La présente invention concerne un circuit amplificateur dont le gain variable, est commandable en tension. Il est connu de réaliser un circuit à gain variable commandable en tension en utilisant un transistor à effet de champ comme élément de résistance dans un réseau qui détermine le gain d'un amplificateur. La résistance du transistor varie en fonction d'une tension de commande fournie à sa grille, et cette variation entraîne la variation du gain du circuit amplificateur global. Un tel circuit présente cependant un inconvénient du fait de la dispersion des valeurs des paramètres d'un lot de transistors supposés identiques. En particulier, la résistance drain-source à tension grille-source nulle, Rdson, et la tension de pincement, Vp, varient d'un transistor à un autre. Il s'ensuit qutil est impossible de prévoir le gain d'une configuration de circuit quelconque pour une tension prédéterminée de commande. L'inconvenient précité est en outre aggravé par le fait que les paramètres des transistors varient avec la température. Pour certaines applications, un tel inconvénient n'est pas très gênant car il existe une boucle de réaction qui permet de faire varier la tension de commande dans la bonne direction jusqu a ce que l'on arrive au gain voulu (une telle boucle de réaction n'est pas forcément électrique : elle peut comporter, par exemple, l'utilisateur du circuit qui règle une touche de commande jusqu'à ce qu'il arrive à l'effet recherché). Toutefois, il existe des applications où l'on exige des caractéristiques de gain reproductibles et independantes des variations des paramètres des éléments réglables. L'invention a pour but de permettre la réalisation d'un circuit amplificateur dont le gain est commandable en tension et dont la caractéristique tension de commande/gain est prédéterminée et indépendante des variations éventuelles des paramètres des éléments individuels commandables en tension. Un autre but visé par l'invention est de fournir un procédé de mise au point d'un circuit amplificateur à gain variable commandable en tension, permettant de compenser les paramètres différents des éléments individuels commandables en tension indépendamment les uns des autres et au niveau de la fabrication du circuit. La présente invention a pour objet un circuit amplificateur à gain variable commandable en tension, présentant une entrée pour un signal incident à amplifier et une entrée de commande pour une tension de commande et comportant un premier amplificateur qui amplifie ledit signal incident, le gain dudit premier amplificateur étant fonction du rapport entre la valeur d'une première résistance et la valeur de la résistance drain-source d'un transistor à effet de champ dont la grille est commandée à partir de ladite tension de commande, ainsi qu'un deuxième amplificateur monté entre ladite entrée de commande et la grille dudit t ransistor, caractérisé en ce que la valeur de la première résistance est ajustable, et est réglée de façon que lorsqu'on applique une tension de commande rnulle, le gain du premier amplificateur est égal à une première valeur prédéter- minée, pour compenser toute différence éventuelle entre la valeur réelle de la résistance drain-source dudit transistor et la valeur prévue pour cette résistance, et en ce que le gain du deuxième amplificateur est ajustable et est réglé de façon que lorsqu'on applique une tension de commande prédéterminée non nulle le gain du premier amplificateur est égal à une deuxième valeur prédéterminée, pour compenser toute différence éventuelle entre la valeur réelle de la tension de pincement dudit transistor et la valeur prévue pour cette tension. La présente invention a également pour objet un procédé de mise au point d'un circuit amplificateur à gain variable commandable en tension, présentant une entrée pour un signal incident à amplifier et une entrée de commande pour une tension de commande, et comportant un premier amplificateur qui amplifie ledit signal incident, le gain dudit premier amplificateur étant fonction du rapport entre la valeur d'une première résistance et la valeur de la résistance drain-source d'un transistor à effet de champ dont la grille est commandée à partir de ladite tension de commande, ainsi qu'un deuxième amplificateur monté entre ladite entrée de commande et la grille dudit transistor, caractérisé en ce qu'il consiste à appliquer une tension de commande nulle, à ajuster alors à une première valeur prédéterminée et au moyen de ladite première résistance le gain dudit premier amplificateur, pour compenser toute différence éventuelle entre la valeur réelle de la résistance à tension de commande nulle dudit transistor et la valeur prévue pour cette résistance, à appliquer ensuite une tension de commande prédéterminée non nulle, et à ajuster alors le gain dudit second amplificateur de façon que le gain dudit premier amplificateur soit égal à une deuxième valeur prédéterminée, pour compenser toute différence éventuelle entre la valeur réelle de la tension de pincement dudit transistor et la valeur prévue pour cette tension. Bien entendu, il faut comprendre que les amplificateurs susmentionnés peuvent éventuellement atténuer un signal sur une partie ou sur la totalité de la plage des gains variables, ctest-à-dire qutil faut considérer un circuit atténuateur à atténuation variable comme un circuit amplificateur à gain variable dont le module du gain est inferieur à l'unité. Trois réalisations de 1'invention vont être décrites ci-après, à titre non limitatif, en se référant au dessin ci-joint dans lequel - la figure 1 est un schéma simplifié d'une première réalisation ; - la figure 2 est un schéma simplifié d'une deuxième réalisation ; - la figure 3 est un schéma plus détaillé d'une troisième réalisation ; Dans la figure 1, une première réalisation d'un circuit amplificateur 10, selon l'invention, a gain variable commandable en tension, comporte une entrée 12 pour un signal incident à amplifier, une entrée 14 pour une tension de commande et une sortie 16 pour délivrer le signal incident amplifié.Le signal appliqué sur l'entrée 12 traverse d'abord un premier amplificateur 20 qui, comme nous le verrons plus loin, a un rôle de compensation en température et traverse ensuite un second amplificateur 30 pour arriver à la sortie 16. L'amplificateur 30 comporte un amplificateur opérationnel 32 dont le gain est déterminé par le rapport entre la valeur d'une résistance réglable 34 et la valeur de la résistance drain-source d'un transistor à effet de champ 36. Cette dernière résistance est commandée par une tension appliquée sur la grille du transistor 36, cette tension étant issue d'un amplificateur 40 recevant en entrée la tension de commande appliquée à ltentree 14. L'amplificateur 40 de tension de commande comporte également un amplificateur opérationnel 42 dont le gain est déterminé par le rapport entre la valeur d'une résistance réglable 44 et la valeur d'une résistance fixe 46. De même, l'amplificateur 20 de compensation en température comporte un amplificateur opérationnel 22 dont le gain est déterminé par le rapport entre la valeur d'une résistance sensible à la température 24 et la valeur d'une résistance fixe 26. Les trois amplificateurs opérationnels 22, 32 et 42 sont montés en amplificateurs inverseurs et ont leur entrée négative en point de masse virtuel. La résistance drain-source du transistor 36, que l'on désignera ci-après par RDS permet de faire varier le gain G de l'amplificateur 30, ce gain G étant égal à -R34/%S. Or, il est connu que où RDSon est la résistance dynamique entre drain source à VGS = 0 > VGS est la tension continue grille source, V est la tension de pincement. p Donc, le gain de l'amplificateur 30 est Les paramètres VDSon et V sont des paramètres dont les valeurs ont p tendance à être assez dispersées d'un transistor à effet de champ à un autre même pour des transistors du même type. Pour assurer des valeurs de gain G reproductibles pour des tensions de commande prédéterminées il faut donc que les différences entre les valeurs réelles de ces paramètres et leurs valeurs nominales soient compensées. Tout circuit amplificateur doit être compenseen fonction de son propre transistor. Dans le montage représenté, on peut non seulement compenser les valeurs de ces deux paramètres, mais on peut les compenser séparément sans que la compensation de-l'une des valeurs ne vienne perturber la compensation de autre valeur.Ceci rend le réglage de compensation rapide, facile et donc moins onéreux à effectuer, Dans une première etape de la compensation on applique une tension de commande nulle à l'entrée 14. Ceci a pour effet d'annuler l'expression relative aux tensions de commande dans la formule 2 qui devient donc - R34 'tDSon On règle alors la résistance ajustable 34 jusqu'à ce que le rapport R34/RDSon devienne égal à une valeur prédéterminée Go. Dans une deuxième étape de la compensation on modifie la tension de commande pour la porter à une valeur déterminée non nulle et suffisamment éloignée de la valeur zéro. La formule donnant le gain peut s'écrire G = -GO (l - VGS ) (4) Vp La tension de commande appliquée à l'entrée 14 étant maintenue à sa nouvelle valeur, on fait varier la valeur de tension de commande effective VGS en faisant varier le gain de l'amplificateur 40 au moyen de la résistance ajustable 44 jusqu'à ce que le gain G, soit.égal à une seconde valeur prédéterminée. Un inconvénient supplémentaire des transistors à effet de champ, outre la grande dispersion de leurs paramètres RDSon et Vp, réside dans le fait que le paramètre RDS varie avec la température. Quand les conditions d'opération sont convenables le coefficient de température de ce paramètre est pratiquement constant et peut donc être compensé en agissant sur l'amplificateur de compensation en température de manière à ce qu'il ait un coefficient de température qui compense celui du transistor.Le gain du circuit amplificateur R24 R34 VGS global entre l'entrée 12 et la sortie 16 étant . (l - ------), R26 RDSon Vp on voit donc que la compensation est assurée quand R24 a le morne coefficient de température que % Son- Dans la réalisation de la figure 2, l'amplificateur 20 de compensation de température a été supprimé, ce qui peut être avantageux si le circuit 10 est employé dans un environnement où la température est contrôlée. Les autres éléments du circuit sont les mêmes que ceux de la figure 1, mais ils sont montés différemment. En particulier, les amplificateurs opérationnels 32 et 42 sont montés de façon à amplifier les signaux appliques sur leur entrée positive. Le transistor 36 et la résistance fixe 46 sont montés entre la masse et l'entree negative de leurs amplificateurs respectifs. Les résistances réglables 34 et 44 sont montées entre les sorties et les entres négatives de leurs amplificateurs respectifs comme vu sur la figure 1. Ce montage diffère légèrement du précédent, en particulier, le gain de l'amplificateur 30 devient G R34 + RDs = R34 + 1 (5) RDs Ceci ne change pas le processus de compensation des variations des paramètres des différents transistors, par contre ce montage ne permet pas le fonctionnement en atténuateur de l'amplificateur 30. Pour des faibles valeurs de gain G (c'est-à-dire quand R34/RDS n1 est pas suffisemment grand pour que lton puisse négliger l'expression +1) ce montage se compense moins bien en température et la plage des gains possibles en fonction de la tension de commande est réduite.Néanmoins, pour certaines applications ces inconvénients peuvent être compensés avantageusement par les avantages de ce montage notamment I'adaptation des impédances ou la suppression d'un inverseur par exemple. La plage de variation de gain réduite de l'amplificateur 40 de tension de commande ne constitue pas une gène car on a normalement besoin d'une plage assez restreinte des gains pour compenser Vp, disons entre 2 et 3. Dans une application particulière de l'invention, un jeu de, par exemple, douze circuits amplificateurs ont un organe commun de commande de gain. Chaque circuit amplificateur du jeu est monté pour amplifier un groupe de voies téléphoniques ayant une fréquence maximum de l'ordre de 100 kRz. L'organe de commande de gain vérifie le niveau de sortie de chacun des circuits amplificateurs a tour de rôle et règle éventuellement le gain d'un circuit jusqu'à ce que son niveau de sortie revienne au niveau nominal. Dans chaque circuit amplificateur, se trouve une mémoire analogique qui mémorise la tension de commande de gain jusqu'au prochain tour de vérification de ce circuit. On comprend bien qu'il est essentiel dans ce montage que tous les circuits amplificateurs aient des réponses identiques à des signaux de commande identiques délivrés par l'organe de commande. Un exemple de circuit amplificateur d'un tel jeu de circuits amplificateurs est représenté plus en détail dans la figure 3. Les amplificateurs 20 et 30 que traverse le signal à amplifier entre l'entrée 12 et la sortie 16 sont construits autour des amplificateurs opérationnels intégrés à haute fréquence 22 et 32 du type LM 318H. L'amplificateur 40 de tension de commande est construit autour d'un amplificateur opérationnel intégré à basse fréquence 42 du type LM 308N. Les composants classiques de stabilisation de ces amplificateurs opérationnel s ne sont pas représentés pour ne pas surcharger la figure.Les amplificateurs 20 et 30 sont montés en amplificateurs inverseurs à impédance d'entrée moyenne tel que représenté dans la figure 1 tandis que l'amplificateur 40 est monté en suiveur de tension à impédance d'entrée élevé tel que représenté dans la figure 2. Le circuit de la figure 3 fonctionne de la même manière que celui de la figure 1, mais il comporte un certain nombre de détails supplémentaires qui assurent un meilleur fonctionnement. Un signal appliqué sur l'entrée 12 traverse un condensateur 13 de 47nF avant d'être appliqué à l'amplificateur 20 de compensation de température. La résistance de contre-réaction 24 (figure 1) de cet amplificateur comporte une thermistance 23 en série avec une résistance 25. La thermistance 23 a une résistance d'environ 1 200fil à température normale et la résistance 25 est de Le . Le but de cette résistance en série est de diminuer le coefficient global de température de l'amplificateur 20 de façon à le rendre égal au coefficient de température du transistor 36. En effet, la thermistance 23 a un coefficient de huit pour mille par degré Celsius tandis que le transistor 36 a un coefficient d'environ six pour mille par degré Celsius. La résistance 26 est de 4ka ce qui donne un gain 3 d'environ - 8 pour l'amplificateur 20 de compensation en température, c est-à-dire 3 que celui-ci fonctionne comme atténuateur. L'entrée positive de l'amplifier cateur opérationnel 22 est reliée à la masse par une résistance 28 de lkfl. La sortie de l'amplificateur 20 est branchée directement à la source du transistor 36, celui-ci étant un transistor à effet de champ à canal négatif du type 2N3966. Un circuit de polarisation 60 qui comporte un condensateur 62 de IOnF monté en série avec une resistance 64 de 1 relie la source à la grille de ce transistor. Ce circuit de polarisation sert à compenser l'effet de non-linéarité qui se produit dans l'amplificateur quand la tension grille source s'écarte de zéro. L'amplificateur 30 a une résistance 34 de contre-réaction dont la valeur est déterminée au niveau de la fabrication. Une possibilité intéressante est de fabriquer le circuit en couches minces, dans ce cas la résistance 34 est tout simplement réglée en fabrication. La résistance RDSon du transistor 36 est de l'ordre de 100 à 200Q et un gain maximum convenable GO pour le circuit entier 10 est d'environ 3. Ceci donne pour la résistance 34 une valeur comprise entre 800 et 1600Q (compte tenu de l'atténuation de l'amplificateur 20). Une valeur de résistance maximale possible bien avant le pincement est de l'ordre de trois fois RDSon ce qui donne un gain minimal convenable G' pour le circuit 10 d'environ 1. Ceci fournit une plage de commande de 10 dB. La sortie de l'amplificateur 30 est branchée à la sortie 16 par l'intçr- médiaire d'un condensateur 15 de 47nF et son entrée positive est reliée à la masse par une résistance 38 de 1K2. L'amplificateur 40 de tension de commande est monté avec une impédance d'entrée élevée pour qu'il ne crée qu'une charge très faible sur une mémoire analogique 50 qui sert à mémoriser la valeur d'une tension de commande appliquée sur l'entrée 14. La mémoire analogique 50 comporte un condensateur mémoire 52 de INF monté en parallèle avec une résistance de fuite 54 de 1OMn. La tension de commande à l'entrée peut varier entre 0 et -2 volts et la tension de pincement V du transistor 36 se trouve entre -4 et -6 volts. Donc p le gain de l'amplificateur 40 doit se trouver entre 2 et 3, ce qui est réalisé par un choix approprié d'une résistance 44 en relation avec la résistance 46 qui est de 10KQ. La méthode pour régler la résistance 44 est la même que celle utilisée pour le réglage de la résistance 34. Une résistance 47 de iORn relie la sortie de l'amplificateur 40 à une diode 45 qui est branchée à la masse et à une résistance 49 de tMn qui est reliée à la grille du transistor, La diode 45 a pour rôle d'empêcher qu'une tension positive ne soit appliquée à la grille du transistor dans le cas d'une éventuelle application d'une tension de commande positive à l'entrée 14, tandis que la résistance 47 sert de charge dans èe eas à l'amplificateur opérationnel 42 pour éviter que dans une telle éventualité l'amplificateur 42 ne se détruise en débitant un çourant trop élevé. Il est évident que plusieurs variations de montage sont possibles sans sortir du cadre de la présente invention. On a déjà parlé des possibilités de construire le circuit entier comme un seul organe par les techniques de couches minces. On peut en outre employer toute autre sorte de transistors à effet de champ. REVENDICATIONS 1/ Circuit amplificateur à gain variable commandable en tension, présentant une entrée pour un signal incident à amplifier et une entrée de commande pour une tension de commande et comportant un premier amplificateur pour amplifier ledit signal incident, le gain dudit premier amplificateur étant fonction du rapport entre la valeur d'une première resistance et la valeur de la resistance drain-source d'un transistor à effet de champ dont la grille est commandée à partir de ladite tension de commande, ainsi qu'un deuxième amplificateur monté entre ladite entre de commande et la grille dudit transistor, caractérisé en ce que la première résistance est ajustable et est réglée de façon que lorsqu'on applique une tension de commande nulle le gain du premier amplificateur est égal à une première valeur prédéterminée, pour compenser toute différence éventuelle entre la valeur réelle de la résistance à tension de commande nulle dudit transistor et la valeur prévue pour cette résistaace, et en ce que le gain du deuxième amplificateur est ajustable et est réglé de façon que lorsque l'on applique une tension de commande prédéterminée non nulle le gain du premier amplificateur est égal à une deuxième valeur prédéterminée pour compenser toute différence éventuelle entre la valeur réelle de la tension de pincement dudit transistor et la valeur prévue pour cette tension. 2/ Circuit amplificateur selon la revendication 1, caractérisé en ce que le signal incident à amplifier est appliqué audit premier amplificateur à travers un troisième amplificateur dont le gain varie en fonction de la température et dont la variation de gain compense la variation de gain du premier amplificateur due au coefficient de température dudit transistor. 3/ Circuit amplificateur selon la revendication 2, caractérisé en ce que le troisième amplificateur comporte une thermistance comne-élément sensible à la température, la thermistance étant montée dans un circuit de réaction qui détermine le gain du troisième amplificateur. 4/ Circuit amplificateur selon l'une des revendications 1 à 3, caractérisé en ce qu'il est fabriqué en couche mince. 5/ Circuit amplificateur selon l'une des revendications 1 à 4, caractérisé en ce que le deuxième amplifieateur à une impédance d'entrée très elevée. 6/ Circuit amplificateur selon la revendication 5 caractérisé en ce que le deuxième amplificateur comporte une mémoire analogique de tension branchée à son entrée. 7/ Ensemble d'amplification muni de circuits amplificateurs selon la revendication 6, caracterise en ce qu'il comporte un organe de commande qui commande successivement les niveaux de sortie des circuits amplificateurs et règle leur niveau de sortie en appliquant des tensions de commande sur leurs memoires analogiques. 8/ Procédé de mise au point d'un circuit amplificateur à gain variable commandable en tension, présentant une entrée pour un signal incident à amplifier et une entrée de commande pour une tension de commande et comportant un premier amplificateur pour amplifier ledit signal incident, le gain dudit premier amplificateur étant fonction du rapport entre la valeur d'une première résistance et la valeur de la résistance drain-source d'un transistor à effet de champ dont la grille est commandée à partir de ladite tension de commande, ainsi qu'un deuxième amplificateur monté entre ladite entrée de commande et la grille dudit transistor caractérisé en ce qu'il consiste à appliquer une tension de commande nulle, à ajuster alors à une première valeur prédéterminée et au moyen de ladite première résistance le gain dudit premier amplificateur, pour compenser toutes différences éventuelles entre la valeur réelle de la résistance drain-source à tension de commande nulle dudit transistor et la valeur prévue pour cette résistance et à appliquer ensuite une tension de commande prédéterminée non nulle, et à ajuster alors le gain dudit second amplificateur de façon que le gain dudit premier amplificateur soit égal à une deuxième valeur prédéterminée, pour compenser toute différence éventuelle entre la valeur réelle de la tension de pincement dudit transistor et la valeur prévue pour cette tension.