i 2107930 La présente invention concerne les circuits de commande d'alimentation en énergie électrique et concerne plus particulièrement mais non limitativement un circuit permettant la commande d'une alimentation en énergie électrique destinée à un dépous-5 siéreur électrostatique. Dans un dépoussiéreur électrostatique il est courant de monter dans une chambre des électrodes entre lesquelles peuvent s'écouler des gaz dans lesquels des matériaux se présentant sous forme de fines particules sont en suspension. En appliquant une 10 alimentation en courant continu à tension élevée aux électrodes, les matériaux sous forme de particules peuvent être éliminés du gaz par dépoussiérage électrostatique.Le rendement d'un tel processus de dépoussiérage électrostatique dépend du potentiel régnant entre les électrodes qui présentent une charge générale-15 ment résistive et capacitive, ce potentiel étant maintenu à une valeur qui au moins approche le potentiel pour lequel il est probable qu'aura lieu un claquage se présentant sous la forme de décharges disruptives entre les électrodes. La valeur précise de la tension pour laquelle appraît une décharge disruptive est 20 indéterminée et dépend de nombreuses variables telles que la densité du gaz, l'humidité, et l'établissement de dépôts sur les électrodes. De plus, les arcs provoqués par des décharges disruptives entretenues doivent être évités ou au moins être éteints aussitôt qu'ils se développent du fait que bien qu'il soit pos-25 sible de prévoir des éléments de protection de l'appareil contre les surintensités, un arc est accompagné, lorsqu'il s'établit, par une chute brutale de la tension et par un effondrement complet du rendement du dépoussiérage électrostatique. Par conséquent, il est nécessaire de régler continuellement la haute tension ap-30 pliquée à un dépoussiéreur électrostatique pour tenir compte des conditions variables régnant dans la chambre du dépoussiéreur. Pour tenir compte de ces phénomènes, il a été antérieurement proposé de prévoir des dispositifs permettant d'augmenter graduellement la haute tension appliquée aux électrodes de dépous-35 siérage jusqu'à atteindre un point pour lequel apparaissent des étincelles ou effluves et d'effectuer immédiatement, lorsqu'ap-paraissent de telles étincelles, une réduction de la tension selon un gradin ou échelon de valeur prédéterminée avant de lui permettre de s'élever à nouveau selon une loi contrôlée. Grâce à de 71 34189 2 £. S J # / w tels dispositifs, le niveau de la tension peut être conçu de manière à s'ajuster lui-même de façon à maintenir le rythme ou taux d'étincelles à une valeur acceptable. D'autres dispositifs sont également habituellement nécessaires et peuvent être ac-5 tionnés pour supprimer ou interrompre temporairement l'alimentation dans le cas de l'amorçage d'arcs. Selon leurs modes de réalisation les plus classiques, les circuits de commande de l'alimentation destinée au dépoussiéreur électrostatique comprenaient jusqu'ici un transducteur pnr l'in-10 termédiaire duquel est appliquée l'alimentation destinée à l'enroulement primaire d'un ensemble à redresseurs et transformateur haute tension. Bien qu'un transducteur présente la particularité de pouvoir limiter les courants de défauts apparaissant dans le cas d'une décharge disruptive ou d'un amorçage d'arc, et qu'il 15 permet également une détection facile des étincelles et arcs en détectant les réductions de tension apparaissant aux bornes du primaire du transformateur, il peut présenter un inconvénient important consistant en ce qu'il a un temps de réponse relativement important et que, par conséquent, le rendement d'un dépoussiéreur 20 électrostatique peut en être diminué. Par conséquent, compte tenu de leur vitesse de réponse beaucoup plus élevée en ce qui concerne la commande, il est considéré comme avantageux d'utiliser un dispositif redresseur à semiconducteurs pouvant être commandés comme moyen de commande à la 25 place du transducteur habituel utilisé jusqu'ici. L'invention est matérialisée dans un circuit de commande d'une alimentation en énergie électrique, qui fonctionne en réponse à un signal de commande destiné à contrôler l'alimentation d'une charge généralement résistive et capacitive, caractérisé en ce i 30 qu'il comprend un dispositif destine à redresser une alimentation en courant alternatif de manière à fournir une sortie en courant continu, un dispositif de régulation destiné à réguler la tension de sortie moyenne, ce dispositif de régulation fonctionnant en réponse aux conditions de charge grâce à un dispositif donction-35 nant en réponse à la forme d'onde du courant et pouvant être actionné de manière à détecter une augmentation en gradins ou par paliers apparaissant dans la nature réactive et inductive du circuit d'alimentation dans son ensemble>de manière à modifier le signal de commande. 71 34189 3 2107930 Il est à noter qu'une augmentation par paliers apparaissant dans la nature réactive£inductive du circuit est en général accompagnée par une discontinuité apparaissant dans la forme d'onde du courant et de ce fait le dispositif fonctionnant en réponse à 5 la forme d'onde du courant peut permettre de détecter l'existence d'une telle discontinuité. Comme cela sera étudié ci-après, lor-que le dispositif de régulation régule la tension de sortie moyenne par l'intermédiaire de dispositifs tels que des thyris-tors présentant un système de commande à angle d'amorçage réglait) ble, un dispositif convenant bien pour détecter la présence d'une telle discontinuité est constitué par un dispositif destiné à détecter un élargissement d'une impulsion du courant de circulation correspondant à une demi-période particulière de la tension d'alimentation. 15 On tel élargissement est plus particulièrement détecté, selon le mode préféré de mise en pratique de l'invention, en utilisant également un signal correspondant à la tension d'alimentation et en détectant la présence d'un courant de sortie relativement important qui circule après un passage par zéro de la tension 20 d'alimentation dans un trajet de conduction unilatéral et est provoqué par l'augmentation de la nature réactive et inductive du circuit. La circulation d'un courant au delà d'un passage par zéro de la tension d'alimentation et, par conséquent, une discontinuité 25 dans la forme d'onde du courant peut être détectée en détectant l'existence d'une inversion de la tension dans le circuit au moment de la fin d'une demi-période de la tension d'alimentation. Selon l'un des aspects de l'invention, il peut être prévu des éléments de circuit fonctionnant en réponse à 1'apparitiaid'une 30 discontinuité dans la forme d'onde du courant et au cours d'un nombre prédéterminé de demi-périodes successives de l'alimentation de manière à obtenir une fonction de commande qui est distincte de la fonction de commande déclenchée par la détection de la présence d'une telle discontinuité dans un nombre moins élevé de demi-pé-35 riodes. L'apparition d'une telle discontinuité dans un nombre prédéterminé de demi-périodes peut être considérée comme indiquant l'établissement d'un arc dans un appareil de traitement électrostatique qui est alimenté alors que l'apparition de cette 71 34189 2107930 discontinuité dans un nombre moins important de demi-périodes peut être considérée comme indiquant simplement une décharge disruptive à l'intérieur de l'appareil. La commande de la détection des décharges disruptives, telle 5 que définie ci-avant, peut être réalisée en réduisant par paliers la tension d'alimentation alors que la commande s'effec-tuant en réponse à la détection de l'établissement d'un arc, telle que définie ci-avant, peut être réalisée par une suppression ou interruption totale et temporaire de la tension d'alimen-10 tation. La description qui va suivre, faite en regard des dessins annexés, donnés à titre non limitatif, permettra de mieux comprendre l'invention. La fig. 1 est une représentation schématique sous forme de 15 blocs d'un mode de réalisation d'un circuit de commande d'alimentation pour dépoussiéreur électrostatique selon l'invention. La fig. 2 est une représentation schématique des formes d'ondes de courant et de tension auxquelles il y a lieu de se référer. 20 Les fig. 3 à 5 sont des représentations schématiques plus détaillées du contenu de certains blocs visibles sur la fig. 1. La fig. 6 est une représentation schématique détaillée d'un circuit d'alimentation en énergie destiné au circuit de commande du dépoussiéreur visible sur la fig. 1. 25 La fig. 7 est une représentation schématique détaillée d'un circuit de commande pour étincelles destiné au circuit de commande du dépoussiéreur visible sur la fig. 1. La fig. 8 est une représentation schématique détaillée d'un circuit de jommande pour arcs destiné au circuit de commande du 30 dépoussiéré r visible sur la fig. 1. La fig. .) est une représentation schématique détaillée d'un circuit de détection destiné au circuit de commande du dépoussiéreur visible sur la fig. 1. Si l'on se réfère maintenant à la fig. 1, celle-ci montre 35 qu'un réseau d'alimentation en courant alternatif est supposé être connecté aux bornes 1 et 2, les électrodes d'un dépoussiéreur électrostatique étant supposées être connectées aux bornes 3 et 4 qui fournissent du courant continu haute tension. L'alimentation des bornes 3 et 4 s'effectue par l'intermédiaire d'une réactance 71 34189 5 2107930 convenable 5 et à partir du côté secondaire d'un pont à redresseurs haute tension 6 qui est alimenté à partir de l'enroulement secondaire 7 d'un transformateur haute tension 8 dont l'enroulement primaire 9 est alimenté par l'intermédiaire d'un 5 dispositif de régulation à thyristors à deux alternances, comprenant des thyristors ou dispositifs redresseurs commandés qui sont connectés en parallèle et montés tête-bêche et dont deux éléments sont désignés respectivement par 10 et 11, et par l'intermédiaire d'une réactance de limitation du courant 12. Si désiré, 10 la réactance 12 peut être prévue dans le transformateur 8. Aux bornes de la combinaison série comportant la réactance de limitation du courant 12 et l'enroulement primaire 9 du transformateur, il est prévu de connecter un trains formateur sensible à la tension 13 dont le but sera expliqué ci-après. Egalement, il est 15 prévu de connecter en série avec l'alimentation destinée à l'enroulement primaire 9 du transformateur, deux transformateurs de courant désignés respectivement par 14 et 15. Les enroulements secondaires de ces trois transformateurs sont connectés à divers blocs décrits ci-après et faisant? partie du système de commande 20 du circuit. Le régulateur série fonctionne par réglage de l'angle d'amorçage des dispositifs redresseurs commandés 10 et 11 pour les demi-périodes respectives de l'alimentation en courant alternatif appliquée aux bornes 1 et 2 de manière à commander la valeur 25 moyenne de la tension apparaissant au niveau des bornes 3 et 4. Pour permettre une telle commande, il est prévu un circuit d'attaque des thyristors convenable, représenté par le bloc 16 et comportant une entrée de commande alimentée par un étage intermédiaire à conditionneur de réunion ou porte OU, représenté par le 30 bloc 17. Les circuits redresseurs commandés à angle de phase réglable sont familiers aux spécialistes des circuits d'alimentation en énergie et, par conséquent, il paraît inutile de fournir ici des détails particuliers supplémentaires concernant le circuit d'alimentation du dépoussiéreur électrostatique. 35 Le bloc 17 comporte trois bornes d'entrée. L'une des bornes d'entrée de ce bloc 17 est alimentée à partir d'un bloc de commande pour étincelles manuel et automatique 18, la seconde borne d'entrée du bloc 17 est alimentée à partir d'un bloc de commande pour arcs 19 et sa troisième borne d'entrée est alimentée à 71 34189 e 2107930 partir d'un bloc de limitation du courant 20. Ce dernier comporte une borne d'entrée qui est alimentée par le transformateur de courant 14 de manière à obtenir une protection par limitation de courant pour l'appareil, et les blocs 18 et 19 comportent 5 chacun une entrée alimentée à partir d'un circuit de détection des variations de phases ou déphasages qui est représenté par le bloc 21 et qui reçoit un signal d'entrée provenant du transformateur de courant 15 et un autre signal d'entrée provenant du transformateur de tension 13. Le système comprend également 10 un circuit d'alarme et de protection contre les chutes de tension, qui est représenté par le bloc 22 et qui est relié au contacteur principal MC, et les circuits de commande pour étincelles et pour arcs, 18 et 19, possèdent un indicateur au néon qui leur est associé et qui est représenté par le bloc 23. 15 Divers réglages manuels sont prévus dont le premier comprend un réglage manuel 24 destiné à un circuit d'alimentation en énergie stabilisée 25 qui fournit une puissance stabilisée aux divers blocs du circuit par l'intermédiaire de son conducteur de sortie 26 et qui fournit également une tension de référence ap-20 paraissant sur le conducteur 27 et appliquée aux blocs 18 et 19- En outre, le bloc de commande du rythme des étincelles 18 comporte un élément de commande du rythme des étincelles à ac-tionnement manuel 28 et un élément de commande de seuil de tension 29. De plus, le circuit de limitation du courant 20 25 comprend un élément de commande manuel convenable, désigné par 30, et permettant de régler la limite supérieure du courant pour l'appareil. Si l'on étudie maintenant d'une façon générale le fonctionnement du système visible sur la fig. 1, le circuit d'attaque est 30 normalement commandé, par l'intermédiaire de la porte OU 17, à partir du circuit de commande de rythme d'étincelles 18, qui tend à augmenter progressivement la tension de sortie du circuit apparaissant au niveau des bornes 3 et 4 jusqu'à atteindre un point pour lequel apparaît une décharge disruptive. Une telle 35 décharge disruptive est détectée par le circuit sensible à la modification de la phase 21 de manière à produire un signal d'entrée appliqué aux blocs 18 et 19 en réponse à la relation existant entre les formes d'ondes apparaissant au niveau des deux bornes d'entrée et obtenues à partir des transformateurs 13 et 15. 71 34189 7 2107930 Le circuit du bloc de commande pour étincelles 18 fonctionne en réponse à chaque étincelle détectée de manière à provoquer un changement ou une variation élémentaire dans le signal de commande appliqué au circuit d'attaque 16, de manière à retarder d'une 5 façon correspondante les angles d'amorçage des thyristors prévus dans le circuit d'alimentation du dépoussiéreur électrostatique. Entre de telles étincelles, le bloc 18 permet au signal appliqué au circuit d'attaque de s'ajuster de manière à tendre à communiquer une avance progressive à l'angle d'attaque d'amorçage. Par 10 conséquent, pour un ensemble de conditions données, le système tend à s'établir à un état moyen optimal associé à des décharges disruptives occasionnelles, dont fe rythme d'apparition peut être ajusté d'une manière convenable au niveau de ïélément 28. Compte tenu de la vitesse de réponse élevée de l'appareij., il 15 est souhaitable de détecter le plus tôt possible l'établissement d'un arc possible dans l'appareil et à cet effet, le circuit 19, qui est le circuit de suppression ou d'interruption d'arcs, détecte l'apparition d'un état de décharge disruptive dans deux demi-périodes successives de la forme d'onde d'alimentation pour l'em-20 porter sur ou prendre le contrôle du signal de comriande provenant du bloc 18 et pour déterminer une suppression ou interruption temporaire de l'alimentation de façon à éteindre tout arc tendant à s'amorcer qui pourrait apparaître avant de permettre à la tension d'alimentation de se rétablir rapidement à une valeur réglée 25 par l'intermédiaire du bloc 18. D'après ce qui précède, il est évident que la. tension de sortie est régulée en avançant ou en retardant l'angle d'amorçage des dispositifs redresseurs commandés 10 et 11 au cours des demi-périodes respectives et qu'en l'absence d'amorçage d'arc, la 30 tension peut augmenter progressivement, cette augmentation étant interrompue de manière intermittente par des réductions par paliers de la tension lors de l'apparition de décharges disruptives qui sont distinctes des arcs détectés comme indiqué précédemment. Pour étudier maintenant la manière dont sont détectés les arcs 35 et les décharges disruptives comme indiqué ci-avant, il y a lieu de se référer à la représentation schématique de la fig. S. Cette dernière montre de façon idéalisée la forme d'onde de tension U qui apparaît en aval du dispositif de régulation à redresseurs commandés à semi-conducteurs comprenant les dispositifs 10 71 34189 8 2107930 et 11 et la forme d'onde du courant de ligne I pour un single d'amorçage de 90°. Le cycle montré pour la période A est un cycle normal, le cycle montré pour la période B est un cycle dans la première moitié duquel une décharge disruptive est suppo-5 sée apparaître, l'instant du claquage étant désigné par BD. Cette décharge disruptive est effectivement un court-circuit et la charge appliquée à l'alimentation varie donc par rapport à la charge- du dépoussiéreur et tend à passer d'une charge essentiellement capacitive à une charge essentiellement inductive plus 10 particulièrement à cause de la réactance de limitation du courant 12 prévue dans le circuit primaire du transformateur. Il résulte du passage à cet état essentiellement inductif que le thyristor qui est conducteur tend à conduire au delà du passage par zéro de la tension d'alimentation et qu'il apparaît une persistance ou 15 queue de tension inverse dans la forme d'onde à demi-périodes, comme le montre la fig. 2. L'apparition d'un arc ou d'une tendance à l'amorçage d'arc, telle que définie précédemment, est représentée pour la période C. Dans ce cas, la figure montre une queue de tension apparaissant dans deux demi-périodes successives de la 20 forme d'onde de tênsion. Par conséquent, le circuit de détection destiné à détecter l'apparition des décharges disruptives est conçu de manière à fonctionner en réponse à une queue de tension inverse relativement importante et associée à une seule demi-période. Pour détec-25 ter l'apparition imminente des arcs, il y a lieu de détecter deux demi-périodes successives présentant des queues de tension inverses. Il est souhaitaVle de noter qu'il existe toujours inévitablement une petite queue de tension inverse provoquée par l'existence de la réactance de ligne du circuit et, par conséquent, le 30 circuit de détection présente un seuil convenable au-dessous duquel il ne fonctionne pas de sorte que le circuit ne répond pas à des queues de tension inverses qui ne sont pas importantes. Dans le circuit de détection 21, qui sera décrit plus en détail en se référant à la fig. 9, des signaux sont obtenus à 35 partir du courant de ligne, par l'intermédiaire du transformateur 15, et à partir de la tension primaire, par l'intermédiaire du transformateur 13, dans des sens correspondant normalement à des polarités opposées, ces signaux étant appliqués aux bases de deux paires de commutateurs transistorisés connectés en série. 71 34189 9 2107930 Une telle paire de commutateurs est prévue pour chaque demi-pé-riode de l'alimentation. Etant donné la connexion à polarités opposées des transistors d'une paire donnée, seul l'un des transistors de chaque paire est rendu conducteur à un instant quel-5 conque donné et, normalement, il n'en résulte aucun signal de sortie. Cependant, dans le cas d'uneeinversion de tension apparaissant pendant une période de conduction unidirectionnelle du courant, telle que cela apparaît pour une décharge disruptive comme étudié ci-avant, il existe une période de temps au cours 10 de laquelle les deux dispositifs d'une paire peuvent être simultanément conducteurs, un courant de collecteur commun s'écoulant alors. Le signal de sortie commun est ensuite appliqué de manière à actionner le circuit 18 et/ou le circuit 19. Du fait de la petite queue de tension précitée qui existe 15 toujours et est provoquée par la réactance de ligne du circuit, une diode Zener d'arrêt convenable est prévue et est réglée de manière à présenter le seuil de réponse nécessaire de façon à empêcher toute commutation due aux petites queues de tension normales. 20 Si l'on se réfère maintenant à la fig. 3, celle-ci montre sous forme de blocs le circuit de détection de variations de phase ou de déphasages constitué par le bloc 21, les deux paires de transistors qui ont été citées ci-avant étant représentées respectivement par des blocs 31 et 32. Du fait que la durée de 25 l'impulsion de sortie provenant de la paire de transistors 31 ou de la paire de transistors 32 n'est pas constante mais dépend de l'instant de la décharge disruptive, de la nature de la charge et de l'angle d'amorçage pour le thyristor correspondant, son flanc antérieur ou front est utilisé pour déclencher un circuit 30 monostable à signal d'une milliseconde représenté par le bloc 34, par l'intermédiaire d'un circuit de différentiation 33, de façon à obtenir un signal de sortie présentant une amplitude et une durée constantes, qui est appliqué à un étage d'amplification intermédiaire 35 à la sortie duquel il est appliqué aux blocs 18 35 et 19 visibles sur la fig. 1. Pour étudier maintenant le fonctionnement du circuit fonctionnant en réponse aux décharges disruptives et représenté par le bloc 18 visible sur la fig. 1, il y a lieu de se référer à la représentation schématique sous forme de blocs qui est visible 71 34189 10 2107930 sur la fig. 4. Lorsqu'apparaît une décharge disruptive, un signal est obtenu à partir du circuit de détection 21 et est appliqué à un circuit de comparaison 37 qui, si le signal présente une valeur supérieure à celle du signal de référence obtenu à partir 5 du circuit d'alimentation en énergie stabilisée et, par conséquent, indique l'existence d'une décharge disruptive, déclenche un circuit monostable 38 dont le signal de sortie se prolonge pendant approximativement 3j5 millisecondes. Une borne de sortie du circuit monostable 38 excite un réseau de transfert de charge com-0 prenant un commutateur 39 auquel sont respectivement associés des condensateurs primaire et secondaire, 40 et 4l. Dans ce cas, la tension pré-établie qui est emmagasinée dans le condensateur primaire 40 est instantanément transférée au condensateur secondaire sous forme d'une décroissance par paliers de la tension 5 apparaissant au niveau de la sortie du condensateur secondaire 4l. La décroissance par paliers qui en résulte est le produit de la variation de la tension du condensateur primaire et du rapport des capacités primaire et secondaire. Cette réduction par paliers de la tension est appliquée, par l'intermédiaire d'un amplificateur 0 intermédiaire 42, à une entrée du circuit 17 déjà cité et amène l'augmentation ou l'accroissement de l'angle d'amorçage avant l'apparition de la demi-période suivante pour aboutir à la fourniture d'une tension de sortie réduite par le circuit de puissance. A la suite d'une telle réduction par paliers, le rétablissement de 5 la tension du circuit d'attaque et de sortie sont relativement lentes à la suite de la recharge du condensateur secondaire jusqu'à atteindre le niveau déterminé par le réglage d'un élément de commande de tension de sortie faisant partie du circuit. Le circuit monostable 38 applique un signal de sortie sup-0 plémentaire à un élément indicateur de décharge disruptive convenable au néon qui fait partie du bloc 23 visible sur la fig. 1. Dans ce bloc 23, la durée de la période fondamentale de l'impulsion du bloc 38 est prolongée selon un délai convenable qui est suffisant pour permettre qu'un éclair de l'élément au néon 5 soit identifié par l'observateur ou l'utilisateur qui peut alors décider si le rythme des éclats de l'appareil de traitement est celle qui convient. Si l'on étudie maintenant le circuit de commande pour arcs, il est à noter d'après ce qui précède que, dans le présent 71 34189 11 2107930 exemple, un arc est interprêté comme étant accompagné de décharges disruptives apparaissant au cours de deux demi-périodes successives. Il y a alors lieu de se référer à la représentation schématique sous forme de blocs qui est visible sur la fig. 5 et qui 5 montre plus en détail le contenu du bloc 19 visible sur la fig.l. L'apparition d'une décharge disruptive est accompagnée par une impulsion provenant du circuit 21 et constituant un signal d'entrée qui est appliqué au circuit de comparaison et de commutation représenté par le bloc 44 visible sur la fig. 5. Cette impulsion 10 présente une tension supérieure à la/tension de référence provenant de l'alimentation stabilisée et apparaissant sur le conducteur 27 et actionne un réseau de transfert de charge dans lequel un transfert de tension fixe s'effectue par l'intermédiaire d'un commutateur 45, à partir d'un condensateur primaire 46 pour at-15 teindre un condensateur secondaire 47- La tension qui est ainsi gagnée par le condensateur secondaire 47 est conçue de manière à être insuffisante pour commuter un circuit monostable 48 de manière à le faire passer à son état astable et, si aucune impulsion ultérieure rfest reçue pendant la demi-période suivante de 20 l'alimentation, le condensateur 47 se décharge pendant une période de l'alimentation et est par conséquent rétabli à son état initial. Cependant, si un second amorçage apparaît et est accompagné par une impulsion de manière à produire une seconde décharge du condensateur 46 dans le condensateur 47, la tension 25 cumulée du condensateur secondaire 47 est suffisante pour provoquer la commutation du circuit monostable 48 de manière à produire une impulsion de sortie qui est appliquée à la fois au dispositif à néon indicateur d'arcs 23 et, par l'intermédiaire de l'amplificateur intermédiaire 49 et de la porte 17 visible 30 sur la fig. 1, de façon à supprimer ou interrompre les impulsions d'amorçage appliquées aux thyristors pendant une période de temps suffisante pour que l'arc soit évité. Un dispositif à rampe ou pente de rétablissement 50 est prévu de manière à obtenir un rétablissement retardé pour la tension de sortie, jusqu'à attein-35 dre un niveau établi par le circuit de rythme d'étincelles 18. En plus de la fonction de limitation de courant remplie par l'élément de commande 30 et par le bloc 20 visible sur la fig. 1, le circuit de sous-tension 22 comporte également un dispositif grâce auquel la tension primaire moyenne appliquée au 71 34189 2107930 transformateur haute tension est appliquée ;i un circuit d d'une perte dana la to-rmion de sortie ou lorsque cette tennion de sortie décroît .juaqu'a atteindre un niveau inférieur à une valeur pré-réglée, la tenaion appliquée au relais de sous-tension est interrompue après un délai 10 convenable pour déclencher un signal d'alarme et ouvrir le oon-tacteur principal. Ce délai permet aux réductions de tennion a court terme de n'avoir aucun effet. Une particularité supplémentaire qui peut être incorporée a l'appareil, est constituée par un dispositif convenable pour li-15 miter l'énergie des transformateurs de courant 14 et 15. Aux bornes de la charge résistive du transformateur de courant 15, par exemple, il peut être prévu de connecter un pont redresseur à deux alternances, une diode Zener étant montée au niveau des bornes de courant continu. Dans le cas de l'apparition d'une 20 seule décharge disruptive, particulièrement lorsque la charge normale de l'appareil de traitement est essentiellement résistive plutôt que capacitive, le transformateur de courant est donc e~-pêché d'emmagasiner une énergie magnétisante suffisante pour qu'une distorsion de la tension puisse apparaître au cours de la demi-25 période suivante. La diode Zener est conductrice et linite l'énergie volt-secondes qui est absorbée par le noyau du transformateur. La durée de l'impulsion de courant au niveau de la charge résistive du transformateur de courant n'est pas affectée non plus que le fonctionnement du système de détection. Dans le cas de 30 1'apparition d'un arc tel que défini ci-avant, le noyau du transformateur de courant est ramené à l'état initial de façon inhérente par les deux impulsions du courant primaire de polarités opposées mais, également dans ce cas, la diode Zener constitue un li-iteur d'énergie efficace. 35 Jusqu'ici, les circuits de l'appareil n'ont été décrits eu'en- termes généraux pour donner une vue d'ensemble du mode de fonctionnement de ces circuits. Pour avoir plus de détails sur ce? circuits, il y a lieu de se référer aux autres figures. bad original 71 34189 13 2107930 Si l'on se réfère maintenant à la fig. 6, celle-ci montre le circuit d'alimentation en énergie qui est basé sur les techniques des circuits transistorisés classiques et qui fonctionne en réponse à une alimentation en courant alternatif appliquée au pont 5 redresseur formé par des diodes MRli à MR14, pour fournir une tension d'alimentation stabilisée apparaissant au niveau des conducteurs de courant continu négatif et positif respectivement désignés par A et B, et destinée à alimenter les autres circuits transistorisés devant être étudiés. 10 L'alimentation en courant alternatif appliquée aux redresseurs MR11 à MR14 est obtenue à partir d'un transformateur d'alimentation de puissance qui n'est pas représenté, et le signal de sortie en courant continu provenant du redresseur est filtré par un condensateur Cil et appliqué à un transistor de régulation série 15 VT15. La commande du courant de base appliqué au transistor VT15 est effectuée par l'intermédiaire de transistors VT13 et VT14 qui sont montés en parallèle comme montré sur la figure et en liaison avec un transistor VT12. Un transistor VT11 fonctionne comme un amplificateur comparateur et comporte une résistance de charge 20 R102 qui est montée dans son circuit de collecteur ainsi qu'une diode Zener de référence ZR11 qui est montée dans son circuit d'émetteur. La diode Zener forme donc une référence et le signal d'entrée appliqué à la base du transistor VT11 est obtenu à partir d'une chaîne de résistance R104, RVll, R105 et R106, la résistance 25 RVll comportant une prise intermédiaire réglable qui est utilisée pour régler la tension de sortie à la valeur désirée. Un condensateur C13 permet d'effectuer le filtrage,et la stabilité en boucle fermée est obtenue à l'aide d'un condensateur C12 et d'une résistance R101 qui sont connectés en série aux bornes de la 30 résistance R102. Il est également prévu dans le circuit d'alimentation en puissance une chaîne d'alimentation résistive réglable qui est constituée par une résistance R107 et une résistance RV12, cette dernière comportant une prise intermédiaire réglable reliée à une 35 résistance réglable supplémentaire RV01 qui est placée à une certaine distance et au niveau de laquelle sont obtenus des signaux de sortie apparaissant sur des bornes C et D. En pratique, la résistance HV12 est réglée de manière à pré-établir l'angle d'amorçage maximal pour les dispositifs redresseurs commandés A. 71 34189 principaux qui alimentent le dépoussiéreur électrostatique lorsque la position de la prise intermédiaire mobile de la résistance RV01 est réglée pour donner la valeur de sortie maximale. Ce point de réglage maximal est également utilisé pour fournir une tension 5 de couplage vis-à-vis de la tension de sortie provenant du circuit de commande par arcs comme cela serô étudié plus en détail ci-après . De plus, le circuit d'alimentation en énergie comprend un réseau constitué par des résistances R108 et RV13, qui comporte 10 une prise intermédiaire réglable, par un transistor à charge d'émetteur VT16 auquel est associée la résistance d'émetteur R109, et par un condensateur Cl4 qui est connecté au circuit ce base du transistor VT16. Par oonséquent, le transistor VT16 est monté de manière à fournir un niveau de référence réglable convenant bien 15 pour les transistors de commutation d'entrée des circuits à fonction de commande pour étincelles et pour arcs, ce niveau de référence apparaissant au niveau de la borne de sortie P. Le condensateur Cl4 est souhaitable pour supprimer les oscillations hautes fréquences du transistor VT16. 20 Si l'on se réfère maintenant au montage visible sur la fig. 7 qui montre en détail le circuit de commande pour le rythme d'étincelles, lorsque le fonctionnement est normal, c'est-à-dire lorsqu'il n'y a pas de décharge disruptive, une tension de commande est appliquée à partir du potentiomètre à commande manuelle 25 RV01 visible sur la fig. 6, apparaît au niveau de la borne C, et est appliquée à la base du transistor VT36 faisant partie de l'ëtaje final du circuit de commande de vitesse d'étincelles visible sur la fig. 7. Les transistors VT36 et VT37 sont connectés de manière à fonctionner comme des transistors à charge 30 d'émetteur en cascade avec une impédance d'entrée élevée. La tension de sortie apparaissant aux bornes d'une résistance R315 montée dans le circuit d'émetteur du transistor VT36 apparaît au niveau de la borne G et est extraite de cette manière pour constituer un signal d'entrée appliqué au circuit à porte OU 35 représenté précédemment par le bloc 17 visible sur la fig. 1. Les alimentations des circuits de collecteurs de ces deux transistors sont stabilisées par une chaîne de résistance R314 et R316. Lorsque la position du potentiomètre RV01 visible sur la fig. 6 est modifiée rapidement par l'opérateur, la tension 2107930 71 34189 15 2107930 d'attaque qui est appliquée au circuit d'attaque lb est empêchée de varier aussi rapidement sous l'effet d'un délai d'établissement qui est obtenu grâce au fait qu'un condensateur 034 se charge ou se décharge par l'intermédiaire d'une résistance 5 R313 et d'une résistance réglable RVOJ montée en série avec ces éléments. On obtient ainsi la certitude d'un démarrage ou amorçage doux pour les thyristors principaux qui alimentent le transformateur haute tension du circuit d'alimentation du dépoussiéreur électrostatique. Lorsque la position du potentiomètre 10 RV01 visible sur la fig. 6 est réglée pour augmenter la tension de sortie, le condensateur C3^ se charge vers le conducteur négatif du circuit transistorisé et se charge dans ce sens jusqu'à ce qu'il soit couplé ou calé à une valeur déterminée par une diode MR33 et par le réglage de l'élément de commande de la ten-15 sion de sortie. Lors de la fermeture du eectionneur principal de l'appareil, tous les circuits à l'exception du circuit de commande de vitesse d'étincelles visible sur la fig. 7 reçoivent l'alimentation fondamentale en courant continu qui est obtenue à partir des bornes A et B du circuit d'alimentation en puissance 20 visible sur la fig. 6. Même si le potentiomètre RV01 a eu la possibilité de rester au repos dans une position correspondant à une tension de sortie élevée, son potentiel ne peut être transmis au circuit d'attaque du fait que la diode RM33 bloque l'alimentation appliquée au transistor VT3o déjà cité. Par conséquent, lors-25 que le contacteur principal de l'appareil est ensuite fermé, les thyristors ne présentent pas initialement un angle d'amorçage en avance mais restent initialement bloqués ou non conducteurs. Peu de temps après la fermeture du contacteur principal, un contact auxiliaire de ce contacteur, qui est désigné par la ré-30 férence KA sur la fig. 7, connecte le conducteur négatif A de l'alimentation principale du circuit transistorisé au circuit de commande pour étincelles visible sur la fig. 7 et le condensateur C34 peut donc commencer à se charger, permettant une augmentation régulière de la tension de commande du circuit d'attaque et, par 35 conséquent, une avance régulière de l'angle d'amorçage des thyristors. Le condensateur C34 se charge d'abord rapidement par l'intermédiaire du circuit à résistance relativement faible comprenant la résistance R312 et la résistance réglable RV32. Ce ph&nomène se poursuit jusqu'au couplage ou calage déterminé par bad original 71 34189 16 2107930 la diode MR32 pour le réglage de la résistance variable RV32, qui est réglée de manière à fournir une tension de signal d'attaque qui soit juste inférieure au niveau de seuil correspondant à la conduction minimale des thyristors. Le condensateur C3^ con-5 tinue alors à se charger à une vitesse plus faible à travers la résistance plus importante présentée par l'élément résistif R313 et par la résistance réglable RV02 jusqu'à ce que la diode MR33 effectue le calage. Du fait que le réglage maximal requis pour le potentiomètre réglable RVOl visible sur la fig. 6 est conçu, 10 même dans le cas de la conduction totale des thyristors, pour être tel qu'il produise une tension extrêmement faible au niveau de la borne C, alors que le condensateur C34 tend à se charger vers le conducteur d'alimentation principal, la p-ttite partie de la courbe de charge exponentielle qui est utilisée pour la charge du 15 condensateur C34 fournit une pente ou rampe de tension de commande approximativement linéaire. Si l'on considère maintenant l'effet de commande automatique pour vitesse d'étincelles du circuit, une impulsion de signal, obtenue à partir du circuit de détection de phase, est appliquée 20 au conducteur d'entrée L et, par conséquent, à la base d'un transistor VT31, par l'intermédiaire d'un circuit d'atténuation de rapport 2:1 constitué par un diviseur de potentiel formé par les résistances R301 et R302. Un condensateur C31 est connecté aux bornes de ce diviseur de tension et empêche les pertur-25 bâtions hautes fréquences de provoquer un déclenchement parasite ou intempestif. Comme cela sera étudié ci-après, l'impulsion du signal d'entrée est obtenue à partir d'un circuit monostable et présente une amplitude et une durée fixes, et il s'ensuit que le transistor T31 est rendu conducteur lorsque le niveau de réfé-30 rence appli ué à son émetteur a été pré-réglé à une valeur optimale par l'intermédiaire du potentiomètre RV13 du circuit d'alimentation en puissance visible sur la fig. 6. L'amorçage ou le passage à l'état conducteur du transistor VT31 provoque la commutation à l'état conducteur d'un transistor d'entrée VT32 fai-35 sant partie d'une paire de transistors TV32 et VT33 formant un circuit monostable. L'insensibilité aux bruits est obtenue à l'aide d'un condensateur C35• Une impulsion est émise par le collecteur du transistor VT32 et cette impulsion est utilisée de trois manières différentes. En premier lieu, après avoir été 71 34189 17 2107930 atténuée par les résistances R307 et R308, l'impulsion de sortie du transistor VT32 provoque le passage à l'état conducteur d'un transistor supplémentaire VT34. Avant cela, un condensateur C33 est chargé jusqu'à atteindre un niveau qui est déterminé par 5 la valeur d'une résistance RV03 et (S'une résistance fixe R311. Tandis que le transistor VT34 passe à l^tat conducteur et a sa base négative par rapport à son collecteur et à son émetteur, la plaque ou armature négative du condensateur C33 subit une chute de tension pour atteindre la valeur du potentiel de ligne positif 10 et fait passer l'émetteur d'un transistor VT35 à une valeur positive de sorte que ce transistor passe également à l'état conducteur. Par conséquent, il apparaît un transfert de charge immédiat entre le condensateur C33 et le condensateur C34 de sorte que la diminution de la tension aux bornes du condensateur C34 est 15 égale au produit de la variation de la tension aux bornes du condensateur C33 et du rapport des capacités de ces condensateurs C33 et C34. Du fait de la résistance résiduelle présentée par le trajet de transfert de charge, le transfert de tension n'est pas un 20 transfert total mais l'est sensiblement et la réduction par paliers du niveau de la tension aux bornes du condensateur C34 est transférée sous la forme d'une réduction par paliers de la tension de commande appliquée au circuit d'attaque par l'intermédiaire du conducteur de sortie G précité. A ce moment, la 25 diode MR33 est polarisée en sens inverse et interrompt l'alimentation manuelle obtenue à partir du potentiomètre réglable RVOl visible sur la fig. 6. L'amplitude d'un tel palier ou échelon est commandée par la position de la résistance réglable RV03 qui prédétermine la charge du condensateur C33- Pendant 30 le processus de transfert, la plaque ou armature supérieure du condensateur C33 n'est plus connectée à l'alimentation de charge grâce au transistor VT39 (monté en série avec les résistances R313 et RV03) qui passe à l'état non conducteur par l'intermédiaire du transistor VT311 et à la suite d'un signal appliqué 35 à sa base et provenant du collecteur du premier transistor VT32 formant une partie d'un circuit monostable. En même temps, un signal provenant de l'émetteur du transistor VT32 est appliqué à la base d'un transistor VT310 qui fonctionne à charge d'émetteur et l'impulsion apparaissant aux bornes de la résistance 71 34189 18 2107930 d'émetteur R320 de cette charge d'émetteur est appliquée au conducteur H qui est relié à l'indicateur au néon représenté par le bloc 23 visible sur la fig. 1. La diode MR34 fonctionne comme un dispositif de calage ou de couplage pour empêcher 5 une polarisation inverse excessive d'être appliquée au transistor VT38. La diode MR31 permet au condensateur C33 de se recharger après la fin de l'impulsion et après que le transistor VT35 soit revenu à l'état non conducteur. Après le palier, le rétablissement de la tension d'attaque apparaît à la vitesse de la 10 rampe ou pente de démarrage ou d'amorçage normal tandis que le condensateur C34 se recharge par l'intermédiaire de la résistance R313 et de la résistance réglable RV02. Cette résistance réglable RV02 permet donc d'obtenir un élément de commande pour vitesse d'étincelles qui peut être monté sur le panneau de l'ap-15 pareil. Si l'on se réfère maintenant à la fig. 8, celle-ci montre en détail le circuit de commande pour arcs qui applique son signal de sortie à la porte OU 17 visible sur la fig. 1 lorsqu'un arc est supposé apparaître, le critère correspondant à un arc ayant 20 été étudié précédemment dans la présente description. Lorsqu'apparaît une décharge disruptive, le circuit de détection, qui sera décrit en détail ci-aprJs, fournit une impulsion de commutation, par l'intermédiaire d'un diviseur de tension à atténuation constitué par des résistances R401 et R402, à la base d'un transis-25 tor VT4l dont le potentiel d'émetteur, du fait que ce dernier est relié au conducteur F, est déterminé par le réglage du potentiomètre RV13 (Pig. 6) du circuit d'alimentation en énergie électrique. Le condensateur C45 remplit le même office que le condensateur C31 visible sur la fig. 7. Le niveau de commuta-30 tion est dé-erminé de la même manière que pour le circuit de commande pour étincelles et après une inversion de polarité sous l'effet d'un transistor supplémentaire VT46 dont la base est couplée au circuit de collecteur du transistor VT4l, le signal de commutation amène un transistor VT47 à devenir conducteur 35 par l'intermédiaire d'une résistance R4l4. La diode MR44 montée dans le circuit d'émetteur du transistor VT46 permet d'obtenir une insensibilité ou protection de seuil contre les bruits. La tension de collecteur du transistor VT47 passe donc brutalement du potentiel de la ligne négative d'alimentation en énergie à un 71 34189 19 2107930 niveau qui est situé dans les limites de quelques volts par rapport à la ligne positive d'alimentation. Ce niveau est réglé par la diode de référence ZR47 du circuit d'émetteur et est entretenu à travers.la résistance R4l6. Le condensateur C42 est 5 initialement chargé à une tension qui est proche de la tension de ligne négative d'alimentation et la réduction de tension relativement importante qui en résulte dans le potentiel du collecteur du transistor VT47 provoque le passage de l'émetteur du transistor VT42 à une valeur positive et le passage à l'état 10 conducteur de ce transistor VT42. Par conséquent, il apparaît qu'un transfert de charge relativement important s'effectue à partir du condensateur C42 pour atteindre le condensateur C4l de telle sorte que l'augmentation de tension au niveau du condensateur C4l est égale au produit de la chute de tension aux 15 bornes du condensateur C42 et du rapport des capacités des condensateurs C42 et C4l. A nouveau, comme dans le cas du circuit de commande pour étincelles, les résistances en série avec le trajet de transfert de charge empêchent une dissipation totale de l'énergie qui est initialement emmagasinée dans le con-20 densateur C42 mais la variation de la tension qui apparaît aux bornes du condensateur C4l est une variation non négligeable. De plus, à ce moment, la tension accrue au niveau du condensateur C4l n'est pas plus élevée que le niveau du seuil de la diode Zener ZR4l qui est associée à une paire de transistors VT43 25 et VT44 formant circuit monostable de sorte qu'il n'en résulte aucune commutation. S'il n'apparaît aucune autre décharge disruptive ultérieure, le condensateur C4l se décharge ensuite à travers la résistance R404 et repasse à une valeur nulle dans les limites d'une courte période de temps choisie de manière à 30 avoir pour'valeur environ 20 millisecondes. Cependant, si un arc est apparu, le critère permettant de décider de sa présence étant déterminé comme décrit précédemment, une seconde impulsion de signal est reçue au niveau du transistor VT4l, 10 millisecondes après la première, et le condensateur C4l, après une telle pé-35 riode de temps assez courte, ne s'est que partiellement déchargé, de sorte qu'un second transfert de charge qui apparaît alors amène la tension résultante au niveau du condensateur C4l à dépasser le niveau de seuil qui est établi par la diode Zener ZR4l. 71 34189 20 2107930 Le circuit monostable à transistors formé par les transistors VT43 et VT44 subit donc une commutation pour passer à son autre état dans lequel le transistor VT44 est conducteur. Une impulsion rectangulaire est donc appliquée à la base du trans-5 sistor VT45 de manière à le rendre conducteur, le courant de base circulant à travers la résistance R408. Le collecteur du transistor VT45 passe donc au potentiel de la ligne positive d'alimentation et un signal de sortie est alors appliqué à partir de ce point au circuit d'attaque, sur le conducteur H. Ce signal 10 provoque l'élimination du signal de commande du circuit d'attaque de telle sorte que les thyristors prévus dans le circuit d'alimentation principal pour le dépoussiéreur électrostatique sont bloqués. En même temps, l'impulsion de sortie du circuit monostable fournit également un signal de commutation au dispositif 15 indicateur au néon 23 par l'intermédiaire du conducteur de sortie J. La tension de sortie provenant du circuit de commande paur arcs et apparaissant sur le conducteur H reste à une valeur nulle pendant la durée de la période de temps au cours de laquelle 20 le circuit monostable constitué par les transistors VT43 et VT44 est à l'état commuté. Cette période de temps peut être réglée de manière à correspondre approximativement à deux ou trois périodes de la fréquence d'alimentation en utilisant un système de commande de désionisation convenable, qui commute en émettant 25 alternativement en circuit des condensateurs de minutage ou synchronisation, et est représenté sous la forme du condensateur C43. Ce condensateur C43 est réglé pour une période de suppression optimale qui garantit la désionisation des gaz du dépoussiéreur él-r îtrostatique de manière à empêcher normalement tout 30 réamorçage !arc lorsque la tension de sortie peut se rétablir. Lorsque le transistor VT45 passe à nouveau à l'état non conducteur, le condensateur C44 se recharge rapidement par l'intermédiaire de la résistance R410 et ce phénomène provoque une augmentation pour la rampe ou pente de la tension de commande 35 d'attaque jusqu'à atteindre un point pour lequel elle est calée ou couplée par la diode MR43 dont l'anode est pré-réglée au potentiel maximal de l'élément de commande de sortie manuelle qui est fourni par la borne de la résistance réglable RV12 du circuit d'alimentation en puissance décrit ci-avant en se référant 71 34189 21 2107930 sur la fig. 6. Les éléments constitutifs du circuit sont réglés de telle façon que l'on obtienne une vitesse de rétablissement maximale pour la tension de sortie tout en évitant les problèmes qui proviennent du courant d'appel associé au transformateur 5 haute tension du circuit d'alimentation principal du dépoussiéreur électrostatique. Par exemple, la période de rétablissement correspond à approximativement trois périodes de l'alimentation en courant alternatif. Comme le condensateur C45 monté aux bornes du diviseur de tension constitué par les résistances R401 10 et R402, le condensateur C48 connecté entre la base du transistor VT43 et la ligne négative d'alimentation permet d'obtenir une insensibilité aux bruits pour le circuit de commande pour arcs. Si l'on se réfère maintenant à la fig. 9, celle-ci montre en 15 détail le circuit de détection de phase représenté par le bloc 21 sur la fig. 1. Lors d'un fonctionnement normal, les signaux obtenus à partir du transformateur de courant de ligne 15 et à partir de la tension existant entre les conducteurs connectés à l'enroulement primaire du transformateur haute tension, sont 20 appliqués en opposition de phase aux entrées K et M respectivement du circuit visible sur la fig. 9, le conducteur N correspondant à un conducteur de neutre commun pour les signaux. Si l'on considère la demi-période au cours de laquelle le conducteur d'entrée K fonctionne négativement- par rapport au conducteur de 25 signaux commun N, de sorte que le transistor VT71 tend à passer à l'état conducteur par l'intermédiaire de la résistance R703, du fait que le conducteur d'entrée M présente des valeurs croissant positivement au cours de cette demi-période à cause des connexions prévues, le transistor VT72 est maintenu à l'état 30 non conducteur et aucun courant ne circule à travers la résistance R702. Pendant cette même période de temps, le transistor VT73 est rendu conducteur par le signal de tension apparaissant au niveau du conducteur d'entrée M. Cependant, le transistor VT74 est maintenu à l'état non conducteur par la tension existant au 35 niveau du conducteur K et, par conséquent, aucun courant ne circule dans la résistance R707. Au cours de la demi-période suivante, lorsque le conducteur d'entrée K présente des valeurs positives et que le conducteur d'entrée N présente des valeurs négatives par rapport au conducteur neutre, les transistors VT74 71 34189 22 2107930 et VT72 sont rendus conducteurs mais le transistor VT71 et le transistor VT73 sont maintenus à l'état non conducteur de sorte qu'à nouveau aucun courant ne circule dans la résistance R705 ni dans la résistance R707. 5 S'il apparaît une décharge disruptive dans le dépoussiéreur électrostatique, la nature de la charge qui en résulte pour le circuit principal d'alimentation en énergie de ce dépoussiéreur devient inductive du fait que le transformateur haute tension lui-même subit une impédance d'enroulement secondaire effective-10 ment en court-circuit et que toute la tension primaire est développée aux bornes de la réactance de limitation de défaut par la réactance de fuite du transformateur en même temps que par. toute inductance ballast ou tampon primaire supplémentaire qui est utilisée. Dans le cas présent, cette inductance est représentée 15 par l'inductance 12 visible sur la fig. 1. Dans ces conditions, comme expliqué précédemment, le courant de l'enroulement primaire du transformateur continue à circuler après que la tension appliquée aux thyristors ait diminué jusqu'à atteindre une valeur nulle et, en fait, il apparaît un croisement ou passage par zéro 20 de la tension pendant la période d'écoulement du courant. Par conséquent, il arrive un moment dans le temps pendant lequel dure la demi-période de la fréquence d'alimentation où à la fois les signaux de courant et de tension apparaissant au niveau des conducteurs d'entrée K et M sont respectivement en phase. Deux 25 des transistors de chacune des paires de transistors montés en cascade VT71, VT72 ou VT73, VT74 passent alors simultanément à l'état conducteur et la tension existant aux bornes soit de la résistance R705 soit de la résistance R707 bascule en passant d'une valeur nulle à une valeur de tension qui est égale 30 à la moitié de la tension d'alimentation appliquée au circuit transistorisé. La combinaison série de la diode Zener ZR73 et de la résistance R721 fixe cette proportion. Même lorsque le signal de tension appliqué au conducteur d'entrée M présente une polarité appropriée pour rendre conducteur son transistor 35 associé VT72 ou VT73S l'amplitude du signal de tension doit être suffisante pour dépasser le potentiel d'appoint fourni par la paire de diodes Zener à courant alternatif désignés par 2R71 et ZR72 et montées en série avec le conducteur M. Cette élimination par opposition est prévue pour empêcher toute 71 34189 23 2107930 possibilité de détection erronnée dans des conditions de charge normale du fait que l'amplitude ou l'importance de la réactance de ligne est suffisamment grande pour empêcher un faible niveau de tension de déterminer une surmodulation pendant la charge de 5 courant mais pas jusqu'au même degré que celui créé par une décharge disruptive. Cette particularité a déjà été étudiée précédemment. Lorsqu'un signal équivalent à la moitié du potentiel d'alimentation de ligne apparaît aux bornes de la résistance R707, il 10 apparaît également aux bornes de sortie d'un réseau de différen-tiation comprenant un condensateur C72 et une résistance R713. Le flanc antérieur ou front d'un tel signal est donc susceptible de produire une pointe ou un pic croissant par valeurs négatives au niveau de ce point. D'une manière similaire, l'impulsion 15 de signal apparaissant aux bornes de la résistance R705 est déphasée par le transistor VT75 mais maintenue au niveau d'une tension ayant approximativement pour valeur la moitié de celle de la tension de ligne du circuit sous l'effet d'un atténuateur constitué par des résistances R712 et R720. Après cela, la 20 différentiation s'effectuant dans le circuit comprenant le condensateur C71 et la résistance R713 provoque l'apparition d'une impulsion de tension négative à pointe ou en pic qui coïncide avec le bord antérieur ou front du signal. A partir de la résistance R713 qui est donc commune aux deux signaux, l'im-25 pulsion croissant par valeurs négatives est transmise par l'intermédiaire de la diode MR74 à la résistance R711» et est donc efficace pour provoquer, par l'intermédiaire de la résistance R715, la commutation d'une paire de transistors VT76 et VT77 constituant un circuit monostable, qui passent d'un 30 état à un second état dans lequel le transistor VT76 est conducteur, de manière à produire une impulsion de sortie par l'intermédiaire du transistor à charge d'émetteur VT78. Une diode Zener ZR74 est prévue dans les circuits d'émetteurs de la paire de transistors VT76 et VT77 qui constituent un circuit mono-35 stable de manière à obtenir le même degré d'insensibilité de seuil à 1'encontre des bruits au niveau de l'entrée du circuit, et la diode MR75 qui est montée entre les deux résistances R713 et R714 empêche toute tendance du transistor VT76 à être amené de force à l'état non conducteur pour un point sans 71 34189 24 2107930 avance du flanc postérieur ou queue de l'impulsion de charge de collecteur initiale appliquée à la résistance R705 ou à la résistance R707> en bloquant la pointe ou le pic de tension croissant par valeurs positives qui est produit aux bornes de 5 la résistance R713 après la diffërentiation. L'impulsion de signal de sortie obtenue à partir du transistor VT78 qui correspond à un amorçage est appliquée au circuit de commande pour étincelles et au circuit de commande pour arcs par l'intermédiaire du conducteur L. Cette impulsion de sortie présente 10 une amplitude et une durée constantes indépendamment des variations du signal de commutation qui apparaît au niveau de la résistance R707 ou de la résistance R705, et qui peuvent être provoquées par le côté aléatoire selon lequel une décharge disruptive peut apparaître pendant une demi-période donnée quelconque 15 de l'alimentation en courant alternatif. Le circuit à élément au néon qui a été cité précédemment en se référant au bloc 23 consiste simplement en une paire d'indicateurs à lampe du type au néon auxquels sont associés des éléments de circuit appropriés pour permettre d'obtenir une indica-20 tion visuelle de l'apparition d'arcs et de décharges disruptives. Le circuit de sous-tension ou de protection contre les chutes de tension 22, visible sur la fig. 1, n'est pas décrit en détail du fait qu'une réalisation oonvenable d'un tel circuit paraîtra évidente pour les spécialistes. Un signal de sortie provenant du 25 transformateur 13 visible sur la fig. 1 est donc redressé et appliqué à un circuit transistorisé qui, lors du fonctionnement, élimine ou interrompt l'alimentation appliquée à un contacteur de circuit principal lorsque la tension redressée obtenue à partir du transforrateur 13 tombe au-dessous d'un niveau pré-réglé. 30 Le circuit r^ut comprendre des éléments résistifs et à constante de temps capacitive convenables de manière à fournir un délai suffisant avant le déclenchement pour empêcher toute interruption parasite ou intempestive de l'alimentation en énergie pendant que, par exemple, une succession de décharges disruptives a lieu dans 35 le dépoussiéreur électrostatique, qui pourrait amener une réduction rapide de la tension du primaire du transformateur principal haute tension provoquée par l'effet normal du circuit de commande pour étincelles. 71 ^4189 25 2107930 Le circuit de limitation de courant 20, qui alimente l'une des entrées de la porte OU 17 peut également se présenter sous n'importe quelle forme convenable de circuit transistorisé classique. Par exemple, le signal de courant de ligne obtenu à partir 5 du transformateur de courant 14 et appliqué à un circuit de filtrage à partir de certains points s'il atteint un niveau de seuil, commute une paire de longs conducteurs principaux en les faisant passer à un état dans lequel, par l'intermédiaire d'un circuit de réaction à retard et à condensateur, il met en fonc-10 tionnement un amplificateur à charge d'émetteur. Cet amplificateur assure la commande du circuit d'attaque 16 de préférence aux signaux de sortie des blocs 18 ou 19 (Fig. 1)- Le réseau à retard et à réaction capacitive rend nécessaire que la limite de courant soit dépassée pendant une période de temps minimale 15 pouvant durer par exemple dix secondes pour que le circuit de limitation prenne le contrôle de la partie d'attaque de l'appareil qui applique des impulsions de commande d'angle de phase réglable aux thyristors 10 et 11. Il est à noter, d'après la description précédente d'un système 20 utilisant un circuit selon l'invention, que si un arc apparaît dans le dépoussiéreur électrostatique, une action immédiate et énergique en résulte pour empêcher la prolongation de l'arc ou son réamorçage après extinction. Par conséquent, une interruption complète par commutation de la tension appliquée au transforma-25 teur haute tension est obtenue dans les limites d'une demi-période à partir du moment où l'arc est détecté. Cette interruption de commutation est alors suivie par une période correspondant à une tension nulle qui est suffisamment longue pour que les gaz se trouvant à proximité de la zone de la décharge disruptive 30 deviennent suffisamment désionisés pour empêcher tout réamorçage. Le rétablissement de la tension appliquée au dépoussiéreur électrostatique est ensuite suffisamment rapide pour maintenir une tension moyenne élevée appliquée au dépoussiéreur. Dans le cas où apparaissent uniquement des étincelles, l'ac-35 tion est considérée comme étant moins énergique et la commande est effectuée par la réduction de tension limitée qui est obtenue dans les limites d'une demi-période de détection. Une succession d'étincelles produit une diminution progressive de la tension appliquée au transformateur haute tension jusqu'à ce que le 71 34189 26 2107930 rythme ou taux des étincelles soit réduit et il apparaît un rétablissement relativement lent de la tension tout en maintenant une tension de sortie moyenne élevée appliquée au dépoussiéreur électrostatique. 5 Des modifications peuvent être apportées aux modes de réali sation décrits, dans le domaine des équivalences techniques, sans s'écarter de l'invention. 71 34169 27 2107930 REVENDICATIONS 1. Circuit de commande d'une alimentation en énergie électrique, fonctionnant en réponse à un signal de commande destiné à commander l'alimentation d'une charge généralement résistive 5 et capacitive, caractérisé en ce qu'il comprend un dispositif destiné à redresser une alimentation en courant alternatif de manière à fournir une sortie en courant continu, un dispositif de régulation destiné à réguler la tension de sortie moyenne, ce dispositif de régulation fonctionnant en réponse aux condi-10 tions de charge grâce à un dispositif fonctionnant en réponse à la forme d'onde du courant et pouvant être actionné de manière à détecter une augmentation par paliers apparaissant dans la nature réactive et inductive du circuit d'alimentation dans son ensemble de manière à modifier le signal de commande. 15 2. Circuit de commande d'une alimentation en énergie élec trique suivant la revendication 1, caractérisé en ce que le dispositif fonctionnant en réponse à la forme d'onde du courant fonctionne en réponse à un élargissement des impulsions du courant de sortie d'un redresseur correspondant à une augmentation de la 20 nature réactive et inductive du circuit. 3. Circuit de commande d'une alimentation en énergie électrique suivant la revendication 2, caractérisé en ce que le dispositif f«frictionnant en réponse à la forme d'onde du courant fonctionne également en réponse à une forme d'onde de tension et 25 comprend un dispositif destiné à détecter la présence du courant de sortie circulant après un passage par zéro de la tension d'alimentation. M. Circuit de commande électrique suivant la revendication 3, caractérisé en ce qu'il comprend un dispositif destiné à détec-30 ter au moins une inversion prédéterminée de la forme d'onde de tension à la suite d'une demi-période de la tension alternative d'alimentation. 5. Circuit suivant la revendication 4, caractérisé en ce qu'il comprend un premier dispositif de commutation fonctionnant 35 en réponse à un signal de forme d'onde de tension de sortie, un second dispositif de commutation étant tel qu'il soit commuté pour passer à un état identique à celui du premier dispositif de commutation en réponse à une inversion prédéterminée de la forme d'onde de tensionyie manière à produire un signal de détection. 71 34189 28 2107930 6. Circuit suivant la revendication 5, caractérisé en ce que les premier et second dispositifs de commutation sont des transistors . 7. Circuit suivant la revendication 6, caractérisé en ce 5 qu'il comprend des premier et second dispositifs de commutation pour chaque polarité des formes d'ondes à impulsions de courant de l'alimentation en courant alternatif. 8. Circuit de commande suivant l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce qu'il comprend un dis- 10 positif fonctionnant en réponse à l'apparition d'une augmentation par paliers dans la nature réactive et inductive du circuit d'alimentation au cours d'un nombre prédéterminé de demi-périodes successives de l'alimentation en courant alternatif de manière à remplir une seconde fonction de commande qui est distincte 15 d'une première fonction de commande déclenchée par la détection d'un tel palier apparaissant dans un nombre moins important de demi-périodes. 9. Circuit de commande suivant la revendication 5, caractérisé en ce que la première fonction de commande est constituée 20 par une fonction de commande pour le rythme ou taux d'étincelles, la seconde fonction de commande étant une fonction destinée à éteindre un arc apparaissant dans l'appareil alimenté par la sortie en courant continu. 10. Circuit de commande suivant l'une quelconque des reven-25 dications précédentes, caractérisé en ce que le signal de commande est déterminé par une charge appliquée sur un dispositif formant condensateur réservoir et fournie en réponse à l'augmentation par paliers apparaissant dans la nature réactive et inductive du circuit d'alimentation dans son ensemble, de manière à 30 connecter u:> condensateur supplémentaire au condensateur réservoir pour effectuer un transfert élémentaire de charge entre les condensateurs de façon à modifier ainsi le signal de commande. 11. Circuit de commande suivant l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce qu'il est prévu un con-35 densateur réservoir qui, lorsque la charge qui lui est appliquée a atteint une valeur prédéterminée, détermine la commutation d'un circuit à deux états de manière à l'emporter sur ou prendre le contrôle du signal de commande de façon à réduire, dans les limites d'une demi-période de l'alimentation, la tension de sortie 71 34189 2107930 du circuit en courant continu jusqu'à ce qu'elle atteigne une valeur appropriée pour éteindre un arc existant dams l'appareil en cours d'alimentation, un circuit de transfert de charge à condensateurs étant prévu et pouvant être actionné lors de la détection 5 d'un palier dans la nature réactive et inductive du circuit d'alimentation en courant continu de manière à soumettre le condensateur à un transfert de charge donné, ce condensateur présentant un trajet de fuite de charge qui nécessite plusieurs transferts de charge dans les limites d'un intervalle de temps donné pour commuter 10 le circuit à deux états. 12. Circuit de commande suivant l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce qu'il est appliqué à un appareil destiné à commander l'alimentation en puissance d'un dépoussiéreur électrostatique.