INPI-France/Brevets-Francais-2024-Chunked huggingface dataset:
Le chronogramme de l'enveloppe E du champ électromagnétique en est identique à celui représenté en . Le chronogramme de l'enveloppe E' du signal capté par l'antenne 9 de la carte 20 ne présente pas de fluctuations. Le signal RXA peut alors correspondre sensiblement à l'enveloppe E'. De ce fait, la détermination de l'instant t3 peut être effectuée de façon correcte.
La est un schéma électrique d'une antenne 9, d’un mode de réalisation du circuit de mise en forme 13 et d'un mode de réalisation du circuit de modification d'impédance 30 de la carte 20 permettant l'obtention des chronogrammes illustrés en .
Selon un mode de réalisation, le circuit de mise en forme 13 comprend : - un condensateur C1 couplé en parallèle aux bornes AC1 et AC0 de l'antenne 9 ; - un pont redresseur 31, par exemple un pont à diodes, comprenant deux entrées couplées, de préférence connectées, respectivement aux bornes AC1 et AC0, une première sortie O1 fournissant un signal redressé VRECT et une deuxième sortie O2 reliée à une source d'un potentiel de référence bas Gnd, par exemple la masse de la carte 20 ; - un condensateur C2 ayant une première armature reliée, de préférence connectée, à la première sortie O1 du pont redresseur 31 et une deuxième armature reliée, de préférence connectée, à la source du potentiel de référence bas Gnd ; - un pont diviseur de tension 32 comprenant par exemple deux résistances R1 et R2 en série entre la première sortie S du pont redresseur 31 et la source du potentiel de référence bas Gnd ; - un transistor à effet de champ à grille isolée T1, également appelé transistor MOS (sigle anglais pour Metal Oxide Semiconductor), par exemple à canal N, dont le drain est relié, de préférence connecté, à la première sortie O1 du pont redresseur 31 et dont la source est reliée, de préférence connectée, à la source du potentiel de référence bas Gnd ; et - un amplificateur de différence 33 comprenant une première entrée (+) reliée, de préférence connectée, à un noeud N entre les résistances R1 et R2, une deuxième entrée (-) recevant une tension de référence VREF, et une sortie reliée, de préférence connectée, à la grille du transistor T1.
L'ensemble comprenant le pont diviseur de tension 32, l'amplificateur 33, et le transistor MOS T1 forme un circuit 34 de commande de l'impédance vue par l'antenne 9. Un tel circuit 34 de commande de l'impédance vue par l'antenne 9 ayant la structure représentée en correspond à un circuit de commande d'impédance d'antenne rapide (en anglais fast antenna impedance manager) placé après le pont redresseur 31. Toutefois, le circuit 34 de commande de l'impédance vue par l'antenne 9 peut avoir une structure différente de celle représentée en . Il pourrait s'agir d'un circuit de commande d'impédance d'antenne rapide placé avant le pont redresseur 31.
Selon un mode de réalisation, le circuit de modification d'impédance 30 comprend : - un transistor MOS T2, par exemple à canal N, dont la grille est reliée, de préférence connectée, à la grille du transistor T1, dont la source est reliée, de préférence connectée, à la source du potentiel de référence bas Gnd, et dont le drain reçoit un courant I_sense ; - un convertisseur analogique/numérique 35 (ADC), cadencé par un signal d'horloge RF_CLOCK comprenant une entrée reliée, de préférence connectée, au drain du transistor T2 et N sorties fournissant chacune un premier signal binaires B1 i , i étant un nombre entier variant de 1 à N, les premiers signaux binaires B1 i formant un signal numérique S1 à N bits, N étant un nombre entier supérieur ou égal à 1, par exemple variant de 1 à 20, et égal à 3 à titre d'exemple en figue 6 ; - N premières bascules 36 (D), de préférence de type D, chaque i ème bascule 36, i variant de 1 à N, étant cadencée par un signal d'horloge RF_CLOCK/8, dont la fréquence est égale à un sous-multiple, par exemple égale au huitième, de la fréquence du signal d'horloge RF_CLOCK, recevant le premier signal binaire B1 i , et fournissant un deuxième signal binaire B2 i en sortie, les deuxièmes signaux binaires B2 i formant un deuxième signal numérique S2 ; - N deuxièmes bascules 37 (D), de préférence de type D, chaque i ème bascule 37, i variant de 1 à N, étant cadencée par le signal d'horloge RF_CLOCK/8, recevant le deuxième signal binaire B2 i , et fournissant un troisième signal binaire B3 i en sortie, les troisièmes signaux binaires B3 i formant un troisième signal numérique S3 ; - N troisièmes bascules 38 (D), de préférence de type D, chaque i ème bascule 38, i variant de 1 à N, étant cadencée par un signal RXb, recevant le troisième signal binaire B3 i , et fournissant un quatrième signal binaire B4 i en sortie, les quatrièmes signaux binaires B4 i formant un quatrième signal numérique S4 ; - un inverseur INV1 dont l'entrée reçoit le signal RX et dont la sortie fournit le signal RXb ; - N portes logiques 39 (AND) réalisant chacune la fonction logique ET, chaque i ème porte logique 39, i variant de 1 à N, comprenant une première entrée recevant le quatrième signal binaire B4 i et une deuxième entrée recevant le signal RXb, et fournissant un cinquième signal binaire B5 i en sortie, les cinquièmes signaux binaires B5 i formant un cinquième signal numérique S5 ; et - un convertisseur numérique/analogique (Resistive DAC) 40 à réseau de résistances recevant le cinquième signal numérique S5 et comprenant deux bornes de sortie reliées, de préférence connectées, respectivement aux bornes AC0 et AC1 de l'antenne 9 dans le mode de réalisation illustré en .
Selon un mode de réalisation, le convertisseur numérique/analogique 40 à réseau de résistances est un convertisseur à réseau unaire, un convertisseur à réseau binaire, un réseau R-2R. En particulier, le convertisseur numérique/analogique 40 fournit une valeur de résistance très grande, de préférence une valeur de résistance infinie correspondant à un circuit ouvert, lorsque le signal numérique reçu en entrée est à "0".
Les figures 7 et 8 représentent des modes de réalisation du convertisseur numérique/analogique 40 du type à réseau de résistances. Chacun de ces convertisseurs numérique/analogique 40 comprend des résistances et des interrupteurs SW, chaque interrupteur SW étant commandé par l'un des signaux binaires B5 i , i variant de 1 à N. Chacun de ces convertisseurs numérique/analogique 40 comprend en outre deux bornes de sorties OUT1 et OUT2 entre lesquelles est appliquée la valeur VRES de résistance fournie par le convertisseur 40. Selon un mode de réalisation, comme cela est représenté en , la borne OUT1 peut être couplée, de préférence connectée, à la borne AC1 de l'antenne 9 et la borne OUT2 peut être couplée, de préférence connectée, à la borne AC0 de l'antenne 9. Selon un autre mode de réalisation, le circuit de modification d'impédance 30 peut comprendre des premier et deuxième convertisseurs numérique/analogique 40 recevant chacun le signal numérique S5, le premier convertisseur numérique/analogique 40 appliquant la valeur VRES de résistance entre la borne AC1 de l'antenne 9 et la source du potentiel de référence bas Gnd et le deuxième convertisseur numérique/analogique 40 appliquant la valeur VRES de résistance entre la borne AC2 de l'antenne 9 et la source du potentiel de référence bas Gnd.
En , le convertisseur numérique/analogique 40 est du type à réseau binaire. Ceci signifie qu'il utilise des résistances de différentes valeurs 1R, 2R, 4R, la valeur de chaque résistance correspondant au poids binaire de chaque signal binaire B5 i . En , le convertisseur numérique/analogique 40 est du type à réseau en échelle. Ceci signifie que le réseau de résistances forme une échelle avec un faible nombre de valeurs élémentaires de résistance. En particulier, le réseau peut être du type R-2R avec deux valeur élémentaires de résistances R et 2R.
Le fonctionnement du circuit 13 de mise en forme représenté en est le suivant. La tension aux bornes de l'antenne 9 est redressée par le pont redresseur 31 et filtrée par le condensateur C2 et les résistances R1 et R2. L'amplificateur 33 fournit au transistor T1 une tension de grille proportionnelle à la différence entre la tension VN au noeud N, proportionnelle à la tension VRECT, et la tension de référence VREF. Le transistor T1 est donc plus ou moins passant selon la différence entre la tension VN au noeud N, et la tension de référence VREF.
Le fonctionnement du circuit de modification d'impédance 30 représenté en est le suivant. Le rapport K entre les largeurs des transistors T1 et T2 est inférieur à l'unité, par exemple égal à 1/100. Les transistors T1 et T2 étant commandés à leur grille par le même signal, le courant I_sense circulant dans le transistor T2 est proportionnel au courant circulant dans le transistor T1. Le convertisseur analogique/numérique 35 fournit le signal numérique S1 correspondant à la conversion numérique de l'intensité du courant I_sense.
La i ème bascule 36, i variant de 1 à N, recopie à sa sortie le signal binaire B1 i reçu en entrée à chaque front montant du signal RF_CLOCK/8. Les deuxièmes signaux binaires B2 i forment donc un deuxième signal numérique S2 qui correspond à un échantillonnage du premier signal numérique S1 à une fréquence égale au huitième de la fréquence du signal RF_CLOCK. Chaque i ème bascule 37 recopie à sa sortie le signal binaire B2 i reçu en entrée à chaque front montant du signal RF_CLOCK/8. Les troisièmes signaux binaires B3 i forment donc un troisième signal numérique S3 qui correspond au deuxième signal numérique S2 au retard prés dû au fonctionnement des deuxièmes bascules 37. Chaque i ème bascule 38 recopie à sa sortie le signal binaire B3 i reçu en entrée à chaque front montant du signal RXb. Les quatrièmes signaux binaires B4 i forment donc un quatrième signal numérique S4 qui correspond à un échantillonnage du troisième signal numérique S3 au front montant du signal RXb, c’est-à-dire au front descendant du signal RX. Chaque i ème porte logique ET 39 fournit en sortie le signal binaire B5 i qui est égal au signal binaire B4 i reçu en entrée lorsque le signal RXb est à "1" (c'est-à-dire lorsque le signal RX est à "0"), et qui est égal à "0" lorsque le signal RXb est à "0" (c'est-à-dire lorsque le signal RX est à "1"). Les cinquièmes signaux binaires B5 i forment donc un cinquième signal numérique S5 qui correspond au quatrième signal numérique S4 lorsque le signal RXb est à "1" (c'est-à-dire lorsque le signal RX est à "0"), et qui est égal à "0" lorsque le signal RXb est à "0" (c'est-à-dire lorsque le signal RX est à "1"). Le convertisseur numérique/analogique 40 fournit une résistance dont la valeur correspond à la conversion analogique du signal numérique S5.
Avant le début d'une pause, l'enveloppe E du champ électromagnétique reçu par l'antenne 9 est maximale de sorte que le signal RX fourni par le circuit de traitement 11 est à "1" et le signal RXb est à "0". Le signal numérique S5 est donc à "0". Le convertisseur numérique/analogique 40 fournit en sortie la valeur de résistance correspondant à une entrée égale à "0", de préférence une valeur de résistance très grande, de préférence une valeur de résistance infinie correspondant à un circuit ouvert, lorsque le signal numérique reçu en entrée est à "0". Lorsque débute une pause du champ électromagnétique, le signal RX passe à "0" et le signal RXb passe à "1". Le signal numérique S5 devient différent de "0" et correspond alors à la valeur prise par le signal numérique S1. Ce signal numérique S5 est transmis au convertisseur numérique/analogique 40 qui fournit en sortie une valeur VRES de résistance correspondant à la conversion numérique/analogique du signal numérique S5. La valeur de résistance VRES fournie par le circuit de modification d'impédance 30 pendant la pause dépend donc de la valeur du champ électromagnétique peu avant le début de la pause. A la fin de la pause, l'amplitude de l'enveloppe E du champ électromagnétique reçu par l'antenne 9 augmente. Le signal RX passe à "1" et le signal RXb passe à "0" de sorte que le signal numérique S5 passe à nouveau à "0". Selon un mode de réalisation, en dehors des pauses, le circuit de modification d'impédance 30 est désactivé et le convertisseur numérique/analogique 40 fournit en sortie la valeur de résistance correspondant à une entrée égale à "0", de préférence une valeur de résistance très grande, de préférence une valeur de résistance infinie correspondant à un circuit ouvert, quelle que soit la valeur réelle reçue en entrée.
Des premières simulations ont été réalisées. Pour les premières simulations, le circuit de traitement 11 et le circuit de modification d'impédance 30 ont les structures représentées en .
La représente, du haut vers le bas, en fonction du temps au cours d'une pause : - une courbe d'évolution de l'enveloppe E du champ électromagnétique émis par le terminal 3 ; - une courbe d'évolution du signal B capté par l'antenne 9, une courbe d'évolution du signal RXA, et une courbe d'évolution du signal binaire RX, en l'absence du circuit de modification d'impédance 30 ; - une courbe d'évolution du signal B' capté par l'antenne 9, une courbe d'évolution du signal RXA', et une courbe d'évolution du signal binaire RX', en présence du circuit de modification d'impédance 30 ; et - une courbe d'évolution du signal numérique S5 après conversion numérique/analogique.
(a) au moins une huile ;
(b) au moins un alcool gras ;
(c) au moins un acide choisi parmi les acides hydroxylés, l'acide phytique et des mélanges de ces derniers ;
(d) au moins un ester d'acide gras polyglycérylique ayant un résidu d'acide gras en C 6 -C 32 ;
(e) au moins un épaississant ;
(f) au moins une poudre et
(g) de l’eau ;
le HLB de (d) l’ester d'acide gras polyglycérylique ayant un résidu d'acide gras en C 6 -C 32 ou la moyenne pondérée des valeurs HLB des (d) esters d'acide gras polyglycérylique ayant un résidu d'acide gras en C 6 -C 32 se situe entre 8.0 et 11.5.
La composition selon la présente invention comprend un agent exfoliant, c'est-à-dire l'acide (c), mais peut ne procurer aucune sensation collante ou une sensation collante réduite ainsi qu'une sensation non grasse ou une sensation de douceur au toucher.
Ainsi, la composition selon la présente invention peut procurer une excellente sensation lors de l'utilisation, notamment au toucher de la peau pendant et après l'application de la composition.
Le terme « gras » désigne ici une propriété qui procure une sensation visqueuse à la peau.
La composition selon la présente invention est stable juste après la préparation de la composition et longtemps après la préparation de la composition, même lors de changements de température du froid au chaud. Par conséquent, la composition selon la présente invention est stable dans le temps et peut être stockée pendant une longue période de temps même avec des changements de température se produisant de l'hiver à l'été.
Par ailleurs, les inventeurs ont découvert qu'il était possible de proposer un film à base d'acide hyaluronique avec des effets cosmétiques longue durée et/ou une texture hydratante améliorée. Ainsi, le film selon la présente invention est
La composition selon l’exemple 6 était stable pour maintenir un aspect uniforme émulsifié, sans séparation de phase, alors que la composition selon l’exemple comparatif 2 n’était pas stable car une séparation de phase a été observée.
COMPOSITION COMPRENANT UN POLYMÈRE CATIONIQUE HYDROPHOBISÉ La présente invention concerne une composition incluant un polymère cationique hydrophobisé, ainsi qu'un procédé cosmétique utilisant la composition.
contexte de l’art Un complexe polyionique, qui est formé avec un polymère anionique et un polymère cationique, est déjà connu.
Par exemple, le document WO 2021/125069 divulgue une composition utile pour les traitements cosmétiques et comprenant au moins une particule de complexe polyionique comprenant au moins un polymère cationique, au moins un polymère anionique et au moins un acide non polymérique ayant deux valeurs de pKa ou plus. Le document WO 2021/125069 divulgue également que la composition qui y est divulguée peut inclure de l’huile et peut être sous la forme d’une émulsion.
divulgation de l’invention Cependant, la composition divulguée dans le document WO 2021/125069 s’est avérée être stable uniquement lorsqu’elle inclut une quantité très limitée d’huile, telle que 0,5 % en poids par rapport au poids total de la composition. Lorsque la composition divulguée dans ce document inclut une quantité relativement importante d’huile, elle a tendance à être instable.
Ainsi, un objectif de la présente invention est de proposer une composition qui comprend un polymère cationique et qui est stable même lorsqu’elle comprend une quantité relativement importante d’huile.
L’objectif ci-dessus de la présente invention peut être atteint par une composition comprenant :
Le (a-1) polymère cationique peut être hydrophobisé par le (b-2) acide gras.
Le (a-1) polymère cationique peut être choisi dans le groupe consistant en les cyclopolymères d’alkyldiallylamine et les cyclopolymères de dialkyldiallylammonium tels qu’un (co)poly(chlorure de diallyldialkylammonium), les (co)polyamines telles que les (co)polylysines et les chitosans, les (co)polyaminoacides cationiques tels que le collagène, les polymères de cellulose cationiques et leurs sels.
En outre, l’ensemble formé par la membrane et les premiers et seconds moyens d’accrochage est guidé par des moyens de guidage avant solidaires de la structure avant de support de grilles, et guidé par des moyens de guidage arrière solidaires de la structure arrière de support de grilles.
L’inverseur est réalisé de sorte que dans la position avancée de poussée directe de la structure mobile, au moins une partie de la membrane d’obturation s’étend le long de l’ensemble de grilles de déviation.
L’inverseur selon l’invention intègre une ou plusieurs membranes d’obturation, qui confèrent des performances aérodynamiques et acoustiques élevées à l’ensemble propulsif équipé d’un tel inverseur. En outre, la conception spécifique à l’invention offre une simplicité de mise en œuvre de la membrane d’obturation lors du déplacement de la structure mobile vers sa position reculée d’inversion de poussée, conduisant au déroulement de cette membrane dans le flux secondaire. Elle offre également une grande fiabilité de déploiement de cette membrane, notamment grâce à la coopération entre les seconds moyens d’accrochage et la paroi de délimitation radialement interne de la veine secondaire.
De préférence, dans la position avancée de poussée directe de la structure mobile, les moyens de guidage avant se trouvent en amont des premiers moyens de fixation des premiers moyens d’accrochage souples. De plus, l’inverseur est réalisé également de sorte que durant au moins une partie du déplacement de la structure mobile vers la position reculée d’inversion de poussée, ledit ensemble se déroule avec les premiers moyens d’accrochage en appui sur les moyens de guidage avant, et avec la membrane d’obturation en appui sur les moyens de guidage arrière. D’autres cinématiques peuvent néanmoins être envisagées, en fonction notamment du positionnement relatif des moyens de guidage et des moyens d’accrochage, ainsi qu’en fonction de la longueur de la membrane.
De préférence, les seconds moyens d’accrochage comprennent des bielles dont une première extrémité de chacune d’elles est montée sur la paroi de délimitation radialement interne de la veine secondaire, de préférence par l’intermédiaire d’une liaison pivot ou d’une liaison rotule. Ces bielles permettent de renforcer encore davantage la fiabilité du déroulement de la membrane d’obturation, en évitant notamment qu’elle reste plaquée à l’intérieur du capot d’inverseur ou dans la structure de support arrière de grilles.
De préférence, les premiers moyens d’accrochage souples comprennent des câbles.
De préférence, les moyens de guidage avant, arrière et internes comprennent au moins un galet, et/ou au moins un cylindre rotatif, et/ou au moins un axe fixe.
De préférence, plusieurs membranes d’obturation sont associées à ladite pluralité de grilles mobiles, les membranes se succédant selon une direction circonférentielle de l’inverseur. Eventuellement, ces membranes peuvent se chevaucher partiellement lorsqu’elles adoptent leur configuration déployée d’obturation. Alternativement, il peut être prévu une unique membrane d’obturation associée à chaque ensemble de grilles de déviation.
Lorsqu’il est prévu plusieurs membranes d’obturation, celles-ci peuvent éventuellement être reliées les unes aux autres au niveau de leurs extrémités radialement internes en configuration déployée d’obturation. Néanmoins, elles peuvent alternativement ou simultanément être reliées les unes aux autres à d’autres endroits que leurs extrémités radialement internes, sans sortir du cadre de l’invention.
De préférence, chaque membrane d’obturation présente une forme générale trapézoïdale. Néanmoins, d’autres formes peuvent être adoptées, comme une forme générale rectangulaire conduisant à un plus grand chevauchement dans la configuration déployée d’obturation. D’autres formes particulières peuvent également être envisagées pour une ou plusieurs membranes d’obturation, de manière à les adapter localement à la géométrie des éléments environnants de l’ensemble propulsif.
De préférence, les premiers moyens de fixation des premiers moyens d’accrochage souples sont agencés sur ou à proximité d’un bord de déviation faisant partie intégrante de la structure fixe de l’inverseur.
Selon encore un autre mode de réalisation, illustré de manière schématique en , on ajoute une bobine 40 autour du circuit magnétique 8, 8’. Cette bobine 40 peut-être la seule présente, sans la bobine 10.
Comme expliqué ci-dessus : - à basse ou moyenne vitesse, l’aimant 6 oscille ou tourne avec l’aimant entraineur 2, dans ce cas, la bobine 10 et/ou la bobine 40 récupère de l’énergie sur la rotation de l’aimant entrainé ; - à haute vitesse, il n’y a plus de mouvement de l’aimant 6, mais l’aimant entraineur 2 induit une variation de flux magnétique directement dans le circuit magnétique 8, 8’, variation qui est transformée en énergie électrique via la bobine 40.
La bobine 10 et/ou la bobine 40 peuvent être connectées en série selon une polarité qui permet d’obtenir un cumul des tensions.
Selon une réalisation, seule la bobine 40 est présente, même si c’est un peu moins efficace en basse vitesse (du fait de pertes magnétiques sur les matériaux ferromagnétiques et de ce que certaines lignes de champ partent dans l’air).
Là encore, ce mode de réalisation peut être combiné avec tous les modes de réalisation décrits ci-dessus.
Encore un autre mode de réalisation est illustré en et en , dans lequel l’aimant entraineur 2 et/ou l’aimant central 6 ne sont plus bipolaires mais multipolaires (ou n-polaire, avec n pair et n >2 ; à noter que, dans cette réalisation, l’aimant entraîneur 2 et l’aimant central 6 n’ont pas nécessairement le même nombre de pôles). Ces figures représentent le cas d’un aimant octopolaire : cette configuration permet d’exploiter 8 variations de flux lors d’un tour de l’aimant entraineur (contre 2 variations pour la structure de la ) ; sur un tour de l’aimant 6, il y a 8 positions d’équilibre. Ceci permet d’exploiter au mieux toute la rotation de l’aimant central, notamment lors des très faibles vitesses.
Une partie du circuit ferromagnétique peut alors être disposée hors du plan principal (dans lequel l’aimant 6 est en rotation), par des montants 38, 38’ qui permettent de définir d’autres branches 28, 28’ du circuit qui coopèrent avec des polarités additionnelles de l’aimant central 6. Chacune de ces branches est associée à une position d’équilibre de ce dernier. Notons qu’un aimant bipolaire aurait aussi 8 positions d’équilibre grâce aux branches ; 1 aimant octopolaire, avec 1 seul de ces circuits ferromagnétiques, aurait aussi 8 positions d’équilibre par tour.