La présente invention concerne les dispositifs de mesure du taux d'erreur d'une liaison numérique bruitée. Pour mesurer le taux d'erreur d'une liaison numérique, les systèmes actuellement utilisés sont de deux types a - soit on coupe la liaison pour introduire un signal de test, par exemple un train pseudo-aléatoire. Re-créé en réception, il permet de compter par comparaison les eurreurs sur le signal reçu. b - soit on utilise la redondance du code transmis : l'apparition de séquences interdites est un témoin des erreurs. La première méthode interrompt l'exploitation de la liaison, ce qui interdit une mesure du taux.d'erreurs en continu. Lorsqu'on cherche à surveiller en permanence l'évolution de la qualité d'une liaison, on utilise en général la seconde méthode. Mais on est alors, comme dans le premier cas, gêné par la lenteur de la mesure : pour évaluer un taux d'erreur de 10 7 par exemple, il faut attendre en moyenne 107 symboles avant de voir apparaltre une erreur. Comme il en faut plusieurs pour une évaluation correcte, la qualité de la liaison peut savoir changé avant qu'on ait pu effectuer une mesure. L'invention a pour objet un dispositif de mesure du taux d'erreur susmentionné présentant les avantages suivants - la mesure est indépendante du signal transmis la liaison peut donc rester en exploitation le code transmis peut ôtre non redondant - la mesure est beaucoup plus rapide que par les méthodes précédentes. Suivant l'invention, un dispositif de mesure du taux d'erreur d'une liaison numérique est caractérisé en ce qu'il comporte n voies auxiliaires en dérivation sur-la voie alimentant le regnéra- teur Ro du récepteur, n égal ou supérieur à X , chacune des voies auxiliaires Vi (i = 1, 2... n) comportant un regénérateur auxiliaire R. auquel est associée une source de signaux perturbateurs Si, la source S. étant telle que les signaux de sortie du regénérateur Ri soient affectés d'un taux d'erreur 7i qui est une fonction i i de T0 et de p , ou T0 est le taux d'erreur affectant les signaux de sortie du régénérateur Ro et p un paramàtre de la source Si tel que T. soit grand devant #@ , mi comparateur recevant les signaux de la sortie binaire, ou d'une sortie binaire, du régénérateur R1 et ceux de la sortie binaire, ou de la sortie binaire correspondante, de soit le régénérateur R2, soit le regénérateur Ro, ledit comparateur alimentant mi dispositif de détermination du taux d'écart T entre m les deux suites d'entrée du comparateur. L'invention sera mieux comprise et d'autres caractéristiques apparaîtront à l'aide de la description ci-après et des dessins s'y rapportant sur lesquels - la figure 1 donne un modè de réalisation de l'invention - la figure 2 donne des courbes se rapportant au fonctionnement du dispositif de la figure 1 - les figures 3 , 4 et 5 sont les schémas de variantes du dispositif suivant l'invention. L'invention sera décrite, à titre non limitatif, dans le cas d'une transmission par ligne, en code binaire, et en bande de base. Sur la figure 1, l'entrée A du poste de réception est reliée à un régénérateur 10 fournissant une suite de signaux binaires. La ligne de transmission alimentant l'entrée A est perturbée par un bruit thermique. Une source de bruit étalonnée 1 , constituée par exemple par un amplificateur video à large bande, alimente un additionneur 2 dont la seconde entrée est alimentée par l'entrée A. Cet additionneur alimente un régénérateur auxiliaire 11. Le régénérateur 11 est synchronisé avec le ré-générateur 10 par une liaison non représentée. La source 1 peut Qtre réglée de manière à fournir un bruit thermique B1 On On sait que le taux d'erreur introduit par un bruit thermique est une fonction connue du rapport signal/bruit, ou, ce qui revient au même pour une transmission où le niveau du signal est donné, une fonction connue T(B) de la puissance de bruit B. La suite binaire fournie par le regénérateur 10 est affectée d'un taux d'erreur #0 = #(B0) où B0 est le bruit thermique dans la voie de transmission. Blamplificateur 1 introduit un bruit thermique supplémentaire Bî . te regénérateur 11 fournit donc une suite affectée d'un taux d'erreur #1 = #(B0 + B1) Si l'on connaît T1 , on connaît Bo+B1 , et B1 étant connu, on connaît également B0 et #0 = #(B0). Les suites de sortie des régénérateurs 10 et 11 sont appliquées aux deux entrées d'un comparateur 20 fournissant une impulsion de sortie lorsque deux bits appliqués simultanément sur ses deux entrées sont différents. Les impulsions de sortie du comparateur 20 sont appliquées à un dispositif 21 détecteur de taux d'erreur qui donne ici le taux d'écart T entre les deux suites d'entrée du comparateur. On a évidemment x1) #0 #1 - #0 d'où #m - #0 . L'erreur commise sur #1 en faisant #1 = #m est inférieure à #0 en valeur absolue et à #0/#1 en valeur relative. On a représenté la courbe théorique #(B) sur la figure 2 mais cependant avec une double échelle logarithmique ; quant à la graduation, pour l'axe des ordonnées, elle est indiquée en valeur réelle de T , et pour l'axe des abscisses en décibels par rapport au niveau de signal.Les courbes C3 , C4 1 C5 et C7 sont, ramenées à cette double échelle logarithmique, les courbes #(B+B1) où B1 a respectivement les valeurs déterminées par #(B1) = 10-3, #(B1) = 10-4, #(B1) = 10-5 et #(B1) = 10-7. La graduation horizontale supérieure donne directement #0 en fonction de #1 . Les courbes C sont les courbes théoriques déterminées, par des conversions d'échelle et des translations en échelles linéaires, à partir de la courbe théorique T(B) , mais des courbes corrigées expérimentalenent pour tenir compte des facteurs impdndérables propres à la voie de transmission et aux régénérateurs seront préférablement utilisées dans la pratique. 1es extrémités supérieures des courbes C correspondent approximativement à une valeur de r = #1/#0 = 10 pour des valeurs de #0 s'échelonnant entre environ 10-3 et 10-4 ; r croît rapidement lorsque #0 décroît pour atteindre, pour #0 = 10-7, des valeurs s'échelonnant entre 1000 (courbe C7) et 30 000 (courbe C3) environ. La mesure est d'autant moins entachée par l'assimilation de #m à #1 que B1 est élevé et que #0 est faible ; mais sa sensibilité, en supposant négligeable l'erreur due à l'assimilation de Tm à T1 dépend de la pente de la courbe C considérée, qui croft lorsque B1 décroît. La précision de la mesure de T1 est approximativement connue en même temps que celle-ci, puisque l'opérateur ayant ajusté B1 à une valeur donnée et déterminé Tm connaît approximativement r. Le dispositif décrit est particulièrement adapté à la détection d'une aggravation du taux d'erreur t0 lorsque celui-ci est faible 10 10 . Le gain sur le temps de mesure est très grand puisqu'on mesure T et non x0 T m o Le dispositif décrit permet de déterminer T0 dans les conditions de précision résultant de ce qui précède, au moyen des courbes. de la figure 2. Un mode d'utilisation d'un intérêt pratique plus grand est d'utiliser le dispositif pour donner l'alarme lorsque T excède une valeur de seuil, à laquelle les courbes expérimentales o font correspondre une valeur de seuil pour #1 , valeur à laquelle on assimile #m . Le dispositif 21 est alors un dispositif à alarme que peut être du type utilisé dans les dispositifs de surveillance continue employés dans les liaisons à code redondant. Compte tenu de ce que la précision sur 51 croît avec B1 , et de ce que la précision du passage de #1 à #0 croît avec la pente de la partie de courbe C utilisée, qui croît lorsque B1 décroît, le choix de B1 pour une mesure donnée tiendra compte de la valeur de seuil de 0 . On a représenté sur la figure 3 un second mode de réalisation de l'invention utilisant deux voies auxiliaires dans lesquelles les sources de signaux perturbateurs fournissent respectivement deux tensions continues V et - V , la valeur de V étant ajustable0 Plutôt que d'additionner ces tensions aux signaux d'entrée dans les deux voies auxiliaires, il est plus simple (le résultat étant le même) de les appliquer, avec des polarités inversées, au dispositif fixant respectivement dans les régénérateurs 11 et 12 le seuil au dessus duquel un signal d'entrée est regénéré sous forme d'un bit 0 . Les tensions + V et - V sont donc appliquées à des entrées auxiliaires de deux régénérateurs 11 et 12, recevant sur leur entrée principale les mêmes signaux que le regénérateur 10, de manière que la tension de seuil devienne S0 + V dans le regénérateur 11 , et S01 - V dans le regénérateur 12 , S0 étant la tension de seuil du régénérateur R0 . La valeur V est naturellement choisie inférieure au seuil S0 .Pour #0 = O, on aura pour #1 et #2 , taux d'erreur des signaux de sortie des régénérateurs 11 et 12 #1 = #0 = O #2 = #0 = O Pour #0 différent de O , la modification de + V du seuil du régénérateur 1 1 a les mimes effets qu'lui signal perturbateur de - V ajouté en permanence au signal d'entrée. l'es valeurs T1 = f(#0,+V) pour différentes valeurs de T0 et de V peuvent être obtenues expérimentalement, et V ajusté de manière que #1 soit beaucoup plus grand que #0 Pour des raisons de symétrie évidentes, la courbe #2(#0, -V) sera confondue avec la courbe #1(#0, +V). La considération des différents cas pouvant se produire montre que le taux d'écart #m mesuré entre les signaux de sortie des régénérateurs 11 et 12 sera égal à #1 + 72 - e où e est toujours inférieur à #0, et est très inférieur à T0 si V est pris suffisamment élevé pour que #1 et s2 soient très supérieurs à #0 On a représenté des signaux d'entrée + V et - V sur les régénérateurs 11 et 12. Mais ceux-ci seront normalement à seuil réglable, et il suffira de régler leur tension de seuil aux valeurs S0 + V et S0 - V pour obtenir le même résultat. La figure 4 est une variante de la figure 7 n'utilisant qu'un seul générateur auxiliaire dont la valeur de seuil est modifiée par un signal rectangulaire présentant alternativement les niveaux + V et - V , ce signal rectangulaire fourni par une source 30 ayant une fréquence nettement plus faible que la fréquence des bits. La valeur de #1 sera la meme que précédemment ; #m est alors égal à T1 - #/2 , où e a la même signification que précédemment0 Enfin, sur la figure 5 , on utilise comme sur la figure 3 deux regénérateurs auxiliaires 11 et 12 dont les valeurs de seuil sont modifiées par deux signaux rectangulaires, où chacun est du type de celui qui est utilisé sur la figure 4 , mais ces deux signaux rectangulaires étant fournis en opposition de phase par le générateur 30. On aura encore #1 = #2 # #m est mesuré entre les signaux des regénérateurs 11 et 12 , Tm 2 #1 - # = 2 T - e , où e a la même signification que précédemment. 2 L'invention n'est naturellement pas limitée au cas d'une transmission par ligne et en bande bde base. Dans le cas d'une voie de transmission radioélectrique ou autre utilisant une transmission à haute fréquence des signaux numériques, rien n'a besoin d'être changé aux dispositifs décrits. On a supposé jusqu'ici que la mesure portait sur une voie de transmission qui n'était pratiquement perturbée que par un bruit thermique. En fait, abstraction faite des courbes de la figure 2 l'invention s'applique dans tous les cas où la transmission n1 est essentiellement perturbée que par un bruit quelle que soit sa répartition statistique. Il est bien évident par ailleurs que le dispositif 21 répondra nécessairement aux pannes deys régénérateurs alimentant le comparateur 20. Enfin l'invention s'applique également aux liaisons numériques autres que binaires. On rappellera ques les régénérateurs utilisés dans les codes multiniveaux comportent des comparateurs élémentaires à seuil dont chacun fournit un signal binaire. Les sorties de ces comparateurs élémentaires, qui seront dites "sorties binaires du régénérateur" alimentent généralement un circuit logique restituant le code multiniveau. Dans ce cas, on mesurera le taux d'écart T entre les signaux m (remis en phase Si tel n'est pas le cas) de deux sorties binaires correspondantes des deux regénérateurs considérés. Il sera aisé, en fonction du code employé, de ramener Tm à la valeur correspondant à celle que donnerait une mesure portant sur la totalité des écarts entre les signaux de sortie des regénérateurs. Il ressort drailleurs de ce qui précède que les régénérateurs auxiliaires n'auront pas besoin en ce cas d'être des régénérateurs complets; il est bien évident qu'il est inutile qu'ils comportent tous les circuits permettant de repasser au code multiniveau. Dans les dispositifs des figures 7 , 4 et 5 la tension de seuil que l'on fait varier sera alors éviderlner.t celle du comparateur à seuil élémentaire dont on utilise la sortie binaire. REVENDICATIONS 1. Dispositif de mesure du taux d'erreur d'une liaison numérique bruitée, caractérisé en ce qu'il comporte n voies auxi liaires en dérivation sur la voie alimentant le regénérateur R du o récepteur, n égal ou supérieur à 1 , chacune des voies auxiliaires V1 (i = t, 2... n) comportant un regénérateur auxiliaire R. auquel est associée une source de signaux perturbateurs Si , la source Si étant telle que les signaux de sortie du regénérateur R. soient affectés d'un taux d'erreur xi qui est une fonction de T0 et de p, où #0 est le taux d'erreur affectant les signaux de sortie du regénérateur R0 et p un paramètre de la source Si tel que 2i soit i i grand devant T0 , un comparateur recevant les signaux de la sortie binaire, ou d'une sortie binaire, du regénérateur R1 et ceux de la sortie binaire, ou de la sortie binaire correspondante, de soit le regénérateur R2 , soit le régénérateur R0 , ledit comparateur alimentant un dispositif de détermination du taux d'écart #m entre les deux suites d'entrée du comparateur. 2. Dispositif de mesure suivant la revendication 1 , caractérisé en ce que la source S1 est un générateur de bruit relié à l'entrée du régénérateur R1 par l'intermédiaire d'un additionneur, ledit paramètre p étant le niveau de bruit fourni par le générateur, ledit comparateur recevant ses suites d'entrée des regénérateurs R0 et R1. 3. Dispositif de mesure suivant la revendication 1 s dans lequel chaque source S. fournit un signal fixant la tension de seuil en fonction de laquelle sont déterminés les signaux binaires de la suite d'entrée du comparateur fournie par le regénérateur à laquelle elle est associée, tension de seuil qui sera dite ici "tension de seuil faussée", à une valeur S0 + E. où So est la tension de seuil correspondante du regénérateur R0 , la tension E. qui sera dite tension d'erreur, étant inférieure en valeur absolue à 4.Dispositif de mesure suivant la revendication 3 ,avec n = 2 , caractérisé en ce que les tensions d'erreur E1 et E2 sont à chaque instant égales en valeur absolue, et de polarités oppo--ées, et en ce que ledit comparateur reçoit ses suites d'entrée des regénérateurs R1 et R2 5. Dispositif de mesure suivant la revendication 4 , carace: risé en ce que les tensions d'erreur E1 et , sont des tensions continues dont la valeur constitue ledit paramètre p. 6. Dispositif de mesure suivant la revendication 5 , caractérisé en ce que les regénérateurs R et R2 étant à seuil réglable, ou à seuils réglables, chacune des sources S1 et 2 est confondue avec l'organe fournissant la tension de seuil faussée dans le regénérateur auquel elle est associée. 7. Dispositif de mesure suivant la revendication 4 , caractérisé en ce que les tensions d'erreur 21 et E2 sont des tensions rectangulaires présentant alternativement les niveaux V et - V , la valeur V constituant ledit paramètre p. 8. Dispositif de mesure suivant la revendication 3 , avec n = 1 , caractérisé en ce que la tension d'erreur E1 est une tension rectangrulaire présentant alternativement les niveaux V et - V , la valeur V constituant ledit paramètre p. 9. Système de réception comportant un dispositif de mesure suivant l'une des revendications précédentes.