70-13175 1 2044724 La présente invention est relative à un appareil.permettant de signaler le déplacement angulaire d'un corps tournant autour d'un axe au moyen d'un émetteur de synchronisation ou résolveur dont la sortie est traitée par un dispositif électronique afin d'obtenir un 5 signal électrique représentant ledit déplacement angulaire. Suivant l'invention, on extrait de l'émetteur de synchronisation ou résolveur un premier signal et un second signal représentant deux; produits différents de deux termes, dont l'un est une fonction sinus ou cosintis de l'angle d'alimentation et dont l'autre est la 10 fonction sinus ou cosinus de l'angle du rotor, l'un des termes apparaissant dans les deux produits; on dérive ensuite d'un premier de ces signaux, un autre signal qui est équivalent au second, mais les fonctions sinus et cosinus étant inversées; ensuite, le nouveau signal est combiné au second signal pour obtenir un signal résul-15 tant représentant le sinus ou le cosinus de la somme ou de la différence de l'angle d'alimentation et de l'angle du rotor, et l'on compare ce signal obtenu au sinus ou cosinus correspondant de l'angle d'alimentation pour obtenir un signal représentant l'angle du rotor. 20 Le signal,indiquant l'angle de rotor revient tous les 180?. S'il est nécessaire de subdiviser cet angle de façon que le retour se produise tous les 90° par exemple, le signal résultant peut être appliqué à un circuit doubleur de fréquence. Par exemple, si le si-/gnal résultant représente le sinus de la somme de l'angle de l'ali-25 mentation et de l'angle du rotor, la sortie du circuit doubleur de fréquence représentera le sinus de l'angle du rotor et le double de l'angle du signal d'alimentation. Dans l'appareil préféré mettant en oeuvre l'invention, il est prévu un dispositif de réglage du zéro comportant un dispositif en-30 gendrant une impulsion pour chaque cycle du signal d'alimentation et sensible au signal résultant afin de commander la phase de l'impulsion suivant l'angle du rotor; un condensateur connecté à un circuit de charge à courant constant est déchargé en synchronisme avec les impulsions et la forme d'onde obtenue du condensateur est 35 comparée à un niveau de référence par un comparateur qui engendre des impulsions ayant un rapport tout ou rien qui est commandé par cette comparaison. Le niveau de référence dont le réglage fournit le dispositif de positionnement du zéro, est obtenu de préférence à 70 13175 2 2044724 partir de la valeur de crête de la tension de charge du condensateur , de sorte que les petites variations du circuit de charge affectent de façon égale le niveau de référence et la forme d'onde de charge. 5 A titre d'exemple, le premier signal peut être sin 6J sin 0 et le second signal peut être sin 6J cos 0 (le terme sin apparaissant dans les deux produits); on extrait du premier signal produit un nouveau signal cos où t sin 0 qui est l'équivalent du second signal produit, les fonctions sinus et cosinus étant inver-10 sées. On combine ensuite le second signal et le nouveau pour obtenir sin ( GO t + 0). Une caractéristique importante de l'appareil préféré est que l'un des signaux produits, dans lequel une composante sinus ou cosinus doit être convertie en une composante cosinus ou sinus, est 15 appliquée à la fois à un circuit intégrateur et, par l'intermédiaire d'un circuit inverseur à un circuit différentiateur, les sorties des circuits intégrateur et' différentiateur étant ajoutées. les circuits électroniques qui produisent un déphasage de 90° provoquent normalement une variation de l'amplitude de sortie si la fréquence 20 varie. Ceci représente un inconvénient sérieux, notamment dans le cas de l'alimentation de 400 Hz pour un avion, qui peut varier d'une quantité aussi grande.que 10$. Si les circuits, intégrateur et différentiateur parallèles ont des constantes de temps similaires, les effets d'une variation de fréquence sur les deux circuits ont des 25 sens opposés et la variation résultante d'amplitude est très faible. Afin de mieux faire comprendre l'invention, on décrit maintenant un exemple en se référant aux dessins annexés. Dans cet exemple, on emploie les formules de combinaisons trigonométriques sin A cos B + cos A sin B = sin(A -!- B). Toutefois, on peut également 30 concevoir le circuit de façon à n'employer qu'une seule de ces relations ou bien l'une ou les deux relations cos A. cos B + sin A sin B = cos (A± B). Aux dessins annexés, donnés uniquement à titre d'exemple : la jFig. 1 représente un. schéma synoptique de l'appareil; 35 les Fig. 2 à 5 sont des schémas électriques des parties cons titutives de l'appareil de la Fig. 1. les trois bobinages de stator d'un émetteur de synchronisation (non représenté) délivrent sur les lignes 10, 12 et 14- des signaux 70 13175 3 20kk72k ayant les valeurs indiquées sur le dessin. Ces signaux sont appliqués aux enroulements primaires de deux transformateurs T1 et T2. Comme il a été supposé qu'un émetteur de synchronisation fournit des signaux d'entrée, la connexion 12 est fermée pour constituer un 5 montage de Scott entre les deux primaires des 'transformateurs. Si un résolveur fournissait les signaux d'entrée, la connexion 12 devrait être ouverte et la connexion 11 fermée. Dans les deux cas, les signaux obtenus aux extrémités du secondaire à prise médiane du transformateur T1 représentent sin où t 10 cos 0 et - sin GJ t cos 0 respectivement. TJne extrémité du secondaire du'transformateur 12 est à la"masse et l'autre extrémité ali- V mente un potentiomètre P1 dont le curseur fournit un signal ]_ sin p CO t sin 0. v Il faut convertir ce dernier signal en -- cos CO t sin 0, 15 c'est-à-dire que - sinûj t doit être changé en sin ( Cô t - 90°) = cos CO- t; Toutefois, comme expliqué ci-dessus, les circuits électroniques classiques qui permettent d'appliquer un déphasage de 90° provoquent une variation d'amplitude en même temps que le déphasage. Un. circuit intégrateur traitant seul le signal sin ^ ^ si11 0 Y ' . 2 20 donnerait - 1_ _1 cos Cû t sin 0, où T est la constante de temps 2 * 63 T * de l'intégrateur. Si la pulsation ûô augmente de 10 fo, l'amplitude de la sortie • de l'intégrateur diminue de 10 fo. De même, les circuits inverseurs et différentiateurs agissant seuls sur la même tension d'entrée 25 donneraient . - ^1 CJ T cos cû % sin 0, dans laquelle T est de nou- 2 veau la constante de temps du différentiateur. Dans ce cas, si la fréquence augmenté de 10 fo, l'amplitude croît de 10 fo. En montant l'intégrateur en parallèle avec les circuits inverseur et différentiateur et en combinant leurs sorties dans un étage 30 de sommation ultérieur, l'effet du changement de fréquence sur 1' amplitude est fortement réduit. Si la constante de temps T est la même pour les circuits intégrateur et différentiateur, on peut montrer que pour CO = ( CO Q + CO Q ), l'amplitude de la sortie du circuit de sommation varie environ de 1 + 1 ( A 6J )^ 2 — CO o Ainsi, si A CU = \Q fo CO . cette variation de 10 ^ de la ' o o* 70 13175 4 2044724 fréquence ne provoque une variation d'amplitude que de 1/2$. En se référant de nouveau eux dessins, le signal 1 . . — sin Co X sin 0 provenant du curseur du potentiomètre P. est appliqué d'abord * — 1 à un circuit intégrateur 16 qui fournit une sortie cos CO t 5 sin 0 et ensuite à un circuit inverseur 18 suivi d'un circuit différentiateur 20 qui fournit une sortie égale • - W t cos cù t sin 0 Chacun des signaux obtenus des circuits 16 et 20 est appliqué à chaque demi-circuit de sommation de Wien 22 et 24. Les demi-circuits de sommation de Wien sont employés au lieu des circuits de 10 sommation résistifs classiques pour éliminer le "bruit" à haute fréquence que les différentiateurs tendent à amplifier. Dans le circuit 22, ces deux signaux sont ajoutés au signal sin Cô t cos 0 provenant du transformateur T1 et dans le circuit 24, ils sont ajoutés au signal - sinCO t cos 0 provenant de l'extrémité inférieure du 1 5 secondaire du transformateur T1. Il a été montré que les signaux provenant des circuits 16 et 20, lorsqu'ils sont ajoutés avec des facteurs convenables, sont équivalents au signal - cos CO t sin 0 et que par consésuent la sortie du circuit 22 est la somme des signaux sin CO t cos 0 et - cos 20 (O t sin 0, c'est-^-dire sin (w t - 0), De même, la sortie du circuit de sommation 24 est sin ( 60 t + 0). Ainsi, dans chaque cas, on a obtenu un signal qui peut être comparé au signal sin CJ t d'en trée du rotor pour obtenir une sortie représentant l'angle du rotor 0. Les signaux sin (CJ t - 0) et sin ( &> t + 0) peuvent être emplo-25 yés pour commander les entrées opposées d'un circuit bistable et commander ainsi des portes permettant le passage d'une tension continue positive ou négative, de sorte que la tension de sortie représente en amplitude et en polarité l'amplitude et le sens de l'an gle 0. Ce signal croît progressivement de 0° à 180° et revient en-30 suite à la valeur qu'il avait pour 0°. Dans le présent exemple, le retour du signal doit se produire tous les 45°. Pour y parvenir., on applique les sorties des deux cir cuits 22 et 24 à des circuits doubleurs de fréquence 26 et 28 respectivement. On remarquera que dans les expressions résultantes des 35 signaux de sortie, seul l'angle de phase de la tension d'entrée du rotor est doublé, de sorte que lés sorties des circuits 26 et 28 sont sin (2 CO t - 0} et sin (2 CO t + 0). Dans cet exemple, la fré 70 13i75 5 2044724 quence d'entrée est de 400Hz et par conséquent la fréquence des signaux provenant des circuits doubleurs 26 et 28 est de 800 Hz. De même, la fréquence de ces signaux est doublée de nouveau par des circuits doubleurs de fréquence 30 et 32 pour fournir des sorties 5 ayant' une fréquence de 1 600 Hz représentées par les expressions sin (4 60 t - 0) et sin (4 t + 0) respectivement. Les signaux provenant des circuits doubleurs de fréquence 30 et 32 sont appliqués à des circuits basculeurs 34 et 36. Ces circuits convertissent chaque signal en un train d'impulsions de forme 10 à peu près rectangulaire. Les impulsions provenant du circuit bas-culeur 36 vont directement à un côté. d!un circuit bistable 38. Les impulsions provenant du circuit de déclenchement 34 sont' appliquées d'abord à un circuit 40 qui constitue un dispositif de "réglage du zéro" qui à le même effet que si l'on fait tourner le corps de 1' 15 émetteur de synchronisation, les impulsions provenant de ces circuits de réglage du zéro sont appliqués à l'autre côté du circuit bistable 38. Les sorties opposées du circuit bistable commandent des commutateurs 42 et 44 qui sont des circuits à transistors à effet de champ. Le commutateur 42 reçoit une tension continue posi-20 tive d'un circuit 45 de référence et de réglage du gain à travers un circuit intermédiaire 46. Le commutateur 44 reçoit la sortie du circuit - intermédiaire 46 à travers un inverseur 48, de sorte que cette sortie est appliquée avec une. tension continue négative. La . sortie des commutateurs 42 et 44 traverse un filtre passe-bas de sor-25 tie 50 et est appliquée à une borne de sortie 52. Comme indiqué ci-dessus, les sorties des circuits 30 et 32 sont des formes d'onde sinusoïdales dont la phase change"complètement pour une rotation de 45° du rotor synchrone. Par conséquent, la tension de sortie sur la borne 52 devient nulle pour chaque rotation de 45° du rotor sjtn-30 chrone. La suppression du second circuit doubleur de fréquence dans chaque chaîne assure une sortie revenant à zéro tous les 90°. En se référant maintenant aux détails des circuits, le circuit intégrateur 16. est de conception classique et comporte un condensateur dans la boucle de réaction entourant un amplificateur. Le cir-35 cuit inverseur 18 est un amplificateur inverseur classique et le circuit différentiateur 20 est également de forme classique et comporte un condensateur en série dans le conducteur d'entrée et une liaison de réaction résistive connectée à la même entrée. De tels 70 13175 6 2044724 circuits sont bien connus et sont décrits dans les manuels. Les demi-circuits de sommation de Wien sont également classiques. Les trois entrées à ajouter passent dans des condensateurs individuels jusqu'à un point commun auquel est également connectée la résistan-5 ce de réaction de l'amplificateur. Un condensateur est connecté aux bornes de la résistance de réaction. Le circuit doubleur de tension utilisé dans les rectangles 26, 28, 30 et 32 de la Fig. 1 est représenté plus en détail à la Fig.2. Le transformateur T3 et les diodes CR1 et GR2 assurent un redresse-10 ment à double alternance du signal de résolution de 400 Hz et le signal dont les deux alternances sont redressées passe ensuite dans un filtre passe-bande de 800 Hz forné par des résistances R26, R28 et R30 et des condensateurs C14 et C16. Les valeurs des résistances R26, R28 et R30 dépendent de la fréquence centrale du filtre passe-15 bande. Le condensateur C16 appartient au circuit de réaction d'un amplificateur différentiel à circuit intégré X6 qui est disponible dans le commerce sous la désignation Type 741 . Le circuit basculeur ou détecteur de passage par zéro est représenté à la Fig.3. Il comprend un amplificateur différentiel à 20 circuits intégrés X10 disponible dans le commerce sous la désignation Type 709. Les condensateurs 026 et C27 sont des composants de stabilisation qui suppriment toute tendance des amplificateurs à 1' oscillation pendant les transitoires de la tension de sortie. Un amplificateur du type indiqué présente un gain en boucle ouverte tel 25 que la sortie passe de la valeur entièrement négative à la valeur entièrement positive pour une variation de la tension différentielle d'entrée de 1 à 2 millivolts. Le condensateur C24 et la résistance R46 suppriment toute composante continue provenant du circuit doubleur de fréquence précédent et la tension aux bornes de la résis-30 tance R46 est donc sinusoïdale et symétrique par rapport à 0 V. L' impédance d'entrée de l'amplificateur différentiel X10 est très grande et la tension à l'entrée inverseuse est de 0 1. Par conséquent, la sortie de l'amplificateur X10 est une onde rectangulaire commutant au niveau des points de passage par zéro de l'onde sinusoïdale 35 d'entrée. Les transitions de l'onde sinusoïdale contiennent l'information de phase recherchée. La Fig. 4 représente un circuit bistable 38 et des commutateurs à transistors à effet de champ . Le'circuit" bistable. 38 comporte 70 13175 7 2044724 deux transistors Q5 et Q7 à connexions croisées, deux transistors d'entrée Q3 et Q10 et deux transistors de sortie Q2 et Q9. Le transistor Q3 reçoit son signal d'entrée directement du circuit de déclenchement 36. Le transistor Q10 reçoit son signal d'entrée du cir-5 cuit de déclenchement 34 par l'intermédiaire d1un circuit à retard de réglage du zéro 40 qui sera décrit ultérieurement. La sortie de ce circuit à retard est une forme d'onde rectangulaire identique à là sortie du circuit de déclenchement 34 mais dont la phase est retardée d'une quantité réglable. 10 Ainsi, la sortie du circuit bistable est un train d'impulsions ayant une fréquence de récurrence de'1600 impulsions par seconde et un rapport tout ou rien qui dépend de la valeur de l'angle 0. Les transistors Q2 et Q9 aux sorties du circuit bistable déclenchent alternativement deux transistors à effet de champ Q13 et Q14. L' . 15 électrode de plaque du transistor Q13 et l'électrode de source du transiator Q14 sont connectées à une extrémité d'une résistance de charge commune R82 et les transistors Q13 et Q14 appliquent à la résistance. 82 une forme d'onde d'entrée commutant entre les niveaux précis de + 1 V et - 1 V, le rapport tout ou rien de cette forme d' 20 onde étant déterminé par la position du rotor.. Les tensions destinées aux transistors à effet de champ sont délivrées par des amplificateurs différentiels X13, X1 5 et XI6. L'amplificateur X13 comporte une diode Zener CR14 entre son entrée non inverseuse et la terre et le circuit constitue un circuit de référence Zener classique 25 muni d'un potentiomètre de sortie RV4 délivrant une sortie négative réglable. L'amplificateur différentiel X15 constitue un séparateur pour cette sortie négative et l'amplificateur différentiel X16 fournit l'équivalent positif direct de cette sortie. De cette manière, les lignes de référence de tension positive et négative des commu-30 tateurs à transistors à effet de champ sont fixées. Les amplificateurs X15 et X16 sont connus sous le nom de Type 741. La résistance R82 située à la sortie des deux commutateurs à transistors à effet de champ est connectée à son "autre extrémité par l'intermédiaire d'une résistance R83 à l'entrée non inverseuse d'un 35 amplificateur différentiel X17 Type 741. Un condensateur de réaction C42 est connecté à la jonction des résistances R82 et R83 et une résistance de réaction R86 est connectée à l'entrée inverseuse de 1' amplificateur. Le composant connecté en parallèle .avec l'amplifica 70 13175 8 204472# teur élimine par filtrage la composante continue de la forme d'onde à l'extrémité avant de la résistance R82. Une tension continue représentant l'angle 0 est obtenue à la sortie du filtre passe-bas de sortie 50. 5 On décrit maintenant le circuit à retard de.réglage du zéro. Les transistors Q1, Q4 et Q6 (Fig.5) constituent un générateur d' impulsions brèves qui émet une impulsion chaque fois que la sortie du circuit de déclenchement 34 devient positive. L'impulsion provenant du transistor Q6 rend conducteur le transistor à effet de champ 10 Q12 pendant de courtes durée pour décharger le condensateur C37. La tension à la base du transistor Q8 est commandée par la diode Zener CR12 et ce transistor sert à fournir un courant constant destiné à charger le condensateur C37. Ce courant atteint le condensateur C37 par l'intermédiaire du transistor Q11/1. Les deux transistors Q11/1 15 et Q11/2 sont montés dans un même boîtier et sont utilisés comme des diodes adaptées très étroitement, dos à dos. La tension de crête atteinte à l'instant précédant la décharge du condensateur C37 à travers le transistor Q12 est emmagasinée dans le condensateur C38 qu'elle atteint par l'intermédiaire du transis-20 tor Q11/2. La tension emmagasinée dans le condensateur C38 est fonction de la fréquence d'alimentation et du courant de charge du condensateur C37. Cette tension de crête est appliquée à l'entrée non inverseuse d'un amplificateur différentiel X12 Type 741 dont la sortie est une tension continue similaire à celle du condensateur C38. 25 Une fraction réglable de cette tension est prélevée sur le curseur du potentiomètre KV2 à la' sortie de l'amplificateur X12 et est appliquée à l'entrée inverseuse de l'amplificateur différentiel X14 Type 709. L'entrée non inverseuse de 1'amplificateur X14 est connectée au condensateur C37 et reçoit la tension de rampe de ce dernier. 30 Chaque fois que la tension aux bornes du condensateur C37 atteint la valeur de la tension du curseur du potentiomètre RV2, la sortie dé l'amplificateur X14 est commutée. On peut ainsi régler le moment de la commutation et ce réglage modifie effectivement le rapport tout ou rien à la sortie du circuit bistable exactement de la même 35 manière que si'l'on faisait tourner le corps du dispositif de synchronisation. Ce dispositif à retard présente certains avantages. D'abord, une petite variation du courant constant de sortie du transistor Q8 70 13175 9 2044724 n'a pas d'importance du fait que la tension obtenue de l'amplificateur X12 et la. tension de rampe aux bornes du condensateur C37 sont en relation directe. A condition qu.e la tension de rampe soit linéaire, sa pente n'a pas d'importance. En outre, si l'entrée de 5 400 Hz dérive lentement au-dessus ou au-dessous de là fréquence nominale, l'état qui a pour effet de commuter l'amplificateur X14 est de nouveau tel que le retard effectif en fonction de la phase reste inchangé. En revenant au dispositif doubleur de fréquence, celui-ci est 10 extrêmement utile lorsque l'angle total concerné n'est jamais supérieur à une petite fraction de 360° par rapport à une position nulle. Un exemple est l'indication de l'angle des elevons d'un avion, le procédé de doublage de fréquence permet d'amplifier le déplacement angulaire sans employer d'émetteur de synchronisation à pôles 15 multiples ni des trains d'engrenages avec des émetteurs de synchronisation à une seule paire de pôles ni d1 amplification de la sortie du résolveur électronique de base. Ce dernier amplifie les erreurs en même temps que le signal de sortie et, ce qui est plus important, délivre une ondulation de sortie amplifiée qui est souvant inaccep-20 table. Le doublage de fréquence proposé par l'invention facilite la résolution du problème de l'ondulation. Dans l'exemple représenté, on emploie des transformateurs à montage de Scott. Il est également possible d'employer des mailles de résistance étoile-triangle, mais ceci impose une référence conti-25 nue à la masse sur les lignes de sortie de 1'émetteur de synchronisation. Dans l'exemple représenté, lorsque les sources des résol-veurs de synchronisation sont utilisées, les transformateurs qui sont connectés suivant un montage de Scott pour les émetteurs de synchronisation ne servent alors que de simples transformateurs d' isolation.. 70 13175 10 2044724 Revendications 1 - Procédé de signalisation du déplacement angulaire du rotor d'un émetteur de synchronisation ou résolveur autour d'un axe, caractérisé en ce qu'on extrait del' émetteur de syiichroni- 5 sation ou résolveur un premier signal et un second signal représentant deux produits différents de deux termes, dont l'un est une fonction sinus ou cosinus de l'angle d'alimentation et dont l'autre est la fonction sinus ou cosinus del'angle ôu rotor, l'un des termes apparaissant dans les deux produits; ou dérive ensuite d' 10 un premier de ces signaux, un autre signal qui est équivalent au second, chaque fonction sinus ou cosinus étant remplacée par une fonction cosinus ou sinus de l'angle correspondant! ensuite le nouveau signal est combiné au second signal pour obtenir un signal résultant représentant le sinus ou le cosinus de la somme 15 ou de la différence de l'angle d'alimentation et de l'angle du ro+or, et l'on compare ce signal obtenu au sinus ou cosinus correspondant de l'angle d'alimentation pour obtenir un signal représentant l'angle du rotor. 2 - Procédé suivant la revendication 1, caractérisé en ce 20 qu'il consiste à obtenir de 1'émetteur de synchronisation ou résolveur un premier signal-et un second signal correspondant au produit du sinus de l'angle de l'alimentation et du cosinus de l'angle du rotor et au produit du sinus de l'angle .d'alimentation et du sinus de l'angle du rotor respectivement, à obtenir du der- 25 nier signal un ou plusieurs signaux nouveaux représentant le produit du cosinus de l'angle d'alimentation et du sinus de l'angle de rotor et à combiner le ou les derniers signaux au premier signal pour obtenir un signal résultant représentant le sinus de la somme ou de la différence de l'angle de l'alimentation ou de 1' 30 angle du rotor. 3 - Procédé suivant l'une quelconque des revendications 1 ou 2, caractérisé en ce que le nouveau signal est obtenu en appliquant un signal représentant le produit du sinus de l'angle du rotor et du sinus de l'angle d'alimentation à un circuit intégra- 35 teur d'une part et à un inverseur suivi par un circuit différentiateur d'autre part, lesdits circuits fournissant deux signaux qui sont des fonctions différentes du produit du sinus de l'angle du rotor e+ du cos'inus de l'angle d'alimentation et en ce que ces deux signaux sont combinés en même temps qu'un signal proportion 70 13175 11 2044724 nel au produit du cosinus de l'angle du rotor et du sinus de 1' angle d'alimentation pour obtenir le signal résultant. 4 - Procédé suivant l'une quelconque des revendications 1, 2 ou 3, caractérisé en ce qu'il est prévu au moins un circuit dou- 5 bleur'de fréquence auquel est appliqué le signal re'présen+ant le sinus ou le cosinus de la somme ou de la différence de l'angle d' alimentation et de l'angle du rotor, de sorte qu'on obtient un signal représentant le sinus de la somme ou de la différence de l'angle du rotor et le double de l'angle d'alimentation, et qu'un 10 retour à zéro apparaît pour la moitié de l'écart angulaire qui produisait un retour à zéro avant le circuit doubleur. 5 - Apparéil permettant de signaler le déplacement angulaire du rotor d'un émetteur de synchronisation ou résolveur par rapport à un axe, caractérisé en ce qu'il comprend un dispositif permet- 15 tant d'obtenir de l'émetteur de synchronisation ou résolveur un premier signal et un second signal représentant deux produits différents d'une fonction sinus ou cosinus de l'angle d'alimentation et' de la .fonction sinus ou cosinus de l'angle du rotor, l'un des termes apparaissant dans les deux produits, un dispositif 20 permettant d'obtenir à partir d'un premier de ces signaux un nouveau produit qui est équivalent au second signal, la fonction sinus étant remplacée par une fonction cosinue du même angle et la fonction- cosinus étant remplacée par une fonction sinus ; un cir-cuit de sommation permettant de combiner le nouveau signal ou 25 second signal pour obtenir un signal résultant représentant le sinus ou le cosinus de la somme ou de la différence de l'angle d' alimentation et de l'angle du rotor, et un comparateur permettant de-comparer le signal résultant au sinus ou au cosinus correspondant de l'angle d'alimentation et fournissant un signal 30 électrique représentant l'angle du rotor. 6 - Appareil suivant la revendication 5, caractérisé en ce qu'il est sensible à des signaux provenant d'un émetteur de synchronisation et comprend un transformateur connecté suivant un montage de Scott pour fournir lesdits signaux de produits. 35 7 - Appareil suivant l'une quelconque des revendications 5 ou 6, caractérisé en ce qu'il comprend un circuit intégrateur monté de façon à recevoir l'un des signaux de produit, ûn circuit invefseur monté de façon à recevoir le même signal de produit, un circuit différentiateur monté de manière à recevoir la sortie 70 13175 12 204A724 du circuit inverseur et un dispositif pour faire la somme des signaux de sortie provenant du circuit intégrateur et du circuit différentiateur. 8 - Appareil suivant la revenâication 7, caractérisé en ce 5 que le dispositif de sommation ajoute également à la somme des deux signaux le second des signaux de produit. 9 - Appareil suivant l'une quelconque des revendications 5 à 8, caractérisé en ce qu'il comprend au m'oins un circuit doubleur de fréquence monté de manière à recevoir le signal résultant qui 10 représente le sinus ou le cosinus de la somme ou de la différence de l'angle "d'alimentation et de l'angle du rotor. 10 - Appareil suivant l'une quelconque des revendications 5 à 8, caractérisé en ce que le nouveau signal est combiné séparément au second suivant des polarités positives et négatives afin 15 d'obtenir deux signaux résultants qui représentent le sinus ou le cosinus de la somme ou de la différence respectivement de 1' angle d'alimentation et de l'angle du rotor» et un circuit bistable sensible aux deux signaux résultant afin de fournir une impulsion ayant un rapport tout ou rien représentant l'angle du 20 rotor. 11 - Appareil suivant la revendication 10, caractérisé en ce que le circuit bistable commande deux transistors à effet de champ qui appliquent respectivement un signal positif et un signal négatif à une ligne de sortie. 25 12 - Appareil suivant la revendication 11, caractérisé en ce que les signaux positifs et négatifs sont appliqués'par l'intermédiaire d'un filtre passe-bas de sortie à une borne de sortie. 13 - Appareil suivant l'une quelconque des revendications 30 10 à 13, caractérisé en ce qu'il comprend un circuit de réglage du zéro monté dans le parcours d'entrée d'un côté du circuit bistable. 14 - Appareil suivant la revendication 13, caractérisé en ce que le circuit de réglage du zéro comprend un générateur d'im-35 pulsions connecté de manière à recevoir le signal résultant et à engendrer une impulsion pour chaque cycle de la fréquence d'alimentation avec une phase qui dépend de l'angle du rotor, une capacité et un circuit de charge de cette capacité, un circuit de décharge de la capacité, commandé par le générateur d'impulsions, 70 13175 13 2044724 de sorte que le circuit de charge de la capacité est synchronisé avec le fonctionnement du générateur d'impulsions, et un comparateur permettant de comparer le niveau de tension du condensateur à un niveau de référence réglable et permettant d'engendrer 5 un train d'impulsions ayant un rapport t0.ut ou rien commandé par la relation entre les deux signaux comparés, de sorte que le réglage du zéro de l'appareil est effectué par le réglage du niveau de référence. 15 - Appareil suivant la revendication 14, caractérisé en ce 10 que le niveau de référence est obtenu par un potentiomètre qui reçoit sa tension d'alimentation du circuit de charge du condensateur, de sorte que les variations du courant de charge du con-. densateur ne peuvent affecter le réglage du zéro. 16 - Appareil suivant la revendication 15, caractérisé en 15 ce que la tension d'alimen-tation destinée au potentiomètre est obtenu» d'une autre capacité qui est chargée à la tension de crête de la première capacité.