INPI-France/Brevets-Francais-2024-Chunked huggingface dataset:
Ce problème est présent pour des fréquences f inférieures à 1 GHz mais peut également survenir au-delà de cette limite.
Afin de pallier ce problème, il pourrait être considéré de de mettre en œuvre une couche de piégeage plus fine. Une telle solution aurait, sans autre considération, pour effet de changer la vitesse de phase équivalente du mode parasite de sorte que la condition de cohérence rappelée ci-avant ne soit plus remplie. Toutefois, la considération d’une couche de piégeage plus fine aurait pour effet d’augmenter les pertes radiofréquence dans le substrat support.
Selon un premier aspect de la présente invention, le substrat POI peut comprendre une couche additionnelle intercalée entre la couche de matériau piézoélectrique et la couche de matériau diélectrique. La couche additionnelle est choisie de sorte que la vitesse de phase d’une onde élastique dans ladite couche additionnelle soit supérieure aux vitesses de phase de la même onde élastique dans l’une et l’autre de la couche de matériau diélectrique et de la couche de matériau piézoélectrique.
Selon un autre aspect, complémentaire ou alternatif, le substrat support comprend un substrat de silicium présentant une orientation du type 110.
Par ailleurs, le dispositif à ondes élastiques de surface comprend au moins un transducteur électroacoustique formé sur et/ou dans la couche de matériau piézoélectrique. Par exemple, et sans toutefois limiter la portée de la présente invention, le dispositif à ondes élastiques de surface comprend au moins un transducteur électroacoustique d’entrée et au moins un transducteur électroacoustique de sortie formés sur et/ou dans la couche de matériau piézoélectrique. L’au moins un transducteur électroacoustique selon la présente invention peut être équipé de miroirs de Bragg à électrodes. Lesdites électrodes peuvent être arrangées périodiquement, et notamment présenter une période de répétition proche de celle d’électrodes de l’au moins un transducteur, localisés de part et d’autre du transducteur. La structure peut inclure au moins un intervalle de surface libre en son sein. Le résonateur ainsi formé est utilisé comme élément d’impédance d’un filtre combinant une ou plusieurs cellules identiques incorporant au moins un résonateur tel que décrit plus haut.
Il est entendu que l’orientation d’un substrat ou d’une couche doit être associée à son orientation cristalline, telle que définie par la norme IEEE 1949 Std-176.
Il est par ailleurs entendu qu’une déviation angulaire par rapport à une orientation cristalline peut être admise. Notamment, quelle que soit l’orientation cristalline considérée, il sera généralement admis que cette dernière est spécifiée à 10° près, avantageusement à 5° près, autour de ladite orientation.
La est une illustration schématique d’un dispositif à ondes élastiques de surface 1 selon un premier aspect de la présente invention (notamment, sur cette , le dispositif est un résonateur).
L’ensemble des éléments décrits dans l’énoncé de la présente invention permet d’aboutir à un ajustement du coefficient TCF 1 . En effet, conformément à l’objectif technique que la présente invention se propose de résoudre, il s’agit de limiter, ou de maîtriser, l’effet de la température sur le fonctionnement d’un dispositif à ondes élastiques de surface formé à partir d’un substrat POI.
Un ajustement est illustré à titre d’exemple en considérant un dispositif à ondes élastiques de surface formé à partir du substrat POI qui comprend de sa face avant vers sa face arrière :
La représente, de manière graphique (selon une représentation 3D), le facteur de couplage électromécanique d’un mode élastique de surface guidé sur le substrat POI décrit ci-avant et dont l’épaisseur de la couche 5 de LiTaO 3 est égale à 700nm. Le facteur de couplage électromécanique, notée k s 2 (axe vertical, en %), est représenté en fonction de la fréquence de fonctionnement du mode (axe A en MHz) et de l’épaisseur de la couche 6 de SiO 2 (axe B en nm).
La représente, de manière graphique (selon une représentation 3D), le coefficient TCF 1 d’un mode élastique de surface guidé sur le substrat POI décrit ci-avant et dont l’épaisseur de la couche 5 de LiTaO 3 est égale à 700nm. Le coefficient TCF 1 , noté TCF 1 (axe vertical, en ppm/K), est représenté en fonction de la fréquence de fonctionnement du mode (axe A en MHz) et de l’épaisseur de la couche 6 de SiO 2 (axe B en nm).
La représente, de manière graphique (selon une représentation 3D), le facteur de couplage électromécanique d’un mode élastique de surface guidé sur le substrat POI décrit ci-avant et dont l’épaisseur de la couche 5 de LiTaO 3 est égale à 800nm. Le facteur de couplage électromécanique, notée k s 2 (axe vertical, en %), est représenté en fonction de la fréquence de fonctionnement du mode (axe A en MHz) et de l’épaisseur de la couche 6 de SiO 2 (axe B en nm).
La représente, de manière graphique (selon une représentation 3D), le coefficient TCF 1 d’un mode élastique de surface guidé sur le substrat POI décrit ci-avant et dont l’épaisseur de la couche 5 de LiTaO 3 est égale à 800nm (L’étoile correspond à un point de fonctionnement pour lequel k s 2 est maximum tandis que le coefficient TCF 1 est minimum). Le coefficient TCF 1 , notée TCF 1 (axe vertical, en ppm/K), est représenté en fonction de la fréquence de fonctionnement du mode (axe A en MHz) et de l’épaisseur de la couche 6 de SiO 2 (axe B en nm).
La mise en œuvre de la couche additionnelle 12 de SiN, permet, pour une couche 6 de SiO 2 d’une épaisseur inférieure à 400 nm et une couche de LiTaO 3 d’une épaisseur égale à 700 nm, d’obtenir un facteur de couplage électromécanique du mode supérieur à 10 % ( ) pour des fréquences comprises entre 800MHz et 1600 MHz, et un coefficient TCF 1r proche de 10 ppm/K ( ).
De manière équivalente, la même couche additionnelle 12 de SiN, permet, pour une couche 6 de SiO 2 d’une épaisseur inférieure à 400 nm et une couche de LiTaO 3 d’une épaisseur égale à 800 nm, d’obtenir un facteur de couplage électromécanique du mode supérieur à 11 % ( ) pour des fréquences comprises entre 800MHz et 1600 MHz, et un coefficient TCF 1r proche inférieur à 10 ppm/K ( ).
L’ensemble de la description se limite aux paramètres relatifs au mode selon sa fréquence de fonctionnement, et plus particulièrement à la maîtrise du paramètre TCF 1 caractérisant le mode élastique de surface considéré. Toutefois, l’homme du métier comprendra qu’un dispositif à ondes élastiques de surface fondé sur l’exploitation du mode d’intérêt présente également une fréquence de résonance et une fréquence d’anti-résonance, elle-même caractérisée par son propre coefficient TCF 1 . Un coefficient TCF 1 , caractérisant la résonance, très faible, voire nul, peut avoir un impact négatif sur le coefficient TCF 1 caractérisant l’anti-résonance du dispositif considéré.
La présente invention propose donc également une optimisation des paramètres caractérisant le substrat POI afin de mieux apprécier les coefficients TCF 1 relatifs, respectivement, à la résonance et à l’anti-résonance d’un dispositif formé sur ledit substrat. Plus particulièrement, la présente invention propose d’ajuster le coefficient TCF 1 relatif à la résonance (ci-après TCF 1r ) et le coefficient TCF 1 relatif à l’anti-résonance (ci-après TFC 1AR ). Notamment, la présente invention propose d’ajuster le coefficient TCF 1r à des valeurs inférieures à 15 ppm/K et le coefficient TFC 1AR à des valeurs comprises entre –4 ppm/K et 0 ppm/K. De manière équivalente, la présente invention propose d’ajuster le coefficient TCF 1R à des valeurs inférieures comprises entre 5 ppm/K et 10 ppm/K et le terme TFC 1AR à des valeurs comprises entre –10 ppm/K et -5 ppm/K.
A cet égard, la couche de piégeage peut comprendre du silicium poly cristallin et présente avantageusement une épaisseur comprise entre 400 nm et 2000 nm.
L’invention concerne également un procédé de fabrication du dispositif à ondes élastiques de surface.
Ledit procédé comprend notamment la formation du dispositif à ondes élastiques de surface à partir d’un substrat POI. Le procédé comprend avantageusement la formation du substrat POI.
La formation du substrat POI comprend avantageusement les étapes suivantes :
a) La fourniture d’un substrat support conforme à l’invention
b) le report d’une couche de matériau piézoélectrique sur le substrat support à partir d’un substrat donneur fait dudit matériau piézoélectrique.
L’étape b) peut impliquer les sous étapes suivantes et associées à une procédé SmartCut™ :
b1) une implantation d’espèces dans le substrat donneur par une de ses faces principales, afin de former une zone de fragilisation dans le substrat donneur, essentiellement à ladite face principale et délimitant avec cette dernière une couche de matériau piézoélectrique à transférer sur le substrat support ;
b2) une étape d’assemblage du substrat support et du substrat donneur;
b3) une étape de fracture, par exemple par traitement thermique, conduisant au transfert de la couche de matériau piézoélectrique sur le substrat support.
Le procédé peut également comprendre la formation du la couche de matériau diélectrique sur l’un ou l’autre du substrat donneur ou du substrat support, notamment par PECVD.
Le procédé peut également comprendre la formation du la couche additionnelle, par exemple sur la couche diélectrique si cette dernière est formée en premier lieu sur la substrat support.
Le procédé peut également comprendre la formation d’une couche de piégeage sur le substrat support.
Système et procédé de détermination de clés de cryptage utilisant l’encodage de phase d’un signal La présente invention concerne de manière générale le domaine des communications quantiques, et en particulier un système et un procédé de détermination de clés de cryptage quantique.
La détermination de clés de cryptage quantique (ou QKD, acronyme pour l’expression anglo-saxonne correspondante ‘Quantum Key Distribution’ signifiant ‘distribution de clés quantiques’ en français) est une technologie de détermination de clés secrètes (encore appelée technologie d’établissement de clés secrètes) entre des utilisateurs distants dans le cadre de communications optiques hautement sécurisées. Cette technologie utilise des protocoles cryptographiques basés sur des lois de la mécanique quantique. En particulier, on distingue la classe des protocoles « prépare et mesure » (P&M, acronyme pour l’expression anglo-saxonne correspondante ‘Prepare and Measure’) des protocoles basés sur l’intrication quantique.
Pour tenir compte des éventuelles fuites résultant de la mise en place du casque, il est connu que le filtre de traitement antibruit soit adaptatif, de sorte que la chaîne de traitement soit modifiée au cours du temps.
À cet effet, il est connu d’utiliser des filtres à réponse impulsionnelle finie, connus sous l’acronyme FIR pour Finite Impulse Response en anglais, dont l’adaptation est facile. Toutefois, ces filtres ne sont pas implémentables dans un processus à faible latence comme dans le cas d’un système antibruit, la conséquence étant, des performances d’annulation de bruit réduites.
Il est connu dans ce contexte d’utiliser des filtres récursifs ou filtres à réponse impulsionnelle infinie connus sous l’acronyme IIR pour Infinite Impulse Response en anglais.
La mise en œuvre de tels filtres est décrite par exemple dans le document US 9,549,249. Dans ce document, une banque de filtres IIR, chacun associé à un amplificateur à gain variable, est prévue. Ces filtres sont montés en parallèle. Leurs entrées sont reliées au microphone externe et leurs sorties sont sommées pour former un signal antibruit externe. Une unité de commande assure la définition des gains appliqués à chaque filtre, en fonction des signaux mesurés par le microphone interne et le microphone externe.
En hautes fréquences, le signal mesuré au microphone interne est différent du bruit perçu au tympan. En conséquence, la structure proposée présente l’inconvénient d’amplifier le bruit en hautes fréquences au tympan lorsque l’algorithme minimise le bruit au microphone interne. Cette limite peut être dépassée en réduisant la bande passante des filtres parallèles, mais l’antibruit est alors limité également à cette même bande passante.
L’invention a pour but de proposer un casque audio disposant d’un algorithme de traitement antibruit qui permette l’adaptation des filtres d’antibruit externe en basses fréquences où les filtres optimaux présentent la plus grande variabilité, tout en conservant une performance de l’antibruit en hautes fréquences.
À cet effet, l’invention a pour objet un casque audio du type précité, caractérisé en ce que le filtre de traitement anti-bruit comporte un filtre principal de traitement anti-bruit en boucle ouverte relié en entrée au microphone externe et dont la sortie est reliée, d’une part, au sommateur en sortie duquel est obtenu le signal anti-bruit externe, et, d’autre part, à l’entrée du ou chaque filtre élémentaire.
Suivant des modes particuliers de réalisation, le casque audio comporte l’une ou plusieurs des caractéristiques suivantes :
- il comporte des moyens de calcul du signal d’erreur pour que le signal d’erreur soit une combinaison du signal fourni par le microphone interne et du signal fourni par le microphone externe multiplié par un filtre de compensation tenant compte de la différence de pression entre la pression au niveau du microphone interne et le tympan ;
- il comporte une entrée pour un signal audio à reproduire connecté en entrée des moyens d’amplification, et il comporte des moyens de calcul du signal d’erreur pour que le signal d’erreur soit une combinaison du signal fourni par le microphone externe et le signal audio à reproduire multiplié par un filtre d’estimation du chemin secondaire corrigé d’une boucle de retour du chemin secondaire si elle existe ;
- il comporte en outre une boucle de rétroaction pour ajouter au signal anti-bruit externe, en entrée des moyens d’amplification, un signal anti-bruit interne égal au signal fourni par le microphone interne multiplié par un filtre de traitement anti-bruit en boucle fermée ;
- il comporte des moyens de calcul du signal de consigne anti-bruit externe connecté en sortie du filtre principal de traitement anti-bruit en boucle ouverte comportant un filtre d’estimation du chemin secondaire ;
- au moins l’un des moyens de calcul du signal de consigne anti-bruit externe et des moyens de calcul du signal d’erreur comporte des moyens de sous-échantillonnage afin de réduire la puissance de calcul nécessaire ;
- il comporte des moyens de mesure de l’énergie du son ambiant extérieur et l’unité de commande des gains est propre à rétablir les gains des différents filtres élémentaires à des gains de référence si l’énergie du son ambiant extérieur est inférieure à un seuil prédéterminé sur une gamme de fréquences de borne supérieure inférieure à 2500 Hz ;
- il comporte un détecteur d’activité vocale ou de vibrations parasites du porteur du casque et l’unité de commande des gains est propre à bloquer les gains des différents filtres élémentaires si une activité vocale ou des vibrations parasites du porteur du casque sont détectées ;
- il comporte des moyens d’estimation de l’énergie du son ambiant extérieur mesurée par le microphone externe et de l’énergie du son interne dans la cavité mesurée par le microphone interne et l’unité de commande des gains est propre à rétablir les gains des différents filtres élémentaires à des gains de référence si l’énergie du son interne est supérieure à l’énergie du son ambiant extérieur ;
- le quatrième mode temporel (correspondant à un état ) correspond au photon ayant emprunté le premier bras interférométrique 240-1 de l’émetteur Alice puis le deuxième bras interférométrique 340-2 du récepteur Bob (comprenant la modulation de phase eff ). Dans ce cas, le retard interférométrique du photon est de et le photon acquiert une phase eff et subit des fluctuations de phase induisant un décalage de phase associée au bras interférométrique 340-2 du module interférométrique de transcodage 300.
En particulier, seuls les photons ayant le même retard interférométrique, c’est-à-dire , peuvent interférer entre eux. Par conséquent, le résultat de cette interférence correspond à une probabilité de détection des photons par l’unité 4222 (ou 4422) reçus avec un retard (i.e. troisième et quatrième modes temporels). Les « probabilités de détection » et peuvent être définies selon l’équation (16) suivante :
Il est à noter que l’attribution du signe + ou – à la probabilité de détection ou est effectuée (par réglage) de façon arbitraire au niveau du séparateur de faisceau 340 puis est fixée selon le parcours du photon sur l’un des deux chemins optiques 340-3 ou 340-4, puis 422-1 ou 442-1.
Le module de traitement 400 peut comprendre en outre une unité de stockage 460 des valeurs de probabilités de détection .
Le système de détermination de clés de cryptage quantique 1 peut comprendre en outre un dispositif d’affichage (non représenté sur les figures) configuré pour générer un affichage des probabilités stockées sur une interface homme-machine.
Chaque partie de traitement 420 (respectivement 440) peut en outre comprendre une unité de détection auxiliaire 4226 (respectivement 4426) positionnée sur l’autre bras de mesure, c’est à dire le bras de mesure de contrôle 422-2 (respectivement 442-2). L’unité de détection auxiliaire 4226 (respectivement 4426) peut être configurée pour détecter des signaux d’impulsions lumineuses classiques (c’est-à-dire non quantiques). Par exemple et sans limitation, l’unité de détection auxiliaire 4226 (respectivement 4426) peut être une photodiode configurée pour délivrer un photo-courant, en fonction de la mesure du signal de contrôle interférométrique modulé en phase S cB .
Chaque bras de mesure 422-1 et 422-2, 442-1 et 442-2 du module de traitement 400 peut comprendre en outre une unité de filtrage électronique (notée respectivement 4224, 4228, 4424 et 4428) et positionnée après l’unité de détection de photon unique ou après l’unité de détection auxiliaire. Ces unités de filtrage peuvent correspondent à des signaux créneaux et être configurées pour extraire les composantes temporelles centrales équivalentes au retard interférométrique des probabilités de détection (i.e. tensions mesurées) ou des photo-courants mesurés par les unités de détection 4224, 4228, 4424 et 4428.
Dans certains modes de réalisation, l’unité de détection auxiliaire 4226 (respectivement 4426) et l’unité de détection de photons uniques 4222 (respectivement 4422) de la partie de traitement 420 (respectivement 440) peuvent comprendre chacune un filtre fréquentiel (non représenté sur les figures) associé respectivement aux fréquences et de manière à optimiser la détection des signaux équivalents (i.e. signal de contrôle et signal quantique).
Comme indiqué par l’équation (18) définissant les probabilités de détection , la qualité du contraste des interférences au niveau des photons uniques peut être affectée par les fluctuations de phase induisant les décalages de phase et reliées aux modules interférométriques 200 et 300, brouillant le signal quantique à mesurer. Ces paramètres conduisent en effet à des probabilités de détection moins bien marquées entre les deux unités de détection de photon unique 4222 et 4422, qui peuvent être corrigées via la modulation de phase eff afin d’en déduire des probabilités de détection selon l’équation (17) suivante :
Le système de détermination de clés de cryptage quantique 1 selon les modes de l’invention peut ainsi être configuré pour corriger les fluctuations de phase parasites induisant les décalages de phase et en appliquant une modulation de phase eff déterminée par rétroaction sur le signal quantique, à partir des mesures du signal de contrôle. Dans un mode de réalisation, le module de traitement 400 peut comprendre en outre une unité de correction 480 configurée pour déterminer une correction différentielle des fluctuations de phase entre les décalages de phase et des modules interférométriques 200 et 300, sans compromettre la sécurité de la clé secrète établie.
Les unités de détection auxiliaires des parties de traitement 420 et 440 sont configurées avantageusement pour mesurer le résultat d’une interférence entre les différents bras interférométriques possibles du signal de contrôle au travers des modules interférométriques 200 et 300, le signal de contrôle interférométrique modulé en phase S cB comportant trois impulsions lumineuses de différentes intensités, séparées temporellement de la quantité . Seule la composante temporelle centrale est filtrée par les unités de filtrage 4228 et 4428 qui délivrent à l’unité de correction 480 deux photo-courants (notées par exemple et ) issus de la mesure interférométrique du signal de contrôle provenant des deux chemins optiques 340-3 et 340-4 en sortie du module interférométrique 300 du récepteur Bob.
La représente schématiquement l’unité de correction 480 du module de traitement 400, selon des modes de réalisation de l’invention.
L’unité de correction 480 peut être un module électronique.
Dans des modes de réalisation, l’unité de correction 480 peut comprendre un moyen de soustraction 482 configuré pour effectuer une soustraction entre les deux photo-courants et , ce qui fournit un signal électronique proportionnel au terme .
Le module de traitement 400 comprend deux parties de traitement, chacune associée à l’un des deux chemins optiques 340-3 et 340-4 obtenus en sortie du module interférométrique 300 du récepteur Bob.
Chaque partie de traitement 420 (respectivement 440) comprend une unité de séparation fréquentielle 422 (respectivement 442) configurée pour séparer (i.e. sélectionner fréquentiellement) le signal de contrôle interférométrique modulé en phase S cB du signal quantique interférométrique transcodé résultant de manière à ce qu’ils parcourent un des deux bras de mesure 422-1 ou 422-2 (respectivement 442-1 ou 442-2) associés à la partie de traitement 420 (respectivement 440). Par exemple et sans limitation, le bras de mesure 422-1 pour la partie de traitement 420 et le bras de mesure 442-1 pour la partie de traitement 440 peuvent être les bras de mesure quantique, tandis que le bras de mesure 422-2 pour la partie de traitement 420 et le bras de mesure 442-2 pour la partie de traitement 440 peuvent être les bras de mesure de contrôle. Par conséquent, le signal quantique interférométrique transcodé parcourt le bras de mesure quantique 422-1 (respectivement 442-1), et le signal de contrôle interférométrique modulé en phase S cB parcourt le bras de mesure de contrôle 422-2 (respectivement 442-2). Les unités de séparation fréquentielle 422 et 442 peuvent être des démultiplexeurs en fréquence reposant sur une technologie qui dépend du décalage fréquentiel entre le signal de contrôle intermédiaire S c et le signal quantique intermédiaire S q .
Chaque partie de traitement 420 (respectivement 440) comprend une unité de détection de photon unique 4222 (respectivement 4422) positionnée sur le bras de mesure quantique 422-1 (respectivement 442-1). Une unité de détection de photon unique peut comprendre une surface de détection et être configurée pour détecter la « présence » de photons uniques à sa surface de détection (i.e. par interaction photon/surface). Cette détection de la présence de photons uniques est définie selon une efficacité quantique de détection donnée. Par exemple et sans limitation, l’unité de détection de photon unique 4222 (respectivement 4422) peut être une photodiode à avalanche (APD, acronyme pour l’expression anglo-saxonne correspondante ‘Avalanche Photodiode Detector’) ou encore un détecteur de photon unique à nanofil supraconducteur (SNSPD, acronyme pour l’expression anglo-saxonne correspondante ‘Superconducting Nanowire Single Photon Detector’). En particulier, l’unité de détection de photon unique 4222 (respectivement 4422) peut comprendre un mécanisme d'amplification interne configuré pour délivrer une tension, lorsque qu’un photon est détecté.
Chaque unité de détection de photons 4222 et 4422 peut mesurer le résultat d’une interférence entre photons à partir de la projection de l’état quantique associé au signal quantique intermédiaire sur l’état quantique associé au signal quantique interférométrique transcodé .