INPI-France/Brevets-Francais-2024-Chunked huggingface dataset:
- Un palier est monté radialement entre le premier arbre latéral et le fourreau du premier carter.
- Un épaulement est agencé à l’extrémité des cannelures du premier manchon située en direction du jeu d’engrenages du différentiel.
- Le premier solaire est apte à venir en appui axial contre le manchon lors de l’assemblage du dispositif à engrenages planétaires avec l’ensemble de propulsion.
- Le premier solaire est apte à venir en appui axial contre ledit épaulement.
- Le système de transmission de couple comprend un premier onduleur associé à la première machine électrique et un deuxième onduleur associé à la deuxième machine électrique, le système de transmission de couple comprenant une unité de commande commune pour piloter le premier onduleur et le deuxième onduleur.
L’invention porte aussi sur un véhicule, électrique ou hybride, comprenant ce système de transmission.
A l'instant t'0, le transistor 222 du deuxième DAC, DAC2, est commandé, également par le signal RD , pour être dans un état de conduction et pour rester dans l'état de conduction pendant toute les étapes de génération de la rampe.
A l'instant t'1, la première grille de connexion 215 d'un pixel du deuxième DAC, DAC2, commandé par un signal TGDAC2_OFF et des premières grilles de connexion supplémentaires 215 de pixels supplémentaires du deuxième DAC, DAC2, commandé par des signaux correspondants TGDAC2_OFF à TGDAC2_OFF , sont commandées par un signal d'impulsion correspondant, qui dure jusqu'à l'instant t'2. La valeur x est un entier représentant un nombre de pixels supplémentaires 103B du deuxième DAC, DAC2. Ces impulsions amènent les premières grilles de connexion correspondantes 215 du deuxième DAC, DAC2 à être dans un état conducteur.
A l'instant t'4, une autre impulsion du signal TGDAC2_OFF , similaire à l'impulsion survenant à l'instant t3 en , place la première grille de connexion 215 du deuxième DAC, DAC2, à l'état conducteur. Cela résulte en une diminution d'une valeur LSB de la tension VRT, qui est maintenue capacitivement au niveau du nœud de lecture SN du deuxième DAC, DAC2. La rampe de tension de décalage RAMP_OFF_BUF du deuxième DAC, DAC2 est ensuite à une tension VRT-LSB.
Dans un autre exemple, la première grille de connexion 215 de w pixels supplémentaires du deuxième DAC, DAC2, w étant un entier, est commandée pour être dans l'état conducteur à l'instant t'4 pour obtenir une diminution de plusieurs LSB de la tension maintenue capacitivement au niveau du nœud de lecture SN du deuxième DAC, DAC2. La variation de tension à l'instant t'4 serait ensuite VRT-w*LSB en fonction du décalage ADC choisi.
A l'instant t'7, une autre impulsion, similaire à l'impulsion survenant à l'instant t3 en , place à la fois la première grille de connexion 215 de x pixels supplémentaires du deuxième DAC, DAC2, dans un état conducteur. Cela résulte en une chute de tension de x fois une valeur LSB de la tension VRT qui est maintenue capacitivement au niveau du nœud de lecture SN du deuxième DAC, DAC2. A l'instant t'7, la variation de tension au niveau du nœud de lecture SN, et de la rampe de tension de décalage RAMP_OFF_BUF du deuxième DAC, DAC2, est alors VRT-w*LSB-x*LSB.
La section qui suit décrit un exemple de synchronisation du signal OUTCOMPB du comparateur 402.
Dans l'exemple de la , la rampe de tension de décalage RAMP_OFF_BUF est appliquée à l'entrée inverseuse 422 de l'étage comparateur 434 du comparateur 402. Le signal RAMP_OFF_BUF, qui est combiné avec le signal VX_pix provenant des pixels 103A de, par exemple, une même colonne que le deuxième DAC, DAC2, est par conséquent soustrait du signal RAMP_DAC_BUF provenant du premier DAC, DAC1.
Dans l'exemple de la , le signal de sortie OUTCOMPB du comparateur 402 est à un niveau haut à partir de l'instant t'0 jusqu'à l'instant t'5. A l'instant t'5, le signal de pixel VX_pix (non représenté), provenant des pixels d'imagerie 103A et combiné avec la tension de rampe de décalage RAMP_OFF_BUF, croise la rampe formée entre l'instant t'5 et l'instant t'7. Il en résulte un niveau de tension réduit du signal OUTCOMPB jusqu'à un instant t'8, lorsque le signal de sortie OUTCOMPB du comparateur 402 croît de nouveau jusqu'à un niveau haut à partir de l'instant t'8 jusqu'à approximativement l'instant t'9. Après l'instant t'9, le signal de pixel VX_pix, combiné avec la tension de rampe de décalage RAMP_OFF_BUF, croise la rampe formée entre l'instant t'9 et l'instant t'10. Il en résulte un niveau de tension réduit du signal OUTCOMPB. L'exemple de la permet d'effectuer un double échantillonnage corrélé afin d'enlever le bruit thermique. Par exemple, la période de temps entre les fronts descendants du signal de sortie de comparateur OUTCOMB est convertie par un convertisseur temps vers numérique, tel qu'un compteur, afin de générer un signal de sortie numérique.
La représente schématiquement un capteur d'image 1204 selon un mode de réalisation de la présente description. Dans l'exemple de la , les pixels 103B du premier DAC, DAC1, sont agencés dans une colonne entre les décodeurs de ligne 110 et la matrice de pixels 102. Le tampon d'impédance 250 de l'exemple de la est agencé dans une colonne entre les pixels 103B du premier DAC1 et la matrice de pixels 102. Dans l'exemple de la , les pixels 103B du deuxième DAC, DAC2, sont agencés, par exemple, dans une même colonne que les pixels 103B du premier DAC, DAC1, mais dans une région distincte. Le tampon d'impédance 250 du deuxième DAC, DAC2, est agencé dans une colonne entre les pixels 103B du deuxième DAC, DAC2, et la matrice de pixels 102.
Dans l'exemple de la , les pixels 103B du premier DAC, DAC1, sont reliés dans une colonne par le même nœud de lecture SN et au même rail de sortie de tampon d'impédance 260. Dans l'exemple de la , les pixels 103B du deuxième DAC, DAC2, sont reliés dans une colonne par le même nœud de lecture, différent de celui du premier DAC, DAC1, et par un rail de sortie de tampon d'impédance 260, différent de celui du tampon d'impédance du premier DAC, DAC1.
La représente schématiquement un capteur d'image 1304 selon un autre mode de réalisation de la présente description.
Dans l'exemple de la , les pixels 103B du premier DAC, DAC1, sont agencés en lignes entre la matrice 102 de pixels 103A et le générateur de rampe de tension analogique des ADC 104. Le tampon d'impédance 250 dans l'exemple de la est agencé dans une ligne entre les pixels 103B du premier ou du deuxième DAC, DAC1, DAC2, et la matrice de pixels 102. Dans un exemple, les pixels 103B des premier et deuxième DAC sont agencés, par exemple, dans des lignes distinctes.
La est un graphe représentant un bruit thermique, référencé 1400, en fonction du nombre de pixels en parallèle, référencé 1401, compris dans le DAC de la ou de la . Une courbe 1404 illustre le bruit thermique tel que mesuré dans des conditions d'obscurité (unités µV rms) en fonction du nombre de pixels reliés en parallèle au même nœud de lecture dans un DAC à 10 bits et une courbe 1402 illustre le bruit thermique en fonction du nombre de pixels reliés en parallèle au même nœud de lecture dans un DAC à 11 bits. La démontre que, avec un plus grand nombre de bits de DAC, le bruit thermique est plus faible.
Système de détection d’un véhicule automobile comportant un module d’émission et un module de réception d’un faisceau lumineux L’invention concerne le domaine de l’éclairage automobile et des fonctions de communications d’un véhicule ou de détection d’un objet par un véhicule automobile et d’estimation de la distance séparant cet objet du véhicule. Plus précisément, l’invention concerne un système d’éclairage d’un véhicule automobile apte à mettre en œuvre des fonctions de télémétrie ou de communication au moyen de la lumière qu’il émet.
Le trajet a un délai (ou encore un retard) de symboles, si le modèle d’observation utilisé est au temps symbole, autrement le délai est de échantillons, si le modèle d’observation utilisé est obtenu avec une fréquence d’échantillonnage supérieure à la fréquence des symboles. En effet, il y a souvent plusieurs trajets indirects entre l'émetteur et le récepteur dus aux réflexions sur les objets environnants, auxquels s'ajoute le trajet direct en cas de visibilité directe (voir Fig. 2). Le signal reçu est donc la résultante de plusieurs composantes associées à des valeurs de retard distinctes et caractérisées par des amplitudes, des angles de phase et des directions d'arrivée différentes. Pour finir, l’interférence inter-symboles affectant le signal reçu n’est pas uniquement causé par le canal de propagation physique, puisque les filtres de mise en forme et le comportement fréquentiel des composants électroniques du radio-émetteur et du radiorécepteur engendrent de l’interférence en étalant la réponse du canal physique. Ainsi le canal équivalent engendré par l’enchainement de ces phénomènes, et par le rythme et l’instant de l’échantillonnage du signal reçu, déterminé par un algorithme de synchronisation en amont, est modélisé par la multiplication , où est la matrice de convolution correspondant au TS et est donc la réponse impulsionnelle en bande de base du canal équivalent qui modélise le comportement de tous les blocs de traitement et de l’environnement de propagation entre le signal envoyé échantillonné et le signal reçu échantillonné. Le rythme d’échantillonnage peut être celui du symbole, où un rythme supérieur et cela est déterminé par les endroits exactes de la chaine d’émission et de réception entre où l’on souhaite calculer le canal équivalent. Dans la suite nous utiliserons le raccourci « canal » pour se référer au canal équivalent décrit ici.
Pour alléger les équations, en se plaçant en cas mono-antennaire, et en omettant les indices liés aux TS, les estimateurs LS et MMSE (ou LMMSE ; sur un modèle de canal linéaire comme ici, MMSE et LMMSE coïncident) non biaisés s’écrivent respectivement : , ,
où est la matrice d’autocorrélation du canal, est la variance du bruit additif gaussien (supposé blanc ici par simplicité d’expression des formules) et est un vecteur qui permet la correction du biais intrinsèque à l’estimateur LMMSE avec entrées . La matrice de l’estimateur LS, respectivement LMMSE, est ensuite appliquée pour calculer l’estimée, , du canal par LS et respectivement l’estimée du canal, , par LMMSE :
Notez que si l’espérance du canal est connue (i.e. les trajets déterministes, liés au facteurs de Rice des trajets, qui, dans la pratique, se produisent en présence d’une ligne de vue dégagée entre émetteur et récepteur), un estimateur LMMSE plus efficace peut être obtenu :
Il faudra noter que l’estimation de canal LMMSE peut atteindre les performances optimales, en termes de critère d’erreur quadratique moyenne (MSE), lorsque le canal de propagation ne comporte pas de non-linéarités significatives. Cela est souvent le cas d’usage des communications sans-fil terrestres.
Par ailleurs, avec des séquences de références qui satisfont , il est possible de réécrire l’estimateur LMMSE avec . Autrement dit, l’estimateur MMSE linéaire peut être vu comme une correction de l’estimateur LS.
Néanmoins l’algorithme LMMSE reste peu utilisé du fait de sa complexité d’implémentation exorbitante, qui inclut :
- la nécessité d’avoir une connaissance au-préalable des statistiques du canal et du bruit, et notamment la matrice de covariance du canal : obtenir de telles statiques nécessiterait un suivi du comportement du canal à une échelle plus important qu’une trame de la couche PHY, donc introduirait une charge supplémentaire d’échanges entre la couche PHY et les couches plus hautes ;
- l’inversion de la matrice de covariance des observations (par exemple de taille 16x16, 32x32, 64x64, etc.), qui apporte une charge computationnelle conséquente.
C’est pour cette raison que les implémentations pratiques sont contraintes de se contenter d’un estimateur de canal LS, qui n’a besoin que de la connaissance des TS, et est souvent implémenté dans le domaine fréquentiel pour bénéficier d’une complexité computationnelle plus faible. Ces estimées sont toutefois très affectés par le bruit du canal et peuvent significativement limiter les performances des traitements qui suivent.
La figure 11 représente les valeurs absolues de la réponse impulsionnelle (CIR) exacte du canal , de l’estimée LS de la CIR du canal, , et d’estimée LS de la CIR du canal parfaitement débruitée, , en ordonnée, en fonction de l’indice des trajets en abscisse, allant de 1 à , dans le cas d’un canal cyclique. Ce cas correspond aux modèles où la réponse impulsionnelle du canal est -périodique (cas typique sur les systèmes OFDM ou mono-porteuse avec traitement en domaine fréquentiel) et les trajets anti-causaux se retrouvent à la fin de la réponse impulsionnelle. La présente le cas d’un canal avec peu de multitrajets (sous-figure (a), avec deux trajets non nuls), dit canal parcimonieux et dans le cas d’un canal plus riche en trajets (sous-figure (b), avec six trajets non nuls).
Avec l’essor des techniques d’apprentissage profond, des algorithmes d’estimation de canal aidés par des réseaux de neurones sont apparus. Ces techniques ont toutefois des problèmes de généralisation par rapport au profil PDP du canal et si elles parviennent à fournir des comportements proches de l’estimateur MMSE, cela arrive seulement sur des familles de canal limitées à un seul profil statistique ou à des profils statistiques très proches.
Par exemple, D. Luan and J. Thompson, “Attention based neural networks for wireless channel estimation," arXiv preprint, arXiv:2204.13465, April 2022, utilise un encodeur de type « Transformer » avec un « multi-head attention » et un décodeur qui a une structure de réseau de neurones convolutif (Convolutional Neural Network – CNN en anglais) avec connexions résiduelles. Le Transformer et aussi le CNN résiduel utilisent un type de normalisation qui s’appelle « layer normalization » définie dans J. L. Ba, J. R. Kiros, and G. E. Hinton. “Layer normalization.” arXiv preprint, arXiv:1607.06450, July 2016. Cette structure fait preuve de capacité de généralisation en fonction de la puissance du bruit et du niveau du mobilité (Doppler), mais pas sur le profil du canal. Le modèle reste très complexe avec plus de 100 00 paramètres pour faire juste de l’estimation et interpolation de canal.
Dans D. Luan and J. Thompson, “Low complexity channel estimation with neural networks solutions," arXiv preprint, arXiv:2201.09934v1, January 2022, les auteurs étudient des réseaux avec des connexions résiduelles, issus de K. He, X. Zhang, S. Ren and J. Sun, « Deep residual learning for image recognition », IEEE Conference on Computer Vision and Pattern Recognition (CVPR), Jun. 2016. Ces réseaux sont entraînés sur un profil Extended Pedestrian A (EPA) et puis testés dans des canaux issus de profils Extended Typical Urban (ETU), ayant un étalement maximal de 5 µs, et Extended Vehicular A (EVA), avec un étalement maximal de 2.5 µs. Il s’agit là de profils nettement différents de celui du EPA et générant une réelle interférence au récepteur. Les auteurs montrent comme leur réseau, et d’autres réseaux similaires de la littérature, n’ont pas de capacité de généralisation, avec ce procédé d’entraînement, les performances en MSE des estimateurs de canal saturent très rapidement.
M. V. Lier, A. Balatsoukas-Stimming, H. Corporaal and Z. Zivkovic, "OPTCOMNET: Optimized Neural Networks for Low-Complexity Channel Estimation," ICC 2020 - 2020 IEEE International Conference on Communications (ICC), pp. 1-6, June 2020 traite de l’amélioration de l’estimation de canal et de son interpolation dans le domaine fréquentiel. Les auteurs utilisent une simple structure résiduelle avec des couches cachées complètement connectées entre l’entrée et la connexion résiduelle, de façon à faire apprendre au réseau le bruit qu’il faut soustraire pour débruiter l’estimation de canal. Les résultats de ce travail montrent aussi qu’il est plus intéressant d’utiliser des réseaux avec des paramètres optimisés sur des sous-intervalles de rapport signal-sur-bruit (« signal-to-noise ratio » – SNR) spécifiques, pour parvenir à atteindre de meilleures performances.
CN 113572708A propose un réseau de neurones délivrant en sortie les estimées de canal dé-bruitées, en fonction des estimées de canal en entrée. Toutefois cette solution n’est pas satisfaisante en termes d’efficacité et de généralisation. En effet, la structure utilisée est un réseau large avec l’enchaînement de plusieurs couches entièrement connectées avec près de 328832 paramètres et presqu’autant d’opérations. L’entraînement du réseau de neurones est effectué en fixant le seuil de débruitage à la valeur 0.0001, ce qui sera limitant vis-à-vis de la généralisation à des SNR différents et à des canaux à évanouissement. Par ailleurs l’utilisation d’une fonction de coût de norme L2 (ou critère MSE) ne permet pas un apprentissage fin à haute SNR.
La est une vue de détail de la , montrant les rayons lumineux extérieurs incidents sur le dispositif optique 16 et convergeant vers le capteur de lumière 14. On peut observer deux rayons lumineux extérieurs incidents parallèles, inclinés vers la gauche par rapport à l’axe d’incidence 18 et représentés en traits interrompus. Ces deux rayons sont déviés par le dispositif optique 16, en l’occurrence réfractés par le dispositif optique étant une lentille convergente, de manière à converger sur la face de mesure du capteur de lumière 14. On peut également observer deux rayons lumineux extérieurs incidents parallèles, inclinés vers la droite par rapport à l’axe d’incidence 18 et représentés en pointillés. Ces deux rayons convergent sur la face de mesure du capteur de lumière 14, cependant à distance du lieu de convergence des deux autres rayons lumineux extérieurs incidents parallèles. Le cache 22 permet ainsi de délimiter et donc de définir le faisceau de rayons lumineux extérieurs incidents dont l’intensité lumineuse est mesurée. L’ouverture du cache 22 peut ainsi présenter un contour fermé non-circulaire, définissant alors un faisceau incident mesuré dont la section n’est pas nécessairement circulaire.
La est une vue en coupe horizontale du feu arrière 4 des figures 1 et 2 et de la .
On peut observer que la glace 10 est inclinée par rapport à une direction transversale perpendiculaire à l’axe optique 6, et ce en l’occurrence vers l’extérieur et l’arrière (suivant la direction principale de propagation des rayons suivant l’axe optique). Cette inclinaison a pour effet que certains rayons lumineux extérieurs incidents sur la glace et qui y sont réfléchis sont susceptibles d’être dans le secteur horizontal d’observation privilégié et, partant, de réduire le contraste du faisceau lumineux du module lumineux dans le secteur en question.
On peut observer, à la , la projection verticale de l’axe d’incidence 18 évoqué ci-avant en relation avec la montrant sa projection horizontale. La projection verticale de l’axe d’incidence 18 est inclinée par rapport à l’axe optique 6 en raison de l’inclinaison de la glace par rapport à une direction transversale perpendiculaire à l’axe optique 6, évoquée ci-avant. En effet, on observe que ce sont les rayons extérieurs incidents sur la glace 10 situés dans le secteur d’incidence délimité par les deux rayons en traits interrompus dont les réflexions correspondent aux rayons en traits continus délimitant le secteur horizontal d’observation privilégié, qui sont réfléchis dans le secteur horizontal d’observation privilégié.
La est une vue en perspective du dispositif de signalisation lumineuse des figures 3 et 5.
Un faisceau de rayons lumineux extérieurs incidents, centré sur l’axe d’incidence 18, est représenté, ainsi qu’un faisceau de rayons extérieurs réfléchis, comprenant l’axe optique 6. Conformément à la , le faisceau réfléchi est davantage étendu vers le haut que vers le bas par rapport à l’axe optique 6.
A la , l’axe x correspond à l’axe longitudinal du véhicule automobile, l’axe y à l’axe transversal, horizontal et perpendiculaire à l’axe x, et l’axe z correspond à l’axe vertical, perpendiculaire aux axes x et y.
Il est entendu que le faisceau de rayons lumineux extérieurs incidents et le faisceau de rayons extérieurs réfléchis, ne sont avantageusement pas circulaires de manière à correspondre au secteur vertical d’observation privilégié et au secteur horizontal d’observation privilégié, tel qu’illustrés aux figures 1, 2, 3 et 5, compte tenu de leur différences d’angle (le secteur vertical d’observation privilégié présente un angle de 60° alors que le secteur horizontal d’observation privilégié présente un angle de 30°). Les faisceaux en question peuvent être configurés pour englober les secteurs en question. Les faisceaux en question peuvent aussi être des formes non-circulaires plus complexes. A cet effet, le contour de l’orifice du cache 22 peut être configuré pour permettre de ne laisser passer vers le capteur de lumière 14 que les rayons extérieurs incidents contenus un faisceau de contour non-circulaire.
Les figures 7 et 8 sont similaires à la , montrant toutefois des architectures possibles quelque peu différentes du dispositif optique 16.
A la , le dispositif optique 16 comprend, comme au mode de réalisation des figures 3 à 6, une lentille convergente 16.1 ; il comprend toutefois en plus un guide de lumière 16.2 disposé optiquement entre la face de sortie de la lentille convergente 16.1 et le capteur de lumière 14. Le guide de lumière 16.2 en question peut présenter un profil généralement conique, depuis sa face d’entrée, adjacente au cache 22, vers sa face de sortie, adjacente au capteur de lumière 14. Une telle configuration est intéressante en ce qu’elle permet de réduire la taille du capteur de lumière 14.
A la , le dispositif optique comprend plusieurs guides de lumière 16.2 et 16.3 disposés côte à côte et un capteur de lumière 14.1 et 14.2 pour chaque guide de lumière.
Dans l’exemple de réalisation décrit ci-avant, le capteur de lumière 14 et le dispositif optique 16 sont disposés dans le boîtier 8 du dispositif de signalisation lumineuse 4. Il est toutefois envisageable de prévoir le capteur de lumière 14 et le dispositif optique 16 en dehors du boîtier 8 en question. Ils peuvent en effet être logés dans un boîtier spécifique, les rayons extérieurs mesurés par le capteur de lumière étant alors parallèles aux rayons extérieurs incidents sur la glace, tels que décris ci-avant.
dispositif et ensemble échangeur de chaleur pour eaux grises Le domaine technique concerne celui des échangeurs de chaleur entre deux fluides, notamment deux liquides.
Le domaine technique concerne plus particulièrement celui des échangeurs thermiques à usage domestique pour la récupération de la chaleur contenue dans les eaux usées, et encore plus particulièrement les eaux grises.
Mais le domaine technique peut également concerner celui des échangeurs thermiques à usage industriel pour la récupération de la chaleur contenue dans les eaux usées peu sales, notamment des eaux de lavage ou de rinçage.
Par eaux grises on désigne les eaux ménagères, c’est-à-dire communément des eaux usées qui proviennent d'usage domestique, tel que le lavage des ustensiles et des vêtements, ainsi que la toilette des personnes. Selon la norme NF EN 16323 de mai 2014, les eaux grises sont les eaux résiduaires domestiques à l’exclusion des eaux de toilettes et d’urinoirs. Elles incluent les eaux de salles de bain (douches, baignoires, lavabos), de lave-linge et celles provenant de la cuisine (éviers, lave-vaisselle).
- La deuxième machine électrique est une machine à refroidissement par air. Cela permet de limiter l’encombrement radial de la deuxième machine électrique.
- La première machine électrique, notamment son stator, présente un diamètre externe D4 et la deuxième machine électrique, notamment son stator, présente un diamètre externe D2, la première machine électrique et la deuxième machine électrique étant dimensionnés de sorte que 2<D4/D2<5.
- L’élément d’entrée du différentiel comprend une couronne d’entrée présentant un diamètre externe D3, la couronne d’entrée étant entrainée en rotation par le dispositif de réduction, le diamètre D2 étant inférieur au diamètre externe D3 de la couronne d’entrée.
– Le deuxième axe de rotation est parallèle au premier axe de rotation.