INPI-France/Brevets-Francais-2024-Chunked huggingface dataset:
État de la technique antérieure Dans le contexte des réseaux de télécommunications mobiles (e.g. les réseaux 5G), la synchronisation en liaison montante fait référence au processus de synchronisation d’un terminal (e.g. un terminal utilisateur) avec une station de base (e.g. une station gNB). Les objectifs de la synchronisation en liaison montante comprennent la détection d’un préambule (e.g. un préambule PRACH) transmis par le terminal, et ensuite l’estimation de l’avance temporelle et du décalage de fréquence porteuse entre le terminal et la station de base en utilisant le préambule détecté.
L’avance temporelle caractérise le temps mis par le signal pour se propager du terminal à la station de base. L’avance temporelle est estimée par la station de base et retransmise au terminal pour correction. Étant donné que les réseaux 5G s’appuient sur un accès multiple par répartition en fréquences orthogonales (OFDMA, « orthogonal frequency division multiple access » en anglais) pour multiplexer les utilisateurs, la correction d’avance temporelle permet d’intégrer les transmissions ultérieures du terminal dans des ressources temps-fréquence restreintes avec celles d’autres terminaux. En revanche, le décalage de fréquence porteuse est estimé et compensé au sein de la station de base. Le décalage de fréquence porteuse est dû à la différence entre les fréquences des oscillateurs du terminal et de la station de base, ainsi qu’à l’effet Doppler lié au déplacement du terminal.
Il convient de souligner qu’une correction appropriée de l’avance temporelle et du décalage de fréquence porteuse est cruciale pour les performances de communication, et par conséquent, une estimation précise de ces paramètres critiques est un objectif clé dans le développement des réseaux de télécommunications mobiles. Cependant, les solutions existantes d’estimation de l’avance temporelle et du décalage de fréquence porteuse ne sont pas pleinement satisfaisantes pour les raisons suivantes.
Suite à la détection du préambule, l’avance temporelle est estimée dans l’art antérieur en comptant le nombre d’échantillons entre le début de la fenêtre de recherche et la position du pic de corrélation le plus important détecté. La précision de l’estimation de l’avance temporelle est donc limitée à un multiple de la période d’échantillonnage. De plus, dans l’art antérieur, l’influence du décalage de fréquence porteuse n’est pas prise en compte dans l’estimation de l’avance temporelle. Il s’ensuit que les solutions existantes présentent une faible précision d’estimation de l’avance temporelle, ce qui entraîne une dégradation des performances de communication, étant donné que les signaux transmis par les différents terminaux ne sont pas pleinement orthogonaux.
De même, les méthodes existantes pour estimer le décalage de fréquence porteuse sur la base d’un préambule détecté démontrent des performances limitées en précision. Par exemple, dans le contexte de la synchronisation en liaison montante pour les réseaux 5G, les séquences de Zadoff-Chu sont utilisées comme préambule. Dans ce contexte, Tao et al. (« Enhanced Carrier Frequency Offset Estimation Based on Zadoff-Chu Sequences », IEEE Communications Letters, octobre 2019) propose un procédé d’estimation du décalage de fréquence porteuse en utilisant les amplitudes de certains pics de corrélation. Cependant, la méthode proposée par Tao et al., i.e. en utilisant uniquement les amplitudes de pics de corrélation et en ignorant les phases, entraîne une perte d’informations et limite la précision d’estimation. De plus, la méthode de Tao et al. estime le décalage de fréquence porteuse sans tenir compte de l’avance temporelle, malgré le fait que ces deux paramètres soient intrinsèquement couplés dans les signaux reçus. Ces hypothèses simplistes limitent également la précision de la méthode de Tao et al. Par ailleurs, la complexité de cette méthode n’est pas évaluée dans Tao et al., bien que cela soit essentiel pour une mise en œuvre en temps réel dans les systèmes de communication.
Il existe donc un besoin pour une solution précise et de faible complexité permettant d’estimer une avance temporelle et/ou un décalage de fréquence porteuse entre un émetteur et un récepteur, par exemple pour la synchronisation en liaison montante entre un terminal et une station de base au sein d’un réseau de communication mobile.
L ’ invention propose un procédé d’estimation d’au moins un paramètre parmi une avance temporelle et un décalage de fréquence entre un premier dispositif de communication et un deuxième dispositif de communication, ledit procédé étant mis en œuvre par le deuxième dispositif de communication et comprenant : une estimation dudit au moins un paramètre à partir d’un sous-ensemble d’échantillons d’un signal de corrélation, ledit signal de corrélation étant basé sur un signal reçu du premier dispositif de communication et un signal de référence, ledit sous-ensemble comprenant un ou plusieurs groupes disjoints d’échantillons consécutifs du signal de corrélation, un desdits groupes comprenant un échantillon d’amplitude maximale du signal de corrélation, et lesdits groupes comprenant un même nombre prédéfini d’échantillons dont les indices sont fonction de l’indice dudit échantillon d’amplitude maximale.
L’invention fournit une solution précise et de faible complexité pour estimer une avance temporelle et/ou un décalage de fréquence porteuse entre un premier et un deuxième dispositif de communication.
Le guide d’onde GO comprend au moins deux plaques métalliques PM empilées pour guider les faisceaux radiofréquence vers les ports réseaux PR. Par la suite, on appelle « zone de prélèvement ZP » la zone formée par la distribution spatiale des ports réseaux PR. A titre d’exemple non limitatif, dans la figure 4, cette zone de prélèvement est un segment de droite selon la direction perpendiculaire à l’axe et les plaques parallèles PM s’étendent selon le plan XY.
Les sources d’alimentation PF sont adaptées pour générer une onde TEM ou une onde TE ou bien les deux dans le guide d’onde GO.
Selon le mode de réalisation illustré dans la , les plaques métalliques PM s’étendent dans le plan XZ et sont donc superposés selon la direction Y. Comme cela sera illustré dans la par exemple, le guide d’onde GO peut comprendre plusieurs paires de plaques, les paires étant empilées sur toute ou partie de leur étendue, de manière à formes des portions empilées de guide d’onde GO.
En outre, le formateur de faisceaux comprend un système quasi-optique SQO adapté pour collimater les faisceaux radiofréquence Pour cela, le système quasi-optique SQO comprend un premier réflecteur M1 et un deuxième réflecteur M2. Le premier réflecteur M1 présente un premier centre C1 centré sur l’axe et un premier rayon de courbure effectif et est adapté pour réfléchir les faisceaux radiofréquences guidés dans le guide d’onde à plaques parallèle GO. Le deuxième réflecteur M2 présente un deuxième rayon de courbure effectif et est adapté pour réfléchir les faisceaux radiofréquences réfléchis par le premier réflecteur en le dirigeant vers les ports réseaux de manière à former des faisceaux radiofréquence de sortie .
Dans le formateur de faisceaux 1, les réflecteurs M1 et M2 (via notamment le premier et le deuxième rayons de courbure effectifs) et l’agencement des sources d’alimentation PF sont adaptés pour que : chacun des faisceaux radiofréquences de sortie ] soit une onde plane, et pour que la distribution d’amplitude transverse de chaque faisceau radiofréquence de sortie sur les ports réseaux PR soit sensiblement identique.
Par «distribution d’amplitude transverse sensiblement identique », on entend ici que l’excitation individuelle de chacune des sources PF conduit à des amplitudes des signaux reçus par chacun des ports réseaux PR de la zone de prélèvement ZP variant sur une dynamique inférieure ou égale à 3dB entre chacune de ces sources. .
Le profil des réflecteurs M1 et M2 est optimisé par un logiciel de tracé de rayons et d’optique physique qui a été développé par les inventeurs. Dans cette optimisation, chaque réflecteur est défini par une Spli ne , elle-même définie par des « nœuds ». Par « Spline », on entend une fonction définie par morceaux par des polynômes. Pendant le processus itératif d’optimisation, ce sont ces «nœuds » qui sont déplacés et qui par voie de conséquence modifient le contour des réflecteurs. Le déplacement de ces « nœuds » est dicté par la différence de phase local entre la loi de phase souhaitée sur la zone de prélèvement et celle actuelle du système pendant le processus itératif.
D’autres paramètres entre en compte pour l’optimisation globale du système quasi-optique : la position des sources PF l’orientation des sources PF leur orientation autour de leurs centres de phase la largeur des sources. la largeur du système quasi-optique l’écartement entre les deux réflecteurs.
L’utilisation de deux réflecteurs M1, M2 particulièrement adaptés permet une grande compacité du formateur de faisceaux tout en assurant un fonctionnement optimisé sur une large plage angulaire. La compacité du dispositif de l’invention est rendue possible en plaçant les sources PF proche du centre C1 via l’utilisation d’un système quasi-optique SQO comprenant aux moins deux réflecteurs. En effet, l’utilisation de deux (ou plus) réflecteurs permet de réduire la distance entre le plan focal FPL et le premier centre C1 par rapport à l’utilisation d’un seul réflecteur de même centre C1.
De plus, au premier ordre, les réflecteurs du système optique SQO sont adaptés pour qu’un angle entre l’axe et la direction de propagation des faisceaux de sortie soit égal à un angle entre le centre focal des sources PF et le premier centre C1. Aussi, il est possible de contrôler la couverture angulaire du formateur de faisceaux 1 via la disposition des sources PF.
Selon un mode de réalisation préféré, la direction de propagation des faisceaux radiofréquences en sortie de chaque source PF et le premier et le deuxième rayons de courbure effectifs sont configurés pour que le formateur de faisceaux 1 possède une couverture angulaire supérieure à 45°, préférentiellement 55°. Par « couverture angulaire de °», on entend ici que le formateur de faisceaux 1 est adapté pour émettre des faisceaux de sortie se propageant avec un angle allant de ° à ° par rapport à l’axe . L’utilisation d’une couverture angulaire supérieure à 50° par exemple est souhaitable dans de nombreuses applications, notamment pour les satellites en orbite LEO.
De manière préférentielle, comme illustré dans la , le centre focal de chaque source d’alimentation PF est agencé dans le plan focal FPL du système quasi-optique SQO afin de garantir une collimation optimale par le système SQO.
De manière préférentielle, les réflecteurs et l’agencement des sources d’alimentation PF sont adaptés pour que la distribution transverse d’amplitude d’un faisceau de sortie sur la zone de prélèvement ZP suive une loi apodisée, ce qui permet un élargissement du lobe principal de ce faisceau et une réduction les lobes secondaires associés à ce faisceau.
La figure 5 illustre schématiquement un mode de réalisation préféré de l’invention dans lequel, afin de faciliter l’optimisation du profil des réflecteurs, les sources d’alimentation PF sont agencées afin que chacun des faisceaux illumine partiellement les réflecteurs sur une zone différente de celle des autres faisceaux. Cela permet d’augmenter les degrés de liberté lors de la conception des réflecteurs pour l’optimisation des paramètres des différentes directions angulaires. Il est alors possible d’obtenir un meilleur contrôle du niveau lobes secondaires sur un large secteur angulaire out en s’assurant que la condition sur la distribution d’amplitude sur la zone de prélèvement soit respectée. Dans la figure 5, on a représenté uniquement l’axe de propagation central des faisceaux . Il est entendu qu’en réalité, il peut exister un chevauchement partiel entre certaines des zones des réflecteurs illuminées par les faisceaux .
La référence LU dans la figure 5 correspond à la dimension maximale de la région formée par la somme des zones du réflecteur M1 illuminées par les faisceaux . Cette dimension maximale est appelée par la suite dimension utile LU. Selon un mode de réalisation, afin d’assurer une compacité satisfaisante tout en conservant un fonctionnement optimal du système quasi-optique SQO, dans le formateur de faisceaux 1 la distance entre un centre focal de chaque source d’alimentation PF et le premier centre est inférieure à une dimension utile du premier réflecteur divisée par deux.
Selon le mode de réalisation illustré en et en , le système quasi-optique SQO comprend uniquement deux réflecteurs M1, M2. Ceci permet d’obtenir une couverture angulaire satisfaisante tout en conservant une compacité intéressante.
Plusieurs types de générateur de nombres vraiment aléatoires basés sur des oscillateurs en anneau sont connus, par exemple les générateurs de nombres vraiment aléatoires à oscillateur en anneau élémentaire (ERO TRNG de l'anglais "Elementary Ring Oscillator TRNG"), les générateurs de nombres vraiment aléatoires à multiples oscillateurs en anneaux (MURO TRNG de l'anglais "Multiple Ring Oscillators TRNG"), les générateurs de nombre vraiment aléatoires à anneau auto chronométré (STR TRNG de l'anglais "Self Timed Ring TRNG"), les générateurs de nombres vraiment aléatoires à oscillateur en anneau à effet de transition (TERO TRNG de l'anglais "Transition Effect Ring Oscillator TRNG") et les générateurs de nombres vraiment aléatoires à oscillateurs en anneau à échantillonnage cohérent (COSO TRNG de l'anglais "COherent Sampling ring Oscillators TRNG").
Les générateurs de nombres vraiment aléatoires de type COSO présentent les avantages suivants : une mise en œuvre plus simple que celles des générateurs de type MURO TRNG, un débit de sortie plus élevé que celui des générateurs de type ERO TRNG, et une consommation plus faible que celle des générateurs de type STR TRNG.
Toutefois, les générateurs de nombres vraiment aléatoires connus de type COSO TRNG présentent divers inconvénients.
Il existe un besoin d'un circuit de génération de nombres vraiment aléatoires à oscillateurs en anneau à échantillonnage cohérent qui pallie tout ou partie des inconvénients des circuits connus de génération de nombres vraiment aléatoires à oscillateurs en anneau à échantillonnage cohérent, par exemple en ce qui concerne le réglage de la fréquence des oscillateurs en anneaux du circuit de génération de nombres vraiment aléatoires à oscillateurs en anneau à échantillonnage cohérent.
Un mode de réalisation pallie tout ou partie des inconvénients des circuits connus de génération de nombres vraiment aléatoires à oscillateurs en anneau à échantillonnage cohérent.
Un mode de réalisation prévoit Circuit de génération de nombres aléatoires de type à oscillateur en anneau à échantillonnage corrélé comprenant : un premier oscillateur en anneau et un deuxième oscillateur en anneau comprenant chacun des éléments à retard connectés en série en boucle fermée, les premier et deuxième oscillateurs étant identiques et mis en œuvre en technologie Métal Oxyde Semiconducteur Complémentaire sur silicium sur isolant complétement déplété ; un premier circuit configuré pour échantillonner et mémoriser l'état d'une sortie du premier oscillateur à une fréquence d'une sortie du deuxième oscillateur et pour fournir un signal binaire correspondant ; et un deuxième circuit configuré pour commander des grilles arrière de transistors PMOS et NMOS d'au moins un élément à retard d'au moins un des premier et deuxième oscillateurs, sur la base d'un écart de période entre les sorties des premier et deuxième oscillateurs.
Selon un mode de réalisation, la commande des grilles arrière desdits transistors PMOS et NMOS dudit au moins un élément à retard est configurée pour augmenter une fréquence du premier oscillateur par rapport à une fréquence du deuxième oscillateur lorsque la période de la sortie du premier oscillateur est plus faible que la période de la sortie du deuxième oscillateur, et pour diminuer la fréquence premier oscillateur par rapport à la fréquence du deuxième oscillateur lorsque la période de la sortie du premier oscillateur est plus grande que la période de la sortie du deuxième oscillateur.
Selon un mode de réalisation, le deuxième circuit est configuré pour commander les grilles arrière desdits transistors PMOS et NMOS dudit au moins un élément à retard de sorte à réduire l'écart de période.
Selon un mode de réalisation, le deuxième circuit est configuré pour commander les grilles arrière desdits transistors PMOS et NMOS dudit au moins un élément à retard de sorte que l'écart de période soit au moins N fois plus faible que la période du deuxième oscillateur, avec N un nombre déterminé pour qu'une contribution du bruit thermique soit prépondérante devant une contribution du bruit de quantification dans la gigue de la sortie du deuxième oscillateur.
Selon un mode de réalisation, N est supérieur ou égal à 1000, par exemple égal à 1000.
Selon un mode de réalisation, le deuxième circuit comprend un compteur configuré pour compter, à une fréquence de la sortie du deuxième oscillateur, un nombre de fois où ledit signal binaire est à un premier état binaire pendant une durée de N périodes de la sortie du deuxième oscillateur.
Selon un mode de réalisation, ladite durée est une durée glissante.
Selon un mode de réalisation, le deuxième circuit comprend en outre un comparateur configuré pour comparer ledit nombre à une valeur égale à N/2.
Selon un mode de réalisation, le deuxième circuit est configuré pour commander les grilles arrière desdits transistors PMOS et NMOS dudit au moins un élément à retard à partir d'un signal de sortie du comparateur indiquant le résultat de ladite comparaison.
Selon un mode de réalisation, le deuxième circuit comprend un détecteur de fréquence de phase configuré pour recevoir les sorties des premier et deuxième oscillateurs.
Selon un mode de réalisation, le circuit de génération de nombres aléatoires comprend au moins une pompe de charge commandée par le détecteur de fréquence de phase et configurée pour charger et décharger une capacité connectée à une sortie de ladite au moins une pompe de charge, une tension de commande des grilles arrière desdits transistors PMOS et NMOS dudit au moins un élément à retard étant disponible aux bornes de la capacité.
Il peut exister ainsi un triple enrobage dans le rotor, la composition des enrobages pouvant différer selon leur rôle. Le premier enrobage concerne l’enrobage des sous-structures. Cet enrobage peut être plus souple pour permettre une déformation des sous-structures. Le deuxième enrobage est celui de la structure d’aimant ou pôle d’aimant qui peut contenir plus de fibres pour être plus rigide. Enfin le troisième enrobage concerne le rotor lui-même et est aussi avantageusement renforcé.
Prévoir trois enrobages se complétant assure une résistance mécanique élevée recherchée pour un rotor tournant à grandes vitesses surtout que la composition de chaque enrobage est spécifiquement sélectionnée selon le positionnement de l’enrobage dans le rotor et l’élément que l’enrobage entoure.
Avantageusement, les branches présentent en coupe une forme de losange relié au moyeu interne par un pied s’élargissant en rapprochement du moyeu, les deux faces du losange les plus internes au rotor de deux branches adjacentes associées encadrant la sous-structure interne de chaque structure d’aimant et les deux faces du losange les plus externes au rotor de deux branches adjacentes associées encadrant la sous-structure externe de chaque structure d’aimant, la sous-structure interne de chaque structure d’aimant remplissant entièrement dans l’espace entre les deux branches adjacentes associées un premier logement délimité entre les deux faces du losange les plus internes des deux branches associées et la sous-structure externe de chaque structure d’aimant remplissant entièrement dans l’espace entre les deux branches adjacentes associées un deuxième logement délimité entre les deux faces du losange les plus externes des deux branches associées.
Une telle configuration en losange permet de limiter le déplacement radial des sous-structures internes tout en pouvant mettre une plus grande masse d’aimant vers l’extérieur du rotor à proximité de la frette pour les sous-structures externes.
Avantageusement, des bases de deux branches adjacentes associées en appui contre le moyeu interne sont séparées par une portion intermédiaire du moyeu interne, la portion intermédiaire étant en contact au moins partiel avec une face la plus interne au rotor de la sous-structure interne.
Avantageusement, les sous-structures interne et externe de chaque structure d’aimant sont séparées par un jeu.
Un jeu de fonctionnement est souhaitable pour éviter que la sous-structure interne entre en contact avec la sous-structure externe associée. Chaque sous-structure interne ne serait alors, en conséquence, pas en contact avec les parois des branches lui faisant face, et donc toutes les forces centrifuges seraient reprises par la frette et non par les portions en vis-à-vis des branches du corps du rotor.
Le jeu de fonctionnement peut être rempli par une résine ou colle souple, plus souple que les branches du corps, de façon à ne pas transmettre la charge centrifuge de chaque sous-structure interne sur la frette.
Avantageusement, au moins une des sous-structures de chaque structure d’aimant est constituée d’une pluralité d’aimants unitaires solidarisés par un matériau isolant renforcé de fibres.
Une autre synergie procurée par la présente invention est que le rotor peut présenter entre chaque branche des aimants unitaires regroupés dans une sous-structure interne ou externe.
Ceci permet d’avoir une sous-structure présentant de nombreux aimants unitaires. Il s’est révélé qu’une sous-structure avec une telle pluralité d’aimants unitaires avait un grand pouvoir de ne pas être sensible aux harmoniques d’espace ou de courants générés par les bobinages statoriques. Par conséquent, les pertes générées dans les sous-structures sont très faibles, et les rendements, particulièrement à haute vitesse, sont très élevés.
Une des mesures optionnelles de la présente invention est de décomposer une sous-structure interne ou externe pouvant être un aimant entier ou un pôle magnétique selon l’état de la technique en une pluralité de petits ou micro-aimants.
Un gros aimant est sujet à des pertes par courants de Foucault plus importantes que son équivalent en petits ou micro-aimants. L’utilisation de petits aimants ou de micro-aimants permet donc de réduire ces pertes qui sont préjudiciables au fonctionnement de l’actionneur électromagnétique.
La demanderesse a découvert qu’une pluralité d’aimants unitaires dans une structure d’aimant donne une structure d’aimant présentant une résistance mécanique beaucoup plus importante tout en gardant des propriétés magnétiques quasi similaires à celles d’un aimant seul ayant une surface égale à n fois la surface élémentaire des n aimants unitaires quand n aimants unitaires sont présents.
Avantageusement, chaque aimant unitaire est de forme allongée en s’étendant en direction axiale du rotor, chaque aimant unitaire étant de forme polygonale ou chaque aimant unitaire présentant un contour au moins partiellement ovoïde, la forme ou le contour ovoïde comportant une première portion formant corps de l’aimant unitaire présentant une plus grande section et s’étendant sur une plus grande longueur de l’aimant unitaire qu’au moins une deuxième portion d’extrémité longitudinale pointant vers une extrémité longitudinale associée de l’aimant unitaire en diminuant de section en se rapprochant de l’extrémité longitudinale.
Il est connu que, pour obtenir un champ magnétique d'intensité optimale, le volume idéal d'un aimant doit s'approcher d’un cube ou d'un cylindre dont la longueur est égale au diamètre. Il est de connaissance courante qu’augmenter la longueur d'un aimant au-delà n'apporte aucune augmentation du champ magnétique.
Le dispositif 8 peut être une pièce de révolution annulaire qui s’étend autour d’un axe longitudinal B. Cet axe B est sensiblement parallèle (ou incliné par exemple d’un angle compris entre 5 et 45° par rapport à l’axe X sur la ) par rapport à l’axe X.