La présente invention concerne le domaine des transmissions de données mettant en jeu la modulation d'une porteuse et plus particulièrement les techniques d'égalisation destinées à compenser les distorsions linéaires introduites dans les signaux ainsi transmis par le support de transmission. Lorsque des signaux de~données sont transmis par l'intermédiaire d'un support de transmission, par exemple une ligne téléphonique, chaque signal engendre des composantes réparties dans le temps qui, si elles ne sont pas supprimées ou compensees, peuvent interférer avec la transmission d'un ou plusieurs signaux de données successifs si l'espacement entre ceuxci est inférieur à une valeur critique et entraîner une détection erronée des signaux de données à la station réceptrice. Cette interférence, communément appelée interférence entre symboles, est due aux caractéristiques du support de transmission lui-meme et est aggravée par le bruit qui est introduit dans ce support par des sources- extérieures le plus souvent difficiles a contrôler. Au fur et à mesure que l'on tend a accroître le taux des données transmises, le- problèmes des distorsions linéaires introduites par les supports de transmission prend une importance capitale. Pourle résoudre, on a proposé depuis longtemps déjà de prévoir, avant la détection des données, un dispositif de correction du signal de données reçu, dont le but est de compenser les distorsions linéaires introduites par le support de transmission. Ces dispositifs sont connus sous le nom d'égaliseurs. Initialement, ces égaliseurs furent conçus comme des réseaux dont les caractéristiques d'amplitude et de phase en fonction de la fréquence compensaient approximativement celles du support de transmission de façon que la combinaison du support et de ces réseaux présente une caractéristique d'amplitude relativement constante et une caractéristique de phase relativement linéaire en fonction de la fréquence. Ces systèmes ont été utilisés, et le sont encore, pour des transmissions de données à vitesse relativement faible, jusqu'à 2400 bits par seconde. Ils se sont avérés inefficaces à plus haute vitesse. Une grande amélioration a été apportée par l'apparition des égaliseurs linéaires faisant appel aux techniques des filtres transversaux ou récursifs. Un premier type d'égaliseurs linéaires a- été conçu pour travailler en bande de base, c'est-à-dire après que le signal transmis par modulation d'une porteuse ait été démodulé. On pourra se référer, pour l'application d'une telle technique au cas d'une modulation linéaire (modulation d'amplitude, en bande latérale résiduelle), aux articles de R.W. Lucky parus dans la revue "The Bell System Technical Journal" respectivement dans les numéros d'avril 1965 tapages 547 à 588 et de février 1966 tapages 255 à 286] sous les titres "Automatic Equalization for Digital Communication" et "Techniques for Adaptive Equalization of Digital Communication Systems".Pour l'application au cas d'une modulation non-linéaire (modulation de phase), on pourra consulter la contribution CCITT nO 171 de décembre 1971 faite dans le cadre du groupe spécial d'études A. Dans ce cas, la démodulation se fait par deux porteuses en quadrature et l'égalisation est réalisée sur chaque canal ainsi obtenu en tenant compte de l'interaction entre canaux. Le gros inconvénient de ces techniques est de nécessiter une démodulation à la réception et donc une récupération précise de la porteuse. Cette démodulation s'oppose d'autre part à l'utilisation de techniques numériques pour la réalisation de l'unité de réception. Aussi plusieurs propositions ont été faites tendant à faire fonctionner l'égaliseur directement dans la bande de fréquences du canal où s'effectue la transmission. On pourra consulter à ce sujet les articles de R.W. Lucky et H.R. Rudin "An Automate Equalizer for General Purpose Communication Channels" et de H.R. Rudin Jr "A Continuously Adaptive Equalizer for General Purpose Communication Channels" parus dans la revue "The Bell System Technical Journal", respectivement dans les numéros de novembre 1967 (pages 2179 à 2208) et juillet-août 1969 tapages 1865 à 18843.La technique décrite consiste à superposer en permanence au signal de données un signal de test, à générer à la réception une réplique de ce signal de test et à comparer cette réplique avec le signal de test reçu pour définir une erreur servant au réglage de l'égaliseur. Cette technique, outre qu'elle est relativement lourde par la duplication de circuits qu'elle implique, présente l'inconvénient d'augmenter le niveau de bruit: en effet le signal de test apparaît comme du bruit pour la détection du signal de données et inversement. La demande de brevet française nO 72 01484 déposée le 10 janvier 1972 par la demanderesse, sous le titre "Perfectionnements aux systèmes d'égalisation" propose de faire fonctionner l'égaliseur dans le canal de transmission mais de ramener le signal égalisé dans un autre domaine de fréquences où une erreur peut être commodément définie. Cette technique implique également une démodulation ou une modulation, qui, pour être moins gênante que celle effectuée avant égalisation, n'en présente pas moins des inconvénients au niveau d'une réalisation en technique numérique. Pour le cas particulier d'une modulation de phase, la demande de brevet française nO 72 15578 déposée le 26 avril 1972 par la demanderesse sous le titre : "Perfectionnements aux égaliseurs pour transmission en modulation de phase" décrit un égaliseur transversal fonctionnant dans le canal de transmission. Toutes ces techniques d'égalisation dans le canal de transmission présentent par ailleurs un même défaut: les prises de la ligne à retard de llégaliseur transversal doivent, pour satisfaire au critère de Nyquist, être espacées d'un temps inférieur à l'intervalle entre éléments d'information en ligne. Ce fait a plusieurs conséquences: tout d'abord, il augmente le nombre de prises nécessaires pour une longueur de ligne à retard donnée tet donc pratiquement pour une qualité d'égalisation donnée).D'autre part, et plus grave, la corrélation existant entre les signaux aux différentes prises introduit une cause d'instabilité dans la boucle de l'égaliseur lorsque celui-ci fonctionne en mode adoptif. Cette instabilité se traduit par un temps de convergence relativement long (de l'ordre de plusieurs secondes) et par une certaine dérive des valeurs des coefficients de l'égaliseur après que l'égalisation optimum a été atteinte. La demande de brevet française nO 72 20097 publiée sous le numéro 2 094 041 présente encore une autre technique, toujours pour le cas d'une modulation de phase: deux filtres transversaux sont utilisés qui se partagent la même ligne à retard mais avec deux groupes différents d'atténuateurs. La ligne à retard reçoit le signal à la sortie de la ligne de transmission qui a été soumis à une translation dans un domaine de fréquences plus élévées. Le premier groupe d'atténuateurs opère directement sur les signaux prélevés aux prises de la ligne à retard tandis que le second groupe d'atténuateurs opère sur ces signaux préalablement affectés d'une rotation de phase de 900 dans toute leur gamme de fréquence Etransformation de Hilbert). Le signal de sortie de l'égaliseur résulte de la sommation des sorties des deux groupes d'atténuateurs Ce signal égalisé est comparé à un seuil de référence d'amplitude à des instants déterminés pour fournir un signal d'erreur. Les atténuateurs sont réglés en fonction d'une corrélation effectuée entre le signal d'erreur et les signaux prélevés directement aux prises, pour le premier groupe d'atténuateurs, et d'une corrélation entre le signal d'erreur et les signaux ayant subi une rotation de 900 pour le second groupe d'atténuateurs. Cette technique, qui permet l'emploi d'une ligne à retard dont les prises sont espacées de l'intervalle entre éléments d'information en ligne, présente cependant un certain nombre d'inconvénients. L'utilisation d'un transformateur de Hilbert sur chaque prise de la ligne à retard n'est pratiquement pas concevable si l'on désire faire appel à des techniques numériques: la complexité qui en résulterait exclurait toute réalisation commercialisable du dispositif. D'autre part, la transposition de fréquence effectuée en amont de l'égaliseur, et imposée à la fois par la nécessité de réaliser des transformateurs de Hilbert analogiques simples et par le mode de génération signal d'erreur, rend également impraticable une réalisation entièrement numérique.En effet l'échantillonnage du signal analogique transposé devrait être effectué à très haute fréquence et le nombre d'échantillons à déplacer dans la ligne à retard serait absolument prohibitif. La présente invention a pour principal objet de fournir un égaliseur automatique pour transmissions de données utilisant la modulation d'une porteuse qui présente une grande facilité de réalisation par des techniques numériques, en évitant tout recours à des- modulations ou transpositions de fréquence annexes. Un autre objet de l'invention est de fournir un égaliseur automatique pour transmissions utilisant la modulation d'une porteuse, qui opère dans le domaine de fréquence de la transmission à l'aide d'une ligne à retard à prises dans les prises sont espacées dans le temps d'un temps égal à l'intervalle entre éléments d'information sur la ligne de transmission. Un autre objet de la présente invention est de fournir un égaliseur pour transmission à modulation de porteuse, qui converge rapidement vers une égalisation optimum et soit stable. D'une façon générale, l'invention propose un système d'égalisation pour transmission à modulation de porteuse dans lequel on génère à partir du signal r(t) reçu de la ligne un signal #(t) en soumettant r(t) à une transformation de Hilbert, puis on applique les signaux r(t) et #(t) à deux filtres présentant respectivement des réponses impulsionnelles h1 [t) et h2tt) de façon à -générer les deux composants y(t) et 9(t) du signal égalisé: où le signe 6 dénote une convolution. L'égalisation est rendue adaptive en engendrant, à partir de ces compo sants ytt) et 9(t), deux signaux d'erreur 6y et ô# qui sont respectivement utilisés pour ajuster les réponses impulsionnelles h1(t) et h2tt) de façon à rendre minimum l'erreur à la sortie de l'égaliseur. Selon un mode de réalisation plus particulier, l'égalisation est rendue adaptive en échantillonnant les signaux ytt) et #(t) aux instants caractéris tiques et eÀ générant à partir des échantillons yk. 9k ainsi obtenus les coordonnées polaires: d'où l'on déduit les valeurs discrètes pk et k' porteuses des données et aussi les signaux d'erreur Ceux-ci sont utilisés pour générer les composantes cartésiennes du signal d'erreur dYk et dYk, qui sont ensuite utilisées pour ajuster les réponses impulsionnelles h1(t) et h2(t) de faconçon à rendre minimum l'erreur à la sortie de l'égaliseur. Une description détaillée de l'invention va maintenant être donnée à l'aide des dessins joints sur lesquels: La figure 1 représente schématiquement un système de transmission de données à modulation de porteuse, La figure 2 représente schématiquement un récepteur de données transmi ses selon le schéma de la figure 1, en l'absence de distorsions en ligne, La figure 3 représente schématiquement un récepteur de données transmi ses selon le schéma de la figure 1, muni d'un égaliseur pour compenser les distorsions linéaires introduites par le canal de transmission, La figure 4 représente schématiquement un premier mode de réalisation de la partie filtrage de I' égaliseur, La figure 5 représente schématiquement second mode de réalisation de la partie filtrage de l'égaliseur; La figure 6 représente schématiquement les circuits de réglage des caractéristiques de la partie filtrage de l'égaliseur. Pour permettre une bonne compréhension de l'invention, il est nécessaire de procéder avant tout à un exposé des problèmes qui se posent et que résout l'invention. Ceci va être fait à l'aide des figures 1, 2 et 3. Pour fixer les idées, on a supposé que le type de modulation est une modulation de -phase à plusieurs niveaux d'amplitude, La figure 1 représente le schéma d'un système de transmission de données numériques classique. Lorsqu'une modulation de phase à plusieurs niveaux est utilisée, les données sont codées, dans le codeur 1, sous forme de séquences de niveaux discrets d'amplitude et de phase [ > n) . Dans la suite le signe ~ désignera une valeur discrète.Ces séquences de valeurs discrètes sont utilisées pour moduler, dans le modulateur 2, une séquence d'impulsions d'enveloppe Stt) et de porteuse f pour fournir un signal o résultant à transmettre s(t de la forme: où T représente l'intervalle entre deux actions successives sur la porteuse, c'est-à-dire l'intervalle entre éléments d'information en ligne. T est l'inverse de la cadence de transmission des éléments d'information sur la ligne,. qui s'exprime classiquement en bauds- Pour fixer les idées, on rappellera que la cadence de transmission est définie comme le nombre d'actions effectuées sur la porteuse par seconde. Dans un système de transmission en modulation de phase, par exemple, on dira que la cadence de transmission est de 1200 bauds si 1200 sauts de phase sont effectués par seconde sur la porteuse. Pour éviter une interférence systématique entre éléments d'information en ligne, il est bien connu que l'équation suivante doit être satisfaite: S If+k=constante (21 k =-oe S (f + k) = consta t t2) où SZf m e j28ft où S[f) = | Stt) e-j27rftdt est le spectre de l'enveloppe S(t), c'est-à-dire la transformée de Fourier de Seltz et ji #-1. On supposera, de plus, dans la suite que le signal Stt) occupe une bande de fréquences limitée, c'est-à-dire que: S[f) = O si If 2 f t3) o Le signal obtenu à la sortie de la ligne de transmission 3 est désigné par r(t). Si la ligne de transmission est idéale, r(t)=s[t) et les données peuvent être retrouvées dans le récepteur 4 en mesurant l'amplitude et la phase instantanées du signal r(t) a des instants kT, k prenant successivement toutes les valeurs entières. La figure 2 présente un arrangement possible pour un tel récepteur, à l'aide de.circuits numériques. Le signal r(t) reçu de la ligne de transmission est appliqué, sur la branche inférieure du schéma, à un circuit 6 qui est un réseau déphaseur réalisant un déphasage de 90 sur toutes les fréquences de la bande occupée par rCt). Le circuit 6 réalise la transformation de Hilbert et sera appelé filtre de Hilbert. Comme il est bien connu, la fonction de transfert H(f) de ce filtre est telle qu'il réalise un déphasage égal à -X/2 signe f. A la sortie du circuit 6, on obtient donc le signal #(t) qui est la transformée de Hilbert du signal r(t). On notera tout de suite que, au lieu d'un tel déphaseur de 900 sur la branche inférieure du schéma, il reviendrait au meme de mettre un déphaseur de +450 sur la branche supérieure et un déphaseur de -45 sur la branche inférieure. Cette remarque sera valable pour le reste de cette description, sans qu'on ait à le répéter à chaque utilisation d'un filtre de Hibert. Sous le bénefice de l'hypothèse posée par Inéquation t3) ci-dessus, le signal #(t) peut s'écrire: Les signaux rCt3 et #(t), que l'on appellera signal en phase et signal en quadrature, sont échantillonnés toutes les T secondes, comme indiqué figure 2, pour fournir les échantillons xk et x respectivement. k Par suite de l'hypothèse posée par l'équation (2) ci-dessus, les signaux - à la sortie des dispositifs d'échantillonnage peuvent s'écrire: Ces signaux xk et x k sont app liqués à un convertisseur de coordonnées 7 qui transforme les coordonnées cartésiennes en coordonnées polaires et fournit donc: C'est-à-dire: Les valeurs de pk et k ainsi obtenues sont ensuite décodées dans le décodeur 5 Figure 13 pour redonner les données transmises, après élimi nation du terme 2wf kT. Cette élimination ne présente aucune difficulté c puisque le terme ne dépend que de k, qui est le numéro d'ordre de l'échan tillon correspondant, dans la séquence des échantillons et aussi le numéro d'ordre de l'élément d'information transmis en ligne.L'élimination peut se faire soit au niveau du décodeur 5, soit même au niveau du codeur 2 dès l'émission. Jusqu'ici, le système a été étudié dans le cas d'une ligne de transmission idéale qui permettait d'écrire r(t) =s(t). Bien entendu, ceci n'est jamais réalisé en pratique. On va donc maintenant introduire dans l'explication les caractéristiques de distorsion les plus couramment rencontrées sur les lignes de transmission et notamment les lignes téléphoniques. Pour faciliter l'analyse, il est souhaitable de travailler sur une expression analytique complexe des signaux. Dans la suite, le signe // indique une quantité complexe. Le signal [complexe) reçu de la ligne de transmission peut alors être écrit: où: /b(t)/ représente un terme dû au bruit, /an/ = an + jân avec an = #n cos (2#fot +#n) n n n n n o n et ân = #n sin (2#fot +#n) avec S'tt) &num; S(t) et 0(t) &num; 0 Ces deux dernières conditions traduisant les caractéristiques de distorsion linéaire d'amplitude et de phase de la ligne de transmission. On précise ici que d'autres causes de distorsion existent qui ne sont pas prises en considération pour ne pas alourdir l'exposé. Revenant au schéma de la figure 2, les signaux résultant de l'échantil- lonnage de rCt) et de rCt) peuvent s'écrire, sous forme complexe: = = = Xk + j #k = /rtkT)/ [On remarquera ici, à titre de vérification, que, en l'absence de distorsion et de bruit, c'est-à-dire S'(t) =S(t), 0(t) = O et /b(t)/=0, on retrouve la situation idéale: /xk/ = /a c'est-à-dire: xk + j#k = ak + jâk = #k cos (2#fokT + #k) + j#k sin (2#fokT + #k) (6) L'équation (6) étant simplement une autre manière d'écrire les équations (4) ci-dessus.I Afin de réduire l'effet des distorsions linéaires et de se rapprocher au maximum de la condition idéals /xk/ = /ak/, il faut insérer, dans le récepteur, un égaliseur comme représenté en 8, sur la figure 3. La fonction de cet égaliseur sera de générer, à partir de /xk/, un signal complexe /yk/ = yk + j#k tel que /yk/ soit le plus voisin possible de /&alpha;k/, c'est-à-dire que yk - &alpha;k et #k - #k soient le plus faible possible.Comme sur la figure 2, l'information de phase et d'amplitude sera récupérée par conversion de coordonnées pour obtenir: et #k #k = Arctg Dans ce but, l'invention propose d'utiliser l'équivalent complexe d'un filtre d'égalisation Un tel fitre complexe comporte t2N+1) coefficients complexes qui seront notés /c & = c & + j d & On désignera par h.(t) la réponse impulsionnelle d'un filtre transversal réel qui aurait pour coefficients c & et par h2(t) la réponse impulsionnelle d'un filtre réel qui aurait pour coefficients les dg. Les signaux r(t) et #(t) sont appliqués à l'égaliseur complexe 8 pour fournir un signal égalisé complexe: = y(t) + j#(t) où y(t) = h1(t) # r(t) - h2(t) # #(t) (7) #(t) = h1(t) # #(t) + h2(t) # r(t) où le signe # dénote une convolution Les séquences d'échantillon yk et #k seront ensuite obtenues par échantillonnage des signaux y(t) et 9(t). Dans les modes de réalisation préférés de l'invention qui vont être décrits en détail maintenant à l'aide des figures 4, 5 et 6, les filtres réels sont des filtres transversaux comportant une ligne à retard à (2N#1) prises dont les prises sont espacées de T. Dans ce cas, les équations [73 peuvent s'écrire, en introduisant les coefficients c et d 2N y(tl r r Cc .Tlt-RTI dg r[t-ZT)j (0) La figure 4 présente un premier mode de réalisation de l'égaliseur selon l'invention. Le signal analogique r(t) reçu de la ligne est échantillon N M né à une fréquence @/T, où M est tel que @/T soit supérieur à la fréquence de Nyquist (c'est-à-dire au double de la fréquence la plus haute du spectre du signal transmis). Les échantillons ainsi prélevés sont, d'une part, soumis à un deuxième échantillonnage à la fréquence T pour fournir une séquence d'échantillonnage xk et, d'autre part, et en parallèle, appliqués à un filtre du Hilbert 9.Ce filtre pourra être réalisé classiquement, sous forme numérique, à l'aide d'un filtre transversal. Comme dit ci-dessus, le filtre de Hilbert 9 réalise un déphasage de 900 sur toutes les fréquences du spectre du signal d'entree. Le signal de sortie du filtre de Hilbert 9 est échantillonné, lui aussi, à la fréquence T pour fournir une séquence d'échantillons Ak. Les échantillons xk sont appliqués à une ligne à retard numérique 10, par exemple un registre à décalage, à [2N+13 prises espacées dans le temps de la quantité T. Sur chaque prise sont montés deux jeux de multiplicateurs notés M01 à M2N1, d'une part, et M02 à M2N2, d'autre part, qui effectuent la multiplication des signaux prélevés aux prises correspondantes par des coefficients notés c0 à c2N et d0 à d2N' respectivement. Les sorties des multiplicateurs M01 à M2N1 sont appliqués à un sommateur 11, tandis que les sorties des multiplicateurs M02 à M2N2 sont appliqués à un sommateur 12. De la même façon, les échantillons #k sont appliqués à une ligne à retard numérique 13, là encore un registre à décalage par exemple, à (2N+1) prises espacées de T. Sur chaque prise sont montés deux jeux de multiplicateurs M03 à M2N3 d'une part et M04 à M2N4 d'autre part. Les multiplicateurs M03 à M2N3 reçoivent les coefficients d0 à d2N respectivement, tandis que les multiplicateurs M04 à M2N4 reçoivent les coefficients c0 à c2N respectivement. Les sorties des multiplicateurs M03 à M2N3 sont appliqués à un sommateur 14. Celles des multiplicateurs M04 à M2N4 sont appliqués à un sommateur 15. Enfin, les sorties des sommateurs 11 et 14 sont sommées dans un sommateur 16, la sortie du sommateur 11 étant affectée du signe + tandis que la sortie du sommateur 14 est affectée du signe -. A la sortie du sommateur 16, on obtient la séquence d'échantillons où x g et x . sont les signaux prélevés à la lleme prise des lignes à retard 10 et 13 respectivement. D'autre part, les sorties des sommateurs 12et 15 sont sommées dans un sommateur 17, toutes deux affectées du signe + pour fournir les séquences d'échantillons #k Les échantillons yk et Yk sont les deux composantes du signal égalisé complexe /Yk/. Comme dit à propos de la figure 3, ces échantillons sont convertis pour donner les. coordonnées polaires pk et fk qui représentent l'information de phase et d'amplitude d'où sont extraites les données par décodage. La figure 5 présente un autre mode de réalisation de la présente invention qui s' avérera particulièrement utile si, pour une raison quelconque, il est nécessaire de disposer, à la sortie de l'égaliseur de plusieurs échantillons à l'intérieur d'une période T En effet, dans le mode de réalisation de la figure 4, on ne dispose que d'un seul échantillon par période T. Sur la figure 5, le signal reçu rets est encore échantillonné à une M fréquence T Les échantillons x k ainsi prélevés sont, d'une part, appliqués à une ligne à retard numérique 18, un registre à décalage par exemple. D'autre part, ces échantillons sont appliqués à un filtre de Hilbert 19 pour générer les échantillons X #k, qui sont envoyés dans une ligne à retard numérique 20. On remarquera qu'ici, il y a M échantillons xk et xk par période T. Les lignes à retard 18 et 20 possèdent (2N#1) prises, espacées toujours de la quantité T. Les multiplicateurs M0 à M2N reçoivent les signaux prélevés aux prises correspondantes de la ligne 18 et les multiplient par les coefficients c0 à c2N' respectivement. Les sorties des multiplicateurs M0 à M2N sont sommées dans le sommateur Z1. De même, les multiplicateurs M'0 à M'2N reçoivent les signaux prélevés aux prises correspondantes de la ligne 20 et les multiplient par les coefficients do à d2N' respectivement. Les sorties des multiplicateurs M'0 à M'2N sont sommées dans le sommateur 22. Enfin, les sorties des deux sommateurs 21 et 22 sont sommées dans le sommateur 23, la sortie du sommateur 21 étant affectée du signe + tandis que la sortie du sommateur 22 est affectée du signe -. La sortie du sommateur 23 fournit la séquence des échantillons y,: où xk- & et #k- & sont les signaux prélevés à la lème prise des lignes 18 et 20 respectivement. La séquence des échantillons y k est obtenue en faisant passer les échantillons yk dans un second filtre de Hilbert 24 dont la sortie est: Du fait que l'on dispose de M échantillons yk et #k par période T, la paire tyk, k qui sera retenue pour extraction de l'information de phase et d'amplitude pourra être choisie parmi les M paires disponibles à l'aide d'un nouvel échantillonnage, à la fréquence T cette fois. T Par rapport au mode de réalisation de la figure 4, ce dernier mode de réalisation divise par deux le nombre de multiplicateurs nécessaires mais multiplie par M le nombre de positions requises dans les lignes à retard, ainsi que la vitesse de calcul. Il permet surtout de disposer de M paires d'échantillons (yk, #k) par période T à la sortie de l'égaliseur, ce qui peut être requis pour des motifs étrangers à la présente invention, comme par exemple la récupération de la synchronisation des données. Après avoir exposé deux modes de réalisation de l'égaliseur selon l'invention, on va maintenant décrire comment il peut être rendu adaptif, c'est- à-dire comment les coefficients /c / = c + j dz peuvent être ajustés pour rendre constamment optimum le fonctionnement de l'égaliseur. Classiquement, le fonctionnement sera considéré comme optimum lorsque l'erreur quadratique moyenne: sera minimum (la barre horizontale indique qu'il s'agit d'une moyenne dans le temps et les deux barres verticales que l'on considère le module de l'expression complexe comprise entre les deux). En introduisant les signaux d'erreur #yk et ##k définis par: il vient: Le minimum de la fonction V est obtenu lorsque les (4N+2) composantes de Gradient V: sont égales à zéro. Mais il faut remarquer que &alpha;(#yk) est identique à xk- & c'est-à-dire le signal présent à la & me &alpha;c & prise de la ligne à retard 10 figure 4) ou 18 figure 5), puisque le seul terme de #yk - yk - ak qui dépend de c & est le terme c . xk- & o provenant de la multiplication effectuée à la #ème prise. Ce résultat, que l'on ne démon- trera pas pour ne pas alourdir l'exposé, résulte à l'évidence de la génération de yk que l'on peut suivre sur la figure 4 ou sur la figure 5.De la même façon, &alpha;(#yk) le terme est identique à -#k &alpha;d & BR &alpha;(##k) le terme est identique à #k- & BR &alpha;c & BR &alpha;(##k) le terme est identique à xk- & BR En remplaçant, ces quatre termes par leurs valeurs ainsi précisées, il vient: On en déduit les relations de récurrence pour le réglage des coefficients: où les exposants [m) et tm+13 indiquent les étapes successives d'itération et p est un paramètre d'échelle. La figure 6 présente le mode de réalisation préféré des circuits de réglage des coefficients c & et d & conformément à l'analyse qui vient d'être faite. Les échantillons yk et et 9k sont, comme on I'a dit à propos des figures 4 et 5, appliqués à des circuits 25 de conversion de coordonnées pour fournir pk et fk} c'est-à-dire l'information de phase et d'amplitude portée par le signal reçu à l'instant caractéristique considéré. L'information est comparée dans un comparateur 26 aux différents niveaux d'amplitude discrets # n utilisés dans la transmission. Ces niveaux d'amplitude de réfé- rence peuvent classiquement être soit précisés à l'avance, soit obtenus au cours d'une période de test préalable à la transmission des données, soit extraits des estimations des données reçues. Le comparateur 26 fournit le niveau d'amplitude P-k qui, parmi les Pk, se rapproche le plus de l'information d'amplitude pk reçue; il fournit aussi une information d'erreur relative d'amplitude #pk /pk où #pk = pk De même, l'information k est comparée dans un comparateur 27 aux différentes valeurs de phase discrètes n utilisées dans la transmission. Là encore, ces valeurs discrètes de référence peuvent être soit précisées à l'avance, soit extraites des estimations des données reçues. Le comparateur 27 fournit la valeur de phase #k, qui, parmi les #n se rapproche le plus de l'information de phase repue k; il fournit aussi une information d'erreur de phase #k = k - #k Les valeurs #k et #k fournies par les comparateurs 26 et 27 sont ensuite décodées pour fournir les données: les circuits correspondants n'ont pas été représentés.Quant aux informations d'erreurs dPk/ Pk et elles sont appliquées à des circuits 28 de conversion de coordonnées pour fournir les informations d'erreur en coordonnées cartésiennes: Ces signaux d'erreur sont alors multipliés par les valeurs des signaux non égalisés xk, #k, successivement retardés dans les lignes à retard 10 et 13 (figure 4) ou 18 et 20 (figure 5). La figure 6 représente les circuits de multiplication pour la Crème prise mais il va de soi que (2N+1) circuits semblables sont requis. On va décrire le fonctionnement pour les prises d'ordre & étant bien entendu qu'il-suffira de faire varier Z de O à 2N pour obtenir l'exposé de réglages à chaque prise. Conformément aux équations 8 ci-dessus, les signaux #yk sont multipliés par les signaux xk- & et #k- & prélevés respectivement à la & me prise des lignes à retard 10 et 13 (figure 43 ou 18 et 20 figure 5) et-ce dans- les multiplicateurs P1 et P2 respectivement. De même, les signaux 69k sont Z Z multipliés par les signaux #k- & et xk- & prélevés respectivement à la & BR Les sommateurs 29 et 30 forment respectivement les sommes: pour le sommateur 29 pour le sommateur 30 c'est-à-dire les deux composantes de la fonction "Gradient V" pour les prises d'ordre Z des lignes à retard 10 et 13 (ou 18 et 20). Il reste à ajuster les coefficients CQ et d & conformément aux formules de récurrence t93 ci-dessus. Les valeurs obtenues aux sorties des sommateurs 29 et 30 sont accumulées respectivement dans les compteurs bidirectionnels 31 et 32. Lorsque le contenu d'un compteur atteint une certaine valeur positive, notée +y, ou négative, notée -y, le détecteur de seuil correspondant 33 ou 34 provoque l'addition d'une correction +ss, si le contenu du compteur atteint -y, ou -B, si le contenu du compteur atteint +y, au coefficient correspondant. D'autre part, le détecteur de seuil provoque la remise à zéro du compteur correspondant par la ligne RAZ. En fait, les compteurs 31 et 32 permettent d'effectuer le calcul de la moyenne dans le temps des signaux de sortie des sommateurs 29 et 30 et le rapport f3/y est le facteur d'échelle désigné par u dans les formules (93 ci-dessus. Les valeurs ss et y, toutes deux positives bien entendu, doivent satisfaire à deux exigences contradictoires: le rapport B/y doit être suffisamment petit pour garantir la convergence de l'algorithme défini par les formules (93 vers un optimum mais d'autre part une mise en route rapide de l'égalisour requiert que ce rapport soit le plus grand possible. Un bon compromis consiste à choisir ss grand au départ puis à diminuer sa valeur au fur et à mesure que l'on se rapproche de l'optimum. On a décrit dans ce qui précède les modes de réalisation préférés de l'inventio. Pour ne pas alourdir cette description, on a laissé de côté un certain nombre d'aspects qui sont, an~fait, étrangers à l'invention. C'est ainsi qu'on n'a pas mentionné les problèmes de synchronisation: bien entendu, toutes les opérations prévues dans la description précédente doivent être precisément synchronisées. Comme on l'a dit dans le cours de l'exposé, le temps de base du système est la période T définie comme l'inverse de la cadence de transmission des éléments d'information en ligne. En fait, cette cadence est bien définie à l'émission mais sa récupération dans le récepteur situé à l'autre extrémité du support de transmission pose un certain nombre de problèmes à cause des distorsions en ligne.Un certain nombre de solutions sont bien connues de l'homme de l'art, qui consistent, en bref, à utiliser une horloge locale au récepteur dont la fréquence de base est la même que celle de l'horloge utilisée à l'émetteur pour définir la cadence de transmission et à ajuster précisément et continuellement la fréquence et la phase de cette horloge locale à l'aide d'informations portées par le signal de données reçu. On définit ainsi un temps de base T' aussi proche que possible de T, qui sert à synchroniser le fonctionnement du système. En pratique, donc, la valeur T indiquée dans le texte de la description sera en réalité remplacée par la valeur T' ainsi obtenue, mais cela ne change rien au principe ni à la réalisation de l'invention. On n'a pas non plus décrit les détails des circuits transformateurs de coordonnées car ces circuits sont bien connus de l'homme de l'art. A titre d'exemple, on pourra se reporter à l'article de J.E. Volder paru dans la revue "IRE Transactions on Electronic Computers" numéro de septembre 1959 sous le titre "The CORDIC Trigonometric Computing Technique" aux pages 330 à 334. Une autre technique pour l'obtention de la phase est décrite dans la demande de brevet française nO 71 47850 déposée le 21 décembre 1971 par la demanderesse sous le titre "Detecteur de phase digital". D'autre part, la description qui précède a été faite en relation avec des signaux échantillonnés: il va de soi que, si l'on désire travailler en technique numérique, chaque échantillon pourra etre codé sous forme d'un nombre binaire à n bits, n dépendant de la précision désirée. A titre d'exemple, la réalisation du système a été faite pour des transmissions en modulation de phase à huit phases à une- cadence T de 1600 bauds selon le schéma de la figure 4. Les filtres de Hilbert étaient des filtres transversaux à sept prises. L'échantillonnage du signal reçu était fait à une cadence de 14 400 Hz tsoit Mx9) et les échantillons étaient codés avec douze bits. Les lignes à retard des filtres de l'égaliseur comportaient neuf prises chacune tsoit N=4), Les valeurs ss et y étaient fixées comme suit: y=O,5, ss=0,01 pour les cent premières périodes T; 0,005 pour les cent suivantes et 0,0025 après. A partir d'un état initial où tous les coefficients cQ et dg valaient zéro à l'exception du coefficient médian cg réglé à un, l'égalisation a été réalisée en 200ms en moyenne sur une ligne type 3002 avec conditionnement C1 selon la terminologie américaine de l'AT and T). Bien que-l'on ait décrit dans ce qui précède et représenté sur les dessins les caractéristiques essentielles de l'invention appliquées à un mode de réalisation préféré de celle-ci, il est évident que l'homme de l'art peut y apporter toutes modifications de forme ou de détail qu'il juge utiles, sans pour autant sortir du cadre de ladite invention. REVENDICATIONS 1.- Procédé pour l'égalisation d'une transmission à modulation de porteuse sur un support de transmission introduisant des distorsions linéaires dans les signaux transmis, caractérisé en ce qu'il comporte les étapes suivantes: faire subir au signal distordu rEt] reçu du support de transmission une transformation de Hilbert pour obtenir un signal #(t) en quadrature de phase sur le signal r(t), former, à partir des signaux r(t) et rCtt, deux signaux y(t) et 9(t) tels que: y(t) = h1(t) # r(t) - h2(t) # #(t) #(t) = h1(t) # #(t) + h2(t) # r(t) où: le signe # désigne une opération de convolution h1(t) et h2[t) sont les réponses impulsionnelles de deux filtres, ce qui permet de fournir les deux composantes y[t) et #(t), en coordonnées cartésiennes, d'un signal égalisé. 2.- Procédé selon la revendication 1 caractérisé en ce que l'étape consistant à former les signaux y(t) et #(t) comporte les opérations suivantes: appliquer en parallèle le signal r(t) à un premier filtre de réponse impulsionnelle h1(t) et à un deuxième filtre de réponse impulsionnelle h2[t) et le signal #(t) à un troisième filtre de réponse impulsionnelle h2[t) et à un quatrième filtre de réponse impulsionnelle h1Ett, sommer le signal de sortie dudit premier filtre, affecté du signal +, avec le signal de sortie dudit troisième filtre. affecté du signe -. pour fournir le signal y(t) et sommer le signal de sortie dudit deuxième filtre, affecté du signe +, avec le signal de sortie dudit quatrième filtre, afecté du signe +, pour fournir le signal 9(t). 3.- Procédé selon la revendication 1 caractérisé en ce que l'étape consistant à former les signaux y(t) et #(t) comporte les opérations suivantes: appliquer en parallèle le signal r(t) à un premier filtre de réponse impulsionnelle h1tt) et le signal #(t) à un second filtre de réponse impulsionnelle h2(t), sommer le signal de sortie dudit premier filtre, affecté du signe +, avec le signal de sortie dudit second filtre, affecté du signe -, pour fournir le signal y(t) et faire subir audit signal y(t) une transformation de Hilbert pour fournir le signal #(t). 4.- Procédé selon l'une quelconque des revendications 1 à 3 caractérisé en ce qu'il comporte en outre les étapes suivantes: générer, à partir des coordonnées cartésiennes y(t) et #(t) du signal égalisé, les coordonnées polaires plus et (t) de ce même signal égalisé, comparer, à des instants déterminés, les valeurs des signaux p(t) et t) à des valeurs de référence pour générer une information d'erreur d'amplitude #p et une information d'erreur de phase 6f, générer, à partir des informations d'erreur en coordonnées polaires op et 6, les informations d'erreur en coordonnées cartésiennes ôy et dy, et ajuster la. réponse impulsionnelle h1(t) et la réponse impulsionnelle h2 (t) de manière à rendre minimum l'erreur quadratique moyenne #y2 * y2 . 5.- Dispositif pour la mise en oeuvre du procédé selon la revendication 1, situé à l'extrémité réception du support de transmission, caractérisé en ce qu'il comporte: des moyens déphaseurs, recevant le signal arrivant sur le support de transmission, pour fournir deux signaux rSt] et #(t) dont l'un présente un déphasage de 900 dans toute la gamme de fréquence par rapport à l'autre, et des moyens de filtrage recevant les signaux r(t) et #(t) pour fournir les signaux y(t) et #(t) tels que: y(t) = h1(t) # r(t) - h2(t) # #(t). #(t) = h1(t) # #(t) + h2(t) # r(t) où: - h1tt] et h2(t) sont les réponses impulsionnelles de deux filtres, - le signe # dénote une convolution y(t) et #(t) étant les deux composantes, en coordonnées cartésiennes du signal égalisé. 6.- Dispositif selon la revendication 5 caractérisé en ce que les moyens de filtrage comportent: un premier filtre de réponse impulsionnelle h1(t) recevant le signal r(t), un second filtre de réponse impulsionnelle h2(t) recevant le signal r(t), un troisième filtre de réponse impulsionnelle h2(t) recevant le signal #(t), un quatrième filtre de réponse impulsionnelle h1(t) recevant le signal #(t), des premiers moyens de sommation recevant la sortie, affectée du signe +, dudit premier filtre et la sortie, affectée du signe -, dudit troisième filtre pour fournir le signal ylti et, des seconds moyens de sommation recevant la sortie dudit second filtre et la sortie dudit quatrième filtre, toutes deux affectées du signe +, pour fournir le signal y(t). 7.- Dispositif selon la revendication 5 caractérisé en ce que les moyens de filtrage comportent: un premier filtre de réponse impulsionnelle h1(t) recevant le signal r(t), un second filtre de réponse impulsionnelle h2(t) recevant le signal #(t), des moyens de sommation recevant la sortie dudit premier filtre, affectée du signe +, et la sortie dudit second filtre, affectée du signe -, pour fournir le signal y(t] et des seconds moyens déphaseurs recevant le signal y(t) pour le déphaser de 900 dans toute sa gamme de fréquences et fournir ainsi le signal #(t). 8.- Dispositif selon la revendication 6 caractérisé en ce qu'il comporte en outre des premiers moyens d'échantillonnage situés entre l'extrémité réception du support de transmission et lesdits moyens déphaseurs pour échantillonner le signal reçu du support de transmission à une cadence M où 1 est la cadence de transmission des éléments d'iniormation en ligne T T M et M est un nombre tel que @/T soit supérieur au double de la fréquence la plus haute du signal reçu, des seconds moyens d'échantillonnage situés entre les moyens déphaseurs et les moyens de filtrage et recevant les signaux r(t) et Ptt) pour les échantillonner à la cadence T, et en ce que les filtres des moyens de filtrage sont des filtres transversaux comportant une ligne à retard à prises dont les prises sont espacées dans le temps de la quantité T. 9.- Dispositif selon la revendication 7 caractérisé en ce qu'il comporte en outre des premiers moyens d'échantillonnage situés entre l'extrémité réception du support de transmission et lesdits moyens déphaseurs pour échantillonner le signal reçu du support de transmission à une cadence M ou 1 est la cadence de transmission des éléments d'information en ligne T T N et M est un nombre tel que t soit supérieure au double de la fréquence la plus haute du signal reçu, des seconds moyens d'échantillonnage situés entre les moyens déphaseurs et les moyens de filtrage et recevant les signaux r(t) et #(t) pour échantillonner à la -cadence et en ce que les filtres des moyens de filtrage sont des filtres transversaux comportant une ligne à retard à prises dont les prises sont espacées dans le temps de la quantité T, et en ce qu'il comporte en outre des seconds moyens d'échantillonnage recevant lesdits signaux y(t) et #(t) pour les échantillonner à la cadence 1/T. 10,- Dispositif selon l'une quelconque des revendication 8 ou 9 caractérisé en ce qu'il comporte en outre: des premiers moyens de conversion de coordonnées recevant les échantillons successifs tyk, #k) composant les signaux y(t) et #(t) pour fournir les coordonnées polaires correspondantes des moyens pour comparer les valeùrs pk et k à des valeurs- de référence et pour fournir des informations d'erreur p k. et #k k des seconds moyens de conversion de coordonnées recevant les informations #pk et #k pour fournir les coordonnées cartésiennes correspondantes #yk et ##k, des premiers moyens de corrélation et de réglage recevant lesdites valeurs dYk pour régler la réponse impulsionnelle h1tt) et des seconds moyens de corrélation et de réglage recevant lesdites valeurs 69k pour régler la réponse impulsionnelle h2(t)