INPI-France/Brevets-Francais-2024-Chunked huggingface dataset:
Selon une autre possibilité compatible avec les précédentes, au moins une zone spécifique parmi ladite au moins une zone au sol peut être prédéfinie, et le procédé peut alors comporter une émission d’un message d’alerte si la valeur relative au risque de blessure attachée à une zone parmi ladite au moins une zone au sol qui est distincte de ladite au moins une zone spécifique est supérieure à un seuil de risque prédéfini.
La présente invention a aussi pour objet un système de gestion continue en vol d’un générateur de faisceaux embarqué dans un aéronef, le système comportant : le générateur de faisceaux émettant un faisceau lumineux, des senseurs, un calculateur, et un dispositif de visualisation.
Ce système de gestion continue en vol d’un générateur de faisceaux embarqué est configuré pour mettre en œuvre le procédé précédemment décrit.
L’invention et ses avantages apparaîtront avec plus de détails dans le cadre de la description qui suit avec des exemples de réalisation donnés à titre illustratif en référence aux figures annexées qui représentent : la , un aéronef muni d’un système de gestion continue en vol d’un générateur de faisceaux embarqué dans un aéronef selon l’invention, la , un schéma synoptique d’un procédé de gestion continue en vol d’un générateur de faisceaux embarqué dans un aéronef selon l’invention, la , un schéma synoptique d’un procédé de gestion continue en vol d’un générateur de faisceaux embarqué dans un aéronef selon l’invention, la , un schéma représentant une zone susceptible d’être normalement couverte par le faisceau au sol, la , un schéma représentant une zone susceptible d’être normalement couverte par le faisceau au sol, la , un schéma représentant la zone susceptible d’être réellement couverte par le faisceau au sol en cas de défaillance du générateur de faisceaux, la , un schéma représentant la zone susceptible d’être réellement couverte par le faisceau au sol en cas de défaillance du générateur de faisceaux, et la , une image de l’affichage d’une densité surfacique de risque de blessure due au générateur de faisceaux sur un dispositif de visualisation de l’aéronef.
Selon un mode de réalisation, les transistors NMOS et PMOS comportent une couche diélectrique de grille située entre une région conductrice de grille et le film semiconducteur respectifs, la couche diélectrique de grille comprenant de l’azote de manière à former une couche en oxynitrure de silicium « SiON ».
La présence d’azote dans de l’oxyde de silicium permet d’augmenter la capacité de la couche diélectrique de grille sans réduire l’épaisseur physique de la couche diélectrique de grille, ce qui est avantageux en matière de performances, tout en maintenant constantes les fuites par effet tunnel à travers la couche diélectrique de grille. Cela étant, la présence d’azote dans la couche diélectrique de grille engendre en contrepartie une réduction de la tension de seuil des transistors NMOS et une augmentation de la tension de seuil des transistors PMOS. Or, étant donné la configuration particulière des transistors NMOS et PMOS pour avoir des tensions de seuil nominales dans la condition particulière de polarisation arrière neutre où les caissons des transistors sont respectivement polarisés négativement et positivement, il est là encore possible de bénéficier des avantages de l’oxynitrure de silicium dans la couche diélectrique de grille sans en subir les inconvénients.
Selon un mode de réalisation, lesdits transistors NMOS et PMOS comportent une région conductrice de grille comportant du nitrure de titane et un additif au nitrure de titane choisi parmi le lantane et l’aluminium, de façon à moduler le travail de sortie de la grille pour obtenir lesdites tensions de seuil nominales dans la condition de polarisation arrière neutre.
Le lantane et l’aluminium permettent d’augmenter ou diminuer la tension de seuil des transistors PMOS et NMOS, et permet ainsi avantageusement de régler lesdites tensions de seuil à une valeur nominale adaptée à l’utilisation normale du circuit dans la condition de polarisation arrière neutre susmentionnée.
Selon un mode de réalisation, lesdits transistors NMOS et PMOS comportent une région de canal respective comportant une concentration en espèces dopantes adaptée pour moduler le travail de sortie de la région de canal de façon à obtenir lesdites tensions de seuil nominales dans la condition de polarisation arrière neutre.
Les dopages de la région de canal, qui peut néanmoins rester intrinsèque c’est-à-dire comporter une concentration nulle en espèce dopante, permettent là encore de régler la tension de seuil des transistors PMOS et NMOS à une valeur nominale adaptée à l’utilisation normale du circuit dans la condition de polarisation arrière neutre susmentionnée.
Selon un mode de réalisation, le dispositif comporte au moins un circuit CMOS muni du transistors NMOS et du transistor PMOS, les transistors NMOS et PMOS étant configurés pour avoir des tensions de seuil nominales dans la condition de polarisation arrière neutre, dans au moins l’un des intervalles suivants : - un intervalle de tensions de seuil dites super basses comprises entre 0,15 V et 0,25 V, en valeurs absolues ; - un intervalle de tensions de seuil dites basses comprises entre 0,2 V et 0,3 V, en valeurs absolues ; - un intervalle de tensions de seuil dites médianes inférieures comprises entre 0,25 V et 0,35 V, en valeurs absolues ; - un intervalle de tensions de seuil dites médianes supérieures comprises entre 0,3 V et 0,4 V, en valeurs absolues ; - un intervalle de tensions de seuil dites hautes comprises entre 0,35 V et 0,45 V, en valeurs absolues.
En particulier, le dispositif pourra comporter au moins un circuit CMOS dans respectivement deux des intervalles de la liste ci-dessus, ou au moins un circuit CMOS dans respectivement trois des intervalles de la liste ci-dessus, ou au moins un circuit CMOS dans respectivement quatre des intervalles de la liste ci-dessus, ou au moins un circuit CMOS dans chaque intervalle de la liste ci-dessus.
Selon un autre aspect, il est proposé un procédé de fabrication d’un dispositif semiconducteur du type silicium sur isolant comprenant : - une formation d’au moins un transistor NMOS dans et sur un film semiconducteur séparé d’un caisson dopé de type P aménagé dans un substrat porteur par une couche diélectrique enterrée, - une formation d’au moins un transistor PMOS dans et sur un film semiconducteur séparé d’un caisson dopé de type N aménagé dans le substrat porteur par la couche diélectrique enterrée, et - une formation d’un circuit d’alimentation apte à générer des tensions dans les caissons de type P et de type N, de manière à procurer sélectivement des conditions de polarisation arrière neutre, directe et inverse, au transistor NMOS et au transistor PMOS, la condition de polarisation arrière neutre comprenant une première tension négative non-nulle appliquée dans le caisson de type P et une première tension positive non-nulle appliquée dans le caisson de type N, lesdites formations des transistors NMOS et PMOS étant configurées pour procurer aux transistors NMOS et PMOS des tensions de seuil nominales respectives dans la condition de polarisation arrière neutre.
Selon un mode de mise en œuvre, la condition de polarisation arrière directe comprend une tension supérieure à ladite première tension négative non-nulle appliquée dans le caisson de type P et une tension inférieure à ladite première tension positive non-nulle appliquée dans le caisson de type N.
Selon un mode de mise en œuvre, la condition de polarisation arrière inverse comprend une tension inférieure à ladite première tension négative non-nulle appliquée dans le caisson de type P et une tension supérieure à ladite première tension positive non-nulle appliquée dans le caisson de type N.
Selon un mode de mise en œuvre, la formation dudit au moins un transistor NMOS comprend une formation d’une région de canal contrainte en tension dans le film semiconducteur respectif, et la formation dudit au moins un transistor PMOS comporte une formation d’une région de canal contrainte en compression dans le film semiconducteur respectif.
Selon un mode de mise en œuvre, la formation dudit au moins un transistor PMOS comporte formation d’une région de canal en alliage de silicium-germanium dans le film semiconducteur respectif, avec une concentration de germanium supérieure à 25% en pourcentage atomique.
Selon un mode de mise en œuvre, les formations desdits transistors NMOS et PMOS comportent une formation d’une couche diélectrique de grille située entre une région conductrice de grille et le film semiconducteur respectifs, la couche diélectrique de grille comprenant de l’azote de manière à former une couche en oxynitrure de silicium.
Selon un mode de mise en œuvre, les formations desdits transistors NMOS et PMOS comportent une formation d’une région conductrice de grille comportant du nitrure de titane et un additif au nitrure de titane choisi parmi le lantane et l’aluminium, de façon à moduler le travail de sortie de la grille pour obtenir lesdites tensions de seuil nominales dans la condition de polarisation arrière neutre.
Selon un mode de mise en œuvre, les formations desdits transistors NMOS et PMOS comportent une formation d’une région de canal respective comportant une concentration en espèces dopantes modulant le travail de sortie de la région de canal de façon adaptée pour obtenir lesdites tensions de seuil nominales dans la condition de polarisation arrière neutre.
la représente un autre mode de réalisation du convertisseur numérique/analogique à condensateur de la carte sans contact de la ;
la représente un schéma par blocs d'un mode de réalisation d'un procédé d'ajustement de la fréquence de résonance mis en oeuvre par la carte sans contact de la ;
la représente un schéma par blocs d'un mode de réalisation plus détaillé du procédé de la ;
la représente des chronogrammes, obtenus par simulation, d'un signal analogique obtenu à partir du champ électromagnétique capté par l'antenne d'une carte sans contact et d'un signal binaire utilisé lors de la mise en oeuvre du mode de réalisation du procédé d'ajustement de la fréquence de résonance illustré en ; et
la représente des chronogrammes, analogues à ceux de la , pour trois cartes sans contact dont les antennes ont des inductances différentes.
La représente une carte sans contact téléalimentée 1 disposée au voisinage d'un terminal 3. Le terminal 3 comprend une antenne 5 et un circuit électronique 7. La carte sans contact 1 comprend une antenne 9 reliée à un circuit 11 de traitement de données par l'intermédiaire d'un circuit de mise en forme 13. Le terminal 3 émet un champ électromagnétique. Ainsi, quand la carte 1 est proche du terminal 3, elle est alimentée par l'antenne 9 et est susceptible de recevoir un signal 15 et d'émettre un signal 17.
Le terminal 3 émet un champ électromagnétique à une fréquence égale, par exemple, à 13,56 MHz, appelé onde porteuse par la suite. Durant une phase de transmission d'un signal du terminal 3 vers la carte 1, le terminal 3 module l'onde porteuse avec un signal de données, et l'onde porteuse modulée est reçue par l'antenne 9 de la carte 1 et le circuit de traitement 11 récupère le signal de données. A titre d'exemple, la transmission d'un signal du terminal 3 vers la carte 1 est réalisée par modulation en amplitude de l'onde porteuse, notamment par modulation en amplitude à 1 bit telle que définie par la norme ISO/IEC 14443. Le circuit de mise en forme 13 fournit un signal analogique VRECT au circuit de traitement 11 obtenu à partir du signal capté par l'antenne 9. Le signal analogique VRECT est démodulé par le circuit de traitement 11 pour la détermination d'un signal binaire. Durant une phase de transmission d'un signal de la carte 1 vers le terminal 3, le circuit de traitement 11 peut faire varier le courant qu'il consomme. Les variations de courant dans l'antenne 9 se traduisent par des variations de l'onde porteuse qui sont alors détectées par le terminal 3.
L'antenne 9 et l'ensemble des circuits électroniques de la carte 1 forme un circuit résonant. Il est souhaitable que la fréquence de résonance de ce circuit résonant soit égale ou proche de la fréquence de l'onde porteuse, afin de bénéficier du phénomène de résonance qui se traduit par une amplification la tension reçue par le circuit de traitement 11. Le circuit résonant de la carte 1 est alors dit accordé.
Les procédés de fabrication de cartes sans contact, notamment les procédés de fabrication de l'antenne 9 et des circuits électroniques de la carte 1 entraînent une dispersion importante de la fréquence de résonance des cartes 1 fabriquées selon un même procédé de fabrication.
Selon un mode de réalisation, le procédé comprend un mélange des premières données audio et des deuxièmes données audio.
Ce mode de réalisation permet de combiner, dans un unique canal audio, les premières données audio captées associées à une réunion ou à une présentation et les deuxièmes données audio représentatives des activités détectées liées à cette réunion ou présentation.
Plus précisément, ce mode de réalisation permet d’enrichir un contenu audio (e.g. les sons captés par les microphones d’une salle) associé à une réunion ou une présentation avec des données audio représentatives des activités détectées lors de cette réunion ou présentation.
Selon un mode de réalisation, le mélange des premières et deuxièmes données audio est réalisé de manière synchrone.
Ce mode de réalisation permet de synchroniser les données audio d’activités (i.e. deuxièmes données audio) avec les données audio de base (i.e. premières données audio). En réalisant le mélange de manière synchrone, lorsque les données audio enrichies (i.e. données audio mélangées) sont restituées à un utilisateur, ce dernier a accès de manière simultanée aux données audio de base et aux données audio d’activités, ce qui améliore la restitution d’une réunion par la modalité audio.
Selon un mode de réalisation, la génération de deuxièmes données audio représentatives d’une dite activité est immédiatement consécutive à la détection de cette activité et le mélange de premières données audio et de ces deuxièmes données audio est immédiatement consécutif à la génération de ces deuxièmes données audio.
Ce mode de réalisation permet à un utilisateur de recevoir en direct des données audio enrichies avec des données d’activités.
Selon un mode de réalisation, les données audio mélangées comprennent plusieurs canaux audio.
Ce mode de réalisation permet de fournir différentes versions d’un contenu audio associé à une réunion ou une présentation.
Selon un mode de réalisation, la génération des deuxièmes données audio est réalisée en fonction d’au moins un paramètre utilisateur d’un utilisateur d’un dispositif de restitution destinataire des données audio mélangées.
Ce mode de réalisation est particulièrement avantageux dans la mesure où il permet d’adapter le contenu audio enrichi en fonction du destinataire.
De fait, ce mode de réalisation permet en outre d’améliorer l’accessibilité numérique des systèmes de visioconférence. En effet, le flux audio lors d’une visioconférence est enrichi avec des données d’activités adaptées en fonction des destinataires, ce qui permet d’améliorer l’expérience des utilisateurs d’un système de visioconférence.
Selon un mode de réalisation, lesdits plusieurs canaux audio sont respectivement obtenus à partir de différents paramètres utilisateur.
Ce mode de réalisation permet d’adapter la restitution d’une réunion ou d’une présentation à des utilisateurs avec des paramètres utilisateurs différents, ce qui contribue à améliorer l’expérience des utilisateurs.
Selon un mode de réalisation, le procédé comprend une identification d’au moins une personne associée à ladite au moins une activité détectée, lesdites deuxièmes données audio étant générées en fonction du résultat de l’identification.
Selon ce mode de réalisation, le procédé proposé permet de détecter les activités des personnes participant à une réunion ou à une présentation et permet en outre d’identifier ces personnes. Les données audio d’activités sont selon ce mode de réalisation obtenues en fonction de l’identification des personnes.
La est une figure analogue à la et représente un mode de réalisation d'une carte sans contact téléalimentée 20 disposée au voisinage du terminal 3.
La carte 20 comprend l'ensemble des éléments de la carte 1 de la à la différence qu'elle comprend en outre un circuit 30 d'adaptation de la fréquence de résonance de la carte 20 recevant un signal Sense provenant du circuit de traitement 11, et comprenant deux bornes de sortie couplées aux bornes de l'antenne 9.
La représente un schéma électrique de l'antenne 9, d’un mode de réalisation du circuit de mise en forme 13 et d'un mode de réalisation du circuit 30 d'adaptation de la fréquence de résonance de la carte 20.
Selon un mode de réalisation, le circuit de mise en forme 13 comprend : - un condensateur C1 couplé en parallèle aux bornes AC2 et AC1 de l'antenne 9 ; - un pont redresseur 31, par exemple un pont à diodes, comprenant deux entrées couplées, de préférence connectées, respectivement aux bornes AC2 et AC1, une première sortie O1 fournissant le signal VRECT, qui dans le présent mode de réalisation correspond à une tension redressée, et une deuxième sortie O2 reliée à une source d'un potentiel de référence bas Gnd, par exemple la masse de la carte 20 ; - un condensateur C2 ayant une première armature reliée, de préférence connectée, à la première sortie O1 du pont redresseur 31 et une deuxième armature reliée, de préférence connectée, à la source du potentiel de référence bas Gnd ; - un pont diviseur de tension 32 comprenant par exemple deux résistances R1 et R2 en série entre la première sortie O1 du pont redresseur 31 et la source du potentiel de référence bas Gnd ; - un transistor à effet de champ à grille isolée T1, également appelé transistor MOS (sigle anglais pour Metal Oxide Semiconductor), par exemple à canal N, dont le drain est relié, de préférence connecté, à la première sortie O1 du pont redresseur 31 et dont la source est reliée, de préférence connectée, à la source du potentiel de référence bas Gnd ; et - un amplificateur de différence 33 comprenant une première entrée (+) reliée, de préférence connectée, à un noeud N entre les résistances R1 et R2, une deuxième entrée (-) recevant une tension de référence VREF, et une sortie reliée, de préférence connectée, à la grille du transistor T1.
L'ensemble comprenant le pont diviseur de tension 32, l'amplificateur 33, et le transistor MOS T1 forme un circuit 34 de commande de l'impédance vue par l'antenne 9. Un tel circuit 34 de commande de l'impédance vue par l'antenne 9 ayant la structure représentée en correspond à un circuit de commande d'impédance d'antenne (en anglais antenna impedance manager) placé après le pont redresseur 31. Toutefois, le circuit 34 de commande de l'impédance vue par l'antenne 9 peut avoir une structure différente de celle représentée en . Il pourrait s'agir d'un circuit de commande d'impédance d'antenne placé avant le pont redresseur 31.
Selon un mode de réalisation, le circuit 30 d'adaptation de la fréquence de résonance comprend : - un circuit de mesure 35 fournissant un premier signal numérique S1 représentatif de la variation de puissance électrique reçue par l'antenne 9 ; - un circuit de traitement 38 recevant le premier signal numérique S1 et fournissant un deuxième signal numérique S2, par exemple sous la forme de signaux binaires B i , i étant un nombre entier variant de 1 à N, N étant un nombre entier supérieur ou égal à 1, par exemple variant de 1 à 20, et égal à 3 à titre d'exemple en figue 3 ; et - un convertisseur numérique/analogique (Capacitive DAC) 40 à condensateur recevant le deuxième signal numérique S2 et comprenant deux bornes de sortie reliées, de préférence connectées, respectivement aux bornes AC1 et AC2 de l'antenne 9 dans le mode de réalisation illustré en .
Dans le mode de réalisation illustré en , le circuit de mesure 35 comprend : - un transistor MOS T2, par exemple à canal N, dont la grille est reliée, de préférence connectée, à la grille du transistor T1, dont la source est reliée, de préférence connectée, à la source du potentiel de référence bas Gnd, et dont le drain reçoit un courant I_sense ; - un capteur 36 fournissant un signal analogique ΔI représentatif de la variation de l'intensité du courant I_sense, comprenant une entrée reliée, de préférence connectée, au drain du transistor T2 ; et - un circuit 37, par exemple un convertisseur analogique/numérique, recevant le signal analogique ΔI et fournissant un signal numérique S1 correspondant à la conversion analogique/numérique de la variation ΔI de l'intensité du courant I_sense.
Le circuit 37 de fourniture du signal numérique S1, le circuit 38 de fourniture du signal numérique S2, et le convertisseur numérique/analogique 40 peuvent être cadencés par un signal d'horloge, non représenté. Le circuit 37 de fourniture du signal numérique S1 et le circuit 38 de fourniture du signal numérique S2 peuvent être cadencés par des signaux d'horloge de fréquence différentes. A titre d'exemple, le circuit 37 peut fournir des nouvelles valeurs du signal numérique S1 à une première fréquence et le circuit 38 peut fournir des nouvelles valeurs du signal numérique S2 à une deuxième fréquence inférieure strictement à la première fréquence.
Selon un mode de réalisation, le convertisseur numérique/analogique 40 est un convertisseur numérique/analogique à réseau de condensateurs, notamment un convertisseur à réseau unaire, un convertisseur à réseau binaire, ou un réseau C-2C. A titre d'exemple, le convertisseur numérique/analogique 40 fournit une valeur de capacité faible, de préférence une valeur de capacité nulle, lorsque le signal numérique reçu en entrée est à "0".
Les figures 4 à 7 représentent des modes de réalisation du convertisseur numérique/analogique 40 du type à réseau de condensateurs. Chacun de ces convertisseurs numérique/analogique 40 comprend des condensateurs et des interrupteurs SW i , chaque interrupteur SW i étant commandé par le signal binaire B i , i variant de 1 à N. Chacun de ces convertisseurs numérique/analogique 40 comprend en outre deux bornes de sorties OUT1 et OUT2, la valeur de capacité fournie par le convertisseur 40 étant appliquée entre chaque borne de sortie OUT1 et OUT2 et la source du potentiel de référence bas Gnd ou directement entre les deux borne de sortie. Selon un mode de réalisation, la borne OUT1 peut être couplée, de préférence connectée, à la borne AC2 de l'antenne 9 et la borne OUT2 peut être couplée, de préférence connectée, à la borne AC1 de l'antenne 9.
En , le convertisseur numérique/analogique 40 est du type à réseau binaire. Ceci signifie qu'il utilise des condensateurs de capacités de différentes valeurs. Il comprend par exemple N+1 branches entre la borne OUT1 ou OUT2, une branche contenant un condensateur C 0 et chaque autre branche contenant un condensateur C i en série avec l'interrupteur SW i . Chaque condensateur C i , i variant de 0 à N peut avoir une capacité égale à 2 i *C.
En , le convertisseur numérique/analogique 40 est du type à réseau binaire. Il comprend par exemple pour chaque borne OUT1 et OUT2, N+1 branches entre la borne OUT1 ou OUT2 et la source du potentiel de référence bas Gnd, une branche contenant un condensateur C 0 et chaque autre branche contenant un condensateur C i en série avec l'interrupteur SW i . Chaque condensateur C i , i variant de 0 à N peut avoir une capacité égale à 2 i *C.
Sur les figures 6 et 7, le convertisseur numérique/analogique 40 est du type à réseau en échelle. Ceci signifie que le réseau de condensateurs forme une échelle avec un faible nombre de valeurs élémentaires de capacités. En particulier, le réseau peut être du type C-2C avec deux valeur élémentaires de capacités C et 2C. En , le réseau en échelle est disposé entre les bornes OUT1 et OUT2, tandis que, en , un réseau en échelle est disposé entre chaque borne OUT1 et OUT2 et la source du potentiel de référence bas Gnd.