INPI-France/Brevets-Francais-2024-Chunked huggingface dataset:
Selon un mode de réalisation de l’invention, l’au moins un dispositif de surveillance comprend un détecteur de luminosité comprenant une fibre optique orientée en direction d’un point dans la chambre à plasma où elle capte une intensité lumineuse du plasma qui constitue ainsi le paramètre physique associé audit détecteur de luminosité, de telle sorte que ledit détecteur de luminosité détecte une variation de l’intensité lumineuse en ce dit point dans le cas où le plasma se déplace.
Selon un mode de réalisation de l’invention, la fibre optique est orientée en direction de la première position, le changement de position du plasma à la fréquence initiale étant détecté par l’unité de contrôle suite à la variation de l’intensité lumineuse détectée par le détecteur de luminosité.
Autrement dit, dans une première variante de réalisation de l’invention, l’au moins un dispositif de surveillance comprend un détecteur de luminosité comprenant une fibre optique en direction d’un point dans la chambre à plasma, plus précisément en direction de la première position. L’au moins un dispositif de surveillance transmet comme paramètre physique à l’unité de contrôle une intensité lumineuse représentative de la luminosité à la première position. Selon que le plasma soit positionné ou non dans la première position, l’intensité de luminosité mesurée est différente. Ainsi, suivant les valeurs/variations d’intensité de luminosité relevées, l’unité de contrôle parvient à déterminer : si à la fréquence initiale, le plasma a sauté depuis la première position jusqu’à atteindre une seconde position ; et si lors du pilotage du générateur micro-ondes pour la variation de la fréquence source suite au saut du plasma, le plasma a sauté de la seconde position pour revenir dans la première position ou atteindre une position suffisamment proche de celle-ci.
Selon un mode de réalisation de l’invention, l’au moins un dispositif de surveillance comprend un dispositif de mesure de puissance micro-ondes conformé pour mesurer une puissance réfléchie par la cavité résonante, laquelle puissance réfléchie constituant ainsi le paramètre physique associé audit dispositif de mesure de puissance micro-ondes.
Selon un mode de réalisation de l’invention, l’unité de contrôle détecte à la fréquence initiale le changement de position du plasma lorsque le dispositif de mesure de puissance micro-ondes mesure une augmentation de la puissance réfléchie.
Autrement dit, dans une seconde variante de réalisation de l’invention, l’au moins un dispositif de surveillance comprend un dispositif de mesure de puissance micro-ondes. L’au moins un dispositif de surveillance transmet comme paramètre physique à l’unité de contrôle une puissance réfléchie par la cavité résonante. Le saut du plasma de la première position à une seconde position se traduit par une augmentation plus ou moins significative de la puissance réfléchie, la cavité résonante étant, avant le saut du plasma, adaptée. Le retour du plasma à la première position à la fréquence de correction se traduit dans la grande majorité des cas par une diminution de la puissance réfléchie, la cavité résonante étant à nouveau adaptée.
Ainsi, l’unité de contrôle commande le générateur micro-onde et lui fait démarrer ou stopper la variation de la fréquence source suivant qu’elle détecte cette augmentation ou cette diminution de la puissance réfléchie par la cavité résonante.
Selon un mode de réalisation de l’invention, l’au moins un dispositif de surveillance comprend un dispositif de mesure de température conformé pour mesurer une température cible à l’intérieur de la chambre à plasma, au niveau du dépôt chimique sur l’au moins un substrat, laquelle température cible constituant ainsi le paramètre physique associé audit dispositif de mesure de température.
Selon un mode de réalisation de l’invention, l’unité de contrôle détecte à la fréquence initiale le changement de position du plasma lorsque le dispositif de mesure de température mesure une diminution de la température cible.
Autrement dit, dans une troisième variante de réalisation de l’invention, l’au moins un dispositif de surveillance comprend un dispositif conformé pour mesurer une température pouvant correspondre à la température de la couche de matière/du dépôt chimique, ou de l’au moins un substrat, ou du porte-substrats. Cette température correspond donc au paramètre physique qui est transmis à l’unité de contrôle. Lorsque le plasma est proche du dépôt chimique (par exemple, à 1 mm au-dessus de lui) en vue de le faire croitre, le dépôt chimique est à une certaine température. Lorsque le plasma saute pour se positionner dans la seconde position, la température du dépôt chimique diminue. Il est également envisageable qu’une diminution de la température puisse être mesurée au niveau de l’au moins un substrat ou du porte-substrats s’ils ne sont pas fabriqué avec un matériau sensible à la température. L’unité de contrôle envoie ainsi le signal de commande au générateur micro-ondes pour une variation de la fréquence source lorsqu’elle détecte cette diminution de température à partir des mesures transmises par l’au moins un dispositif de surveillance. Inversement, elle envoie le signal d’arrêt au générateur micro-ondes qu’il stoppe le balayage en fréquence lorsqu’elle détecte une élévation de la température au niveau du dépôt chimique, ou de l’au moins un substrat, ou du porte-substrats, signifiant que le plasma a sauté depuis la seconde position pour atteindre la première position ou une position suffisamment proche de celle-ci.
Il en résulte que le bit b1 commute à l'état actif et que le bit b2 commute à l'état inactif. Dit autrement, l'état courant du circuit aFSM commute de l'état HS à l'état LS.
Ce qu'il se passe aux instants successifs suivants t6, t7 et t8 est identique à ce qui a été décrit pour les instants respectifs t3, t4 et t5.
A un instant t9 suivant, après la fin des impulsions CK2 et CK4 entre les instants t8 et t9, le signal R3 (non illustré en ) indique au circuit C2 qu'une mise en œuvre de la transition LS2HS est requise. Comme aucun des signaux CK1 à CK4 ne présente d'impulsion à l'instant t9, le circuit C2 génère une impulsion du signal CK3, et, simultanément, une impulsion du signal CK1.
A partir de l'instant t9, le circuit aFSM commande donc le convertisseur en mode continu CCM.
La représente, sous la forme de blocs, un exemple de mode de réalisation détaillé du circuit C1 de la machine d'état aFSM de la .
Comme cela a été indiqué précédemment, le circuit C1 comprend un circuit ME de mutuelle exclusion. Le circuit ME est configuré pour fournir le signal R3 indiquant si une mise en œuvre de la transition LS2HS est requise ou non et le signal R4 indiquant si une mise en œuvre de la transition LS2OFF est requise ou non, de sorte que seul l'un parmi les signaux R3 et R4 puisse indiquer qu'une mise en œuvre de la transition lui correspondant est requise.
Dans l'exemple de la , le circuit C1 comprend un circuit combinatoire C3. Le circuit C3 reçoit les signaux sig-in d'entrée du circuit C1. Le circuit C3 est configuré pour fournir les signaux R1 et R2, à partir des signaux sig-in.
Dans l'exemple de la , le circuit C3 est en outre configuré pour fournir, à partir des signaux sig-in, un signal R3-int interne au circuit C1, et un signal R4-int interne au circuit C1.
Le signal R3-int indique si les conditions pour la mise en œuvre de la transition LS2HS sont vérifiées ou non, sans tenir compte du fait que les conditions pour la mise en œuvre de la transition LS2OFF soient ou non vérifiées. De manière similaire, signal R4-int indique si les conditions pour la mise en œuvre de la transition LS2OFF sont vérifiées ou non, sans tenir compte du fait que les conditions pour la mise en œuvre de la transition LS2HS soient ou non vérifiées.
Ainsi, il se peut que les signaux R3-int et R4-int indiquent les conditions des transitions LS2HS et LS2OFF sont simultanément vérifiées. Le circuit ME reçoit les deux signaux R3-int et R4-int et fournit les signaux R3 et R4 correspondant. En particulier, quand les deux signaux R3-int et R4-int indique simultanément que les conditions des transitions LS2HS et LS2OFF sont vérifiées, le circuit ME fournit les signaux R3 et R4 de sorte que seul l'un de ces signaux indiquent au circuit C2 que la transition correspondant à ce signal est vérifiée.
La représente, sous la forme de blocs, un exemple de mode de réalisation détaillé du circuit C2 de la machine d'état aFSM de la .
Dans l'exemple de la , le circuit C2 comprend, pour chaque transition de la machine d'état aFSM, un générateur d'impulsion associé à cette transition.
Ainsi, dans l'exemple de la où le circuit C2 est celui de la machine d'état aFSM décrite en relation avec les figures 2 et 3, le circuit C2 comprend un générateur d'impulsion PG1 associé à la transition HS2LS ( ), un générateur d'impulsion PG2 associé à la transition OFF2HS ( ), un générateur d'impulsion PG3 associé à la transition LS2HS ( ) et un générateur d'impulsion PG4 associé à la transition LS2OFF ( ).
Chaque générateur d'impulsion est configuré pour recevoir le signal R1, R2, R3 ou R4 correspondant à la transition à laquelle est associé ce générateur d'impulsion, c'est à dire le signal R1, R2, R3 ou R4 indiquant si une mise en œuvre de la transition à laquelle est associé le générateur d'impulsion est requise ou non.
Dans l'exemple de la où le circuit C2 est celui de la machine d'état aFSM décrite en relation avec les figures 2 et 3, le générateur d'impulsion PG1 reçoit donc le signal R1, le générateur d'impulsion PG2 reçoit le signal R2, le générateur d'impulsion PG3 reçoit le signal R3 et le générateur d'impulsion PG4 reçoit le signal R4.
Le fonctionnement du transistor 200 est le suivant. Lorsque la grille G du transistor 200 est laissé flottante, ou qu'une tension positive est appliquée entre sa grille G et sa source S, le transistor 200 est passant ou conducteur, d'où son appellation de transistor normalement ON. Pour "fermer" le transistor 200, c'est-à-dire le rendre non conducteur, une tension négative doit être appliquée entre sa grille G et sa source S.
En pratique, le transistor 300 peut être obtenu par une structure 350 formée à partir d'une structure du type de la structure 100 décrite en relation avec la . Ainsi, la structure 350 comprend un substrat 351 (Si) en un matériau conducteur, comme du silicium, dont une face est recouverte par une couche 352 (GaN) en Nitrure de Gallium. La couche 352 en Nitrure de Gallium est partiellement recouverte par une couche 353 (AlGaN) en Nitrure d'Aluminium-Gallium. Une borne de connexion 354 forme la prise de contact de source S du transistor 300. La borne de connexion 354 est formée sur une portion de la couche 352 qui n'est pas recouverte de la couche 353. Une borne de connexion 355 forme la prise de contact de drain D du transistor 300. La borne de connexion 355 est formée sur une portion de la couche 352 qui n'est pas recouverte de la couche 353. Une borne de connexion 356 forme la prise de contact de grille G du transistor 300. La borne de connexion 356 est formée entre la couche 352 et la couche 353 et est disposée entre les plots de connexion 354 et 355. De plus, une portion du plot de connexion 354 recouvre la portion de la couche 353 recouvrant la plot de connexion 356 comme représenté en vue (B) de la .
La illustre, schématiquement et partiellement sous forme de blocs, une partie 400 d'un mode de réalisation simplifié d'une alimentation à découpage.
La partie 400, représentée en , comprend un premier noeud d'entrée IN400 et un deuxième noeud d'entrée GNDin400. La partie 400 reçoit entre les deux noeuds d'entrée IN400 et GNDin400 une tension d'entrée Vin400. Le noeud d'entrée GNDin400 reçoit, en outre, une première tension de référence, par exemple, une première masse.
La partie 400 comprend, entre les noeuds d'entrée IN400 et GNDin400 un condensateur Cin400. Selon un exemple, le condensateur Cin400 est un condensateur de filtrage.
La partie 400 comprend, en outre, un premier noeud de sortie OUT401 et un deuxième noeud de sortie OUT402. La partie 400 fournit, entre ces deux noeuds de sortie OUT401 et OUT402, une tension de sortie Vout400. Selon un exemple, le noeud de sortie OUT402 fournit, en outre, une deuxième tension de référence, par exemple, une deuxième masse, différente de la première tension de référence.
La partie 400 comprend, entre les noeuds de sortie OUT401 et OUT402, un condensateur Cout400. Selon un exemple, le condensateur Cout400 est un condensateur de filtrage.
La partie 400 comprend, en outre, un transformateur 401 comportant deux bobines 402-IN et 402-OUT. La bobine 402-IN est la bobine d'entrée du transformateur, dit autrement, une première borne de la bobine 402-IN est reliée, de préférence connectée, au premier noeud d'entrée IN400, et une deuxième borne de la bobine 402-IN est reliée, de préférence connectée, à une borne 403-DRAIN décrite plus en détails ci-après. La bobine 402-OUT est la bobine de sortie du transformateur, dit autrement, une première borne de la bobine 402-OUT est reliée au premier noeud de sortie OUT401, et une deuxième borne de la bobine 402-OUT est reliée, de préférence connectée, au deuxième noeud de sortie OUT402. En , les points de phase des bobines 402-IN et 402-OUT sont désignés par des points noirs.
Plus particulièrement, la première borne de la bobine 402-OUT est reliée au noeud de sortie OUT401 par l'intermédiaire d'une diode D401. Selon un exemple, l'anode de la diode D401 est reliée, de préférence connectée, à la première borne de la bobine 402-OUT, et la cathode de la diode D401 est reliée, de préférence connectée, au noeud de sortie OUT401. Selon un exemple, la diode D401 est une diode de rectification.
Par exemple, le circuit 108 comprend un circuit COMP configuré pour comparer la valeur de la tension Vout à sa valeur de consigne, par exemple pour comparer la tension Vout à la tension Vref. Le circuit 108 est configuré pour fournir un signal S5 indiquant le résultat de cette comparaison à un circuit CTRL du circuit 108. Le circuit CTRL est configuré pour fournir les signaux S6 et S7.
En modulation de fréquence d'impulsion, le circuit 108 est configuré, lorsque la tension Vout devient inférieure à sa valeur de consigne pour produire une impulsion de courant IL dans l'inductance L, c'est-à-dire pour mettre en œuvre un cycle de fonctionnement, chaque cycle de fonctionnement correspondant à une impulsion et inversement. Lors de chaque cycle de fonctionnement, alors que les interrupteurs HS et LS sont initialement à l'état bloqué et que le courant IL dans l'inductance L est nul, le circuit 108 commande l'état passant du transistor HS pendant une durée THS, l'interrupteur LS étant maintenu bloqué pendant cette durée THS. Pendant la durée THS d'état passant de l'interrupteur HS, le courant IL dans l'inductance L croît jusqu'à atteindre une valeur maximale ou pic Ip à la fin de la durée THS. Puis, toujours dans le même cycle de fonctionnement, à la fin de la durée THS, le circuit 108 commute l'interrupteur HS à l'état bloqué et commute l'interrupteur LS à l'état passant. Le circuit 108 commande l'état passant de l'interrupteur LS pendant une durée TLS, l'interrupteur HS étant maintenu bloqué pendant toute la durée TLS. Pendant la durée TLS d'état passant de l'interrupteur LS, le courant IL dans l'inductance L décroît jusqu'à une valeur minimale ou vallée Iv atteinte à la fin de la durée TLS. Pendant la durée TLS, de l'énergie emmagasinée dans l'inductance L pendant la durée THS est restituée à une charge (non représentée en ) connectée à la sortie 106 du convertisseur 1.
En pratique, les durées THS et TLS du dispositif 1 sont déterminées pour être constantes pour une tension Vin donnée et, par exemple, une température de fonctionnement donnée. .
Par exemple, la durée THS est déterminée par une valeur moyenne maximale de courant que le convertisseur 1 doit pouvoir fournir à la charge. En effet, la durée THS détermine la valeur Ip du courant IL dans l'inductance L et la valeur moyenne maximale de courant que le convertisseur 1 peut fournir est alors égale à Ip/2.
Par exemple, la durée TLS est déterminée de sorte que, à la fin de la durée TLS, le courant IL, ou, dit autrement, la valeur Iv du courant IL à la fin de la durée TLS, soit nulle.
A titre d'exemple, le circuit 108 comprend un circuit GENH. Le circuit GENH est par exemple configuré, à chaque cycle de fonctionnement, pour recevoir une indication du début du cycle, donc une indication de début de la durée THS correspondante, et pour fournir une indication de la fin de cette durée THS. Par exemple, le circuit GENH est configuré pour recevoir un signal S2 lui indiquant le début de chaque cycle de fonctionnement, donc de chaque durée THS, et pour fournir, en réponse à chaque début d'une durée THS, un signal binaire S1 qui commute à la fin de cette durée THS. Le signal S2 est par exemple fourni par le circuit CTRL au circuit GENH, le circuit CTRL fournissant le signal S2 par exemple sur la base du signal S5. Le signal S1 est par exemple fourni au circuit CTRL, le signal S6 étant par exemple fourni sur la base du signal S1.
De manière similaire, le circuit 108 comprend par exemple un circuit GENL. Le circuit GENL est par exemple configuré, à chaque cycle de fonctionnement, pour recevoir une indication de la fin de la durée THS de ce cycle, donc une indication du début de la durée TLS correspondante, et pour fournir une indication de la fin de cette durée TLS. Par exemple, le circuit GENL est configuré pour recevoir un signal S4 lui indiquant, pour chaque cycle de fonctionnement, donc pour chaque durée TLS, la fin de la durée THS correspondante et donc le début de cette durée TLS, et pour fournir, en réponse à chaque début d'une durée TLS, un signal binaire S3 qui commute à la fin de durée TLS. Le signal S4 est par exemple fourni par le circuit CTRL au circuit GENL, le circuit CTRL fournissant le signal S4 par exemple sur la base du signal S1. Le signal S3 est par exemple fourni au circuit CTRL, le signal S7 étant par exemple fourni sur la base du signal S3.
A titre d'exemple, le circuit GENH, respectivement GENL, comprend un générateur de rampe et un circuit comparant la rampe à une valeur de consigne déterminée par la durée THS, respectivement TLS, souhaitée. Par exemple, lorsque le circuit GENH, respectivement GENL, reçoit une indication que la durée THS, respectivement TLS, débute, son générateur de rampe fournit une rampe de tension débutant au début de la durée THS, respectivement TLS, et cette rampe est comparée à une tension représentative d'une durée souhaitée THS, respectivement TLS, par le comparateur du circuit GENH, respectivement GENL. Par exemple, lorsque le signal S2 commute pour indiquer le début d'une durée THS au circuit GENH, la rampe du circuit GENH débute et la commutation suivante de la sortie du comparateur du circuit GENH, qui intervient lorsque la rampe croise la valeur de consigne, indique la fin de la durée THS au circuit CTRL, la sortie du comparateur correspondant par exemple au signal S1. De manière similaire, à titre d'exemple, lorsque le signal S3 commute pour indiquer le début d'une durée TLS au circuit GENL, la rampe du circuit GENL débute et la commutation suivante de la sortie du comparateur du circuit GENL, qui intervient lorsque la rampe croise la valeur de consigne, indique la fin de la durée TLS au circuit CTRL, la sortie du comparateur correspondant par exemple au signal S3.
La représente par un chronogramme, un fonctionnement attendu du convertisseur de la . Plus particulièrement, la illustre l'évolution du courant IL dans l'inductance L lors d'un cycle de fonctionnement du convertisseur 1. Dit autrement, la illustre une impulsion de courant IL dans l'inductance L du convertisseur 1 lors d'un cycle de fonctionnement du convertisseur.
Dans cet exemple, au début de la durée THS de ce cycle, le courant IL dans l'inductance L est nul. Pendant toute la durée THS (HS passant, LS bloqué), le courant IL dans l'inductance L augmente, jusqu'à atteindre la valeur pic Ip à la fin de la durée THS. Dans cet exemple où le convertisseur 1 fonctionne de manière attendue, la valeur Ip est égale à une valeur cible Iref. La valeur Iref détermine le courant moyen maximale que le convertisseur 1 peut fournir à une charge sans perdre la régulation de la tension Vout à sa valeur de consigne.
A la fin de la durée THS débute la durée TLS. Pendant toute la durée TLS (HS bloqué, LS passant), le courant IL dans l'inductance L décroit, jusqu'à atteindre la valeur de vallée Iv à la fin de la durée TLS. Dans cet exemple où le convertisseur 1 fonctionne de manière attendue, la valeur Iv est nulle. Dit autrement, à la fin du cycle de fonctionnement (ou de l'impulsion de courant IL dans l'inductance L), le courant IL dans l'inductance L est nul. Ainsi, si cela est nécessaire, par exemple si la tension Vout est toujours inférieure à sa valeur cible à la fin de l'impulsion de courant, un nouveau cycle de fonctionnement, donc une nouvelle impulsion de courant IL dans l'inductance L, peut directement commencer.
Dans le convertisseur 1, la valeur Ip du courant IL à la fin de la durée THS est, par exemple, déterminée par l'équation suivante :
avec Lval la valeur d'inductance de l'inductance L et Rpar la valeur de résistance des résistances parasites, par exemple de la résistance parasite de l'inductance L, de la résistance parasite des plots d'accès au circuit intégré comprenant le convertisseur 1 et sur lesquels sont appliqués le potentiel GND et la tension Vin, et de la résistance à l'état passant des interrupteurs HS et LS.
De manière similaire, la valeur Iv du courant IL à la fin de la durée TLS est, par exemple, déterminée par l'équation suivante :
Ainsi, on voit que les valeurs Ip et Iv dépendent de la valeur Rpar et de la valeur Lval. Il en résulte que, même en déterminant les durées THS et TLS pour que Ip soit égale à Iref et que Iv soit nulle, les variations des valeurs Rpar et Lval avec, par exemple, la température et/ou les dispersions de fabrication, les valeurs Ip et Iv effectivement obtenues soient différentes de Iref et zéro respectivement. En outre, en pratique, les circuits GENH et GENL comprennent des comparateurs, par exemple des amplificateurs opérationnels montés en comparateurs, qui ont des temps de basculement qui peuvent varier avec la température et/ou les dispersions de fabrication, et qui peuvent donc fausser les valeurs des durées THS et TLS.
La représente, par un chronogramme, un fonctionnement non souhaité du convertisseur de la . Plus particulièrement, la illustre l'évolution du courant IL dans l'inductance L lors d'un cycle de fonctionnement du convertisseur 1.
Les sphérulites de l’éprouvette #1c ont une taille moyenne d’environ 4 µm.
Les sphérulites des éprouvettes #2 - #4 ; #6 - #7 ont une taille moyenne allant de 1,5 à 2 µm.
Le taux de cristallinité mesurée par WAXS ne dépend pas de la proportion et/ou de la nature du talc utilisé. Il a été mesuré pour toutes les éprouvettes #1c, #2 -#4, #5c, #6 - #7 à 23%.
UNE COMPOSITION DE CAOUTCHOUC Le domaine de l’invention est celui de compositions de caoutchouc, particulièrement de compositions de caoutchouc pour des produits en caoutchouc, plus particulièrement des compositions de caoutchouc pour des produits en caoutchouc entrant en contact avec l’air ambiant, encore plus particulièrement des compositions de caoutchouc pour des pneus, des chaussures, des bandes de transport ou des chenilles en caoutchouc, spécifiquement des compositions de caoutchouc pour des pneus, plus spécifiquement des compositions de caoutchouc pour flancs de pneus.
En général, en ce qui concerne les performances de produits de caoutchouc tels que des pneus, plusieurs caractéristiques excellentes sont requises. Cependant, il est connu que ces caractéristiques sont en relation antinomique les unes avec les autres, par exemple entre l'hystérésis et l'aptitude au traitement.
Le document de brevet WO2006/052035 divulgue une composition de caoutchouc pour flancs composée d'un nouveau vinyl-cis-polybutadiène, qui présente un faible gonflement de la matrice et une excellente aptitude au traitement par extrusion et qui peut améliorer la faible consommation de carburant.