INPI-France/Brevets-Francais-2024-Chunked huggingface dataset:
Les performances de ce type de composant en RF sont directement liées à la valeur de la capacité lorsque la membrane est à l’état haut et à la valeur de la résistance de contact lorsque la membrane est à l’état bas. Cette configuration présente l’avantage de pouvoir adresser des bandes de fréquence basses (du DC à quelques GHz). Cependant, les puissances que peuvent supporter ces dispositifs restent liées aux choix des matériaux métalliques. Ceux-ci doivent supporter les courants (issus de la puissance RF dans les métallisations) sans subir de dégradation (microsoudure, migration, augmentation de la résistance de contact avec une dégradation de la qualité du contact ohmique …). La tenue en puissance de ces dispositifs est donc limitée dès que l'on dépasse quelques GHz de fréquence de fonctionnement.
Concernant les commutateurs MEMS-RF capacitifs, la membrane mobile métallique vient contacter la ligne de signal RF métallique par l’intermédiaire d’un matériau diélectrique qui va assurer l’isolation électrique. Il s’agit d’un contact capacitif dont les propriétés définissent les performances RF du composant et qui est lié au rapport de la capacité lorsque la membrane est à l’état bas sur la capacité lorsque la membrane est à l’état haut. Plus le rapport de ces capacités est élevé et plus la distinction des deux états sera accrue facilitant ainsi la conception de ces dispositifs pour de meilleures performances RF comme décrit par Hao Wei et al, “High on/off capacitance ratio RF MEMS capacitive switches”, Journal of Micromechanics and Microengineering, 2017.
Sudhanshu Shekhar (Sudhanshu Shekhar et al., “Thermally robust thin-metal membrane capacitive RF MEMS switch”, Journal of Micro and Smart Systems, 2019) présente un exemple de commutateur de MEMS RF capacitif avec du nitrure de silicium comme matériau diélectrique et dont le principe schématique est représenté en (configuration de commutateur ohmique) et (configuration de commutateur capacitif). Ce dernier type de dispositif est généralement plus approprié pour des bandes de fréquence plus élevées (> à quelques GHz) que les MEMS-RF ohmiques. Toutefois, le principal avantage de ces dispositifs, par rapport au MEMS-RF ohmique, est leur meilleure tenue à la puissance RF à plus haute fréquence grâce à la présence du matériau diélectrique qui va limiter le passage de courant.
L’auteur LI-YA MA (LI-YA MA et al., “Comprehensive Study on RF-MEMS Switches Used for 5G Scenario”, IEEE Access, 2019) présente un état de l’art détaillé de commutateurs MEMS-RF qu’ils soient en configuration « ohmique » ou en configuration « capacitif ». Cette étude montre une grande diversité de commutateurs issus de technologies et d’architectures différentes pour des performances diverses (bande de fréquence, paramètres S, temps de commutation, fiabilité, tenue en puissance …).
Dans ce contexte, le demandeur propose une nouvelle architecture originale capable de tenir de fortes puissances RF tout en garantissant la fiabilité du composant.
Le Demandeur a déjà développé un commutateur MEMS-RF capacitif capable de tenir des puissances supérieures à 20W et notamment décrit par A. Ziaei et al., “Fast high power capacitive RF-MEMS switch for X-Band applications”, European Solid State Device Research Conference, 2015 ( de cet article).
L’architecture de ce composant décrite dans cet article présente des limitations, en termes de tenue en puissance, définies principalement par la rigidité de la membrane (niveau d’auto-activation sous l’effet de la puissance RF incidente) et par la rigidité du matériau diélectrique qui doit supporter la puissance incidente ainsi que la tension nécessaire pour faire basculer la membrane à l’état bas. Plus on cherche à atteindre des niveaux de puissance importants, plus la membrane métallique doit être rigide et plus il faut appliquer une tension élevée pour faire basculer la membrane.
La illustre une image au microscope électronique à balayage (MEB) d’un commutateur MEMS-RF capacitif, en architecture coplanaire, réalisé par le Demandeur pour des applications RF de puissance.
Les figures 3a et 3b illustrent ce type de configuration de commutateur MEMS-RF capacitif « parallèle » en technologie coplanaire (CPW) et sont relatives respectivement à une vue 3D et à une vue en coupe mettant en évidence les plans de masse, la ligne RF, le gap d’air entre la membrane et la ligne RF recouverte de diélectrique. Plus précisément, la montre sur un substrat 10 , les plans de masse 13a et 13b , sur lesquels repose une membrane 14 , des surmétallisations 15a et 15b reposent sur la ligne RF. La illustre la ligne RF 11 , recouverte d’un diélectrique 12 .
Le Tableau 1 ci-après montre un état de l’art répertoriant les caractéristiques des commutateurs MEMS-RF de puissance développés par le Demandeur, des commutateurs MEMS-RF de puissance issus de la recherche académique et ceux de fournisseurs de composants. Ces composants montrent des tenues en puissance inférieures ou égales à 25W pour un nombre de commutations n’excédant pas 3.10 9 cycles. Il est à noter que le nombre de commutations en cyclage diminue avec l’augmentation du niveau de puissance. Pour les commutateurs MEMS-RF capacitifs, ce nombre de commutations diminue drastiquement avec la tension appliquée, et vue par le matériau diélectrique, pour basculer la membrane à l’état bas. C. Goldsmith (C. Goldsmith et al., “Lifetime characterization of capacitive RF MEMS switches”, IEEE MTT-S International Microwave Symposium, 2001) a pu démontrer que le nombre de commutations sur des MEMS RF capacitifs diminue de l’ordre d’une décade à chaque fois que la tension d’actionnement est augmentée de 5-7 V : Paramètres Valeurs Type Capacitive Ohmique Ohmique Capacitif Architecture Parallèle/série Série Série Parallèle Bande de fréquence [8-12] GHz DC – 3 GHz DC – 11(14) GHz [8 – 12] GHz Isolation (dB) > 25 (SPST) > 35 (SPDT) > 25 (SPST) 19 à 6 GHz (SP4T) 24 (SPST) Pertes d’insertion (dB) 0,4 à 6GHz (SP4T) 0,2 (SPST) Tenue en puissance (W) 25 (Cold switching) 25 CW (Cold switching) 5 (Cold switching) 12 (Hot switching) Tension d’actionnement (V) 40 80 80 65 Temps de commutation 4 µs 10 µs 30 µs 20 Nombre de commutations 10 9 à 20W/2kHz 3.10 9 10 9 10 4 à 1-12 W Fabricants THALES MENLOMICRO Analog Devices Université de Californie
Avec les références suivantes : https://menlomicro.com et https://www.analog.com et Université de Californie (Hyun-Ho Yang et al., “A High Power Stress-Gradient Resilient RF MEMS Capacitive Switch”, Journal of Microelectromechanical Systems, 2014).
Plusieurs auteurs présentent des exemples d’architecture de commutateur MEMS-RF capacitif à électrodes d’activation déportées (et recouvert d’un diélectrique), entre la ligne RF centrale et les plans de masse déportées (Hao Wei et al, “High on/off capacitance ratio RF MEMS capacitive switches”, Journal of Micromechanics and Microengineering, 2017, K. Srinivasa Rao et al., “Fabrication and Characterization of Capacitive RF MEMS Perforated Switch”, IEEE Access, 2018). La (principe schématique) et la (image de microscope optique du composant) présentent par exemple l’architecture proposée par Hao Wei. Le but de cette configuration d’architecture est de libérer les contraintes sur le diélectrique de la ligne RF. Pour cela, une tension est appliquée entre les électrodes d’activation et la membrane reliée aux plans de masse. La membrane vient alors s’abaisser sur une métallisation préalablement déposée sur le matériau diélectrique de la ligne RF de transmission. Grâce à cette architecture, le diélectrique de la ligne centrale n’est plus soumis à une tension DC d’activation et un simple contact de la membrane sur le métal au-dessus de ce même diélectrique permet de récupérer un très bon contact capacitif.
Cependant, cette approche présente certaines limites. Tout d’abord en configuration guide d’onde coplanaire (CPW), pour des raisons d’adaptation, la largeur de la ligne RF et la distance entre cette même ligne et les plans de masse est fonction des propriétés du substrat (épaisseur, tan δ, ε r ) sur lequel est réalisé le composant. Cela signifie, que pour un substrat donné, ces dimensions sont fixes afin d’être adaptées à 50Ω et donc l’espace (entre la ligne centrale et les plans de masse) pour réaliser des électrodes d’activation est restreint. Cela devient plus problématique lorsque l’on cherche à adresser de forts niveaux de puissance RF, tout en maintenant des tensions de commutation modérées. Pour des forts niveaux de puissance, il faut augmenter le gap d’air et/ou la raideur de la membrane afin de repousser le niveau d’auto-activation du composant sous l’effet du champ électromagnétique. Dans le cas de l’architecture présentée par Hao Wei, il faudrait augmenter la taille des électrodes, de manière importante, pour que la force électrostatique appliquée sur la membrane soit plus importante, tout en maintenant des tensions d’activation modérées. A cela, il convient d’ajouter l’influence des lignes d’activation qui passent entre la ligne RF et les plans de masse ( ). Ces lignes métalliques engendrent des pertes de signal (par couplage électromagnétique) avec une dégradation des pertes d’insertion (S21). Les résultats de paramètres S, sur cette architecture, montrent des isolations en accord avec les simulations alors qu’un écart est observé sur les pertes d’insertion entre la mesure et les simulations. De plus, des problématiques de fiabilité, liées à l’injection de charges dans le diélectrique, sont reportées au niveau des électrodes d’activation sans pour autant améliorer la fiabilité du composant.
L’utilisation d’électrodes déportées pour les MEMS RF capacitifs est une méthodologie déjà éprouvée afin de réduire le stress sur le matériau diélectrique. Cependant, cette solution implique, pour des besoins de tenue en puissance, de disposer de suffisamment d’espace entre la ligne RF et les plans de masse pour y insérer des électrodes suffisamment grandes pour appliquer une force électrostatique qui puisse compenser la raideur de la membrane. Pour rappel, cette raideur, avec le gap d’air, définit la tenue en puissance du composant. Plus on cherche à atteindre des niveaux de puissance élevée et plus les électrodes doivent être grandes pour actionner le dispositif avec des tensions raisonnables.
Exemple 3 : Billes obtenues à partir d’algues et d’ une boue de station d’épuration (boue de STEP)
La première solution contenant les algues (sargasse et fucus vésiculeux) et le carbonate de sodium a été préparée comme dans l’exemple 2.
A ce mélange, 10 g de boue de step (contenant 50%m de matière sèche) a été ajouté.
Le mélange d’algues contenant la boue de STEP, a été agité mécaniquement pendant 1h pour homogénéiser la suspension colloïdale.
Le bain ionotropique a été préparé comme dans l’exemple 2.
Le mélange d’algues et boue de STEP a été dosé goutte à goutte comme décrit dans l’exemple 1. Les billes obtenues sont représentées sur la . Elles ont été caractérisées. Les résultats sont présentés dans le tableau suivant.
Exemple 4 : Billes obtenues à partir d’algues contenant des engrais (sels obtenus à partir de la boue de STEP en conditions d’eau supercritique)
La séparation des sels de la boue de STEP a été réalisé à conditions d’eau supercritique autour de 400 °C et 250 bar de pression. Ces sels inorganiques sous forme de nano et microparticules ont été utilisés pour la fabrication des billes et leur possible utilisation comme engrais pour la fertilisation des sols.
La composition des sels obtenus est présentée dans le tableau suivant.
La teneur en phosphates, potassium et azote de ces sels est très intéressante pour des applications d’amendement des sols. Leur mélange avec les algues contribue à augmenter la teneur totale en azote d’un facteur 10 (de 0.45%m sur sec à 5.66%m sur sec) facilitant ainsi la production d’un potentiel engrais formés de billes de dimension calibrée et facile à transporter. Les billes obtenues sont représentées sur la . Les résultats de caractérisation sont présentés dans le tableau suivant.
Les billes humides ont été séchées à l’air (sans aucun apport d’énergie au système). La taille des billes sèches est de 1.6 mm soit deux fois inférieure à celle des billes humides.
PROCÉDÉ POUR L’ÉLIMINATION D’UNE SUBSTANCE INDÉSIRABLE D’UNE BOISSON La présente invention s’inscrit dans le domaine de la purification des boissons, en particulier des boissons obtenues à partir de matière végétale, susceptibles d’être contaminées par des résidus de produits phytosanitaires.
Plus particulièrement, la présente invention concerne un procédé d’élimination, d’une boisson, d’une molécule organique indésirable qui y est contenue.
L’invention trouve tout particulièrement, mais non limitativement, intérêt dans le domaine de l’élaboration des boissons obtenues à partir de produits de la viticulture, en particulier des vins.
Les produits phytosanitaires, communément qualifiés par le terme de pesticides, qui sont mis en œuvre pour le traitement de la vigne, notamment pour la protéger contre le mildiou, l’oïdium, etc., représentent une source importante de contaminants exogènes du vin, source sur laquelle le public est en outre le plus informé. En effet, de récents articles de presse témoignent d’une contamination généralisée des vins, qu’il s’agisse de vins issus de procédés de vinification conventionnelle ou de vins biologiques. Il est notamment reporté que, parmi les résidus des produits phytosanitaires détectés dans les vins, de nombreuses molécules sont des cancérigènes possibles ou probables, des toxiques du développement ou de la reproduction, des perturbateurs endocriniens ou encore des neurotoxiques. Bien qu’aucun risque toxicologique réel n’ait pu être associé à la présence dans les vins de résidus issus du traitement phytosanitaire de la vigne, cette présence constitue une préoccupation majeure des consommateurs et des producteurs.
Au-delà de l’aspect santé, de nouvelles exigences réglementaires et commerciales émergent depuis plusieurs années, et la contamination d’un vin par des résidus de produits phytosanitaires peut nuire à son caractère marchand.
Un tel biais de courant correpondant peut notamment provenir des imperfections du capteur de courant 18 fournissant les valeurs de courant et/ou de l’autodécharge de l’élément électrochimique 12.
C’est ce biais de courant noté dans la suite de la description que le calculateur 22 cherche à déterminer.
Le procédé de détermination proposé comporte une étape d’obtention E30, une première étape de détection E32, une étape de déclenchement E34, une deuxième étape de détection E36 et une étape de détermination E38.
Lors de l’étape d’obtention E30, le calculateur 22 obtient une pluralité de valeurs.
Par exemple, le calculateur 22 obtient des mesures (valeurs) de la tension U, du courant I de la température T et la capacité Q de l’élément électrochimique 12.
Cela signifie que le calculateur 22 est capable d’interagir avec les capteurs 16, 18 et 20 pour obtenir les valeurs mesurées par ces capteurs.
Lors de l’étape d’obtention E30, le calculateur 22 obtient aussi des valeurs de l’état de charge de l’au moins un élément électrochimique 12.
Le calculateur 22 peut, selon les cas, recevoir les valeurs ou les calculer.
A titre d’exemple, il est supposé que la calculateur 22 calcule les valeurs par utilisation d’une technique d’évaluation.
La technique d’évaluation est une technique précise au sens où elle donne une évaluation meilleure de l’état de charge que celle obtenue avec la technique coulométrique.
De préférence, le biais de courant de la technique d’évaluation est 10 fois plus faible que le biais de courant de la technique coulométrique.
Dans l’exemple décrit, le biais de courant de la technique d’évaluation est inférieur ou égal à C/30.
A titre d’exemple, la technique d’évaluation est une mesure de tension au repos.
De ce fait, une telle technique d’évaluation est parfaitement insensible aux biais de courant et de capacité et peut être réalisée en une seule fois (pas d’itération). Cette technique est contraignante car elle nécessite une phase de repos impliquant généralement un arrêt de l’application de plusieurs heures.
Aussi, de manière alternative, la technique d’évaluation est une technique impliquant des réseaux de neurones.
Le réseau de neurones prend, en entrée, les valeurs mesurées pour évaluer la valeur de l’état de charge.
Selon un exemple, chaque portion de lobe définit une admission ou un refoulement, et dans lequel la came définit un plat de came entre chaque portion de lobe.
La est une représentation schématique d’un exemple de distributeur pour un adaptateur de pression selon un autre exemple de réalisation.
La est un graphe schématisant le fonctionnement d’un adaptateur de pression selon un aspect de l’invention.
La illustre une vue en coupe d’un pixel détecteur infrarouge comprenant une hétérostructure d’absorption selon un deuxième mode de réalisation de l’invention.
La illustre la distribution du champ électrique dans l’hétérostructure d’absorption selon le deuxième mode de réalisation de l’invention dans la direction de l’axe du pixel.
La illustre une vue en coupe d’un pixel détecteur infrarouge comprenant une hétérostructure d’absorption selon un troisième mode de réalisation de l’invention.
La illustre une vue en coupe d’un pixel détecteur infrarouge comprenant une hétérostructure d’absorption selon un quatrième mode de réalisation de l’invention.
La illustre un schéma de la structure des bandes de l’hétérostructure d’absorption selon le quatrième mode de réalisation de l’invention dans la direction de l’axe du pixel.
La illustre la distribution du champ électrique dans l’hétérostructure d’absorption selon le quatrième mode de réalisation de l’invention dans la direction de l’axe du pixel.
La illustre une vue en perspective d’un exemple de plusieurs pixels adjacents appartenant à un détecteur matriciel D1 dans le domaine de fréquences infrarouges.
L’illustration est limitée à une seule rangée de pixels Pxl 1 à Pxl 5 par souci de simplification mais elle n’exclut pas l’intégration des pixels dans une matrice comprenant une pluralité de lignes et de colonnes de pixels.
Un pixel Pxl i (i=1 à 5) du détecteur infrarouge est réalisé par un empilement de couches en matériaux semi-conducteurs formant la structure du pixel sur un substrat SUB. L’axe du pixel Δ est l’axe perpendiculaire au plan horizontal (x,y) formé par la surface supérieure du substrat SUB. Le substrat SUB est réalisé en un matériau massif semi-conducteur de type III-V par exemple. Le choix du matériau du substrat SUB est important car déterminant la technologie des étapes du procédé de fabrication du dispositif mais aussi les caractéristiques techniques (optiques, électriques, mécaniques...) du détecteur matriciel. Le pixel Pxl i comprend les couches (ou multicouches) suivantes, en partant du substrat, selon la direction de l’axe du pixel Δ : une électrode inférieure EL_INF, une zone d’absorption SPA et une électrode supérieure EL_SUP.
L’électrode inférieure EL_INF est confinée entre la zone d’absorption SPA et le substrat SUB. L’électrode inférieure EL_INF peut être réalisée en matériau massif semi-conducteur ou en matériau super-réseau dopé N+. Préférentiellement, le matériau constituant l’électrode inférieure EL_INF est de type III-V tel que, à titre d’exemple, l’arséniure de gallium, arséniure d'indium, nitrure de gallium, antimoniure de gallium, antimoniure d’indium, phosphure d’indium, phosphure de bore, ainsi que leurs alliages ternaires ou quaternaires ou quinaires. L’électrode inférieure EL_INF peut également être réalisée avec des hétérostructures obtenues par un empilement d’une pluralité de couches fines de matériaux semi-conducteurs massif ou super-réseau dopés N, N+, préférentiellement de type III-V tel que, à titre d’exemple, l’arséniure de gallium, arséniure d'indium, nitrure de gallium, antimoniure de gallium, antimoniure d’indium, phosphure d’indium, phosphure de bore, ainsi que leurs alliages ternaires ou quaternaires ou quinaires. Alternativement, l’électrode inférieure EL_INF constitue à titre d’exemple un super-réseau dopé N+ présentant une grande valeur de gap d’énergie par rapport à la zone d’absorption SPA.
La zone d’absorption SPA est réalisée par un empilement de couches dopé N et présente une valeur de gap d’énergie inférieure ou égale à celle de l’électrode supérieure. Les caractéristiques du diagramme de bandes de la zone d’absorption SPA (bande de valence, bande de conduction, énergie de gap) sont intrinsèques dans le cas d’un matériau massif, ou effectives résultant de la combinaison des différentes couches fines dans le cas d’un super-réseau. Dans le cadre de la description de l’invention, la qualification de « effective » a été omise pour les super-réseaux pour simplifier la description.
La zone d’absorption SPA convertit le flux de photons incidents avec une longueur d’onde λ en porteurs de charge négative « électrons » dans la bande de conduction et de charge positive « trous » dans la bande de valence de la zone d’absorption SPA. Pour les dispositifs visés par l’invention, il s’agit d’un effet photoélectrique où les porteurs de charge minoritaires (les trous pour un dopage N) sont utilisés pour générer le signal de lecture suite à la stimulation par un rayonnement infrarouge. Les matériaux semi-conducteurs utilisés pour réaliser la zone d’absorption SPA (sous forme de matériau massif ou super-réseau) peuvent être de type III-V tel que, à titre d’exemple, l’arséniure de gallium, arséniure d'indium, nitrure de gallium, antimoniure de gallium, antimoniure d’indium, phosphure d’indium phosphure de bore, ainsi que leurs alliages ternaires ou quaternaires ou quinaires. La structure des bandes d’énergie dans la zone d’absorption SPA est déterminante pour augmenter la fréquence de coupure du détecteur matriciel comprenant le pixel Pxl i . Dans l’exemple illustré, la zone d’absorption SPA est dopée N.
L’électrode supérieure EL_SUP est réalisée, à titre d’exemple non limitatif, par une zone de dopage P+ au niveau de la face supérieure de la zone d’absorption SPA. Alternativement, il est possible de réaliser l’électrode supérieure EL_SUP en matériaux présentant généralement une grande valeur de gap d’énergie par rapport à la zone d’absorption SPA. Ces matériaux sont préférentiellement de type III-V tel que, à titre d’exemple, l’arséniure de gallium, arséniure d'indium, nitrure de gallium, antimoniure de gallium, antimoniure d’indium, phosphure d’indium, phosphure de bore, ainsi que leurs alliages ternaires ou quaternaires ou quinaires. L’électrode supérieure EL_SUP peut également être réalisée avec des hétérostructures obtenues par un empilement d’une pluralité de couches fines de matériaux semi-conducteurs préférentiellement de type III-V tels que, à titre d’exemple, l’arséniure de gallium, arséniure d'indium, nitrure de gallium, antimoniure de gallium, antimoniure d’indium, phosphure d’indium phosphure de bore, ainsi que leurs alliages ternaires ou quaternaires ou quinaires. L’électrode supérieure EL_SUP constitue à titre d’exemple un super-réseau dopé P+ présentant une grande valeur de gap d’énergie par rapport à la zone d’absorption SPA. L’électrode supérieure EL_SUP est destinée à collecter les charges générées par la zone d’absorption SPA.
Le dopage différent entre l’électrode supérieure EL_SUP et la zone d’absorption induit que le sens de migration des charges positives photo générées est de l’électrode inférieure EL_INF vers l’électrode supérieure EL_SUP.
La illustre une vue en coupe d’un pixel Pxl détecteur infrarouge comprenant une hétérostructure d’absorption SPA selon un premier mode de réalisation de l’invention.