INPI-France/Brevets-Francais-2024-Chunked huggingface dataset:
La illustre un écrou de verrouillage 5 ou 50 avec un trou débouchant 501 formant un drain qui permet un nettoyage de l’intérieur de l’écrou notamment au niveau des formes complémentaires 22, 52 pendant le process de fabrication. Le drain débouchant 501 permet également la circulation efficace des fluides lors de la réalisation d’un traitement de surface du composant monobloc, et donc d’améliorer l’homogénéité du dépôt issu du traitement de surface. Le diamètre du drain débouchant 501 est au minimum de l’ordre de 0,5 mm. L’écrou de verrouillage peut également comporter plusieurs drains débouchants, favorisant la circulation des flux électrolytiques lors d’un éventuel traitement de surface.
Alternativement ou cumulativement, on peut prévoir en tant que drain débouchant 501 un canal en surface de l’écrou 5;50 et/ou du corps 2;120.
Les formes complémentaires entre corps 2 et écrou 5 ou 50 que l’on peut envisager pour réaliser un assemblage mécanique direct avec au moins un degré de rotation entre eux sont nombreuses : il peut s’agir de formes à section trapézoïdale 22, 52 ( ), de formes 23, 53 formant une rotule ( ), de formes à section torique 24, 54 ( ), de formes à section incurvée simple 25, 55 ( ), ou multiple 26, 56 ( ), formes à section triangulaire 27, 57 ( ) ou en zig-zag 28, 58 ( ).
Pour le serrage de l’écrou de verrouillage 5 ; 50, celui-ci peut comprendre une surface extérieure polygonale, de préférence hexagonale 500 pour la prise d’une clef ( ) ou un trou pour accueillir une clef à ergot, ou une surface extérieure moletée 502 ( ).
Les formes géométriques illustrées précédemment sont parfaitement complémentaires sur toute leur longueur. Des formes intérieures partiellement complémentaires entre corps et écrou de verrouillage d’un composant monobloc peuvent également convenir dans le cadre de l’invention. Par exemple, comme illustré à la , une forme à section trapézoïdale 22 pour le corps 2 ; 120 peut parfaitement coopérer avec une forme à section triangulaire 57 pour l’écrou 5 ; 50.
Les deux configurations illustrées pour le composant monobloc sont relatives à un boitier de connecteur 2 avec un écrou de verrouillage 5 à un boitier 12 de connecteur complémentaire 11 et à un accessoire de type backshell 100 à verrouiller à l’arrière d’un connecteur. On peut envisager toute autre configuration de composant monobloc dédiée à un connecteur électrique et/ou optique.
Source laser présentant une pluralité de raies spectrales séparées d’un intervalle spectral déterminé DOMAINE DE L’INVENTION La présente invention concerne une source laser pour émettre un rayonnement lumineux présentant une pluralité de raies spectrales séparées d’un intervalle spectral déterminé. Une telle source trouve une application toute particulière dans le domaine des communications par multiplexage par répartition en longueur d'onde.
ARRIERE PLAN TECHNOLOGIQUE DE L’INVENTION Le document « WDM Source Based on High-Power, Efficient 1280-nm DFB Lasers for Terabit Interconnect Technologies », de B. Buckley, IEEE PHOTONICS TECHNOLOGY LETTERS, VOL. 30, NO. 22, NOVEMBER 15, 2018, propose une source laser formée d’une banque de lasers à rétroaction répartie. Chaque laser comprend un réseau de Bragg distribué le long de la cavité laser. Les lasers émettent des rayonnements lumineux à des longueurs d’onde étagées, typiquement écartées de 100GHz ou de 50GHz les unes des autres.
Les rayonnements lumineux émis par les lasers sont propagés aux ports d’entrée d’un mélangeur optique passif. Ce mélangeur produit, sur ses ports de sortie, une pluralité de rayonnements lumineux combinant chacun les rayonnements lumineux fournis sur ses ports d’entrée. Les rayonnements de sortie produits sur ces ports de sortie sont donc multispectraux (en peigne spectral, chaque raie du peigne correspondant au rayonnement émis par un laser de la banque).
Du fait des imprécisions et de la variabilité des procédés de fabrication des lasers, leurs longueurs d’onde d’émission sont mal maitrisées. Cela induit une variabilité de l’intervalle spectral présent entre deux raies spectrales d’un rayonnement multispectral, de l’ordre de plus ou moins 5 à 10% de l’intervalle spectral attendu, voire plus suivant l’intervalle. Les longueurs d’onde des rayonnements lumineux émis par les lasers sont également sensibles à la température d’opération, cette dernière pouvant évoluer par exemple de 0 à 80°C.
L’intervalle spectral du rayonnement lumineux fourni par une source laser multispectrale de l’état de la technique est donc mal maitrisé et susceptible de dériver au cours du fonctionnement de cette source.
OBJET DE L’INVENTION Un but de l’invention est de proposer une solution au moins partielle à ce problème. Plus spécifiquement, un but de l’invention est de proposer une source laser apte à fournir un rayonnement lumineux multispectral dont l’intervalle spectral est mieux maitrisé que celui présent dans les rayonnements lumineux produits par les sources laser de l’état de la technique. Un autre but de l’invention est de fournir une source laser permettant de verrouiller une fréquence de résonnance accordable d’au moins un filtre d’un composant photonique.
Ainsi : ; et Avec : ; et
Dans une variante similaire au montage de la , le générateur de tension de contre-réaction VCR peut être formé de deux sources de tension VCR1 et VCR2 référencées au potentiel de référence. Les deux sources de tensions VCR1 et VCR2 sont configurées pour générer des tensions de même valeur VCR/2 mais de polarité opposée, et sont connectées aux bobines SPM LN1 et LN2 au travers d’amplificateurs A1 et A2 respectifs. En outre, pour supprimer le bruit de mode commun induit par ces deux sources de tensions VCR1 et VCR2, une inductance de mode commun LMC de valeur très supérieure à la valeur d’inductance des bobines SPM et à la valeur de l’inductance d’excitation Le, peut être ajoutée. Cette configuration permet d’éviter l’emploi d’une alimentation isolée et d’un amplificateur isolé, ce qui permet de réduire les coûts.
Mode de réalisation à 4 bobines SPM, sans contre-réaction
Pour améliorer l’élimination d’un signal à la fréquence d’analyse Fa qui pourrait être présent dans le signal SPM du transducteur à 2 bobines SPM dans les montages des figures précédentes, et perturber ainsi la mesure, des bobines SPM supplémentaires LN3 et LN4 peuvent être ajoutées.
Par exemple, comme illustré à la , le montage de la peut ainsi être modifié en couplant la première paire de bobines LN1 et LN2, à une deuxième paire de bobines super-paramagnétiques LN3 et LN4 sensiblement identiques aux bobines de la première paire.
En particulier, les bobines LN3 et LN4 de la deuxième paire sont montées en série et les deux paires de bobines sont montées en parallèle, de sorte que la borne extrême 31 de la première paire de bobines est connectée à la bobine LN3 et la borne extrême 32 de la première paire de bobine est connectée à la bobine LN4.
En pratique, les bobines SPM LN3 et LN4 sont soumises sensiblement aux mêmes champs magnétiques que les bobines SPM LN1 et LN2.
Ainsi, à la fréquence d’analyse Fa, la tension e 12 induite par la variation de champ, hors effet SPM, dans la première paire de bobines LN1 et LN2 est sensiblement identique à la tension induite e 34 dans la deuxième paire de bobines LN3 et LN4. Sur le montage de la , les points de polarité de chaque bobine sur le montage de la par rapport au champ primaire sont tels que la tension entre les bornes extrêmes 31 et 32 développée par la première paire de bobines LN1 et LN2 est égale à la tension e 12 , et la tension entre les bornes extrêmes 31 et 32 développée par la paire LN3 et LN4 est égale à –e 34 . Les bobines SPM LN1 à LN4 étant d’impédance sensiblement identiques, la tension entre les bornes extrêmes 31 et 32 est alors égale à e 12 /2-e 34 /2, soit à peu près 0. En outre, les bobines LN3 et LN4 n’étant pas parcourues par le courant d’excitation Ie, elles ne produisent aucun effet SPM, et la tension SPM utile (VSPM) produite dans la première paire de bobines LN1 et LN2 se retrouve donc entre les bornes extrêmes 31 et 32 mais divisée par 2 par rapport à la configuration à une paire de bobines SPM de la .
Ainsi, bien que la sensibilité du circuit soit divisée par 2, cette configuration à quatre bobines SPM identiques plongées dans le même champ magnétique permet néanmoins de supprimer la composante primaire présente à la fréquence Fa.
Mode de réalisation : 4 bobines SPM, avec contre-réaction VCR
Tout comme pour le mode de réalisation à 2 bobines, il est également possible d’adjoindre un circuit de contre-réaction VCR au montage de la , pour obtenir un capteur plus adapté aux environnements électromagnétiques perturbés.
Comme illustré à la , la contre-réaction peut ainsi être réalisée par l’ajout au montage de la , d’un générateur de tension de contre-réaction VCR entre les bobines LN3 et LN4 de la deuxième paire de bobines SPM. Le générateur VCR est ainsi monté entre les bornes extrêmes 33 et 34, et est configuré pour générer un courant de contre-réaction.
Des condensateurs Cc et Cd, de même valeur C CR , positionnés respectivement sur les lignes de sortie, à savoir entre les bornes 21 et 31, et entre les bornes 22 et 32, sont configurés pour éviter la circulation du courant de contre-réaction dans la bobine à point milieu P11-P12, de sorte que le courant de contre-réaction traverse uniquement les bobines SPM dans la plage de fréquences utiles.
En pratique, le générateur de contre-réaction VCR présente une impédance faible à la fréquence d’analyse Fa. En outre, pour s’assurer que le courant d’excitation ne passe que par la première paire de bobines LN1 et LN2, il peut également être judicieux d’isoler le générateur de tension de contre-réaction VCR du potentiel de référence par l’ajout par exemple d’un transformateur d’alimentation et un amplificateur isolé.
La fréquence de résonnance du circuit d’excitation Fres_e et la fréquence de résonnance du circuit d’analyse Fres_a sont bien entendues modifiées par la présence de ces condensateurs Cc et Cd formant circuit résonant.
Par ailleurs, les modes de réalisation du transistor 200, 400 décrits précédemment en relation avec les figures 2 à 5 écrivent la présence de la plaque de champ FP située du côté extérieur (dans la première direction, i.e. dans la longueur de la région active ACT) de la région de conduction de drain D. Cela se justifie du fait que les phénomènes d’avalanche se produisent typiquement du côté du drain D des transistors haute tension. Cela étant, dans des applications particulières, il peut être souhaitable d’améliorer la tenue en tension de la jonction PN entre la source S et substrat PSUB. A cet égard, la plaque de champ FP ainsi que la région de conduction légèrement dopée LDD2 sous la plaque de champ peuvent parfaitement être réalisées symétriquement du côté de la région de conduction de source S, afin d’y obtenir les mêmes effets.
La représente des résultats mesurés de tensions d’avalanche BV, entre la région de drain D et le substrat PSUB de réalisations de transistors 200 tels que décrits en relation avec la , de réalisations de transistors 400 tels que décrits en relation avec la , et de réalisations de transistors classiques 100 tels que décrits en relation avec la .
Les tensions d’avalanche BV des transistors classiques 100 sont comprises entre 12,46V et 12,5V. Les tensions d’avalanche BV des transistors 200 sont comprises entre 13,22V et 13,36V. Les tensions d’avalanche BV des transistors 400 sont comprises entre 13,05V et 13,18V.
En d’autres termes, la présence de la plaque de champ PL et de la région de conduction légèrement dopée LDD2 sous la plaque de champ permet d’augmenter la tension d’avalanche des transistors haute tension 200, 400 de sensiblement 1V, par rapport à un transistor haute tension classique 100.
En outre d’être un avantage en soi, le gain de sensiblement 1V sur la tension d’avalanche BV peut être particulièrement bénéfique pour les technologies de mémoires non-volatile du type EEPROM.
La représente une portion d’un plan mémoire PM d’une mémoire du type EEPROM, en particulier un mot mémoire MWi,j appartenant à une rangée RGj et à une colonne COLi. Le mot mémoire MWi,j, comprend au moins un octet OCT0i, par exemple 4 octets, de huit cellules mémoires CEL chacun.
Chaque cellule-mémoire CEL comporte un transistor d’accès TA et un transistor d’état TE ayant une grille flottante et une grille de commande. Le transistor d’accès TA et le transistor d’état TE sont couplés en série entre une ligne de bit BL0i-BL7i individuellement couplée au drain du transistor d’accès TA, et une ligne de source SL0i couplée à la source du transistor d’état TE. La ligne de source SL0i peut être commune pour les cellules mémoire CEL appartenant à un ou plusieurs octet(s) OCT0i, voire à toutes les cellules mémoire CEL du plan mémoire PM.
Les grilles des transistors d’accès TA de toutes les cellules mémoires CEL d’une même rangée RGj sont couplées à une ligne de mots WLj dédiée à chaque rangée.
Les grilles de commande des transistors d’état TE des cellules mémoires d’un même mot mémoire MWi,j sont couplées à une ligne de grille de commande CGi,j dédiée à un mot mémoire MWi,j d’une colonne COLi et d’une rangée RGj.
L’accès (décodage) à une ligne de grille de commande CGi,j dans le plan mémoire PM est fait au moyen d’un circuit commutateur de grille de commande CGSWi,j situé dans une région CGSW du plan mémoire PM à proximité du mot mémoire MWi,j respectif.
Chaque circuit commutateur de grille de commande CGSWi,j peut comporter un circuit inverseur comportant un transistor PMOS haute tension et un transistor NMOS haute tension. Les transistors haute tension PMOS et NMOS sont avantageusement des réalisations de transistors haute tension 200 décrits en relation avec la ou des réalisations de transistors haute tension 400 décrits en relation avec la .
Les transistors PMOS et NMOS 200/400 du circuit commutateur de grille de commande CGSWi,j sont commandés par un signal de commande sur leurs grilles, transmis sur une ligne de commande CLj commune et dédiée à chaque rangée RGj.
Les drains des transistors complémentaires 200/400 des inverseurs des circuits commutateurs respectifs CGSWi,j sont couplées à des lignes de polarisation Dpi, Dni communes et dédiées pour chaque colonnes COLi. Des lignes de polarisation de caisson Bn, Bp peuvent permettre de polariser les caissons complémentaires contenant les transistors PMOS et NMOS. Les sources des transistors complémentaires 200/400 des inverseurs des circuits commutateurs CGSWi,j sont couplées aux lignes de grilles de commande respectives CGi,j.
Ainsi, la ligne de commande CLj de la rangée RGj et les lignes de polarisation Dpi, Dni de la colonne COLi permettent de transmettre une polarisation sélectivement sur la ligne de grille de commande CGi,j du mot mémoire MWi,j appartenant à la colonne COLi et à la rangée RGj.
Dans des opérations d’écriture des cellules mémoires CEL, les tensions d’écriture transmises sur la ligne de grille de commande CGi,j sont adaptées pour produire une injection de charges dans la grille flottante du transistor d’état TE, par effet Fowler-Nordheim à travers une épaisseur d’oxide tunnel.
Le procédé selon l’invention comprend, pour chaque descripteur , pour chaque série cible associée audit descripteur et pour chaque système à caractériser , une étape E1 d’alignement de la série source associée au descripteur considéré à la série cible considérée de sorte à identifier, pour chaque point de la série source considérée un et un seul point de la série cible considérée, un déplacement des points sources étant associé à chaque alignement.
Dans un mode de réalisation, l’étape E1 d’alignement comprend : Une sous-étape de projection des points de la série source et de la série cible considérée selon une direction de projection prédéterminée ; Pour chaque point de la série source , une sous-étape de détermination du point de la série cible le plus proche après projection ; Pour chaque point de la série source , une sous-étape d’advection vers le point de la série cible le plus proche, l’amplitude du déplacement lors de cette sous-étape d’advection étant fixée par la distance entre le point de la série source et le point de la série cible considérés .
Ces trois sous-étapes sont répétées jusqu’à ce que chaque point source de la série source ait rejoint un point cible de la série cible. Comme déjà mentionné, lors de ces itérations les points de la série source se déplacent de sorte qu’il est possible d’associer un alignement à un déplacement (ou trajet) des points de la série source au cours dudit alignement.
Dans un mode de réalisation, une fonction d’assignation est utilisée qui donne l’indice du point de la série cible considérée comme étant le plus proche du dernier point de la série source lors de l’itération des sous-étapes de l’étape E1 d’alignement. L’utilité et les détails de cette fonction d'assignation seront détaillés plus loin en lien avec la .
Pour mémoire, dans l’état de la technique, l’assignation partielle (c’est-à-dire l’alignement) d’une série source à une série cible dans une pluralité de dimensions par une méthode utilisant des techniques de transport optimal a été proposée. Cette méthode a été appliquée à un traitement d’image en deux et trois dimensions. Dans le cadre de la présente invention, les inventeurs ont adapté cette méthode pour l’appliquer à des séries temporelles.
L’étape d’alignement va maintenant être détaillée à l’aide des à . Plus particulièrement, sur la , une série source et une série cible relatives au même descripteur sont représentées sous la forme de nuages de points (dans un espace en deux dimensions : le temps en abscisse et la valeur de chaque descripteur en ordonnée), en trait plein pour les points de la série source et en pointillés pour les points de la série cible . Les séries temporelles sont alors considérées comme des objets en deux dimensions : une dimension pour l’axe des temps et une dimension pour les valeurs du descripteur associées à chaque instant.
De plus, une matrice de concaténation peut être créée à partir du vecteur . Chaque colonne de contenant la concaténation du vecteur et d’un vecteur . À chaque élément est alors associé un indice temporel . Il est utile de noter que, dans l’exemple des à , ne représente pas la valeur de l’horodatage absolu des points mais un numéro de cycle c’est à dire un incrément allant de à (le nombre de points de la source). Ainsi, ce nouveau vecteur rend compte uniquement de la relation de précédence entre les éléments de . Une matrice cible est définie de manière similaire à la différence près qu’elle possède plus de points que la matrice source donc . La création de ces matrices précédemment permet de réaliser la première étape E1 du procédé selon l’invention en utilisant des techniques de transport optimal comme précédemment décrit.
Comme mentionné précédemment et illustré à la , l’étape E1 d’alignement selon l’invention comprend une sous-étape de projection des points de la série source et de la série cible considérées selon une direction de projection prédéterminée. Contrairement à ce qui se fait dans l’état de la technique, lors de cette sous-étape, les points sources sont projetés sur une direction de projection non pas aléatoire mais selon une direction de projection prédéterminée optimale (cette notion sera définie dans la suite).
Comme illustré à la , l’étape E1 d’alignement comprend ensuite, pour chaque point de la série source, une sous-étape de détermination du point de la série cible le plus proche après projection. Afin de résoudre l’assignation des plus proches voisins des point de la série source vers les points de la série cible, un algorithme de l’état de la technique peut être utilisé, par exemple l’algorithme développé dans Boneel et Coeurjolly (2019). On notera que chaque point de la série source est ainsi associé (ou assigné) à un seul point de la série cible, mais que plusieurs points de la série source peuvent être associés au même point de la série cible. On notera également que, suivant la direction de projection choisie, le point le plus proche pour un point de la série source considérée, peut varier entre deux itérations des sous-étapes de l’étape E1 d’alignement.
Comme illustré à la , l’étape E1 d’alignement comprend ensuite, pour chaque point de la série source, une sous-étape d’advection vers le point de la série cible le plus proche, l’amplitude du déplacement lors de cette sous-étape étant fixée par la distance entre le point source et le point cible considérés. Ainsi, lors de cette sous-étape, les points de la série source vont se déplacer vers les points de la série cible qui leur sont assignés lors de la sous-étape de détermination du point de la série cible le plus proche après projection.
Il est intéressant de noter que, dans la présente invention, contrairement à ce qui se fait dans l’état de la technique, le déplacement des points de la série source n’est plus calculé dans l’espace de projection mais directement dans l’espace final en deux dimensions comme le montre la . De plus, lors de ce déplacement, une quantité de déplacement est calculée pour chaque point de la série source et les points se déplacent d’une quantité donnée sur la direction créée entre eux et leurs plus proches voisins respectifs dans la série cible.
Une illustration de ce déplacement au cours des différentes itérations est donnée à la pour un point de la série source, ici le dernier point de la série source de sorte que vers le point de la série cible ayant été définis comme les voisins du point pour l’itération considérée (ici, selon l’itération considérée, deux points de la série cibles différents sont définis comme voisin du point ). Sur cette figure, les cercles en pointillés représentent les positions du point source aux itérations précédant l’itération courante.
La fonction de la est la fonction d’association (déjà introduite) à l’itération pour descripteur et l’actionneur . À chaque nouvelle itération, les points de la série source se rapprocheront des points de la série cible jusqu’à atteindre complètement ces derniers. Sur la , les vecteurs de déplacement des points sources sont représentés par une flèche grise. Soit un point source considéré à l’itération et un point cible correspondant à son plus proche voisin à l’itération . Alors pour chaque point et chaque point ,le vecteur de déplacement a comme direction la droite passant par et , est dirigé vers le point et, dans l’exemple servant d’illustration, possède pour norme, ou quantité de mouvement, la moitié de la distance euclidienne séparant de . Ainsi, la quantité de mouvement (représentée par la norme de la flèche grise) est calculée à la par dichotomie. Dans l’exemple choisi, la quantité de mouvement du point de la source à l’itération avec la distance euclidienne est donnée par avec :
La quantité de mouvement est alors calculée en divisant la distance restante entre et par un facteur , avec dans cet exemple α=2. Soit la distance parcourue par un point de la série source, à chaque itération une distance peut être associée à un point. La suite des distances est alors créée. Chacune de ces grandeurs est alors ajoutée aux coordonnées des points de la série source respectifs, ce qui génère le déplacement des points de la série source vers ceux de la série cible.
Détermination de la direction de projection optimale