INPI-France/Brevets-Francais-2024-Chunked huggingface dataset:
Le principe du radar FMCW est d’émettre des chirps dont les durées sont beaucoup plus longues par rapport aux temps de vol à mesurer, typiquement plusieurs dizaines ou centaines de microsecondes. Le radar FMCW assure simultanément les opérations de transmission de signal radar et de réception de ses échos réfléchis par les différents objets présents dans la scène mesurée par le radar. L’écart fréquentiel instantané (à un même instant t ) entre le chirp transmis à t = 0 (désigné sur la par la référence 10) et un écho reçu à t = τ (désigné sur la par la référence 12), appelé « fréquence de battement » ou « IF », est proportionnel au retard τ à mesurer. Pour détecter des valeurs de retards de quelques nanosecondes, les fréquences IF associées à ces retards sont mesurées dans le signal de sortie du radar. Si les chirps peuvent balayer des bandes de fréquences B de plusieurs gigahertz, des fréquences d’échantillonnage bien moins grandes, typiquement inférieures à 10 MHz, sont utilisées pour identifier les fréquences IF qui composent le signal de sortie d’un radar FMCW.
Lorsqu’un radar FMCW est utilisé pour réaliser un suivi de signes vitaux d’individus, et plus spécifiquement un suivi de leurs rythmes respiratoires et cardiaques respectifs, ces signes vitaux sont responsables de petits mouvements de leurs cages thoraciques. La distance à laquelle se trouve un sujet détecté par le radar varie avec ces mouvements de poitrine. Dans le cas d’un suivi de rythme cardiaque, la variation de distance « dr » à mesurer est de l’ordre de 0,5 mm à une fréquence comprise entre 1 Hz et 5 Hz. Dans le cas d’un suivi de rythme respiratoire, la variation de distance « dr » à mesurer est de l’ordre de 1 cm à une fréquence comprise entre 0,1 Hz et 0,5 Hz. Si la précision de mesure de distance du radar considéré n’est pas aussi fine, il est possible de détecter de telles variations de distances en comparant plusieurs mesures de distance successives. En effet, ces variations de distances dr induisent des variations de phase ΔФ du signal de fréquence IF associé au sujet surveillé par la relation suivante : [Math 3] Le principe de mesure appliqué pour ce type d’applications repose par conséquent sur la répétition de mesures de distances afin d’observer les variations de la phase des signaux de fréquences IF au cours du temps. Pour observer les battements de cœur d’un sujet et dater leurs occurrences à quelques millisecondes près, ces mesures de distances sont répétées à une fréquence f frame , appelée « Frame Rate », d’environ 1 kHz.
Afin de réduire la consommation électrique du radar, il est possible d’éteindre les oscillateurs, amplificateurs et autres éléments électronique du radar entre deux mesures successives. On peut alors définir un rapport cyclique, ou « duty-cycle », α DC du radar, comme étant le rapport entre la durée T ON où ce système est actif, et la durée totale T ON + T OFF ( T OFF correspondant à la durée pendant laquelle, entre deux mesures, le radar est éteint) séparant deux mesures, tel que : [Math 4] La représente la caractéristique f(t) (variation de la fréquence en fonction du temps) de chirps émis et reçus avec un rapport cyclique α DC < 1.
On peut noter que le terme FMCW, désignant des signaux continus modulés en fréquence, est ici utilisé pour désigner également de tels chirps ayant un rapport cyclique α DC < 1. De tels chirps sont parfois appelés « impulsions de chirps », ou « burst chirps » en anglais.
Le temps T ON d’activité du radar correspond au temps nécessaire pour effectuer une mesure de distance. Ce temps est égal à la durée du chirp T ramp , temps pendant lequel les chirps transmis et reçus sont comparés pour produire le signal IF d’intérêt. Le temps T OFF est quant à lui déterminé par la valeur de f frame , c’est-à-dire la cadence à laquelle les mesures sont répétées. La valeur de f frame est déterminée par l’application, et dépendra de la nature des phénomènes à observer. Etant donné que la valeur de f frame est déterminée par l’application visée, une réduction du rapport cyclique α DC du système, et donc une réduction de sa consommation globale d’énergie, passe par une réduction de la durée des chirps T ramp . La somme des durées T ON et T OFF est égale à la période T du chirp émis.
Afin de bénéficier d’une bonne dynamique de variation de phase ΔФ ainsi que pour pouvoir utiliser des larges bandes de fréquences B , les fréquences porteuses f c des signaux utilisés se situent en bande millimétrique, c’est-à-dire entre environ 30 GHz et 300 GHz. Cette montée en fréquence implique néanmoins que ces signaux seront fortement atténués au cours de leur propagation dans l’espace. De très faibles puissances reçues, et par conséquent de faibles rapports signal sur bruit (SNR, pour « Signal to Noise Ratio » en anglais) sont donc attendus. Les probabilités de détection d’un signal radar étant dépendantes du SNR, il est important d’avoir une bonne maîtrise du SNR pour assurer de bonnes performances de détection à de telles fréquences porteuses. C’est par ailleurs à partir de ce même SNR que la distance maximale détectable par le radar est définie, ce qui justifie le besoin d’un SNR de valeur suffisante.
Les chirps sont habituellement générés à l’aide de boucles à verrouillage de phase (PLL ou « Phase-Locked Loop » en anglais), qui permettent de contrôler le balayage en fréquence d’un oscillateur contrôlé en tension (VCO ou « Voltage Controlled Oscillator » en anglais) ou d’un oscillateur commandé numériquement (DCO ou « Digitally Controlled Oscillator » en anglais). Un chirp ainsi généré est ensuite multiplié en fréquence, pour permettre d’obtenir un chirp de bande centrée autour de la fréquence porteuse désirée. Cependant, les opérations successives de multiplication fréquentielle vont également augmenter le bruit de phase du signal multiplié, ce qui aura un impact négatif sur la qualité des signaux radars, et donc sur le SNR. Aussi, les facteurs de multiplication considérés sont généralement inférieurs à 10 pour se placer dans la bande millimétrique visée. C’est pourquoi la courte durée d’un chirp est conditionnée généralement par les valeurs maximales de pente de rampe en fréquences, désignées par la variable a et dont la valeur s’exprime en MHz/µs, atteignables en sortie de PLL. De plus, des compromis sont à considérer entre la valeur de la pente a , la linéarité de la rampe de fréquence (qui assure des valeurs de fréquences IF constantes et qui est donc liée à la précision de la mesure de distance réalisée), et la consommation.
De plus, une réduction de la durée des chirps pour balayer une bande B donnée aura, avec une architecture classique de radar FMCW, deux impacts négatifs majeurs.
Premièrement, les valeurs des fréquences IF que l’on va chercher à mesurer pour en déduire des distances parcourues par les échos du chirps émis dépendent de la durée T ramp . Réduire cette durée va augmenter les valeurs des fréquences IF associées aux différentes distances R k mesurées (correspondant aux distances des différents réflecteurs vis-à-vis du radar). Cela implique d’observer les signaux de sortie du radar sur de plus larges bandes d’acquisition, ce qui demanderait d’utiliser des convertisseurs analogique-numérique à très grande cadence d’échantillonnage (plusieurs centaines de MHz), qui sont des éléments coûteux et à forte consommation d’énergie. Le bruit blanc thermique serait quant à lui observé et intégré sur une large bande d’observation, entrainant de fort niveaux de bruits et donc de mauvais SNR.
Deuxièmement, les signaux IF ont une durée limitée dans le temps. Si la durée du chirp diminue suffisamment pour être du même ordre de grandeur que celui des temps de vol (temps de vols des différents échos reçus), ce qui serait le cas en utilisant par exemple un chirp avec T ramp ≤ 1 µs pour mesurer des retards allant jusqu’à 100 ns (pour des objets situés à une distance de 15 m), alors des effets de fenêtrage temporel, réduisant la durée de coexistence des signaux émis et des échos reçus, doivent être pris en compte. Le simple fait de choisir d’utiliser des chirps de courte durée T ramp devant les temps de vol τ k à détecter avec un schéma classique de réception FMCW induira des effets de fenêtrage qui viendront détériorer les signaux IF en sortie du radar. Il est important de souligner que ces effets sont indépendants de l’atténuation due à la propagation des ondes électromagnétiques, mais sont les conséquences du processus de réception des signaux, et plus précisément de l’étape de mélange analogique mise en œuvre à la réception. Le fenêtrage temporel provoque une atténuation supplémentaire des puissances des signaux IF associées aux cibles les plus éloignées du radar, ce qui résulte en une dégradation non négligeable de leur SNR. L’énergie disponible est alors insuffisante pour réaliser la mesure souhaitée.
Un but de la présente invention est de proposer un dispositif de mesure radar fonctionnant en bande millimétrique, à basse consommation et haut rapport signal/bruit, fonctionnant avec des signaux radar de très courte durée et de large bande de fréquences.
la est une vue schématique en perspective illustrant les principaux éléments d’un dispositif de localisation et le cas échéant de suivi d’un implant dans un corps humain ou animal ou d’un organe d’un corps humain ou animal, selon l’invention, le dispositif étant sous la forme d’un patch.
la est une vue schématique en vue de face montrant les groupes de transducteurs piézoélectriques avec leurs interrupteurs matriciels d’un patch selon l’invention.
la est une vue en coupe longitudinale illustrant partiellement un exemple de patch selon l’invention réalisé par une technique de circuits imprimés multicouches ou par dépôt de couches minces sur un substrat souple et conformable.
la est une vue schématique en vue de face montrant les groupes de transducteurs piézoélectriques avec leurs interrupteurs matriciels d’un patch selon l’exemple de réalisation de la .
la est un diagramme de définition de bloc d’un système de localisation et de suivi selon l’invention comprenant un patch selon l’une des figures 1 à 4, une unité électronique de commande, un dispositif d’imagerie ou d’affichage et une unité de surveillance et d’alerte.
la illustre de manière schématique l’émission des signaux ultrasons par des groupe de transducteurs piézoélecriques d’un dispositif selon l’invention fonctionnant en antenne réseau à commande de phase d’ultrasons, vers une cible (organe, implant) au sein d’un corps humain ou animal.
la illustre de manière schématique en vue de face la localisation et le suivi d’une cible (organe, implant) en déplacement au sein d’un corps humain ou animal au moyen d’un système selon l’invention fonctionnant par calcul par triangulation.
Description détaillée Les différents éléments montrés sur les figures ne sont pas à l’échelle par souci de clarté.
On a représenté en figures 1 et 2, un exemple de dispositif de localisation et de suivi d’un implant dans un corps humain ou animal sous la forme d’un patch 1 à appliquer de préférence par adhésif contre le corps.
L’intégralité du patch 1 est souple et conformable à n’importe quelle partie de l’anatomie du corps.
Le patch 1 comprend un substrat 10 en polymère isolant électrique, par exemple en polyimide.
Le substrat 1 supporte une pluralité de groupes A1, A2, A3.. ; B1… comprenant chacun une pluralité de transducteurs piézoélectriques élémentaires 3 en PVDF. Chaque transducteur 3 peut être une zone discriminée d’un film souple ou d’une couche en PVDF, de faible épaisseur, typiquement de l’ordre de 100µm.
Comme expliqué par la suite, chaque transducteur 3 forme un émetteur/récepteur piézoélectrique élémentaire configuré pour émettre des signaux ultrasons de l’extérieur du corps humain ou animal vers l’intérieur et/ou recevoir d’autres signaux ultrasons dont notamment ceux issus de l’intérieur du corps par réflexion, écho…
Typiquement, chaque groupe A1, A2, A3.. ; B1…peut comprendre un nombre de 8x8, 16x16 ou 32x32 transducteurs élémentaires 3.
Le substrat 1 supporte également une pluralité d’interrupteurs matriciels 4, les entrées des transducteurs piézoélectriques de chaque groupe piézoélectrique étant reliées à au moins un circuit électronique de commutation de type interrupteur matriciel par au moins une ligne 5 conductrice de distribution des signaux, pour produire des ultrasons.
Au cours de différents instants de calibration , on acquiert :
des mesures de calibration , données par le capteur de mesure 2, ou par chaque capteur de mesure 2 utilisé lors de la calibration ; des mesures de référence données, selon les cas, par l'éventuel capteur de référence ou par les paramètres de fonctionnement du fantôme
Les mesures de calibration correspondent aux mesures acquises avec le capteur de mesure 2 durant la phase de calibration. Les mesures de calibration forment différentes séquences de calibration, l’indice indexant chaque séquence de calibration.
Etape 210 : synchronisation temporelle des mesures de calibration et des mesures de référence.
Au cours de cette étape optionnelle, les mesures acquises par le capteur de mesure et les mesures de référence sont recalées dans le temps. Il s'agit de prendre en compte une éventuelle dérive temporelle affectant les horloges commandant respectivement le capteur de mesure ainsi que l'éventuel capteur de référence. L'objectif de cette phase est d'obtenir à une synchronisation la plus précise possible entre les mesures de référence et les mesures de calibration.
L'étape 210 peut comprendre l'établissement d'une fonction de synchronisation. La fonction de synchronisation peut être obtenue en divisant chaque séquence de calibration en segments temporels Δt j,k de courte durée, par exemple une durée comprise entre 1s et 5s, et par exemple d'une durée égale à 2 s. est un entier désignant le nombre de segments temporels divisant une même séquence de calibration.
Sur chaque segment temporel Δt j,k , on détermine un coefficient de corrélation entre les mesures de références et les mesures de calibration, en prenant en compte différents décalages temporels δt entre les mesures de référence et les mesures de calibration, y compris un décalage temporel nul. Les décalages temporels considérés sont de préférence faibles. Il peut s'agir de décalages temporels δt d'étendant de part et d'autre de 0. Par exemple δt = 0 ; δt = ±10 ms ; δt = ±20 ms ; δt = ±30 ms …On identifie le décalage temporel δt j,k pour lequel la corrélation est maximale. A chaque segment temporel Δt j,k d'une séquence de calibration correspond alors le décalage temporel δt j ,k ainsi identifié. Une fonction de synchronisation est établie pour chaque séquence de calibration , à partir des segments temporel Δt j,k établis, de telle sorte que :
La fonction de synchronisation est ensuite appliquée soit aux mesures de référence, soit au mesures de calibration, de façon à obtenir une synchronisation temporelle précise. Si et sont respectivement les mesures de référence et de calibration acquises au cours d'une même séquence de calibration , la prise en compte de la fonction de synchronisation prend le forme d'une composition, de telle sorte que :
La figure 4B représente un exemple d'évolution temporelle de fonction de synchronisation (courbe (a)). On voit que selon l'expression (1), la fonction de synchronisation est discontinue. Sa valeur change brusquement entre chaque segment temporel . Afin d'éviter de telles discontinuités, l'étape 210 peut comprendre une interpolation de la fonction de synchronisation telle qu'explicitée dans (1), de façon à obtenir une fonction de synchronisation continue. L'interpolation est par exemple linéaire ou polynomiale. On a représenté, sur la , une fonction de synchronisation interpolée. Elle correspond à la courbe (b).
Etape 220 : Détermination du modèle de calibration.
Suite à l'étape 210, ou suite à l'étape 200, si l'on néglige les éventuelles dérives temporelles, le procédé comporte un paramétrage d'un modèle de calibration. Le modèle de calibration est configuré pour recevoir des données d'entrée, correspondant à des mesures acquises par le capteur de mesure à un instant de mesure . Il est également configuré pour estimer des mesures de référence à partir des données d'entrée. Par mesures de référence, on entend des mesures calibrées, de telle sorte que chaque mesure calibrée correspond à une grandeur physique mesurée, indépendamment du type ou du fabricant du capteur l'ayant enregistrée, dans un espace de référence. Ainsi, l'application du modèle de calibration peut être considérée comme correspondant à un changement de référentiel, entre un référentiel initial, correspondant au capteur de mesure, et un référentiel final. Dans le référentiel final, deux mesures, correspondant à une même grandeur physique ou chimique, et mesurées respectivement par deux capteurs de mesure différents, ont une même valeur, ou une valeur considérée comme identique.
Lorsque la calibration est effectuée en prenant en compte un capteur de référence, le modèle de calibration permet d’estimer, à partir d’une mesure effectuée par un capteur de mesure 2, porté par un utilisateur, une mesure qui aurait été délivrée par le capteur de référence, mesurant la même grandeur physique ou chimique.
Lorsque la calibration est effectuée sans capteur de référence, mais en prenant en compte un fantôme dont maîtrise l'évolution d'une grandeur physique, une valeur de référence est considérée comme correspondant à ladite grandeur physique.
Une mesure délivrée par un capteur de mesure 2 prend la forme d'un scalaire ou d'un vecteur, le vecteur ayant différentes coordonnées. Une mesure de référence , exprimée dans le référentiel final, prend également une forme de scalaire ou d'un vecteur. Cependant, pour une même grandeur physique mesurée par différents capteurs de mesure, différents les uns des autres, le modèle de calibration permet d'obtenir des valeurs de référence identiques, ou pouvant être considérées comme telles.
Le modèle de calibration est établi au cours de la phase de calibration, ou phase d’apprentissage, à l'aide des séquences de calibration et des séquences de référence qui leurs sont respectivement associées. Il existe plusieurs façons de déterminer le modèle de calibration. Les inventeurs ont considéré qu'il était préférable que le modèle de calibration soit établi à l'aide d'un algorithme d'intelligence artificielle supervisé, et par exemple en utilisant un réseau de neurones.
illustre un dispositif de génération d’images selon un mode de réalisation de l’invention,
illustre un module thermoélectrique du dispositif de génération d’image du mode de réalisation de la ,
illustre une variante de réalisation du module thermoélectrique de la ,
illustre une autre variante de réalisation du module thermoélectrique de la ,
illustre une variante de réalisation d’un dispositif de génération d’images selon l’invention.
Un tel afficheur 1 est adapté à créer une image virtuelle 2 dans le champ de vision d’un conducteur du véhicule, de sorte que le conducteur puisse voir cette image virtuelle 2 et les informations éventuelles qu’elle contient sans avoir à détourner le regard.
A cet effet, l’afficheur 1 comprend une lame partiellement transparente 3 placée dans le champ de vision du conducteur, un dispositif de génération d’images 4 adapté à générer un faisceau lumineux aval 5 et un dispositif de projection 6, 7 adapté à renvoyer, en direction de ladite lame partiellement transparente 3, le faisceau lumineux aval 5 généré par le dispositif de génération d’images 4.
La lame partiellement transparente 3 est ici confondue avec le pare-brise du véhicule. Autrement dit, c’est le pare-brise du véhicule qui a la fonction de lame partiellement transparente pour l’afficheur tête haute 1. Cette configuration est particulièrement adaptée à la projection d’image en réalité augmentée.
En variante, la lame partiellement transparente pourrait être un combineur, c’est-à-dire une lame partiellement transparente distincte du pare-brise et dédiée à l’afficheur tête haute. Un tel combineur serait placé entre le pare-brise du véhicule et les yeux 15 du conducteur, sur le trajet du faisceau lumineux aval 5.
Le dispositif de projection comprend ici deux miroirs de repliement 6, 7 agencés de manière à réfléchir le faisceau lumineux aval 5 généré par le dispositif de génération d’images 4 en direction de la lame partiellement transparente 3. Les miroirs de repliement 6 et 7 permettent avantageusement de placer le dispositif de génération d’image 4 dans une configuration dans laquelle il ne fait pas face à la lame partiellement transparente 3 et donc de le placer dans tout endroit adapté, typiquement sous le tableau de bord du véhicule.
Par exemple ici, un premier miroir de repliement 6 est un miroir plan et un deuxième miroir de repliement 7 est un miroir incurvé qui possède une forme optimisée pour produire une image virtuelle de forme adapté à la lame partiellement transparente 3, ici une forme incurvée, de façon à afficher l’image de manière non déformée. En outre, le deuxième miroir de repliement 7 a une fonction d’agrandissement de l’image générée par la matrice d’éléments à transmittance variable.
Selon d’autres modes de réalisation, le dispositif de projection d’images 4 pourrait comprendre un nombre différent de miroirs et/ou des miroirs ayant des formes différentes, ainsi que d’autres éléments optiques, par exemple une lentille.
Selon un autre mode de réalisation alternatif de l’invention, l’unité de traitement 3 est configurée pour permettre l’assemblage de au moins deux photos de sujets différentes avec application de propriétés de transparence au fond vert 7, et apte à appliquer un fond sélectionné par l’utilisateur sur deux sujets intégrés à l’image, permettant d’obtenir une image de définition multiple du nombre d’image assemblée et de la résolution de base de chaque prise de vue, et ainsi obtenir pour un grand nombre d’images assemblée, soit au moins cinq images, une résolution supérieure aux capteur les plus avancés du marché.
L’unité de traitement 3 est configurée pour permettre la construction d’une image dynamique avec la possibilité d’additionner les images prises permettant l’obtention d’une image de résolution additionnée.
A titre d’exemple, l’unité de traitement 3 comprend un ordinateur qui se charge du stockage et traitement des photographies numériques du sujet 13.
Selon un mode de réalisation de l’invention, la borne 2 du système selon l’invention comprend en outre des moyens d’impression, apte à imprimer la photographie dès que le traitement et l’assemblage sont effectués, lesdites images imprimées sortant par une sortie d’impression 81.
La borne d’acquisition et de traitement 2 selon l’invention comprend en outre un écran de prévisualisation 12, configuré pour afficher le résultat d’assemblage et de traitement après chaque prise de vue pour l’utilisateur.
Le système selon l’invention comprend en outre un fond vert 7 est configuré pour être disposé à une distance choisie de la borne 2 derrière le sujet 13 à photographier, et apte à former un ensemble de pixels de propriétés différenciée des pixels formant le sujet à photographier sur le rendu numérique de la photographie ainsi obtenue.
A titre d’exemple non limitatif, le fond vert 7 est composé d’une moquette de couleur vert mat, ladite moquette permettant d’éviter un point chaud lié à un éclairage du sujet 13 de face.
En pratique, le système selon l’invention comprend en outre un moyen d’activation de la prise de vue photographique appartenant au groupe formé par manuel à l’aide d’une télécommande sans fil, automatique via l’application intégrée dans l’unité de traitement après un compte à rebours.
Avantageusement, l’agencement de la borne 2 et du fond vert 7 permet la prise de vue, le détourage automatique et la production d’un rendu photographique net pour l’utilisateur sans nécessité de connaissances professionnelles particulières.
Transducteur acoustique La présente invention concerne le domaine des transducteurs acoustiques, et porte plus particulièrement sur un transducteur acoustique tel qu’un bloc transducteur de niveau (« LTB » pour « Level Transducer Block » en termes anglo-saxons).