INPI-France/Brevets-Francais-2024-Chunked huggingface dataset:
Transducteur CMUT et procédé de fabrication d’un transducteur CMUT La présente description concerne de façon générale le domaine des transducteurs ultrasonores, et, plus particulièrement, celui des transducteurs ultrasonores capacitifs à membrane, aussi appelés transducteur CMUT (de l'anglais "Capacitive Micromachined Ultrasonic Transducer").
De façon classique, un transducteur CMUT comprend une membrane flexible suspendue au-dessus d'une cavité, une première électrode, appelée électrode inférieure, située du côté de la cavité opposé à la membrane, et une deuxième électrode, appelée électrode supérieure, située du côté de la cavité opposé à la première électrode et solidaire mécaniquement de la membrane flexible. En fonctionnement, une tension de polarisation continue (DC) est appliquée entre les électrodes. Lorsqu'une tension d'excitation alternative appropriée, superposée à la tension de polarisation DC, est appliquée entre les électrodes, la membrane flexible entre en vibration sous l'effet de la variation de la force électrostatique exercée entre les électrodes, entraînant l'émission d'une onde acoustique ultrasonore. A l'inverse, lorsque le transducteur reçoit une onde acoustique ultrasonore, la membrane flexible entre en vibration sous l'effet de la variation de pression mécanique, conduisant à l'apparition, entre les électrodes inférieure et supérieure du transducteur, d'une tension alternative superposée à la tension de polarisation continue, du fait de la variation de capacité entre les électrodes.
Un transducteur CMUT est classiquement couplé à un circuit électronique de contrôle configuré pour, lors d'une phase d'émission, appliquer entre les électrodes du transducteur une tension alternative d'excitation superposée à une tension de polarisation continue, de façon à provoquer l'émission d'une onde acoustique ultrasonore par le transducteur, et, lors d'une phase de réception, appliquer entre les électrodes du transducteur une tension de polarisation continue et lire entre lesdites électrodes une tension alternative générée sous l'effet d'une onde acoustique ultrasonore reçue.
La fréquence d'émission d'un transducteur CMUT est généralement liée à sa fréquence de résonance, qui dépend de divers paramètres et en particulier des caractéristiques géométriques et mécaniques de la membrane et de la cavité, ainsi que de l’environnement extérieur.
Il serait souhaitable de pouvoir disposer d'un transducteur CMUT et d'un procédé de fabrication d'un tel transducteur, palliant tout ou partie des inconvénients des transducteurs CMUT et procédés de fabrication de transducteurs CMUT connus.
Un mode de réalisation prévoit Procédé de fabrication d’un transducteur CMUT, comprenant les étapes suivantes : a) former une première couche d’oxyde de silicium sur une face d’une première couche de silicium définissant une première électrode du transducteur ; b) former une deuxième couche d’oxyde de silicium sur une face d’une deuxième couche de silicium ; c) après l’étape a), former, du côté de ladite face de la première couche de silicium, par oxydation localisée du silicium de la première couche de silicium, des murs d’oxyde de silicium ayant une hauteur supérieure à l’épaisseur de la première couche d’oxyde de silicium, lesdits murs délimitant latéralement une cavité du transducteur ; et d) après les étapes b) et c), reporter et fixer l’ensemble comprenant la deuxième couche de silicium et la deuxième couche d’oxyde de silicium sur l’ensemble comprenant la première couche de silicium, la première couche d’oxyde de silicium et les murs d’oxyde de silicium, de façon à fermer la cavité du transducteur, ladite cavité s’étendant verticalement de la face de la première couche d’oxyde de silicium opposée à la première couche de silicium à la face de la deuxième couche d’oxyde de silicium opposée à la deuxième couche de silicium.
Selon un mode de réalisation, à l’étape a), la première couche d’oxyde de silicium est formée par oxydation thermique en croissance sèche de ladite face de la première couche de silicium et, à l’étape b), la deuxième couche d’oxyde de silicium est formée par oxydation thermique en croissance sèche de ladite face de la deuxième couche de silicium.
Selon un mode de réalisation, l’étape c) comprend une étape de dépôt d’une couche de nitrure de silicium sur la face de la première couche d’oxyde de silicium opposée à la première couche de silicium, suivie d’une étape de gravure localisée de la couche de nitrure de silicium et de la première couche d’oxyde de silicium aux emplacements souhaités des murs d’oxyde de silicium, suivie d’une étape d’oxydation thermique pour former les murs d’oxyde de silicium, suivie d’une étape de retrait de la couche de nitrure de silicium.
Selon l’invention, une première prise électrique P1 des deux prises électriques P1, P2 est configurée pour recevoir uniquement un courant alternatif du réseau électrique terrestre.
Cette première prise électrique P1 comprend une rallonge électrique déployable 1 en dehors du véhicule, le connecteur électrique 2 de cette première prise P1 étant logé de façon amovible dans le boîtier, ce connecteur 2 étant d’une part électriquement raccordé à la batterie BR au moyen de la rallonge électrique déployable 1, et d’autre part propre à être en outre raccordé au réseau électrique terrestre si la rallonge 1 est déployée par l’opérateur.
Cette rallonge électrique déployable 1 comprend avantageusement un moyen de rappel élastique 4 du connecteur 2 de cette première prise électrique P1 dans le boitier si l’opérateur lâche ce connecteur 2. Ce moyen de rappel élastique 4 est par exemple cette rallonge elle-même 1 formant une spirale élastique hélicoïdale 4 propre à rappeler le connecteur électrique 2 dans le boîtier.
Une deuxième prise électrique P2 des deux prises électriques P1, P2 est par exemple configurée pour recevoir un courant continu du réseau électrique terrestre, son connecteur étant solidaire du boîtier de façon permanente.
Les figures 2 à 4 divulguent trois sens d’ouverture différents des trappes 10, 20 selon l’invention. Si le sens d’ouverture de ces trappes 10, 20 est vers l’arrière du véhicule V pour ces trois figures, la montre une ouverture aussi vers les côtés du véhicule : vers le coté gauche pour la première trappe 10, vers le coté droit pour la deuxième trappe 20. La montre une ouverture aussi vers les côtés du véhicule : vers le côté droit pour la première trappe 10, vers le côté gauche pour la deuxième trappe 20. La montre une ouverture aussi vers le haut pour les deux trappes 10, 20. Une flèche indique le sens d’ouverture pour chacune des trappes 10, 20 de ces trois figures. D’autre configurations sont possibles, du moment que ces trappes 10, 20 respecte la symétrie plane, y compris donc les moyens d’articulation.
Connecteur électrique pour éviter l’apparition d’un arc électrique en série et procédé associé La présente invention concerne le domaine des connecteurs pour la connexion de câbles électriques et plus particulièrement, les connecteurs de câbles électriques dans un aéronef. L’invention vise en particulier un connecteur électrique perfectionné pour éviter l’apparition d’arcs électriques série.
De manière connue, un aéronef comprend une pluralité de câbles électriques, permettant de connecter électriquement des équipements nécessaires aux commandes de vol et/ou au confort des passagers.
Pour raccorder deux câbles électriques, il est connu d’équiper, d’une part, un premier câble électrique avec un connecteur électrique mâle et, d’autre part, un deuxième câble électrique avec un connecteur électrique femelle. Un tel ensemble est connu sous la désignation de « harnais », en particulier, lorsque chaque connecteur électrique est relié à plusieurs câbles électriques.
L’invention ne se limite pas aux exemples décrits ci-avant, seulement à titre d’exemple, mais elle englobe toutes les variantes que pourra envisager l’homme de l’art dans le cadre de la protection recherchée, le calculateur pouvant par exemple être réalisé en plusieurs parties séparées munies chacune d’un microcontrôleur dédié, ou être intégré dans l’onduleur.
Convertisseur numérique-analogique La présente description concerne de façon générale les générateurs de rampe de tension et les procédés de génération de rampes de tension associés, notamment les générateurs de rampes de tension utilisés dans les convertisseurs analogiques-numériques des capteurs d’image.
Les générateurs de rampe de tension, notamment ceux alimentant des convertisseurs analogique-numérique à rampe dans des capteurs d’image, sont soumis à des spécifications strictes, notamment en termes de bruit, en termes de taux de réjection de tension d’alimentation, ou encore en termes de défauts de linéarité par rapport à une rampe idéale. Par exemple, pour certaines applications, il est souhaitable d’obtenir un bruit de ligne relativement faible. En effet, l’utilisation des convertisseurs numérique-analogique (CNA, "Digital-to-Analog Converter" ou "DAC" en anglais) à source de courant pondéré ("steering current" en anglais) conduit à commuter des sources de courants de tailles diverses. Ainsi, dans les solutions existantes, les parasites de commutation ("glitches" en anglais) sont d’amplitudes variables en fonction des commutations. Il s’agit donc d’un phénomène non régulier, susceptible de créer une non-linéarité différentielle qui dégraderait la performance du capteur. En outre, il serait souhaitable que la consommation des solutions actuelles soit abaissée pour atteindre les exigences attendues, notamment pour les capteurs d’image.
Il existe un besoin d’un convertisseur digital-analogique ayant de meilleures performances par rapport aux solutions existantes qui nécessitent des courant élevés, une forte tension et un élévateur de tension. Notamment, il existe un besoin d’obtenir le niveau de bruit souhaité en alimentant le générateur de rampe sous la tension nominale 1,8V de la technologie ciblée, par exemple silicium sur isolant (Silicon on insulator en anglais, SOI), pour la tenue en tension.
Un mode de réalisation pallie tout ou partie des inconvénients des convertisseurs numériques-analogiques connus.
Un mode de réalisation prévoit un convertisseur digital-analogique comprenant : - une pluralité de premiers condensateurs ayant chacun une première et une deuxième électrode, les deuxièmes électrodes étant connectées entre elles et à l’entrée inverseuse d’un premier étage amplificateur dont l’entrée non-inverseuse est reliée à un plan de de masse ; - une pluralité de premiers commutateurs, chacun des premiers condensateurs ayant sa première électrode connectée à un correspondant desdits premiers commutateurs de la pluralité; chacun des premiers commutateurs étant capable d’occuper : un premier état dans lequel la première électrode du condensateur correspondant est reliée à une première tension de référence ; et, un deuxième état dans lequel la première électrode du condensateur correspondant est reliée à une deuxième tension de référence différente de la première tension de référence ; - un circuit de contre-réaction capacitif, connecté entre l’entrée inverseuse et la sortie du premier étage amplificateur, et comprenant au moins un condensateur; et - un contrôleur configuré pour commander la pluralité de premiers commutateurs afin de modifier la charge accumulée dans ledit circuit de contre-réaction et générer ainsi une séquence comprenant une ou plusieurs rampes de tension et/ou un ou plusieurs sauts de tension à la sortie du premier étage amplificateur.
Un autre mode de réalisation prévoit, un procédé de génération d’une séquence comprenant une ou plusieurs rampes de tension et/ou un ou plusieurs sauts de tension, le procédé comprenant : - commander, avec un contrôleur, une pluralité de premiers commutateurs d’un convertisseur numérique-analogique comprenant une pluralité de condensateurs ayant chacun une première et une deuxième électrodes, les deuxièmes électrodes étant connectées entre elles et à l’entrée inverseuse d’un premier étage amplificateur dont l’entrée non-inverseuse est reliée à la masse, chacun des premiers condensateurs ayant sa première électrode connectée à un correspondant desdits premiers commutateurs de la pluralité, chacun des premiers commutateurs étant capable d’occuper : un premier état dans lequel la première électrode du condensateur correspondant est reliée à une première tension de référence; et, un deuxième état dans lequel la première électrode du condensateur correspondant est reliée à une deuxième tension de référence différente de la première tension de référence ; le convertisseur numérique-analogique comprenant un circuit de contre-réaction capacitif, qui comprend au moins un condensateur, connecté entre l’entrée inverseuse et la sortie du premier étage amplificateur, les commutateurs étant commandés afin de modifier la charge accumulée dans ledit circuit de contre-réaction et générer ainsi ladite séquence à la sortie du premier étage amplificateur du convertisseur digital-analogique.
Selon un mode de réalisation, le circuit de réinitialisation des premiers condensateurs est connecté à l’entrée inverseuse et à la sortie du premier étage amplificateur ; le circuit de réinitialisation comprenant un interrupteur connecté à l’entrée inverseuse du premier étage amplificateur ; la sortie du premier étage amplificateur étant asservie à une valeur de tension de réinitialisation lorsque l’interrupteur du circuit de réinitialisation est conducteur.
Selon un mode de réalisation, l’interrupteur du circuit de réinitialisation est en outre connecté à la sortie d’un deuxième amplificateur, la tension de réinitialisation est une troisième tension de référence appliquée en entrée du deuxième amplificateur et, l’entrée inverseuse du deuxième amplificateur est connectée à la sortie du premier étage amplificateur.
Selon un mode de réalisation, les commutateurs sont commandés les uns après les autres afin de modifier progressivement la charge accumulée au niveau dudit circuit de contre-réaction capacitif et générer ainsi une rampe de tension de la séquence.
Selon un mode de réalisation, le contrôleur comprend un ou plusieurs registres à décalage pour commander la pluralité de premiers commutateurs.
Selon un mode de réalisation, le contrôleur est configuré pour commander simultanément plusieurs des premiers commutateurs afin de générer un saut de tension à la sortie du premier étage amplificateur.
Selon un mode de réalisation, le convertisseur digital-analogique comprend un nombre desdits premiers condensateurs supérieur ou égal à 2n, où n est un entier supérieur ou égal à 6.
Selon un mode de réalisation, les premiers condensateurs ont une capacité égale ou approximativement égale.
Selon un mode de réalisation, le contrôleur est configuré pour sélectionner les niveaux relatifs des première et deuxième tensions de référence afin de sélectionner une pente positive ou une pente négative de ladite ou desdites rampes de tension de la séquence.
Selon un mode de réalisation, le contrôleur comporte en outre un moyen d’adressage pour commander de manière programmable la pluralité de premiers commutateurs.
Les deux spectres sont transmis au calculateur 30. Le calculateur 30 est configuré pour afficher ces deux spectres, ou encore pour calculer un rapport entre le spectre de la première partie 21 du faisceau lumineux émis polarisée linéairement à -45 degrés suivant le premier état de polarisation et le spectre de la deuxième 22 partie du faisceau lumineux émis polarisée linéairement à +45 degrés. A partir de ces deux spectres, le calculateur 30 peut aussi en déduire le degré de polarisation du faisceau lumineux émis relatif à la composante polarisée linéairement à - 45 degrés ou à +45 degrés. Le degré de polarisation est égal à la différence des intensités des deux composantes de polarisation divisé par la somme de ces intensités. L’appareil 100 de micro-spectrométrie Raman ou de fluorescence permet ainsi une analyse en polarisation instantanée des spectres détectés.
De façon avantageuse, le dispositif optique 16 séparateur et modificateur de polarisation est escamotable. Le fait de retirer le dispositif optique 16 du trajet optique a pour effet de modifier la focalisation des spectres sur le capteur pixellisé, ce qui est susceptible de détériorer la résolution spectrale du spectromètre 9. Aussi, selon une variante de l’invention, il est prévu d’insérer un composant optique, de type lentille ou ménisque, pour compenser la défocalisation des spectres lorsque le dispositif optique 16 est escamoté. De façon avantageuse, un tel composant optique correcteur de focalisation est placé sur un porte lame coulissant solidaire du dispositif optique 16, de façon à placer sur le trajet optique soit le dispositif optique 16 soit le composant optique correcteur de focalisation.
On donne ici un exemple de dispositif optique 16 séparateur et modificateur de polarisation placé à l’intérieur du spectromètre comme illustré sur la . On utilise une lame de Savart en alpha-BBO (ou alpha borate de baryum), d’épaisseur totale 16mm et de section 8x8mm². On place une lame 17 demi-onde à large bande spectrale à une distance de 1 mm en amont de la lame de Savart 18. La lame 17 demi-onde est orientée de façon à ce que son axe propre soit à 22,5 degrés des axes propres du réseau de diffraction. La lame de Savart est orientée de façon à réaliser une séparation latérale en parallèlement aux traits du réseau. On réajuste la position en tirage du détecteur CCD de 4 à 5 mm pour corriger un léger défaut de focalisation introduit par la lame de Savart 18. On obtient deux spectres espacés d’une distance W d’environ 1,1mm sur le détecteur CCD.
La illustre un deuxième exemple de réalisation où le dispositif optique 16 séparateur et modificateur de polarisation est aussi placé à l’intérieur du spectromètre 9. Dans ce deuxième exemple de réalisation, le séparateur de polarisation 18 est constitué d’un matériau cristallin anisotrope, taillé suivant des directions particulières, et le compensateur 17 est constitué d’une lame demi-onde, de préférence achromatique. Le compensateur 17 est ici placé en aval du séparateur de polarisation 18. Le séparateur de polarisation 18 est configuré et orienté de façon à ce que les composantes de polarisation linéaire parallèle et perpendiculaire à l’axe 25 des traits du réseau de diffraction 12 soient des polarisations propres du séparateur de polarisation 18. Autrement dit, le séparateur de polarisation 18 ne modifie pas les composantes de polarisation linéaire parallèle et perpendiculaire à l’axe 25 mais les sépare latéralement. On obtient ainsi à l’entrée 8 du spectromètre, deux spots 23 et 24 virtuels séparés suivant un axe parallèle à l’axe 25 des traits du réseau. Comme dans le premier exemple, la lame demi-onde 17 transforme la composantes de polarisation linéaire parallèle, et respectivement perpendiculaire, à l’axe 25 en une composante de polarisation linéaire à -45deg., et respectivement +45 degrés, par rapport à l’axe 25 des traits du réseau.
De la même manière que dans l’exemple illustré sur la , le dispositif optique 16 séparateur et modificateur de polarisation permet ainsi d’éclairer le réseau de diffraction 12 avec une première partie 21 du faisceau lumineux émis polarisée linéairement à -45 degrés et une deuxième partie 22 du faisceau lumineux émis polarisée linéairement à +45 degrés. Et le système de détection 13 acquiert simultanément un spectre de la première partie 21 du faisceau lumineux émis polarisée linéairement à -45 degrés sur une première zone 14 de détection et un spectre de la deuxième partie 22 du faisceau lumineux émis polarisée linéairement à +45 degrés sur une deuxième zone 15 de détection. La première zone 14 de détection et la première zone 14 de détection sont séparées d’une distance W.
A titre d’exemple, l’appareil 100 est un microscope Raman comprenant un spectromètre 9 de focale 300mm et utilisant une source laser émettant à la longueur d’onde de 532nm. On ajoute un dispositif optique 16 séparateur et modificateur de polarisation à l’intérieur du spectromètre comme illustré sur la . Le séparateur de polarisation 18 est un cristal de calcite d’épaisseur 10 mm et de section 8x8mm². En aval du séparateur de polarisation 18, à une distance de 1mm, on place un compensateur 17 constitué d’une lame demi-onde à large bande spectrale, dont un axe propre est orienté à 22,5 degrés des axes propres du réseau de diffraction. On rajoute une lentille de focale F=500mm en matériau N-BK7, à une distance de 60mm du trou d’entrée du spectromètre, afin de corriger un léger défaut de netteté introduit par le séparateur. On obtient sur le détecteur CCD deux spectres, espacés d’environ W=0,9mm, le premier spectre étant relatif à la polarisation linéaire à -45 deg., et le deuxième spectre à la polarisation linéaire à +45 deg. La largeur à mi-hauteur H1, H2, de chaque spectre n’est pas affectée par la séparation de polarisation.
La illustre un troisième exemple de réalisation où le dispositif optique 16 séparateur et modificateur de polarisation est aussi placé à l’intérieur du spectromètre 9. Dans ce troisième exemple de réalisation, le séparateur de polarisation 18 est constitué d’un matériau cristallin anisotrope, taillé suivant des directions particulières, et le compensateur 17 est constitué d’une lame quart d’onde, de préférence achromatique. Le compensateur 17 est ici placé en aval du séparateur de polarisation 18. En variante, le séparateur de polarisation 18 est constitué d'une lame de Savart. Le séparateur de polarisation 18 est configuré et orienté de façon à ce que les composantes de polarisation linéaire parallèle et perpendiculaire à l’axe 25 des traits du réseau de diffraction 12 soient des polarisations propres du séparateur de polarisation 18. Autrement dit, le séparateur de polarisation 18 ne modifie pas les composantes de polarisation linéaire parallèle et perpendiculaire à l’axe 25 mais les sépare latéralement. On obtient ainsi à l’entrée 8 du spectromètre, deux spots 23 et 24 virtuels séparés suivant un axe parallèle à l’axe 25 des traits du réseau. A la différence des deux premiers exemples, la lame quart d’onde 17 transforme ici la composantes de polarisation linéaire parallèle, et respectivement perpendiculaire, à l’axe 25 des traits du réseau en une composante de polarisation circulaire droite, et respectivement circulaire gauche sur le réseau de diffraction 12 (représentées par des flèches curvilignes sur la ). Dans ce troisième exemple de réalisation, le dispositif optique 16 séparateur et modificateur de polarisation permet d’éclairer le réseau de diffraction 12 avec une première partie 21 du faisceau lumineux émis de polarisation circulaire droite et une deuxième partie 22 du faisceau lumineux émis de polarisation circulaire gauche. L’avantage d’utiliser des composantes de polarisation circulaire droite et circulaire gauche est que ces états de polarisation circulaires sont insensibles à l’anisotropie du réseau de diffraction 12. Par conséquent, ces deux composantes de polarisation circulaire droite et circulaire gauche sont diffractées sur le réseau de diffraction 12 avec une même efficacité de diffraction.
Le spectromètre 9 forme une image spectrale de la première partie 21 du faisceau lumineux émis de polarisation circulaire droite sur une première zone 14 du système de détection 13. Simultanément, le spectromètre 9 forme une image spectrale de la deuxième partie 22 du faisceau lumineux émis de polarisation circulaire gauche sur une deuxième zone 15 du système de détection 13. Ces deux spectres sont séparés sur le système de détection d’une distance W dans une direction parallèle à l’axe 25 des traits du réseau de diffraction 12. De cette manière, le système de détection 13 acquiert simultanément un spectre de la première partie 21 du faisceau lumineux émis de polarisation circulaire droite et un spectre de la deuxième partie 22 du faisceau lumineux émis de polarisation circulaire gauche.