La présente invention concerne les dispositifs de récupération d'une fréquence présentant une fluctuation de phase [phase Jitter dans la terminologie anglo-saxonne) et devant avoir néanmoins une phase donnée de référence autour de laquelle apparaît la fluctuation de phase. De tels dispositifs 5 sont notamment très utilisés en transmission de signaux pour la récupération correcte d'une fréquence porteuse dans les récepteurs. Une telle nécessité est mieux comprise si on rappelle quelques phénomènes qui apparaissent en transmission. Tout d'abord on peut citer le décalage (ou dérive) en fréquence qui peut affecter un signal quelconque modulé ou purj une telle dérive appa-10 raît par exemple avec des valeurs importantes et variables dans le phénomène bien connu de Doppler où la dérive en fréquence est fonction de la vitesse relative émetteur récepteur» des dérives fixes plus faibles apparaissent aussi dans le cas de transmission sur ligne où elles sont provoquées par les traitements intermédiaires sur le réseau de transmission, traitements 15 qui ne peuvent 6tre soumis à aucune action des utilisateurs du réseau tant cflté émetteur que cBté récepteur. Théoriquement les réseaux de transmission sont conçus pour être parfaitement transparents, c'est-à-dire restituer à leur sortie un signal identique à celui de l'entréej en pratique il subsiste des résidus de l'influence du 20 réseau qui se traduisent par le décalage résiduel en fréquence dont on parle ou par des fluctuations de phase dont on reparlera plus loin. Un autre phénomène est l'existence aux extrémités de la bande passante d'un canal de transmission d'un écart de phase entre la phase d'une fréquence et celle (dite linéaire équivalente) que cette fréquence aurait eu si le 25 canal avait conservé ses propriétés linéaires au voisinage de cette fréquence. Un troisième phénomène est la possibilité que la phase reçue d'une fréquence présente des fluctuations parasites autour de sa phase moyenne reçue, c'est le "phase jitter" anglo-saxonj ce phénomène est dû notamment à des fluctuations dans les puissances d'alimentation des oscillateurs ou à des 30 filtrages insuffisants des bandes latérales images; La fluctuation de phase peut souvent être négligée, car elle reste généralement faible mais elle peut devenir prohibitive notamment dans les transmissions à modulation multiniveaux. Les transmissions sur ligne présentent assez souvent les trois phénomènes 35 sous forme d'un décalage en fréquence constant dans le temps pour toute la bande de fréquences transmises, d'un écart de phase aux limites de ladite bande (limites qui sont souvent les positions les plus courantes des fréquences porteuses ou pilotes) et d'une fluctuation de phase en général de même valeur sur toute la bande. 40 C'est à un cas de ce type que se référera l'exemple décrit plus loin 71 02568 2 2122376 en détail. Dans la technique actuelle, on connaît de nombreux dispositifs permettant de restituer une fréquence, notamment une fréquence porteuse, avec sa fréquence réelle et une phase correcte. Ces dispositifs sont en général composés 5 _ de deux groupes principaux de circuits, le premier groupe est constitué d'une part, de circuits permettant de récupérer avec sa phase ladite fréquence telle qu'elle est reçue mÊme ayant dérivé, d'autre part de circuits se synchronisant sur cette fréquence pour la redélivrer avec une autre phase et en effectuer en quelque sorte le transfert. Le deuxième groupe est composé de 10 circuits permettant de définir la phase de référence telle que la phase linéaire équivalente, soit en mettant en évidence l'écart entre cette phase et la phase reçue, soit en reconstituant la fréquence reçue avec la phase de référence. En général, notamment pour la récupération d'une porteuse, le premier groupe de circuits fonctionne en permanence, le second groupe fonction-15 ne passagèrement pour recaler sur la phase de référence la phase du signal délivré par le premier groupe. Lorsque la transmission fait apparaître une fluctuation de phase, les circuits constitutifs des premier et deuxième groupes doivent présenter des propriétés particulières permettant de tenir compte de l'action de la fluctua-20 tion de phase. La présente invention a pour objet la détermination des circuits des premier et deuxième groupes précédemment définis de façon que lesdits circuits délivrent la fréquence instantanée reçue avec la phase instantanée correcte. Un autre objet de l'invention est de définir les circuits du premier 25 groupe pour qu'ils suivent la fluctuation de phase et de compenser, si nécessaire, le fait que ces circuits délivrent leur signal présentant une fluctuation donnée avec un retard par rapport au signal reçu présentant la mime valeur de fluctuation. Un autre objet de l'invention est de définir les circuits du deuxième 30 groupe de façon qu'au moment de son action, la référence de phase qu'ils délivrent n'altère pas la propriété recherchée pour les circuits du premier groupe, de suivre la "fluctuation de phase". Les objets ainsi que d'autres caractéristiques de l'invention apparaîtront au cours de la description et à l'examen des figures. 35 Parmi les caractéristiques de l'invention on peut citer la présence d'un circuit de retard sur la voie normale de traitement donnant au signal à traiter le même retard que le retard avec lequel la fluctuation de phase est délivrée/au sein du premier groupe de circuits précédemment défini,par les circuits de récupération de fréquence, par sélection ou reconstitution» on 40 peut citer aussi l'utilisation,au sein du deuxième groupa de circuits 71 02568 3 2122376 précédemment défini, d'un filtre commuté étroit commandé par le signal issu du premier groupe de circuits. La figure 1 représente le schéma d'un récepteur utilisant un dispositif conforme à l'invention. 5 La figure 2 représente un schéma équivalent d'un filtre commuté. La figure 3 représente une version plus particulière d'un récepteur de la figure 1. La figure 4 représente le schéma et les signaux du circuit de transfert utilisé dans le dispositif de la figure 3. 10 Dans les figures on désignera par un même nombre un point et le signal apparaissant à ce point et SQ désignera un dispositif de mise en créneaux. La figure 1 donne un schéma de principe d'un récepteur avec les circuits habituels et l'ensemble des circuits da récupération de fréquence divisé en un premier et un deuxième groupe comme précédemment définis dans le rappel 15 de l'aspect général de ces circuits. On a fait figurer les circuits habituels les plus courants tels que le contrôle automatique de gain 22 CAGQ], un démodulateur 18, un filtre passe-bas 23, un bloc filtres 13 réjectant la porteuse ou les pilotes pour ne conserver que l'information. Ces circuits habituels situés sur la voie normale de traitement du signal reçu en 1 sont cités dans 20 le cadre de l'image normale d'un récepteur mais n'interviennent pas dans l'invention et n'ont donc pas à Être décrits. Le point 1 est la véritable entrée de l'ensemble de réceptioni les signaux dits signaux reçus seront les signaux en 1. Pour déterminer l'action des circuits du premier groupe 14, il faut 25 d'abord préciser les caractères du signal à extraire ou à reconstituer. Si sa fréquence d'origine est fc, la fréquence reçue en 1 est fc+s, où s est le décalage en fréquence, la phase instantanée à la réception est $+A$(t) où $ est une constante et représente la phase moyenne et A$(t) représente la fluctuation de phase qui est une fonction du temps. Si le signal 30 fc est envoyé depuis l'émetteur, on aura seulement à extraire le signal fc+s avec sa phase et en 15 les circuits d'extraction seront simplesi dans le cas contraire on devra en 15 le reconstituer selon des procédés en eux-mêmes connus de l'homme de l'art à partir d'une ou plusieurs fréquences fi en relation simple avec la fréquence à obtenir. Cette ou ces fréquences fi envoyée(s) 35 depuis l'émetteur se présenteront chacune à la réception en 1 avec le décalage en fréquence s, une phase fi et la fluctuation de phase A4(t). Il est rappelé que dans le cas des réseaux de transmission, s et A$£t) sont pratiquement indépendants de la fréquence dans les largeurs de bande couramment employées. En ce qui concerne A$(t], c'est une fonction du type basse fréquence comprise 40 dans la bande d'environ 15 à 180 Hz. 71 02568 4 2122376 Dans le cas où le signal fc+s peut être extrait directement, les circuits d'extraction sont simples et peuvent Stre un filtre assez étroit pour isoler fc+s mais assez large pour passer autour de la fréquence fc+s les composantes basse fréquence de la fonction A$(t) V* Les circuits de transfert 16 comme on le précisera plus loin se synchro-25 nisent avec un déphasage fixe sur le signal qu'ils reçoivent en 2. La fluctuation de phase du signal à l'instant tQ délivré à leur sortie S qui est la sortie du premier groupe 14 de circuits est donc celle du signal en 2, c'est-à-dire la fluctuation de valeur A4> CtQ- t) du signal reçu en 1 à l'instant tQ—r. Pour un fonctionnement correct de l'ensemble du récepteur, il faut 30 donc avoir au môme instant tQ, au point 3, le signal qui a été reçu en 1 alors qu'il était affecté d'une fluctuation de valeur A4> (t -t],c'est-à-dire le signal présent en 1 à l'instant tQ-x. Le circuit 17 de retard t placé sur la branche reliant 1 et 3 permet d'atteindre ce but» ce circuit doit apporter à la partie du signal reçu transitant sur la voie normale un retard dont 35 la valeur entre 1 et 3 ait la m&me valeur t donnée par les circuits 15* la présence de ce circuit de retard est à ce point nécessaire qu'il peut Ôtre considéré comme appartenant au premier groupe 14 de circuits. Le retard t qui doit Stre appliqué à tout le signal sur cette branche peut atteindre des valeurs très importantes, de l'ordre de plusieurs millisecondes) un tel retard 40 est difficilement obtenu autrement qu'avec une méthode digitale, ce qui 71 02568 5 2122376 conduit par exemple à réaliser l'ensemble 17 de retard par un codeur A qui code le signal analogique qu'il reçoit en l'r la suite des impulsions A ainsi obtenues est retardée dans un registre à décalage qui définit le retard t sur la branche 1 à 3, puis un convertisseur A digital analogique redonne le signal 5 analogique qu'il a tbçu en 1*. Il est alors possible à un même instant t d'avoir en 2 (et en S donc) la fréquence fc+s avec une valeur A$ de fluctua-d'avoir tion et/en 3 les composantes utiles du signal qui a été reçu en 1 avec la même valeur de fluctuation. On a dit les composantes utiles du signal en 1 car, on l'a vu, les filtres 13 réjectent la ou les fréquences pilotes pour ne 10 conserver sur la voie normale que la partie information. En ce qui concerne les circuits 16 de transfert, la seule condition imposée est qu'ils puissent se synchroniser sur le signal présent en 2 c'est-à-dire sur la fréquence fc+s et suivre les fluctuations de phase A$ (t*x) de ce signal présent en 2. Cette exigence peut être satisfaite par certains 15 types de circuits actuellement connus notamment des circuits du type à phase bloquée de conception digitale dont un type possible sera illustré dans le cadre d'un exemple d'application plus particulier de l'invention. Après avoir vue la nécessité d'un circuit 17 de retard sur le voie normale et les conditions imposées aux chdix des circuits de transfert 16 pour ce 20 qui concerne le premier groupe 1.4 de circuits, on est amené à étudier le second groupe 19 de circuits. Dans tous les cas, le recalage des circuits 16 de transfert pour obtenir la composante fixée désirée $o de la phase du signal en S, ne doit pas perturber la valeur À$ de la fluctuation du signal présent à l'entrée de 16 à l'instant de ce recalage, ce qui permet, à partir de cet 25 instant de recalage, de retrouver en S la fréquence fc+s avec la phase $o + A$,les valeurs de la fluctuation en S restant les mêmes que celles affectant le signal en 3 comme cela a été précédemment montré. Le second groupe de circuit peut fonctionner à partir de signaux obtenus après démodulation, [cas de la jonction b représentée en tirets), ou a partir 30 de signaux obtenus avant démodulation, (cas de la jonction a représentée par des points). Les circuits du second groupe 19 couramment employés sont composés uniquement des circuits 20 générateurs de la référence de phase et désignés par $.REF, les circuits 21 et les jonctions a' désignés par des croix seront incorporés conformément à l'invention dans des conditions qui seront précisées 35 ultérieurement. Le cas de la jonction b va être examiné en premier. Les signaux issus de 3 et entrant dans le démodulateur 18 ont leurs divers éléments présentant tous le décalage en fréquence s et la fluctuation de phase A$(t). La fréquence démodulatrice est la fréquence fc+s avec une phase moyenne et la fluctua-40 tion A$(t). Les mêmes éléments s et A$(t) étant présents sur le signal et 71 02568 B 2122376 la fréquence démodulatrice, le signal démodulé ne présentera plus d'action de la part de s et de A$(t). Il en résulte que les circuits 20 du second groupe 19 désignés par $.REF. utilisent dans ce cas des signaux non soumis à la fluctuation A$(t), ne la font pas intervenir dans leur signal de référen-5 ce de phase et peuvent agir normalement sur les circuits 1B de transfert comme dans le cas d'absence de fluctuation de phase. Des circuits de ce type sont notamment décrits dans le brevet français n° 1 42B 203 déposés par la demanderesse sous le titre "Méthode et dispositif permettant de corriger à la réception la phase d'une onde porteuse". Dans un tel cas, les circuits du 10 second groupe resteront composés uniquement des circuits 20 $.REF. Des circuits de ce type pour le second groupe sont précis mais assez complexes et souvent on utilise de préférence des dispositifs de référence de phase alimentés à travers la jonction a par des signaux pris avant démodulation. Dans ce second cas, on utilise des circuits «&.REF. qui établissent leur 15 signal de référence de phase en travaillant sur des signaux soumis à la fluctuation A$ (t- t). Les traitements subis par les signaux font que cette fluctuation réapparaîtra sous une forme modifiée A$"(t) et pour le moins avec de nouveaux retards qui la rendront inexploitable. Il faut donc faire disparaître cette fluctuation A*" avant l'utilisation pour le recalage des circuits 20 de transfert 16. Pour pouvoir éliminer cette fluctuation A$", on est amené à utiliser des circuits $.REF générateurs de référence de phase d'un type générant la fréquence elle-même avec sa phase moyenne $o correcte et à faire passer le signal qu'ils délivrent dans un filtre commuté conformément au processus suivant. Le signal en 4 est alors fc+s avec la phase $o + A$"(t). 25 En faisant passer le signal en 4 dans un filtre commuté très étroit 21 commandé par le signal présent en 2, on va non seulement éliminer le terme en A4"(t) mais le remplacer par A$ (t-r)j le signal de référence REF délivré alors par les circuits du second groupe 19 sera la fréquence fc+s avec la phase instantanée $o +A$ (t- t) correcte. Le recalage effectué par ce signal 30 n'introduira pas d'erreur et après le recalage, le circuit de transfert 16 délivrera en S un signal ayant la fréquence fc+s avec la phase moyenne 4o et affecté de la même fluctuation A$ Ct-x) que le signal à traiter présent en 3. L'action énoncée du filtre commuté 21, action qui permet l'utilisation du signal délivré par le générateur de référence n'est possible que sous 35 des conditions particulières, conditions qui ont été énoncées précédemment et qui vont être rappelées pour être analysées plus en détail: - le signal a filtrer est le signal en 4 il a la fréquence fc+s et la phase 4o + A$"(t) - le signal de commande du filtre 21, sur a', 40 a la fréquence fc+s et la phase $' + A$ (t~r) 71 02568 7 2122376 - le filtre commuté doit être très étroit. Lb fréquence du signal de commande étant la fréquence fc+s, la fréquence centrale dB la bande passante du filtre 21 est toujours la fréquence fc+si le signal présent en 4 a aussi la fréquence fc+s, on peut donc utiliser un 5 filtra très étroit sans craindre d'éliminer le signal présent en 4 à la fréquence fc+s puisque cette fréquence est toujours la fréquence centrale du filtre. Le fait rendu ainsi possible d'utiliser un filtre très étroit permet de satisfaire à la nécessité d'utiliser un filtre très étroit pour éliminer la présence de A$"(t) et remplacer ce terme par A$ (t~x) sur le signal en S. Cette action 10 du filtre commuté 21 peut s'expliquer plus facilement en considérant la figure 2 qui représente le schéma équivalent d'un filtre commuté. Le signal à filtrer entre en 4 et peut s'écrire : signal 4 cos [ 2ir (fc+s)t + $o + A$H(t) 1 Dans es schéma équivalant, l'action du signal de commande (CDE) est traduite par 15 l'action des dignaux ds corrmande appliqués en 11 et en 12 qui s'écrivent respectivement î signal 11 cos C2ir Cfc+sjt + $' + A$£t-x) ] signal 12 sin [2ir (fc+s)t + $' + A$(t-x) ] 20 La modulation en 25 du signal 4 par le signal 11 donne le signal 5 : signal 5 cos 2ir (fc+s)t + $' + A $ (t-x) -2w (fc+s]t - $o - A$"(t) + cos d 2tt x 2(fc+s)t + $' + $o + A$(t—r) + A$H(t)] Comme la filtre commuté 21 est réalisé de façon à Stre très étroit, les filtres passe-bas 22 et 29 du schéma équivalent sont très étroits. Sur le 25 schéma équivalent, il apparaît nettement que ces filtres éliminent alors non seulement le deuxième terme du signal 5, mais les termes basse fréquence du premier terme de 5 qui s'écrit après simplification : cos [ $' $o + A$(t-x) - A$ "(t) ] Comme A$ (t-t) at A4>"(t) représentent des fluctuations de valeur moyen-30 ne nulle, après passage dans le filtra passa-bas 29, on a en 7 le signal cos ($'- $o). Un raisonnement analogue portant sur les signaux 4 et 12 montre qu'en 6 on a le signal 6 : sin C 4>' - $o + A$ (t-x) - A$H(t) 3 + sin C2ir x 2 (fc+s)t + 71 02568 8 2122376 Le signal 7 modulé en 27 par le signal 11 donne en 9 le signal 1 1 cos [2tt (fc+s)t + 4o + A4(t~x) ] + y cos [2ir (fc+s)t + 24- 4o + A4(t~x) ] de môme le signal 8 modulé par le signal 12 donne en 10 le signal 1 1 — cos [2ir (fc+s)t + 4o + A4(t-x) 3 » — cos [2tt (fc+s)t + 2$ - 4o + A4(t-x) 3 5 La sommation en Z de ces deux signaux donne le signal : cos [2* (fc+s)t + 4o + A4 (t»x) 3 qui est le signal de référence cherché, REF. Il faut remarquer que les circuits générateurs 20 $ REF travaillent sur les signaux pris après le retard t donc sur des signaux référés aux instants 10 t-x et que le signal qu'ils délivrent est aussi en conséquence référencé sur les instants x-t 8t qu'en toute rigueur ce signal, présent en 4, doit s'écrire s cos Z2n (fc+s) (t-x) + ¥o + A4"(t-x) 3 (où ¥o désigne vraiment la phase linéaire équivalente sur le canal de trans-25 mission) signal qui peut B'écrire : cos [ 2ir (fc+s)t +2ir (fc+s)x + ¥o + A4"(t-x) 3 ■ cos [ 2ir (fc+sjt + 4o + A4"(t-x) 3 tel qu'il a été décrit dans la précédente démonstration car peut importe d'écrire A4" (t-x) ou A4"(t) puisque cette fonction est éliminée. 20 Dans ces conditions, le signal de référence à la sortie de Z qui est écrit s cos 2ir C'(fc+s)t + 4o + A4'(t-x)3 peut s'écrire inversement cos [2ir(fc+s) (t-x) + Wo + A4(t-x) 3 25 en remplaçant inversement 4o par sa valeur ¥0 + 2ir (fc+s)x Ceci montre que le signal en 3 qui est le signal de l'instant t-x est traité en 18 par le signal S correspondant à l'instant t-x, avec la phase correcte ¥0 et la fluctuation de phase correcte A4 (t-x). Qn a commandé le filtre commuté 21 avec la signal présent en 2. Comme les 30 circuits 16 de transfert, on le verra dans la suite, se synchronisent sur le signal en 2 et, à une phase constante près, délivrent à leur sortie un signal ayant la même fréquence et la même fluctaation A4 (t-x) on pourrait aussi bien commande le filtre 21 par la sortie des circuits de transfert d'autrant plus qu'on a vu que la phase constante du signal de commande n'intervient 71 02568 g 2122376 pas. Le choix dépend de la précision réelle avec laquelle les circuits de transfert se synchronisent sur le signal en 2. La construction d'un filtre commuté ayant une bande passante donnée de même que le schéma équivalent cité sont des techniques et des procédés connus de l'homme de l'art et ne 5 font pas en eux-mêmes partie de l'invention» de nombreux articles sont parus sur ce domaine notamment dans le "Bell System Technical Journal" et on peut citer des articles parus dans cette revue en Septembre 1960. Au moment de l'énoncé des conditions imposées aux circuits du premier groupe, on a dit que les circuits de transfert 16 qui peuvent subir un reca-10 lage en phase, doivent pouvoir se synchroniser sur fc+s et suivre les variations de phase données par la fluctuation A$ CtTT3• On a dit alors que de tels circuits existent) il est exact que des circuits de ce type employés normalement pour des signaux sans A$ peuvent être utilisés avec des signaux présentant une telle fluctuation. Parmi ces circuits on peut citer les oscil-15 lateurs à phase bloqués(désigriés sous l'abréviation PLO dans la terminologie anglo-saxonne] et particulièrement les réalisations de ce type à structure digitale» des structures équivalentes comme celle décrite dans le brevet français 1 586 118 déposé par la demanderesse sous le titré : "Filtres commutés parallèles et leur utilisation notamment pour la récupération de fréquence 20 porteuse" peuvent être employées. Les conditions énoncées que doivent remplir ces circuits dans le cadre de l'invention conduisent à faire une sélection parmi des circuits connus indépendamment de l'invention. Comme l'invention va être replacée à titre d'illustration dans le cadre d'un cas pratique, on étudiera plus en détail 25 le fonctionnement du circuit de transfert 16 utilisé qui est un "PLO" digital. Dans cet exemple, les circuits du second groupe 19 sont du type délivrant la fréquence de référence et opérant à partir de signaux sélectés avant démodulation. La figure 3 illustre cet exemple. Cette figure reprend exactement la 30 structure de la figure 1 mais en donnant les divers blocs de circuits constitutifs, dans l'application particulière,des ensembles de la figure 1 et en précisant les divers signaux apparaissant aux divers points ce qui illustre les diverses étapes de traitement et leurs résultats. La réalisation technique des blocs est du type courant,elle ne sera donc pas détaillée sauf pour le 35 bloc "PLO". Les données initiales du problème sont les suivantes: La nécessité d'éliminer le décalage en fréquence s et la fluctuation de phase A$ présentes sur un signal envoyé directement en ligne dans la bande 600 Hz à 3000 Hz ont conduit à démoduler à la réception ce signal par une fréquence de 3600 Hz double de la fréquence centrale) la fréquence à 3600 40 Hz hors de la bande passante d'une ligne téléphonique est reconstituée à 71 02568 10 2122376 partir de deux pilotes à 600 Hz et 3000 Hz. Ces valeurs sont définies théoriquement) en fait, compte tenu du décalage s en fréquence, on reoevra des fréquences 600 Hz+s 3000 Hz+s et on devra reconstituer du 3600 Hz+s. Le dispositif de génération de référence 20 agit pendant la période de synchro-5 nisation et reconstitue la signal à 3600 Hz + s avec la phase 4o è partir de fréquences reçues 1200 Hz + s et 2400 Hz+s envoyées sous forme d'une séquence spéciale de données pendant la période de synchronisation. Sur la figure 3, en 1, on a un signal de fréquence 600 Hz+s avec la phase $1 + A4(t) 10 et un signal dB fréquence 3000Hz + s avec la phase 42 + A4(t) Le filtre 100 est assez large pour laisser passer le signal 3000 Hz+s avec sa fluctuation de phase A4(t)> on retrouve donc ce signal en 101. Le si** gnal 600 Hz+s modulé en 108 par le signal 3000 Hz+s, mis en créneaux 15 en SG), donne notamment la fréquence 2400 Hz [sans s ni A4(t) avec la phase 42 -41, 2400 Hz qui est isolé par le filtre 10B des autres composantes de la modulation. Ce signal à 2400 Hz présent en 102 donne un signal à 600 Hz filtré en 110 et présent en 103 avec une phase fonction de 42 et 41. Ce 600 Hz modulé en 111 par le signal à 3000 Hz+ s présent en 101 donne un signal à 20 3600 Hz+ s avec une phase 4'+ A4(t~x), isolé des autres composantes par le filtre 117 et présent en 2j A4 (t- t) est la fonction A4(t) en 1 mais retardée de t. Ce retard est compensé en 117 vis à vis du signal transitant par la voie normale par la ligne à retard digitale composée d'un registre à décalage ^tl/'retarde les Impulsions correspondant au codage A du signal 25 d'information (par les circuits 17a), signal restitué par le décodeur 17c donc présent en 3 mais avec un retard t par rapport au signal en 1. Au moment de la synchronisation une séquence spéciale générée à l'émission correspond à l'envoi de trois fréquences 1200 Hz, 1800 Hz et 2400 Hz reçues sous les valeurs 2400 Hz + s, 1800 Hz + s et 1200 Hz + s. Ces fréquences sont utilisées 30 par ailleurs pour la récupération des signaux chronologiques des données) dans le circuit de référence de phase la fréquence 1800 Hz+s n'est pas utilisée et est éliminée par un filtre 112) le signal à 2400 Hz+s présent en 105 a use phase 4a + A4 (t-x), le signal à 1200 Hz+s présent en 106 a une phase 4b + A4 (t~x) et on a 4a=24b, le canal de transmission étant linéaire pour 25 ces fréquences. A la sortie du premier modulateur 113 après le filtrage 114 on a en 107 un signal à 1200 Hz avec la phase 4a - 4b = 4b (puisque 4a = 24b) àt une fluctuation de phase f(A4). A la sortie 4 du deuxième modulateur 115, sortie du générateur 4 REF 20 on a notamment un signal à 3600Hz+s avec la phase 3$b qui est bien la phase linéaire ¥o, avec une fluctuation f'£A4) (qui n'est 40 autre que A4"(t) de la démonstration de principe), et avec un retard x puisque 71 02568 2122376 18s signaux à 240Q Hz + s et 1200 Hz+s ont été pris après l'élément de retard 17 * Les autres composantes de cette deuxième modulation sont à éliminer par un filtre, ce filtrB peut ici être confondu avec le filtre commuté 21 qui doit 6tre ajouté conformément aux normes définies par l'invention dans le cas 5 d'utilisation de la jonction a, figure 1. Le filtre a une bande très étroite et est commandé par le signal en 2, ici le signal à 3600 Hz+s avec la phase $' et la fluctuation A$ (t-x). Conformément à l'action décrite précédemment pour ce filtre 21 le signal de référence REF délivré par l'ensemble du second groupe 19 est bien le signal: 10 3600 Hz+s avec la phase $o + A$ (t-x), $o étant°?le rappel défini par ïo et le retard x. Après l'opération de récalage le circuit de transfert restera synchronisé sur le signal présent en permanence en 2, dit dans la suite (piloté)': signal qui est du 15 3600 Hz+s avec la phase $' + A$ (t-x) et délivrera en S le signal constitué par du 3600 Hz+s avec la phase $o + A$ (t-x) c'est-à-dire du 3600 Hz+s référencé sur l'instant t-x avec la phase ¥o et la fluctuation A$ (t-x). 20 La figure 4 donne le schéma du dispositif à phase bloquée utilisé dans cet exemple comme circuit de transfert 16. L'oscillateur CL fournit une oscillation à 664 KHz, cette fréquence est normalement divisée par 3 en 202 et donne du 280 KHz en 203. Ce signal à 288 KHz est divisé par 80 pour donner un signal à 3600 Hz. 25 Au départ, le diviseur 204 fournit un signal interne à fréquence fc=3600 Hz avec une phase quelconque. Dès que la présence du signal (pilote)' en 2 est détectée par des circuits adéquats 116, une remise à zéro du compteur diviseur 204 a lieu par 116'j dès lors le signal d8 sortie de 204 est le signal de la ligne 3 (fig.4). Comme le signal (pilote)' à la fréquence fc+s=*3600 hz+s at non 3600 Hz, il apparaîtra encore un décalage Y entre le front du créneau 30 du signal (pilote)' et le front du signal 204 recalé. Ce décalage détecté dans QS"t le compaaateur Camp/ aussitôt rattrapé en modifiant le taux de division de l'étage 202. Le signal en 203 fluctue donc autour de 288 KHz pour maintenir le signal de sortie 204 synchronisé sur le signal (pilote)'. Lorsqu'on a atteint ce stade, la fluctuation du signal en 203 se reporte aussi sur le signal 35 d'entrée du diviseur 205 dont le signal de sortie qui est le signal en S des figures 3 et 1 suit dès lors le signal (pilote)' mais avec un décalage de phase qui est arbitraire (signal 205 ligne 4), jusqu'au moment de la synchronisation. Au moment de la synchronisation du récepteur, le signal C' de 40 sync. permet au signal REF (ligne 5) de rëmèfctre à zéro le diviseur 205 et 71 02568 2122376 dès lors le signal 205 Csignàl 205 racolé de la ligrip SUit je Signai (pilote) » présent en 2 mais avec un'décalage fa phase permanent donnant à ce signal 2Q5 la phase #o corre^é. La ligne 1 bis se réfère à l'influence de la fluctuation phase A$(t). La fluctuation de phase provaque un glissement 5 au bout d'un intervalle de temps égal à la 1/2 période du signal Cpilote)' va se traduire par un décalage entre le front du signal Cpilote)' et le front du signal 204; ce décalage est rattrapé exactement comme celui résultant de la différence de fréquence. Le décalage pratique est d'ailleurs le décalage résultant des deux influences. On voit bien dès lors que le circuit de trans-10 fert utilisé ici est bien d'un type répondant aux conditions du problème. Ce n'est qu'un exemple des circuits de transfert utilisables. Le principe du recalage par remise à zéro d'un diviseur est une méthode connuej elle est utilisé dans d'autres dispositifs notamment dans le brevet français 1 566 346 déposé par la demanderesse sous le titre "Dispositif de recalage 15 en phase d'une porteuse" qui concerne d'ailleurs la reconstitution de la fréquence de référence à partir de signaux pris avant démodulation. Bien que l'on ait décrit dans ce qui précède et représenté sur les dessins les caractéristiques essentielles de l'invention appliquées à un mode de réalisation préféré de celle-ci, il est évident que l'homme de l'art peut 20 y apporter toutes modifications de forme ou de détail qu'il juge utiles, sans pour autant sortir du cadre de ladite invention. 71 02568 13 2122376 REVENDICATIONS 1.- Dispositif de récupération dB fréquence dans un signal reçu du type comprenant outre la voie normale du signal à traiter, deux groupes de circuits où le premier groupe comprend des premiers circuits qui sélectent ladite 5 fréquence à récupérer telle qu'elle est reçue ou la reconstituent à-partir de signaux tels que reçus et la délivrera des seconds circuits dits de transfert qui se synchronisent sur elle et délivrent cette fréquence sous la forme correcte après reialage et où le deuxième groupe génère un signal de référence de phase qui agit sur les circuits de transfert pour recaler une fois pour 10 toute à la valeur correcte la phase du signal I ladite fréquence délivré à la sortie du premier groupe, caractérisé en ce que pour pouvoir traiter des signaux en présence de fluctuation de phase sur l'ensemble du signal reçu, l'ensemble du signal présent sur la voie normale est retardé d'une quantité égale au retard que les premiers circuits du premier groupe font apparaître 15 sur la fluctuation de phase du signal qu'ils délivrent. 2»- Dispositif de récupération de fréquence dans un signal reçu du type comprenant outre la voie normale du signal à traiter deux groupes de circuits où le premier groupe comprend des premiBrs circuits qui sélectent ladite fréquence à récupérer telle qu'elle est reçue ou la reconstituent à partir 20 de signaux tels que reçus et la délivrera des seconds circuits dits de transfert qui se synchronisent sur elle et délivrent cette fréquencs sous la forme correcte après recalage et où le deuxième groupe génère un signal de référence de phase qui agit sur les circuits de transfert pour recaler une fois pour toute à la valeur correcte la phase du signal à ladite fréquence délivré à la 25 sortie du premier groupe et dans lequel le deuxième groupe génère pour signal de référence ladite fréquence avec la composants fixe de phase correcte à partir de signaux pris sur la voie normale avant lsur traitsment par modulation, c'est-à-dire présentant encore la fluctuation de phase, caractérisé en ce que le signal de référence généré traverse avant d'Être délivré un 30 filtre commuté à bande étroite commandé par le signal issu des circuits du premier groupe. 3." Dispositif de récupération de fréquence dans un signal reçu du type comprenant outre la voie normale du signal à traiter deux groupes de circuits où le premier groupe comprend des premiers circuits qui sélectent ladite ^ fréquence à récupérer telle qu'elle est reçue ou la reconstituent à partir de signaux tels que reçus et la délivretfà des seconds circuits dits de transfert qui se synchronisent sur elle et délivrent cette fréquence sous la 71 02568 2122376 forme correcte après recalage et où le deuxième groupe génère un signal de référence de phase qui agit sur les circuits de transfert pour recaler une fois pour toute à la valeur correcte la phase du signal à ladite fréquence délivré à la sortie du premier groupe et dans lequel le deuxième groupe génè-5 re pour signal de référence ladite fréquence avec la composante fixe de phase correcte à partir de signaux pris sur la voie normale avant leur traitement par modulation, c'est-à-dire présentant encore la fluctuation de phase, caractérisé en ce que la signal de référence généré traverse avant d'Être délivré un filtre commuté à bande étroite commandé par le signal issu des premiers 10 circuits du premier groupe.