La présente invention concerne des récepteurs de télévision dans lesquels le signal vidéo détecté est traité par un circuit numérique et, en particulier, un démodulateur de signaux numériques couleurs qui permet le filtrage des signaux couleurs démodulés. Pour des raisons se rapportant aux facteurs tels que la largeur de bande, la vitesse et la complexité, des circuits de traitement d'un signal de télévision sont construits de façon traditionnelle sous forme analogique. Cependant, les avances récentes de la vitesse des convertis- seurs analogiques-numériques et de la technologie des circuits intégrés à grande échelle ont rendu possible l'implantation de circuits de télévision utilisant la technique numérique A cause des exigences de largeur de bande, le circuit de fréquence intermédiaire de télévision est encore contraint à une construction sous forme analogique, mais le traitement du signal vidéo à bande de base est susceptible à des techniques numériques. Dans un récepteur à bande de base numérique, le signal vidéo détecté est converti en signal numérique par un convertisseur analogique-numérique, qui échantillonne le signal vidéo à une fréquence plus grande que la fréquence d'échantillonnage de Nyquist ou égale à celle-ci pour la bande du signal vidéo (par exemple, le signal vidéo NTSC de 4,2 M Hz doit être échantillonné à une fréquence d'au moins 8,4 M Hz) L'échantillonnage d'un signal analogique à ou au-dessus de la fréquence d'échantillonnage de Nyquist empêche la perte de l'information due au procédé d'échantillonnage Le signal vidéo numérisé est alors séparé en composantes de luminance et de chrominance par filtrage numérique, tel qu'un filtrage numérique en peigne Les composantes de luminance et de chrominance peuvent être alors traitées dans des trajets séparés de signaux numériques, reconvertis sous forme analogique, et recombinés dans une matrice pour produire des signaux du rouge (R), du vert (G) et du bleu (B) pour le tube-image dans le récepteur. La composante de chrominance du signal vidéo composé comprend un signal de sous-porteuse supprimée, modulée en quadrature d'amplitude Deux signaux représenta- tifs de la couleur (à savoir I et Q dans un signal vidéo NTSC) modulent en amplitude les quadratures de phase de la sous-porteuse (La sous- porteuse a une fréquence de 3,58 M Hz dans un signal vidéo NTSC) Une référence de phase est également transmise dans le signal vidéo composé et est un signal de synchronisation de couleur de la sous-porteuse ayant une phase prédéterminée (à savoir, -(B-Y) dans un signal vidéo NTSC) Ainsi, pour dériver une information du rouge, du vert et du bleu de la composante de chrominance, la composante doit être à la fois démodulée et filtrée. Dans le canal de chrominance, les signaux numéri- ques de couleur sont généralement amplifiés et filtrés dans des filtres passe-bandes ou écrêtés avant la démodulation. Les signaux de couleur sont alors démodulés à des angles de phase choisie du signal de sous-porteuse couleur pour produire soit les signaux de mélange de couleur I et Q soit les signaux de différence du mélange de couleur R-Y et B-Y Les signaux de mélange de couleur démodulés sont alors filtrés pour retirer les bruits de fréquence élevée des signaux Dans le cas des signaux I et Q, le signal I a une largeur de bande de 1,5 M Hz et le signal Q a une largeur de bande de 0,5 M Hz Les signaux de différence de couleur ont tous les deux des largeurs de bande de 0,5 M Hz Les signaux de différence de couleur peuvent être alors être combinés pour produire le signal de différence G-Y, et les trois signaux de différence peuvent être alors convertis sous forme analogique, filtrés pour retirer les composantes de fréquence d'échantillonnage, et matricés avec le signal de luminance Y pour produire les signaux du rouge, du vert et du bleu Dans le cas des signaux filtrés I et Q, ces signaux peuvent être convertis sous forme analogique, filtrés pour retirer les composantes de fréquence d'échan- tillonnage, et matrices avec le signal Y pour produire les signaux du rouge, du vert et du bleu. Selon les principes de la présente invention, un agencement est prévu pour démoduler et filtrer les signaux de support de l'information numérique Cet agencement est dans un système comprenant une source de signaux numériques de support d'information à moduler et filtrer, et une source de signaux de référence qui ont une phase prédéter- minée en relation avec les signaux de support de l'informa- tion L'agencement comprend un moyen sensible aux signaux de référence pour produire un signal d'horloge d'une phase prédéterminée en relation avec les signaux de référence. L'agencement comporte également un filtre numérique aux entrées sensibles aux signaux numériques et au signal d'horloge, qui développe les signaux d'information démodulés et filtrés à sa sortie. Selon un mode de réalisation de la présente invention, un agencement à filtre numérique à réponse impulsionnelle limitée (FIR) est prévu qui démodule et filtre à la fois les signaux de mélange de couleur dans un récepteur de télévision Un tel filtre peut être soit un agencement pondéré à prise d'entrée, soit un agencement pondéré à prise de sortie Dans ce mode de réalisation selon l'invention, un filtre numérique FIR pondéré à prise de sortie est prévu dans lequel les échantillons du signal séparé numérique de chrominance sont déclenchés dans des premier et second registres de manière que le premier registre contienneles échantillons d'un-premier signal de mélange de couleur et que le second registre contienne les échantillons d'un second signal de mélange de couleur Les prises de sortie sont connectées entre les sorties de certains des divers étages des premier et second registres et des circuits de fonction de pondération Les circuits de fonction de pondération associés avec chaque registre sont à leur tour couplés aux réseauxd'édhelonnage respectifs d'addi- tionneurs, qui combinent les échantillons du signal pondéré afin de présenter, à un additionneur d'étage de sortie, une caractéristique de réponse passe-bas qui est appropriée pour le signal respectif de mélange de couleur Les deux registres numériques sont coïncidés dans le temps selon leur caractéristique respective de réponse impulsionnelle pour produire les signaux de mélange de couleur filtrés dans une relation de temps particulière. Les signaux d'horloge qui chargent les échantillons dans les registres sont dans une relation de temps pré- déterminée Selon un autre aspect de la présente invention, les signaux d'horloge sont dérivés d'un signal à boucle verrouillée en phase qui produit un signal en coïncidence de phase au signal de synchronisation de couleur Le signal à boucle verrouillée en phase peut être décalé en phase de façon réglable par un circuit de réglage de teinte-ou de nuance, ensuite décalé en phase d'un retard donné pour coïncider le signal avec l'angle nominal choisi de démodu- lation Le signal décalé en phase est augmenté en fréquence à un multiple du signal de sous-porteuse, produisant ainsi un signal d'échantillonnage pour le convertisseur-analogique- numérique Le signal à fréquence multiple de la sous-porteuse a des cycles multiples dans la même période qu'un cycle du signal décalé en phase Certains cycles du signal à fréquence multiple de la sous-porteuse sont envoyés à l'agencement en filtre numérique, à la fréquence de la sousporteuse couleur, pour être utilisés comme signaux d'horloge pour les deux registres de signal de mélange de couleur L'invention sera mieux comprise, et d'autres buts, caractéristiques, détails et avantages de celle-ci apparattront plus clairement au cours de la description explicative qui va suivre faite en référence aux dessins schématiques annexés donnés uniquement à titre d'exemple illustrant plusieurs modes de réalisation de l'invention et dans lesquels: la figure 1 illustre sous forme de bloc-diagramme une partie d'un récepteur de télévision comprenant un dispositif de traitement du signal numérique sur bande de base agencé selon les principes de la présente invention; la figure 2 illustre, partiellement sous forme de bloc-diagramme et partiellement sous forme schématique, un agencement de générateur d'horloge convenable pour une utilisation dans le récepteur de télévision de la figure 1 et agencé selon les principes de la présente invention; la figure 3 illustre, sous forme schématique, le circuit logique d'horlogedre Iet Q convenable pour une utilisation dans le générateur d'horloge de la figure 2; la figure 4 illustre sous forme de bloc-diagramme, un filtre et un démodulateur du signal numérique de couleur agencés selon les principes de la présente invention; la figure 5 illustre un diagramme de phase du démodulateur couleur; la figure 6 montre des formes d'onde illustrant le fonctionnement des agencements des figures 2 à 4; la figure 7 illustre, sous forme de bloc-diagramme, le réseau d'échelonnage ai 1 ti Dnneur et de fonction de pondéra- tion du filtre de Q de la figur'e 4 la figure 8 illustre, sous forme de bloc-diagramoe, le réseau d'échelcmage additionneur et de fonction de pondéra- tion du filtre de I de la figure 4; la figure 9 illustre sous forme de bloc-diagramme, un agencement plus détaillé des circuits de la figure 4 moyennant le signal; la figure 10 illustre la réponse amplitude- fréquence du filtre de Q de lafigure 4; et la figure 11 illustre la réponse amplitude- fréquence du filtre de I de la figure 4. A la figure 1, un signal de télévision est reçu par une antenne 10 et est traité successivement par un circuit d'accord 12, des circuits de fréquence intermédiaire 14, et un détecteur vidéo 16, qui sont construits de façon conventionnelle Le signal vidéo détecté à la sortie du détecteur 16 est appliqué à l'entrée d'un convertisseur analogique-numérique 20 Le convertisseur analogique- numérique 20 échantillonne le signal vidéo à une fréquence égale à quatre fois la fréquence de la sous-porteuse couleur ( 4 fc), et produit des échantillons numériques du signal vidéo à cette fréquence Chaque échantillon numérique, ou mot, peut comprendre, par exemple, huit bits produits en parallèle, Dans un système à huit bits, le signal vidéo analogique sera quantifié à un des deux-cent-cinquante-six niveaux discrets Le déclenchement de l'échantillonnage à 4 fsc pour le convertisseur analogique-numérique 20 est produit par un générateur d'horloge 22, qui produit le signal en synchronisme de phase et de fréquence avec-le signal de synchronisation de couleur du signal analogique vidéo produit par le détecteur vidéo 16. Le signal vidéo numérisé produit par le conver- tisseur analogique-numérique 20 est appliqué à une entrée d'un filtre en peigne numérique 24, qui peut être réalisé comme indiqué dans l'article "Digital Television Image Enhancement" de John P Rossi, 84 SMPTE aux pages 545-51 ( 1974) Le filtre en peigne 24 produit un signal séparé de luminance Y qui est appliqué à un dispositif de traitement de signal de luminance 26 Le dispositif de traitement de luminance 26 est sensible à un signal de commande du contraste commandé par un spectateur et produit un signal de luminance traité, qui est appliqué aux entrées d'un convertisseur numérique-analogique 28 Le signal de luminance, maintenant sous forme analogique, est filtré par un filtre passe-bas 30 pour retirer les composantes de fréquence d'échantillonnage, et un signal de luminance traité Y' est appliqué à une entrée d'un agencement formant matrice 60. Le filtre en peigne 24 produit également un signal de chrominance séparé C, qui est appliqué à l'entrée d'un amplificateur de chrominance 32 L'amplificateur de chrominance 32 amplifie le signal de chrominance en réponse à un signal de commande de saturation de couleur commandé par un spectateur, et applique le signal de chrominance amplifié à l'entrée d'un écrêteur numérique de chrominance 34. L'écrêteur de chrominance 34 est un filtre numérique qui modifie la caractéristique de réponse présentée par le signal de chrominance à ce point pour compenser la caracté- ristique de réponse des circuits de fréquence intermédiaire 14 Les circuits de fréquence intermédiaire positionnent de façon générale la fréquence de sous-porteuse couleur de l'enveloppe de fréquence basse de la bande passante de la fréquence intermédiaire, amenant les bandes latérales de couleur à présenter une chute de 6 d B par octave L'écr 8 teur 34 ou circuit différenciant de crêtes compense cette chute pour amener le signal de chrominance à présenter une réponse amplitude- fréquence essentiellement plate Si les circuits de fréquence intermédiaire 14 sont choisis pour produire une réponse amplitude- fréquence essentiellement plate pour des signaux couleuir le circuit 34 peut être remplacé par un filtre passe-bande de chrominance avec une caractéris- tique de réponse située autour de la fréquence de sous- porteuse couleur. Les signaux écrêtés ou filtrés-passe-bandes sont alors appliqués à une entrée d'un démodulateur de I-Q 40. Le démodulateur de I-Q démodulele signal de chrominance en ses composantes de signaux sur bande de base I et Q Le signal démodulé I est appliqué à une entrée d'un filtre numérique à réponse impulsionnelle limitée (FIR) 42, et le signal démodulé Q est appliqué à une entrée d'un filtre FIR 44 du signal Q Le filtre de Iàurebande passante s'étendant de zéro à approximativement 1,5 M Hz, et le filtre de Qàune bande passante s'étendant de zéro à 0,5 M Hz. Les filtres de I et Q retirent les bruits de fréquence élevée contenus dans les signaux couleurs en raison de la largeur de bande large du circuit de traitement précédent. Les signaux filtrés I et Q sont convertis en- signaux analogiques respectivement par les convertisseurs numériquesanalogiques 46 et 48, et les signaux analogiques sont alors filtrés par des filtres passe-bas 50 et 52 pour retirer les composantes de fréquence d'échantillonnage. Les signaux résultants I' et Q' sont appliqués à l'agencement en matrice 60, o ils sont matricés avec le signal Y ' pour produire les signaux de sortie rouges, verts et bleus. L'agencement en matrice peut comprendre, par exemple, une matrice résistive de combinaison de signaux. Le générateur d'horloge 22 de la figure 1 est montré en détail à la figure 2 Le détecteur vidéo 16 applique le signal vidéo détecté à un séparateur de signal de synchronisation 200 et un filtre passe-bande de chromi- nance 202 Les impulsions de synchronisation séparées et les signaux de la fréquence de chrominance sont appliqués aux entrées d'un circuit de contrôle 204 qui envoie le signal de synchronisation de couleur produit par le filtre passe-bande 202 à un détecteur de phase 212 Le détecteur de phase 212 est couplé en une boucle verrouillée en phase avec un filtre 214 et un oscillateur contrôlé en tension 216 pour amener l'oscillateur 216 à produire un signal de référence à la fréquence de sous-porteuse - couleur qui est en coïncidence de phase avec le signal de synchronisation de couleur. Le signal de référence de couleur est appliqué à un circuit de réglage de teinte 220, qui est capable de décaler la phase du signal de référence selon le réglage d'une commande 222 de teinte contrôlée par un spectateur. Le signal de référence, lorsque réglé pour la teinte ou la nuance, est appliqué à un circuit 224 de transformation en onde rectangulare,oucamêê qui comprend une capacité 226 et un comparateur 228 La capacité couple alternativement le signal de référence à une entrée du comparateur 228 qui oscille le signal autour d'un niveau de tension de référence (masse) Puisque la seconde entrée du comparateur est couplée à la masse, le comparateur produira une réplique d'onde carrée du signal de référence. La sortie du circuit 224 est couplée à l'entrée d'un élément à retard 230, et l'entrée d'une logique de commande 250 L'élément à retard 230 décale la phase du signal de référence de 570 pour la démodulation du signal couleur le long des axes I et Q Le signal de référence décalé en phase est alors appliqué à l'entrée d'un détecteur de phase 242 d'une boucle 240 verrouillée en phase La boucle 240 verrouillée en phase comprend de plus un filtre 244, un oscillateur contrôlé en tension 246, et un diviseur 248 L'oscillateur 246 produira ainsi un signal d'échantillonnage à une fréquence de quatre fois la fréquence du signal de référence ( 4 f S) qui est en coïncidence de phase avec la phase du signal de référence appliquée au détecteur de phase 242 Dans le système NTSC, le signal de. référence a une fréquence de 3,58 M Hz, et ainsi le signal d'échantillonnage 4 fsc a une fréquence de 14,32 M Hz Le signal d'échantillonnage 4 fsc est appliqué au convertis- seur analogique-numérique 20 comme montré en figure 1, et est également appliqué aux entrées de portes ET 252 et 254 comme montré en figure 2 Les sorties de la logique de commande 250 sont également couplées aux entrées des portes ET 252 et 254 pour déclencher l'une choisie des impulsions du signal d'échantillonnage aux filtres FIR 42 et 44 de I et Q. La logique de commande 250 et ses connexions aux portes ET 252 et 254 sont montrées en détail à la figure 3. Une bascule flip-flop 256 du type "D" a son entrée D (donnée) couplée à une source de tension de niveau logique " 1 ", et son entrée C (horloge) est couplée pour recevoir le signal de référence d'onde carrée à 3,58 M Hz produit par le circuit 224 La sortie Q de la basculeoufip-flop 256 est couplée à une entrée de la porte ET 252. La sortie de la porte ET 252 est couplée à l'entrée d'horloge d'une bascule auflp-flop JK 258. L'entrée J de la bascule 258 est couplée à la source de tension du niveau logique " 1 ", et son entrée K est couplée à une source de tension logique " O " La sortie Q de la basculeoufbp-flop 258 est couplée à une entrée de la porte ET 254, et la sortie O de la basculeufiip-flop est couplée à l'entrée de remise à zéro R de la bascule ou flip- flop du type "D" 256. La sortie de la porte ET 254 est couplée à l'entrée d'horloge d'une seconde bascule cu Iip-flop JK 259. L'entrée J de la bascule 259 est couplée à la source de tension logique " 1 ", et son entrée K est couplée à la source de tension logique " O " La sortie de la bascule 259 est couplée aux entrées de remise à zéro R des bascules ou flip -flops JK 258 et 259. Le fonctionnement de l'agencement générateur d'horloge des figures 2 et 3 est expliqué en se référant au diagramme de phase de la figure 5 et aux formes d'onde de la figure 6 La boucle verrouillée en phase 210 produit un signal de référence fsc verrouillé en phase et en fréquence. avec le signal de synchronisation de couleur comme représenté par la forme d'onde 260 de la figure 6 a La figure 5 indique que les signaux de différence de couleur -(B-Y) et B-Y peuvent être recouverts en démodulant le signal de chromi- nance à O à 1800 par rapport au signal de référence f, verrouillé du signal de synchronisation de couleur Les signaux de différence de couleur R-Y et -(R-Y) peuvent être recouverts en démodulant le signal de chrominance à + 900 et -900 par rapport à la phase du signal de référence fsc Lorsque la phase du signal de référence fsc est décalée de 570 par l'élément à retard 230, les signaux de mélange de couleur I et -I peuvent être recouverts en démodulant le signal de chrominance à 00 et 1800 par rapport à ce signal de référence décalé en phase De façon similaire, les signaux de mélange de couleur Q et -Q peuvent être recouverts en démodulant le signal de chrominance à + 900 et -90 par rapport au signal de référence décalé en phase. Ces angles de phase de démodulation sont appliqués sur le signal fsc de référence verrouillé du signal de synchro- nisation de couleur de la figure 6 a. Pour le présent exemple, il sera supposé que le contrôleur de teinte ou de nuance 22 est à un réglage o le signal de référence fsc ne subit aucun décalage de phase dans le circuit de teinte 220 Le signal de référence fsc est transformé en forme rectangulaire par le circuit 224 pour produire l'onde 266 comme montré en figure 6 d, et indiqué en figure 2 par lettre "cerclée "d" Le signal de référence d'onde rectangulaire 266 est appliqué à l'élément à retard 230, qui produit une onde rectangulaire décalée en phase 268 comme montré en figure 6 e et indiqué par la lettre cerclée "e" en figure 2 La boucle verrouillée en phase 240 produira un signal d'échantillonnage de 14,32 M Hz comme montré en figure 6 c et indiqué en figure 2 par la lettre cerclée "c" Puisque le signal de référence était décalé en phase à l'axe I par l'élément à retard 230, les impulsions du signal d'échantillonnage 4 fsc seront coincidées pour échantillonner les signaux I, Q, -I et -Q comme montré en figure 6 c avec référence à la forme d'onde 260 de la figure 6 a Si on souhaite démodulerles signaux de différence de couleur, l'élément à retard 230 peut être supprimé de l'agencement de la figure 2, amenant le signal d'échantillonnage 4 fsc à être mis en phase pour retrouver les signaux - (B-Y), R-Y, B-Y, et (-R-Y), comme montré en figure 6 b. Le signal de référence fsc 266 de la figure 6 d est appliqué à l'entrée C de la bascule ou flip-flop 256 du type "D" de la figure 3, amenant cette bascule à s'établir lors de l'apparition d'un front montant de l'onde 256, comme montré par l'impulsion 270 en figure 6 f Lorsque l'impulsion I de l'onde 254 apparaît, les deux entrées de la porte ET 252 sont actionnées ou excitées, et la porte ET produit une impulsion de sortie pour la durée de l'impulsion I, comme indiqué par la zone hachurée de l'impulsion 270 A la fin de l'impulsion I, l'impulsion d'horloge I se termine, ce qui déclenche la bascule ou flip-flop 258 à la"condition établie" ou d'état Comme la bascule ou flip-flop 258 est mise en état, sa sortie Q va à l'état haut, comme montré par l'impulsion 272 en figure 6 g Simultanément, la sortie Q de la bascule ou flip-flop 258 va à l'état haut, remettant à zéro la bascule ou flip-flop 256, comme indiqué par la fin de l'impulsion 270 en figure 6 f Lorsque l'impulsion Q de l'onde 264 apparatt, les deux entrées de la porte ET 254 sont actionnées, ce qui produit une impulsion d'horloge Q pour la durée de l'impulsion Q, comme indiqué par la zone hachurée de l'impulsion 270 Lorsque l'impulsion Q de l'onde 264 se termine, l'impulsion d'horloge Q va à l'état haut, mettant en état la bascule ou flip-flop 259 et amenant la sortie U à l'état bas, comme montré par l'impulsion 274 en figure 6 h L'impulsion Q allant vers le bas de la bascule 259 remet à zéro les bascules ou flip-flops 258 et 259 comme indiqué par la fin des impulsions 272 et 274 aux figures 6 g et 6 h Ainsi, les portes ET 252 et 254 produisent des impulsions à la fréquence du signal de référence fsc et aux temps propres ou particuliers pour retrouver les signaux I et Q du signal numérique de chrominance dans l'agencement de la figure 1 L'agencement générateur d'horloge est décrit en détail dans la demande de brevet américain NO 298 270 titrée "Clock Generator For a Digital Color Television Signal Receiver". Le démodulateur 40 de I-Q, le filtre FIR 42 de I, et le filtre FIR 44 de Q de la figure 1 sont réalisés selon les principes de la présente invention comme montré aux figures 4, 7 et 8 En se référant à la figure 4, le signal de chrominance à huit bits produit par le circuit numérique différenciant de crêtes 34 de chrominance est appliqué en parallèle aux deux registres de décalage 420 et 440 qui peuvent décaler des mots de huit bits (Dans les figures restantes, les connexions à bande large représentent les lignes parallèles multiples d'information numérique). Les mots de huit bits du signal de chrominance sont envoyés en cadence dans le premier étage Cil du registre 420 de I par le signal d'horloge I, qui décale également les mots à travers le registre 420 au dernier étage LI 9 Un nouveau mot de donnée est chargé dans le premier étage T Il pendant toute impulsion I de la figure 6 c, qui appara Ut à un angle de phase de 570 par rapport au signal de synchronisation de couleur de la figure 6 a Les mots de donnée de I sont ainsi envoyés en cadence à travers le registre à une fréquence de 3,58 M Hz. Les étages -til à 1:Ig du registre à décalage sont pris pour produire des mots de sortie à huit bits pour les circuits de fonction de pondération montrés en 422 Chacun des circuits de fonction de pondération multiplie le signal pris du registre à décalage par un coefficient de pondération montré dans le bloc respectif en figure 4 Les signaux pondérés aux prises sont alors appliqués à un réseau somma- teur 424, qui combine les signaux pondérés aux prises pour produire un signal filtré I Le signal filtré I est alors appliqué à l'entrée d'un circuit 426 de mise en moyenne du signal, qui sera décrit subséquemment Le circuit de mise en moyenne du signal améliore le rapport signal-bruit du signal appliqué, et sa sortie est couplée à l'entrée d'un convertisseur numérique-analogique 46, qui reproduit le signal I sous forme analogique. D'une façon similaire, les échantillons du signal Q sont envoyés en cadence dans et à travers le registre 440 du signal Q à des fréquences de 3,58 M Hz par le signal d'horloge Q Les étages r Q 1 et VQ 2 de ce registre produisent un retard à prises I-3 3 à %; QV Les signaux de sortie des étages Z Q 3 à Z'Q 7 sont appliqués aux circuits de fonction de pondération montrés en 442, et des signaux pondérés aux prises sont alors combinés dans un réseau sommateur 444 Le signal filtré Q à la sortie du réseau sommateur 444 est appliqué à un second circuit de mise en moyenne 446 du signal, dont la sortie est couplée à l'entrée du convertisseur numérique-analogique 48 pour convertir le signal filtré Q en un signal analogique. Les filtres numériques de I et Q de la figure 4 accomplissent la démodulation de I et Q à cause du déclenche- ment des registres 420 et 440 par les signaux d'horloge I et Q respectivement, qui décalent les échantillons du signal I dans le registre 420 de I et les échantillons du signal Q dans le registre 440 de Q Puisque les registres sont à la fois déclenchés à une fréquence de 3,58 M Hz, les deux filtres présentent des temps de rropagation de groupe égaux prxs la mise en phase propre ou particulière des signaux démodulés, et puisque les valeurs des fonctions de pondération sont symétriques autour des prises centrales des deux filtres, les filtres présenteront des caractéristiques de phase linéaire Le filtre FIR 42 de I atténue les fréquences au- dessus de -la fréquence supérieure de 1,5 M Hz de la bande passante du signal I, pour éliminer les bruits de fréquence élevée, tels que les bruits blancs, du signal de mélange de couleur De façon similaire, le filtre FIR 44 de Q élimine les bruits au-dessus de la fréquence supérieure de 0,5 M Hz du signal Q Dans le mode de réalisation illustré, le filtreFIR de I a neuf circuits 422 de fonction de pondération, et le filtre FIR de Q a cinq circuits 442 de fonction de pondération On a trouvé que le nombre de circuits de fonction de pondération indiqué produit des caractéristiques de réponse souhaitables pour les filtres de I et de Q utilisant la puissance inverse de deux coef- ficients sans des exigences excessives de circuit On a trou- vé qu'un plus faible nombre de circuits de fonction de pondération produit des caractéristiquesde réponse non satisfaisantes et qu'un plus grand nombre de circuits de fonction de pondération ne permet pas une amélioration significative au niveau des performances. De plus, la relation de phase particulière des signaux démodulés I et Q est maintenue en coïncidant en temps les filtres FIR selon leurs caractéristiques de réponse impulsionnelle Les réponses impulsionnelles des deux filtres FIR sont centrées autour de leurs prises centrales: l'étage à prises t I 5 u filtre 42 de I et l'étage à prises t ZQ 5 du filtre 44 de Q Afin de coïncider en temps les prises, les étages ICQ 1 et r Q 2 sont couplés en avant des étages t Q 3 à TCQ 7 du filtre à prises de Q. Les retards de groupes sensiblement égaux des signaux analogiques I et Q produits par les convertisseurs numériques-analogiques 46 et 48 sont maintenus en réalisant des filtres passe-bas 50 et 52 ayant des caractéristiques de réponse sensiblement égales Ces filtres sont utilisés pour éliminer les fréquences du signal d'horloge des signaux I et Q, et de ce fait doivent atténuer les signaux de la fréquence du signal d'horloge I et Q de 3,58 M Hz. De plus, il est souhaitable d'atténuer la première fréquence de sous-harmonique de la fréquence d'horloge, de 1,79 M Hz. Ainsi, les filtres 50 et 52 sont choisis chacun pour avoir un point de 3 d B au voisinage de 1,5 à 1,6 M Hz. Les circuits 442 de fonction de pondération et le réseau 444 de sommation du filtre FIR de Q de la figure 4 sont montrés en détail en figure 7 Les circuits de fonction de pondération et le réseau de sommation sont configurés en un agencement en arbre de décalage et d'addition Les lignes à huit bits du registre à décalage 440 sont identi- fiées par 27 20, du bit le plus important (MSB) au bit le moins important (LSB) Les valeurs des fonctions de pondération des circuits 442 à la figure 4 sont toutes montrées comme des multiples des puissances inverses de deux. Ainsi, le poids 8/64, par exemple, peut être produit en décalant le mot de huit bits du-registre à décalage vers la droite de trois places, de manière que l'entrée 27 dans la position du bit de sortie 24, le bit d'entrée 26 soit dans la position du bit de sortie 23, etc Par ailleurs, les registres à décalage ne sont pas nécessaires pour accomplir ce décalage En pratique, le même effet est accompli par l'agencement de la figure 7 en appliquant le 7 4 bit 27 de la sortie de l'étage 11 Q 3 à l'entrée du bit 2 d'un additionneur 470, le bit 2 à l'entrée du bit 23 de l'additionneur, etc Le circuit 460 de fonction de pondération de la figure 7 implique ce couplage, comme le font les circuits de fonction de pondération 461, 462, et 463, qui couplent les sorties des étages r Q 4 1 CQ 6 et 47 aux entrées des additionneurs 470 et 472. D'une façon similaire, les circuits 464 et 465 de fonction de pondération divisent les signaux des étages r Q 4 et C Q 6 par 16/64 en décalant les deux places des signaux à la droite dans leur couplage aux entrées d'un additionneur 474 Le circuit 466 de fonction de pondération divise le signal de l'étage 1 t Q 5 par 32/64 en décalant le signal à la droite d'une place en le couplant à un additionneur 478. Les additionneurs 470, 472, 474 et 478 reçoivent des mots pondérés proportionnés ou échelonnés de manière que le LSB ait une valeur de 2 1 Les bits de moindre importance ne sont pas utilisés. Il est également montré en figure 4 que les signaux des étages IQ 4 et t Q 6 sont pondérés de 24/64 Ce poids est accompli en divisant les sorties des étages -CQ 4 et Z 6 de 8/64 et 16/64 par les circuits 461, 464, 462, et 465, respectivement L'addition de ces deux signaux pondérés dans l'arbre additionneur produit des composantes de signaux pondérées de 24/64 en sortie finale. Dans l'arbre additionneur, les sorties des addi- tionneurs 470 et 472 sont couplées aux entrées d'un additionneur 476, dont la sortie est couplée à une entrée d'un additionneur 480 La sortie de l'additionneur 474 est couplée à une seconde entrée de l'additionneur 478, dont la sortie est couplée à une seconde entrée de l'additionneur 480 Un signal Q à dix bits ( 28 2-1) est utilisé par le circuit de mise en moyenne 466 du signal, qui est agencé pour recevoir des mots de donnée de huit bits Le filtre FIR de Q, lorsqu'agencé comme montré en figures 4 et 7, présente une caractéristique de réponse indiquée en figure 10 Cette caractéristique présente une réponse secondaire entre approximativement 1, 25 et 1,6 M Hz, qui contiendra du bruit, mais est atténuée d'au moins 30 d B par rapport au signal Q dans la bande de O à 0,5 M Hz Les composantes de bruit seront même également réduites par le circuit 446 de mise en moyenne du signal. Les circuits de fonction de pondération 422 et le réseau sommateur 424 du filtre FIR de I de la figure 4 sont montrés plus en détail en figure 8 Comme dans l'agencement de la figure 7, les fonctions de pondération utilisées sont toutes des multiples des puissances inverses de deux, permettant l'utilisation de la technique de décalage et d'addition pour pondérer le signal La pondération du signal est accomplie de nouveau en appliquant des bits choisis les plus importants des mots de donnée du registre à décalage 420 à la première position ou rang des additionneurs dans un agencement en arbre d'additionneur, dans lequel le LSB a une valeur de 2-. En figure 8, les mots de donnée des étages t I 1 et t I 2 sont pondérés de 1/64 en appliquant les trois bits les plus importants de ces mots aux entrées d'un additionneur 540, comme indiqué par les blocs 502 et 504 de fonction de pondération Les blocs 506 et 508 indiquent que des poids similaires sont appliqués aux mots de donnée des étages t 1 18 et Ig,9 ' qui sont appliqués aux entrées d'un additionneur 541 De façon similaire, les mots de donnée des étages t I 3 et C I 7 sont pondérés de 1/64 comme indiqué par les blocs 518 et 520, et sont appliqués aux entrées d'un additionneur 544. Les mots de donnée des étages t I 2 et TI 8 sont pondérés de 2/64 en appliquant les quatre bits les plus importants de ces mots aux entrées d'un additionneur 542. Les mots de donnée des étages I 14 et CI 6 sont également pondérés de 2/64 et appliqués aux entrées d'un additionneur 545. Les mots de donnée des étages I et 117 sont pondérés de 8/64 en appliquant les six bits les plus importants des mots de ces étages aux entrées d'un addi- tionneur 543 Les mots de donnée des étages t I 4 et r 6 sont pondérés de 16/64 en appliquant les sept bits les plus importants des mots de ces étages aux-entrées d'un addi- tionneur 546 Finalement, les mots de donnée des étages u I 5 sont pondérés de 32/64 et 16/64 en appliquant les huit et septbits les plus importants, respectivement, aux entrées d'un additionneur 547 L'additionneur 547 produira alors des mots de donnée de l'étage I 5 pondérés de 48/64, qui est le poids souhaité pour les mots de cet étage. Les sorties des additionneurs 540 et 541 sont couplées aux entrées d'un additionneur 550, dont la sqrtie est couplée à une entrée d'un additionneur 562 La sortie de l'additionneur 542 est couplée à une entrée d'un additionneur 552 Les sorties des additionneurs 544 et 545 sont couplées aux entrées d'un additionneur 554 Les sorties des addi- tionneurs 546 et 547 sont couplées aux entrées d'un addi- tionneur 556, dont la sortie est couplée à une entrée d'un additionneur 564. En figure 4, il est montré que les mots de donnée des étages t I 3 et t I 7 sont pondérés de moins 9/64 Le signe moins est produit en combinant soustractivement les données pondérées de ces étages avec les autres mots de donnée en figure 8 Comme en arithmétique ordinaire, les mots numériques peuvent être combinés de façon soustractive en combinant additivement le négatif du mot numérique Les mots numériques sont mis sous forme négative par une opération appelée complément à deux Pour complémenter à deux un mot numérique, les bits de ce mot numérique sont inversés, et un chiffre binaire "un" est ajouté au résultat. Les mots de ces deux prises sont pondérés de 8/64 à la sortie de l'additionneur 543 Ces mots sont alors combinés soustractivement avec des données pondérées de l'addition- neur 542 dans l'additionneur 552 La donnée de sortie de l'additionneur 543 est complémentée à deux pour la sous- traction en, premièrement inversant tous les bits de la donnée dans le circuit d'inversion 534, et ensuite en ajoutant un "un" à la donnée inversée en appliquant une valeur logique " 1 " à l'entrée de retenue de l'additionneur 552 La sortie de l'additionneur 552, comprenant deux termes pondérés de -( 8/64), est couplée à une seconde entrée de l'additionneur 564. De façon similaire, la donnée de sortie produite par l'additionneur 554 est combinée soustractivement avec le reste de la donnée dans l'arbre additionneur en inversant tous les bits dans un circuit d'inversion 536, en appliquant ensuite la donnée inversée ensemble avec une valeur logique " 1 " de retenue à une seconde entrée de l'additionneur 562. Les sorties des additionneurs 562 et 564 sont couplées aux entrées d'un additionneur 560, qui produit le signal filtré L Dans l'additionneur 560, les valeurs pondérées aux prises de -( 8/64) couplées des étages t I 3 et C I 7 au moyen de l'additionneur 564 sont combinées aux valeurs pondérées de -( 1/64) des mêmes étages au moyen de l'additionneur 562 pour produire la valeur pondérée souhaitée de -( 9/64) de la donnée des étages t I 3 et _I 7 en sortie finale De façon similaire, l'additionneur final 560 combine les valeurs pondérées de -( 2/64) des étages t I 4 et t I 6 aux valeurs pondérées de ( 16/64) de ces étages pour produire le terme souhaité de ( 14/64) de la donnée des étages C I 4 et t I 6 en sortie finale La caractéristique de réponseen fréquence du filtre de I est montrée en figure 11. On a trouvé qu'une certaine quantité de temps est exigée aux filtres FIR de I et Q pour s'établir entre le moment que les signaux d'horloge I et Q décalent une nouvelle zone de donnée dans les étages à prises des registres à décalage 420 et 440 (figure 4),et le moment que les signaux stables de sortie sont produits aux sorties des additionneurs 480 (figure 7) et 560 (figure 8) Ce temps d'établissement est une fonction du nombre de niveaux, ou rangs ou positions, des additionneurs dans les arbres et des temps de retard de propagation des additionneurs De plus, des trajets diffé- rents de signaux des registres à décalage aux sorties des filtres ont des retards différents Par exemple, dans le circuit de fonction de pondération et d'échelonnage d'additionneur du filtre de Q delafigure 7, les mots de donnée de Z Q 5 passent à travers seulement deux additionneurs ( 478 et 480) sur leur trajet à la sortie du filtre, tandis que tous les autres signaux doivent passer à travers trois additionneurs Pendant le temps exigé aux signaux aux prises pour passer aux sorties, les signaux de sortie du filtre sont incertains et peuvent produire une ondulation ou ronflement dans les signaux de sortie lorsque les filtres s'établissent Pour empêcher ce ronflement ou cette ondulation de perturber le signal de sortie, les circuits de mise en moyenne du signal 422 et 446 (figure 4) sont utilisés aux sorties du filtre pour verrouiller les signaux de sortie pendant des périodes de temps stables, et pour moyenner des signaux consécutifs pour produire une améliora- tion de 3 d B dans le rapport signal-bruit des signaux I et Q. Le circuit 446 de mise en moyenne du signal est montré en détail en figure 9 Le circuit 426 de mise en moyenne du signal est construit d'une façon similaire En figure 9, l'additionneur final 480 du filtre FIR de Q a sa sortie couplée à l'entrée d'un verrouillage à huit bits ou registre de stockage 600 La sortie du verrouillage 600 à huit bits est couplée à l'entrée d'un second verrouillage 602 à huit bits, et à un additionneur 604 La sortie du verrouillage 602 est couplée à une seconde entrée de l'additionneur 604 Les verrouillages 600 et 602 sont déclenchés par le signal d'horloge du filtre, dans ce cas, le signal d'horloge Q. En fonctionnement, la transition du signal d'horloge Q qui décale les mots de donnée Q à travers le registre à décalage 440 verrouille également le signal filtré Q dans le verrouillage 600. La nouvelle donnée du registre à décalage commence maintenant à passer à travers l'arbre additionneur, mais la sortie est maintenant isolée car le verrouillage a stocké la valeur préalable du signal filtré Q Comme le verrouillage 600 emmagasine ce signal Q, le signal Q stocké au préalable dans le verrouillage 600 est simultanément verrouillé dans le verrouillage 602 Les verrouillages contiennent maintenant des valeurs consécutives du signal Q, qui sont appliquées à l'additionneur 604 Les verrouillages appliquent des mots à huit bits ( 28 21) à l'additionneur 604, qui ajoute les deux mots pour produire un mot de somme à neuf bits Seulement les huit bits les plus importants du mot de somme ( 29 22) sont passés au convertisseur numérique-analogique, moyennant effectivement les mots verrouillés de Q Une amélioration du rapport signal-bruit de 3 d B est réalisée en moyennant ce signal. Par utilisation du circuit de mise en moyenne ou moyenneur du signal, l'arbre additionneur du filtre de Q a presqu'un cycle total du signal d'horloge Q de 3,58 M Hz pour s'établir après que sa sortie soit de nouveau échantillonnée et verrouillée dans le verrouillage 600. Cette période de temps d'établissement substantiel permet l'utilisation d'une logique relativement lente dans l'arbre additionneur De plus, il est montré que seulement un seul signal d'horloge, le signal d'horloge Q, est nécessaire pour déclencher à la fois le registre à décalage et le circuit de mise en moyenne du signal Les circuits de mise en moyenne du signal sont décrits plus en détail dans la demande de brevet américain NO 298 255, titrée "Digital Video Signal Processing Filters With Signal-to- noise Enhancement". R E V E N D I C A T I O N S 1. Dispositif de démodulation et de filtrage utilisé dans un système comprenant une source de signaux numériques de support d'information à moduler et filtrer et une source de signaux de référence ayant une phase pré- déterminée en relation aux signaux de support d'information à moduler, caractérisé par un moyen ( 22) sensible auxdits signaux de référence pour produire un signal d'horloge (si- gnal d'horloge I) ayant ladite relation de phase prédéter- minée par rapport aux signaux de référence; et un filtre numérique ( 40, 42) ayant des entrées sensibles auxdits signaux numériques et audit signal d'horloge, pour développer des signaux d'information démodulés et filtrés à une sortie. 2. Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'il est inclus dans un récepteur de télévision; que les signaux de référence précités sont des signaux de référence de couleur; que les signaux numériques de support d'information précités sont des signaux numériques de chrominance; que ledit moyen ( 230, 240, 250, 254) précité produisant le signal d'horloge produit un premier signal d'horloge (signal d'horloge I) ayant une première relation de phase par rapport au signal de référence de couleur; que le filtre numérique ( 42) précité est un premier filtre numérique ayant des entrées sensibles au signal numérique de chrominance et au premier signal d'horloge, et une sortie à laquelle un premier signal de mélange de couleur démodulé et filtré est produit, comprenant un premier agencement de registre à décalage ( 420) à prises à travers lequelÈbs échantillons du signal numérique de chrominance sont décalés en réponse au signal d'horloge; un premier moyen de pondéra- tion ( 422) couplé aux prises dudit premier registre à décalage pour pondérer des signaux auxdites prises; et un moyen ( 424) pour combiner lesdits signaux décalés et pondérés produits par le premier moyen de pondération et ayant une sortie à laquelle le signal de mélange de couleur démodulé et filtré est produit; et en ce qu'il comprend également des moyens ( 230, 240, 250, 254) pour produire un second signal d'horloge(signal d'horloge Q) ayant une seconde relation de phase par rapport audit signal de référence couleur; et un second filtre numérique ( 44) ayant des entrées sensibles au signal numérique de chrominance et au second signal d'horloge, et une sortie à laquelle un second signal de mélange de couleur démodulé et filtré est produit, comprenant un second agencement de registre à décalage ( 440) à prises à travers lequel des échantillons du signal numérique de chrominance sont décalés en réponse au second signal d'horloge; un second moyen de pondération ( 442) couplé aux prises dudit second registre à décalage - pour pondérer des signaux auxdites prises; et un moyen ( 444) pour combiner les signaux décalés et pondérés produits par le second moyen de pondération et ayant une sortie à laquelle le second signal de mélange de couleur démodulé et filtré est produit. 3. Dispositif selon la revendication 2, caractérisé par une source ( 16) de signaux vidéo analogiques comprenant une composante du signal de synchronisation de couleur d'une fréquence donnée, et en ce que la source précitée de signaux numériques de chrominance comprend un moyen ( 22) sensible à ladite composante du signal de synchronisation de couleur pour produire un signal d'échan- tillonnage ( 4 fsc) ayant une fréquence qui est un multiple de la fréquence de la composante du signal de synchronisation de couleur et une phase donnée en relation-par rapport à ladite composante du signal de synchronisation de couleur; un moyen ( 20) sensible aux signaux vidéo analogiques pour échantillonner lesdits signaux en réponse au signal d'échantillonnage pour produire des échantillons du signal numérique vidéo; et un moyen ( 24) sensible aux échantillons e du signal numérique vidéo pour produire des signaux numériques séparés de chrominance. 4. Dispositif selon la revendication 3, caractérisé en ce que le moyen précité ( 22) de production du signal d'échantillonnage comprend un moyen ( 240) pour générer plusieurs impulsions pendant un intervalle de temps égal à un cycle de la composante précitée du signal de synchronisation de couleur; que le premier moyen précité ( 250, 252) de production du signal d'horloge comprend un moyen pour produire une impulsion d'horloge à chaque cycle du signal de synchronisation de couleur en réponse à une première desdites plusieurs impulsions d'échantillonnage du signal; et que le second moyen précité ( 250, 254) de production du signal d'horloge comprend un moyen pour produire une impulsion d'horloge à chaque cycle du signal de synchronisation de couleur en réponse à une seconde desdites plusieurs impulsions d'échantillonnage du signal. 5. Dispositif selon la revendication 2, caractérisé en ce que le premier filtre numérique précité ( 42) comprend un filtre numérique à réponse impulsionnelle limitée FIR, que le premier registre à décalage précité ( 420) à prises comprend une pluralité d'étages couplés en série comprenant un premier étage ('t I 1) couplé pour recevoir le signal numérique de chrominance précité, lesdits étages comprenant plusieurs prises de sortie, que le premier moyen de combinaison précité ( 424) comprend un agencement d'arbre additionneur; et que le premier moyen de pondération précité ( 422) comprend un moyen pour coupler l'une desdites prises de sortie dudit agencement d'arbre additionneur dans une configuration du type à décalage et addition. 6. Dispositif selon la revendication 2, caractérisé en ce que le second filtre numérique précité ( 44) comprend un filtre numérique à réponse impulsionnelle limitée FIR; que le second registre à décalage précité ( 440) à prises comprend une pluralité d'étages couplés en série, comprenant un premier étage ( Q 1) couplé pour recevoir le signal numérique de chrominance précité, lesdits étages comprenant plusieurs prises de sortie; que le moyen de combinaison précité ( 444) comprend un second agencement d'arbre additionneur; et que le second moyen de pondération précité ( 442) comprend un moyen pour coupler l'une desdites prises de sortie dudit second registre à décalage à prises audit second agencement d'arbre additionneur dans une configuration du type à décalage et addition. 7 Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'il est inclus dans un récepteur de télévision, que les signaux de référence précités sont des signaux de référence de couleur; que les signaux numériques de support d'information sont des signaux numériques de chrominance; que le moyen précité ( 230, 240, 250, 252) de production du signal d'horloge produit un premier signal d'horloge (signal d'horloge I) ayant une première relation de phase par rapport auxdits signaux de référence de couleur; que le filtre numérique précité est un premier filtre numérique à réponse impulsionnelle limitée FIR ( 42) comprenant un premier registre à décalage ( 420) à prises déclenché par ledit premier signal d'horloge et ayant une entrée couplée pour recevoir lesdits signaux numériques de chrominance; une pluralité de circuits de fonction de pondération ( 422) couplés aux prises dudit premier registre à décalage; et un premier moyen ( 424) couplé anxditscircuits de fonction de pondération pour sommer ou additionner des signaux décalés et pondérés pour produire, à une sortie, un premier signal de mélange de couleur démodulé et filtré, ledit premier filtre FIR présentant une réponse impulsionnelle concentrée autour de l'une desdites prises du premier registre à décalage, et un temps de propagation donné de groupe entre ladite entrée et ladite prise; et en ce qu'il comprend également un moyen ( 230, 240, 250, 254) pour produire un second signal d'horloge (signal d'horloge Q) ayant une seconde relation de phase par rapport auxdits signaux de référence de couleur; et un second filtre FIR ( 44) comprenant un second registre à décalage ( 440) à prises déclenché par ledit second signal d'horloge et ayant une entrée couplée pour recevoir lesdits signaux numériques de chrominance, une pluralité de circuits de fonction de pondération ( 442) couplée auxdites prises du second registre à décalage; et un second moyen ( 444) couplé auxdits circuits de fonction de pondération pour sommer ou ajouter des signaux décalés et pondérés pour produire, à une sortie, un second signal de mélange de couleur démodulé et filtré, ledit second filtre FIR présentant une réponse impulsionnelle concentrée autour de l'une des prises du second registre à décalage et un temps de propagation de groupe entre ladite entrée et ladite prise du second registre à décalage qui est sensiblement égal au temps de propagation de groupe donné du premier filtre FIR. 8. Dispositif selon la revendication 7, caractérisé en ce que le nombre d'étages du registre à décalage à prises et de circui oede fonction de pondération du premier filtre FIR précité ( 42) dépasse le nombre d'étages du registre à décalage à prises et de-circuitsde fonction de pondération du second filtre FIR précité ( 44); et en ce que le registre à décalage ( 440) dudit second filtre FIR comprend des étages du registre à décalage sans prises ( t Q 1 r Q 2) couplés entre l'entrée précitée et lesdits étages à prises. 9. Dispositif selon la revendication 7, caractérisé par un premier moyen de traitement ( 426, 46) couplé à la sortie du premier filtre PIR précité, et ayant une sortie pour produire un premier signal de couleur analogique traité; un premier filtre passe-bas ( 50) couplé à ladite sortie du premier moyen de traitement et présentant une caractéristique de réponse donnée phase-fréquence; un second moyen de traitement ( 446, 48) couplé à la sortie du second filtre FIR précité, et ayant une sortie pour produire un second signal de couleur analogique traité; et un second filtre passe-bas ( 52) couplé à ladite sortie dudit second moyen de traitement et présentant une caractéristique de réponse phase-fréquence qui est sensiblement la même que la caractéristique donnée du premier filtre passe-bas. 10. Dispositif selon la revendication 9, caractérisé en ce que la fréquence du premier signal d'horloge précité est sensiblement égale à la fréquence du second signal d'horloge précité; et en ce que les premier ( 40) et second ( 52) filtres passe-bas précités sont agencés pour présenter des bandes de transition sensiblement en dessous des secondes fréquences sous-harmoniques des fréquences du signal d'horloge. 11 Dispositif selon la revendication 7, caractérisé en ce que les fréquences des premier et second signaux d'horloge sont sensiblement égales à la fréquence du signal de référence de couleur précité, le nombre d'étages du registre à décalage à prises du premier filtre FIR précité ( 42) étant de neuf; et en ce que le nombre d'étages du registre à décalage à prises du second filtre FIR précité ( 44) est de cinq. 12. Dispositif selon la revendication 11, caractérisé en ce que le registre à décalage précité du second filtre FIR ( 44) comprend deux étages sans prises WUQ 1 ' UQ 2 couplés entre l'entrée précitée et les étages à prises précités. 13. Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'il est inclus dans un récepteur de télévision, comprenant une source ( 16) de signaux vidéo analogiques ayant une composante du signal de synchronisa- tion de couleur; que le signal de référence précité est ledit signal de synchronisation de couleur; que le moyen de production du signal d'horloge précité est un générateur de signaux d'horloge ( 22) ayant une entrée sensible audit signal de synchronisation de couleur, une première sortie à laquelle un signal d'échantillonnage ( 4 fsc) est produit ayant des impulsions d'échantillonnage en coïncidence de phase avec les phases des signaux I et Q dudit signal de synchronisation de couleur, une seconde sortie à laquelle un signal d'horloge I est produit ayant des impulsions en coïncidence avec la phase I dudit signal de synchronisation de couleur, et une troisième sortie à laquelle un signal d'horloge Q est produit ayant des impulsions en coïncidence avec la phase du signal Q dudit signal de synchronisation de couleur; que le signal d'horloge précité est ledit signal d'horloge I; que la source précitée du signal numérique de support d'information comprend un moyen ( 20) sensible aux signaux vidéo analogiques et au signal d'échantillonnage pour produire des échantillons du signal numérique vidéo, et un moyen ( 24) sensible aux échantillons du signal numérique vidéo pour produire des échantillons du signal numérique de chrominance; que le signal numérique de support d'information est le signal numérique de chrominance; que le filtre numérique est un filtre FIR de I ( 42) comprenant un registre à décalage ( 420) à prises ayant une entrée couplée pour recevoir lesdits échantillons du signal numérique de chrominance et déclenché par ledit signal d'horloge I, et une sortie à laquelle un signal filtré I est produit, ledit filtre FIR de I présentant une caracté- ristique impulsionnelle de réponse concentrée autour de l'une des prises dudit registre à décalage, un temps de propagation de groupe donné entre ladite entrée et ladite prise du registre à décalage, et une bande de transition au-delà d'une bande donnée de fréquence; en ce qu'il comprend également un filtre FIR de Q ( 44) comprenant un registre à décalage ( 44) à prises ayant une entrée couplée pour recevoir lesdits échantillons du signal numérique de chrominance et déclenché par ledit signal d'horloge Q, et une sortie à laquelle un signal flitré Q est produit, ledit filtre FIR de Q présentant une caractéristique de réponse impulsionnelle concentrée autour de l'une desdites prises du registre à décalage de Q, un temps de propagation de groupe entre ladite entrée et ladite prise du registre à décalage de Q sensiblement égal audit temps de propagation de groupe donné, et une bande de transition au-delà d'une bande de fréquence qui est plus basse en fréquence que ladite bande donnée; un premier moyen de traitement ( 46) couplé à la sortie dudit filtre FIR de I, et ayant une sortie pour produire un premier signal traité de couleur analogique; un premier filtre passe-bas ( 50) couplé à ladite sortie du premier moyen de traitement et présentant une caractéristique de réponse donnée amplitude-fréquence; un second moyen de traitement ( 48) couplé à la sortie dudit filtre FIR de Q, et ayant une sortie pour produire un second signal traité de couleur analogique; et un second filtre passe-bas ( 52) couplé à la sortie dudit second moyen de traitement et présentant une caractéristique de fréquence amplitude-fréquence qui est sensiblement égale à ladite caractéristique donnée.