La présente invention concerne la transmission de données et plus particulièrement la remise en forme du signal reçu avant son interprétation par un circuit de décision qui fournit une estimation des symboles émis. Un signal de données transmis en bande de base,c'est-à-dire n'ayant pas subi de translation en fréquence, est reçu déformé en raison des distorsions d'amplitude et de temps de propagation de groupe engendrées dans le canal de transmission. Pour éliminer ces déformations, il est d'usage de placer devant le circuit de décision un filtre dit égaliseur dont les caractéristiques sont inverses de celles du canal de transmission de manière à obtenir une une réponse globale plate en amplitude et linéaire en phase. Cet égaliseur est souvent autoadaptatif, c'est-à-dire que ses caractéristiques électriques évoluent automatiquement pendant la transmission pour tenir compte des variations des caractéristiques du canal de transmission. Un type bien connu d'égaliseur autoadaptatif est constitué par un filtre transversal à domaine de temps dont les coefficients sont asservis de manière à minimiser les différences de forme du signal avant et après son passage dans un circuit de décision. De tels égaliseurs autoadaptatifs ainsi que les différents critères pour obtenir la convergence de leurs coefficients vers les valeurs optimales ont fait l'objet de nombreux articles, notamment dans le "Bell System Technical Journal". Un signal de données transmis en bande passante au moyen d'une modulation d'amplitude à bande latérale unique subit dans un canal de transmission les mêmes distorsions qu'un signal de données en bande de base avec, en outre, d'autres distorsions dues à un écart de phase entre les porteuses d'émission et de réception. La plupart des systèmes de transmission de données par modulation d'amplitude à bande latérale unique utilisent une mise en forme du signal de données avant sa modulation de type réponse partielle classe IV dont le rôle principal est d'éviter que le signal utilisé pour la modulation présente de l'énergie autour de la fréquence nulle mais qui, en outre, a la propriété de permettre la correction des distorsions dues à l'écart de phase entre les porteuses d'émission et de réception au moyen d'un égaliseur autoadaptatif à filtre transversal à domaine de temps du genre de ceux utilisés dans les systèmes de transmission de données en bande de base, du moins lorsque le filtre transversal a un nombre infini de prises.Pour davantage de détails sur la mise en forme de type réponse partielle classe IV, on pourra se reporter à l'article de Kretzmer E.A - "General-isation of a technique for binary data communications" I.E.E.E Trans. Commu. Tech. COM 14 NO 1 Feb. 1966. Pour la propriété concernant la correction des distorsions dues à l'écart de phase entre les porteuses d'un système de transmission de données en modulation d'amplitude à bande latérale unique, on se reportera par exemple à l'article de HO E. Y. - "Optimum Equalization and The Effect of Timing and Carrier Phase on Synchronous Data System" B.S.T. J May-June 1971 vol. 50 nO 5. La plupart du temps l'égaliseur est réalisé sous forme numérique avec un échantillonneur suivi d'un organe de calcul. L'échantillonneur qui reçoit le signal démodulé fonctionne à la cadence Baud (cadence d'émission des symboles). Dans le cas d'utilisation d'une mise en forme de type réponse partielle classe IV, la cadence Baud est égale à la fréquence de Nyquist du signal de données avant modulation ou après démodulation, ce qui fait que l'échantillonnage ne fait perdre aucune des informations contenues dans le signal transmis.L'organe de calcul synthétise la réponse d'un filtre transversal autoadaptatif à domaine de temps en fournissant, à partir des échantillons x(m) du signal démodulé, des échantillons y(m) du signal de sortie répondant à la relation y(m) k a(k) x(m - k) k étant un entier et les a(k) des coefficients de pondération nuls sauf pour un nombre fixé d'entre eux dont les valeurs sont déterminées par l'asservissement assurant 1 'autoadaptation. En fait l'organe de calcul synthétise la réponse d'un filtre transversal de longueur finie et, si un nombre assez grand de coefficients n'est pas pris en compte, il subsiste à sa sortie des déformations dues à l'écart de phase entre les porteuses d'émission et de réception. On s'est rapidement aperçu, par similitude avec les systèmes de transmission de données utilisant deux porteuses en quadrature modulées en amplitude, qu'il était avantageux, pour corriger l'écart de phase, d'utiliser un démodulateur à deux porteuses en quadrature et de connecter à ses deux sorties deux égali- seurs numériques autoadaptatifs à filtre transversal à domaine de temps ayant leurs sorties réunies par un additionneur et leurs coefficients ajustés par un circuit commun d'asservissement. Dans la pratique les deux égaliseurs sont réalisés sous forme numérique à l'aide d'un organe de calcul précédé de deux échantillonneurs connectés aux sorties du démodulateur à deux porteuses en quadrature. Les deux échantillonneurs fonctionnent en synchronisme à la cadence Baud et fournissent à l'organe de calcul des couples d'échantillons (x1(m), x2(m)). L'organe de calcul délivre des échantillons y(m) d'un signal de sortie répondant à la relation y(m) = > a(k) x1(m-k) + b(k) x2(m-k) k étant un entier et les a(k), b(k) des coefficients de pondération nuls sauf pour un nombre fixé d'entre eux dont les valeurs sont déterminées par l'asservissement assurant 1' autoadaptation. Un tel montage permet effectivement de corriger les déformations du signal reçu dues à l'écart de phase existant entre la porteuse d'émission et celle de réception, mais cela au prix d'undoublement, soit de la complexité de la structure, soit du temps de calcul, ce qui peut conduire à un coût très supérieur, surtout lorsque la cadence des symboles à émettre est élevée. L'invention a pour but d'éviter ces inconvénients par une utilisation plus rationnelle des signaux de sortie d'un démodulateur à deux porteuses en quadrature recevant un signal de transmission de données en bande latérale unique. Elle a pour objet un égaliseur numérique autoadaptatif pour un système de transmission de données en modulation d'amplitude à bande latérale unique comportant à la réception un démodulateur à deux porteuses en quadrature et à deux sorties. Cet égaliseur autoadaptatif comporte : deux échantillonneurs qui sont connectés chacun à l'une des sorties du démodulateur à deux porteuses en quadrature qui fonctionnent en synchronisme à une cadence régulière et qui fournissent, l'un des échantillons x1(m), l'autre des échantillons x2(m). Il comporte également un organe de calcul qui transforme les couples d'échantillons (x1(m), x2(m))en échantillon y(m) d'un signal de sortie par la relation y(m) = '5- k a(k) x1(m-2 k) + b(k) x2(m-2 k) k étant un entier et a(k) et b(k) des coefficients de pondération réels tous nuls sauf un nombre fini d'entre eux dont les valeurs sont déterminées par un asservissement assurant l'autoadaptation. La fréquence d'échantillonnage est avantageusement choisie égale à la cadence Baud, notamment dans le cas fréquent où le signal de données subit, avant modulation, une mise en forme de type réponse partielle classe IV. L'organe de calcul peut être assimilé pour son analyse à deux filtres numériques transversaux non récursifs à domaine de temps qui sont connectés aux sorties des échantillonneurs, dont les sorties sont réunies par un sommateur et dont les lignes à retard ont des intervalles de temps unitaire égaux au double d'un intervalle Baud (2 T). D'autres caractéristiques et avantages ressortiront des revendications jointes et de la description ci-après d'un mode de réalisation donné à titre d'exemple. Cette description sera faite en regard du dessin dans lequel - la figure 1 représente le schéma général d'un système de transmission de données en modulation d'amplitude à bande latérale unique, - la figure 2 représente un exemple d'égaliseur numérique autoadaptatif de l'art antérieur utilisable avec un démodulateur simple dans la partie réception du système de transmission de données représenté à la figure 1, - et la figure 3 représente un exemple d'égaliseur numérique autoadaptatif selon l'invention utilisable, avec un démodulateur à deux porteuses en quadrature, dans la partie réception du système de transmission de données représenté à la figure 1. Le système de transmission de données représenté à la figure 1 se décompose en un dispositif d'émission 1, un dispositif de réception 2 et un canal de transmission 3 reliant les dispositifs d'émission et de réception. Il ne sera décrit que très succinctement car il est bien connu dans la technique. Le circuit d'émission peut être décomposé pour son analyse en - une source de données 4 fournissant à un rythme ou cadence Baud 1/T des symboles u(t) ayant éventuellement subi un brouillage préalable, - un circuit de mise en forme 5 transformant les symboles u(t) en un signal s(t) compatible avec une modulation d'amplitude à bande latérale unique. Dans l'exemple présentement cité cette mise en forme est de type réponse partielle classe IV n = 3 pour laquelle on pourra se reporter à l'article précédemment cité de Kretzmer E.A., - et un circuit modulateur 6 effectuant la modulation d'amplitude à bande latérale unique et émettant sur le canal de transmission 3 un signal r(t) formé du signal modulé et d'un pilote à la fréquence de la porteuse d'émission. En fait, dans la plupart des réalisations, la mise en forme et la modulation sont réalisées simultanément. Le canal de transmission 3 transforme le signal r(t) en un signal r'(t). C'est le plus souvent une voie téléphonique. Il engendre des distorsions d'amplitude et de temps de propagation de groupe à la manière d'un filtre linéaire ainsi que des écarts de phase et un bruit additif. Le dispositif de réception 2 peut être décomposé en - un circuit de récupération de porteuse 7 fonctionnant à partir de l'onde pilote contenue dans le signal reçu r'(t) et délivrant une porteuse p(t) de même fréquence que celle d'émission mais sans relation de phase en raison des écarts de phase dus au canal de transmission, un démodulateur 8 recevant le signal d'entrée privé de l'onde pilote par des circuits de filtrage adéquats non représentés et la porteuse p(t), - un circuit de récupération de rythme 9 fonctionnant à partir du signal reçu ou du signal démodulé (flèche en tirets) et fournissant la cadence Baud de réception h(t), - un égaliseur numérique autoadaptatif 10 traitant le signal démodulé et recevant la cadence Baud de réception h(t) et le signal de sortie d'un dispositif de décision 11, - et le dispositif de décision qui est connecté en sortie de l'égaliseur numérique autoadaptatif 10 et qui fournit une estimation des symboles transmis. Les figures 2 et 3 détaillent.l'égaliseur numérique autoadaptatif et le démodulateur du système de transmission de données précédent car ceuxci sont les parties concernées par l'invention. La figure 2 représente un exemple de réalisation selon la technique de l'art antérieur L'égaliseur est formé d'un échantillonneur fonctionnant à la cadence Baud de réception h(t) (fournie par le circuit 9 de la figure 1) qui avec les conventions adoptées est égal à1/T, d'un filtre numérique transversal non récursif à domaine de temps 21 fonctionnant à la cadence Baud, sa ligne à retard ayant des intervalles de temps unitaire égaux à un intervalle Baud, et d'un circuit d'autoadaptation 22 fournissant les coefficients de pondération du filtre transversal 21 et assurant leur évolution en fonction de celle d'un signal d'erreur engendré à partir des différences existant entre les signaux d'entrée et de sortie du circuit de décision 23. L'égaliseur numérique autoadaptatif 10 est connecté à la suite d'un démodulateur 8 réalisé de manière classique à l'aide d'un multiplicateur analogique 24 recevant d'une part la porteuse récupérée p(t) (délivrée par le circuit 7 figure 1) et d'autre part le signal reçu, privé de l'onde pilote et désigné par e(t), et à l'aide d'un filtre passe-bas 25 éliminant le battement supérieur. On remarque que l'intervalle Baud correspond pour le signal démodulé à l'intervalle de Nyquist car la mise en forme de type réponse partielle classe IV a la propriété de faire correspondre à la cadence Baud le double de la fréquence maximale du signal mis en forme s(t) ou encore du signal démodulé. Il en résulte que ltéchantillonnage ne fait perdre aucune information. Le circuit d'autoadaptation 22 n'est pas détaillé car il est du même type que ceux utilisés dans l'art antérieur pour les systèmes de transmission de données en bande de base et décrits dans des articles du Bell System Technical Journal, notamment dans celui de Lucky R.W. intitulé "Techniques for adaptative equalization of digital communication" paru dans le B.S.T.J. de février 1966. En effet il a été montré, article précité de HO E.Y qu'avec une mise en forme de type réponse partielle classe IV n = 3 et avec un filtre transversal à nombre de prises suffisant, il était possible de corriger les déformations du signal reçu dues à l'écart de phase inévitable entre les porteuses d'émission et de réception. Dans la pratique cette correction nécessite une augmentation importante du nombre-de prises du filtre transversal de l'égaliseur autoadaptatif et conduit à des circuits d'une grande complexité. Pour limiter cet inconvénient il est connu, comme cela a déjà été signalé, d'utiliser un démodulateur à deux porteuses en quadrature et de connecter à ses deux sorties deux égaliseurs numériques autoadaptatifs à i filtre transversal non récursif à domaine de temps dont les signaux de sortie sont sommés dans un additionneur. On obtient effectivement, grâce à l'utili sation du démodulateur à deux porteuses en quadrature, une très bonne correction des déformations dues à l'écart de phase entre les porteuses d'émission et de réception mais cela au prix du doublement de la structure du circuit d'égalisation. La figure 3 donne un exemple de réalisation selon l'invention d'un égaliseur numérique autoadaptatif de complexité analogue à celui décrit précédemment et représenté à la figure 1, utilisable derrière un démodulateur à deux porteuses en quadrature. On distingue sur cette figure 3 le démodulateur 8 constitué d'un démo dulateur à deux porteuses en quadrature avec, d'une part un premier multipli cateur 30 qui effectue le produit du signal e(t) (signal reçu privé de l'onde pilote de porteuse) par la porteuse récupérée p(t) (délivrée par le circuit 7 figure 1) et qui est suivi d'un premier filtre passe-bas 31 éliminant le battement supérieur et délivrant sur une première sortie un signal démodulé x1(t), et, d'autre part, un deuxième multiplicateur 32 qui effectue le produit du signal e(t) par la porteuse récupérée p(t) affectée au préalable d'un retard de phase de nf par un circuit déphaseur 33 et qui est suivi d'un deuxième filtre passe-bas 34 éliminant le battement supérieur et délivrant sur une deuxième sortie un autre signal démodulé x2(t). L'égaliseur autoadaptatif 10 comporte - deux échantillonneurs 40, 41 qui fonctionnent en synchronisme à la cadence Baud 1/T de réception (fournie par le circuit 9 figure 1) et qui sont connec tés l'un 40 à la première sortie du démodulateur 8 et l'autre 41 à la deuxième sortie du démodulateur 8. - deux filtres numériques transversaux non récursifs à domaine de temps 42 et 43 qui sont connectés aux sorties des échantillonneurs 40, 41, dont les signaux de sortie sont sommés par un additionneur 44 et dont les lignes à retard ont des intervalles de temps unitaire égaux au double d'un intervalle Baud, - et deux circuits d'autoadaptation 45 et 46 qui fournissent les coefficients de pondération l'un 45 du filtre transversal 42, l'autre 46 du filtre trans versal 43 et qui font évoluer ces coefficients en fonction des différences existant entre les signaux d'entrée et de sortie du circuit de décision 47. On remarque que les deux filtres transversaux se déduisent de ceux utilisés antérieurement dans les circuits d'égalisation numérique autoadaptatifs connectés à la suite d'un démodulateur à deux porteuses en quadrature en éliminant un coefficient sur deux. Il en résulte, d'une part, que leur structure est deux fois moins complexe et que, d'autre part, ils peuvent fonctionner avec les -mêmes circuits d'autoadaptation qui se déduisent de celui utilisé dans l'égaliseur numérique autoadaptatif représenté à la figure 2. Pour montrer que l'égaliseur numérique autoadaptatif représenté à la figure 3 présente, à complexité égale, des performances analogues à celle de l'égaliseur numérique autoadaptatif représenté à la figure- 1, on va montrer que, dans le cas-où l'on considère leurs filtres transversaux infinis, ils peuvent avoir un même signal de sortie stil existe une certaine relation entre les deux signaux d'entrée x1(t) et x2(t) de l'égaliseur numérique autoadaptatif représenté à la figure 3 et que cette relation est précisément vérifiée dans le cas d'un système de transmission de données à modulation d'amplitude à bande latérale unique, En se reportant à l'égaliseur représenté à la figure 2 en appelant x(t) son signal d'entrée, x(m) les échantillons délivrés à la cadence Baud 1/T par l'échantillonneur 20 et a(k) les coefficients du filtre transversal 21, les échantillons y(m) de son signal de sortie répondent à la relation a(k) x(m-k) k et m entiers Cette relation peut s'écrire en séparant les indices pairs et impairs a(2p+1) x (m-2p-1) + a(2p) x (m-2p) On cherche alors à exprimer les échantillons impairs en fonction des échantillons pairs. Cela est possible en passant par l'intermédiaire du signal analytique et de la transformée de Hilbert. D'après le théorème d'échantillonnage les échantillons x(m) définissent sans ambiguité le signal réel z(t) à spectre limité (- 1/2T, 1/2T) répondant à la relation : ~ x(m) 2i9 )(t-mT z(t) m - > On remarque que cette fonction z(t) est dans le cas présent égale à x(t). puisque l'intervalle Baud est égal à l'intervalle de Nyquist. A oe signal réel z(t) on peut faire correspondre un signal analytique Z(t) défini par la relation Z(t) = z(t) + j z(t) z(t) transformée de Hilbert de z(t) dont le spectre est limité à l'intervalle (0,1/2 T) et qui est parfaitement défini par les couples d'échantillons (z(2KT), z(2KT)). Ces couples d'échantillons ne sont autres que (x(2m), x(2m)). Or les échantillons x(m) et x(m) sont liés par lesflrelations Pour la démonstration de ces propriétés on peut se référer à l'article de J. OSWALD intitulé : "Les signaux à spectre limité et leurs transformations" paru dans la revue "Câbles et Transmissions" 4ème année Juillet 1950. Les relations (2) permettent d'écrire x(m-2p-1) 2 x(m-2p-1+2i+1) 2i+1 En se reportant dans la relation 1 on obtient En changeant dans la première partie de la relation (3) l'indice p par l'indice u défini par la relation u:p-i on obtient en posant b(2u) a(2u+2i+1) 2i+1 on obtient La première sommation correspond au signal de sortie d'un filtre trans versal à domaine de temps ayant une ligne à retard à intervalles de temps unitaire égaux au double de l'intervalle Baud et des coefficients de pondération a(2k), et recevant en entrée le signal x(m).La deuxième correspond au signal de sortie d'un filtre transversal à domaine de temps ayant une ligne à retard à intervalles de temps unitaire égaux au double de l'intervalle Baud et des coefficients de pondération x b(2k) et recevant en entrée un signal x(m) (o(étant égal à + 1). Cela montre qu'il y a équivalence entre la structure du filtre transversal de l'égaliseur autoadaptatif représenté à la figure 2 et celle des filtres transversaux de l'égaliseur autoadaptatif représenté à la figure 3 lorsque l'on suppose infini le nombre des prises des filtres et si la condition 1 (t) = 2 (t) 0 Or on peut vérifier par un calcul simple que l'on a entre les signaux de sortie du démodulateur à deux porteuses en quadrature la relation x1 (t) = - x2 (t) si la bande transmise est la bande latérale inférieure où la relation x1 (t) = x2(t) si la bande transmise est la bande latérale supérieure. Dans la pratique le nombre de prises des filtres transversaux est limité et l'hypothèse d'un nombre infini de prises faite lors des calculs précédents n'est pas vérifiée. Cette limitation diminue les performances des égaliseurs dans des proportions analogues en ce qui concerne la correction des distorsions d'amplitude et de temps de propagation de groupe mais pas en ce qui concerne la correction des déformations dues à l'écart de phase entre les porteuses d'émission et de réception, correction pour laquelle ltégaliseur autoadaptatif selon l'invention garde des performances supérieures en raison de l'utilisation des deux signaux issus du démodulateur à deux porteuses en quadrature. Les filtres transversaux 42 et 43 de l'égaliseur autoadaptatif de la figure 3 peuvent avoir un circuit de sommation commun incluant le sommateur 44. Ils peuvent également être réalisés à partir d'un organe de calcul qui engendre leur signal de sortie à partir de sa relation mathématique de définition. On peut, sans sortir du cadre de l'invention, modifier certaines dispositions ou remplacer certains moyens par des moyens équivalents. On peut compléter les filtres transversaux de l'égaliseur numérique autoadaptatif selon l'invention par une partie récursive notamment dans les cas où le canal de transmission présente des phénomènes d'échos. REVENDICATIONS 1/ Egaliseur numérique autoadaptatif pour système de transmission de données en modulation d'amplitude à bande latérale unique ayant à la réception un démodulateur à deux porteuses en quadrature et à deux sorties, ledit égaliseur étant caractérisé par le fait qu'il comporte - deux échantillonneurs (4o, 41) connectés aux sorties du démodulateur à deux porteuses en quadrature, fonctionnant en synchronisme à une cadence régulière et délivrant l'un des échantillons x1(m) et l'autre des échantillons x2(m) - et un organe de calcul transformant les couples d'échantillons (x1(m), x2(m)) en échantillons y(m) d'un signal de sortie par la relation y(m) = a(k) x1(m-2k) + b(k) x2(m-2k) k et m étant des entiers, a(k) et b(k) des coefficients de pondération réels dont les valeurs sont déterminées par un asservissement assurant l'autoadaptation. 2/ Egaliseur selon la revendication 1, caractérisé en ce que l'organe de calcul comporte deux filtres numériques transversaux non récursifs à domaine de temps (42, 43) qui sont connectés aux sorties des échantillonneurs (40, 41) dont les sorties sont réunies par un additionneur (44) et dont les lignes à retard ont des intervalles de temps unitaire égaux au double de la période d'échantillonnage. 3/ Egaliseur selon la revendication 1, caractérisé en ce que la cadence d'échantillonnage est choisie égale à la cadence Baud.