INPI-France/Brevets-Francais-2024-Chunked huggingface dataset:
L’invention se rapporte aussi à un procédé de traitement radar pour application d’imagerie, utilisant un radar comprenant une pluralité de voies d’émission et de voies de réception, le procédé comprenant : - une génération d’un signal local modulé, obtenue par modulation d’une onde locale ayant une fréquence prédéfinie sur une largeur de bande de modulation ; - une fourniture d’un signal local en fréquence intermédiaire à chaque voie d’émission et à chaque voie de réception, le signal local en fréquence intermédiaire étant un multiple fractionnaire du signal local modulé, la multiplication étant appliquée à la fréquence prédéfinie et à la bande de modulation ; - une synchronisation entre eux d’une pluralité de composants de transposition de fréquence d’émission, les composants de transposition de fréquence d’émission étant synchronisés entre eux par le signal local modulé, chaque composant de transposition de fréquence d’émission étant connecté entre une voie d’émission et un élément rayonnant d’émission, et un mélange d’un signal d’émission en fréquence intermédiaire issu d’une voie d’émission associée et du signal local modulé pour obtenir un signal transmis vers l’élément rayonnant d’émission ; - une synchronisation entre eux d’une pluralité de composants de transposition de fréquence de réception, les composants de transposition de fréquence de réception étant synchronisés entre eux par le signal local modulé, chaque composant de transposition de fréquence de réception étant connecté entre une voie de réception et un élément rayonnant de réception, et un mélange d’un signal reçu par un élément rayonnant de réception associé avec le signal local modulé de façon à obtenir un signal de réception en fréquence intermédiaire ; - une démodulation du signal de réception en fréquence intermédiaire par le signal local en fréquence intermédiaire.
La illustre un système d'imagerie radar selon l’invention.
La illustre la courbe d’atténuation du dioxygène en fonction de la fréquence.
La illustre les densités spectrales de puissance des signaux d’entrée et des signaux en sortie des composants de transposition de fréquence pour une architecture classique.
La illustre les densités spectrales de puissance des signaux d’entrée et des signaux en sortie des composants de transposition de fréquence pour une architecture selon l’invention
Un oscillateur 3 génère un signal de référence S ref ayant une fréquence d’oscillation, généralement à quelques dizaines de MHz. L’oscillateur 3 peut être un oscillateur à cristal, aussi appelé oscillateur à quartz, ou tout autre composant électronique qui possède comme propriété utile d'osciller à une fréquence stable.
Le synthétiseur de fréquence 2 génère un signal local modulé S f0+ Δ f0 ayant une fréquence prédéfinie f 0 (généralement à quelques GHz ou quelques dizaines de GHz) sur une largeur de bande de modulation Δf 0 , à partir du signal de référence S ref .
La fréquence du signal local modulé S f0+ Δ f0 est ensuite multipliée par un facteur k/m (k et m sont des entiers), par un multiplicateur de fréquence 4. Le multiplicateur de fréquence 4 fournit un signal local en fréquence intermédiaire S f_inter+ Δ f_inter qui est un multiple fractionnaire en fréquence du signal local modulé S f0+ Δ f0 :
f_inter+Δf_inter = k/m (f 0 +Δf 0 )
Le multiplicateur de fréquence 4 crée une harmonique (entier ou non) de la fréquence du signal d’entrée. Etant donné que le signal d’entrée a une fréquence de prédéfinie f 0 et est modulé sur une largeur de bande Δf 0 , la multiplication en fréquence est appliquée à la fréquence prédéfinie f 0 et à la largeur de bande Δf 0 .
L’invention n’est pas limitée à un rapport k/m entier. Un multiple fractionnaire peut être synthétisé à l’aide d’une synthèse de fréquence asservie par une boucle à verrouillage de phase (PLL pour « Phase-Locked Loop »). Le rapport de division de la boucle à verrouillage de phase détermine le rapport de multiplication de la fréquence en sortie du multiplicateur de fréquence 4.
Le synthétiseur de fréquence 2 et le multiplicateur de fréquence 4 sont intégrés dans la puce radar 11. L’oscillateur 3 peut être situé en dehors de la puce radar 11 pour des raisons de performances et d’encombrement. En alternative, l’oscillateur 3 pourrait être intégré dans la puce radar 11.
Le signal local en fréquence intermédiaire S f_inter+ Δ f_inter est transmis à chaque voie d’émission 8, qui lui applique un code de phase de façon à pouvoir identifier chaque voie d’émission lors du traitement radar. Chaque voie d’émission 8 génère donc un signal d’émission en fréquence intermédiaire S f_inter _Tx + Δ f_inter _Tx .
Le système d'imagerie radar comprend une pluralité de composants de transposition de fréquence d’émission 5, qui permettent d’amplifier les signaux émis afin d’améliorer les performances du radar. Ils permettent aussi de transposer le signal d’émission en fréquence intermédiaire S f_inter _Tx + Δ f_inter _Tx dans une bande de fréquence adaptée à l’élément rayonnant d’émission 10. Chaque composant de transposition de fréquence d’émission 5 est connecté entre une voie d’émission 8 et un élément rayonnant d’émission 9.
Le composant de transposition de fréquence d’émission 5 comprend également une fonction de mélangeur, pour mélanger le signal d’émission en fréquence intermédiaire S f_inter _Tx + Δ f_inter _Tx et le signal local modulé S f0+ Δ f0 . Chaque composant de transposition de fréquence d’émission 5 est ainsi directement connecté au modulateur 2.
La fréquence rayonnée par l’élément rayonnant d’émission 9 est alors obtenue par mélange montant (transposition supradyne) du signal d’émission en fréquence intermédiaire S f_inter _Tx + Δ f_inter _Tx et du signal local modulé S f0+ Δ f0 , et vaut ainsi :
f ray _T x +Δf ray_T x = f inter + Δf inter + f 0 + Δf 0 = k/m.(f 0 + Δf 0 ) + (f 0 + Δf 0 ) = (k+m)/m.(f 0 + Δf 0 )
Pour la réception d’un signal reçu S f_ray_ R x+Δf_ray_ R x après réflexion ou rétrodiffusion du signal transmis S f_ ray_Tx + Δ f_ ray_Tx par l’environnement extérieur, une pluralité de composants de transposition de fréquence de réception 6 sont synchronisés entre eux par le signal local modulé S f0+Δf0 . Chaque composant de transposition de fréquence de réception 6 est connecté entre une voie de réception 7 et un élément rayonnant de réception 9. Le composant de transposition de fréquence de réception 6 mélange un signal reçu S f_ray_ R x+Δf_ray_ R x par un élément rayonnant de réception associé 9 avec le signal local modulé S f0+Δf0 de façon à obtenir un signal de réception en fréquence intermédiaire S f_inter_Rx+Δf_inter_Rx (transposition infradyne). Le composant de transposition de fréquence de réception 6 a donc une fonction de mélangeur et d’amplificateur.
Les voies de réception 7 sont connectées directement au multiplicateur de fréquence 4 ; elles démodulent le signal de réception en fréquence intermédiaire S f_inter_Rx+Δf_inter_Rx par le signal local en fréquence intermédiaire S f_inter+Δf_inter généré par le multiplicateur de fréquence 4.
Avantageusement, les composants de transposition de fréquence d’émission 5 et les composants de transposition de fréquence de réception 6 sont des circuits intégrés monolithiques hyperfréquence (MMIC). Les antennes n’étant pas colocalisées, chaque composant de transposition de fréquence est intégré sur un MMIC qui lui est propre. Le fait d’intégrer les composants de transposition de fréquence sous forme de MMIC facilite leur intégration dans le circuit imprimé du système d’imagerie radar, et réduit son encombrement, en comparaison avec d’autres solutions de connectique telles que des câbles coaxiaux.
Les données démodulées issues des voies de réception 7, en bande de base, sont numérisées, et transmises au module d’acquisition 13, relié à la puce radar 11 par l’intermédiaire d’une liaison de données 14 telles qu’un bus numérique 14. Le module d’acquisition 13 peut ensuite effectuer le traitement nécessaire pour imager la scène couverte par le système d’imagerie radar. Le traitement peut consister à effectuer une formation de faisceau par le calcul en si les voies d’émission sont en phase, ou, plus généralement, un traitement MIMO connu de l’homme du métier.
L’invention permet ainsi de diminuer la fréquence intermédiaire en émission et en réception. Au lieu de transposer les signaux en fréquence intermédiaire avec une fréquence fixe, comme c’est le cas dans l’art antérieur, les signaux en fréquence intermédiaire sont transposés avec une bande de fréquence, et c’est la multiplication du produit de la bande de fréquence intermédiaire et de la bande du signal local qui produit la bande de rayonnement. Une partie de la bande de modulation est véhiculée par la bande du signal de fréquence intermédiaire, et l’autre partie est véhiculée par la bande du signal local modulé.
Le système d'imagerie radar selon l’invention présente l’avantage de pouvoir exploiter des puces radar intégrées dans des technologies à bas coût issues du domaine automobile et travaillant dans la bande de fréquence [76-81 GHz], de façon à concevoir une antenne de grande dimension permettant d’obtenir une longue portée et une résolution angulaire fine, compatible avec des applications aéroportées.
Le routage de synchronisation, typiquement de quelques dizaines de centimètres dans un radar d’imagerie MIMO fonctionnant dans la bande W, est effectué à une fréquence autour de la fréquence f 0 du signal local modulé ; le routage entre la puce 11 et les composants de transposition de fréquence d’émission (5, 6), typiquement de l’ordre de grandeur de 10 cm (distance d2 sur la ), est effectué à une fréquence autour de la fréquence intermédiaire f inter . Seul le routage entre les composants de transposition de fréquence d’émission et les éléments rayonnants d’émission et de réception, espacés d’une distance typiquement inférieure au centimètre (distance d1 sur la ), se situe à la fréquence élevée de rayonnement f ray .
Le multiple fractionnaire est avantageusement un nombre entier compris entre 2 et 6, de préférence égal à 4 (k compris entre 2 et 6, et m=1). Au-delà d’un rapport égal à 6, la pureté spectrale est fortement dégradée.
Selon un mode de réalisation de l’invention, les puces radar 11 peuvent être issues des applications radar automobile, avec une fréquence intermédiaire f inter dans la bande [76-81 GHz]. La fréquence f 0 du signal local modulé peut être un sous-harmonique d’ordre 4 (k/m=4), situé dans la bande [19-20,25] GHz. Le signal rayonné est alors dans la bande de fréquence [95-101,25] GHz.
Ce mode de réalisation permet de mettre en œuvre l’invention à partir de briques technologiques démocratisées par les applications automobiles. En outre, il présente l’avantage de positionner la bande image du mélange effectué par les composants de transposition de fréquence de réception (5, 6) aux alentours des 60 GHz, ce qui correspond précisément au niveau de la première raie d’absorption du dioxygène (atténuation de l’ordre de 10 dB/km).
La illustre l’atténuation du dioxygène en fonction de la fréquence. Un pic d’atténuation a lieu autour de 60 GHz. L’impact des rayonnements parasites est significativement réduit dans la bande image du fait de la forte atténuation des rayonnements par les molécules de dioxygène. Il n’est donc pas nécessaire de mettre en place une architecture complexe de réjection de la bande image dans les composants de transposition de fréquence.
Selon un autre mode de réalisation, basé sur les technologies radar automobile à 24 GHz, la fréquence f 0 peut-être prise dans la bande des 24 GHz, la fréquence f inter dans la bande des 72 GHz (avec un rapport k/m=3), permettant d’obtenir une fréquence rayonnée dans la bande des 96 GHz.
Avantageusement, la modulation de l’onde locale est une modulation de fréquence, en particulier une modulation de fréquence qui varie selon une loi linéaire. Cette modulation correspond à une rampe de fréquence. La modulation la plus courante utilisant une rampe de fréquence est la modulation FMCW (pour « Frequency Modulated Continuous Wave »), qui consiste à appliquer une variation linéaire de la fréquence du signal émis autour d'une fréquence de référence. Cette modulation est compatible avec une séparation de rampes de modulation en deux sous-rampes qui sont mélangées localement au plus près des éléments rayonnants. L’invention peut s’appliquer à d‘autres modulations, sous réserve qu’une modulation composite souhaitée puisse être obtenue par le mélange de deux modulations de largeur de bande plus faible.
La séparation de rampe de modulation en deux sous-rampes qui sont mélangées localement au plus près des antennes permet de réduire l’impact de la dispersion technologique de longueur électrique entre voies sur les formes d’onde large bande.
Selon un mode de réalisation, la structure de données dynamique ordonnée est un arbre bicolore.
Selon un mode de réalisation, le premier identifiant de flux de paquets est une concaténation, effectuée par le circuit de traitement dans un registre à décalage du dispositif, d'au moins l'adresse de source de paquet et/ou l'adresse de destination de paquet des paquets du premier flux.
Selon un mode de réalisation, le premier identifiant de flux de paquets est une valeur entière.
Selon un mode de réalisation, le premier identifiant de flux de paquets est une valeur à virgule flottante.
Selon un mode de réalisation, le premier identifiant de flux de paquets est en outre basé sur l'adresse de port de source de paquet et sur l'adresse de port de destination de paquet.
Un mode de réalisation prévoit un dispositif électronique comprenant : - une interface configurée pour recevoir un premier flux de paquets, envoyé par une source qui est externe au dispositif électronique et/ou pour émettre un premier flux de paquets à une destination qui est externe au dispositif électronique ; - un circuit de traitement configuré pour calculer un premier identifiant de flux de paquets appartenant à un ensemble ordonné, sur la base d'une adresse parmi : une adresse de source de paquet des paquets du premier flux ; et une adresse de destination de paquet des paquets du premier flux ; et - une mémoire configurée pour stocker une structure de données dynamique ordonnée comprenant une pluralité d'entrées, chaque entrée comprenant des métadonnées de flux de paquets associées à un identifiant de flux de paquets correspondant, le circuit de traitement étant en outre configuré pour rechercher, dans la structure de données dynamique ordonnée, pour identifier une première entrée associée au premier identifiant de flux de paquets, dans lequel la recherche est effectuée sur la base de la valeur du premier identifiant de flux de paquets comparé à une ou plusieurs valeurs de seuil de recherche, et pour bloquer la réception du premier flux de paquets sur la base des métadonnées.
Selon un mode de réalisation, l'interface est en outre configurée pour recevoir un deuxième flux de paquets envoyé par une autre source externe ou pour émettre un deuxième flux de paquets vers une autre destination qui est externe au dispositif électronique et dans lequel le circuit de traitement est en outre configuré pour : - calculer un deuxième identifiant de flux de paquets sur la base d'au moins une adresse de source de paquet et d'une adresse de destination de paquet des paquets du deuxième flux ; et - rechercher dans la structure de données dynamique ordonnée une deuxième entrée associée au deuxième identifiant de flux de paquets et, s'il est déterminé que le deuxième identifiant de flux de paquets ne correspond à aucune des entrées : - extraire des métadonnées caractérisant le deuxième flux de paquets ; et - insérer, dans la structure de données dynamique ordonnée, une nouvelle entrée comprenant les métadonnées caractérisant le deuxième flux de paquets en association avec le deuxième identifiant de flux de paquets.
Selon un mode de réalisation, le circuit de traitement est en outre configuré pour calculer le premier identifiant de flux de paquets en concaténant au moins l'adresse de source de paquet et l'adresse de destination de paquet des paquets du premier flux.
la représente un exemple d'une structure de données non ordonnée ;
la représente un autre exemple d'une structure de données non ordonnée ;
la représente un exemple d'une structure de données ordonnée ;
la est un diagramme représentant le temps d'insertion d'éléments pour plusieurs structures de données ;
la représente un autre exemple d'une structure de données ordonnée ; et
la est un organigramme illustrant des opérations d'un procédé de détection d'anomalies réseau selon un mode de réalisation de la présente description.
est une vue schématique et partielle illustrant un premier exemple de structure et de fonctionnement d’une installation dans une première configuration,
est une vue schématique et partielle illustrant un détail de la structure et du fonctionnement d’une telle installation selon un premier mode de réalisation possible,
est une vue schématique et partielle illustrant ce premier exemple d’installation dans une seconde configuration,
est une vue schématique et partielle illustrant ce premier exemple d’installation dans une troisième configuration,
est une vue schématique et partielle illustrant ce premier exemple d’installation dans une quatrième configuration,
est une vue schématique et partielle illustrant ce premier exemple d’installation dans une cinquième configuration,
est une vue schématique et partielle illustrant ce premier exemple d’installation dans une sixième configuration,
est une vue schématique et partielle illustrant ce premier exemple d’installation dans une septième configuration,
est une vue schématique et partielle illustrant la structure et le fonctionnement d’un deuxième exemple de réalisation dans une première configuration,
est une vue schématique et partielle illustrant ce deuxième exemple d’installation dans une seconde configuration,
est une vue schématique et partielle illustrant ce deuxième exemple d’installation dans une troisième configuration,
est une vue schématique et partielle illustrant ce deuxième exemple d’installation dans une quatrième configuration,
est une vue schématique et partielle illustrant un détail de la structure et du fonctionnement d’un autre mode de réalisation possible de l’installation.
L’installation 1 de liquéfaction d’hydrogène illustrée à la comprend un circuit 2 d’hydrogène à refroidir/liquéfier. Ce circuit 2 d’hydrogène possède une extrémité amont 21 destinée à être reliée à une source 23 d’hydrogène gazeux et une extrémité aval 22 reliée à au moins un stockage 8 cryogénique d’hydrogène liquéfié produit par l’installation 1.
Une caméra polarimétrique 12, à travers son capteur photo-électrique, délivre une image numérique composite In, qui comporte un ensemble de pixels composites. Chaque pixel composite est un groupe de 4 pixels partiels juxtaposés comme illustré sur la . Devant chacun des 4 pixels partiels de chaque pixel composite, est placé un filtre polariseur linéaire individuel présentant chacun les quatre directions de polarisation linéaires orientées respectivement à 0°, 45°, 90° et 135°. En regroupant ensemble les pixels partiels de chaque pixel composite avec un filtre polariseur de même orientation, on peut obtenir quatre images partielles filtrées par des filtres linéaires 0° 45° 90° 135° c’est-à-dire les images I0, I45 I90 I135, avec des pixels I0(x,y) I45(x,y) I90(x,y) et I135(x,y).
Pour calculer l’image d’absorption, chaque pixel IAbs(x,y) est obtenu en ajoutant ou moyennant 2 à 2 au moins deux pixels partiels correspondant à deux directions du polariseur à 90°.
IAbs (x,y) = I0(x,x) + I90(x,y) ou
IAbs (x,y) = I45(x,x) + I135(x,y) ou
IAbs (x,y) = ½ (I45(x,x) + I135(x,y) + I0(x,x) + I90(x,y))
Pour obtenir l’image de réfraction Iref(x,y), on calcule par exemple la direction de polarisation de la lumière reçue par la caméra α(x,y) au moyen des paramètres de Stokes.
Une première formule de calcul d’une valeur de l’orientation de polarisation reçue α(x,y) à partir des valeurs de deux pixels partiels peut s’écrire :
Ou bien encore à partir des 4 pixels :
La variation de direction de polarisation étant périodique triangulaire, on peut constater qu’en l’absence de réfraction, donc pour une paroi sans défaut aux faces théoriquement parallèles, l’orientation de polarisation α(x,y) est la moitié de la phase du signal périodique triangulaire φ= 2α . La mesure de la direction est équivalente à une mesure de la phase. Un écart local de la phase est directement proportionnel à la réfraction puisque la fonction de variation est par exemple triangulaire symétrique et donc linéaire presque partout.
Pour obtenir des images de biréfringence Ib, une première méthode simple est de produire sur la source de lumière, un éclairage uniforme monochrome polarisé linéairement selon une direction P1, dans une portion active. L’image est acquise soit par une caméra noir et blanc devant laquelle est placé un analyseur linéaire de polarisation dont la direction est orthogonale à la direction P1, soit par une caméra polarimétrique dont on prend en compte les pixels de l’image partielle correspondant à l’analyse à travers un filtre linéaire orthogonal à la direction P1. La valeur des pixels de l’image de biréfringence est alors quasi nulle sauf en présence d’un défaut de stress. Lorsque la lumière traverse un défaut de stress, l’intensité lumineuse obtenue dépend de la direction et de l’intensité des contraintes.
Une deuxième méthode est d’obtenir une image de biréfringence Ib est de produire sur la source de lumière, un éclairage uniforme monochrome polarisé circulairement selon un sens S1 dans une portion active. L’image est acquise avec une caméra noir et blanc devant laquelle est placée une lame retard ¼ d’onde puis un analyseur linéaire de polarisation. La valeur des pixels de l’image de biréfringence est alors quasi nulle sauf en présence d’un défaut de stress. Lorsque la lumière traverse un défaut de stress, l’intensité lumineuse obtenue dépend de l’intensité des contraintes mais pas de la direction des contraintes.
Une troisième méthode d’obtenir une image de biréfringence Ib est de produire sur la source de lumière, un éclairage uniforme monochrome polarisé linéairement selon une seule direction ou circulairement selon un seul sens dans une portion active. L’image est acquise par une caméra polarimétrique devant laquelle est éventuellement placée une lame retard ¼ d’onde délivrant une image composite. On calcule à partir de 2 ou 4 images partielles, une grandeur de biréfringence qui dépend du déphasage de polarisation entre les composantes Ex et Ey du champ électrique et qui est une mesure de la contrainte. L’homme du métier saura retrouver les formules de calcul à partir l’équation de Mallus et du formalisme de Stockes. Le déphasage de polarisation peut être calculé pour obtenir comme valeurs des pixels dans l’image de biréfringence, une valeur qui dépend de l’intensité des contraintes mais de préférence pas de la direction des contraintes, la détection est donc isotrope et proportionnelle aux contraintes. Selon l’une de ces variantes, le déphasage de polarisation peut être mesuré entre 0 et 90° voire entre 0 et 180°. Cette méthode permet également de calculer une image d’absorption Ia avec l’image composite que délivre la même caméra polarimétrique, en calculant chaque pixel IAbs(x,y) comme expliqué précédemment.
Pour obtenir des images de réfraction Ir, une première méthode d’obtention d’une image de réfraction est illustrée dans le brevet US4606634, qui décrit un type de détection de défauts réfractant qui consiste à modifier le « spectre angulaire » d’une source de lumière étendue. Une source de lumière de dimension variable, par exemple un disque lumineux de diamètre variable, est au foyer d’une lentille convergente de projection. Dans l’image obtenue à l’aide d’une caméra qui reçoit la lumière ayant traversé le récipient, on obtient un contraste renforcé sur les objets réfractant, ce contraste pouvant être augmenté en réduisant le spectre angulaire, ce qui est produit en réduisant le diamètre du disque lumineux.