INPI-France/Brevets-Francais-2024-Chunked huggingface dataset:
En complément facultatif et de manière analogue, lorsque le convertisseur 10 comprend plusieurs ensembles piézoélectriques 12 connectés à l’enroulement secondaire 84, lesdits ensembles piézoélectriques 12 au secondaire, et les éléments piézoélectriques 15 les constituant, sont de préférence sensiblement identiques entre eux.
Par ensembles piézoélectriques 12 sensiblement identiques entre eux, on entend qu’ils ont une même capacité de référence C 0 à 10% près et une même fréquence de résonance à 10% près.
En complément facultatif encore, le ou les ensembles piézoélectriques 12 connectés à l’enroulement secondaire 84 présentent une capacité de référence C 0 sensiblement égale à m fois la capacité de référence C 0 du ou des ensembles piézoélectriques 12 connectés à l’enroulement primaire 82, ceci à 50 % près.
D’une manière générale, pour le convertisseur d’énergie électrique 10 avec les ensembles piézoélectriques 12 et piloté par le dispositif électronique de pilotage 20, le nombre de phases à tension sensiblement constante est typiquement d’au moins 2, de préférence égal à 3, tout en pouvant être supérieur ou égal à 4 avec la mise en œuvre du pilotage décrit dans la demande FR 21 07345 déposée le 7 juillet 2021.
Chaque phase à tension sensiblement constante est susceptible d’être obtenue à partir d’une combinaison des tensions d’entrée et de sortie, en valeur positive ou négative, tout en prenant en compte le rapport de transformation m du transformateur électrique 80, comme expliqué par la suite, notamment en regard du tableau 1. Le convertisseur d’énergie 10 permet alors d’échanger de l’énergie durant les phases à tension sensiblement constante, et par voie de conséquence, avec les combinaisons de tensions utilisées pour obtenir ces phases à tension sensiblement constante. Il est notamment possible de transférer de l’énergie d’une phase à tension sensiblement constante de faible tension vers une phase à tension sensiblement constante de tension plus élevée, et par le jeu des combinaisons précitées obtenir au final un convertisseur abaisseur de tension, ce qui peut paraître contre-intuitif. Inversement, il est également possible de transférer de l’énergie d’une phase à tension sensiblement constante de tension élevée vers une phase à tension sensiblement constante de tension plus faible, et par le jeu des combinaisons précitées obtenir au final un convertisseur élévateur de tension. L’homme du métier comprendra alors qu’il est possible d’avoir un cycle élévateur vu par les ensembles piézoélectriques 12 alors que le convertisseur d’énergie électrique 10 est un convertisseur abaisseur, et inversement d’avoir un cycle abaisseur vu par les ensembles piézoélectriques 12 alors que le convertisseur d’énergie électrique 10 est un convertisseur élévateur.
Par convention, si un courant est fourni aux ensembles piézoélectriques 12 lors de la phase à tension sensiblement constante correspondant à la tension la plus élevée au cours d’un cycle de résonance, alors le cycle est considéré comme un cycle abaisseur pour les ensembles piézoélectriques 12. Inversement, si un courant est débité, ou encore tiré, depuis les ensembles piézoélectriques 12 lors de ladite phase à tension sensiblement constante pour laquelle la tension est la plus élevée au cours du cycle de résonance, alors le cycle est considéré comme un cycle élévateur pour les ensembles piézoélectriques 12. Comme indiqué précédemment, le cycle de conversion vu par les ensembles piézoélectriques 12 est susceptible d’être un cycle élévateur alors que le convertisseur d’énergie électrique 10 fonctionne en convertisseur abaisseur, et inversement le cycle de conversion vu par les ensembles piézoélectriques 12 est susceptible d’être un cycle abaisseur alors que le convertisseur d’énergie électrique 10 fonctionne en convertisseur élévateur.
[Eq 21]
L’expression de l’estimation de la résistance prend la forme suivante :
[Eq 22]
La figure 3 illustre un système de commande 1 en boucle ouverte de type adaptatif selon l'invention, basé sur une estimation de la résistance tel qu'il vient d'être décrit. Le système de commande 1 comprend un premier moyen de commande 10 configuré pour déterminer les composantes V d ,V q des tensions d’alimentation du moteur électrique dans le repère diphasé tournant (d,q) en fonction de consignes de courant i d,consigne , i q,consigne dans le repère diphasé tournant (d,q), de la résistance R du moteur électrique et de la vitesse de rotation du champ magnétique.
Un additionneur 11 permet d'appliquer le signal de tension sinusoïdale en superposition de la composante directe V d des tensions d’alimentation du moteur électrique.
Un deuxième moyen de calcul 12 est configuré pour déterminer les signaux en modulation de largeur d’impulsion à destination de l’onduleur 3 par modulation du vecteur d’espace en fonction de l’angle mécanique donnant la position du rotor, et des composantes V d ,V q des tensions d’alimentation du moteur électrique dans le repère diphasé tournant (d,q) provenant du moyen de commande 10 et de l’additionneur 11.
Un soustracteur 13 est configuré pour déterminer la différence entre la composante directe i d selon l’axe « d » des courants d’alimentation et la consigne en courant i dconsigne correspondante.
Un troisième moyen de calcul 14 est configuré pour déterminer la valeur estimée de la résistance du moteur en fonction de la différence entre la composante directe selon l’axe « d » des courants d’alimentation et la consigne i dconsigne , en application des équations [Eq 21] et [Eq 22]. Le résultat est transmis au premier moyen de commande 10.
Dans des applications de commande moteur dans lesquelles le courant de consigne sur l'axe d est nul, on peut appliquer sur l'axe direct d'une tension de commande ayant une forme de créneau, de sorte à induire un courant sur l'axe d de forme similaire, en créneau, comme illustré sur la , et qui est non nul sur les intervalles de temps correspondants de tension non nulle de la forme en créneau.
La résistance du moteur peut alors être estimée durant les intervalles de temps indiqué en grisé sur la figure, pendant lesquels la tension V d et le courant I d résultant sur l’axe « d » sont stables et non nuls.
On peut ainsi calculer et mettre à jour la valeur estimée de résistance, à la fin de chaque plateau de tension non nulle, soit dans l'exemple illustré aux instants successifs « t-1 », « t », « t+1 ».
La résistance estimée s’exprime alors de la manière suivante :
[Eq 23]
Ainsi, la résistance estimée pour chacun des plateaux de tension non nuls ne dépend que du niveau de tension non nul du plateau de tension sur l'axe direct, du courant injecté en réaction sur l'axe direct, et de l'inductance cyclique et du courant sur l'axe de quadrature.
En effet la dérivée de i d (t) est nulle sur cette période.
Avantageusement, on prévoit dans ce cas un filtrage passe-bas des différentes grandeurs utilisées pour l’estimation de la résistance, pour atténuer le bruit de mesure. La fréquence de coupure de ce filtrage Passe-Bas (PB) est en pratique choisie en fonction de la dynamique et de l’environnement thermique du bobinage. Par exemple, lorsque les bobinages sont susceptibles de s'échauffer rapidement sous l'effet du courant électrique qui les traverse ou bien du fait d'une exposition à un flux thermique provenant du voisinage du moteur, la fréquence de coupure du filtre passe-bas sera choisie relativement plus élevée que dans un cas de bobinages qui s'échauffera moins rapidement ou qui sera moins ou non exposé à un flux thermique.
Il est également proposé, selon un autre aspect de l'invention, un convertisseur contrôlé en mesure de courant servant d’onde modulante comprenant : un module filtre d'entrée ; un module interrupteur ; un module boucle de courant connectée à un dispositif selon l'une des revendications précédentes ; un module boucle de tension ; un module de modulation de largeur d'impulsion ; un module de démarrage doux ; et un module filtre de sortie.
Par exemple, le convertisseur configuré pour être contrôlé en mode courant crête.
Il est également proposé, selon un autre aspect de l'invention, une alimentation à découpage comprenant un convertisseur tel que précédemment décrit.
illustre schématiquement un convertisseur contrôlé en mesure de courant servant d’onde modulante par réglage externe de limitation de courant, selon l'état de la technique ;
illustre schématiquement un dispositif de limitation de courant de démarrage pour convertisseur contrôlé en mesure de courant servant d’onde modulante par réglage externe de limitation de courant, selon un aspect de l'invention ;
illustre schématiquement un convertisseur muni d'un dispositif de la , selon un aspect de l'invention ;
illustre schématiquement le fonctionnement d'un convertisseur de la , selon l'état de la technique ;
illustre schématiquement le fonctionnement d'un convertisseur de la , selon un aspect de l'invention ; et
illustre schématiquement la réalisation du signal de commande du dispositif, selon un aspect de l'invention.
La représente schématiquement un dispositif de limitation de courant de démarrage pour convertisseur contrôlé en mesure de courant servant d’onde modulante par réglage externe de limitation de courant, selon un aspect de l'invention.
Le dispositif comprend un transistor à effet de champ à grille isolée MOFSET comprenant une source S, un drain D et une grille G ; une résistance de mesure de courant Rshunt_2 connectée entre la source S et le drain D ; un condensateur de réglage Ctime disposé entre la grille G et la masse ; et une résistance de réglage Rtime connectée à la grille G et recevant une tension de commande Cmde synchronisée sur un signal PWM de modulation de largeur d'impulsion du convertisseur contrôlé en mesure de courant qui sert d’onde modulante.
Le principe repose sur le fonctionnement linéaire du MOSFET. On agit sur le gain de la mesure courant (résistance variable Rvariable2).
Durant une première phase, à t=0, le transistor à effet de champ à grille isolée MOFSET est commandé lentement et de façon synchrone au signal PWM (c’est la constante de temps du couple résistance/condensateur qui permet de régler plus ou moins lentement le temps de décroissance de la résistance Rvariable2 du transistor MOSFET et donc le temps du fonctionnement linéaire. Le choix du binôme Rtime/-Ctime permet de régler le temps que l’on souhaite pour limiter le courant de démarrage. Ce réglage permet de contrôler l’évolution du signal V gs (tension de commande entre grille G et source S du transistor MOSFET). Sa résistance interne Rvariable2 décroît linéairement jusqu’à sa valeur de saturation (Rvariable2_sat << Rshunt_2).
Durant une deuxième phase, le transistor MOFSET est saturé, la résistance de dérivation Rshunt_2 est quasiment court-circuitée, et la mesure courant est régie par la résistance de shunt ou de mesure de courant Rshunt, du module boucle de courant BC, qui permet d’assurer les pleines performances du convertisseur.
où V p1 représente la tension aux bornes de l’ensemble piézoélectrique 12 connecté à l’enroulement primaire 82, et
V p2 représente la tension aux bornes de l’ensemble piézoélectrique 12 connecté à l’enroulement secondaire 84.
Dans l’exemple de la , à deux tensions de sortie V out_1 , V out_2 distinctes, chacune associée à un enroulement secondaire 84 respectif, et un ensemble piézoélectrique 12 connecté à chaque enroulement secondaire 84, il y a deux tensions piézoélectriques distinctes, pilotées indépendamment l’une de l’autre par le dispositif électronique de pilotage 20, à savoir une première tension piézoélectrique V p _out1 et une deuxième tension piézoélectrique V p_out2 .
Dans cet exemple de la , la première tension piézoélectrique V p_out1 vérifie l’équation suivante :
où V p_out1 représente la première tension piézoélectrique, c’est-à-dire la tension piézoélectrique ramenée au primaire pour l’ensemble piézoélectrique 12 connecté à l’enroulement secondaire 84 associé à la première tension de sortie V out_1 ,
V p2,1 représente la tension aux bornes dudit ensemble piézoélectrique 12 connecté à l’enroulement secondaire 84 associé à la première tension de sortie V out_1 , et
m1 est le rapport de transformation entre l’enroulement primaire 82 et l’enroulement secondaire 84 associé à la première tension de sortie V out_1 , vérifiant l’équation :
où V2,1 représente la tension aux bornes dudit enroulement secondaire 84 associé à la première tension de sortie V out_1 ,
V1 représente la tension aux bornes de l’enroulement primaire 82, et
m1 représente ledit rapport de transformation.
Dans cet exemple de la , la deuxième tension piézoélectrique V p_out2 vérifie l’équation suivante :
où V p_out2 représente la deuxième tension piézoélectrique, c’est-à-dire la tension piézoélectrique ramenée au primaire pour l’ensemble piézoélectrique 12 connecté à l’enroulement secondaire 84 associé à la deuxième tension de sortie V out_2 ,
V p2,2 représente la tension aux bornes dudit ensemble piézoélectrique 12 connecté à l’enroulement secondaire 84 associé à la deuxième tension de sortie V out_2 , et
m2 est le rapport de transformation entre l’enroulement primaire 82 et l’enroulement secondaire 84 associé à la deuxième tension de sortie V out_2 , vérifiant l’équation :
où V2,2 représente la tension aux bornes dudit enroulement secondaire 84 associé à la deuxième tension de sortie V out_2 ,
Avec e(t) l'erreur de commande qui s'écrit :
[Eq 13]
L’équation [Eq 12] montre la convergence de l’erreur de commande vers ( ).
Le système de commande du moteur selon l'invention fait application de ces équations pour le commander en boucle ouverte, par le calcul des tensions de commande et à partir des courants consignes i d,consigne , i q,consigne . Si les équations ci-dessus ont été données pour le cas d'aimants permanents à pôles lisses, leurs expressions étant alors plus simples, le système de commande selon l'invention s'applique de manière générale, à un moteur électrique à aimants permanents aussi bien à pôles lisses que saillants.
La illustre sous forme d'un schéma bloc un tel système de commande à boucle ouverte selon l'invention, qui est ainsi fonction des paramètres d'impédance R, L et M du moteur électrique considérer, la commande de l’alimentation du moteur électrique triphasé 2 étant réalisée de manière usuelle via un onduleur 3, par la technique de modulation de vecteur d’espace SVM (acronyme anglophone pour « Space Vector Modulation »).
Plus précisément, dans l'invention les composantes , des tensions d’alimentation sont déterminées dans le repère (d,q) par application de l’équation [Eq 10] ou d’une de ses formes matricielles et elles sont ensuite traitées pour permettre la commande du moteur triphasé synchrone à aimants permanents par la technique usuelle de modulation de vecteur d’espace SVM (acronyme anglophone pour « Space Vector Modulation »).
Appliquée à la présente situation, cette technique consiste d’abord, à réaliser un changement de repère pour passer des composantes et , aux grandeurs et dans le repère diphasé fixe ( ) en utilisant la mesure de la position ( ) du rotor. Les grandeurs et représentent les composantes dans le repère diphasé fixe ( ) du système triphasé de tensions simples aux bornes des bobinages du moteur. Les commandes en ouverture/fermeture des interrupteurs de l’onduleur sont ensuite déterminées par la technique de modulation de largeur d’impulsion (MLI), afin d’obtenir les tensions V s1 (t), V s2 (t), V s3 (t) à appliquer aux bobinages du moteur.
Selon l'invention, les lois de commande de l'équation [Eq 11] dans le repère (d,q) sont ainsi utilisées pour commander en boucle ouverte un moteur électrique triphasé, en fonction des paramètres d'impédance R, L et M du moteur, où la résistance est une résistance estimée en temps réel, rendant compte de la variation de la résistance électrique R au cours du fonctionnement du moteur.
Une telle commande adaptative en boucle ouverte selon l'invention n'a pas les problèmes exposés de cycles limites. Elle est performante, l'utilisation d'une valeur de résistance R estimée en temps réel pour l'application des équations de loi de commande dans le repère (d,q), [Eq 11], garantissant la convergence de la solution de l’équation [Eq 12], tout au long du fonctionnement du moteur.
Ainsi, un procédé de commande selon l’invention comprend une détermination des grandeurs de commande en boucle ouverte en fonction d’une consigne et une estimation en temps réel de la résistance du moteur électrique.
On connait différentes techniques d'estimation de la résistance du moteur électrique, utilisées pour suivre un état de moteur. Ces techniques peuvent être facilement intégrées dans le procédé de commande selon l'invention, aux fins de fournir une valeur estimée de résistance aux fins de fournir les tensions de commande à appliquer aux bobinages du moteur.
Notamment, on peut mettre en œuvre une estimation de la résistance appliquant une méthode itérative d'optimisation paramétrique minimisant un critère d’erreur récursif en fonction des mesures effectuées en temps réel. La méthode est basée sur le modèle électrique du moteur dans le repère (d,q) et permet de déterminer la résistance du moteur en fonction des grandeurs selon l’axe « q ». De manière plus détaillée, en projetant le modèle ([Eq 9]) exprimé en régime statique ( ) sur l’axe « q », on obtient :
[Eq 14]
Le calcul optimal de la résistance se fait par la méthode de Gauss-Newton à chaque instant « » d’une manière récursive selon la formule suivante :
[Eq 15]
En variante, ces quantités peuvent être des probabilités de présence d’une source sonore aux points concernés.
Le procédé de la comprend alors une étape E6 de sélection d’une pluralité d’antennes utilisées pour estimer les signaux représentatifs du champ sonore au point U.
Dans le cas d’un espace E tridimensionnel, le dispositif électronique sélectionne par exemple quatre antennes définissant un tétraèdre dont le volume contient le point U.
Dans la variante où l’espace considéré est bidimensionnel, le dispositif électronique sélectionne trois antennes définissant un triangle dont la surface contient le point U.
Le procédé se poursuit alors en ne tenant compte que des signaux s (m) associés aux antennes sélectionnées.
L’étape de sélection E6 est toutefois facultative. En particulier, une telle sélection n’est pas mise en œuvre lorsque le nombre d’antennes est limité, par exemple lorsque le nombre M d’antennes est inférieur ou égal à 3 dans le cas d’une espace E tridimensionnel.
Le procédé de la comprend alors une étape E8 de détermination des signaux transformés t (m).
Ces signaux transformés t (m) sont déterminés, pour chaque antenne A m , par combinaison des valeurs P i (m) respectivement associées aux points de l’ensemble de points, déterminées chacune en fonction des signaux s (m) représentatifs du champ sonore issus de l’antenne A m concernée, et pondérées par le poids w i (m) associé (pour cette antenne A m ) au point concerné.
Cette étape E8 est ici réalisée en effectuant, pour chaque antenne A m , une multiplication matricielle par une matrice T (m) :
t (m) = T (m) . s (m)
avec T (m) = R . W (m) . D (m)
la matrice T (m) étant donc de dimensions N U x N m ,
où W (m) est la matrice diagonale définie plus haut,
où R est la matrice (déjà mentionnée) de dimensions N U x N p dont les N p colonnes sont des vecteurs ρ i définissant chacun une fonction de transfert représentant la propagation acoustique en champ libre (sans réverbération) à partir d’un point compris dans l’ensemble de points et jusqu’au point d’estimation U (les N p vecteurs ρ i étant respectivement associés aux N p points de l’ensemble de points),
où D (m) est la matrice (déjà mentionnée) de dimensions N p x N m définie par exemple comme suit :
avec A (m) une matrice de dimensions N m x N p dont les N p colonnes sont des vecteurs a i (m) définissant chacun une fonction de transfert représentant la propagation acoustique en champ libre (sans réverbération) à partir d’un point compris dans l’ensemble de points et jusqu’au point où est située l’antenne concernée A m ,
m2 représente ledit rapport de transformation.
La première tension piézoélectrique V p_out1 permet ainsi de gérer le courant échangé avec la première tension de sortie V out_1 , et la deuxième tension piézoélectrique V p_out2 permet de gérer le courant échangé avec la deuxième tension de sortie V out_2 , et ce de manière indépendante entre la première tension de sortie V out_1 et la deuxième tension de sortie V out_2 , de même qu’entre les courants respectifs associés à ces tensions de sortie V out_1 , V out_2 distinctes.
De même, dans l’exemple de la , à deux tensions d’entrée V in_1 , V in_2 distinctes, chacune associée à un enroulement primaire 82 respectif, il y a aussi deux tensions piézoélectriques distinctes, pilotées indépendamment l’une de l’autre par le dispositif électronique de pilotage 20, à savoir une première tension piézoélectrique V p_out1 et une deuxième tension piézoélectrique V p_in2 .
où V p_out1 représente la première tension piézoélectrique dans cet exemple, c’est-à-dire la tension piézoélectrique ramenée au primaire de la première tension d’entrée V in_1 , pour l’ensemble piézoélectrique 12 connecté à l’enroulement secondaire 84,
V p2 représente la tension aux bornes dudit ensemble piézoélectrique 12 connecté à l’enroulement secondaire 84, et
m1’ est le rapport de transformation entre l’enroulement primaire 82 associé à la première tension d’entrée V in_1 et l’enroulement secondaire 84, vérifiant l’équation suivante :
où V2 représente la tension aux bornes de l’enroulement secondaire 84,
V1,1 représente la tension aux bornes dudit enroulement primaire 82 associé à la première tension d’entrée V in_1 , et
m1’ représente ledit rapport de transformation.
Dans cet exemple de la , le rapport de transformation entre l’enroulement primaire 82 associé à la deuxième tension d’entrée V in_2 et l’enroulement secondaire 84 est noté m2’ et vérifie l’équation :
V1,2 représente la tension aux bornes dudit enroulement primaire 82 associé à la deuxième tension d’entrée V in_2 , et
m2’ représente ledit rapport de transformation.
Dans cet exemple de la , la deuxième tension piézoélectrique V p_in2 vérifie l’équation suivante :
où V p_ in 2 représente la deuxième tension piézoélectrique dans cet exemple de la , c’est-à-dire la tension piézoélectrique au primaire pour l’ensemble piézoélectrique 12 connecté à l’enroulement primaire 82 associé à la deuxième tension d’entrée V in_2 , et
représente schématiquement la structure classique d’un convertisseur 2 (abaisseur) analogique sur la base d’un contrôle par mesure du courant qui sert d’onde modulante, en l'espèce par courant crête.
Le convertisseur 2 est alimenté par une source 1, et alimente une charge 3.
Le convertisseur 2 comprend un filtre d'entrée FE qui permet d’assurer les performances d’émission et de susceptibilité vis-à-vis de la source 1.
Le convertisseur 2 comprend un module interrupteur MI comprenant des interrupteurs de puissance pour assurer la conversion d’énergie (sur la base du principe des alimentations à découpage).
Le convertisseur 2 comprend un module de boucle de tension BT et un module boucle de courant BC qui permettent de réaliser la comparaison puis la génération de la modulation de largeur d'impulsion par un module MLI.
Le convertisseur 2 comprend un module de démarrage doux ou "soft-start" DD pour démarrer proprement, i.e. démarrer de façon monotone et en maîtrisant le courant d’appel.
Sur l'exemple de la , le filtre d'entrée FE comprend une bobine ou inductance Se et un condensateur Ce, et le filtre de sortie FS comprend une bobine ou inductance Ss et un condensateur Cs.
Le module interrupteur MI comprend un inverseur INV, et deux transistor à effet de champ à grille isolée M_T, M_B.
Le module MLI de génération de la modulation de largeur d'impulsion comprend un comparateur C et une bascule RS A2, et le module de démarrage doux DD comprend un interrupteur Sss, un condensateur Css et une source Source_I.
Le module boucle de tension BT comprend une source Vref, un interrupteur Sref, deux impédances Z1 et Z2, et un correcteur PI, et le module boucle de courant BC comprend une résistance de shunt Rshunt ou résistance de mesure de courant et un gain GI.