INPI-France/Brevets-Francais-2024-Chunked huggingface dataset:
Dans des modes de réalisation ou le capteur optique de l’invention est de type CCD, il peut comprendre : - un premier registre de regroupement, relié à la matrice des photodétecteurs et adapté pour regrouper les charges de photodétection par colonnes de cette matrice des photodétecteurs, pour chaque exposition ; - une première matrice de transfert, reliée au premier registre de regroupement et adaptée pour transférer des charges de photodétection regroupées qui ont été générées pendant des expositions successives de la matrice des photodétecteurs, séparément pour ces expositions ; - une première matrice d’accumulation, reliée à la première matrice de transfert et de même taille que cette première matrice de transfert, et adaptée pour accumuler les charges de photodétection regroupées pour des répétitions successives d’une série formée par les expositions successives de la matrice des photodétecteurs ; - un premier registre de lecture, relié à des sorties de colonnes de la première matrice d’accumulation ; - un deuxième registre de regroupement, relié à la matrice des photodétecteurs et adapté pour regrouper les charges de photodétection par colonnes de cette matrice des photodétecteurs, pour chaque exposition ; - un troisième registre de regroupement, adapté pour regrouper dans deux cellules, appelées macro-pixels, les charges de photodétection transmises par le deuxième registre de regroupement conformément à deux sous-ensembles séparés des colonnes de la matrice des photodétecteurs ; - une seconde matrice de transfert, reliée au troisième registre de regroupement et adaptée pour transférer des contenus des macro-pixels qui ont été générés pendant des expositions successives de la matrice des photodétecteurs, séparément pour les deux macro-pixels ; - une seconde matrice d’accumulation, reliée à la seconde matrice de transfert et de même taille que cette seconde matrice de transfert, et adaptée pour accumuler les contenus des macro-pixels pour des répétitions successives d’une série formée par les expositions successives de la matrice des photodétecteurs ; et - un second registre de lecture, relié à des sorties de colonnes de la seconde matrice d’accumulation.
De façon générale, le capteur optique de l’invention peut être adapté pour sélectionner deux parties différentes de la matrice des photodétecteurs selon l’utilisation du capteur optique, et restreindre à chaque partie les charges de photodétection qui sont transformées en tensions représentatives. Dans ce cas, une première des parties de la matrice des photodétecteurs peut être sélectionnée pour l’utilisation du capteur optique où la position de la frange de rayonnement de Mie est détectée. Simultanément, une seconde des parties de la matrice des photodétecteurs, comprenant les zones d’intérêt, peut être sélectionnée pour l’utilisation du capteur optique où le décalage spectral de la raie élargie de type Rayleigh est détecté. Un capteur optique unique peut ainsi être utilisé pour les deux canaux de détection des diffusions de Mie et de Rayleigh, et ces diffusions de Mie et de Rayleigh peuvent encore être détectées simultanément.
Un deuxième aspect de l’invention propose un dispositif LIDAR qui comprend : - au moins un capteur optique conforme au premier aspect de l’invention ; - une source laser impulsionnelle ; - un ensemble optique d’émission-réception, adapté pour transmettre des impulsions de rayonnement laser produites par la source laser impulsionnelle, et pour collecter des parties rétrodiffusées des impulsions de rayonnement laser transmises, appelées signal de rétrodiffusion ; - au moins un interféromètre, disposé pour transmettre au capteur optique une partie du signal de rétrodiffusion ; et - un module électronique de pilotage du capteur optique de façon synchronisée avec un fonctionnement de la source laser impulsionnelle, de sorte que les première et seconde matrices d’accumulation réalisent des accumulations pour plusieurs répétitions d’une même série d’expositions successives, chaque répétition de la série d’expositions correspondant à une impulsion suivante de rayonnement laser.
Un troisième aspect de l’invention propose un satellite qui comprend au moins un dispositif LIDAR conforme au deuxième aspect, ce dispositif LIDAR étant embarqué à bord du satellite.
Enfin, un quatrième aspect de l’invention propose un procédé d’acquisition de profils de vitesse aéraulique à partir d’un satellite qui est en orbite autour de la Terre, le satellite étant conforme au troisième aspect de l’invention et le procédé comprenant les étapes suivantes : - émettre des impulsions laser successives en direction de la Terre ; - collecter une partie rétrodiffusée de chaque impulsion laser, appelée signal de rétrodiffusion et ayant une intensité variable en fonction d’une durée écoulée à partir d’une émission de l’impulsion laser, la durée écoulée correspondant à une propagation de l’impulsion laser et du signal de rétrodiffusion entre le satellite et une altitude de rétrodiffusion dans l’atmosphère terrestre ; - pour chaque signal de rétrodiffusion qui est collecté, traiter ce signal de rétrodiffusion d’une part pour que des premières informations spectrales, associées à une rétrodiffusion de Mie, apparaissent sous forme de positions variables d’une frange d’interférence formée par un premier interféromètre, qui sont relatives à plusieurs premières valeurs de la durée écoulée à partir de l’émission de chaque impulsion laser, et d’autre part pour que des secondes informations spectrales, associées à une rétrodiffusion de Rayleigh, apparaissent sous forme de deux taches d’interférences d’intensités respectives variables, qui sont relatives à plusieurs secondes valeurs de la durée écoulée à partir de l’émission de chaque impulsion laser ; et - déduire un premier profil de vitesse aéraulique à partir des premières informations spectrales, et un second profil de vitesse aéraulique à partir des secondes informations spectrales.
Optionnellement, une densité de particules diffusantes peut être déterminée en outre à partir des intensités respectives des deux taches d’interférences.
Optionnellement aussi, et lorsque les impulsions laser qui sont émises possèdent une polarisation identifiée, le procédé peut comprendre en outre de déterminer d’une manière qui est synchrone avec l’acquisition des canaux de Rayleigh et de Mie, un taux d’intensité de la partie rétrodiffusée de chaque impulsion laser qui existe pour la polarisation croisée. On entend par polarisation croisée la polarisation qui est orthogonale à celle de la partie rétrodiffusée de chaque impulsion laser correspondant à la polarisation identifiée des impulsions laser émises. De cette façon, l’énergie totale rétrodiffusée peut être connue, les impulsions émises par le LIDAR étant polarisées et le phénomène de rétrodiffusion étant susceptible de dépolariser le rayonnement rétrodiffusé.
Enfin, des intervalles de temps associés respectivement aux expositions de la matrice des photodétecteurs pour chaque impulsion laser qui est émise, peuvent correspondre à des intervalles déterminés de valeurs d’altitude, le long d’un chemin de propagation des impulsions laser dans l’atmosphère.
Le diamant offre une combinaison de propriétés mécaniques, électroniques, thermiques, quantiques et optiques exceptionnelles. Ces propriétés présentent de multiples potentialités pour des applications industrielles dans différents domaines. Cependant, les propriétés du diamant dépendent crucialement de la qualité du matériau et de son origine.
Ainsi, les cristaux naturels présentent un faible intérêt pour les applications technologiques, du fait de leur rareté, de leur coût prohibitif, de leur taille réduite et de la variabilité de leurs caractéristiques en fonction de leurs origines. Le développement de techniques permettant la synthèse reproductible du diamant et la maitrise de ses caractéristiques est donc nécessaire.
La première méthode mise au point dans les années 1950 pour la synthèse du diamant est la méthode dite haute pression/haute température (HPHT) qui repose sur la conversion du carbone, mélangé à un catalyseur métallique, en diamant, en récréant des conditions extrêmes de pression et de température identiques à celles produites par la nature pour former le diamant. Cette technique permet de synthétiser des cristaux de diamant mais présente, même si récemment des progrès majeurs ont été réalisés, un inconvénient lié à la présence dans le réseau cristallin d'impuretés chimiques issues des solvants métalliques utilisés, en plus de l’incorporation d’azote difficile à contrôler, ce qui limite son utilisation essentiellement aux applications mécaniques.
D’autres méthodes de synthèse ont été développées dans les années 1980 afin de mieux contrôler la composition et la pureté du diamant tout en assurant la reproductibilité du procédé et en offrant la possibilité d’obtenir le matériau sous forme de revêtements. Il s’agit notamment des méthodes de dépôt chimique en phase vapeur (CVD). Le principe de ces méthodes consiste en l’activation d’une phase gazeuse, constituée principalement des éléments hydrogène et carbone, par une source d’énergie extérieure, pour générer des espèces radicalaires, comme le méthyle et l’hydrogène atomique, nécessaires à la construction de la structure cristalline du diamant de haute qualité.
Selon le type de la source d’énergie utilisée pour activer la phase gazeuse, deux types de méthodes CVD existent principalement pour la synthèse du diamant.
Le procédé HFCVD (HF pour Hot Filament) permet de synthétiser le diamant en utilisant un ensemble de filaments métalliques, généralement en tungstène, chauffés par effet joule à très haute température. Cette méthode est bon marché et permet le dépôt du diamant sur des surfaces importantes et de géométrie complexe à des vitesses allant jusqu’à 20 μm.h -1 . Cependant, le filament placé très proche du substrat peut se dégrader en contaminant fortement les films déposés, et en entrainant une inhomogénéité de la distribution de la température le long du filament. Un autre inconvénient de cette méthode réside dans la nature du matériau constituant le filament. Ce dernier, sensible à l’oxydation et sujet à la corrosion, limite le choix des mélanges gazeux utilisables. Enfin, la température d’activation de la phase gazeuse reste limitée par la température de fusion de l’élément constituant le filament, limitant ainsi le taux de dissociation des espèces gazeuses.
Le deuxième type de procédés CVD repose sur l’activation chimique de la phase gazeuse par le biais d’une source plasma, notamment micro-onde (MPA-CVD pour Microwave Plasma Assisted-CVD). C’est la technique la plus utilisée pour la synthèse de diamant pour des applications autres que mécaniques et tribologiques.
Il existe plusieurs configurations de réacteurs micro-ondes dont la plupart utilisent des cavités résonnantes, c’est-à-dire dont les dimensions permettent d’exciter un mode électromagnétique particulier.
Ces réacteurs permettent de produire des films de diamant de bonne qualité cristalline, ultra-purs, dopés ou incluant des centres colorés, mais présentent plusieurs limitations.
Les dimensions de la surface traitée sont limitées par la taille du plasma qui est elle-même limitée, dans les réacteurs à cavité résonnante, par la fréquence de l’onde hyperfréquence utilisée. Ainsi, l’utilisation d’une fréquence micro-onde de 2,45 GHz permet de déposer du diamant de manière homogène sur une surface de 2 à 3 pouces de diamètre maximum, alors que l’utilisation d’une fréquence micro-onde de 915 MHz permet de déposer du diamant sur une surface de 4 à 6 pouces de diamètre maximum. Dans ce dernier cas, la puissance micro-onde qui doit être injectée est très importante (30 à 60 kW), ce qui pose des problèmes de rendement au niveau industriel. Les températures de substrat nécessaires à la croissance de diamant sont généralement supérieures à 600 °C ce qui empêche l’utilisation de matériaux thermosensibles. La grande réactivité du plasma conduit à des vitesses de croissance élevées (> 1 μm.h -1 ), ce qui ne permet pas la synthèse parfaitement contrôlée de films de diamant d’épaisseurs submicrométriques. Enfin, l’utilisation d’une cavité résonnante ne permet pas le traitement de pièces tridimensionnelles.
Plus récemment, d’autres procédés micro-ondes à antennes linéaires ou à ondes de surface ont été développés pour permettre la synthèse de diamant sur de larges surfaces (jusqu’à 30x30 cm 2 ) et à basse température (jusqu’à 90 °C). Pour autant ces procédés présentent différents inconvénients, dont : a) l’impossibilité de contrôler la température du substrat indépendamment des autres conditions opératoires ; b) la nécessité d’injecter des puissances micro-ondes élevées, jusqu’à 20 kW ; c) les très faibles vitesses de croissance de seulement quelques nm.h -1 ; d) la limitation au traitement de substrats plans uniquement ; e) la difficulté d’adapter les dispositifs expérimentaux en dispositifs industriels, pour élargir la surface de dépôt ; f) l’obtention de films de diamant nanocristallin uniquement.
D’autres procédés mettant en œuvre des sources micro-ondes ponctuelles fonctionnant à basse pression dans des cavités non résonnantes permettent de synthétiser des revêtements de diamant en utilisant un mélange gazeux contenant des précurseurs d’hydrogène, de carbone et d’oxygène. Ces procédés présentent différents inconvénients, notamment : - La seule démonstration expérimentale connue de ce type de procédé de synthèse est limitée à une surface de dépôt de l’ordre de 80 cm 2 et au gaz CO 2 comme précurseur oxygéné ; - La température de surface pendant le dépôt est essentiellement comprise dans l’intervalle 250-400 °C, ce qui témoigne d’un manque de polyvalence ; - Seule l’obtention des formes micro et nanocristallines du diamant a pu être démontrée ; - La synthèse sur des substrats tridimensionnels nécessite une configuration tridimensionnelle des sources micro-ondes en l’absence d’optimisation des conditions de croissance dans le cas de l’utilisation d’une matrice plane de sources micro-ondes ; - Les couches de diamant obtenues avec ces procédés sont généralement peu adhérentes sur le substrat ce qui limite la nature des substrats qui peuvent être utilisés, ainsi que les épaisseurs déposées à quelques centaines de nanomètres.
Ainsi, quel que soit le procédé choisi parmi les procédés connus, ceux-ci présentent tous différentes limitations qui peuvent être liées à la surface déposée, la nature de la couche de diamant ou son homogénéité. De plus, la géométrie des pièces à traiter est un handicap dans la plupart des procédés connus. Enfin, la nature des substrats qui peuvent être utilisés est également parfois restreinte.
Il existe ainsi un besoin de développer un procédé permettant de surmonter ces limitations, notamment quant à la surface déposée, à la géométrie des pièces à traiter, à la nature des substrats qui peuvent être utilisés ou encore à la microstructure de la couche de diamant obtenue.
Il est du mérite de la demanderesse d’avoir développé un procédé de recouvrement d’au moins un substrat solide par un revêtement en diamant de synthèse. Grâce au procédé selon l’invention, le revêtement en diamant de synthèse est avantageusement sous forme monocristalline, polycristalline, microcristalline ou nanocristalline.
Le seul risque de parasitage pourrait venir d’un couplage capacitif direct entre les conducteurs des voies stéréo et le conducteur microphonique. Mais cette perturbation est fortement réduite si le conducteur microphonique (MP) est entouré du conducteur de masse GND en formant un câble coaxial produisant un blindage efficace. Et c’est un point particulier de la présente invention que de recourir à un cordon de liaison audio entre le capteur de température et l’unité électronique dont le conducteur microphonique et le signal de masse forment un câble coaxial, le signal de masse étant connecté à la tresse du câble coaxial et le signal microphonique étant connecté à l’âme du câble coaxial. Le cordon audio peut ainsi faire 5 à 10 mètres de long et constituer une résistance linéique de quelques ohms, sans que cela ne perturbe la mesure.
En pratique le cordon audio de liaison fait entre 0.3 m et 1 m de long de façon à pouvoir placer le capteur à l’endroit souhaité, l’électronique de traitement étant déportée et restant à température ambiante, soit une résistance linéique typique maximale de 0.6 ohms et une capacité de câble de 100pF, non gênantes par rapport à la forte impédance d’entrée de l’unité électronique valant typiquement 5 à 10kOhms. C’est-à-dire que l’impédance de charge est typiquement 10 mille fois plus grande que l’impédance linéique du câble, ce qui ne perturbera pas la mesure. Et si cette dernière est perturbée, cela reste identique pour les deux voies ce qui ne change pas le rapport des impulsions crête associées aux deux voies ce qui est en particulier le cas lorsqu’une résistance CTN est portée à température élevée et que sa résistance chute par exemple de 1kOhm à température nominale de 25°C à environ 58 ohms à 125°C.
Entre outre, les 2 conducteurs L et R forment eux-mêmes un câble coaxial, l’âme étant connectée au signal L et la tresse au signal R, de sorte que le cordon de liaison est constitué de 2 câbles coaxiaux enrobés d’une gaine de protection.
Enfin la illustre le procédé de détermination de la tension minimale des signaux de synchronisation L et R, en calculant le rapport des tensions crête mesurées représentatives de V T /V R en fonction de la tension crête des signaux de synchronisation L, R représentée en pourcentage de la valeur crête maximale disponible pour ces signaux.
On constate qu’à partir d’un certain seuil représentatif de la tension de grille Vth de commutation des transistors T1 et T2, le rapport mesuré représentatif de V T /V R atteint un plateau, ce qui signifie que la résistance Rds(on) des transistors a atteint une valeur minimale stable. Typiquement, la tension maximale disponible en sortie d’une prise casque d’un ordinateur portable est de 1.3V à 1.6V tandis qu’elle n’est que de 0.6V à 0.8V en sortie d’un smartphone. Il faut donc l’aide de l’étage pompe à diodes (31) (respectivement (32)) pour commuter le transistor T1 (respectivement T2) dans le cas d’un smartphone, tandis que dans le cas d’un ordinateur portable ou d’un PC, la tension maximale en sortie de la prise casque serait suffisante pour commuter les transistors T1 et T2.
Néanmoins, certains filtrages audio opérés automatiquement par les systèmes d’exploitation des unités électroniques peuvent modifier la forme des rafales de synchronisation, de sorte que le front en début de rafale soit perturbé et ne soit plus du tout purement sinusoïdal ou carré ce qui peut engendrer une commutation laborieuse des transistors, en dents de scie au voisinage de Vth, génératrice de bruits au niveau de l’amplitude crête.
Ceci est problématique et source d’erreur dans les brevets mentionnés sur l’état de l’art. Il en résulte qu’il est préférable d’envoyer des signaux de synchronisation L, R à une fréquence la plus élevée possible garantissant le franchissement de la pompe à diodes jouant le rôle de filtre passe-haut, puis de rajouter un filtrage passe-bas (51, 52), de fréquence de coupure environ 1kHz, garantissant la mise en forme basse-fréquence des signaux de synchronisation.
On pourra remplacer le filtrage passe-bas par un circuit bouchon coupe-bande, à inductance et condensateur en parallèle, centré sur la fréquence du signal de synchronisation. Ceci éliminera le bruit résiduel en dents de scie autour de 15kHz et ne laissera passer que le signal redressé basse-fréquence. On peut ainsi avoir des signaux L et R haute fréquence, typiquement entre 5 et 20 kHz, relativement déformés et perturbés en amplitude, voire pas forcément équilibrés en amplitude, en particulier en raison de la faible fréquence d’échantillonnage Fs de 44100 éch/s, tout en garantissant une impulsion redressée basse fréquence relativement lisse et bien formée après franchissement du filtre passe-bas (51,52).
Bien sûr, si l’on a recours à une adapteur jack 3.5 mm 4 pôles vers USB-C qui intègre des moyens de conversion analogique-numérique et numérique analogique, on aura intérêt à recourir à un adaptateur haut de gamme dont certains ont une fréquence Fs en émission pouvant aller jusqu’à 384000 éch/s codés sur 32 bits pour produire les signaux audios de synchronisation et jusqu’à 96000 éch/s codés sur 24 bits en réception pour numériser les signaux impulsionnels arrivant sur la voie microphone.
La fréquence d’échantillonnage des signaux de synchronisation pourra ainsi être différente de celle des signaux impulsionnels.
C’est par exemple le cas du composant CX31993 de la société Conexant qui peut en outre produire des signaux audio de sortie L et R d’amplitude 1Vrms soit 1.4Vcrête, c’est-à-dire le double de ce que peuvent produire la plupart des smartphones qui ont en général une tension de sortie audio analogique limitée à 0.5Vrms (soit 0.7Vcrête).
En outre, lorsque l’on désire contrôler la mesure de plus de 2 résistances, par exemple 1 résistance de référence, et 2 ou 3 thermistances, on augmente le nombre de voies avec étage redresseur à pompes à diodes, filtres passe-bas et transistors de synchronisation du nombre de thermistances supplémentaires à mesurer et on exploite deux fréquences F1 et F2 de contrôle des signaux stéréo de synchronisation.
Le signal de synchronisation L peut ainsi être constitué d’une première rafale sinusoïdale à la fréquence F1 durant un laps de temps suffisant pour déclencher un 1er transistor de synchronisation suivie d’une pause puis d’une rafale à la fréquence F2 durant un laps de temps suffisant pour déclencher un autre transistor de synchronisation. Cette double rafale alimente deux étages redresseurs élévateurs de tension comme illustrés à la figure 5, disposés en parallèle et comprenant en entrée au moins un filtre bouchon (L1p et C1p) avec F2 en série avec un filtre série (L1s, C1s) et F1 constituant le bloc (71), le filtre bouchon bloquant le courant à la fréquence F2 pour le premier étage et la fréquence F1 pour le second étage, disposé en parallèle, chaque étage commandant son transistor de synchronisation respectif, T1 et T2, de sorte que lorsque la fréquence d’excitation du signal de synchronisation est à la fréquence sinusoïdale F1, par exemple 7.3 kHz, le 1 er filtre bouchon (L1p,C1p) laisse passer le courant, tandis que le 1 er filtre série (L1s, C1s) présente une impédance minimale et l’autre étage caractérisé par le bloc fonctionnel (72) bloque le courant car son filtre bouchon (L2p,C2p) est justement à la fréquence F1 et son filtre série (L2s, C2s) a une impédance série significative ce qui réduit d’autant le courant et empêche l’étage élévateur de tension de remplir sa fonction.
Dans cette configuration, cela déclenche uniquement le 1 er transistor de synchronisation T1, tandis que lorsque la fréquence d’excitation du signal de synchronisation passe à F2, par exemple 15.9 kHz, le filtre bouchon du second étage ne bloque plus le passage du courant et le filtre série du second étage présente une impédance minimale. Le second étage permet ainsi l’élévation de tension en sortie de la pompe à diodes et commande son transistor de synchronisation T2, tandis que le 1 er étage ne laisse pas passer le courant et son transistor T1 reste à l’état bloqué. Les transistors T1 et T2 commutent de façon exclusive l’un de l’autre : lorsque l’un commute et devient passant, l’autre reste à l’état bloqué et réciproquement. Nous avons donc globalement L1p=L2s, C1p=C2s, C1s=C2p, L1s=L2p.
Dans une version simplifiée, on peut faire l’économie des filtres série (L1s, C1s) et (L2s, C2s), les circuits bouchon étant suffisants pour bloquer ou favoriser le passage du courant. Mais les filtres série, permettent d’augmenter l’efficacité de sélection des voies, surtout lorsque l’on ne connait pas a priori l’amplitude du signal de commande L. On arrive ainsi à choisir lequel des étages à pompes à diodes sera actif selon que l’on travaille à la fréquence F1 ou F2.