INPI-France/Brevets-Francais-2024-Chunked huggingface dataset:
Les instructions permettant de réaliser un appel de fonction comprennent au moins une instruction de type « push ». Cette instruction permet d’ajouter la valeur d’un registre dans la pile d’appel. En particulier, les instructions permettant de réaliser un appel de fonction comprennent une instruction de type « push{LR} » permettant d’ajouter dans la pile d’appel le contenu d’un registre de liaison LR (en anglais « link register »). Le contenu du registre LR correspond à une adresse de retour pour exécuter la suite du programme une fois ladite fonction exécutée. Cette instruction « push{LR} » est configurée pour être exécutée au début d’un appel de fonction.
Les instructions permettant de réaliser un retour de fonction comprennent au moins une instruction permettant de restaurer un contexte de la fonction. Le contexte est un espace de la pile d’appel permettant de stocker par exemple des paramètres, un résultat de la fonction, l’adresse de retour et des variables locales.
Les instructions permettant de réaliser un retour de fonction comprennent également au moins une instruction de type « POP ». Cette instruction permet de retirer une valeur d’un registre de la pile d’appel. En particulier, les instructions permettant de réaliser un appel de fonction comprennent une instruction de type « pop{pc} » permettant de récupérer la valeur du registre LR stockée dans la pile et correspondant à l’adresse de retour pour la mettre dans le pointeur d’instruction.
Le programme PRG comprend également des instructions additionnelles pour réaliser les appels de certaines fonctions. Ces instructions additionnelles servent à protéger ces fonctions contre les attaques de type dépassement de pile (en anglais « stack overflow »), notamment les attaques « ROP » de l’anglais « Return-Oriented Programming ».
Dans l’exemple de la , le pixel 201 comporte une photodiode PD référencée à la masse et reliée à un nœud de détection SN du pixel 201. La somme de toutes les capacités connectées à ce nœud de détection SN, c’est-à-dire la capacité de jonction de la photodiode, les capacités des transistors connectés et les capacités parasites, est représentée par la référence 230. La photodiode PD est utilisée en inverse et la capacité 230 est, après une réinitialisation, déchargée par un photocourant en fonction de l'intensité lumineuse reçue. La cathode de la photodiode est reliée au nœud SN.
Dans l’exemple de la , le premier transistor RST est configuré pour relier le nœud de détection SN à un rail de tension de réinitialisation, par exemple alimenté par une tension VRST.
Dans l’exemple de la , le deuxième transistor SF est monté en source suiveuse, et a sa grille connectée au nœud de détection SN et sa source reliée à une sortie 250 du pixel. Le drain du deuxième transistor SF est, par exemple, connecté à un rail d’alimentation d'un potentiel VSF, positif. Dans certains cas, les tensions VRST et VSF sont égales, bien que, dans d’autres exemples, ces tensions puissent être différentes l’une par rapport à l’autre.
Le premier transistor RST reçoit, sur sa grille, un signal RESET à deux états de commande de réinitialisation de la tension au nœud de détection SN. Lorsque le signal RESET est dans un premier état, le premier transistor RST est conducteur. Dans un second état du signal RESET, le transistor RST est bloqué.
Dans l’exemple de la , le troisième transistor RD est connecté en série avec le deuxième transistor SF. Dans un exemple non illustré, le drain du deuxième transistor SF est relié, par le troisième transistor RD, au rail de tension d’alimentation VSF. Le troisième transistor RD est commandé par un signal READ de sélection de ligne ou rangée. Le troisième transistor RD agit comme un interrupteur permettant de polariser le transistor SF par exemple par une source de courant de colonne connectée à la sortie 250 du pixel 201. Lorsqu’il est polarisé, le transistor SF est un suiveur qui fait suivre le signal du nœud SN sur un nœud VX de la sortie 250 du pixel 201.
Le passage d’un état passant à non passant du troisième transistor RD induit un bruit aléatoire ayant un écart type au niveau du nœud SN, que le transistor SF fait suivre au niveau de la sortie du pixel VX.
La est un chronogramme illustrant un exemple de fonctionnement du circuit de la .
A un temps t1, les signaux READ et RESET sont mis dans un état, par exemple haut, pour rendre les transistors RD et RST passants. Le nœud de détection SN est ainsi mis à la tension VRST et la tension VX se stabilise à un niveau 302 dépendant d’un décalage dû au dimensionnement du transistor SF et à la valeur du courant de colonne correspondant.
A un temps t2, le signal RESET est par exemple mis à un état bas pour rendre le transistor RST non passant. La capacité au niveau du nœud de détection SN est de l’ordre du femtofarad ce qui fait, qu’au temps t2, un bruit large bande est généré dans le canal du transistor RST puis échantillonné au niveau du nœud de détection SN et se retrouve, en bande de base, intégré à VX sous forme d’un décalage de tension aléatoire, illustré sur la courbe 292, par rapport au cas non bruité 290. Une phase d’intégration démarre à partir du temps t2, ce qui provoque la baisse (dans le cas où les charges sont des électrons) de la tension VX au fur et à mesure que les charges sont photogénérées jusqu’à un temps t5.
A un temps t’3 compris entre les temps t2 et t5, le signal READ passe, par exemple, à un état bas, pour rendre non-passant le transistor RD et pour permettre d’accéder à d’autres lignes de la matrice.
A un temps t4 compris entre les temps t’3 et t5, le signal READ passe, par exemple, à un niveau haut pour rendre le transistor RD passant jusqu’à un temps t7. Entre les temps t4 et t5, la tension VX est, par exemple, convertie par un convertisseur analogique numérique, non illustré sur la , qui est relié à la sortie VX du pixel. Dans la , les échelles de temps entre les temps t1 et t’3 et entre t4 et t7 ne sont pas les mêmes qu’entre t’3 et t4 de sorte que le temps relativement long entre t’3 et t4 puisse être représenté. De ce fait, bien que les pentes des courbes 290 et 292 entre t’3 et t4 apparaissent plus importantes qu’entre les temps t4 et t5, elles sont en réalité similaires.
Dans l’exemple de la figure 1C, une phase de deuxième échantillonnage corrélé ("Correlated Double Sampling" en anglais) a lieu entre le temps t6 et le temps t7 pour connaître la valeur de VX en l’absence de charges photogénérées. Pour ce faire, le signal RESET passe à un niveau haut au temps t5 jusqu’à un temps t6 où il repasse à un niveau bas. Entre les temps t5 et t6, la tension VX s’établit de nouveau au même niveau qu’entre les temps t1 et t2, au bruit aléatoire près. Au temps t6 et jusqu’au temps t7, on lit le pixel sans signal, ce qui correspond à une première numérisation du niveau de la tension VX. Les charges intégrées entre t6 et t7 peuvent être négligées car le temps d’intégration est court. Entre les temps t6 et t7, la tension VX est, par exemple, convertie, lors d’une deuxième numérisation, par le convertisseur analogique numérique utilisé pour la première phase d’intégration et la comparaison entre les valeurs obtenues lors des deux numérisations donne accès à la quantité de charge photogénérées. Cependant, le bruit aléatoire échantillonné sur la tension SN quand le transistor RST passe de l’état haut à l’état bas, est statistiquement différent entre la première et la deuxième numérisation. L’écart type de la différence devient donc et ce bruit est dominant par rapport à toutes les autres sources de bruit, compte tenu de la valeur en général très faible de la capacité C du nœud de détection SN. Il est donc souhaitable de proposer une solution pour diminuer l’impact de ce bruit.
La est une vue schématique d’une matrice 140 de cellules 210 d’acquisition d’images du circuit électronique selon un mode de réalisation de la présente description. Dans l’exemple de la , une seule cellule 210 est représentée pour une raison de clarté. Dans un exemple, au moins certaines des cellules 210 sont agencées en au moins une colonne de cellules, dans laquelle les cellules sont interconnectées par au moins un premier conducteur de colonne COL relié à une source de courant 245. Dans un exemple non illustré, au moins certaines des cellules 210 sont agencées en plusieurs colonnes de cellules et les cellules d’une même colonne sont interconnectées par au moins un conducteur de colonne, par exemple isolé du premier conducteur de colonne, et relié à une autre source de courant ou à la même source de courant 245.
Dans l’exemple de la , chaque cellule 210 comprend un pixel de type « 3T » comme décrit dans la . De façon différente de la , dans la , le deuxième transistor SF de chaque cellule comprend en outre un nœud de commande 262 d’une tension de grille arrière VBB du deuxième transistor SF. Le deuxième transistor SF est par exemple configuré pour que sa tension de seuil varie en fonction de cette tension de grille arrière.
Le nœud de commande 262 correspond, par exemple, à une grille arrière du deuxième transistor SF. Dans ce cas, la grille connectée au nœud de détection SN est une grille dite « avant ». Les grilles arrière et avant peuvent agir de façon séparée, et avec une transconductance associée différente, sur un même canal du deuxième transistor SF. Les grilles arrière peuvent être formées, par exemple, par la technologie utilisant un substrat semiconducteur déplété, de préférence complètement déplété, sur isolant (Fully Depleted Silicon on Insulator en anglais, FDSOI). Lorsque le substrat du deuxième transistor SF est de type FDSOI, la grille arrière est, par exemple, formée sous une couche d’isolant placée entre le canal et le substrat. Dans cet exemple, la grille avant est, par exemple, formée en surface au-dessus de l’isolant et du canal.
Dans un autre exemple, le nœud de commande 262 correspond à une électrode influençant la tension de seuil du canal réalisé dans le matériau semiconducteur du substrat du deuxième transistor SF. Par exemple, des portions du matériau semiconducteur comportant ladite électrode sont isolées du reste du substrat par des tranchées isolantes par exemple polarisées.
Eventuellement, le procédé de détection d’un atterrissage dur comporte une génération NHL d’une alerte de normalité avec l’alerteur 85 lorsqu’aucun point d’effort sol PSOL n’est en dehors de l’enveloppe de dimensionnement sol 200 et qu’aucun effort d’attache PATT n’est en dehors de l’enveloppe de dimensionnement d’attache 300 correspondante.
Le cas échéant et en référence à la , suite à la détermination de la présence d’un atterrissage normal, le procédé de détection d’un atterrissage dur peut comporter l’étude STP7 de chaque point à la marge PMARG pour évaluer quelle pièce mécanique du train d’atterrissage doit être inspectée en priorité.
Un point à la marge PMARG est un point d’effort sol PSOL situé dans l’enveloppe de dimensionnement sol 200 à une distance DIS de cette enveloppe de dimensionnement sol 200 inférieure à un seuil, ou un point d’effort d’attache PATT situé dans l’enveloppe de dimensionnement d’attache 300 correspondante à une distance DIS de cette enveloppe de dimensionnement d’attache 300 inférieure à un seuil.
Ainsi, le contrôleur 80 est configuré pour déterminer si un point d’effort sol PSOL ou d’attache PATT est un point à la marge PMARG. En référence à la , pour chaque point à la marge PMARG, le contrôleur 80 est configuré pour effectuer la détermination STP7.1 d’une demi-droite 405 partant d’une origine CTR du diagramme 201, 301 associé et passant par le point à la marge PMARG. De plus, le contrôleur 80 est configuré pour effectuer la détermination STP7.2 d’une surface 400 traversée par la demi-droite 405. Par suite, le contrôleur 80 transmet un signal de commande à l’alerteur 85 pour requérir un affichage STP7.3 d’une alerte signalant que chaque composant associé à un point dimensionnant 404 formant un sommet de la surface 400 traversée par la demi-droite 405 est une pièce mécanique à inspecter.
En référence à la , à l’issue d’un cycle de surveillance, le contrôleur 80 peut être configuré pour déterminer si la phase d’atterrissage PHASATT est terminée. Par exemple, le contrôleur 80 est configuré pour estimer lors d’une étape de test STPTEST si chaque train d’atterrissage dudit au moins un train d’atterrissage repose sur le sol, et si ladite pression d’amortisseur pour chaque train d’atterrissage est supérieure à un seuil de test mémorisé ou calculé. Dans l’affirmative, le procédé de détection d’un atterrissage dur est terminé. Dans la négative un nouveau cycle de surveillance est réalisé.
DISPOSITIF DE CHARGEMENT AUTOMATIQUE. Domaine technique de l’invention La présente invention appartient au domaine technique des dispositifs de chargement de denrées alimentaires sur des convoyeurs à bande pour alimenter un dispositif de traitement de denrées alimentaires tel que des dispositifs de cuisson ou de refroidissement ou de congélation ou de surgélation.
La présente invention concerne plus particulièrement de tels dispositifs dans lesquels le chargement des denrées est automatisé.
Arrière-plan technique A l’heure actuelle, les dispositifs de chargement de denrées alimentaires utilisés pour alimenter des dispositifs de cuisson ou de refroidissement, ou de congélation, ou encore de surgélation, sont manuels et ne permettent donc pas des cadences stabilisées et régulières (typiquement dans une gamme comprise 500 à 1500 kg/h selon les denrées). Les cadences dépendent du temps nécessaire à la cuisson des denrées alimentaires, de la capacité de chargement à l’entrée du four et de récupération des produits à la sortie du four. Ces dispositifs connus de l’homme du métier mettent en œuvre usuellement des convoyeurs à bande pour transporter les denrées vers des dispositifs de cuisson ou de refroidissement, ou de congélation, ou encore de surgélation. Pour obtenir une cuisson homogène, il faut éviter la superposition des produits et éviter également que des zones du convoyeur à bande ne soient pas couvertes par des produits.
Par conséquent, afin de répondre à l’ensemble de ces exigences, le chargement des denrées se fait usuellement manuellement, car les procédés connus de l’homme du métier qui permettent le chargement automatique de denrées alimentaires ne permettent pas le chargement de produits alimentaires se présentant sous forme de vrac, comme c’est le cas par exemple pour des produits alimentaires à base de viande hachée (steaks hachés, boulettes, etc.).
En outre, une automatisation par voie robotique n’est pas envisageable car elle nécessiterait un grand nombre de robots pour automatiser le chargement, et ne permettrait pas d’atteindre les cadences cibles. En outre, une automatisation par voie robotique ne serait pas facilement adaptable au chargement de matières premières présentant des typologies différentes (notamment sous forme de filets aiguillettes, haut de cuisses, cuisses entières pour des produits d’origine carnée) ou d’origines différentes (notamment végétale ou animale), ou encore ayant ou non subi un traitement préalable (marinades pour les viandes par exemple les rendant glissantes au lieu de collantes).
Afin de pallier les inconvénients précités, le demandeur a mis au point un dispositif de chargement automatique par voie mécanique permettant de maîtriser le traitement (en particulier la cuisson, mais aussi la congélation) de denrées alimentaires (pour garantir la sécurité de ces denrées et le maintien de leurs qualités organoleptiques), grâce à la maitrise de leur chargement sous forme de vrac, en termes de répartition des denrées et de répétabilité des cadences.
Plus particulièrement, le demandeur a mis au point un dispositif de chargement automatique par voie mécanique, permettant le chargement de produits alimentaires se présentant sous forme de vrac, dans un dispositif de traitement tel qu’un four de cuisson ou un congélateur, ledit dispositif comprenant :
- une zone de chargement et une zone de régulation,
- un ensemble de convoyage comprenant au moins un convoyeur à bande, l’ensemble de convoyage traversant ladite zone de chargement et ladite zone de traitement,
- des moyens de séparation disposés dans ladite zone de chargement pour séparer le vrac en N portions,
271 : donnée de vitesse de la roue de la remorque
28 : contrôleur
29 : tête d’attelage de la remorque
30 : véhicule
31 : moteur du véhicule
32 : moyen de mesure de la puissance de propulsion du véhicule
321 : information de puissance de propulsion du véhicule
33 : frein du véhicule
34 : moyen de mesure de la puissance de freinage
341 : information de puissance de freinage du véhicule
36 : capteur configuré pour mesurer la vitesse de rotation d’une roue du véhicule
361 : donnée de vitesse de la roue du véhicule
38 : roue du véhicule
39 : attelage du véhicule
Train avant avec positionnement optimisée de la béquille centrale et vélo cargo muni d’un tel train avant L’objet de l’invention concerne le domaine technique du vélo cargo pourvu d’un train avant à une roue et destiné à transporter à l’avant, des charges plus importantes que sur une bicyclette classique.
L’objet de l’invention vise plus précisément le train avant d’un vélo cargo équipé d’une béquille centrale conçue pour stabiliser les phases de chargement et de déchargement du vélo lorsque ce dernier est à l’arrêt.
Selon un mode de réalisation, le volant peut comprendre une gaine chauffante et/ou de capteur de main sur le volant, comprenant une ouverture agencée pour être comblée par l’excroissance
Selon un mode de réalisation, l’excroissance peut présenter une hauteur comprise entre 1.5 et 3 mm.
Selon un mode de réalisation, l’excroissance peut présenter toute forme permettant un positionnement (centrage) correct de l’élément de couverture sur le volant.
Selon un mode de réalisation, l’élément de couverture peut comporter une ou plusieurs excroissances.
Selon un mode de réalisation, l’élément de couverture peut être un cuir artificiel.
Selon un mode de réalisation, l’élément de couverture peut comprendre une couche électriquement conductive agencée pour former un capteur de proximité ou un élément chauffant, i.e. la couche électriquement conductive est mise en œuvre pendant le procédé de fabrication du matériau (cuir artificiel).
Un second aspect concerne un véhicule automobile comprenant un volant de véhicule selon le premier aspect.
Ceci permet de proposer un véhicule avec un volant ayant un encombrement optimisé et une tenue efficace et/ou ou un positionnement optimisé de l’élément de couverture souple tout en facilitant la fabrication et l’assemblage et en ayant les avantages mentionnés ci-avant.
Description des figures D'autres caractéristiques et avantages de la présente invention apparaîtront plus clairement à la lecture de la description détaillée qui suit de modes de réalisation de l'invention donnés à titre d'exemple nullement limitatif et illustrés par les dessins annexés, dans lesquels :
représente une vue en coupe et élévation du volant de véhicule selon la présente invention, avec un dispositif lumineux,
représente une vue en coupe et élévation du volant de véhicule selon un second mode de réalisation, avec le dispositif lumineux,
représente une vue en coupe et élévation du volant de véhicule selon un troisième mode de réalisation, avec le dispositif lumineux,
représente une vue isométrique d’un boîtier de dispositif lumineux compatibles avec les modes de réalisation,
représente une vue de détail du volant avec un masque.
La durée D2 d'oscillation, c’est-à-dire la durée entre l'activation et l'arrêt de l'oscillateur 18 suit, en supposant la réinitialisation du compteur 22 entre les deux phases, l'équation suivante : D2 = DIGOUT2*t18(D12) = PV*t14(D20), dans laquelle DIGOUT2 est la valeur par laquelle la valeur DIGOUT a augmenté durant la durée D2, c'est-à-dire la différence entre la valeur DIGOUT1 au début de la première étape et la valeur DIGOUT à la fin de la deuxième étape.
Autrement dit, la valeur DIGOUT2 est obtenue par l'équation suivante : DIGOUT2 = PV*t14(D20)/t18(D12) = PV*f18(D12)/f14(D20), dans laquelle f18(D12) correspond à la fréquence de l'oscillateur 18 associé à l'élément 12 et f14(D20) correspond à la fréquence de l'oscillateur 14 associé à l'élément 20.
La durée D2 d'oscillation, c’est-à-dire la durée entre l'activation et l'arrêt de l'oscillateur 18 suit l'équation suivante : D2 = DIGOUT2*t18(D12) = PV*t14(D20), dans laquelle DIGOUT2 est la valeur par laquelle la valeur DIGOUT a augmenté durant la durée D2, PV est la valeur par laquelle la valeur PVOUT a augmenté durant la durée D2 et est égale à la valeur par laquelle la valeur PVOUT a augmenté durant la durée D1, c’est-à-dire la valeur de référence, t18(D12) correspond à la période de l'oscillateur 18 associé à l'élément 12 et t14(D20) correspond à la période de l'oscillateur 14 associé à l'élément 20. Autrement dit, la valeur DIGOUT2 est obtenue par l'équation suivante : DIGOUT2 = PV*t14(D20)/t18(D12) = PV*f18(D12)/f14(D20), dans laquelle f18(D12) correspond à la fréquence de l'oscillateur 18 associé à l'élément 12 et f14(D20) correspond à la fréquence de l'oscillateur 14 associé à l'élément 20. La valeur de référence PV de la deuxième étape est égale au double de la valeur de référence de la première étape.
Les périodes des oscillateurs 14 et 18 sont obtenues, de manière similaire aux périodes du premier mode de fonctionnement, par les équations suivantes : t18(D12) = K18*Z12 + L18 ; et t14(D20) = K14*Z20 + L14.
En négligeant, comme pour la première étape les valeurs L14 et L18, la valeur DIGOUT2 revient à l'équation suivante : DIGOUT2 = PV*(K14*Z20)/(K18*Z12) = PV*(K14*Z20)/(K18*Z12).
Comme dans la première étape, dans le cas où la tension d'alimentation est une tension VDD, la valeur DIGOUT2 correspond à l'équation suivante : DIGOUT2 = PV*(K14*Z20)/(K18*Z12).
Dans le cas où la tension d'alimentation est une autre tension VDD', la valeur DIGOUT2' correspond à l'équation suivante : DIGOUT2' = PV*(K14'*Z20)/(K18'*Z12).
Ainsi, les valeurs DIGOUT2 et DIGOUT2' suivent l'équation suivante : DIGOUT2' = DIGOUT2 * (K14' / K14) / (K18' / K18).
Les développements du premier ordre effectués pour la première étape sont effectués similairement pour la deuxième étape. Ainsi, on considère que les équations suivantes sont vraies : K18 = K14*(1 + eK) ; K14' = K14*(1 + e14) ; et K18' = K18*(1 + e18).
Ainsi, les valeurs DIGOUT2 et DIGOUT2' suivent l'équation suivante : DIGOUT2' = DIGOUT2 * (1 + e14) / (1 + e18).
Ainsi, les valeurs DIGOUT2 et DIGOUT2' suivent l'équation suivante : DIGOUT2' ~ DIGOUT2*(1 + e14 – e18).
La valeur DIGOUT3, correspondant à la valeur DIGOUT à la fin des première et deuxième étapes, est égale à la somme de la valeur DIGOUT1 et de la valeur DIGOUT2. Ainsi, la valeur DIGOUT3 suit l'équation suivante : DIGOUT3 = PV*(K18*Z20)/(K14*Z12) + PV*(K14*Z20)/(K18*Z12) = PV*(Z20/Z12)*(K18/K14 + K14/K18) = PV * (Z20 / Z12) * (1 + eK + 1 - eK) = 2 * PV * (Z20 / Z12).
Similairement, pour une tension d'alimentation VDD', la valeur DIGOUT3' est égale à la somme des valeurs DIGOUT1' et DIGOUT2'. Ainsi, la valeur DIGOUT3' suit les équations suivantes : DIGOUT3' = PV * (Z20 / Z12) * (K18'/K14' + K14'/K18') = PV * (Z20 / Z12) * [(K18 / K14) * (1 + e18) / (1 + e14) + (K14 / K18) * (1 + e14) / (1 + e18)] = PV * (Z20 / Z12) * [(1 + eK) * (1 + e18) / (1 + e14) + (1 - eK) * (1 + e14) / (1 + e18)] = PV * (Z20 / Z12) * [(1 + eK) * (1 + e18 - e14) + (1 - eK) * (1 + e14 - e18)] ~ PV * (Z20 / Z12) * [(1 + e18 - e14 + eK) + (1 + e14 - e18 - eK)]
Ainsi, la valeur DIGOUT3' suit l'équation suivante : DIGOUT3' ~DIGOUT1' + DIGOUT2' ~ 2 * PV * (Z20 / Z12)
Il apparait qu'au premier ordre, DIGOUT1' + DIGOUT2' est égal à DIGOUT1 + DIGOUT2. Ainsi, la valeur obtenue à l’issue des deux étapes est, au premier ordre, indépendante de la tension d'alimentation.
Le résultat du comptage à l'issue des deux étapes est double par rapport à celui d'une étape. De manière à obtenir la valeur représentative de la grandeur physique mesurée, on peut utiliser au niveau du comparateur une valeur de référence divisée par deux pour les deux étapes afin de compenser la différence l.
L’unité U7 de test d’un réservoir 11 à température ambiante est logé dans une enceinte dédiée et comprend un dispositif dérivation du réservoir comportant trois vannes V15, V16 et V17.