INPI-France/Brevets-Francais-2024-Chunked huggingface dataset:
- une unité de traitement d’images, reliée au capteur d’image CMOS, adaptée pour respectivement reconstruire numériquement les N images, sélectionner parmi les N images reconstruites celle sur laquelle est présente chaque particule de pollen et/ou de moisissure détectée puis identifier, à partir de l’image sélectionnée, chaque particule de pollen et/ou de moisissures en fonction de sa taille et/ou sa morphologie.
Selon un mode de réalisation avantageux, le dispositif de concentration des particules est un impacteur virtuel.
Pour rappel, un impacteur fonctionne en accélérant les particules en suspension dans l’air au moyen d’une buse calibrée pour les projeter sur une plaque de collection intercalée face au jet d’air. Les particules les plus grosses, dont l’inertie dépasse une certaine valeur seuil, ne peuvent pas suivre les filets d’air et impactent la plaque de collection. Les particules plus fines contournent la plaque en suivant le flux d’air.
Un impacteur virtuel met en œuvre le même principe mais sans plaque de collection solide. Cette plaque solide est généralement remplacée par un tube calibré dans lequel le débit est inférieur au débit entrant. Selon une variante, de l’air peut être injectée à contre-courant de l’écoulement entrant.
De préférence, l’impacteur virtuel est adapté pour réduire le débit d’air dans le conduit entre l’entrée d’air et la sortie d’air d’un facteur au moins égal à 5, de préférence de l’ordre de 10.
- le collecteur de première polarité comprend une portion de connexion et une borne de raccordement reliée à la portion de connexion, la portion de connexion définissant la première surface de soudage, la borne de raccordement définissant au moins une surface libre orientée vers l’extérieur du volume intérieur ;
- la partie supérieure du couvercle est surmoulée sur le collecteur de première polarité ;
- le dispositif d’étanchéité comprend au moins un premier volet d’étanchéité monté sur la partie supérieure du couvercle, et déplaçable par rapport à la partie supérieure du couvercle entre une position ouverte dans laquelle le premier volet d’étanchéité est disposé à l’écart de la première ouverture traversante, et une position fermée dans laquelle le premier volet d’étanchéité ferme la première ouverture traversante de manière étanche ;
- le couvercle comprend une structure de base solidaire de la partie supérieure du couvercle, le dispositif d’étanchéité comprend un capot supérieur fixé de manière étanche sur la structure de base et fermant au moins la première ouverture traversante ;
- le capot supérieur définit au moins deux orifices traversants en communication avec le volume intérieur du godet ;
- le dispositif d’étanchéité comprend au moins une première couche de matériau isolant fixée sur une face inférieure du capot supérieur et disposée en regard de la première surface de soudage selon la direction d’élévation ;
- le couvercle comprend au moins une première languette isolante déplaçable par rapport à la partie supérieure du couvercle entre une position ouverte dans laquelle la première languette isolante est à l’écart de la première ouverture traversante, et une position fermée dans laquelle la première languette isolante est située en regard de la première ouverture traversante selon la direction d’élévation ;
- le couvercle comprend un organe de butée en appui sur le premier faisceau électrochimique ; et
- l’élément de batterie comprend un collecteur de deuxième polarité, le collecteur de première polarité étant solidaire du couvercle et définissant au moins une première surface de soudage située à l’écart du volume intérieur du godet, les languettes de connexion électrique des électrodes de deuxième polarité étant soudées sur ladite première surface de soudage.
L’invention a également pour objet un procédé de fabrication d’un élément de batterie tel que décrit ci-dessus, le procédé comprenant :
- disposer le faisceau électrochimique à l’intérieur du volume intérieur du godet,
- fixer le collecteur de première polarité sur la partie supérieure du couvercle,
- souder la partie supérieure du couvercle sur le godet,
- souder les languettes de connexion électrique des électrodes de première polarité sur la première surface de soudage du collecteur de première polarité, et
- fixer le dispositif d’étanchéité sur le couvercle pour fermer la première ouverture traversante de manière étanche.
L’invention sera mieux comprise à la lecture de la description qui va suivre, donnée uniquement à titre d’exemple, et faite en référence aux dessins annexés, sur lesquels :
Le circuit unitaire 11 comprend aussi un circuit interrupteur 12, agencé pour, sélectivement, couper une liaison entre l’entrée E et la sortie S du circuit unitaire 11, ou bien permettre ladite liaison en laissant passer des alternances positives et négatives des signaux CPL sortants ou entrants, émis par ou à destination du module de communication 5 (dont la fréquence est comprise entre 30Khz et 500Khz).
Le circuit interrupteur 12 comprend deux transistors MOSFET 13a, 13b (à canal N).
Le drain du premier transistor 13a est relié à l’entrée E du circuit unitaire 11. Les sources du premier transistor 13a et du deuxième transistor 13b sont reliées entre elles. Les grilles du premier transistor 13a et du deuxième transistor 13b sont reliées entre elles. Une résistance 14 et un condensateur 15 sont montés en parallèle et ont chacun une première borne reliée aux sources, et une deuxième borne reliée aux grilles des transistors 13a, 13b.
Le circuit unitaire 11 comprend de plus un circuit de commande 16 agencé pour recevoir un signal de commande primaire Scp produit par le microcontrôleur 7 et pour produire un signal de commande secondaire Scs pour piloter le circuit interrupteur 12.
Le signal de commande primaire Scp est, à l’état haut, un signal de tension 3,3V. Le signal de commande secondaire Scs est, à l’état haut, un signal de tension 15V. Le circuit de commande 16 réalise donc une adaptation du signal de commande primaire Scp pour commander le circuit interrupteur 12.
Le circuit de commande 16 comprend deux transistors bipolaires 17a, 17b : le transistor 17a est de type NPN et le transistor 17b est de type PNP.
La base du transistor 17a est connectée à une sortie du microcontrôleur 7 via une résistance 19. L’émetteur du transistor 17a est connecté à la masse GND. Le collecteur du transistor 17a est connecté à la base du transistor 17b via une résistance 20. La base du transistor 17b est reliée à une source d’alimentation VCC via une résistance 21. La source d’alimentation Vcc fournit une alimentation sous une tension continue de 15V. L’émetteur du transistor 17b est relié à la source d’alimentation Vcc. Le collecteur du transistor 17b est connecté à une première borne d’une résistance 22, dont une deuxième borne est connectée à une première borne d’une résistance 23. La deuxième borne de la résistance 23 est connectée à la masse.
La deuxième borne de la résistance 22 est aussi connectée à une première borne d’un condensateur 24, dont une deuxième borne est connectée à la masse. La deuxième borne de la résistance 22 est aussi connectée aux grilles des transistors 13a, 13b.
Le circuit unitaire 11 comprend aussi un circuit de protection 26 contre les surtensions du circuit de commande, qui protège de remontées de tension sur la source d’alimentation Vcc. Le circuit de protection 26 comprend deux diodes Schottky 27a, 27b. La cathode de la diode Schottky 27a est connectée à la source d’alimentation Vcc. La cathode de la diode Schottky 27b est connectée à l’anode de la diode Schottky 27a. L’anode de la diode Schottky 27b est connectée à la masse. L’anode de la diode Schottky 27a est connectée aux grilles des transistors 13a, 13b.
Le circuit unitaire 11 comprend aussi un circuit frontal 30, connecté à la sortie S du circuit unitaire 11 et donc à la phase 3.
Le circuit frontal 30 comprend un circuit de protection foudre 31 (par exemple à 2kV) comprenant une résistance 32 ayant une première borne reliée à la sortie S, et une varistance 33 ayant une première borne reliée à la masse et une deuxième borne reliée à une deuxième borne de la résistance 32.
Le circuit frontal 30 comprend aussi un condensateur de couplage 34, permettant d’injecter les signaux CPL sortants sur la phase 3. Le condensateur de couplage 34 bloque le 50Hz, c’est-à-dire la fréquence de la tension de phase et du courant de phase. Le condensateur de couplage 34 a une première borne reliée à la deuxième borne de la résistance 32.
Le circuit frontal 30 comprend de plus un « circuit bouchon » 36 qui permet de fermer le circuit d’entrée à 50Hz quand le circuit interrupteur 12 est ouvert, sans impacter les signaux haute fréquence (>10Khz – et donc les signaux CPL) quand le circuit interrupteur 12 est fermé.
Le circuit bouchon 36 comprend une résistance 37 et une inductance 38. La résistance 37 a une première borne connectée à une deuxième borne du condensateur de couplage 34 et au drain du transistor 13b. L’inductance 38 a une première borne connectée à la deuxième borne de la résistance 37 et une deuxième borne reliée à la masse.
Le circuit unitaire 11 comprend aussi un circuit de protection 39 contre les surtensions du circuit interrupteur 12 lorsque celui-ci est ouvert.
Le circuit de protection 39 comprend une diode Transil bidirectionnelle 40 ayant une première borne connectée à l’entrée E du circuit unitaire 11 et au drain du transistor 13a, et une deuxième borne connectée au drain du transistor 13b.
Il est à noter que ni la chaîne de traitement audio principale 415, ni la chaine de traitement audio additionnelle 421 ne mettent en œuvre d’algorithme de traitement de signal. Le module de décodage 417 et le module de décodage 422 sont donc optionnels.
En référence à la , un boitier décodeur 511 selon un sixième mode de réalisation de l’invention est décrit. Il s’agit d’une configuration du flux audio entrant similaire au troisième mode de réalisation.
Le flux audio entrant comporte uniquement une piste audio commune entrante, la piste audio commune entrante intègre un contenu audio principal qui est un premier canal du flux audio entrant, et un contenu audio additionnel qui est un deuxième canal du flux audio.
Le boitier décodeur 511 diffère du boitier décodeur 11 en ce qu’il comprend un module de sélection 527 (qui peut être similaire au module de sélection 227 du boitier décodeur 211). De plus, la chaine de traitement audio additionnelle 521 comporte en outre un module de mixage 528 (qui peut être similaire au module de mixage 328 du boitier décodeur 311). Le module de mixage 528 est positionné en amont direct du module de sélection 227.
Le module de sélection 527 est agencé pour séparer le premier canal et le deuxième canal. Le module de mixage 528 reçoit alors le premier canal et le deuxième canal et est agencé pour mixer ledit premier canal et ledit deuxième canal.
La piste audio additionnelle sortante intègre ainsi le contenu audio principal (le premier canal) et le contenu audio additionnel (le deuxième canal). Les écouteurs du casque audio 525 restitue donc le contenu audio principal et le contenu audio additionnel.
De la même manière que pour le troisième mode de réalisation, il est prévu que le module de sélection 527 reçoive une métadonnée pour identifier le ou les canaux associés au contenu audio principale et le ou les canaux associés au contenu audio additionnelle.
Il est prévu que le boitier décodeur selon l’invention comporte en outre une interface utilisateur permettant de définir le contenu audio intégré dans la piste audio additionnelle entrante.
L’utilisateur peut notamment ainsi définir :
que la piste audio additionnelle entrante intègre uniquement le contenu audio additionnel, ici le contenu d’audiodescription ; que la piste audio additionnelle entrante intègre le contenu audio principal et le contenu audio additionnel, c’est-à-dire le contenu audio original et le contenu d’audiodescription ; le nombre de canaux intégrés dans la piste audio additionnelle sortante transmise au casque audio ; si la piste audio principale et la piste audio additionnelle sont au format mono, la voie (Gauche ou Droite) de préférence ; si la piste audio principale et la piste audio additionnelle sont au format stéréo, les voies multicanaux de préférence pour chaque contenu audio.
En service et quelle que soit la configuration de l’utilisateur, un contenu audio restitué par les écouteurs du casque audio présentera systématiquement un retard sur un contenu audio-vidéo restitué par la télévision. Le retard est ici introduit par un lien de communication reliant la deuxième sortie audio du boitier décodeur et le casque audio. Le retard correspond au temps de transfert d’un contenu audio du boitier décodeur au casque audio Le retard est ici propre au casque audio.
Le boitier décodeur selon l’invention est agencé pour compenser le retard introduit par le lien de communication.
Le retard peut être connu par l’utilisateur via un menu de réglage ou encore via une base de données indiquant, en fonction d’une référence d’un casque audio donné, le retard associé. Le retard pourrait encore être directement déterminé en captant le contenu audio restitué par le casque audio via des microphones internes au boitier décodeur (en rapprochant ledit casque audio du boitier décodeur).
En outre, dans le cas où le boitier décodeur comporte une pluralité de deuxièmes sorties audio agencées chacune pour être connectées à un casque audio distinct (par exemple plusieurs casque audio Bluetooth (marque déposée)), le retard est déterminé sur la base du lien de communication le plus lent.
Le boitier décodeur selon l’invention est donc particulièrement avantageux car il comporte une chaine de traitement audio additionnelle, distincte de la chaine de traitement vidéo et de la chaine de traitement audio principale, pour transmettre la piste audio additionnelle sortante à des écouteurs (qui est un équipement distinct du module de restitution audio-vidéo). Un spectateur sans déficience visuelle peut donc visionner un programme sur l’équipement de restitution vidéo en écoutant la piste audio principale sortante restituée par le module de restitution audio. En même temps, un spectateur ayant une déficience visuelle peut visionner le même programme sur l’équipement de restitution vidéo en écoutant la piste audio additionnelle restituée uniquement pour lui dans les écouteurs.
En outre, le boitier décodeur selon l’invention assure que le flux vidéo sortant, la piste audio principale sortante et la piste audio additionnelle sortante sont synchronisés.
Dans la pratique, on considère en général que plus le nombre de dents en contact est élevé, plus l’erreur de transmission est faible et le bruit produit est faible. On s’attend donc avec les méthodes connues à ce que les engrenages avec un rapport de conduite de 2 aient un niveau de vibration faible en raison de la stabilité du nombre de dents en contact, et par conséquent de la diminution de l’erreur de transmission TE crête à crête.
Les valeurs de gain de chacun des profils d’engrenages ont donc été comparés pour différents couples appliqués. La présente les différentes valeurs de gains obtenues pour différents rapports de transmission avec différents couples.
L’analyse effectuée confirme que pour les différents couples appliqués, on peut remarquer que les niveaux de gain obtenues avec un rapport égal à 2 se situent bien une zone d’atténuation.
En revanche, on constate qu’il ne s’agit pas du meilleur rapport de transmission en terme d’atténuation des vibrations.
En effet, pour un rapport de transmission compris entre 1.8 et 1.9, une valeur de gain encore plus faible a été obtenue. Cela signifie qu’un facteur d’atténuation plus élevé basé sur l’interaction entre les harmoniques de raideur a un effet sur la réponse du système.
Dans la , pour les différents couples appliqués, on remarque que des niveaux de vibration plutôt faibles se situent autour d’un rapport de conduite de 2. Cependant, il est ´également remarquable que pour un rapport de conduite de 1,8 et 1,9, les niveaux de vibration sont encore plus faibles.
Grâce à l’invention, des phénomènes d’amplification paramétrique peuvent être anticipés et détectés, notamment en cas de force constante et en cas de combinaison de forces. Ces phénomènes peuvent être dus à l’interaction entre les harmoniques de raideur et la dépendance de la réponse du système à leurs déphasages.
Il est donc possible de détecter et d’anticiper ces problèmes lors de la conception d’un engrenage.
Pour réduire les vibrations dans un engrenage, la prise en compte des amplitudes d’erreur de transmission n’est donc pas suffisante. En s’assurant que l’engrenage choisi se positionne bien dans une zone d’atténuation (basée sur la différence de phase entre les harmoniques de raideur) et non une zone d’amplification.
Cette méthode de détection de défauts d’amplification peut prendre en compte également le rapport de transmission. En effet, la valeur du rapport de transmission a un impact sur le nombre de dents en contact, ce qui fait évoluer l’interaction entre les harmoniques et le positionnement paramétrique de la différence de phase.
Cette méthode peut s’appliquer aussi bien à des dentures droites qu’à des dentures hélicoïdales en intégrant l’angle d’hélice dans le calcul de e(t) et k(t).
Procédé et appareil de sélection, détection, comptage et identification de pollens et/ou de moisissures initialement en suspension dans l’air atmosphérique. La présente invention concerne le domaine de la détection et de l’identification de pollens et/ou de moisissures susceptibles d’être présentes en suspension dans l’air atmosphérique.
Par « pollen», on entend ici et dans le cadre de l’invention, tout grain ou particule de taille microscopique produit(e) par les étamines et qui représente un élément des végétaux à fleurs. Par « moisissure », on entend ici et dans le cadre de l’invention, tout spore issu d’une moisissure biologique constituée par un champignon de taille microscopique qui pousse dans une forme de filaments multicellulaires ou unicellulaires.
On utilise ci-après indifféremment le terme « grain » ou « particule » pour désigner un pollen ou un spore de moisissure.
L’invention vise en premier lieu à proposer un appareil qui permettre de détecter, compter et identifier les pollens et/ou de moisissures présents dans l’air atmosphérique, quel que soit leur type et ce en temps réel, c’est-à-dire une identification sans attente, immédiate.
Bien que décrite en référence avec les pollens, l’invention peut tout aussi bien être mise en œuvre pour la sélection, la détection le comptage et l’identification de moisissures.
D’après ce diagramme de rayonnement, le réseau haute fréquence 106 présente une ouverture azimutale à -3 dB supérieure à 180° avec un rayonnement uniforme à l’avant du réseau, i.e. pour un angle azimutal compris entre 90° et 180° et entre -180° et -90°.
En outre, la illustre, en trait pointillé, le diagramme de rayonnement du réseau haute fréquence 106 obtenu en supprimant les pièges quart d’onde 150 du réseau basse fréquence 104.
En comparant les deux diagrammes de rayonnement de la , il apparaît clairement que la présence des pièges quart d’onde 150 sur les dipôles basse fréquence 112 permet au réseau haute fréquence 106 de maintenir une ouverture azimutale d’au moins 180° à un niveau compris entre 0 et -3 dB, avec un rayonnement quasi-constant à l’avant du réseau.
En l’absence de piège quart d’onde sur le réseau basse fréquence, le diagramme de rayonnement azimutal du réseau haute fréquence présente un écrasement comme illustré en traits pointillés sur la . Ceci est dû au rayonnement induit des pieds des dipôles basse fréquence qui interagit de manière destructive avec le rayonnement direct du réseau haute fréquence, que le réseau basse fréquence soit actif ou inactif. Ainsi, l’ajout des pièges quart d’onde 150 sur les pieds 112b des dipôles basse fréquence 112 a pour effet de réduire l’excitation de ces pieds et par conséquent de réduire les déformations du diagramme de rayonnement à la fréquence de fonctionnement du réseau haute fréquence.
Les diagrammes de rayonnement de la ont été obtenus dans le cas où le réseau haute fréquence 106 est configuré pour émettre des signaux dans les bandes de fréquence RNT, en particulier à 174 MHz. Ainsi, l’effet décrit ci-dessus a été illustré pour une haute fréquence de fonctionnement égale à 174 MHz mais un effet similaire présentant une décroissance progressive pourra été également observé à des hautes fréquences jusqu’à 192 MHz environ.
En référence à la , un dispositif antennaire selon un deuxième mode de réalisation de l’invention qui portera la référence 202 va à présent être décrit.
Comme dans le premier mode de réalisation, le dispositif antennaire 202 comprend un réseau basse fréquence et un réseau haute fréquence. Dans l’exemple illustré, le réseau basse fréquence comprend deux dipôles 212 basse fréquence à pied double 212b. Le réseau haute fréquence comprend quatre dipôles haute fréquence 214 à pied double 214b et un connecteur 220 basse fréquence.
Le deuxième mode de réalisation se distingue du premier mode de réalisation principalement en ce que les dipôles basse fréquence 212 sont inclinés par rapport aux dipôles haute fréquence 214 qui restent orientés verticalement.
Ainsi, les bras 212a des dipôles basse fréquence 212 sont orientés de sorte qu’ils forment un angle α non nul, de préférence égal à 45°, par rapport à la direction selon laquelle les bras 214a des dipôles haute fréquence 214 sont orientés (i.e. par rapport à la verticale).
Dans le présent exemple, les deux bras de chaque dipôle sont colinéaires l’un par rapport à l’autre. Dans ce cas, la direction du dipôle correspond à la droite selon laquelle les deux bras sont alignés. De manière plus générale, la direction d’un dipôle est définie par la droite perpendiculaire à la bissectrice de l’angle formé entre les deux bras du dipôle.
A l’inverse, dans une variante de réalisation (non représentée), ce sont les dipôles haute fréquence qui sont inclinés (ou orientés) par rapport aux dipôles basse fréquence tandis que les dipôles basse fréquence sont alignés verticalement sur le mât principal.
Ainsi, de manière plus générale, les dipôles basse fréquence 212 et les dipôles haute fréquence 214 sont inclinés les uns par rapport aux autres selon l’invention.
L’inclinaison des dipôles de l’un des réseaux par rapport à la direction des dipôles de l’autre réseau selon un angle compris entre -90° et 0° ou entre 0° et 90° permet de favoriser le découplage inter-services (ou inter-réseaux lorsque chaque réseau fournit un service dans une bande de fréquence distincte) par addition d’un découplage de polarisation.
Dans l’exemple illustré, les dipôles basse fréquence sont adaptés en raison de leur orientation à émettre et/ou recevoir un rayonnement comprenant une composante horizontale et une composante verticale, tandis que les dipôles haute fréquence en raison de leur orientation verticale émettront et/ou recevront uniquement les champs électriques polarisés verticalement.
L’inclinaison des dipôles permet en outre de réduire l’influence des supports des dipôles sur le rayonnement arrière du réseau, réduisant ainsi le rapport avant/arrière du diagramme de rayonnement du réseau dont les dipôles sont inclinés.
Comme décrit pour le premier mode de réalisation, le réseau basse fréquence comprend un dispositif de découplage incluant des filtres réjecteurs 226 disposés le long du mât principal 216.
Cette connexion électrique basse fréquence 119 comporte, par exemple, une connexion électrique externe 121 connectant l’émetteur/récepteur 108 au support 115. Cette connexion électrique externe 121 est, par exemple, un câble coaxial.
La connexion électrique basse fréquence 119 comporte en outre, porté par le support 115, un connecteur d’entrée/sortie 120, dit basse fréquence, auquel la connexion électrique externe 121 est conçue pour être branchée. En particulier, le connecteur basse fréquence 120 est porté par le mât principal 116. De préférence, le connecteur basse fréquence 120 est un connecteur coaxial.