INPI-France/Brevets-Francais-2024-Chunked huggingface dataset:
Il résulte de ce qui précède que l’élément de liaison 38 électronique s’étend à travers la paroi de séparation 26 pour passer du corps de chauffe au dispositif de contrôle électronique, sans dérivation à l’extérieur du boîtier 10, ce qui facilite le montage du radiateur électrique 1 ainsi que la connexion entre le capteur de température 34 et le dispositif de contrôle électronique 8. Notamment, il est possible de réaliser l’étanchéité de l’entrée de l’élément de liaison 38 électronique dans le dispositif de contrôle électronique dans la même opération que l’étanchéité des organes de connexion 12. On évite une opération de montage supplémentaire qui est nécessaire dans l’art antérieur pour faire passer le câble dans un orifice de passage formé dans une paroi périphérique du boîtier distincte de la paroi de séparation, et on évite une action d’étanchéité supplémentaire qui est nécessaire dans l’art antérieur pour fermer un orifice de passage du câble dans une telle paroi périphérique.
Tel que cela a été évoqué précédemment, le support 32 comprend un organe de guidage 50 de l’élément de liaison 38 faisant saillie du support 32 vers le dispositif de contrôle électronique 8, l’organe de guidage 50 s’étendant à travers la paroi de séparation 26 dans ledit orifice 42. Avantageusement, l’organe de guidage 50 est réalisé dans un matériau plus rigide que celui de l’élément de liaison 38 et participe ainsi à guider mécaniquement l’élément de liaison 38 depuis le support 32 vers le dispositif de contrôle électronique 8 à travers l’orifice 42 de la paroi de séparation 26.
L’organe de guidage 50 est ici formé dans un coin de la grille formant support 32, à la jonction d’un barreau longitudinal 36 portant des moyens d’accroche 35 du support et d’un barreau transversal 37.
Tel que cela est notamment visible sur les figures 2 à 6, l’organe de guidage 50 est configuré pour guider l’élément de liaison 38 électronique à distance de la grille formant support 32. Plus particulièrement, l’organe de guidage 50 comporte une première partie 51 qui s’étend verticalement depuis le support 32 pour amener l’élément de liaison 38 électronique au droit de la paroi de séparation 26, et une deuxième partie 52 qui prolonge la première partie 51 en s’étendant longitudinalement pour guider l’élément de liaison électronique à travers la paroi de séparation en direction de la carte de circuits imprimés 24.
Il est notable que l’élément de liaison 38 électronique est protégé sur toute son étendue. La première portion 44 de l’élément de liaison 38, en contact avec le capteur de température 34, s’étend tout d’abord dans une empreinte 53 formée dans une face externe du support 32, c’est-à-dire une face tournée à l’opposé des éléments chauffant, particulièrement visible sur les figures 2 et 3, l’empreinte débouchant sur une ouverture pour permettre de disposer le capteur de température en regard du corps de chauffe sans interposition du support 32.
Il convient de noter que l’empreinte 53 est formée de façon continue sur un barreau longitudinal 36, qui permet de disposer le capteur de température 34, à l’extrémité libre de l’élément de liaison 38, à distance du dispositif de contrôle électronique 8, et sur un barreau transversal 37, qui permet de ramener l’élément de liaison 38 électronique en direction du coin de la grille où est formé l’organe de guidage 50.
L’empreinte 53 formée dans le barreau transversal débouche de façon continue dans une gorge formée au sein de la première partie 51 de l’organe de guidage, la première portion 44 de l’élément de liaison 38 s’étendant ainsi successivement dans des empreintes et des gorges aptes à la protéger et la guider.
Au moins au niveau de la deuxième partie 52 de l’organe de guidage 50, c’est-à-dire la partie destinée à traverser l’orifice 42 formé à cet égard dans la paroi de séparation 26, l’organe de guidage présente une section en « U » vue dans une coupe perpendiculaire à la direction principale d’extension, ici la direction longitudinale. Plus particulièrement, cette section en U est obtenue par une paroi centrale et deux parois latérales s’étendant chacune depuis l’une des extrémités de la paroi centrale selon une même direction parallèlement l’une de l’autre, l’élément de liaison 38 étant disposé entre chacune de ces parois de l’organe de guidage 50, dans le creux de la forme en « U » de l’organe de guidage 50. L’une des parois latérales est trouée de sorte que la gorge formée dans la première partie 51 de l’organe de guidage débouche dans le creux de la forme en U de la deuxième portion 52 de l’organe de guidage et de sorte que l’élément de liaison 38 électronique soit ainsi constamment protégé.
Selon l’invention, le radiateur électrique 1 comprend au moins un élément d’étanchéité 31 installé entre l’organe de guidage 50 et les bords délimitant l’orifice 42 au sein de la paroi de séparation 26, l’élément d’étanchéité 31 étant visible sur la . L’élément d’étanchéité 31 bloque la circulation d’au moins un fluide au moins à travers l’orifice 42 de la paroi de séparation 26, rendant hermétique le boîtier 10, dans lequel est logé le dispositif de contrôle électronique 8, du corps de chauffe formé par les éléments chauffants 2. On comprend que l’élément d’étanchéité s’étend de sorte à former, une fois figée, une paroi d’étanchéité autour de l’élément de liaison 38 et de l’organe de guidage 50 dans l’orifice 42.
L’élément d’étanchéité peut par exemple être une matière déformable lors de sa pose, qui se répand dans l’espace dans lequel il est disposé puis qui se fige une fois chauffé. L’élément d’étanchéité peut notamment consister en un matériau élastomère, et par exemple du silicone, ou une colle, et cet élément d’étanchéité peut être déposé par exemple par potting.
- t : axe temporel de l’horizon de planification / prédiction des obstacles dynamiques ;
- t j : temps de la j -ème prédiction temporelle pour un obstacle dynamique, par exemple l’objet mobile 12 ;
- CM : matrice de collision à deux dimensions introduite pour représenter les zones interdites dans le plan s/t.
Représentation des contraintes
Deux types de contraintes sur le déplacement du véhicule 10 sont définies : les contraintes spatiales et les contraintes temporelles.
Les contraintes spatiales correspondent aux contraintes de vitesse à respecter à une position donnée. On a donc une contrainte v max (s), c’est-à-dire la vitesse maxime au point d’abscisse s. On retrouve cette contrainte pour les vitesses légales ou pour la contrainte de confort par rapport à la courbure de la route.
Les contraintes temporelles correspondent aux configurations spatio-temporelles auxquelles le véhicule est en collision avec un obstacle dynamique. Il s’agit de régions t/s que la trajectoire du véhicule 10 ne doit pas traverser pour garantir l’évitement de collision. Cette contrainte ne fait pas intervenir directement la vitesse.
Représentation dans le plan s/t
Ces contraintes sont représentées dans le plan s/t, tel qu’illustré à la , où s représente l’abscisse curviligne le long du chemin en cours de traitement (par exemple en mètres) et t représente l’horizon temporel de planification, ou de prédiction des obstacles dynamiques (par exemple en secondes). Dans ce plan, on peut explicitement représenter les contraintes temporelles. La construction détaillée de cet espace de collision est détaillée ci-après.
Dans le plan s/t, une trajectoire 31, 32, 33 du véhicule 10 est représentée par une courbe dont la tangente correspond à l’inverse de la vitesse. Ainsi, plus la tangente est proche de l’axe horizontal, plus le véhicule 10 va vite, et plus elle est proche de l’axe vertical, plus le véhicule 10 est lent. Ainsi, sur la , la trajectoire 31 correspond à une vitesse lente, la trajectoire 32 correspond à une vitesse intermédiaire (entre lente et rapide) et la trajectoire 33 correspond à une vitesse rapide, c’est-à-dire une vitesse plus élevée que la vitesse intermédiaire et que la vitesse lente. Il est ainsi possible de représenter une contrainte de vitesse par une contrainte sur la tangente de la courbe représentant la trajectoire à une position donnée.
L’avantage de cette représentation est qu’elle est toujours en 2D, quel que soit le nombre d’obstacles (objets mobiles) croisés sur le chemin.
Construction des zones de collision
Pour construire une ou plusieurs zones de collision 30, on doit déterminer, pour chaque point du chemin (représenté par son abscisse curviligne s i ), à quels temps il est accessible et à quels temps il est en collision avec les différents obstacles. Ainsi, on dira que la configuration (s i ,t j ) est en collision s’il existe un obstacle dynamique 11, 12 tel que sa prédiction à l’instant t j est en collision avec la position du véhicule 10 à la position s i sur le chemin C.
Lors de la recherche des intersections, l’axe s et l’axe t sont discrétisés. Il y a ainsi un effet lié à cette discrétisation qui fait que la configuration exacte de collision n’est pas connue. Il est alors nécessaire de propager les contraintes dans l’espace discret.
Supposons qu’à la suite d’une recherche de collision, une unique configuration (s i ,t j ) en collision soit trouvée. Si on regarde à t j , s i-1 est libre, s i est en collision et s i+1 est libre. La position minimale de collision est donc située dans ]s i-1 ,s i ], et la position maximale est située dans [s i ,s i+1 [. Au temps t j , toutes les positions situées dans ]s i-1 ,s i+1 ] doivent donc être interdites. De la même manière, si on regarde la position s i , elle est libre en t j-1 , en collision en t j et libre en t j+1 . La position s i ne doit donc pas être atteinte à un temps situé dans ]t j-1 ,t j+1 [. Ces deux contraintes définissent un carré autour de (s i ,t j ) sur lequel il est possible de glisser verticalement (arrêt à la dernière position) mais que le véhicule 10 ne doit pas traverser.
On peut représenter ces zones de collision dans une matrice de deux dimensions CM, où l’élément CM(i,j) représente l’état de collision de la configuration (s i ,t j ) On peut alors facilement propager et fusionner les différentes zones de collision en suivant les principes présentés ci-dessus. Il est également possible de faire du clustering pour associer un identifiant unique à chaque zone de collision dans le plan s/t. La présente un exemple de résultat de cette recherche de collisions pour un chemin en virage, avec un véhicule 12 en face du véhicule 10 et un piéton qui traverse après le virage. Dans le plan s/t, les zones 43 et 42 représentent les zones interdites par rapport respectivement au véhicule 11 et au piéton 12 (le reste de la zone 44 en gris foncé représentant l’absence de collision). On constate que la trajectoire de confort du véhicule 10 (représentée en blanc 41 sur le plan s/t) passe avant le véhicule 11 en face mais est en collision avec le piéton 12.
Plus particulièrement, l’invention vise à proposer un nouveau dispositif de protection de la coque d’un bateau contre les chocs, qui comporte un élément pare-battage gonflable, qui permet de simplifier les opérations de mise en place et de retrait de l’élément pare-battage et d’éviter des manipulations fastidieuses.
L’invention a pour autre objet un procédé d’installation sur un bateau d’au moins un dispositif de protection susvisé, au cours duquel on réalise, une ouverture traversante, en forme de fente, dans une paroi de la coque du bateau, et on fixe le caisson du dispositif de protection à l’intérieur de la coque, de manière à positionner l’ouverture en forme de fente dudit caisson en vis à vis de ladite ouverture traversante dans la paroi de la coque et à permettre le déploiement de l’élément pare-battage du dispositif de protection, à travers la paroi de la coque et à l’extérieur de la coque.
Plus particulièrement, l’ouverture traversante en forme de fente peut être horizontale ou peut ne pas être horizontale, et être par exemple verticale.
Dans une variante de mise en œuvre plus particulière, afin d’équiper le bateau avec au moins deux dispositifs de protection susvisés, on réalise dans une paroi de la coque du bateau au moins deux ouvertures traversantes en forme de fentes, de préférence en forme de fentes horizontales, qui sont alignées et espacées l’une de l’autre. Pour chacune de ces ouvertures, on fixe à l’intérieur de la coque le caisson d’un dispositif de protection, de manière à positionner l’ouverture en forme de fente du caisson du dispositif de protection en vis à vis de ladite ouverture traversante correspondante dans la paroi de la coque et à permettre le déploiement de chaque l’élément pare-battage à travers la paroi de la coque et à l’extérieur de la coque.
De préférence, mais non nécessairement l’espacement entre deux ouvertures traversantes dans la paroi de la coque est prévu de telle sorte que les éléments pare-battage sont aptes à être gonflés à l’extérieur de la coque, en étant alignés bout à bout, sans espace entre les éléments pare-battage.
Circuit intégré d’amplificateur de puissance RF comprenant une puce à semi-conducteurs en boîtier, et carte de circuits imprimés le comprenant La présente invention concerne le domaine des amplificateurs de puissance radiofréquence (RF), et porte en particulier sur un circuit intégré d’amplificateur de puissance RF comprenant une puce à semi-conducteurs en boîtier comportant au moins un transistor de puissance RF et un circuit de préadaptation d’entrée, et sur une carte de circuits imprimés le comprenant.
Un transistor de puissance RF discret est un transistor de puissance RF intégré (par exemple, un transistor à effet de champ métal-oxyde-semi-conducteur (MOSFET) au nitrure de gallium (GaN) ou un transistor à effet de champ métal-oxyde-semi-conducteur à diffusion latérale (LDMOS)) dont la puce est encapsulée dans un boîtier et reliée aux bornes d’entrée/sortie du boîtier à l’aide de fils de connexion (ou « wirebonding » en anglais) soudés aux aires de soudure (ou « bonding pads » en anglais) de la puce.
Un réseau de préadaptation, à l’entrée et/ou à la sortie du transistor de puissance RF, peut également être intégré entre le transistor et les bornes du boîtier. Ce réseau de préadaptation est généralement composé de fils de connexion et de condensateurs à base de semi-conducteurs (par exemple, de type métal-oxyde-semi-conducteur (MOS) ou de type métal-isolant-métal (MIM)).
Deux types de boîtiers sont généralement utilisés pour encapsuler les puces de transistor de puissance RF, en fonction du niveau de puissance et des bandes de fréquences souhaités : les boîtiers à pattes, tel qu’un boîtier céramique à cavité ou un boîtier plastique surmoulé, et les boîtiers sans patte, tel qu’un boîtier QFN (pour « Quad Flat No-leads ») ou un boîtier DFN (pour « Dual Flat No-leads »).
Les produits actuels sans réseau de préadaptation sont principalement des composants de puissance RF multi-usages, c’est-à-dire adaptés à n’importe quelle application dans n’importe quelle bande. Leurs inconvénients sont les suivants : un comportement instable (facteur de Rollet ou facteur K < 1 sur une bande très large), une partie réelle d’impédance de grille très faible, et un rapport Q de la partie imaginaire sur la partie réelle de l’impédance de grille assez élevé. Ces trois inconvénients combinés font qu’il est très difficile d’obtenir une comportement stable large bande, principalement en termes de gain et d’ondulation de gain.
En outre, les produits actuels avec un réseau de préadaptation sont principalement des composants de puissance RF de télécommunications. Leurs inconvénients sont les suivants : un comportement instable (facteur de Rollet ou facteur K < 1 sur une bande très large), une partie réelle d’impédance de grille qui est préadaptée dans une bande étroite mais reste tout de même faible (même dans la bande préadaptée), et un rapport Q de la partie imaginaire sur la partie réelle de l’impédance de grille assez élevé même dans la bande préadaptée. Ainsi, en raison du réseau de préadaptation d’entrée bande étroite, il est uniquement possible de concevoir des amplificateurs de puissance RF bande étroite, et l’instabilité reste un problème.
Il est connu que les transistors de puissance RF de type GaN ont les caractéristiques suivantes :
- une impédance de sortie élevée et une capacité de sortie faible, ce qui entraîne une difficulté à faire résonner la capacité drain-source à des fréquences inférieures à 4 GHz (ceci limite lourdement la bande passante Doherty pour des amplificateurs de puissance de type Doherty. En effet, un amplificateur Doherty large bande nécessite (entre autres choses) une longue section d’adaptation de sortie 90° entre la source de courant et le nœud de combinaison des deux transistors de puissance RF),
- les transistors de type GaN sont très instables, ce qui les rend difficiles à utiliser, et
- une impédance d’entrée très mauvaise, ce qui entraîne un gain bande étroite.
Il existe actuellement sur le marché des transistors discrets de type LDMOS avec des circuits de préadaptation d’entrée et de sortie intégrés, et des transistors discrets de type GaN sans circuit de préadaptation de sortie intégré et avec ou sans circuit de préadaptation d’entrée intégré. Cependant, ces transistors de puissance RF discrets existants, quelle que soit la technologie utilisée (à savoir, GaN ou LDMOS), souffrent des problèmes suivants :
- les dispositifs sont instables,
- la bande passante est limitée en raison de la partie réelle faible et du rapport Q élevé de l’impédance d’entrée, et
- ils sont limités en bande passante RF Doherty, en raison de la valeur élevée de la capacité drain-source (Cds) pour la technologie LDMOS, et en raison de l’absence d’inductance shunt pour faire résonner Cds pour la technologie GaN.
La présente invention vise à résoudre les inconvénients de l’état antérieur de la technique, en proposant un circuit intégré d’amplificateur de puissance RF comprenant une puce à semi-conducteurs en boîtier comportant au moins un transistor de puissance RF et un circuit de préadaptation d’entrée, ledit circuit de préadaptation d’entrée comprenant une inductance shunt d’entrée et un réseau de stabilisation qui ont un effet stabilisant et permettent en combinaison d’atteindre une stabilité inconditionnelle de l’au moins un transistor de puissance RF.
La présente invention a donc pour objet un circuit intégré d’amplificateur de puissance radiofréquence (RF) comprenant une puce à semi-conducteurs encapsulée dans un boîtier, caractérisé par le fait que : la puce comprend au moins un transistor de puissance RF au nitrure de gallium (GaN), un circuit de préadaptation d’entrée, au moins une première aire de soudure, au moins une deuxième aire de soudure et au moins une troisième aire de soudure, la grille dudit au moins un transistor étant reliée à l’au moins une première aire de soudure par l’intermédiaire du circuit de préadaptation d’entrée, le drain dudit au moins un transistor étant relié à la deuxième aire de soudure, la source dudit au moins un transistor étant reliée à la masse de la puce ; le boîtier comprend au moins une broche d’entrée RF reliée à l’au moins une première aire de soudure par au moins un premier fil de connexion, au moins une broche de sortie RF reliée à l’au moins une deuxième aire de soudure par au moins un deuxième fil de connexion et au moins une broche de polarisation d’entrée reliée à l’au moins une troisième aire de soudure par au moins un troisième fil de connexion ; et le circuit de préadaptation d’entrée comprend une inductance shunt d’entrée et un réseau de stabilisation, l’inductance shunt d’entrée comprenant une ligne de transmission intégrée d’entrée, disposée entre les première et troisième aires de soudure, et l’au moins un troisième fil de connexion, le réseau de stabilisation comprenant au moins une résistance et au moins un condensateur reliés en parallèle entre la ligne de transmission intégrée d’entrée et la grille dudit au moins un transistor.
Le calculateur CAL calcule le noyau paramétrique comme étant une somme pondérée de gaussiennes bidimensionnelles de largeurs différentes l’une de l’autre (écart-types différents l’un de l’autre) :
où est un entier naturel prescrit supérieur ou égal à 1, est un entier naturel allant de 1 à , un noyau gaussien bidimensionnel d’écart-type prescrit (suivant une suite ), est la fonction de Dirac au pixel .
En variante, les paramètres du noyau gaussien peuvent être identifiés expérimentalement ou via des simulations de Monte-Carlo.
Suivant un mode de réalisation de l’invention, en identifiant le signal primaire aux images simulées numériquement , le calculateur CAL calcule le vecteur qui approxime au mieux la diffusion Compton observée. est le vecteur colonne des paramètres de diffusion Compton des rayons X dans la pièce 200, pour allant de 1 à .
A partir d’un vecteur des valeurs initiales prescrites des paramètres de diffusion Compton des rayons X dans la pièce 200, le calculateur CAL calcule des images à partir des images simulées, obtenues à partir des N images calculées , selon l’équation :
où le signal diffusé est simulé et ajouté aux images de sorte à générer les images . Le calculateur CAL calcule ainsi l’ensemble des N images au cours de l’étape E3c.
Suivant un mode de réalisation de l’invention, est l’image obtenue en appliquant la fonction à l’intensité (niveau de gris) de chacun des pixels de l’image calculée . Bien entendu, les images simulées peuvent être obtenues d’une autre manière à partir des N images calculées , dans le cas où l’étape E3c est mise en œuvre sans l’étape E3b.
Le vecteur des valeurs initiales prescrites des paramètres de diffusion Compton valeurs initiales est tel que pour .
Suivant un mode de réalisation de l’invention, au cours de l’étape E3c, le calculateur CAL calcule (par exemple par le calculateur CRES de résidus à la figure 4) les résidus de projection, ces résidus de projection étant les différences entre les projections acquises et les projections simulées selon l’équation :
A partir de la première approximation prescrite du vecteur de paramètres, notée , le calculateur CAL estime (par exemple par l’estimateur ESTV à la figure 4) le vecteur décrivant au mieux le système observé, c’est-à-dire minimisant les résidus de projection.
à partir du vecteur colonne des valeurs initiales prescrites des paramètres de diffusion Compton des rayons X dans la pièce 200. Les paramètres de diffusion Compton des rayons X dans la pièce 200 sont calculés par le calculateur CAL par optimisation à partir des résidus de projection, de la valeur , et des champs de sensibilité.
Le calculateur CAL calcule la variation optimale du vecteur de paramètres et met à jour le vecteur selon l’équation suivante :
où est le vecteur colonne de variation au moins des paramètres de diffusion Compton des rayons X dans la pièce 200 et est calculé comme le minimisant le carré de la somme des différences entre les résidus de projection et le produit de par pour allant de 1 à N,
est la matrice au moins des champs de sensibilité.
Les données d’environnement, ou au moins une partie d’entre elles, sont par exemple obtenues d’un ou plusieurs capteurs embarqués dans le véhicule 10. De tels capteurs sont associés ou font partie d’un ou plusieurs systèmes de détection d’objet embarqués dans le véhicule 10, les données obtenues de ce ou ces capteurs permettant par exemple de déterminer la vitesse du ou des objets détectés dans l’environnement du véhicule 10 et/ou la nature ou le type des objets détectés (panneau, véhicule 11, piéton 12, le type de l’objet étant par exemple déterminé par classification ou par mise en œuvre d’intelligence artificielle). Ce ou ces systèmes de détection d’objet sont par exemple associés à ou compris dans un ou plusieurs systèmes d’aide à la conduite, dit système(s) ADAS (de l’anglais « Advanced Driver-Assistance System » ou en français « Système d’aide à la conduite avancé »).
- un ou plusieurs radars à ondes millimétriques arrangés sur le véhicule, par exemple à l’avant, à l’arrière, sur chaque coin avant/arrière du véhicule ; chaque radar est adapté pour émettre des ondes électromagnétiques et pour recevoir les échos de ces ondes renvoyées par un ou plusieurs objets, dans le but de détecter des obstacles et leurs distances vis-à-vis du véhicule 10 ; et/ou