INPI-France/Brevets-Francais-2024-Chunked huggingface dataset:
La paire différentielle Diff2 est configurée pour mettre en œuvre la comparaison de la tension Vout au seuil VtH. Par exemple, la paire différentielle Diff2 a une entrée configurée pour recevoir le seuil VtH et une entrée configurée pour recevoir la tension Vout. Plus particulièrement, la paire différentielle Diff2 est configurée pour que le courant I23' circule dans une première branche de la paire différentielle Diff2 lorsque la tension Vout est inférieure au seuil VtH, et dans la deuxième branche de la paire différentielle lorsque la tension Vout est supérieure au seuil VtH, étant entendu que, comme cela est bien connu dans les paires différentielles, une partie du courant I23' circule dans la première branche et l'autre partie du courant I23' circule dans la deuxième branche lorsque la tension Vout est très proche ou égale au seuil VtH.
Le ou les miroirs de courant Mirror2 sont configurés pour tirer le courant I2 à partir du courant circulant dans l'une des branches de la paire différentielle Diff2, dans cet exemple à partir du courant circulant dans la deuxième branche de la paire différentielle Diff2. Plus particulièrement, le ou les miroirs de courant Mirror2 sont configurés pour tirer le courant I2 sur la sortie du circuit 208, donc sur la sortie 202 du circuit AGC elle-même connectée à la grille du transistor T1. Ainsi, lorsque la tension Vout est supérieure au seuil VtH, le courant dans la deuxième branche de la paire différentielle Diff2 est égal au courant I23' et le courant I2 tiré par le ou les miroirs de courant Mirror2 est un multiple du courant I23'. A l'inverse, lorsque la tension Vout est inférieure au seuil VtH, le courant dans la deuxième branche de la paire différentielle Diff2 est nul et le courant I2 tiré par le ou les miroirs de courant Mirror2 est nul, ou, dit autrement, le circuit 208 ne tire pas de courant I2.
Le ou les miroirs de courant Mirror3 sont configurés pour fournir le courant I3 à partir du courant circulant dans l'une des branches de la paire différentielle Diff2, dans cet exemple à partir du courant circulant dans la première branche de la paire différentielle Diff2. Plus particulièrement, le ou les miroirs de courant Mirror3 sont configurés pour fournir le courant I3 sur la sortie du circuit 208, donc sur la sortie 202 du circuit AGC elle-même connectée à la grille du transistor T1. Ainsi, lorsque la tension Vout est inférieure au seuil VtH, le courant dans la première branche de la paire différentielle Diff2 est égal au courant I23' et le courant I3 fourni par le ou les miroirs de courant Mirror3 est un multiple du courant I23'. A l'inverse, lorsque la tension Vout est supérieure au seuil VtH, le courant dans la première branche de la paire différentielle Diff2 est nul et le courant I3 fourni par le ou les miroirs de courant Mirror3 est nul, ou, dit autrement, le circuit 208 ne fournit pas de courant I3.
A titre d'exemple, en , la source de courant S2 est connectée entre un noeud 420 et, dans cet exemple, le noeud 108 au potentiel Vdd. Dans l'exemple de la , la première branche de la paire différentielle Diff2 comprend un transistor MOS 422, dans cet exemple à canal P, ayant une source connectée au noeud 420 et une grille configurée pour recevoir la tension Vout, la deuxième branche de la paire différentielle Diff2 comprenant un transistor MOS 424, dans cet exemple à canal P, ayant une source connectée au noeud 420 et une grille configurée pour recevoir la tension ou seuil VtH. Dans cet exemple, les drains des transistors 422 et 424 sont couplés au noeud 100 au potentiel GND. Dans cet exemple, le circuit 208 comprend deux miroirs de courant Mirror3, référencés respectivement Mirror31 et Mirror32 en , et un seul miroir de courant Mirror2. Par exemple, le drain du transistor 422 est couplé au noeud 100 par un transistor MOS 426 du miroir de courant Mirror31 comprenant, en outre, un transistor MOS 428 monté en miroir du transistor 426. A titre d'exemple, les transistors 426 et 428 sont à canal N. Le miroir de courant Mirror32 comprend un transistor MOS 430 en série avec le transistor 428 entre les noeuds 108 et 100, le transistor 428, respectivement 430, étant du côté du noeud 100, respectivement 108. Le miroir de courant Mirror32 comprend un transistor MOS 432 monté en miroir du transistor 430 et configuré pour fournir le courant I3 sur la sortie du circuit 208, donc sur la sortie 202 du circuit AGC, le transistor 432 étant par exemple connecté entre le noeud 108 et la sortie 202. A titre d'exemple, les transistors 430 et 432 sont à canal P. A titre d'exemple, le drain du transistor 424 est couplé au noeud 100 par un transistor MOS 440 du miroir de courant Mirror2. Le miroir de courant Mirror2 comprend un transistor MOS 442 monté en miroir du transistor 440 et configuré pour tirer le courant I2 sur la sortie du circuit 208, donc sur la sortie 202 du circuit AGC, le transistor 442 étant par exemple connecté entre le noeud 100 et la sortie 202. A titre d'exemple, les transistors 440 et 442 sont à canal N.
Bien que dans l'exemple de la , la source de courant S1 du circuit 206 soit connectée entre les noeuds 108 et 400 et que les transistors 402 et 404 soient à canal P, la personne du métier est en mesure de mettre en œuvre le circuit 206 lorsque la source de courant S1 est connectée entre les noeuds 100 et 400, et les transistors 402 et 404 sont à canal N et ont leurs drains couplés au noeud 108. Plus particulièrement, dans ce cas, la première branche de la paire différentielle Diff1 comprend le transistor 404, la deuxième branche de la paire différentielle Diff1 comprend le transistor 402. En outre, le drain du transistor 404 est alors couplé au noeud 108 par le ou les miroirs de courant Mirror1 qui sont modifiés en conséquence pour fournir le courant I1 à partir du courant dans la première branche de la paire différentielle lorsque la tension Vout est inférieure au seuil VtL, notamment en prévoyant que le drain du transistor 404 soit couplé au noeud 108 par un transistor MOS d'un miroir de courant Mirror1, et que ce ne soit plus le cas pour le transistor 402.
Bien que dans l'exemple de la , la source de courant S2 du circuit 208 soit connectée entre les noeuds 108 et 420 et que les transistors 422 et 424 soient à canal P, la personne du métier est en mesure de mettre en œuvre le circuit 208 lorsque la source de courant S2 est connectée entre les noeuds 100 et 420, et les transistors 422 et 424 sont à canal N et ont leurs drains couplés au noeud 108. Plus particulièrement, dans ce cas, la première branche de la paire différentielle Diff2 comprend le transistor 424, la deuxième branche de la paire différentielle Diff2 comprend le transistor 422. Dans ce cas, le drain du transistor 424 est couplé au noeud 108 par le ou les miroirs de courant Mirror3 qui sont modifiés en conséquence pour fournir le courant I3 à partir du courant dans la première branche de la paire différentielle Diff2 lorsque la tension Vout est inférieure au seuil VtH, et le drain du transistor 422 est couplé au noeud 108 par le ou les miroirs de courant Mirror2 qui sont modifiés en conséquence pour tirer le courant I2 à partir du courant dans la deuxième branche de la paire différentielle Diff2 lorsque la tension Vout est supérieure au seuil VtH.
La représente de manière plus détaillée un exemple d'encore un autre mode de réalisation des circuits 206 et 208 du circuit ACG décrit en relation avec la . Seules les différences entre les figures 4 et 5 sont ici mises en exergue.
L'entrée RFin du dispositif 10 est configurée pour recevoir un signal radiofréquence Vin modulé en amplitude. En effet, lorsqu'un émetteur radiofréquence (non représenté en ) émet un signal radiofréquence modulé en amplitude à destination du récepteur 1, ce signal utile Vut se retrouve dans le signal Vin. En outre, des signaux d'interférence Vint reçus par l'antenne 3 peuvent se superposer au signal utile Vut dans le signal Vin. Ainsi, le signal Vin est égal à la somme du signal utile Vut et des signaux d'interférence Vint.
Le dispositif 10 comprend un élément résistif R1 et un transistor MOS T1 connectés en parallèle, entre la borne d'entrée RFin et un noeud 100. L'élément résistif R1 permet, par exemple, de mettre en œuvre une adaptation d'impédance sur l'entrée RFin. Le transistor MOS est à canal N (NMOS). Le noeud 100 est configuré pour recevoir un potentiel de référence GND, par exemple le potentiel de masse. A titre d'exemple, la source du transistor T1 est reliée, de préférence connectée, au noeud 100, le drain du transistor T1 étant reliée, de préférence connecté, à la borne RFin.
Le dispositif 10 comprend un élément capacitif C1 couplant la grille du transistor T1 au noeud 100. Par exemple, une première électrode de l'élément capacitif C1 est couplée, de préférence connectée, au noeud 100, une deuxième électrode de l'élément capacitif C1 étant couplée, de préférence connectée, à la grille du transistor T1.
Le dispositif 10 comprend un circuit DET de détection d'enveloppe. Le circuit DET est connecté à la borne RFin. A titre d'exemple, le circuit DET comprend une entrée 104 connectée à la borne RFin. Le circuit DET est configuré pour fournir une tension Vout représentative de l'enveloppe du signal Vin, c’est-à-dire un signal d'enveloppe Vout. A titre d'exemple, la tension Vout est disponible sur une sortie 106 du circuit DET.
De préférence, le circuit DET est également connecté à un noeud 108 configuré pour recevoir un potentiel d'alimentation Vdd, par exemple positif et référencé au potentiel GND. Le circuit DET est alors en série avec l'association en parallèle du transistor T1 et de l'élément résistif R1, entre les noeuds 108 et 100.
Selon un mode de réalisation, le gain du circuit DET est proportionnel au carré de l'amplitude crête à crête du signal Vin. Dit autrement, le gain est égal à K*Vin 2 , avec K un coefficient de proportionnalité. Ainsi, même lorsque l'amplitude crête à crête moyenne du signal utile Vut est faible, par exemple de l'ordre de 2 mV crête à crête, l'amplitude crête à crête de la tension Vout est suffisante pour être traitée par un circuit de traitement (non représenté en ) du récepteur 1, ce circuit de traitement étant notamment configuré pour échantillonner la tension Vout, par exemple sur un bit.
Selon un mode de réalisation, le gain du circuit DET est négatif. Dit autrement, dans un mode de réalisation où le gain du circuit DET est égal à K*Vin 2 , le coefficient de proportionnalité K est négatif.
Le dispositif 10 comprend en outre un circuit AGC de commande du transistor T1. Le circuit AGC et le transistor MOS T1 mettent en œuvre une fonction de contrôle automatique de gain, à partir de comparaisons de la tension Vout à deux seuils VtL et VtH. Plus particulièrement, en fonction du résultat des comparaisons de la tension Vout au seuil VtL et VtH, le circuit AGC commande le transistor T1 pour adapter le courant I que le transistor T1 tire sur l'entrée RFin, afin d'adapter la puissance du signal Vin de telle sorte que le circuit DET ne sature pas.
Le circuit AGC est configuré pour fournir un courant I1 (non représenté en ) sur la grille du transistor MOS, uniquement lorsque la tension Vout est inférieure au seuil VtL. Ainsi, lorsque la tension Vout est inférieure au seuil VtL, le courant I1 charge l'élément capacitif C1, d'où il résulte une augmentation de la tension grille source du transistor T1, donc une augmentation du courant I que le transistor T1 tire sur la borne RFin. L'augmentation du courant I entraîne une diminution de la puissance du signal Vin , ce qui permet d'éviter la saturation du circuit DET. Dit autrement, le circuit AGC est configuré pour augmenter la tension grille-source du transistor T1 lorsque la puissance du signal Vin dépasse un premier seuil, la détection que la puissance du signal Vin dépasse ce premier seuil étant mis en œuvre en comparant la tension Vout au seuil VtL, et, plus particulièrement, par exemple en détectant que la tension Vout est inférieure au seuil VtL.
La fourniture du courant I1 à la grille du transistor T1 permet donc d'éviter une saturation du circuit DET, par exemple lors de l'apparition de signaux d'interférence Vint qui se superposent au signal utile Vut dans le signal Vin, et qui ont une amplitude crête à crête supérieure à l'amplitude crête à crête du signal utile modulé en amplitude, par exemple lorsque la puissance des signaux Vint est jusqu'à 30 dB supérieure à celle du signal Vut.
Le circuit AGC est en outre configuré pour tirer un courant I2 de la grille du transistor T1 uniquement lorsque la tension Vout est supérieure à un seuil VtH, le seuil VtH étant supérieur au seuil VtL. Cela permet au dispositif 10 de modifier la tension crête à crête du signal Vin, c’est-à-dire la puissance du signal Vin, de sorte à maximiser l'amplitude crête à crête de la tension Vout sans provoquer de saturation du circuit DET, par exemple surtout lorsque le signal Vin ne comprend pas de signaux d'interférence Vint ayant une puissance supérieure, par exemple jusqu'à 30 dB supérieure, à celle du signal utile Vut. Dit autrement, le circuit AGC est configuré pour diminuer la tension grille-source du transistor T1 lorsque la puissance du signal Vin est inférieure à un deuxième seuil, la détection que la puissance du signal Vin est inférieure à ce seuil étant mis en œuvre en comparant la tension Vout au seuil VtH, et, plus particulièrement, par exemple en détectant que la tension Vout est supérieure au seuil VtH.
Selon un mode de réalisation, pour modifier la puissance du signal Vin, le circuit AGC est en outre configuré pour fournir un courant I3 à la grille du transistor T1, uniquement lorsque la tension Vout est inférieure au seuil VtH. Selon un mode de réalisation, le courant I3 est alors du même ordre de grandeur que le courant I2, par exemple égal au courant I2. Dit autrement, le circuit AGC est configuré pour augmenter la tension grille-source du transistor T1 lorsque la puissance du signal Vin dépasse le deuxième seuil, la détection que la puissance du signal Vin dépasse ce seuil étant mis en œuvre en comparant la tension Vout au seuil VtH, et, plus particulièrement, par exemple en détectant que la tension Vout est inférieure au seuil VtH.
Ainsi, en l'absence de signaux d'interférence Vint, la puissance du signal Vin est maintenue à une valeur déterminée par le seuil VtH, grâce à la commande du transistor T1 par les courants I2 et I3.
Dans un tel mode de réalisation, de préférence, le courant I1 est grand devant le courant I2, par exemple au moins 10 fois plus grand que le courant I2. De cette façon, le dispositif 10 réagit rapidement à une augmentation de la tension crête à crête du signal Vin résultant de l'apparition de signaux d'interférence Vint.
De préférence, la valeur de l'élément capacitif C1 est choisie suffisamment grande pour que les courants I2 et I3, respectivement tiré et fourni sur la grille du transistor T1, n'entrainent pas de modification rapide et significative de la tension aux bornes de l'élément C1, ou, dit autrement, de sorte qu'en l'absence d'une variation brutale de la puissance du signal Vin résultant de l'apparition de signaux d'interférence, la tension aux bornes de l'élément capacitif C1 soit sensiblement constante. A titre d'exemple, le ratio du courant I1 sur la valeur de capacité de l'élément C1, et le ratio du courant I3 sur la valeur de capacité de l'élément C1 sont inférieurs à 150.
Dans un tel mode de réalisation, la décharge de la capacité C1 par le courant I2 est alors longue devant la charge de la capacité C1 par le courant I1, ce qui peut poser problème, par exemple, lorsque le signal Vin comprend des signaux d'interférence Vint qui disparaissent brutalement. De préférence, le circuit AGC comprend alors un circuit de remise à zéro de la tension aux bornes de l'élément capacitif C1. A titre d'exemple, ce circuit de remise à zéro correspond à un interrupteur connecté en parallèle de l'élément capacitif C1. A titre d'exemple, une remise à zéro de la tension aux bornes de l'élément capacitif est mise en œuvre au début de chaque nouvelle trame ("frame" en anglais) transmise via le signal 2 reçu sur l'antenne 3 du récepteur 1. A titre d'exemple, le début d'une trame est identifié en détectant que la tension Vout passe d'une valeur sensiblement constante du fait qu'il n'y a de signal utile Vut sur l'entrée RFin (absence de trame), à une valeur qui commute entre un niveau haut et un niveau bas du fait qu'il y a un signal utile Vut présent sur l'entrée RFin (transmission d'une trame via le signal 2).
Le boîtier électronique BE est agencé de manière à générer des images devant être affichées. Il est couplé à la coque CD, par exemple par vissage et/ou clippage, et peut aussi être solidarisé fixement à la planche de bord PDB, par exemple par vissage et/ou clippage.
La coque CD est destinée à être solidarisée fixement à la planche de bord PDB, par exemple par vissage et/ou clippage. Elle comporte des faces avant FV et arrière FR opposées entre elles. La face avant FV est orientée vers l’extérieur, et donc ici vers le pare-brise PB. La face arrière FR est orientée vers l’habitacle H et un écran EA est solidarisé à elle. Cet écran EA est agencé de manière à afficher les images générées par le boîtier électronique BE. On notera que l’écran EA peut, par exemple, être un miroir réfléchissant les images qui sont projetées par le boîtier électronique BE ou un écran d’affichage électronique (par exemple une dalle à cristaux liquides ou OLED) affichant les images qui lui sont transmis par voie d’ondes ou par voie filaire par le boîtier électronique BE.
Par exemple, et comme illustré, la coque CD peut être placée devant le boîtier électronique BE.
Selon l’invention, et comme illustré sur la , la coque CD comprend au moins une zone d’affaiblissement ZA qui la subdivise en une sous-partie inférieure SPI et une sous-partie supérieure SPS.
Lorsque la coque CD est placée devant le boîtier électronique BE, sa sous-partie supérieure SPS peut être inclinée vers l’arrière selon un angle aigu au-dessus de la face supérieure FS du boîtier électronique BE, comme illustré non limitativement sur les figures 2 et 3. Mais la sous-partie supérieure SPS pourrait faire un angle droit (90°) ou bien un angle obtus avec la face supérieure FS du boîtier électronique BE.
La (chaque) zone d’affaiblissement ZA est propre, en cas de choc subi par la coque CD, à permettre une désorientation ou une séparation de la sous-partie supérieure SPS par rapport à la sous-partie inférieure SPI.
On comprendra qu’une désorientation correspond à un changement de l’angle initial que fait avant un choc la sous-partie supérieure SPS par rapport à la sous-partie inférieure SPI, et donc à une déformation de la coque CD (par pliage). Cet angle initial peut être nul ou bien non nul (et aigu), comme dans l’exemple illustré non limitativement sur les figures 2 et 3. Un exemple de désorientation de la sous-partie supérieure SPS par rapport à la sous-partie inférieure SPI après un choc est illustré sur la . Dans cet exemple, l’angle initial avant le choc fait environ 35° (voir figures 2 et 3), alors que l’angle final après le choc fait environ 85° (voir ).
Il est important de noter que selon l’agencement de la (chaque) zone d’affaiblissement ZA et/ou selon l’intensité du choc sur la coque CD, il peut y avoir soit une désorientation (ou déformation), soit une séparation (ou rupture), soit encore une désorientation (ou déformation) suivie d’une séparation (ou rupture).
Grâce à cette (chaque) zone d’affaiblissement ZA, lorsque la tête d’une personne vient heurter la coque CD lors d’un choc avant, cette coque CD ne constitue plus un point dur sur le trajet de la personne vers l’habitacle H, car elle ne fait subir à la tête qu’une décélération modérée du fait qu’elle peut poursuivre son trajet. Cela permet d’éviter d’importants dommages (notamment irréversibles). En outre, cette solution purement passive évite d’avoir à installer un capot de déflexion déployable activement ou un dispositif de protection à sac gonflable au niveau de l’auvent.
Par exemple, et comme illustré non limitativement sur les figures 3 et 4, la zone d’affaiblissement ZA peut être située à un premier niveau qui est supérieur ou égal à un second niveau auquel est placée la face supérieure FS. Cet agencement est destiné à permettre (et faciliter) lors du choc une désorientation ou une séparation de la sous-partie supérieure SPS vers la face supérieure FS. On notera que dans cet exemple illustré le premier niveau est strictement supérieur au second niveau, mais dans une variante de réalisation il pourrait être sensiblement égal au second niveau.
Egalement par exemple, et comme illustré non limitativement sur les figures 3 à 5, la face avant FV de la coque CD peut comprendre des nervures de rigidification NR, et la zone d’affaiblissement ZA peut être définie dans l’une au moins des nervures de rigidification NR.
On notera que dans l’exemple illustré non limitativement sur la la face avant FV de la coque CD comprend de nombreuses nervures de rigidification NR qui s’étendent sensiblement perpendiculairement à la direction transversale Y et inclinées par rapport à la direction verticale Z, et la zone d’affaiblissement ZA est définie dans toutes les nervures de rigidification NR appartenant à la sous-partie supérieure SPS et se prolongeant dans une partie au moins de la sous-partie inférieure SPI. Mais cela n’est pas une obligation car la zone d’affaiblissement ZA pourrait être définie dans une partie de ces nervures de rigidification NR, éventuellement dans plusieurs groupes espacés les uns des autres.
On notera également que dans l’exemple illustré non limitativement sur la la zone d’affaiblissement ZA est définie suivant la direction transversale Y. Mais cela n’est pas obligatoire. En effet, elle pourrait être définie suivant une direction qui est légèrement inclinée par rapport à la direction transversale Y (dans le plan horizontal XY et/ou dans le plan vertical YZ).
On notera également, comme illustré non limitativement sur les figures 3 et 4, que lorsque la face avant FV de la coque CD comprend de nombreuses nervures de rigidification NR dans l’une au moins desquelles est définie la zone d’affaiblissement ZA, cette dernière (ZA) peut consister en une diminution locale de l’épaisseur et/ou de la distance d’émergence depuis la face avant FV de l’une au moins des nervures de rigidification NR sur une longueur choisie. L’épaisseur d’une nervure de rigidification NR s’entend ici suivant la direction transversale Y, la distance d’émergence s’entend ici suivant une direction perpendiculaire à la face FV, et la longueur s’entend ici suivant la direction générale d’une nervure de rigidification NR.
On comprendra qu’en présence de cette option, la zone d’affaiblissement ZA peut être définie soit seulement par une diminution (ou réduction) locale de l’épaisseur de l’une au moins des nervures de rigidification NR sur une longueur choisie, soit seulement par une diminution (ou réduction) locale de la distance d’émergence depuis la face avant FV de l’une au moins des nervures de rigidification NR sur une longueur choisie, soit encore à la fois par une diminution (ou réduction) locale de l’épaisseur de l’une au moins des nervures de rigidification NR sur une longueur choisie et une diminution (ou réduction) locale de la distance d’émergence depuis la face avant FV de l’une au moins des nervures de rigidification NR sur une longueur choisie. Cette troisième alternative est celle qui est illustrée non limitativement sur les figures 3 et 4 (h1 représente la diminution locale de la distance d’émergence, l’épaisseur des nervures de rigidification NR est devenue nulle localement (diminution totale), et l1 représente la longueur suivant laquelle les deux diminutions ont lieu).
Par exemple, la diminution locale (h1) de la distance d’émergence et/ou la diminution locale de l’épaisseur et/ou la longueur (l1) peu(ven)t être choisie(s) en fonction d’au moins un paramètre. Parmi les paramètres qui peuvent être pris en compte on peut notamment citer le matériau dans lequel est réalisée la coque CD (par exemple du polycarbonate (ou PC) ou du polypropylène (ou PP)), l’angle de désorientation minimal, le besoin d’obtenir une rupture entre SPS et SPI, la tenue mécanique de la coque CD, et la tenue aux sollicitations vibratoires.