INPI-France/Brevets-Francais-2024-Chunked huggingface dataset:
Art antérieur et ses inconvénients Les systèmes de télécommunications utilisant une forme d’onde du type multi-porteuses sont bien connus dans l’état de la technique. Le principe d’une telle forme d’onde consiste à diviser le canal de transmission (ou bande de fréquences de transmission) en une pluralité de sous-canaux fréquentiels associés à des sous-porteuses, et à moduler chacune de ces sous-porteuses par des symboles de modulation représentant les données à transmettre.
La modulation multi-porteuses la plus répandue est sans aucun doute la modulation OFDM (pour « Orthogonal Frequency Division Multiplexing » en anglais). Cependant, dans un système de transmission OFDM, chaque bloc de symboles OFDM est précédé d’un intervalle de garde ou bien d’un préfixe cyclique, de longueur supérieure à l’étalement temporel de la réponse impulsionnelle du canal, de manière à éliminer l’interférence intersymboles. L’insertion d’un intervalle de garde ou d’un préfixe conduit toutefois à une perte d’efficacité spectrale.
Par ailleurs, l’occupation spectrale d’un signal OFDM étant sensiblement plus importante que la bande de sous-porteuses qu’il utilise en raison de l’étalement des lobes secondaires, la bande de fréquences utiles dans laquelle les sous-porteuses véhiculent effectivement des symboles de modulation est inférieure à la largeur du canal. Les sous-porteuses situées fréquentiellement dans la zone de transition située entre la bande de fréquences utiles et le bord du canal sont émises avec une puissance nulle, i.e. ne transmettent aucunes données.
Afin d’améliorer le confinement spectral des formes d’ondes OFDM, il a été proposé d’utiliser une forme d’onde dite OFDM filtré. Il s’agit en fait d’appliquer un filtre temporel sur les symboles OFDM afin de réduire les lobes secondaires. Cependant, une telle approche via un filtrage temporel induit une augmentation de l’interférence intersymboles, ce qui nécessite d’augmenter l’intervalle de garde. La perte d’efficacité spectrale demeure ainsi entière. De plus à chaque configuration donnée, un nouveau filtre doit être calculé. Le cas le plus défavorable pour l’OFDM est l’accès avec spectre fragmenté ou le filtrage n’est plus simplement une fonction passe bas mais coupe bande. Les implémentations des filtres deviennent très complexes.
Une forme d’onde par banc de filtres ou FBMC (pour « Filter Bank Multi Carrier » en anglais) peut également être envisagée comme alternative à l’OFDM. Une comparaison entre les systèmes FBMC et les systèmes OFDM est présentée dans l’article de B. Farhang-Bouroujeny intitulé « OFDM versus filter bank multicarrier » publié dans IEEE Signal Processing Magazine, pp. 91-112, Mars 2011. Le principe des systèmes FBMC est basé sur une synthèse par banc de filtres à l’émission et une analyse par banc de filtres à la réception. Un tel système a été décrit en détail dans l’article de B. Hirosaki intitulé « An orthogonally multiplexed QAM system using the discrete Fourier transform » publié dans IEEE Trans on Comm., vol. 29 No. 7, pp. 982-989, Juillet 1981, ainsi que dans l’article de P. Siohan et al. intitulé « Analysis and design of OFDM/OQAM systems based on filterbank theory » publié dans IEEE Trans. on signal processing, vol. 50, No 5, pp. 1170-1183, Mai 2002. Cependant, bien qu’améliorant le confinement spectral, la présence de zones de transition fréquentielle, même réduites, entre deux bandes de fréquences utiles semble toujours nécessaire.
De la sorte, les standards actuels définissent les contraintes sur les signaux utilisés dans les systèmes utilisant des formes d’ondes du type multi-porteuses via des masques spectraux d’émission. Par exemple, la illustre un masque 100 tel que défini dans le document de normalisation ETSI EN 302 217-2 V3.3.0 (2021-06), « Fixed Radio Systems; Characteristics and requirements for point-to-point equipment and antennas; Part 2: Digital systems operating in frequency bands from 1 GHz to 86 GHz; Harmonised Standard for access to radio spectrum . » Plus particulièrement, le masque 100 définit en fonction de la fréquence, une exigence d’atténuation du signal relativement à une puissance du signal, dite puissance utile Ku, dans une bande 110 de fréquences utiles inférieure à la largeur du canal. Dans le cas présent, le masque 100 est représenté tel que centré autour de la fréquence porteuse. En d’autres termes, il s’agit d’une représentation en bande de base, et pour les fréquences positives. Le spectre total du signal est obtenu par symétrie autour de la fréquence centrale, ici la fréquence nulle dans cette représentation en bande de base.
Plus particulièrement, la bande 110 de fréquences utiles s’étend, pour ce qui est des fréquences positives, jusqu’à la fréquence Fbu. Le canal de transmission s’étend quant à lui jusqu’à la fréquence Fca supérieure à la fréquence Fbu. La bande de fréquences s’étendant entre le bord Fbu de la bande de fréquences utiles et le bord adjacent Fca du canal de transmission correspond à la zone 120 de transition fréquentielle. Le canal de transmission comprend ainsi la bande 110 de fréquences utiles, dans laquelle les sous-porteuses sont des sous-porteuses 110sp modulées qui véhiculent effectivement des symboles de modulation, et la zone 120 de transition fréquentielle, dans laquelle les sous-porteuses sont émises avec une puissance nulle, i.e. ne transmettent aucunes données. La bande 130 de fréquence en dehors du canal de transmission correspond aux canaux adjacents. Dans une représentation totale du spectre du signal, i.e. symétrisée autour de la fréquence centrale, le masque 100 définit ainsi deux zones 120 de transitions fréquentielles entre la bande 110 de fréquences utiles et les canaux adjacents.
Le masque 100 définit par ailleurs un ensemble d’exigences d’atténuation K1, K2, K3, … en fonction de fréquences correspondantes F1, F2, F3…
D’autres techniques ont également été envisagées afin d’améliorer l’efficacité spectrale des formes d’onde du type multi-porteuses. Par exemple, l’article de S. Kittipiyakul and T. Javidi, « Subcarrier allocation in OFDMA systems: beyond water-filling , » Conference Record of the Thirty-Eighth Asilomar Conference on Signals, Systems and Computers, 2004, pp. 334-338 Vol.1, divulgue une méthode d’allocation de puissance de transmission adaptée aux systèmes de communications utilisant des formes d’onde multi-porteuses. Le principe est d’utiliser la connaissance du canal de propagation et de favoriser les sous-porteuses modulées de la bande de fréquences utiles bénéficiant de canaux favorables sous la contrainte d’une puissance de transmission totale fixée. Cependant, cette technique nécessite la mise en œuvre d’informations supplémentaires, e.g. issue de l’estimation de canal, ce qui la rend relativement complexe à mettre en œuvre.
- un organe de coffre, comprenant une paroi avant destinée à être disposée côté extérieur du bâtiment, une paroi de dessus, une paroi arrière destinée à être disposée côté intérieur du bâtiment, une paroi de dessous qui définit, avec ladite paroi arrière, une lumière longitudinale de coffre, et deux joues latérales de coffre qui comprennent une face intérieure orientée du côté intérieur de l’organe de coffre,
- un arbre de volet roulant dont les extrémités sont fixées sur ladite face intérieure desdites joues latérales de coffre, et sur lequel est enroulé un tablier de volet roulant, lequel tablier de volet roulant est adapté pour traverser ladite lumière longitudinale de coffre,
- un arbre d’organe d’occultation complémentaire dont les extrémités sont fixées sur ladite face intérieure desdites joues latérales de coffre, et sur lequel est enroulé un organe d’occultation complémentaire de type store ou moustiquaire, lequel organe d’occultation complémentaire est adapté pour traverser ladite lumière longitudinale de coffre,
- des coulisses latérales de tablier de volet roulant, adaptées pour assurer le guidage latéral dudit tablier de volet roulant en dehors dudit organe de coffre, et
- des coulisses latérales d’organe d’occultation complémentaire, adaptées pour assurer le guidage latéral dudit organe d’occultation complémentaire en dehors dudit organe de coffre,
ce système d’occultation étant caractérisé par le fait qu’il comprend deux pièces interfaces rapportées et fixées chacune sur la face intérieure de l’une desdites joues latérales de coffre,
lesquelles pièces interfaces comprennent chacune :
- des moyens de fixation pour la fixation de l’une des extrémités dudit arbre de volet roulant, et
- des moyens de fixation pour la fixation de l’une des extrémités dudit arbre d’organe d’occultation complémentaire.
Les deux pièces interfaces de la présente invention permettent l’utilisation des joues latérales classiques des organes de coffrage (qui reçoivent habituellement uniquement un tablier de volet roulant enroulé sur son arbre rotatif), cela pour la fixation de deux arbres parallèles de deux systèmes occultants différents.
De telles pièces interfaces peuvent avoir une structure très simple et être obtenues à un coût relativement peu élevé.
Elles évitent la réalisation de joues latérales spécifiques et permettent d’équiper les systèmes de volets roulants existants d’un store ou d’une moustiquaire complémentaire.
D’autres caractéristiques non limitatives et avantageuses du système d’occultation conforme à l’invention, prises individuellement ou selon toutes les combinaisons techniquement possibles, sont les suivantes :
- les deux pièces interfaces sont identiques et elles comprennent deux faces en opposition qui sont identiques pour permettre leur fixation sur l’une ou l’autre des deux joues latérales de coffre ;
- la face intérieure des joues latérales de coffre comprend une pluralité d’orifices de fixation de joue, chacune des pièces interfaces comprend une pluralité d’orifices de fixation de pièce interface, et certains au moins desdits orifices de fixation de pièce interface sont agencés pour venir en correspondance avec certains desdits orifices de fixation de joue pour permettre la fixation desdites pièces interfaces sur lesdites joues latérales de coffre au moyen de vis de fixation ;
- les orifices de fixation de joue comprennent :
De plus, étant donné qu’au démarrage le réservoir de comburant comporte un gaz concentré en oxygène, ou un mélange de gaz d’échappement sensiblement non azoté et d’oxygène, les premières combustions peuvent être réalisées en limitant la production d’oxydes d’azote et ce avant que le concentrateur d’oxygène atteigne sa pleine charge.
Ce réservoir de comburant permet aussi au dispositif d’être plus réactif au changement de charge et de régime, phases dans lesquelles la quantité de comburant produite par le concentrateur d’oxygène peut ne pas être suffisante pendant un cours instant de changement de régime.
Lors des baisses de régime et/ou de charge du dispositif, le concentrateur d’oxygène peut produire un excès de comburant le temps qu’il s’adapte aux changements. Cette quantité en excès peut servir à alimenter le réservoir de comburant.
L’impact environnemental du dispositif selon l’invention est donc réduit par rapport aux arts antérieurs précédemment cités.
Le dispositif peut être un moteur à combustion ou une chaudière.
Le dispositif selon l’invention peut servir pour la propulsion ou la traction automobile, de manière directe ou indirecte. Le dispositif peut encore être utilisé comme générateur électrique ou pour produire une énergie mécanique ou de la chaleur, par exemple pour l’industrie ou les particuliers.
Le dispositif comporte, de préférence, un système de recirculation des gaz d’échappement, dit « EGR ».
Lorsqu’il s’agit d’un moteur, ladite au moins une chambre de combustion peut comporter un cylindre creux, le moteur comportant un piston coulissant dans ledit cylindre.
Lorsqu’il s’agit d’un moteur, le dispositif peut comporter un arbre de transmission de puissance.
Le dispositif peut comporter un système de démarrage configuré pour démarrer le dispositif, le système de démarrage alimentant le réservoir de comburant en air enrichi en dioxygène, ou en dioxygène à l’aide du concentrateur d’oxygène avant toute combustion.
Capteurs Le dispositif peut comporter un ou plusieurs capteurs, parmi lesquels :
un capteur permettant de détecter en sortie de la chambre de combustion la proportion de diazote ou de composés azotés, notamment de NOx, contenus dans le gaz d’échappement, un capteur permettant de détecter la proportion de diazote ou de composés azotés, notamment de NOx, contenus dans le réservoir de comburant, un capteur permettant de détecter en sortie de la chambre de combustion la proportion de dioxygène contenu dans le gaz d’échappement, un capteur permettant de détecter la proportion de dioxygène contenu dans le réservoir de comburant, un capteur permettant de détecter en sortie du concentrateur d’oxygène la proportion de diazote ou de composés azotés, notamment de NOx, contenus dans le comburant, un capteur permettant de détecter en sortie du concentrateur d’oxygène la proportion de dioxygène contenu dans le comburant.
Le dispositif peut comporter une unité de contrôle permettant la régulation du dispositif, notamment à l’aide d’informations provenant du ou des capteurs précités.
Concentrateur d’oxygène Le concentrateur d’oxygène comporte, de préférence, au moins 0,3 L de zéolithes pour 1 kW de puissance moteur ou calorifique moyen, c’est-à-dire développée en moyenne par le dispositif, par exemple un moteur ou une chaudière, durant son utilisation.
La concentration d’oxygène peut être faite en une ou plusieurs étapes. Il est possible d’utiliser plusieurs concentrateurs d’oxygène en parallèle ou en série afin de répartir le volume de zéolithes. L’utilisation de concentrateurs d’oxygène en série permet d’obtenir une plus grande pureté en oxygène.
Par exemple, un premier concentrateur peut générer un gaz concentré à 95% en oxygène et un second concentrateur générant un gaz concentré à 99% en oxygène à partir du gaz concentré à 95% en oxygène.
(b) une pluralité de phases aqueuses comprenant
(b-i) au moins un polyol, et
(b-ii) de l’eau,
la première cire est choisie parmi les cires d’origine naturelle,
la deuxième cire est choisie parmi les cires d’origine synthétique, et
les phases aqueuses sont dispersées dans la phase grasse.
Il est préférable que la (a-i) première cire soit des esters de jojoba.
La quantité de la (a-i) première cire dans la composition selon la présente invention peut être de 1 % à 15 % en poids, de préférence de 2 % à 10 % en poids, et de manière davantage préférée de 3 % à 5 % en poids, par rapport au poids total de la composition.
Il est préférable que la (a-ii) deuxième cire soit une cire de polyéthylène.
La quantité de la (a-ii) deuxième cire dans la composition selon la présente invention peut être de 1 % à 15 % en poids, de préférence de 2 % à 10 % en poids, et de manière davantage préférée de 3 % à 5 % en poids, par rapport au poids total de la composition.
La (a-iii) huile de silicone peut être choisie parmi les polydiméthylsiloxanes linéaires ou cycliques.
La (a-iii) huile de silicone peut être un polydiméthylsiloxane linéaire ayant une viscosité de 1 000 cst ou plus, de préférence de 5 000 cst ou plus, et de manière davantage préférée de 10 000 cst ou plus, à 25ºC.
La quantité de la (a-iii) huile de silicone dans la composition selon la présente invention peut être de 10 % à 50 % en poids, de préférence de 15 % à 45 % en poids, de manière davantage préférée de 20 % à 40 % en poids, par rapport au poids total de la composition.
La quantité de la (a) phase grasse dans la composition selon la présente invention peut être de 20 % à 60 % en poids, de préférence de 25 % à 55 % en poids, de manière davantage préférée de 30 % à 50 % en poids, par rapport au poids total de la composition.
Le (b-i) polyol peut être choisi parmi les glycérines, les glycols et leurs mélanges.
Enfin, la présente invention concerne l’utilisation d’une composition cosmétique telle que décrite ci-dessus pour le nettoyage et le conditionnement des matières kératineuses.
Les exemples qui suivent servent à illustrer l’invention.
Exemples Dans les exemples qui suivent et sauf indication contraire, les quantités sont données en pourcentages pondéraux de matière active (MA) par rapport au poids total de la composition.
Exemple 1 Les compositions suivantes ont été préparées à partir des ingrédients indiqués dans le tableau ci-dessous.
Composition 1 2 3 Laureth sulfosuccinate disodique 1,675 1,675 1,675 Xylityl glucoside 1,2 1,2 1,2 Anhydroxylitol 0,81 0,81 0,81 Xylitol 0,51 0,51 0,51 PCA de sodium 0,3 0,3 0,3 Laureth-12 - - 1 Menthol 0,5 0,4 0,5 Parfum, conservateur qs qs qs Eau qs 100 100 100
Ces compositions peuvent être utilisées comme des nettoyants sans rinçage ; elles sont aussi efficaces que les shampooings classiques en termes de nettoyage. Elles donnent aux cheveux une bonne sensation de propreté et laissent les cheveux individualisés.
De plus, ces compositions sont plus douces que les shampooings classiques contenant des tensioactifs détersifs.
Ces compositions, lorsqu’elles sont utilisées comme un produit sans rinçage, peuvent avantageusement remplacer les shampooings classiques et ne nécessitent pas l’utilisation d’eau (pas d’étape de rinçage).
Exemple 2 L’efficacité nettoyante (élimination du sébum) a été étudiée selon le procédé suivant avec du sébum artificiel.
La composition du sébum artificiel est la suivante. Les composants ci-dessous ont été dilués dans 50 ml d’heptane.
- squalène 16 % en poids - trioléine 38 % en poids - acide oléique 22 % en poids - oléate d’oléyle 20 % en poids - oléate de cholestéryle 1 % en poids - cholestérol 3 % en poids
Trois mèches de cheveux indiens naturels, pesant chacune 1 g, ont été trempées dans du sébum artificiel pendant une nuit, puis retirées et séchées à température ambiante (25 °C). Chaque mèche de cheveux souillée a été pesée. Environ 6 mg de sébum ont été déposés sur chaque mèche.
0,4 g de la composition 1 de l’exemple 1 a été appliqué sur chaque mèche de cheveux souillés, suivi d’un essuyage avec un mouchoir en papier humide (lingette humide), 3 fois sur la face avant et 3 fois sur la face arrière. Le pourcentage d’élimination du sébum pour chaque mèche de cheveux traitée a ensuite été quantifié de la manière suivante :
- la mèche traitée a été coupée en morceaux d’environ 0,5 cm de long,
- 100 mg de mèche de cheveux coupée ont été pesés et 1 ml d’heptane ajouté,
Le sous-circuit de décalage de tension fait en sorte que le potentiel de la grille du transistor MOSFET M1 soit toujours plus élevé de 15 V par rapport à celui de la sortie de l’amplificateur.
En outre, le montage de type Darlington constitué par les transistors Q8 et Q10 nécessite 5 V de tension de déchet, c’est-à-dire la tension égale à la différence entre la tension d’entrée sur le collecteur du transistor Q8 et la tension de sortie de l’émetteur du transistor Q10 . Le MOSFET M1 , quant à lui, nécessite 10 V de tension de déchet ; c’est-à-dire la tension égale à la différence entre la tension d’entrée sur sa grille et la tension de sortie sur sa source dans le cas où le courant est maximal et en étant saturé. Le sous-circuit de décalage en tension doit donc compenser les chutes de tensions des deux transistors bipolaires Q8 et Q10 , ainsi que du MOSFET M1 soit 5 + 10 = 15 V.
Le circuit d’alimentation 151 comporte avantageusement une première diode de protection D5, D13 . L’anode de la diode D5 est connectée au signal de sortie 2 du circuit d’alimentation 151 et sa cathode est connectée à la grille du transistor MOSFET M1 . La cathode de la diode D13 est connectée à la sortie du circuit d’alimentation 155b et son anode est connectée à la grille du transistor MOSFET M2 . De même, le circuit d’alimentation 151 comporte une deuxième diode de protection D4 , D12 . La cathode de la diode D4 est connectée au drain du transistor MOSFET M1 et son anode est connectée à la source du transistor MOSFET M1 . La cathode de la diode D12 est connectée à la source du transistor MOSFET M2 et son anode est connectée au drain du transistor MOSFET M2 .
Avec un tel montage, les différents signaux obtenus sont illustrés sur les figures 7 et 8.
Les signaux illustrés sur la correspondent aux signaux obtenus avec une sinusoïde de fréquence 20kHz fournie en entrée de l’amplificateur haute-puissance 102 .
On remarque ainsi que le signal de sortie 3 est déformé au niveau des sommets des sinusoïdes qui prennent un aspect triangulaire. Ainsi, il n’est pas possible de reproduire correctement une sinusoïde à 20 kHz. En revanche, on n’observe pas de pics anormaux de tension. Les pertes de puissance sont donc limitées.
Les signaux illustrés sur la correspondent aux signaux obtenus avec une sinusoïde de fréquence 1kHz fournie en entrée de l’amplificateur haute-puissance 102 .
On remarque ainsi que le signal de sortie 3 est moins déformé qu’à 20kHz. A l’œil nu, la sinusoïde du signal de sortie 3 semble même parfaitement reproduite. Il s’avère cependant que le taux de distorsion par harmoniques (THD) est supérieur à 0,1%.
Tel qu’illustré sur la , dans un deuxième mode de réalisation, le sous-circuit de décalage de tension 162 de l’étage d’alimentation 152 comporte en outre une deuxième diode D6, D29 montée en parallèle avec une quatrième résistance R22, R26. La cathode de la deuxième diode D6 est connectée au point d’interconnexion N1 et l’anode de la deuxième diode D6 est connecté au troisième nœud d’interconnexion N10. La diode D29 est connectée en sens inverse, c’est-à-dire que sa cathode est connectée au nœud d’interconnexion N20 et son anode est connectée au nœud d’interconnexion N4, tel qu’illustré sur la .
Avec un tel montage, les différents signaux obtenus sont illustrés sur les figures 10 et 11. Les signaux illustrés sur la correspondent aux signaux obtenus avec une sinusoïde de fréquence 20kHz fournie en entrée de l’amplificateur haute-puissance 102 .
On observe toujours que le signal de sortie 3 est déformé au niveau des sommets des sinusoïdes, qui prennent un aspect triangulaire. Ainsi, il n’est toujours pas possible de reproduire correctement une sinusoïde à 20 kHz.
A l’œil nu, la sinusoïde du signal de sortie 3 semble parfaitement reproduite sur l’alternance positive et légèrement déformée sur l’alternance négative. La distorsion par harmoniques THD est égale à 0,45 % car la déformation observée correspond à la production d’harmoniques.
L’ajout de ces composants ne permet donc pas de réduire les distorsions observées sur le signal de sortie de l’amplificateur. L’ajout de la deuxième diode D6, D29 et de la quatrième résistance R22, R26 dégrade la performance dynamique du circuit. Il faut une circuiterie plus complexe pour que ces composants soient bénéfiques, c’est-à-dire qu’ils améliorent les dégradations en basses fréquences et en hautes fréquences. Pour obtenir un gain de performance, il est possible d’ajouter d’autres éléments autour du transistor Q12, Q13 .
Tel qu’illustré sur la , dans un troisième mode de réalisation, le sous-circuit d’aide à la charge 132 de l’étage d’alimentation 153 comporte en outre une branche de circuit comprenant une troisième diode D9, D14 en série avec une cinquième résistance R29, R30, montée en parallèle de la première résistance R24, R31. La cathode de la troisième diode D9 est par exemple reliée à la grille du transistor MOSFET M1. L’anode de la troisième diode D14 est reliée à la grille du transistor MOSFET M2. En variante, les composants D9, R29 et D14, R30 peuvent être inversés, de telle sorte que la troisième diode D9, D14 est connectée à la grille du transistor MOSFET M1, M2 par l’intermédiaire de la résistance R29, R30.
Avec un tel montage, les différents signaux obtenus sont illustrés sur la . Ces derniers correspondent aux signaux obtenus avec une sinusoïde de fréquence 20kHz fournie en entrée de l’amplificateur haute-puissance 102 .
L’absence de matière métallique ou d’alliages entre les aimants permanents externes 3a et 3b et entre les aimants permanents internes 4a et 4b permet de minimiser la génération de courants de Foucault, de manière à garantir un minimum de pertes énergétiques.
En pratique, tout type de polymère approprié au montage mécanique des aimants dans un boîtier de haut-parleur, par exemple du polychlorure de vinyle (PVC) usiné, peut être utilisé pour séparer les aimants d’une même paire.