INPI-France/Brevets-Francais-2024-Chunked huggingface dataset:
En termes de fonctionnalité technique, le couple maximal dans ce moteur électrique continu est réalisé lorsque chaque pôle externe de l’aimant dans le rotor est le plus proche d’une portion d’un conducteur du stator dont un courant circule (contrairement aux moteurs à courant alternatif existants qui ont un couple nul lorsque les champs magnétiques du rotor et du stator sont plus proches).
Plus l’interstice entre le pôle externe et la portion active du conducteur est petit (distance le plus petit entre le pôle externe et la portion active du conducteur) plus la puissance mécanique (couple fois vitesse) est grande à iso puissance électrique. Autrement dit, plus l’interstice entre le pôle externe et la portion active du conducteur est petit, meilleur est le rendement de la machine électrique. Une augmentation de l’interstice réduit la force maximale par le facteur à la troisième puissance.
En outre les corps du rotor et stator supportant respectivement les aimants et conducteurs, peuvent être dans une matière beaucoup plus légère que le fer comme dans les moteurs électriques traditionnels (paquet de fer, ou pôle en fer bobiné etc..). Les corps du rotor et stator peuvent être en plastique ou en composite, par exemple à base de fibre de carbone.
- un premier marquage, dit marquage préférentiel, lorsque l’antenne satellitaire de ladite station est configurée pour établir simultanément une connexion avec le premier satellite et le second satellite ;
- un second marquage, dit marquage secondaire, lorsque l’antenne satellitaire de ladite station est configurée pour établir une connexion, à un instant donné, uniquement avec l’un parmi le premier satellite et le second satellite, et lorsque l’antenne satellitaire présente en outre une durée de commutation de la connexion entre le premier satellite et le second satellite inférieure ou égale à un seuil prédéterminé ;
- un troisième marquage, dit marquage inapte, lorsque l’antenne satellitaire de ladite station est configurée pour établir une connexion, à un instant donné, uniquement avec l’un parmi le premier satellite et le second satellite, et lorsque l’antenne satellitaire présente en outre une durée de commutation de la connexion entre le premier satellite et le second satellite strictement supérieure au seuil prédéterminé ;
- la phase d’élection comprend en outre une étape de réception, par l’une des stations du groupe de stations, dite station considérée, d’un message comprenant le marquage de l’une des stations du groupe de stations autre que la station considérée, dite autre station, et dans lequel, lors de la seconde étape de détermination, la station considérée détermine son éligibilité de former une station élue de la ou des station(s) élue(s) en outre en fonction dudit message ;
- lors de la seconde étape de détermination, la station considérée détermine son éligibilité selon au moins un des critères suivants :
- si le marquage de la station considérée est le marquage secondaire et le message comprend le marquage préférentiel de l’autre station, la station considérée détermine qu’elle n’est pas éligible de former une station élue de la ou des station(s) élue(s),
- si le marquage de la station considérée est le marquage secondaire et le message comprend le marquage secondaire de l’autre station, la station considérée détermine qu’elle est éligible de former une station élue de la ou des station(s) élue(s) uniquement si la durée de commutation fait partie des N stations présentant la durée de commutation la plus courte parmi les durées de commutation de toutes les stations du groupe de stations, N étant un nombre entier prédéterminé,
- si le marquage de la station considérée est le marquage préférentiel, la station considérée détermine qu’elle est éligible de former une station élue de la ou des station(s) élue(s), de préférence indépendamment du message ;
- la phase de basculement comprend une étape de planification d’une heure de basculement entre la connexion au premier satellite à la connexion au second satellite pour chaque station, en fonction des éphémérides au moins du premier et le second satellite, et
dans lequel l’instruction de basculement comprend l’heure de basculement ;
- la phase de basculement comprend une étape de vérification d’une présence du second satellite, lors de laquelle la ou chaque station élue émet un signal balise vers le second satellite, et reçoit une réponse au signal balise du second satellite lors de la présence dudit second satellite, de préférence, l’étape de diffusion étant uniquement mise en œuvre lors d’une réception de ladite réponse ;
- lors de l’étape de diffusion, la ou chaque station élue diffuse l’instruction de basculement via le premier satellite aux autres stations du groupe de stations.
La présente invention a également pour objet un groupe de stations comprenant plusieurs stations configuré pour changer des connexions entre les stations, entre un premier état, dans lequel chaque station du groupe de stations est connectée à un premier satellite d’une pluralité de satellites, et un second état, dans lequel chaque station du groupe de stations est connectée à un second satellite de la pluralité de satellites, distinct du premier satellite, chaque satellite étant mobile par rapport à une zone géographique dans laquelle les stations dudit groupe de stations sont positionnées, chaque station étant apte à établir une connexion avec chaque satellite pendant une durée de présence prédéterminée dudit satellite, considérée pour ladite zone géographique, le groupe de stations étant configuré pour élire au moins une station parmi les stations du groupe de stations, en fonction au moins d’une caractéristique relative à une antenne satellitaire de ladite station, pour obtenir au moins une station élue, la ou chaque station élue étant configurée pour commander un basculement entre le premier état et le second état, la ou chaque station élue étant configuré pour diffuser, aux autres stations du groupe de stations, une instruction de basculement de la connexion du premier satellite au second satellite.
- la est une vue schématique d’un système communication comprenant un groupe de stations selon l’invention et une constellation de satellites, dont uniquement un premier satellite de la constellation, accessible pour une communication avec les stations, est représenté, le système de communication étant dans un premier état, dans lequel chaque station est connectée au premier satellite ;
- la est une vue schématique du système de communication de la , dans lequel le premier satellite et un second satellite de la constellation, accessibles pour la communication, sont représentés, le système de communication étant dans un état intermédiaire de basculement ;
Plus généralement, pour une erreur E sur la détermination du nombre M par comptage, la résolution en z, ∂z i , est égale à (E*c)/(2*B i ). En choisissant que l'étendue de la plage de mesure Dz i de chaque sous-phase C i soit égale à la résolution ∂z i de cette sous-plage (c'est à dire ∂z i = (K-1)*zmin i ), alors Mmin = E/(K-1) et Mmax = (E*K)/(K-1). Ainsi, comme précédemment, en fixant la résolution ∂z i , et en connaissant l'erreur E, il est possible d'en déduire la valeur K correspondante, puis les valeurs Mmin et Mmax correspondant à cette valeur de K.
Les exemples ci-dessus montrent que plus la résolution ∂z i dans chaque sous-plage C i est petite, en pourcentage de la valeur minimale zmin i détectable dans cette sous-plage, plus le nombre N de sous-phases augmente pour une dynamique de mesure zmax – zmin donnée. Ainsi, des petites valeurs de résolution ∂z i peuvent conduire à un nombre N de sous-phases qui n'est pas compatible avec un fonctionnement en mode ligne par ligne et une cadence d'acquisition de la scène compatible avec une application vidéo, c'est à dire une cadence d'acquisition de la scène d'au moins 30 images de la scène par secondes. Toutefois, des petites valeurs de résolution ∂z i et les nombres N de sous-phases auxquelles elles correspondent peuvent rester compatible avec un fonctionnement en mode instantané. A titre d'exemple numérique particulier, on considère un cas où : - la durée T est égale à 33 ms de sorte que le capteur puisse acquérir 30,3 trames par seconde, ce qui est compatible avec une application vidéo, - la distance minimale zmin (égale à zmin 1 ) à détecter est égale à 0,3 m, - la distance maximale zmax (égale à zmax N ) à détecter est égale à 10 m, - les durées T i sont toutes identiques, - les coefficients K i sont tous identiques et égaux à K, - les fréquences F R inf i des sous-phases C i sont toutes égales, et - dans chaque sous-plage C i , ∂z i est égale à 1% de zmin i .
Il en résulte que : - la dynamique zmax N /zmin 1 est égale à 33,3, - K est égal à 1,01 ce qui implique que Mmin = 100 et Mmax = 101, - N est égal à 352, - chaque durée Ti est égale à 93,75 µs, - les fréquences F R inf i sont toutes égales à Mmin/T i = 1,07 MHz, - les fréquences F R sup i sont toutes égales à Mmax/T i = 1,08 MHz, - les bandes passantes ∆F Ri sont toutes égales à 10,10 KHz, - B 1 est égal à 50*10 9 Hz (B 1 = (F R inf 1 *c*T 1 )/(2*zmin 1 )), les autres coefficients B i étant égaux à B 1 /K i-1 , - la sous-phase C 1 permet de détecter les distances z comprises entre zmin 1 = 0,30000 m et zmax 1 = 0,30300 m, - la sous-phase C 2 permet de détecter les distances z comprises entre zmin 2 = 0,30300 m et zmax 2 = 0,30603 m, - la sous-phase C 3 permet de détecter les distances z comprises entre zmin 3 = 0,30603 m et zmax 3 = 0,30909 m, - la sous-phase C 351 permet de détecter les distances z comprises entre zmin 351 = 9,76342 m et zmax 351 = 9,86106 m, et - la sous-phase C 352 permet de détecter les distances z comprises entre zmin 352 = 9,86106 m et zmax 352 = 9,95967 m.
Si l'on avait voulu obtenir la même plage de mesure en z allant de zmin à zmax avec une seule phase de modulation continue de la fréquence optique du laser 102 pendant la durée T et avec une fréquence de battement minimale F R min égale à 1,07 MHz, cela aurait impliqué de choisir un coefficient B égal à 17,6*10 12 Hz (N=352 fois plus grand que le coefficient B 1 de l'exemple ci-dessus). Une telle valeur du coefficient B aurait conduit à prévoir une fréquence de battement maximale F R max égale à 35,56 MHz, ce qui aurait résulté en une bande passante ∆F R = 34,5 MHz, donc en un rapport signal sur bruit environ 56 fois plus petit que dans le cas de l'exemple précédant.
Dans les exemples ci-dessus où, dans chaque sous-phase C i , en considérant un pixel quelconque du capteur, la plage de valeurs mesurables Dz i par ce pixel pendant la sous-phase C i est égale à la résolution ∂z i , la fréquence de battement F R i à mesurer dans chaque sous-plage C i pour qu'un point de la scène associé au pixel soit à une distance comprise dans la plage Dz i est presque constante, car la bande passante est égale à la précision recherchée. Il suffit donc de compter Mmin périodes du signal hétérodyne ou bien de détecter, par filtrage du signal hétérodyne, une fréquence de battement comprise entre F R inf i et F R sup i , par exemple une fréquence égale à (F R sup i + F R inf i )/2, pour déterminer à quelle distance se trouve l’objet.
Dans des exemples où, pour chaque sous-phase C i , la détermination qu'un point de la scène se trouve à une distance z comprise dans la plage Dz i est mise en œuvre en détectant une unique fréquence comprise entre F R inf i et F R sup i , il est possible que, pour un pixel donné, cette fréquence soit détectée pour au moins deux sous-phases Ci différentes, par exemple en raison du bruit présent dans le signal hétérodyne, même filtré à la fréquence de détection. Dans ce cas, c'est le niveau de signal qui peut permettre de déterminer quelle est celles des sous-phases C i correspondant à la plage Dz i comprenant la distance z entre le pixel et son point associé, cette sous-phase étant alors celle pour laquelle le niveau de signal est le plus élevé.
Les mises en œuvre où la plage de valeurs mesurables Dz i pendant chaque sous-phase C i est égale à la résolution ∂z i sont, par exemple, bien adaptées à un fonctionnement en mode instantané (snapshot) du capteur. En outre, ces mises en œuvre sont, par exemple, bien adaptées à des capteurs à architecture dite "événementielle", dans laquelle chaque pixel envoie un signal d'événement uniquement lorsqu'il a compté M = Mmin pour la sous-phase C i courante, ou uniquement lorsqu'il a détecté pour la sous-phase C i courante une fréquence donnée comprise entre F R inf i et F R sup i dans le signal hétérodyne filtré à cette fréquence donnée.
On a décrit ci-dessus des modes de réalisation dans lesquels les durées T i sont toutes identiques.
Dans des variantes de réalisation, les excursions B i sont toutes identiques et les durées T i sont alors différentes pour chaque sous-phases C i . La mise en œuvre de telles variantes est à la portée de la personne du métier en adaptant les calculs décrits précédemment.
Dans encore d'autres variantes de réalisation, les durées T i sont fixes et les excursions B i sont variables pour certaines sous-phases C i , et les durées T i sont variables et les excursions B i sont fixes pour les autres sous-phases C i . La encore, la mise en œuvre de ces variantes est à la portée de la personne du métier en adaptant les calculs décrits précédemment.
L'acquisition des distances du capteur 1 à la scène à imager par la mise en œuvre de plusieurs sous-plages C i ayant des coefficients B i /T i différents peut par exemple être mise en œuvre après une première acquisition de la scène à imager faite avec un seul rapport B/T, de la manière dont cela a été décrit en relation avec les figures 1, 2 et 3. Ainsi, lors de la première acquisition de la scène faite avec le rapport B/T, un circuit du capteur 1, par exemple un circuit de calcul et/ou de traitement, détermine une dynamique de mesure zmax – zmin adaptée et calcule les coefficients B i /T i en tenant compte de la dynamique adaptée déterminée. Le capteur 1 met ensuite en œuvre une deuxième acquisition de la scène comprenant plusieurs sous-phases C i déterminées par les coefficients B i /T i calculés en tenant compte de la dynamique adaptée.
Plus généralement, les coefficients B i /T i peuvent être calculés pendant une phase de conception et enregistrés dans le capteur pour y être utilisés à chaque acquisition d'une scène, ou le capteur peut comprendre un circuit de calcul configuré pour recalculer les coefficients B i /T i à chaque modification d'un paramètre tel que la dynamique zmax-zmin visée, la fréquence F R inf i des sous-plages C i , le nombre Mmin, etc…
La représente schématiquement un mode de réalisation d'un capteur 2 mettant en œuvre la méthode de la ou de la .
Bien que cela ne soit pas représenté en , le capteur 2 comprend, comme le capteur 1 de la , une source 100 d'un faisceau laser 102, un circuit de commande 118 de la source 100, c'est à dire de la fréquence optique f du faisceau laser 102, et les dispositifs optiques 104 et 114 permettant de fournir les faisceaux 106, 108 et 116 à partir du faisceau 102 et du faisceau réfléchi 112.
En outre, en , un seul pixel Pix du capteur 2 est représenté bien que, en pratique, le capteur 2 comprenne par exemple un grand nombre de pixels Pix, par exemple au moins 100000 pixels Pix, les pixels Pix étant alors agencés en matrice comprenant des lignes de pixels Pix et des colonnes de pixels Pix.
Selon un mode de réalisation, lors d'une phase de capture d'une scène, le capteur 2 est configuré pour que, à chaque sous-phase C i , le faisceau 116 illumine simultanément tous les pixels Pix du capteur 2.
Il existe de nombreuses méthodes permettant de détecter et localiser la présence d’un défaut sur un câble à partir d’une analyse par réflectométrie.
On peut citer, sans être exhaustif, les demandes de brevet du Demandeur FR3026848 et FR3036494.
La demande de brevet FR3026848 décrit une méthode de détection de défaut non franc par corrélation auto adaptative. Cette méthode permet d’amplifier les signatures spectrales de défauts non-francs sur une mesure de réflectométrie temporelle afin de les rendre plus détectables. Toute signature corrélée avec le signal injecté est amplifiée. L’amplification est d’autant plus importante que l’amplitude du défaut est faible. Cela permet de mettre en évidence les défauts non-francs et d’atténuer le bruit du signal.
La demande de brevet FR3036494 présente une autre méthode permettant d’amplifier les signatures spectrales de défauts non francs sur un réflectogramme temporel. La méthode met en œuvre un post traitement qui implique que la partie droite de la signature du défaut est soustraite à la partie gauche et inversement pour réduire la quantité de bruit et amplifier cette signature. Puis chaque partie (droite et gauche) est pondérée par sa moyenne pour apporter un gain inversement proportionnel à l’amplitude de la signature.
Cependant aucune des méthodes précitées ne permet de caractériser la sensibilité de détection d’un défaut, c’est-à-dire de déterminer quels défauts sont détectables pour un câble donné.
Cette information présente un intérêt pour un utilisateur souhaitant exploiter un câble car cela permet de connaitre à l’avance la sévérité minimale des défauts qu’il est possible de détecter pour un équipement de mesure donné. L’invention apporte ainsi une aide à la conception, au déploiement et à la maintenance préventive de câbles ou réseaux de câbles pour des installations industrielles.
L’invention propose une nouvelle méthode permettant de déterminer l’impédance caractéristique du plus petit défaut détectable pour un câble donné dans son environnement et au moyen d’un équipement de mesure donné. Pour cela, l’invention exploite une mesure de réflectométrie effectuée sur un câble à analyser et élabore, à partir de cette mesure et d’une valeur de seuil de détection prédéterminée, l’impédance caractéristique minimale détectable qui correspond à un défaut dont l’amplitude de la signature spectrale serait sensiblement égale au seuil de détection.
L’invention a pour objet une méthode de détermination d’une impédance minimale d’un défaut détectable au moyen d’une analyse d’un câble par réflectométrie, la méthode comprenant les étapes de : Réaliser une mesure, appelée réflectogramme, de la réponse impulsionnelle temporelle d’un signal de référence propagé dans le câble à partir d’un point d’injection puis rétro-propagé en un point de mesure, Déterminer un seuil de détection de pics d’amplitude dans le réflectogramme, le seuil étant proportionnel à l’écart type de la mesure, Déterminer une estimée de l’atténuation du signal à partir de la mesure, l’atténuation étant considérée constante le long du câble, Déterminer une estimée du coefficient de réflexion du signal sur un défaut caractérisé par une amplitude dans le réflectogramme égale au seuil de détection, à partir de l’atténuation du signal et de la mesure, Déterminer une estimée de l’impédance caractéristique dudit défaut, égale à l’impédance minimale d’un défaut détectable.
Selon un aspect particulier de l’invention, l’estimée de l’atténuation a du signal est déterminée au moyen de la relation suivante :
avec L la longueur du câble, A f l’amplitude du pic correspondant à la terminaison du câble, ρ 0 l’amplitude du pic de désadaptation à l’entrée du câble mesurée sur le réflectogramme et ρ f le coefficient de réflexion du signal sur la terminaison du câble.
Selon un aspect particulier de l’invention, l’estimée du coefficient de réflexion du signal sur un défaut caractérisé par une amplitude dans le réflectogramme égale au seuil de détection est déterminée au moyen de la relation suivante :
avec L la longueur du câble, A f l’amplitude du pic correspondant à la terminaison du câble, ρ f le coefficient de réflexion du signal sur la terminaison du câble, A s la valeur du seuil de détection, a la valeur de l’atténuation du signal et L d une hypothèse de position d’un défaut à détecter sur le câble.
Selon un aspect particulier de l’invention, l’estimée de l’impédance caractéristique dudit défaut est déterminée au moyen de la relation suivante :
Avec Z 0 l’impédance caractéristique du port de mesure, ρ 0 l’amplitude du pic de désadaptation à l’entrée du câble mesurée sur le réflectogramme et ρ S l’estimée du coefficient de réflexion du signal sur un défaut caractérisé par une amplitude dans le réflectogramme égale au seuil de détection.
Dans une variante de réalisation, la méthode comprend en outre une étape de détermination de la longueur minimale d’un défaut détectable comme étant égale à , où c est la vitesse de propagation du signal dans le câble et Fmax la valeur maximale de la fréquence du signal.
Le dispositif de traitement 20 effectue ensuite, via son module d’apprentissage 30 et lors de l’étape suivante d’apprentissage 130, l’apprentissage du modèle de prédiction 60 en modifiant les poids synaptiques du modèle de prédiction 60 via l’algorithme de rétropropagation pour le calcul du gradient de chaque poids synaptique suivant la fonction de coût correspondante.
Avantageusement, l’apprentissage effectué du modèle de prédiction 60 dépend du mode de détermination sélectionné parmi le mode assisté de détermination ACL et les modes supervisés de détermination SSL, AUL lors de l’étape de détermination 120 précédente. De préférence, les poids synaptiques sont modifiés suivant la première fonction de coût si le mode assisté de détermination ACL ou le mode semi-supervisé de détermination SSL a été sélectionné précédemment ; ou bien suivant la deuxième fonction de coût si le mode auto-supervisé de détermination AUL a été sélectionné lors de l’étape de détermination 120 précédente.
À l’issue de l’étape d’apprentissage 130, le dispositif de traitement 20 retourne à l’étape initiale 100 d’acquisition afin d’acquérir une nouvelle donnée, et le procédé de traitement est alors réitéré avec la nouvelle donnée acquise.
De par cet apprentissage, le modèle de prédiction 60 est alors auto-adaptatif, en ce sens que ses paramètres, notamment ses poids synaptiques et ses fonctions d’activation, sont modifiés et adaptés au fur et à mesure que de nouvelles données sont traitées.
Cet apprentissage est en outre local, et ne nécessite en particulier pas que le dispositif électronique de traitement 20 soit connecté à un serveur électronique distant. En effet, l’apprentissage est effectué à partir des données traitées au fur et à mesure, voire en complément en outre à partir des données stockées dans la mémoire tampon 32. Ces données stockées dans la mémoire tampon 32 interviennent dans l’apprentissage du modèle de prédiction 60 lorsque le modèle d’acquisition 22 acquiert la donnée depuis ladite mémoire tampon 32, et que cette donnée issue de la mémoire tampon 32 est alors inférée par le modèle de prédiction 60, puis la sortie de cette inférence utilisée pour un nouvel apprentissage.
Ainsi, une fois que le dispositif de traitement 20 a produit, via le modèle de prédiction 60, une sortie Y concernant les données provenant du capteur 15 en continu, le dispositif de traitement 20 décide, via ses modules de détermination 28 et d’apprentissage 30, de ce qu'il faut faire avec les données, en particulier s’il faut les stocker ou non dans la mémoire tampon 32, et comment calculer la perte à utiliser pour mettre à jour les paramètres actuels du modèle de prédiction 60. Le dispositif de traitement 20 utilise pour cela l'incertitude E, fournie par l’unité de prédiction 64. Si le modèle de prédiction 60, en particulier l’unité de prédiction 64, est très incertain quant à sa prédiction, plus précisément si l'incertitude E est supérieure ou égale au premier seuil E a , alors un traitement par apprentissage actif sera effectué. Dans ce cas, le dispositif de traitement 20 demande une tâche, telle qu’une étiquette, par exemple à l'utilisateur du système électronique 10, et utilise cette étiquette pour calculer la perte. L’homme du métier comprendra que ce mode actif, ou assisté, est coûteux, car il nécessite une intervention humaine, et doit donc être réduit au minimum. A l'inverse, si l'incertitude E est faible, ou plus précisément inférieure ou égale au deuxième seuil E ss , le dispositif de traitement 20 met alors en œuvre l’apprentissage semi-supervisé.