INPI-France/Brevets-Francais-2024-Chunked huggingface dataset:
De nombreux circuits électroniques mettent en œuvre une fonction de génération de nombres vraiment aléatoires (TRNG de l'anglais "True Random Number Generation"). Pour cela, ces circuits disposent d'une source d'entropie à partir de laquelle est extraite une information aléatoire ou aléa. Cette information aléatoire est ensuite utilisée pour générer des nombres vraiment aléatoires. A titre d'exemple, les nombres vraiment aléatoires ainsi obtenus sont utilisés pour générer des clefs de chiffrement, des signatures, etc.
Dans certains des circuits décrits ci-dessus, la source d'entropie est la gigue d'horloge ("jitter" en anglais) d'un oscillateur en anneau. Les oscillateurs en anneau sont très utilisés en vertu de leur simplicité et de la forte connaissance de leurs modèles théoriques. L'incertitude (ou gigue) sur la période réelle d'un signal de sortie d'un oscillateur en anneau par rapport à la période théorique de ce signal est exploitée comme source d'aléa. Cette incertitude augmente avec le nombre de périodes accumulées (ou de manière équivalente le temps d’accumulation).
Les phénomènes physiques qui sont à l’origine de la gigue sont bien documentés dans la littérature. Le modèle généralement utilisé comme base théorique est celui proposé par Hajimiri dans l'article "Jitter and phase noise in ring oscillators" de la revue IEEE J. Solid-State Circuits, vol. 34, no 6, de juin 1999. Ce modèle définit la fonction de susceptibilité du signal de sortie d'un oscillateur en anneau à générer du bruit de phase face à une perturbation. Plus concrètement, seule une perturbation survenue pendant les phases transitoires (de montée ou de descente) du signal de sortie est capable d’induire un bruit de phase dans ce signal. Par ailleurs, le modèle décrit l’effet des différentes sources physiques de bruit sur la gigue accumulée. Ces phénomènes se déclinent en un bruit thermique provenant de l’agitation thermique et en un bruit basse fréquence ("flicker" en anglais) induit par la charge/décharge des pièges de l’oxyde de grille des transistors métal-oxyde semiconducteur (MOS de l'anglais "Metal Oxide Semiconductor") mettant en œuvre l'oscillateur en anneau ou par la diffusion des porteurs dans le canal de ces transistors. En effet, la gigue accumulée présente deux régions : une région variant linéairement avec la variance de la gigue, qui correspond au bruit thermique, et une région variant quadratiquement avec la variance de la gigue, qui correspond correspondant au bruit basse fréquence ("flicker"). Pour utiliser la gigue comme source d'entropie pour la génération de nombres vraiment aléatoire, seule la composante thermique de la gigue reste intéressante car elle est la seule complètement aléatoire. En effet, la composante du bruit basse fréquence ("flicker") n'est pas intéressante car le bruit basse fréquence est auto corrélé et néfaste quant à la prédictibilité de l’aléa généré.
Ainsi, dans les circuits décrits ci-dessus où la source d'entropie pour générer des nombres vraiment aléatoires est basée sur la gigue d'un oscillateur en anneau, il est souhaitable de caractériser la source d'entropie, c'est à dire la gigue, pour discriminer l'amplitude de la composante thermique de la gigue.
Il existe des méthodes embarquées pour caractériser, dans un circuit, une source d'entropie basée sur la gigue d'un premier oscillateur en anneau du circuit en utilisant un deuxième oscillateur du circuit qui est identique au premier.
En fonctionnement, les gaz qui circulent à travers les aubes et les pales atteignent des températures élevées qui peuvent entraîner un phénomène de fluage.
Le procédé selon l’invention comprend les étapes consistant à :
a) déterminer au moins un paramètre géométrique de contrôle de l’aube, ce paramètre ayant une valeur susceptible d’évoluer, de préférence de manière significative et facilement quantifiable, en fonction des déformations par fluage de l’aube,
d) conclure sur la conformité de l’aube en fonction des résultats de la vérification.
Le procédé selon l’invention comprend donc pour l’essentiel 4 étapes a), b), c) et d).
Chacune de ces étapes peut comprendre des sous-étapes.
Concernant la première étape a), elle consiste à déterminer un ou plusieurs paramètres géométriques de contrôle de l’aube. Le paramètre de contrôle peut être unique dans la mesure où un seul paramètre pourrait être suffisant pour contrôler le fluage de l’aube, par exemple dans la zone la plus susceptible de se déformer par fluage en fonctionnement.
Comme on le verra dans ce qui suit, ce paramètre peut être une distance ou un angle par exemple.
L’étape a) peut comprendre une sous-étape consistant à réaliser un abaque à partir de plusieurs échantillons d’aube, cet abaque montrant par exemple l’évolution de la valeur d’un paramètre de contrôle en fonction du nombre de cycles subis par cette pièce. Un cycle est compris comme un cycle de fonctionnement de la turbomachine ou de la turbine, et comprend pour l’aéronef un démarrage, un décollage, un vol de croisière, un atterrissage et un arrêt moteur.
La seconde étape consiste à déterminer le seuil d’acceptabilité du ou de chaque paramètre de contrôle. Par exemple, pour un angle, un seuil pourrait être déterminé de sorte que, lorsque la valeur de cet angle est inférieure au seuil, le fluage de l’aube n’est pas significatif, et lorsque la valeur de cet angle est supérieure au seuil, le fluage de l’aube est trop important et cette aube risque de criquer ou de se rompre. Dans un autre exemple, pour une distance, un seuil pourrait être déterminé de sorte que, lorsque la valeur de cette distance est supérieure au seuil, le fluage de l’aube n’est pas significatif, et lorsque la valeur de cette distance est inférieure au seuil, le fluage de l’aube est trop important et cette aube risque de criquer ou de se rompre.
L’étape c) consiste ainsi à vérifier la conformité du ou de chaque paramètre vis-à-vis du seuil correspondant, directement sur l’aube. Nous verrons qu’il y a au moins deux approches pour réaliser cette étape c).
Cette étape c) peut être réalisée sur une aube ou un secteur de distributeur démonté, ou bien sur une aube qui est montée dans un module ou sous-module de turbine ;
Enfin, l’étape d) permet de conclure sur la conformité de l’aube et donc son niveau de fluage, en fonction des résultats de l’étape c).
Les figures 6a à 9 illustrent un premier paramètre géométrique qui peut être contrôlé dans le cadre du procédé selon l’invention, et qui concerne un becquet de plateforme.
En outre, bien que cela n’ait pas été représenté, les capteurs 800 et 900 précédemment exposés en relation avec les figures 8 et 9 peuvent comprendre un filtre polariseur interposé entre les photodétecteurs 107 et les microlentilles 401, par exemple un filtre polariseur identique ou analogue au filtre polariseur FP du capteur 600 ou au filtre polariseur FP du capteur 100.
Par ailleurs, les modes de réalisation décrits ne se limitent pas aux exemples de dimensions et de matériaux mentionnés dans la présente description pour la réalisation des métasurfaces.
Bien que l’on ait décrit ci-dessus des exemples de réalisation de capteurs à éclairement par la face arrière (BSI), les modes de réalisation décrits peuvent être adaptés à des capteurs à éclairement par la face avant (FSI, de l’anglais « Front Side Illumination »). Dans ce cas, la région photosensible de chaque pixel est éclairée à travers l’empilement d’interconnexion 103. Le filtre polariseur et/ou le routeur de polarisation sont alors formés du côté de la face avant (face inférieure dans l’orientation de la ) du substrat, avant la formation de l’empilement d’interconnexion 103.
Par ailleurs, dans le cas d’un capteur à éclairement par la face avant, les structures de polarisation 111 peuvent être formées dans un ou plusieurs niveaux métalliques de l’empilement d’interconnexion 103. Cela permet de ne pas introduire d’étape supplémentaire pour la fabrication des structures de polarisation 111.
En outre, les modes de réalisation décrits ne se limitent pas aux exemples présentés ci-dessus de réalisation de structures de polarisation 111 constituées de motifs métalliques, opaques, entourés latéralement d’un matériau diélectrique, transparent. À titre de variante, les structures de polarisation 111 peuvent être réalisées à base de matériaux transparents ou semi-transparents présentant un contraste d’indice, de manière à améliorer la transmission des polariseurs. Par exemple, pour des structures de polarisation destinées à fonctionner dans le proche infrarouge, par exemple à une longueur d’onde de l’ordre de 940 nm, on pourra utiliser des motifs en silicium, par exemple en silicium amorphe, entourés d’un matériau diélectrique de plus faible indice de réfraction, par exemple de l’oxyde de silicium. Pour des pixels destinés à mesurer des rayonnements visibles, on pourra utiliser des motifs en nitrure de silicium ou en oxyde de titane, entourés d’un matériau diélectrique de plus faible indice de réfraction, par exemple de l’oxyde de silicium.
Par souci de clarté, seuls les étapes et éléments utiles à la compréhension des modes de réalisation décrits ont été représentés et sont détaillés. En particulier, les méthodes et circuits usuels utilisant une source d'entropie pour la génération de nombres vraiment aléatoires n'ont pas été détaillés, les modes de réalisation et variantes décrits ici étant compatibles avec ces méthodes et circuits usuels.
Il est ici proposé de caractériser, de manière embarquée, une source d'entropie basée sur la gigue d'un premier oscillateur en anneau. Pour cela, il est prévu un dispositif comprenant le premier oscillateur, un deuxième oscillateur identique au premier et une bascule échantillonnant le signal de sortie du premier oscillateur à la fréquence du deuxième oscillateur. Le dispositif comprend un compteur configuré pour mesurer la durée, en nombre N de périodes T2 du deuxième oscillateur, de chaque période T du signal de sortie de la bascule. Le dispositif comprend en outre un circuit configuré pour commander, sur la base des valeurs de sortie du compteur, la période T1 du premier oscillateur et/ou la période T2 du deuxième oscillateur pour que le nombre moyen Nm de périodes T2 par période T du signal de sortie de la bascule soit égal à une valeur cible, c'est à dire un circuit configuré pour fixer la période moyenne Tm du signal de sortie de la bascule à une valeur cible. Dit encore autrement, le circuit commande l'écart entre la valeur de la période T1 et la valeur de la période T2 pour le rendre égal à un écart cible, cet écart cible étant déterminé au moins en partie par un rapport entre la gigue du premier oscillateur et sa période T1 et/ou par une précision cible de mesure de la gigue du premier oscillateur par le deuxième oscillateur. Le dispositif comprend en outre un autre circuit configuré pour caractériser, après que la période Tm ait été fixée à la valeur désirée, la gigue du premier oscillateur à partir des valeurs de sortie du compteur. Plus particulièrement, ce circuit est configuré pour caractériser la variance d'Allan sur la sortie du compteur, c'est à dire pour calculer les coefficients b0, b1 et b2 d'une régression quadratique de la variance d'Allan en fonction de l'accumulation Nm. A titre d'exemple, pour calculer ces coefficients, le circuit utilise trois valeurs de variance d'Allan pour calculer les coefficients b0, b1 et b2, une première valeur calculée sur les valeurs de sortie du compteur, une deuxième valeur calculée à partir des valeurs de sortie du compteur, et une troisième valeur théorique ou obtenue à partir des valeurs de sortie du compteur.
Le fait de fixer la valeur Nm, donc l'écart entre les valeurs des périodes T1 et T2, permet d'éviter de recourir à un diviseur de fréquence ayant une influence sur la mesure et de maitriser les rapports de fréquences mis en œuvre pour caractériser la source d'entropie, c'est à dire la gigue de l'oscillateur RO1.
La illustre, de manière schématique et sous la forme de blocs, un exemple d'un mode de réalisation d'un circuit 1.
Le circuit 1 comprend deux oscillateurs en anneau identiques RO1 et RO2. L'oscillateur RO1, respectivement RO2, fournit un signal périodique de sortie S1, respectivement S2.
Le circuit 1 comprend en outre une bascule synchrone FF ("flip-flop" en anglais), par exemple de type D ("D flip-flop" en anglais). La bascule FF est configurée pour échantillonner le signal S1 à la fréquence du signal S2.
Dit autrement, la bascule FF est configurée pour mettre à jour un signal de sortie S3 à chaque début de période du signal S2 avec la valeur binaire du signal S1, chaque début de période du signal S2 correspondant à un front actif du signal S2, par exemple un front montant. Entre deux mises à jour successives du signal S3, le signal S3 est maintenu à sa valeur courante, c'est à dire la valeur prise par le signal S3 lors de la première des deux mises à jour successive.
Par exemple, la bascule FF comprend une entrée D de donnée configurée pour recevoir le signal S1, une entrée CK de synchronisation (cadencement) des mises à jour du signal S3 configurée pour recevoir le signal S2, et une sortie Q configurée pour fournir le signal S3.
Les deux oscillateurs RO1 et RO2 et la bascule FF forment une source d'entropie 100. L'aléa extrait de la source d'entropie 100 est généré à partir de la valeur de la période T du signal S3. Le signal S3 est un signal périodique ayant une période moyenne Tm dont la durée moyenne Nm en nombre de période du signal S2 est inversement proportionnelle à la différence entre les périodes T1 et T2, selon la formule Nm = T1/(T1-T2). Le signal S3 a une période instantanée T qui varie avec la gigue du signal S1. Ainsi, la mesure de la période T, c'est à dire de la durée de la période T, est représentative de la gigue du signal S1.
La source d'entropie 100 est une structure par exemple désignée par le sigle COSO (de l'anglais "COherent Sampling ring Ocillator" – oscillateur en anneau à échantillonnage cohérent), qui est utilisée dans les circuits générateurs de nombres vraiment aléatoire à oscillateur en anneau à échantillonnage cohérent (COSO TRNG de l'anglais " COherent Sampling ring Ocillator True Random Number Generator").
Pour mesurer la période T du signal S3, le circuit 1 comprend un circuit (ou compteur) COUNTER. Le circuit COUNTER est configuré pour fournir, pour chaque période T du signal S3, une valeur N, par exemple sous la forme d'un mot numérique, égale au nombre de périodes T2 du signal S2 comptées pendant la période T du signal S3. Dit autrement, le circuit COUNTER est configuré pour mesurer la durée de chaque période T du signal S3 en nombre N de périodes T2 du signal S2.
A titre d'exemple, le circuit COUNTER comprend une entrée de remise à zéro recevant le signal S3, une entrée de synchronisation C recevant le signal S2 et une sortie O fournissant les valeurs N comptées. A chaque début de période T2 du signal S2, par exemple à chaque front montant du signal S2, le circuit COUNTER incrémente la valeur courante de comptage d'une unité. A chaque début de période T du signal S3, par exemple à chaque front montant du signal S3, le circuit COUNTER réinitialise la valeur courante de comptage à zéro. De préférence, la valeur N disponible en sortie du circuit COUNTER, sur la sortie O, est mise à jour à partir de la valeur courante de comptage à chaque début de période du signal S3, juste avant que cette valeur courante de comptage soit remise à zéro. Dit autrement, la valeur N disponible en sortie du circuit COUNTER est mise à jour à chaque début de période T du signal S3 avec la valeur du nombre de période T2 du signal S2 comptés lors de la période T précédente.
Le dispositif 1 comprend en outre un circuit FB CTRL. Le circuit FB CTRL est configuré pour commander ou modifier la période d'au moins l'un des deux oscillateurs RO1 et RO2 de sorte que l'écart entre les périodes T1 et T2 soit égal à un écart cible. La modification de la période T1 de l'oscillateur RO1 et/ou de la période T2 de l'oscillateur RO2 par le circuit FB CTRL est mise en œuvre sur la base des valeurs N de sortie du circuit COUNTER. Par exemple, pour une valeur cible Nmt du nombre moyen de Nm de périodes T2 par période T du signal S3, si la valeur de sortie N est inférieure à Nmt, l'écart entre les périodes T1 et T2 est réduit, et si la valeur de sortie N est supérieure à Nmt, l'écart entre les périodes T1 et T2 est augmenté.
À titre de variante, le motif de la portion de la métasurface MS peut varier d’un macropixel M à l’autre, en fonction de la position du macropixel sur le capteur, pour tenir compte notamment de la direction principale d’incidence des rayons arrivant sur la métasurface MS en provenance de la scène à imager.
La et la sont respectivement une vue en perspective éclatée et une vue en coupe d’un autre exemple d’un capteur d’images polarimétrique 400 selon un mode de réalisation.
Le capteur d’images polarimétrique 400 des figures 4A et 4B comprend des éléments communs avec le capteur d’images polarimétrique 100 des figures 1A et 1B. Ces éléments communs ne seront pas détaillés à nouveau ci-après.
Le capteur 400 des figures 4A et 4B diffère du capteur 100 des figures 1A et 1B en ce que le capteur 400 est dépourvu du filtre polariseur FP et comprend, du côté du routeur de polarisation opposé aux photodétecteurs 107, une pluralité de microlentilles 401. Dans l’exemple représenté, chaque microlentille 401 présente une forme allongée et s’étendant en vis-à-vis d’une paire de pixels P adjacents du capteur 400. Chaque microlentille 401 présente par exemple, en vue de dessus, une section de forme ovale ou rectangulaire à coins arrondis. Cela correspond par exemple à un cas où les pixels P du capteur présentent chacun, en vue de dessus, un pourtour de forme sensiblement carrée, chaque microlentille 401 présentant par exemple alors des dimensions latérales égales à celles d’un rectangle formé par une paire de pixels P adjacents. Dans l’exemple représenté, les microlentilles 401 sont des microlentilles réfractives.
À titre de variante, chaque microlentille 401 peut présenter une forme quelconque, par exemple un pourtour de forme circulaire ou de forme carrée à coins arrondis, en vue de dessus. Cela correspond par exemple à un cas où les pixels P du capteur présentent chacun, en vue de dessus, un pourtour de forme sensiblement rectangulaire, le cercle ou le carré formé par le pourtour de chaque microlentille 401 présentant par exemple alors respectivement un diamètre ou un côté sensiblement égal au côté d’un carré formé par une paire de pixels P adjacents par leur grand côté.
À titre d’exemple, chaque microlentille 401 est réalisée en résine fluée.
La est une vue de dessus, schématique et partielle, d’un exemple de réalisation du routeur de polarisation du capteur 400 des figures 4A et 4B.
La illustre plus particulièrement un exemple de forme et de disposition des plots 117 de la métasurface MS du capteur 400 à l’aplomb d’un macropixel M. Dans cet exemple, le macropixel M comprend, comme exposé précédemment en relation avec la , les quatre pixels P(1), P(2), P(3) et P(4) adjacents adaptés à mesurer des intensités de rayonnement lumineux reçus selon respectivement les quatre orientations de polarisation PS1, PS2, PS3 et PS4 différentes.
Dans l’exemple représenté, la métasurface MS comprend, comme exposé précédemment en relation avec la , la première partie MS(1) située à l’aplomb des pixels P(1) et P(2), et la deuxième partie MS(2) située à l’aplomb des pixels P(3) et P(4). Dans cet exemple, la première partie MS(1) de la métasurface MS présente un motif adapté à mettre en œuvre une fonction de routage des rayons lumineux reçus selon les deux états de polarisation PS1 et PS2 vers respectivement les deux pixels P(1) et P(2) du macropixel M. De façon analogue, la deuxième partie MS(2) de la métasurface MS présente un motif adapté à mettre en œuvre une fonction de routage des rayons lumineux reçus selon les deux états de polarisation PS3 et PS4 vers respectivement les deux pixels P(3) et P(4) du macropixel M. Les composantes du flux incident polarisées selon les états PS1, PS2, PS3 et PS4 sont ainsi déviées vers respectivement les pixels P(1), P(2), P(3) et P(4) du macropixel M. Un photon arrivant au-dessus du pixel P(1) ou du pixel P(2) sera alors trié en PS1 ou PS2, et un photon arrivant au-dessus du pixel P(3) ou du pixel P(4) sera trié en PS3 ou PS4.
Dans l’exemple représenté, les lignes de plots 117 de la partie MS(1) de la métasurface MS sont identiques les unes aux autres. De façon analogue, les lignes de plots 117 de la partie MS(2) de la métasurface MS sont identiques les unes aux autres.
Dans l’exemple représenté, chaque microlentille 401 s’étend au-dessus d’une partie MS(1) ou MS(2) de la métasurface MS et est adaptée à focaliser la lumière incidente selon les axes orthogonaux Ox et Oy (l’axe horizontal et l’axe vertical, dans l’orientation de la ) sur la partie MS(1) ou MS(2) sous-jacente de la métasurface MS. À titre d’exemple, chaque microlentille 401 présente de l’astigmatisme et présente plus particulièrement une focale selon l’axe Oy strictement inférieure à la focale selon l’axe Ox. Cela correspond par exemple à un cas où les pixels P du capteur présentent chacun, en vue de dessus, un pourtour de forme sensiblement carrée. À titre de variante, chaque microlentille 401 ne présente pas d’astigmatisme. Cela correspond par exemple à un cas où les pixels P du capteur présentent chacun, en vue de dessus, un pourtour de forme sensiblement rectangulaire, chaque microlentille 401 présentant un pourtour de forme sensiblement circulaire. À titre d’exemple, chaque microlentille 401 présente une focale selon l’axe Oy de l’ordre de la distance séparant la microlentille de la face supérieure du substrat 101 (la face du substrat 101 opposée à l’empilement d’interconnexion 103). Par ailleurs, dans cet exemple, chaque partie MS(1), MS(2) de la métasurface MS est adaptée à focaliser majoritairement, voire exclusivement, la lumière incidente selon un axe parallèle aux rangées de plots 117, ici l’axe Ox. Ainsi, dans cet exemple, la focalisation est réalisée conjointement par les microlentilles 401 et par la métasurface MS.
Cela permet de simplifier la conception et la réalisation de la métasurface MS du capteur 400 par rapport à la métasurface MS du capteur 100. À titre d’exemple, cela permet notamment de prévoir, dans le capteur 400, une métasurface MS d’épaisseur moindre que dans le cas du capteur 100, la forme de la métasurface MS du capteur 400 pouvant en outre être adaptée à engendrer des sauts de phase et des phases au voisinage des coins de chaque partie MS(1) et MS(2) moindres par rapport au cas de la métasurface MS du capteur 100.
À titre de variante, la focalisation peut être réalisée majoritairement voire uniquement par les microlentilles 401, la métasurface MS étant alors par exemple dépourvue de fonction de focalisation. Cela permet de simplifier encore davantage la conception et la réalisation de la métasurface MS.
La et la sont respectivement une vue en perspective éclatée et une vue en coupe d’un autre exemple d’un capteur d’images polarimétrique 600 selon un mode de réalisation.
Le capteur d’images polarimétrique 600 des figures 6A et 6B comprend des éléments communs avec le capteur d’images polarimétrique 400 des figures 4A et 4B. Ces éléments communs ne seront pas détaillés à nouveau ci-après.
Le capteur 600 des figures 6A et 6B diffère du capteur 400 des figures 4A et 4B en ce que le capteur 600 comprend, outre les microlentilles 401 et la métasurface MS, un filtre polariseur FP interposé entre le substrat 101 et la métasurface MS. Le filtre polariseur FP du capteur 600 est par exemple analogue au filtre polariseur FP du capteur 100 précédemment décrit en relation avec les figures 1A et 1B.
L'invention concerne un procédé de contrôle d’une aube de turbomachine, en particulier d’aéronef, l’aube étant en alliage métallique et comportant au moins une plateforme reliée à au moins une pale, le procédé comprenant les étapes suivantes :
a) déterminer au moins un paramètre géométrique de contrôle de l’aube, ce paramètre ayant une valeur susceptible d’évoluer en fonction des déformations par fluage de l’aube,