INPI-France/Brevets-Francais-2024-Chunked huggingface dataset:
De plus, la présence du puits de tourelle 111 complique l’intégration de la tourelle 110 sur le véhicule et génère des problèmes de sécurité pour les personnels (zones de pièces en mouvement, vulnérabilité balistique, etc.).
L’on pourrait omettre le puits de tourelle 111 et éviter une interférence entre l’arme 106 et la carapace 105 en surélevant les tourillons 103 et l’affût 104 par rapport au plan de pose P1. Toutefois, cela conduit à une moindre stabilité de l’arme 106 au tir, un gabarit de transport pénalisant et une moindre furtivité.
Il existe donc un besoin pour une tourelle polyvalente permettant d’accomplir des missions de cavalerie, où le tir tendu est la règle, et des missions d’artillerie, où le tir courbe est de mise.
Le circuit de détection de court-circuit 105 comporte également un deuxième circuit comparateur 130 comprenant, sur l’exemple de la , une entrée non inverseuse sur laquelle la tension de référence basse V REF_L est appliquée, et une entrée inverseuse couplée à la grille du transistor de puissance 102 et recevant donc le potentiel de grille V G (ou la tension V GS ). Ce deuxième comparateur 130 délivre en sortie un signal appelé « Vgs Depolar. / SC detec. » dont la valeur est positive lorsque la tension V GS devient inférieure à la tension de référence basse V REF_L , et qui est envoyé en entrée de l’unité de traitement de mesure 110 du circuit 106 (Sur la , les signaux « Vgs Surpolar. / SC detec. » et « Vgs Depolar. / SC detec. » appliqués en entrée de l’unité 110 sont représentés comme étant appliqués sur une même entrée de l’unité 110 et désignés par l’expression « Vgs Dépolarisation – Surpolar. / SC detec. »).
Lorsque la tension V GS devient inférieure à cette tension de référence basse V REF_ L , cela signifie qu’un court-circuit de type HSF est détecté au niveau du transistor de puissance 102 car dans le cas d’un tel court-circuit HSF, l'apparition d'un courant de fuite de grille d’origine thermique de plusieurs mA circulant depuis la troisième résistance 124 vers la grille du transistor de puissance 102 fait chuter anormalement la tension de grille V GS de plusieurs centaines de mV en dessous de la tension nominale de commande (phénomène de dépolarisation ohmique). L’apparition d’un tel court-circuit de type HSF est schématisé sur la qui représente le bras du convertisseur 200 dont fait partie le transistor 102 qui est dans ce cas soumis à un défaut de commande (mise à l’état passant des deux transistors de puissance représentés).
La représente schématiquement l’évolution de la tension de grille V GS du transistor de puissance 102 lors de l’apparition d’un court-circuit de type FUL (la référence 50 désignant l’évolution de V GS dans ce cas) ou HSF (la référence 60 désignant l’évolution de V GS dans ce cas).
Le dispositif 100 comporte également un circuit de protection 107 configuré pour décharger lentement la grille du transistor de puissance 102 après une détection d’un court-circuit du transistor de puissance 102. Ce circuit de protection 107 est de type SSD, ou « Soft Shut Down ». Dans l’exemple de réalisation représenté sur la , ce circuit de protection 107 comporte un transistor MOSFET 132 (de type n sur la ) dont la grille est couplée à un élément de commande 134 et dont le drain est couplé à la grille du transistor de puissance 102 à travers une quatrième résistance 136. L’élément de commande 134 reçoit en entrée un signal de commande appelé « Cde SSD » et envoyé depuis le circuit 106. Ce signal de commande « Cde SSD » déclenche la mise à l’état passant du transistor 132 lorsqu’un court-circuit du transistor de puissance 102 est détecté par le circuit de détection de court-circuit 105, afin d’assurer le blocage de sécurité du transistor de puissance 102, avec une décharge lente de sa grille pour éviter toute surtension dangereuse à ses bornes. Lors de cette décharge de la grille, les autres voies couplées à la grille du transistor de puissance 102 sont désactivées (le circuit d’attaque de grille est mis à l’état haute impédance par la commande du signal « Hi-Z Fast », et l’interrupteur 122 est mis à l’état bloqué).
Dans l’exemple de réalisation représenté sur les figures 1A et 1B, le dispositif 100 comporte également un circuit de surveillance 109 d’un état de santé d’un oxyde de grille du transistor de puissance 102. Ce circuit 109 est configuré pour : - commander une commutation lente du transistor de puissance 102 dans laquelle les durées de commutation sont très supérieures à celles du mode de commutation nominal, et - mesurer l’évolution de la tension V GS du transistor de puissance 102 lors d’une telle commutation lente, et - calculer une durée du palier dit de Miller dans l’évolution de la tension V GS mesurée.
Pour réaliser ces fonctions, ce circuit de surveillance 109 de l’état de santé de l’oxyde de grille du transistor de puissance 102 comprend un deuxième circuit push-pull formé par exemple comme le premier circuit push-pull précédemment décrit, c’est-à-dire par un n-MOSFET 138 et un p-MOSFET 140. Un troisième potentiel électrique de référence V SS 3 délivré par l’alimentation programmable 104 est appliqué sur la source du n-MOSFET 138, et le drain du n-MOSFET 138 est couplé à la grille du transistor de puissance 102 à travers une cinquième résistance 142 dont la valeur est, dans l’exemple de réalisation décrit ici, égale à 150 Ω. Un troisième potentiel électrique d’alimentation V DD 3 délivré par l’alimentation programmable 104 est appliqué sur la source du p-MOSFET 140, et le drain du p-MOSFET 140 est couplé à la grille du transistor de puissance 102 à travers une diode 143 d'anti-recirculation de courant et une sixième résistance 144 dont la valeur est, dans l’exemple de réalisation décrit ici, égale à 150 Ω. La diode 143 permet d’éviter une réinjection de courant de grille parasite par la diode de substrat du p-MOSFET 140 lorsqu’un défaut de type FUL apparait avec une augmentation de potentiel sur la grille du transistor de puissance 102.
A titre d’exemple, les valeurs des cinquième et sixième résistances 142, 144 peuvent être comprises entre 100 Ω et 500 Ω. D’une manière générale, le rapport de la valeur de la cinquième résistance 142 (ou de la sixième résistance 144) sur la valeur de la première résistance 116 et le rapport de la valeur de la cinquième résistance 142 (ou de la sixième résistance 144) sur la valeur de la deuxième résistance 118 sont supérieurs ou égaux à 10.
Sur l’exemple de réalisation représenté sur la , le circuit de surveillance 109 de l’état de santé de l’oxyde de grille du transistor de puissance 102 comprend également un troisième circuit 146 de conversion de niveau de tension comprenant une première entrée de commande sur laquelle un signal de commande de commutation lente du transistor de puissance 102, appelé « Ctrl H/L Ultra-Slow » est destiné à être appliqué depuis le circuit 106. Ce circuit 146 comporte des sorties couplées aux grilles des MOSFETs 138, 140 et sur lesquelles des tensions de commande du deuxième circuit push-pull sont destinées à être délivrées, en fonction de la valeur du signal de commande « Ctrl H/L Ultra-Slow ». Le circuit 146 comporte également une deuxième entrée de commande destinée à recevoir un signal de mise à l’état haute impédance des sorties du deuxième circuit push-pull, appelé « Hi-Z Monit. », depuis le circuit 106. Un tel état haute impédance du premier circuit push-pull correspond à une mise à l’état flottant des tensions de grille des MOSFETs 138, 140. Cet état haute impédance est appliqué lorsque le transistor de puissance 102 fonctionne en mode de commutation nominale, ou encore après une détection d’un court-circuit du transistor de puissance par le circuit de détection de court-circuit 105 et lors d’une décharge de la grille par le circuit de protection SSD 107 qui suit cette détection.
Le circuit de surveillance 109 de l’état de santé de l’oxyde de grille du transistor de puissance 102 comprend également un circuit 148 de mesure de la tension V GS . Ce circuit 148 comporte au moins un échantillonneur-bloqueur (sur la , le circuit 148 est schématisé sous la forme de cet échantillonneur – bloqueur) et comporte une entrée sur laquelle la tension V GS est appliquée, et une sortie sur laquelle la mesure réalisée est délivrée sous la forme d’un signal numérique appelé « Vgsth monitor. » qui est envoyé en entrée du circuit 106. Ce circuit 148 peut réaliser d’autres fonctions, telles qu’une fonction de filtrage, de conversion analogique – numérique, etc.
Ce circuit de surveillance 109 de l’état de santé de l’oxyde de grille du transistor de puissance 102 est activé ponctuellement, en dehors des cycles de commutation nominale du transistor de puissance 102. Lors de l’activation de ce circuit de surveillance, les autres circuits du dispositif 100 ne sont plus actifs (mise à l’état haute impédance du circuit de commutation nominale, mise à l’état bloqué des premier et deuxième interrupteurs 122, 132).
Du fait des valeurs élevées des cinquième et sixième résistances 142, 144, lorsque ce circuit de surveillance est utilisé, il en découle un très faible courant de grille sur le transistor de puissance 102 qui donne lieu à un temps de commutation en tension Vds très long. Ce temps long fait apparaitre une tension dite de plateau (ou palier Miller) sur la tension V GS , de forme stable et peu bruitée, et de valeur proche de la tension de seuil Vgth du transistor de puissance 102. Cette configuration est idéale pour détecter et mesurer l'amplitude de ce seuil afin d'estimer l'état de dérive et l'état de santé de l'oxyde de grille. La détection du début de la tension de plateau peut s'opérer par exemple par un circuit analogique dérivateur intégré à l’unité 110.
La courbe 30 représentée sur la représente un exemple de tension Vgs du transistor de puissance 102 lorsqu’une commutation lente de ce transistor, de l’état bloqué à l’état passant, est commandée par le circuit de surveillance 109 de l’état de santé de l’oxyde de grille, permettant la détermination de sa tension de seuil Vgth effective. On voit sur cette courbe l’apparition, lors de cette commutation lente, de la tension dite de plateau entre les instants t5 et t6 sur la tension V GS , de valeur proche de la tension de seuil Vgth du transistor de puissance 102. A titre de comparaison, la courbe 40 représente la tension Vgs du transistor de puissance 102 lorsque le transistor de puissance 102 est commuté de l’état bloqué à l’état passant par le circuit de commutation nominale 103 qui applique sur la grille du transistor de puissance 102 une tension de commande Vcde.
En utilisant régulièrement ce circuit de surveillance 109 de l’état de santé de l’oxyde de grille du transistor de puissance 102, il est possible de comparer les mesures de la tension de plateau obtenues , et ainsi suivre l'évolution de la dérive de cette tension de seuil sur un temps long, c’est-à-dire suivre le vieillissement de l’oxyde de grille du transistor de puissance 102, permettant et de statuer sur la poursuite ou l'arrêt de son utilisation avant que ce transistor ne soit trop dégradé.
Cette commutation lente réalisée par le circuit de surveillance 109 de l’état de santé de l’oxyde de grille du transistor de puissance 102 ne peut pas être utilisée à haute fréquence de découpage en raison des pertes excessives qui seraient engendrées. Ce circuit de surveillance 109 réalise donc cette commutation lente ponctuellement, de préférence à un niveau de courant de charge faible, de manière à ce que la tension de palier Miller mesurée se confonde avec la tension de seuil Vgsth du transistor de puissance 102.
Selon une variante de réalisation du dispositif 100, il est possible que le circuit push-pull formé par les interrupteurs 138, 140 soit remplacé par un seul interrupteur, par exemple un p-MOSFET, couplé à la diode 143 et à la résistance 144. Dans ce cas, la mesure de la tension V GS est réalisée par le circuit 148 uniquement en faisant commuter le transistor de puissance 102 de l’état bloqué à l’état passant.
Dans le mode de réalisation particulier décrit ici, le dispositif 100 comporte également une autre voie formée par un circuit de détection 111 d'un courant de fuite permanent par la grille du transistor de puissance 102. Cette détection est pertinente pour prévenir un vieillissement précoce de l'oxyde de grille du transistor de puissance 102.
A la sont représentés un équipement d’accès « mains libres » P dans une zone prédéterminée Z1 autour d’un véhicule V, ainsi qu’un véhicule automobile V. L’équipement d’accès P et le véhicule V sont aptes à communiquer entre eux par communication en ultra haute fréquence, par exemple en BLE, à 2,4 GHz, ou par exemple en Wifi, ou en Ultra Large Bande ULB. Dans ce but, le véhicule V dispose de plusieurs émetteurs récepteurs E1, E2, E3, E4 situés sur sa carrosserie ou dans son habitacle pourvus chacun d’au moins deux antennes découplées entre elles et de moyens de communication bidirectionnelle Ultra Haute Fréquence. L’invention fonctionne avec au moins un émetteur récepteur E1 présent sur le véhicule V.
L’équipement d’accès « mains libres » P peut être par exemple une tablette ou un téléphone intelligent, appelé « smartphone » en anglais qui permet, comme déjà expliqué, d’activer des fonctions dites de sécurité comme de déverrouiller ou de verrouiller les portières du véhicule V ou de déclencher des fonctions dites de confort, comme par exemple d’allumer des lampes de bienvenue (« welcome lighting » en anglais) à l’intérieur ou à l’extérieur du véhicule, ou de régler la hauteur des sièges sans que l’utilisateur n’ai à actionner une poignée de son véhicule, et sans que l’utilisateur n’ai à toucher son véhicule.
L’équipement d’accès P est muni d’un gyroscope G0 et d’un magnétomètre M0, ceci est connu en soi.
L’activation des fonctions de sécurité ou de confort dépendent de la localisation de l’équipement d’accès P par rapport au véhicule V.
Pour activer les fonctions de sécurité, l’équipement d’accès P et donc l’utilisateur U doit se situer dans une première zone proche autour du véhicule Z1 (cf. ). Tandis que pour activer des fonctions de confort, l’équipement d’accès P peut se situer dans une deuxième zone Z2 plus éloignée autour du véhicule V (cf. ).
La détermination de la localisation de l’équipement d’accès P dans la première Z1 ou deuxième zone Z2 se fait par mesure de l’intensité ou le temps de vol du signal Ultra Large Bande envoyé par l’équipement d’accès P et reçu par le véhicule V.
Cependant, l’intensité ou le temps de vol du signal ULB reçu par le véhicule peut varier fortement en fonction de l’environnement dans lequel se situe l’équipement d’accès P.
Lors d’un trajet direct S1 (cf. ) ou appelé aussi « LOS » soit « Line Of Sight » en, anglais, c’est-à-dire en ligne de vue, entre l’équipement d’accès P et le véhicule V, le signal ULB ne rencontre aucun obstacle, et l’intensité du signal reçu mesuré par le véhicule est fiable, par conséquent la détermination de la localisation de l’équipement portable P l’est aussi (cf. ). A la , à partir du signal ULB S1 reçu, l’équipement d’accès P est correctement localisé dans la première zone Z1 autour du véhicule V.
Lors d’un trajet indirect S2 (cf. ) ou appelé aussi « NLOS » soit « Non Line Of Sight » en anglais, c’est à dire pas en ligne de vue, entre l’équipement d’accès P et le véhicule V, le signal ULB est par exemple réfléchi par un mur M se trouvant sur sa trajectoire. L’intensité du signal reçu est alors fortement diminuée ou le temps de vol est augmenté et l’équipement d’accès est localisé par le véhicule plus loin qu’il ne l’est en réalité. L’équipement d’accès P’ est alors localisé dans la deuxième zone Z2, plus éloigné, alors qu’il se trouve en réalité dans la première zone Z1.
L’inconvénient pour l’utilisateur U est majeur, car quand la localisation est erronée de cette manière, il ne peut plus déverrouiller, ni verrouiller son véhicule, car son équipement est localisé à tort dans la deuxième zone Z2.
L’invention propose un procédé, un dispositif D et un système d’activation SYS palliant ces inconvénients de l’art antérieur.
Le système d’activation SYS comprend le dispositif d’activation D ainsi que l’équipement d’accès P.
Dans ce but, l’équipement d’accès P est apte à envoyer au véhicule V, en communication Ultra Haute Fréquence, par exemple en BLE à 2,4 GHz un signal comprenant des mesures représentatives de son gyroscope G0 et de son magnétomètre M0.
Dans ce but, l’équipement d’accès P comporte un comprend un processeur 200 et une mémoire 201 (cf. ) dans laquelle sont enregistrées des instructions permettant de configurer le processeur pour exécuter certains traitements particuliers, notamment pour mettre en œuvre les étapes du procédé d’activation selon les modes de réalisation comme cela est décrit plus bas.
On entend par mesures représentatives, soit des mesures brutes du magnétomètre M0 et du gyroscope G0, soit des mesures dérivées de ces deux capteurs. Par exemple l’équipement d’accès peut traiter les données issues du magnétomètre M0 et du gyroscope G0 (nombre de pas, direction par rapport au nord magnétique..) et en déduire sa direction de mouvement par rapport au nord magnétique qu’il envoie ensuite dans un signal Ultra Haute Fréquence au véhicule V.
L’invention propose d’équiper également l’émetteur récepteur E1 du dispositif d’activation D, d’un gyroscope G1 et d’un magnétomètre M1, ainsi que deux antennes réceptrices A1, A2 (cf. figures 3 et 4) présentant un coefficient de couplage électromagnétique entre elles inférieur à un seuil par exemple inférieur à 0,7. En d’autres termes, les deux antennes A1, A2 sont localisées au même endroit, dans l’émetteur récepteur E1 et sont faiblement électromagnétiquement couplées entre elles.
Les ingrédients de chaque formulation sont mesurés en fonction du poids total de la composition.
Les protéines sont ajoutées sous forme de poudre et sont principalement des protéines végétales. Plusieurs ingrédients utilisés dans la composition comprenaient soit des protéines et/ou des lipides. Leurs concentrations individuelles sont additionnées afin de calculer les teneurs en protéines et lipides dans la composition.
Le tableau 1 ci-dessous présente des compositions, comparatives (A, B, C, D) ou bien selon l’invention (1, 2, 3) qui diffèrent par leur composition et en particulier de par les teneurs absolues et teneurs relatives des ingrédients utilisés. A B C D 1 2 3 Teneur dans la composition Protéines (provenant essentiellement de protéines de lentilles) (g/100g) 2,5 3,5 5 5 4,2 6,2 6,2 Huile de colza (g/100g) 10 0 10 10 10 10 8 Huile de palme (g/100g) 0 10 0 0 0 0 2 Lipides (g/100g) 10 10 10 10 10 10 10 dont acides gras insaturés 63% 49% 63% 63% 63% 63% 60% dont acides gras polyinsaturés 28% 9% 28% 28% 28% 28% 24% Gélifiant alimentaire thermorésistant (g/100g) 1,2 1,2 4 4 1,5 1 1,5 Rapport entre protéine et gélifiant alimentaire thermorésistant 2,08 2,92 1,25 1,25 2,8 6,20 4,13 gélifiant alimentaire thermosensible (e.g. pectine) (g/100g) 4,6 2,0 0,3 0,78 5,1 0,8 0 Polysaccharides ramifiés (g/100g) 0,5 0,5 0,5 0,02 0,05 0,2 0,5 Microalgues (g/100g) 0,02 0,02 0,02 0,02 0,02 0,02 0 Sel (NaCl) (g/100g) 1,9 4,5 1,9 1,9 1,9 1,9 1,9 Arome (g/100g) 0,2 0,2 0,2 0,2 0,2 0,2 0,2 Hydroxyde de calcium (g/100g) 0,1 0,1 0,1 0,1 0,1 0,1 0,1 Eau (g/100g) 79 78 78 78 77 79,6 79,6
Les compositions alimentaires, étalées sur une épaisseur de 5 mm, font l’objet d’une cuisson à 80°C pendant 15 minutes.
Le substitut de produit de la mer est ensuite découpé, emballé sous vide et pasteurisé. Des analyses biochimiques et organoleptiques à l’aveugle sont effectuées afin de caractériser les différentes compositions. Le tableau 2 ci-dessous présente les teneurs mesurées dans le substitut de la mer en fonction des compositions utilisées. A B C D 1 2 3 Teneur dans le substitut Protéines (g/100g) 5,75 8,05 11,5 11,5 9,66 14,26 14,26 Lipides (g/100g) 23 23 23 23 23 23 23 dont acides gras insaturés 63% 49% 63% 63% 63% 63% 60% dont acides gras polyinsaturés 28% 9% 28% 28% 28% 28% 24% Polysaccharides ramifiés (g/100g) 1,15 1,15 1,15 0,046 0,11 0,46 1,15 Sodium (mg/100g) 550 1300 550 550 550 550 550 Eau (g/100g) 53 52 52 52 52 53 53
Les substituts A, B, C et D ne présentent pas une texture attendue pour un substitut de produit de la mer et en particulier des tranches de poisson. En outre le substitut B présente une saveur désagréable. Les substituts 1, 2 et 3 présentent des textures attendues.
L'invention peut faire l'objet de nombreuses variantes et applications autres que celles décrites ci-dessus. En particulier, sauf indication contraire, les différentes caractéristiques structurelles et fonctionnelles de chacune des réalisations décrites ci-dessus ne doivent pas être considérées comme combinées et/ou étroitement et/ou inextricablement liées les unes aux autres, mais au contraire comme de simples juxtapositions. En outre, les caractéristiques structurelles et/ou fonctionnelles des différentes réalisations décrites ci-dessus peuvent faire l'objet en tout ou partie de toute juxtaposition différente ou de toute combinaison différente.
SYSTÈME ET UNITÉ DE PRODUCTION D’UN SUBSTITUT A UN PRODUIT DE LA MER L’invention concerne le domaine de l’agroalimentaire. En particulier, la présente invention concerne un système de production d’un substitut à un produit de la mer.
L’invention concerne en outre une unité de production d’un substitut à un produit de la mer ainsi qu’un procédé de fabrication d’un substitut à un produit de la mer.
L’industrie agroalimentaire est connue depuis de nombreuses années comme un secteur d’activité allant de la production de matières premières à la commercialisation de produits alimentaires. Cette industrie transforme plus de 70 % de la production française d’après le rapport de l’ANIA publié en 2021 (Association Nationale des Industries Alimentaires – Octobre 2021 – France 2030).
Afin de répondre à la demande croissante des consommateurs en termes de quantité, l’industrie agroalimentaire s’est fortement démultipliée à très grande échelle en proposant des usines et systèmes toujours plus grands et productifs. Bien que cette approche puisse sembler attractive, elle présente également un risque bien plus accru de contamination et de propagation, des couts bien plus élevés et une très forte consommation énergétique.
En outre, depuis les dernières décennies ce secteur connait de nombreux défis et freins en termes de production. À titre d’exemple les enjeux de demain sont majeurs : comment nourrir 9 milliards d’êtres humains en 2050, comment préserver les ressources et réussir la transition écologique, comment répondre aux nouvelles attentes des consommateurs. En outre, un autre objectif et non des moindres consiste à respecter les normes d’hygiène en vigueur (par exemple ISO 9001, HACCP) se rapportant aux opérateurs, aux locaux, aux matériels, aux procédés et aux matières premières afin d’assurer la sécurité alimentaire des consommateurs.
Par ailleurs, ces enjeux et/ou défis peuvent varier selon le secteur alimentaire. Le secteur des produits de la mer est par exemple connu pour être un secteur dit « fragile » où les risques de contaminations sont plus importants et où la vigilance doit être bien plus développée, de la production à la commercialisation (respect des températures, manipulation réduite et rapide, etc.).
Les systèmes et procédés récemment développés ont été conçus dans un but premier de réduction de couts (production / fabrication), mais n’ont pas pris en considération les types de produits. Aussi sur une chaine de production, des produits de la mer peuvent être précédés de produits végétaux connus pour être une source de contaminants. La sécurité alimentaire et l’hygiène ont donc été négligées au profit de la production intensive et de la réduction des couts. En témoigne un récent scandale alimentaire de poisson infecté à la listeria (SudOuest France, le 16 avril 2022, Rappel de produits : du poisson potentiellement contaminé à la listeria chez Carrefour et Leclerc).