La présente invention concerne un procédé pour -3 transfert de signaux analogiques, en particulier de signaux de conversation, dans lequel le signal à-transférer est compare, dans l'émetteur, par un étage soustracteur, avec le signal de sortie d'un filtre numérique qui est formé d'une chat ne d'éléments de retardement et de multiplicateurs qui y sont connectés, leurs sorties étant sommées amoyen de soimrt-e2r3 comme sortie du filtre, et dans lequel le signal de comparaison est appliqué par l'intermédiaire d'un dispositif de codage, en tant que signal de transfert, à la voie de transfert tandis que, dans le récepteur,pour récupérer le signal analogique,les mesures complémentaires sont appliquées au signal de transfert de sorte que les coefficients des multiplicateurs du filtre numérique sont déterminés par des i-ntervaîles'réguliers d'une manière telle que le signal de com paraison tombe à une valeur minimum. Un tel procédé est décrit dans le périodique "Elek- trisches Nachrichtenwesen",volume 47,(1972),n 4,pages 208 à 219. Ce procédé est basé sur le fait qu'un grand nombre ae s- gnaux analogiques, en particulier des signaux de conversation, présentent une redondance qui parfois peut étire très grande.Pour transférer de tels signaux avec une vitesse de transmission de bits aussi faible que possible, on peut éliminer la redondance du signal dans l'émetteur et l'ajouter à nouveau dans le récepteur Dans le procédé connu, à cet effet, la valeur du signal qui doit apparat- tre très probablement à l'instant suivant est déterminée par le filtre numérique à partir des valeurs de signaux apparaissant à un certain nombre d'instants précédents, et est comparée à la valeur réelle. Le signal de comparaison est alors une sorte de signal d'erreur pour le procédé de prévision correspondant au réglage du filtre numérique et seul ce signal d'erreur est transféré à l'état codé numérique.Dans le récepteur a lieu le processus complémentaire selon lequel le signal d'erreur est à nouveau codé et est additionné au signal de sortie du filtre dans le récepteur. Le signal de somme obtenu est ie signal original lors- que le filtre dans le récepteur est connu de la même manière que dans l'émetteur, tandis que dans le récepteur, à partir du signal des moments précedents celui a été reconstitué, la même valeur la plus probable pour le signal attenduà la sortie est produi- te, cette valeur étant complet jusqu'à la valeur correcte par le signal d'erreur transféré.La vitesse de transmission des bits né- cessaire pour le trajet de transfert dépend donc de la question, qui est de connaître la précision avec laquelle la valeur suivante peut être déterminée d'avance, car ceci diminue d'autant le signal d'erreur et ainsi les informations à transférer. C'est pourquoi, les coefficients des filtres sont également déterminés à nouveau par intervalles réguliers par exemple de 20 à 50 millisecondes, et les filtres sont à nouveau accordes de manière correspondante.Pour calculer les coefficients de filtrage, divers procédés sont connus par exemple dans la littérature citée plus haut ainsi que dans d'autres publications, Dans ce procédé connu, la valeur de signal suivante est cependant toujours déterminée dans le filtre à partir des valeurs de signaux lors de moments immédiatement preédents, par exemple par extrapolation. Les prévisions effectuees par le filtre ne sont pas non plus très précises, de sorte qu'un signal d'erreur notable doit encore être transféré ou que,lors de bnou- velle détermination des coefficients de filtrage à intervalles très courts, les coefficients de filtrage doivent très souvent titre transféres au récepteur c qui nécessite un flux d'informations important. L'invention a pour but d'améliorer le procEdé précité d'une manière telle que, sans autresfrais notablement accrus,le signal d'erreur et ainsi l'information à transférer sont sensiblement diminués. Ceci est obtenu grace à l'invention par le fait qu'on utilise, comme filtre numérique, un filtre numérique interpolant dans lequel, pour déterminer les coefficients, le coefficient d'un multiplicateur sélectionné connecté dans la channe d'éléments de retardement reçoit toujours une valeur telle que ce coefficient, lors de la formation du signal de comparaison,est augmenté d'une unité.i'invention est basée sur le fait qu'en utilisant une interpolation pour déterminer chaque fois la valeur de signal suivante, on obtient une précision nettement meilleure de sorte que le signal d'erreur est fortement diminué. La mise en oeuvre de ce procédé peut titre effectuée au moyen de diverses structures de filtres qui présentent le principe de base de l'invention et quelques structures de filtres particulièrement avantageuses seront décrites plus loin. Plusieurs formes d'exécution de l'invention seront décrites ci-après, à titre d'exemple, avec référence aux dessins annexés dans lesquels la Fig. 1 est une vue schématique d'un filtre interpolant; la Fig. 2 est une autre exécution du filtre de la Fig.l qui peut également tre utilisé dans le récepteur; la Fig. 3 représente un système de transfert complet muni de filtres de la Fig. 2; -la Fig. 4 est un filtre symétrique de conception moins compliquée; la Fig. 5 est un système de transfert complet avec un filtre de la Fig. W; la Fig. 6 est une autre forme d'exécution d'un filtre symétrique, et la Fig. 7 est un système de transfert complet avec des filtres de la Fig. 6. Une conception particulièrement synoptique d'un filtre numérique interpolant est représentée sur la Fig. 1. Ce filtre correspond entièrement, dans la forme d'exécution de base, aux filtres numériques connus (filtres transversaux) dans lesquels le signal à filtrer passe par une chatne d'éléments de retardement T1, T2 ... Tn qui retarde chaque fois le signal d'une durée déterminée t égale à la période de balayage. Des convertisseurs éventuellement nécessaires pour convertir le signal de la forme analogique à la forme numérique ou inversement, qui sont connus dans le domaine des filtres numériques ne sont pas représentés sur la Fig. 1 pas plus que sur les autres figures des dessins et ce pour la simplicité. Un multiplicateur M1, H2 ... est connecté aux sorties de chaque élément de retardement T1XT2 T n Chaque multiplicateur Mi multiplie son signal d'entrée numérique par un coefficient i déterminé de la manière habituelle par des signaux électriques appliqués de l'extérieur. Sur la Fig. 1, ces signaux sont indiqués d'une manière générale près des multiplicateurs. Les signaux de sortie des multiplicateurs M1 M2 sont sommés par des sommateurs S1, ... et sont évacués du filtre FD sous la forme de signaux de sortie de filtre FA. Par rapport à un filtre numérique courant avec un pro cédé de transfert de signaux codés, des divergences apparaissent sur la Fig. 1. Le signal non retardé S(T) appliqué au filtre passe également par un multiplicateur M0 à coefficient a0 dont le signal de sortie est appliqué au sommateur Sl et est ainsi sommé avec les signaux de sortie des autres multipli cateurs. Une autre différence réside dans le fait que la sortie de l'élément de retardement Tm est directement alimentée par le filtre et est reliée à l'étage soustracteur SS dont l'autre entrée est connectée à la sortie de filtrage FA tandis que sa sortie fournit le signal d'erreur F(t).Le signal d'erreur est donc formé par le signal d'entrée S(t) retardé de m. et comparé avec la somme des signaux retardés de temps différents, estivée chaque fois avec un facteur ai, la comparaison s'effectuant par soustraction. Les coefficients ai peuvent ainsi bure calculés au moyen de procédés connus. Un exemple d'un tel procédé pour le calcul des coefficients est donné ci-après. La fonction d'autocorrélation ri est calculée à partir d'un nombre approprié N de valeurs de balayage S; de la fonction de signal S(t) : N est alors choisi d'une manière telle que la longueur de l'intervalle précité soit de 20 à 50 ms, et pendant ce temps, les coefficients de filtrage sont chaque fois à nouveau déterminés et réglés.Lutilisation d'une entre de temps appropriée, par exemple une entre Iiamming, peut s'avérer judicieuse. Ensuite, le système d'équation suivant doit être résolu Ces calculs peuvent être effectués à l'aide de machines à calculer universelles.Etant donné que ces calculs, comme mentionné plus haut, doivent continuellement être repris, il convient, avec le dispositif de transfert, d'utiliser une machine à calculer spéciale qui n'est destinée qu'à ces calculs spéciaux et qui ne doits par conséquent, pas titre très coûteuse. La structure filtrante indiquée sur la Fig. 1 est principalement destinée à l'émetteur. Dans le récepteur aucun dispositif de conception identique ou directement correspondant ne paraît possible étant donné que ce dispositif, à cet endroitS devrait justement connaître le signal futur. Par une transformation, par exemple partielle, on peut cependant obtenir une structure filtrante qui possède une fonction de transfert identique, qui peut cependant être également utilisée dans le récepteur étant donné qu'une voie directe du signal non retardé S(t) vers l'étage de soustraction SS se trouve, en fait, à l'extérieur du filtre proprement dit. Un tel filtre transformé est représenté sur la Fig.2. Le filtre numérique propre FD1 comprend également dans ce cas-ci à nouveau une chaîne d'éléments de retardement T1, T2 r 4 * Tn,des multiplicateurs connectés chaque fois aux extrémités correspondantes des éléments de retardement, M1, M2 - Mn ainsi que la chaine de sommateurs S2 ... Sn. Le signal de somme obtenu est à nouveau évacué vers l'extérieur à la sortie Fhl du filtre.Le multiplicateur Mg et ainsi le sommateur S1 sont supprimés étant donné que le signal qui n'est pas retardé S(t) est directement amené à l'étage soustracteur SS. Ce signal non retardé est représenté séparé et. est indiqué d'une autre manière que le signal s' (t) appliqué au filtre FD1.La signification de cette représentation sera indiquée plus loin; pour le cas présent, les deux signaux peuvent autre considérés comme identiques et reliés l'un à l'autre. Cette structure de filtre selon la Fig. 2 peut être obtenuede la manière suivante à partir de celle représentée sur la Fig.l. Sur la Fig.l,la différence obtenue par soustraction du signal de sortie de l'élément de retardement T et du signal présent à la sortie FA peut également être représentée comme une sommation,dans laquelle le signal reçoit un signe négatif.Ceci correspondrait à un multiplicateur à coefficient fixe -1 branché derrière l'élément de retardement Tm de sorte que l'étage soustracteur SS serait alors un sommateur.Etant donné que la séquence de fonctionnement du sommateur n'a pas d'importance (tous les sommateurs pourraient,par exemple,être remplacés par un sommateur comportant un nombre correspondant d'entrées),ce sommateur pourrait également être installé à l'endroit voulu dans la chaîne entre les sommateurs Sm 1 et Smsl.On obtient ainsi un filtre qui,par rapport aux filtres extrapolants,ne diffère que par le fait que son coefficient possède une valeur fixe -I. Lorsque tous les coefficients Wi sont multipliés par-l/a0 > ce qui fait apparaître les nouveaux coefficients a. = -&alpha;i/&alpha;i0, on obtient à la sortie du multi- plicateur adjoint à l'élément de retardement Tm, le coefficient arn = 1/&alpha;;0. De plus, le multiplicateur M0 reçoit cependant, pour le signal qui n'est pas retardé, le coefficient fixe -1 de sorte que ce signal non retardé S(t) peut également entre appliqué, à l'extérieur du filtre, directement sans multiplication par -1 à l'étage soustracteur SS. Pour compenser la multiplication donnée de tous les coefficients ais un multiplicateur est branche derrière l'étage soustracteur et présente le coefficient -cO =-1/am. C'est de cette manière que l'on obtient précisément la Fig. 2 et on peut en déduire que ce dispositif fournit'le tn-eme signal d'erreur que le dispositif de la Fig. 1. D'autre part, la struc- ture filtrante de la Fig. 2 ne diffère des filtres extrapolants utilisés lors d'un transfert de conversation que par le multi- plicateur supplémentaie présentant le coefficient -1/am.Le signal d'erreur F(t) à la sortie de ce multiplicateur 'est en effet pas une fonction linéaire du coefficient, étant donné que la valeur inversée de ce coefficient apparaît également dans le filtre FD1. D'autre part, la structure de filtre indiquée sur la Fig. 2 est conçue d'une manière telle telle peut être utilisée sans plus dans le système connu pour 1 transfert de signaux, comme l'indique la Fig. 3. Le signal à transférer S(t) est ainsi applique à l'étage soustracteur SE dont l'autre entrée est connectée a la sortie FA1 du filtre FD1. Au contraire du circuit ou du montage connu, sur la Fig. 3, un multiplicateur MS est connecté derrière l'étage soustracteur SS pour les raisons décrites plus haut et ce multiplicateur produit le signal d'erreur F(t) qui est code dans le dispositif de codage C et qui est appliqué au dispositif décodeur D du récepteur par l'intermédiaire du trajet de transfert U. A la sortie du dispositif décodeur D apparat à nouveau, s-If erreur de codage, le signal d'erreur F(t) qui était restent dans l'émetteur, ce signal étant appliqué au multiplicateur ME à coefficient -a. I1 s'agit là de la valeur inversée du coefficient du multiplicateur correspondant MS de l'émetteur, de sorte qn'à l'entrée du sommateur AE dans le récepteur, on retrouve le mamie signal que dans l'émetteur à la sortie de l'étage soustracteur 88. Par sommation du signal présent à la sortie FA1 du filtre FD1, qui est conçu de la meme manière que le filtre FD1 de l'emetteur et qui possède les mêmes coefficients, on obtient à nouveau le signal original S' (t), sauf de faibles erreurs de codage. Dans l'émetteur, l'entrée du filtre FD1 ne reçoit pas le signal à transférer (t) mais le signal 8' (t) reconstitué de la meme manière que dans le récepteur par l'intermédiaire du dispositif décodeur DS, du multiplicateur MR et du sommateur AR. Ce montage est décrit dans la littérature précitée et offre l'avantage que l'erreur de quantification, qui se produit lors du codage et qui est nécessaire pour le transfert, n'est pas intégrée. La détermination des coefficients a1, a2... an du filtre FD1 peut s'effectuer à partir du signal reconstitué S'(t) comme l'indique la ligne pointillée partant de l'entrée du filtre en direction de la flèche prévue au bord supérieur du filtre. On obtient ainsi 'll'analyse de poursuite" qui peut également autre effectuée dans le récepteur. Les coefficients peuvent cependant être calculés également à partir du signal~direct S(t) et-peuvent titre obtenus dans"l'analyse synchrone". Dans ce cas, les coeff i- cients doivent être transférés aux récepteurs étant donné que S(t) n'est pas disponible à cet endroit. Un procédé de calcul pour la détermination des coefficients est indiqué dans la description de la Fig. 1.Pour le filtre de la Fig.2 utilisé sur la Fig. 3,11 faut effectuer, en outre, le calcul qui a été expliqué dans la description de la Fig. 2. Le dispositif de calcul exigé pour déterminer les coefficients peut autre considéré comte étant incorporé à la partie supérieure du filtre FD1. Lorsque, dans le récepteur, le filtre FD1 est également muni d'un dispositif de calcul semblable, aucun coefficient de filtrage ne doit titre transféré par l'intermédiaire de la voie de transfert U,étant donné que ce filtre,par une conception identique,reçoit également le même signal que dans l'émetteur et que, par conséquent, les mêmes coefficients doivent titre calculés.Lorsque ce dispositif de calcul dans le récepteur doit titre épargné, il faut que les coefficients provenant de l'émetteur soient transférés avec la même période que lorsque ces coefficients doivent à nouveau être déterminés. Une autre possibilité pour déterminer les coefficients est offerte par des procédés récurrents conas.Lescoefficients du fil- tre de la Fig. 2 peuvent ainsi titre déterminés directement. A cet effet, on utilise le signal d'erreur à minimaliser F(t) qui, dans l'émetteur, doit titre pris derrière le multiplicateur M8 et, éventuellement dans le récepteur, devant le multiplicateur ME, comme l'indique l'autre ligne pointillée. Le choix de l'élément de retardement Tm qui détermine la position du point d'interpolation grâce auquel le coefficient -1/arD du multiplicateur M5 est déterminé à partir du coefficient arn du multiplicateur i qui y est connecté, n'est pas critique. Pour un filtre formé de n éléments on doit avoir 0,2 4 m 4 0,8 n pour obtenir la plus faible erreur possible. Une variatlon de la valeur de m, également pendant le fonctionnement, est très possible. Lorsque l'on choisit la valeur de m=n/2, c'est-à-dire lorsque le point d'interpolation se trouve précisément au milieu du filtre, diverses possibilités avantageuses apparaissent également. Il résulte des formules qui précèdent que les coefficients des multiplicateurs, qui sont situés à la meme distance du milieu du filtre, doivent également être égaux. Par conséquent ai = an i i = 1, 2 ... (n/2 - 1) an/2 = -1 Le nombre de calculs à effectuer pour les coefficients est ainsi également diminué de moitié de même que le temps neces- saire pour le transfert des coefficients lorsque ceux-ci doivent titre calculés dans le récepteur.De plus, une possibilité d'économie intéressante apparatt également en ce qui concerne la. conception du filtre lui-mame. Un tel filtre de conception simplifiée est représenté sur la Fig. 4. Ce filtre FD2 comporte à nouveau les éléments de retardement T1 T2 X Tn, n étant un nombre pair. La partie du n' circuit de retardement, qui suit le milieu formé dans ce cas-ci par la sortie de l'élément de retardement Tm avec m = n/2, est représentée enévidence sur la Fig. 4. Etant donné que les points du circuit de retardement, qui se trouvent à la méme distance du milieu doivent autre chacun reliés à un multiplicateur possédant les mêmes coefficients, dont les sorties sont alors sommées, cette sommation peut également être effectuée en amont des multiplicateurs et, dans ce cas, ce sommateur doit simplement outre suivi d'un multiplicateur présentant ce coefficient.Ceci se produit dans le filtre FD2 de la Fig. 4 par les sommateurs SM1, SM2 ... SE 1 qui sont chacun connectés à la sortie d'un élément de retardement d'un cOté du milieu et à l'entrée (c'est-à-dire la sortie de l'élément de retardement precédent) de l'élément de retardement également éloigné du milieu, de l'autre conté du milieu. Les sorties des multiplicateurs M1, M2 ... Mon 1 présentant les coefficients al, a2 ... au 1 sont à nouveau connectées, d'une m.a- nière connue, aux entrées des sommateurs S1, S2 ... Smî dont la sortie forme la sortie FAl du filtre FD2. Cette sortie est connectée à une entrée de l'étage soustracteur SS tandis que le signal non retardé S(t) est directement relié à une autre entrée.Etant donné que ce signal non retardé reçoit ainsi le coefficient -1 la sortie de l'élément de retardement Tn disposée symétriquement doit également avoir le même coefficient, c'est-à-dire que le sommateur S1 présente une entrée avec inversion ou est réalisé sous la forme d'un étage soustracteur.Etant donné la sortie interpolante du filtre, c'est-à-dire que le milieu de la chatte d'éléments de retardement est amené à l'extérieur par l'interme- diaire d'une seconde sortie FA2 et passe directement au signal d'erreur F(t) le coefficient nécessaire pour le signal non retardé ainsi que pour son complément à la sortie du circuit de retar- dement doit 8tre réalisé par un multiplicateur MS présentant le coefficient correspondant am à la sortie de l'étage soustracteur SS. Le sommateur AS forme alors le signal d'erreur F(t). De cette façon, on n'a besoin que de la moitié du nombre de multiplicateurs nécessaires pour un filtre non symétrique à coefficients inégaux. Etant donné que les multiplicateurs forment les composants oné reux, le filtre représenté sur la Fig.2 est donc en substance deux fois moins onéreux qu'un filtre non symétrique et,en parti culier > qu'un filtre extrapolant,tandis que,pour ce dernier te de filtre, le gain pour le signal d'erreur F(t) peut dépasser 10 dB. L'application du filtre FD2 de la Fig. 4 dans un système de transfert complet est représentée sur la Fig. 5. Le signal à transférer S(t) est comparé, dans l'étage soustracteur 88, au signal de la sortie Fhl du filtre FD2; le signal de comparaison passe au multiplicateur MS avec le coefficient arn et son signal de sortie est sommé dans le sommateur AS avec le signal présent à la sortie FA2 du filtre pour former un signal d'erreur F(t). Le signal d'erreur est à nouveau codé par le dispositif de codage C, émis par l'intermédiaire de la voie de transfert U et à nouveau décodé dans le récepteur par le dispositif décodeur D. A partir de ce signal d'erreur décodé, dans I'émetteur, le signal original S'(t) est reconstruit d'une manière complémentaire et pas à pas, cssest-à-dire que le sommateur AS dans l'émetteur est compensé dans le récepteur, par l'étage soustracteur SE, le multiplicateur M8 avec le coefficient apar le multiplicateur NE avec le coefficient l/am et l'étage soustracteur SS par le sommateur hE. Dans ce cas également, le filtre FD2 dans l'émetteur ne reçoit pas directement le signal non retardé mais le signal reconstruit S'(t) de la meme manière que dans le récepteur par le dispositif décodeur DE, l'étage soustracteur SR, le multiplicateur MR avec le coefficient l/am et le sommateur vR. Dans le dispositif représenté sur la Fig. 5, les coefficients a1, a2 ... arn du filtre FD2 doivent à nouveau être calculés et réglés toutes les 20 à 50 millisecondes, de sorte que les méthodes de calcul connues peuvent à nouveau titre utilisées.Le système de comparaison prévu pour le filtre de la Fig. 1 ou de la Fig. 2 peut, par exemple, être simplifié de la manière suivante : On peut en déduire les coefficients ai n ai = &alpha;i/&alpha;o ' am = a0 m = n Cette dernière méthode de calcul est exécutée par un dispositif de calcul spécial incorporé, par exemple, au filtre FD2 avec le signal d'entrée S'(t) du filtre, tandis que des méthodes récurrentes opèrent avec le signal d'erreur à la sortie du sommateur AS, comme l'indiquent les lignes en traits pointillés. Une autre possibilité pour construire un filtre interpolant symétrique possédant les mines propriétés de transfert est illustrée sur la Fig. 6. Dans ce cas-ci > le filtre FD3 est à nouveau formé d'une chaîne d'éléments de retardement T1, T2 Tn' des sommateurs 8M1, SM2 ... SE 1 qui précèdent les multiplicateurs M1,M2 ...Mm-1 avec les coefficients ainsi que des sommateurs S2 ... Sm connectés à leur sortie. Le dernier sommateur Sm concerne également la sortie d'interpolation du filtre, c'est-à dire le milieu de la chaîne de retardement, dans le signal présent à la sortie FA1.La sortie du dernier eléw ment de retardement Tn ne va donc plus à la chaîne de sommateurs dans le filtre RD3 > mais est amenée à l'extérieur par la sortie FA3 et,dans le sommateur AS elle est additionnée avec le signal non retardé S(t). Le signal de sortie passe par un multiplicateur MS dont le coefficient est a0 à l'étage soustracteur SS où il est retranché du signal présent à la sortie FAl et où apparatt le signal d'erreur F(t). I1 est évident que le sommateur AS correspond aux soLmateurs S et que le multiplicateur MS correspond aux multiplicateurs M de la chatne et l'amenée à l'extérieur par la sortie FAB est simplement effectuée pour disposer d'un trajet à l'extérieur du filtre pour le signal non retardé S(t). Les filtres des Fig. 4 et 6 ne diffèrent que par le fait que le multiplicateur MS dans le premier cas précède l'étage soustracteur SS tandis que dans l'autre, il le suit, de sorte que, pour ce qui concerne le fonctionnement, aucune différence n'apparait lorsque les coefficients sont calculés d'une manière correspondante. Les coefficients ai du filtre de la Fig. 6 proviennent, par exemple, directement du système de comparaison mentionné en dernier lieu de sorte que la dernière phase de conversion tombe. L'utilisation du filtre de la Fig. 6, qui est indique sur la Fig. 7 s'adapte également à la construction connue. Etant donné dans ce cas que le signal à transférer S(t) est tout d'abord sommé dans le sommateur AS avec le signal présent à la sortie FA3 du filtre FD3, puis est multiplié dans le multiplicateur MS avec le coefficient a0 et ensuite comparé dans l'étage soustracteur SS avec le signal FA1 du filtre FD3 pour obtenir le signal d'erreur F(t), qui est alors codé par le dispositif codeur C, transféré par la voie de transfert U et décodé à nouveau par le dispositif décodeur D dans le récepteur, ce signal décodé doit, dans le récepteur, pour la reconstruction du signal s' (t), tout d'abord autre appliqué à un sommateur AE pour titre sommé avec le signal présent à la sortie FAl du filtre FD3, puis au multiplicateur ME présentant le coefficient l/aO et finalement à l'étage soustracteur SE où le signal de la sortie FA3 du filtre FD3 est retranché. Le signal d'entrée S(t) du filtre FD3, dans l'émetteur, est à nouveau reconstruit de la méme manière que dans le récepteur et par le dispositif décodeur DE, le sommateur AR, le multiplicateur PIR et l'étage soustracteur SR. Divers autres filtres sont encore possibles et, sous ce rapport, ils ne doivent cependant pas être cités. Suivant l'invention, il est simplement essentiel d'utiliser des filtres interpolants, et, par conséquent, on choisit un coefficient dans le filtre présentant une valeur fixe 1 puis on détermine les autres coefficients ou l'endroit où un coefficient dans le filtre est à nouveau co.tnpensé par un multiplicateur supplémentaire à la sortie du filtre. ou lieu de la valeur 1, on peut, bien entendu, également choisir une autre valeur quelconque, lorsque cette valeur est simplement maintenue constante. R E V E N D I C A T I O N S 1.- Procédé pour le transfert de signaux analogiques, en particulier de signaux de conversation, dans lequel le signal à transférer est comparé, dans l'émetteur, par un étage soustracteur, avec le signal de sortie d'un filtre numérique qli est formé d'une chaîne d'éléments de retardement et de multiplicateurs qui y sont connectés, leurs sorties étant sommées au moyen de sommateurs comme sortie du filtre, et dans lequel le signal de comparaison est appliqué par l'intermédiaire d'un dispositif de codage, en tant que signal de transfert, à la voie de transfert tandis que dans le récepteur,pour récupérer le signal analogique,les mesures complémentaires sont appliquées au signal de transfert de sorte que les coefficients des multiplicateurs du filtre numérique sont déterminés par des intervalles réguliers d'une manière telle que le signal de comparaison tombe à une valeur minimum, caractérisé en ce que, en tant que filtre numérique, on utilise un filtre numérique interpolant dans lequel, pour déterminer les coefficients, le coefficient d'un multiplicateur sélectionné connecté dans la chaîne d'éléments de retardement reçoit touJours une valeur telle que ce coefficient, lors de la formation du signal de comparaison, soit majoré d'une unité. 2.- Dispositif pour l'exécution du procédé suivant la revendication 1, caractérisé en ce que, derrière l'étage soustracteur, un autre multiplicateur est connecté, le coefficient de ce multiplicateur étant égal à la valeur inversée négative du coefficient du multiplicateur sélectionné et en ce que, dans l'émetteur, entre le décodeur et le sommateur, se trouve un autre multiplicateur dont le coefficient est égal à la valeur inversée positive du coefficient de l'autre multiplicateur prévu dans l'émetteur. 3. - Dispositif suivant la revendication 2, caractérisé en ce que le multiplicateur sélectionné est connecté près du milieu de la chaîne d'éléments de retardement. 4.- Dispositif pour l'exécution du procédé suivant la revendication 1, caractérisé en ce que le filtre numérique comporte un nombre pair d'éléments de retardement et en ce que la sortie d'un élément de retardement, d'un cOté du milieu de la channe d'éléments de retardement, et l'entrée de l'élément de retardement de l'autre coté du milieu, à une distance égale de celui-ci, sont chacum connectées en commun par l'intermédiaire d'un sommateur à un multiplicateurX 5.- Dispositif suivant la revendication 4, caractérisé en ce que le milieu de la chaise d'éléments de retardement est amené directement à l'extérieur du filtre numérique en tant que seconde sortie et est connecté à une entrée d'un autre sonmateur dont la sortie produit un signal de comparaison appliqué au codeur et dont une autre entrée est connectée par l'intermédiaire d'un autre multiplicateur à la sortie de l'étage soustracteur. 6.- Dispositif suivant la revendication 4, caractérisé en ce que le signal à transférer est appliqué par l'intermé- diaire d'un autre sommateur et d'un autre multiplicateur à l'éta- ge soustracteur et en ce que la sortie du dernier élément de retardement de la chaste est amenéedirectement à l'extérieur du filtre numérique > en tant que seconde sortie,et est connectéea l'au- tre entrée de l'autre sommateur.