INPI-France/Brevets-Francais-2024-Chunked huggingface dataset:
Les solutions connues pour l’échange des clés secrètes entre les satellites sont: Enregistrer avant le lancement des satellites une base de données de clés sécrètes qui seront utilisées durant la vie du satellite. Cette solution requiert cependant un très grand volume de clé à stocker et implique un risque de compromission des clés durant la vie du satellite. Echanger les clés secrètes entre deux satellites voisins en utilisant la liaison inter-satellite et propager de proche en proche toutes les clés secrètes par QKD. Cependant, cette méthode nécessite la distribution de proche en proche. Il y a donc l’inconvénient que chaque satellite faisant office de relais doit être un nœud de confiance pour l’échange de clés entre les deux satellites. La illustre cet exemple, avec trois satellites A, B et C formant une constellation, le satellite B faisant office de nœud de confiance pour propager les clés secrètes entre A et C par les liaisons ISL A-B et ISL B-C.
L’invention vise à pallier certains problèmes de l’art antérieur. A cet effet, un objet de l’invention est un système et une méthode de distribution de clés secrètes sûres pour une constellation de satellites à l’aide d’une station de communication. A la différence des méthodes de l’art antérieur, une seule station de communication est utilisée pour échanger des clés secrètes sûres avec un satellite, chacune des clés secrètes sûres étant destinée à la communication sécurisée du satellite avec un autre satellite respectif de la constellation. L’établissement des clés secrètes sûres est réalisée par QKD afin de rendre la solution de l’invention inconditionnellement sûre.
Également, ne doivent être comptabilisées que des variations rapides ou brusques correspondant à la durée d'un arc, typiquement inférieure à 1 ms.
Ainsi donc dans notre exemple, toute variation supérieure à (100mV x 0,2 )/ms sera comptabilisée comme un arc la détection ( soit un seuil de détection dV/dt à 20V/s).
Également, on pourra retenir comme seuil fiable de mise en sécurité, un minimum de 5 arcs par période de 1 seconde glissante.
CAPTEUR DE CHAMP MAGNETIQUE POUR LA MESURE D’UN COURANT CONTINU La présente invention concerne un dispositif de mesure sans contact d’un courant électrique circulant dans un conducteur par l’intermédiaire de la mesure du champ magnétique induit par ce courant. L’invention concerne plus particulièrement un capteur de champ magnétique intégrant un transducteur à base d’un matériau super-paramagnétique, adapté pour la mesure de courant continu.
Pour mesurer un courant I, différents principes physiques peuvent être exploités pour générer une grandeur physique représentative de ce courant I. Par exemple, les capteurs magnétiques mettent en œuvre des transducteurs qui sont sensibles à des grandeurs magnétiques, tels que le champ magnétique, induites par le courant à mesurer.
On connaît notamment les capteurs de courant mettant en œuvre la technologie dite à Effet Néel® décrite par exemple dans le document FR2891917. La particularité de cette technologie repose sur l’utilisation d’un transducteur constitué de bobines dont les noyaux sont à base d’un composite chargé de nanoparticules présentant des propriétés super-paramagnétiques. Le matériau super-paramagnétique utilisé ayant la particularité d’être exempt d’hystérésis, ce type de transducteur présente ainsi l’avantage de ne pas présenter d’offset magnétique.
De façon simplifiée, la bobine à noyau super-paramagnétique (ou bobine SPM) agit comme un mélangeur de fréquences. Lorsqu’une bobine SPM est parcourue par un courant d’excitation de fréquence Fexc connu, et en l’absence de champ magnétique extérieur à mesurer Hext, la force électromotrice (f.é.m.) induite aux bornes de cette bobine ne présentera pas d’harmonique de rang pair. Au contraire, l’apparition d’un champ magnétique extérieur à mesurer Hext induira l’apparition d’harmoniques de rang pair portant l’information sur le champ magnétique à mesurer. En pratique, l’amplitude et la phase des harmoniques paires et en particulier celle de l’harmonique de rang 2 permettent respectivement d’accéder à l’amplitude et à la polarité du champ primaire. Un circuit de contre-réaction peut être couplé au système pour réduire d’éventuelles informations parasites dues aux distorsions induites par le système, et délivrer une grandeur de mesure plus exploitable, par exemple directement proportionnelle au courant à mesurer.
Un tel capteur de courant est par exemple décrit de manière succincte dans le document FR2980581, mais la configuration proposée suppose l’utilisation d’un générateur de signaux spécifique capable de générer un signal d’excitation d’onde idéal, c’est-à-dire un signal dont les amplitudes des harmoniques paires sont nulles. Or, un signal généré par l’intermédiaire d’un générateur de type PWM (« pulse width modulation » ou « modulation à largeur d’impulsion ») ou d’un convertisseur analogique-numérique (CAN) contient nécessairement des harmoniques, et notamment l’harmonique de rang 2 dont le niveau peut être non négligeable et qui se retrouve dans le signal fourni par la bobine SPM, nécessitant la mise en œuvre d’un traitement complexe pour extraire le signal utile.
Le document FR3038063 propose un capteur intégrant un transducteur formé de quatre bobines SPM et couplé à deux générateurs d’excitation, à savoir un générateur haute fréquence F HF de courant I HF et un générateur basse fréquence F BF de courant I BF . Le capteur est notamment configuré pour que les bobines soient parcourues par des courants d’excitation qui permettent d’obtenir au niveau de la sortie du transformateur un signal ne contenant que les fréquences utiles F HF -F BF et F HF +F BF . De cette manière, même en présence de résidus harmoniques dans les signaux I HF et I BF , le signal utile en sortie notamment du transformateur utilisé pour la détection n’est pas affecté par la qualité des signaux d’excitation. Cette configuration impose cependant de choisir une fréquence F BF très inférieure à la fréquence F HF , de sorte que les deux fréquences présentes dans le signal utile de sortie sont relativement proches et distantes de 2.F BF seulement. Ce faible écart fréquentiel conduit à la nécessité d’utiliser un filtre de démodulation de fréquence de coupure relativement basse, notamment inférieure à 2.F BF , ce qui engendre un temps de réponse long et à une bande passante limitée du système. Par ailleurs, le déséquilibre inévitable des bobines SPM provoquera également l’apparition d’une composante à la fréquence F HF proche des deux fréquences utiles F HF -F BF et F HF +F BF . La forte amplification des fréquences utiles pour obtenir un bon rapport signal sur bruit étant nécessaire, la présence de cette composante F HF est donc gênante et difficile à filtrer à cause de sa proximité avec les fréquences utiles. Un filtre coupe bande sélectif peut être ajouté pour limiter le problème, mais outre la réalisation complexe et délicat d’un tel filtre sélectif, son intégration accroît le temps de réponse du système. Par ailleurs, l’utilisation de deux générateurs d’excitation pour l’injection des deux fréquences induit un coût non négligeable à la solution.
L’objet de la présente invention vise donc à proposer une solution alternative de capteur de champ magnétique continu ou de courant continu, intégrant des bobines à noyau super-paramagnétique. L’invention vise notamment à proposer une configuration permettant d’améliorer le rapport signal sur bruit du système, qui ne nécessite pas l’utilisation de composants très couteux, ni la mise en œuvre de circuits encombrants, ni une réalisation complexe.
L’invention a ainsi pour objet un capteur de champ magnétique pour la mesure d’un courant continu, formé d’au moins un transducteur à matériau super-paramagnétique SPM destiné à être soumis à un champ magnétique extérieur à mesurer, et couplé électriquement à un module d’excitation et à un module d’analyse.
Selon l’invention, le transducteur comprend au moins une paire de bobines à noyau super-paramagnétique SPM, les bobines SPM étant sensiblement identiques et étant connectées en série entre deux bornes extrêmes du transducteur, le point de connexion commun des bobines SPM étant relié à un potentiel de référence.
En outre, le module d’excitation est configuré pour générer et injecter dans le transducteur un courant d’excitation Ie à une fréquence d’excitation Fe prédéfinie, et comprend au moins : . une bobine à point milieu montée en parallèle aux bornes du transducteur ; . un générateur de tension d’excitation monté entre le potentiel de référence et ledit point milieu, ce générateur de tension étant de préférence à fréquence ajustable ou réglable ; et . une impédance d’excitation configurée pour former avec les bobines SPM un premier circuit de type RLC série de fréquence de résonance Fres_e sensiblement égale à la fréquence d’excitation Fe.
Par ailleurs, le module d’analyse comprend au moins : . une impédance d’analyse connectée aux bornes extérieures de la bobine à point milieu, l’impédance d’excitation étant configurée pour former avec les bobines SPM un deuxième circuit de type RLC série de fréquence de résonance d’analyse Fres_a sensiblement égale à une fréquence d’analyse Fa ; et . un moyen d’analyse du courant traversant l’impédance d’analyse à la fréquence d’analyse Fa pour extraire une composante à ladite fréquence d’analyse Fa égale à un multiple pair de la fréquence d’excitation Fe.
Avantageusement, la fréquence d’analyse Fa est égale à 2.Fe.
Selon un mode de réalisation, l’impédance d’excitation est connectée entre le générateur d’excitation et le point milieu de la bobine à point milieu.
montre un circuit électrique comportant un arc électrique parallèle.
montre un circuit électrique comportant un arc électrique série.
montre un harnais comprenant des câbles électriques et une fibre optique maintenus ensemble par un support.
montre une vue en coupe de la .
montre une fibre optique à réseaux de Bragg, ladite fibre optique comportant trois réseaux de Bragg.
montre une répartition de température lors d’une formation d’un arc électrique.
montre un exemple de spectre incident émis par un réflectomètre optique à l'extrémité amont de la fibre optique de la ,
montre le spectre transmis à l’extrémité aval de cette fibre optique, et
montre le spectre réfléchi et revenant vers l’extrémité amont de cette fibre optique.
montre un système de harnais connecté à une source, des organes d’interfaces de connexions électriques aval, intermédiaires et amont et comprenant un système de détection selon l'invention à réflectomètre optique couplé à une fibre optique à réseaux de Bragg déployée le long du harnais.
montre un mode de réalisation où la fibre optique s’étend à l’intérieur d’un connecteur modulaire.
montre, à gauche, le spectre réfléchi par une fibre à réseaux de Bragg d'un système de détection selon l'invention correspondant à un fonctionnement normal et à droite, un spectre réfléchi par cette même fibre lors de l’apparition d’un défaut d’arc électrique.
L’apparition d’un arc électrique est un phénomène redouté en aéronautique. L'évolution vers des aéronefs toujours plus électriques oblige à un changement de paradigme pour la gestion des risques induits par des arcs électriques de défaut sur les réseaux de distribution électrique embarqués. Si leur détection devient une composante essentielle de la stratégie de mitigation d’ensemble pour la gestion de ces risques, cela doit se faire avec l’assurance que les critères de fiabilité et de robustesse de cette détection soient au plus proche des 100% pour des raisons de sécurité et de qualité et pour ne pas compromettre les autres choix technologiques définis dans cette stratégie d’ensemble de mitigation.
Le critère de fiabilité correspond à la capacité à détecter, de préférence rapidement, tous les arcs électriques de défaut indépendamment de leur énergie, leur caractère erratique ou de la variabilité de leurs signatures au sein de l’architecture électrique concernée. En d’autres termes, la fiabilité est le critère de réussite assurant la vraie détection. Plus il est élevé, plus le système est fiable.
Le critère de robustesse du système de détection d’arcs électriques de défaut évalue sa capacité à ne détecter que ce type de défaut et à ségréguer toutes autres signatures. En d’autres termes, la robustesse est le critère assurant la non-détection de faux positifs. Il est lié au niveau de bruit mesuré et représente ainsi la faculté d’un dispositif à résister aux variations environnementales, par exemple. Les variations environnementales sont assez importantes pour l'aéronef : variation de pression, de température et d’humidité. Les systèmes installés sur aéronefs doivent, en outre, subir une pluralité d'essais électromagnétiques pour pouvoir être qualifiés et certifiés. Les capteurs installés sur l’avion étant soumis à rude épreuve, ces capteurs ne doivent pas se déclencher de manière intempestive.
Dans l'invention, on propose un dispositif de détection de défaut d'arc électrique pour harnais d'un réseau de distribution électrique d'aéronef qui présente ces qualités.
Le traitement des données issues de la détection peut prendre plusieurs formes.
L’unité de traitement 4 peut détecter une anomalie sonore et générer une alarme sur la base uniquement du dernier enregistrement réalisé : dès qu’un signal d’anomalie est produit, l’unité de traitement 4 détecte une anomalie sonore.
De préférence, l’unité de traitement 4 utilise plusieurs enregistrements successifs, afin de s’assurer que le bruit ne provient pas d’un élément externe intermittent.
Pour chaque fréquence ou sous-bande de fréquences, l’unité de traitement 4 réalise un troisième filtrage sur les amplitudes des pics associés à ladite fréquence ou sous-bande de fréquences pour produire une amplitude de pic filtrée associée à ladite fréquence ou sous-bande de fréquences, les paramètres de surveillance étant les amplitudes de pic filtrées.
L’unité de traitement peut ainsi tenir compte d’un nombre prédéfini N des derniers enregistrements pour détecter une anomalie sonore ; par exemple, N=3 ou 5.
Ainsi, si un signal d’anomalie est produit pour chacun des N derniers enregistrements, ou bien pour au moins M enregistrements sur les N derniers enregistrements, une anomalie sonore est détectée. Par exemple, l’unité de traitement 4 génère une alarme si un signal d’anomalie est produit pour au moins 2 des 3 derniers enregistrements (c’est-à-dire si l’un des pics a une amplitude supérieure à -50dB sur 2 des 3 derniers enregistrements).
L’unité de traitement 4 peut aussi détecter une anomalie sur la base de l’évolution des paramètres de surveillance.
L’unité de traitement 4 peut alors stocker les pics et les fréquences sur un historique long de durée prédéfinie, par exemple de plusieurs semaines (voire de plusieurs mois). L’unité de traitement 4 utilise cet historique long des valeurs issues de la détection, pour permettre ensuite l’analyse de leur évolution.
Les augmentations des paramètres de surveillance détectés au fur et à mesure du temps (évolution sur plusieurs semaines) permettront de caractériser un boîtier décodeur se dégradant, et pouvant éventuellement être sujet à une défaillance prochaine.
Pour une date donnée, l’unité de traitement 4 conserve par exemple dans l’historique long, pour chaque fréquence ou sous-bande de fréquences, une moyenne d’un nombre prédéterminé des amplitudes de pic filtrées les plus faibles.
Chaque sous-bande de fréquences est par exemple définie par une variation fréquentielle faible, par exemple +/-500Hz, autour d’une fréquence centrale (soit une plage totale de 1000Hz).
On suppose par exemple que l’unité de traitement 4 a réalisé trois enregistrements qui donnent les mesures suivantes :
[[8.24kHz ; -72dB] ; [12.65kHz ; -43dB] ; [16.64kHz ; -68dB]]
[[7.11kHz ; -78dB] ; [12.38kHz ; -41dB] ; [13.25kHz ; -30dB]]
[[6.08kHz ; -71dB] ; [12.42kHz ; -43dB] ; [16.01 kHz ; -65dB]]
Le premier jeu de valeurs (aux alentours de 7kHz) ne présente pas au moins 2 valeurs dans une plage de +/-500Hz, il n’est donc pas conservé.
Dans certains cas, les étapes 602 et 604 sont effectuées préalablement au procédé de la , et uniquement les signaux de sélection des multiplexeurs sont enregistrés dans le circuit de command CMD.
Dans une étape 608 (FIRST SHIFT REGISTER CLOCK SELECTION CK(i) BASED ON NB_FINE_STEP CALCULATION) effectuée après l’étape 606, le multiplexeur 104 est commandé pour sélectionner le signal d’horloge comme indiqué dans l’exemple de la .
Dans une étape 610 (SELECT PROPER FLIP FLOP OUTPUT OF FIRST REGISTER BASED ON NB_CKCYCLE CALCULATION), effectuée après l’étape 606, le multiplexeur 120 est commandé pour sélectionner une sortie de bascule du premier registre à décalage 110 comme indiqué dans l’exemple de la .
Dans une étape 611 (RESET FLIP FLOPS TO ZERO), l’entrée R des bascules du premier registre à décalage 110 est activée pour remettre à zéro les bascules.
Dans une étape 612 (TIME SEQUENCE GENERATION BASED ON NB_FINE_STEP AND ON CK(i)), la séquence temporelle ayant un front est générée à partir du signal d’horloge sélectionné à l’étape 608 par le multiplexeur 104, et à partir du signal de sortie de la bascule sélectionnée à l’étape 610.
La représente un procédé de génération d’un front d’une séquence temporelle avec le circuit de la , selon un mode de réalisation de la présente description.
Dans l’exemple de la , les étapes 608 et 610 sont identiques à celles de la .
Dans une étape 702 (SECOND SHIFT REGISTER CLOCK SELECTION CK(j) BASED ON NB_FINE_STEP AND (i) AND NUMBER OF INVERTERS OF OSCILLATOR), le signal d’horloge (j) est sélectionné comme explicité dans l’exemple de la .
Dans une étape 703 (RESET FLIP FLOPS), les bascules sont, par exemple, reconfigurées comme explicité dans l’exemple de la .
Dans une étape 704, (TIME SEQUENCE GENERATION BASED ON CK(i) AND CK(j)), la séquence temporelle ayant deux fronts est générée à partir des signaux d’horloge CK(i) et CK(j) comme explicité dans l’exemple de la .
La représente, de façon schématique, un circuit 800 de génération de front d’une séquence temporelle selon un autre mode de réalisation de la présente description. Le circuit 800 est similaire au circuit de la à l’exception du dispositif de sélection 120, qui est remplacé par des dispositifs de sélection 802 et 804 dans l’exemple de la , et les bascules SR1_FLIP_FLOP_1, SR1_FLIP_FLOP_2 et SR1_FLIP_FLOP_3 ne sont pas connectées entre elles de la même manière entre la et la .
Dans l’exemple de la , le dispositif de sélection 802, qui est par exemple un multiplexeur à deux entrées, a une de ses entrées, notée « 0 » qui est reliée à un état ‘1’, qui correspond par exemple à un niveau de tension haut. Le dispositif de sélection 802 a une autre entrée, notée « 1 », qui est reliée, par exemple, à la sortie Q de la bascule SR1_FLIP_FLOP_1. La sortie du dispositif de sélection 802 est reliée à l’entrée D de la bascule SR1_FLIP_FLOP_2. Le dispositif de sélection 802 est commandé, par exemple, par l’unité de commande 111.
Dans l’exemple de la , un dispositif de sélection 804, qui est par exemple un multiplexeur à deux entrées, a une de ses entrées, notée « 0 » qui est reliée à un état ‘1’, qui est par exemple un état haut. Le dispositif de sélection 804 a une autre entrée, notée « 1 », qui est reliée, par exemple, à la sortie Q de la bascule SR1_FLIP_FLOP_2. La sortie du dispositif de sélection 804 est reliée à l’entrée D de la bascule SR1_FLIP_FLOP_3. Le dispositif de sélection 804 est commandé, par exemple, par l’unité de commande 111.
Dans un exemple non illustré, un amplificateur (« buffer », en anglais) est, par exemple, agencé en série entre la sortie Q de la bascule SR1_FLIP_FLOP_1 et l’entrée ‘1’ du dispositif de sélection 802 et/ou un autre amplificateur est, par exemple, agencé en série entre la sortie Q de la bascule SR1_FLIP_FLOP_2 et l’entrée « 1 » du dispositif de sélection 804.
Le fonctionnement global du circuit de l’exemple de la est similaire à celui de la .
Dans l’exemple de la , le placement des dispositif de sélection 802 et 804 permet de déterminer la taille effective du registre à décalage d’une façon plus optimale d’un point de vue précision temporelle pour la séquence recherchée. Le chemin critique qui tend idéalement vers un délai de propagation nul, commence dès la sortie de l’oscillateur en anneau à partir du front montant (ou descendant selon l’implémentation des bascules flip flop) et se termine sur le front montant du signal SR1_OUTPUT. Dans le cas de l’implémentation de la , le signal n’a qu’à traverser le multiplexeur d’horloge 104, ainsi que la bascule flip-flop de sortie SR1_FLIP_FLOP_3. Il y a donc seulement 2 éléments sur ce chemin critique, ce qui permet de limiter les délais et incertitudes additionnels et non voulus.
représente une vue schématique d’une troisième étape de mise en œuvre d’un procédé de maintien de plusieurs plaques, selon l’invention ;
représente une vue schématique d’une quatrième étape de mise en œuvre d’un procédé de maintien de plusieurs plaques, selon l’invention.
Description détaillée de l’invention Pour rappel, l’invention propose une solution permettant d’immobiliser une plaque intercalaire, présente entre deux plaques périphériques maintenues par un point de soudure, qui soit plus efficace par rapport à l’état de la technique.
Selon une première étape illustrée par la , d’un exemple d’un procédé de maintien selon l’invention non limitatif, une matière adhésive 2 est interposée entre une première plaque périphérique 4 et une plaque intercalaire 6.
La première plaque périphérique 4 est en acier et son épaisseur est comprise entre 1 mm et 2 mm, de préférence de l’ordre de 1,2 mm. La première plaque périphérique 4 comporte au niveau d’une première face 8, un bossage 10 en forme de cône dont le sommet 12 est aplati. La hauteur du bossage, mesurée entre son extrémité libre 14 et la surface de la première face 8, est comprise entre 0,8 mm et 1,5 mm, de préférence de l’ordre de 1 mm.
La plaque intercalaire 6 est en aluminium et son épaisseur est comprise entre 0,8 mm et 1,2 mm, de préférence de l’ordre de 1 mm. La plaque intercalaire 6 est traversée par un passage 16 de forme cylindrique ou sensiblement cylindrique. Les dimensions du passage 16 sont adaptées de manière à permettre l’insertion, éventuellement en force, du bossage 10 dans le passage 16.
La matière adhésive 2 interposée entre la première plaque périphérique 4 et la plaque intercalaire 6 se compose d’un élastomère à base d’époxyde. De façon remarquable, la matière adhésive comprend des billes en verre 18 dont le diamètre est compris entre 0,1 mm et 0,3 mm. Les billes de verre 18 se caractérisent par une dureté supérieure à la dureté de la première plaque périphérique 4 et supérieure à la plaque intercalaire 6. Le pourcentage volumique des billes de verre 18 dans la matière adhésive 2 est compris entre 5% et 20%.
La matière adhésive 2 est appliquée autour du bossage 10, présent sur la première face 8 de la première plaque périphérique 4.
Selon une deuxième étape illustrée par la , le bossage 10 de la première plaque périphérique 4 est inséré, éventuellement en force, dans le passage 16 de la plaque intercalaire 6.
Lors d’une troisième étape illustrée par la , une seconde plaque périphérique 20 est positionnée en vis-à-vis de la plaque intercalaire 6, parallèlement ou sensiblement parallèlement à la plaque intercalaire. La seconde plaque périphérique 20 est identique ou sensiblement identique à la première plaque périphérique 4. Un effort compris entre 981 N et 1 471,5 N est alors exercé sur les plaques périphériques, de manière à rapprocher lesdites plaques.
De façon avantageuse, cet effort favorise une insertion des billes de verre 18 à la fois dans la première plaque périphérique 4 et dans la plaque intercalaire 6. Ainsi, chaque bille en verre 18 forme alors une liaison mécanique entre lesdites plaques, liaison mécanique venant en complément de la liaison chimique réalisée par la matière adhésive 2. Selon un autre avantage, les billes de verre forment plusieurs liaisons mécaniques distinctes, empêchant un mouvement de pivotement entre la plaque intercalaire 6 et la première plaque périphérique 4. Ainsi, l’invention propose également un procédé de maintien plus fiable pour immobiliser les plaques en prévenant d’un mouvement de pivotement entre lesdites plaques.