La présente invention concerne des dispositifs de protec- tion électronique contre les surcharges pour des circuits compor- tant des composants de puissance à semiconducteur, en particulier pour des circuits transducteurs de signaux à gain de tension uni- taire. Un dispositif de protection connu dans l'état actuel de la technique est décrit par exemple dans le brevet italien nu 958 867 appartenant à la Demanderesse. D'après les enseignements contenus dans ce brevet, pour protéger un transistor de l'étage final d'un amplificateur audio, il est procédé aux mesures, tant du courant qui traverse le transistor que de la tension présente entre ses bornes de collecteur et d'émetteur. L'information ainsi obtenue sur la puissance instantanée dissipée par le transistor est fournie à un circuit qui est relié à l'étage de commande du transis- tor. Dès que cette puissance atteint des niveaux dangereux pour le transistor, à cause d'une surcharge accidentelle, par exemple un courtcircuit de la sortie, le circuit de protection entre en fonction en limitant le signal d'entrée de manière à maintenir la puissance dissipée dans des limites de sécurité définies par une courbe caractéristique du transistor en question. Les dispositifs connus du genre décrit ci-dessus remplis- sent très bien leur rôle consistant à éviter la destruction des composants de puissance d'un circuit en cas de surcharge acciden- telle, mais ils ne peuvent empêcher que les composants fonctionnent au maximum de la puissance admissible pendant tout le temps o persistent les conditions de surcharge. Cela entraîne une forte consommation d'énergie qui se traduit par un surchauffage de l'ap- pareil entier dont fait partie le composant protégé et, en consé- quence, par des dommages graves pour les éléments voisins -de l'ap- pareil. Un exemple typique dans lequel les dispositifs de protée- -tion connus se révèlent insuffisants est celui des ato-radios. Un court-circuit accidentel peut aboutir à une décharge rapide de la batterie du véhicule automobile dans lequel est monté l'appa- reil et, le cas échéant, à la combustion de pièces en matière plas- tique. le but de la présente invention est donc de réaliser un dispositif de protection contre les surcharges pour un circuit transducteur de signaux à gain de tension unitaire, dispositif qui, au cours de son fonctionnement, ne nécessite pas la dissipa- tioni de puissance de la part du dispositif protégé et, par suite, ne présente pas les inconvénients de la technique connue. Ce but est atteint d'après l'invention avec un disposi- tif caractérisé par le fait qu'il comprend un comparateur à seuil présentant une première et une seconde bornes d'entrée, reliées respectivement à la borne d'entrée et à la borne de sortie du circuit transducteur, et une borne de sortie raccordée à une borne d'inhibition du circuit transducteur, le seuil du compara- teur étant réglé de telle sorte que ce dernier produise en sortie -un signal lorsque la différence entre la tension d'entrée et la tension de sortie du transducteur dépasse une valeur fixée au préa- -lable. L'invention pourra être bien coraprise à l'aide de la description détaillée qui suit de l'une de ses formes d'exécu- tion possibles, donnée à titre d'exemple et par conséquent sans caractère limitatif, en référence aux dessins ci-annexés. La figure i est un schéma par blocs qui illustre le principe de l'invention. La figure 2 est le schéma par blocs d'un amplificateur audio protégé par un dispositif suivant l'invention. - - La figure 3 représente un mode de réalisation possible du schéma par blocs de la figure 2, sous forme de circuit intégré monolithique. La figure 4 est le schéma par blocs d'une application paticulièrement avantageuse de la présente invention. Sur la figure 1, un circuit transducteurde signaux, par exemple l'étage final d'un amplificateur de puissance ou d'un régulateur de tension, est représenté par un bloc TS présentant une entrée de signaux A, une sortie C reliée à une charge R1 et une borne d'inhibition B. Un comparateur à seuil CMP présente deux entrées-al et a2 raccordées respectivement à l'entrée A et à la sortie C, ainsi qu'une sortie reliée à la borne d'inhibition B du transducteur. Le transducteur TS est construit de telle sorte qu'avec une charge normale, il ait un gain de tension unitaire (GV = 1) et le comparateur n'est en mesure de délivrer un signal de sortie quequand la différence entre les tensions V1 et V2 appli- quées à ses entrées ai et a2 respectivement est supérieure à une valeur de seuil E fixée au préalable. Il est évident que dans les conditions normales de fonc- tionnement, l'entrée et la sortie du transducteur TS sont équi- potentielles et qu'en conséquence, le comparateur CMP n'a aucun effet sur le transducteur. Mais si-la sortie est surchargée, par exemple en raison d'un courtcircuit accidentel, la tension de sortie a tendance à s'abaisser par rapport à la tension d'entrée, jusqu'à ce que soit satisfaite la condition de déclenchement du comparateur CMP, c'est-à-dire tV = V1 - V2 > 5E. A la sortie B, il apparaît donc un signal qui bloque le fonctionnement du transducteur TS et, par suite, la dissipation de puissance de celui-ci. Ce n'est qu'après l'élimination de la surcharge et le retour aux conditions initia- les du comparateur qu'il est possible de remettre le transducteur TS en mesure de reprendre son fonctionnement. le retour aux conditions initiales du comparateur peut étre automatique ou peut être commandé manuellement, selon les exigences de l'appareil dont fait partie le circuit protégé. Dans l'exemple d'exécution de l'invention qui est décrit ci-après, on considérera le cas du retour automatique. Sur la figure 2, un amplificateur de fréquence acousti- que est représenté par un étage de commande SC, comportant une en- trée de signaux IN et une entrée inverseuse INV, et par un étage final SF à gain de tension unitaire, dont l'entrée A est reliée à la sortie de l'étage de commande SC. L'un et l'autre de ces étages sont alimentés par une source de tension'VS. La sortie C de l'éta- ge final SF est raccordée d'une part à une charge RL, par exemple un haut-parleur, par l'intermédiaire d'un condensateur Cl et d'au- tre part à l'entrée inverseuse INV de l'étage de commande SC par l'intermédiaire d'un réseau usuel de détermination du gain, cons- titué par un diviseur de tension R1, R2 et par un condensateur C2. L'étage final SF présente une autre entrée B qui, lorsqu'elle est activée, permet d'inhiber le fonctionnement de cet étage final. Un circuit comparateur CMP, encadré par des lignes dis- continues sur la figure 2 et connecté de la même manière que ce- lui qui est représenté sur la figure 1, est constitué par un cir- cuit différentiel DIF et par un interrupteur électronique INT montés en cascade et alimentés l'un et l'autre par la source VS. La , borne d'entrée non inverseuse, indiquée par le signe "+", est rac- cordée à l'entrée A de l'étage final par l'intermédiaire d'une batterie E et la borne d'entrée inverseuse, indiquée par le si- gne "-", est reliée à la sortie C de l'étage final par l'intermé- diaire d'une batterie E2. Les tensions V1 et V2 des batteries E1 et E2 diffèrent l'une de l'autre d'une petite grandeur positive E = V2 - V1, ce qui fait que durant le fonctionnement normal de l'amplificateur, c'est-à-dire avec des tensionsd'entrée V. et de sortie V de 1 U l'étage final pratiquement égales, le circuit différentiel DIF a * sa sortie à un niveau qui ne permet pas l'actionnement de-l'in- terrupteur électronique INT. Dans le cas o, à cause d'une surcharge de l'étage final, la condition de gain unitaire GV = 1 n'est plus satisfaite, ce qui fait que V C Vi, la tension V- à l'entrée inverseuse "-" du cir- u i cuit différentiel DIF a tendance à se rapprocher de la tension V± à l'entrée non inverseuse "+". Si la surcharge est telle que la relation Vu + V2 Vi + V1, qui peut encore s'écrire Vi - Vu E, est satisfaite, il apparaît à la sortie du circuit différentiel un signal qui provoque la fermeture de l'interrupteur électroni- que INT et, par suite, l'activation de la borne d'inhibition B. Par exemple, la commande d'inhibition agit de manière à shunter à la masse la borne d'entrée A de l'étage final SF, ce qui fait que l'étage final SF ne dissipe plus de puissance et que ses com- posants de puissance sont automatiquement protégés. La valeur de la tension de seuil E est choisie en fonction de la dissipation maximum admissible des composants de puissance et des caractéris- tiques de la charge normale. Afin que le circuit décrit ci-dessus puisse reprendre son fonctionnement après l'élimination des conditions de surcharge, il est nécessaire que la tension V+ à l'entrée non inverseuse "+" du circuit différentiel DIF soit inférieure à la tension V- à l'entrée inverseuse "-", c'est-à-dire que V. - Vu 4E. Cette condition peut être satisfaite par application, manuellement ou automatiquement, d'un courant à la charge en continu, constituée dans ce cas par le diviseur R1, R2, de manière à obtenir une ten- sion de niveau approprié sur la borne de sortie. Dans le schéma de la figure 2, cette fonction se déroule automatiquement au mo- yen d'un générateur de courant constant G intercalé entre la bor- ne de sortie C et la borne d'alimentation Vs. Selon un mode de réalisation quelque peu différent de celui qui est représenté sur la figure 2, mais en est équivalent sous de multiples aspects, le réseau pour la détermination du gain pourrait être désaccouplé en continu d'avec la sortie C. Dans ce cas, le courant de perte de l'étage final SF est suffisant pour mettre la borne de sortie C à la tension qui permet le retour aux conditions de fonctionnement normales. La figure 3 représente une forme de réalisation du cir- cuit pour la partie du schéma par blocs de la figure 2 qui corres- pond au dispositif de protection contre les surcharges de la pré- sente invention. Ce circuit se prête particulièrement bien à une réalisation sous forme intégrée monolithique. L'étage final SF, encadré par une ligne de tirets sur le dessin, est un circuit typique d'amplificateur de puissance de la classe AB à gain de tension unitaire. Il comprend deux transistors de puissance Ti et T2 du type NPN, dont le premier est relié par son collecteur à la borne positive VS de la source d'alimentation et le second est raccordé par son émetteur à la borne de masse qui constitue la seconde borne de la source d'alimentation. Le point de jonction entre l'émetteur de T et le collecteur de T2 est la borne de sortie C de l'amplificateur. L'entrée A de l'étage final SP-, raccordée à la sortie de l'étage dé commande SC, est consti- tuée par la base d'un transistor PNP, désigné par T3, dont le col- lecteur est relié à la base de T et l'émetteur est raccordé à l'émetteur d'un transistor NPN, désigné par T4, le collecteur de ce dernier étant raccordé directement à la borne d'alimentation Vs et sa base étant reliée d'une part à l'alimentation Vs par l'intermé- diaire d'un générateur de courant constant G1 et, d'autre part, à la borne de sortie C avec interposition de deux diodes D1 et D2. La base de T est également raccordée, par l'intermédiaire d'une diode D3, à un générateur de courant constant G2 dont la seconde borne est branchée sur l'alimentation, ainsi qu'à la base d'un transistor T5 de type NPN dont l'émetteur est relié à la borne de sortie C et le collecteur estraccordé, par l'intermédiaire d'une diode D4, à l'alimentation Vs et directement à la base d'un tran- sistor PNP T6, l'émetteur de ce dernier étant connectée à l'ali- mentation Vs et son collecteur à la base de T1. En service, lorsque la demi-onde positive du signal audio à amplifier est présente à l'entrée A, un courant passe à travers D et la jonction baseémetteur de T Ce dernier laisse donc 3 -5 passer un courant qui, au moyen du miroir de courant formé par D4 et T6, se reflète sur la base du transistor de puissance Tl, met- tant ce dernier à l'état passant. Du fait quele transistor T3 res- te à-l'état bloqué, le transistor de puissance T2 est lui aussi bloqué. Durant la demi-onde négative, le courant d'entrée ne peut pas mettre T5 à l'état passant et, pour cette raison, le transistor de puissance T est bloqué, mais il peut passer à travers la jonction base-émetteur de T Ce dernier est donc à l'état passant, de même que T4, et il met le transistor T2 à l'état passant. De cette manière, le signal audio amplifié en courant sera appliqué à la charge RL. Comme on le sait, les diodes D et D2 ont les fonctions suivantes: polariser l'étage final de manière à le faire fonctionner dans la classe AB pour éliminer la distor- sion de "cross-over", constituer une trajectoire pour le courant du générateur G1 lorsque les transistors T3 et T4 ne sont pas à l'état passant et compenser les chutes base-émetteur de T3 et T4 de manière à maintenir équipotentielles l'entrée A et la sortie C. Le circuit différentiel DIF du comparateur CMP, encadré par une ligne de tirets sur la figure 3, est constitué par deux transistors PNP, désignés par T et T, dont les émetteurs sont raccordés en commun à l'alimentation par l'intermédiaire d'un géné- rateur de courant constant G3. Le collecteur de T7 est relié direc- tement à la masse et celui de T8 est raccordé à la masse par l'in- termédiaire d'une résistance R3. La base de T8, qui est l'entrée inverseuse "-" du circuit différentiel, est raccordée à la base de T4 et la base de T7, qui est l'entrée non inverseuse "+", est con- nectée, avec interposition d'une résistance R4, à un point qui se trouve à une tension VREF déterminée par une diode Zener Zl montée en série avec un générateur G4 qui délivre à la diode Zener Zl un courant.suffisant pour la garder à l'état de conduction inverse. La base de T7 est reliée aussi à la borne d'entrée A de l'étage final par l'intermédiaire d'une diode D Entre le point à la tension constante VREF et la borne de sortie C-de l'étage final sont in- terposées une diode D6 et une résistance R5 en série. Le collecteur de T8, qui est la sortie du circuit différentiel DIF, est relié à la base d'un transistor NPN, désigné par T9, dont l'émetteur est à la masse et dont le collecteur est relié à la borne B de l'étage final SF qui est raccordée à la base de T5. On notera que la batterie E2 du schéma de la figure 2 est réalisée, dans le-circuit de la figure 3, au moyen des deux diodes en série D1 et D2, ce qui fait que la tension V2 est donnée dans ce cas par la chute de tension sur les diodes polarisées en sens direct. De manière analogue, la tension V1 de la batterie E est donnée par la chute sur la diode D5 polarisée en sens direct et elle sera égale à V2/2 = VD environ. L'interrupteur électroni- que est réalisé au moyen du transistor T9 et le générateur G au mo- yen de G4, Zl, D6 et R5. On considèrera maintenant le fonctionnement du circuit dans leC conditions normales et dans des conditions de surcharge. Dans les conditions normales, on aura, pendant la demi- onde positive du signal: V- = Vu + 2V, V+ = VR + IB R4, IB étant le courant de base du transistor T On négligera ci-après 7. le terme IB R4, en raison du fait que la résistance R est choisie B 4 de telle manière que la chute de tension qui s'y produit soit né- tO gligeable dans tous les cas pratiques. Etant donné que Vu>VS/29 il suffit de choisir opportunément VRF pour avoir V±é.V- et, par suite, T à l'état passant et T8 à l'état bloqué. En conséquence, T est bloqué, ce qui fait que le fonctionnement de l'étage final n'est pas influencé par le comparateur CMP. Durant la demi-onde négative, on aura: V- = Vu + 2VD et V+> V ou V+ = Vi + VD lorsque la tension d'entrée V. est inférieure à VRF - VD. Comme on le voit, quand V+ VRF, la situation est identique à celle qui a été exposée ci-dessus à propos de la demi-onde positive et lorsque V+ = Vi + V, on aura encore V+ -20 Vi/ Vu, ce qui fait que la sortie du circuit différentiel sera en- core propre à maintenir T à l'état bloqué. On examinera maintenant les conditions de surcharge dues à un courtcircuit à la masse de la borne de sortie C. On voit tout de suite que le transistor final T2 ne court aucun danger, puisqu'il est shunté par le court-circuit lui-même. Par contre, le transistor T aurait tendance à conduire un courant rapidement croissant qui dépasserait les limites de sécurité et détruirait le transistor si le dispositif de protection n'interve- nait pas. Dès que la borne de sortie C est court-circuitée à la SO masse, l'étage final se déséquilibre fortement et, sous l'effet de la contreréaction, il n'arrive plus aucun courant au point A. Dans ces conditions, on aura aux entrées du circuit différentiel V- = 2VD et V+ ' VREF' d'o il résulte que T7 est mis à l'état blo- qué et T à l'état passant. La chute de tension sur la résistance , RP provoque la conduction du transistor Tg, ce qui fait que le point B est en pratique shunté à la mLasse, le transistor T5 est mis à l'état bloqué et, en conséquence, le transistor de puissance T1 passe lui aussi à l'état bloqué. L'étage final est ainsi protégé de la meilleure des manières,en ce sens qu'il ne dissipe plus de puissance. Dès que le court- circuit est supprimé, un courant I À VRE/R5 est fourni au diviseur R1, R2 à travers la diode D6 et la résistance R5. Les composants sont choisis de telle manière que la valeur de ce courant soit telle qu'il s'établisse, sur la borne de sortie C, une tension supérieure à VREF - 2VD, d'o il résulte que le circuit différentiel DITF revient dans l'état o il se trouvait avant le court-circuit et que l'amplificateur reprend son fonctionnement normal. Le fonctionnement du dispositif selon l'invention a été décrit en considérant le maximum de surcharge possible, c'est-à- dire le court-circuit de la sortie. Mais le spécialiste des cir- cuits électroniques comprendra aisément qu'il fonctionne de manière analogue dans le cas d'une surcharge moins sévère et que la limite d'intervention de la protection est déterminée par le gain de cou- rant de l'étage final. Le schéma de la figure 4 représente un amplificateur gudio de puissance sous la forme dite en pont, qui consiste essentielle- ment en deux amplificateurs semblables à celui de la figure 3, les sorties étant raccordées aux bornes de la charge RL. Pour identi- fier les différents blocs et les différents points de jonction, on a utilisé les mêmes symboles que sur les figures2 et 3 en y ajou- tant les suffixes "1" et "2". Le dispositif de protection, indi- qué par un unique bloc PR, comprend en pratique deux comparateurs du type décrit à propos des figures 2 et 3. En cas de court-circuit à la masse de l'une des sorties Cl et C2, le dispositif de protection PR intervient de la manière décrite précédemment, non seulement sur l'étage final intéressé, mais aussi sur l'autre étage final, d'o il résulte que la charge est également protégée. En outre, si le court-circuit se produit dans la charge, cela est révélé par le dispositif PR comme une sur- charge, ce qui lfait que les deux étages sont éteints. Etant donné qu'il a été illustré et décrit une seule for- * med'exécution de la présente invention, il est évident que de nom- breuses variantes et modifications peuvent être apportées sans que ILton s'écarte pour autant du cadre de la présente invention. - REVENDICATIONS - 1.- Dispositif de protection contre les surcharges pour un circuit transducteur de signaux à gain de tension pratique- ment unitaire dans des conditions de charge normales, comportant une borne d'entrée, une borne de sortie et une borne d'inhibition, caractérisé en ce qu'il comprend un comparateur à seuil qui com- porte une première et une seconde bornes d'entrée reliées respecti- vement à la borne d'entrée et à la borne de sortie du circuit trans- ducteur, ainsiqu'une borne de sortie reliée à la borne d'inhibi- tion du circuit transducteur, le seuil du comparateur étant réglé de telle sorte que celui-ci produise un signal lorsque la diffé- rence entre la tension d'entrée et la tension de sortie du trans- ducteur dépasse une valeur fixée au préalable. 2.- Dispositif selon la revendication 1, dans le cas o le circuit transducteur de signaux a une charge en continu, ca- ractérisé en ce qu'il comprend un générateur de courant raccordé à la charge, la valeur du courant du générateur étant suffisante pour provoquer dans la charge une chute de potentiel supérieure à la valeur de seuil préalablement fixée du comparateur. 3.- Dispositif selon la revendication 2, dans le cas oh le circuit transducteur est l'étage final d'un amplifica- teur audio, caractérisé en ce que le comparateur comprend un cir- cuit différentiel et un interrupteur électronique relié à la borne d'inhibition du transducteur et commandé par la sortie du circuit différentiel, ainsi que des éléments de circuit capables de pola- riser les entrées du circuit différentiel de telle sorte que celle qui est reliée à la sortie de l'amplificateur audio se trouve, pendant le fonctionnement normal, à un potentiel qui dépasse celui de l'autre entrée de valeur de seuil préalablement fixée, et en ce que la borne d'inhibition est raccordée à un point du parcours de signaux de l'étage final. 4.- Dispositif selon la revendication 3, dans le cas o l'étage final de l'amplificateur audio est du type en contre- phase de la classe AB, caractérisé en ce que les éléments de cir- cuit de polarisation comprennent un générateur de tension de réfé- rence raccordé à l'entrée du circuit différentiel qui est reliée à la borne d'entrée de l'étage final, en ce que l'autre entrée est raccordée à la sortie de l'étage final par l'intermédiaire des élé- ments de circuit prévus dans l'amplificateur audio de classe.AB pour l'élimination de la distorsion de "cross-over", et en ce que-la bor- ne d'inhibition est constituée par l'entrée de la section.supérieu-. re de l'étage final.