INPI-France/Brevets-Francais-2024-Chunked huggingface dataset:
Comme les deux deuxièmes dentures de chaque satellite du deuxième ensemble sont adjacentes, il est également envisageable, dans un troisième mode de réalisation, illustré sur la , de les remplacer par une seule deuxième denture 35c, pouvant être réalisée d’un seul tenant, centrée sur le plan transversal de symétrie A et dont la largeur pourrait être sensiblement égale à la somme des largeurs des deuxièmes dentures 35a,35b des satellites 31 du premier ensemble. Dans ce cas, cette deuxième denture 35c de chaque satellite 32 peut être en chevron, comme illustré sur la . Alternativement, toutefois, elle pourrait être une denture droite, comme dans le deuxième mode de réalisation. Comme illustré sur la , les deuxièmes dentures 35c des satellites 31 de ce troisième mode de réalisation pourraient être engrenées sur une unique denture correspondante 10c sur le solaire 10. Dans ce troisième mode de réalisation, les autres éléments du réducteur 6 peuvent aussi être identiques ou au moins équivalents à ceux des modes de réalisation précédents et arrangés aussi de la même manière ou d’une manière analogue. Ils reçoivent en conséquence les mêmes signes de référence sur les figures 7 et 8 que sur les figures précédentes.
Il est par ailleurs aussi envisageable, en particulier pour une turbomachine 1 avec une soufflante S avec des aubages contre-rotatifs S1, S2, que le train d’engrenages soit un train d’engrenages différentiel. Comme illustré sur les figures 10 et 11, le solaire 10 pourrait alors être solidaire en rotation de l’arbre basse pression 3, la couronne 20 d’un premier arbre de soufflante 4a, et le porte-satellites 30 d’un deuxième arbre de soufflante 4b contre-rotatif. A part cela, dans ce cinquième mode de réalisation, les autres éléments du réducteur 6 peuvent aussi être identiques ou au moins équivalents à ceux des modes de réalisation précédents et arrangés aussi de la même manière ou d’une manière analogue. Ils reçoivent en conséquence les mêmes signes de référence sur les figures 10 et 11 que sur les figures précédentes.
L’élévateur de tension 20 n’est pas régulé de façon conventionnelle. En effet, lorsque la tension de sortie V out chute en-dessous de la valeur de référence V out_set , il convient de diminuer le gain de l’élévateur de tension 20, et donc ici de diminuer le rapport cyclique α de l’élévateur de tension 20 (alors que dans une utilisation classique d’un élévateur de tension, il s’agirait d’augmenter la valeur du rapport cyclique en partant de l’hypothèse que la source d’entrée est une source de tension non limitée en courant au regard du besoin). Ceci vient du fait qu’en entrée nous n’avons pas une source de tension mais une source de courant qui n’est pas infinie. Au contraire, plus on tire du courant, et plus la tension V DS s’écroule et moins on peut tirer de puissance. Le besoin en courant de sortie est relativement stable, mais le courant i L disponible en amont varie. Le système doit donc être capable de réguler en inverse, c’est-à-dire non pas augmenter le courant d’entrée quand la tension de sortie chute, mais au contraire le diminuer de sorte à laisser la tension V DS monter et augmenter la puissance utile V DS x i L . Plus on diminue le rapport cyclique, plus on laisse monter la tension V DS et plus on puise en entrée une puissance V DS x i L élevée.
Le module d’asservissement 30 a pour rôle de réguler la tension V out en contrôlant l’élévateur de tension 20. Pour cela, le module d’asservissement 30 contrôle la valeur du rapport cyclique α en fonction de la tension de sortie V out pour stabiliser la tension de sortie V out à la valeur de référence V out_set . Tel qu’illustré sur la , le module d’asservissement 30 comporte un modulateur 32 de largeur d’impulsion (modulateur de type PWM, acronyme anglais de « Pulse Width Modulation »). Dans l’exemple considéré, le module d’asservissement 30 comporte en outre un module d’« inversion d’état » 33 pour prendre en compte l’utilisation « inverse » de l’élévateur de tension 20. En effet, si le modulateur 32 est un modulateur PWM conventionnel, alors plus on augmente sa tension de commande et plus on augmente le rapport cyclique du modulateur. Selon l’invention, il faut obtenir le comportement inverse. L’idée est alors de complémenter la sortie du modulateur PWM par le module d’inversion d’état 33 (un état haut est transformé en état bas et inversement). Le rapport cyclique s’en trouve alors aussi complémenté (un rapport cyclique proche de 100% devient proche de 0% et inversement).
Le module d’asservissement 30 comporte de préférence un intégrateur 31 et se comporte comme un correcteur proportionnel/intégral (correcteur PI).
Il convient de noter que l’exemple de module d’asservissement 30 décrit ci-avant n’est pas limitatif. Le module d’asservissement 30 pourrait notamment prendre en compte d’autres mesures pour améliorer son temps de réponse et sa stabilité, comme par exemple une mesure de la tension V DS et du courant parcourant le transistor de commutation formant l’interrupteur 23.
Dans le premier niveau de fonctionnement (i L ≤ P U / V out_set ), la diode 25 de dérivation permet de contourner l’élévateur de tension 20. La tension V DS aux bornes du transistor de puissance 10 est alors proche de la tension de sortie V out . Dans ce cas, la capacité de sortie 71 est directement chargée via la diode 25 de dérivation. On ne peut pas faire mieux en termes de puissance que de collecter i L x V DSmax .
Dans le deuxième niveau de fonctionnement (P U / V out_set ≤ i L ≤ P U / V DSmin ), le module d’asservissement 30 régule la tension V out en contrôlant le gain de l’élévateur de tension 20.
La représente schématiquement l’évolution de la tension V DS aux bornes du transistor de puissance 10 (courbe 504) et du courant de sortie i out (courbe 505) en fonction de la valeur du courant i L circulant sur la ligne 80 d’alimentation.
La partie 501 du graphique correspond au premier niveau de fonctionnement pendant lequel le module d’asservissement 30 n’est pas encore fonctionnel (α = 0) et le courant i L est suffisamment faible pour que le transistor de puissance 10 n’ait pas besoin d’être fermé.
La partie 502 du graphique correspond au deuxième niveau de fonctionnement. La valeur du gain de l’élévateur de tension 20 augmente progressivement au fur et à mesure que le courant i L grandit, jusqu’à atteindre la valeur maximale de gain de l’élévateur de tension 20. Dans le cadre d’un élévateur de tension de type Boost, La valeur du rapport cyclique α augmente progressivement au fur et à mesure que le courant i L grandit, jusqu’à atteindre la valeur maximale α max correspondant aux limites de l’élévateur de tension 20. La valeur de la tension V DS aux bornes du transistor de puissance décroît progressivement lorsque la valeur du rapport cyclique α augmente, c’est-à-dire lorsque le gain du convertisseur augmente.
Quand le courant disponible dépasse un certain seuil (i L > P U / V DSmin ), l’élévateur de tension 20 est bloqué en boucle ouverte avec un gain maximal correspondant à un rapport cyclique maximal α max . Cela correspond au troisième niveau de fonctionnement et à la partie 503 du graphique représenté sur la .
La tension de sortie V out est alors un multiple de la tension V DS et elle dépasse la valeur de référence V out_set visée . Il est alors possible de contrôler la tension V DS par un module de régulation 40 qui régule la tension de sortie V out en agissant sur la tension V GS appliquée à l’électrode contrôle 13 (la grille) du transistor de puissance 10. Le fait d’appliquer une tension V GS sur l’électrode de contrôle 13 permet de fermer le transistor de puissance 10 et ainsi de faire passer une partie du courant i L dans le transistor de puissance 10 (courant i T , avec i T = i L - P U / V DS ). Plus la tension V GS est élevée et plus le courant i T qui traverse le transistor de puissance 10 est élevé. En variante, par exemple dans le cas d’un transistor commandé en courant, par exemple un transistor de type bipolaire, la commande s’effectue alors en courant selon la même loi de commande.
Le module de régulation 40 a pour rôle de limiter la tension de sortie V out autour de la première valeur seuil V out_limit_1 . Le module de régulation 40 entre en action lorsque la tension V out est supérieure à V out_set , et plus particulièrement lorsque la tension V out est supérieure à V out_limit_1 (la première valeur seuil V out_limit_1 est supérieure à la valeur de référence V out_set ). Par exemple, le module de régulation 40 est configuré pour maintenir la tension V out à une valeur comprise entre plus ou moins 15% de la première valeur seuil V out_limit_1 (voire plus ou moins 30% de la première valeur seuil V out_limit_1 ). Dans l’exemple considéré, le module de régulation 40 comporte un soustracteur 41 à amplificateur opérationnel dont la fonction de transfert est représentée à la . Le soustracteur 41 à amplificateur opérationnel présente un gain K compatible avec la plage de tension de V GS . Le module de régulation 40 est configuré (notamment via le choix de la valeur V out_limit_1 ) pour entrer en action lorsque l’élévateur de tension 20 fonctionne à son gain maximal.
De préférence, le module de régulation 40 comporte un correcteur proportionnel sans intégrateur pour garantir une grande vitesse de réaction. Le module de régulation 40 doit en effet être capable de gérer rapidement les variations du courant i L circulant dans la ligne 80 d’alimentation.
L’action du module de régulation 40 du transistor de puissance 10 peut notamment présenter un intérêt au démarrage du système, lorsque l’élévateur de tension 20 n’est pas encore fonctionnel, ou bien lors d’une augmentation brutale et importante du courant i L qui circule sur la ligne 80 d’alimentation.
La reprend le graphique illustré à la sur lequel est ajoutée une représentation de la tension V GS (courbe 506) contrôlée par le module de régulation 40 au troisième niveau de fonctionnement (partie 503).
Le module de protection 50 a pour rôle de limiter la tension de sortie V out quand elle devient supérieure à la deuxième valeur seuil V out_limit2 (notamment quand le module de régulation 40 n’est pas encore fonctionnel, par exemple au démarrage du système si le courant i L est important) en agissant sur la tension V GS appliquée à l’électrode contrôle 13 (la grille) du transistor de puissance 10.
La illustre un mode de réalisation de stimuli électrique de forme d'onde de densité de courant représentative générée par les circuits du dispositif d'iontophorèse.
En se référant à la , une première forme d'onde de densité de courant est illustrée pour l'iontophorèse. La illustre un mode de réalisation d'une forme d'onde pouvant être générée par le circuit et le dispositif d'iontophorèse de la ou 2.
La illustre un stimulus de forme d'onde de courant discontinu ayant un profil d’onde rectangulaire. L’intensité moyenne de ce courant est de l’ordre de 0,1 mA. L’intensité maximale de ce courant est de l’ordre de 0,2 mA. Chaque pulse de courant de 0,2 mA est appliqué pendant environ 40 ms, puis aucun courant n’est appliqué pendant une autre période de 40 ms, et ainsi de suite. La fréquence du courant est de l’ordre de 12,5 Hz.
Les valeurs de densité de courant et de durée illustrées dans la sont données à titre d’exemple et ne sont pas limitatives
Composition cosmétique adaptée à l’iontophorèse Un second objet de l’invention concerne une composition cosmétique adaptée à un procédé iontophorétique comprenant de l’acide mandélique et un ou plusieurs additifs cosmétiquement acceptables.
Actifs L'acide mandélique est un acide alpha hydroxylé (AHA) extrait de l’amande amère.
L’acide mandélique a pour formule :
Son pKa est de 3,4 et son poids moléculaire est de 152,15 Da.
De par ces propriétés physico-chimiques (molécule hydro-soluble et ionisable à un pH compris entre 4 et 6,5), l'acide mandélique est un bon candidat à l’iontophorèse.
Avantageusement, la composition comprend de 0,001 à 25,0 % en poids par rapport au poids total de la composition, de préférence 0,1 à 10,0 % en poids, de façon encore préférée de 0,3 à 2,0 % en poids d’acide mandélique.
Avantageusement le pH de la composition est compris entre 4 et 6,5, de préférence entre 5,5 et 6.
L’actif chargé (-) sera repoussé par l’électrode (-) pour pénétrer dans la peau en plus grande quantité par rapport à une diffusion passive.
Additifs La composition peut en outre comprendre un ou plusieurs solvant(s) polaire(s), de préférence présent(s) en une quantité d'au moins 30 % en poids, de préférence en une quantité d'au moins 40 % en poids, et plus préférablement en une quantité d'au moins 50 % en poids, par rapport au poids total de la composition.
La composition peut en outre comprendre un ou plusieurs polymères anioniques ou non ioniques présents en quantités allant de 0,01 % à 30 % en poids, de préférence de 0,1 % à 10 % en poids, par rapport au poids total de la composition.
La composition peut en outre comprendre une ou plusieurs gomme(s) choisie(s) dans le groupe constitué de la gomme xanthane, la gomme Caesalpinia spinosa (gomme tara ou caroube du Pérou) et la gomme de Sclerotium rolfssii .
Avantageusement, la composition comprend de 0,3 à 3,0 % en poids, de préférence 0,4 à 1,0 % en poids de gomme Caesalpinia spinosa (gomme tara ou caroube du Pérou) par rapport au poids total de la composition.
Dans l’exemple considéré, le module de protection 50 correspond à une association d’une diode zener 51 et d’une diode 52. Lorsque la tension de sortie V out dépasse la deuxième valeur seuil V out_limit2 , le module de protection 50 permet d’appliquer une tension V GS qui ferme le transistor de puissance 10. L’idée est que cette protection ultime n’agisse que lorsque V out dépasse V out_limit _2 , c’est-à-dire quand le module de régulation 40 n’est pas ou plus capable de limiter la tension de sortie autour de V out_limit _1 (par exemple au démarrage du système ou lors d’un pic de courant i L brutal). Il s’agit d’une protection ultime, pour prendre le relais sur la fermeture du transistor de puissance 10 si le module de régulation 40 n’a pas eu le temps d’agir. Une fois que le module de régulation 40 a repris le relais, cette protection n’a plus d’effet.
La reprend le graphique illustré à la sur lequel est ajoutée une représentation de la limitation de la tension V DS (courbe 507) par le module de protection 50. La courbe 508 représente la tension V GS .
La illustre schématiquement l’évolution au cours du temps de la tension de sortie V out (courbe 609), de la tension V DS aux bornes du transistor de puissance 10 (courbe 610) et de la tension V GS appliquée à la grille du transistor de puissance 10 (courbe 611) dans un scénario où le courant i L (courbe 612) qui circule sur la ligne 80 d’alimentation est particulièrement élevé au démarrage puis diminue ultérieurement.
La partie 601 du graphique représenté sur la illustre la forte croissance de la tension V out et de la tension V DS lorsque le courant i L prend subitement une valeur élevée. Lorsque la tension V out dépasse la deuxième valeur seuil V out_limit_2 , le module de protection 50 entre en jeu en appliquant une tension V GS non nulle au niveau de la grille du transistor de puissance 10, ce qui permet d’écrêter les tensions V out et V DS , tel qu’illustré à la partie 602 du graphique. La partie 603 du graphique correspond au moment où le module de régulation 40 entre en jeu : la tension V GS augmente, ce qui permet de faire baisser la tension V DS . A la partie 604 du graphique, la tension V DS a atteint sa valeur minimale V DSmin . La tension V out décroît progressivement jusqu’à atteindre la première valeur seuil V out_limit_1 . Le module de régulation 40 permet de maintenir la tension V out au niveau de la première valeur seuil V out_limit_1 tant que le courant i L reste élevé, comme illustré par la partie 605 du graphique. A la partie 606 du graphique, le courant i L décroît progressivement. La tension V out décroît également jusqu’à atteindre la valeur de référence V out_set . La tension V GS est elle-aussi contrôlée à la baisse par le module de régulation 40. Lorsque le module d’asservissement 30 de l’élévateur de tension 20 devient fonctionnel (par exemple au cours de la partie 604 du graphique), il reste bloqué avec une valeur maximale α max du rapport cyclique tant que la tension V out est supérieure à la valeur de référence V out_set . Lorsque la tension V out devient inférieure à la valeur de référence V out_set , comme c’est le cas pour les parties 607, 608 et 609 du graphique, le module d’asservissement 30 régule l’élévateur de tension 20, en modifiant la valeur du rapport cyclique α, afin de maintenir la tension de sortie V out à une valeur proche de la valeur de référence V out_set . Par exemple, et tel qu’illustré à la partie 608 du graphique, lorsque le courant i L baisse, le rapport cyclique α diminue afin de laisser monter la tension V DS aux bornes du transistor de puissance 10.
La représente un autre mode de réalisation d’un dispositif 200 d’alimentation selon l’invention. Le dispositif 200 d’alimentation comporte avantageusement deux transistors de puissance 10a et 10b destinés à être branchés en série sur une seule et même ligne 80 d’alimentation, ainsi que deux élévateurs de tension 20a et 20b. Les deux transistors de puissance 10a et 10b sont montés en opposition (en inverse) l’un par rapport à l’autre. Lorsque la tension V DS a aux bornes du transistor de puissance 10a est positive, l’élévateur de tension 20a permet de convertir la tension V DS a en une tension de sortie V out supérieure à la tension V DS a . Lorsque la tension V DS b aux bornes du transistor de puissance 10b est positive, l’élévateur de tension 20b permet de convertir la tension V DS b en une tension de sortie V out supérieure à la tension V DS b . Ainsi, chacun des deux transistors de puissance fournit alternativement une tension d’entrée positive à l’élévateur de puissance auquel il est associé, selon que le courant i L est positif ou négatif. Un module d'asservissement 30 commun aux deux élévateurs de tension 20a et 20b permet de stabiliser la tension de sortie V out à une valeur de référence V out_set selon les mêmes principes de fonctionnement que ceux détaillés ci-avant en référence aux figures 1 à 9.
Tel qu’illustré sur la , le dispositif 200 d’alimentation peut en outre comporter un module de régulation 40 commun aux deux transistors de puissance 10a et 10b pour limiter la tension de sortie V out autour d’une valeur seuil V out_limit _1 selon les mêmes principes de fonctionnement que ceux détaillés ci-avant en référence au module de régulation 40 des figures 1 à 3.
Tel qu’illustré sur la , le dispositif 200 d’alimentation peut en outre comporter un module de protection 50 commun aux deux transistors de puissance 10a et 10b pour limiter la tension de sortie V out en-dessous d’une valeur seuil V out_limit_2 selon les mêmes principes de fonctionnement que ceux détaillés ci-avant en référence au module de protection 50 des figures 1 à 3.
De telles dispositions permettent de tirer parti d’un courant i L négatif tout en mutualisant la plupart des fonctions, notamment l’asservissement des élévateurs de tension 20a et 20b et la régulation des transistors de puissance 10a et 10b.
On peut noter que les deux transistors de puissance 10a et 10b sont commandés par une même tension V GS , que la tension V DS à leurs bornes soit positive ou négative. Ils sont donc, dans le principe, semi-passant de la même manière et présentent la même chute de tension. Toutefois, la tension V DS négative n’est pas exploitée.
La représente un autre mode de réalisation d’un dispositif 200 d’alimentation selon l’invention. Le mode de réalisation de la est similaire à celui de la . En outre, le dispositif 200 d’alimentation comporte deux comparateurs de tension 60a et 60b associés respectivement à chaque transistor de puissance 10a et 10b. Le comparateur de tension 60a est configuré pour fermer le transistor de puissance 10a lorsque la tension VDSa aux bornes dudit transistor de puissance 10a est négative. De façon similaire, le comparateur de tension 60b est configuré pour fermer le transistor de puissance 10b lorsque la tension VDSb aux bornes dudit transistor de puissance 10b est négative.
Cela permet de réduire la chute de tension et donc les pertes au niveau du transistor de puissance pour lequel la tension à ses bornes est négative. Il est également envisageable de profiter du résultat de la comparaison pour inhiber la commande du rapport cyclique de l’élévateur de tension associé.
L’invention concerne également un dispositif de détection de courant différentiel résiduel (dispositif DDR) comportant au moins un dispositif d'alimentation 100 ou 200 selon l’un quelconque des modes de réalisation présentés ci-avant.
En particulier, la représente schématiquement un exemple de réalisation d’un dispositif 300 de détection de courant différentiel résiduel dans un système monophasé. Le dispositif DDR 300 comporte deux dispositifs 100-1 et 100-2 d'alimentation similaires au dispositif d’alimentation 100 présenté en référence à la . Chaque dispositif d’alimentation 100-1, 100-2 est branché en série sur un pôle 81, 82 d’alimentation du système monophasé. Dans l’exemple considéré, le dispositif d’alimentation 100-1 est branché en série sur le pôle 81 d’alimentation correspondant au neutre N, et le dispositif d’alimentation 100- 2 est branché en série sur le pôle 82 d’alimentation correspondant à la phase P. De telles dispositions sont avantageuses car elles permettent de garantir une alimentation du système 90 de détection même lorsque l’un des deux pôles 81, 82 d’alimentation est coupé.
Le dispositif DDR 300 comporte un système 90 de détection d’un courant de fuite correspondant à la différence entre le courant circulant dans la phase et le courant circulant dans le neutre. Le système 90 de détection est un système actif alimenté par les dispositifs d’alimentation 100-1 et 100-2 permettant de générer une tension V dd stabilisée. Ce système 90 peut en outre être apte à commander l’ouverture de la phase et/ou du neutre.
Le dispositif DDR 300 comporte un circuit magnétique comportant une première bobine 91 qui génère un premier champ électromagnétique à partir du courant circulant dans le neutre N, une deuxième bobine 92 qui génère un deuxième champ électromagnétique à partir du courant circulant dans la phase P, et une troisième bobine 93 qui génère un courant (et/ou une tension) à partir du champ électromagnétique résultant. Les trois bobines 91, 92 et 93 sont enroulées autour d’un noyau ferromagnétique 94. Quand il y a une différence entre le courant circulant dans la phase P et le courant retour circulant dans le neutre N, le champ électromagnétique résultant génère un courant (et/ou une tension) dans la troisième bobine 93. Le courant (ou la tension) généré par la troisième bobine 93 peut alors être détecté par le système 90 de détection.
Similairement au dispositif 100 d’alimentation présenté en référence à la , chacun des deux dispositifs 100-1, 100-2 d'alimentation comporte un transistor de puissance 10-1, 10-2, un élévateur de tension 20-1, 20-2, un module d’asservissement de l’élévateur de tension 30-1, 30-2, un module de régulation 40-1, 40-2, un module de protection 50-1, 50-2 et un régulateur de tension 73-1, 73-2. Le transformateur 75 permet de garantir une isolation galvanique entre les deux pôles 81 et 82 d’alimentation. Le régulateur de tension 74 fournit une tension V dd stabilisée pour alimenter le système 90 de détection.
Plus précisément, l’ajout de deux commutateurs et permet d’alimenter le point milieu du secondaire du transformateur 4. Le secondaire étant bi-directionnel, le redressement est réalisé par les deux demi-ponts de MOSFET. Ces deux demi-ponts ainsi que les deux inductances du transformateur sont utilisés pour convertir le 400V en 800V, et réalisant une fonction de stimulation (ou « boost » en langue anglaise).
L’invention simplifie le montage de chargeur embarqué en diminuant le nombre de commutateurs de l’art antérieur qui sont peu disponibles et volumineux. En outre, le volume d’intégration est plus favorable en raison du mode de fonctionnement du secondaire du convertisseur.