INPI-France/Brevets-Francais-2024-Chunked huggingface dataset:
La dégradation d'une séquence d'images super-résolues peut comprendre une ou plusieurs étapes parmi les suivantes : floutage de chaque image de ladite séquence d'images super-résolues par une fonction gaussienne associée à un paramètre de floutage, la fonction gaussienne agissant sur chaque pixel de chaque image de la séquence d'images super-résolues en réglant sa valeur à la moyenne pondérée des valeurs des pixels présents dans un rayon égal au paramètre de floutage. Le paramètre de floutage vaut par exemple 1.5. sous-échantillonnage de chaque image de ladite séquence d'images super-résolues avec un facteur de sous-échantillonnage, le sous-échantillonnage d'une image consistant en la sélection d'un pixel sur un nombre de pixels égal au facteur de sous-échantillonnage. Ainsi, si le facteur de sous-échantillonnage est égal à 4, la fonction de sous-échantillonnage sélectionne un pixel sur chaque ensemble de quatre pixels afin de générer une image sous-échantillonnée, le pixel sélectionné ayant de préférence la plus petite ordonnée et la plus petite abscisse. ajout de bruit aléatoire ou non à chaque image ladite séquence d'images super-résolues.
Chaque couche de convolution 204 du réseau de neurones artificiels 200 peut être traduite sous la forme d’une matrice circulante comprenant un sous-ensemble de paramètres du réseau de neurones artificiels 200 lié à la couche de convolution 204.
Commutateur d'alimentation La présente description concerne de façon générale les circuits électroniques, et, plus particulièrement, les commutateurs.
Les commutateurs sont des éléments de circuits, par exemple de circuits intégrés, recevant plusieurs signaux et fournissant, sur une borne de sortie du commutateur, un signal sélectionné parmi les signaux reçus. Le signal sélectionné parmi les signaux reçus est déterminé sur la base d'au moins un signal de commande fourni au commutateur.
Les commutateurs d'alimentation ("power switch" en anglais) reçoivent des potentiels d'alimentation et fournissent un potentiel d'alimentation sélectionné parmi les potentiels d'alimentation reçus.
Les commutateurs d'alimentation connus souffrent de divers inconvénients.
Il existe un besoin de pallier au moins certains des inconvénients des commutateurs d'alimentation connus.
Un mode de réalisation pallie tout ou partie des inconvénients des commutateurs d'alimentation connus.
Par exemple, il serait souhaitable de disposer d'un commutateur d'alimentation moins encombrant que les commutateurs d'alimentation connus.
Par exemple, il serait souhaitable de disposer d'un commutateur d'alimentation mis en œuvre avec des transistors MOS ("Metal Oxide Semiconductor" – métal oxyde semiconducteur) configurés pour tenir une tension maximale grille-source plus faible que les potentiels d'alimentation reçus par le commutateur d'alimentation et le potentiel d'alimentation fourni par le commutateur d'alimentation.
Par exemple, il serait également souhaitable de disposer d'un commutateur d'alimentation et d'un circuit de commande du commutateur qui soit alimenté par les potentiels d'alimentation reçus par le commutateur d'alimentation et le potentiel d'alimentation fourni par le commutateur d'alimentation, et qui soit mis en œuvre avec des transistors MOS configurés pour tenir une tension maximale grille-source sensiblement égale, voire égale, à la tension maximale grille-source que peuvent supporter les transistors MOS du commutateur, cette dernière étant plus faible qu'au moins une des tensions reçues et fournie par le commutateur.
Par exemple, il serait souhaitable de disposer d'un commutateur d'alimentation et d'un circuit de commande du commutateur qui permettent de réduire des fuites de courants dans le commutateur.
Un mode de réalisation prévoit un dispositif comprenant : - une première borne destinée à être connectée à une première source de tension fournissant un premier potentiel d'alimentation référencé à la masse ; - une deuxième borne configurée pour fournir un deuxième potentiel d'alimentation référencé à la masse ; - une troisième borne destinée à être connectée à une deuxième source de tension fournissant un troisième potentiel d'alimentation référencé à la masse ; - un premier transistor PMOS ayant une source connectée à la deuxième borne et un drain connecté à la troisième borne ; - un deuxième transistor PMOS ayant une source connectée à la deuxième borne ; et - un troisième transistor PMOS ayant une source connectée à la première borne et un drain connecté au drain du deuxième transistor PMOS.
Selon un mode de réalisation, le dispositif comprend en outre un circuit commande des premier, deuxième et troisième transistors, le circuit de commande étant configuré pour recevoir les premier, deuxième et troisième potentiels d'alimentation.
Selon un mode de réalisation, le circuit de commande est configuré pour recevoir un premier signal binaire, et pour commander les premier, deuxième et troisième transistors au moins sur la base du premier signal, un premier état binaire du premier signal correspondant à une requête au circuit de commande de rendre passants les deuxième et troisième transistors et bloqué le premier transistor, et un deuxième état binaire du premier signal correspondant à une requête au circuit de commande de rendre bloqués les deuxième et troisième transistors et passant le premier transistor.
Selon un mode de réalisation, le circuit de commande est en outre configuré pour conditionner une mise à l'état passant des deuxième et troisième transistors au fait que le premier potentiel est non nul.
Selon un mode de réalisation, le circuit de commande est en outre configuré pour comparer le troisième potentiel d'alimentation à la masse, et pour forcer une mise à l'état passant du troisième transistor si le troisième potentiel d'alimentation est nul.
Selon un mode de réalisation, le circuit de commande comprend : un premier circuit configuré pour fournir un premier potentiel de référence haut égal à A fois le premier potentiel d'alimentation et un premier potentiel de référence bas égal à B fois le premier potentiel d'alimentation, avec A et B des nombres positifs strictement inférieurs à 1, A étant supérieur à B ; et un deuxième circuit configuré pour fournir un deuxième potentiel de référence haut égal à C fois le deuxième potentiel d'alimentation et un deuxième potentiel de référence bas égal à D fois le deuxième potentiel d'alimentation, avec C et D des nombres positifs strictement inférieurs à 1, C étant supérieur à D.
A titre d'exemple, le circuit 418 comprend un circuit comparateur, de préférence alimenté par la différence entre les potentiels VrefHS et GND, configuré pour comparer le potentiel VrefHB au potentiel GND. En effet, du fait que le potentiel VrefHB est égal à A fois le potentiel Vbat, le potentiel VrefHB est strictement positif, respectivement nul, lorsque le potentiel Vbat est strictement positif, respectivement nul.
Le signal cmd4 est reçu par le circuit 410, ou, dit autrement, fourni par le circuit 418 au circuit 410. Dans un tel mode de réalisation, le circuit 410 est configuré pour fournir les signaux cmd1', cmd2' et cmd3'' à partir des signaux EN et cmd4.
A titre d'exemple, lorsque le circuit reçoit le premier état binaire du signal EN, indiquant une requête de mise à l'état passant des transistors T2 et T3, et que le signal cmd4 indique que le potentiel Vbat est strictement positif, le circuit 410 fournit les signaux cmd3'', cmd1' et cmd2' de sorte à commander une mise à l'état passant des transistors T2 et T3 et une mise à l'état bloqué du transistor T1. En revanche, si le circuit 410 reçoit le deuxième état binaire du signal EN et/ou que le signal cmd4 indique que le potentiel Vbat est nul, le circuit 410 fournit les signaux cmd3'', cmd1' et cmd2' de sorte que à commander une mise à l'état bloqué des transistors T2 et T3 et une mise à l'état passant du transistor T1.
A titre d'exemple, le circuit 410 est mis en œuvre par des portes logiques combinatoires réalisées par des transistors MOS, les portes logiques étant, de préférence, alimentées par la différence entre les potentiels VrefHS et GND. Les portes logiques sont configurées pour fournir les signaux cmd3'', cmd1' et cmd2' à partir des signaux EN et cmd4.
Dans une variante de réalisation non illustrée, le circuit 3 n'est pas configuré pour conditionner une mise à l'état passant des transistors T2 et T3, lorsque cela est requis par le signal EN, au fait que le potentiel Vbat est non nul.
Dans cette variante, le circuit 418 peut être omis. A titre d'exemple, le circuit 410, par exemple les portes logiques combinatoires qui le mettent en œuvre, est alors configuré pour déterminer les signaux cmd3'', cmd2' et cmd1' uniquement à partir du signal EN.
Dans le mode de réalisation illustré par la , le circuit 3 est en outre configuré pour forcer une mise à l'état passant du transistor T3 lorsque le potentiel Vdd est nul.
Le circuit 3 comprend alors un circuit 420 et un circuit 422.
Le circuit 420, du type décrit précédemment en relation avec la , est configuré pour fournir le potentiel VrefHM et le potentiel VrefLM. A titre d'exemple, le circuit 420 est configuré pour fournir les potentiels VrefHM et VrefLM à partir du potentiel Vdd, de préférence à partir de la différence entre les potentiels Vdd et GND. A titre d'exemple, le circuit 420 reçoit les potentiels Vdd et GND, par exemple sur des bornes d'alimentation du circuit 420.
Le circuit 422 est configuré pour fournir un signal binaire cmd5 dont un premier état binaire, par exemple l'état haut, indique que le potentiel Vdd est strictement positif, donc non nul, et dont un deuxième état binaire, par exemple l'état bas, indique que le potentiel Vdd est nul. Pour cela, le circuit 418 reçoit, de préférence, le signal VrefHM.
Le signal cmd5 est compris entre les potentiels VrefHB et GND. Dit autrement, l'état bas du signal cmd5 correspond au potentiel GND et l'état haut du signal cmd5 correspond au potentiel VrefHB. Le circuit 422 est alimenté par la différence entre les potentiels VrefHB et GND et reçoit par exemple les potentiels VrefHB et GND sur des bornes d'alimentation respectives.
A titre d'exemple, le circuit 422 comprend un circuit comparateur, de préférence alimenté par la différence entre les potentiels VrefHB et GND, configuré pour comparer le potentiel VrefHM au potentiel GND. En effet, du fait que le potentiel VrefHM est égal à E fois le potentiel Vdd, le potentiel VrefHM est strictement positif, respectivement nul, lorsque le potentiel Vdd est strictement positif, respectivement nul.
Le signal cmd5 est reçu par le circuit 412, ou, dit autrement, fourni par le circuit 422 au circuit 412. Dans un tel mode de réalisation, le circuit 412 est configuré pour fournir les signaux cmd3' à partir des signaux cmd3'' et cmd5, ou, dit autrement, à partir des signaux cmd3''' et cmd5.
A titre d'exemple, lorsque les signaux cmd5 et cmd3'' reçus par le circuit 412 indiquent respectivement que le potentiel Vdd est strictement positif et que le transistor T3 doit être mis à l'état bloqué, le circuit 412 fournit le signal cmd3' de sorte à commander une mise à l'état bloqué du transistor T3. En revanche, si le signal cmd5 indique que le potentiel Vdd est nul et/ou si le signal cmd3'' indique que le transistor T3 doit être mis à l'état passant, le circuit 412 fournit le signal cmd3' de sorte à commander une mise à l'état passant du transistor T3.
A titre d'exemple, le circuit 412, à l'exception de son circuit 414, est mis en œuvre par des portes logiques combinatoires réalisées par des transistors MOS, les portes logiques étant, de préférence, alimentées par la différence entre les potentiels VrefHB et GND. L'alimentation du circuit 412 par le potentiel VrefHB résulte du fait que les deux signaux cmd3''' et cmd5 sont compris entre les potentiels VrefHB et GND. Les portes logiques du circuit 412 sont configurées pour fournir le signal cmd3' à partir des signaux cmd5 et cmd3'''.
Dans une variante de réalisation non illustrée, le circuit 3 n'est pas configuré pour forcer une mise à l'état passant du transistor T3 lorsque le potentiel Vdd est nul.
L’ensemble des éléments cités ci-dessus constituent les entrées 30 des arbres à logique floue qui permettent d’évaluer l’utilité des modes radar, la valeur d’utilité par mode, par secteur à couvrir, et par objectif à remplir correspondant à la sortie de l’exemple d’arbre à logique floue mis en œuvre par l’outil d’intelligence artificielle dudit deuxième module de détermination du dispositif électronique selon la présente invention.
La prise en compte d’un tel ensemble de données 30 d’entrées diverses permet d’adapter la structure de l’arbre à logique floue selon les besoins, de sorte à jouer le rôle de contrôleur de l’entrelacement à effectuer, par attribution de valeur d’utilité, à chaque mode radars, pour chaque secteur et chaque objectif de la mission.
Une fois la structure figée au moyen des entrées 30 adaptées aux objectifs de la mission à effectuer, le paramétrage d’un tel contrôleur est selon la présente invention propre à être soumis à un entraînement automatique, notamment par apprentissage par renforcement, ou, à titre d’alternative, propre à être établi par le concepteur du système actif de surveillance à base de radar(s) embarqué à bord d’un véhicule tel qu’un aéronef.
L’arbre de décision, utilisé spécifiquement selon la présente invention pour la détermination d’une valeur d’utilité, présente plusieurs niveaux correspondant aux étapes classiques et connues d’un système à logique floue propre à mettre en œuvre une fuzzification propre à transformer les entrées classiques 30 en valeur linguistique. Autrement dit, au cours de la fuzzification les entrées classiques 30 sont traduites en concepts linguistiques, ici appliqués à l’entrelacement de modes radar, ces concepts linguistiques étant représentés comme des ensembles flous comprenant des sous-ensembles flous définis chacun par une fonction d’appartenance (i.e. fonction de fuzzification).
En particulier, le premier niveau 32 de l’arbre de décision de la correspond à la transformation des entrées 30 en ensembles flous. Autrement dit, un tel étage d’arbre à logique floue est un premier étage d’interprétation des entrées 30, propre à les interpréter par exemple pour former des ensembles flous associés au mode radar considéré, et ce par secteur de couverture spatiale, tels que l’ensemble flou d’opportunité géométrique 34, l’ensemble flou 36 globalement représentatif des ressources restantes en temps, mémoire, etc., la capacité de détection 38, et un ensemble flou 40 globalement représentatif de la consommation du mode considéré en temps, en mémoire etc.
Par opportunité géométrique, on entend le volume de couverture associé à chaque mode radar, et par exemple défini en termes d’angles, par rapport au volume utile. En particulier, une opportunité géométrique correspond au fait de détecter une cible aérienne avec un mode radar sol mais uniquement pour les cibles qui volent en dessous de l’aéronef.
Par exemple, pour définir un ensemble flou correspondant à la capacité de détection 38, la distance instrumentée et la probabilité de détection fournies au sein des entrées 30, sont prises en compte simultanément pour leur appliquer un ensemble de règles prédéterminées. Autrement dit, le premier niveau 32 de l’arbre de décision de la est configuré pour transformer des entrées 30 en ensembles flous, et ce en appliquant des opérations floues selon un ensemble de règles prédéterminées.
[Tab 1] Le tableau 1 ci-dessous représente un exemple d’un tel ensemble de règles prédéterminées appliqué pour la formation de l’ensemble flou capacité de détection 38 : dist. inst.\ p. detection nulle faible bonne excellente Trop petite nulle nulle nulle nulle petite nulle nulle bonne excellente grande nulle faible excellente excellente
Chaque combinaison d’entrées 30 donne lieu à l’application d’une règle : par exemple telle qu’illustré par le tableau 1 ci-dessus, le sous-ensemble flou correspondant à une capacité de détection « faible » résulte de la combinaison d’une distance instrumentée « grande » avec une probabilité de détection « faible ».
Il est à noter que les notions floues (i.e. fonction d’appartenance) « grand », « petit », etc. sont de la sémantique, figées selon leur dénomination linguistique, et communicables à l’opérateur tout en restant « dimensionnantes » du point de vue système, en considérant notamment qu’un résultat global associé à une sémantique « grand » est propre à correspondre à une plage de valeurs très particulière qu’un concepteur humain n’aurait pas intuité de prime abord.
Autrement dit, un système entier de logique floue vise à maximiser ou atteindre une valeur satisfaisante pour une ou plusieurs grandeurs, et le paramétrage du système induisant cette valeur satisfaisante n’est pas connu à l’avance (i.e. pas de solution triviale à l’inversion du problème et pas de solution analytique non plus, d’où la nécessité de la phase d’apprentissage). Néanmoins, la logique floue avec les fonctions d’appartenance introduit une sémantique explicable (de la relation entrée-sortie du système – entrées-sorties globales et intermédiaires à chaque étage de l’arbre). Par exemple, la capacité de détection 38 sera qualifiée de « bonne » selon une fonction d’appartenance, mais il convient au préalable d’apprendre son paramétrage.
Le deuxième niveau 42 de l’arbre de décision de la , utilise les sorties du premier niveau d’interprétation 32 pour établir un jugement de valeur (i.e. utilité sémantique : par exemple « utile », « pas utile », « très utile »), en évaluant notamment pour chaque cible (i.e. objectif) l’utilité du mode considéré. Sur la , trois utilités sémantiques 44, 46 et 48 sont déterminées au sein de ce deuxième niveau 42 respectivement pour trois types de cibles distincts de la mission courante : type 1, type 2 et type 3, et ce à partir de deux entrées correspondant notamment à une opportunité géométrique 34 et à une capacité de détection 38 pour chacune des trois utilités sémantiques 44, 46 et 48.
Par exemple, l’utilité sémantique 44 rassemble (i.e. agrège) les évaluations d’un mode radar pour un type de cible à partir de deux entrées correspondant notamment à une opportunité géométrique 34 et à une capacité de détection 38, ces entrées étant elles-mêmes des sous-arbres à logique floue, dont la profondeur est paramétrée lors de leur conception en fonction de la pertinence de l’emploi du mode radar considéré dans le secteur considéré et pour un type de cible donné. Selon un premier exemple, un telle pertinence dépend de la conception même du mode radar considéré. Selon un deuxième exemple, un telle pertinence dépend de la performance estimée vis-à-vis de l’environnement.
De plus, au sein de ce deuxième niveau 42, une variable floue 50 représente globalement la gestion de ressources associée à l’utilisation du mode considéré et reçoit en entrée les notions floues 36 et 40 respectivement globalement représentatives d’une part des ressources restantes en temps, mémoire, etc., et d’autre part de la consommation du mode considéré en temps, en mémoire etc.
La mise en œuvre de la logique floue associée à chaque mode radar selon la présente invention met ensuite en œuvre une étape d’agrégation dont le résultat 52 correspond à la variable floue linguistique correspondant à l’utilité du mode considéré sur un secteur donné obtenue en agrégeant les trois utilités sémantiques 44, 46 et 48 déterminées respectivement pour trois types de cibles distincts : type 1, type 2 et type 3, et la variable floue 50 représentant globalement la gestion de ressources associée à l’utilisation du mode considéré.
Autrement dit, pour caractériser l’utilité d’un mode sur un secteur, l’agrégation des différentes sorties 44, 46, 48 des sous-arbres de la est mise en œuvre automatiquement par le dispositif électronique selon la présente invention qui cherche alors à mimer automatiquement le processus de réflexion humaine consistant à se demander si le mode peut contribuer à détecter chacune des cibles d’intérêt, si le temps radar le permet, si les ressources calculatoires sont suffisantes etc.
Dans la variante 3, on agit sur le niveau moyen de puissance délivré par le moteur 1 pendant la suite du mode école.
Il a été expliqué ci-dessus que, lors d’un entrainement, P M1E col doit être le plus haut possible dans le but de : - garantir la sécurité du vol en cas de panne réelle du moteur 20 en gardant en mémoire que : la perte de puissance due à la panne réelle du moteur 20 sera d’autant plus faible que le moteur 20 travaille à faible puissance (et donc que le moteur 10 travaille à forte puissance) ; la réactivité du moteur 1 sera d’autant plus rapide que le moteur 10 travaille à forte puissance (cas des turbines à gaz uniquement) ; - permettre au moteur 20 de travailler à faible puissance et préserver ainsi sa source d’énergie (particulièrement intéressant si c’est une batterie, pour permettre des séances d’entrainement à la panne du moteur 10 répétées sans recharge batterie).
D’autre part, il a été expliqué aussi que P M1E col doit être assez bas pour que le moteur 20 puisse compenser les baisses de puissance requises par le rotor tout en respectant P M2 inst >P M2min (avec P M2min =0 si la chaine de puissance du moteur 20 n’est pas réversible et P M2min < 0 si la chaine de puissance du moteur 20 est réversible) afin d’assurer une bonne représentativité du comportement dynamique de la chaine propulsive.
Dans la pratique, le compromis visant à définir la constante P M1 E col ci-dessus peut être difficile à trouver (voire impossible).
Dans la variante 3, il est proposé d’adapter en temps réel le régime P M1 E col au cours du temps, afin de faire travailler le moteur 20 autour d’une puissance juste nécessaire (marge de pilotage) P M2_réf(t) , afin d’assurer une bonne représentativité du comportement dynamique de la chaine propulsive. Un exemple d’adaptation en temps réel du P M1 E col est donné dans les figures suivantes (figures 7 et 8).
Dans la , on a détaillé un mode de réalisation particulier de la variante 3 dans le système de régulation.
Le caractère « lent » de l’adaptation en temps réel de la puissance P M1E col permet au moteur 20 (plus rapide) de parfaitement compenser la puissance additionnelle apportée au rotor et ainsi de rendre les variations de la puissance du moteur 10 transparentes pour le pilote.
Il va de soi que dans le cas de la variante 3, il faut aussi adapter en temps réel la limite de puissance du moteur P M2lim _E col afin que la puissance totale fournie par les deux moteurs ne dépasse jamais la puissance maximum du moteur 20 : P M2lim _E col (t) = P M2max_OEI - P M1Ecol (t) Pour adapter le régime P M1 E col de la turbine à gaz (turbomoteur) en temps réel, cette adaptation peut être réalisée en se basant, par exemple, sur un ou plusieurs des éléments listés ci-dessous : - la commande de pas collectif de l’aéronef ; - l’information d’anticipation de puissance venant de l’aéronef ; - la puissance délivrée par le moteur 20, moyennée sur une certaine durée ; - toute autre information permettant d’estimer le niveau moyen de besoin en puissance du rotor.
A titre d’exemple, on peut avoir : P M1Ecol (t) = Filtre Passe Bas (P H é lico (t) – P M2r é f ) où P M2r é f est une valeur constante et où la puissance en temps réel de l’hélicoptère (P H é lico (t)) est égal à, par exemple : - P M1 inst (t) + P M2 inst (t), où P M1 inst (t) est la puissance délivrée en temps réel par la première chaine de puissance et P M2 inst (t) est la puissance délivrée en temps réel par la deuxième chaine de puissance ; ou - une puissance estimée de type pas collectif ; ou - une puissance estimée par l’avionique ; etc.
On aura donc en moyenne : - P M1Ecol (t) = P M1 inst (t) - P M2 inst (t) = P M2r é f , P M2réf étant la marge au pilotage désirée.
On précise que la dynamique du filtre Passe Bas doit être plus lente que la dynamique possible de la première chaine de puissance.
Les exemples illustratifs décrits ci-dessus sont basés sur un système propulsif hybride bimoteur. L’invention peut toutefois couvrir n’importe quelle application multimoteur où l’entraînement du pilote consiste à simuler la panne d’un moteur parmi plusieurs. On peut citer, par exemple, une architecture avec trois moteurs en parallèle, dont un ou deux de ces trois moteurs sont électriques.