INPI-France/Brevets-Francais-2024-Chunked huggingface dataset:
De même, à l’intérieur de chaque groupe de convertisseurs 25, un convertisseur maître local est défini.
Le convertisseur maître local est défini dynamiquement et en temps réel à partir de valeurs d’au moins un paramètre de fonctionnement local, chaque valeur du paramètre de fonctionnement local étant associée à un convertisseur 1 distinct dudit groupe de convertisseurs 25. Le paramètre de fonctionnement local est ici l’état de charge de la (ou des) batterie 3 reliée audit convertisseur 1.
Dans un groupe de convertisseurs 25, le convertisseur maître local est associé à une valeur maximale des états de charge.
Au sein de chaque groupe de convertisseurs, le convertisseur maître local met en œuvre un algorithme de contrôle local permettant de synchroniser entre eux et de gérer des flux de puissance locaux entre les convertisseurs dudit groupe de convertisseurs.
Le convertisseur maître local du groupe de convertisseurs maître est appelée convertisseur maître global.
C’est le convertisseur maître global qui pilote le procédé de synchronisation selon l’invention, et qui, notamment, met en œuvre un l’algorithme de contrôle global permettant de synchroniser entre eux et de gérer des flux de puissance globaux entre les groupes de convertisseurs 25.
Chaque convertisseur 1 du système de convertisseurs 26 héberge les différents algorithmes de contrôle. De cette façon, n'importe quel convertisseur peut jouer le rôle de maître local ou global (contrôle rotatif). La gestion du flux de puissance est ainsi extrêmement flexible et robuste.
L’unité de traitement 7 comporte aussi des moyens de communication filaires 14 (par exemple RS485 et/ou CAN et/ou Ethernet), qui permettent notamment à un utilisateur de communiquer avec le convertisseur 1, ou bien à des convertisseurs d’un même groupe de convertisseurs de communiquer entre eux.
Le convertisseur 1 comprend de plus une entrée 17 et une sortie 18.
Comme on le verra plus bas, en fonction du type de groupe de convertisseurs auquel appartient le convertisseur 1, l’entrée 17 peut être connectée à une source de puissance externe (par exemple à un réseau de puissance externe tel qu’un réseau public, ou à un groupe électrogène), ou bien à un réseau central.
Par « source de puissance externe », on entend une source qui n’appartient pas au système de convertisseurs (et qui n’est ni un convertisseur 1, ni un panneau solaire, ni une batterie).
De même, la sortie 18 peut être connectée au bus de puissance AC 10, mais aussi au réseau central.
La cellule de protection 8 permet de protéger le convertisseur 1 de défauts susceptibles de provenir de son entrée 17 ou de sa sortie 18.
Le convertisseur 1 comprend de plus un contacteur d’entrée Ke, permettant de sélectivement connecter ou déconnecter le cœur du convertisseur de son entrée 17, et un contacteur de sortie Ks, permettant de sélectivement connecter ou déconnecter le cœur du convertisseur de sa sortie 18. Le contacteur d’entrée Ke et le contacteur de sortie Ks sont pilotés par l’unité de traitement 7.
Le système de convertisseurs, dans lequel est mis en œuvre l’invention, comprend donc une pluralité de convertisseurs semblables au convertisseur 1.
Ces convertisseurs 1 appartiennent à une pluralité de mini-grids, qui sont soit très proches, soit distants de plusieurs kilomètres voire même de plusieurs dizaines de kilomètres.
Certains des convertisseurs 1 sont donc très proches les uns des autres (quelques mètres ou dizaines de mètres): ils alimentent par exemple des abonnés qui appartiennent à un même village, ou bien à un même quartier. Chaque convertisseur 1 peut créer indépendamment son réseau local et alimenter un quartier, ou bien il peut se synchroniser avec d’autres convertisseurs 1 pour partager des charges locales.
L'invention permet de synchroniser et de connecter à distance plusieurs groupes de convertisseurs (ou clusters ), chaque groupe de convertisseurs comprenant un ou des convertisseurs 1 regroupés localement.
Par « regroupés localement », on entend que chaque groupe de convertisseurs comprend un ou des convertisseurs séparés les uns des autres d’une distance inférieure à un seuil de distance prédéfini, de l’ordre par exemple de la dizaine ou de la centaine de mètres.
Ici, par exemple, en référence à la , chaque groupe de convertisseurs 25 comprend six convertisseurs 1 qui sont donc connectés localement.
En référence à la , le système de convertisseurs 26 comporte par exemple trois groupes de convertisseurs 25, espacés par exemple de 10km.
Les groupes de convertisseurs comprennent un groupe de convertisseurs maître 25a et des groupes de convertisseurs esclaves 25b (deux en l’occurrence).
la représente les étapes d’un algorithme de contrôle de multi-groupes avec connexion à un groupe électrogène ;
la représente les étapes d’un algorithme de contrôle de multi-groupes avec connexion à un groupe électrogène et/ou un réseau public ;
la représente les étapes d’un algorithme de contrôle local mis en œuvre par un convertisseur maître local ;
la représente les étapes d’un algorithme de contrôle esclave mis en œuvre par un convertisseur esclave.
L’unité de conversion DC-AC 6 génère une tension de sortie alternative qui est appliquée sur un bus de puissance AC 10 auxquels des abonnés sont connectés.
L’unité de traitement 7 comprend aussi au moins une mémoire 12 reliée aux composants de traitement 11 et permettant notamment de stocker les instructions de programmes. En particulier, la mémoire forme un support d’enregistrement lisible par ordinateur, sur lequel est enregistré un programme d’ordinateur comprenant des instructions qui conduisent l’unité de traitement 7 à exécuter les étapes du procédé de synchronisation selon l’invention (procédé de synchronisation maître ou esclave).
Nous allons décrire ces trois figures ensemble étant liées pour mieux comprendre les avantages de la configuration choisie pour réaliser l’invention. On rappelle que le critère de « inférieure à -6dB » a été choisi comme limite du coefficient de réflexion en fonction de la fréquence pour déterminer la bande passante.
La courbe C0 correspondant à une antenne sans fil d’adaptation d’impédance montre une bande passante BW0 réduite aux alentours de la fréquence f 1 du premier mode de résonance monopolaire basse fréquence. De même sur la courbe C’0 la plage de fréquence où la partie réelle de l’impédance est proche de 50Ω aux alentours de f 1 est très réduite. Cela met en évidence les limites de l’antenne fil-plaque sans l’insertion du fil d’adaptation d’impédance 15 en termes de bande passante.
En analysant les courbes C4, C’4 et C’’4, nous remarquons que l’insertion d’un fil d’adaptation d’impédance 15 isolé électriquement, ne touchant ni la sonde d’alimentation 13, ni le fil de court-circuit 14 modifie peu les caractéristiques électriques de l’antenne fil-plaque par rapport à la solution de l’état de l’art décrit par les courbes C0, C’0 et C’’0. La bande passante reste toujours étroite aux alentours de f 1 .
En analysant les courbes C2, C’2 et C’’2, on observe que la mise en contact du fil d’adaptation d’impédance avec uniquement le fil de court-circuit 14 ne provoque pas de changement d’impédance significatif par rapport à la configuration précédente. Les courbes C2, C’2 et C’’2 se superposent respectivement aux courbes C4, C’4 et C’’4.
En analysant les courbes C3, C’3 et C’’3, on observe que la mise en contact du fil d’adaptation d’impédance avec la sonde d’alimentation montre des changements plus significatifs, avec une augmentation de l’impédance d’entrée de l’antenne et un coefficient de réflexion supérieure au critère de bande passante pour la plage de fréquences visée [0.5GHz,1.5GHz].
Enfin, la courbe C1 illustre que lorsque le fil d’adaptation d’impédance 15 est connecté à la fois à la sonde d’alimentation 13 et au fil de court-circuit 14, on obtient une bande passante BW2 supérieure à la bande passante initiale BW1. Cette bande passante se situe dans la plage de fréquences visée [0.5GHz,1.5GHz]. La courbe C’1 montre l’apparition d’un second mode résonance à une fréquence f 2 autour de 1.1 GHz. On observe également un décalage du premier mode de résonance à une fréquence qui passe de f 1 à f’ 1 . Le décalage du premier mode de « résonance fil-plaque » est de 100 MHz vers les basses fréquences. Ce phénomène de double résonance permet de créer une plage de fréquence où l’impédance est stable autour de 50 Ω au niveau de la partie réelle de l’impédance d’entrée entre les deux pics de résonance à f’ 1 (associée à λ’1 preque égale à λ1) et f 2 (associée à λ2). C’est cette plage de fréquence qui est exploitée pour élargir la bande. On peut ainsi réaliser un élargissement de la bande passante de l’antenne sans augmenter la taille de l’antenne fil-plaque ni dégrader son facteur de qualité.
Pour mieux expliquer l’effet du fil d’adaptation d’impédance 15, plusieurs études paramétriques sont décrites sur l’effet des dimensions du ruban, notamment sa largeur W et sa longueur L .
La illustre plusieurs courbes de variation du coefficient de réflexion de l’antenne fil-plaque en fonction de la fréquence, chaque courbe correspondant à une largeur du fil d’adaptation d’impédance.
Pour une longueur fixée de 34 mm, les résultats de la variation du coefficient de réflexion en fonction de la fréquence sont illustrés pour cinq valeurs de largueur W du fil d’adaptation d’impédance. Les valeurs choisies pour la largeur W sont en mm [1, 1.5, 2, 2.5, 3]. Il en découle que l’augmentation de la largeur du fil W provoque une augmentation de la fréquence de résonance car l’impact de l’effet inductif du fil diminue avec sa largeur W. Ce paramètre est utile pour régler la partie imaginaire et ainsi adapter l’antenne sur 50 Ω dans la bande désirée.
La illustre plusieurs courbes de variation du coefficient de réflexion de l’antenne fil-plaque en fonction de la fréquence, chaque courbe correspondant à une longueur du fil d’adaptation d’impédance.
Pour une largeur fixée de 2mm, les résultats de la variation du coefficient de réflexion en fonction de la fréquence sont illustrés pour quatre valeurs de longueur L du fil d’adaptation d’impédance. Les valeurs choisies pour la longueur L sont en mm [30, 34, 38, 42]. Il en découle que l’augmentation de la longueur du fil L provoque une diminution de la fréquence de résonance car l’impact de l’effet inductif du fil augmente avec sa longueur L. Ce paramètre est utile pour régler la partie imaginaire et ainsi adapter l’antenne sur 50 Ω dans la bande désirée.
La illustre un schéma électrique modélisant l’antenne fil-plaque selon l’invention. En effet, il est possible de modéliser électriquement l’antenne selon l’invention de la manière suivante : La sonde d’alimentation 13 peut être assimilée à un élément inductif L sonde connectée au générateur GEN. Le fil d’adaptation d’impédance peut être assimilé à un élément inductif parasite L par . L’extrémité supérieure de la sonde d’alimentation séparée de la face inférieure du toit capacitif 12 par un matériau diélectrique forme un élément capacitif parasite C par . En effet, l’interaction par couplage électromagnétique entre les deux surfaces conductrices non connectées, permet de créer un effet capacitif désigné par C par . Le toit capacitif 12 mis en face du plan de masse à une distance de séparation H forme un élément capacitif C toit . Le fil de court circuit 14 peut être assimilé à un élément inductif parasite L cc .
L’élément capacitif C toit et élément inductif L cc forment ensemble un circuit parallèle L cc C toit placé entre le nœud électrique N toit associé au toit capacitif 12 et le nœud électrique N masse associé au plan de masse 11. Le circuit parallèle L cc C toit sert à exciter le premier mode de résonance en basses fréquences à f’ 1 .
L’élément capacitif parasite C par et l’élément inductif parasite L par forment ensemble un circuit parallèle L par C par placé entre le noeud électrique N sonde associé à l’extrémité de la sonde d’implémentation 13 et le nœud électrique N toit associé au toit capacitif 12. Le circuit parallèle L par C par sert à exciter le second mode de résonance dans le domaine des basses fréquences à f 2 .
Le dimensionnement de l’antenne est réalisé pour obtenir un couple de fréquences f’ 1 et f 2 assez proches de manière à obtenir une large bande passante dans la plage de basse fréquence de fonctionnement. On entend par le terme « assez proche » une différence de fréquence comprise entre 1.1GHz et 1.5GhZ en valeur absolue. Le dimensionnement de l’antenne couvre le choix des paramètres suivants : La largeur et la longueur du fil d’adaptation d’impédance 15 pour déterminer l’impédance de L par . La largeur et la longueur du fil de court-circuit 14 pour déterminer l’impédance de L cc . Les dimensions de la sonde d’alimentation 13 pour déterminer l’impédance de L sonde . La hauteur du volume diélectrique séparant le plan de masse 11 et le toit capacitif 12 ; et la surface du toit capacitif 12 pour déterminer la capacité de C toit . La hauteur du volume diélectrique séparant le toit capacitif 12 et l’extrémité supérieure de la sonde d’alimentation 13 ; et la surface de la face supérieure de la sonde d’alimentation 13 pour déterminer la capacité de C par . La distance entre le fil de court circuit 14 et la sonde d’excitation 13.
Avantageusement, le réglage de la nouvelle résonance à f 2 peut également être réalisé en ajoutant un composant discret ou un composant réglable en série ou parallèle sur la piste parasite afin de régler la fréquence centrale de la bande passante obtenue par la combinaison de f’ 1 et f 2 . On entend par composant discret, un composant électronique de base dont le rôle est de réaliser une fonction élémentaire. Dans le contexte de l’invention, ce terme couvre les composants discrets passifs tels que les inductances, les capacitances, les résistances.
- les figures et sont des vues schématiques respectivement de profil et de face du dispositif permettant la cuisson de la couche d'imperméabilisation disposée à l'intérieur du biscuit des figures 1A et 1B ;
- les figures et sont des vues schématiques respectivement de face et de côté du dispositif permettant le nappage chocolat de l'intérieur biscuit des figures et ;
- La figure représente une vue d’un dispositif dont le fonctionnement n’est pas décrit dans l’invention ;
- La figure représente un élément autre ;
- Les figures , , illustrent une étape du procédé selon l’invention.
Meilleure manière de réaliser l’invention technique
En référence aux figures à , l'invention concerne un procédé de fabrication d'un biscuit 1 sec comestible en forme de récipient ou en forme de cône tel que, par exemple, une tasse ou un bol, et pouvant contenir notamment un liquide chaud du type boisson telle que, par exemple, du café ou encore du thé.
Ledit biscuit 1 est fabriqué à partir d'une pâte spécifique qui est détaillée supra.
En référence aux figures et , ledit biscuit 1 comporte, une fois fabriqué, un fond 2 en forme générale de disque et une paroi périphérique 3 globalement cylindrique issue du bord périmétrique dudit fond 2.
Le tableau ci-dessous résume les principales caractéristiques dimensionnelles du biscuit 1 fini.
Par ailleurs, pour renforcer l'imperméabilisation du biscuit 1 en retardant le contact entre la boisson chaude et l'intérieur de ce dernier, le biscuit 1 peut comporter une couche d'enrobage hydrophobe 4 obtenue à partir d'un dépôt d'un film de nature protéique (de l'ovalbumine par exemple)ou glucidique, éventuellement en mélanges, ou à partir d'un dépôt d'un mélange lipidique comprenant, par exemple, des cires d'abeille, de carnauba ou de candelilla. De plus, pour améliorer le goût et l'esthétique que biscuit 1, ce dernier peut recevoir une couche de nappage 5, de préférence en chocolat, ou d’un mélange comprenant du beurre de cacao ou du beurre de cacao pur recouvrant totalement ou partiellement l'intérieur du biscuit 1. Ainsi, le biscuit 1 pourra être décliné en plusieurs versions: soit l'intérieur du récipient est entièrement nappé de chocolat, ou d’un mélange comprenant du beurre de cacao ou du beurre de cacao pur soit seul le fond dudit récipient est nappé, voire sans, nappage en chocolat ou mélange comprenant du beurre de cacao ou beurre de cacao pur à l'intérieur du récipient.
En outre, dans un mode de réalisation non représenté, l'extérieur du biscuit 1 fini pourra être décoré grâce, notamment, à un système d'impression au caramel.
Le biscuit 1 est fabriqué à partir d'une pâte très spécifique afin de garantir sa résistance à la chaleur, définie par sa température de transition vitreuse du biscuit 1, nommée ci-après température Tg, qui correspond à la température à partir de laquelle une matière passe de la phase amorphe vitreuse à la phase amorphe caoutchouteuse, et qui doit donc être la plus élevée possible.
Les biscuits classiques du commerce ont une Tg comprise entre 45 et 60°C ; passé cette température, ils deviennent ductiles.
La température Tg est directement corrélée à de multiples facteurs sur la composition de la pâte, principalement la nature et la quantité de sucres (qui ont chacun leur température de transition vitreuse spécifique), la teneur en gluten et l'activité de l'eau.
L'activité de l'eau dépend elle, non seulement, des ingrédients mis au cours de la préparation de la pâte mais aussi de la cuisson, d'où l'importance du couple temps/température de cuisson. Plus l'activité de l'eau est élevée, plus la température Tg est faible.
i) les polydialkylsiloxanes cycliques comportant de 3 à 7 atomes de silicium, de préférence 4 à 5, tels que
- l'octaméthylcyclotétrasiloxane et le décaméthylcyclopentasiloxane.
D'autres silicones entrant dans cette classe sont décrites dans l'article publié dans Cosmetics and toiletries, Vol. 91, Jan. 76, p. 27-32 - TODD & BYERS "Volatile Silicone fluids for cosmetics"; on peut citer le produit commercialisé sous la dénomination "SH 200" par la société TORAY SILICONE.
Parmi les silicones organomodifiées, on peut citer les organopolysiloxanes comportant : - des groupements polyoxyéthylène et/ou polyoxypropylène comportant éventuellement des groupements alkyle en C6-C24 tels que les diméthicone-copolyols, et notamment ceux commercialisés par la société DOW CORNING sous la dénomination DC 1248 ou les huiles SILWET® L 722, L 7500, L 77, L 711 de la société UNION CARBIDE; ou encore les alkyl(C12)-méthicone-copolyols, et notamment ceux commercialisés par la société DOW CORNING sous la dénomination Q2-5200; - des groupements aminés substitués ou non, en particulier des groupements aminoalkyle en C1-C4; on peut citer les produits commercialisés sous la dénomination GP4 Silicone Fluid et GP7100 par la société GENESEE, ou sous les dénominations Q2-8220 et DC929 ou DC939 par la société DOW CORNING ; - des groupements thiols, comme les produits commercialisés sous les dénominations "GP 72 A" et "GP 71" de GENESEE ; - des groupements alcoxylés, comme le produit commercialisé sous la dénomination "SILICONE COPOLYMER F-755" par SWS SILICONES et ABIL WAX® 2428, 2434 et 2440 par la société GOLDSCHMIDT ; - des groupements hydroxylés, comme les polyorganosiloxanes à fonction hydroxyalkyle; - des groupements acyloxyalkyle tels que les polyorganosiloxanes décrits dans le brevet US-A-4957732. - des groupements anioniques du type acide carboxylique, comme par exemple décris dans EP186507, ou du type alkyl-carboxylique comme le produit X-22-3701E de la société SHIN-ETSU; ou encore du type 2-hydroxyalkylsulfonate ou 2-hydroxyalkylthiosulfate, comme les produits commercialisés par la société GOLDSCHMIDT sous les dénominations "ABIL® S201" et "ABIL® S255". - des groupements hydroxyacylamino, comme les polyorganosiloxanes décrits dans la demande EP342834; on peut citer, par exemple, le produit Q2-8413 de la société DOW CORNING.
Si ce n’est pas le cas, le convertisseur est un convertisseur maître de groupe et l’algorithme de contrôle de convertisseur de maître de groupe est mis en œuvre (étape E7). L’algorithme repasse à l’étape E2.
Si c’est le cas, le convertisseur vérifie si le groupe auquel il appartient est le groupe de convertisseurs maître (étape E8). Si ce n’est pas le cas, le convertisseur est un convertisseur maître local et l’algorithme de contrôle de convertisseur de maître local est mis en œuvre (étape E9). L’algorithme repasse à l’étape E2. Si c’est le cas, le convertisseur est un convertisseur maître global et l’algorithme de contrôle de convertisseur de maître global est mis en œuvre (étape E10). L’algorithme repasse à l’étape E2.
A l’étape E5, si le convertisseur n’est pas un convertisseur maître, il vérifie s’il est bien un convertisseur esclave (étape E11). Si ce n’est pas le cas, l’algorithme repasse à l’étape E5. Si c’est le cas, le convertisseur vérifie s’il doit fonctionner en mode de fonctionnement multi-groupes (étape E12). Si ce n’est pas le cas, le convertisseur est un convertisseur esclave local, et l’algorithme de contrôle d’esclave de groupe est mis en œuvre (étape E13). L’algorithme repasse à l’étape E2. Si ce n’est pas le cas, le convertisseur est un convertisseur esclave global, et l’algorithme de contrôle d’esclave global (étape E14) est mis en œuvre. L’algorithme repasse à l’étape E2.
Après avoir sélectionné le mode de fonctionnement souhaité, l'algorithme de gestion de puissance correspondant sera lancé.
On présente maintenant les différents algorithmes de gestion de puissance.
On commence cette présentation par des fonctions générales, qui sont utilisées par les différents algorithmes de gestion.
On décrit tout d’abord un algorithme de protection, qui permet de mettre en œuvre une fonction de protection contre les courants inverses.
Lors le convertisseur fonctionne en mode onduleur (c’est-à-dire qu’il produit de l’énergie AC et la distribue) et que l’état de charge de sa batterie est très faible et que la tension sur le bus AC est élevée, un courant inverse peut circuler du bus AC vers la batterie à travers les diodes parasites des transistors. Ce courant peut endommager le convertisseur. La fonction de protection permet de protéger le convertisseur contre ce courant inverse.
L’algorithme, visible sur la , débute par une étape de départ (E100).
Le convertisseur acquiert le mode opérationnel courant du convertisseur ainsi que et (étape E101).
Le mode opérationnel peut être soit le mode onduleur (le convertisseur produit de la puissance) soit le mode redresseur (le convertisseur absorbe de la puissance pour recharger sa batterie).
Le convertisseur vérifie alors si le mode de fonctionnement courant est le mode onduleur (étape E102). Si ce n’est pas le cas, l’algorithme repasse à l’étape E101. Si c’est le cas, le convertisseur vérifie si :
(étape E103).
(étape E104).
Des recherches bibliographiques suivies de calculs de modélisation sur ordinateur ont permis de déterminer les paramètres pour avoir une bonne résistance à la chaleur. Des recettes ont ainsi été sélectionnées puis analysées par DSC(analyse calorimétrique différentielle) afin de mesurer leur Tg. Une sélection sensorielle a par la suite été menée parmi les recettes sélectionnées.
La composition retenue permet d'obtenir une pâte possédant une température Tg élevée, c'est-à-dire proche de 90°C.
On entend ici par proche de 90°C une température comprise entre 80 et 95°C.
En outre, par rapport aux pâtes classiques, la pâte pour le biscuit 1 retenue a également une proportion de matières grasses bien inférieure.
Ainsi, ladite pâte présente la composition suivante :
On désigne ici par "sucres simples et/ou complexes" un mélange de sucres simples et/ou de sucres complexes englobant tous les glucides pouvant être utilisés tels que, par exemple, le glucose ou la cellulose.
Selon un mode de réalisation préférentiel, la composition de la pâte pour réaliser le biscuit 1 est :
Ainsi, la pâte comprend les ingrédients suivants :
Tout ou partie du sucre peut être remplacé par des agents de charge de type sirop de blé pour obtenir une recette au goût neutre pouvant être aromatisée avec des jus de légumes ou de fruits.
La pâte prête à cuire est obtenue par mélange des ingrédients dans les quantités souhaitées, en utilisant de manière préférentielle un batteur avec un fouet.