INPI-France/Brevets-Francais-2024-Chunked huggingface dataset:
La forme en U de la structure de maintien offre en outre une bonne résistance à un choc latéral sur le véhicule. En particulier, la forme en U a une haute résistance à la compression capable de résister au choc et transmettre l'effort d'un côté latéral de la carrosserie à l'autre côté. Ceci permet notamment de se passer de poutre d’absorption de choc additionnelle.
L’invention permet en outre d’améliorer la densité d'énergie grâce à un écart minimal entre les rangées de cellules maintenues par les structures de maintien en U.
Selon l’un des aspects de l’invention, les parois latérales sont déformables de sorte à permettre le serrage de la rangée de cellules entre ces parois latérales.
La illustre une vue en coupe d’un deuxième mode de réalisation de la partie inductive du capteur selon l’invention.
La illustre une vue en coupe d’un troisième mode de réalisation de la partie inductive du capteur selon l’invention.
La illustre une vue de dessus partielle du troisième mode de réalisation de la partie inductive du capteur selon l’invention.
La illustre une vue en coupe d’un quatrième mode de réalisation de la partie inductive du capteur selon l’invention.
La illustre une vue en coupe d’un cinquième mode de réalisation de la partie inductive du capteur selon l’invention.
La illustre le schéma électrique du capteur inductif D1 selon un premier mode de réalisation de l’invention. Le capteur inductif D1 comprend une partie fixe 1 et une partie mobile 2 selon une première direction Z dans un repère orthonormé (X,Y,Z).
La partie mobile 2 comprend un corps d’épreuve CE et un élément de couplage magnétique Fe mécaniquement solidaire au corps d’épreuve CE.
Le corps d’épreuve CE est un pont ou une plaque orthogonale à la première direction Z. Le corps d’épreuve CE peut être mobile ou élastiquement déformable selon la première direction Z suite à l’application d’une force F selon ladite première direction. La force appliquée F correspond par exemple au poids d’un objet physique reposant sur le corps d’épreuve CE ou à une pression exercée sur sa surface supérieure. Dans le cas d’un corps d’épreuve CE mobile par translation selon la première direction Z, des moyens élastiques sont rattachés au corps d’épreuve CE afin de le remettre à sa position initiale en l’absence d’une force appliquée F.
L’élément de couplage magnétique Fe mécaniquement solidaire au corps d’épreuve CE de manière à suivre son déplacement ou sa déformation selon la première direction Z. L’élément de couplage magnétique Fe est un objet réalisé en un matériau ferromagnétique sous forme de π ou sous forme de demi-tore ou sous forme de tige ou sous forme de feuille. À titre d’exemple, le matériau ferromagnétique est une ferrite réalisée en alliage de Ni-Zn ou Mn-Zn ou Co-Ni-Zn.
Avantageusement, le matériau ferromagnétique présente une sensibilité thermique de ladite perméabilité magnétique relative μr inférieure à 1%/°C. De plus, le matériau ferromagnétique présente une bande passante élevée allant jusqu’à 50MHz.
Avantageusement, à l’exception du cas de la feuille, il est possible d’enrouler des spires métalliques autour de l’élément de couplage magnétique Fe afin d’améliorer les capacités de couplage magnétique de l’élément de couplage magnétique Fe.
Dans l’exemple illustré, l’élément de couplage magnétique Fe sous forme de π, comprend une base et deux protubérances parallèles qui s’étendent à partir de ladite base selon la première direction Z. Les protubérances peuvent être des tiges droites, ou de forme conique. La base est fixée sur une surface, de préférence la surface inférieure, du corps d’épreuve CE et les protubérances s’étendent orthogonalement à ladite surface vers le bas.
La partie fixe 1 comprend un générateur de tension G1, un transformateur à bobines 12 comprenant une inductance d’émission L 1 monté en parallèle avec le générateur G1 et une inductance de réception L 2 , et une chaîne d’acquisition 11 connecté à l’inductance de réception L 2 .
Le générateur G1 est configuré pour générer un signal d’excitation V in sous forme d’impulsion électrique et présente une résistance de sortie Rs inférieure à 0.5Ω. La partie fixe 1 comprend en outre un élément capacitif C1 montée en série avec la résistance de sortie Rs et l’inductance d’émission L 1 . L’élément capacitif C 1 , la résistance de sortie Rs et l’inductance d’émission L 1 forment ensemble un circuit RLC excité par l’impulsion électrique V in générée par le générateur G1. Le dimensionnement de l’élément capacitif C1 et l’inductance d’émission L 1 est choisi de manière à avoir un facteur d’amortissement ζ inférieur à 0,7 de manière à obtenir un régime oscillatoire amorti suite à l’application de l’impulsion électrique V in .
L’inductance de réception L 2 est placée à proximité de l’inductance d’émission L 1 pour permettre un couplage magnétique entre les deux inductances et ainsi obtenir un fonctionnement en transformateur d’énergie 12. L’axe de l’inductance d’émission L 1 et l’axe de l’inductance de réception L 2 sont orientés selon la première direction Z. Ainsi, les variations de la tension aux bornes de l’inductance d’émission L 1 sont reproduites aux bornes de l’inductance de réception L 2 . L’état initial du capteur inductif D1 correspond à l’absence d’une force F selon Z appliquée sur le corps d’épreuve CE. À l’état initial du capteur D1, la première protubérance de l’élément de couplage magnétique Fe en π est placée à une distance initiale prédéterminée d=d 0 par rapport à l’extrémité supérieure de l’inductance d’émission L 1 .
Avantageusement, à l’état initial du capteur D1, la seconde protubérance de l’élément de couplage magnétique Fe en π est placée à ladite distance prédéterminée d=d 0 par rapport à l’extrémité supérieure de l’inductance de réception L 2 . Cette configuration présente l’avantage de dupliquer deux fois la dépendance du flux magnétique produit en sortie axiale de l’inductance d’émission L 1 avec la variation de la distance d : une première dépendance caractéristique de la décroissance axiale du flux magnétique produit par l’inductance d’émission L 1 lorsque l’on éloigne ou rapproche l’élément de couplage magnétique et une seconde dépendance qui caractérise le transfert du champ magnétique de l’élément de couplage magnétique vers l’inductance de réception L 2 .
Dans l’exemple représenté, le générateur de signal d’horloge 208 a une seule sortie 306 et le circuit abaisseur de niveau 302 comprend deux sorties 310, 312 sur lesquelles des signaux inversés sont générés vers le circuit de pompe de charge 202. Dans un autre exemple non illustré, une seule sortie, au lieu de deux, est mise en oeuvre. Dans encore un autre exemple non illustré, le générateur de signal d’horloge 208 a deux sorties inversées et le circuit abaisseur de niveau 302 comprend deux sorties.
Le circuit abaisseur de niveau 302 est configuré pour recevoir en entrée le signal d’horloge généré par le générateur de signal d’horloge 208, donc avec une amplitude qui varie en fonction de la tension d’alimentation V33, puis fournir en sortie un signal d’horloge se propageant avec des niveaux hauts et bas séparés par une amplitude plus faible que la tension d’alimentation V33.
La représente, de façon schématique, le régulateur à pompe de charge 104 selon un mode de réalisation.
Plus particulièrement, la illustre un mode de réalisation du circuit abaisseur de niveau 302 de la . Selon ce mode de réalisation, le circuit 302 comprend un circuit amplificateur ou circuit tampon (BF11) à deux sorties inversées, configuré pour être commandé en entrée par un signal d’horloge issu du générateur de signal d’horloge 208, et alimenté par la tension de sortie V11 du régulateur, appliquée à un nœud NV d'alimentation du circuit 302. L'autre borne (non représentée) d'alimentation du circuit tampon BF11 est reliée, de préférence connectée à la masse.
La tension V11 étant déjà régulée avec l’action de la boucle de rétroaction 220, cela permet de limiter les oscillations résiduelles en sortie du circuit de pompe de charge sans avoir besoin de générer la tension réduite d'alimentation du circuit 302 séparément.
Afin de permettre la mise en route de la boucle de régulation, le régulateur 104 comprend, selon ce mode de réalisation, un deuxième circuit de pompe de charge 410 (Charge Pump HP) dont la sortie est reliée, préférablement connectée, à la sortie du circuit de pompe de charge 202, donc à la grille du transistor NPOWER et les entrées sont reliées, préférentiellement connectées, à un deuxième générateur d’horloge 230 (CLOCK GEN 2). Ce deuxième circuit de pompe de charge 410 est commandé par exemple directement par les signaux issus du deuxième générateur 230, qui est sous tension V33 pour établir la tension V11 et pouvoir démarrer ainsi la boucle de rétroaction incluant le circuit 302. Un circuit de commande non représenté coupe le circuit de pompe de charge 410 lorsque la tension V11 est établie et le circuit 202 prend alors le relais. Ce circuit de commande comporte par exemple pour ce faire un comparateur de la tension V11 à un niveau de référence souhaité (Ref0V85_ech). Selon l’exemple représenté, ce comparateur (COMP0V85) génére un autre signal EN_OSC2 qui vient en entrée du deuxième circuit générateur d’horloge. Le deuxième générateur de signal d’horloge, est ainsi commandé par le signal EN_OSC2 de sorte à pouvoir générer une fréquence autre que celle du générateur de signal d’horloge 208.
La présence de ce circuit 410 de démarrage permet également de répondre à des appels de courant brusque de la charge 212. En effet, dans une telle situation, la tension V11 a tendance à s'effondrer. On prévoit alors que le circuit de commande (non représenté) active la pompe de charge 410 lorsqu'il détecte que la tension V11 chute en dessous du niveau de référence souhaité Ref0V85_ech. Ce niveau de référence souhaité est choisi pour être inférieur au seuil Ref0V9_ech de façon à permettre le fonctionnement en régime établi avec la pompe de charge 202.
La représente, de façon schématique, un régulateur à pompe de charge selon encore un autre mode de réalisation.
Le régulateur de l’exemple de la est similaire à celui de la sauf que la tension appliquée au nœud NV est une tension V12CK obtenue par un régulateur à pompe de charge secondaire 510 du type à amplificateur à partir de la tension V33. Cela rend optionnelle l'utilisation du circuit 410 pour le démarrage de la boucle de régulation à pompe de charge. Dans l’exemple représenté, le circuit facultatif 410 est représenté seul par souci de clarté mais il est par exemple connecté de façon similaire à la .
Dans l’exemple représenté, un transistor P0, par exemple de type PMOS, relie le nœud NV au nœud d’alimentation V33. Ce transistor est commandé par un amplificateur différentiel dont l’entrée inverseuse (notée -) reçoit une tension de référence Ref1V2_ech qui est par exemple de 1,2V et/ou échantillonnée afin de réduire la consommation. L’entrée non-inverseuse (notée +) est reliée, préférablement connectée, au nœud NV. La tension V12CK appliquée à NV est donc régulée pour tendre vers la tension de référence Ref1V2_ech qui est inférieure à V33, ce qui permet de diminuer les ondulations résiduelles en sortie du circuit de pompe de charge 202.
Le mode de réalisation de la permet de choisir une tension d'alimentation du circuit BF11 indépendamment de la valeur de la tension V11. Il requiert néanmoins une consommation statique non négligeable.
Le régulateur de la est similaire à celui de la mais illustre un autre mode de réalisation de circuit de génération de la tension (V11CK2) appliquée au nœud NV.
Dans l’exemple représenté, le circuit abaisseur de niveau 302 comprend deux transistors N0 et N1, par exemple de type NMOS, en parallèle entre le nœud d’application de la première tension d'alimentation V33 et le nœud NV, les sources des transistors N0 et N1 étant interconnectées au nœud NV.
L'un des transistors, ici N0, est commandé par la tension VGATE, de sortie du circuit de pompe de charge 202. L'autre transistor, ici N1, est commandé par une tension de référence Ref1V2_ech, du type de celle décrite en relation avec la .
La branche du transistor N1 constitue une branche non seulement utile au démarrage mais permet également de maintenir une alimentation minimale V11CK2 au circuit BF11 dans le cas où le signal VGATE se décharge plus vite que V11 (Ileakvgate/Ctank > Iload/Cload).
Le manque de couple à la roue en début de changement de rapport montant est moins critiqué par les utilisateurs que le sur-couple à la roue en fin de changement de rapport montant. Par ailleurs, les changements de rapport descendants sous charge sont relativement rares lors des pilotages par les systèmes « ADAS », ce qui limite l’inconvénient du sur-couple à la roue en début de changement de rapport descendant. De cela, il résulte que le premier mode de réalisation décrit ci-dessus du procédé de l’invention conviendra pour certaines applications.
Pour un suivi plus précis de la consigne de couple à la roue, l’invention propose un deuxième mode et un troisième mode de réalisation du procédé décrits ci-après en référence plus particulièrement à la et à la , respectivement. L’accroissement du nombre d’informations prises en compte améliore le suivi obtenu de la consigne de couple à la roue.
En référence à la , le deuxième mode de réalisation du procédé de l’invention est mis en œuvre au moyen d’un module logiciel SW1. Le module logiciel SW1 reçoit en entrée la consigne de couple à la roue Cw, les informations de rapport engagé Re=X et de rapport cible Rc=Y, l’information de régime Nap de l’arbre primaire AP et l’information de démultiplication globale α du système de transmission TR et délivre en sortie la consigne de couple moteur Ce.
Le module logiciel SW1 comprend essentiellement cinq fonctions F10, F11 et F2 à F4. Dans ce deuxième mode de réalisation, l’inertie J prise en compte est déterminée par les fonctions F10 et F11, les fonctions F2 à F4 restant identiques à celles du premier mode de réalisation du procédé. La fonction F10 est une cartographie qui, lors du changement de rapport de Re=X vers Rc=Y, reçoit en entrée le rapport engagé Re=X et le rapport cible Rc=Y et délivre en sortie des inerties respectives Je et Jc du moteur thermique à la roue. La fonction F11 reçoit en entrée les inerties Je et Jc et calcule l’inertie J à prendre en compte par interpolation, par exemple, en déterminant J=(Je+Jc)/2. L’inertie J est ensuite fournie en entrée à la fonction F2, conjointement avec le régime Nap, pour le calcul du couple inertiel Cj. La fonction F3 reçoit en entrée la consigne de couple à la roue Cw et le couple inertiel Cj délivré par la fonction F2 et calcule la somme Cw+Cj. La fonction F4 détermine la consigne de couple moteur Ce en divisant la somme Cw+Cj par la démultiplication globale α du système de transmission TR.
En référence à la , le troisième mode de réalisation du procédé de l’invention est mis en œuvre au moyen d’un module logiciel SW2. Le module logiciel SW2 reçoit en entrée la consigne de couple à la roue Cw, les informations de rapport engagé Re=X et de rapport cible Rc=Y, une information de régime Nsb de l’arbre de sortie de la boîte de vitesse BV et l’information de démultiplication globale α du système de transmission TR et délivre en sortie la consigne de couple moteur Ce.
Le module logiciel SW3 comprend essentiellement huit fonctions F10, F12 à F16, F3 et F4. Les fonctions F10, F3 et F4 restent identiques à celles du deuxième mode de réalisation du procédé. Dans ce troisième mode de réalisation, un couple inertiel en début de changement de rapport Cje et un couple inertiel en fin de changement de rapport Cjc sont calculés respectivement pour le rapport engagé Re=X et le rapport cible Rc=Y, au moyen des fonctions F10, et F12 à F15. Le couple inertiel Cj à prendre en compte est estimé en temps réel pendant la durée du changement de rapport, au moyen de la fonction de transition F16 qui calcule les valeurs de Cj entre Cj=Cje et Cj=Cjc.
La fonction F10 est une cartographie qui, lors du changement de rapport de Re=X vers Rc=Y, reçoit en entrée le rapport engagé Re=X et le rapport cible Rc=Y et délivre en sortie les inerties respectives Je et Jc du moteur thermique à la roue. Les fonctions F12 et F13 reçoivent en entrée le régime Nsb de l’arbre sortie de la boîte de vitesse et délivrent des régimes d’arbre primaire Nape et Napc correspondant au rapport engagé Re=X et au rapport cible Rc=Y, respectivement. Les régimes Nape et Napc sont calculés à partir du régime Nsb et des démultiplications De et Dc correspondant aux rapports Re=X et Rc=Y, respectivement. La fonction F14 calcule le couple inertiel Cje à partir de l’inertie Je et du régime d’arbre primaire Nape. La fonction F15 calcule le couple inertiel Cjc à partir à l’inertie Jc et du régime d’arbre primaire Napc.
Pendant la durée du changement de rapport, la fonction F16 calcule en temps réel la valeur instantanée du couple inertiel Cj à l’aide de la fonction de transition suivante :
4) Cj=(1-x).Cje + x.Cjc, avec x étant une variable temporelle évoluant de 0 à 1 entre le début et la fin du changement de rapport.
Typiquement, la fonction de transition susmentionnée est une fonction linéaire.
La fonction F3 reçoit en entrée la consigne de couple à la roue Cw et le couple inertiel Cj délivré par la fonction F16 et calcule la somme Cw+Cj. La fonction F4 détermine la consigne de couple moteur Ce en divisant la somme Cw+Cj par la démultiplication globale α du système de transmission TR.
La présente invention procure des solutions à faible coût, basées sur du logiciel, qui améliorent la précision du pilotage du couple à la roue lors des changements de rapport dans un véhicule équipé d’un groupe motopropulseur thermique à boîte de vitesse automatique, ainsi que le confort des utilisateurs.
STRATEGIE DE COORDINATION DE LA REGULATION DE CHARGE EN AIR D’UN MOTEUR A COMBUSTION INTERNE ESSENCE TURBOCOMPRESSE L’invention porte sur un procédé de coordination de la régulation de charge en air d’un moteur à combustion interne à essence, turbocompressé par l’action d’une turbine entraînée par le flux gazeux dans une ligne d’échappement et laquelle turbine entraîne un turbocompresseur alimenté en air par un circuit d’entrée d’air et alimentant un circuit d’air de suralimentation, directement ou au travers d’un refroidisseur d’air, jusqu’à un papillon motorisé délivrant l’air à un circuit répartiteur d’air alimentant directement ledit moteur, selon lequel on régule la charge du moteur, laquelle est variable entre le niveau de charge le plus bas dans une zone atmosphérique correspondant au turbocompresseur plein ouvert et où le papillon est régulé, et le niveau de charge le plus haut dans une zone suralimentée correspondant au papillon plein ouvert et où le turbocompresseur est régulé, en passant par un niveau de charge intermédiaire dans une zone mixte de transition, où le papillon et/ou le turbocompresseur peut être régulé, où la pression est variable autour d’une pression de suralimentation naturelle, d’une première valeur de biais papillon dans une première zone de transition supérieure de la zone mixte de transition vers la zone suralimentée, et d’une première valeur de biais turbocompresseur dans une première zone de transition inférieure de la zone mixte de transition vers zone atmosphérique.
L’invention concerne le domaine de la commande des moteurs thermiques suralimentés de type essence.
La régulation de la charge en air d’un moteur à combustion interne équipé d’un turbocompresseur à géométrie fixe (TGF) est réalisée via le boîtier papillon dans une zone atmosphérique ZAT, et via le turbocompresseur dans une zone suralimentée ZSA. Ces deux zones sont définies par la notion de suralimentation naturelle (pression qui règne dans le répartiteur admission lorsque les actionneurs turbine et papillon se trouvent en position de pleine ouverture).
Selon une caractéristique avantageuse de réalisation, le centre de rotation de béquille X est monté pour, qu’en position haute en course, la distance minimum béquille-pédale BP, soit d’au moins 13 cm. En d’autres termes, l’axe de rotation 11 de chaque pédale 12 reste toujours éloigné d’au moins 13 cm dans le plan en vue de dessus Pd, par rapport à la béquille centrale 17 quelle que soit la rotation du train avant.
Selon une variante avantageuse de l’invention, le centre de rotation de béquille X est monté pour, en position haute en course, respecter une distance minimum béquille-pédale BP, comprise entre 13 cm et 50 cm.
Il résulte de la description qui précède que le positionnement du centre de rotation de béquille X dans la région angulaire Ra et de manière à respecter une distance minimum de garde au sol GS et une distance minimum béquille-pédale BP permet de sécuriser l’utilisation d’un vélo cargo. Tout conflit entre les pieds de l’utilisateur et la béquille centrale 17 est évité lors de la manœuvre du train avant et tout risque de contact entre la béquille centrale 17 et le sol est évité lors du roulement sur une surface avec un dénivelé.
VÉHICULE ÉLECTRIQUE À SELLE Le présent enseignement concerne un véhicule électrique à selle équipé d'une roue motrice entraînée par un moteur électrique soit (i) par l'intermédiaire d'une transmission à variation continue ou d'une transmission à deux vitesses, soit (ii) sans transmission. Etat de la technique
Des véhicules électriques à selle tels que des motocyclettes électriques sont connus. Par exemple, la littérature de brevet 1 propose une motocyclette électrique qui fournit au conducteur des informations sonores facilement reconnaissables pour le conducteur. La motocyclette électrique décrite dans la littérature de brevet 1 inclut une unité de génération de son configurée pour générer un son et une unité de commande de son configurée pour commander l'unité de génération de son afin de générer un son avec une fréquence correspondant à la vitesse de rotation d'un moteur électrique. L'unité de commande de son commande l'unité de génération de son de telle sorte que la fréquence du son augmente lorsque la vitesse de rotation du moteur électrique ou d'une roue motrice augmente, et diminue la fréquence lorsque la vitesse de rotation du moteur électrique ou de la roue motrice diminue. En outre, l'unité de commande de son commande l'unité de génération de son de telle sorte que le taux de changement de la fréquence du son par rapport à un changement (augmentation ou diminution) de la vitesse de rotation du moteur électrique dans une région de vitesse faible dans laquelle la vitesse de rotation du moteur électrique est faible est supérieur au taux de changement de la fréquence du son par rapport à un changement (augmentation ou diminution) de la vitesse de rotation du moteur électrique dans une région de vitesse moyenne à élevée dans laquelle la vitesse de rotation du moteur électrique est supérieure à celle dans la région de vitesse faible. [Liste de citations] [Littérature de brevets]
[Littérature de brevet 1] Publication de brevet japonais mise à l’inspection publique N° 2017-62320 Résumé de l’invention [Problème technique]