La présente invention concerne un amplificateur vidéo à réglage à gain automatique et, plus particulierement, un dispositif de ce type servant à diviser un signal vidéo en parties prédéterminées en vue du traitement séparé des signaux, du réglage de gain d'une partie d'un signal vidéo tout en conservant une seconde partie au gain égal à l'unité, ainsi que de régler la combinaison vidéo du signal de sortie vidéo combiné ainsi produit. I1 est souvent désirable de régler automatiquement un signal vidéo par rapport au niveau des signaux de sortie et d'éliminer ainsi le besoin d'attention de la part de l'opérateur. Il en est ainsi, par exemple, dans l'équipement d'émission de télévision. Bien que des dispositifs de réglage de gain automatique soient en général bien connus dans la technique électronique, et que de tels dispositifs aient déjà été suggérés et/ou utilisés pour régler le gain d'un ou plusieurs signaux vidéo, on ne connatt pas encore ou on n'a pas encore utilisé de dispositif de ce type qui soit capable de régler le gain dtune partie d'un signal vidéo reçu tout en maintenant le gain égal l'unité d'une autre partie et, en meme temps, en ajustant automatiquement la combinaison vidéo pour maintenir de cette façon un signal de sortie vidéo uniforme. Dans le domaine de la télévision, par exemple, il est souvent désirable de prévoir des moyens d'affaiblissement pour le réglage du gain, ainsi que de régler automatiquement le gain entre les pics noirs et les pics blancs vidéo, apparaissant pendant l'exploration active de chaque ligne tout en faisant passer les impulsions de synchronisation et les impulsions de couleurs au gain égal à l'unité pendant l'intervalle de supression. En procédant de cette façon, en même temps que le réglage automatique de la combinaison, il est possible de suivre des films successifs et des émissions en direct ou des retransmissions à partir d'autres réseaux, ainsi que de limiter les signaux à des niveaux précis pour empeXcher une distorsion lorsque le signal vidéo de sortie est envoyé à des enregistreurs à bande et/ou à des lignes de transmission standard.De m8mc, i, est souvent désirable de séparer lus composantes monochromatiques et de couleurs d'un signal vidéo de télévision en couleur pour faciliter le traitement séparé. Une particularité de la présente inv@ntion réside dans le fait que ce dispositif de réglage dc signaux vidéo est particulièrement bien approprié à de t@lles fins. En outre @n n'a trouvé aucun dispositif donnant entière satisfaction pour empêcher automatiquement un@gain excessif dans l'amplificateur , lorsqu'aucun signal vidéo n'est présent. De même, aucun dispositif entièrement acceptable n'a encore été trouvé pour offrir une suppression de faisc@au convenable pour l'échantillonnage positif du signal vidéc à dos instants,prédéter- minés, afin d'assurer 1 contrôle du pic blanc et du pic noir pour obtenir ainsi un réglage approprié dos signaux. L'invention a par conséquent pour buts de fournir - un dispositif d réglage de signaux permettant de régler automatiquement le gain et d'ajuster la combinaison d'un signal vidéo; - un dispositif de réglage des signaux servant à diviser un signal vidéo en composantes prédét@rminées pour faciliter le traitement du signal; - un dispositif de réglage automatique des signaux pour régler le gain d'une partie d'un signal vidéo tout en maintenant l'autre partie au gain égal à l'unité;; - un dispositif d'amplification vidéo à réglage de gain ,automatique, capable d- régler à la fois le gain et la combinaison d'un signal vidéo - un dispositif amplificateur vidéo à réglage de gain automatique capable de divis or un signal vidéo de couleur en composantes monochromatiques et de couleurs;; - un dispositif amplificateur vidéo à réglagc d gain automatique pouv@nt être utilisé avantageusement pour effectuer un réglage de gain automatique de l'exploration vidéo active d'un signal d télévision tout en maintenant l'intervalle au gain crête ou de suppression @@@@@@ egal à l'unité pour régler ainsi le gain video de/ pic blanc et crête ou pic noir , tout en laissant passer des impulsions de synchronisation et des impulsions d@ couleurs au gain égal à l'unité - un dispositif de réglage automatique de signaux vidéo qui maintient un niveau de sortie constant entre le pic blanc et le pic noir sur une large gamme;; - Un dispositif de réglage de gain automatique qui est capable do détecter l'absence de signaux vidéo d'entrée et d'établir un gain égal à l'unité pour empêcher un gain excessif pendant l'absence de ce signal vidéo d'entrée; - un dispositif à réglage de gain automatique dans lequel un signal vidéo est échantillonné à des instants prédéterminés pour assurer un réglage correct@é du signal ;; - un atténuateur perfectionné destiné à un dispositif à réglage de gain automatique.L'invention a plus particulièrement objet @ un dispositif électronique à réglage de gain automatique pour comprenant un circuit d'entrée destinés à recevoir un signal d'entrée circuit de répartition des canaux servant à dS gor un signal reçu par le circuit d'entrée dans un premier et un second canaux des premier et-second circuits de traitement des signaux servant à traiter le signal des premier et second canaux, respectivement, le premier cirduit de traitement@des signaux comprenant des organes servant à faire varier le gain du signal dans le premier can al,un circuit servant à recombiner le signal contenu dans chacun des canaux de manière qu'und partie du signal combiné provienne de chacun des canaux, un circuit de sortie servant à recevoir le signal combiné et un circuit de réaction reliés entre le circuit de sortie et le circuit faisant varier le gain pour régler automatiquement le gain de la partie du signal combiné qui dérive du premier canal. D'autres caractéristiques et avantages de la présente in vention ressortiront de la description détaillée qui va suivre, faite en regard des dessins annexés et donnant à titre explica tif, mais nullement limitatif, des formes de réalisation conformes à l'invention. Sur ces dessins : La figure 1 est un schéma synoptique d'un-dispositif amplificateur vidéo à réglage de gain automatique , conforme à l'invention. les figures 2 à 5 , prises ensemble , forment un schéma synoptique développé du dispositif de l'invention représenté sous la form synoptique réduite sur 1 figure 1. les figures 6 à 17 sont des schémas du dispositif de l'invention, représont.' sous la forme synoptique sur les figures 2 à 5. La figure 18 est un schéma de montage d'une- variante de réalisation d'un atténuateur qui peut être utilisé dans la présente invention. La figurc 19 est un diagramme de forme d'ondes des sorties de chaque paire de transistors contenus dans l'atténuateur de la figure 18 et de la sortie de cet atténuateur considéré dans un intervalle de temps défini entre l'instant qui précède et ltinstant qui suit l'application d'un signal de réglage de l'attésnuateur. La figura 20 est un schéma d montage d'une autre forme de réalisation d'un circuit da division des signaux, qui put ttre utilisé conformément à la présente invention0 En se référant aux dessins annexés sur losquels les mimes chiffres de référence ont été utilisés pour désigner les mêmes détails, 20 désigne dans son ensemble le dispositif amplificateur vidéo à réglage de gain automatique de la présente invention, qui est représenté sur le schéma synoptique réduit de la figure 1. Un signal vidéo dtontrée , qui peut être, par exemple, un signal de télévision ayant des impulsions de synchronisation et éventuellement des impulsions de couleurs sur la partie de suppression et une information d message sur la partie d'exploration active , comme ccla est bien connu en pratique, est amené par un conducteur 21 aux circuits d'ampli@ication vidéo t de répartition entre les canaux, désignés sur la figure 1 par la référence 22. Bes circuits d'amplification vidéo et de répartition entre les canaux sont utilisés pour amplifier le signal d'entrée et pour répartir ce signal entre deux canaux désignés sur la figure 1 par "A" et "B" le signal vidéo du canal A, qui est utilisé pour l'isolement, est envoyé par l'intormédiairo d'un élément de retard 23 au groupe d'amplification et de rétablissement d courant continu 24, le signal étant maintenu au gain égal à l'unité Le signal vidéo du canal B, au contraire, est envoyé par un circuit d'atténuation et de compensation 25 au groupe dampli- fication et de retablissement de courant continu 26, le signal ayant un gain net qu'on peut faire varier d'environ + 8 décibels, ce gain étant réglé par un signal de réglage de gain automatique appliqué à l'atténuateur comm décrit ci-après. Comme le montre le mieux la figure 1, les signaux de sortie des groupes d'amplification et de rétablissement de courant continu 24 et 26 sont envcyés au combinateur 27 où les signaux sont combinés, amplifiés par des amplificateurs 28, et ls signaux de sortie vidéo combinés sont couplés depuis le dispositif sur le conducteur 29. be combina tour 27 eet commandé par la commande 30, iaquelle est commandée, quant à elle, par un circuit de minutage 31, de sorte que le signal vidéo du canal A est transmis pendant l'intervalle de suppression, tandis que le signal vidéo du canal B est transmis pendant la période restante, qui est la période de vidéo actif. Etant donné que le niveau du signal vidéo dL- canal A est au gain égal à l'unité, des impulsions de synchronisation et de couleurs sont transmises au gain égal à l'unité, tandis que le signal vidéo apparaissant pendant la phase vidéo active est commandé dans le canal B. Un réglage de gai automatique est assuré par réaction au moyen du groupe de détection de pic blanc et de pic noir et d'amplification 32 (qui reçoit également une entrée provenant du circuit de minutage 31) couplé par l'intermédiaire du commutateur 33 avec le circuit d'atténuation et de comparaison 25, et le signal vidéo du canal B est réglé à l'amplitude appropriée pour acquérir le niveau de signal vidéo du pic blanc au pic noir. Le réglage de combinaison vidéo est assuré par réaction au moyen du groupe de détection de combinaison et d'amplification 34, qui reçoit de mme une entrée provenant du circuit de minutage 31. Des sorties (e courant continu provenant du groupe de détection de combinaison et d'amplification 34 sont envoyées aux groupes d'amplification et de rétablissement 24 et 26 pour produire une tension de réglage de courant continu symétrique servent à fixer ou repérer las signaux vidéo du canal A et du canal B à des niveaux de courant continu différents, de sorte que le signal de sortie combiné a donc z1 degré de combinaison plus ou moins grand, suivant la tension de référence de courant continu qui est appliquée.En outre, une sortie est envoyée de la borne 35 aux grou- pes d'amplification et ce rétablissement de courant continu 24 et 26, la borne 35 recevant un signal du circuit de miitage 31. Un signal de sortie vidéo provenant du groupe 22 d'amplification vidéo et de répartition entre les canaux, est également envoyé au groupe de réglage d'affaLb1isement 36, qui regle le commutateur 33 de sorte que lorsque le signal vidéo d'entrée s'affaiblit en dessous d'un seuil prédéterminé, le commutateur 33 est actionné pour connecter le circuit d'atténuation et de compensation 25 au groupe 37 à gain unité préréglé. Ceci a pour effet que le canal B a un gain égal à l'unité, chaque fois qu'aucun signal vidéo d'entrée n'est présent et offre une protec- tion contre un bC2in excessif dans le dispositif. En se référant de nouveau au schéma synoptique développé dos figures 2 à 5, le signal vidéo d'entrée sur lo conduteur @ est appliqué ì l'amplificateur différentiel 40 des circuit 22 d'amplification vidéo et de répartition entre canal (figur 1. Après que 1c- signal a été amplifié, il est appliqué à @' - à charge d'émetteur 41. Le signal de sortie de l'élémeift d'émetteur 41 cst recyclé r l'amplificateur différentiel 4C, de sorte qu'on utilise un amplificateur du type à réaction. Gn pré- voit un générateur de courant continu 42 pour remplacer - résistance d'émetteur communément associée avec un amplificateur @if. férentiel. Le gain global de cet amplificateur est d'environ @ décibels, soit un gain de tension de 2,5. ta sortie de l'élément à charge d'émetteur 41 est ppliquée à plusieurs circuits, comme représenté sur la figure 2. Le premier de ces signaux vidéo de sortie est appliqué à à l'élément charge d'émetteur 44. te niveau de tension à ce point a été divisé de sorte qu' il sc trouve approximativement au même niveau que 1 signal vidéo d'entrée sur le conducteur 21. La sortie de l'élément a charge d'émetteur 44 est ensuite appliquée au réseau ce retard 23. Ce réseau de retard est conçu de manière que le retord de temps dans le canal A soit égal au retard de temps dans le canal vidéo B.La sortie du réseau de retard 23 est appliquée à l'amplificateur différentiel 46 du circuit d'amplification et de rétablis- sement de courant continu 24. te second signal de sortie de l'élément à charg d'émetteur 41 est appliqué à l'élément d'atténuation 48 dénommé "raysistor". Cet atténuateur 2 une gamme d'atténuation approximative Ce O 15 décibels. ta sertie du circuit atténuateur 48 est ensuite appliquée à l'élément à cliarge d'émetteur 49 et, de là,à l'amplifi- cateur différentiel 51 du circuit 26 d'amplification et de réta- blissement de courant comtinu. Ce signal vidéo est identifié comme étant le si signal vidéo AGC'D relatif au canal B. tel niver-- ou l'amplitude du ce signal vidéo varie d'environ +8 à -8 décibels par rapport au signal vidéo d'entrée sur le conducteur 21. De préférence, des moyens de réglage (non représentés) peuvent être montés er un lieu accessible pour limiter la gamme dynamique du circuit d'atténuation à une valeur inférieure à + ou - 8 décibels. 'ta troisième sortie de l'élément à charge d'émetteur 41 est appliquée au réseau de compensation 53 qui assure que le retard de temps de l'atténuateur 48 soit constant à tous les niveaux d'atténuation. Be réglage ou la variation de l'atténuateur 48 est assuré au moyen d'une tension de courant continu appliquée à l'atténuateur par l'intermédiaire d'un amplificateur 55 qui est utilisé pour régler le courant traversant le filament de l'atténuateur. La gamme de la tension de courant continu d'entrée appliquée à ce filament varie d'environ + 7 à + 12 volts de courant continu. La tension de courant continu de + 12 volts correspond à l'atténuation maximale et la tension de courant continu de + 7 volts correspond à l'atténuation minimale, c'est-à-dire le signal vidéo de sortie maximal. La quatrième sortie de l'élément à charge d'émetteur 41 est appliquée à l'amplificateur 57. Cet amplificateur a un gain de tension d'environ trois. 'ta sortie de cet amplificateur est envoyée par le conducteur 58 à 11 élément à charge d'émetteur 59 du circuit de minutage 31 et au déclencheur 61 du groupe de réglage d'affaiblissement 36, cette sortie étant identifiée comme étant la sortie vidéo à niveau élevé, ayant un niveau de sortie ayant dix fois le niveau de tension du signal vidéo d'entrée, La sortie du circuit du déclenchement en 61 est ensuite appliquée au circuit détecteur d'affaiblissement 62.Le circuit de déclenchement 61 est utilisé pour faire passer le signal vidéo entier ou pour supprimer tous signaux d'essai d'intervalle verticaux qui peuvent être présents. Be circuit de détection d'affaiblissement 62 comprend un circuit détecteur pic-àpic et un circuit déclencheur de Schmidt (non représenté sur la figure 2).Ces circuits sont utilisés pour détecter un niveau affaiblissement : noir vidéo. W-rmalement, (en l'absence de tout signal vidéo) la tension de courant continu du détecteur est à peu près nulle , et le déclencheur de Schmidt se trouve dans un état tel qu'une sortie de tension de courant continu est fournie. lorsque le niveau vidéo s'élève au point que le déclencheur de Schmidt soit déclenché, la sortie de tension de courant continu est interrompue de sorte que le dispositif à réglage de gain automatique peut entrer en fonctionnement normal.Au cas où le niveau vidéo tombe en dessous d'un certain niveau ou d'un certain seuil , le déclencheur de Schmidt est ramené par déclenchement à sont état initial, de sorte qu'unie sortie de tension du courant continu est une fois de plus fournie pour interrompre le réglage de gain automatique normal et passer sur le gain égal à l'urlité. On peut faire varier le niveau du seuil de ce déclencheur de Schmidt pour choisir le seuil entre les limites d'environ 0,2 volt et environ 1 volt (vidéo-pic-à-pic) au moyen d'un potentiomètre (non représenté) monté en un endroit accessible. La sortie de tension de réglage de courant continu est envoyée par l'intermédiaire de l'amplificateur à courant continu 63 au circuit à relais 64, ce circuit réglant-la lampe d'affaiblissement 65 et le commutateur 33. Le signal vidéo envoyé à l'amplificateur différentiel 46 est acheminé depuis cet amplificateur vers l'élément à charge d'émetteur 67. I1 existe un chemin à réaction allant de l'élément à charge- d'émetteur 67 à l'amplificateur différentiel 46, qui limite le gain de tension à un facteur d'environ 2 et fournit également une faible impédance de sortie. Be signal vidéo est ensuite envoyé par l'intermédiaire du condensateur 68 à l'élément à charge d'émetteur 69. Ce dernier fournit un signal de sortie vidéo sur le conducteur 70, ayant une faible impédance de sortie. Un circuit régénérateur de composante continue 72 est prévu entre le condensateur 68 et ltélément à charge d'émetteur 69. Ce circuit comprend un élément à charge d'émetteur 73 qui se comporte comme un amplificateur d'isolement. La sortie de l'élément à charge d'émetteur 73 est envoyéqra un réseau de déclenchement périodique à diode 74 dont la porte est ouverte au moyen d'une impulsion de déclenchement provenant de l'amplifi- cateur d'impulsions 75. Le minutage de cette impulsion d'entrée (sur le conducteur 76) est tel que cette impulsion apparaisse immédiatement après l'impulsion de synchronisation,-ctest-à-dire pendant l'intervalle de palier arrière.Le réseau de déclenchement à diode 74 fournit une sortie de courant continu qui est équivalente au niveau de courant-continu du palier arrière vidéo, ce signal de courant continu étant envoyé à l'amplificateur à courant continu 78. La scconde entrée de courant continu de l'amplificateur à courant contìnu 78 se trouve sur le conducteur 79 et est une tension de référence (réglage de combinaison) qui est d'environ 6 volts. L'amplificateur à courant continu 78 compare les deux entrées de courant continu-et fournit-une tension d'erreur de courant continu qui est envoyé@ par l'inter- mdiaire de l'élément à charge d'émetteur 80 à un générateur de courant continu 81.Ce courant est appliqué au côté droit du condensataur 68 et présente une -oolarité appropriée, qui peut annuler ou soustraire toute déviation de basse fréquence ou ronflemoeft de 60 périodes, pouvant exister dans le signal vidéo. Le circuit agit en continu pendant tout l'intervalle de lignes pour annuler toutes composantes étrangères, plutôt que pendant un intervalle très bref, comme c'est le cas des circuits clas- siques de fixation de niveau à action rapide. Le canal B est analogue au canal A et fonctionne de la même façon. La sortie de l'amplificateur différentiel 51 est envoyée, par l'intermédiaire de l'élément à charge d'émetteur 83 du con densateur 84 et de l'élément à charge d'émetteur 85, au conduc teur 86. Le circuit de régénération de composante continue 88, de la même manière, comprend un élément à charge d'émetteur 89, une porte 9C, un amplificateur d'impulsions 91 (recevant une im pulsion sur le conducteur 92), un amplificateur à courant continu 92 (recevant une tension de réglage de combinaison de courant continu sur le conducteur 94), un élément à charge d'émetteur 95 et un générateur de circuit à courant continu 96. Dans le cas du canal A, un séparateur 98 (recevant une entrée sur le conducteur 99) est utilisé pour séparer les pics blancs, tandis que dans le cas du canal B, un séparateur 100 (recevant une entrez sur le conducteur 101) est utilisé pour n'effectuer la sapera tien que pendant l'intervalle de suppression au moyen d'unc porte de tension. Les signaux vidéo, sur le conducteur 70, provenant du canal A et, sur le conducteur 86, provenant du canal B, sont envoyés par l'intermédiaire des éléments à charge d'émetteur 104 et 105, respectivement, au déclencheur périodique à diode ou combinateur 27. Ce déclencheur est actionné de telle ma nière qu'il permette e passage soit du signal vidéo sur le canal A, soit du signal video sur le canal B. La sortie du circuit de déclenchemnt périodique à diode 27 est appliquée a l'amplificateur différentiel 107, auquel est relié un générateur (e courant continu 108 pour remplacer la résistance émetteur classique communément utilisée dans un amplificateur différentiel. La sortie de l'amplificateur différentiel 107 est envoyée à l'amplificateur de sortie 110. La sortie de l'amplificateur 110 est renvoyée à l'amplificateur différentiel 107 pour réduire au minimum 1 distorsion et pour produire une faible impédane--: de sortie de l'amplificateur vidéo. Des moyens sont prévus pour inclur@ le signal de synchronisation sur @ conduct@ur 111 et le signal de sorti@ vidéo est envoyé depuis l'emplificateur sur l@ conducteur 112. La sortis du générat ur de port@ 114, envoyé@ nu combinateur 27, détermine si l@ signal vidéo qui apparaît sur l'amplificateur de sortie 110 @st c@lui du c@nal A ou celui du canal B. L'entrée du déclench@ur périodique (sur le conducteur 115) est tout d'abord appliquée à la diode tunnel 116. La sortie de diode tunnel est appliqués à l'amplificat@ur à courant continu 117, dont la sortie est commutée sur l@ générat@ur de porte 114. Ce circuit est analogue à un multi-vibrateur , en ce sens que les portes de serti du circuit sont d polarité mutuellement opposée .Ceci assur@ que,lorsque l@ canal A est ouvert par déclenchement périodique, l@ canal B est fermé et vic@ versa. Sous ce rapport, les circuits-portes à diode@ agissant réellement comme un commutateur à deux directions à un s ul pôle, le bras mobile du r@lais étant commuté entre vide A et vidéo B et 1 sorti; du bras mobile étant appliquée au circuit de l'amplificateur différentiel.Les éléments 114, 116 et 117 agissait donc en tant qu'armature pour ce commutateur à doux diroctions à un soul pôle, du type relais. Et@nt donné que l'impulsion de déclenchemont , appliquée sur l@ conducteur 115 est en réalité une suppression composite, le signal vidéo du canal A est transmis pendant l'intervalle de suppr@ssion, tandis que le signal vidéc du canal B est transmis à tous ljs autres instants. Le signal de sortie vidéo sur le conduct@ur 112 (lequel signal doit avoir une amplitude normals, à ce stade, d'environ 2 volts pic-à-pic pour un signal vidéo composite et un@ amplitude d'environ 1,4 volt@ pic-à-pic pour un signal vidéo non composite) est envoyé par l'intermédiair d'un filtre passe bas ut d'un élément de réglage de gain 120 à l'amplificateur 121 qui a un gain de tension d'environ 7 et qui a une impédance de sortie relativement faible . @ Trois circuits détect.urs à déclonchem@nt périodique 123 , 124 et 125 sont utilisés pour trouver et établir le niv@au de cour@nt continu de pic blanc vidéo actif , le nivenu de courant continu de pic noir vidéo actif et le niveau de courant continu de suppression vidéc , respectivement. Le détecteur à décl@nche- ment périodique 123, utilisé pour détect r le niveau de courant continu de pic blanc vidéc actif, est excité au moyen d'une impulsion de déclenchement périodique positif de 52 microsecondes, qui est appliquée sur le conducteur 126.Ce circuit detitecteur à déclenchement périodique 123 supprime tous les autres signaux vidéo étrangers, excepté les pics blancs qui apparaissont pendant la phase active de la ligne vidéo. La sortie du circuit détecteur à déclenchement périodique est une tension de courant conti- nu qui est appliquée au réseau R-C 128. Le circuit détecteur à déclenchement périodique 124 est utilisé pour détecter ou établir le niveau de courant continu de pic noir vidéo actif. Ce circuit de détection est excité au moyen d'une impulsion de déclenchement négatif de 48 microsecondes, qui est appliquée sur le conducteur 129. Cette impulsion de déclenchement de 48 microsecondes ne se produit que pendant le balayage vidéo actif ; elle ne se produit pas pendant la période de suppression de la trame. La sortie du circuit détecteur 124 est une tension de courant continu qui est envoyée au réseau R-C 130. Te circuit détecteur à déclenchement périodique 125 est utilisé pour détecter le niveau de courant continu de suppression vidéo. Pour permettre à ce détecteur de ne détecter que le niveau de courant continu équivalant à la suppression vidéo, une impulsion de déclenchement périodique positive de 8 microsecondes donne est appliquée sur le conducteur 131. Etant/que cette impulsion de déclenchement positive de 8 microsecondes ne se produit que pendant la période de suppression de ligne, les pics vidéo qui apparaissent pendant la phase active de ligne vidéo sont en circuit ouvert, de sorte qu'ils n'exercent aucun effet sur le détecteur. La sortie de courant continu du détracteur à déclenchement périodique 125 est envoyée au réseau R-C 132. La tension dc sortie du réseau R-C 130 est appliquée à l'élément à charge d'émetteur 135, et la tension de courant continu provenant du réseau R-C 1-32 est appliquée à l'élément à charge d'émetteur 136. La tension de sortie de courant continu de l'élément à charge ("emetteur 135 est ensuite envoyée par l'intermédiaire Cu circuit 137 d'élimination des phénomènes transitoires à l'amplificateur dif2-érentiel 138. Ensuite, la tension de sorti de courant continu de l'élément à charge d'émetteur 136 est acheminée noumènes transitoires et appliquée à l'autre côté de l'amplificateur différentiel 138. les tensions de courant continu appliquées à l'amplificateur différentiel 138 correspondent au niveau de courant continu du pic noir vidéo actif et au niveau de courant continu du signal dc suppression vidéo actif. Le courant appliqué à l'amplificateur différentiel est fourni par le générateur de courant continu 139. Ceci permet à l'amplificateur différentiel d'opérer sur une large gamme de tensions dynamiques, mais sans affecter les courants do sortie. En d'autres termes, l'amplificateur différentiel a un grand rapport d'élimination vis-à-vis de toutes tensions entrée de mode courant. les tensions de sortie de l'amplificateur différentiel sont appliquées par l'intermédiaire d'éléments à charge d'émetteurs 140 et 141 à des conducteurs 94 et 143, respectivement. Ces deux tensions sont appliquées en tant que tension d référence de courant continu à des circuits de régénération de composante continue 72 et 88 pour lûs signaux vidéo de canal d et B respectivement, et elles règlent donc la combinaison du signal vidéo. L'amplificateur différentiel 145 est utilisé pour fournir un signal d'erreur destiné à l'atténuateur 48. La tension de courant continu provenant du réseau R-C 128 est appliquée à l'amplificateur différentiel 145, comme l'est la tension de courant connu qui provient de l'élément à charge d'émetteur 135. Ces deux tensions de courant continu appliquées à l'amplificateur différentiel représentent le niveau de courant continu du signal de pic blanc vidéo et le niveau de courant continu du signal dc pic noir vidéo actif.Le signal de sortie de l'amplificateur d-ifféren 145 est appliqué par l'intermédiaire du combinateur 33, de l'élé- ment à charge d'émetteur 147, du conducteur 148, et de l'ampli- ficateur 55, au réseau d'atténuation 48 dans le canal B. Le réseau à constante de temps 149 offre cinq constantes de temps à réglage de gain automatique possibles qui peuvent entre choisies en vue du fonctionnement optimal de l'amplificateur à réglage de gain automatique. flans le cas d'un niveau d'affaiblissement vers lc noir, le détecteur d'affaiblissement 62 détectc cet affaiblissement au moyen d'un circuit à seuil ou d'un déclencheur da Scbmidt. Lorsque ce déclencheur de Schmidt est excité, un signal de courant continu est fourni par l'intermédiaire de l'amplificateur 67 au relais 64, comme décrit ci-apres. I;i est également possible, si on le désir, de faire dériver une tension de courant continu appliquée à l'amplificateur différentiel 138, de l'élément à charge d'émetteur 136 pour maintenir ale tension de combinaison spécifique pondant une plias vidéo éo d'affaiblissement vers le noir. Cette tension de combinaison spécifique peut être réglée au moyen d'un potentiomètre, de sorte qu'elle pont être ajustée depuis zéro jusqu'à environ 10 pour cent, pour s'adapter à diverses conditions de travail. Le eireuit de minutage 31 dépend, pour le minutage de base, d'un oscillateur d'ondes sinusoïdales de 31,5 kilocycles, désigné par 152. On peut faire varier la fréquence de cet oscillateur d'environ -+ 10 pour cent, au moyen d'un circuit modulateur a tube de réactance 157. La sortie de signaux de l'oscillateur d'ondes sinusoïdales de 31,5 kilocycles 152 est découplée et appliquée à un ficateur écrêteur micrologique à deux étages 154. Cet amplificateur à deux étages amplifie l'onde sinusoïdale et lui donne une forme carrée, de sorte qu'une onde carrée cte 31,5 kilocycles est disponibls. Ce signal d'one carrée est appliqué au conducteur 155 , de même qu'il est appliqué ru multivibrateur micrologique à bascule de division par deux, désigné par 156, qui change d'état lors de lii transition dans le sens négatif du signal d'entrée seulement.La transition dans 1 sens positif du signal d'entre n'exerce aucun effet. L résultat net est quelle onc carrée de 15,75 kilocyclos est ongendréesur chacune des deux bornes dc sortie dont l'une est relié à un multivibrateur monostable de 11 mierosecondes, désigné par 157, dont la sortie est utilise en tant que signal de suppression de lignes inversé , et l'autre sortie est reliée au multivibrateur monostable micro logique 158. Une troisième sortie du diviseur 156 est également mie onde carrée de 15,75 kilocycles qui est appliqués à un multivibrateur à retard 160. Le but de ce multivibrateur à retard t d'engendrer un retard qu'on peut faire varier au moyen d'un potentiomètre (non représenté sur la figure 4) entre 1,5 et 3,5 microsecondes. L'impulsion de sortie de ce multivibrateur à retard est appliquée ci un multivibrateur mono stable 161. La sortie du multivibrateur 161 est une impulsion de déclenchement de 25 microsecondes qui est produite à un rythme de répétition de 15,75 kilocycles. Cette impulsion de déclenchement est ensuite appliquée au discriminateur de temps 162. L'autre entrée de signaux du discriminateur de temps est obtenue à partir de l'amplificateur inverseur 163, qui fournit une impulsion mise en relation avec la partie synchro nisée sur le signal vidéo d'entrée par l'intermédiaire d%i multi- vibrateur monostable 158. Le signal vidéo d'entrée composite est appliqué à l'élément à charge d'émetteur 59. Le signal y est transformé en un signal de faible impédance nécessaire pour faire fonctionner le circuit d'écrêtage 165 des impulsions de synchronisation. Etant donné que le signal d'entrée vidéo appliqué à l'élément à charge d'émetteur 59 peut varier d'environ 5 à 20 volts pic à pic, 1 st nécessaire de f@ire varier la tension dc polarisation de courant continu fournie par l'écrêteur d'impulsions de synchronisation 165 pour produire un éerêtage optimal de ces impulsions dans cette large gamme dynamique.Cette fonction est assumée par le générateur de courant de polarisation 166, qui détecte le signal vidéo pic à pic et fait varier le courant de polarisation continu appliqué à l'écrêteur d'impulsions de synchronisation pour compen- set les variations cl'amplitude u signal d'entrée vidéo. La sortie du circuti d'écrêtage 165 des impulsions de synchronisation est appliqué@ à l'amplificateur inverseur 168, dont la sortie ast mie sortie de synchronisation composite qui est appliquée au conducteur 169. L'autre sortie de l'écrêteur 165 ds impulsions de synchronisation cet appliqua-o au multivibra- teur monosable micrologique de 2 microsecondes, désigné par 158, qui est déclonché par le front d'onde. Il existe également un second signal d'entrée appliqué au multivibrateur 158, obtenu à partir du diviseur 156, signal qui est utilisé pour supprimer des impulsions alternées pendant l'intervalle de sup pression vertical afin d'@mpêcher le multivibrateur monostable de 2 microsecondes de se déclencher à un rythme double de celui des lignes. La sortie d'impulsions de 2 sierosecondes du multivibrateur 158 est e@suite appliquée par l'intermédiaire du circuit amplificateur d'impulsions 163 au diseriminateur de temps 162. C@ dernier compare le minutage du signal de suppression de lignes inversé avec le front d'onde de l'impulsion de synchronisation sur le signal vidéo ct produit mi signal d'erreur d sortie @ de courant continu qui est envoyé par l'intermédiaire de l'élément à charge d'émet171 au modulateur 153 à tube de réactance pour corriger la fréquence de l'onde sinusoïdale de 31,5 kilocycles. L'impulsion de rythme de 31,5 kilocycles est appliquée au circuit mierologique ae division pour 2 ,174, puis la sortie de ce circuit 174 est appliquée au circuit de division par 2, 175, dont la sortie cst appliquée au circuit de division par 2, 176, et ainsi de suite, en passant par les circuits de division par 2, 177, 178, 179, 180, 181, 182 et 183. Chacun de ces circuits micrologiques fonctionne comme compteur binaire de division par 2. Il y a également lieu de remarquer que d'autes formes d'ondes ou impulsions de déclenchement sont prélevées à ces compteurs micrologiques de division par deux et appliquées à des circuits -portes binaires à deux entrées 184 et 185. L'impulsion de rythme de 31,5 kilocycles qui est en réalité une onde carrée, fournit la synchronisation de lignes pour la channe de compteurs. Toutefois, pour permettre une synchronisa- tion de tr@mes, l'impulsion de synchronisation composite provenant du conduct eur 159 est utilisée pour prérégler toute la chatne de circuits micrologiques ce division par 2 @Le signal de synchronisation composite est appliqué au circuit intégrateur inverseur 188. Ce circuit détecte l'arrivée de l' impulsion de synchronisation verticale et déclenche le multivibrateur mono stable 189.Le front d'onde du multiplicateur monostable est différentié et cst utilisé comme impulsion de préréglage devenant positive. Cette impulsion de préréglage devenant positive apparaît à peu près 15 microsecondes après le front d'onde de l'impulsion de sync ronisation est acheminée ar l'élément à charge d'émetteur 190 puis elle est appliquée auxeircuits micrologiques de division par 2 , 174 à 183 ; ceci a pour effet de régler ces dits circuits de comptage à une condition initiale. près 3 'impulsion ce préréglage, les circuits microlo- giques de divisi@n par 2 commencent leur compte à rebours binairs normal qui se poursuit jusqu'à l'impulsion préréglé@ suivante, qui sera déclonchéc par l'impulsion de synchronisation verticale suivante. Pour déterminer le moment ou la période d suppression de trames verticale doit se terminer, on utilise le circuit - porte micrologique et de suppression verticale 185. Si on le désire, on peut utiliser des cibles de connexion facultatifs, comme repre- senté en traits interrompus sur la figure 4. Sur ce schéma synoptique, les cibles facultatifs sont connectés pour un intervalle de suppression de 21 lignes, qui est représenté par les traits pleins situés entre les points de connexion facultatifs.Les lignes de connexion en traits interrompus indiquent le:schéma de montage nécessaire pour d'autres intervalles de suppression de lignes Le circuit - porte 185 n'engendre un signal que lorsque les signaux de déclenchement d1entrée appliqués aux trois entrées sont tous simultanément au niveau réduit ou zéro digital. Lorsque ces trois signaux d'entrée tendent tous vers le zéro digital, tous les transistors internes du circuit 185 sont polarisés en dessous de la coupure, de sorte qu'un signal devenant positif est engendré au niveau des collecteurs. Ce degré positif est appliqué au circuit multivibrateur bistable micrologique de suppression de trames 186.Pour détecter l'instant où la période de suppression de trames verticale doit commencer, on utilise un circuit - porte micrologique de suppression verticale d'origine, désigné par 184. iLe circuit 184 nécessite quatre signaux de déclenchement d'entrée. Lorsque ces quatre signaux de déclenchement d'entrée tendent tous vers le zéro digital (niveau réduit) simultanément, une tension devenant positive est engendrée. Cette tension positive est ensuite appliquée au circuit micrologique multivibrateur bistable 186. En examinant le fonctionnement du circuit à -ce stade de la descriptlon, on constate que le multivibrateur bistable de suppression de trames 186 est déclenché dans un état par-un signal qui dérive du circuit 184 et dans l'état opposé par un signal qui dérive du circuit 185. La sortie di circuit micrologique 186 est couplée avec le circuti -porte micrologique 188' ce suppression de trames et de suppression de lignes . Il y- a lieu de remar quer que cette forme d'onde est en réalité une suppression de trames inversée ceci revient à dire que la suppression-de- trames est un déclenche- ment dans le sens positif.Le circuit 188' a également un seconde signal qui lui est appliqué par le multivibrateur monostable 157. Ce second signal est un signal de suppression de lignes inversé. I signal de suppression de ligies inversé et le signal de suppression de trames inversé sont ensuite additionnés dans le circuit 188'. Par conséquent, la sortie du circuit 188' devient un signal de suppression composite qui est donc un signal devonant négatif identique au signal de suppression composite normal, excepté que l'amplitude est d'environ 2 volts ou légbrement inférieuro.En outre, la largeur de suppression de trames est do 17, 21 ou 23 lignes, en fonction des chables dc connexion utilises. Ce signal est appliqué depuis le eircuit 188' sur le conducteur 190'. L'amplificateur 192 est utilisé en tant qu'@mplificateur pour le signal de synchronisation provenant du conducteur 169. La sortie de l'amplificateur 192 est un signal de synchronisa- tion inversé qui est appliqué au réseau à retard de 0,05 microseconde 193.La sortie du réseau à retard est ensuite différentiée et utilisée pour déclencher le multivibrateur monostable 194.Ce multivibrateur se déclonche sur la queue d'onde de l'impulsion de synchronisation,de sorte qu'une impulsion de déclenchement de 3 microsecondes est engendrée pendant la durée de l'intervalle de alier arrière de la forme d'onde vidéo.La sortie du multivi- brateur est ensuite appliquée à l'élément à charge d'émetteur 195, où elle est transformée à une faible impédance,puis décou- plée en tant que signal de fixation de niveau sur les conducteurs 76 et 92.L'amplificateur 192 fournit également un second signal de sortie qui est le même que 1 signal d'ontrée de synchronisation initial. Ce signal est appliqué au réscau intégra teur 197 de même qu'à l'amplificateur 198. En outre, en complétant un fil de câblage facultatif (non représenté) on peut coupler le signal de synchronisation avec la sortie de synchronisation, où il est utilisé pour étirer le signal de synchronisation à la forme d'onde vidéo d'entrée. On utilise également un sccond signal de suppression @'entréc. Ce signal est introduit sur le conducteur d'entrée 200 et est amplifié et inversé par l'amplificateur d'im lion 2'O- . Le signal dc suppression inversé est en- suite appliqué à l'élément à charge d'émetteur 202.L'étalon d'écrôtage 203 reçoit un signal de référence à courant c@rtinu par le conducteur 143.Cet étalon d'écrôtage 203 est utilise @n t nt que limiteur ou derêteur positif , e m nière que 1 sortie de l'élement à charge d'émetteur 202 apparaisse comme un signal de suppression inversé écrêté, excepté que l'intervalle de suppression de lignes est plus long d'environ 1 microseconde que le signal de suppression initial. L@ partie positive de cette forme d'onde est écrêtée au nive u de courant continu spécifique qui est déterminé par l'etalon d'écrêtage 203 et 1. tension de fixation de niveau de courant continu couplée sur le conducteur 143. Le signal de synchronisation composite sortant de l'amplificateur 192 est @ppliqué @u réseau intégrateur 197. Ce réseau développe une sortie devenant négative peu après l'entrée de l'impulsion de synchronisation verticale. Cette impulsion négative est utilise nour déclencher un multivibrateur monostable 205. La sortie de c-- multivibrateur est une impulsion devenant positive qui dure approximativement pendant l'intervalle de suppression vertical restant. L@ forme d'onde est ensuite appliquée à l'élé- ment à charge d'émetteur 206 par l'intermédiaire du conducteur 207 R elle y est comparée à un niveau ce courant continu spéci- figue, puis elle sort sur le conducteur 208 pour âtre utilisé comme écrêteur de blanc vidéo sur le canal A.L'impulsion positive qui apparaît pendant l'intervalle de suppression vertical. (signaux verticaux d'@@trée) permet de faire posser tous les signaux VITS à tr@vers ce canal s@ns @ucun écrêtage (ou autres distorsions). L'élément à charge d'émetteur 209 est utilisé de telle manière que la tension de sortiesoit comparée à la tension de fixation de nive@u de courant continu qui apparaît sur le conduc- teur 143. Ce potentiel de courant continu , qui réside sur le con @ucteur 99 , est applique @u canal A pour écreter l'impulsion de synchronisation n niveau e courant continu désire Un signal de sortie supplémentaire ou signal de déclenchementd'intervalle vertical, est engendré par le multivibrateur monostable 205, excepté que l'amplitude est d'environ 2 volts pic-à-pic.Ce signal sort sur le conducteur 211 vers le déclencheur périodique 61 de l'amplificateur à réglage de gain automatique. Il y a lieu de remarquer que trois de ces sorties sont comparées au niveau de courant continu spécifique qui est appliqué par l'intermédiaire du conducteur 143. Ce niveau est comparé à l'inten- tion de courant continu du palier arrière vidéo apparaissant à la sortie vidéo. Pendant le fonctionnement normal, le niveau de courant continu du palier. arrière vidéo se déplace en montant et en descendant, à mesure que l'étalon de courant continu se déplace de la même façon. Ceci permet aux signaux utilisés pour lécrêtage de se déplacer d'une manière analogue; ainsi, les formes d'onde sont toujours écrêtées par comparaison avec le niveau de courant continu du palier arrière. Le signal de suppression composite sur le conducteur 190' est appliqué au circuit inverseur amplificateur 214. Cet amplificateur fournit deux signaux de sortie. Le premier signal ou signal de suppression composite est appliqué auxconducteurs 115 et 200, et le second signal cu signal de suppression inversé, est appliqué aux organes à retard 215 et 216 de l'amplificateur et à l'inverseur 217. L'élément à retard 215 de l'amplificateur est utilisé pour fournir un retard d'environ 1,5 microseconde, et il est ensuite utilisé pour déclencher un multivibrateur monostable 218. La sortie dc ce multivibrateur monostable est ensuite appliquée au conducteur 131. Ce signal et un c-.-;mal de déclenchement positif de 8 microsecondes qui apparat vendant la période de suppression de ligne. La forme d'onde de suppression inversée est également appliquée à l'élément dc retard d1amplificateur 216 qui est utilisé pour engendrer un retard d'environ 2 microsecondes, puis pour fournir une impulsion de déclenchement au multivibrateur monostable 220.La sortie de ce multivibrateur monostable est fournie au conducteur 129. Cette forme d'onde t un partie de déclenchement né native de 48 microsecondes qui n'apparaît os pendant la phase active de la ligne video. Cette orme d'onde c-t interrompue pendant l'intervalle de suppression vertical de même que pendant une ou deux lignes après. En outre, la forme d'onde de suppression inversée est couplée à l'amplificateur inverseur-217. La sortie de l'inverseur 217 e-t fournie au conducteur 126. Cette forme d'onde est une sortie de déclenchement positive de 52 microsecondes qui apparat pendant la phase active de- la ligne video. Le câble de connexion facultatif permet a l'opérateur d'inclure ou-de rejeter des signaux d'essai d'intervalle vertical dans l'enveloppe de réglage de gain; automatique.Lorsque le cible est connecté, les signaux d'essai d'intervallc vertical nc s'ont pas inclus dans l'enveloppe de réglage dc gain automatique. inversement, lorsqu'un signal continu ou signal de sortie de déclenchement de courant continu est appliqué de cette façon, les détecteurs du circuit de détection à déclenchement périodique détecte les pics blancs de l'image vidéo active de meme que le signal VITS. Un second signal d'entrée ou signal de déclenchement d'intervalle vertical sur le conducteur 211, est envoyé à la porte d'inhibition 222 au moyen d'un cible de connexion facultatif. Ce signal est ensuite appliqué à ltélément de retard d'amplificateur 216. Lorsque ce cible facultatif est connecté, le multivibrateur monostable 220 est inhibé ou découplé pendant toute la période de suppression de trame, de sorte qu'aucune impulsion de sortie-n'est engendrée avant que le balayage vidéo actif ne commence. Ceci permet au circuit de détection à déclenchement périodique de ne détecter que les pics noirs vidéo apparaissant pendant la phase d'image active, et de rejeter les noirs video qui apparaissent pendant la durée des signaux VITS. Un signal de synchronisation composite fourni par l'amplificateur 192 est appliqué par l'intermédiaire des amplificateurs 198 et 225 et du conducteur 111 à l'amplificateur de sortie 110. Les amplificateurs 198 et 225 se comportent comme un circuit du type filtre limiteur, de sorte que le temps de montée et le temps de chute des impulsions de synchronisation sont accentuées ou élevées. La sortie de l'amplificateur 225 est une forte impédance de sortie et ne doit pas modifier notablement l'impédanc-e de sortie de l'équi- pement sur lequel l'amplificateur est utilise. Les figures 6 à 19 sont des représentations schématiques dc la présente invention. Ces chémas ne seront décrit ci-aprè3 que dans la mesure que l'on jugera appropriée pour une compréhension de la présente invention. Le signal vidco d'entrée sur le conducteur 21 est applique c la base du transistor 265. Le signal est ensuite envoyé depuis l'émetteur du transistor 265 à l'émetteur du transistor 267 et amplifié sans inversion dans le collecteur du transistor 267. Lorsque ce processus est terminé, le signal est appliqué à l'élément à charge d'émetteur 41. Le trajet d réaction dans l'amplificateur pour le signal video va du diviseur de tension, composé de résistances 31G et 314, en passant par une diode de Zener 281 et un condensateur 228, et par une diode 282, vers la base du transistor 267.Le rapport de division de tension déterminé par les résistances 310 et 314 décide de l'amplitude du signal de réaction , et par conséquent du gain global du circuit d'amplification. Normalement, le gain de tension de l'amplificateur à réaction est égal à environ trois fois le signal d'entrée. En plus d'offrir le gain de tension, l'amplificateur fournit également uneimpédance de sertie relativement basse, de l'ordre de quelques ohms. En vue de produire une fluetua- tion de tension relativement grande sans distorsion sévère, la résistance d'émetteur courante normalement utilisée dans l'amplifica- teur différentiel a été remplacée par un générateur de courant continu 42, avec les éléments de circuit associes.Un condensateur variab-le 235 incorporé dans cet amplificateur est utilisé pour régler la réponse optimale ou une réponse de vadéofréquence relativement plate. Le signal vidéo apparaissant à la jonction des résistances 310 et 314 sot par la résistance en série 349 et est appliqué à lélé- ment à chaque d'émetteur 44. Ce signal est ensuite retardé de plusieurs nanosecondes au moyen d'une ligne à retard 23 composé de bobines d'induction 261 et 262 et de condensateurs 250 et 251. Des résistances 313 et 352 sont utilisées pour terminer la ligne à retard de méme que pour régler le retard avec précision à la valeur désirée. Le signal sort ensuite par la résistance 350. Le signal vidéo provenant de 11 émetteur du transistor 41 est ensuite couplé par l'intermédiaire de la bobine d'induction 255 et de l'élément de signalisation d'un "raysistor" 48, et envoyé à la base de l'élément à charge d'émetteur 49. Depuis l'émetteur du transistor 49, le signal sort ensuite par le condensateur 240 et la résistance 317. Il y a lieu de remarquer que l'élément de signalisation du "raysistor" est shunté par le potentiomètre 32G, la bobine d'induction 263, ot la résistance en série 322.Ce réseau de shuntag e est utilisé pour limiter l'atténuation maximale que le "raysister" peut offrir au signal vidéo. Normalement, le "raysistor" est capable de permettre une atténuation allant jusqu'à 15 décibels. Toutefois, cette atténuation maximale peut entre réduite de plusieurs décibels par le réglage du potentiomètre 320. Etant donné que l'amplificateur produit un ffi;ain d'environ 8 décibels et que le "raysistor" offre -une atténuation d'environ 15 décibels, l'atténuation nette entre le signal d'entrée vidéo et le signal de sortie vidéo peut être de l'ordre de 7 décibels.Le réglage du potentiométre 320 limite par conséquent cette gamme d'atténuation nette 1 ou 2 décibels, si on le désire. Pour produire un retard de signal uniforme aux bornes du circuit d'atténuation du type dénommé "raysistor" quelle que soit l'atténuation spécifique, on utilise un réseau de compensation 53 composé d'un transistor 273 et des éléments de circuit associés. 'te signal vidéo apparaissant sur l'émetteur du transistor 41 est appliqué par l'intermédiaire de la résistance en série 302 à la base du transistor 273. A cet endroit, le signal est inversé et atténué. Le signal de sortie sur le collecteur du transistor 273 est ensuite couplé par l'intermédiaire du condensateur variable 236 et de la résistance en série 330, et appliqué à la base de l'élément à charge d'émetteur 49.Le circuit compense ou produit l'annulation de la montée de haute fréquence provoquée par @ l'atténuateur du type "raysistor". Après un ajustement con-set-du condensateur 236, le retard ou décalage de phase de la sousportouse de couleur doit être constant pour divers réglages d'atténuation de l'élément du type 'raysistor". L'atténuation vidéo offerte par l'atténuateur est ajustée au moyen du courant continu circulant dans l'élément de réglage, oui est réglé quant à lui au moyen d'un amplificateur à courant continu composé de transistors 275 et 268. La tension de réglage de courant continu est appliquée par l'intermédiaire de la résistance 329 à la base du transistor 268. Normalement, cette tension varie depuis environ +7 volts de courant continu à environ +12 volts de courant continu. Dans le transistor 268, la tension est amplifiée et inversée puis appliquée par l'intermédiaire des résistances 323 et 331 à la base du transistor 275.Il y a lieu de remarquer que la résistance 334 du circuit de l'émetteur du transistor 268 est en réalité une résistance du type à variation automatique ou "varistor", c'està-dire qu'un varistor est une résistance non linéaire dont la valeur diminue à mesure que la tension aux bornes de la résistance augmente. Ce varistor est utilisé pour compenser les caractéristiques non linéaires de l'atténuateur. Un transistor 275 est utilisé à titre d'inverseur-amplifieateur de puissance à courant continu. L courant du collecteur venant du transistor 275 traverse le potentiomètre 321 et la résistance 327 en passant par l'élément de réglage du "raysistor". Le fonctionnement du circuit interne au "raysistor" est de nature telle qu'une augmentation du couiant de réglage provoque une diminution de l'atténuation.Par exemple, si l'on suppose qu'une tension négative de courant continu est appliquée point par point, une augmentation du courant qui circule dans le collecteur du transistor 268 est provoquée et une tension positive est appliquée point par point à la base du transistor 275. Ceci provoque de nouveau une augmentation du courant du collecteur du transistor 275. Une augmentation du courant circulant dans l'élément de réglage du "raysistor" offre une plus faible atténuation, de sorte que la sortie d'amplitude vidéo augmente en amplitude. En d'autres termes, lorsqu'une tension de courant continu de +7 velte est appliquée, la sortie d'amplitude vidéo est maximale, tandis que lorsqu'un courant continu de T12 volts est appliqué, la sortie d'amplitude vidéo est minimale. Un potentiomètre 321 est utilisé pour limiter le courant de réglage circulant dans le "raysistor" et limite par conséquent la sortie d'amplitude du signal vidéo. Normalement, le gain net du circuit est de l'ordre de 7 à 8 décibels. Toutefois, si le poten tiomètre 334 est réglé à la résistance maximale, ce gain net est de 11 ordre de 1 2 décibels.La résistance 327 est choisie typiquement pour assurer que le gain maximal soit limité à environ 1 décibel lorsque le potentiomètre @u panneau 321 occupe la position extrême en sens @nverse de celui de aiguilles d'une montre. Ceci permet à l'opérateur d de préregler ou de limiter le gain net depuis environ +1 décibel . un maximum de +8 décibels, par réglage du potentiomètre. En outre, une @ésistance 326 est utilisée pour limitar l'atténuation nette manimale entre le signal d'entrée vidéo et le signal de sortie h une atténuation maximale d'environ 8 décibela, le potentiomètre 32Q étant placé dans la position maximale er; sens inverse de celui des aiguilles d'une montre. Ceci permet à l'opétateur de prérégler ou de limiter l'atténuation nette à une valeur d'environ 1 décibel à une atténuation maximale de 8 décibels. Be signal vidéo de émetteur du transistor 41 est également appliqué à la résistance 298 et à la base du transistor 269. Les transistors 269 et 272 sont utilisés à titre d'amplificateurs vidéo sans inversion avec un gain de tension nominal d'environ 3,5. L'une des sorties vidéo de cet amplificateur est couplée par l'intermé- diaire de la résistance 318. Normalement, la sortie de niveau vidéo, en ce point, doit etre égale à environ dix fois l'amplitude du signal vidéo d'entrée. Un circuit de détection d'affaiblissement vers le noir vidéo détecté le moment où le signal vidéo s'affaiblit en dessous d'un niveau préréglé et excite les circuits appropriés pour ramener l'amplificateur à réglage de gain automatique au gain égal à l'unité. Cette fonction est accomplie en appliquant le signal vidéo du collecteur du transistor 272 à la résistance 311, au condensateur 242, à la diode 284, puis par l'intermédiaire de l'élément à charge d'émetteur 276, au détecteur à diode 288. Un transistor 270 est utilisé en tant que générateur de courant continu qui fournit un courant continu par l'intermédiaire de la diode 284 et de la résistance 296. Ce signal de courant continu passant par la diode 284 constitue alors un trajet pour le signal vidéo allant du condensateur 242, par l'intermédiaire de la diode 284, à la base du transistor 276 qui est utilisé en tant qu'élément à charge d'émetteur. Une diode 287 est utilisée en tant que circuit de fixation de~niveau à diode de sorte que les crêtes de synchronisation ou la partie la plus négative du signal vidéo sont fixées au potentiel de la terre. Par conséquent, le signal vidéo est envoyé comme courant continu par l'intermédiaire de la diode 284 et du transistor 276 à la diode 288, où les pics positifs sont détectés et le condensateur 245 est chargé jusqu'à ce niveau vidéo maximal. La tension de courant continu réel fournie aux bornes du condensateur 245 doit être égale à environ dix fois le signal vidéo d'entrée d'un pic à l'autre. L'inclusion ou le rejet dè signaux VlDS dans l'enveloppe de réglage de gain automatique est rendue possible au moyen de bornes et d'un cible de connexion facultatif. Lorsque ce cible facultatif est connecté, le signal de déclenchement d'intervalle- vertical positif est appliqué au circuit-porte vidéo composé du transistor 27G et de la diode 284. trormalement, le transistor 270 conduit du courant en continu, de sorte que tous les signaux sont appliqués au transistor 276 et à la diode 288 (tant les signaux vidéo actifs que les signaux VITS).Lorsque le signal de déclenchement d'intervalle vertical est appliqué à la base du transistor 270, le générateur de courant continu devient polarisé pour se mettre hors circuit, de sorte qusuLl courant continu ne circule pas 5 travers la diode 284 et la résistance 296. Lorsque ceci se produit, la diodo 284 est en circuit ouvert, de sorte qu'aucun signal vidéo n'est transmis.Etant donné que le signal de déclenchement d'intervalle vertical apparaît pendant le même intervalle que la suppression de trame, tous les signaux VITS apparaissant pendant cet intervalle sont bloqués par le circuit-porte qui vient d'8tre décrit, Lorsque le câble de connexion facultatif est omis, le générateur de courant continu 270 est polarisé dans le sens conducteur à tous instants par des diodes 285 et 286, et par la résistance 341; le courant du collecteur circulant à travers la diode 284 passe donc en continu. C'est pourquoi tous les signaux vidéo et VITS sont appliqués au détecteur 288. On utilise un circuit déclencheur de Schmidt comprenant des transistors 277 et 278 pour détecter le niveau de courant continu mémorisé sur le détecteur 288 et le condensateur 245. Si l'on suppose que le signal vidéo s'est affaibli au niveau de la terre, la tension de courant continu appliquée au condensateur 245 se trouve à peu près à la terre, c'est-à-dire un courant continu nul. le transistor 277 est polarisé dans le sens du blocage. Un courant continu circule à travers la résistance 345 depuis l'émetteur vers le collecteur du transistor 278 et sort par la résistance 312. Ce courant continu excite le relais 64, de sorte que l'amplificateur à réglage de gain automatique est placé sur le fonctionnement au gain égal à l'unité.Lorsque l'amplitude vidéo augmente, la tension de courant continu aux bornes du condensateur 245 augmente de sorte que le courant circulant à travers la résistance 345 est décalée du transistor 278 au transistor 277. Ceci bloque le courant du collecteur du transistor 278 vers la résistance 312. Le relais approprié devient désexcité et permet à l'amplificateur à réglage de gain automatique de passer au fonctionnement de réglage rie gain automatique normal. Be potentiomètre 353 permet à l'opérateur de prérégler ou de choisir le seuil désiré auquel l'amplificateur à réglage de gain automatique passe en tonctlonr.ement de réglage de gain automatique normal ou est ramené au gain égal à l'unité. Le signal vidéo d'entrée de l'élément å retard 23 est envoyé par l'in-termédiaire de la résistance 411 et du condensateur 361 à la base du transistor 401 (figure 7). Le signal vidéo y est couplé depuis l'émetteur du transistor 401 jusqu'à l'émetteur du transistor 402, comme dans le. cas C-e l'amplificateur diférentiel classique. Le signal vidéo est amplifié par le transistor 402. Le collecteur du transistor 402 est couplé à la base de l'élément à charge d'émetteur 405 (désigné par 67 sur le schéma-synoptique de la figure 2). Une réaction à la base du transistor 402 est obtenue au moyen d'une diode de Zener 389 qui retourne au potentiometre 426. Ce montage du circuit permet donc aux transistors 401, 402 et 405 de se comporter comme un amplificateur ayant une forte impédance d!entrée et une faible impédance de sortie et un gain de tension d'environ 2. On peut régler le gain précis en faisant varier le potentiomètre 426. Un potentiomètre 417 prévu dans le circuit de base du transistor 401 est utilisé pour centrer l'amplificateur différentiel au milieu de sa gamme dynamique. Le signal vidéo de l'émetteur du transistor 405 est ensuite envoyé par l'intermédiaire du condensateur 377 à la base de l'élément à charge d'émetteur 408 (désigné par 69 sur le schéma synoptique de la figure 2). Il y a lieu de remarquer que le signal vidéo nXa pas été inversé dans le premier amplificateur. L'émetteur du transistor 408 constitue alors une source de signaux vidéo de sortie de faible impédance. Le circuit régénérateur de composante continue est en réalité un couplage réaction à courant continu. Ce circuit se compose du transistor 403, du circuit-porte à diodes 390, 391, 392 et 393, et des transistors 404, 409 et 407. Le transistor 40o est utilisé pour pulser le circuit-porte. Le tonctionnement du circuit du ispositif à réaction a courant continu est le suivant le signal vidéo apparaissant sur le côté droit du condensateur 777 (désigné par 68 sur le schéma synoptique de la figure 2) est envoyé par l'intermédiaire de la résistance 412 à la base de l'élément à charge d'émetteur 4G3. le signal vidéo apparaissant sur l'émetteur du transistor 403 est ensuite envoyé au circuit-porte à diodes qui se compose de diodes 390, 391, 392 et 393. L'impulsion de couleur, si elle est présente, est retenu au moyen du circuit résonnant parallèle composé de la bobine d'induction 399 et du condensateur 378, accorde à 3,58 mégacycles. Immédiatement après l'impulsion de synchronisation, une impulsion devenant positive est appliquée à la borne 5. Cette impulsion de fixation de niveau est appliquée à la- base du transistor 406 qui est utilisé pour commander le primaire du transformateur 445, La polarité des enroulements sècondaires du transformateur est telle qu'une impulsion positive apparaisse sur la borne i 3 et qu'une impulsion devenant négative apparaisse sur la borne N0 6, sur le transformateur d'impulsion.L'application simultanée de ces deux impulsions provoque le passage d'un courant de glande intensité à travers les diodes 390 et 391 sur un c8té de la porte à diodes et à travers les diodes 392 et 393 sur l'autre côté de cette porte. Etant donné qu'un courant de forte intensité circule à travers toutes les diodes, il existe à présent un trajet de conduction allant de la bobine d'induction d'arrêt à résonance parallèle 399 et du con densateur 378 à la base du transistor 404. Ce trajet n'existe que pendant la durée de l'impulsion de fixation de niveau ou (en d'autres termes) seulement pendant la durée du palier arrière de la ligne vidéo. A tous les autres instants, il s'agit d'un circuit de forte impédance ou circuit ouvert. Su moyen de ce circuit-porte, le niveau de courant continu du palier arrière vidéo est ensuite mémorisé sur les condensateurs 381 et 38C et également appliqué à la base du transistor 404. Un courant continu de référence est appliqué à la borne 12. Ce courant de référence est couplé au moyen de la résistance 434 et envoyé à 11 émetteur du transistor 404, qui se comporte alors comme un amplificateur à courant continu. 'te collecteur du transistor 404 est relié 5 la base du transistor 409 et à la résistance 22. Un condensateur 386 et utilisé pour enlever pa filtrage toute composante de haute fréquence ou toutes impulsions d circuit du collecteur du transistor 404. Le signal est ensuite couplé depuis l'émetteur du transistor 409 et envoyé à l'émetteur du transistor 407. Le transistor 407 est utilisé à titre de générateur de courant continu, car il possède une très forte impédance de collecteur. Le courant provenant du collecteur du transistor 407 circule ensuite vers le cet droit du condensateur 377* Une résistance 429 est utilisée à titre de circuit de décharge pour le condensateur 377, de sorte que le ceté droit du condensateur 377 se décharge dans le sens devenant négatif. Si l'on suppose qu'un certain signal d'erreur est introduit dans le système à réaction (en supposant que le niveau de palier arrière vidéo sur le côté droit du condensateur 377 se soit décalé vers le haut), ce signal est alors envoyé à la base du transistor 403; depuis l'émetteur du transistor 403, il est échantillonné par le circuit-porte à diodes, et une charge est emmagasinée sur les condensateurs 381 et 380, ce qui produit une variation de courant continu devenant positive.Ce signal de courant continu devenant positif produit alors une plus grande conduction du transistor 404 qui fait passer un courant supplémentaire à travers la résistance 422 et fait venir un courant de base supplémentaire du transistor 409. la polarité de ce signal d'erreur à la base du transistor 409 apparais, par conséquent comme une tension devenant négative. Etant donné que le transistor 409 est un transistor de conductivité du type PIiP, 11 émetteur se décale aussi dans le sens devenant négatif. Etant donné que ce signal est envoyé directement à l'émetteur du transistor 407 qui se comporte comme un amplificateur à courant continu à base commune, il est polarisé dans le sens du blocage ou faible courant de collecteur. Le courant qui circule à travers la résistance 429 vers la barre omnibus de -14 volts décharge alors le côté droit du condensateur 377, de sorte qu'il dérive dans le sens négatif pour ramener le niveau de courant continu du palier arrière dans l'alignement correct. En raison des réseaux d'intégration de la base du transistor 404, la correction du dispositif asservi se produit sur une ligne entière, plumet que dans une seule impulsion de courte durée.La présence ou l'absence d'une impulsion de couleur sur le palier arrière ne doit influencer d'aucune façon le système à réaction, car la bobine d'induction 399 et le condensateur 378 se comportent comme un piège parallèle, à la fréquence de l'impulsion de couleur. Par suite des tensions de polarisation de courant continu des transistors 403, 404 et 408, le niveau de courant continu du palier arrière vidéo, comme on peut le voir au point 3 sur la borne de sortie, est d'environ +2 volts par rapport à la référence de fixation de niveau de courant continu, au point 12. I'impulsion de fixation de niveau apparaissant au point 5 a une durée d'environ 3 microsecondes et apparaît immédiatement après la queue d'onde de ltimpulsion de synchronisation.Pendant l'intervalle de suppression vertical, cette impulsion apparat immédiatement après chaque impulsion d'égalisation ou chaque créneau de 1' impulsion de synchronisation verticale, de sorte qu'elle apparaît ,i une fréquence double de la fréquence par ligne. De même, pendant cet intervalle de sup- pression verticale, la largeur de cette impulsion de fixation de niveau est raccourcie jusqu'à une durée-d'environ 2 microsecondes. La diode 395 du canal A est utilisée pour écrêter les pics blancs vidéo pendant la phase active de la ligne vidéo, mais elle laisse passer les signaux VITS sans aucun écretage. Cette action est accomplie en appliquant une tension de courant continu au point 4. Pendant la période de suppression verticale, cette tension de courant continu est pulsée dans le sens positif pour empêcher l'é- cr8tage des signaux VITS. Si l'impulsion de synchronisation est étirée, on doit ajouter un circuit facultatif, et si cette impulsion de synchronisation étirée doit être écrêtée, on utilise alors la diode 396. La tension de courant continu au point 7 est réglée de manière à offrir l'amplitude de synchronisation optimale. Le canal vidéo B est analogue au canal A, excepté que la diode 396 n'est pas utilisée et que la polarité de la diode 395 est inversée de telle manière qu'elle puisse être utilisée pour écrêter des pics négatifs pendant l'intervalle de suppression. Une forme d'onde ressemblant à la suppression inversée est appliquée au pois 4. En conséquence, la suppression, l'impulsion de couleur ét l'impulsion de synchronisation sont écrêtées, mais l'information de chromaticité en-dessous du niveau de suppression ne l'est pas. Il y a lieu de remarquer que ces circuits ecreteurs dans les canaux vidéo A et 3 ne produisent pas de distorsion vidéo au niveau de la sortie vidéo, car la suppression, l'impulsion de couleur et l'impulsion de synchronisation sont choisies sur le canal A, tandis que le signal vidéo actif est choisi sur le canal B. Le signal vidéo provenant du canal A est envoyé à l'élément à charge d t émetteur 104 par l'intermédiaire du point 3, comme représenté sur la figure 9. Ce signal vidéo est couplé en courant continu, de telle manière que le niveau de noir ou "palier arrière" soit à environ -4 volts de courant continu. De mamie, le signal vidéo provenant du canal 7z est envoyé à l'élément à charge d'émetteur 105 en passant par le point 14 comme représenté sur la figure 9. Lorsque la porte est fermée pour le canal vidéo A, un signai vidéo progresse depuis le point 3 jusqu'à la base du transistor 499, en passant par l'élément à charge d'émetteur 104, les diodes 476 et 478, et la résistance 518.Cette porte est fermée par application d'une tension positive à la résistance 516 depuis le collecteur du transistor 506. Cette porte permet le passage d'un courant continu depuis le transistor 104, par l'intermédiaire de la diode 476 et de la résistance 516, vess le collecteur du transistor 506 d'un co-té de la porte, et-, de l'autre c8té de cette dernière, un courant continu circule à travers les résistances 519 et 518 et la diode 478, et passe par la résistance 516 au collecteur du transistor 506. Etant donné que les diodes 476 et 478 sont toutes deux conductrices, il existe un trajet de faible impédance qui va du transistor 104 à la base du transistor 499, de sortc que le signal vidéo passe facilement du transistor 104 à la base du transistor 499. Le signal vidéo venant du canal B, qui est appliqué au point 14 et au transistor 105, est placé en circuit ouvert au moyen de la porte à diodes 477 et 479. Etant donné que le courant du collecteur du transistor 505 est bloqué, il ne passe pas de courant à travers les diodes 477 et 'L79; par conséquent, elles présentent une forte impédance ou un circuit ouvert @u signal vidéo du canal B.Lorsque le signal approprié est appliqué au canal de déclenchement, les signaux de déclenchement appliqués par l'intermédiaire des résistances 516 et 517 subirent une inversion de polarité, de sorte que les diodes 476 et 478 sont non conductrices, ce qui a pour effet que le signal vidéo du canal A est en circuit ouvert. Etant donné que les diodes 477 et 479 sont à présent conductrices, le signal vidéo du canal 3 est appliqué à la base du transistor 499. Le signal vidéo provenant de la base du transistor 499 est ensuite transformé à une faible impédance au niveau de l'émetteur du transistor 499 et couplé à l'émetteur du transistor 500 au moyen d'un réseau composé de résistance 520 et 522 et d'un condensateur 460. Le signal vidéo amplifié qui apperatt sur le collecteur du transistor 500 est ensuite envoyé à la base du transistor 502 par l'intermédiaire de la résistance 579 et du condensateur 467. Le signal vidéo de sortie apparaît ensuite au niveau de l'émetteur du transistor 502.Un signal vidéo inversé apparatt au niveau du collecteur du transistor 502 et est ensuite appliqué à la base du transistor 503, de sorte que les transistors 505 et 504 agissent de manière symétrique pour former un amplificateur de très faible impédance de sortie. Un signal de réaction de courant continu est appliqué à la base du transistor 499 par l'intermédiaire des résistances 532 et 528, et du potentiomètre 529. Un trajet de réaction de courant alternatif est alimenté par des condensateurs 468 et 469 et une résistance (potentiomètre) 531, depuis les bornes de sortie vidéo. 'te potentiomètre 531 est utilisé pour régler une inclinaison minimale de 60 cycles. Le gain vidéo global de la base du transistor 499 à l'émetteur du transistor 502 est très proche du gain égal à l'unité; toutefois, il est converti d'une forte impédance à uno impédance très faible de l'ordre d'une fraction d'un ohm. le signal vidéo apparat avec la même polarité à la sortie qu'il le fait à la base du transistor 499. Deux signaux de sortie vidéo sont produits par cet amplificateur.Un signal de sortie vidéo apparat au point 11 et le second signal de sortie vidéo apparat au point 8. Une résistance en série de 75 ohms dans chacun de ces canaux de sortie donne une impédance de fin démission de 75 ohms. On dispose de moyens permettant d'ajouter des impulsions de synchronisation sur l'un ou l'autre des canaux ou sur les deux. Pour ajouter des impulsions de synchronisation au signal vidéo apparaissant au point 11, les signaux de synchronisation doivent entre appliqués RU point 12 depuis une source de forte impédance. De mime, pour appliquer des impulsions de synchronisation au signal de sortie vidéo apparaissant au point 8, un signal de synchronisation provenant d'une source de forte impédance doit être appliqué au polit 7. la suppression de déclenchement pour le réglage de combinaison des impulsions de déclenchement vidéo est appliquée au point 6 (figure 9). Lorsqu'une impulsion devenant négative est appliquée au point 6, la diode tunnel 116 devient conductrice et produit une impulsion négative très nette. Cette Impulsion négative est appliquée au transistor 504 qui est un transistor de conductivité du type P@P. Une impulsion négative à la base du transistor 504 provoque l'apparition d'une grande impulsion positive au niveau du collecteur du transistor 504.Cette impulsion positive est envoyée par l'intermédiaire de la résistance 544 et du condensateur 473 à la base du transistor 505. Ce dernier est ensuite polarisé dans le sens de blocage de sorte que le collecteur subit une chute dans un sens négatif et que le courant traversant les diodes 477 et 479 décroît vers zéro. La signal vidéo dans le canal B subit ensuite une polarisation inverse ou est mis an circuit ouvert. En outre, l'impulsion positive appliquée à la base du transistor 505 est envoyée par l'intermédiaire de son émetteur à celui du transistor 506.Etant donné que le transistor 506 agit comme amplificateur à base reliée à la terre un signal positif de l'émetteur rend conducteur le transistor 506, de sorte qu'un courant de collecteur circule vers la base du transistor 499.Inversement, lorsqu'une impulsion positive est appliquée au point 6, la polarité de tous les transistors est inversée, c'est-à-dire qu'une impulsion positive est engendrée par la diode tunnel 116, impulsion qui, à son tour, est appliquée à la base du transistor 504. Etant donné que le transistor 504 est bloqué, le collecteur subit une chute dans un sens négatif et applique à son tour une impulsion négative au transistor 505. Par conséquent, un courant circule à travers le collecteur du transistor 505, la résistance 517, et les diodes 477 et 479, qui ferment la porte du canal vidéo B. Be canal vidéo A est placé en circuit ouvert lorsque le courant du collecteur du transistor 506 est bloqué. Le potentiomètre 529 du circuit d'émetteur du transistor 502 est utilisé pour fournir un trajet de réaction de courant continu, de manière que le niveau de travail de courant continu soit conarenablement centré dans la gamme dynamique des capacités de fonctionnement des transistors 502 et 503. Le transistor 501 se trouvant dans le circuit de l'émetteur des transistors 499 et 500 est utilisé pour offrir aux transistors 499 et 500 une grande gamme dynamique ou fluctuation de courant alternatif. Normalement, dans un amplificateur différentiel de ce type, on utilise une résistance d'émetteur ordinaire ; toutefois, on obtient un meilleur comportement en remplaçant cette résistance d'émetteur ordinaire par un circuit générateur de courant tel que celui qui est offert par le transistor 501. Ce générateur de courant maintient le courant d'émetteur combiné des transistors 104 et 105 à une valeur constante, lorsque lo signal fluctue sur une large grime dynamique. Le signal de sortie vidéo de l'amplificat ur à réglage de gain automatique est appliqué au point 5 pour la réaction de réglage de gain automatique (figure 10). La bobine d'induction 574 et le condensateur 556 sont utilisés comme filtre passe-bas vidéo. La largeur d? bande nominale de ce filtre @st de 1 mégacycle. A 3,5 mégacycles , l'atténuation est d'environ 25 décibels. Après que le signal vidéo a franchi le filtr@ passe-bas, le potentiomètre 614 est utilisé en tant qu'atténuateur vidéo. Ce potentiomètre est réglé depuis le panneau frontal et détermine le niveau d sortie vidéo. Le signal est ensuite appliqué à la be du transistor 594. Il est alors envoyé depuis la base à l'émetteur du trensistor 594, puis transmis à l'émetteur du transistor 595 . Le signal vidéo est amplifié au niveau du collecteur du transistor 595 et appliqué à la base du transistor 598.Des résistances 624 et 626 prévues dans l'émetteur du transistor 598 sont utilisées en tant que diviscur de t-nsion , de sorte qu'environ un tiers du signal vidéo est ensuite renvoyé à la base du tr, nsi.:tor 595 par l'intermédiaire de la diode de zener 578 et du condensateur 554. Ce circuit complète la bouole A réaction de l'amplificateur vidéo non-inverseur composé de transistors 594, 595 et 598. Les caractéristiques globales de cet amplificateur sont un faible impédance de sortie et un gain de tension d'environ 3. Ce signal de sortie est appliqué à chacun des trois circuits de détection à déclenchement périodique. Le premier de ces circuits de détection à déclenchement périodique s compose d diodes 579 et 580, et d'un transistor 597. Ce circuit est utilisé pour détecter ou établir un niveau de courant continu qui est égal aux pics blancs vidéo. 'impulsion d déclenchement positive de 52 micr secondes et appliqué au point 7 et est utilisée pour exciter le circuit de détection à déclenchement périodique. Cette impulsion de déclonchement fournit un courant continu qui polarise dans le sons conducteur la diode 579, de sort qu'un signal vidéo est appliqué à l'e-lé- mont à charge d'émetteur 597.Le signal vidéo est ensuit appliqué à l'anode de la diode 580, de sort qu 1 condensateur de filtrage 560 est chargé au niveau de courant continu positif maximal correspondant au pic blanc vidéo. Une résis@ance 627 tst utilisée pour décharger le condensateur 560. Il y lieu de remarquer que l'impulsion de déclenchement périodique positive d 52 microsecondes , appliquée ou point 7 correspond à la ligne vidéo active t st terminée pendant l'intervalle de suppression de ligne.Il y a lieu de remarquer egalement que, étant donné que ce signal de déclenchemcnt périodique ne correspond qu'a la li- gne vidéo active, tous signaux VITS sont supprimés de sorte qu'ils n' exercent aucun influence sur la tension de courant continu détectée. Le deuxième circuit de détection à déclenchement périodique est composé de diodes 581 et 582. L'impulsion de déclenchement servant à exciter ce détecteur est appliquée au point 4. Cette impulsion de déclenchement négative commence approximativement 2 microsecondes après le signal vidéo d'image actif et se termine environ 2 microsecondes avant la fin du signal vidéo d'image actif. Lorsque cette impulsion de déclenchement est appliquée, la diode 581 est polarisée dans le sens conducteur, de sorte que le signal vidéo est transmis depuis l'émetteur du transistor 598 par l'intermédiaire de la diode 581. La diode 582 et le condensateur 561 sont utilisés pour détecter les pics vidéo les plus négatifs du signal vidéo d'image actif. Le condensateur 561 est lentemcnt déchargé ou moyen de la résistance 631. Le troisiemo circuit de détection à déclenchement périodique se compose des diodes 583 et 584. Ce détecteur à déclenchement périodique est excité au moyen d'une impulsion de déclenchement positive de 8 microsecondes appliquée au point 3. Cette impulsion de déclenchement positive apparat pendant la période de suppression de ligne. Bulle commence environ 2 microsecondes après le début de la suppression dc ligne et se termine environ 1 microseconde avant r fin de la suppression de ligne.Cette impulsion de déclenchement de 8 microsecondes polarise ensuite dans le sens conducteur 583, de sorte que le signal vidéo est appliqué au détecteur d pics 584 et au condensateur 562. Le condensateur 562 est chargé jusqu'au niveau de courant continu correspondant a.u niveau de courant continu de suppression ou bien (dans le cas d'un signal vidéo composite) ce condensateur 562 est chargé jusqu'au niveau de courant continu correspondant au niveau de courant continu de palier arrière vidéo. Une.- résistance 632 est utilisé pour décharger le condensateur de filtrage 562. La combinaison ou le niveau relatif à tout signal vidéo particulier est déterminé par utilisation de l'amplificateur différentiel composé des transistors 604 et 605. Cet amplificateur différentiel fonctionne sous les tensions de courant continu ame- nées depuis les détecteurs de pics noirs et de suppression. Ces tensions de courant continu sont transformées en un- faible impédance de circuit au moyen des éléments à charge d'émetteur 599 et 602. La tension appliquée à l'élément à charge d'émetteur 599 est ensuite couplée par l'intermédiaire de la diode 585. Cette dernière est polarisée dans le sKns conducteur au moyen d'une résistance 628, de sorte que la tension de courant continu peut ensuite être appliquée depuis le transistor 599, par l'intermédiaire de la diode 585 et de la résistance 645 , à la base du transistor 604. La tension appliquée à l'ément à charge d'émetteur 602 est appliquée par l'intermédiaire de la diode 587 et de la résistance 637 à base du transistor 605.Une résistance 629 est utilisée pour polariser dans le sens conducteur la diode 587 , de telle manière que cotte diode laisse passer la tension de courant continu provenant du transistor 602 en l'appliquant à la base du transistor 605. 'tes tensions de courant continu appliquées aux bases des transistors 599 et 602 sont filtrées au moyen d'un réseau RC composé d'une résistance 663 et d'un condensateur 559. Omette tension de courant continu est de/nouveau filtrée dans le circuit d base du transistor 604 et 605 au moyen d'un réseau RC composé d'une/résistance 648 et d'un condensateur 570.Etant donné que des transistors 604 et 605 sont utilisés comme amplificateur différentiel , les tensions de courant continu appliquées à la base peuvent s'élever ou s'abaisser sans grand effet sur les courants des collecteurs de ces deux transistors. Toutefois, l'amplificateur différentiel répond à toute différence d tension entre ces deux bas. Sc- transistor 606 du circuit d'ématteur des amplificateurs différentiels 604 ct 605 est utilité n tant que générateur d courant continu pour remplacer la résistance d'émetteur ordinaire normalement utilisée dans les circuite d'amplificateurs différentieis Ceci permet de faire fonctonner l'amplificateur différentiel sur une large gamme de nivaux de courant continu, avec une variation faible o nulle du courant du collecteur de transistors 604 et 605 Un potentiomètre 652 du circuit de base du tnan sistor 606 est utilisé pour établir des courants continua do collecteurs appropriés tour les. tr@nsistors 604 et 605. Des diodes 585 t 587 prévues dans 1 circuit d'émetteur des transistors 599 @t 602, respectivement, sont utilisées pour éliminer tous effets transitoir@s@ou toutes dérives de courant continu rapides dues une variation des événements visuels ou à la commutation d'une nouvelle image vidéo . Pour bien comprendre le fonctionnement de ce circuit, on suppose, tout d'abord, une impulsion de t- nsion positive due à une variation de l'événement visuel à la base du transistor 599. Cette impulsion est ensuit appliquée à la cathode de la diode 585 .Etant donné que la résistance 648 du réseau de filtrage .t le condensateur 570 sont reliés entre les anodes dos diodes 587 et 685, la diode 585 est placée en circuit ouvert. Par conséquent, l'impulsion positive n'est pas transmise par la diode 585. Dans le cas d'une impulsion de tension négative due à un changement d'événement visuel, cette impulsion négative est couplée par l'intermédiaire du transistor 599 et de la diode 585 et appliquée par l'intermédiaire de la résistance 645 à la base du transistor 604. Cette impulsion de tension négative est également couplée par l'intermédiaire de la résistance 648 du réseau de filtrage et du condensateur 570 et appliquée à la base du transistor 605. En outre, cette impulsion négative est appliquée à l'anode de la diode 587 , de sorte que cette diode est placée en circuit ouvert. Etant donné que cette même impulsien négative est appliquée en même temps aux deux transistors 604 et 605, il n'y a pas de variation du courant de collecteur dans un transistor ou dans l'autre. Par un raisonnement analogue, on constat qu'une impulsion positive ou négative peut etr. appliquée à l'élémnt à charge d'émetteur 602. Dans 1 cas d'une impulsion positive, sur le transistor 602, la diode 587 est placée n circuit ouvert, de sorte que l'impulsion est bloquée. Dans le cas d'une impulsion négative, sur le transistor 602, l'impulsion est transmise par la diode 587 et appliquée au transistor 605. Cette impulsion de tension négative est également appliquée par l'intermédiaire du condensatour 570 et de la résistance 648 r la base du transistor 604. La diode 585 est placée en circuit ouvert; par conséquant, la même impulsion positive est appliquée aux deux entrées de l'amplificateur différwntial, en réduisant ainsi au minimum la variation des courants de collecteur. Un potwntiomètre 651 du circuit d'émetteur des transistors 604 et 605 est utilisé pour régler le signal de sortie vidéo vue de la combinaison optimale. L deux sorti s des amplifi cat@urs différentiels 604 t 605 sont appliquées respectivement aux éléments à charge d'émetteur 608 ;t 607. Ces deux tensions de courant continu sont ensuite appliquées aux points 8 et 9. A ce stade, les tensions dc courant continu sont appliquées au canal B et au canal A, respectivement. Deux tensions de courant continu sont appliquées à l'entrée de l'amplificateur différentiel 596-600 ; le niveau de courant continu correspond aux niveaux de courant continu des pics blancs vidéo et des pics noirs vidéo. La tension de courant continu (blanc vidéo) est appliquée directement par la résistance 625 à la base du transistor 596. La tension de courant continu (noir vidéo) est appliquée per l'élément à charge d'émetteur 599 et la résistance 636 au transistor 600.L'amplificateur différentiel 596600 détecte ensuite a différence entre ces deux niveau de courant continu et applique un signal d'erreurs, depuis le circuit de collecteur du transistor 600, à la base de l'élément à charge d'émetteur 601, Par l'intermédiaire de la résistance an série 655 et des contacts du relais 576. La tension de courant continu sur l'émetteur du transistor 601 est ensuite couplée par sortie au point 10, où elle règle le réseau atténuateur 48. Cette tension d'erreurs ou de réglage de courant continu est fil-trée au moyen d'un réseau de filtrage composé de résistances 655 et 621 et du condensateur 564. Ce réseau limite le temps de réponse de l'amplificateur à réglage de gain automatique à environ 0,1 seconde. Lorsqu'une constante de temps plus longue est désirée sur le réseau de réglage de gain automatique, on peut faire avancer le commutateur S1 vers les positions 2, 3, 4 et 5. Chacune de ces positions choisit un réseau de filtrage de plus grande constante de temps ; par conséquent, on peut choisir une constante de temps optimale dans la gamme de 0,1 à environ 1,5 seconde. Un détecteur d'affaiblissement vers le noir fournit une tension de courant continu au point 11. Lorsque le signal vidéo s'affaiblit en dessous d'un certain niveau préréglé, une tension de courant continu est appliquée au point Il et, par llintermé- diaire d'une résistance 622, au transistor 603. Cc dernier excita ensuite les relais 576 et 577. Lorsque le relais 576 est excité, la tension de réglage de l'atténuateur vidéo 48 est transférée} l'amplificateur différentiel 596-600 au potentio- mètre 660. Cc potentiomètre est préréglé à un niveau tel que la tension de courant con-sinu, appliquée à la base du transistor 601 et à l'atténuateur dix gain vidéo 48 règle le gain de l'ampli ficateur à réglage de gain automatique à un gain à peu près égal à l'unité. Lorsque les signaux vidéo proviennent au niveau normal, la tension appliquée au transistor 603 est interrompue de sorte que le relais 576 est désexcité et que l'amplificateur à réglage de gain automatique reprend son fonctionnement normal. L relais 577 est également excité par le transistor 603 pendant un niveau d'affaiblissement vers le noir vidéo. Lorsque ceci se produits les contacts 3 et 4 du relais 577 fournissent un potentiel dc courant continu à la lampe d'affaiblissement 65. Les contacts 5 et 6 du relais 577 sont fermés pendant cet intervalle. Lorsque ces contacts soit fermés, la tension de courant continu appliquée à la base du transistor 605 est transférée à un potentiel plus négatif qui est obtenu à partir dc la diode 589. Ceci perme-t à la diode 537 d'être placée en circuit ouvert. Par application d'une tension plus négative à la base du transistor 605 de l'amplificateur différentiel, il est possible de réduire la combinaison vidéo ou d'éliminer toute combinaison pendant le niveau vidéo d'affaiblissement vers le noir. Le potentiomètre 654 du circuit d'émetteur du transistor 602 permet à l'opérateur de régler la combinaison entre environ 0 et 10 % pendant le niveau vidéo d'af- faiblissement vers le noir.Lorsque l'amplitude vidéo retourne à la normale, le relais 577 est désexcité de sorte que l'amplifica teur à réglage de de g in autornatique reprend son fonctionnement normal. Le transistor 742 (figure 11) est utilisé comme oscillateur d'ondes sinusoïdales à bas reliée à la terre. Dans cet oscillateur d'ondes sinusoïdales,la base est maintenuc à la terre (courant alternatif) au moyen du condensateur 682. Le circuit bouchon à haute fréquence du collecteur consistc en des condensateurs 686 et 687 reliés en série et la partie inductible consiste en des bobines d'induction 738 et 739 reliées an série. La réaction de tension du collecteur à l'émetteur est offerte au moyen d'une prise de tension (cntre les condensateurs 686 et 687) à l'émetteur du transistor 742.Pour régler la fréquence de l'oscillateur de 31,5 kilocycles, le signal d'ondes sinusoïdales est couplé, en sortant par le condensateur 685, à l'atténuateur à diodes composé de diodes 712 et 711. La capacité du condensateur 685 est telle que l'onde sinusoïdale soit décalée d'environ 900. Cc signal t,st ensuite couplé par 1'intermédiaire du condensateur 684 à la base du transistor 741 qui est utilisé à titre dc circuit modulateur à tube d; réactance. Le courant de collecteur du -transistor 741 est alors déphasé dc 900 par rapport au courant de collec- teur du transistor 742.En faisant varier l'amplitude du signal appliqué à la base du transistor 741, on fait varie l'amplitude du courant réactif engendré dans le collecteur du transistor 741 de sorte que la fréquence de l'oscillateur d'ondes sinusoïdales peut varier en montant ou en descendant d'environ + ou - 10 pourcent de la valeur nominale. L courant continu réel passant par les atténuateurs à diodes 710 et 711 offrent un moyen de faire varier l'amplitude de signal à la base du transistor 741.Lorsqu'il ne passe pas de courant continu dans l'atténuateur à diodes, l'amplitude du signal est maximale ; lorsqu'un courant continu d'intensité relativement grande traverse les diodes 710 et 711, le signal est shunté à la terre, de sorte qu'un signal très faible est appliqué à la base du transistor 741. La sortie de tension de l'oscillateur de 31,5 kilocycles est ensuite appliquée par l'intermédiaire de la résistance 767 et du condensateur 688 au circuit micrologique 670. Le circuit micrologique 670 est utilisé en tant qu'amplificateur surexcité à deux étages. Un signal est tout d'abord appliqué au point 1 qui est la base d'un transistor de ce circuit. Te signal est amplifié et appliqué au collecteur d'un second transistor au point 7. Il est ensuite couplé à la sortie et appliqué au point 5 qui est la base d'un troisième transistor. Là encore, le signal est amplifié et sort par le point 6. 'ta forme d'onde provenant du circuit micrologiquc 670 apparaît comme une onde carrée de 31,5 kilocycles, étant donné qu'elle a été arnplixiée et écrétée deux fois dans le circuit micrologique 670. Cette tension est appliquée au point 2 du circuit micrologique 672 qui est utilisé en tant que multivibrateur de division par deux. On remarque que le compteur ou basculeur ne change d'état que lors des transitions dans le sens négatif de la forme d'onde d'entrée. La tension de sortie du circuit micrologique 672 affecte la forme d'une onde carrée de 15,75 kilocycles qui apparaît au point 5 (inversée).Le signal d'onde carrée est différc-ncié par le condensateur 692 et est appliquée au multivibrateur eno-stable comprenant des transistors 751 et 752. Une autre sortie est couplée avec liii circuit micrologique 671. Le multivibrateur mono-stable comprenant des transistors 751 et 752 est polarisé par des résistances 784 et 785 de sorte que le tramsistor 751 est normalement conducteur. Lorsqu'une impulsior devenant négative est développée aux bornes du condensateur 692, cette impulsion négative est appliquée par l'intermédiaire de l.- diode 713 à la base du transistor 751, d sorte que le transistor passe à l'état bloqué. L'impuLsion négative est appliquée depuis l'émetteur du transistor 751 à l'émetteur du transistor 752, d'où elle arrive au collecteur où elle apparat encore comme une impulsion négative.Cette impulsion négative est renvoyee par Irintermédiaire du condensateur 697 et de la diode 714 à la base du transistor 751, pour entretenir la régénération. Cette régénération polarise le transistor 75t dans le sens de blocage et le transistor 752 prend alors un état de forte conduction. Cette condition existe pendant environ li microsecondes, ce qui permet à la charge du condensateur 697 de décroftre au moyen de résistances 785 et 784. A ce moment, le transistor 751 devient de nouveau conducteur et une régénération commence, laquelle rétablit la condition initiale du multivibrateur. La largeur précise de I1 impulsion de sortie devenant positive est déterminée par le réglage de la résistance 784 (largeur de suppression).Cette impulsion positive de 11 microsecondes, qui est développée dans le collecteur du transistor 751-, sort par le condensateur 698 et est appliquée au point 10. guette impulsion est identifiée comme étant l'impulsion de suppression de ligne inversée. Il y a lieu de remarquer que la largeur de l'impulsion de suppression de ligne inversée n'exerce aucune influence sur la lar eeur de la suppression de ligne dans le signal de sortie vidéo provenant de l'équipement de réglage de gain automatique. Cette forme d'onde est utilisée intérieurement dans l'équipement seulement. Une onde carrée inversée de 31,5 kilocycles est développée au point 5 du circuit micrologique 672. Cette onde -carrée est dif férentiée par le condensateur 693 et est utilisée pour déclencher le multivibrateu qfiono-stable qui comporte des transistors 747 et 748. Ce multivibrateur est analogue au multivibrateur décrit cidessus, excepté qu'on utilise des transistors à conductivité de type I, qui nécessitent que toutes les tensions de courant alternatif soient également inversées. Dans cette, application, l'onde carrée envoyée au condensateur 693 doit tre différentiée de manière à engendrer une pointe de tension positive, devenant négative. La pointe de tension devenant positive doit être couplée par l'intermédiaire de la diode 730 avec la base du transistor 747. Cette pointe déclenche le multivibrateur mono-stable de sorte qu'une impulsion devenant négative est développée dans le collecteur du transistor 747. La largeur de cette impulsion est va riablc entre environ 1,5 et 3,5 microsecondes. Un potentiomètre 810 est utilisé pour offrir cette gamme de réglage. Ce potan tiomètre permet le reglage de phase de la suppression de 15 kilocycles ou, en d'autres/termes, le signal de suppression de ligne peut autre réglé par rapport au signal de synchronisation d'entrée obtenu au point 4. Ensuite, l'impulsion devenant négative provenant du collecteur du transistor 747 est différenciée par le condensateur 705. La queue d'onde de l'impulsion ( la porte positive) est couplée par l'intermédiaire de la diode 728 et appliquée à la base du transistor 745. Cette impulsion déclenche le multivibrateur monostable comprenant las transistors 745 et 746, de sorte qu'une impulsion de déclenchament de 25 microsecondes, devenue négative, est développée au niveau du collecteur du transistor 745. Cette impulsion de déclenchement est ensuite couplée par l'intermédiaire du condensateur 701 avec le discriminateur de temps, qui est composé de diodes 723, 724, 725 et 726, d'un transforuateur et de plusieurs autres composants associés. L'autre signal d'impulsions appliqué au discriminateur de temps provient du signal vidéo au point 4. I1 est transmis par l'intermédiaire des transistors 744, 754, 753 et 743 et du circuit micrologique 671. La gamme nominale du signal vidéo appliquée au point 4 du circuit peut varier entre environ 3 et 20 volts, d'un pic à l'autre. Un transistor 744 est utilisé en tant qu'élément à charge d'émetteur pour passer d'une forte impédance a une faible impédance de sortie. De signal vidéo provenant de l'émetteur du transistor ?44 est ensuite envoyé à la sortie par l'intermédiaire de la diode 718, du condensateur 680 et de la résistance 811 et est appliquée à la base du transistor 754. Normalement, le transistor 754 est bloqué; toutefois, il devient conducteur à l'apparition des crêtes de syn chronisation,de sorte que la forme d'ondes de synchronisation inversée apparaît au niveau du collecteur du transistor 754. Des diodes 718 et 720 se comportent comme un réseau de limitation, de sorte que la partie positive de l'onde qui contient le signal vidéo est écrêtée avant qu'un signal ne soit appliqué à la base du transistor 754.Au cas où un signal d'entrée au point 4 n'est que d'environ 3 volts d'un pic à l'autre, un signal vidéo total peut autre vu à la base du transistor 754. si ce signal est d'environ 20 volts d'un pic à l'autre, la plus grande partie du signal vidé-o est écrêtée de sorte fusil ne reste que la partie de synchronisation et la partie de suppression. On procède de cette façon pour éviter que la jonction émetteur-base dU transistor 754 ne soit détériorée par des tensions de pointe inverses excessives. Le signal vidéo au niveau de 11 émetteur du transistor 744 est également couplé par l'in- termédiaire du condensateur 700 aux diodes 717 et 719. Ces diodes se comportent comme un détecteur vidéo d'un pic à l'autre, de sorte que la tension de pointe est emmagasinée sur le condensateur 699.Cette tension est ensuite appliquée à la base au transistor 750 par l'intermédiaire de la résistance 797. Le transistor 750 estutilisé comme générateur de courant continu pour fournir un courant de polarisation de base au transistor 754. Lorsque des signaux vidéo de faible amplitude se trouvent au point 4, le transistor 750 est pratiquement bloqué de sorte que le courant de polarisation de base du transistor 754 ne circule qu'à travers la résistance 799. Lorsque l'amplitude vidéo d'un pic à l'autre au point 4 devient grande, un potentiel de courant continu de plusieurs volts ou de plus forte valeur est développé aux bornes du condensateur 699, et appliqué à la base du transistor 750. Ceci engendre une augmentation du courant de collecteur du transistor 750, de sorte qu'un courant de polarisation de base de plus grande intensité est amené à circuler dans la résistance 811 et le transistor 754.Cette augmentation du courant de polarisation de base confère au transistor 754 une meilleure action dtécretage d impulsions de synchronisation sur une grande gamme de travail dynamique. Un signal de synchronisation composite inversé apparatt sur le collecteur du transistor 754, Ce signal est ensuite appliqué à llampliÎicateur-inverseur 753. Un signal de synchronisation composite de quatre volts dérivé du signal vidéo initial est ensuite appliqué au point 14, Un second signal de synchronisation est appliqué au condensateur 703. Ce condensateur différentie le signal de synchronisation inversé, de sorte que la pointe de tension de versnt positive est appliquée au point 1 du circuit micrologique 671. Dans cette application de circuit, le circuit micrologique 671 est utilisé en tant que multivibrateur monostable de 2 microsecondes, Dans la condition de régime pernnent, le circuit 671 est maintenu de manière qu'un courant circule à travers la résistance 789. Lorsqu'une pointe de tension devenant positive est appliquée au point I du circuit 671, un signal devenant négatif est appliqué au point 7, couplé par l'intermédiaire du condensateur 704, et appliqué au point 5. Ceci a pour effet qu'une impulsion devenant positive apparaît au point 6 du circuit 671 et est renvoyée au point 2. Be multivibrateur est ainsi maintenu dans cet état pendant environ 2 microsecondes. Après 2 microsecondes, la -charge du condensateur 704 est réduite par l'intermédiaire de la résistance 789.Une impulsion négative est ensuite renvoyée du point 6 au point 2 et le multivibrateur revient à son état initial. La forme d'ondos de la tension de sortie est une impulsion positive de 1 volt, d'une durée de 2 microsecondes. Pendant la période de suppression verticale, la pointe de tension positive appliquée au point 1 du circuit 671 apparaît > un taux double du taux de ligne en raison de l'égalisation des impulsions et des crOneaux dans l'impulsion de synchronisation verticale.Pour empêcher le déclenchement du multivibrateur 671 à un taux double du taux de ligne, une impulsion positive est appliquée au point 3 du circuit 671. D'impulsion de 2 microsecondes appliquée à la base du transistor 743 place ensuite le transistor dans un état de forte conduction pendant cet intervalle, de sorte qu'une impulsion de courant est envoyée dans le primaire du transformateur. Cette impulsion engendre une impulsion dans chacun de ses deux enroulements secondaires, de sorte queue courant d'impulsion circule à travers les diodes 723 et 724 et la résistance 773. Un second trajet passe par les diodes 725 et 726. Par conséquent, pendant l'intervalle de cette impulsion de 2 microsecondes, la jonction entre les diodes 723 et 724 se trouve à peu près au même potentiel que la jonction entre les diodes 725 et 726. A tous les autres instants, ces diodes ont une polarité opposée de plusieurs volts, en raison de la charge du condensateur 675.Cette impulsion de 2 microsecondes aux bornes du pont de diodes est la seconde entrée du circuit de discrimination de temps0 la première entrée est une impulsion de déclenchement négatif de 25 microsecondes, qui est engendrée par un multivibrateur comprenant des transistors 745 et 746. Si l'impulsion d'entrée est en avance de 2 ou 3 microsecondes dans le temps, le circuit de déclenchement périodique bw pont de diodes est excité prématurément, de sorte que la forme d'ondes des multivibrateurs 745 et 746 est échantillonnée bien qu'elle soit encore dans un état positif. Ceci produit une impulsion positive qui doit entre appliquée au condensateur 678 et à la résistance 757 du circuit de base du transistor 749. Ce signal d'erreur de courant continu raccourcit la période de l'oscillsteur d'ondes sinusoïdal 742 pour amener les deux formes d'ondes en relation correcte.Au cas où l'impulsion de 2 microsecondes est retardée de plusieurs microsecondes, ceci a pour effet qu'unie impulsion négative est dé clenchée par l'intermédiaire du pont de diodes et appliquée au condensateur 678 et à la résistance 757 du circuit de base du transistor 749. Cette tension négative polarise alors le transistor 749 plus loin dans le sens du blocage, de sorte aucun courant de plus faible intensité circule à travers l'atténuateur à diodes 710 et 711. L'oscillateur décale ensuite la fréquence de sorte que sa période est allongée, pour obtenir la relation appropriée. L'impulsion d'horloge de 31,5 kilocycles est appliquee au point 12 de la figure 12. I1 y a lieu de remarquer que cette impulsion d'horloge de 31,5 kilocycles est en réalité une onde carrée de 31,5 kilocycles. Ia transition dans le sens négatif de cette onde carrée est le point de référence de l'impulsion dthor- loge, car les basculeurs ne changent d'état que lors d'une transi- tion dans le sens négatif. La transition dans le sens positif de l'onde carrée nta aucun efîxet. Cette onde carrée, qui a une amplitude d'environ 1 volt d'un pic à l'autre, est appliquée au point 2 du circuit micrologique 820.La forme d'ondes de sortie apparaît au point 7 du circuit 820 et est couplée au point 2 du circuit micrologique 821. tant donné que le circuit 821 ne change d'état aue lors d'une transition dans le sens négatif~de l'onde carrée. sa - )q/ :ciocVrcip,s.1iafréquence de fonctionnement@est réduite de@moitié ou à environ/ encore, la sortie du circuit 821 et prélevée au point 7 et appliquée au peint 2 du circuit microloglque 822. De nouveau, le circuit 822 effectue la division par deux de telle façon que sa forme d'ondes de sortie au point 7 est d'environ 7,5 kilocycles.De même, chaque circuit micrologique effectue la division par deux. Le circuit microloR-ique 823 effectue lui aussi la division par deux, et sa sortie est appliquée au circuit 824; le processus dc- compte à rebours se poursuit alors de cette façon vers les circuits micrologiques 825, 826, 827, 828 et 829. Il y a lieu de remarquer que l'onde carrée est toujours appliquée au point 2 qui est l'entrée du circuit micrologique, et que la sortie est toujours prélevée au point 7 des circuits micrologiques 820 à 829 inclus.De même, l'autre circuit de collecteur du montage micrologique est dispo- nible au point 5, de sorte que la forme d'ondes inversée, ou l'état opposé du basculeur, apparaît toujours au point 5 des circuits micrologiques 820 à 829. La figure 16 illustre un circuit micrologique typique qui peut être utilisé pour effectuer la division par deux. Le circuit représenté est un multivibrateur bistable. Il peut également autre préréglé avant que le comptage ne commence, de sorte que le multivibrateur se trouve dans l'état désiré avant que la première impulsion d'horloge ne soit comptée. Le basculeur fonctionne entre la terre et une tension d'alimentation de courant continu de +3,6 volts, Les deux impulsions de déclenchement de sortie, qui sont de polarité opposée, apparais- sent aux points 5 et 7. Comme dans tout multivibrateur, chacune de ces deux impulsions de sortie a deux états. L'un de c états est faible ou est un zéro digital pour lequel le potentiel de sortie de courant continu est d'environ 0,2 volt.L'autre état est un état élevé ou un digital pour lequel le potentiel de sortie de courant continu est d'environ 1 volt ou davantage, en fonction de la charge extérieure exercée sur ce collecteur particulier. Lore- qu'il n'y a pas de charge extérieure, l'impulsion de déclenchement dans l'état élevé monte D environ +1,2 volt de courant continu. Lorsque le basculeur est utilisé en tant que compteur de division par deux, l'onde carrée ou impulsion d'horloge devant être comptée est appliquée au point 2. Le basculeur change d'état ou se déclenche lor de la transition dans le sens négatif de l'onde carrée, mais 1 n'est pas affecté par la transition dans le sens positif. Par conséquent, deux transitions dans le sens négatif sont nécessaire pOLl:i' engendrer un cycle d'onde canée. Lorsqu'une impulsion préréglée dans le sens positif d'amplitude supérieure à 1 volt et de durée de 50 nanosecondes est appliquée au point 6 le basculeur se rétablit dans l'état suivant Point 7 bas (zéro) et point 5 élevé (un), indépendamment de ce qu'il s'est trouvé dans cet état ou dans l'état opposé. La durée de cette impulsion préréglée doit être suffisamment courte pour permettre au basculeur de se déclencher lors de la transition dans le sens négatif suivante de l'onde carrée d'entrée, ou impulsion d'horloge au point 2. L'once carrée (impulsion d'horloge) de 31,5 kilocycles appliquée comme ente au point 12 (figure 12) est synchronisée avec l'entrée de suppression de lignes. Pour produire la synchronisation verticale, un signal de synchronisation composite est appliqué au point 14. Ce signal de synchronisation composite est d'environ 4 volts, d'un pic à l'autre. Le signal est apgliqué par 1'intermé- diaire de la r'woistance 845 à la base du transistor 836 qui agit comme un circuit inverseur-intégrateur.Le circuit intégrateur proprement dit se compose de la résistance 847 et du condensateur 839 dans le collecteur du transistor 836. Lorsque la longue impulsion de synchronisation verticale arrive, le transistor 836 est maintenu bloqué pendant une période de temps relativement longue; le circuit intégrateur se charge alors dans un sens devenant positif. Cette orme d'ondes est appliquée au point 1 du circuit micrologique 831. Le circuit 831 est connecté extérieurement de manière à se comporter comme un multivibrateur monostable. Lorsque la ten sion intégrée au niveau du collecteur du transite @ 836 s'élève au-dessuE d'un niveau de courant continu d'environ 1 volt , le multivibrateur monostable 871 est déclenché. L'impulsion de déclenchement devenant positive est ensuite engendrée à la sortie du circuit 831 (point 6). Le condensateur 841 différente ensuite cette onde carrée. Le front d'ondes (positive) de cette impulsion carrée est appliqué à la base du transistor 837 qui est utilisé comme élément à charge d'émetteur. Il y a lieu de remarquer que cette impulsion devenant positive, différentiée, est identifiée comme étant l'impulsion de préréglage et est utilisée pour prérégler les circuits micrologiques 820 à 829 dans le même état.Cette impulsion de prérérlage se produit environ 15 microsecondes après le front d'ondes de l'impulsion de synchronisation verticale. La première impulsion d'horloge arrivant immédiatement après l'impulsion de préréglage est appelée impulsion a'horloge N 1. Les circuits micrologiques 82Q à 829 commencent alors leur compte à rebours binaire et continuent le comptage jusqu'à ce que l'impulsion de préréglage suivante arrive, cette impulsion correspondant à l'impulsion de synchronisation verticale suivante. Un circuit micrologique 833, qui est utilisé comme circuit - porte à deux entrées binaires ayant deux collecteurs solidaires liun à l'autre, détermine le moment où la période de sppressionX de trame doit se terminer. Les trois impulsions de déclenchement d'entrée sont appliquées aux points 2, 3 et 5.Ce circuit-porte engendre une forme d'ondes devenant positive à la sortie, seulement lorsque toutes les impulsions de déclenchement d'entrée tendent vers le zéro digital (bas). Bes lignes en traits pleins représentent les cibles de connexion qui sont utilisés pour engendrer un intervalle de suppression de 21 lignes, tandis que les traits interrompus représentent les positions de cibles de connexion facultatifs qui engendrent dtautres intervalles de suppression de lignes. Lorsqu'aucun signal de déclenchement n'est appliqué à l'un des points d'entrée du circuit 833, ce signal doit entre considéré comme étant un zéro digital (état bas).Lorsque les traits pleins sont utilisés pour indiquer une position des cibles de connexion facultatifs, le circuit micrologique 83)- engendre une Impulsion de déclenchement de sortie devenant positive pour l'impulsion d'horloge 36. Cette forme d'ondes de sortie du circuIt micrologique 833 se développe au point 6 et elle est appliquée au point 3 du circuit micrologique 832. Cette impulsion de déclenchement excite le multivibrateur bistable 833 de telle façon que le point 6 tend vers le zéro digital ou état bas. Il y a lieu de remarquer également qu'après l'impulsion horloge 36, des impulsions positives supplémentaires ou impulsions de déclenchement sont appliquée; au point 3 du circuit 832. Toutefois, étant donné que le circuit 832 a déjà été déclenché, pour passer dans son état présent, par la première impulsion, ces impulsions subséquentes n'exercent aucun effet; ceci veut dire qu'elles ne provoquent pas de changement d'état.Le circuit 832 reste dans cet état jusqu'à ce qu'une impulsion positive soit appliquée au point 1 pour déclencher son retour à l'état initial. Cette impulsion n'arrive pas avant que l'impulsion d'horloge N0519 ait été engendrée. Le circuit micrologique 830 est utilisé en tant que porte binaire à double entrée pour amorcer la période de suppression qui correspond à l'impulsion d'horloge 519 indiquée. Une forme d'ondes de sortie provenant du circuit 830 n'est engendrée que lorsque les signaux appliqués au circuit-porte d'entrée, aux points 1, 2, 3 et 5, tendent tous vers le zéro digital ou état bas. I1 y a lieu de remarquer également que le circuit micrologique 829 est le dernier circuit, dans le compte à rebours binaire à dix étages, à changer d'état. Ceci se produit pour l'impulsion d'horloge 512. Pour l'impulsion d'horloge 519, les circuits micrologiques 820, 822 et 823 se trouvent également dans un état tel que les signaux de déclenchement de sortie amenés au circuit 830 se trouvent tout ensemble au zéro digital.Le circuit 830 engendre une forme d'ondes devenant positive à la sortie. Les deux collecteurs (points 6 et 7) ont été connectés pour former un circuit-porte à quatre entrées. La forme d'ondes de sortie devenant positive du circuit 830 est ensuite envoyée au point 1 du circuit 832. Cette impulsion fait passer le multivibrateur bistable 832 dans l'autre état, de sorte que la sortie du multivibrateur (point 6) passe à l'état élevé (un digital). Par conséquent, le circuit 832 engendre une seule impulsion carrée dont la durée est égale à 21 lignes. La polarité de cette onde carrée est celle d'une impulsion de déclenchement devenant positive qui est inversée par rapport au signal de suppression normal. Ce signal est appliqué au point il ainsi qu'au point 1 du circuit 834. L'autre entrée du circuit 834 est obtenue depuis le point d'entrée 10. Ce signal est le signal de suppression de lignes,tn-ersé. Le circuit 334 additionne ces deux signaux digitaux pour engendrer un signal de suppression composite qui apparaît au point 7 du circuit 834, et qui sort au point 8. Let figure 17 représente la seconde forme de réalisation du circuit micrologique utilisé. Le second type de circuit intégré utilisé est un circuit micrologique binaire de déclenchement périodique à deux entrées. Comme le basculeur de la figure 16, ce circuit fonctionne également à partir d'une source d'alimentation de courant continu de + 3,6 volts. Bes niveaux des signaux de courant continu sont également identiques. Une entrée de courant continu positive de 1 volt appliquée à une base est suffisante pour provoquer la saturation de ce transistor particulier, de telle façon que la tension du collecteur tombe à environ 0,2 volt de courant continu ou à un valeur inférieure.Lorsqu'aucun signal n'est appliqué à la base (état bas ou zéro digital) le collecteur subit une montée a une tension de courant continu de + 1 volt ou supérieur (état haut ou 1 digital) suivant la charge extérieure. I1 y a lieu de remarquer que les transistors 1 et 2 partagent une résistance de charge de collecteur commune, comme le font les transistors 3 et 4. Etant donné que les transistorS 1 et 2 partagent une résistance de charge commune, un un digital (état élevé) appliqué à l'un ou l'autre des points 1 ou 2 a pour effet que le point 7 du collecteur se trouve au zéro (état bas). On remarquera également que le point 7 n'est à l'état haut (un) que si les points 1 et 2 sont tous deux à l'état bas (zéro). Le même raisonnement peut aussi s'appliquer aux transistors 3 et 4. Dans de nombreuses applications, les deux charges de collecteur sont en liaison mutuelle (points 6 et 7). Dans ce circuit, un un au niveau de toute base a pour effet que le collecteur passe à l'état bas (zéro). Inversement, le collecteur passe à l'état haut (un) seulement lorsque un zéro est appliqué en même temps aux quatre bases (points 1, 2, 3 et 5). Ce circuit devrait donc entre appelé circuit logique de déclenchement périodique à quatre entrées. S'il n'y a pas de connexion avec une base ou si la base est reliée à la terre, ceci est considéré comme un zéro, car le transistor est polarisé sur le blocage du collecteur. Le choix de la production d'un signal de suppression correspondant à 17, 21 ou 24 lignes est utilisé pour ofirft des variantes de procédés d'adaptation des signaux d'essai d'intervalle vertical qui peuvent autre présents dans la forme d'ondes vidéo d'entrée. étant donné qur ce signal de suppression composite engendré n'est utilisé qu'intérieurement pour des circuits de commutation et de déclenchement périodique, il n'affecte pas la largeur de suppression verticale du signal vidéo de sortie de l'amplificateur à réglage de gain automatique. Le fonctionnement détaillé du circuit de l'écrAeteur de fixa- tion de niveau est illustré sur la figure 13. Le signal de synchronisation composite est appliqué aux points 13 (non représenté) ou 14. Un cible de connexion facultatif est placé entre les bornes appropriées, de sorte que le signal de synchronisation est appliqué au transistor 886 qui agit comme un amplificateur inverseur. Le signal de synchronisation inversé apparats sur le collecteur du transistor 886 et est ensuite appliqué a un réseau à retard de 0,05 microseconde, qui se compose d'une bobine d'induction 881, et de condensateurs 860 et 861. Ce signal est différentié par le condensateur 863 et appliqué par l'intermédiaire de la diode 882a au transistor 887. Des transistors 887 et 888 sont utilisés en tant que multintrateur monostable.Après que l'impulsion négative apparaissant sur la queue d'onde du signal de synchronisation a été appliquée à la base du transistor 887, le signal est envoyé à l'émetteur du transistor 888. Ce signal est ensuite couplé depuis l'é- metteur du transistor 888 au collecteurs il est renvoyé par l'in termédiaire des diodes 885a et 883a et des condensateurs 865 et 870 à la base du transistor 8872 ceci déclenche la régénération. Be transistor 887 est ensuite polarisé dans le sens du blocage, ce qui permet au transistor 888 de débiter. Après environ 3 microsecondes, la charge appliquée sur les condensateurs 865 et 870 se décharge dans la résistance 913 de sorte que le multivibrateur est alors rétabli. il y a lieu de remarquer que le rétablissement ou la recharge des condensateurs 965 et 970 se fait par l'intermédiaire de la résistance 918. Normalement, le courant circulant à travers la résistance 918 est suffisant pour recharger complètement les condensateurs 965 et 970. Toutefois, pendant l'intervalle vertical, le multivibrateur se déclenche deux fois par ligne lors des impulsions d'eEgalisation et des créneaux verticaux de l'impulsion de synchronisation.Pendant cet intervalle, les condensateurs 965 et 970 ne sont pas complètement rechargés par l'intermédiaire de la résistance 918. L'effet net de cette opération est que la largeur de l'impulsion engendrée est raccourcie de 3 microsecondes a environ 2 microsecondes. La sortie du multivibrateur monostable est prélevée au collecteur du transistor 887 et appliqué à l'élément à charge d'émetteur 890. La sortie est ensuite envoyée par l'intermédiaire de la résistance 927 au point 5. Ce signal ct denti comme étant l'impulsion de fixation de niveau utilisé dans les circuits de i- xation de niveau à action rapide. Le signal de suppression composite est appliqué au point 6 et à la bas du transistor 891. Le transistor 891 amplifie et inverse ce signal de suppression et l'applique à la base du transistor 889. Il y a lieu de remarquer également que le réseau composé de la résistance 930, du condensateur 873 et de la diode 886a augmente la largeur du signal de suppression de lignes inversé d'environ 1 microseconde. Une tension de référence de courant continu est appliqué au point 9. Cette tension de courant continu est ensuite appliqué par l'intermédiaire des résistances 937, 935 et 934 à la base du transistor 892 qui se comporte comme un élément à charge d'émetteur.Le transistor 892 agit comme un écrêteur ou un limiteur au moyen de la diode 887a; par conséquent, le signal de suppression inversé appliqué à la base de 889 est écrêté à un niveau de courant continu spécifique par rapport au potentiel de courant continu au point 9. Le signal de suppression inversé est couplé à la sortie au point 4 par l'intermédiaire de l'élément à charge d'émetteur 889; à cet endroit, il est appliqué au canal B. Ce signal agit dans le canal B cn écrêtant les distorsions par Dous-modulation ou autres distorsions du signal vidéo. Il écrite également le signal de synchronisation et les signaux de couleur, si ces signaux sont présents. Toutefois, il y a lieu de remarquer que le signal de suppression, le signal de synchronisation, et le signal de couleur apparaissant dans le signal vidéo de sortie sont en réalité obtenus à partir de la carte d'entrée vidéo du canal A. Par conséquent, l'écrêtage du canal R pendant la période de suppression réduit au minimum les distorsions par sous-modulation qui peuvent se produire en raison de la commutation entre lac canaux A et B.Il r a lier d'observer que ce signal de suppression inversé @e termine environ 1 microseconde après le signal de suppression d'entrées pa- conséquent, il n'y a pas de distorsion ni de perte de toute information de chromaticité du vidéo P sur le canal B. - - - 'te signal de synchronisation composite obtenu sur l'émetteur du transistor 886 est également appliqué par l'intermédiaire de la résistence- 928 et du condensateur 875 au réseau dtintégration composé drune résistance 933, et d'un condensateur 876. Une diode 888a est utilisée en tant que circuit régénérateur de composante continu. Ce réseau intégrateur développe une impulsion de sortie négative pendant la période de synchronisation verticale. Ce signal négatif est ensuite utilisé pour déclencher un multivibrateur mono stable 894-895. Le fonctionnement du circuit de ce multivibrateur est très semblable à celui du multivibrateur 887-888, excepté que la période est approximativement de même largeur que la suppression verticale. Un potentiomètre 940 est utilisé comme moyen de réglage, de-sorte que la période du multivibrateur se termine à l'instant même où le signal de suppression vertical disparaît. L'impulsion de déclenchement devenant positive sur le collecteur du transistor 894 est ensuite envoyée par l'intermédiaire des résistances 910 et 936 à la base de l'élément à charge d'émetteur 893. Cet élément à charge d'émetteur est utilisé pour fournir un potentiel de courant continu qui est utilisé dans l'écrêtage des pics blancs vidéo du signal vidéo du canal A. Il y a lieu de remarquer que le niveau de courant continu précis de ce signal de sortie est comparé e la tension d'entrée de courant continu apparaissant au point 9.Lorsque le multivibrateur monostable 894-895 est declenché, la sortie du transistor 887 s'élève d'environ 1 à 2 volts; par conséquent, tous les signaux d'essai d'intervalle vertical qui sont présents dans le signal vidéo du canal A ne sont pas écrêtés, mais peuvent passer sans distorsion. On doit remarquer que le signal de sortie de courant continu du transistor 893 est utilisé pour écrêter les pics vidéo du canal A seulement. Ceci n'engendre aucune distorsion dans le signal vidéo de sortie, car le signal vidéo du canal B est utilisé pour fournir seulement les formes d'ondes vidéo actives au circuit de sortie. La forme d'ondes vidéo réelle de l'entrée vidéo du canal A n'intervient que pendant l'intervalle de suppression de lignes et p-endant l'intervalle vertical qui peut-contenir des signaux VITS. On utilise également un second signal de sortie du multivibrateur monostable 894-895. Cette forme d'ondes est envoyée à la sortie au point 8 par l'intermédiaire de la résistance 925. Elle est identifiée comme étant le déclenchement d'intervalle vertical. Des moyens sont prévus pour ajouter ou étirer 7e signal de synchronisation puis écrêter l'excès d'amplitude de synchronisation. Cette particularité facultative est recommandée lorsqu'on traite un signal vidéo de qualité relativement médiocre ou un signal vidéo éloigné qui peut nécessiter que le signal de synchronisation soit reconstitué. En vue d'exploiter cette particularité facultative, il est nécessaire de relier un cible de connexion de manière que le signal de synchronisation composite puisse être appliqué au -point 12. Ceci permet alors d'étirer ou d'allonger le signal de synchronisation en ajoutant un signal de synchronisation d' environ 0,2 volt en dessous des cretes de synchronisation normales. Après que la forme d'ondes vidéo, avec le signal de synchronisation allongé, a été transmise partiellement à travers le canal A, elle est écrêtée.Le potentiel de courant continu nécessaire pour établir le niveau d'écr8tage désiré est engendré par le transistor 896. Il y a lieu de remarquer que ce niveau d'écrsetage de courant continu est comparé à la fixation de niveau de courant continu de référence pour le canal A, qui apparaît au point 9. Ce signal de sortie de courant continu est ensuite appliqué par l'intermédiaire de la résistance en série 912 et du potentiomètre 945; il est en voyé à la sortie au point 7 par l'élément à charge d'émetteur. L'effet net de ce circuit d'étirage du signal de synchronisation et du circuit d'écrêtage associé est de comparer l'amplitude de synchronisation au palier arrière du signal vidéo. Dans les cas où le signal de synchronisation vidéo est relativement pur, il nly a pas de raison d'étirer et de ré-écr8ter le signal de synchronisation. S'il en est ainsi, le câble de connexion doit être omis, et le potentiomètre 945 prévu sur la carte d'écre- tage et de fixation de niveau doit être ajusté au point extrême dans le sens des aiguilles d'une montre, affin qu'il nty ait pas d'action d'écrêtage. Il y a lie de remarquer que le potentiel de courant continu (d'environ -5 à -6 volts) est appliqué au point 9. Cette tension de urant continu est comparée au niveau de courant continu du palier arrière vidéo sur le signal de sortie vidéo. Par conséquent, tous les circuits d'écrêtage du signal vidéo ou du signal de synchronisation sont comparés à à ce mêmes niveau de courant continu de palier arrière. Un signal de sortie supplémentaire au point 13 n'a pas encore été mentionné. Ce signal de sortie est un signal de synchronisation composite et est identique au signal de synchronisàtion composite appliqué à la base du transistor 886. Le générateur d'impulsion de déclenchement (figure 14) applique le signal de suppression composite au transistor 989. Une suppression locale peut autre appliquée au moyen d1 un cible de connexion facultatif (non représenté sur la figure 14)-. Be signal de suppression d'entrée est envoyé depuis l'émetteur du transistor 989 à émetteur du transistor 990. Ce circuit coupe en réalité le signal de suppression de sorte que la sortie de signaux au niveau du collecteur du transistor 990 est indépendante des variations d'amplitude du signal dc Cuppression d'entrée.Le signal qui apparaît au point 6 est analogue au signal d'entrée. Le signal de suppression inversé est envoyé depuis le collecteur du transistor 989 au point 10. I1 est également appliqué aux transistors 993, 994 et 995. Le signal de suppression inversé qui est appliqué à la base du transistor 993 est inversé de nouveau sur le collecteur du transistor 993. Un condensateur 957 est utilisé pour produira un temps de chute relativement ment, da sorte qu'un retard d'environ 1,5 microseconde est assuré avant que 5'im- pulsion ne soit couplée par l'intrméo'iaire da la diode 972, du condensateur 965 et de la diode 973 à la base du transistor 991. Lorsque le signal négatif est appliqué à la base du transistor 991, cette impulsion négative est envoyée au transistor 992, puis au collecteur du transistor 992, en revenant par le condensateur 958 et la diode 974 pour déclencher la régénération.Le transistor 991 est ensuite bloqué et y reste jusqu'à ce que la charge du condensateur 958 diminue par décharge dans les résistances 1039 et 1027. A cc moment, le transistor revient à son état initial. Une impulsion dD déclnche--ment do valeur positive d'environ 8 microsecondes est engendrée sur le collecteur du transistor 991 et appliquée au point 3. Le signal de suppression inversé est également appliqué à la base du transistor 995. Ce dernier est maintenu à la saturation (le collecteur est négatif) pendant la période de suppression. A la fin de la suppression de trame, le transistor 995 est bloqué et le collecteur devient positif. Le condensateur 964 est utilisé pour retarder le temps do montée du collecteur de telle manière que le potentiel de courant continu sur l'anode de la diode 979 devienne positif au bout d'environ 2 microsecondes. La diode 979 devicnt ensuite conductrice et une impulsion positive est engendrée aux bornes de la résistance 1018. Cette impulsion positive est envoyée par l'intermédiaire du condensateur 966 et de la diode 981 à la base du transistor 997, qui est utilisé avec le transistor 998 en tant que multivibrateur monostable. Son fonctionnement cet analogue à celui du multivibrateur monostable 991-992, excepté qu'on utilise des transistors à conductivité du type PNP. Par conséquent, toutes les polarités et les formes d'ondes sont inversées. Le multivi- brateur monostable est ensuite déclenché par l'impulsion positive à la base du transistor 997. La période est détermine par le condensateur 959 et les résistances 1040 et 1043.La résistance 1040 est ajustée de manière qu'une impulsion de déc@enchement de valeur négative de 48 microsecondes soit engendrée sur 1 collecteur du transistor 997 et envoyée à la sortie au point 4. La- résistance de réseau d'intégration 1042 et le condensateur 967 du circuit du collecteur du transistor 995 est à remarquer. Ca réseau ese utilisé pour empecher le multivibrateur monostable 997-998 d'entre déclenché avant au moins une ligne après la fin de la suppression de trame.Ceci empoche la derniere aemi-ligne- de la suppression verticale de provoquer tout déclenchement erroné du multivibrateur. Il y a lieu de remarquer le collecteur du transistor 995, les résistances 1024 et 1038 et les diodes 977 et 980 ; ce circuit est utilisé pour rétablir le multivibrateur monostable à la tin de la dernière demi-ligne précédant la suppression de trame pour empêcher là encore un déclenchement erroné des transistors 997 et 998. Le signal de suppression inversé est également appliqué, par l'intermédiaire de la résistance 1003, au transistor 994. La forme c'onde de sortie sur le collecteur 994 est ensuite envoyée à la sortie au point 7. Cette forme d'onde est utilisée par le circuit de détection à déclenchement périodique pour détecter le niveau de courant continu des pics vidéo/blancs. Lorsque le câble de connexion facultatif est an place, cette forme d'onde de sortie apparaît/pendant la suppression de ligne, mais elle est interrompue pendant la suppression do trame. Cette disposition du circuit perme-t au détecteur à déclenchement périodique de ne détecter que les pics blancs vidéo apparaissant pendant l'image vidéo active. Les signaux VITS qui apparaissent pendant la période de suppression de trame ne sont pics détectés. Lorsque le câble de connexion facultatif est supprimé, un potentiel de courant continu est engendré par le transistor 994 ceci veut dire que le transistor 994 est conducteur ou saturé, telle façon que la forme d'onde de sortie sur le point 7 représente réellement une tension de déclenchement de courant con Lînu positive. Ceci permet à la carte de dé-tection à déclenchement périodiq@ e détecter les pics vidéo qui apparaissent pendant les signaux VITS, de m8me que pendant le signal vidéo d'image utile. Le signal de déclenchement d'intervalle vrtical positif, obtenu à partir de l'écrêteur de fixation de niveau, est égale ment appliqué au point 11. Il est ensuite appliqué, par l'intermédiaire d'un câble de connexion facultatif, à la base du transistor 996. Cotte impulsion de déclenchement positive commence en mime temps que l'impulsion de synchronisation verticale et se termine après 12 ligne 21 ou la ligne 22. Le i'61e du transistor 996 est d'inhiber le multivibrateur monostable 997-998 ou d'empêcher son déclenchement pendant cet intervalle.Lorsqu'on désire que l'amplificateur à réglage de gain automatique ne détecte que des pics noirs vidéo pendant la lits vidéo utile, le cible de conn@xion facultatif doit être connecté. Si, au contraire, on désire que le circuit de détection à déclenchement périodique détecte les pics noirs vidéo pendant le signal vidéo d'image utile, de même que pendant les signaux VITS, le câble de connexion facultatif doit entre supprimé.Le fonctionnement de circuit réel du transistor 996 est tel que, lorsqu'une impulsion de déclenchement positive est appliqué, à sa base, il passe à un état -de forte conductance ou de saturation et reste dans cet état, juq-'à à ce que l'impulsion de déclenchement appliqué à sa base soit terminée. Etant donné que le transistor 996 est en parallèl av--c le transistor 995, l'action de- ce dernier n'exer- ce aucun effet; pendant cet intervalle. Le transistor 995 reprend son fonctionnement normal seulement après la in de l'impulsion de déclenchement positive appliquée à le base du transistor 996. En d'autres t-rnis, le transistor 996 inhibe le multivibrateur monostable 997-998 et l'empêche d'être déclenché pondant l'intervalle de l'impulsion de déclenchement d'inter@alle vertical obtenu nue à partir du point 11. L'impulsion de synchronisation ajoutée ost représentée sur la figure 5. Une impulsion de synchronisation composite est applique au point 10. Elle est ensuite couplée au moyen du condensateur 1052 et appliquée à la base du transistor 1071 par l'intermédiaire des résistances 1075 et 1077 et de la. diode 1064. 1-s transistors 1071 et 1072 se comportent comme un circuit de type diviseur, de sorte que l'impulsion de synchronisa-- tion est divisée à environ trois-quarts de volt en-dessous de la ligne de base. Le transistor 1072 est un amplificateur du type à base reliée à la terre, qui est normalement bloqué. Lors- qu'une impulsion d synchronisation négative est appliquée au transistor 1071, l'émetteur de ce transistor devient négatif, de sorte que la transistor 1072 passe alors à l'état conducteur. L'impulsion d- synchronisation négative sur l'émetteur ur du tran- sis-tor 1071 produit une impulsion de synchronisation négative sur le collecteur du transistor 1072. Cette impulsion de synchronisation est envoyée à la sortie par l'intermédiaire des condensateurs 1060 et 1061 et est appliquée de façon matricielle à la sortie de l'équipement qui est en cours d'utilisation. Etant donné que la résistance 1078-du collecteur 'u transistor 1072 est est d'à peu près 22.000 ohms, l'addition de synchronisation a une impédance de sortie relativement forte.L'amplitude du signal de synchronisation ajouté aux bornes de sortie ast déterminée par le courant qui circule à travers les résistances 1083 et 1085 dans le circuit d'émetteur des transistors 1071 et 1072. Un potentiomètre 1085 permet un réglage de l'amplitude de synchroni- sation, de sorte qu'on peut faire varier l'amplitude ce la syn chronisation ajoutée d'environ 0,25 à 0,5 volt. Le second canal d'addition de synchronisation, composé des transistors 1069 et 1070, est identique au premier canal excepté les deux câbles de connexion facultatifs. Lorsqu'une synchronisation est ajoutée aux deux canaux., ces deux câbles de connexion facultatifs doivent zéro placés an circuit. COMPOSANTS DE LA FIGURE 6 - Condensateurs: 226,- 227, 228, 229, 230 - 15 F ; 231 - 0,001 F ; 232, 233, 234 - 0,002 F ; 235, 236 - 2,5 à 11 pF ; 237 - 10 pF 238 - 47 pF ; 239 - 33 F ; 240 - 3,3 F ; 241, 242 - 6,8 F ; 243, 244 - 2,2 F ; 245 - 1,0 F ; 246, 247, 248, 249 - 0,1 ur 5 250 - 24 pF S 251 5 pF ; 252 - 39 pF. Bobines d'induction : 253, 254 - 1 H ; 255 - 12 H ; 256 - 10 H ; 257 - 4,7 H ; 258 - 18 H ; 259, 260 - Perle de ferrite : 261 - 2,2 H ; 262 - 6,8 H ; 263 15 H. Transistors et diodes : 265, 42, 267, 268, 269, 270 2N3251 ; 41 - 2N3133 ; 272 - A9335 ; 273, 49 - 2N3324 ; 275 SM4871-2 5 276, 277, 278, 44 - 2N3565 ; -280 - 1N747A ; 281- - 1N751A ; 282, MV833 ; 283 - 1N270 ; 284, 285, 286, 287, 288 A9201. "Raysistor" : 48 - CK1-104P. Résistances : 292 - 68 K 293-- 12--K ; 294 - 5 K ; 295, -296 - 15 K ; 297, 298, 299, 300, 301, 302, 303 --1 K s 304 - 1,5 K K 305 - 270 s 306, 307 2,2 K 308 - 2,4 K ; 309 - 3,3 K ; 310, 311, 312, 313 - 22G ; 314 - 430-; 315, 316, 317, 318 - 100 ; 319 - 6,8 K ; 320, 321 5 K ; 322, 323 - 3.9 K ; 324 - 33 K ; 325 - 22 K ; 326 - possibilité de sélection ; 327 -@possibilité ; 328, 329 - 470 ; 330 4,7 K s 331 - 2 K s 332 - 1,2 K s 333 - 22 ; 334 (varistor) 023L9 s 335 - 4,3 K ; 336 - 33 K t 337 - 120 ; 338 - 1,2 k ; 339 - 390 ; 340 - 27 ; 341, 342 - 100 k s 343 - 360 ; 344, 345 - 10 K ; 346 - 1 @ ; 347 - 18 K ; 349, 350 - 390 ; 351 2,7 K t 352 - 500 ; 353 - 25 K. COMPOSANTS DES FIGURES 7 et 8 - Condensateurs : 360, 361, 362, 363, 364, 365, 366, 367 - 15 F ; 368 - 100 F ; 369 - 10 pF ; 370 - 2,5 à 11 pF ; 371, 372, 373, 374, -375, 376 - 0,002 F ; 377 - 3,3 F ; 378 - 2.000 pF ; 379 - -0,02 F ; 380 - 0,47 F ; 381 - 38 F ; 382 - 0,15 F ; 383 - 0,1 F ; 384, 385 0,01 F ; 386 - 22- F ; 387 - 22 pF ; 388 - -47 pF. Diodes 389 - 1N751A t 390, 391, 392, 393, 394, 395, 396 - A9201. Bobines d'induction : 397, 398, 399 - 1 H ; 400 - 18 H. Transistors : 401, 402, 403, 404 - A9312 ; 405, 406 - A9335 ; 407, 408 - 2N3251 b 409 - 2N3638A. Résistances : 411, 412, 413, 414 - 1 K ; 415 - 47 K ; 416 - 15 K ; 417--- 5 K ; 418 - 12 K 419 - 420 -- 2,4 K t 421, 422 - 10 k s 423, 424 - 100 ; 425 390 (figure 7) 330 ohms (figure 8) ; 426 - 100 ; 427, 428 220 s 429, 430, 431 - 2,7 k ; 432, 433 - 470 s 434 - 220 ; 435, 436 - 750 ; 437 - 100 K ; 438 - 1,2 K ; 439 - 150 9 440 - 1,2 k 9 441, 442 - 3,9 K ; 444 - 6,8 K ; 445 - transformateur, impulsion 90-676. COMPOSANTS DE LA TIGURE 9 - Condensateurs : 450, 451, 542, 453, 455, 456 - 15 f ; 458, 459 - 0,001 F 460 - 15 pF ; 461, 462, 463,464, 465, 466 - 0,002 F b 467 - 33 pF i 468, 469 4,7 F ; 470 - 1000 F ; 471 - 47 pF ; 472 - 5 pF ; 473 - 47 pF 474 - 5 pF. Diodes : 476, 477, 478, 479, 480, 481, 482 - A9201 483, 484, 485 - 1N758A ; 116 - 1N3717 ; 487 - 1N270 ; 488 1N754A. Bobines d'induction : 490, 491 H 2 492, 493, 494 - Bobine d'induction, enrobée, 4,7 H ; 495 - Perles de ferrite. Transistors : 104, 105 - 2N3638A 9 499, 500 - 2N3227 5 501 A9312 ; 502, 503 - A9335 i 504-- 2N3251 ;- 505 - 2N3324 ; 506 - 2N3251. Résistances : 508, 509, 510, 511, 512, 513 - 100 ; 514, 515 - 1,8 K ; 516 - 2,2 K ; 517 - 1,8 K ; 518 - 47 ; 519 - 10 K ; 420 - 22 ; 521 - 1,2 K ; 522 - 33 X 523, 524 - 5,1 K ; 525 1,1 K ; 526, 527 - 100 s 528 - 1,2 K ; 529 - 1 K s 531 - 2,5 K ; 532 - 3,3 K ; 533, 534 - 75 ; 535, 536 - 1 K ; 537, 538, 539 - 330 ; 540 - 470 ; 541 - 1,5 K ; 542 - 10 K ; 543 - 27 K ; 544 - 560 ; 545 - 10 K b 546 - 1,5 K 9 547 - 680 548 - 68. COMPOSANTS DE LA FIGURE 10 - Condensateurs : 551, 552, 553, 554, 55 - 15 F-; 556 - 220 pF 2 557, 558 - 0,002 F ; 559 47 pF ; 560 - 1,8 F ; 561, 562 -0,47 F ; 563, 564 - 3,3 F ; 565 - 6,8 F ; 566 - 15 F X 567 - 33 F ; 568,569 - 47 F 570 - 39 F ; 571 - 0,01 F. Bobines d'induction : 572, 573 1 H ; 574 - 100 H. Relais : 576 - 701-3 S 577 - 202-3. Diodes 578 - 1N751A ; 579-à 587, 589 à 592 - A9201 ; 593 - 1N270. Transistors : 594, 595, 596, 597 - A9312 ; 598 - A9335 ;-599 2N3251 ; 600, 601, 602 - 2N3565 ; 603--- 2N3133 ; 604, 605, 606, 607, 608 - 2N3638A.Résistances : 610, 611, 612 ---5,6 K ; 613 5 K ; 614 - 10 K ; 615 - 27 K--; 616 - 2,7 K ; 617, 618 - 4,7 619 - 1 K s 620, 621, 622 - 3,3 K ; 623 - 22 ; 624 - 510 -625 2,7 E X 626- 180 ; 627, 628, 629 ---1 M ; 630-- 10 Il ; 631, 632- 2,2 M ; 633, 634, 635 - 100 K ; 636, 637, 638, 639- 10 K ; 640, 641 - 330 ; 442 - 10 ; 643, 644, 645, 646, 647 - 4,7 x ; 648 1 K ; 649, 650 - 2 K ; 651 - 250 ; 652-- 2 K ; 653 - 220 ; 654 5 K ; 655 - 220 K s 656 - 47 ; 657 - 1,5 K ; 658 - 560 ; 659 270 ; 660 - 500 t 661, 662 - 820 ; 663 - 68 K ; 664 - 820. COMPOSANTS DE LA FIGURE 11 - Circuits micrologiques : 670, 671 UX 8991428X ; 672 - UK 8992328X ç Condensateurs : 673, 674, 675 15 F ; 676 - 2,2 F ; 677 - 0,02 F ;@678 - 0,03 F ; 679, 680 0,047 pF é 681, 682 - 3,3 F ; 683 - 1,0 F ; 684 - 0,005 F 685 - 150 pF ; 686 - 0,0t5 F ; 687 - 0,0047 F ; 688, 689, 690, 691 - 0,01 F ; 692, 693, 694 - 220 pF ; 695, 696 - t500 pF 697 - 560 pF ; 698, 699, 700, 701- - 0,1 F ; 702 - 0,047 F ; 703 - 68 pF ; 704 - 330 pF ; 705, 706 - 100 pF ; 707, 708, 709 0,001 F. Diodes : 710, 711, 712, 713, 814, 715, 716 à 726, 727 à 733 - A9201 ; 734 - 1N270. Bobines d'induction : 736, 737 1 H ; 738 - 1000 H ; 739 - 5 mH ; 740 - 10 mH. Transistors 741, 742, 743 - A9335 2 744 745, 746, 747, 748 - 2N3638A ; 749, 750 - 2N3565 ; 751, 752, 755 - A9312 ; 754 - 2N3251. Résistances : 755, 756 - 1 K ; 757. 758 - 47 K ; 759, 760 - 470 ; 761-220 t 762 - 150 R 763, 764 - 680 ; 765, 766, 767 - 22 K ; 768, 769, 770, 771, 772, 773, 774 - 10 K ; 775.- 1,5 K ; 776, 777, 778 - 100 K ; 779, 780, 781 - 3,3 K ; 782, 783 - 3,3 K ; 784 10 K ; 785 - 24 K-s 786, 787 - 1,2 K ; 788, 789, 790 - 6,8 K i 791 - 2,2 K ; 792, 793 - 4,7 K 9 794, 795 - 15 K i 796 - 330 797 - 470 K ; 798 - 120 K y 799 - 130 K t 800, 801 820 ; 802 82 s 803 - 12 K ; 804--- 500 ohms ; 805 - 8,2 K ; 806 - 33 K ; 807 - 1,2 K ; 808 - 1,8 K 9 809 - 18 K ; 810 - 25 K t 811 - 75 812 - 25 K, Diodes : 814 - 1N752A ; 815 - 1N747A. COMPOSANTS DE LA FIGURE 12 - Circuits micrologiques : 820 à 829 - UX8992328X ; 830 à 834 - UX8991428X. Transistors 836, 837 - A9312. Condensateurs : 838 - 15 F ; 839 - 0,068 F 840 - 0,1 F ; 841 - 1.000 pF ; 842, 843 - 0,01 F ; 844 - 47 pF. Résistances : 845 - 2,2 K ; 846 - 4,7 K ; 847 - 1,2 K ; 848, 849 - 10 K ; 850 - 6,8 K ; 851 - 1 K. . COMPOSANTS DE: LA@FIGURE 13 - Condensateurs : 855, 856, 857, 858, 859 - 15 F ; 860, 861 - 22 pF ; 862 - 0,1 F ; 863, 864, 865 - 100 pF ; 8G6, 867, 868, 869 - 0,002 F 9 870 - 7-45 ; 871, 872 - 0,001 F ; 873 - 180 pF ; 874 - 2,2 F ; 875 - 3,3 F 876 - 0,0047 F ; 877 - 0,018 F. Bobines d'induction : 879, 880 - 1 H ; 881 - 47 H. Diodes : 882a à 893 a - A9201 ; 885 1N754A. Transistors : 886, 887, 888, 889 - A9312 ; 890 A9335 ; 891 - 2N3324 s 892, 893 - 2N3638A 9 894, 895, 896 -2N3565.Résistances : 898, 899, 900 - 1 K ; 901 - 330 ; 902, 903 - 47-K ; 904 - 1,8 K ; -905, 906, 907, 908, 909 - 10 1 0 K 910, 911, 912 - 10 K ; 913, 914 - 39 K 2 915, 916 - 1,5 K ; 917 - 560 ; 918 - 330 K 9 919 - 3,3 K ; 920 - 1,2 K ; 921, 922, 923, 924, 925 - 100 ; 926 - 2,2 K ; 927, 928 - 150 ; 929 - 5,6 K ; 930, 931 - 27 K ; 932, 933 - 4,7 K ; 934 - 91 K; 935, 936 - 10 K; 937 - 3,6 K ; 938 - 27 ; 939 - 150 K ; 940 - 50 K ; 941 - 68 K ; 942 - 6,2 K X 943, 944 - 15 K ; 945 - 5 K ; 946, 947 - 1,8 K. @ COMPOSANTS DE LA@FIGURE 14 - Condensateurs : 950, 951, 952, 953, 954 - 15 F ; 955, 956-- 47 pF i 957 - 1.000 pF ; 958 - 330 pF ; 959 - 910 pF ; 960 - 0,002 F 2 961 - 470 pF ; 962, 963 6,8 F ; 964, 965, 966 - 680 pF ; 967 - 0,012 F ; 968 - 0,01 F. Diodes : 969 à 978, 979, 980, 981, 982, 983 - A9201 ; 984 - 1N270. Bobines d'induction : 986, 987 - 1UHF y 988 - 10 mH. Transistors 989, 990, 991, 992 - A9312 w 993, 994 - 2N3638A 5 995, 996 2N3565 ; 997, 998 - 2N3251. Résistances : 999, 1000, 1001, 1002, 1003, 1004, 1005, 1006 - 1 K ; 1007 - 39 K ; 1008 - 560 ; 1009 1,2 K ; 1010 - 150 ; 1011, 1012 - 5,6 K ; 1013 - 3,3 K ; 1014, 1015, 1016 - 470 ; 1017, 1018, 1019- 10 K ; 1020, 1021 - 2,2 K ; 1022,- 1023, 1024 - 100 K-; 1025 - 4,7 K ; 1026 - 47 K ; 1027, 1028, 1029 - 22 K ; 1030, 1031 - 1,-5 K ; 1032 - 270 ; 1033, 1034 - 2,2 K y 1035 - 6,8 K ; 1036 - 220 K ; 1037 - 330 y 1038 33 K ; 1029 - 10 K (variable) ; 1040 - 20 K (variable) ; 1041 1,3 K ; 1042 - 4,3 K ; 1043 - 56 K ; 1044 - 300 ; 1045 - 8,2 K ; 1046 - 47 ohms ; 1047 - 100. Diodes : 1048, 1049 - 1N751A. COMPOSANTS DL@LA FIGURE 15 - Condensateurs : 1052, 1053, 1054 - 15 F ; 1055, 1056, 1-057 - 0,005 F ; 1058, 1059, 1060, 1061 - 68 F. Diodes : 1062, 1063, 1064, 1065 - A9201 ; 1066 1N748A. Bobines d'induction : 1067, 1068 - 1 H. Transistors : 1069,- 1070,- 1071, 1072 - A9312. Résistances : 1074, 1075 - 2,2 K 1076, 1077, 1078, 1079 - 22 K ; 1080, 1081 - 47 K ; 1082, 1083 270 ; 1084, 1085 - 200 ohms s 1086, 1087 - 220 ; 1088 - 820. n service, le dispositif de la présente invention reçoit un signal vidéo d'entrée et fait passer automatiquement des im- pulsions de synchronisation et de couleur au gain égal à l'unité, tout en exerçant un réglage de gain du balayage vidéo actif et un réglage de combinaison du signal entier. Si le niveau du si- gnal tombe an dessous d'un seuil prédéterminé, le balayage actif est automatiquement maintenu au gain égal à l'unité jusqu'à ce que le signal se rétablisse à un niveau satisfaisant. Des détails du fonctionnement ont été donnés ci-dessus. A titre de variante de réalisation, l'atténuateur 48 peut également être un atténuateur vidéo charge bande équipé de paires de transistors. En se référant à la figure 18, l'atténuateur de signal vidéo de cette forme de réalisation comprend une entrée de signal vidéo 1110 destinée à recevoir le signal d'entrée (provenant de l'élément à charge d'metteur 41, comme représenté sur la figure 2) qui est couplé avec deux paires de transistors com- plémentalres en parallèle, dont la pre@ière paire comprend des transistors 1112 et 1114 de conductivité de type NPN, connectés avec mise à la terre des bases, et dont l'autre paire comprend des transistors 1116 et 1118 à conductivité de type PNP, également connectés selon la même configuration.Les transistors 1112 et 1114 à conductivité de type NPN et les transistors 1116 et 1118 @ conductivité de type PNP sont de type bêta élevé , de sorte que le courant qui circule a travers 8' leurs émetteurs cir- cule aussi essentiellement à travers leurs collecteurs respectifs. Le signal video est conduit aux transistors 1112 et 1114 par l'inter@édiaire d'une résistance 1120 reliée en série et d'une résistance 1122 menant à un conducteur 1123 qui relie directement les émetteurs des transistors 1112 et 1114. De la même façon,le signal video est conduit aux transisters1116 et 1118 par l'in termédiaire d'un condensateur 1130 et d'une résistance 1152 re liée en série a un conducteur 1133 reliant directementles émet- teurs des transistors 1116 et 1118. La valeur des résistances 1122 et 1132 est très forte, comparativement à l'impédance des émetteurs des transistors 1112, 1114 et 1116, 1118, respectivement, de sorte que le signal video peut être considéré comme partant d'une source de courant. La base du transistor 1112 est reliée par l'intermédiaire d'une résistance 1134 à la terre 1136, tandis que la base du transistor 1114 est reliée par l'intermédiaire d'une résistance 1138 à la terre 1136. Les résistances 1134 et 1138 ont une fai ble valeur, de sorte que les base des transistors 1112 et 1114 sont pratiquement au potentiel de la terre. La base du transis tor 1112 est également reliée par un conducteur 1140 à un côté d'un condensateur 1142, dont l'autre côté est relié par un con ducteur 1144 à la base du transistor 1114 et l'extrémité non à la terre de la résistance 1138.Le condensateur 1142 est prévu pour bloquer le passage du courant continu entre les bases des transistors 1112 et 1114 et pour maintenir ces bases pratique ment au même potentiel de courant alternatif. En ce qui concerne la paire dc transistors a cenductivité de type PNP, les connexione sont analoguce à celles des éléments correspondants, mentionnés ci-dessus, de la paire de transisters à conductivité de type NPN. En particulier, la base du transistor 1116 est reliée par l'intermédiaire d'une résistance 1154 à la terre 1136, tandis que la base du transistor 1116 est reliée, par l'intermédiaire d'une résistance 1158 conduisant également à la terre 1136. Les résistances 1154 et 1158 ont une faible va leur, de sorte que les bases des transistors 1116 et 1118 so trouvent pratiquement au potentiel de la terre.La base du tran sistor 1116 est en outre reliée par un conducteur 1160 relié par un côté à un condensateur 1162, dont l'autre côté est relié par l'intermédiaire d'un conducteur 1164 à la base 1118 et à l'extré mite non @ la terre de la résistance 1158. Le condensateur 1162 est prévu pour bloquer le passage du courant continu entre les bases des transistors 1116 et 1118 et pour maintenir ces bases pratiquement au même potentiel de courant alternatif. Une entrée de tension de courant continu 1164 (venant par exereple des inverseurs-aup?.ificateurs de courant continu 55 comme représenté sur la figure 2) est reliée à une extrémité d'une ré sistance 1166, dent l'autre extrémité est reliée à la base du transistor à conductivité de type NPN 1114 et à la base du transistor à conductivité de type PNP 1116. Le conducteur commun 1123 reliant les émetteurs des transistors å conductivité de type NPN 1112 c/1114 est relié à une résistance 1170 menant à un conducteur 1172 relié à la source B- de tension d'alimentation (non représenté). Le conducteur com- mun 1133 reliant les émetteurs des transistors a conductivité de type PNP 1116 et 1118 est relié à une résistance 1174 menant à un conducteur 1176 relié 'm. une source B+ de -tension d'alimenta- tion (non représentée).Le courant continu traversant les transistors 1112, 1114 et 1116, 1118 est déterminé essentiellement par les résistances 1170 ct 1174 qui ont une valeur bien supé- rieure à l'impédance des émetteurs correspondants des transistors 1112, 1114 et 1116, 1118. Le collecteur du transistor 1112 est relié 5 un coté d'un condensateur 1180 qui constitue une dérivation de courant alternatif pour les signaux video qui apparaissent sur le collecteur du transistor 1112, le côté opposé de ce condensateur étant relié à la terre 1136. Le collecteur du transistor 1112 est également relié à une extrémité d'une résistance 1182 commune à la connexion de la plaque du condensateur 1180 et cette résistance 1182 mène à la source B+ de tension d'alimentation au moyen du conducteur 1176. Le collecteur du transistor 1114 est relié par l'intermédiaire d'une résistance 1184 menant également à la source B+ de tension d'alimentation, au moyen du eonducteur 1176, Le collecteur du transistor 1116 est relié à un côté d'un condensateur 1190 qui constitue une dérivation de courant alternatif pour des signaux video qui apparaissent sur le collecteur du transister 1116, le côté opposé de ce condensateur venant à la terre 1136. Le collecteur du transistor 1116 est également relié à une extrémité d'une résistance 1192 commune à la connexion d'un côté du condensateur 1190, la résistance 1192 menant à la source B- de tension d'alimentation au moyen du conducteur 1172. Le collecteur du transistor 1118. est relié par l'intermédiaire d'une résistance 1194 menant également a la source B- de tension d'alimentation au moyen du conducteur 1172. Une matrice d'impédance est reliée en v@e d'effectuer la somme d'une sortie d'un transistor de chacune des paires de transistors complémentaires de l'atténuateur. En particulier, entre les extrémités de la connexion 1114 avec la résistance 1184, un conducteur mène à un côté d'un condensateur 1200, dont le côté opposé est relié à une extrémité de la résistance 1202 d'une matrice résistive.Un conducteur mènoégalement depuis le collecteur du transistor 1118 en un point choisi entre les extrémités de la connexion du collecteur du transistor 1118 e G de la résistance 1194 à un côté d'un condensateur 1204, dont le côté opposé est relié en série avec une résistance í 206 de la matrice résistive. L'extrémité opposée de la résistance 1206 est reliée à l'extrémité opposée de la résistance 1202 à la jonction 1210 à laquelle les signaux video de sortie de l'atténuateur peuvent être prélevés, lesquels signaux représentent pratiquement la somme des signaux des collecteurs destransistors 1114 et 1118, respectivement. En service, un signal d'entrée video introduit dans le circuit à l'entrée 1110 est conduit pratiquement en tant que signal de courant non inversé aux émetteurs et aux collecteurs associés des transisters 1112 et 1114. Toutefois, le collecteur du transistor 1112 est dérivé vers la terre on @@ qui concerne les signaux video de courant alternatif, par le condensateur 1180.Si aucun signal de réglage n'est appliqué depuis la source de signaux de réglage de de courant continu 1164, les bases des transistors 1112 et 1114 se trouvent pratiquement au même potentiel et un signal video appliqué à l'entré@ 1110 se divise également entre les transistors 1112 et 1114 et est conduit à leurs collecteurs. Toutafois, si un faible signal de courant continu positif est appliqué à labase du transistor 1114, ce dernier devient plus conducteur, ce qui accroît son courant de collecteur, tandis que le courant qui traverse le transistor 1112 vers son collecteur diminue. Dans chaque cas, le courant total qui circule à travers les transistors 1112 et 1114 est pratiquement le même pour tous signaux de réglage de courant continu appliqué depuis la source de signaux de réglage 1164. Par conséquent, l'application d'une tension dc signal de réglage de courant continu positif provoque une dérive de courant depuis le transistor 1112 vers le transistor 1114, de sorte qu'on peut faire varier le rapport de di Vision du courant , y opris le courant continu des transis tors 1112 et 1114.Dans la mesure ou on peut faire varier ce rap- port, la composante de signal de courant alternatif ou signal video sur le collecteur du transistor 1114 est susceptible d'une variation d'amplitude pour effectuer l'atténuation désirée du signal d'entrée video. De même, et an se référant à la paire de transistors à la conductivité de type PNP, lorsqu'aucun signal n'est appliqué depuis la source de réglage de signal do courant continu 1164, les bases des transistors 1116 et 1118 se trouvent pratique- ment au potentiel dc a terre, comme décrit ci-dessus. Par conséquent, le courant alternatif du courant video et le courant continu sont conduits et divisés également par les transistors 1116 et 1118 vers leurs collecteurs.En particulier, le trajet de courant du signal vldeo comprend l'entrée 1110, le conducteur 1133 et les transisters 1116 et 1118. Lorsqu'une faible tension de réglage de courant continu positif est appliquée depuis la source de réglag-s 1164, le potentiel à la base du transistor 1116 augmente, ce qui rend le transistor 1116 coins conducteur, de mainère à rendre le transistor 1118 plus conducteur que le transistor 1116. Par conséquent, le rapport de division du courant du transistor 1114 au transistor 1112, et du transistor 1118 au tna-nsicter 1116, peut entre réglé par l'application de faibles signaux de réglage de courant continu depuis la source 1164. Le courant de signal video traversant le collecteur des transis tors 1114 et 1118 provoquai des chutes le tension aux bornes des résistances 1202 et 1206 de la matrice résistive, ces tensions de signal video étant prantiquement de même amplitude et de même polarité. Il n'y a sensiblement aucune perte de signaux car les signaux de courant alternatif ou signaux video s'ajoutent en grandeur et en polarité aux bornes de la matrice de résistances. Comme mentionné ci-dessus, l'application d'une faible ten sion de réglage s'accommage d'une variation du rapport de divi sion du courant continu qui, dans la plupart des cas, est indé sirable, notamment lorsque le signal de réglage du courant con tinu peut entre soumis à des variations brusques et rapides, comme c'est le cas lorsqu'on utilise une source de réglage de gain automatique. Cette variation de la tension dc réglage doit norma lement provoquer une variation du niveau de signal de courant continu et des transitoires de basse fréquence indésirables au niveau de la sortie 1210 de l'atténuateur.Toutefois, cet incon- vénient est également pallié par l'atténuateur de la présente in vention, cn prévoyant les paires de transistors complémentaires. A mesure que le signal de réglage de courant continu provenant de la source 1164 varie, les variations du niveau de courant con tinu depuis les collecteurs des transistors 1114 et 1118 sont de même amplitude, mais de polarités opposées, de sorte que la variation de tension continue aux bornes do la résistance 1202 est annulée par la variation de tension continue aux bornes de a résistance 1206, et que la variation nette de courant continu a niveau de la sortie 121C de l'atténuateur est- nulle, le niveau de courant continu restant pratiquement le même. la En se référant à la figure i9, la variation@de/sortie de l'atténuatour est tracés en fonction du temps, la courbe "A" représentant le signel engendré sur le collecteur du transistor 1114, la courbe "B" représantant le signal engendré sur le collecteur du transistor 1118 et la courbe "C" représentant le signal sur la borne de sortie 1210. Les signaux de courant alter natif prevenant de chaque collecteur, lorsqu'un signal est ap pliqué à l'entrés 1110 sont de même amplitude, de même phase et de même polarité et sont totalisés à la sortie 1110, tandis que le signal de courant continu est la moyenne des deux signaux de sortie de courant continu sur les collecteurs des transistors 1114 et 1118, respectivement.Les sorties des signaux de courant alternatif ou signaux video des transistors 1114 et 1118 et les signaux de la sortie 1210 de l'atténuateur sont superposés aux niveaux;des signaux de courant continu aux sorties associées, respectivement. Les formes d'ondes illustrent l'effet net à la sortie 1210 de l'atténuateur, d'un signal de réglage de décroissancecons tante, provenant de la source 1164, lequel signal peut être ini tialement à un certain potentiel positif, appliqué à l'atténua teur pendant la période de temps t, après Quoi le signal de ré glage de courant continu reste constant. Le passage du courant dans les collecteurs des transistors 1114 et 1118 diminue et le signal video appliqué aux ré@istances 1202 et 1206, et appa raissant à la jonction 1210, est réduit en amplitude.L'atté nuation du signal video d'entrée est donc effectuée à mesure que la diminution du signal de réglage abaisse et élève respec tivenent le potentiel de base des transistors de base 1114 et 1118, et provoque le passage d'une plus grande proportion de courant à travers les transistors 1112 et 1116, comme représenté. Lors d'une diminution du signal de réglage provenant de la source 1164, le potentiel du collecteur du transistor a conduc tivité NrN 1114 devient positif et le potentiel du collecteur du transistor 1118 de conductivité opposée, @ savoir de type PNP devient négatif, de sorte que la variation nette de niveau de courant continu à la sortie 1210 est égale à zéro. En vue o.e produire l'atténuation et d'accroître le signal de sortie video, on peut élever de nouveau le signal de réglage pour provoquer un plus grand assage de courant dans les transis tors 1114 et 1 1113. Les variations de potentiel de courant con tinu sur les collecteurs des transistors 1114 e-t 1118 son oppo sées aux variations décrites et, de la même façon, elles sont annulées dans la matrice résistive, de sorte que le niveau de c@urant continu @ la sortie 1210, comme représenté par la partie en trait plein de la courbe "C" de la figure 19, reste le même bien q@'on puisse faire varier le signal de réglage dans un sens soit d'augmentation, soit de diminution, pour effectuer l'atté nuation du signal video, ce dernier sens effectuant l'atténuation comme représenté sur la figure 19 dansle circuit. Pendant le fonctionnement normal du circuit, l'amplitude de s ortie d'un pic à l'autre sans atténnation du signal video peut, par exemple, être égale on supérieure @ un dixième du potentiel de courant continn à la sortie 1210. Par couséquement, des signaux video tels qu'atténués conformément au signal de réglage provenant de la source 1164 et apparaissant sur le--s collecteurs des transistors 1114 et 1118, respectivement, sont toujours pratiquement de même amplitude et de même polarité, taudis que les variations du niveau de courant continu sur les collecteurs des transistors 1114 et 1118, res- pectivement, sont de merle amplitude mais de polarités opposées. Le niveau de courant continu à- la sortie 1210, en cas de variations de la tension de réglage, reste pratiquement - la a même valeur que celle qui existait avant @'application de la tension de réglage provenant de la source 1164. I y a lieu de remarquer en outre que l'atténuateur de la présente invention comprenant les paires de transistors complémentaires offre une réduction notable de la distorsion non linéaire tendant à être engendrée dans une paire de transistors unique.En particulier, la distorsion non linéaire moyenne engendrée pendant égale certaine période de temps croissante dans la paire de transistors a conductivité de type NPN a pour effet d'annuler partiellement la distorsion non linéaire engendrée pendant la même période de temps croissante,dans la paire de transistors à conductivité de type PNP. Ainsi, l'exemple de réalisation suivant la figure 18 présente un atténuateur de signaux danslequel le signal peut être notablement atténué, tout en étant encore reproduit en ce qui concerne la forme sans distorsion, les transitoires de courant continu ou les variations du niveau de courant continu, et cette atténuation peut être réglée depuis une source placé@ à distance, par une faible tension de réglage. A titre d'autre exemple de réalisation, la séparation des composantes @onochromatiques et de couleur d'un signal video de télévision en couleur peut être effectuée au acyen d'un cirxuit de séparation des signaux remplaçant, essentiellement, l'amplificateur différentiel 51 et l'élément à charge d'émetteur 83 (comme représenté sur la figure 2).Lorsqu'il est séparé de cette façon, le signal de sortis monochromatique doit être soumis à l'action du circuit de régénération de composantes continu représenté sur la figure 2, tandis que les composantes de signal de chrominance peuvent ensuite outre soumises séparément à l'action d'un autre atténuateur de gain, (non représenté),par exemple, avant que les signaux ne seient recombinés, par exemple à l'entrée à l'entrée de l'élément à charge d'émetteur 105 (comme représenté sur la figure 2). Comme représenté sur la figure 20, le circuit de séparation du signal de cette forme de réalisation comprend une entrée vidéo de couleur 1310 prévue entre les extrémités d'une paire de résistances 1312 et 1314 formant un diviseur de tension et menant à un premier amplificateur à la base du transistor à conductivité de type Nnt 1316. 't'extrémité opposée de la résistance 1314 mène à une source B- de tension d'alimentation.L'extrémité opposée de la résistance 1312 est reliée à un potentiomètre 1318; dont l'extrémité opposée mène à une source B+ de tension d'alimentagion, de sorte que le potentiomètre peut Autre actionné de manière à faire varier la polarisation du transistor 1316. 3n particulier, une variation de la résistance du potentiomètre 1318 fait varier le seuil de conductivité du transistor 1316 et la proportion de la tension de signal d'entrée appliquée à sa base et la tension du signal de réaction, la source de ce signal de réaction étant décrite de façon plus détaillée dans ce qui suit. L'émetteur du transistor 1316 est relié à une résistance 1319 conduisant à la terre.Le collecteur du transistor 1316 est relié par l'intermédiaire d'une résistance t320 à la source B+ de tension d'alimentation et à un second amplificateur à la base du transistor à conductivité de type PNp 1322, rendu conducteur lors de la conduction du transistor 1316. L'émetteur du transistor t322 est relié à une résistance 1324 ayant un condensateur de dérivation de courant alternatif 1326, en parallèle avec elle. L'extrémité opposée de la combinaison parallèle conduit à la source B+ de tension dlalimen- tation. L'émetteur du transistor 1322 est en outre relié à une résistance 1327 conduisant à la terre.Un collecteur du transistor 1322 est relié par l'intermédiaire d'une résistance 1328 à la source B- de tension dlalimentation et le collecteur est également couplé à la base d'un autre transistor à conductivité de type NPN 1330. Be collecteur du transistor 1330 conduit directement à la source B+ de tension d'alimentation et son émetteur est relié à une résistance 1332 conduisant à la source B- de tension d1alimentation. Le transistor 1330 est relié suivant une configuration à charge d'émetteur, de manière à limiter la distorsion provoquée par des variations de la tension d'alimentation et à adapter la forte impédance de sortie de l'areplificateur 1322 à l'impédance d'entrée des canaux de chrominance et de lutìinance du circuit de séparation du signal, couplé par un conducteur 1342 partant de l'émetteur du transistor 1330. Le canal de chrominance comprend une résistance 1344 reliée à une extrémité et au conducteur 1342 et, à l'autre extrémité, à un conducteur 1345 à une extrémité d'un réseau passe-bande 1346, qui comprend un condensateur 1348 et une bobine-d'induction 1350 reliée en parallèle avec le condensateur.Le réseau passebande 1346 ayant une bande passante d'environ 2 mégacycles est an résonance à la fréquence de sous-portause de couleur d'environ 3,58 mégacycles par seconde et présente, en fait, un circuit ouvert ou signal de chrominance à cette fréquence, de manière à permettre à la composante du signal de chrominance d'entre conduite à travers une résistance 1360 reliée à une extrémité au conducteur 1345 et à l'autre extrémité à une base d'un transistor à conductivité de type NPN 1362, prévu pour l'adaptation d'impé- danse. L'autre extrémité du réseau passe-bande 1346 est reliée par un conducteur 1357 à une plaque dtun condensateur 1356, le condensateur ayant une autre plaque reliée à la terre. Le collecteur du transistor à conductivité de type NPN 1362 est relié à une source B+ de tension d'alimentation. L'émetteur du transistor 1362 est relié par l'intermédiaire d'une résistance 1366 à la source B- de tension d'alimentation. L'émetteur du transistor 162 est en outre relié selon une configuration à charge d'émetteur, par un conducteur 1368, à une extrémité d'une résistance 1370 formant une partie d'une matrico de totalisation à résistances. Le canal de luminance est également relié au conducteur 1342 et comprend un circuit-bouchon 1370 ayant un condensateur 1372 en parallèle avec une bobine d'induction 1374, l'extrémité opposée du circuit-bouchon étant reliée à une résistance 1376 menant au conducteur 1357 sur la plaque du condensateur 1356. Une résistance 1378 est reliée à une extrémité entre le circuit-bouchon 1370 et la résistance 1376 et, à l'autre extrémiste, à la base d'un transistor 1382 également relié suivant une codiguration à charge d'émetteur. Le collecteur du transistor 1382 'est relié à la source de tension d'alimentation B+ et l'émetteur est relié à une ré résistance t384 menant à la source de tension d'alimentation B-, le trajet du courant collecteur-émetteur du transistor 1382 étant e parallèle avec le trajet collecteur-émetteur du transistor 1362. Un conducteur 1388 mène du transistor à charge d'émetteur 1382 à une extrémité d'une résistance 1390 formant la seconde résistance de la patrice de résistances. Un conducteur à réaction 1392, partant d'un point intermédiaire de la liaison en série des résistances 1370 et 1390, est prévu pour ramener une partie du signal de totalisation de la ris- trice de résistances par l'intermédiaire d'une résistance 1394, à l'émetteur du transistor 1316. En service, le signal d'entrée vidéo de couleur qui comprend un spectre de fréquences contenant l'information de chrominance et de luminance, est reçu à l'entrée 1310 et le signal est ampli- fié par les transistors 1316 et 1322. Le degré de polarisation appliqué au transistor 1316 peut Autre réglé en faisant varier la résistance du potentiomètro 1318. Le transistor à charge d'émetteur 1330 permet d'appliquer la tension totale développée aux bornes de la résistance de charge 1328, aux bornes de la résistance 1332 avec une augmentation correspondanto du courant amené par le conducteur 1342 aux canaux de cllrorllinance et de luminance. Le réseau passe-bande 1346, réglé de manière à entre en résonance à la fréquence de la sous-porteuse de chromiance, présente une forte impédance aux signaux vidéo dans la gamme de fréquen cct sous-porteuse, ces signaux contenant l'information de chrominance.Le réseau de réjection de bande 1370 présente une forte impédance à l'information de chrominance qui est contenue dans la gamme de 3,58 mégacycles par seconde et le passage de la composante de chrominance du signal vidéo de couleur à travers le réseau-bouchon de réjection de bande 1370 est eelpeché. Le réseau 1370 présente la forte impédance à une bande de fréquences étroite dans la gamme de fréquences de sous-porteuse, de sorte que l'impédance présentée au signal vidéo est nettement bloqué pour permettre le passage des composantes du signal de luminance. Le condensateur de blocage 1356 empoche le passage d1un courant continu à travers les résistances 1344 et 1376 vers la terre. Les transistors à charge d'émetteur 1362 et 1382, dans les canaux de chrominance et de luminance > respectivement, permettent le passage d'un courant de forte intensité dans les résistances 1370 et 1390 de la matrice de totalisation, de sorte que la forme d'onde de tension du signal d'entrée vidéo de couleur est reproduite, ce signal fournissant la tension de contre-réaction telle qu'appliquée par l'intermédiaire de la résistance à réac- tion 1394 à l'émetteur du transistor à conductivité de type NPN 1316, e--a vuo de la comparaison avec le signal d'entrée vidéo de couleur. La for d'onde de tension des composantes de chrominance et de luminance peut par conséquent astre traitée séparément avant la recombinaison a comme mentionné dans ce qui précède, recombi- naison qui peut être effectuée de façon classique comme par une simple matrice de résistances, par exemple (non représentée). Il ressort de la description qui précède que l'invention offre un dispositif à réglage de gain automatique perfectionné. I1 va de sol que la présente invention n'a été décrite et représentée qu'à titre explicatif, mais nullement limitatif, et qu'elle est susceptible de diverses variantes sans sortir de son cadre. REVENDICATIONS 1. Dispositif électronique à réglage de gain automatique, caractérisé par le fait qu'il comprend un circuit d'entrée destiné à recevoir un signal d'entrée, un circuit de répartition entre canaux pour diriger un signal reçu sur les moyens d'entrée dans des premier et second canaux, des premiers et seconds circuits de traitement de signaux destinés à traiter des signaux des premiers et seconds canaux, respectivement, le premier circuit de traitement des signaux comprenant un circuit de variation du gain, destiné à faire varier le gain- du signal contenu dans le prier canal, un circuit de recombinaison du signal de chacun des canaux de manière qu'une partie du signal combiné provienne de chacun de ces canaux, un circuit de sortie destiné à recevoir le signal combiné, et un circuit de réaction monté entre le circuit de sortie et le circuit de variation du gain en vue de régler automatiquement le gain de la partie du signal combiné issu du premier canal. 2. Dispositif suivant la revendication 1, caractérisé par le fait que le circuit de variation du gain comprend un atténuateur dont le gain est réglé par le circuit à réaction. 3. Dispositif suivant la revendication 2, caractérisé par le fait que l'atténuateur est un élément du type "raysistor". 4. Dispositif suivant la revendication 2, caractérisé par le fait que l'atténuateur est un circuit électrique qui comprend des premier et second réseaux d'atténuation complémentaires. 5. Dispositif suivant la revendication 4, caractérisé par le fait que chacun des réseaux d'atténuation complémentaires comprend une paire de transistors et le circuit électrique est réalisé pour combiner les sorties des réseaux pour produire un signal de sortie qui est exempt de distorsion due à l'atténuation. 6. Dispositif suivant la revendication S, caractérisé par le fait que le circuit de combinaison des sorties des réseaux est une matrice de résistances. 7. Dispositif suivant l'une quelconque des revondic-,tions 1 à 6, caractérisé par le fait que le circuit de recombinaison du signal de chacun des canaux est un cobinateur qui permet le passage cie parties prédéter--iinées seulement du signal de chacun des canaux. 8.Dispositif suivant l'une des revendications 1 à 7, caractérisé p-o-r le fait que le circuit de réaction comprend des éléments de détection des crêtes ou pics blancs et des crêtes ou pics noirs pour produire une tension d réglage en courant continu qui es-r, renvoyée au circuit de variation du gain pour régler son gain. 9. Disositif suivant l'une des revendications 1 à 8,carac- térisé par le fait que le premier circuit du traitement du signal comprend un séparateur de signal ayant un premier et un second sélecteur le fréquences,le premier sélecteur de fréquences éliminant une bande de fréquences prédéterminé et le second sélecteur de fréquences ne laissant passer pratiquement que cette bande de fréquence prédéterminée 10.Dis-positif suivant la revendication 9,caractérisé par le fait que le séparateur de signal comprend un somuateur destiné à recevoir les sorties des premier et second sélecteurs de fréquence et un sélecteur de réaction monté entre le sommateur et l'entrée du séy.arateur de signal pour réduire au minimum l'altération de la qualité du signal due à une sélection imprécise de la fréquence par le sélecteur d fréquence. 11. Dispositif suivant l'une des revendications 9 et 10, caractérisé par le fait que les premier et second sélecteurs de fréquences sont des filtres complémentaires accordés. 12. Dispositif suivant l'une des revendications 10 et 11, caractérisé par le fait que le sommateur comprend une paire de transistors reliés selon un montage à charge d'émetteur parallèle, les bases de la paire de transistors étant reliées au premier et au second selecteurs de fréquences,et une matrice de résistances est connectée entre l'émetteur de ces transistors en vue de la sommation des signaux provenant de ces transistors. 13. Dispositif suivant l'une des revendications 1 à 12, caractérisé par le fait que le second circuit de traitement du signal comprend des éléments établissant un gain n pratiquement égal à l'unit dans le second canal. 14. Dispositif suivant la revendication 13,caractérisé par le fait que le signal d'entre ost un signal vidéo de télévision et l'intervalle e suppression de ce. signal est couplé par le second canal e-t la composante vidéo active de cc signal est couplée par le premier canal. 15. Dispositif suivant la revendication 14,caractérisé par le fait que les impulsions de synchronisation et les impulsions chromatiques sont couplées par le second canal,ces composantes étant ainsi maintenues à un gain pratiquement égal à l'unité. 16. Dispositif suivant l'une des revendications 1 à 15,caractérisé par le fait que le circuit de répartition entre canaux consiste en mi circuit de réglage à réaction comportant des éléments détecteurs destinés à détecter l'absence d'un signal d'entrée d'amplitude minimale prédéterminés et un circuit d'interrup tion destiné à interrompre la réaction de réglage de gain en provenance du circuit de sortie,lorsque le signal d'entrée est inférieur à ladite amplitude prédéterminée. 17. Dispositif suivant la revendication 16,caractérisé par 12 fait que le circuit dt réglage à réaction comprend un élément préréglé d'établissement de la valeur unitaire qui est relié par le circuit d'interruption au circuit de variation du gain chaque fois que la réaction destinée à ce circuit de sortie est interrom- pue par le circuit d'interruption. 18.Dispositif suivant l'une des revendications 16 -t 17, caractérisé par le fait qu le circuit de détection comprend un détecteur d'affaiblissement,et le circuit d'interruption comprend un relais actionnant un interrupteur et e-xcité par un sortie du détecteur d'affaiblissement. 19. Dispositif suivant l'une des revendications 1 à 1, caractérisé par 1 fait que les premier et second circuits de traitement du signal comprennent des circuits de rétablissement de courant continu. 20. Dispositif suivant la revendication 19,caractérisé par le fait que le circuit de réaction réagit sur le circuit de rétablissement de courant con-tinu compris dans le premier circuit de traitement du signal, en vue de régler le niveau tie @ormation de ce signal. 21. Dispositif suivant la revendication 19, caractérisé par le fait que la réaction sur le circuit de rétablissement@ de courant continu comprend un détecteur de formation, et le circuit de rétablissement de courant continu comprend un détecteur des rive aux de signal an courant continu et do variation de ces niveaux en réponse à la réaction reçue. 22. Dispostif électronique à réglage de gain automatique, caractérisé par le fait qu'il comprend une ontrée destinée à recevoir un signal d'entrée,un répartiteur entre canaux pour diriger un signal reçu à l'entrée dans les premier et second canaux,des premiers ot seconds circuits de traitement des sigraux des premier t second canaux,respectivement,le premier circuit de traitement des signaux comprenant un circuit de variation du gain pour faire varier le ;;în du signal du premier canal,chacun des canaux comprenant un circuit de rétablissement de courent continu, un combinateur destiné à recombiner le signal de chacun des canaux de manière qu'une partie du signal combiné provienne d chacun de ces canaux,une sortie destinée à recevoir le signal combiné et un circuit de réaction comprenant une première voie reliée au circuit de variation du gain en vue de régler autom@tiquement le gain de la partie du signal combiné issu du premier canal,et une seconde voie reliée au circuit de rétablissement de courant continu en vue de régler le niveau de formation du signal combiné. 23. Dispositif suivent la revendication 22,caractérisé par le fait Que le second circuit de traitement des signaux comprend des éléments permettant d'établir un gain pratiquement égal à l'unité oea ce second canal,et le répartiteur entre cannaux comprend une commande de réaction dans la première voie pour établir un gain pratiquement égal à l'unité dans ce premier canal, chaque fois que l'absence d'un signal d'entrée d'enplitude minimale prédéterminée est détectée par la commande de réaction. 24. Dispositif suivant l'une des revendications 22 et 23, ccoeactérisé par le fait que le combinateur comprend un circuit d'horloge pour régler la sélection du signal combine provenant des premier et second canaux. 25. Dispositif suivant la revendication 24,caractérisé par le fait que le circuit de rétablissement dc courent continu com prend un circuit d@ fixation de niveau pour établir un niveau de courant continu,ce circuit de fixation de niveau c'étant réglé par le circuit d'horloge. 26. Dispositif suivant l'une des revendications 24 et 25, caractérisé pur le fait que l@ circuit de réaction comprend un système sensible au circuit d'horloge et réglé par ce dernier ne manière que les réactions dans les premières secondes voies sont échantillonnées à des instants différents. 27. Dispositif suivant l'une des revendications 22 à 26,caractérisé par le fait que le second circuit de traitement des signaux comprend un circuit temporisateur assurant la mise en phase correcte des signaux qui sont cominés par le combinateur,et le premier circuit de traitement des signaux comprend un circuit de compensation destiné à produire une temporisation uniforme des signaux quelle que soit l'atténuation produite par 1---- circuit de variation du gain. 28. Dis@ositif électronique à réglage de gain automatique du signal vidéo , caractérisé par lt, fait qu'il comprend une entree destinée d rc-cevoir uu signal de transmission vidéo incluant un intervalle de suppression et un intervalle de balayage actif, un circuit de répartition du signal d'entrée entre des premier et second canaux, un premier circuit de traitement des signaux comprenant un atténudteur destiné à faire varie r le gain du signal dans le premier canal et un redresseur de courant continu,un second circuit de traitement des signaux comprenant un an- plificateur d'isolement pour établir un gain pratiquement -.gal à l'unité dans le second canal et un second redresseur de courant continu, un combinateur destiné à recevoir les signau@ des pre- mier et second canaux et à faire passer l'intervalle de suppression du signal dans le second canal et la composante vidéo ac tive d@ signal dans le premier canal de façon à produire un signal de sortie combiné,le combinateur comprenant un circuit d'horloge, une sortie destinée à recevoir le signal de sortie combiné, et un circuit de réaction comprenant un premier détecteur relié à la sortie pour produire un signal en courent continu correspon- dant au niveau dc la crête blanche de la composante vidéo active en courant continu, un second détecteur relié à la sortie pour produire un signal an courant continu correspondant an niveau de la crêt noire de la composante vidéo active en courant continu, un troisième détecteur relié à la sortie pour produire un signal an courant continu correspondant au niveau de suppression vidéo en courant contfflu, un récepteur de ces signaux en courant continu provenant des premier et second détecteurs,ce récepteur fournissant un signal en courant continu qui ,st envoyé par @ne e- mière voie au circuit d'atténuation pour regler automatiquement le gain du signal du premier canal,et un récepteur des signaux de sortie du second détecteur et du troisieme détecteur, c@ dernier récepteur fournissant des signaux on courant continu qui sont onvoyés dans les premier et second redresseurs de courant continu, resectivement, pour régler automatiquement l'établissement du signal de sortie combiné, ces premier,deuxième et troisième détecteurs étant reliés au circuit d'horloge pour provoquer l'échantillonnage de ce signal do ,sortie à des instants différents prédéterminés. 29. Dispositif de réglage automatique de gain, caractérisé par le fait qu'il comporte un circuit de traitement de signais sIectricuos comprenant une première paire de circuits de passage do courant dont l'uo. a au moins des électrodes d'entrée, de réglage et de sortie et l'autre a au moins des électrodes d'entrée et dc sortie, une seconde paire de circuits de passage de courant, cette seconde paire étant complémentaire do la première, l'un des circuits de la seconde paire ayant au moins des lectro- des d'entrée, de réglage et de sortie et 1'autre ayant au moins des électrodes d' entrée et de sortie ,une entrée conçue pour recevoir un signal d'entrée, un circuit de couplage d'un signal d'entrée, reçu à l'entrée aux électrodes d'entrée des paires de circuits de passage de courant, un circuit de commande relié aux @électrodes de réglage de chaque circuit de passage de courant de chaque faire pour envoyer une tension de réglage à ce dispositif s l'amplitude de cette tension de réglage déterminant le degré d'atténuation affectant un signal d'entrée envoyé dans les circuits de passage de courant, et une matrice connectée entre les électrodes de sortie dos circuits de passage de courant pour combiner les sorties de ces circuits afin de produire ainsi un signal de sortie qui est exempt de distorsion due à l'atténua- tion provoquée par le circuit de traitement des signaux. 30. Circuit de traitement de signaux suivant la revendication 29, caractérisé par le fait que les première et seconde paires de circuits de passages do courant comprennent une paire de transistors à -conductivité do type PNP et une paire de transistors à conductivité de type SPS,ces paires de transistors étant complémentaires l'une de l'autre pour empecher la distorsion. 31. Dispositif suivant l'une des revendications 29 et 30, caractérisé par le fait que les premier et second éléments de connexion relient les électrodes de réglage de la première paire do circuits de passage de courant et les électrodes de réglage dc la seconde paire de circuits de; passage de courantrespec- tivement,Dour maintenir les électrodes de réglage de chacune de ces paires pratiquement au même potentiel de tension alternative. )2. Dispositif selon lune des revendications 29 à 31, caractérisé par le fait que l'électrode de sortie de l'un des circuits de passage de courant de chacune desdites paires est reliée à une dérivation des signaux en courant alterna- tif dirigés sut' les électrodes do sortie de tanière Que seuls les signaux envoyés aux électrodes de sortie de l'autre de chacune desdites paires de circuits de pessage de courant soient combinés dans la matrice. 33. Dispositif suivant l'une des revendications 29 à 32, caractérisé par le fait que la matrice comprend deux condensatours reliés dc manière à recevoir los signaux @ e sortie d'un cutre des circuits de passage de courant, et une résistance connec- tée entre les condensateurs de manière qu les signaux soient combinés dans cette résistance. 34. Dispositif do séparation dtun signal en composantes de fréquences distinctes, caractérisé par le fait qu'il comprend une entrée destinée à recevoir le signal, un premier filtre relié à l'enrée et accordé de manière à rejeter pratiquement la totalité de l'une des composantes de fréquences du signal amplifié et pour laisser passer au moins une partie de ses autres composantes, un second filtre @ccordé de manière pratiquement comlémentaire au premier filtre et relié à l'entrée pour laisser tasser pratique- ment la totalité de la première des composantes de fréquences, un sommateur des première et seconde composcntes transuises de fréquences, un circuit connectant les premier et second filtres en vue de la compensation de l'impédance des filtres et du som aa-teur, et un circuit de réaction relié au sommateur et à à 'entrée, de manière qu'une partie du signal de sommation provenant du sommateur puisse être renvoyée et comparée avec le signal d'entrés pour compenser les défaut d'accord des filtres. 35. Dispositif suivant le. revendication 34,caractérisé par le fait que le sommateur comprend plusieurs résistances et une paire de transistors reliés l'un à l'autre et un- premier et second filtres, de manière qu'une partie du signal de sommation apparaisse à la sortie du circuit de réaction.