INPI-France/Brevets-Francais-2024-Chunked huggingface dataset:
Le(s) paramètre(s) de fonctionnement des jeux de batterie B1, B2 sont mesurés pendant et à la fin des phases de charge et décharge. Selon un mode de réalisation de l’invention, si à la fin de l’une ou l’autre des deux phases l’un ou les deux jeux de batteries B1, B2 n’est pas/ne sont pas pleinement régénéré(s), selon la valeur du ou des paramètres de fonctionnement mesurée, l’unité de contrôle/commande UC peut proposer à l’opérateur pour la prochaine phase un jeu de paramètres adaptés pour la rendre la plus efficiente possible, c’est-à-dire : soit un ou des profils d’impulsion de charge PP1, PP2 si la phase venant de s’achever correspondait à la phase de décharge, soit une ou des valeurs de courant de décharge Id1, Id2 si la phase venant de s’achever correspondait à la phase de charge. Il est entendu qu’une optimisation des profils d’impulsion de charge PP1, PP2 induit une optimisation des durées d’impulsions d1, d2 ; et/ou des amplitudes de seuil Vt1, Vt2 ; et/ou des temps de pause toff1, toff2 ; et/ou des courants de consigne Ic1, Ic2.
Lorsque les impulsions de charge P1, P2 sont envoyées aux jeux de batteries B1, B2 respectifs, comme les deux commutateurs commandés Sw1, Sw2 fonctionnent comme des interrupteurs fermés, les jeux de batteries B1, B2 sont sollicités pour produire du courant alors que des courts-circuits se forment simultanément entre les jeux de batteries B1, B2 et le secteur. Pour maîtriser les courts-circuits et afin de ne pas endommager les modules de conversion CM1, CM2 dans le cas où se produirait une surcharge en courant sur l’une et/ou l’autre des au moins deux lignes de régénération L1, L2, deux fusibles F1, F2 peuvent être optionnellement positionnés en série sur les sorties respectives des modules de conversion CM1, CM2.
Le déclenchement des fusibles F1, F2 peut être commandé par l’unité de contrôle/commande UC si une surcharge en courant est mesurée par les dispositifs de mesure de courant MS1, MS2 ; et/ou si des surtensions sont relevées par les deux systèmes de contrôle de batteries BMS1, BMS2 sur le ou les accumulateurs des jeux de batteries B1, B2 qu’ils mesurent.
A noter qu’avant application de l’au moins un cycle de régénération compris dans le procédé de régénération, les capacités des jeux de batteries B1, B2 à régénérer sont mesurées par les systèmes de contrôle de batteries BMS1, BMS2 respectifs, pour déterminer s’ils sont non complètement déchargés. Dans le cas où un jeu de batterie à régénérer présenterait encore un certain état de charge, un courant de décharge lui est appliqué jusqu’à le décharger complètement.
Système d’alimentation électrique embarqué La présente divulgation relève du domaine des systèmes d’alimentation électrique embarqués comportant une batterie, dans le secteur aéronautique, notamment une batterie propulsive ou une batterie tampon. L’invention concerne en particulier un système d’alimentation électrique embarqué, par exemple dans un avion, dans un hélicoptère ou dans un drone ainsi qu’un procédé de refroidissement d’un tel système d’alimentation électrique.
Une batterie, notamment de type Lithium-ion (Li-ion), contient au moins une, généralement plusieurs cellules électrochimiques, telles que des cellules Li-ion, chaque cellule pouvant être l’objet d’un emballement thermique. En effet, l’électrolyte que les cellules contiennent se présente sous la forme de sels de lithium dans un solvant organique hautement inflammable. Une surchauffe de la batterie peut être une des causes du déclenchement d’un emballement thermique.
Par « emballement thermique d’une batterie », on entend une élévation anormale de la température d’au moins une cellule, une surpression avec dégazage puis réaction de combustion avec éventuellement des fumées et flammes.
Par exemple, les premiers intervalles temporels sont avantageusement alloués pour la détection d’objets, basée sur l’effet Doppler, par exemple pour la détection d’un ou plusieurs deuxièmes véhicules 11 à 13 avec lesquels le premier véhicule 10 souhaite établir une communication de type V2V.
Les ondes électromagnétiques transmises sur les premiers intervalles temporels sont par exemple entretenues avec modulation linéaire en fréquence (FMCW ou LMCW, de l’anglais « Frequency Modulated Continuous Wave » ou « Linear Modulated Continuous Wave »), comme cela est classiquement le cas pour les radars embarqués sur un véhicule. Une telle modulation permet d’obtenir des informations sur la distance et la vitesse des objets détectés. Une fois générées sur une fréquence ou plage de fréquences déterminée, les ondes sont émises pour une propagation dans l’air à une puissance et dans des conditions de rayonnement déterminées. Une fois réfléchies par le ou les objets détectées, les ondes réfléchies (écho) sont reçues par le radar pour traitement et analyse, afin d’en déduire les informations utiles (distance de l’objet détecté par rapport au radar, vitesse de l’objet détecté, azimut de l’objet détecté correspondant à l’angle d’incidence de l’onde dans un plan horizontal parallèle au plan de la chaussée obtenu par plusieurs antennes recevant les ondes réfléchies, l’azimut étant déterminé à partir des différences de phases entre les ondes réfléchies reçues).
Dans cette deuxième opération, un deuxième ensemble de deuxièmes intervalles temporels de la bande passante allouée au système radar sont alloués pour l’établissement d’au moins une communication selon le mode de communication de type véhicule vers véhicule, dit V2V.
La bande passante allouée au système radar est ainsi divisée temporellement en alternant successivement les premiers intervalles temporels et les deuxièmes intervalles temporels, tel qu’illustré à la .
Les deuxièmes intervalles temporels sont ainsi alloués pour l’émission et/ou la réception de signaux dans le cadre de communication V2X avec un ou plusieurs deuxièmes véhicules 11 à 13.
Les ondes électromagnétiques transmises durant ces deuxièmes intervalles temporels sont par exemple transmises selon une des méthodes d’accès au canal suivantes :
- OFDMA, de l’anglais « Orthogonal Frequency Division Multiple Access » ou en français « Accès multiple à répartition en fréquence orthogonale » ;
- TDMA, de l’anglais « Time Division Multiple Access » ou en français « Accès multiple à répartition dans le temps » ;
- CDMA, de l’anglais « Code Division Multiple Access » ou en français « Accès multiple par répartition en code ».
L’allocation de premiers intervalles temporels et de deuxièmes intervalles temporels pour la détection d’objet et pour la communication V2V est également mise en œuvre pour chacun des deuxièmes véhicules 11 à 13 équipés d’un système de radar similaire à celui du premier véhicule 10. Les premiers et deuxièmes intervalles temporels alloués pour les systèmes radars des deuxièmes véhicules sont avantageusement synchronisés avec les premiers et deuxièmes intervalles temporels alloués pour le système radar du premier véhicule 10, permettant ainsi aux premier et deuxièmes véhicules de communiquer des données entre eux en V2V en utilisant le canal physique associé aux deuxièmes intervalles temporels.
La illustre schématiquement une division temporelle 2 de la bande passante du du canal physique accessible par le système radar du premier véhicule 10 et/ou par les systèmes radars des deuxièmes véhicule 11, 12, 13, selon un exemple de réalisation particulier et non limitatif de la présente invention.
La division temporelle 2 illustre schématiquement la structure mise en œuvre pour la transmission et/ou la réception de signaux entre des véhicules de l’environnement 1. Une telle trame 2 comprend notamment des données transmises par le premier véhicule 10 dans le cadre d’un processus de détection d’objet(s) et d’un processus de communication en V2V avec un ou plusieurs deuxièmes véhicules 11.
Selon l’exemple de la , l’accès au canal de communication associé aux radars est réparti temporellement de manière à diviser temporellement la bande passante allouée aux communications radars dans la bande de fréquences comprises entre 76 et 81 GHz.
Des premiers intervalles temporels 21, 23, 25, 27 alternent temporellement avec des deuxièmes intervalles temporels 22, 24, 26, 28 selon une séquence déterminée de manière qu’un deuxième intervalle temporel 22 succède temporellement à un premier intervalle temporel 21, qu’un premier intervalle temporel 23 succède à ce deuxième intervalle temporel 23 et ainsi de suite. Ainsi, les premiers intervalles temporels et les deuxièmes intervalles temporels se succèdent en intercalant un premier intervalle temporel entre deux deuxièmes intervalles temporels (sauf pour l’intervalle temporel origine et/ou pour l’intervalle temporel final de la trame 2) et/ou en intercalant un deuxième premier intervalle temporel entre deux premiers intervalles temporels (sauf pour l’intervalle temporel origine et/ou pour l’intervalle temporel final de la trame 2).
Les premiers et deuxièmes intervalles temporels 21 à 28 ont par exemple chacun une même durée déterminée, par exemple égale à 1, 2 ou 3 ms.
Selon un autre exemple, la durée de chaque premier intervalle temporel 21, 23, 25, 27 est égale à une première durée déterminée et la durée de chaque deuxième intervalle temporel 22, 24, 26, 28 est égale à une deuxième durée déterminée différente de la première durée déterminée. La première durée est par exemple inférieure à la deuxième durée, ou inversement, la première durée est supérieure à la deuxième durée.
Selon une variante, les variantes et exemples des opérations décrits en relation avec les figures 1 à 3 s’appliquent aux étapes du procédé de la .
Bien entendu, la présente invention ne se limite pas aux exemples de réalisation décrits ci-avant mais s’étend à un procédé de contrôle d’un système de radars utilisé pour la détection d’objets et pour des communications, par exemple de type V2X, et embarqué sur un véhicule, et au dispositif configuré pour la mise en œuvre d’un tel procédé.
L’invention s’étend également à un procédé de synchronisation de radars de systèmes radars de véhicules communiquant dans un environnement 1.
L’invention concerne également un véhicule, par exemple automobile ou plus généralement un véhicule à moteur terrestre, comprenant le dispositif 4 de la .
TORCHE DE COUPAGE PLASMA AVEC REFROIDISSEMENT INDIRECT DES CONSOMMABLES La présente invention porte sur une torche de coupage plasma avec refroidissement indirect des consommables.
Le principe de coupage plasma est utilisé pour la découpe de tôles plus ou moins épaisses. Le passage d’un courant est établi entre une électrode et la tôle à découper de manière à former un plasma d’arc électrique. Une tuyère vient concentrer ce plasma qui est chauffé par effet Joule pour atteindre des températures très élevées. La tuyère présente un orifice de sortie qui oriente le jet plasma. Le jet plasma est en outre éjecté par l’orifice de la tuyère à grande vitesse. Du fait de la température élevée, la tôle fond localement et la pression d’alimentation en gaz de la tuyère créant la vitesse du jet plasma permet d’éjecter le métal fondu sous la tôle. On réalise de la sorte une saignée dans la pièce à découper.
Les systèmes de refroidissement connus des consommables plasma (électrodes et tuyères) sont configurés généralement pour faire circuler un fluide de refroidissement au contact direct de l'électrode ou des tuyères. Ce fluide est la plupart du temps un liquide pour les torches les plus performantes, en particulier celles utilisées sur les machines de découpe automatisées. Lors du remplacement des consommables, par exemple l'électrode, il est désagréable pour l’opérateur que le liquide de refroidissement s'écoule lors du démontage de la torche. L’écoulement de liquide hors de la torche lors de l’ouverture du circuit de refroidissement est généralement perdu, ce qui oblige les opérateurs à refaire régulièrement le plein du circuit de refroidissement. En outre, le liquide de refroidissement contient généralement un antigel de type éthylène glycol ou propylène glycol qui donne une consistance poisseuse au liquide. Cela oblige l'opérateur à utiliser des gants lors des opérations de maintenance de la torche, et à nettoyer régulièrement le poste de travail de changement des consommables.
Par ailleurs, l’électrode doit être suffisamment longue et comporter des surfaces d’échange thermique importantes pour que le fluide de refroidissement puisse en extraire efficacement les calories. Cela induit l’utilisation d’une quantité de matière importante pour sa réalisation. En outre, l’électrode présente généralement des formes spécifiques, c’est-à-dire des ailettes, pour augmenter la surface d’échange thermique avec le fluide de refroidissement. Le procédé de fabrication de l'électrode est donc relativement complexe.
La présente invention vise à remédier à ces inconvénients en proposant une torche de coupage plasma sèche comportant: - un barreau central muni d'un logement de réception d'un porte-électrode, - un porte-électrode disposé à l'intérieur du logement, et - une électrode plaquée contre une face d'extrémité pleine du porte-électrode, - le porte-électrode comportant au moins un conduit destiné à amener un liquide de refroidissement à proximité de la face d'extrémité du porte-électrode contre laquelle est plaquée l'électrode, de sorte que l'électrode est apte à être refroidie par conduction par le porte-électrode formant un radiateur thermique, lequel étant apte à être refroidi intérieurement au moins par une circulation de fluide de refroidissement à l'intérieur du conduit.
L’invention porte également sur une ou plusieurs tuyères fonctionnant sur le même principe, c’est-à-dire refroidies indirectement par contact contre une surface d’un radiateur lui-même en contact avec le fluide de refroidissement.
L'invention permet ainsi, grâce au refroidissement de l'électrode et/ou de(s) tuyère(s) par conduction via le porte-électrode et le(s) porte-tuyère(s), d'éviter que du liquide de refroidissement soit au contact direct des consommables. On parle ainsi de torche de coupage plasma "sèche" dans la mesure où l'électrode et les autres consommables sont maintenus au sec pendant l'utilisation de la torche ainsi que pendant les opérations de remplacement de la torche. L'invention permet donc d'éviter les pertes de liquide à chaque démontage, qui ne coule plus sur les mains de l'opérateur lors d'une opération de maintenance de la torche puisque le circuit n’est jamais ouvert. En outre, l’électrode qui ne participe plus à la circulation du fluide ni à la surface d’échange nécessaire aux ailettes, pourra être de taille réduite de sorte que l’on économise de la matière pour la fabriquer. Il est également possible de réaliser les formes complexes pour optimiser le passage du fluide du côté du porte-électrode, qui est une pièce non consommable, ce qui simplifie la réalisation et réduit le coût de l’électrode qui est une pièce d'usure changée régulièrement.
Selon une réalisation de l'invention, le conduit est apte à alimenter des trous de passage de liquide de refroidissement débouchant dans un espace annulaire s'étendant radialement entre une face externe du porte-électrode et une face interne du logement du barreau central.
Selon une réalisation de l'invention, le porte-électrode comporte sur sa face externe des ailettes de refroidissement, notamment de forme hélicoïdale, de sorte que les ailettes de refroidissement délimitent à l'intérieur de l'espace annulaire au moins un canal de refroidissement, dans lequel le fluide de refroidissement est apte à circuler depuis les trous de passage vers un conduit de collecte de liquide de refroidissement.
Selon une réalisation de l'invention, le porte-électrode est assemblé de façon étanche avec le barreau central par l'intermédiaire d'une portée cône-cône et un vissage interne.
La quantité de la (des) (a-iv) huile(s) non-silicone dans la composition selon la présente invention peut être comprise entre 1 % et 30 % en poids, de préférence entre 2 % et 25 % en poids, et de manière davantage préférée entre 3 % et 20 % en poids, par rapport au poids total de la composition.
{Phase aqueuse}
La phase aqueuse de la composition selon la présente invention comprend
(b-ii) de l’eau.
La quantité de la phase aqueuse dans la composition selon la présente invention peut être de 25 % en poids ou plus, de préférence de 30 % en poids ou plus, et de manière davantage préférée de 35 % en poids ou plus, par rapport au poids total de la composition.
D’autre part, la quantité de la phase aqueuse dans la composition selon la présente invention peut être inférieure ou égale à 70 % en poids, de préférence inférieure ou égale à 65 % en poids, et de manière davantage préférée inférieure ou égale à 60 % en poids, par rapport au poids total de la composition.
En conséquence, la quantité de la phase aqueuse dans la composition selon la présente invention peut être comprise entre 25 % et 70 % en poids, de préférence entre 30 % et 65 % en poids, et de manière davantage préférée entre 35 % et 60 % en poids, par rapport au poids total de la composition.
La composition selon la présente invention comprend (b-i) au moins un polyol. Deux types différents de polyols (b-i) ou plus peuvent être utilisés en combinaison. Ainsi, un seul type du (b-i) polyol ou une combinaison de différents types de (b-i) polyols peut être utilisé.
Le terme « polyol » désigne ici un alcool ayant deux groupes hydroxy ou plus, et n’englobe pas un saccharide ou un dérivé de celui-ci. Le dérivé d’un saccharide inclut un alcool de sucre qui est obtenu en réduisant un ou plusieurs groupes carbonyle d’un saccharide, ainsi qu’un saccharide ou un alcool de sucre dans lequel l’atome ou les atomes d’hydrogène dans un ou plusieurs groupes hydroxy de celui-ci a ou ont été remplacés par au moins un substituant tel qu’un groupe alkyle, un groupe hydroxyalkyle, un groupe alcoxy, un groupe acyle ou un groupe carbonyle.
Les polyols utilisés dans la présente invention sont liquides à température ambiante, par exemple à 25 °C sous pression atmosphérique (760 mmHg ou 10 5 Pa).
Le polyol peut être un polyol en C 2 -C 24 , de préférence un polyol en C 2 -C 9 , comprenant au moins 2 groupes hydroxy, et de préférence 2 à 5 groupes hydroxy.
Le polyol peut être choisi parmi les glycérines, les glycols et leurs mélanges. Le polyol peut être choisi dans le groupe consistant en glycérine, diglycérine, polyglycérine, éthylèneglycol, diéthylèneglycol, propylèneglycol, dipropylèneglycol, butylèneglycol, pentylèneglycol, hexylèneglycol, polyéthylèneglycol en C 6 -C 24 , 1,3-propanediol, 1,4-butanediol, 1,5-pentanediol, et un mélange de ceux-ci.
Il est préférable que le (b-i) polyol soit choisi dans le groupe consistant en glycérine, éthylèneglycol, polyéthylèneglycol, propylèneglycol, dipropylèneglycol, butylèneglycol, pentylèneglycol, hexylèneglycol, et un mélange de ceux-ci.
L’étage d’amplification de puissance 202 comporte deux transistors Q8 , Q9 reliés par leur base respective à l’étage de pré-amplification 201 par l’intermédiaire d’une résistance R23 , R57 . Une source de tension T1 est également disposée entre les résistances R23 et R57 de sorte à polariser les transistors Q8 , Q9 en classe AB. Cette source de tension T1 permet de fournir une tension égale à la somme des tensions nécessaires pour rendre les transistors Q8 et Q9 passants.
Les transistors Q8 , Q9 sont également reliés respectivement aux bus d’alimentation en +65 V et - 65V par leur collecteur. L’émetteur des transistors Q8 , Q9 est relié au haut-parleur R44 par l’intermédiaire de résistances R16 , R17 . Ces résistances R16 et R17 sont ajoutées afin de contrôler le courant de repos, c’est-à-dire la valeur du courant conduit par l’amplificateur lorsqu’il ne reçoit aucun signal d’entrée. Sans ces résistances R16 , R17 , le courant de repos serait dépendant des caractéristiques des transistors Q8 et Q9 et de la température, ce qui est rédhibitoire.
En outre, le circuit de la présente une particularité au niveau des bases des transistors Q2 et Q4. En effet, ces dernières sont reliées à une ligne de protection 403 comportant une résistance R28 montée en série avec un condensateur C4 connecté à la masse. Ce montage est un diviseur de tension tel que la tension au point S2 est égale à R28/(R18 + R28) multiplié par la tension du signal de sortie 3 en alternatif. En pratique, le condensateur C4 se comporte comme un court-circuit lorsque la tension parcourant le circuit est alternative. En revanche, lorsque la tension parcourant le circuit est continue, le condensateur C4 se comporte comme un circuit ouvert. Dans ce cas, le signal de sortie 3 de l’amplificateur haute-puissance 100 est directement relié au point S2. Le gain en tension de l’amplificateur haute-puissance 100 est alors égal à 1, ce qui permet de limiter une éventuelle composante continue indésirable sur la tension appliquée aux bornes du haut-parleur R44.
Dans ce type d’amplificateur, la tension mesurée par rapport à la masse au point S1 et la tension mesurée par rapport à la masse au point S2 sont égales. Autrement formulé, le gain de l’amplificateur haute-puissance 100 est égal au rapport des valeurs des résistances ( R18 + R28 )/ R28 .
La illustre donc un amplificateur haute-puissance en tension. Il existe également une autre catégorie, les amplificateurs haute-puissance en courant, tel qu’illustré sur la .
Cette catégorie d’amplificateurs haute-puissance en courant 101 présente la même topologie que pour les amplificateurs haut-puissance en tension 100 , à savoir un étage de pré-amplification 201 couplé à un étage d’amplification 203 .
A la différence de l’amplificateur haute-tension 100 de la , une résistance de mesure de courant R6 est insérée entre le haut-parleur R44 et la masse. En outre, l’amplificateur en courant 101 ne présente pas de ligne de protection 403. Les bases des transistors Q2 et Q4 sont reliées à un point d’interconnexion P1 situé entre la résistance R6 et le haut-parleur R44.
Dans cette configuration, le haut-parleur R44 est donc traversé par une image du courant appliqué au point S2 sur la . Il s’ensuit que la transconductance, c’est-à-dire le rapport entre le courant de sortie traversant le haut-parleur R44 et la tension d’entrée appliquée au point S1, de l’amplificateur 101 est égale à 1/R6 A/V. Pour un haut-parleur d’impédance Z, le gain en tension vaut Z/R6.
Les montages d’amplification en tension ou en courant sont donc similaires, notamment au niveau de l’étage de pré-amplification et de l’étage d’amplification de puissance. Ils ne diffèrent qu’au niveau de la connexion du haut-parleur et de la contre-réaction.
Dans la suite de l’état de la technique, les autres classes d’amplificateurs seront décrits en référence à des amplificateurs de tension, bien que l’invention ne se limite pas à ce type d’amplificateur.
Un système de classes peut être utilisé pour caractériser les différentes topologies d’amplificateurs haute-puissance. Le système de classe assigne une lettre en fonction de la relation entre la forme du signal d’entrée et celui de sortie, ainsi qu’en fonction de la durée pendant laquelle les composants actifs sont utilisés lors de l’amplification du signal d’entrée.
Parmi les classes d’amplificateurs existantes, les amplificateurs de classe A présentent une topologie telle que les composants actifs conduisent, en l’absence de signal d’entrée, un courant élevé d’environ 50% du courant de sortie maximal. C’est ce que l’on appelle le courant de repos. En modulation, ce dernier se superpose au courant de sortie. Ce type d’amplificateur permet de fournir un son d’une excellente qualité, mais il présente le désavantage d’engendrer une dissipation thermique importante. Ainsi, le rendement énergétique, défini par le rapport entre la puissance de sortie efficace et la puissance absorbée, de cette classe d’amplificateurs est d’environ 10%.