 2e représente l'impulsion HE1 d'écho reçue par le ré cepteur ; la Fig. 2f représente le signal Doppler injecté dans le canal f_l du récepteur ; la Fig. 2g représente le signal Doppler injecté dans le canal 35 f^ du récepteur ; La Fig. 3 représente la sensibilité du système en fonction de la portée, à l'exclusion de la variation normale de puissance en fonc-tion inverse de la puissance quatrième de la portée ; La Fig. 4 représente la caractéristique de fréquence en fonc-40 tion de la tension de polarisation appliquée à une diode Gunn ; et 72 06769 4 2128389 La Fig. 5 représente l'onde de modulation appliquée à une diode Gunn possédant la caractéristique de la Fig. 4 pour produire l'onde HF de sortie de la Fig. 2b. les mesures de distance et de vitesse peuvent être obtenues' 5 à l'aide d'un système de radar à ondes entretenues utilisant une onde double en créneaux de modulation de fréquence. Une description détaillée d'un tel système est donnée dans la demande de brevet mentionnée plus haut. Dans ce type de système, deux fréquences discrètes sont alternativement transmises en modulant convenablement l'é-10 metteur. Deux canaux de réception sont individuellement commandés par porte en synchronisme avec la modulation de l'émetteur, de sorte que des signaux Doppler séparés se trouvent produits dans les deux canaux du récepteur. Une comparaison de phase entre les deux signaux Doppler procure une indication de distance à laquelle se trouve la 15 cible selon la relation : 0 = 2k (—15—) (f2 - f 1 ) (1) avec : 0 = la phase relative entre les canaux ; R = la distance à la cible ;_ 20 C = la vitesse de la lumière ; f2 et f.| sont les deux fréquences transmises. La vitesse relative entre le système et la cible peut être obtenue en notant la fréquence Doppler dans l'un ou l'autre des deux canaux selon la relation : 25 *d = --} f (2) avec : f^ = la fréquence Doppler ; Y = la vitesse relative ; C = la vitesse de la lumière ; 30 f = la fréquence transmise. La relation (1) ci-dessus destinée à déterminer la distance est ambiguë après une distance particulière, puisque les signaux d* écho provenant de distances dépassant ix radians sont traités par le comparateur de phase électronique comme s'ils se trouvaient dans la 35 zone allant de 0 à jt radians. Bien qu'un signal radar soit atténué selon la puissance quatrième de la distance, des cibles de grande section situées au-delà de la zone de distance non ambiguë de 0 à 7t radians donnent naissance à des réponses indésirables puisqu'elles sont faussement identifiées comme étant des cibles proches. 40 Le système selon, l'invention surmonte cet inconvénient des 72 06769 5 2128389 systèmes antérieurement connus en procurant une coupure de portée positive définie comme étant tc radians, la coupure pour les distances supérieures à n radians est obtenue en "bloquant l'émetteur pendant une période de temps choisie entre l'émission des deux fréquences dis-5 crêtes. Egalement, le récepteur est opérant ou ouvert par porte pendant seulement le dernier quart du temps d'émission des deux fréquences. En raison du cycle de blocage et de déblocage de l'émetteur, les signaux d'écho qui arrivent durant la période de blocage de l'émetteur ne donnent aucune indication à la sortie du récepteur, puisque 10 celui-ci ne possède pas à ce moment un échantillon du signal de la fréquence transmise. Egalement, les indications données par le récepteur en raison du chevauchement entre les signaux transmis successivement sont fortement réduites puisque le récepteur est inopérant pendant les trois-quarts de chaque période d'émission. Par conséquent, 15 les signaux d'écho de la première fréquence transmise provenant de nombreuses cibles distantes sont reçus tandis qu'un échantillon de la seconde fréquence transmise est présent dans le récepteur mais durant le temps pendant lequel celui-ci est inopérant, de sorte qu' ils n'ont aucun effet sur le système. 20 En se reportant maintenant à la Fig. 1, on y voit un système selon l'invention comprenant un oscillateur 11 destiné à engendrer une énergie HP qui est transmise par une antenne 12 qui est aussi utilisée pour recevoir l'énergie réfléchie par une cible (non représentée). 1'oscillateur 11 est modulé par un modulateur 13 de manière 25 que deux fréquences discrètes soient produites. À titre d'exemple, l'oscillateur 11 peut être formé par une diode Gunn. Comme il est connu, une diode Gunn est un dispositif qui peut simultanément servir d'oscillateur et de mélangeur. En tant qu'oscillateur, une diode Gunn délivre une sortie HF dont la fréquence est fonction de la ten-30 sion de polarisation appliquée à la diode. Par conséquent, en faisant varier la tension de polarisation, on peut faire varier la fréquence de la sortie HP. Gomme alternative, la diode Gunn pourrait être couplée directement à l'antenne qui simultanément transmettrait et recevrait l'énergie. la diode elle-même servirait à mélanger les deux 35 signaux et à produire un signal de sortie Doppler. Il est à remarquer que dans l'une ou l'autre forme de réalisation, l'emploi d'une diode Gunn n'est pas essentiel et qu'un dispositif similaire, tel qu'une diode à avalanche, pourrait être utilisé. De plus, d'autres types encore d'oscillateurs pourraient être utilisés dans la forme de réali-40 sation de la Pig. 1 si cela était désiré,- la seule. exigence étant qu' 72 06769 6 2128389 ils soient capables de transmettre deux fréquences discrètes à des intervalles de temps prédéterminés. la Fig. 4 représente une caractéristique de fréquence idéalisée d'une diode Gunn à coefficient de modulation positif en répon-5 se à trois tensions de polarisation différentes, la sortie HF est nulle pour toutes les tensions de polarisation inférieures à un niveau V.j qui est le seuil de la diode. Pour une tension de polarisation supérieure à Tj, la fréquence de la sortie varie en fonction du niveau de tension. Par conséquent, une fréquence est obtenue pour une ten-10 sion de polarisation et une fréquence différente f2 est obtenue par une tension de polarisation Y2« les variations de fréquence qui se produisent pour une variation de tension particulière dépendent du type utilisé de diode et de cavité. Une étude complète est parue sous le titre "Amplitude and frequency modulation ôf a waveguide cavity 15 CW Gunn oscillator" par tf.C. Tsai et F.J. Eosenbaum dans la revue "IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques", Yol. MTT-18, if° 11, Novembre 1970, pages 877 à 884. A titre d'exemple, une différence de fréquence de 820 kHz est nécessaire pour un système d'une portée d'environ 90 m. Cet écart est obtenu dans un oscillateur à dio-20 de Gunn disponible sur le marché de 36 GHz avec une différence de 0,1 volt entre les tensions de polarisation Y2 et Y^. Afin d'obtenir une transition rapide entre les états de conduction et de blocage, une tension de polarisation qui est juste légèrement inférieure à Y^ est appliquée à la diode Gunn pendant l'état de blocage. 25 Un autre mode de fonctionnement est aussi possible. Si une tension légèrement supérieure à est appliquée à la diode Gunn, un signal de sortie est délivré par la diode. Cependant, ce signal est d'une puissance très minime et donc inopérant pour engendrer une réponse du système. Par conséquent, le signal de sortie effectif de la dio-30 de Gunn peut être considéré comme étant nul. lorsque la tension appliquée à la diode Gunn est élevée jusqu'à un niveau tel que Y2 ou V^, la puissance de sortie augmente très rapidement et un niveau de puissance utile est ainsi obtenu, lors du présent fonctionnement, l'état bloqué de-l'émetteur englobe cet état "légèrement conducteur". 35 la Fig. 5 représente l'onde qui est appliquée à l'oscillateur à diode Gunn 11 afin de produire les signaux de fréquence désirés. Pen-dans la période de blocage, une tension de polarisation qui est légèrement inférieure à Y^ est appliquée à la diode Gunn. Une impulsion à sommet plat ayant un niveau de tension Y^ est alors appliquée à la 40 diode de manière que la fréquence f^ soit engendrée par celle-ci pen 72 06769 7 2128389 dant l'application de ce signal, la tension de polarisation est ensuite réduite à "une valeur légèrement inférieure au niveau de pendant une période de temps donnée. A l'expiration de la période de temps de blocage désirée, l'impulsion à sommet plat de niveau de ten-5 sion V2 est appliquée de manière que soit engendrée la fréquence f^ à la sortie de l'oscillateur. Cette succession de tensions de pola-risatior se poursuit cycliquement pendant tout le fonctionnement du système. En se reportant à nouveau à la Fig. 1, on y voit que le modu-10 lateur de tension d'alimentation 13 est utilisé pour moduler l'oscillateur à diode Gunn 11 de la manière désirée, la sortie du modulateur 13 peut être appliquée directement à l'oscillateur 11. Comme alternative, une modulation conduction-blocage de l'oscillateur peut être obtenue en commandant directement par impulsions la diode Gunn. les 15 variations de fréquence de sortie seraient alors obtenues en commandant par impulsions un élément séparé, tel qu'un varactor ou une sphère du type YIG ou encore un autre dispositif à ferrite. Il est à remarquer aussi qu'une diode du type PIN peut être utilisée pour accorder l'émetter sur les fréquences f^ et f2, cette diode servant à 20 faire varier la réactance présentée à l'émetteur par les autres éléments réactifs, la variation de réactance de l'élément séparé accorderait alors la cavité contenant la diode Gunn. la combinaison de ces signaux de modulation procure la sortie désirée pour l'oscillateur à diode Gunn. le modulateur 13 est alimenté par une source de tension 25 +Y par l'intermédiaire d'un régulateur de tension 14. le modulateur 13 contient un générateur d'ondes en créneaux et un circuit logique destiné à produire les ondes désirées. Différentes techniques sont à la portée de l'homme de l'art pour engendrer ces ondes. Cependant, selon la présente invention, le modulateur 13 engen-30 dre une impulsion d'horloge du type représenté à la Fig. 2a. Une fréquence de répétition d'horloge de 3>33 KHz produit la période d'horloge indiquée de 300 nanosecondes. l'onde de la Fig. 2a peut être utilisée pour piloter une chaîne de diviseurs binaires qui délivre les tendions de modulation représentées à la Fig. 5 à la diode Gunn. la 35 sortie IIP de la diode Gunn consiste alors en deux fréquences discrètes en temps partagé, l'émetteur étant bloqué entre la transmission des deux fréquences de la manière représentée à la Fig. 2b. Comme il apparaît de la Pig. 2b, l'émetteur engendre une sortie HF possédant une fréquence f^ pendant taxe période de temps qui est 40 égale à deux fois la période des impulsions d'horloge, l'émetteur est 72 06769 s 2128389 ensuite bloqué pendant une période de ter^ps égale, après quoi il est polarisé pour engendrer une sortie HF possédant une fréquence f^. la sortie f2 s'effectue pendant une période de temps qui est aussi égale à deux fois la période des impulsions d'horloge. 5 Par la division et le traitement logique appropriés des impul sions d'horloge, l'impulsion de porte f^ représentée à la Fig. 2c et l'impulsion de porte f2 représentée à la Fig. 2d sont également engendrées. L'impulsion de porte f^ est engendrée pendant le dernier quart du signal de sortie de fréquence f^. L'impulsion de porte f2 10 est engendrée durant le dernier quart du signal de sortie de fréquence f2« Les impulsions de porte f^ et f2 sont appliquées à un réseau de commutation 16 par des conducteurs respectifs 16 et 17. Le réseau de commutation 18 contient le circuit nécessaire à la commutation du signal de sortie video unique du mélangeur en syn-15 chronisme avecla transmission des fréquences f^ et f2, de sorte que deux échantillons des fréquences Doppler discrètes f^ et f^2 sont acheminés vers leurs canaux respectifs. La sortie de 1'oscillâteur 11 est injectée dans un circulateur 19• Le circulateur 19 dirige l'énergie à transmettre vers l'antenne 20 12 où celle-ci est rayonnée vers une cible. L'énergie réfléchie par la cible est reçue par l'antenne 12 et dirigée par le circulateur 19 vers un mélangeur 21. Il est à remarquer quele guide d'ondes 15 reliant l'antenne au circulateur est intentionnellement désadapté de manière qu'un niveau 25 désiré de fuite HF de l'émetteur soit acheminé directement par le circulateur 19 vers "un mélangeur 21. Ainsi, le signal de fuite agit-il comme celui d'un oscillateur local incorporé dans le mélangeur 21 durant la période de transmission de l'une ou l'autre fréquence. Par conséquent, lorsqu'un signal d'écho est reçu par l'antenne 12, il est 30 dirigé par le circulateur 19 vers le mélangeur 21 où un échantillon de fréquence Doppler est engendré. Oet échantillon est amplifié à un niveau désiré par un préamplificateur 22 puis adressé au réseau de commutation 18. Ce dernier sert alors à acheminer l'échantillon de fréquence Doppler vers les deux canaux 23 et 24 en synchronisme avec 35 la transmission des fréquences f^ et f2> On se reportera à nouveau à la Fig. 2 pour mieux comprendre le fonctionnement du système. Un seul cycle de la période de transmission peut être considéré comme étant le total des périodes de transmission des fréquences f^ et f2 et de la période de blocage entre celles-ci. 40 Ces trois périodes sont représentées à la Fig. 2b par t^, t2 et t^. 72 06769 9 2128389 Pendant le temps de transmission de la fréquence f^, laquelle a lieu durant la période de temps t^, l'impulsion de porte-f^ représentée à la Fig. 2c est appliquée par le conducteur 16 au réseau de commutation 18. lie plus, lorsqu'un signal d'écho est réfléchi par la cible,, 5 un signal de fréquence retardé f^ est aussi présent dans le récepteur» rar conséquent, le mélangeur 21 contient le signal de fréquence f1 q 0 ii©nc© ainsi que le signa]/ réfléchi f ^ et engendre une fréquence f^ . Puisque l'impulsion de porte f^ de la Fig. 2c ess appliquée au réseau de commutation 18, un échantillon d'une durée de 150 nanosecondes de la 10 fréquence Doppler fd1, représenté à la Fig. 2g, est appliqué au canal 23. . Durant la période de temps t2, aucune énergie n'est transmise par l'émetteur et, par conséquent, aucun échantillon d'une fréquence transmise n'est présent dans le mélangeur 21. Dans ces conditions, si 15 un signal d'écho est reçu par le récepteur, aucun signalJDoppler n'est engendré par le mélangeur 21 et les canaux 23 et 24 ne délivrent aucun signal de sortie.-De plus, même si un signal Doppler était produit, celui-ci ne serait pas injecté dans l'un ou l'autre des canaux 23 et 24 puisqu'aucune impulsion de porte n'est appliquée à l'un ou à l'au-2û tre de ces canaux. Pendant la période de temps t^ du cycle de transmission, un signal d'une fréquence f2 est transmis. Un échantillon de la fréquence f2 est présent dans le mélangeur 21 et, par conséquent, un signal réfléchi ayant uib fréquence f2R permet la production d'un signal de fréquence Doppler fd2* En raison de l'application de l'im-25 pulsion de porte f2 au réseau de commutation 18, un échantillon du signal Doppler f^2 se trouve injecté dans 1s canal 24. - Plusieurs aspects importants de l'invention apparaîtront maintenant plus clairement de l'examen de la Fig. 3 et de celui des Fig. 2a à 2g. D'abord, tout signal réfléchi durant la périod.e de temps de 30 blocage t2 n'a aucun effet sur le système puisqu'aucun signal Doppler ne peut être engendré en l'absence d'un échantillon du signal transmis faisait office d'oscillation locale. Par conséquent,- pour les valeurs données ci-dessus en exemple, le système est complètement insensible aux cibles situées dans une zone de distance allant de 300 à 525 pieds 35 (90 à 160m), comme il ressort de.la Fig. 3. I£n raison de retards de propagation, des cibles éloignées peuvent provoquer l'apparition au récepteur d'une fréquence alors que l'autre fréquence est transmise. A la Fig. 3 cela est représenté par une zone allant de 525 à 900 pieds (160 à 275 m). Le signal Doppler 40 produit par ces signaux n'a aucun effet sur le système puisqu'il tom 72 06769 10 2128389 be en dehors de la garnie d'acceptation des fréquences Doppler du récepteur. la Fig. 3 montre que la sensibilité est nulle entre 90G et 1125 pieds (275 et 340 m). Cette situation est provoquée par le temps 5 de blocage de l'émetteur. Un signal Doppler résultant de cibles située entre 1125 et 1500 pieds (340 et 455 m) est produit par le mélange d'un signal transmis d'une fréquence et d'un signal réfléchi provenant d'un signal à la même fréquence qui le précède immédiatement, c'est-à-dire, selon la Fig. 2b, les signaux 42 et 43» Un tel signal Doppler n'a aucun effet sur le récepteur puisque l'atténuation due à la propagation est fonction de la puissance quatrième de la distance de sorte que le signal se trouve au-dessous du seuil de sensibilité du récepteur. Des cibles situées dans une zone allant de zéro à 225 pieds 15 (o à 70 m) produisent un échantillon de fréquence Doppler fd1 pendant la transmission de la fréquence f^. Il est à remarquer qu'un autre échantillon de fréquence Doppler f^ est produit pour la zone allant de 0 à 225 pieds (0 à 70 m) pendant la transmission de la fréquence f2» Toutes les cibles comprises dans cette zone sont traitées 20 avec une sensibilité relative égale jusqu'à ce que cette zone soit dépassée. A ce point, il existe une région de transition allant de 225 à 300 pieds (70 à 90 m) le long de laquelle la sensibilité du récepteur tombe à zéro, l'étendue de la région de transition le long de laquelle la sensibilité du récepteur tombe à zéro dépend de l'étroi-25 tesse de la période d'échantillonnage. Une aurée d'impulsion de porte inférieure à 150 nanosecondes produit un raccourcissement proportionnel de la région de transition. Cependant, lorsque la largeur de l'impulsion de porte est réduite de l'énergie utile se trouve rejetée, de sorte qu'il en résulte une sensibilité plus faible, le choix de la 30 durée d'impulsion de porte indiquée résulte d'un bon compromis entre des considérations de largeur de région de transition et de valeur de sensibilité. Il est à remarquer que la Fig. 3 montre la sensibilité du récepteur pour la fréquence Doppler f^ relative au canal 23. Une sen-35 sibilité de récepteur semblable existe également pour la fréquence f^2 relative au canal 24. le canal 23 contient un filtre actif 26 et un amplificateur-li miteur 27. le filtre/est utilisé pour éliminer le bruit parasite et les signaux indésirables et, surtout, pour convertir le train im-40 pvilsionnel d'étroits échantillons de fréquence«Doppler en une tension 72 06769 n 2128389 Doppler analogique. l'amplificateur-limiteur 27 est utilisé pour amplifier le signal Doppler analogique à un niveau désiré d'amplitude de manière qu'un signal Doppler essentiellement à sommet plat soit injecté dans un détecteur de phase linéaire 26. 5 le canal 24 est semblable au canal 23 et est conçu pour trai ter les échantillons de fréquence Doppler H comprend aussi, par conséquent, un filtre actif 2S et un anplificateur-limiteur 31• Jointe il est représenté à la Fig. 1, les signaux délivrés par les amplificateurs 27 et 31 sont appliqués respectivement par des con-1Q ducteurs y~ les signaux délivrés par les amplificateurs 27 et 31 sont aussi appliqués à un détecteur d'avaice ou de retard de phase 36 par des conducteurs respectifs 34 et 35. Ce détecteur produit un signal qui 20indique si la vitesse relative est croissante ou décroissante. En utilisant le signal Doppler délivré par l'un des canaux comme référence et en notant le sens de son décalage de phase par rapport au signal Doppler délivré par l'autre canal, on obtient le sens de la vitesse relative. Il est par conséquent possible d'apprécier si la cible s'ap-25 proche de l'antenne ou s'éloigne de celle-ci. le signal dé„ivré par le canal 24 est aussi appliqué à un détecteur de fréquence 37. Ce dernier mesure la fréquence Doppler et engendre un signal qui indique la vitesse relative entre l'antenne 12 et la cible réfléchissant l'énergie transmise selon l'équation (2) ci-30 dessus. On voit ainsi que le système est capable de mesurer la distance ainsi que la vitesse relative entre l'antenne et la cible et de produire un signal qui indique si la cible s'éloigne ou se rapproche du système. 35 le signal délivré par le filtre 29 est acheminé vers un ampli ficateur à seuil 38. Cet amplificateur produit un signal de sortie lorsque les signaux délivrés par les amplificateurs 27 et 31 sont suffisamment saturés pour- pouvoir permettre avec un faible bruit les mesures de distance, de vitesse relative et de rapprochement-éloigne-40 ment, le sigryal délivré par 11 amplificateur 38 est utilisé pour action 72 06769 12 2128389 ner le système de contrôle du véhicule par l'intermédiaire d'un circuit sensible au niveau (non représenté). Il est à remarquer que le détecteur de fréquence 37 et l'amplificateur à seuil 38 sont représentés comr.e étant commandés par le 5 canal 24. Si cela est désiré, ces circuits peuvent être commandés par le canal 23. Comme alternative, si cela est désiré, les deux car.aux peuvent être utilisés pour engendrer des signaux de vitesse et depré-sence de cible indépendants dont on prend alors la moyenne pour produire les signaux de vitesse et de présence de cible qui sont en fin 10 de compte utilisés. Il est également représenté à la Fig. 1 un réchauffeur 39 qui est situé au voisinage de l'oscillateur à diode Gunn 11. Le réchauffeur 39 est alimenté par la source d'alimentation +V" au moyen d'un conducteur 41• Ce réchauffeur contient un contrôleur à thermistance 15 utilisé pour maintenir par temps froid une température convenable pour 1'oscillateur. Cette précaution permet d'éviter de sérieuses variations de la caractéristiqueAV/^F de l'oscillateur. LeA V réel exigé pour produire un écart de 820 kHz est aussi réglé dans le modulateur 13 en fonction de la température. Une diode Gunn à accord par 20 varactor est quelque peu moins sensible en ce qui concerne l'écart aux variations de température. Le système, tel que décrit, comprend tua circulateur et un mélangeur de sorte qu'un échantillon de la fréquence transmise est dirigée vers le mélangeur par le circulateur et que le signal réfléchi 25 capté par l'antenne est aussi dirigé vers le mélangeur afin de produire le signal de fréquence Doppler. Cependant, puisqu'une diode Gunn est capable d'accomplir simultanément le double rôle d'un oscillateur et d'un mélangeur, le circulateur et le mélangeur peuvent être éliminés. Dans ce cas, l'antenne et l'oscillateur à diode Gunn sont di-30 rectement couplés de sorte que l'énergie transmise et celle réfléchie passent directement d'un élément à l'autre. La fréquence Doppler est alors développée dans la diode Gunn et est injectée dans le préamplificateur 22. Bien que dans un but d'explication de l'invention une forme de 35 réalisation particulière de celle-ci ait été représentée et décrite, il doit être entendu que divers changements ou modifications évidents à tout homme de l'art peuvent y être apportés sans s'écarter pour cela de l'esprit de l'invention ni sortir de son domaine. 72 06769 13 2128389 HBVENlilCAÏIOHS 1. Système de coupure de portée pour un système de radar à ondes entretenues doubles, ce système de radar possédant un émetteur à sortie de fréquence variable de manière que deux fréquences discrè- 5 tes f.j et soient alternativement transmises, et un récepteur à deux canaux pour produire deux fréquences Doppler f^ et f^2 en réponse à la réception de signaux d'écho des fréquences transmises, caractérisé en ce que ce système de coupure de portée comprend un moyen de modulation destiné à moduler l'émetteur de manière que les deux fréquen- 1Q ces f.j et f2 soient alternativement transmises et que cet émetteur ne produise aucune sortie effective pendant me période de temps prédéterminée entre les transmissions des deux fréquences f^ et f2« 2. Système de coupure de portée selon la revendication 1, caractérisé en ce que le récepteur comprend un moyen de commutation 15 destiné à rendre alternativement opérants les deux canaux en synchronisme avec les transmissions des deux fréquences f^ et f2, et en ce que le moyen de modulation module le moyen de commutation de manière que les canaux ne soient respectivement sensibles à l'énergie reçue que pendant une partie des périodes de temps durant lesquelles les 20 fréquences f^ et f2 sont respectrônient transmises. 3. Système de coupure de portée selon la revendication 2, caractérisé en ce que l'émetteur comprend une diode Gunn, cette diode Gunn délivrant la fréquence f^ lorsqu'une première tension de polarisation est appliquée, la fréquence f2 lorsqu'une seconde tension de 25 polarisation est appliquée, et aucun signal de sortie effectif lorsqu'une tension de blocage égale à une troisième tension de polarisation est appliquée, et en ce que le moyen de modulation procure successivement et cycliquement les tensions de polarisation dans l'ordre suivant : la première tension de polarisation ; la tension de blocage 30 et la seconde tension de polarisation. de portee 4. Système de coupure/selon la revendication 2, caractérisé en ce que la dite partie des périodes de temps est formée du dernier quart de ces périodes de temps. 5. Système de coupure de portée selon la revendication 3, 35 caractérisé en ce que le récepteur comprend un moyen amplificateur- limiteur de manière que la sensibilité en portée relative reste à un niveau constant jusqu'à une distance prédéterminée et tombe alors rapidement à zéro légèrement au-dessus de la distance prédéterminée. 6. Système de coupure de portée selon la revendication 5,, destiné 40 caractérisé en ce que le moyen de modulation comprend un moyen/a en 72 06769 14 2128389 gendrer un train d'impulsions d'horloge, ce* train d'impulsions formant une base de temps pour la production des ter.sions de.polarisation et possédant une période de répétition telle que 1g/ aistance prédéterminée est inférieure à 90 mètres. 7. Système de coupure de portée selon la revendication 3, caractérisé en ce qu'il est prévu un élément d'accord sensible au moyen de modulation pour moduler l'émetteur de manière qu'il engendre alternativement les deux fréquences f^ et f2-