La présente invention concerne de raçon générale un dispositif de conversion d'énergie et plus particulièrement un dispositif de conversion d'énergie permettant de convertir de l'énergie à haute fréquence triphasée en énergie à relativement basse fréquence monophasée, par exemple à 60 ou 50 hertz. Pour une meilleure compréhension de la présente invention, on pourra se référer à la demande de brevet françaisantErieure de la demanderesse numero 75/33.998. Avec l'utilisation accrue de l'énergie électrique en des emplacements isolés, une grande demande s'est présentée pour des sources d'énergie électriques portables qu de secours. De façon typique, ces sources d'alimentation électriques sont utilisées pour alimenter divers dispositifs conçus pour fonctionner sur un courant alternatif de 60 ou 50 hertz. Ainsi, il existe un besoin d'énergie électrique à 60 ou 50 hertz en courant alternatif sous forme d'une source portable à relativement faible coût. Un moyen courant pour produire de 11 énergie électrique alternative est constitué d'un générateur entraîné par un moteur primaire. On sait depuis longtemps que les dimensions, et par con séquent le coût de la fabrication, d'un générateur pour produire une sortie de puissance sélectionnée diminue quand la fréquence augmente. Une difficulté réside dans le fait que la norme dans l'industrie aux Etats-Unis et dans de nombreux autres pays du monde est de 60 hertz (50 hertz en Europe) et ainsi l'utilisation de générateurs à haute fréquence n 'est pas pratique dans de nombreuses applications. Selon la présente invention, il est prévu un moyen d'utilisation d'un générateur à haute fréquence incorporant des composants de moteur primaire et de générateur présentement disponibles sur le marché pour produire une sortie à basse fréquence. Ceci est réalise en utilisant un moteur primaire classiquement disponible qui, par exemple, peut fournir, par I' intermé- diaire d'une courroie d'entraînement ou analogue, une sortie à 9.600 tours par minute pour entraîner un alternateur multipolaire, par exemple 12 à 16 poles triphases à haute.vitesse de conception classique. Des alternateurs de ce type ont été utilisés dans des dispositifs électriques dans l'industrie des machines automotrices pendant de nombreuses années. Dans un mode de réalisation de la présente invention, le moteur primaire est actionné pour faire tourner les bobinages d'excitation d'un alternateur à 12 poles à 9.600 tours par minute qui est adapté à produire une sortie à 960 hertz à partir d'un enroulement d'induit polyphasé connecté en étoile. La sortie de l'enroulement d'induit triphasé est approximativement égale à la tension de crête souhaitée de la forme d'onde sinusoïdale que le dispositif reconstitue à sa sortie. Cette tension a une valeur de crête d'environ 160 volts. Dans la présente description, on utilise le terme hertz pour décrire des formes d'onde répétitives quelles soient alternatives ou unipolaires. La sortie de l'alternateur triphasé à 960 hertz est rournie à un pont redresseur double alternance par l'intermédiaire d'un dispositif résolveur qui est utilisé pour commander la sortie en provenance du pont en synchronisme avec le fonctionnement de l'alternateur par le moteur primaire pour fournir une onde modulée de forme d'onde approximativement sinusoidale. Par suite, la commutation de la sortie de puissance en provenance du résolveur est réalisée par le dispositif inverseur et survient deux fois par cycle de sortie. L'inverseur est conçu et synchronisé pour réaliser sa fonction de commutation en un point oû la tension de sortie est nulle. Quand la charge est ré- sistive, le courant et la tension seront en phase et la commutation à tension nulle assurera une commutation à courant nul. Toutefois, quand des charges inductives ou de faible facteur de puissance sont présentes, le courant à zéro volt pourra être notable et il pourra en résulter un effet d'arc au niveau des commutateurs du résolveur et/ou de l'inverseur.Ce problème est résolu par l'utilisation d'un circuit suppresseur d'arc qui est actionné avant d'ouvrir le circuit de charge pour fournir un trajet de dérivation autour du commutateur, ce qui permet la commutation sans produire d'arc nocif. Le moteur primaire est, dans un mode de réalisation de la présente invention, adapté à entraîner l'alternateur à 9.600 tours par minute. Les dispositifs résolveur et inverseur sont intercon nectés et sont entraînés à leur tour par un dispositif réducteur à engrenage, d'ou il résulte que les dispositifs résolveur et inverseur tournent à une vitesse de 3.600 tours par minute. De cette façon, le résolveur fournit une tension de sortie continue en impulsion modulée à 120 hertz. Llinverseur agit pour inverser des cycles alternés en provenance du résolveur pour fournir de là une sortie vers la charge à 60 hertz. Comme on le verra à partir de la description suivante du dispositif; la sortie en provenance de l'onduleur n'est pas, au sens de la tension instantanée, une forme d'onde sinusoïdale. La sortie est approximativement à tension constante, par exemple à 160 volts. Toutefois, la sortie moyenne produite au niveau des bornes de sortie de l'onduleur varie comme une onde sinusoidale à 60 hertz. Dans le mode de réalisation particulier décrit, ceci est réalisé par le résolveur en commutant d'abord dans la première phase de l'alternateur (telle qu'elle est redressée) pour fournir une impulsion de courte durée d'une amplitude de 160 volts. Ensuite, une seconde phase (redressée) est commutée pour s'ajouter à l'énergie de sortie en provenance de la première phase.Ensuite la troisième phase en provenance de l'alternateur (redressée) est commutée d'où il résulte que les trois phases sont conduites et que l'énergie circule à partir de l'inverseur de sortie de façon sensiblement continue. La situation s inverse alors, d'où il résulte que la pre mière phase est commutée hors circuit et que les seconde et troi sième phases fournissent environ les deux tiers du courant moyen de charge total, ensuite la seconde phase est coupée, laissant seulement la troisième phase conductrice. A la fin du cycle, les trois phases sont commutées hors circuit et l'inverseur commute la forme d'onde suivante à la polarité opposée et présente cette forme d'onde à sa sortie. C'est au niveau de cette coupure de la troisième phase que le circuit suppresseur d'arc cité précédemment fonctionne. A partir de ce qui précède, on peut voir que chaque phase fournit une quantité approximativement égale de courant de sortie par rapport aux autres phases. Ainsi, ils'existe pas de phase qui produise nettement plus d'énergie que l'une quelconque des autres phases dans le dispositif. En plus de ce qui précède, la présente invention fournit des moyens pour protéger l'alternateur de charges impropres en détectant des élévations de tension excessives à la sortie et en coupant l'alternateur en réponse. En outre, le dispositif prévoit des moyens pour protéger l'alternateur de défauts de charge et pour couper l'alternateur en réponse à de tels défauts. En conséquence, un premier objet de la présente invention est de prevoir un ensemble perfectionné moteur primaire et générateur pour produire une énergie alternative à basse fréquence. Un autre objet de la présente invention est de prévoir un ensemble perfectionné moteur primaire et générateur dans lequel le générateur fonctionne à haute fréquence et dans lequel l'énergie à haute fréquence est convertie en une fréquence relativement faible. Un autre objet de la présente invention est de prévoir un ensemble perfectionné moteur primaire et générateur dans lequel la sortie du générateur est convertie en un courant moyen ayant une forme d'onde sensiblement sinusoïdale. Un autre objet de la présente invention est de prévoir un dispositif de conversion de puissance perfectionné qui utilise comme source un générateur à haute fréquence polyphasé pour produire de l'énergie électrique monophasée à basse fréquence. Un autre objet de la présente invention est de prévoir un dispositif de conversion d'énergie perfectionné qui convertit de l'énergie alternative à haute fréquence polyphasée en énergielalternative à basse fréquence monophasée dans lequel la sortie de puissance du dispositif est une forme d'onde modulée dans le temps ayant une allure sinusoldale. Un autre objet de la présente invention est de prévoir un dispositif du type décrit ci-dessus comprenant un moyen de circuit suppresseur d'arc pour protéger des dispositifs de commutation d'un effet d'arc. Un autre objet de la présente invention est de prévoir un dispositif du type décrit ci-dessus comprenant des moyens pour protéger le dispositif alternateur de tension de sortie élevée ré- sultant d'une charge impropre ou analogues. Un autre objet de la présente invention est de prévoir un dispositif du type décrit comprenant des moyens pour protéger l'alternateur de défauts de charge. Ces objets, caractéristiques et avantages ainsi que d'autres de la présente invention seront exposés en détail dans la description suivante de modes de réalisation particuliers, faite en relation avec les dessins joints dans lesquels la figure 1 est un schéma sous forme de blocs représentant des détails mécaniques d'un premier mode de réalisation de la présente invention la figure 2 est un schéma sous forme de blocs illustrant les parties électriques du dispositif ;; les figures 3A et 3B sont des schémas de circuit des parties électriques du dispositif la figure 4 représente des courbes de tension en fonction du temps illustrant les relations entre les tensions produites, redressées, résolues et inversées la figure 5 est une vue en plan des structures de résolveur et d'inverseur combinées du dispositif selon la présente invention dans laquelle certaines parties du stator sont représentées en pointillés et dont d'autres sont écorchées ; la figure G est une vue en plan, avec certaines parties enlevées, des structures combinées de résolveur et d'inverseur dans une position pour laquelle l'actionnement du circuit suppresseur d'arc des figures 2, 3A et 3B survient. En se référant maintenant aux dessins, et plus particulièrement aux détails représentés de façon générale dans les schémas sous forme de blocs des figures 1 et 2, on peut voir un dispositif de conversion d'énergie 10 comprenant un dispositif d'entraînement mécanique 10a et un dispositif électrique lOb incluant un générateur alternatif polyphasé haute fréquence ou alternateur 12, et un inverseur de sortie 14 auquel la sortie de l'alternateur est fournie par l'intermédiaire d'un circuit de pont redresseur double alternance 16 en passant par un résolveur 18. En figure 1, l'alternateur 12 est un alternateur polyphasé haute fréquence typique tel que ceux utilisés en relation avec un dispositif de production d'énergie électrique automoteur entrai- né par le moteur d'une automobile. L'alternateur 12 a été choisi pour être du type produisant une sortie triphasée à 960 hertz. L'alternateur 12 peut être entraîné par un moteur primaire à combustion interne classique 13 de faible puissance, actuellement disponible sur le marché. Le moteur primaire 13 choisi dans l'exemple représenté, est-adapté à tourner à une vitesse sélectionnée et à entraîner l'alternateur 12 à 9.600 tours par minute et à une puis sance de sortie adaptée à l'énergie que l'on souhaite produire dans le dispositif électrique ; dans la plupart des cas, sa puissance est située dans la gamme de 5 à 10 chevaux. Un arbre de moteur primaire 15 ou tout autre moyen de couplage est directement couplé au rotor 17 qui porte les enroulements inducteurs de l'alternateur 12 pour le faire tourner à une vitesse sensiblement constante. Dans l'exemple représenté, l'alternateur peut être entraîné à 9.600 tours par minute par l'inter mediaire d'un engrenage ou d'un entraînement à courroie par un moteur primaire entraîné à une vitesse souhaitée. Un arbre 19 en provenance de l'alternateur 12 est connecté a un réducteur de vitesse 22 qui est également entraîné à 9.600 tours par minute. Le résolveur 18 et 1 'inverseur 14 sont connectés pour être entraînés par un arbre de sortie 11, à la sortie du réducteur de vitesse 22. Ce réducteur à engrenage 22 est adapté à entraîner l'inverseur 14 et le résolveur 18 à une-vitesse inférieure à celle de l'alternateur 12. Dans le dispositif particulier de la présente invention, et en vue de la vitesse de fonctionnement de 9.600 tours/minute de l'alternateur 12, le réducteur à engrenage 22 a été choisi pour fournir un taux de réduction souhaité d'où il résulte que l'inverseur 14 et le résolveur 18 fonctionnent à 3.600 tours/minute Avec le réducteur à engrenage commercialement disponible choisi, l'alternateur 12 étant une machine à douze poles, la tension de sortie de l'inverseur 14 sera une sortie monophasée à une fréquence de 60 hertz. Comme le montre la figure 2, l'alternateur triphasé 12 comprend des enroulements d'inducteur 24 sur le rotor 17 adaptés à être entraînés en rotation et comprend des enroulements de sortie ou de stator 26. La sortie des enroulements de stator 26 est transmise à un redresseur 16 dans lequel un redressement sélectif prend place. Le redresseur 16 est connecté au résolveur 18 qui fonctionne avec le redresseur 16 pour contrôler sélectivement le nombre de phases redressées à tout instant d'où il résulte qu'une sortie mS e est fournie dans laquelle une série d'impulsions d'Salternances ont une forme qui s'approche d'une série d'alternances de sinusolde. Ceci sera exposé plus en détails ci-après.L'onde modulée est alors inversée en impulsions alternées par l'inter médiaire de l'inverseur 14, d'où il résulte qu'une sortie en courant alternatif est appliquée à une charge 32. Comme on le verra ci-après, le résolveur 18 et l'inverseur 14 définissent une structure analogue à un commutateur et constituent ainsi des commutateurs mécaniques, c'est-à-dire du type à balais. Il s'est avéré que, pour des charges résistives ou charges à facteur de puissance élevé, quand la tension et le courant sont pratiquement en phase, il n'y a pas de problème d'arc quand le circuit est ouvert au cours de la commutation. Toutefois, pour des facteurs de puissance moyen-à faible ou des charges inductives, un effet d'arc notable peut survenir d'où il résulte un endommagement des composants de commutation, c' est-à-dire des balais, etc. Cet arc est minimisé par un circuit suppresseur d'arc 34. En plus du circuit suppresseur d'arc 34, la sortie de l'alternateur 12 est régulée au moyen d'un circuit régulateur de champ 36 qui détecte la tension de sortie et fait varier le'cou- rant vers les enroulements inducteurs 24. I1 est possible, dans certaines conditions de charges très inductives, de rencontrer des courants de sortie élevés, à l'ouverture du dernier commutateur du résolveur. L'amplitude de ce courant peut être tellement élevée que le circuit suppresseur d'arc 34 ne commuterait pas convenablement et qu'un courant pourrait circuler au cours de la commutation mécanique suivante. Pour empêcher un endommagement, cette condition extrême est détectée par un circuit détecteur de courant en anneau 38 qui agit sur le circuit régulateur 36 pour couper l'alternateur 12. I1 faut noter que cette dernière condition peut survenir seulement quand une charge impropre ou excessive est appliquée comme charge 32, cette charge étant nettement au-delà de la capacité souhaitée de l'alternateur 12. I1 est également possible que survienne un défaut dans la charge 32 qui puisse à nouveau excéder la capacité de l'alternateur 12. Dans ce cas, un rupteur thermique est prévu pour détecter cette condition, et ouvrir le circuit d'excitation pour couper l'alternateur 12 ; ceci est effectué par un circuit de protection de surcharge 37. En outré, il peut apparaître des pics à haute tension qui ne sont pas détectés dans le détecteur de courant en anneau 38. Dans ce cas, un dispositif thermique est utilisé pour détecter cet état et agit sur le régulateur d'inducteur 36 pour couper l'alternateur. Ceci est effectué par l'intermédiaire d'un circuit détecteur de pic 40. On va maintenant considérer plusieurs détails du dispositif 10 tels qu'ils sont représentés en figures 3A et 3B. On notera dans les figures 3A et 3B que des points de connexion tels que 1 et 2 ou 4 et 5 sont connectés à des points numérotés de même, d'où il résulte que les circuits associés sont fermés. On peut voir que l'alternateur 12 comprend plusieurs roulements d'induit 44, 46 et 48 qui sont connectés en étoile sans prise centrale et représentent les phases 1 à 3, respectivement. Les enroulements 44, 46 et 48 sont enroulés sur les pôles du stator d'une façon classique et sont magnétiquement couplés aux enroulements inducteurs 24 qui sont enroules sur le rotor 17 qui est d'une structure classique. Les enroulements inducteurs 24 re çoivent une énergie d'excitation en provenance du circuit régulateur de champ 36 au moyen d'une paire de conducteurs 50 et 54. Les tensions de sortie au niveau des enroulements 44, 46 et 48 sont connectées au circuit de redresseur 16 qui comprend plusieurs diodes D1 à D6 connectées en double alternance ; toutefois, comme on le verra, le fonctionnement du pont 16 est modulé par le résolveur 18 pour fournir la sortie souhaitée. Les diodes D1 à D3 ont leurs anodes connectées ensemble à un conducteur de masse 56 et leurs cathodes connectées séparément à chaque enroulement de phase 44, 46 et 48 respectivement. Les diodes D4 à D6 ont leurs anodes connectées séparément à chaque enroulement de phase 44, 46 et 48 respectivement, et leurs cathodes connectées à des conducteurs 64, 66 et 68, respectivement, des commutateurs 58, 60 et 62, respectivement, au niveau du résolveur 18.Le résolveur 18 est représenté symboliquement par les commutateurs 58, 60 et 62 qui comprennent des éléments 70, 72 et 74 qui coopèrent avec les conducteurs 64, 66 et 68 respectivement, pour fermer les commutateurs respectifs, les derniers conducteurs étant alors connectés ensemble au conducteur 76. La sortie du résolveur 18 apparaîtra aux bornes des conducteurs 76 et 56. Comme cela sera exposé plus en détail ci-après, le résolveur 18 module la sortie redresse reçue par une modulation de largeur d'impulsions pour fournir une onde qui, quand elle est intégrée, ressemble beaucoup à une onde sinusoidale. Toutefois, la sortie au niveau des conducteurs 76 et 56 apparaîtra comme une tension continue de demi-alternances impulsions. L'inversion des alternances successives est réalisée par l'inverseur 14.L'inverseur 14 est symboliquement représenté comme un commutateur bipolaire à deux directions et comprend des contacts 77 et 57 qui sont électriquement connectés aux conducteurs 76 et 56, respectivement. En même temps, deux contacts de sortie 79 et 59 sont alternativement connectés entre les contacts 77 et 57, respectivement, et 57 et 77, respectivement, pour des alternances successives. Le résultat en est que la tension continue en impulsions est maintenant changée en une tension alternative, chaque alternance ayant une forme simulant celle d'une onde sinusoidale, d'où il résulte la modulation d'impulsions mentionnée ci-dessus. Les contacts 59 et 79 sont reliés aux conducteurs de sortie 81 et 83, respectivement, qui sont à leur tour connectés à la charge 32. Les commutateurs 58, 60 et 62 représentent symboliquement la structure du résolveur 18 dans lequel les commutateurs sont en fait du type àbac;ues et à balais, comme cela est représenté en figures 5 et 6. De la même façon, les contacts 57, 77 et 59, 79 représentent symboliquement la structure de l'inverseur 14 et sont en fait des structures à bagues et balais comme cela est représenté en figures 5 et 6. En figures 5 et 6, le résolveur 18 et l'inverseur 14 sont représentés sur un montage commun qui comprend une structure de rotor 80 et une structure de stator 82. La structure de rotor 80 comprend un segment de masse 84 et un segment commun 87. Les deux sont constitués de matériaux conducteurs et sont isolés l'un par rapport à l'autre. La structure de rotor 80 comprend deux segments isolants côte à côte 86a et 86b situés de façon diamétralement opposée par rapport à deux autres segments isolants côte à côte 88a et 88b. Les segments isolants apairés 86a, 86b et 88a, 88b définissent chacun approximativement 900 à la périphérie externe du rotor 80, laissant par là deux parties conductrices externes 99 et 101 d'approximativement 900 chacune du segment commun 87. Le segment de masse 84 comprend une partie externe radiale 90 qui s'étend à la façon d'un arc seulement partiellement et s'achève à ses extrémités opposes par des segments isolants diamétralement opposés 92 et 94. Les segments 92 et 94 sont de largeur relativement courte périphériquement, étant de façon générale juste suffisants pour recevoir complètement un balai de la fa çon qui sera exposez ci-apres. Avec les segments isolants 92 et 94, la partie externe du segment de masse 84 s'étend sur légèrement moins de 1800 et, de même, il est prévu une partie interne 96 d'étendue identique radialement complémentaire du segment commun 87. Le segment de masse 84 a une partie centrale continue 98 située radialement vers l'intérieur par rapport à la partie externe 90. La structure de stator 82 comprend un balai 100 situé pour entrer en contact électriquement avec la partie centrale 98 du segment de masse 84. Deux balais inverseurs 102 et 104 sont situés de façon diamétralement opposée sur la structure de stator 82 dans des positions radiales propres à contacter électriquement la partie interne 96 du segment commun 87, les segments isolants 92 et 94 et la partie externe 90 du segment 84. Trois balais séparés 106, 108 et 110 sont situés pour être en contact électrique avec des parties externes 99 et 101 du segment commun 87 et avec les segments isolants 86a, 86b et 88a, 88b. Fondamentalement, les balais 102 et 104 correspondent aux contacts 59 et 79, respectivement, de l'inverseur 14 alors que les parties de segment 90 et 96 correspondent aux contacts 57 et 77, respectivement de cet inverseur 14. En ce qui concerne les balais 106, 108 et 110, ceux-ci correspondent aux conducteurs 64, 66 et 68, respectivement du ré- solveur 18, alors que les parties de segment 99 et 101 et les segments isolants 86a, 86b et 88a, 88b correspondent aux parties de commutation 70, 72 et 74 du résolveur 18. On notera sous cet aspect, que le circuit électrique commun des parties externes 99 et 101 du segment commun 87 et de la partie interne 96 de ce segment 87 définit le conducteur 76. Les balais 106 et 110 sont situés mécaniquement à 600 l'un de l'autre et sont chacun situés à 1500C du balai 108. On peut toutefois noter que le balai 108 agit électriquement de même que s'il était situé entre les balais 106 et 110 ainsi que le balai 106 est en fait à 300 du balai 108 qui est lui-même à 300 du balai 110. Si lron suppose que la structure de rotor tourne dans le sens inverse des aiguilles d'une montre, les diverses formes d'onde représentées par les courbes (A) à (H) de la figure 4 en résultent. Ainsi, les courbes (A) à (C) représentent les tensions de phase redressées au niveau de chaque phase (1 à 3) par rapport à la masse, c'est-à-dire au niveau des contacts 64, 66 et 68. Les courbes (D) à (F) représentent la sortie modifiée î' à 3') de chaque phase à la sortie du résolveur 18. On peut voir que chaque phase a des durées successives de marche et d'arrêt pendant environ 900 chacune. Ceci est assuré par les segments d'isolement de 900 86a, 86b et 88a, 88b qui alternent avec les sections conductrices 99 et 101 du segment commun 87. Comme on l'a noté, les balais 106, 108 et 110 sont situés effectivement à 300 les uns des autres.Ainsi, comme cela est représenté dans les courbes (D) à (F), la tension 1' sera commutée en premier ; 30 plus tard ce sera le tour de la tension 2' ' ; et 300 plus tard celui de la ten- sion 3'. L'interruption des tensions modifiées en phase 1' à surviendra dans le même ordre, crest-à-dire que la tension sera ouverte en dernier. Les tensions modifiées en phase 1' à 3' sont sommées comme on peut le voir dans la courbe (G) et il en résulte une forme d'onde modulée en largeur d'impulsion comme cela est représenté. Par suite d'une inversion des alternances successives par l'intermédiaire de l'inverseur 14, la forme d'onde de sortie sera telle que representée par la courbe (H).Le ré- sultat intégré de la forme d'onde de la courbe (H) ressemble beaucoup à la forme d'onde sinusoîdale représentée dans la courbe (I). Ainsi, le résolveur 18, en combinaison avec le redresseur 16 peut être considéré comme un redresseur commandé puisque le résolveur commute pour commander le redressement par l'intermédiaire du redresseur 16. Le réducteur à engrenage 22 est choisi pour réduire le nombre de tours/minute du résolveur 18 et de l'inverseur 14 de 9.600 tours/minute à 3.600 tours/minute. Puisque l'alternateur 12 est une machine à douze pôles, le résultat sera la conversion de la tension alternative triphasée à 960 Hz produite au niveau des enroulements 44 à 48 en une tension de sortie alternative mono phasée à 60 Hz. On va maintenant considérer le circuit régulateur de champ 36. Comme on l'a noté, ce circuit 36 est électriquement connecté aux enroulements inducteurs 24 par l'intermédiaire des conducteurs 50 et 54. Puisque l'inducteur 24 est sur le rotor d'alternateur 12, la connexion électrique s'effectue par l'intermédiaire de l'ensemble classique de bagues et de balais 89 et 91. Un potentiel continu est fourni pour l'inducteur 24 par un pont redresseur 103 qui est constitué de diodes D7 et D10 connectées de façon classique. L'entrée du pont 103 est connectée à l'enroulement secondaire 105 d'un transformateur de courant T1 dont l'enroulement primaire 107 est connecté en série avec la branche triphasée 48 entre des points de connexion 1 et 2. On notera qu'une extrémité de l'enroulement primaire 107 est connectée au point de connexion 2 alors que l'autre extrémité est connectée au point de connexion 1 par l'intermédiaire de l'enroulement primaire d'un transformateur survolteur T2 par l'intermédiaire d'un conducteur 109 (voir l'interconnexion en figure 3B). La sortie en provenance du pont 103 est transmise par l'intermédiaire de conducteurs 111 et 113, le conducteur 111 étant connecté au conducteur 50 et à l'ensemble bague /balai 89 par l'intermédiaire d'un rupteur de circuit thermique CB et le conducteur 113 étant connecté au conducteur 54 et à l'ensemble bague/ balai 89. Le rupteur thermique de circuit CB est normalement ferme et est du type redéclenchable manuellement, c'est-à-dire non auto-redeclenchable. Le rupteur CB est connecté à un conducteur de masse 115 d'où il résulte qu'une extrémité de l'enroulement d'inducteur 24 et du circuit de sortie du pont 103 est habituellement connectée au conducteur de masse 115. L'autre côté du circuit de sortie du pont 103 est connectée au conducteur de masse 115 par l'intermédiaire d'un condensateur de filtrage C1. Une diode de protection Dll est connectée en inverse aux bornes de l'inducteur 24 pour protéger les contacts du rupteur CB du courant inductif d'inducteur dans le cas où le rupteur CB s'ouvre. La tension sur l'inducteur 24 est régulée par un circuit comprenant un thyristor SCR1 qui agit, comme cela sera exposé ciaprès, pour shunter par l'intermédiaire d'un trajet à basse impédance des alternances choisies de la sortie en provenance du se condaire 105 du transformateur T1 d'où il résulte que l'entrée du pont 103 est également shuntée. Ainsi, l'anode du thyristor SCR1 est connectée entre les cathodes d'une paire de diodes D12 et D13 par l'intermédiaire d'un conducteur 121. Les anodes des diodes D12 et D13 sont chacune connectées à une extrémité opposée du secondaire 105 du transformateur Tî. La cathode du thyristor SCR1 est connectée au conducteur de masse 115 par l'intermédiaire d'une résistance de limitation de courant R1.Un condensateur C2 est monté en parallèle avec la résistance R1 et aide à maintenir coupé le thyristor SCR1 après chaque coupure. On notera que les diodes D12 et D13 agissent comme un dispositif à double alternance d'où il résulte que chaque alternance peut être shuntée pendant des intervalles sélectionnés. La mise en shunt du pont 103 réduira la tension et le courant d'inducteur et, ainsi, l'amplitude finale de la tension produite. Les diodes D12 et D13 isolent le thyristor SCR1 et aident à empêcher qu'il ne se verrouille. Un condensateur C3 est monté en parallèle avec les diodes D12 et D13 et agit comme filtre de courant transitoire. Le but de la régulation du courant vers l'inducteur 24 est de maintenir la tension de sortie au niveau des conducteurs 81 et 83 à un niveau présélectionné par exemple 100 à 125 volts efficaces en alternatif, pour simuler des tensions d'usagés normales. Ainsi, l'amplitude de la tension de sortie est détectée d'une fa çon qui va être décrite, et des impulsions de déclenchement appropriées sont fournies à la gâchette du thyristor SCR1. Un condensateur de filtrage de courant transitoire C4 est connecté entre la gâchette et la cathode du thyristor SCR1, alors que le circuit de gâchette principal comprend un circuit série incluant une diode D14, une diode Zener Z1 et une résistance R2. La diode D14 assure une protection à l'égard des tensions inverses pour la gâchette alors que la tension de claquage de la diode Zener Z1 en relation avec les autres éléments de circuit détermine la tension de gâ- chette du thyristor SCR1. La tension vers le circuit de gâchette est fournie par le circuit de sortie d'un transistor n-p-n Q1 qui est connecté en émetteur-suiveur. Ainsi, l'émetteur du transistor Q1 est connecté au circuit de gâchette SCR1 par l'intermédiaire' de la résistance R2 et au conducteur de masse 115 par l'intermédiaire d'une résistance de charge R3. Le collecteur du transistor Q1 est connecté à un circuit continu régule 123 par l'intermédiaire d'un conducteur 117. L'alimentation régulée 123 est connectée à une branche de phase 44 de l'alternateur 12 par l'intermédiaire d'un conducteur 119, d'une résistance de charge R4 et d'une diode D15. L'alimentation régu- lée 123 comprend un condensateur C5 dont le trajet de charge va de la. branche 44 au conducteur de masse 125 par l'intermédiaire de la résistance R4. La diode D15 empêche la décharge du condensateur C5 pendant des alternances négatives de la branche 44.Le niveau de tension sur le condensateur C5 est maintenu à l'amplitude souhaitée par le circuit comprenant un transistor n-p-n Q2 dont l'émetteur est connecté au conducteur de masse 125 et le collecteur au condensateur C5 par l'intermédiaire d'une résistance de décharge R5. La polarisation du transistor Q2 est déterminée par des résistances R6 et R7 connectées en série aux bornes du trajet émetteur-collecteur de ce transistor Q2, la base du transistor Q2 étant connectée au point de raccordement entre ces résistances. Le transistor Q2 est polarisé pour maintenir la charge sur le condensateur C5 à une amplitude présélectionnée et pour assurer un trajet de décharge de durée relativement courte, quand le potentiel sur le condensateur C5 dépasse cette amplitude. On notera que la tension régulée au niveau du condensateur C5 et ainsi sur le condensateur 117 est utilisée ailleurs dans le circuit et est prise à partir du point de connexion 9, comme cela sera exposé ci-après. Le conducteur 119 est également connecté à l'enroulement d'inducteur 24 par l'intermédiaire d'une diode D16 et d'une lampe L, par un conducteur 124. Ce circuit permet la circulation initiale du courant de charge vers l'enroulement d'inducteur 24 pour aider au démarrage. La lampe L est utilisée comme élément de resistance commode. Le circuit d'émetteur-suiveur du transistor Q1 répond à un signal d'entrée à sa base pour fournir un signal de sortie similaire au niveau de son emetteur. L'entrée vers la base du transistor Q1 comprend un circuit redresseur 112. Le circuit 112 comprend des diodes D17 à D20 qui sont connectées comme un redresseur symétrique dont le circuit d'entrée est connecté entre les conducteurs de sortie 81 et 83 et dont le circuit de sortie est connecté entre un conducteur 114 et le conducteur de masse 56 par l'inter médiaire du conducteur de masse 115. Un circuit de filtre passebas 116 comprend des résistances-égales R8 et R9 qui sont connectées par l'une de leurs extrémités aux côtés opposés d'un condensateur C6.La résistance R6 a cette même extrémité connectée au point de raccordement des diodes D17 et D18 et son extrémité opposée est connectée aux conducteurs de sortie 83 par un conducteur 118. La résistance R9 a sa première extrémité connectée au point de raccordement des diodes D19 et D20 et son extrémité opposée connectée au conducteur de sortie 81. Le circuit de filtre 116 élimine par dérivation les signaux transitoires à haute fréquence d'où il résulte qu'une sortie redressée plus uniforme peut être obtenue. Le conducteur 114 est connecté à la base du transistor Q1 par l'intermédiaire d'un circuit comprenant en série des résistances R10 et Roll. Une résistance variable R12 est connectée entre le point de raccordement des résistances R10 et Rîl et le conducteur de masse 115 et définit, avec la résistance RîO, un circuit diviseur de tension de sorte que la tension à la base du transistor Q1 peut être déterminée par la tension aux bornes de la-résistance R12. Un condensateur de filtrage C7 est connecté aux bornes de la résistance R12 pour aider au filtrage. Une diode D21, connectée entre émetteur et base du transistor Q1, protège le circuit d'émete teur-base d'un claquage par tension inverse.Ainsi, une tension continue en impulsions relativement propre apparaîtra au niveau du conducteur 114 et aux bornes de la résistance R12 d'où il résulte que la conduction du transistor Q1 sera commandée. La tension au niveau de l'émetteur du transistor Q1 suivra celle apparaissant à sa base. Quand cette tension atteint une amplitude propre à fournir une tension qui dépasse la tension de seuil de la diode Zener Z1, l'impulsion de déclenchement entraînera la mise en conduction du thyristor SCR1 et une mise en court-circuit nette de l'entrée vers le circuit de pont d'inducteur 103. Ceci peut survenir au cours d'alternances successives tant que la tension de sortie aux bornes des conducteurs 81 et 83 dépasse l'amplitude souhaitée. Ainsi, la régulation du potentiel de sortie est assurée. Pour empêcher les oscillations de poursuite et assurer la stabilité du circuit, un circuit de réaction à pente négative 120 e est prévu Une résistance R13 est connectée en série à un condensateur CS et définit avec celui-ci un circuit d'intégration qui est connecté entre le conducteur 11 et le conducteur de massé 115. Ainsi, le potentiel sur le condensateur C8 sera l'intégration de la tension d'inducteur de sortie au niveau du circuit de sortie du pont réducteur 103. Puisque les oscillations de poursuite entraîneraient une fluctuation de la tension d'inducteur, elles peuvent être inhibées en retardant l'instant de réponse du thyristor SCR1 en relation avec la vitesse de variation de la tension d'inducteur. Ainsi, un premier circuit de différentiation constitué d'un condensateur C9 connecté en série avec une résistance R14 est connecté au condensateur C8 et fournit une tension de sortie en fonction de la vitesse de variation de potentiel au niveau du condensateur C8. Ceci fournit un moyen pour anticiper les changements rapides de tension d'inducteur.La gamme du circuit est élargie par un second circuit de différentiation connecté en parallèle constitué d'un condensateur C10 en série avec une résistance R15. Les circuits de différentiation comprennent également une résistance commune R16 connectée entre le point de raccordement des résistances R14 et R15 et le conducteur de masse 115. La sortie des circuits de différentiation est connectée à la base du transistor à émettéur-suiveur Q1 par l'intermédiaire de résistances R17 et R18. Une diode D22 est connectée entre le conducteur de base 115 et le point de raccordement de ces résistances R17 et R18 et agit pour empêcher le circuit d'atteindre un potentiel négatif. Le potentiel qui est appliqué à la base du transistor Q1 est positif et il en résulte que Q1 rend le thyristor SCR1 conducteur plus tôt, retardant ainsi les augmentations de tension d'inducteur et inhibant par là les oscillations de poursuite.On notera que le potentiel à la base du transistor Q1 est également modifié par un signal appliqué au point 3 à partir du circuit détecteur de niveau de courant en anneau 38, qui assure une stabilité d'une façon qui sera décrite ci-après. La figure 6 représente le rotor 80 après qu'il a tourné dans le sens inverse des aiguilles d'une montre vers une position qui précède immédiatement l'inversion. Ainsi, on peut voir en figure 6 que le potentiel 3 sera le dernier à être interrompu au moment où le circuit entre le balai 110 et les parties conductri ce externes 99 ou 101 est interrompu. A cet instant, les balais d'inverseur 102 et 104 sont encore en contact électrique partiel avec la partie interne 96 du segment commun 87 et la partie externe 90 du segment de masse 84. Ceci se voit à partir de la figure 6 qui représente la position des composants juste au moment où le balai 110 va établir un contact ouvert.A cet instant, les balais d'inverseur 102 et 104 commencent,à siengager sur les segments isolants 92 et 94 mais sont encore en contact électrique avec les portions conductrices 90 et 96, respectivement. Ainsi, la commutation finale de la tension triphasée et en conséquence de la tension et du courant au niveau des lignes de sortie 81 et 83, sera obtenue entre le balai de phase trois 110 et sa portion de bague conductrice associée 99 et 101. Pour des charges résistives ou à facteur de puissance élevé, la tension et le courant seront sensiblement en phase et la commutation prendra place sans difficulté puisqu'elle est synchro nisée pour survenir à zéro volt. Toutefois, quand des charges à facteur de puissance moyen ou faible, c'est-à-dire essentiellement inductives se préséntent, le courant pour la tension zéro ou à l'instant de commutation peut être très élevé. La commutation-de ce type de charge peut entraîner une création d'arc et endommager le balai 110 et la partie conductrice associée. Cette difficulté est résolue par le circuit de suppression d'arc 34. Fondamentalement, le circuit 34 détecte la réduction initiale de courant de charge tandis que le circuit commence à s'ouvrir.Quand on atteint une amplitude présélectionnée, un circuit de commutation à l'état solide est actionné pour fournir un autre trajet autour du balai 110. Ce circuit est essentiellement actionné jusqu'à ce que le balai de phase 110 soit ouvert et puis est désactionné avant que les circuits de balais d'inverseur 102 et 104 ne soient ouverts. On notera que les balais d'inverseur 102 et 104 commenceront à créer un contact pour une inversion de polarité légèrement avant le balai de phase un, 106. Comme on l'a noté, le circuit suppresseur d'arc 34 fournit un autre trajet pour le courant en provenance de la charge 32 dans la condition de commutation à zéro volt, tandis que le commutateur de résolveur de phase trois commence à s'ouvrir. Ce trajet est assuré par les électrodes principales d'un thyristor SCR2. Quand la commutation de phase trois prend place et ouvre complètement le circuit à partir du résolveur 18 vers la-charge 32, le courant commence à chuter rapidement. Si l'ouverture du commutateur continue, la chute de courant sera accompagnée d'une augmentation de tension par suite de l'action inductive de la charge. Cette tension au niveau du commutateur de phase trois, c'est-à-dire le balai 110 et les parties de segments 99 et 101 du segment commun 87, pourrait entraîner la création d'un arc.Comme on le verra, le circuit suppresseur 34 agit pour fournir un trajet de dérivation avant que le commutateur de phase trois ne s'ouvre et ainsi avant qu'un arc ne puisse être créé. Le circuit suppresseur 34 comprend un transformateur d'impulsionsT3 dont l'enroulement primaire 128 est connecté en série avec la sortie redressée double alternance en provenance du pont 16 aux points de connexion 4 et 5 dans la ligne du balai trois. Par suite d'une chute soudaine du courant, dans la ligne du balai trois, résultant du début de l'ouverture du commutateur, le courant à travers l'enroulement primaire 128 chute rapidement d'où il résulte qu'une impulsion est induite dans l'enroulement secondaire 130. Cet enroulement secondaire 130 est connecté au circuit de déclenchement gâchette-cathode du thyristor SCR2.Ce circuit comprend un condensateur de couplage C12 en série avec une résistance R19 connectée entre une borne du secondaire 130 et la gâchette du thyristor SCR2. Le côté opposé du secondaire 130 est connecté à la cathode du thyristor SCR2 par un conducteur 132. Une résistance R20 et une diode en série D24 sont connectées aux bornes du secondaire 130 et définissent avec le condensateur C12 un filtre passe-bande pour rendre plus raide l'impulsion en provenance du secondaire 130. Dans ce but, un condensateur C13 est connecté à partir du conducteur 132 au point de raccordement entre le condensateur C12 et la resistance R19 et déf i- nit un filtre passe-bas pour couper les composantes de signal à hautes fréquences d'où il résulte que l'impulsion de déclenchement sera rendue plus raide. Une diode D25 est connectée aux bornes du condensateur C13 et fournit un trajet pour les courants induits en provenance du transformateur d'impulsions T3 quand le commutateur de phase trois s'ouvre interrompant le courant à travers le primaire 128 par l'intermédiaire des points de connexion 4 et 5. Un condensateur C14 est connecté à la cathode du thyristor SCR2 par le conducteur 132 et à sa gâchette par l'intermédiaire d'une résistance R21. Une diode D26 est connectée à partir du point de raccordement entre la résistance R26 et le condensateur C14 vers l'anode du thyristor SCR2. Ces derniers composants définissent un circuit de maintien dans l'état de coupure qui maintient le thyristor SCR2 non-conducteur par suite d'une commutation. Comme on l'a noté, le thyristor SCR2 a sa cathode connectée au conducteur 132 mais son anode est connectée à la masse par l'intermédiaire d'un conducteur de masse -du dispositif 134. (I1 faut noter que les conducteurs de masse auxquels on se réfère sont des masses du dispositif et que tous les conducteurs ainsi désignés sont électriquement connectés ensemble ; toutefois, il faut noter que la masse du dispositif est isolée de toute autre masse, par exemple au niveau de la charge 32, etc.). Chacun des conducteurs de sortie 81 ou 83 est alternativement connecté à la masse du dispositif par l'intermédiaire de l'inverseur 14 dont une borne est connectée au conducteur de masse 56 (qui, d'après la définition précédente, est électriquement connecté aux conducteurs de masse 115 et 134).Les conducteurs de sortie 81 et 83 sont également connectés à la cathode du thyristor SCR2 par l'intermédiaire de diodes D27 et D28 respectivement et à un enroulement primaire 136 d'un transformateur d'impulsions T4 et au conducteur 132. Les diodes D27 et D28 ont leurs anodes connectées ensemble et leurs cathodes connectées à l'une associée des lignes de sortie 81 et 83, respectivement. On notera que la tension induite par l'inductance sur la charge 32 en réponse à la commutation s'inversera elle-même en polarité pour des alternances successives juste au moment où le courant s'inversera lui-même en polarité. Ainsi, quand le conducteur 83 est positif et le conducteur 81 est négatif, un courant positif allant du conducteur 83 au conducteur 81 prendra place et ce courant essaiera de continuer à circuler quand la tension entre les conducteurs 83 et 81 commence à s'approcher de zéro.Tandis que le courant chute d'amplitude, quand le commutateur de phase trois commence à s'ouvrir, l'inductance au niveau de la charge 32 induit une- tension positive au niveau du conducteur 81 par rapport au conducteur 83. Toutefois, le conducteur 81 est à cet instant connecté à la masse du dispositif par l'intermediai- re de l'inverseur 14 et du conducteur 56 et ainsi un potentiel positif sera appliqué à l'anode du thyristor SCR2 par l'intermé- diaire du conducteur 134. En même temps, le conducteur de sortie 83 est connecté à la cathode du thyristor SCR2 par I'intermédiai- re de la diode D28 d'où il résulte qu'un trajet en parallèle autour du commutateur de phase trois est fermé.Pour les alternances inverses, la polarité des conducteurs 81 et 83 est inversée et le commutateur inverseur 14 sera dans son autre position de sorte que le conducteur 83 maintenant positif sera connecté à la masse du dispositif et à l'anode du thyristor SCR2 et le conducteur négatif 81 sera connecté à la cathode du thyristor SCR2 par l'intermédiaire de la diode D27. On notera que le courant à travers l'enroulement primaire 128 du transformateur dtimpulsions T3 sera unidirectionnel puisqu'il est capté aux points de contact 4 et 5 et sera ainsi un courant continu en impulsions. Le transformateur d'impulsions T3 et son circuit de déclenchement associé pour le thyristor SCR2 ne fournira pas d'impulsions de déclenchement pour une décroissance normale du courant et répondra à la décroissance rapide du courant qui survient quand le commutateur de phase trois est en train de s'ouvrir. Le thyristor SCR2 peut être mis en conduction au cours de chaque alternance et commence à conduire avant que le commutateur de phase trois n'ait complètement ouvert le circuit. Comme on l'a noté, les balais d'inverseur 102 et 104 sont encore conducteurs et ne se sont pas encore complètement ouverts, c'est-à-dire ne se sont pas complètement déplacés vers les segments isolants 92 et 94.En fait, le trajet de dérivation autour du commutateur de phase trois utilise le circuit passant par les balais d'inverseur 102 et 104 comme trajet vers la masse du dispositif. I1 est alors important que le thyristor SCR2 soit rendu non-conducteur pour ouvrir le circuit de dérivation avant que les balais d'inverseur 102 et 104 ne créent un contact complètement ouvert par enqagement avec les segments isolants associés 92 et 94 ou qu'un arc survienne. Ainsi, la coupure du circuit de thyristor SCR2 est contrôlée pour survenir avant que le circuit des balais d'inverseur 102 et 104 ne s'ouvre. Le thyristor SCR2 est coupé ou commuté par un thyristor SCR3 dont la cathode est connectée à celle du thyristor SCR2 par l'intermédiaire d'une résistance R22 et du conducteur 132. Le thyristor SCR3 a son anode connectée à un condensateur de commutation C15 par l'intermédiaire d'une inductance L1. Le condensateur C15 a une borne connectée à la masse. Quand le thyristor SCR3 est rendu conducteur, il applique au conducteur 132 et à la cathode du thyristor SCR2 une tension positive qui dépasse celle au niveau de la cathode du thyristor SCR2 et amène ainsi ce thyristor SCR2 dans l'état de non-conduction. La tension entre les électrodes principales du thyristor SCR3 est assurée par la charge sur le condensateur C15. Le condensateur C15 est chargé à partir d'un pont redresseur double alternance 136 comprenant des diodes D29 à D32 connectées de façon classique.Une branche du pont 136 est connectée à la sortie redressée de la branche de phase trois au niveau de la diode D6 par un conducteur 142 de sorte qu'un courant de charge positif puisse circuler vers le condensateur C15. La tension est surélevée par un transformateur élévateur T2. Ainsi, le circuit d'entrée pour le pont 136 est alimenté à partir de l'enroulement secondaire 138 du transformateur élévateur T2-dont l'enroulement primaire 140 est connecté à l'enroulement de la branche de phase trois 48 par l'intermédiaire du point de connexion 1 et de l'enroulement primaire 102 du trans-formateur de courant T1 vers le point de connexion 2.Le transformateur élévateur 2 est utilisé en relation avec le courant de charge en provenance de la branche de phase trois par l'intermédiaire du conducteur 142 pour assurer que l'on atteint la charge de potentiel sur le condensateur C15 propre à couper le thyristor SCR2 quand le thyristor SCR3 rentre en conduction. La sortie redressée en provenance du circuit redresseur 136 est connectée au condensateur C15 et à l'inductance L1 par l'intermédiaire d'une diode D33 et d'une résistance de charge R28. La diode D33 assure une protection contre les tensions inverses pour le circuit redresseur 136. Le thyristor SCR3 est mis en conduction par une impulsion de déclenchement appliquée à son circuit de gâchette par l'intermédiaire d'un transistor unijonction UJ1. Le déclenchement du transistor UJ1 est synchronisé pour fournir un retard présélectionné à partir de l'instant où le thyristor SCR2 commence à conduire de façon à permettre au balai de phase trois 110 d'avoir achevé son opération de commutation. En d'autres termes, le circuit de shunt fourni par la conduction du thyristor SCR2 est maintenu jusqu'à ce que le balai de phase trois 110 soit commuté. On notera qu'à cet instant le circuit de shunt comprend les balais d'inverseur 102 et 104. Le circuit de shunt doit être ouvert avant que les balais d'inverseur 102 et 104 ne s'ouvrent de sorte que leur ouverture peut également se produire dans un état de non charge. La synchronisation du circuit de shunt assure une séquence convenable d'où il résulte que la rupture finale du circuit de charge est assurée par le thyristor SCR2. Ainsi, l'établissement du.cir- cuit de shunt permet au balai de résolveur 110 d'être ouvert dans un état de faible charge ou de non charge et que l'ouverture ultérieure du circuit de shunt permet d'ouvrir le circuit inverseur par l'intermédiaire des balais 102 et 104 dans un état de non charge. On notera que le maintien d'un circuit par l'intermédiaire des balais d'inverseur 102 et 104 jusqu'à ce que le balai de ré- solveur 110 s'ouvre peut être assuré en prévoyant que les balais 102 et 104 soient plus larges que le balai 110. Dans un mode de réalisation de la présente invention, un retard de 100 microsecondes a été prévu. L'initialisation de la synchronisation est assurée par le transformateur d'impulsions T4 dont l'enroulement primaire 136 est connecté dans le circuit libre ou trajet de shunt assuré par le thyristor SCR2. L'enroulement secondaire 144 du transformateur T4 fournit des impulsions en réponse à l'initialisation de la conduction dans l'enroulement primaire 136. Une diode D34 est connectée aux bornes du secondaire 144 pour fournir un trajet de tension inverse. Une borne du secondaire 144 est connectée à l'émetteur du transistor UJ1 par l'intermédiaire d'un condensateur de charge C16 alors que l'autre borne est connectée à une première base du transistor unijonction UJ1 par l'intermédiaire d'une diode D35 et d'une résistance R29.Une résistance de charge R30 est connectée à partir de l'émetteur du transistor UJ1 vers le point de raccordement de la diode D35 et de la résistance R29 et fait partie du circuit de charge du condensateur C16. Une diode Zener Z2 est con nectée aux bornes d'un condensateur de stockage de charge du circuit Cî7a qui maintient la tension de charge pour le condensateur C16. La diode Zener Z2 assure une tension relativement uniforme aux bornes du condensateur Cî7a et ainsi aux bornes de la- résis- tance R30 et du condensateur C16, en série.La tension aux bornes de la diode Zener Z2 et ainsi la charge du condensateur CI7a s'élè-clent rapidement jusqu'au niveau régulé en raison de l'action du transformateur d'impulsions T4. La résistance R30 et le condensateur C16 ont une constante de temps RC sélectionnée d'où il ré- sulte que le potentiel au niveau de l'émetteur du transistor UJ1 tel qu'il est assuré par le condensateur-C16 atteint le point de déclenchement après une certaine durée sélectionnée après le début du courant de dérivation à travers le transformateur T4.La diode Zener Z2 assure que la polarisation du transistor UJ1 sera unifor mément maintenue de sorte que le déclenchement surviendra pour le même potentiel sur le condensateur CîG et ainsi pour le même temps écoulé à partir de la mise en shunt. L'autre base du transistor UJI est connectée à la gâchette du thyristor SCR3 par l'intermédiaire d'une résistance chutrice R31 alors qu'un trajet de retour vers le condensateur C16 est assuré par un conducteur 146 à partir de la cathode du thyristor SCR3. On notera que c'est la charge sur le condensateur CîG qui rend conducteur le thyristor SCR3 par l'intermédiaire du transistor UJ1. Le thyristor SCR3 étant maintenant rendu conducteur, le condensateur C15 fournit le potentiel positif nécessaire pour couper le thyristor SCR2 et le trajet de shunt par l'intermédiaire du thyristor SCR2 s'ouvre. Quand le courant en provenance du condensateur C15 diminue, l'inductance 21 induit une tension de polarité inverse qui coupe le thyristor SCR3. Ceci ramène le circuit supresseur à son état initial pour préparer l'opération de commutation suivante. Pour assurer que le thyristor SCR3 soit maintenu coupé et ne soit pas rendu conducteur par des impulsions supplémentaires en provenance du transistor UJ1 par l'intermédiaire du condensateur C16, un circuit de maintien en coupure est prévu. Ainsi, un condensateur C17 est connecté aux bornes de la résistance R22 par l'intermédiaire d'une diode D35. Le condensateur C17 se charge quand le thyristor SCR3 est rendu conducteur. La charge du condensateur 17 est couplée à la gâchette du thyristor SCR3 par l'inter médiaire d'une résistance R32. La charge sur le condensateur C17 inverse la polarité de la gâchette du thyristor SCR3.Cette pola risation inverse apparaîtra seulement après que le transistor UJ1 a déclenché le thyristor SCR3 dans l'état conducteur et aide à empêcher le thyristor SCR3 d'être à nouveau rendu conducteur par des impulsions répétées en provenance du transistor UJI et en même temps améliorera la caractéristique de durée de coupure du thyristor SCR3 en ouvrant à nouveau la tension en dérivation élevée qui lui est fournie quand le circuit comprenant l'inductance L1 et le condensateur C15 se bouclent. Ainsi, les circuits préalablement décrits empêchent la création d'arc au niveau des commutateurs du résolveur et de l'inverseur. Dans certaines conditions de charge extrêmes, le circuit suppresseur 34 pourrait être soumis à des courants d'amplitude excessive. Dans ce dernier cas, un arc pourrait survenir au niveau des balais d'inverseur. Ceci peut arriver quand il se présente des pics de tension et de courant très pointus. Ces pics s'élaborent habituellement sur une succession de cycles et n'apparaissent pas nécessairement instantanément. L'apparition de tels pics de tension et de courant très élevés indique qu'une charge non appropriée est appliquée à l'alternateur 12 et ainsi l'alternateur doit être coupé. Ceci est effectué par le circuit détecteur de niveau de courant en anneau 38. Un condensateur de capacité relativement élevé C18 est connecté aux bornes de la charge 32. Le condensateur C18 assure un trajet pour amortir les courants inductifs après que le shunt s'est achevé, c'est-à-dire que le thyristor SCR2 a été coupé. C'est la vitesse de montée en tension aux bornes du condensateur C18 qui est détectée pour déterminer une condition de courant en anneau incident élevé. Ainsi, un circuit de différentiation 148 comprenant en parallèle un condensateur C19 et une résistance R30 est connecté aux anodes des diodes D27 et D28 par l'intermédiaire d'une résistance chutrice R31 et a un conducteur de masse du dispositif 150 par l'intermédiaire d'une résistance R32. Ainsi, la vitesse de changement de tension aux bornes du condensateur C18 sera détectée par le circuit de différentiation 148 et sera plus levée pour des augmentations de tension rapides au niveau du condensateur C18 et fournira une indication de l'amplitude du courant en anneau. La tension différentiée est couplée à un circuit d'échantillonnage-maintien 151 par l'intermédiaire d'un condensateur de couplage C20 et d'une diode D37 ; une diode D38 est connectée aux bornes du condensateur C20 et de la résistance R32 et un condensateur d'échantillonnage et de maintien C21 est connecté entre la diode D37 et la masse. Le condensateur C2î atteindra une charge ayant une amplitude fonction de la vitesse de crête du changement de tension sur le condensateur Ci8 telle qu'elle est fournie par le circuit de différentiation 148 et ainsi, plus le temps de montée de la tension au niveau du condensateur C18 est rapide, plus la charge sur le condensateur C21 est élevée. Le condensateur 21 est connecté à l'entrée d'une paire de transistors n-p-n Q'2 et Q3 qui forment un amplificateur Darlington, connecté en émetteursuiveur.Ainsi, le condensateur C21 est connecté à la base du transistor Q'2 dont l'émetteur est connecté à la base du transistor Q3. Le transistor Q3 a son émetteur connecté à la masse par l'intermédiaire d'une résistance de charge R33. Les collecteurs des transistors Q'2 et Q3 sont connectes ensemble à l'alimentation régulée 123 dans le circuit régulateur d'inducteur 36 au point de connexion 9. Le circuit émetteur-suiveur formé par les transistors Q'2 et Q3 présente une impédance d'entrée élevée pour le condensateur C21 d'où il résulte que la charge de celui-ci peut être maintenue. Ainsi, tandis qu'au cours de cycles successifs la tension aux bornes du condensateur C18 augmente, il en résulte une sortie accrue du transistor Q3 aux bornes de la résistance de charge R33. Le potentiel au niveau de l'émetteur du transistor Q3 est alors appliqué à une base du transistor unijonction UJ2 par l'intermédiaire d'un circuit de retard ou intégrateur 152. Le circuit 152 comprend un condensateur de filtrage C23 connecté entre l'émetteur du transistor Q3 et le conducteur de masse 150, une résistance R34 connectée entre l'émetteur du transistor Q3 et la base du transistor UJ2 et un condensateur C24 connecté entre cette base et le conducteur de masse 150. Le circuit de retard 152 empêche le déclenchement du transistor UJ2 pendant une durée sélectionnée, par exemple 15 à 20 cycles de la sortie à 60 cycles, de sorte que la coupure ne survient pas en réponse à un démarrage normal du moteur et/ou à des courants transitoires parasites de courte durée. Le transistor UJ2 a sa seconde base connectée au bras mobile 154 d'un potentiomètre R36 dont une extrémité est connectée au conducteur de masse 150 et l'autre à une résistance R38 et par là à l'alimentation régulée 123 par le conducteur 156 et le point de connexion 9. Le potentiel aux bornes du potentiomètre R36 est en outre régulé par une diode Zener Z3 connectée à ses bornes. Le potentiel au niveau du bras 154, tel qu'il est appliqué à la seconde base du transistor UJ2, établit le point de réglage du déclenchement.L'émetteur du transistor UJ2 est connecté à un circuit de commande 158 (figure 3A) par l'intermédiaire d'une diode D40 et d'un conducteur 160. La diode D40 assure la protection du transistor unijonction UJ2 par rapport aux tensions inverses. Comme on l'a noté précédemment, une coupure en réponse à la détection des tensions de niveau élevé survient par actionnement du rupteur thermique CB. Ceci est réalisé par le circuit de commande 158. Un thyristor SCR4 a sa gâchette connectée à la sortie du transistor unijonction UJ2 par l'intermédiaire du conducteur 160. Une résistance R39 et un condensateur C25 (figure 3B) sont connectés depuis le conducteur 160 vers la masse pour éliminer le bruit par filtrage, etc. pour inhiber des déclenchements erronés. L'anode du thyristor SCR4 est connectée aux conducteurs de sortie 81 et 83 par l'intermédiaire de diodes D41 et D42 connectées en inverse, respectivement. La cathode du thyristor SCR4 est connectée au conducteur de masse du dispositif 11 par l'inter médiaire d'une résistance de faible valeur R40, d'un conducteur 162 et du rupteur thermique CB.Une diode D44 est connectée entre la cathode du thyristor SCR4 et un condensateur C26. Une résistance R41 assure la commande de gâchette par l'intermédiaire de la charge sur le condensateur C26 pour maintenir le thyristor SCR4 conducteur jusqu'à ce que le rupteur CB se soit ouvert pour couper l'alternateur 12. Maintenant, dans le cas d'une série de tensions élevées à la sortie indicative d'une condition de courant en anneau excessif, le transistor UJ2 sera déclenché d'où il ré- sulte que la gâchette du circuit du thyristor SCR4 sera actionnée rendant ce thyristor conducteur.Le circuit du thyristor SCR4 assurera maintenant un trajet à basse impédance à partir de la sortie du rupteur thermique CB d'où il résulte que le courant excessif actionnera le rupteur CB d'où il résulte l'ouverture et le désactionnement du circuit excitateur ; ceci coupera alors l'alternateur 12 d'où il résulte qu'aucune tension ne sera produite. On notera que le rupteur thermique CB peut être remis en fonctionnement manuellement. Ainsi, une protection pour des charges inappropriées est assurée par le circuit détecteur de niveau 38. En outre, il est possible qu'un défaut survienne dans la charge de sorte que des pics de tension excessifs pourraient être produits mais que la largeur, la fréquence ou la polarité résultantes des pics à haute tension ne soient pas suffisantes pour actionner le circuit détecteur de niveau de courant en anneau 38. Cet état est traité par le circuit détecteur de niveau thermique 40. I1 faut noter que les pics de tension auxquels on se réfère ne résultent pas d'une mise en anneau (ou bouclage) après commutation mais sont strictement induits par la charge. Le circuit détecteur de niveau thermique 40 fonctionne en relation avec le circuit de gâchette de thyristor SCR4 du circuit de commande 158. Une varistance à oxyde métallique MOV est Bonnec- tée aux bornes de la charge 32 et, ainsi, aux bornes des conducteurs de sortie 81 et 83, et dans le cas de pics de tension au niveau de la charge 32, subira une élévation de température. On notera que la varistance MOV sera actionnée, c'est-à-dire prendra un état de claquage bipolaire, en réponse à des pics de tension normalement supérieurs à ceux subis pendant une mise en anneau de commutation. Une résistance à coefficient de température positif PTC est physiquement liée à la varistance MOV pour répondre à sa température. La résistance PTC a une caractéristique qui est à bas niveau et puis est constante jusqu'à ce qu'une température prédéterminée soit atteinte auquel instant la valeur de la résistance croît brutalement. Ainsi, la résistance PTC assurera une augmentation rapide de température quand la varistance MOV produit suffisamment de chaleur en réponse à un état de défaut de charge. La résistance PTC est connectée par l'une de ses bornes au conducteur de masse du dispositif 150 et par son autre borne à l'alimentation régulée 123 par l'intermédiaire de la résistance R42 et du conducteur 157. Une diode D45 est connectée entre le point de raccordement de la résistance R42 et de la résistance PTC vers la gâchette du thyristor SCR4 par l'intermédiaire du conducteur 160. La résistance R42 et la résistance PTC définissent un circuit diviseur de tension et, quand la résistance PTC est dans son état normal à basse impédance, le potentiel au niveau de la diode D45 et ainsi du niveau de la gâchette du thyristor SCR4 est bas et, ainsi, le thyristor SCR4 ne peut être rendu conducteur. Quand la résistance PTC est actionnée en réponse à des temperatures élevées au niveau de la varistance NOV vers son état résistif élevé, le potentiel au niveau de la diode D45 s'élève à une valeur suffisante pour déclencher la gâchette du thyristor SCR4. Ainsi, ce thyristor SCR4 sera rendu conducteur et actionne le rupteur thermique CB pour ouvrir l'inducteur 20 et couper l'alternateur 12 de la façon exposée précédemment. Ainsi, le détecteur de niveau thermique 40 assure une protection par rapport aux surcharges résultant de défauts de charge. I1 faut noter que l'alternateur 12 sera coupé par le rupteur thermique CB quand le courant d'inducteur dépasse sa capacité nominale pendant une durée choisie et ainsi le rupteur CB assure ra une protection de surcharge supplémentaire pour le cas où le courant de sortie de l'alternateur 12 est excessif, c'est-à-dire en cas de court-circuit, de charge inappropriée, etc. Un condensateur de vitesse C22 est connecté à partir de l'émetteur du transistor Q3 dans le circuit d'échantillonnage-maintien 151 vers la base du transistor Q1 dans le circuit régulateur 36 ; ainsi la vitesse de changement du signal de courant au niveau du transistor Q3 est appliquée au circuit régulateur 36. Avec des moteurs à induction et pour des moteurs synchrones, il existe une tendance, par application de formes d'onde synthétisées dans certaines conditions de charge du moteur, pour que le moteur s' em- balle. L'emballage peut produire une instabilité dans le circuit régùlateur 36 et entraîne également des oscillations indésirables du moteur. Quand le moteur s'emballe, il apparaît plus inductif, c'est-à-dire que le facteur de puissance décroît, d'où il résulte une augmentation du courant en anneau.Ce circuit est détecté par le détecteur de niveau de courant en anneau 38 à des niveaux inférieurs à celui qui entraînerait la coupure de l'alternateur 12. L'amplitude du courant en anneau et ainsi l'inductance et l'amplitude de l'emballement, apparaîtront comme un potentiel au niveau de l'émetteur du transistor Q3, ce potentiel étant renvoyé à la base du transistor Qî dans le circuit de régulateur 36 par l'in termédiaire du condensateur C22. Une augmentation de tension à la base du transistor Q1 accélèrera sa durée de conduction et ainsi le déclenchement du thyristor SCR1 d'où il résulte que le courant d'inducteur diminue. La diminution du courant d'inducteur tend à contrer l'emballement et à stabiliser la vitesse du moteur à induction. On notera que ce qui est détecté ici est la vitesse de charge du courant inductif dans une mise en anneau ou en boucle comme une indication d'un début d'emballement. I1 est prévu une commutation sélective du circuit redresseur d'où il résulte que le redressement est modifié pour fournir une modulation de largeur d'irp'uIsions Sous cet aspect il faut noter que le redressement double alternance réelle prend place seulement quand les trois dispositifs d'état commandé sont conducteurs, c'est-à-dire quand l'onde à huit pics est produite. Ainsi, selon la présente invention, la modulation n'est pas réalisée après redressement, c'est-à-dire à la sortie de l'onde complètement redressée mais plutôt pendant le redressement d'où il résulte que le degré de redressement de phase complète est modifé. Un but est ici de fournir une onde qui simule une onde si nusoîdale et ceci est effectué en sélectionnant le nombre de phases redressées à tout instant. I1 faut noter que la largeur des impulsions formant la sortie pourrait être sélectivement modifiée en fonction des fréquences impliquées, etc. I1 est toutefois important, et ceci s'est avéré avantageux, de réaliser une commutation à la fois au niveau des dispositifs à conduction commandée et de l'inverseur à zéro volt. La tension de sortie est représentée comme d'amplitude constante. En fait, l'amplitude peut varier en fonction de la nature de ia charge, de l'impédance de régulation de l'alternateur 12, etc. Quand on s'est référé ici à une tension de sortie ayant une forme d'onde de tension constante, on entendait que l'onde sinusoidale simulée est assurée par la modulation de la largeur d'u1sion et non pas par des variations d'amplitude de tension. La présente invention n'est pas limitée aux exemples de réalisation qui viennent d'être décrits, elle est au contraire susceptible de variantes et de modifications qui apparaîtront à l'homme de l'art. REVENDICATIONS 1 - Dispositif de conversion d'énergie pour convertir un potentiel de sortie alternatif à haute fréquence en provenance d'un alternateur en une sortie alternative à basse fréquence, monophasée destinée à être appliquée à une charge comprenant un moyen redresseur connecté à la sortie de l'alternateur pour produire une sortie unidirectionnelle, un moyen connecté au moyen redresseur pour commander ce moyen redresseur et fournir plusieurs ondes unidirectionnelles, et un moyen inverseur pour inverser des ondes alternées d'où il résulte que l'on obtient en sortie une onde alternative, caractérisé en ce qu'il comprend en outre un moyen de circuit suppresseur d'arc connecté à la charge pour fournir un trajet de shunt à basse impédance en dérivation du moyen redresseur commandé et du moyen inverseur à un instant présélectionné après chacune des ondes unidirectionnelles. 2 - Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'il comprend en outre un moyen de détection de courant en anneau électriquement connecté à la charge et agissant en réponse à une tension en anneau ayant une pente de montée présélectionnée pour invalider l'alternateur. 3 - Dispositif selon la revendication 2, dans lequel l'alternateur comprend un inducteur et caractérisé en ce que le moyen de détection de courant en anneau invalide l'alternateur en supprimant le champ d'inducteur. 4 - Dispositif selon l'une quelconque des revendications 1 à 3, caractérisé en ce qu'il comprend un moyen de détecteur de pic connecté à la charge et agissant en réponse à l'indication d'un état de tension excessif pour invalider l'alternateur. 5 - Dispositif selon la revendication 4, dans lequel l'alternateur comprend un inducteur et caractérisé en ce que le moyen détecteurdepic invalide l'alternateur en coupant le champ d'inducteur. 6 - Dispositif selon l'une quelconque des revendications 1 à 5, dans lequel la sortie de l'alternateur est commandée par l'intermédiaire d'un champ contrôlable et dans lequel la charge est un moteur à induction ou analogue, caractérisé en ce qu'il comprend des moyens de régulation pouvant fonctionner pour regeler le champ de l'alternateur d'où il résulte que la sortie est redressée et régulée, ce moyen de régulation comprenant un moyen de détection pour déterminer la vitesse de changement d'un courant inductif en anneau en provenance de la charge et pour réduire le champ d'inducteur en réponse à des vitesses de variations élevées d'où il résulte qu'un emballement du moteur à induction est évité. 7 - Dispositif selon l'une quelconque des revendications 1 à 6, caractérisé en ce que les ondes unidirectionnelles ont une fréquence présélectionnée inférieure à la fréquence de sortie alternative à haute fréquence. 8 - Dispositif selon l'une quelconque des revendications 1 à 7, caractérisé en ce que le moyen redresseur est commandé par un moyen de commutateur de commande connecté au moyen de redresseur et en ce que le moyen de commutateur de commande ou le moyen inverseur comprend un moyen de commutateur de circuit pour ouvrir le circuit allant vers la charge, comprenant un ensemble bague/balai pouvant fonctionner au moins à un certain instant pour fournir un circuit ouvert entre le moyen redresseur et la charge. 9 - Dispositif selon la revendication 5, dans lequel le moyen redresseur est commande'par le moyen de commutateur de commande connecté à ce moyen redresseur, le moyen de commutateur de commande ou le moyen inverseur comprenant un moyen de commutateur de circuit pour ouvrir le circuit vers la charge, et caractérisé en ce que le moyen détecteur de pic détecte une tension aux bornes de la charge et ouvre le circuit vers l'inducteur en réponse à des pics de tension d'amplitude présélectionnée. 10 - Dispositif selon l'une des revendications 4, 5 ou 9, caractérisé en ce que le moyen détecteur de pic comprend un dispositif de plaquage connecté aux bornes de la charge et ayant une caractéristique de claquage bipolaire pour effectuer un claquage en réponse à des potentiels d'amplitude élevés présélec tionnés, une résistance à coefficient de température positif, ayant une caractéristique de montée en résistance rapide, étant physiquement connectée au dispositif de claquage et.répondant à l'augmenstation de température du dispositif de. plaquage au cours du claquage pour fournir un changement rapide de résistance, et un moyen d'actionnement agissant en réponse au changement rapide de résistance pour ouvrir l'inducteur et couper l'alternateur. 11 - Dispositif selon la revendication 10, caractérisé en ce qu'il comprend un rupteur actionné thermiquement dans le circuit d'inducteur pour ouvrir ce circuit en réponse à un courant d'inducteur élevé prédéterminé, ledit moyen d'actionnement appliquant un courant au rupteur au-delà dudit courant inducteur élevé en réponse à un changement rapide de résistance d'où il résulte que le circuit d'inducteur est ouvert. 12 - Dispositif selon l'une quelconque des revendications 1 à 11, caractérisé en ce que le moyen de circuit suppresseur d'arc ouvre ledit trajet de shunt avant que le moyen d'inverseur soit inversé pour inverser l'onde unidirectionnelle suivante. 13.- Dispositif selon la revendication 8, caractérisé en ce que le moyen de circuit suppresseur d'arc comprend un premier dispositif à conduction commandée ayant des premières électrodes principales et une première électrode de commande actionnable pour rendre les premières électrodes principales conductrices en réponse à un premier signal de déclenchement, les premières électrodes principales étant situées dans ledit trajet de shunt, d'où il résulte que le trajet de shunt est fermé quand les premières électrodes principales sont conductrices, et ouvert quand les premières électrodes principales sont non conductrices, un moyen de détection détectant l'amplitude du courant à travers l'ensemble bague/balai pour fournir le premier signal de déclenchement quand l'amplitude du courant à travers cet ensemble bague/balais chute, d'où il résulte que les premières électrodes principales sont rendues conductrices et que le trajet de shunt est fermé. 14 - Dispositif selon la revendication 13, caractérisé en ce que le moyen suppresseur d'arc comprend un moyen de commutation actionnable à un état -de commutation pour rendre les premières électrodes principales non conductrices, ce moyen de commutation comprenant de moyens de temporisaiion pour retarder le moyen de commutation d'une durée présélectionnée après que les premières électrodes principales ont été rendues conductrices. 15 - Dispositif selon la revendication 14, caractérisé en ce que le moyen de commutation comprend un second dispositif à conduction contrôlée ayant des secondes électrodes principales et une seconde électrode de commande rendant les secondes électrodes principales conductrices en réponse à un second signal de déclenchement, un premier moyen de circuit reliant les premières et secondes électrodes principales, dans lequel les premières électrodes principales sont rendues non conductrices en réponse au fait que les secondes électrodes principales sont rendues conductrices et dans lequel ledit moyen de temporisation est connecté à la seconde électrode de commande pour fournir le second signal de déclenchement à cette seconde électrode de commande d'où il résulte que les secondes électrodes principales sont rendues conductrices après ladite durée présélectionnée. 16 - Dispositif selon la revendication 15, caractérisé en ce que le moyen de commutation comprend en outre un condensateur et un moyen de circuit de charge pour charger ce condensateur à une charge d'amplitude prédéterminée pour laquelle le second dispositif à conduction commandée est non conducteur et un moyen de circuit de décharge qui comprend les secondes électrodes principales dans lequel la charge sur le condensateur sera appliquée aux premières électrodes principales rendant les premières électrodes principales non-conductrices. 17 - Dispositif selon la revendication 16, caractérisé en ce qu'il comprend un condensateur connecté aux bornes de la charge et du moyen de détection pour détecter l'amplitude d'un courant en anneau à travers le condensateur. 18 - Dispositif selon la revendication 17, caractérisé en ce que le moyen de détection comprend un moyen de circuit de différentiation pour différentier la tension aux bornes du condensateur et fournir un signal ayant une amplitude indicative de l'amplitude du courant en anneau. 19 - Dispositif selon la revendication 18, caractérisé en ce qu'il comprend un rupteur actionné thermiquement dans le circuit d'inducteur actionnable en réponse a un courant d'inducteur d'amplitude prédéterminée pour ouvrir l'inducteur, et un moyen d'actionnement actionnable en réponse au fait que le signal atteint une amplitude indicative du fait que le courant en anneau a atteint son amplitude présélectionnée pour appliquer à ce rupteur un courant d'amplitude prédéterminée quand l'-inducteur est ouvert. 20 - Dispositif selon l'une quelconque des revendications 1 à 19, caractérisé en ce que les ondes unidirectionnelles sont sous forme modulée dans le temps et correspondent à une sinusoïde. 21 - Dispositif selon l'une quelconque des revendicatipns 1 à 20, caractérisé en ce que le potentiel de sortie à' haute fréquence en provenance de l'alternateur est polyphasé. 22 - Dispositif selon la revendication 21, dans lequel le moyen connecté au moyen redresseur comprend trois commutateurs resolveurs, chacun des commutateurs résolveurs pouvant agir sur la sortie redressée de chaque phase pour fournir une sortie redressée modifiée et se déplaçant vers des positions fermées et ouvertes selon une séquence présélectionnée, le premier commutateur étant fermé avant les deux autres pour transmettre la sortie redressée de la première phase, le second commutateur étant formé sensiblement 300 après le premier pour transmettre la sortie redressée de la seconde phase, et le troisième commutateur étant fermé sensiblement 600 après le premier commutateur pour transmettre la sortie redressée de la troisième phase, chacun des commutateurs étant fermé pendant approximativement 900, d'où il résulte que le premier commutateur s'ouvre alors que les second et troisième commutateurs sont fermés, que le second commutateur s'ouvre le troisième commutateur étant fermé, et que le troisième commutateur s'ouvre le premier et le second commutateurs étant ouverts ; le moyen d'inverseur étant connecté aux commutateurs résolveurs et comprenant un commutateur inverseur actionnable pour inverser la polarité d'ondes unidirectionnelles alternées ; chacun des commutateurs résolveurs comprenant une structure de bague et de balai ; le commutateur inverseur comprenant trois structures de balais et une structure de bague ; la structure de bague de résolveur et la structure de bague d'inverseur étant situées sur un rotor commun et les commutateurs résolveurs et le commutateur inverseur étant situé sur un stator commun ; un moyen réducteur reliant le rotor commun à l'alternateur d'où il résulte que ce rotor est entraîné en rotation à une vitesse présélectionnée inférieure à la vitesse de l'alternateur de sorte que la fréquence de la sortie alternative résultante en provenance du moyen d'inversion est à 60 hertz ;; B structure de bague de résolveur comprenant une paire de parties isolantes de résolveur diamétralement isolé, chacun des balais du résolveur étant propre à s'engager avec les parties isolantes et conductrices de ce résolveur, chaque balai de resolveur étant situé électriquement à 300 par rapport à un balai de résolveur adjacent ; la structure de bague d'inverseur comprenant une partie conductrice continue de 3600, électriquement connectée à une première partie conductrice inférieure à 1800 et à une seconde partie conductrice inférieure à 1800 correspondant angulairement et s'étendant de la même façon angulairement que la première partie conductrice, une paire de parties isolantes d'inverseurs située entre les première et seconde parties conductrices et s'étendant angulairement légèrement moins qUa la largeur des balais d'inverseurs associés, d'où il résulte que les première et seconde parties conductrices s'étendent angulairement sensiblement plus que les parties isolantes d'inverseur, deux des balais d'inverseur étant espacés de 1800 pour s'engager successivement avec les première et seconde parties conductrices et les parties isolantes d'inverseur et le troisième balai d'inverseur étant situé pour s'engager avec les parties conductrices continues sur 3600, la seconde partie conductrice inférieure à 1800 étant électriquement connectée aux parties conductrice de résolveur ; le balai du troisième commutateur de résolveur étant adapté a s'engager avec les parties isolantes de résolveur et à ouvrir le circuit avant que lesdits deux balais inverseurs s'engagent avec les parties isolantes d'inverseur et ouvrent le circuit caractérisé en ce que le moyen de circuit suppresseur d'arc connecté à la charge est disposé pour assurer un trajet de shunt à faible impédance en dérivation par rapport au moyen résolveur avant l'ouverture du troisième commutateur résolveur et pour ouvrir le trajet de shunt avant l'ouverture du commutateur inverseur ; ce moyen de circuit suppresseur comprenant un premier dispositif unidirectionnel commandé par un moyen à l-'état solide comprenant un premier circuit principal et un premier circuit de porte, le premier circuit principal étant rendu conducteur en réponse à un premier signal de porte au niveau du premier circuit de porte, un premier moyen détecteur pour détecter un changement de courant dans le troisième commutateur résolveur indicatif d'une condition d'ouverture incidente pour fournir le signal de porte d'où il résulte que le premier circuit principal est rendu conducteur fermant le trajet de shunt, un moyen de temporisation agissant en réponse à la fermeture du premier circuit prindipal pour fournir un second signal après un intervalle de temps présélectionné suivant la fermeture du premier circuit principal, et un moyen de commutation connecté au premier circuit principal pour rendre ce premier circuit principal non conducteur en réponse au second signal, cet intervalle de temps présélectionné ayant une durée sélectionnée s'achevant avant l'ouverture du circuit par les deux premiers balais inverseurs d'où il résulte que le trajet de shunt est ouvert avant l'ouverture des deux balais inverseurs. 23 - Dispositif selon la revendication 21, caractérisé en ce que le moyen de redressement fournit une sortie redressée pour chaque phase selon une séquence temporisée qui produit une sortie redressée modulée en largeur d'impulsions définie par les impulsions unidirectionnelles continu ment répétitives qui forment ces ondes.