INPI-France/Brevets-Francais-2024-Chunked huggingface dataset:
Une boucle fermée ramène le mode secondaire de résonance à zéro, et la force requise pour annuler ce mode est proportionnelle à la vitesse angulaire (notée Ω), perpendiculaire au plan de la , ou encore, colinéaire à l’axe sensible du résonateur 3, d’où le nom « force to rebalance » (force pour rééquilibrer).
On peut remarquer ici que le principe décrit ci-dessus, s’appliquerait également au cas où chaque paire serait remplacée par un seul élément de couplage électromécanique. Dans ce cas, seuls quatre éléments de couplage électromécaniques seraient utilisés. Également, lorsque les éléments de mise en œuvre numériques fonctionnent à une fréquence suffisamment élevée et bien supérieure à la fréquence du mode primaire entretenu, les éléments de couplage électromécaniques pourraient être utilisés en temps partagés, alternativement en mode excitation puis en mode détection. Dans ce cas, théoriquement, deux éléments de couplage électromécaniques suffiraient, au lieu de quatre, ou de huit, et l’un serait par exemple 31X et l’autre 31Y.
En référence à la , on a ainsi au moins 4 boucles de contrôle en mode FTR comprenant chacune un régulateur. Dans chaque boucle les signaux de détection en entrée sont démodulés de sorte à séparer une composante en phase et une composante en quadrature de phase. On les note respectivement D1p [composante en phase du premier signal de détection, i.e. composante en phase de la vibration selon le premier mode], D1q [composante en quadrature de phase du premier signal de détection, i.e. composante en quadrature de phase de la vibration selon le mode primaire], D2p [composante en phase du deuxième signal de détection, i.e. composante en phase de la vibration selon le mode secondaire], et D2q [composante en quadrature de phase du deuxième signal de détection, i.e. composante en quadrature phase de la vibration selon le mode secondaire]. Symétriquement, les sorties des régulateurs sont inversement remodulées pour obtenir les signaux d’excitation E1 et E2, ou EX et EY après filtrage.
La première boucle vise le contrôle en amplitude (amplitude de consigne notée A) sur la composante en phase du mode primaire déduite de la première donnée de détection DX. Elle met en œuvre un régulateur R1 dont la sortie est la commande notée CA (contrôle d’amplitude) déterminant le premier signal d’excitation EX.
La deuxième boucle est une boucle à phase asservie (PLL, phase-locked loop) avec un régulateur R2 verrouillant le système sur la fréquence du mode primaire et générant, à partir de la composante en quadrature de phase du mode primaire déduite de la première donnée de détection DX, des signaux harmoniques de référence SIN et COS, respectivement en phase et en quadrature de phase avec le mode primaire. Ces signaux de référence sont utilisés dans toutes les boucles de contrôle pour la modulation des signaux de détection et la modulation des forces de contrôle appliquées au résonateur.
La troisième boucle est celle qui met en pratique la compensation de la force de Coriolis sur la composante en phase du mode secondaire déduite de la deuxième donnée de détection DY (ce contrôle vise à annuler cette phase du mode secondaire) avec un régulateur R3 qui produit en sortie la commande notée CP (contrôle de précession). Cette commande est proportionnelle à la vitesse angulaire Ω.
La quatrième boucle vise le contrôle de quadrature sur la composante en quadrature de phase du mode secondaire déduite de la deuxième donnée de détection DY (ce contrôle vise à annuler cette quadrature de phase du mode secondaire) pour que l’oscillation du résonateur 3 reste une onde stationnaire qui se représente comme une ligne droite dans l’espace des modes, c’est-à-dire dans un repère orthogonal ayant comme axe des abscisses le mode primaire, et comme axe des ordonnées le mode secondaire. Elle met en œuvre un régulateur R4 dont la sortie est la commande notée CQ (contrôle de la quadrature de la vibration).
Le deuxième signal d’excitation est déterminé par la somme des commandes CP et CQ.
Ici et comme illustré aux figures 4 et 5, la couronne 24 est disposée ou insérée, autrement dit est configurée pour être disposée ou insérée, autour du support de couple 21, en particulier de la première partie 21a du support de couple 21, notamment dans la configuration assemblée de l’actionneur électromécanique 11. Dans ce cas, la couronne 24 est montée libre en rotation autour du support de couple 21, en particulier de la première partie 21a du support de couple 21.
En variante, non représentée, la couronne 24 est disposée ou insérée, autrement dit est configurée pour être disposée ou insérée, autour d’une partie du carter 17, en particulier dans la configuration assemblée de l’actionneur électromécanique 11. Dans ce cas, la couronne 24 est montée libre en rotation autour du carter 17.
Dans une autre variante, non représentée, la couronne 24 est disposée ou insérée, autrement dit est configurée pour être disposée ou insérée, d’une part, autour du support de couple 21 et, d’autre part, autour d’une partie du carter 17 de l’actionneur électromécanique 11, en particulier de la première extrémité 17a du carter 17, notamment dans la configuration assemblée de l’actionneur électromécanique 11. Dans un tel cas, la couronne 24 peut être montée libre en rotation, d’une part, autour du support de couple 21 et, d’autre part, autour du carter 17 de l’actionneur électromécanique 11.
Ici, l’unité électronique de contrôle 15, en particulier chacune des première et deuxième cartes électroniques 15a, 15, est alimentée en énergie électrique au moyen du câble d’alimentation électrique 18.
Ici, le module de filtration des vibrations 32 est intégré au support de couple 21 et, plus particulièrement, est disposé entre les première et troisième parties 21a, 21c du support de couple 21.
Ici et comme illustré à la , le module de filtration des vibrations 32 est, d’une part, assemblé sur le support de couple 21 et, plus particulièrement, fixé sur le support de couple 21, notamment par vissage, au moyen de vis de fixation 44, et, d’autre part, fixé au carter 17 de l’actionneur électromécanique 11, notamment par vissage, au moyen de vis de fixation 45.
En variante, non représentée, le module de filtration des vibrations 32 est distinct du support de couple 21.
Le support de couple 21 comprend au moins un logement 25.
L’efficacité du filtre dépend de deux critères de la bande de transition : une fréquence de coupure, le coefficient de raideur.
La fréquence de coupure du filtre correspond à la fréquence limite de fonctionnement utile du filtre. Plus précisément, la fréquence de coupure permet d’exprimer vers quelle fréquence le filtre commence à produire son effet « passant ». Ainsi, la borne inférieure K -6 de la bande passante BP est représentative de la fréquence de coupure du filtre.
2.2. Variantes du filtre
D’autres types de filtres peuvent être utilisés pour atténuer la composante de déformation statique contenue dans les signaux reçus par la sonde.
Par exemple, un filtre de type passe-bande peut être utilisé à la place du filtre passe-haut illustré à la .
Dans le cas d’un filtre passe-bande, la bande passante BP est en outre définie par une borne supérieure K max égale à un rapport entre la fréquence moyenne de la composante propagative de cisaillement et une vitesse minimale de groupe de la composante propagative de cisaillement.
Les valeurs de la fréquence moyenne et de la vitesse de groupe minimale étant connue (mesurable ou connue de la littérature en fonction du tissu à imager), cette borne supérieure K max est aisément déterminable.
Dans tous les cas, le filtre choisi présente le comportement d’un filtre de type passe-haut dans une gamme de fréquence utile, par exemple comprise entre entre 0 et 50 m ⁻ 1 .
Avantageusement, ce filtre à réponse impulsionnelle finie peut être obtenu par combinaison d’un filtre de type « passe-tout » et d’un filtre de type « passe-bas » dans ladite gamme de fréquence utile. Ceci permet de faciliter l’obtention d’un filtre efficace pour : l'atténuation de la composante de déformation statique, et la conservation de la composante propagative de cisaillement.
2. 3 . Théorie relative à l’invention
Une technique de filtrage le long de la direction de la composante de déformation statique est proposée, afin de drastiquement réduire l’impact de la composante de déformation statique. Cette technique s’appuie sur l’idée que la composante de déformation statique et la composante propagative de cisaillement ont des caractéristiques spatiales très différentes : faibles longueurs d’onde (quelques cms au maximum à 50Hz) pour la composante propagative de cisaillement avec des vitesses de groupe variant entre 0.5 m/s et 6 m/s dans les tissus mous comme la rate et le foie. hautes longueurs d’onde (dizaines de m à 50Hz) pour la composante de déformation statique.
2. 3. 1 . Filtre FIR passe-haut
Dans un mode de réalisation, la technique de filtrage se base sur un filtre à réponse impulsionnelle finie (FIR) passe-haut (pas nécessairement à réponse de phase linéaire). Ses caractéristiques fréquentielles sont définies en fonction de la fréquence moyenne des ondes de cisaillement étudiées f ainsi que des vitesses de groupe minimales et maximales d’intérêt c min et c max .
La fréquence moyenne de l’onde de cisaillement peut être estimée en utilisant la formule ci-dessous :
Où : est un signal représentatif du spectre temporel de l’onde de cisaillement (e.g. la transformée de Fourier temporelle des images de déplacement).
Des valeurs typiques de fréquence moyenne des ondes de cisaillement sont comprises entre 10Hz et 500Hz. La valeur de fréquence moyenne est le plus souvent supposée connue. Par exemple, dans le cas où l’onde de cisaillement est générée naturellement (élastographie passive), la valeur de la fréquence moyenne peut être mesurée. Dans le cas où l’onde de cisaillement est générée artificiellement (élastographie transitoire) la valeur de la fréquence moyenne est déduite des caractéristiques de la source mécanique utilisée.
En outre, afin d’améliorer la qualité de la détection des particules, il serait souhaitable de parvenir à développer des détecteurs présentant une résolution temporelle améliorée, typiquement d’un facteur 10, par rapport à ce qui est existant, afin d’augmenter le rapport du signal sur bruit, et améliorer la qualité du scan tout en réduisant la dose radioactive injectée aux patients. Depuis quelques années, et avec des efforts acharnés au niveau mondial, ce but reste hors de portée si l’on souhaite atteindre une performance d’une dizaine de picosecondes de résolution temporelle.
Pour améliorer la résolution temporelle, il est connu d’utiliser des détecteurs de type galettes à micro canaux (en anglais « MicroChannel plates », ou MCP), réputés pour leur réponse temporelle extrêmement précise (de l’ordre de 5-10 ps). Le document FR3091953 divulgue notamment un détecteur de particules élémentaires comprenant un capteur configuré pour détecter un signal électrique et une unité de traitement configurée pour déterminer un temps de traversée en fonction du signal détecté par le capteur. Cette solution donne satisfaction en ce qu’elle permet d’améliorer la résolution temporelle, elle ne propose cependant pas l’amélioration du taux de conversion. En effet, les MCPs comprennent des canaux en forme de tubes en verre de plomb et proposent, en fonction de leur épaisseur, un taux de conversion allant de 1% à 10%. Un taux de conversion de 9% a été d’ailleurs obtenu avec des MCPs de 11 mm d’épaisseur.
Il a d’ailleurs été constaté que l’augmentation de l'épaisseur des MCPs et donc de la longueur L des canaux, augmentait le taux de conversion. Cependant, il a également été constaté que l’augmentation du gain d’un MCP se trouve saturée au-delà d’un certain ratio L/D autour de 140, où D est le diamètre des canaux. Ainsi la performance temporelle, qui dépend du gain, se voit diminuée en augmentant la longueur L des canaux sans augmenter leur diamètre D. En effet, on augmente de cette manière la dispersion du point de conversion des particules sans compenser cela par une augmentation du gain.
Une solution à ce problème pourrait consister à augmenter le diamètre D des canaux pour maintenir le même ratio L/D. Toutefois, une telle construction augmenterait également la dispersion temporelle en augmentant la dispersion des parcours des électrons lors du processus d’amplification dans les canaux du MCP. Ainsi, les deux cas de figure présentés ci-avant, conduiraient à une détérioration de la performance temporelle des MCP en raison de l’augmentation de la dispersion temporelle non compensée par une augmentation du gain.
Une autre solution serait d’utiliser un empilement de MCPs. Toutefois, pour les systèmes connus utilisant un ensemble de MCPs empilés, il est nécessaire de multiplier les éléments électroniques pour mesurer le signal afin de fiabiliser la mesure. En effet, si l’électronique est réduite par rapport au nombre de couches de MCPs, alors la résolution temporelle et spatiale est dégradée. En conséquence, si l’on souhaite obtenir un détecteur de particules performant, son prix de fabrication augmente avec l’augmentation des couches de MCPs utilisées.
Ce but peut être atteint grâce à la mise en œuvre d’un détecteur de particules élémentaires configuré pour détecter au moins une particule élémentaire, ledit détecteur de particules élémentaires comprenant : des dynodes empilées le long d’une direction de détection entre une extrémité de réception et une extrémité de lecture, où chaque dynode est apte à convertir une particule élémentaire entrant dans la dynode en une avalanche d’électrons, ladite dynode comprenant une pluralité de canaux qui comprennent un matériau émissif apte, en réponse à un impact de ladite particule élémentaire, à générer, en moyenne, plus d’un électron; des grilles conductrices où chaque grille conductrice est soit interposée entre deux dynodes adjacentes, soit disposée à l’extrémité de lecture ou/et à l’extrémité de réception ; chaque grille conductrice étant apte à être traversée par des électrons, et étant définie par un potentiel électrique unique pour permettre l’application d’une différence de potentiel avec au moins une autre grille conductrice le long de la direction de détection, ladite différence de potentiel étant susceptible d'accélérer des électrons entre lesdites deux grilles conductrices, chaque potentiel électrique unique étant choisi pour que le potentiel électrique unique de ladite grille conductrice soit strictement inférieur au potentiel électrique unique appliqué à la grille conductrice qui lui succède le long de la direction de détection ; au moins un capteur de signal apte à mesurer un signal électrique produit par les électrons accélérés lorsqu’ils traversent les grilles conductrices, ledit signal électrique dépendant des différences de potentiel appliquées entre les grilles conductrices ; une unité de commande configurée pour déterminer, à partir du signal électrique mesuré par le capteur de signal, une dynode de conversion correspondant à la dynode au niveau de laquelle la conversion de la particule élémentaire a eu lieu.
Les dispositions précédemment décrites permettent de proposer un détecteur de particules élémentaires à coût réduit, avec une efficacité de conversion améliorée, tout en conservant une bonne résolution temporelle. En effet, l’absence de cristaux à réponse rapide pour la conversion des particules élémentaires permet de réduire le cout de fabrication du détecteur de particules élémentaires. De plus, l’application de potentiels électriques uniques entre les grilles conductrices permet d’avoir des sauts de gain à chaque passage d’une dynode ce qui permet de déterminer efficacement au niveau de quelle dynode la conversion de la particule élémentaire a eu lieu, cette détermination étant réalisée avec une électronique de détection réduite.
Par « potentiel électrique unique » on entend que le potentiel électrique de chaque grille conductrice est distinct des potentiels électriques de toutes les autres grilles conductrices.
Le détecteur de particules élémentaires peut en outre présenter une ou plusieurs des caractéristiques suivantes, prises seules ou en combinaison.
De manière générale, les potentiels électriques uniques définissant les grilles conductrices sont négatifs. Ainsi le potentiel électrique définissant la première dynode disposée la plus proche de l’extrémité de réception est inférieur en valeur algébrique à celui de la deuxième dynode qui la succède le long de la direction de détection en allant vers l’extrémité de lecture, et ainsi de suite.
Selon un mode de réalisation, le détecteur de particules élémentaires est configuré pour détecter un temps de vol de la particule élémentaire, par exemple pour des applications de Tomographie à Émission de Positons.
De manière générale, le détecteur de particules élémentaires est particulièrement adapté pour la détection de photons gammas.
Selon un mode de réalisation, les dynodes présentent une épaisseur, comptée le long de la direction de détection, qui est égale à 10% près à 500 µm. Des dynodes de 500 µm d’épaisseur sont aisément disponibles dans le commerce. Des dynodes plus épaisses (de l’ordre de quelques millimètres) peuvent aussi être utilisées.
Selon un mode de réalisation, chaque dynode comprend une surface de réception au niveau de laquelle sont reçus les électrons ou la particule élémentaire.
Comme l’élément filaire se déplace avec l’élément mobile, l’élément filaire doit présenter une longueur suffisante pour accompagner l’élément mobile jusqu’à une position extrême par rapport au corps et l’élément filaire change de trajet, par exemple en se repliant sur lui-même, lorsque l’élément mobile se déplace de sa position extrême vers une position rapprochée plus proche du corps, dans laquelle la longueur utile de l’élément filaire est réduite. Ainsi, l’élément filaire change de trajet avec chaque déplacement de l’élément mobile et ces changements répétés peuvent entrainer un endommagement de l’élément filaire au cours du temps jusqu’à provoquer des disfonctionnements, voire une rupture de l’élément filaire.
Pour pallier cet inconvénient, il a été proposé d’ajouter un élément de guidage pour guider le trajet de l’élément filaire dans sa position rétractée et ainsi mieux maitriser la forme adoptée par l’élément filaire dans la position rétractée et réduire les sollicitations sur l’élément filaire lors de ses nombreux déplacements.
Cependant, un tel élément de guidage n’apporte pas entière satisfaction car l’élément filaire peut s’écarter du trajet imposé dans la position rétractée ou ne pas suivre celui-ci notamment lorsque l’élément filaire manque de souplesse, comme c’est le cas par exemple d’un câble électrique gainé.
L’un des buts de l’invention est de pallier ces inconvénients en proposant un élément de garnissage comprenant un élément mobile pourvu d’un élément filaire dont le fonctionnement est fiable et présente une grande durée de vie.
A cet effet, l’invention concerne un élément de garnissage du type précité, dans lequel le dispositif de guidage comprend en outre au moins un élément de contrainte mobile entre une position écartée lorsque la portion mobile de l’élément filaire est dans la position déployée, et une position de contrainte, dans laquelle l’élément de contrainte déplace au moins une partie de la portion mobile vers la surface de guidage pour qu’elle épouse la forme de ladite surface de guidage dans la position rétractée de la portion mobile.
L’élément de contrainte permet de diriger l’élément filaire afin de garantir que celui-ci suive le deuxième trajet dans la position rétractée. Ainsi, l’élément filaire adopte toujours la même forme dans la position déployée et dans la position rétractée, mêmes après un grand nombre de déplacements de l’élément mobile, ce qui réduit l’usure de l’élément filaire, en prolonge la durée de vie et rend le fonctionnement de l’élément de garnissage plus fiable.
- l’élément de contrainte est déformable élastiquement entre la position écartée et la position de contrainte, l’élément filaire contraignant l’élément de contrainte vers la position écartée dans la position déployée de la portion mobile de l’élément filaire ;
- l’élément de contrainte est un ressort formé par une plaque présentant une forme sensiblement complémentaire d’au moins une partie de la surface de guidage ;
- le premier trajet est sensiblement rectiligne ;
- le deuxième trajet est courbé et comprend au moins un changement de direction de la portion mobile de l’élément filaire ;
- la surface de guidage et l’élément de contrainte s’étendent de part et d’autre de l’élément filaire, l’élément de contrainte étant écarté de la surface de guidage dans la position écartée et étant rapproché de la surface de guidage dans la position de contrainte ;
- la surface de guidage et/ou l’élément de contrainte du dispositif de guidage sont venus de matière avec le corps ou l’élément mobile de l’élément de garnissage ;
- l’élément filaire comprend au moins une portion fixe fixée au corps de l’élément de garnissage ;
- l’élément filaire comprend au moins câble électrique dont au moins une partie s’étend dans le corps et une autre partie s’étend dans l’élément mobile ;
- le corps est une console centrale de véhicule et l’élément mobile est un accoudoir de véhicule.
De préférence, le bloc 49 comporte un sous-bloc 50 pour le recalage des différentes voies de communication provenant des différents sous-modules 25.
Ceci permet de prendre en compte le fait que les distances de connexion entre les différents sous-modules 25 et le module d’assistance à l’atterrissage 21 ne sont pas identiques. Le sous-bloc 50 compense ainsi les erreurs de calibrations et de retards entre les différents sous-modules 25. L’ensemble des signaux provenant des différents sous-modules 25 sont ainsi synchronisés.
Le bloc 49 comporte par ailleurs un sous-bloc 51 qui, à partir des signaux recalés fournis par le sous-bloc 50, va détecter des DOA incluant celles du signal émis par l’aéronef mais également celles éventuellement émises par des brouilleurs (exprimées en coordonnées sphériques dans le repère lié à la zone d’atterrissage).
Ces informations sont transmises à un autre sous-bloc 52 du bloc qui reçoit également du bloc 48 la DOA brute calculée précédemment. Le sous-bloc 52 combine ces différentes informations pour différencier les DOA des brouilleurs de celle de l’aéronef.
Par ailleurs, le sous-bloc 52 affine alors la DOA brute calculée précédemment avec la DOA ainsi obtenue par la succession des sous-blocs 50-51 pour obtenir une DOA affinée.
D’autre part, le sous-bloc 52 communique avec un sous-bloc 54 supplémentaire du bloc 49 pour lui fournir des informations caractéristiques des DOA brouilleurs et du DOA aéronef ainsi obtenue par la succession des sous-blocs 50-51-52. Ledit sous-bloc 54 en déduit une rejection des signaux des brouilleurs afin de ne conserver que le signal propre à l’aéronef.
Le signal propre à l’aéronef (soit ici un signal de type C2) est ainsi transmis à l’interface de communication spécifique 31. L’interface de communication spécifique 31 peut ainsi transmettre ce signal à l’aéronef et/ou à la station sol 22, ce dernier supervisant l’atterrissage de l’aéronef.
Le bloc 49 ainsi décrit s’appuie donc ici (et en particulier son sous-bloc 54) sur un processus CRPA (pour Controlled Radiation Pattern Antenna ou Antenne à diagramme de rayonnement contrôlé en français – servant d’algorithme anti-brouillage) pour rejeter les brouilleurs (dans leur direction d’arrivée) et pour déterminer également la direction d’arrivée des brouilleurs. La capacité de réjection de ce processus permet de rejeter jusqu’à deux brouilleurs simultanément (parmi trois signaux dont celui en provenance de l’aéronef).
De manière ingénieuse et non connue de l’état de l’art, c’est la DOA brute transmise par le bloc 48 qui permet de discriminer parmi les signaux identifiés au niveau du sous-bloc 51 le signal provenant de l’aéronef de ceux provenant des brouilleurs.
La combinaison du processus CRPA avec la DOA brute transmise par le bloc 48 s’avère donc particulièrement ingénieuse et non connue de l’état de l’art.