INPI-France/Brevets-Francais-2024-Chunked huggingface dataset:
Chaque organe de guidage et de rappel 5 de patin comporte un ressort 50 de patin, une glissière axiale 54 et un ressort de rappel 52 de patin. La glissière axiale 54 est fixée à la chape 3 et elle est interposée entre la chape 3 et le ressort 50 de patin. Le ressort 50 de patin est attaché à une oreille 16 de patin. Il est configuré pour solliciter verticalement l’oreille 16 de patin vers le haut et pour la faire coulisser axialement le long de la glissière axiale 54 relativement au disque 9. Le ressort de rappel 52 de patin est configuré pour solliciter élastiquement axialement le patin 13 vers sa position inactive de retrait lors du défreinage. Le ressort de rappel 52 de patin est configuré pour se déformer plastiquement en compensant une usure de la garniture de freinage 15 et en sollicitant axialement le patin 13 à l’opposé du disque 9, lorsqu’un jeu d’usure entre la garniture de freinage 15 et le disque 9 dépasse une valeur seuil.
En référence conjointe aux figures 1 à 8, chaque organe de guidage axial 6 comprend une colonnette de guidage 60, un bouchon 62, une vis de serrage 64 et une garniture de colonnette 70.
La vis de serrage 64 est configurée pour fixer la colonnette de guidage 60 à l’étrier 2, à travers l’orifice de fixation 25 de l’oreillette de fixation 24 et à travers un orifice de fixation 63 de la colonnette de guidage 60.
Le bouchon 62 est situé autour d’une extrémité arrière 68 de la colonnette de guidage 60, lorsque la colonnette de guidage 60 est dans une position avant de repos. Le bouchon 62 est axialement à l’entrée du conduit de guidage 31, en étant fixé au conduit de guidage 31. Il est situé radialement entre la colonnette de guidage 60 et la paroi latérale interne 35 du conduit de guidage 31.
Le bouchon 62 est configuré pour éviter l’introduction de salissure et d’eau dans le conduit de guidage 31, notamment pour empêcher une corrosion de la colonnette de guidage 60. Il limite également les surpressions à l’intérieur du conduit de guidage 31.
La colonnette de guidage 60 s’étend longitudinalement le long de l’axe longitudinal Y1-Y1 du conduit de guidage 31 depuis une extrémité axiale avant 66 de la colonnette de guidage 60 jusqu’à une extrémité axiale arrière 68. Elle prend la forme d’une tige 67 entre l’extrémité axiale avant 66 et l’extrémité axiale arrière 68. La tige 67 est configurée pour coulisser axialement relativement à la paroi latérale interne 35.
La colonnette de guidage 60 est conçue pour se déplacer axialement en translation dans un conduit de guidage 31 entre une position avant de repos et une position arrière de freinage. Elle coulisse axialement dans le conduit de guidage 31 entre la garniture 70 de colonnette et le bouchon 62.
L’extrémité axiale avant 66 de la colonnette de guidage 60 comporte un orifice de fixation 61 de la garniture 70 de colonnette. L’orifice de fixation 61 prend la forme d’un trou borgne qui est situé radialement au centre de la colonnette de guidage 60.
L’extrémité axiale arrière 68 de la colonnette de guidage 60 est évasée vers l’arrière, en étant apte à retenir la colonnette de guidage 60 axialement vers l’avant relativement au conduit de guidage 31. Elle est à l’extérieur du conduit de guidage 31, en étant au moins partiellement entourée par le bouchon 62. L’extrémité axiale arrière 68 de la colonnette de guidage 60 comporte l’orifice de fixation 63 de la colonnette de guidage 60. L’orifice de fixation 63 est un trou borgne taraudé qui est situé radialement au centre de la colonnette de guidage 60.
En est illustrée la disposition en trois dimensions de l'une des lignes de transmission d'un tel résonateur, ici la ligne monotour la plus grande M14 du résonateur de la . Comme on le voit dans la vue en coupe transversale, cette "ligne de transmission", ici considérée comme un unique élément, est ici réalisée par deux pistes circulaires coupées (ou "ouvertes") : à raison d'une piste circulaire disposée sur chacune des deux faces d'un substrat mince d1 diélectrique voire isolant, ici un substrat souple de Kapton. Chaque piste ouverte au sein d'une ligne présente une interruption ou espace, ici appelée "fente" (ou "gap" en vocabulaire anglo-saxon), par exemple référencé G14 pour la ligne.
Il est possible de réaliser cette ligne de transmission en une seule piste, mais la disposition en un groupe de plusieurs pistes de mêmes dimensions et placées en vis-à-vis l'une de l'autre est préférée, entre autres pour une meilleure efficacité.
Dans les modes de réalisation à deux pistes (voire plus), celles-ci sont de préférence planes et parallèles entre elles, et/ou radialement identiques. Cette disposition est ici assurée par leur positionnement sur les deux faces du substrat, mais toutes les solutions techniques permettant de réaliser cette disposition sont utilisables aussi.
Typiquement les différentes pistes formant une même ligne de transmission sont disposées en vis-à-vis l'une de l'autre, et avec leurs fentes respectives décalées angulairement entre elles. Dans cet exemple, la fente G14 de la piste supérieure (cette piste supérieure étant ici référencée M14 comme la ligne de transmission à laquelle elle participe) est située en vis-à-vis d'une partie pleine de la piste opposée M14'. De même, la fente G14' de la piste inférieure M14' est disposée en vis-à-vis d'une partie pleine de la piste supérieure M14. De préférence leurs fentes respectives sont chacune dans une position angulaire la plus éloignée possible de la ou les fentes de la piste opposée, ici dans des positions diamétralement opposées.
A l'inverse des résonateurs habituels, qui recherchent plutôt à minimiser le courant de mode commun, on obtient ainsi dans l'invention une maximisation du courant de mode commun, car le décalage entre les deux faces permet une compensation des modes différentiels.
Ces deux pistes vont ensemble pour former une unique ligne de transmission M14, qui présente une unique fréquence de résonance, déterminée en particulier par la géométrie de ces pistes.
En est illustré un autre exemple, dit multi-ouvertures ou "multi-fentes", d'une ligne de transmission M1 fonctionnant avec une unique fréquence de résonance. Chaque face du substrat d1 porte une piste M1 (et M1'), qui est constituée de plusieurs portions non connectées entre elles. Dans cet exemple, il y a six portions M1a à M1f, qui sont circulaires par portions et de rayons décroissants, concentriques entre elles et décalées de 60°. Ces portions sont formées chacune par deux pistes disposées chacune sur l'une des deux faces d'un substrat mince isolant, en vis-à-vis et décalées angulairement entre elles. Chaque piste présente une fente, par exemple G1a pour la piste M1a. Sur la face opposée du substrat, la piste multi-portion M1' associée présente la même disposition de six portions, mais leurs fentes sont angulairement décalées par rapport à ceux de la piste multi-portion M1. Ainsi, la fente G1a' de la portion M1a' de la face présentée à droite est décalé de 30° par rapport à celui G1a de l'autre face. Chacune de ces fentes G1a et G1a' se trouve donc en vis-à-vis d'une portion pleine de la piste opposée. Bien que ce motif présente plusieurs portions de pistes non connectées entre elle, leur disposition imbriquée leur permet de fonctionner ensemble comme une unique ligne de transmission avec une unique fréquence de résonance. Cette ligne multiportions, ou multi-ouvertures, peut aussi être utilisée comme l'une des lignes d'un résonateur multifréquence, en lieu et place d'une ligne monoportion, et dans toutes leurs combinaisons possibles.
La représente un modèle électrique d’interactions qui représente la mise en œuvre de ce type de structure dans un montage expérimental associant une bobine d’excitation/lecture distante connectée à un analyseur vectoriel d’une part, et placée à proximité d’un milieu à investiguer d’autre part (cf. et à ).
Ce modèle analytique a été validé expérimentalement et par modélisation numérique par éléments finis issue de HFSS. Grâce à ce modèle complet, il est possible de dimensionner le WMFR et de choisir ainsi la réponse spectrale souhaitée. Il est également possible d’extraire l’impédance induite dans le milieu environnant le résonateur WMFR, laquelle est représentative des propriétés diélectriques complexes. Ces modèles ont été confirmés par un banc d’essais avec une précision de l’ordre de quelques %.
L’étape d’extraction de l’impédance induite du milieu autour de chaque fréquence de résonance se fait à l’aide d’un algorithme d’ajustement complexe entre les données de mesure et du modèle d’interaction issu du schéma de la . A titre d’exemple, nous montrons le spectre de conductivité d’un milieu organique (steak de veau) que nous avons laissé évoluer durant 5 jours à température ambiante, et que nous avons mesuré à l’aide d’un WMFR 8 résonances entre 20 MHz et 350 MHz ( ). Nous observons l’allure de la conductivité en fonction de la fréquence d’observation et du temps.
Modélisation et résonance de la ligne de transmission élémentaire (TLR)
La condition de résonance de cette ligne de transmission élémentaire, ou TLR, peut se déterminer à partir d’un modèle semi-analytique impliquant les éléments constitutifs et géométriques du résonateur.
Par exemple dans le cas d'une ligne de transmission (TLR) circulaire et monotour comme en , on utilise les éléments constitutifs et géométriques suivants :
rayon extérieur : R ext largeur de piste : w d épaisseur de conducteur : th cond épaisseur de diélectrique: th dielec
Dans le cas d'une ligne de transmission circulaire et multitours, comme les lignes M31, M33 et M34 du résonateur MR3 de la , d’autres paramètres doivent également être pris en compte, tels que :
nombre de tour: N t écart entre les pistes le nombre d’ouvertures (fentes) : n
L’ensemble de ces paramètres contribue à la condition de résonance de la ligne de transmission élémentaire, qui s’écrit d’après l'équation suivante :
"ω" est la fréquence angulaire "n" est le nombre d’ouverture "Λ" est l’inductance totale équivalente du résonateur "Z" est l’impédance caractéristique de la ligne de transmission "E re " est permittivité relative effective de la ligne "x l " est la longueur de ligne moyenne "c" est la vitesse de la lumière dans le vide
A partir de cette relation, et des travaux développés dans les documents [22], [23], [24], [25] (listés en annexe) qui permettent de déterminer les couplages entre des lignes de transmission et leur impédance caractéristique, il est possible de pré-déterminer la fréquence de résonance du TLR, son inductance totale L et sa capacité équivalente C. Un tel modèle semi-analytique, ou MSA, a été écrit sous environnement Matlab dans le cas présent.
A partir de cela, il est possible de compléter le schéma électrique RLC équivalent de ce résonateur élémentaire, en estimant la résistance équivalente de l’ensemble, R, à partir de considérations sur la géométrie des pistes, en particulier des conducteurs utilisés, de l’état de surface des pistes, comme les inventeurs l'ont montré dans le document [26] (document détaillé en annexe). Toutefois cette dernière détermination reste assez empirique.
Afin de caractériser complètement le résonateur élémentaire, pour obtenir une meilleure exactitude pour la détermination de R, il est proposé ici de déduire la résistance équivalente R à partir d’une mesure de son facteur de qualité Q à la résonance.
La mise en œuvre d’un tel TLR (résonateur monoligne) en tant que capteur inductif résonant a été décrite et publiée par les inventeurs dans les cadres d’applications [12], [26], [27] (documents détaillés en annexe). La mise en œuvre consiste à exciter par couplage inductif le résonateur à l’aide d’une boucle de contrôle distante, elle même connectée à un analyseur de réseau vectoriel (VNA, par exemple un analyseur HP4195A), comme illustré dans en .
Le VNA délivre un signal radiofréquence qui alimente la boucle excitatrice. Le ﬂux magnétique sortant de cette boucle induit par couplage magnétique un courant dans les pistes du TLR placé à proximité, d’autant plus intense que l’on est proche de la résonance du TLR. Par réciprocité, le TLR génère un champ magnétique qui vient "modiﬁer" le fonctionnement de la boucle et induire une variation de son impédance. La boucle étant connectée au VNA, on peut mesurer son impédance autour de la fréquence de résonance du TLR. De cette analyse, on peut alors extraire, par couplage inductif et sans contact, des informations sur les interactions magnétiques entre le TLR et son environnement immédiat. Cette boucle, de par son action simultanée d’excitation et de mesure, peut être considérée comme une sonde de contrôle permettant d’exciter et de "lire" le TLR. L’idée est donc d’avoir un maximum de puissance transmise par la sonde sans que le couplage entre la sonde et le TLR ne perturbe le fonctionnement du TLR comme explicité [26]. La sonde est donc dimensionnée pour travailler en deçà de sa propre fréquence d’auto-résonance (et rester dans une plage de fréquences où elle est purement inductive), elle possède un diamètre plus petit que le diamètre interne du TLR avec lequel elle interagit, et est placée à une distance proche du TLR afin d’assurer un couplage suffisant avec le TLR. L’ensemble des interactions prenant place entre le TLR, la sonde de contrôle et le VNA, sont résumées dans le modèle électrique équivalent de la .
Ce schéma en fait apparaître deux mailles électriques couplées magnétiquement. L’une des mailles, Z 1 , correspond au TLR qui est modélisé par le circuit résonant à constantes réparties L 1 , C 1 , et R 1 . Celui-ci est couplé de manière inductive avec la sonde représentée par un circuit L S et R S , d’impédance totale Z S , dont les éléments peuvent être déterminés expérimentalement et qui s’écrit :
Z S = R S + j2πfL
Le courant dans la branche associée au résonateur est noté i 1 et la tension à ses bornes v 1 . Pour la branche correspondante à la sonde, ils sont notés respectivement i s et v s . Le coefficient de couplage entre les deux circuits est noté k S1 . La sonde est connectée à la source RF du VNA, qui "voit" l’impédance Z mes à ses bornes. Celle-ci peut être explicitée facilement à partir des différents éléments du schéma selon l’équation suivante, d’après [26] :
Cette expression permet de prédire le comportement de l’association du TLR avec la sonde en fonction de la fréquence utilisée.
Les interactions entre la sonde excitatrice et le TLR peuvent être également modélisées à l’aide de calculs numériques, ce qui a été réalisé avec le logiciel de modélisation numérique par éléments finis distribué sous le nom "HFSS" par la société Ansys. Ces simulations permettent aussi de déterminer, via ce calcul de la réponse en fréquence du système, la fréquence de résonance du TLR avec un ensemble déterminé de géométrie et paramètres.
Des mesures expérimentales ont été menées avec deux lots de six TLR monotour et mono-ouverture, réalisés en circuit imprimé (PCB) double couche sur substrat souple en Kapton, et verni. Le substrat présente une permittivité relative Є r =3.4, une épaisseur th diel =50µm, et le conducteur utilisé pour la ligne de transmission est du cuivre d’épaisseur th cond =35µm.
Les différents TLR des deux lots se différencient par des largeurs de pistes et des rayons extérieurs différents.
Pour chacun des douze TLR considérés, les inventeurs ont déterminé la fréquence de résonance théorique attendue à l’aide du modèle analytique évoqué plus haut (MSA). Par ailleurs, ils ont effectué une mesure de la fréquence de résonance des différents TLR fabriqués. Deux séries de mesures ont été effectuées. Pour le lot 1, la sonde est une boucle en fil de cuivre de diamètre 11mm et de section circulaire 1.5mm, placée à une distance de 5mm du TLR. Pour les résonateurs élémentaires du lot 2, la boucle est de même type mais de diamètre 14mm, en conservant la même distance entre la boucle et le TLR.
Les quatre TLR du lot 1 présentent les caractéristiques suivantes :
Nom R ext [mm] w d [mm] Q mes f mes [MHz] f HFSS [MHz] f MSA [MHz] écart HFSS [%] écart MSA [%] M11 10.5 1 301 241 205 230 14.9 4.8 M12 18.75 2.5 385 92.3 77.7 93.9 15.8 2.5 M13 30 5 489 44.0 39.8 43.5 9.5 2.2 M14 47.5 10 705 21.2 19.9 21.1 6.1 6.5
Les huit TLR du lot 2 présentent les caractéristiques suivantes :
Nom R ext [mm] w d [mm] Q mes f mes [MHz] f HFSS [MHz] f MSA [MHz] écart HFSS [%] écart MSA [%] M21 8 1.5 303 295 281 302 5.5 4.7 M22 11 2 373 192 169 192 12 0.93 M23 14.5 2.5 392 130 118 130 9.4 0.7 M24 18.5 3 413 91.7 82.5 91.7 10 0.93 M25 23.5 4 445 62.9 59.5 63.7 5.4 1.2 M26 29.5 5 482 45.1 39.6 45.4 12 2.6 M27 36.5 6 504 33.3 30.6 33.2 7.9 5.4 M28 44.5 7 523 24.9 22.4 24.9 10 3.8
Une simulation numérique sous HFSS des TLR a aussi été réalisée, qui a montré globalement un très bon accord entre la fréquence de résonance théorique attendue (issue de MSA) et la mesure. Pour les deux lots, l’écart moyen constaté est en effet inférieur à 6%.
Enﬁn, il a été effectué une simulation numérique sous HFSS des TLR excités par des sondes présentant les mêmes paramètres de dimensions et de distance que pour les essais expérimentaux. Les spectres d’impédance calculés ont permis d’extraire la fréquence de résonance des ensembles TLR & sonde considérés. Ici encore, il a été constaté une très bonne adéquation entre les résultats de la simulation HFSS et les mesures expérimentales, avec un écart moyen inférieur à 10%.
En conclusion concernant le résonateur élémentaire, des comparaisons on été effectuées entre les modèles de TLR et les mesures expérimentales. Elles ont permis de constater que les deux modèles utilisés (semi-analytique "MSA" et numérique "HFSS") sont pertinents pour étudier le comportement des TLR, et ce en particulier dans des gammes de fréquences allant de 20MHz à 300MHz. Par ailleurs, bien que le modèle semi-analytique utilisé ne prenne pas en compte la présence de la spire d’excitation pour calculer la fréquence de résonance du TLR, la détermination de cette dernière reste très proche de celle constatée expérimentalement. Cela indique que la spire d’excitation n’influe que peu sur les propriétés du TLR, ce qui du point de vue pratique constitue un avantage certain de simplification.
Résonateur sans contact multifréquence (WMFR) Dans les exemples présentés ici, le résonateur sans contact multifréquence (WMFR) est formé de plusieurs résonateurs élémentaires ou TLR ayant un substrat commun. Ce WMFR est constitué de pistes ouvertes conductrices, par exemple du cuivre, déposées de part et d’autre d’un substrat à faibles pertes diélectriques (par exemple du Kapton, ou du FR4) sur ses deux faces opposées. L’organisation de ces pistes (longueur, espacement, épaisseur, type de conducteur, largeur de fente) entre elles et le type de substrat utilisé (pertes, épaisseur) déterminent les différentes fréquences de résonances associées aux différents éléments constitutifs du WMFR, qui peuvent aller de quelques MHz à plusieurs centaines de MHz selon les géométries choisies, couvrant ainsi un très large spectre de fréquences dans la gamme RF. De nombreux arrangements géométriques des pistes conductrices du WMFR sont donc envisageables, et offrent donc une grande variété de performances adaptées à différentes applications. La position des fentes des différentes lignes de transmission couplées constituant le WMFR n’influe pas sur les fréquences de résonance observées. Optionnellement, il est préféré de répartir de manière uniforme la distribution des fentes de sorte à uniformiser le flux magnétique généré par le WMFR.
Le WMFR repose sur l’association de plusieurs TLR élémentaires, tous excités par une même sonde. Lorsqu'un nombre "N" de TLR ainsi arrangés sont excités par la sonde, l’ensemble des couplages magnétiques mis en jeu peut être représenté à l’aide du schéma électrique équivalent de la .
Dans ce schéma équivalent, chacun des N TLR élémentaires est couplé magnétiquement avec la spire excitatrice, via un coefficient de couplage k Sj (avec j ∈{1,2,...,N}), et avec chacun des autres TLR via le coefficient de couplage k mn (avec m≠n et (m,n)∈{1,2,...,N}). Dans chacune des branches, les courants circulant sont notés i j et la tension aux bornes de chacune notées v j (avec j∈{1,2,...,N}). Les interactions entre les N+1 mailles de la peuvent être écrites sous la forme d’un système matriciel inspiré de la publication [15] :
avec pour a≠b et
Les paramètres électriques équivalents L j et C j du TLR j sont calculés analytiquement comme précédemment via le modèle semi-analytique MSA, et les résistances R j sont estimées à partir de la mesure du coefficient de qualité Q j de chaque TLR élémentaire pris individuellement. La détermination des mutuelles, M ab avec (a,b)∈{1,2,...,N}, entre deux résonateurs se fait à l’aide des formules analytiques que l’on trouve dans la publication [25] ; et les mutuelles, M Sj , entre la sonde et les résonateurs sont déterminées en utilisant la publication [24]. Les éléments du système matriciel de l'équation (1.3.2.1) étant tous ainsi déterminés, il est possible d’inverser le système pour obtenir :
dans lequel les éléments y ij sont les coefficients de la matrice inversée, qui sont homogènes à des admittances. On peut alors extraire l’impédance Z mes de l'équation (1.3.2.2), selon :
A titre d’exemple, en est présenté le résultat numérique, tel que déterminé analytiquement à l'aide de l'équation 1.3.2.3, de la détermination de l’impédance Z mes vue de la spire d’excitation, pour un WMFR constitué de l’association des huit TLR du lot 2, qui forment le résonateur multifréquence MR2 à huit lignes (ou "WMFR-8") de la .
La montre ainsi le module de Z mes dans une gamme de fréquences allant de quelques MHz à 400MHz. On observe la présence de huit pics de résonance, à huit fréquences de résonance fr1 à fr8, ce qui traduit la contribution des huit TLR constituant le WMFR-8.
Cohabitation des TLR à l'intérieur du WMFR La simulation HFSS a été utilisée pour étudier la manière dont les TLR élémentaires entrent en résonance au sein du WMFR. Pour ce faire, on a calculé la répartition surfacique des courants au voisinage des fréquences de résonance des différents TLR. Dans le cas du résonateur multifréquence MR1 (ou WMFR-4) de la , les densités de courants ont été calculés pour les quatre fréquences de travail de 20MHz, 45MHz, 90MHz et 206MHz. Pour chacune de ces fréquences de travail sélectionnées, on constate que ce sont les TLR dont la fréquence de résonance théorique est la plus proche de la fréquence de travail qui sont parcourus par le courant le plus intense. Cette simulation montre donc bien que chaque TLR constituant le WMFR est bien "actionné" sélectivement par la spire d’excitation, lorsque celle-ci travaille à la bonne fréquence d’accord (qui s'avère être une fréquence proche mais différente de sa propre fréquence de résonance).
44 Elément de déflecteur
46 Capuchon d’extrémité
50 Câble conducteur
54 Câble de cuivre nickelé
56 Matrice chauffante
58 Cavité chauffante
62 Arête extérieure longue de la cavité chauffante
64 Arête extérieure courte de la cavité chauffante
66 Connecteur électrique
67 Extrémité théorique de l’axe de pivotement
68 Broche de connecteur
70 Axe longitudinal de la broche de connecteur
100 Système de balai d’essuie-glace
102 Bras d’essuie-glace
Balai d'essuie-glace notamment pour un véhicule automobile DOMAINE DE L’INVENTION La présente invention se rapporte à un balai d'essuie-glace comprenant une lame d’essuyage, un canal pour du fluide ou liquide de nettoyage ainsi qu’un capuchon d’extrémité.
ETAT DE LA TECHNIQUE On connaît déjà un balai d'essuie-glace du type défini ci-dessus.
DISPOSITIF DE SECHAGE D’EBAUCHES ET SYSTEME ET ENSEMBLE ET PROCEDE ASSOCIES DOMAINE DE L'INVENTION L’invention concerne un dispositif de séchage d’ébauches de pièces à base de matériau composite carbone/carbone imprégnées, un système d’imprégnation par une solution de type sol-gel d’ébauches de pièces à base de matériau composite carbone/carbone de sorte à obtenir des ébauches et de séchage des ébauches imprégnées, un ensemble et un procédé associés.