INPI-France/Brevets-Francais-2024-Chunked huggingface dataset:
Les procédés décrits ci-après en relation avec les Figs. 4 à 12 peuvent être implémentés sous forme logicielle par exécution d’un ensemble d’instructions par une machine programmable, par exemple un DSP (« Digital Signal Processor » en anglais) ou un microcontrôleur, ou être implémenté sous forme matérielle par une machine ou un composant dédié, par exemple un FPGA (« Field-Programmable Gate Array » en anglais) ou un ASIC (« Application-Specific Integrated Circuit » en anglais). En général, le dispositif de contrôle du moteur Co comprend de la circuiterie électronique configurée pour mettre en œuvre les procédés décrits en relation avec les Figs. 4 à 12.
Les algorithmes des Figs. 4 à 12 sont exécutés en usine à la fin de l’assemblage du moteur Mo, par exemple en usine. Les corrections déterminées par les algorithmes tels que décrits en références aux Figs. 4 à 12 sont mémorisées dans la mémoire non volatile 303 et sont utilisées par le dispositif de contrôle du moteur Co pour déterminer la position du rotor lorsque le moteur est mis en fonctionnement. Le moteur Mo est par exemple un moteur destiné à commander l’ouverture, la fermeture d’un dispositif d’occultation tel qu’un volet roulant.
La illustre schématiquement un procédé de linéarisation de mesures de champ magnétique de l’aimant disposé à l’extrémité de l’arbre du moteur.
A l’étape S40, le dispositif de contrôle du moteur Co commande la mise en rotation et en accélération du moteur jusqu’à arriver à une vitesse donnée. La position angulaire du rotor n’est pas connue. Un champ tournant est néanmoins créé dans le stator sans connaître la position du rotor. Etant donné que le stator est piloté sans connaître la position angulaire du rotor, la vitesse de rotation du rotor est réduite pour éviter une consommation de courant excessive.
Dans le cas d’une utilisation du moteur pour la commande de l’ouverture et la fermeture d’un dispositif d’occultation, un système de blocage du moteur est activé lorsque le moteur est à l’arrêt. Le blocage est par exemple réalisé avec une bague frein qui impose un couple résistant sur le rotor pour bloquer la rotation rotor.
A vitesse réduite, la bague frein provoque des à-coups de rotation, ce qui va perturber l’acquisition d’échantillons. Par exemple, la vitesse donnée est de 2200 tr/mn. Cette vitesse évite les à-coups de rotation. Il est à remarquer ici que la création du champ tournant dans le stator sans connaître la position du rotor nécessite un courant bien supérieur au courant nécessaire à une rotation du rotor lorsque la position du rotor est connue.
A l’étape suivante S41, le dispositif de contrôle du moteur Co vérifie si le capteur Ca utilisé est de type numérique ou analogique.
Si le capteur Ca est de type analogique, le dispositif de contrôle du moteur Co passe à l’étape S42. Dans la négative, le dispositif de contrôle du moteur Co passe à l’étape S44.
A l’étape S42, le dispositif de contrôle du moteur Co détermine les valeurs minimale et maximale prises par le signal sinus et les valeurs minimale et maximale prises par le signal cosinus.
A l’étape S43, le dispositif de contrôle du moteur Co calcule des coefficients de normalisation à partir des valeurs minimales et maximales obtenues.
Par exemple, le dispositif de contrôle du moteur Co calcule, pour les acquisitions du signal sinus, un décalage ou offset sinus égal à la somme de la valeur maximale des acquisitions sinus et de la valeur minimale des acquisitions sinus divisée par deux. Le dispositif de contrôle du moteur Co calcule, pour les acquisitions du signal cosinus, un décalage cosinus égal à la somme de la valeur maximale des acquisitions cosinus et de la valeur minimale des acquisitions cosinus divisée par deux. Le dispositif de contrôle du moteur Co calcule, pour les acquisitions du signal sinus, l’amplitude de la variation des valeurs des acquisitions sinus en soustrayant à la valeur maximale des échantillons sinus la valeur minimale des échantillons sinus. Le dispositif de contrôle du moteur Co calcule, pour les acquisitions du signal cosinus, l’amplitude de la variation des valeurs des acquisitions cosinus en soustrayant à la valeur maximale des échantillons cosinus la valeur minimale des échantillons cosinus.
Le dispositif de contrôle du moteur Co calcule un rapport entre signaux en divisant l’amplitude de la variation des valeurs des acquisitions cosinus par l’amplitude de la variation des valeurs des acquisitions sinus.
A l’étape S44, le dispositif de contrôle du moteur Co commande l’acquisition d’un nombre prédéterminé d’acquisitions du capteur et obtient un angle pour chaque acquisition.
Par exemple, pour un moteur tournant à 2200 tr/mn, le nombre prédéterminé d’acquisitions est de 1000 et les acquisitions sont faites toute les 100 μs, ce qui correspond à au moins deux rotations complètes du rotor.
Dans le cas particulier où le capteur Ca est de type analogique, le dispositif de contrôle du moteur Co, pour chaque échantillon du signal sinus, somme la valeur de l’échantillon du signal sinus au décalage sinus. Le dispositif de contrôle du moteur Co, pour chaque échantillon du signal cosinus, somme la valeur de l’échantillon du signal cosinus au décalage cosinus pour obtenir des échantillons cosinus normalisés.
Le dispositif de contrôle du moteur Co multiplie, pour chaque échantillon du signal sinus sommé avec le décalage sinus, la valeur de l’échantillon du signal sinus sommé avec le décalage sinus par le rapport entre signaux pour obtenir des échantillons sinus normalisés.
Ces moyens en forme de témoin lumineux sont alors pilotés pour présenter des caractéristiques de couleur et/ou d’allumage/d’extinction différentes pour délivrer une information de niveau de tension de serrage de la sangle.
Ainsi par exemple on peut utiliser un signal lumineux vert clignotant pour indiquer que le couple de serrage a atteint une valeur déterminée, un signal lumineux vert continu lorsque le couple de serrage est compris entre deux valeurs déterminées, un signal lumineux par exemple orange continu si le couple de serrage est situé entre deux autres valeurs déterminées et enfin un signal lumineux rouge pour les autres valeurs.
Ces jauges de contraintes montées en pont sont alors associées à des moyens de stockage et d’alimentation en énergie électrique.
Ces moyens peuvent par exemple comporter une batterie compatible avec la durée d’une mission par exemple de la plateforme.
Cette solution offre la possibilité de ne pas utiliser de clé spécifique dans la mesure où l’indicateur visuel et sa procédure de fonctionnement permettent à l’opérateur d’effectuer la phase de serrage et de vérification en toute autonomie.
De plus le système de mesure utilisé par pont de jauges est beaucoup plus précis qu’une clé dynamométrique.
On notera également que l’information sur la tension, issue des jauges de contrainte, peut être adressée à des moyens de transmission d’informations à distance, par exemple filaire ou non, par exemple au niveau d’un poste de commandement de la plateforme ou au niveau de la soute à munitions.
Ce principe de transmission peut être associé ou dissocié de l’indicateur visuel sur la sangle.
Bien entendu d’autres modes de réalisation encore peuvent être envisagés.
MESUREUR INTRUSIF POUR TURBOMACHINE MUNI D'UNE MEMBRANE DE COMPENSATION DYNAMIQUE La présente invention porte sur un mesureur intrusif pour turbomachine muni d'une membrane de compensation dynamique.
La représente de façon schématique une turbomachine 10 du type à double flux et double corps à laquelle s'applique en particulier l'invention. Bien entendu, l'invention n'est pas limitée à ce type particulier de turboréacteur et s'applique à d'autres architectures de turboréacteurs.
La turbomachine 10 comprend, d'amont en aval dans le sens de l'écoulement des gaz, une soufflante 11, un ou plusieurs étages de compresseurs 12, une chambre de combustion 13, un ou plusieurs étages de turbines 15 et une tuyère d'échappement des gaz.
La turbomachine 10 comprend également un carter de soufflante 14, un carter intermédiaire 16 ayant, de façon connue en soi, une fonction structurale car les efforts sont transmis par son intermédiaire. En particulier, les moyens de fixation de la turbomachine 10 à la structure de l'avion dans la partie avant sont solidaires du carter intermédiaire 16. Le carter intermédiaire 16 se compose notamment d'un moyeu 17 et d'une virole annulaire extérieure 18 disposée de façon co-axiale autour du moyeu par rapport à l'axe X1 de la turbomachine 10.
La turbomachine 10 comprend en outre deux veines coaxiales d'écoulement de flux gazeux, à savoir une veine d'écoulement de flux primaire 19 (ou flux chaud), et une veine d'écoulement de flux secondaire 20 (ou flux froid).
Dans le cadre d'essais sur une turbomachine 10, il est parfois nécessaire de réaliser des mesures des grandeurs aérodynamiques, notamment de pression et de température, du flux gazeux s'écoulant dans les veines d'écoulement 19, 20.
A cet effet, on utilise des dispositifs de mesure connus généralement sous le nom de "mesureurs intrusifs" car ils sont immergés dans le flux d'air à mesurer dans différentes zones d'une veine d'écoulement 19, 20. Ces zones sont communément appelées "plans de mesure". En effet, le flux aérodynamique circulant dans une veine 19, 20 de la turbomachine 10 présente des caractéristiques différentes dans diverses zones de la veine, par exemple au niveau de la zone centrale de celle-ci, le long des parois délimitant la veine, en amont d'aubes de stator, etc.. Plusieurs dispositifs peuvent donc être nécessaires pour une cartographie complète des paramètres du flux dans la veine 19, 20. La illustre différents plans de mesure d'une turbomachine 10 d'aéronef référencés PL et suivis d'un numéro d'identification.
- Utilisation ou pas de certaines fréquences en fonction de ce qui est autorisée par le régulateur de la zone géographique ;
La représente un format de message de réponse selon un mode de réalisation de l’invention. Elle utilise la trame standard DHCP OFFER du protocole IPv4 pour insérer la donnée de configuration d’indication géographique.
La trame DHCP OFFER comprend classiquement un certain nombre de champs définis dans la RFC IETF 2131 et bien connus de l’homme du métier, comme par exemple l’adresse IP du client (CIADDR), l’adresse IP de la source (SADDR), l’adresse MAC de l’équipement (CMAC_ADDR), le type de trame DHCP (DHCP-TYPE ; la valeur 2 indique un message « OFFER »), etc. Elle peut aussi comprendre un certain nombre de champs optionnels. La représente en partie basse un ensemble de tels champs optionnels (DHCP OPT 125) correspondant à l’option 125 (option-code OPTION_V-I_VENDOR_OPTS) telle que définie dans la RFC IETF-3925. Il comporte les champs :
- OPT = 125, permettant de signifier l’utilisation de l’option 125 ;
- OPT-LEN, indiquant la taille totale de l’option en octets ;
- ENT-NUM, indiquant le numéro de l’entreprise normalisé sur 32 bits ;
- DATA-LEN, indiquant la taille des données de l’option en octets ;
- OPT-DATA, comportant les données spécifiques à l’option (en anglais : Vendor-specific), en l’occurrence selon cet exemple, la donnée de configuration (DC) incluant le code géographique associé à la passerelle et transmis à l’équipement (par exemple « DK » pour le Danemark).
Il va de soi que les modes de réalisation qui ont été décrits ci-dessus ont été donnés à titre purement indicatif et nullement limitatif, et que de nombreuses modifications peuvent être facilement apportées par l’homme de l’art sans pour autant sortir du cadre de l’invention.
Dispositif d’estimation de la latence globale dans un réseau de données, procédé, réseau de données et véhicule associés La présente invention concerne l’estimation de la latence dans un réseau de données.
La présente invention concerne plus particulièrement un dispositif d’estimation de la latence globale dans un réseau de données pour véhicule automobile et un procédé mettant en œuvre un tel dispositif d’estimation, un dispositif de synchronisation comportant l’estimation de la latence globale et un procédé mettant en œuvre un tel dispositif de synchronisation, un réseau de données comportant le dispositif de synchronisation, et un véhicule automobile comportant un tel réseau.
Généralement un véhicule automobile comprend plusieurs réseaux de données de différents types par exemple et non limitativement de type réseau d'aire de contrôle CAN (« Controller Area Network » en anglais), de type réseau interconnecté local LIN (« Local Interconnect Network » en anglais).
Une trame de données peut transiter sur différents réseaux de différents types, les réseaux comportant une multitude de calculateurs de sorte que la trame de données est reçue par un calculateur destinataire avec un retard global (latence globales) correspondant à une somme de retards générés par les différentes étapes de transmission de la trame entre les calculateurs des réseaux.
Certaines applications supportées par le calculateur destinataire nécessitent que les trames de données soient datées pour prendre en compte les latences induites par chaque étape de transmission de ladite trames dans les réseaux afin de synchroniser les données contenues dans lesdites trames.
Les latences induites par chaque étape dans le réseau sont de type fixe ou variable.
Dispositif électronique comprenant des transistors La présente description concerne de façon générale les dispositifs électroniques, et plus particulièrement les dispositifs électroniques comprenant des transistors.
Dans certains dispositifs électroniques, des transistors à effet de champ sont utilisés à un état non passant pour bloquer des tensions élevées, typiquement supérieures à 10 V, par exemple de l'ordre de 40 V, voire supérieures à 100 V. De tels transistors à effet de champ sont généralement adaptés pour bloquer une tension drain–source élevée seulement lorsque la tension drain–source est positive. Pour obtenir un blocage d'une tension pouvant être positive ou négative, il peut être nécessaire de disposer deux transistors à effet de champ en antiparallèle. Ceci peut présenter un encombrement important et un coût élevé.
Un objet d'un mode de réalisation est de prévoir un dispositif électronique comprenant des transistors palliant tout ou partie des inconvénients des dispositifs électroniques à transistors existants.
Selon un objet d'un mode de réalisation, la surface occupée par les transistors à effet de champ est réduite.
Selon un objet d'un mode de réalisation, le coût de fabrication des transistors à effet de champ est réduit.
Un mode de réalisation prévoit un dispositif électronique comprenant un substrat semiconducteur ayant une première face et des transistors dont les grilles sont contenues dans des tranchées s'étendant dans le substrat semiconducteur, chaque transistor comprenant, dans le substrat semiconducteur, un caisson semiconducteur dopé d'un premier type de conductivité, dans lequel se forme en fonctionnement le canal du transistor, le caisson étant enterré dans le substrat semiconducteur et au contact de deux tranchées adjacentes parmi lesdites tranchées, une première région semiconductrice dopée d'un deuxième type de conductivité, opposé au premier type de conductivité, recouvrant le caisson, au contact du caisson, et au contact des deux tranchées adjacentes, une deuxième région semiconductrice dopée du deuxième type de conductivité plus fortement dopée que la première région semiconductrice, s'étendant dans la première région semiconductrice et exposée sur la première face, et une troisième région semiconductrice dopée du premier type de conductivité, plus fortement dopée que le caisson, recouvrant le caisson, exposée sur la première face, au contact de la première région, et s'étendant dans le substrat semiconducteur au contact du caisson.
Selon un mode de réalisation, la deuxième région semiconductrice est au contact des deux tranchées adjacentes.
Selon un mode de réalisation, la troisième région semiconductrice est au contact des deux tranchées adjacentes.
Selon un mode de réalisation, la première région semiconductrice comprend une première sous-région semiconductrice contenant la deuxième région semiconductrice et au moins une deuxième sous-région semiconductrice exposée sur la première face et reliant la première sous-région semiconductrice à la troisième région semiconductrice, la profondeur maximale de la première sous-région semiconductrice étant supérieure à la profondeur maximale de la deuxième sous-région semiconductrice.
Selon un mode de réalisation, chaque transistor comprend, dans la tranchée contenant la grille du transistor : - une première couche isolante électriquement entre la grille du transistor et le caisson semiconducteur et formant l'isolant de grille du transistor ; - un élément conducteur électriquement situé dans la tranchée ; - une deuxième couche isolante électriquement entre l'élément conducteur électriquement et le substrat semiconducteur ; et - une troisième couche isolante électriquement entre l'élément conducteur électriquement et la grille.
Selon un mode de réalisation, les deuxièmes régions semiconductrices des transistors sont connectées électriquement ensemble et les troisièmes régions semiconductrices des transistors sont connectées électriquement ensemble.
Selon un mode de réalisation, le substrat semiconducteur comprend une deuxième face opposée à la première face, chaque transistor comprenant en outre, dans le substrat semiconducteur, une quatrième région semiconductrice dopée du deuxième type de conductivité, recouverte par le caisson, au contact du caisson, et une cinquième région semiconductrice dopée du deuxième type de conductivité, plus fortement dopée que la quatrième région semiconductrice, et exposée sur la deuxième face.
Selon un mode de réalisation, le dispositif électronique comprend plusieurs transistors pour chaque paire de tranchées adjacentes, au moins certaines des troisièmes régions semiconductrices des transistors étant alternés avec les deuxièmes régions semiconductrices des transistors.
Selon un mode de réalisation, les caissons de deux transistors adjacents sont jointifs.
Un mode de réalisation prévoit également un procédé de fabrication du dispositif électronique tel que défini précédemment, dans lequel la formation de la première région semiconductrice comprend une étape de formation, par épitaxie, d'une couche semiconductrice dopée du deuxième type de conductivité, et une étape d'implantation de dopants du deuxième type de conductivité dans la couche semiconductrice.
Le bobinage peut être dépourvu d’épingle en U d’une largeur différente de Np. Dans certaines réalisations de l’art antérieur, on a des épingles en U de trois largeurs différentes au moins. La largeur d’une épingle en U est égale au nombre de pas dentaire + 1. On définit la largeur d’une épingle en U par le nombre d’encoches séparant les première et seconde jambes de l’épingle en U, y compris les deux encoches logeant les deux jambes de l’épingle en U considérée. Les premières et seconde jambes peuvent être séparées par un nombre d’encoches compris entre 3 et 20, mieux entre 6 et 16, étant par exemple de 6,7, 8, 9 ou 10 ou 11 encoches.
Plusieurs brins peuvent former un même conducteur électrique. Un même courant électrique d’une même phase circule dans l’ensemble des brins d’un même conducteur électrique. Tous les brins d’un même conducteur électrique peuvent être reliés électriquement les uns aux autres, notamment à la sortie de l’encoche. Tous les brins d’un même conducteur électrique peuvent être reliés électriquement les uns aux autres à chacune de leurs deux extrémités axiales, notamment à la sortie de l’encoche. Ils peuvent être reliées électriquement en parallèle.
Dans un mode de réalisation, chaque conducteur électrique comporte un seul brin. Dans un autre mode de réalisation, chaque conducteur électrique comporte trois brins.
L’antenne est munie d’un canal longitudinal 11 débouchant sur une ouverture 10 à une extrémité de l’antenne. La section transversale du canal 11 (en négligeant les éventuelles stries, protubérances, et le septum) peut être par exemple carrée, rectangulaire, ronde, ovale, ellipsoïdale, hexagonale, octogonale, pentagonale, etc.
Le canal 11 est partagé par un septum 2 en deux volumes 12 et 13. Le premier volume 12 débouche sur un premier port 17 destiné à recevoir un premier signal P1 avec une première polarisation. Le second volume 13 débouche sur un second port 18 destiné à recevoir un second signal P2 avec une seconde polarisation. Les polarisations peuvent être des polarisations circulaires. La seconde polarisation peut être orthogonale à la première polarisation. Le premier signal peut être un signal LHCP. Le second signal peut être un signal RHCP. Les deux signaux P1 et P2 se combinent à la sortie de l’antenne en un seul signal à double polarisation émis dans l’éther.
Un problème lié à cet arrangement concerne la réflexion d’une partie du signal émis. Comme indiqué avec des flèches sur la , seule une partie P 11 du premier signal P1 est diffusée vers l’éther ; une autre partie P 12 est réfléchie à la sortie de l’antenne et retourne dans l’ouverture 12, voir dans l’ouverture 13. Il en résulte une réduction de la puissance du signal P11 réellement transmis, et une perturbation des signaux dans le canal 11.
Le problème est amplifié si l’antenne est à sous-longueur d’onde, c’est-à-dire si le diamètre de de l’ouverture 10 à la sortie de l’antenne 1 est inférieur à la demi-longueur d’onde du signal nominal à transmettre. Le problème est aussi amplifié si l’impédance de l’antenne ne correspond pas à l’impédance du canal de transmission à travers l’éther.
Les antennes illustrées schématiquement sur les figures 2 à 4 permettent de résoudre ou en tout cas d’atténuer cette réflexion du signal émis à la sortie de l’antenne. Les caractéristiques de ces antennes sont identiques à celles de l’antenne discutée ci-dessus en relation avec la , et la description ci-dessus s’applique aussi aux antennes des figures 2 à 4 ; en particulier, les numéros de référence identiques désignent des éléments identiques.
La principale différence entre les modes de réalisations des figures 2 à 4 et l’antenne de la concerne la présence d’un filtre évanescent 4 monté directement à la sortie du polariseur 5 et dont l’ouverture de sortie 10 est directement couplée à l’éther. Le filtre évanescent sert ainsi directement d’élément radiant pour émettre un signal à double polarisation P1+2 combinant les signaux polarisés P1 et P2. L’antenne est ainsi constituée d’un polariseur 5 directement couplée à un filtre évanescent 4.
Le filtre évanescent 4 ne modifie de préférence pas les polarisations des signaux à travers l’antenne.
Les polarisations peuvent être des polarisations circulaires.
Le polariseur 5 peut être conforme au polariseur décrit en relation avec la ; sa sortie est cependant couplée à l’entrée du filtre évanescent 4, au lieu d’être couplée à l’éther.
Le polariseur de l’antenne 1 illustrée sur les figures 2 à 4 comporte deux ports d’entrée 17 et 18, seul le port 17 étant visible sur la coupe de la . Chaque port peut recevoir un signal P1 ou P2 avec une première ou une seconde polarisation. Chaque port peut être connecté à un guide d’onde au moyen d’une flasque 170, respectivement 180 comme illustré sur la , ou directement connecté à un circuit électronique actif, par exemple au moyen d’une câble coaxial.
Les deux ports 17, 18 sont couplés à des volumes 12 respectivement 13 du canal interne 11 de l’antenne. Ces deux volumes sont séparés l’un de l’autre par un septum 2. Comme on le voit sur la , la hauteur de ce septum peut diminuer progressivement ou en escalier depuis les ports 17, 18 en direction de l’ouverture de sortie 10.
Le polariseur 5 peut en outre être muni d’une ou plusieurs stries longitudinales 19. L’utilisation de stries permet de favoriser la transmission d’un mode de transmission privilégié dans un dispositif compact.
Dans un mode de réalisation, le polariseur 5 est muni de deux stries longitudinales 19, en plus du septum 2. Les deux stries peuvent être à 120° l’une de l’autre et du septum. Les deux stries peuvent être à 180° l’une de l’autre et à 90° de part et d’autre du septum.
L’utilisation de deux stries 19 en plus du septum 2 permet d’augmenter de manière significative la bande passante monomode de l’antenne.