# Amplificatori di potenza tipo single ended

Gli amplificatori di potenza sono strutture elettroniche che, se opportunamente pilotate da segnali a basso livello, sono in grado di fornire tali segnali ad un elevato livello di potenza; da alcuni Watt a migliaia di Watt

## Schema elettrico di un amplificatore single ended

Un amplificatore di potenza, ad esempio, è realizzabile mediante un’estensione del circuito di figura 5 della lezione Modi d’accoppiamento tra stadi di questa stessa materia con l’ausilio una circuitazione accessoria comprensiva di due transistori finali adatti a fornire al carico l’energia voluta.
Lo schema elettrico di questo circuito è riportato in figura 1 e qui di seguito commentato:
La caratteristica principale di questo amplificatore consiste nell'assenza di trasformatori di segnali, assenza che rede il progetto più uniforme nella tipologia della componentistica e più facilmente realizzabile.
Lo schema di figura 1 è diviso in due sezioni, la bianca e l’ombreggiata:
La sezione bianca riporta lo schema dell’amplificatore oggetto dell’esempio della citata figura 5 con le seguenti piccole modifiche:
* il carico di Tr3 che nell’originale è costituito da $R7$ in questa versione è formato da ${R7'}\ ;\ {R7''}$ e dal diodo $D$ , per consentirne l’accoppiamento con la sezione di potenza
* la resistenza di controreazione $R6$ non preleva più il segnale dal collettore di Tr3 ma dalla nuova uscita dell’amplificatore.
La sezione ombreggiata riporta il nuovo circuito costituito dai due transistori pilota, Tr4 e Tr5, e dalla coppia dei transistori finali Tr6 e Tr7.
L’insieme dell’amplificatore è dotato di due anelli di controreazione così individuabili:
* il primo anello di controreazione in c.c, che interessa tutto l’amplificatore, è costituito da $R6$ che retrocede la tensione continua presente all’uscita dello stadio finale al fine di fissarla al livello imposto dal partitore d’ingresso $R1\ ;\ R2.$
Essendo $R1=R2$ l’uscita dello stadio finale viene fissata ad un valore pari a $VccAlim/2$ a tutto vantaggio della dinamica del segnale d’uscita che in questo modo può fare un’escursione molto ampia.
* il secondo anello di controreazione in c.a, che interessa tutto l’amplificatore, è costituito da $R6$ e dalla serie di $R5\ e\ C1$ ; con questo anello, similmente al circuito della citata figura 5, si stabilisce il guadagno di tensione alternata dell’amplificatore.

### Funzionamento del circuito

Il segnale d’ingresso (punti 1 e 2) viene amplificato dalla “sezione bianca”( si veda descrizione su lezione citata ) e viene reso da questa ai due capi del diodo $D$ con una differenza di potenziale continua di circa $0.7\ Vcc.$
Il collettore di Tr3 applica direttamente il suo segnale alla base di Tr4 che, tramite la resistenza di carico $R10$ , lo rende sul collettore di Tr4 in opposizione di fase; il collettore di Tr4 pilota la base del transistore finale Tr6.
Il collettore di Tr3, attraverso il diodo $D,$ applica il suo segnale alla base di Tr5 che lo rende in fase sul proprio emettitore; l’emettitore di Tr5 pilota in fase la base del transistore finale Tr7.
Questo particolare tipo di pilotaggio fa sì che quando la $Ic$ di segnale in Tr6 cresce, la $Ic$ di segnale in Tr7 è quasi nulla, quando la $Ic$ di segnale in Tr7 cresce, la $Ic$ di segnale in Tr6 è quasi nulla; il transistore Tr6 fornisce al carico i semiperiodi positivi del segnale, mentre Tr7 fornisce i semiperiodi negativi. I transistor finali contribuiscono pertanto in eguale misura a fornire la potenza d’uscita.
Questa modalità di funzionamento dello stadio finale è detta di “classe B” ed è caratterizzata dal fatto che in assenza di segnale il consumo dell’amplificatore di potenza è molto piccolo; ciò è un vantaggio ma è penalizzato dal fatto che, nei punti di passaggio tra i semiperiodi positivi ed i semiperiodi negativi del segnale d’uscita, si crea un sorta di discontinuità che genera distorsione.
Per minimizzare questo fenomeno il circuito finale è dotato di una rete particolare detta “bootstrap”, componenti ${R7'}\ ;\ {R7''}\ ;\ {C*}$, che ha il compito di compensare in parte detta distorsione rendendo più lineare l’amplificatore.

### Dimensionamento dei componenti della zona bianca

Supponiamo di voler disporre di un amplificatore in grado di fornire una potenza , $PL$, di segnale di $5\ W$ su carico resistivo di $20\ \Omega$ con un guadagno di $200$ volte ( $46dB$ ) alla frequenza di $10000\ Hz$ con una tensione d’alimentazione di $+30\ Vcc$
Per questa sezione valgono i dati calcolati nella lezione già richiamata anche per $Valim.=+30Vcc:$
Transistori: Tr1 e Tr2 tipo BFR17; Tr3 tipo BFY64
$R1=R2=100000\ \Omega \ ;\ 1/4\ W$
$R3=6800\ \Omega \ ;\ 1/4\ W$
$R4=22000\ \Omega \ ;\ 1/4\ W$
$R5$ da calcolare in base al nuovo guadagno
$R6$ da calcolare in base al nuovo guadagno
$R7={R7'}\ ;\ {R7''}$ da calcolare
$C1$ da calcolare in base al nuovo guadagno
$C3=0.047\ \mu F$

### Dimensionamento dei componenti della zona ombreggiata

Per i transistori finali della sezione ombreggiata si dovrà operare come segue:
Si scelgono Tr6 e Tr7 in base alla tensione d’alimentazione e della corrente richiesta.
Calcolo della corrente di collettore massima, $Ipmax,$ richiesta in base al carico:
essendo $PL=5\ W\ su\ RL=20\ \Omega$ si ha:
$Vu={\sqrt {(PL\cdot RL)}}=10\ Veff$
$Ipmax=(10\ Veff./20\ \Omega )\cdot 1.41\approx 0.7\ A\ picco$
Scelta dei transistori finali della zona ombreggiata
Sulla scorta del valore della corrente di picco massima , $Ipmax=0.7\ A\ picco$, e della tensione continua di alimentazione, $Valim=30\ Vcc$ , ci si può orientare, sia per Tr6 che per Tr7, sul transistore PNP tipo 2N6107 che presenta le seguenti caratteristiche:
* $Vceo=-80\ V$ : $Vceo$ è nettamente superiore alla tensione che alimenta il circuito
* $Ic=-7\ A$ : $Ic$ è nettamente superiore alla corrente di picco richiesta
* $P=1.8\ W$ potenza dissipabile a temperatura ambiente di $25$°c. Nel nostro caso, tanto Tr6 che Tr7 non lavorano in saturazione; pertanto la potenza massima dissipata su ciascun transistore in presenza di segnale si deve calcolare secondo l’espressione seguente: (l’espressione tiene conto della dissipazione media dovuta al fatto che ciascun transistore lavora per il $50\%$del tempo ) $Pcmax=(Ipicco\cdot Valim./6.28){-}(Ipicco^{2}\cdot RL/4)$ $Pcmax=(0.7\ A\cdot 30\ V/6.28){-}(0.72\cdot 20/4)=0.89\ W$ essendo $Pcmax<P=1.8\ W$ i transistori sono in grado di dissipare in aria libera tutto il calore generato durante il funzionamento sotto segnale.
* $hfe=20$ guadagno di corrente minimo per $Ic=0.5\ A$ alla frequenza di $50000\ Hz$: Con questo valore di $hfe$ la corrente di picco d’ingresso sulla base di Tr6 e Tr7 sarà pari a: $Ipbase=Ipmax/20=0.7\ A/20=35\ mApicco$
* $Vce(sat)=-1\ V$: Della $Vce(sat)$ si deve tenere conto nel calcolo della dinamica: essendo la tensione efficace sul carico: $V={\sqrt {(P\cdot RL)}}={\sqrt {(5\ W\cdot 20ohm)}}=10\ Veff$ la $Vpicco$ sarà $14\ V$ quindi compatibile con l’espressione:$Vpicco=Valim./2{-}Vce(sat)$
* $Vbe=-0.7\ V$ tensione di funzionamento della base del transistore.
Scelta dei transistori pilota della zona ombreggiata
Per i transistori pilota della sezione ombreggiata si dovrà operare come segue:
Si scelgono Tr4 e Tr5 in base alla tensione d’alimentazione e della corrente di picco richiesta:
Per Tr4 si può scegliere il transistore NPN tipo 2N1711 che ha le caratteristiche volute, sia per fornire a $Ib$ a Tr6, sia per sostenere la tensione d’alimentazione.
Per Tr5 si può scegliere il transistore PNP tipo BFY64 che ha le caratteristiche volute, sia per fornire a $Ib$ a Tr7, sia per sostenere la tensione d’alimentazione .

### Sui componenti elettrici dell' amplificatore

Per le resistenze $R11\ e\ R12$:
La funzione delle due resistenze nel circuito di potenza aiuta a stabilizzare termicamente i transistori finali Tr6 e Tr7 e riduce le differenze costruttive esistenti tra loro; dato però che valori troppo elevati delle resistenze sottraggono potenza sul carico, il dimensionamento di queste deve essere fatto a seguito di un ragionevole compromesso.
Se accettiamo di sottrarre al carico soltanto il $5\%$ della potenza pari ad una perdita di:
Perdita =$5\ W\cdot 5/100=0.25\ W$
possiamo dimensionare $R11\ e\ R12$ come segue:
essendo $Imax=(10\ Veff./20\ \Omega )=0.5\ Aeff$ si ha:
$R11=R12=0.25\ W/Imax=0.25/0.5=0.5\ \Omega$ ( da arrotondare a $0.47\ \Omega$ )
Le due resistenze dovranno poter dissipare una potenza pari a $0.25\ W/2=0.125\ W.$
Per le resistenze $R8\ e\ R9$:
Le due resistenze hanno prevalentemente il compito di elevare la resistenza d’ingresso di Tr4 e Tr5 affinché questi, con le loro correnti di base, non carichino eccessivamente Tr3.
Potendo contare per Tr4 e Tr5 su di un $hfe=100$ e desiderando un carico di circa $10000\ \Omega$ avremo:
$R8=R9=10000\ \Omega /hfe=100\ \Omega$
La potenza di dissipazione delle resistenze può essere di $1/4\ W.$
Per la resistenza $R10$:
$R10$ costituisce la resistenza di base di Tr6 così come è la resistenza $R9$ per Tr7; è naturale pertanto che le due resistenze siano uguali : $R10=R9=100\ \Omega$
Per le resistenze $R5\ e\ R6$:
Le due resistenze governano il guadagno globale dell’amplificatore; $R6$ in corrente continua, $R5$ con $R6\ e\ C1$ in corrente alternata, facendo rientrare tutti i transistori del circuito nell’anello di controreazione.
Essendo il guadagno di tensione dell’amplificatore posto pari a $200$ volte ($46\ dB$) il valore di $R6$ dovrà essere:
$G=R6/(R5+Xc1)$
Per $Xc1<<R5$ come andremo a dimensionare potrà essere :
$R5=R6/G=R6/200$
Per evitare che $R6$ rappresenti un carico inutile per lo stadio finale la si dimensiona nell’ordine di $1000$ volte $RL$ cioè
$R6=1000\cdot RL=1000\cdot 20=20000\ \Omega$ ( arrotondata a $22000$ )
ne segue il valore di $R5$
$R5=R6/200=22000/200=110\ \Omega$
Entrambe le resistenze possono avere una potenza di dissipazione di $1/4\ W.$
Per $C1$:
Affinché la reattanza di $C1$ sia molto inferiore di $R5$ si deve avere
$Xc1=R5/100=110\ \Omega /100=1.1\ \Omega$
da cui, per $f=10000\ Hz$
$Xc1=1/(6.28\cdot 10000\cdot C1)=1.1\ \Omega$
che risolta dà $C1\approx 15\ \mu F$
Sarà necessario un condensatore elettrolitico con una tensione di lavoro di $30V.$
Per i componenti ${R7'}\ ;\ {R7''}\ e\ {C*}$:
Le resistenze ${R7'}\ ;\ {R7''}$ ed il condensatore ${C*}$ contribuiscono alla linearità dello stadio finale mediante il principio del “bootstrap”; il calcolo di questi componenti è estremamente complesso e porta, comunque, a risultati da verificare ed aggiustare sull’amplificatore in laboratorio.
Per questa ragione è conveniente assumere per ${R7'}\ ;\ {R7''}$ due valori la cui somma possa rappresentare un corretto carico per Tr3 , ad esempio circa $8000\ \Omega$, e il cui rapporto, dedotto da esperienze analoghe, sia ${R7'}\ /\ {R7''}=3$; ne segue che ${R7'}=6800\ \Omega \ e\ {R7''}=2200\ \Omega .$
Per il valore di ${C*}$ non resta che provarne alcuni valori in laboratorio controllando, con l’oscilloscopio, come migliora la distorsione del segnale d’uscita.
Entrambe le resistenze possono avere una potenza di dissipazione di $1/4\ W.$
Per $C2$ si calcola:
Affinché $C2$ non crei caduta di tensione di segnale apprezzabile a danno di $RL$, è opportuno che la reattanza di $C2$ sia molto inferiore di $RL$; ciò si ottiene assumendo:
$Xc2=RL/100=20\ \Omega /100=0.2\ \Omega$
da cui, per $f=10000\ Hz$
$Xc2=1/(6.28\cdot 10000\cdot C2)=0.2\ \Omega$
che risolta in $C2$ dà $C2\approx 80\ \mu F$ (arrotondato a $100\ \mu F$)
Sarà necessario un condensatore elettrolitico con una tensione di lavoro di $50\ V$.
Per i componenti $R*\ e\ C**$
Questi componenti sono necessari per la stabilità del circuito quando ad esso dovesse mancare il carico; per $R*\ e\ C**$ si suggeriscono indicativamente $R*=100\ \Omega$ e $C**=0.1\mu F$,valori da aggiustare in sede di messa a punto del circuito.