INPI-France/Brevets-Francais-2024-Chunked huggingface dataset:
Par ailleurs, l’article Alomari M. et al., « InAlN/GaN MOS-HEMT with thermally grown oxide », Advanced High Speed Devices, 2010, pp.37-144, décrit un procédé de croissance épitaxiale comprenant : une obtention d’un empilement épitaxial avec, à son sommet, une couche de barrière en alliage d’indium et de nitrure d’aluminium (InAlN) monocristallin (plus précisément, du In 0,18 Al 0,82 N) ; et une oxydation partielle, à 800°C, de la couche de barrière de manière à obtenir une couche cap en alumine Al 2 O 3 s’étendant directement sur la partie restante de la couche de barrière.
Ce procédé connu pour obtenir une couche cap en oxyde d’aluminium qui a pour avantages d’être stable par rapport aux températures et aux champs électriques, de présenter de faibles effets de piégeage en surface et peu d’évolution dans le temps. Toutefois ce procédé nécessite une couche de barrière en InAlN qui présente les inconvénients suivants.
Tout d’abord, il est nécessaire de fournir des précurseurs d’indium pour former la couche de barrière en InAlN. En outre, l’utilisation de l’indium induit une température de dépôt faible qui est moins compatible aux températures de recuit utilisées dans le procédé de fabrication du composant, ainsi que des courants de fuite plus importants liés aux défauts associés à la présence d’indium. Une couche de diélectrique sous la grille est par ailleurs recommandée pour limiter les fuites de grille. De plus, l’InAlN ne présente pas les mêmes niveaux de polarisation piézoélectrique et de polarisation spontanée et donc ne permet pas d’atteindre les performances que l’on peut attendre avec une couche de barrière en AlN.
Il peut ainsi être souhaité de prévoir un procédé de croissance épitaxiale qui permette d’obtenir un empilement épitaxial surmontant au moins en partie les inconvénients détaillés ci-dessus.
Il est donc proposé un procédé de croissance épitaxiale pour former un empilement épitaxial, ledit procédé comprenant : une obtention d’une partie de base d’un empilement épitaxial, dit de base, avec une couche de barrière en AlN monocristallin au sommet de l’empilement épitaxial de base, le procédé comprenant en outre : une croissance d’une couche intermédiaire en AlN polycristallin et/ou amorphe directement sur la couche barrière ; et une oxydation de la couche intermédiaire, de manière à obtenir une couche cap en AlO polycristallin et/ou amorphe s’étendant directement sur la couche de barrière, de manière à remplacer intégralement la couche intermédiaire.
Ainsi, grâce à l’invention, il est possible d’obtenir un empilement épitaxial avec une couche cap en AlO sur une couche de barrière en AlN, avec les avantages indiqués précédemment. En particulier, la couche cap en AlO permet de stabiliser mécaniquement et électrostatiquement (i.e. en limitant les pièges) la couche de barrière et réduit les inconvénients de l’art antérieur indiqués précédemment.
Comme cela est connu en soi, un matériau est considéré amorphe lorsque ses atomes ne respectent aucun ordre à moyenne et grande distance comparée au diamètre moléculaire, contrairement aux structures cristallines. Autrement dit, un matériau amorphe n’est pas sous forme cristalline. Par ailleurs, un matériau est considéré polycristallin dès lors qu’il comprend plusieurs structures cristallines.
De façon optionnelle, la partie de base de l’empilement épitaxial comprend une couche de canal en GaN, la couche de barrière s’étendant directement sur la couche de canal.
Ainsi, un gaz d’électrons à deux dimensions à forte densité d’électrons est formé à l’interface entre la couche de canal en GaN et la couche de barrière en AlN monocristallin, ce qui est particulièrement avantageux dans le cas où l’hétérostructure est mise en œuvre dans un transistor pour accroître sa fréquence de coupure et sa densité d’électrons.
- Une section d’environ 20 nm, une distance inter-puit les plus proches d’environ 180 nm et un maillage reliant les plots d’une épaisseur de 10 nm.
Les protocoles de préparation ont pu être mis en œuvre en utilisant des outils et matériaux commercialement accessibles :
- Des bâtis de dépôt de couches minces commerciaux par exemple en PVD avec des caractéristiques du type : pulvérisation cathodique/évaporation sous vide avec vitesse des particules 4-10 km.s-1/1km.s-1, pression de travail 5.10-3-5.10-2 mbar/5.10-4 – 5.10-3 mbar, énergie de sparticules incidentes 4-50 eV/0,2 eV ;
- Des bâtis de dépôt de couches minces commerciaux par exemple en PVD avec des caractéristiques du type : Pulvérisation magnétron impulsionnelle à haute puissance (HIPIMS) ;
- Des cibles de pulvérisation métalliques pures ou alliées (binaires/ternaires/quaternaires/+), de 99% à 99.999 % ou encore des cibles pressées à chaud sans liant (Oxydes et intermétalliques).
- Des bâtis de dépôts de couche mince par système CVD à plasma micro-ondes, pour la réalisation de couche carbone de type BDD, avec des caractéristiques du type : de 6 kW de puissance et des conditions de pression de 10-200 Torr.
Construction de dispositifs Différents dispositifs ont été construits et testés, deux topologies adoptées pour les électrodes dans ces dispositifs sont illustrées aux Figures 5a et 5b : sur un circuit imprimé rectangulaire (en ) de (environ 50 mm x 80 mm, ont une surface d’environ 5 x 5 mm) avec 15 électrodes et (en ) circulaire (environ 50 mm de diamètre, les électrodes ont une surface d’environ 5 x 5 mm) avec 8 électrodes. Les électrodes de travail et les autres électrodes ont été découpées après leur préparation pour présenter une surface d’environ 5x5 mm.
Ces configurations sont particulièrement intéressantes en termes de ressources nécessaires à la production des dispositifs car elles permettent une optimisation de la quantité d’électrodes pour réaliser des mesures : par exemple en utilisant un circuit imprimé rectangulaire on devrait typiquement utiliser (6x3) +4 électrodes pour doter le dispositif de 6 capteurs ampérométriques et d’une capacité de mesure de conductivité, or ici il est possible de limiter le nombre d’électrodes à 15 – soit 6 électrodes de travail (9a à 9f), 6 électrodes auxiliaires (14a à 14f) et 3 électrodes de référence (10a à 10c) - au lieu de 22, soit une économie de 7 électrodes.
Afin de réaliser des mesures potentiométriques des dispositifs ont été testés en utilisant au moins une électrode de référence et une électrode de travail : Exemple de configuration de mesure : deux couples électrode de travail avec électrode de référence : (10a) + (9a) ou (10a) + (9b) (en référence avec le tableau ci-après).
Afin de réaliser des mesures ampérométriques des dispositifs ont été testés en utilisant au moins trois électrodes : Exemple de configuration de mesure : une électrode de travail, une électrode de référence, une électrode auxiliaire (en référence avec le tableau ci-après dans lequel on distingue les électrodes de travail : (10) + (9b) + (14) qui présente une meilleure performance et (10) + (9a) + (14)). Les configurations dans lesquelles l’ensemble des surfaces d’électrodes auxiliaires est supérieur (200 %) à celle de l’électrode travail présentent des performances améliorées, il suffit pour cela de relier électriquement les deux électrodes auxiliaires (14a + 14b) disponibles. L’activation simultanée de deux électrodes de référence (10a + 10b) est possible également selon les mêmes modalités.
Afin de réaliser des mesures de conductivité des dispositifs ont été testés en utilisant au moins deux électrodes : Des mesures réalisées avec les électrodes de référence en regard des électrodes auxiliaires donnent de bons résultats. Des mesures réalisées avec une électrode de référence en regard d’une électrode de travail donnent également de bons résultats. On a pu observer que la présence d’un catalyseur métallique sur l’électrode de travail n’a pas de conséquence sur la mesure de conductivité : ce type de mesure exploite uniquement le comportement métallique (conducteur) de l’électrode. Des mesures réalisées avec 4 électrodes de travail alignées donnent de bons résultats, c’est un résultat conforme aux informations présentes dans la littérature relative aux mesures de conductivité.
Lors de l’évaluation des dispositifs il a été constaté que l’utilisation d’électrodes carbone/platine (en utilisant les procédés de l’invention) comme électrode de référence était particulièrement utile : Le platine massif est classiquement reconnu et utilisé comme électrode de référence, Le platine est plus résistant/durable que les structures mixtes de type Ag/AgCl.
Même si des alternatives sont possibles, le choix d’une électrode carbone/platine pour l’électrode auxiliaire est également fonctionnel.
Le tableau 1 présente des exemples de choix d’électrodes (composition pour les électrodes de référence et auxiliaire et espèce détectée pour les électrodes de travail) pour des dispositifs. Application Matériau électrode de référence (10) et auxiliaire (14) Mesure effectuée par l’électrode de travail (9a) Mesure effectuée par l’électrode de travail (9b) Mesure effectuée par l’électrode de travail (9c) Mesure effectuée par l’électrode de travail (9d) Nombre électrodes pour mesure de la conductivité Piscine Carbone/Pt Chlore pH 2 Fertilisation Carbone/Pt pH NO 3 PO 4 2 Pisciculture Carbone/Pt pH Oxygène NO 3 NO 2 2 Eau potable Carbone/Pt Chlore pH 4 Assainissement Carbone/Pt Oxygène pH redox 4 Rivières Carbone/Pt pH Oxygène NO 3 redox 2
Pour les électrodes de travail les catalyseurs suivants ont été testés : pH : oxydes de tungstène, d’iridium, de ruthénium, NO3 : oxydes de cuivre, cobalt, ou mélange, PO4 : oxydes de nickel, Chlore : le platine est pertinent. Redox (potentiel d’oxydo-réduction) ou mélange d’espèces quelconques : or.
La représente des étapes d’un procédé de surveillance d’une machine tournante selon un mode de réalisation de l’invention. Cette figure détaille en particulier l’étape S220 d’estimation de la contribution vibratoire d’une pièce L A1 depuis la contribution vibratoire d’un sous-système SIG A .
À l’étape S220 , le dispositif de surveillance APP estime, pour au moins une pièce L A1 d’un sous-système S A de la machine tournante MAC, la contribution vibratoire SIG A1 de la pièce L A1 depuis la contribution vibratoire estimée SIG A du sous-système S A . À cet effet, selon le mode de réalisation illustré par la , l’étape S220 comprend au moins une des étapes S221 à S223.
À l’étape S221 , le dispositif de surveillance APP détermine un signal associé à la pièce L A1 considérée et exprimé par :
avec : , la fréquence de rotation de la pièce L A1 ; et , la moyenne synchrone N A1 de la contribution vibratoire dudit sous-système associée à la fréquence et définie par :
La moyenne synchrone N A1 permet d’extraire les composantes fréquentielles de la contribution vibratoire de la pièce L A1 . Toutefois, certaines composantes fréquentielles sont communes à la pièce L A1 et à d’autres pièces L A2 du sous-système S A , caractérisant ainsi les interférences entre ces pièces.
De fait, le signal obtenu comprend : la contribution vibratoire de la pièce L A1 considérée ; et les interférences entre la pièce L A1 et les autres pièces du sous-système S A .
À l’étape S222 , le dispositif de surveillance APP détermine un signal représentatif des interférences entre la pièce L A1 considérée et les autres pièces du sous-système S A . Le signal est obtenu en en utilisant l’expression suivante :
avec , la plus petite fréquence multiple de et de .
La moyenne synchrone N A1,A2 associée à la plus petite fréquence multiple des fréquences de rotation F A1 et F A2 de la pièce L A1 et d’une autre pièce L A2 du sous-système S A permet d’extraire les composantes fréquentielles communes aux deux pièces L A1 et L A2 . Ainsi, le signal permet de décrire les interférences entre la pièce L A1 considérée et les autres pièces L A2 du sous-système S A .
À l’étape S223 , le dispositif de surveillance APP estime la contribution vibratoire SIG A1 de la pièce L A1 notée en utilisant l’expression suivante :
Tel que mentionné ci-dessus, le signal permet d’extraire les composantes fréquentielles de la contribution vibratoire de la pièce L A1 , mais certaines de ces composantes fréquentielles sont communes à la pièce L A1 et à d’autres pièces L A2 du sous-système S A . Pour cette raison, il est proposé ici d’éliminer du signal les interférences , ce qui permet d’isoler la contribution vibratoire exclusive SIG A1 de la pièce L A1 considérée.
La contribution vibratoire SIG A1 de la pièce L A1 est ensuite utilisée à l’étape S320 pour déterminer si la pièce L A1 considérée est défectueuse.
Selon un mode de réalisation, si un défaut de la pièce L A1 considérée est détecté, le dispositif de surveillance APP utilise le signal représentatif des interférences pour déterminer si le défaut se propage (i.e. émerge) sur d’autres pièces L A2 du sous-système S A . À cet effet, le dispositif de surveillance APP détermine au moins un indicateur de santé pour le signal et compare ledit au moins un indicateur de santé à un seuil.
La représente un exemple d’architecture fonctionnelle d’un dispositif de surveillance d’une machine tournante selon un mode de réalisation de l’invention.
De manière générale, le dispositif de surveillance APP comprend des modules respectivement configuré pour mettre en œuvre chacune des étapes d’un procédé de surveillance conforme à l’invention.
En particulier, et tel qu’illustré par la , le dispositif de surveillance APP proposé comprend selon un mode de réalisations au moins un des modules suivants : un module d’obtention M100 configuré pour obtenir un signal vibratoire SIG de la machine tournante, comprenant notamment : un module de rééchantillonage M130 configuré pour réaliser un rééchantillonage S130 angulaire du signal vibratoire SIG par interpolation du signal vibratoire SIG par rapport au signal de référence REF représentatif de la rotation d’un arbre de référence ; un module d’estimation M200 configuré pour estimer la contribution vibratoire d’un ensemble d’une ou plusieurs pièces de la machine tournante MAC à partir du signal vibratoire SIG, comprenant au moins un des modules suivants : un module d’estimation de vibrations d’un sous-système M210 configuré pour estimer la contribution vibratoire SIG A d’un sous-système S A -S B de la machine tournante MAC à partir du signal vibratoire SIG ; et un module d’estimation de vibrations d’une pièce M220 configuré pour estimer la contribution vibratoire SIG A1 d’une pièce L A1 d’un sous-système S A de la machine tournante MAC depuis la contribution vibratoire SIG A du sous-système S A ; un module de détection de défaut M300 configuré pour détecter un défaut de la machine tournante MAC, comprenant au moins un des modules suivants : un module de détection de défaut d’un sous-système M310 configuré pour déterminer si un sous-système S A -S B de la machine tournante MAC est défectueux par analyse comparative de l’indicateur de santé correspondant à la contribution vibratoire estimée SIG A -SIG B du sous-système S A -S B ; et un module de détection de défaut d’une pièce M320 configuré pour déterminer si une pièce L A1 -L A2 d’un sous-système S A de la machine tournante MAC est défectueuse par analyse comparative de l’indicateur de santé correspondant à la contribution vibratoire estimée SIG A1 -SIG A2 de la pièce L A1 -L A2 ; et un module de fourniture M400 configuré pour fournir un ou plusieurs signaux d’alarme ALM si un défaut de la machine tournante MAC est détecté.
Par exemple, les modules électroniques MD1, MD2, MD3 peuvent comprendre des modules électroniques tels qu’un convertisseur analogique-numérique, une unité de gestion d’alimentation, un régulateur de tension, et un circuit de réinitialisation.
Le circuit générateur de tension de référence BDGP est configuré pour générer une tension de référence VREF indépendante de la température (le circuit générateur de tension de référence est désigné en anglais par l’expression « bandgap voltage reference »). Cette tension de référence peut ensuite être utilisée par certains modules électroniques MD2, MD3 du microcontrôleur MCU. La tension de référence est notamment indépendante de la température sur une plage de température pouvant être comprise entre -40°C à 140°C. La tension de référence peut être de 1,2 Volts.
Par ailleurs, le microcontrôleur MCU présente plusieurs modes de fonctionnement permettant d’alimenter électriquement lesdits modules électroniques MD1, MD2, MD3 de manière sélective.
Le microcontrôleur MCU comprend par exemple un mode de fonctionnement, dit de fonctionnement normal, et un autre mode de fonctionnement, dit de basse consommation. Le mode de fonctionnement normal correspond à un mode dans lequel au moins la plupart des modules électroniques MD1, MD2, MD3 du microcontrôleur MCU sont alimentés électriquement. Le mode de basse consommation correspond à un mode dans lequel la plupart des modules électroniques MD1, MD2, MD3 du microcontrôleur MCU ne sont pas alimentés électriquement.
En particulier, le mode de fonctionnement normal correspond à un mode dans lequel les modules électroniques du microcontrôleur MCU sont alimentés électriquement de manière à mettre en œuvre leurs fonctionnalités pour répondre à une application pour laquelle le microcontrôleur MCU est dédié. Par exemple, dans le mode de fonctionnement normal, les modules électroniques alimentés peuvent être des modules de traitement numérique, une mémoire flash, ou encore des modules périphériques analogiques tels qu’un convertisseur analogique-numérique, un convertisseur numérique-analogique et une unité de gestion d’alimentation (en anglais « power management unit »).
Le mode de basse consommation correspond à un mode dans lequel la plupart des modules électroniques du microcontrôleur MCU ne sont pas alimentés électriquement. Ce mode de basse consommation est utilisé lorsque l’application pour laquelle le microcontrôleur MCU est dédié ne requiert pas la mise en œuvre des fonctionnalités des modules du microcontrôleur MCU pendant un certain temps. Par exemple, dans le mode de basse consommation, seul le circuit générateur de tension de référence et un circuit de surveillance d’alimentation sont alimentés. Ce circuit de surveillance d’alimentation se sert alors de la tension de référence pour la comparer avec la tension d’alimentation. Le mode de basse consommation vise à minimiser la consommation électrique du microcontrôleur MCU lorsque les fonctionnalités du microcontrôleur MCU ne sont pas mises en œuvre.
Dans le mode de fonctionnement normal, au moins certains des modules électroniques alimentés requièrent généralement de recevoir une tension de référence plus précise que celle requise par les quelques modules alimentés dans le mode de basse consommation. Le mode de basse consommation requiert généralement de minimiser la consommation électrique du circuit générateur de tension de référence.
Le circuit générateur de tension de référence est configuré pour adapter son fonctionnement au mode de fonctionnement actif du microcontrôleur de façon à améliorer la précision de la tension de référence lorsque le microcontrôleur est dans son mode de fonctionnement normal et de façon à réduire sa consommation électrique lorsque le microcontrôleur est dans son mode de basse consommation.
La illustre un mode de réalisation du circuit générateur de tension de référence BDGP.
Le circuit générateur de tension de référence BDGP comprend un amplificateur opérationnel AOP, deux transistors bipolaires Q1, Q2 et un miroir de courant CMR comportant deux transistors M1 et M2 de type PMOS (c’est-à-dire des transistors à effet de champ à grille métal-oxyde (« MOSFET ») à canal de type P). Le circuit générateur de tension de référence BDGP comprend également deux résistances variables R1, R2. Le circuit générateur de tension de référence BDGP comprend également une unité de contrôle UC configurée pour contrôler la valeur résistive de chaque résistance variable R1, R2 via une commande RV, comme cela est décrit dans la suite. Ici, le circuit générateur de tension de référence BDGP comprend l’unité de contrôle, néanmoins, en variante il est possible de prévoir une unité de contrôle située en dehors de ce circuit générateur de tension de référence BDGP.
Les transistors Q1, Q2 présentent chacun une base, un émetteur et un collecteur. Chaque transistor Q1, Q2 est monté en diode. En particulier, la base de chaque transistor Q1, Q2 est connectée à son collecteur et à un point froid, notamment à une masse GND. Les transistors Q1 et Q2 peuvent présenter des tailles différentes. La taille d’un transistor bipolaire Q1, Q2 correspond à la surface de l'émetteur de ce transistor bipolaire. Le rapport de tailles entre les transistors Q1 et Q2 est notamment égal à N. Le transistor Q1 présente alors une taille N fois plus grande que celle du transistor Q2. Par exemple N peut être supérieur ou égal à 2, par exemple égal à 8.
L’amplificateur opérationnel AOP présente une entrée inverseuse connectée à l’émetteur du transistor Q1 par l’intermédiaire de la résistance variable R1. L’amplificateur opérationnel AOP présente également une entrée non inverseur connectée à l’émetteur du transistor Q2.
Le transistor M1 présente une grille connectée à une sortie de l’amplificateur opérationnel AOP de manière à recevoir le signal Pg généré par l’amplificateur opérationnel AOP, une source configurée pour recevoir une tension VDD et un drain connecté à l’entrée inverseuse de l’amplificateur opérationnel AOP et à la résistance variable R1.
Le transistor M2 présente une grille connectée à la sortie de l’amplificateur opérationnel AOP de manière à recevoir le signal Pg généré par l’amplificateur opérationnel AOP, une source configurée pour recevoir une tension VDD et un drain connecté à l’entrée non inverseuse de l’amplificateur opérationnel AOP et à l’émetteur du deuxième transistor bipolaire Q2 par l’intermédiaire de la résistance variable R2.
Chaque résistance variable R1, R2 comporte plusieurs éléments résistifs pouvant être activés ou désactivés de manière à ajuster la valeur résistive de cette résistance variable R1, R2. En particulier, chaque résistance variable R1, R2 peut être commandée numériquement par l’unité de contrôle UC. Chaque résistance variable R1, R2 peut notamment comprendre des transistors de type MOSFET contrôlés par l’unité de contrôle UC de manière à activer ou désactiver individuellement les éléments résistifs de cette résistance variable R1, R2.
Le circuit générateur de tension de référence BDGP présente une sortie connectée à un nœud entre le drain du transistor M2 et la résistance variable R2. Cette sortie permet de générer une tension VREF indépendante de la température.
- acquérir un signal représentatif du signal reçu par chaque capteur récepteur de chaque couple, et
- à partir dudit signal représentatif, pour générer deux composantes reçues distinctes respectivement dédiées à la tomographie acoustique et la tomographie par impédance électrique,
- un dispositif d’imagerie tomographique ;
le dispositif de génération et d’acquisition de signal étant propre à :
- exciter chaque capteur émetteur de chaque couple de capteurs dudit réseau en utilisant ledit signal bi-composantes ;
- fournir en entrée dudit dispositif d’imagerie tomographique deux ensembles de données distincts respectivement obtenus à partir des deux composantes reçues distinctes respectivement dédiées à la tomographie acoustique et la tomographie par impédance électrique.
- la est un schéma illustrant un système de tomographie acousto-électrique d’imagerie de corrosion/érosion de structure et/ou d’imagerie d’écoulement multiphasique selon la présente invention;
- les figures 2 à 5 sont des schémas illustrant différentes variantes du dispositif électronique de génération et d’acquisition de signal propre à exciter un capteur de tomographie acousto-électrique selon la présente invention ;
- la illustre trois exemples d’agencement des deux électrodes d’un capteur de tomographie acousto-électrique selon la présente invention ;
- la illustre en temporel et en fréquentiel le signal acousto-électrique propre à être généré selon la présente invention.
La est une représentation d’un système 10 de tomographie acousto-électrique d’imagerie de corrosion/érosion de structure et/ou d’imagerie d’écoulement multiphasique selon la présente invention.