INPI-France/Brevets-Francais-2024-Chunked huggingface dataset:
Inversement, en position désarmée de la poignée d’armement 2, la position et l’inclinaison de la rampe 31 sont telles que le pivotement du volet 1 vers l’intérieur du fuselage de l’aéronef entraîne le basculement, et ici encore la descente, de la bielle 3 à ressort et du bras 35 générant la mise en contact du second galet 32 contre la seconde face 22b de la came triangulaire 22, comme illustré par les figures 4 à 6.
Par ailleurs, le positionnement de la rampe 31 relativement au premier galet 11 du volet 1 est déterminé de telle sorte que leur contact mutuel est assuré pour un angle de pivotement du volet 1 autour de son axe 10 compris entre 10° et 55°.
Selon un autre aspect de l’invention, l’interface A décrite ci-dessus est associée à une interface complémentaire B telle que décrite et représentée dans la demande de brevet FR2212172, et comme illustré ici par la .
Cette interface B complémentaire assure la liaison mécanique entre une poignée intérieure 50 d’actionnement et une réserve d’énergie électrique destinée à l’ouverture d’urgence de la porte. Les deux poignées d’actionnement, respectivement, extérieure 5 et intérieure 50, sont liées de façon non débrayable au moyen d’un ensemble de liaisons mécaniques permanentes, dont un bras 55, assurant la liaison mécanique entre les deux poignées 5, 50 et donc indirectement avec les interfaces A, B, comme illustré schématiquement par la .
Cette seconde interface B comprend un mécanisme de transmission, constitué d’un premier levier relié, par une extrémité, à la poignée d’armement 2 et, par son autre extrémité, à un arbre portant un second levier libre en rotation et supportant une tringle d’activation de la réserve d’énergie électrique de sécurité.
Un élément d’embrayage coopère en rotation avec le second levier et le premier levier et une came, montée sur l’arbre, coopère avec un élément d’entraînement porté par la poignée d’actionnement intérieure 50 de telle sorte que, en position armée de la poignée d’armement 2, une rotation préalable de l’une des poignées d’actionnement 5, 50 d’un angle compris entre 3° et 50° à partir de sa position de repos entraîne, conjointement, la rotation de la came, le pivotement du second levier, la translation de la tringle et l’activation de la réserve d’énergie électrique.
TURBOMACHINE COMPORTANT UN DISPOSITIF D’ACCOUPLEMENT MAGNETIQUE D’IMMOBILISATION Domaine technique de l'invention L'invention se rapporte à une turbomachine pour un aéronef comportant :
- un élément de structure ;
- un élément tournant à pales ou à aubes monté rotatif dans l’élément de structure destiné à générer une poussée lors de sa rotation ;
Pour cela un premier objet de l’invention concerne un module de variation d’une inductance conçu pour faire varier une inductance dans un circuit électrique à partir d’un courant de consigne, ledit module comprenant : - une plaque en ferrite comportant une ouverture centrale ; - un électroaimant comportant deux parties d’électroaimant ou corps magnétiques, chaque partie d’électroaimant ayant un corps principal et une bobine électromagnétique destinée à être enroulée autour dudit corps principal, ladite bobine électromagnétique étant apte à être alimentée par le courant de consigne, ledit corps principal ayant une forme en U ou similaire définissant un espace central. Les parties d’électroaimant sont disposées de part et d’autre de la plaque ferrite en vis-à-vis au niveau de l’ouverture centrale, de sorte que les espaces centraux desdites parties d’électroaimant prolongent l’ouverture centrale sensiblement perpendiculairement à ladite ouverture centrale.
L’invention propose ainsi d’exploiter la propriété magnétique d’un assemblage constitué d’un circuit magnétique présentant un entrefer dans lequel on va placer un noyau en ferrite faibles pertes. Contrairement aux dispositifs connus de l’état de l’art, on fait varier l’inductance principale non pas en commutant des inductances secondaires (par exemple avec des diodes PIN) mais en jouant sur la perméabilité du ferrite. On applique alors un champ magnétique continu perpendiculaire au champ magnétique radiofréquence présent dans l’inductance. On évite ainsi toute interaction négative. La configuration d’un tel module de variation conduit à une variation importante de la valeur de l’inductance et cela sans augmentation des pertes magnétiques, voire une diminution des pertes magnétiques, contrairement à des configurations plus classiques pour lesquelles les champs magnétiques continus et radiofréquences sont colinéaires. En outre, l’invention permet d’introduire une approche innovante dans la réalisation d’antenne électronique large bande en UHF.
Dans un mode de réalisation particulier, les espaces centraux des parties d’électroaimant prolongent l’ouverture centrale en formant un angle avec ladite ouverture centrale compris entre 80 et 100 degrés.
Dans un mode de réalisation particulier, les espaces centraux des parties d’électroaimant prolongent l’ouverture centrale en formant un angle avec ladite ouverture centrale compris entre 85 et 100 degrés.
Dans un mode de réalisation particulier, les espaces centraux des parties d’électroaimant prolongent l’ouverture centrale perpendiculairement à ladite ouverture centrale.
Dans un mode de réalisation particulier, l’électroaimant est en fer doux.
Pour le circuit de commande, il est ainsi proposé de sélectionner un matériau magnétique doux à forte aimantation à saturation, tel que du fer doux, un alliage fer-nickel, un alliage magnétique amorphe ou nanocristallin. Ceci permet de réduire la puissance de commande.
Dans un mode de réalisation particulier, la plaque en ferrite est composée d’un ferrite spinelle NiZnCuCo.
La perméabilité d’un tel ferrite se situe entre 50 et 200 et il présente de faibles pertes magnétiques dans la bande HF à VHF.
Dans un mode de réalisation particulier, la plaque en ferrite a une épaisseur comprise entre 0,1 et 2 mm.
Dans un mode de réalisation particulier, la plaque en ferrite a une épaisseur inférieure ou égale à 1 mm.
Dans un mode de réalisation particulier, le module comprend des moyens de maintien en contact de l’électroaimant contre la plaque en ferrite.
Un autre objet concerne un filtre radiofréquence comportant au moins un module de variation d’une inductance selon l’invention.
Dans un mode de réalisation particulier, le filtre radiofréquence comporte : - un premier module de variation d’une inductance, - un second module de variation d’une inductance, - une capacité, ladite capacité étant reliée au premier module de variation d’une inductance et au second module de variation d’une inductance.
On procède ensuite à une croissance du niveau de métal M2 sur la couche de résine inférieure 300 puis une formation de la couche de résine 300 sur le niveau de métal M2.
On procède ensuite à une croissance du niveau de métal M1 sur la couche de résine 300 sous-jacente.
Puis, on recouvre le niveau de métal M1 par de la résine de moulage que l’on amincit ensuite pour former les parties 400 de résine de moulage entourant l’élément d’antenne 50 ( ) et découvrir le niveau de métal M1.
Dans une étape ST91, on retourne la puce 2 que l’on connecte sur des pistes du niveau de métal M1, comportant la piste reliée à l’élément d’antenne 50.
Puis, on procède dans l’étape ST92 à un enrobage de la puce 2 par de la résine de moulage que l’on amincit ensuite pour former le matériau d’enrobage 40 ( ) et découvrir la face arrière 21 de la puce 2.
Dans une étape ST93, on fait croître ensuite un niveau de métal MT1 ( ) de façon à former les parties 131A, 111 et 112 du guide d’onde.
Puis on recouvre ce niveau de métal MT1 ainsi formé par de la résine (étape ST94) que l’on amincit pour former la partie 40A ( ) de la résine de moulage et découvrir le niveau de métal MT1.
Dans l’étape ST95 ( ) on fait croître ensuite un niveau de métal MT2 pour former les parties 131B et 12A du guide d’onde ( ).
Puis, de nouveau, dans une étape ST96, on enrobe le niveau de métal MT2 par de la résine de moulage que l’on amincit pour former les parties 40B du matériau diélectrique du guide d’onde et découvrir le niveau de métal MT2.
Dans l’étape ST97, on fait croître un niveau de métal MT3 de façon à former les parties 132 et 12B du guide d’onde.
Puis, on enrobe le niveau de métal MT3 par de la résine que l’on amincit pour former la région 40C de la résine diélectrique du guide d’onde et découvrir le niveau de métal MT3.
On retire ensuite le support temporaire mentionné précédemment.
Dispositif de raccordement électrique femelle comportant au moins un logement pour une broche ainsi qu’au moins un bouchon configuré pour obturer ledit logement La présente demande se rapporte à un dispositif de raccordement électrique femelle comportant au moins un logement pour une broche ainsi qu’au moins un bouchon configuré pour obturer ledit logement.
Selon un mode de réalisation visible sur les figures 1 à 3, un dispositif de raccordement électrique femelle 10 comprend un corps 12 qui présente au moins une face de raccordement 14 ainsi que plusieurs logements 16 débouchant au niveau de la face de raccordement 14, chaque logement 16 étant configuré pour loger une broche 18 (visible sur la ) d’un dispositif de raccordement électrique mâle.
Chaque logement 16 s’étend entre une première extrémité 16.1 située au niveau de la face de raccordement 14 et une deuxième extrémité 16.2 à l’opposé de la première extrémité 16.1.
Le dispositif de raccordement électrique femelle 10 comprend, dans chaque logement 16, une borne électrique 20 positionnée au niveau de la deuxième extrémité 16.2 du logement 16.
Dans l’exemple de la , les circuits 414 et 416 sont représentés séparés. On notera toutefois qu'il pourra s'agir d'un seul et même circuit. Selon une autre variante, la loi de variation de la fréquence correspond à une mise en œuvre logicielle, le circuit 414 correspondant alors à un processeur.
La illustre, sous forme de chronogrammes, des exemples de signaux de commande ph1 et ph2 du convertisseur de la .
Dans l’exemple simplifié de la , les signaux ph1 et ph2 issus de l’oscillateur 416 sont de type créneaux et en opposition de phase. Dans l’exemple de la , la fréquence Fcycle déterminée par la loi de variation du circuit 414 est identique et stable sur plusieurs périodes et le rapport cyclique est de 50%. Toutefois, une variation de fréquence peut être envisagée. En pratique, les signaux ph1 et ph2 sont légèrement déphasés afin d'éviter une conduction simultanée des commutateurs 421 et 422, respectivement 431 et 432.
La illustre, sous la forme d’un graphe tension-courant, le fonctionnement du convertisseur de la .
La illustre plus particulièrement la loi de variation f(Is) mise en œuvre par le bloc 414 sous la forme de l'évolution de la tension Vvco de commande de l'oscillateur 416 en fonction du courant de sortie Is du convertisseur.
Dans l’exemple de la , la tension Vvco suit une courbe comportant deux portions de pentes relativement douces, approximativement linéaires, séparées par une portion dite "de décrochement" de pente relativement forte (par rapports aux pentes des deux autres portions) à une valeur dite de courant critique Isc. Pour des courants Is inférieurs à la valeur Isc, la tension Vvco croît depuis une valeur minimale Vvco1 jusqu'à décrocher brusquement mais de façon continue lorsque le courant critique Isc est atteint pour atteindre une valeur Vvco2 à partir de laquelle la tension se remet à évoluer selon une pente relativement douce, la valeur Vvco2 étant supérieure à la valeur Vvco1.
Le décrochement dans la loi de variation f(Is) de la correspond au passage continu d'un mode de fonctionnement ionique à un mode de fonctionnement électrostatique de la capacité C1 tel qu'illustré par la pour des fréquences supérieures à la fréquence fc2. Cela permet de réduire les effets transitoires d’un passage brusque d’une fréquence à une autre qui pourrait créer d’éventuelles pertes de charges.
La fonction f(Is) peut être définie à la fabrication, calibrée après fabrication, recalibrée ponctuellement, et/ou asservie en temps réel par l’estimation du rendement instantané par exemple via des mesures supplémentaires de tensions et de courant. La valeur du courant critique Isc dépend des performances intrinsèques de la capacité C1 mais aussi du dimensionnement de la cellule de commutation. La valeur du courant critique Isc est par exemple comprise entre 1 mA et 1A. Cette valeur est inversement proportionnelle à la valeur de la capacité, à la fréquence de coupure et à la tension d’alimentation, et est proportionnelle à la période de découpage et la taille des transistors. Pour une capacité de 1µF, une fréquence de coupure de 100kHz et sous 2V d’entrée, la valeur est d’environ 1mA.
La illustre, sous la forme d’un graphe tension-courant, un autre fonctionnement du convertisseur de la .
L’exemple de la est similaire à celui de la sauf que la fonction f(Is) est définie par morceaux et est composée des deux portions de pentes « douces » sans la portion de décrochement continue de la entre les valeurs Vvco1 et Vvco2. Dans le cas de la , lorsque le courant franchit la valeur Isc, la tension Vvco « saute » de la valeur Vvco1 à la valeur Vvco2 sans prendre de valeur intermédiaire. La valeur de tension Vvco1 correspond par exemple à la fréquence fc2 et la valeur de tension Vvco2 correspond à la fréquence fc3 où la capacité est stabilisée à sa valeur de capacité électrostatique Ces. Cela permet de passer directement d’un comportement ionique à un comportement électrostatique sans passer par une baisse continue de la capacité.
La illustre, sous la forme d’un graphe fréquence-tension, le fonctionnement du convertisseur de la . Plus particulièrement, la illustre une loi de variation mise en oeuvre par l’oscillateur 416 sous la forme de l’évolution de la fréquence de commutation Fcycle en fonction de la tension Vvco de commande de l'oscillateur 416. Dans l’exemple de la , la fréquence Fcycle augmente linéairement avec la tension Vvco. Dans d’autres exemples non illustrés, la variation est par exemple non linéaire ou la fréquence Fcycle diminue lorsque la tension Vvco augmente.
La illustre, sous forme de chronogramme, le fonctionnement du convertisseur de la . Plus particulièrement, la illustre un exemple d’allure du courant Is en fonction du temps.
Dans l’exemple de la , le courant Is suit une courbe comportant deux portions de pentes approximativement linéaires, séparées par une portion dite "de décrochement" de pente quasi verticale à un instant t1 où la valeur du courant Is passe par la valeur Isc de courant critique. Avant l’instant t1, le courant Is est stable à une valeur minimale Is1 inférieure à la valeur de courant critique Isc. A l’instant t1, le courant Is croît depuis la valeur minimale Is1 jusqu'à décrocher brusquement mais de façon continue en dépassant le courant critique Isc pour atteindre une valeur Is2 à partir de laquelle le courant se met à augmenter selon une pente relativement douce.
La illustre, sous forme de chronogramme, le fonctionnement du convertisseur de la . Plus particulièrement, la illustre un exemple d’allure de la tension Vvco en fonction du temps sur un intervalle de temps identique à celui de la . Dans l’exemple de la , la tension Vvco est maintenue stable pour générer une fréquence stable jusqu’à l’instant t1. A l’instant t1, la tension Vvco « saute » de la valeur Vvco1 à la valeur Vvco2 sans prendre de valeur intermédiaire. Cela permet de passer directement d’un comportement ionique à un comportement électrostatique sans passer par une baisse continue de la capacité. Au-delà de l’instant t1, la tension Vvco augmente linéairement pour augmenter la fréquence.
La illustre, sous forme de chronogramme, des exemples de signaux de commande du convertisseur de la . Plus particulièrement, le signal de commande ph1 présente la fréquence fc2 jusqu’à l’instant t1. A partir de l’instant t1, la fréquence augmente au-dessus de la fréquence fc3 pour passer d’un comportement ionique à un comportement électrostatique stabilisé.
La illustre un autre mode de réalisation d’un convertisseur 100 de puissance.
- une teneur inférieure à 0,1% poids de l’élément plomb,
- une teneur inférieure à 0,1% poids, et de préférence inférieure ou égale à 0,01% poids, de l’élément cadmium,
- plus globalement une teneur inférieure ou égale à 10% poids, de préférence inférieure ou égale à 5% poids, préférentiellement inférieure ou égale à 1,0% poids, et de façon encore plus préférée inférieure ou égale à 0,5% poids, voire inférieure ou égale à 0,1% poids, d’impuretés, et
- plus globalement une teneur inférieure ou égale à 10% poids, de préférence inférieure ou égale à 5% poids, préférentiellement inférieure ou égale à 1,0% poids, et de façon encore plus préférée inférieure ou égale à 0,1% poids de solvant.
Le procédé selon l’invention propose ainsi un schéma simple correspondant à un enchaînement minimum d’opérations, qui permet de débarrasser les déchets plastiques à base de PVC, d’au moins une partie de leurs impuretés, notamment d’au moins une partie des additifs, et de récupérer au moins un polymère PVC purifié, de manière à pouvoir valoriser les déchets plastiques de PVC par recyclage dudit polymère PVC purifié.
L’invention a encore comme avantage de participer au recyclage des plastiques et à la préservation des ressources fossiles, en permettant la valorisation des déchets plastiques notamment à base de PVC. Elle permet, en effet, la purification des déchets plastiques de PVC en vue d’obtenir des flux de polymère PVC purifié à teneur réduite en impuretés, pouvant être réutilisés pour former de nouveaux objets. Les flux de polymère PVC purifié obtenus pourront ainsi être utilisés directement dans des formulations en mélange avec des additifs, par exemple des colorants, des pigments, d’autres polymères, à la place ou en mélange avec des résines PVC vierges, en vue d’obtenir des produits plastiques avec des propriétés d’usage, esthétiques, mécaniques ou rhéologiques facilitant leur réemploi et leur valorisation.
La présente invention concerne également, selon un deuxième aspect, un dispositif d’extraction par exclusion stérique de polymère PVC d’une solution polymère, ledit dispositif comprenant :
- n lits fixes d’un solide d’exclusion stérique, n étant un nombre entier supérieur ou égal à 4, de préférence compris entre 4 et 30, de manière préférée entre 12 et 15, ledit solide d’exclusion stérique ayant un diamètre moyen de pores en volume compris de préférence entre 1 et 500 nm, de préférence entre 2 et 100 nm, préférentiellement entre 2 et 50 nm, préférentiellement entre 3 et 30 nm, et de manière préférée étant de préférence un gel de silice, une silice greffée, un tamis moléculaire au charbon, ou leurs mélanges,
- chaque système d’injection et de soutirage comprenant des vannes adaptées pour laisser passer ou non un flux de solution polymère et/ou d’éluant et/ou d’extrait et/ou de raffinat, de préférence une série de vannes tout ou rien, contrôlées par une séquence automatique, ou une unique vanne rotative, de sorte :
- à définir, à un instant t, un point d’injection de la solution polymère, un point d’injection de l’éluant, un point de soutirage de l’extrait et un point de soutirage du raffinat, lesdits points d’injection et de soutirage étant distincts les uns des autres et déterminant au moins trois, de préférence quatre, zones principales de fonctionnement successives des n lits fixes :
- une zone II d’élution d’au moins un polymère PVC, comprise entre le point de soutirage de l’extrait et un point d’injection de la solution polymère ;
Par la suite, nous appellerons circuit DC un circuit de commande en fer doux constitué des deux parties d’électroaimant 21, 22 en forme de U et d’un circuit HF formé par la plaque en ferrite 10
Après insertion de la plaque en ferrite 10 entre les deux parties électroaimant 21, 22, l’objectif est de saturer les parties du ferrite NiZnCuCo à l’aide du courant de consigne appliqué dans le circuit DC.
Le champ magnétique DC produit par le circuit en fer doux est perpendiculaire au champ magnétique HF créé dans l’inductance HF. Ainsi la perméabilité µ du ferrite NiZnCuCo en contact avec le circuit DC passera dans un régime rotationnel ce qui permet une variation plus rapide de la perméabilité µ du ferrite avec le champ magnétique appliqué sans pour autant augmenter les pertes magnétiques.
Comme il est illustré à la , le circuit de polarisation a été réalisé en bobinant 50 spires d’un fil de cuivre émaillé sur chacun des deux parties d’électroaimant 21, 22 en forme de U préalablement usiné. Entre ces deux noyaux en forme de U est inséré le noyau HF en forme de tore plaque.
Une première série de mesures illustrée à la , a été réalisée en bobinant une vingtaine de spires sur chaque noyau en U.
L’inductance et le facteur de qualité ont été mesurés en fonction du courant DC injecté dans les bobinages.
On observe ainsi une variation de l’inductance supérieure à un facteur 3 pour un courant de consigne qui varie entre 0 et 1,6 A. On constate également que le facteur de qualité augmente surtout à haute fréquence ce qui indique une diminution des pertes magnétiques.
En connaissant le nombre de spires, il est possible de calculer par la loi d’Ampère le champ magnétique appliqué au ferrite HF en fonction du courant polarisant : H DC = Ni/Lm. Pour Lm = 46.1 mm et N = 100, nous avons pour 1 A appliqué H DC = 2170 A/m soit 27.1 Oe. On obtient ainsi B DC = 2850 Gauss soit 285 mT. Une mesure plus précise au B(H) meter permet de tenir compte des effets non linéaires.
La illustre une variation de l’inductance HF en fonction du courant DC appliqué, on observe une variation d’un facteur 3 pour un courant compris entre 0 et 600 mA ce qui correspond à une puissance de commande de 220 mW. On obtient un facteur 5 pour un courant compris entre 0 et 1200 mA et une puissance de 865 mW.
Ainsi, l’utilisation d’un fer « doux » permet d’obtenir une variation de l’inductance d’un facteur 3 pour un courant DC appliqué de 0.6 A sans augmentation des pertes contrairement à une configuration dite classique où le champ magnétique appliqué DC est parallèle au champ magnétique HF.
Ce principe physique de variation d’une inductance commandée par un courant est mis en œuvre pour la réalisation d’un filtre prototype dans la bande 30-50 MHz. Un tel filtre F est illustré à la . Ce filtre F comprend : - un premier module de variation 1A d’une inductance, - un second module de variation 1B d’une inductance, - une capacité 2, ladite capacité 2 étant reliée au premier module de variation 1A d’une inductance et au second module de variation 1B d’une inductance. Un tel filtre F est réalisé sur la base d’une structure de Tchébytcheff dont les principales caractéristiques sont : - filtre à Q constant, la bande passante est proportionnelle à la fréquence centrale ; - fonctionnement avec deux inductances identiques dans un filtre du second ordre ; - pertes maximales visées inférieures à 3 dB.
Le courant de consigne mis en œuvre pour vérifier le fonctionnement du filtre a été positionné entre 0 et 2A.
La illustre les résultats obtenus pour le filtre F. Les pertes du filtre F sont un peu supérieures à la valeur attendue et la bande couverte est plus réduite, mais le principe de variation de la perméabilité de l’assemblage des deux matériaux par une commande de courant est démontré ainsi que son effet pour commander la fréquence centrale du filtre.
L’invention permet de réaliser de manière compacte des filtres accordables de puissance sur une large bande de fréquence sans que la qualité du filtre, en particulier les pertes, n’en soit affectée.
Cette invention peut être mise en œuvre aussi bien sur des filtres basse puissance, quelques dizaines de milliwatt, que sur des puissances plus importantes, de quelques watts à 50 watts, voire 100 watts.
La solution apportée met en œuvre un phénomène physique reliant deux matériaux aux propriétés magnétiques différentes et associés de manière originale permettant une perpendicularité des champs magnétiques.