Le modulateur joue un rôle important dans un équipement de , détection de position utilisé dans les systèmes d'atterrissage aux instruments (ILS). Il sert à moduler les signaux à basse fréquence, de 90 et 150 Hz, sur le signal à haute fréquence provenant de l'é-5 metteur, de sorte que le système d'antenne associé peut recevoir les signaux qui sont nécessaires, suivant leur structure classique. La présente invention concerne en particulier un modulateur d'amplitude utilisé de la manière indiquée plus haut, mais le modulateur selon l'invention peut également être utilisé pour moduler 10 d'autres signaux de navigation. Parmi les exigences qui sont 'imposées aux modulateurs utilisés de cette manière, il faut mentionner en particulier les exigences sévères concernant le déphasage produit par le modulateur et l'équilibre entre les amplitudes de modulation des deux signaux à 15 basse fréquence. Ces exigences sont beaucoup plus strictes que celles qui sont imposées aux modulateurs utilisés d'une manière générale pour les communications. Pour obtenir une précision et une stabilité à long terme suffisantes, il a été courant jusqu'à présent d'utiliser pour ces ap-20 plications des modulateurs mécaniques. De tels modulateurs mécaniques sont basés sur 'l'utilisation de rotors qui sont mis en rotation avec une vitesse constante et qui modulent l'énergie en produi-• sant des variations de capacité des circuits électriques. Un exemple • de tels modulateurs mécaniques de type classique est décrit dans le 25 brevet- norvégien n° 85 874. On a souhaité depuis longtemps supprimer les modulateurs classiques dont le fonctionnement est basé sur le déplacement d'éléments mécaniques, et qui présentent des inconvénients en ce qui concerne les fréquences de modulation indésirables, et en particulier les 30 fréquences de 30 et 60 Hz, ainsi que des interférences de modulation. Les éléments mécaniques en rotation sont considérés, de plus, comme moins que satisfaisants en ce qui concerne leur fiabilité et leur entretien. A la base de la présente invention, on trouve le désir de 35 produire un modulateur électronique ne comportant pas d'éléments en mouvement et dont les caractéristiques électriques sont améliorées. Un modulateur d'amplitude électronique qui permet de résoudre les problèmes indiqués plus haut et qui satisfait les exigences mentionnées est réalisé suivant la présente invention à l'aide d'un 70 13639 2 2044726 modulateur comportant un dispositif qui fait prendre à l'amplitude du signal de sortie un certain nombre de valeurs prédéterminées, avec une durée et suivant une succession telles qu'on obtient l'enveloppe voulue pour le signal de sortie, avec une approximation 5 suffisante. De cette manière, en faisant prendre par l'enveloppe du signal de sortie la forme d'une courbe en échelons, la présente invention tire profit du fait que les exigences en ce qui concerne le facteur de distorsion de l'enveloppe sont relativement modérées 10 par rapport aux règles internationales qui s'appliquent aux systèmes d'atterrissage aux instruments» Suivant ces règles," l'enveloppe peut présenter -une distorsion atteignant 10 Lorsqu'on se rapproche d'une onde sinusoïdale avec une courbe en échelons dont la hauteur des échelons est constante, le facteur de distorsion k est dé-15 terminé par l'expression : k ~ ' f ! "S 00 fa (1) où I est le nombre d'échelons par demi-période, d'où il s'ensuit 20 que le nombre total d'échelons est 2IÎ + 1. Si on utilise 15 échelons, le facteur de distorsion est °. k \ ° 'IOO = 5,8 "fô "(2) 25 Le fonctionnement des modulateurs selon ce principe peut être assuré à l'aide d'éléments passifs. Ceci présente l'avantage que la stabilité à long terme est très bonne et que la modulation est indépendante du niveau de puissance de l'onde porteuse. Le dispositif utilisé dans le modulateur pour produire un 30 signal de sortie présentant une enveloppe en échelons, suivant l'invention, comprend au moins une ligne de transmission qui est destinée à être court-circuitée par voie électronique à l'aide de dispositifs placés en des points déterminés choisis au préalable le long de la ligne. 35 En basant de cette manière l'effet de modulation sur la lon gueur des lignes de transmission, on obtient une stabilité très élevée à la fois du blocage de phase de l'onde porteuse ou onde à haute-fréquence et du degré.de modulation voulus. Ceci est très important dans un équipement de détection de position destiné à des sys 70 13639 3 2044726 tèmes d'atterrissage aux instruments. On fait varier la longueur de la ou des lignes de transmis- ' sion à l'aide de- court-circuit s électroniques, réalisés par exemr-ple à l'aide de diodes qui sont commandées par des impulsions de 5 courant continu provenant de circuits de commutation utilisés dans ce "but. D'autres avantages et caractéristiques de la présente invention ressortiront au cours de la description détaillée qui va sui-. vre faite en regard des dessins annexés qui donnent à titre expli-10 catif, mais nullement limitatif, plusieurs formes de réalisation conformes à l'invention. Sur ces dessins, La figure 1 représente un schéma simplifié d'un modulateur suivant un premier mode de réalisation de 1'invention. 15 La figure 2'représente un schéma correspondant d'un second mode de réalisation selon l'invention. La figure 3 représente un schéma synoptique de circuits de commande et de commutation des lignes de transmission du modulateur selon l'invention ; et 20 La figure 4 représente une partie d'un schéma simplifié du circuit de commutation. Le schéma de la figure 1 représente une structure qui corres-. pond au montage classique utilisé pour moduler un signal à haute-fréquence ou onde porteuse provenant de l'émetteur associé, ce mon-25 tage contenant une jonction hybride d'entrée 1 munie d'une résistance d'extrémité 3, deux modulateurs 4 et 5 servant- à moduler les fréquences de 90 et 150 Hz et une jonction hybride de sortie 2 avec des sorties CSB et SB0 servant à'combiner l'onde porteuse et les bandes latérales,et les bandes latérales seules. Ces deux sorties 30 amènent les signaux respectifs à un réseau de distribution qui les répartit, aux antennes séparées du système d'antenne associé. Le traitement des signaux des deux sorties CSB et SBO dans le réseau de distribution et dans le système d'antenne s'effectue d'une manière classique et ne sera pas expliqué ici. 35 Tandis que les deux modulateurs des structures utilisées jus qu'à présent dans les systèmes d'atterrissage aux instruments ont été basés sur l'utilisation d'éléments mécaniques mobiles, les modulateurs 4 et 5 suivant l'invention sont construits avec des éléments purement électroniques et fonctionnent suivant le nouveau 70 13639 2044726 principe de l'invention indiqué plus haut. Sur la figure 1, seuls les éléments séparés du modulateur 4 sont représentés, tandis que ^ le modulateur 5 est indiqué par un rectangle, du fait que sa construction est exactement la même que celle du modulateur 4. 5 Dans la jonction hybride d'entrée 1, l'onde porteuse prove nant de l'émetteur est divisée en deux parties semblables qui sont appliquées chacune à l'un des deux modulateurs 4 et 5. Les signaux modulés ?2 et V22 qui sont fournis par les modulateurs sont appliqués à la jonction hybride de sortie 2 qui, d'une manière connue 10 et courante, combine ces signaux pour former les signaux CBS et SBO. Le fonctionnement du modulateur 4 de la figure 1 est basé sur une division du signal d'entrée de la jonction hybride 6 en deux signaux suivant des trajets différents dont chacun comporte 15 son déphaseur, lesquels appliquent des déphasages de même importance mais de sens opposés dans les deux circuits, après quoi les signaux déphasés en opposition sont appliqués à une jonction hybride 7 qui combine les signaux pour former un signal de sortie utile V2 et un signal de sortie inutile , ce dernier étant absorbé par la 20 résistance d'extrémité 11. Ces déphasages opposés sont indiqués sur-la figure 1 par les angles respectifs +0 et -0. La différence de phase entre les deux signaux qui sont appliqués à l'entrée de la jonction hybride 7 est en conséquence de 20, et on se rend compte que les signaux et V2 présentent la forme suivante : 25 V-, = JÉ(V0 eî$ - VQe -30) = Yqî sin 0 (3) Y2 = + V = Vo cos ^ ^ 30 Dans les équations ci-dessus, Vq est la tension appliquée à la jonction hybride 6. On voit que les phases des tensions de sortie et sont indépendantes de 0, tandis que leurs amplitudes dépendent de 0. Ceci donne alors la possibilité d'obtenir une modulation d'amplitude sans influencer la phase'. 35 Les deux déphaseurs du modulateur 4 comprennent chacun une jonction hybride 8, 9 et deux lignes de transmission 12 et 13 qui sont communes aux deux déphaseurs. Les lignes de transmission 12 et 13 sont pourvues d'un certain nombre de dispositifs de court-circuit, de préférence sous la forme de diodes, qui sont disposés à des points 70 13639 5 2044726 prédéterminés le long des lignes de transmission suivant les relations indiquées par les équations (3) et (4) ci-dessus. A l'aide du montage qui vient d'être décrit, chaque déphaseur produit une variation en échelons de l'aiigle de phase 0 et, 5 par suite, de l'amplitude du signal V^, les court-circuits des deux lignes de transmission 1.2 et 13 sont réglés et coordonnés, .et les longueurs électriques des lignes vues, par exemple des portes respectives 14 et 15 de la jonction hybride 8, sont réglées de telle sorte qu'il y a une différence de phase de A /4 entre les 10 deux lignes. Il s'ensuit que la totalité de la puissance appliquée à la jonction hybride 8 est fourniè de celle-ci à la jonction hybride 7-lorsque les ondes sont réfléchies des emplacements de court-circuits respectifs des lignes de transmission 12 et 13. Si le court-circuit se déplace d'une longueur électrique 0, la longueur 15 de propagation -varie de 20 dans chacune des lignes, observée depuis .les portes 14 et 15, de sorte que 0 = 20. Le déphaseur qui est construit autour de la jonction hybride 9 fonctionne d'une manière complètement analogue. Du fait que les déphasages des deux circuits doivent être de valeurs égales et en opposition (+ 0 et 20 -0), on peut utiliser les mêmes court-circuits dans les lignes de transmission 12 et 13 pour les deux déphaseurs, les ondes provenant de chacune des jonctions hybrides 8 et 9 se rapprochant des court-circuits en partant chacune d'un coté différent. Le mode de réalisation qu'on voit sur la figure 1 permet ainsi d'utiliser d'une ma-25 nière-efficace les lignes de transmission et leurs dispositifs de court-circuit. Un avantage au moins aussi important cependant réside dans le fait qu'on est assuré ainsi que la variation du déphasage 0 est nécessairement égale et opposée dans les deux circuits ou branches des signaux. 30 II convient de noter que les modulateurs 4 et 5 de la figu re 1 sont adaptés pendant la période de modulation complète, c'est-à-dire pendant le cycle complet des signaux: à basse-fréquence, de sorte que l'interférence de modulation est nulle. Les court-circuits sont produits dans un mode de réalisation 35 pratique au moyen de diodes de redressement au silicium qui, lorsqu'elles sont ouvertes, sont polarisées en sens inverse avec une tension de 270 V, tandis que lorsqu'elles sont en court-circuit, leur courant de conduction est d'environ 0,1 A. 70 13639 6 2044726 Bien qu'on ait considéré pour la figure 1 qu'il était avantageux de combiner les utilisations des lignes de transmission 12 et 13» il peut y avoir des cas dans lesquels il est plus pratique d'utiliser deux lignes de transmission séparées pour chacune des 5 jonctions hybrides 8 et 9. Sur la figure 2 qui représente un second mode de réalisation du modulateur selon l'invention» les éléments classiques qu'on voit sur la figure 1 se trouvent également sur celle-ci, c'est-à-dire la jonction hybride d'entrée 1 et .sa résistance d'extrémité 3, ainsi 10 que la jonction hybride de sortie 2 avec ses sorties CSB et SBO. Le montage de la figure 2 est basé sur l'utilisation des éléments non réciproques qui sont apparus récemment, tels que des affaiblisseurs non réciproques ou circulateurs pour les fréquences envisagées ici. Avec de tels éléments, on voit d'après la figure 2 qu'il est possi-15 ble de simplifier la structure du montage d'une manière importante en comparaison de celle qu'on voit sur la figure 1. En conséquence, le modulateur de la figure 2 est considéré comme étant préférable à celui de la figure 1. Les circulateurs 24 et 25, ainsi que leurs résistances d'ex-20 trémité associées 26 et 27» fonctionnent d'une manière connue en soi pour la transmission directe de la puissance depuis la jonction hybride 1 aux jonctions hybrides 21 et 22 des deux modulateurs, tan1 dis que la puissance provenant de ces jonctions hybrides des modulateurs (représenté par exemple par le signal de la jonction 25 hybride 21) est amené aux résistances d'extrémité des circulateurs et ne revient pas à la jonction hybride d'entrée 1. Le modulateur qui est construit autour de la jonction hybri-bride 1 et qui peut, par exemple, effectuer la modulation avec le signal à basse fréquence de 90 Hz, n'utilise qu'une seule ligne de 30 transmission 23 avec un certain nombre de points de court-circuit qui agissent sur les ondes qui y arrivent par les deux côtés, c'est à-dire les portes respectives P^- et P^ de la jonction hybride 21. Une explication plus détaillée du fonctionnement est donnée ci-après o 35 Une onde qui arrive à la porte P-j est répartie sur les portes P^ et P^. Après avoir traversé les lignes de longueurs électriques 01 et 02 comme indiqué sur la figure 2, les ondes sont réfléchies du point ou plan de court-circuit et viennent frapper à nouveau les portes P^ et P^. Si la valeur de la tension des deux ondes égales 70 13639 7 * 2044726 et réfléchies est indiquée par Vq, la tension à la porte P2 est :^ V2 « (-V0.e^1+V0.e^2)^~ (5) 5 0t + 02 = 0Q ' *1 = 10 V'2= V0^ (e^o - I + ô) _e3(0O-+ "1" - e)) V'2= VQ* e^O. N/T' cos Ô (6) D'une manière correspondante, on voit que la tension réflé-15 chie vers l'entrée à la porte est : ■V^ = VQ V2 * e^O sin Q (7) la puissance due à la tension de ce dernier signal est ab-20 sorbée dans la charge ou résistance d'extrémité 26 du circulateur 24. Ceci est nécessaire pour obtenir une adaptation d'impédance à l'entrée et par suite, une faible interférence de modulation. On voit, d'après l'équation (6), qu'on obtient un déphasage constant à travers le modulateur par le fait que 0q est constant. 25 On obtient ce résultat en n'utilisant qu'une seule ligne de transmission en.liaison arec la jonction hybride, de sorte que 0q correspond à la longueur géométrique totale de cette ligne. Avec un court-circuit qui n'est pas parfait, il se produit certaines fuites de puissance en regard des diodes de la ligne de 30 transmission, mais cette puissance est absorbée dans la résistance d'extrémité du circulateur et n'a par suite aucune influence nuisible sur le signal de sortie. les lignes de transmission utilisées dans les figures 1 et 2 peuvent être remplacées par des lignes artificielles dans le cas 35 d'émetteurs fonctionnant à des fréquences plus faibles, par exemple dans des radio-phares à très haute fréquence. En-faisant varier certaines longueurs de ligne, le modulateur selon l'invention peut également, être utilisé comme modulateur équilibré qui peut convenir de même pour la navigation. 70 13639 8 2044726 Les jonctions hybrides représentées sur les figures 1 et 2 peuvent être remplacées par des jonctions hybrides en quadrature dans lesquelles les signaux de sortie présentent une différence de phase de a TC /2. 5 En plus des variantes représentées sur les figures 1 et 2, il est possible, sans sortir du cadre de l'invention, de réaliser un troisième mode de réalisation en n'utilisant qu'un seul circulateur monté dans la sortie de l'émetteur. Ce mode de réalisation donne également une faible interférence de modulation à condition 10 qu'il présente à sa porte dé àortie un rapport faible des ondes stationnaires. Les dispositifs de court-circuit, par exemple les diodes qui sont montées dans les lignes de transmission décrites plus haut, ont besoin, comme indiqué, d'impulsions de commande pour les court-15 circuiter suivant la valeur instantanée du signal de modulation à basse fréquence. Les circuits de commande et de commutation nécessaires dans ce but sont représentés sur la figure 3 et une partie du circuit de commutation est représentée plus en détail sur la figure 4. Sur la figure 3, on a représenté un oscillateur 30 fonc-20 tionnant à une fréquence de 900 Hz et dont la sortie est connectée à l'entrée de deux circuits diviseurs de fréquence 31a et 31b qui divisent la fréquence par six et dix, respectivement,' de façon à produire les basses fréquences voulues de 150 et 90 Hz. Dans des filtres passe-bas 32a et 32b, les signaux à basse -fréquence sont 25 filtrés pour leur donner la forme sinusoïdale voulue. En produisant de cette manière les signaux à basse-fréquence voulus en partant d'une fréquence fondamentale commune de 900 Hz, il est possible d'obtenir le blocage de phase mutuel nécessaire entre les signaux à basse-fréquence. Pour assurer encore ce blocage de phase, le si-30 gnal de sortie du circuit de. division 31b peut encore être divisé par trois et être appliqué par l'intermédiaire d'un vibrateur monostable à une entrée de rétablissement du circuit 31a, de sorte que . ce dernier est contraint d'être réglé de la même manière que le circuit 31b au début de chaque période de travail. Cette modification 35 n'est pas représentée en détail sur la figure 3, mais elle est indiquée seulement par la flèche 38. Le signal à basse-fréquence filtré de 150 Hz provenant du filtre passe-bas 32a est appliqué directement à un circuit de commutation 36a et il est appliqué de plus à un redresseur 33a qui est 70 13639 9 2044726 suivi par un potentiomètre 39a, et ensuite par un filtre passe-bas 34a qui applique une tension- continue filtrée au circuit de commutation 36a. Cette tension continue est appliquée de plus par l'intermédiaire d'un amplificateur inverseur 35a, dont ,l'amplitude est 5 égale à -1, au circuit de commutation 36a, avec une polarité opposée. La tension continue du filtre passe-bas 34a représente une tension de référence qui dépend par suite du signal à basse-fréquence introduit dans le redresseur 33a ou qui est bloquée par rapport à ce signal, de sorte que la tension continue est égale à la valeur 10 maximale de tension du signal à basse fréquence. Avec un redressement monophasé, il faut par suite dans le redresseur une amplification de 2 . V/S. Il convient de mentionner que dans un mode de réalisation pratique de redresseur, on utilise un amplificateur opérationnel pour obtenir une bonne stabilité à la température. 15 Une caractéristique importante des circuits de commande re présentés réside dans le potentiomètre 39a qui donne la possibilité .de régler cette amplification, ce qui permet de régler d'une manière correspondante le degré de modulation. Les circuits qui traitent le signal à basse-fréquence de 90 Hz 20 du filtre passe-bas 32b, c'est-à-dire les circuits 33b, 39b, 34b et 35b, correspondent exactement aux circuits décrits ci-dessus qui traitent le signal à basse-fréquence de 150 Hz, et par suite, ils n'ont pas besoin d'être expliqués. De plus, les deux circuits de . commutation .correspondants 36a et 36b sont très semblables. 25 .Chacun de ces circuits de commutation comporte deux jeux de - quinze sorties qui sont identiques deux à deux, et les circuits sont constitués de quinze ensembles semblables. Les instants de commutation à la fermeture des diverses diodes pour les court-circuiter suivant la succession voulue en syn-30 chronisme avec les variations du signal à basse-fréquence correspondant ,•sont déterminés à l'aide d'une comparaison entre la tension sinusoïdale du. signal à basse-fréquence et un certain nombre de niveaux: ou échelons de référence. Comme déjà indiqué, ce procédé présente, entre autres, l'avantage de pouvoir faire varier le 35 degré de modulation en faisant varier le rapport entre la valeur de la tension sinusoïdale et celle de la tension continue de référence . 70 13639 10 2044726 La ou les tensions de référence (c'est-à-dire les tensions positive et négative) sont subdivisées dans chacun des circuits/le' commutation en quinze parties ou échelons qui déterminent la valeur instantanée du signal à basse-fréquence pour laquelle s'effec-5 tue le passage d'une diode de court-circuit à la suivante. Un exemple d'un circuit pratique permettant de remplir cette fonction est représenté sur la figure 4. Cette figure représente une partie ou une section comprenant trois ensembles ou trois canaux qui sont indiqués par les références numériques 8, 9 et 10. Ils sont desti-10 nés à commander les diodes correspondantes, numérotées 8, 9 et 10 d'une ligne"de transmission. Les points indiqués par S'sur la figure 4 sont connectés ensemble et un signal à basse-fréquence soit de 90 Hz, soit de 150 Hz leur est appliqué. En se reportant à la figure 4, le circuit de commutation fond—-15 tionne comme suit. On suppose que le signal appliqué aux points S présente sa valeur négative la plus élevée. Lorsque la valeur instantanée du signal appliqué en S atteint la valeur de la tension de référence appliquée à la base du transistor Q^j -*-e courant du transistor générateur de courant traverse le transistor Q^s et 20 un signal est produit aux transistors Qg^ et ainsi qu'aux diodes» En même temps, les transistors sont bloqués et ceci a pour résultat, à son tour, que le transistor Qg^ est bloqué de sorte que l'impulsion disparaît à la sortie du canal 8. Lorsque la tension à basse-fréquence devient égale à T . 3/14 sont bloque s, re i. 25 les transistors Q-|q2 Qgg / e"t il en est ainsi pour le transistor , de sorte que le signal du canal 9 est supprimé. Le transistor Q-jqj devient conducteur, et un signal de sortie est produit dans le canal 10. Le transistor générateur de courant (non représenté) du canal 15, c'est-à-dire Q^-j» applique du courant d'une 30 manière continue. Ce dernier transistor est disposé à un emplacement correspondant à celui des transistors Qg-j» Qg-j > Q-jq 1 e^c» Dans le canal 15» il n'y a, par suite, aucun transistor qui"Corresponde aux transistors Qgg , Qgg, Q10g et ainsi de suite. En se x-eportant à la figure 3t il sera évident pour un spé-35 cialiste que la tension de référence peut, bien entendu, être produite autrement qu'en redressant les signaux à Dasse-fréquence respectifs. Dans ce cas, il serait nécessaire de disposer d'une source de tension stabilisée pour la tension de référence.. Il est cependant très avantageux de faire dépendre la tension de référence 70 13639 n 2044726 du signal a "basse-fréquence, du fait que ceci permet de supprimer les erreurs et les inexactitudes dues à des variations mutuelles ^ indépendantes possibles de l'amplitude du signal à basse-fréquence èt de la tension de référence. Il est de plus évident que les 5 circuits de commande peuvent être construits de diverses autres manières en utilisant également des éléments et des techniques classiques. Finalement, il convient de remarquer que le procédé de modulation fondamental selon l'invention, qui est basé sur une envelop-10 pe en échelons ou en forme d'escalier du signal de sortie, peut également être mis en oeuvre dans des structures de modulateurs autres que celles qui utilisent des lignes de transmission ou des lignes artificielles avec des points de court-circuit pour faire varier l'angle de phase. On peut ainsi imaginer d'autres structures 15 possibles sous la forme d'affaiblisseurs variables fonctionnant en échelons, commandés par exemple par des impulsions en courant continu produites d'une manière analogue à celle qui est expliquée en principe en liaison avec la figure 3. Il va de soi que la présente invention n'a été décrite et 20 représentée qu'à titre explicatif, mais nullement limitatif, et qu'elle est susceptible de diverses variantes sans sortir de son cadre. 70 13639 12 2044726 BETOPICAIIOHS 1. Modulateur d'amplitude électronique, destiné en particulier à moduler des signaux utilisés pour la navigation, caractérisé en ce qu'il comprend un dispositif faisant prendre à l'am- 5 plitude du signal de sortie un certain nombre de valeurs prédéterminées suivant une durée et une succession telles que l'enveloppe voulue pour le signal de sortie est obtenue avec une approximation suffisante. 2. Modulateur d'amplitude suivant la revendication 1-, ca-10 ractérisé en ce que le dispositif faisant prendre à l'amplitude du signal de sortie un certain nombre de valeurs prédéterminées comprend au moins une ligne de transmission destinée à être court-circuitée par voie électronique au moyen de dispositifs de court-circuit disposés en des points déterminés choisis au préalable le 15 long de la ligne. 3. Modulateur d'amplitude suivant la revendication 2, comprenant au moins deux lignes de transmission, caractérisé en ce que les lignes de transmission qui coopèrent deux par deux sont disposées dans le prolongement direct l'une de l'autre avec des disposi- 20 tifs de court-circuit communs, de sorte que ces derniers agissent sur les ondes venant les frapper à partir des deux côtés. 4. Modulateur d'amplitude suivant la revendication 2 ou la revendication 5, caractérisé en ce que les lignes de transmission sont constituées par des lignes artificielles. 25 5. Modulateur d'amplitude suivant l'une des revendications 2, 3 et 4, caractérisé en ce que les dispositifs de court-circuit sont des diodes qui sont commandées par des impulsions de courant continu. 6. Modulateur d'amplitude suivant la revendication 5, carac-30 térisé en ce que le dispositif comprend des circuits de commutation qui, lorsqu'une tension continue de référence et le signal à basse-fréquence à l'aide duquel une onde porteuse doit être modulée leur sont appliqués, émettent les impulsions de courant continu commandant les diodes, ladite tension continue dé référence pouvant être 35 réglée afin de régler lesdites valeurs déterminées. 7. Modulateur d'amplitude suivant la revendication 5 ou la revendication 6, caractérisé en ce que la tension continue de référence est formée par un signal qui provient du signal à basse-fréquence et qui est redressé.