INPI-France/Brevets-Francais-2024-Chunked huggingface dataset:
Dans l’exemple de la , le circuit 301 comprend un condensateur C1 en série avec une résistance R1. Lors d’une phase de mesure de la caractéristique I PV (V PV ), l’association en série du condensateur C1 et de la résistance R1 est reliée aux bornes du panneau photovoltaïque 101, entrainant la charge du condensateur C1. En début de charge (condensateur C1 entièrement déchargé), le courant I PV délivré par le panneau photovoltaïque correspond au courant de court-circuit du panneau. En fin de charge (condensateur C1 entièrement chargé), le courant I PV s’annule et la tension V PV aux bornes du panneau photovoltaïque correspond à la tension de circuit ouvert du panneau. Dans cet exemple, le signal de sortie U du circuit 301 est une tension représentative de la tension aux bornes du condensateur C1 (et donc de la tension V PV du panneau photovoltaïque, et le signal de sortie I du circuit 301 est une tension représentative de la tension aux bornes de la résistance R1 (et donc du courant I PV délivré par le panneau photovoltaïque).
Dans cet exemple, la résistance R1 a une première extrémité reliée, par exemple connectée, à la borne VL, et une deuxième extrémité reliée, par exemple connectée, à une première électrode du condensateur C1. La deuxième électrode du condensateur C1 est reliée à la borne VH par l’intermédiaire d’un interrupteur M1 de déclenchement de la mesure. L’interrupteur M1 est par exemple un transistor MOS. Dans l’exemple représenté, l’interrupteur M1 est un transistor MOS à canal P. L’interrupteur M1 à un premier noeud de conduction (drain) relié, par exemple connecté, à la deuxième électrode du condensateur C1 et un deuxième noeud de conduction (source) relié, par exemple connecté, à la borne VH.
Dans l’exemple de la , le circuit 301 comprend en outre, en parallèle du condensateur C1, un interrupteur M2 de réinitialisation du condensateur C1. L’interrupteur M2 est par exemple un transistor MOS. Dans l’exemple représenté, l’interrupteur M2 est un transistor MOS à canal N. L’interrupteur M2 à un premier noeud de conduction (source ou drain) relié, par exemple connecté, à la première électrode du condensateur C1 et un deuxième noeud de conduction (drain ou source) relié, par exemple connecté, à la deuxième électrode du condensateur C1.
L’interrupteur M1 a un noeud de commande (noeud de grille dans l’exemple représenté) relié à un noeud d’application d’un signal de commande S1. Dans cet exemple, le noeud de commande de l’interrupteur M1 est relié au noeud de commande S1 par l’intermédiaire d’un circuit de commande rapprochée comprenant trois résistances r10, r11 et r12, et un transistor t1. Les résistances r10 et r11 et le transistor t1 sont connectés en série, dans cet ordre, entre la borne VH et le noeud de référence GND. Le transistor t1 est par exemple un transistor bipolaire de type NPN dont le collecteur est relié, par exemple connecté, à l’extrémité de la résistance r11 opposée à la résistance r10, et dont l’émetteur est relié, par exemple connecté, au noeud GND. Le transistor t1 a un noeud de contrôle, par exemple un noeud de base, relié au noeud S1 par l’intermédiaire de la résistance r12. Dans cet exemple, le point milieu entre les résistances r10 et r11 est relié, par exemple connecté, au noeud de commande de l’interrupteur M1.
L’interrupteur M2 a un noeud de commande (noeud de grille dans l’exemple représenté) relié à un noeud d’application d’un signal de commande S2. Dans cet exemple, le noeud de commande de l’interrupteur M2 est relié au noeud de commande S2 par l’intermédiaire d’une résistance r13.
Dans l’exemple de la , le signal de sortie I du circuit 301 est directement la tension aux bornes de la résistance R1. Le signal de sortie U du circuit 301 est quant à lui une tension proportionnelle à la tension aux bornes du condensateur C1. Plus particulièrement, dans cet exemple, le circuit 301 comprend deux résistances r14 et 15 connectée en série aux bornes du condensateur C1 et formant un pont diviseur de tension. Le signal U correspond à la tension aux bornes de la résistance r15, connectée à l’électrode basse du condensateur C1, c’est à dire l’électrode du condensateur C1 connectée à la résistance R1.
Dans l’exemple de la , le circuit 303 est un multiplieur analogique recevant en entrée les tensions U et I et fournissant en sortie une tension PP égale ou proportionnelle au produit U*I. Le circuit 303 est par exemple alimenté par les tensions +VC et -VC fournies par le circuit 401. La tension de sortie PP du circuit 303 est par exemple référencée par rapport au noeud de référence GND.
Dans cet exemple, le circuit 305 de détection de la valeur maximale MPP du signal PP comprend une diode D1, par exemple une diode Schottky, et un condensateur C2. L’anode de la diode D1 est reliée, par exemple connectée, au noeud de sortie du multiplieur 303, fournissant en sortie la tension PP. La cathode de la diode D1 est reliée, par exemple connectée, à une première électrode du condensateur C2. La deuxième électrode du condensateur C2 est reliée, par exemple connectée, au noeud de référence GND. Le condensateur C2 conserve momentanément, grâce à la diode D1, la valeur maximale du signal PP à chaque mesure. Ainsi, le signal MPP correspond à la tension aux bornes du condensateur C2 à la fin de la mesure. Dans l’exemple représenté, le circuit 305 comprend en outre un interrupteur de réinitialisation M3, par exemple un transistor MOS, connecté en parallèle du condensateur C2. Le transistor M3 est par exemple un transistor MOS à canal N. Dans cet exemple, le transistor M3 a un premier noeud de conduction (source) relié, par exemple connecté, à la première électrode du condensateur C2 et un deuxième noeud de conduction (drain) relié, par exemple connecté, à la deuxième électrode du condensateur C2. L’interrupteur M3 a un noeud de commande (noeud de grille dans l’exemple représenté) relié, par exemple connecté, à un noeud d’application d’un signal de commande, par exemple le même signal de commande S2 que celui utilisé pour commander l’interrupteur de réinitialisation M2.
Dans l’exemple de la , le circuit de comparaison 307 comprend un amplificateur opérationnel AO1 dont une entrée non inverseuse (+) est reliée, par exemple connectée, au noeud de sortie du circuit 305, c’est à dire à la première électrode du condensateur C2 (côté diode D1 dans l’exemple représenté), et dont une entrée inverseuse (-) est reliée, par exemple connectée, à un noeud d’application d’une tension continue VTH définissant le seuil de comparaison du circuit. La sortie de l’amplificateur opérationnel AO1 est reliée, par exemple connectée, au noeud de sortie OUT du module 107. Le signal de sortie de l’amplificateur opérationnel AO1 est par exemple un signal binaire, par exemple une tension présentant un premier état, par exemple de niveau bas, lorsque la tension MPP est inférieure au seuil VTH (correspondant par exemple au seuil TH2 de l’algorithme de la ), et un deuxième état, par exemple de niveau haut, lorsque la tension MPP est supérieure au seuil VTH. A titre d’exemple, l’amplificateur opérationnel AO1 est alimenté par la tension d’alimentation continue +VC fournie par le circuit 401.
La est un schéma électrique plus détaillé d’un exemple de réalisation d’une autre partie du module d’auto-activation 107 de la .
La illustre plus particulièrement un exemple de réalisation du circuit de contrôle 309 du module d’auto-activation 107.
Comme expliqué précédemment, le circuit 309 est adapté à déclencher la mesure de la caractéristique I PV (V PV ) par le circuit 301, c’est à dire, dans l’exemple de la , à déclencher la charge du condensateur C1, lorsque la tension V PV aux bornes du panneau photovoltaïque 101 dépasse un seuil, par exemple le seuil TH1 de l’algorithme de la , puis à intervalle régulier tant que la tension V PV reste supérieure au seuil TH1.
Le circuit 309 de la comprend deux résistances r16 et r17 en série entre les bornes VH et VL du panneau photovoltaïque 101, formant un pont diviseur de tension. Plus particulièrement, dans cet exemple, la résistance r16 a une première extrémité reliée, par exemple connectée, à la borne VH, et une deuxième extrémité reliée, par exemple connectée, à une première extrémité de la résistance r17. La deuxième extrémité de la résistance r17 est reliée, par exemple connectée, à la borne VL.
Le circuit 309 comprend en outre un amplificateur opérationnel AO2 monté en comparateur de tension dont une entrée non inverseuse (+) est reliée, par exemple connectée, au point milieu entre les résistances r16 et r17. L’amplificateur opérationnel AO2 a en outre une entrée inverseuse (-) reliée, par exemple connectée, à un noeud n1 d’application d’une tension de référence définissant le seuil de comparaison TH1 du comparateur. Dans cet exemple, la tension de référence appliquée sur le noeud n1 est générée au moyen d’une diode Zener Z1. L’anode de la diode Zener Z1 est reliée, par exemple connectée, au noeud GND, et la cathode de la diode Zener n1 est reliée à la borne de sortie de potentiel haut VH du panneau photovoltaïque 101 par l’intermédiaire d’une résistance r18. Plus particulièrement, dans cet exemple, la résistance r18 a une première extrémité reliée, par exemple connectée, au noeud VH, et une deuxième extrémité reliée, par exemple connectée, à la cathode de la diode Zener Z1. Dans cet exemple, la cathode de la diode Zener Z1 est reliée, par exemple connectée, au noeud n1. Ainsi, dans cet exemple, le seuil TH1 de déclenchement de la mesure de puissance productible maximale MPP du panneau photovoltaïque est fixé par la tension d’avalanche de la diode Zener Z1. Une résistance rH est de préférence prévue entre l’entrée non inverseuse (+) et la sortie de l’amplificateur opérationnel AO2 pour obtenir un fonctionnement à hystérésis. Dans l’exemple représenté, la résistance rH a une première extrémité reliée, par exemple connectée, à la borne d’entrée non inverseuse (+) de l’amplificateur opérationnel AO2, et une deuxième extrémité reliée, par exemple connectée, à la borne de sortie de l’amplificateur opérationnel AO2.
La sortie de l’amplificateur opérationnel AO2 est reliée, par exemple connectée, à un noeud n2. Le signal de sortie de l’amplificateur opérationnel AO2 est par exemple un signal binaire, par exemple une tension présentant un premier état, par exemple de niveau bas, lorsque la tension V PV aux bornes du panneau photovoltaïque 101 est inférieure au seuil TH1, et un deuxième état, par exemple de niveau haut, lorsque la tension V PV est supérieure au seuil TH1. A titre d’exemple, l’amplificateur opérationnel AO2 est alimenté par la tension d’alimentation continue +VC fournie par le circuit 401.
Le noeud de sortie n2 de l’amplificateur opérationnel AO2 est relié à un noeud d’entrée n3 d’un circuit 501 de génération du signal S1 de commande de l’interrupteur M1 et du signal S2 de commande des interrupteurs M2 et M3. Dans cet exemple, le noeud n2 est relié au noeud n3 par l’intermédiaire d’un circuit 503. Le circuit 503 comprend deux portes logiques NON ET NAND1 et NAND2 reliées en série, une résistance R26 et un condensateur C8, définissant un multivibrateur astable.
Selon un mode de mise en œuvre, la valeur du paramètre de distance 3 est calculée comme une distance euclidienne normalisée. C’est-à-dire que pour chaque point du signal électrique à analyser 1 dont la grandeur est centrée et réduite on détermine son écart avec le point du signal de signature 2 correspondant, et dont la grandeur est centrée et réduite. En d’autres termes, la valeur du paramètre de distance 3 est le résultat de l’équation :
Avec N le nombre de points du signal de signature 2, x une grandeur du point du signal de signature 2 et y une grandeur du point du signal électrique à analyser 1. Les grandeurs des points x et y sont avantageusement des tensions. De manière préférentielle, les grandeurs sont centrées et réduites pour obtenir des grandeurs indépendantes de l’unité ou de l’échelle choisie et ayant même moyenne et même dispersion.
Selon un autre mode de mise en œuvre, la valeur du paramètre de distance 3 est calculée au moyen d’une fonction de déformation temporelle dynamique (ou « Dynamic Time Warping » dans la terminologie anglo-saxonne). Une telle fonction permet de calculer la valeur du paramètre de distance 3 entre le signal électrique à analyser 1 et le signal de signature 2 de manière plus robuste face à la dilatation/contraction temporelle et d'amplitude.
Selon un autre mode de mise en œuvre, il est possible de calculer la valeur du paramètre de distance 3 au moyen de n’importe quelle fonction adaptée pour évaluer un écart entre deux signaux.
En outre, l’étape de calcul E2 comprend avantageusement le calcul d’une série 8 de valeurs du paramètre de distance 3. La série 8 de valeurs est obtenue par la mise en œuvre des étapes suivantes :
- une sélection E21 d’une portion 7 du signal électrique à analyser 1 dans une fenêtre d’analyse 6, la fenêtre d’analyse 6 présentant une largeur 61 prédéfinie ;
- un calcul E22 d’une valeur du paramètre de distance 3 entre la portion 7 sélectionnée par la fenêtre d’analyse 6 du signal électrique à analyser 1 et le signal de signature 2 ;
- le décalage E23 de la fenêtre d’analyse 6 d’un pas 62 prédéfini ; et
- le renouvellement E24 de ces étapes de sélection E21, de calcul E22 et de décalage E23 afin d’obtenir la série 8 de valeurs du paramètre de distance 3.
En d’autres termes la fenêtre d’analyse 6 sélectionnant une portion 7 du signal électrique à analyser 1, est déplacée temporellement sur le signal électrique à analyser 1 et, pour chacune de ses positions, on réalise le calcul E22 du paramètre de distance 3. De cette manière, la série 8 de valeurs du paramètre de distance 3 représente l’écart entre le signal électrique à analyser et le signal de signature pour chacune des portions 7 de ce signal électrique à analyser 1.
Avantageusement, la largeur 61 de la fenêtre d’analyse 6 représente un intervalle temporel correspondant à la durée de la décharge partielle DP représentée sur le signal de signature 2.
Avantageusement, le pas 62 de décalage de la fenêtre d’analyse 6 le long de l’échelle temporelle du signal électrique à analyser 1 est égale à une période d’acquisition du signal électrique à analyser 1. Il est cependant possible de choisir un pas 62 différent de cette période d’acquisition comme par exemple un multiple de la période d’acquisition ou une tout autre période temporelle.
De plus, il est avantageusement possible de calculer E22 une valeur d’un paramètre de distance 3 entre une portion 7 du signal électrique à analyser 1 et une pluralité de signaux de signatures 2 représentatifs de différents types de décharges partielles DP.
Selon un mode de mise en œuvre, la pluralité de signaux de signatures 2 est issue d’une base de données. Un dispositif de détection C, décrit ci-après, permet de générer E0 une base de données comprenant une pluralité de signaux de signature 2 représentatifs de décharges partielles DP. Il est en effet possible d’identifier les signaux de signature et de les enregistrer dans la base de données préalablement à la mise en œuvre des autres étapes du procédé de détection et de reconnaissance. Les signatures de signaux 2 peuvent évoluer en fonction des conditions dans lesquelles le réseau électrique 10 est présent au cours de son utilisation. Il est donc possible de générer, en laboratoire, des signatures de signaux 2 représentatives de décharges partielles DP telles qu’elles seraient dans ces conditions. Afin de pouvoir surveiller l’état de l’isolation du réseau électrique 10, il est avantageux de mettre en œuvre le procédé de détection et de reconnaissance comprenant l’utilisation de la base de données 10 comprenant une pluralité de signaux de signatures 2 représentatifs de décharges partielles DP.
Après l’étape de calcul E2, le procédé de détection et de reconnaissance comprend une étape de comparaison E3. Au cours de cette étape, la valeur du paramètre de distance 3 est comparée avec un seuil de détection 4. La comparaison E3 est propre à détecter une éventuelle décharge partielle DP en fonction des résultats obtenus, et donc de la distance entre le signal électrique à analyser 1 et le signal de signature 2. En, effet, plus la valeur du paramètre de distance 3 est faible, plus l’écart entre le signal électrique à analyser 1 et le signal de signature 2 est faible. Un faible écart entre le signal électrique à analyser 1 et le signal de signature 2 implique une similarité importante et une détection d’une décharge partielle DP est alors probable.
Dans le mode de réalisation selon lequel, une série 8 de valeurs du paramètre de distance 3 est calculée, l’étape de comparaison E3 compare la série 8 au seuil de détection 4 afin de détecter une ou plusieurs éventuelles décharges partielles DP et leur position dans le signal électrique à analyser 1.
Cette épuration dite de polishing représente un cout spécifique toujours important (c’est-à-dire l’énergie dépensée et le prix dépensé pour atteindre ce niveau d’épuration poussée) pour deux raisons principales : - en fonction du taux de pureté à atteindre, le nombre de technologies d’épuration est réduit et donc limite les choix et - l’efficacité de séparation de la plupart des technologies chute lorsque le degré de pureté augmente.
Une approche attrayante dans le cas de la liquéfaction des gaz est d’utiliser le froid requis pour la liquéfaction pour à la fois condenser le solvant et séparer les impuretés du solvant en jouant sur leurs niveaux de solubilité dans le liquide (solubilité qui est directement pilotée par le niveau de pression et de température). On peut ainsi mutualiser un certain nombre d’équipements du procédé pour réduire le cout global de production du gaz liquéfié. Cependant, d’une part, cette technique repose jusqu’ici sur des procédés qui requièrent des dimensionnements et des ajustements techniques très fins et dont la stabilité opérationnelle est complexe et difficile à assurer ; et d’autre part, ces procédés requièrent parfois des points de fonctionnement (notamment le niveau de pression optimal du gaz à liquéfier) différents entre les étapes de séparation des impuretés et de condensation du solvant, d’où une mutualisation des équipements parfois limitée.
Pour épurer de manière poussée un gaz à liquéfier, il existe deux grandes approches (elles-mêmes faisant possiblement appel à divers phénomènes et technologies spécifiques) : - une première approche, la plus répandue et la plus couteuse, consiste à réaliser l’étape du polishing en amont du refroidissement-liquéfaction du solvant; on utilise alors des techniques telles que : - les systèmes fondés sur l’absorption, par exemple le lavage aux amines dans le cas du polishing du gaz naturel) ; la régénération des amines ou du composé absorbant nécessitant une quantité significative de chaleur ou - les systèmes fondés sur l’adsorption, par exemple : adsorption sur tamis moléculaires ou charbons actifs) ; la régénération des tamis ou charbons est alors réalisée soit par baisse de pression et notamment à l’aide d’une pompe à vide, soit par chaleur comme pour l’absorption, - une deuxième approche consiste en l’utilisation du froid pour séparer les impuretés du solvant et à cristalliser l’impureté durant le refroidissement du solvant : - la technologie la plus répandue se fonde sur une cristallisation du CO 2 en phase vapeur du solvant (par exemple méthane) ; le CO 2 (et même l’eau) se dépose dans l’échangeur où se réalise le refroidissement du gaz à liquéfier et, pour maximiser ce phénomène de dépôt, cette cristallisation se fait à pression basse c’est-à-dire à une pression où l’impureté passe directement de la phase vapeur à la phase solide et où le solvant reste vapeur durant le processus de séparation ; cette technique suppose un fonctionnement alternatif ou en lot, dit « batch » : un échangeur capte l’impureté solide et donc « gèle » progressivement jusqu’à ce que l’écoulement du solvant ne puisse plus se faire ; il y a alors basculement vers un échangeur vierge pendant que l’échangeur plein du dépôt solide « dégèle » et donc se régénère ou - les technologies où la formation de l’impureté solide se fait en état triphasique : l’impureté solide est réalisée dans un mélange diphasique du solvant gazeux : - dans certaines technologies, appliquées à liquéfaction de gaz riches en méthane, cette séparation se fait à la détente finale en fin de liquéfaction en sous-refroidissement du biométhane ; la détente provoque l’évaporation d’une partie du biométhane liquide tandis que le CO 2 cristallise en raison principalement du surplus de refroidissement généré et - dans certaines technologies, cet état triphasique est provoqué en injectant dans un flux d’air (donc mélange N 2 -O 2 principalement) de l’azote liquide dont le refroidissement provoque la cristallisation du CO 2 .
Dans ces technologies, le recours à des systèmes cycloniques permet parfois d’évacuer en continu l’impureté solide sans avoir recours à un processus alternatif/batch.
Les inconvénients des méthodes de polishing précédemment citées sont : - en ce qui concerne les méthodes de polishing par absorption (lavage amines) : le cout d’investissement à petite échelle (pour le polishing biométhane notamment) du fait des ouvrages de chaudronnerie complexes que la méthode requiert ainsi que le cout énergétique et environnemental : besoin de chaleur élevé pour la régénération du principe actif, ce qui peut aussi poser des fortes contraintes de sécurité lorsque la chaleur est issue de la combustion d’une partie du gaz à liquéfier, - en ce qui concerne les méthodes de polishing par adsorption (tamis moléculaires ou charbons actifs) : cout du système de régénération soit par pompe à vide soit par chaleur (avec alors les mêmes problèmes que pour les amines), - en ce qui concerne les méthodes de polishing par séparation cryogénique en phase vapeur) : l’impureté (CO 2 ou H 2 O) se solidifie directement de l’état gazeux à l’état solide (anti-sublimation) et le solvant reste gazeux ; le système fonctionne en batch ; le problème se pose ici à la fois en terme de complexité de conception, de stabilité et de durée de vie – en effet, le système fonctionnant en batch, il alterne les phases de givrage (donc en froid) et dégivrage (en chaud), le fait de garder le solvant vapeur fait que la stabilité de l’écoulement est rapidement impactée dès la formation du givre de l’impureté solide (qui progressivement bouche l’échangeur et donc contraint la section de passage de l’écoulement), les phases de givrage et dégivrage doivent donc être réduites pour garder une certaine stabilité de l’écoulement ; ceci peut donc engendrer des contraintes thermomécaniques importantes (refroidissement/réchauffe) et accélérer la fatigue des échangeurs ; de plus, dans tous les cas, il faut des échangeurs avec un design spécifique donc rare et complexe et potentiellement onéreux pour minimiser ces inconvénients et - en ce qui concerne les méthodes de polishing par séparation cryogénique en voie triphasique (impureté sous forme solide, solvant sous forme à la fois gazeuse et liquide) : du fait de la présence de solvant en vapeur froide, on retrouve les mêmes contraintes de stabilité d’écoulement si l’impureté solide s’accumule – c’est pourquoi la plupart du temps dans ces approches, le recours à un séparateur de type cyclonique est utilisé pour évacuer l’impureté solide, le grand problème de ces approches cycloniques est, au-delà de la complexité et du cout de mise au point, leur manque de flexibilité et donc de stabilité opérationnelle ; l’écoulement doit suivre précisément une plage de fonctionnement très restreinte pour permettre la bonne évacuation des particules solides.