INPI-France/Brevets-Francais-2024-Chunked huggingface dataset:
EXEMPLE 1 Cet exemple illustre la préparation de différents composés hydrazones conjugués spécifiques utilisables comme indicateur coloré dans le cadre de l’invention, cette préparation étant réalisée par condensation de la fonction hydrazine portée par la 2,4-dinitrophénylhydrazine avec la fonction carbonyle –C=O portée par un réactif carbonylé.
Le protocole général de préparation de ces composés hydrazones est le suivant.
Dans un premier temps, la 2,4-dinitrophénylhydrazine (1,3 éq) est solubilisée à chaud (50°C) à 0,1 M dans l’éthanol, en présence d’acide sulfurique concentré (3 éq). Une solution éthanolique contenant le réactif carbonylé (1 éq) est ensuite ajoutée au goutte à goutte dans la solution comprenant la 2,4-dinitrophénylhydrazine. Le mélange réactionnel est ensuite porté à reflux jusqu’à conversion complète des réactifs. Dans le cas des réactifs dérivés d’aldéhydes, la réaction est quasiment instantanée et l’addition à une température de 50°C est suffisante. L’hydrazone formée n’est que partiellement soluble dans l’éthanol et il se forme à l’issue de la réaction des suspensions de produit dans le milieu réactionnel. Après refroidissement à température ambiante, le mélange réactionnel est évaporé aux 3/4. Le résidu est ensuite partiellement dissous dans un volume d’eau déionisée et traité par une solution basique de NaOH à 1 M. Il se produit une précipitation de l’hydrazone qui est alors filtrée et rincée à l’eau déionisée au minimum 2 fois. Le solide brut est ensuite lavé à chaud dans le solvant adéquat, généralement dans l’éthanol. Il est ensuite séché à l’étuve (80°C) puis sous vide de pompe à palette.
Certaines modalités ont été effectuées en fonction des dérivés carbonylés sélectionnés et sont décrites plus précisément pour chacune des hydrazones.
Le deuxième transistor T2 est appelé transistor côté bas ou « low side transistor » en anglais. Le deuxième transistor T2 comprend une source S reliée à la borne de masse 3 et un drain D relié à cette même phase via la borne de phase 5.
Les deux transistors T1, T2 de chaque bras de commutation 2 sont alimentés par le réseau secondaire de 12V du véhicule et sont commandés par le microcontrôleur 9.
Le convertisseur de tension 1 comporte trois microcontrôleurs 9 pilotant chacun un bras de commutation 2 distinct.
La première barre de connexion 6 et la deuxième barre de connexion 7 peuvent comprendre chacune un filtre électromagnétique 17.
Chaque bras de commutation 2 peut comprendre un circuit d’amortissement 18 comportant une capacité positionnée entre la première barre de connexion 6 et la deuxième barre de connexion 7.
Selon l’invention, le convertisseur de tension 1 comporte au moins un dispositif de mesure de courant destiné à mesurer le courant dans l’une des barres de connexion 6, 7, 8.
Dans l’exemple de la , le convertisseur de tension 1 comporte un premier dispositif de mesure de courant apte à mesurer le courant dans la première barre de connexion 6.
Le premier dispositif de mesure de courant comprend un moyen de mesure de la température 10, 11 qui comprend dans cet exemple un premier capteur de température 10 relié au microcontrôleur 9 pour mesurer la température de la première barre de connexion 6. Le premier capteur de température 10 peut être une sonde de température CTN (thermistance à Coefficient de Température Négatif), par exemple.
De préférence, le premier capteur de température 10 est en contact avec la première barre de connexion 6. Le premier capteur de température 10 peut être positionné à côté de la première barre de connexion 6.
En variante, le premier capteur de température 10 peut être positionné à proximité de la première barre de connexion 6. Il est alors distant de la première barre de connexion 6 d’une distance de 1 ou 2 millimètres, par exemple.
Le premier dispositif de mesure de courant comprend un amplificateur de tension 12 relié au microcontrôleur 9. L’amplificateur de tension 12 est relié à la première barre de connexion 6 par un premier point A. Un deuxième point B de la première barre de connexion 6 est relié à une masse GND du réseau électrique secondaire de façon à déterminer le courant circulant entre les deux points A, B de la première barre de connexion 6.
Le microcontrôleur 9 calcule la résistance entre les deux points A, B de la première barre de connexion 6 à partir de la température mesurée et de la distance entre les deux points A, B de la première barre de connexion 6.
De préférence, le microcontrôleur 9 prend également en compte la section et la résistivité de la première barre de connexion 6.
La résistance est calculée suivant la relation : R = ρ x L / S avec R la résistance (en ohms), L la distance entre les deux points A, B (en mètres), S la section (en mètres carrés) et ρ la résistivité (en ohms mètres).
La résistivité du matériau constituant la première barre de connexion 6 évolue avec la température. Une table donnant des valeurs de résistivité en fonction de la température permet de déterminer la résistivité de la première barre de connexion 6 selon la température mesurée.
En variante, la résistance est obtenue directement à partir d’une table listant des valeurs de résistance en fonction de la température.
Le circuit de protection 39 permet de limiter la tension à 10V aux bornes des transistors 13a, 13b quand ils sont ouverts (bloqués).
Le circuit unitaire 11 permet de réaliser la connexion entre la phase 3 du réseau de distribution 2 et la sortie du module de communication 5, au travers des protections précédemment décrites. Le signal de commande primaire Scp, qui provient du microcontrôleur 7, permet de piloter les deux transistors 13a, 13b pour autoriser ou au contraire interdire le transit de signaux CPL.
Par conséquent, lorsque le microcontrôleur 7 produit sur sa sortie un signal de commande primaire Scp à l’état haut, le circuit unitaire 11 laisse passer les signaux CPL entre le module de communication 5 et la phase 3, qui est donc la phase sélectionnée pour mettre en œuvre la communication CPL. Au contraire, lorsque le microcontrôleur 7 produit sur sa sortie un signal de commande primaire Scp à l’état bas, la communication CPL se fait sur une autre phase. Il n’y a qu’une phase sélectionnée à la fois.
La phase en question est sélectionnée pour optimiser la qualité de la communication CPL : on parlera de phase « optimisée ».
Dans le compteur 1, le microcontrôleur 7 peut en effet évaluer la qualité de la communication CPL lorsque le module de communication 5 est connecté à chacune des phases, et peut donc sélectionner dynamiquement la phase optimisée en fonction du résultat de cette évaluation. Par « dynamiquement », on entend que cette sélection peut évoluer au fil du temps en fonction de l’évolution de la qualité de la communication CPL.
Le microcontrôleur 7 évalue la qualité de la communication CPL en fonction d’au moins un paramètre de qualité. Le microcontrôleur 7 peut évaluer (via des mesures, des calculs, etc.) la valeur du paramètre de qualité, ou bien acquérir ladite valeur.
Le paramètre de qualité est par exemple un niveau de signal sur bruit.
Lorsque la technologie CPL G3 est utilisée pour mettre en œuvre la communication CPL, le niveau de signal sur bruit est codé entre 0 et 255 ; on parle alors de LQI, pour Link Quality Indicator .
Lorsque la technologie CPL PRIME est utilisée pour mettre en œuvre la communication CPL, le niveau de signal sur bruit est évalué en dB ; on parle alors de SNR, pour Signal to Noise Ratio .
Le paramètre de qualité est par exemple un taux de réussite d’échanges de trames.
En effet, lorsqu’il est connecté à un concentrateur de données, le compteur 1 reçoit classiquement une information représentative du nombre de trames correctement transmises par le compteur 1 audit concentrateur de données sur une durée prédéfinie (24h typiquement), ce qui permet au compteur 1 de connaître le taux de réussite d’échanges de trames, qui est un bon indicateur de la qualité de la communication CPL.
Le compteur 1 est ainsi capable de sélectionner la phase optimisée qui lui permettra de communiquer en CPL avec la meilleure qualité possible.
Le compteur 1 pourra aussi s’adapter en changeant la phase à laquelle est couplé le module de communication 5, en fonction notamment de la topologie du réseau, suite par exemple à l’ajout de nouveaux compteurs sur la grappe.
On décrit maintenant, en référence à la , un procédé de sélection de la phase optimisée, selon un premier mode de réalisation.
Le procédé de sélection comprend des étapes de test et de connexion.
Dans le premier mode de réalisation du procédé de sélection, les étapes de test et de connexion sont réalisées à intervalles réguliers, quotidiennement par exemple, et consistent à effectuer un scan des trois phases 3 afin de choisir celle qui est associée au meilleur paramètre de qualité, puis à connecter le module de communication 5 sur la phase choisie.
De tels coussins diélectriques peuvent être réalisés à base d’un solvant, par exemple de l’eau, et de particules de matériau à constante diélectrique plus élevée afin de les rendre plus fins et d’en améliorer le confort lors de l’utilisation. Cependant, et à cause de l’évaporation de l’eau et de la sédimentation des particules, ces coussins diélectriques ont une durée de vie assez courte. Leurs manipulations répétées lors de leur utilisation (placement entre la partie du corps humain et l’antenne volumique) accélèrent la sédimentation des particules et réduisent donc la durée de vie des coussins diélectriques.
La demande EP 3 550 321 décrit un coussin diélectrique d’une composition différente. Il s’agit d’un coussin diélectrique comprenant un solvant polaire, un agent dispensant et un composé diélectrique. Cette composition a pour but de réduire le problème de sédimentation des particules et d’améliorer la distribution des particules dans le coussin diélectrique. Cependant, ces coussins présentent un encombrement important qui gêne leur utilisation dans l’espace potentiellement réduit entre l’équipement d’imagerie et la partie du corps à imager. De tels coussins diélectriques risquent de percer et de répandre ainsi leur liquide sur des patients, ce qui induit un danger pour la santé.
Enfin, on connait l’utilisation de métasurfaces ayant une perméabilité magnétique négative permettant de concentrer le champ RF à la manière d’une lentille magnétique. La métasurface peut comprendre une piste métallique qui forme un dipôle magnétique excité par la composante magnétique du champ électromagnétique émis par l’antenne microruban. Cependant, ces métasurfaces sont surtout adaptées aux antennes de surface et n’est pas optimale pour une utilisation dans une antenne volumique, en particulier du type cage à oiseau.
La présente invention décrit un système comprenant un ou des dispositifs d’homogénéisation du champ RF d’excitation pour un appareil IRM permettant de remédier aux difficultés évoquées ci-dessus.
L’invention a pour objet un dispositif d’homogénéisation de champ radiofréquence d’une longueur d’ondes donnée émise par une antenne volumique, le dispositif d’homogénéisation comprenant au moins une piste métallique continue d’une longueur totale comprise entre 50% et 75% de la longueur d’onde du champ radiofréquence, la piste métallique formant un motif ayant une largeur comprise entre 4% et 10% de la longueur d’onde du champ radiofréquence et une hauteur comprise entre 10% et 25% de la longueur d’ondes du champ radiofréquence, le motif étant formé par un ensemble de plusieurs courbes tortueuses du second ordre reliées entre elles en série par au moins une portion de liaison rectiligne de telle sorte à conférer au dispositif d’homogénéisation une propriété de dipôle électrique, le dispositif d’homogénéisation ayant une fréquence fondamentale supérieure à la fréquence correspondant à la longueur d’onde du champ radiofréquence.
L’utilisation d’un dispositif d’homogénéisation tel qu’énoncé ci-dessus permet de redistribuer le champ radiofréquence émis par une antenne volumique d’un appareil IRM et d’améliorer ainsi l‘homogénéité de la répartition du champ radiofréquence dans la partie du corps à imager. Une meilleure homogénéité du champ radiofréquence permet d’obtenir des images IRM présentant un meilleur contraste.
Le dispositif d’homogénéité ne perturbe pas non plus la réception du signal RF généré par les noyaux atomiques dans la partie du corps à imager par les canaux de réception d’un réseau d’antennes de surface d’un appareil IRM. Le champ radiofréquence n’est pas non plus augmenté à des niveaux dangereux pour le corps.
Aussi l’utilisation de plusieurs courbes tortueuses reliées entre elles en série part au moins une portion rectiligne permet d’obtenir une homogénéisation dans une ou des zones de la partie du corps à imager relativement éloignée du dispositif d’homogénéisation lui-même. En d’autres termes, le dispositif d’homogénéisation peut être placé dans une zone tout en permettant d’obtenir un résultat optimal dans une zone éloignée. De ce fait, il est possible d’accoler le dispositif d’homogénéisation à une antenne volumique tout en obtenant le résultat recherché. Il n’est donc plus nécessaire de manipuler le dispositif d’homogénéisation à chaque réalisation d’une IRM.
L’utilisation de plusieurs courbes tortueuses reliées entre elles en série selon l’invention pour former une structure continue permet de combiner leur effet de dipôle électrique afin d’améliorer le comportement de dipôle électrique de la piste métallique, et ainsi améliorer l’homogénéisation du champ radiofréquence par le dispositif d’homogénéisation.
Enfin, la forme du dispositif d’homogénéisation énoncée ci-dessus permet d’obtenir un compromis optimal entre la bande passante propre au dispositif d’homogénéisation et l’efficacité de rayonnement du dispositif d’homogénéisation. En d’autres termes, et en agençant la piste métallique comme décrit ci-dessus, on obtient une bande passante propre au dispositif d’homogénéisation le plus large possible (pour assurer un recoupement des fréquences de fonctionnement avec la bande passante propre à l’antenne volumique) tout en conservant une efficacité de rayonnement élevée ; là où certains dispositifs choisissent de privilégier l’un ou l’autre. Les dispositifs selon l’art antérieur peuvent par exemple permettre d’obtenir un facteur de qualité élevé mais une bande passante étroite (le facteur de qualité étant égal à la fréquence à laquelle le gain est maximal divisé par la bande passante), ce qui conduit à l’obtention d’un dispositif d’homogénéisation difficile à coupler à l’antenne volumique et très sensible à l’environnement local. A l’inverse, un facteur de qualité trop faible conduira à l’obtention d’un dispositif d’homogénéisation peu résonant avec une efficacité de correction trop faible.
Dans la présente description, on parlera de fréquence du champ radiofréquence correspondant à la longueur d’onde du champ radiofréquence en étant reliée à cette dernière par l’équation suivante :
Où est la fréquence du champ radiofréquence, est la longueur d’onde du champ radiofréquence et c est la vitesse de la lumière dans le vide.
Dans la présente description, la fréquence du champ radiofréquence est la fréquence de Larmor utilisée dans un appareil IRM.
Selon la présente description, la surface du motif est la surface d’une zone dans laquelle est inscrite la piste métallique, par exemple une zone rectangulaire ou une zone carrée.
Suivant d’autres caractéristiques optionnelles du dispositif d’homogénéisation prises seules ou en combinaison :
Le motif est formé par plusieurs courbes de Hilbert du second ordre reliées entre elles en série, de préférence six courbes de Hilbert du second ordre. Cette forme permet entre autres à la structure de résonner comme un dipôle électrique à la fréquence de Larmor. L’utilisation de courbes de Hilbert permet de conserver ces propriétés de résonance tout en repliant la piste métallique d’une longueur totale donnée ; Les courbes de Hilbert du second ordre sont réparties selon une alternance droite/gauche le long de plusieurs portions de liaison rectilignes alignées ; Au moins une portion de liaison rectiligne comprend un motif en croix. La présence de motifs en croix amplifie les performances du dispositif d’homogénéisation ; Le motif est d’une largeur comprise entre 4 et 10 centimètres et une hauteur comprise entre 10 et 25 centimètres. Il s’agit des intervalles de dimensions optimaux pour une intensité de champ magnétique statique de 7T ; La piste métallique est agencée sur un substrat diélectrique. Cela permet de maintenir la structure mécanique de la piste métallique ; Le substrat diélectrique est d’une épaisseur comprise entre 0,1 millimètre et 1 millimètre. Cela permet d’obtenir une structure fine et flexible simple à mettre en place, notamment pour des antennes à géométrie complexe ; et Le substrat comprend un facteur de perte diélectrique, évalué à la fréquence correspondant à la longueur d’onde du champ radiofréquence, inférieur à 0,05. Cela permet d’optimiser l’efficacité du dispositif d’homogénéisation en limitant l’absorption du champ radiofréquence par le substrat. Dans la présente description, le facteur de perte diélectrique (ou angle de perte) est une grandeur sans dimension qui a le sens connu de l’homme du métier dans le domaine des hyperfréquences. Pour un matériau diélectrique, il est environ égal au rapport entre la partie imaginaire et la partie réelle de la constante diélectrique complexe du matériau. Le facteur de perte diélectrique dépend en particulier de la fréquence du champ radiofréquence considérée ;
La longueur des tronçons coaxiaux sera préférentiellement comprise entre λ g /20 et λ g /5, où λ g représente la longueur d’onde guidée associée à la fréquence centrale de fonctionnement du réseau haute fréquence 106.
Les éléments coaxiaux (tronçons) seront préférentiellement maintenus en position par des éléments diélectriques continus ou discontinus, par exemple du polytétrafluoroéthylène, et dont la permittivité relative sera préférentiellement inférieure à 3 et la tangente de perte préférentiellement inférieure à 0,001.
Une variante de réalisation du réseau haute fréquence va à présent être décrite en référence aux figures 15 et 16. Cette variante est désignée par la référence 206.
Selon une particularité de cette variante, les dispositifs de découplage 126 du réseau haute fréquence sont en partie intégrés et la ligne coaxiale 127 dans les mâts auxiliaires 118a, 118b permettant de placer le connecteur d’entrée/sortie à équidistance et symétriquement par rapport au support 116 du réseau basse fréquence.
La illustre une vue en coupe dans le plan (X,Z) du réseau haute fréquence selon cette variante de réalisation qui va porter la référence 206.
Comme décrit précédemment, les dipôles haute fréquence 214 sont reliés à l’entrée/sortie du réseau haute fréquence par une ligne coaxiale 230 comprenant plusieurs jonctions 130a, 130b, 130c pour alimenter la paire de dipôle supérieure et plusieurs jonctions 130’a, 130’b, 130’c pour alimenter la paire de dipôles inférieure. Toutefois à la différence de ce qui a été précédemment décrit en référence à la , les deux mâts auxiliaires 118a, 118b ne sont pas reliés au moyen d’une pièce tubulaire 129a mais grâce à trois traverses tubulaires creuses 249a, 249b, 249c, s’étendant selon la direction Y et à travers lesquels courent les tronçons transverses 130c, 130c’. Ces traverses tubulaires 249a, 249b, 249c sont illustrées plus clairement sur la qui sera décrite ci-après.
Le réseau haute fréquence 206 comprend quatre dipôles 214a, 214b, 214c, 214d de dimensions différentes. Par exemple, les dipôles extrémaux 214a, 214d n’ont pas les mêmes dimensions que les dipôles centraux 214b, 214c. Les deux dipôles extrémaux 214a, 214d ont eux-mêmes des dimensions différentes l’un par rapport à l’autre. En outre, les dipôles centraux 214b, 214c ont eux-mêmes des dimensions différentes l’un par rapport à l’autre.
De manière avantageuse, les dimensions des dipôles haute fréquence 214a, 214b, 214c, 214d pourront être ajustées de manière à générer une répartition de phases particulière dans le réseau haute fréquence 206, par exemple pour obtenir un dépointage spécifique du diagramme de rayonnement vertical ou bien un comblement (i.e. suppression) des zéros de rayonnement dans ce même plan vertical.
La illustre dans le plan transverse (Y,Z) le réseau haute fréquence 206 de la .
Comme décrit précédemment en référence à la , le réseau haute fréquence 206 comprend deux dispositifs de découplage 236.
Selon une particularité de la présente variante, chaque dispositif de découplage 236 comprend une ligne coaxiale coudée 238b et une ligne coaxiale ouverte 238a, cette dernière 238a étant intégrée à l’intérieur d’un mât auxiliaire 118a, 118b.
En outre, cette variante diffère du mode de réalisation décrit en référence à la variante a) de la , notamment en ce qu’une troisième traverse 249c est fournie pour relier les deux mâts auxiliaires 118a, 118b en leur centre, où le connecteur d’entrée/sortie 228 du réseau haute fréquence est placé, c’est-à-dire là où les branches 230c, 230c’ se rejoignent.
D’un point de vue radioélectrique, cette variante de réalisation présente l’avantage que le dispositif antennaire est parfaitement symétrique sur sa partie extérieure, dans la mesure où le connecteur d’entrée/sortie 228 peut être placé à équidistance des deux paires de dipôles haute fréquence (i.e paire inférieure (214c, 214d) et paire supérieure (214a, 214b)). En outre, les deux paires de dipôles du réseau haute fréquence 206 sont reliées électriquement au connecteur d’entrée/sortie 228 selon un chemin électrique équivalent. Il s’ensuit que le dispositif antennaire selon cette variante de réalisation présente des diagrammes de rayonnement azimutal symétriques dans le plan (X,Y).
Ainsi, en intégrant dans les mâts auxiliaires 118a, 118b, non seulement l’ensemble de la ligne coaxiale haute fréquence servant à relier les dipôles haute fréquence, grâce notamment aux traverses tubulaires 249a, 249b, 249c, mais également les lignes ouvertes 238a servant au découplage, le dispositif antennaire présente un encombrement électrique des supports 118a, 118b réduit ainsi qu’une amélioration du rapport avant/arrière du diagramme de rayonnement du réseau haute fréquence par rapport à une solution équivalente moins intégrée.
En référence à la , une variante de réalisation du dispositif antennaire 102 selon la va à présent être décrit.
Selon cette variante, le dispositif antennaire 102 comprend en outre au moins un piège quart d’onde 150 associé à chacun des dipôles basse fréquence 112, de manière à limiter l’influence des pieds des dipôles basses fréquence sur le rayonnement du réseau haute fréquence 106.
Il est à noter que lorsque le dispositif est destiné à être embarqué dans un circuit compact, l’unité de traitement peut être remplacée par un microcontrôleur (souvent abrégé MCU pour « MicroController Unit » en anglais).
L’unité de traitement ou le microcontrôleur peuvent être en outre remplacés par tout dispositif électronique apte à exécuter des instructions machine.
Préférentiellement, les moyens d’acquisition sont sous forme d’une unité de traitement, d’un microcontrôleur ou d’un réseau logique de cellules programmables.
Avantageusement, les moyens d’acquisition, de stockage et de sélection sont couplés par des bus locaux, des câbles Ethernet ou par une mémoire partagée.
A titre d’exemple, les bus locaux peuvent être des connecteurs PCI (pour « Peripheral Component Interconnect » en anglais).
De préférence, la mémoire partagée est une mémoire vive à double accès.
La mémoire vive à double accès (DPRAM pour « Dual Ported Random Access Memory » en anglais) permet de donner des accès multiples quasi-simultanés en entrée et en sortie.
L’invention a en outre pour objet un circuit électronique embarqué comprenant un dispositif de sélection d’une séquence de données binaires tel que défini ci-dessus.
L’invention a également pour objet un procédé de sélection d’une séquence de données binaires destinée à être exécutée par des moyens de calcul.
- une étape d’acquisition d’au moins une première donnée et,