aux ssYstbmes La présente invention concerne des perfectionnements/de transmission radioélectrique de données utilisant une modulation puméri- que par déplacement de phase. L'invention s'applique à de tels systèmes procédant par modulation cohérente à deux états de phase et son objet se rapporte à la levée d'ambiguïté du signal démodulé. La modulation cohérente consiste à imposer à la phase de la porteuse de prendre une valeur caractéristique du symbole émis au début de ce symbole ; à chaque symbole émis correspond une portion bien déterminée de la sinusoSde porteuse. La fréquence porteuse est un multiple N entier de la fréquence rythme du signal numérique dite encore fréquence horloge.Dans le cas de la modulation cohé- rente à deux phases, si la phase initiale "zéro" est choisie pour représenter le symbole "zéro" du code numérique, la phase initiale "#" représente le symbole "un". L'inversion de phase 0-s, ou s-0, est produite à chaque changement d'état caractéristique correspondant du code 0-t, ou 1-O. La démodulation cohérente d'une onde modulée par déplacement de phase à deux états est obtenue en produisant localement dans le récepteur une onde porteuse en phase avec l'oscillateur d'émission. Pour créer cette onde, il faut éliminer la modulation numérique du signal reçu. A cet effet l'ensemble démodulateur comporte généralement unenboucle de verrouillage de phase" ("Phase Lock Loop")en termes snglo-saxon) procédant par dédoublement de fréquence ou par démodulatian-remodulation afin de produire la porteuse locale. Cette onde locale est traitée par comparaison de phase avec le si gnal incident reçu pour extraire le code modulant numérique transportant les données de la transmission. Un inconvénient présenté par ces systèmes est dû au fait qu'il n'est pas possible a priori de connaître à quel niveau logique haut ou bas du signal démodulé il faut associér l'état "0" du code, et corollairement l'état ll". En effet, l'unique information donnée par la comparaison de phase est le changement de nature de ltim- pulsion sans décider sX11 s'agit d'un passage "0 à i" ou à O"du code La levée d'ambiguïté peut entre faite à partir de données particulibres codées contenues dans le préambule du message. Ces données occupent une certaine durée de la transmission, d'autres inconvénients résultent notamment d'ambiguïtés, en présence de bruit par exemple. Selon d'autres techniques, la levée d'ambiguïté s'obtint en procédant par la transmission supplémentaire du rythme digital du code numérique c'est-à-dire, du signal d'horloge utilisé à l'émis- sion. Cette transmission s'effectue par modulation en amplitude de la porteuse ......... par une onde sinusoSdale reproduisant la fréquence horloge avec un état de phase identique déterminé au départ de chaque digit soit la valeur 0, soit la valeur ir selon le choix initial opéré. Le récepteur comporte une boucle de verrouillage de phase du signal d'horloge incident. Le signal d'horloge restitué après verrouillage permet de produire la porteuse locale utilisée pour la démodulation avec un état de phase déterminé.Il en résulte une reconnaissance dépourvue d'ambiguSté pour le code numérique délivré. Ce procédé de mise en oeuvre simple est exploi- table tant que le rapport N entre la fréquence porteuse et celle d'horloge n'est pas trop élevé, de l'ordre de 10 environ. I1 est en effet nécessaire que les fluctuations éventuelles du signal d'horloge reste situées dans une plage réduite relative- ment à la durée d'un cycle de la porteuse, notamment, qu'elles n'excèdent pas le quart de cette durée. -Le but de l'invention est de réaliser un ensemble démodulateur cohérent sans ambiguïté permettant de remédier aux inconvénients résultant de l'accroissement de la valeur du rapport N. Les caractéristiques de Invention apparaitront dans la description qui suit donnée à titre d'exemple à l'aise des figures annexées qui représentent - la figure 1, des courbes reproduisant le signal transmis utilisé dans un système selon l'invention - la figure 2, un diagramme simplifié d'un ensemble démodulateur utilisé dans un système de transmission conforme à l'invention. - les figures 3A, 3B, 3C et 4A, 4B, 4C, dos courbes relatives aux caractéristiques de réponse des comparateurs de phase utilisés. dans la boucle de verrouillage de phase de l'ensemble démodulateur - la figure 5, un diagramme simplifié d'une variante de réalisation de l'ensemble démodulateur. - Les figures 5 t 7 des 3chánas partiels de variantes selon la figure 2 comportant des circuits de contrôle automatique de gain. La figure I représente le signal incident SI appliqué à l'en- semble démodulateur cohérent d'un système de transmission de données selon l'invention. Be signal sinusoïdal S2 de porteuse est modu- lée par déplacement de phase à deux états en correspondance avec le code numérique CN dont une fraction est représentée à titre d'exemple. La modulation est cohérente, la fréquence F de la porteuse est un multiple N de la fréquence horloge I du code, F 9 N L'onde porteuse S2 est complémentairement modulée en amplitude par un signal sinusoïdal S2 de fréquence f égale à celle I d'horloge T et en cohérence de phase avec ce signal.La phase initiale 0 est choisie dans cet exemple pour caractériser l'état 0 du code par le signal 52, ainsi que l'instant initial de chaque bit au moyen du signal 53. Le signal incident St est de la forme: S1 = (t + n sin 2#/T t) sin (2#/T Nt + k #) - m étant l'indice de modulation en amplitude - k prenant la valeur 0 pour l'état Q et la valeur 1 pour l'état I du code. La modulation cohérente en amplitude est cffectuée, à ltémis- sien, selon des techniques connues. l'es moyens utilisés correspondants ne sont pas décrits dans la présente invention. il est entendu également que le signal 51 résulte du signal de transmission après passage dans des circuits d'entrée du récepteur où il peut avoir subi une transposition en fréquence intermédiaire, cette opération ne modifiant pas ses caractéristiques de modulation de phase et d'amplitude. La figure 2 représente un diagramme simplifié d'un ensemble démodulateur conforme à l'bivention. Le circuit démodulateur proprement dit comporte,de manière connue,un comparateur de phase 1 effectuant la comparaison entre l'onde porteuse incidenteS2E e'b une onde porteuse locale S4 en phase avec l'oscillateur d'émission. Be circuit démodulateur délivre le code CN de la transmission, après filtrage de la sortie du conparateur t dans un circuit filtre 2 en aval. Bes moyens utilisés pour élaborer l'onde porteuse locale permettent d'identifier les états O et I du code restitué sans ambiguS- té. Ils sont constitués par une boucle de verrouillage de phase particulière permettant d'asservir un oscillateur 10 commandé par une tension dit "O.C.g.", ("V.C.O", Voltage Controled Oscillator en termes anglo-saxon). La modulation d'amplitude cohérente procurée par le signal S3 (fig 1) permet, par une première voie d'entrée de la boucle, d'asservir la phase de l'O.C.T. à celle de l'hor- loge d'émission. Cette première voie permet un asservissement "gros".Une seconde voie d'entrée de la boucle permet un asservissement "fin", par asservissement de la phase de l'O.C.T. sur porteuse incidente cohérente avec l'oscillateur d'émission. Sur l'exemple représenté à la figure 2, l'asservissement fin procède selon des teclzniques connues par doublement de fréquence. Dans la première voie, le signal incident 51 est appliqué à un circuit démodulateur d'envelopDe 3 dont la sortie restitue le signal d'enveloppe S3. Be démodulateur dLenveloppe peut être obtenu de manière connue par détection double alternance suivie de fil trage. Be signal S3 est appliqué à un comparateur de phase 4 recevant par ailleurs un signal S5 à la fréquence t d'horloge, ou sensiblement, produit à partir de l'O.O.T. Un circuit de transfert 5, comportant des moyens de filtrage à l'entrée, produit, à tartir du signal d'erreur en sortie du comparateur 4, un premier signal de commande V1 de ltO.C.2. La deuxième voie comporte, en série, un circuit écrêteur 9, un doubleur de fréquence 6, un comparateur de phase 7 et un circuit de transfert 8. Be circuit écrêteur 9 reçoit le signal incident 51 et délivre le signal S2E ou signal 52 écrêté c'est-à-dire, débarassé de 11 enveloppe 93 par écretage symétrique. Ce signal 52E est simultanément transmis au comparateur 1 de la voie démodulation. Le circuit de transfcrt 8 comporte des moyens de filtrage à l'entrée et produit, à partir du signal d'erreur en sortie du comparateur 7 un deuxième signal V2 de commande de l'O.C.2. Un signal unique V3 de commande de l'O.C.2. est obtenu à partir des signaux V1 et V2 par un circuit sommateur ji qui permet de regrouper les deux voies d'asservissement et qui introduit pour chacune d'elle des coéfficients de gain déterminés. Be dispositif O.C.T. comporte un oscillateur et des circuiX multiplicateurs de fréquence qui peuvent consister, comme représentés, en un oscillateur O.C.T. 10 de fréquence centrale correspondant sensiblement au double de la fréquence porteuse et qui est suivi de deux circuits multiplicateurs de fréquence 12 et 13 en série. La sortie de l'oscillateur constitue le signal S6 local de fréquence 2F appliqué au comparateur 7 de la deuxième voie.Le circuit multiplicateur 12 (ou circuit diviseur de fréquence) de coefficient 1/2 délivre le signal 54 constituant 11 onde porteuse locale appliquée au comparateur I de la voic démodulation. Enfin, le second circuit multipli cateur 13 de coefficient X produit le signal S5 de fréquence f des- tiné au comparateur 4 de a première voie. I1 est entendu que cette détermination des éléments 10-12-13 n'est pas exhaustive pour l'inventionb Une réalisation équivalente peut consister, par exemple, en un oscillateur O.C.T. de fréquence centrale f suivi d'un multiplicateur de fréquence par N en série avec un multiplicateur par 2, les signaux élaborés successivement étant dans l'ordre inverse S5 t S4 et S6. Le fonctionnement est assuré en utilisant des comparateurs de phase 4 et 7 dont les courbes de réponse sont indiquées ci-après à l'aide des figures 3 et 4. La courbe de variation du signal d'erreur en fonction de l'écart de phase entre les signaux à comparer, est choisie du type sinusoI- dal (courbe 3A) ou en dent de scie (courbe 3B) en ce qui concerne le comparateur 7 de la deuxième voie. Le comparateur 4 de la pre mière voie doit présenter une variation du type en triangle (courbe 3 C) qui peut Qtre produit notamment au moyen d'un multivibrateur bistable. Une variation du type en dent de scie (courbe 4 B) est de préférence,choisie pour le comparateur 7 avec une pente correspondant à celle du comparateur 4, de manière à obtenir un gain en volt par radian identique dans les zones de meme inclinaison et de valeurs opposées dans les zone restantes. On considère les niveaux de variation Vi et V2 reportés à entrée du sommateur qui est déterminé de manière à obtenir un gain 2 N fois plus important entre la première voie 3 - 4 - 5 et la seconde voie 9 - 6 - 7 - 8. Do cette façon, une variation donnée du signal V3 en sortie du sommateur est produite pour des déphasages', entre S3 et S5 dlune part et, entre S2 et S6 d'autre part, dans le rapport 2N correspondant au rapport existant entre les fréquences respectives dans les deux voies.La caractéristique globale app ratt sur la courbe 4 C rEsuXtant de la sommation des caractéristiques particulières 4A et 43 des deux voies d'asservissement. I1 est nécessaire, pour des raisons de stabilité et de fiabilité, que la caractéristique globale 4C présente un seul point commun avec l'axe des abscisses,celui correspondant au dé- phasage nul, d'où le choix indiqué des formes préférentielles du type 3a ou 3b pour le comparateur 7. Le circuit sommateur Il peut être simplement formé, comme représenté par un diviseur résistif R1 pour le signal V1 et (Ri/YN) pour le signal V2. R2 R2 La courbe résultante 4C montre que la première voie agit pour des déphasages importants et produit un asservissement "gros" de l,O.C.T., l'asservissement fin étant produit dans la zone centrale de déphasages faibles par la deuxième voie. La figure 5 représente une variante de réalisation dans laquelle la deuxième voie de 11 ensemble démodulateur procède par démodulation-remodulation selon des techniques connues. Les éléments correspondant à ceux de la figure 2 y sont indiqués avec les mêmes repères. L'onde de sortie d'un O,C,I. de fréquence centrale correspondant à celle y de la porteuse, est appliquée à un circuit modu lateur 22 qui reçoit par une autre entrée le signal de modulation par déplacement de physe constitué par le code ON en sortie du fil tre 2.Le signal S7 résultant est appliqué à un comparateur de pha se 23 recevant par ailleurs la porteuse incidente écrêtée S2E. Le comparateur 23 est suivi oar un circuit de transfert 24 et le cir cuit de sommation 25 est déterminé de manière à introduire le rap portTentre les gains des deux voies. Les figures suivantes 6 et 7 se rapportent à des variantes de réalisation du montage de le figure 2 destinée à accrroltre la ra pidité de l'accrochage de la voie grosse de la boucle et permettant de remédier à l ' influence de variations accidentelles de phase de l'enveloppe dues au bruit de fond par exemple. Le résultait est atteint en produisant une variation de gain déterminé de la première voie. La figure 6 correspond à un type de réalisation à variation continue du gain. Le circuit sommateur il de la figure 2 comporte deux éléments complémentaires constitués par deux diodes DI et D2. Ces diodes sont connectés en sens inverse et en parallèle à la suite de ltélément résistif M/2iT de la première branche du pont résistif formé par R1/2N et la résistance R2. La courbe de réponse quadrati que des diodes modifie le gain de la première voie dans le sens désiré sans introduire de modifications notables dans la zone cen trale des faibles déphasages ou se produit l'action fine de la se conde voie. Le schéma partiel de la figure 7 correspond à un type de réa lisation à variation discontinue du gain. Le signal de commande V3 en sortie du sommateur 11 (fig.2) est appliqué à deux circuits de comparaison à seuil 31 et 32. Le circuit 31 délivre un signal logi que 1 dès que V3 est supérieur à un seuil+VSt et 0 dans le cas in verse. Le deuxième circuit 32 délivre la valeur I dès que V3 est inférieure à un seuil-VS2 et 0 dans le cas inverse. Les niveaux +VS1 et-VS2 des seuils sont déterminés pour encadrer sensiblement l & zone centrale d'action de la voie fine, ils peuvent correspondre par exemple aux valeurs + i /21 de la figure 4c.Un ensemble de de circuits intégrés "NANI)'1 (NON ) 33 à 38 reçoit les sorties des comparateurs 31-32 et les fréquences 2E, F et F cette dernière étant 2 produite au moyen d'un diviseur de fréquence 30 connecté en série avec le diviseur 12 de la fréquence 2. Deux des circuits NAND, 33-34, sont utilisés comme inverseurs; la sortie du bloc logique en 39 est appliquée au circuit diviseur 13 du coefficient I qui délivrele signal S5 de la première voie.L'agencement des circuits est tel que le signal S5 présente sensiblement la fréquence 2f lors que V3est inférieur à-VS2, f/2 lorsque V3 est supérieur à+VS1 et enfin, la fréquence horloge f = F lorsque V3 est compris entre N -VS2 et+VSl. Bes variantes de réalisation décrites à l'aide des figures 6 et 7 peuvent être appliquées, moyennant quelques aménagements mineurs, au montage de la figure 5. Les avantages présentés par un système de transmission con forme à l'invention résultent de la réalisation particulière d'une boucle de verrouillage de phase à deux voies entrées qui permet d'obtenir une décision rapide dc la levée d'ambigulté avec une fiabilité élevée ce qui autorise l'application à des valeurs élevées du rapport. N Dans les exemples traités, le rapport N a été considéré comme un nombre pair. Si N est un nombre impair, la courbe résultante figure 4c risque de présenter un deuxième point d'équilibre ou une plage d'incertitude de niveau O ; pour y remédier il suffit d'in troduire un décalage déterminé au niveau du comparateur de phase de la seconde voie, par exemple, au moyen d'un circuit déphaseur agissant sur l'un des signaux de comparaison, REVENDICAXIONS 1. Système de transmission radioélectrique de données utilisant une modulation numérique par déplacement de phase du type cohérente à deux états, dans lequel le signal transmis est modulé complémentairement en amplitude et de manière cohérente par une enveloppe sinusordale de fréquence égale à celle horloge du code numérique, une démodulation cohérente étant produite à la réception au moyen d'une porteuse locale élaborée par une "boucle de verrouillage de phase", caractérisé en ce que la boucle comporte deux voies d'entrée traitant par comparaison de phase l'une l'enveloppe (S3), la seconde,la porteuse (S2E), les deux voies étant réunies à un circuit sommateur qui introduit des gains déterminés pour chaque voie et qui est connecté par sa sortie à un dispositif oscillateur commandé par tension, ledit dispositif oscillateur produisant les ondes locales destinées respectivement aux comparateurs de phase équipant les deux voies d'entrée et à celui (1) destiné à la démodulation coo hérente, ladite première voie produisant un asservissement regros" de phase et ladite seconde voie un asservissement "fin", 2.Système dc transmission selon la revendication t, caractérisé en ce que le signal reçu incident est appliqué à l'entrée de la première voie à un circuit d'enveloppe (3) et à entrée de la seconde voie à un circuit écrêter symétriquc (9) éliminant ladite enveloppe, le comparateur de phase du démodulateur cohérent étant alimenté par la sortie dudit circuit écrêteur, la première voie comportant, en aval du circuit détectcur, un comparateur de phase (4) en adrie avec un circuit dc transfert lequel délivre un signal de commande (vi) à une entrée du circuit sommateur. 3. Système de transmission selon la revendication 2, caractérisé en ce que la deuxième voie comporte en aval du circuit écrêteur, un doubleur de fréquence (6) en série avec un comparatzur de phase (7) suivi d'un circuit de transfert (8) lequel délivre un signal dc commande (V2) à une seconde entrée du circuit sommateur(11) 4.Système de transmission selon la revendication 2, caractérisé cn ce que la deuxième voie comporte en aval du circuit écrê- teur, un comparateur de phase (23) en série avec un circuit de transfert (24) lequel délivre un signal de commande (V2) à une seconde entrée du circuit sommateur(25), et un circuit modulateur (22) recevant, -par une première entrée l'onde porteuse locale (54), par une deuxième entrée le code (CN) prélevé en sortie du démodulateur cohérent, et raccordé par sa sortie audit comparateur de phase de la deuxième voie. 5. Système de transmission selon l'une des revendications 3 ou 40 caractérisé en ce que le circuit sommateur est constitué de deux diviseurs potentiométriques ayaift la branche résistive dc retour à la masse commune et les valeurs résistives des branches d'entrée déterminées dans un rapport égal à celui des gains à introduire pour les voies respectives, lesdites voies présentant à l'entrée du sommateur un gain respectif en volt par radian sensiblement égal en valeur absolue. 6. Système de transmission selon l'ensemble des revendications 3 et 5, caractérisé en ce le sommateur introduit des gains dans le rapport l/2N. N étant le rapport entre la fréquence porteuse et la fréquence horloge. 7. Système de transmission selon l'ensemble des revendications 4 et 5, caractérisé en ce que le sommateur introduit des gains dans le rapport i/N, N étant le rapport entre la fréquence porteuse et la fréquence horloge. 8. Système de transmission selon l'une des revendications 5, 6 ou 7, caractérisé en ce que la branche d'entrée du diviseur résistif relatif à la première voie comporte une résistance en série avec des éléments actifs à courbe de réponse quadratique constitués par deux diodes connectées en parallèle et en sens inverse , lesdites diodes produisant une commande automatique du gain de la première voie par variation continue; 9.Système de transmission selon l'une des revendications 3, 4, 5, 6, ou 7,caractérisé en ce que le circuit sommateur est associé par sa sortie à un circuit de controlc automatique du gain de la première voie par variation discontinue, utilisant deux circuits comparateurs à seuil, l'un (31) à un seuil positif (VS1), l'autre (32) à un seuil négatif (VS2),lesdits comparatcurs commandant un ensemble de circuits portc (33-38) recovant par ailleurs du dispositif oscillateur commandé l'onde porteuse locale et deux ondos déduites de celle-ci par multiplication dc fréquence, ledit circuit dc contrôle permettant de produire l'onde locale dc comparaison de la première voie à la fréquence horloge pour des déphasages situés sensiblement dans la zon d'action de l'asservissement fin et, à unc fréquence multiple de la fréquence horloge on dchors de cette zone délimitée au moyen desdits scuils de comparaison.