INPI-France/Brevets-Francais-2024-Chunked huggingface dataset:
Le dispositif de commutation de sécurité CT est localisé de préférence au plus près du stockeur BAT_ HV et assure une connexion/déconnexion électrique de celui-ci par rapport aux autres composants du réseau électrique haute tension, notamment le câblage électrique, le système OBCDC et l’unité MCU. Typiquement, le dispositif de commutation de sécurité CT comporte des interrupteurs de puissance haute tension comme des contacteurs mécaniques ou des interrupteurs électroniques tels que des transistors de type « MOSFET » ou « IGBT ». Lorsque le dispositif de commutation de sécurité CT est dans un état « ouvert », le stockeur BAT_HV est isolé électriquement des autres composants du véhicule et les utilisateurs sont protégés contre un risque d’électrocution en cas de défaut d’isolation électrique dans le réseau électrique haute tension. Le fonctionnement du dispositif de commutation de sécurité CT est géré par un calculateur UC CT relié au réseau de communication de données eCAN et qui communique en particulier avec le calculateur superviseur eVCU et le calculateur BMS. Par ailleurs, comme représenté schématiquement à la , le dispositif de commutation de sécurité CT est relié aussi à un circuit résistif de décharge RD qui permet d’évacuer des charges électriques résiduelles stockées dans des condensateurs dans le réseau électrique haute tension lorsque le stockeur BAT_ HV est déconnecté.
L’unité MCU comprend notamment un convertisseur électrique de type « AC/DC » réversible (non représenté) qui est relié à un groupe motopropulseur électrique GMP du véhicule. Le groupe motopropulseur électrique GMP comprend une machine électrique tournante MEL et un réducteur mécanique de vitesse RED. La réversibilité de la machine électrique MEL et du convertisseur électrique de l’unité MCU autorise une récupération d’énergie (dite freinage récupératif) lors des phases de freinage du véhicule. L’unité MCU est gérée par un calculateur UC MCU relié au réseau de communication de données eCAN et qui communique en particulier avec le calculateur superviseur eVCU.
Le système de recharge électrique embarqué OBCDC est apte à réaliser la recharge du stockeur BAT_HV selon des modes de recharge normalisés. Le système de recharge électrique embarqué OBCDC comprend essentiellement une prise de recharge PLUG, des moyens de conversion de tension AC/DC et une unité de commande UC OBC .
Les modes de recharge normalisés typiquement utilisés sont des modes 2 à 4, repérés M2 à M4 à la , qui sont des modes avec régulation de charge.
Le mode 2 (M2) est un mode dit de recharge lente, avec un courant alternatif de 8 A ou 13 A en monophasé, à partir d’une prise électrique murale. Le mode 3 (M3) est un mode dit de recharge normale à accélérer, avec un courant alternatif de 1x16 A ou 1x32 A en monophasé ou de 3x16A en triphasé, à partir d’un boîtier mural, ou d’une borne de recharge, équipé d'un dispositif de contrôle intelligent. Dans ces modes 2 et 3 (M2 et M3), la tension de recharge fournie au système de recharge électrique embarqué OBCDC étant une tension alternative, celle-ci est convertie en une tension continue par un convertisseur AC/DC inclus dans le système de recharge électrique embarqué OBCDC.
Le mode 4 (M4) est un mode dit de recharge rapide, avec une haute tension continue de 450 V et un courant continu de 125 A ou 250 A, à partir d’une borne de recharge spéciale intégrant un convertisseur AC/DC. Dans ce mode 4 (M4), la haute tension continue délivrée par la borne de recharge est directement envoyée au stockeur BAT_HV pour recharger celui-ci. Dans l’exemple illustratif de la , le véhicule électrique VE est montré dans une phase de recharge et est relié à une borne de recharge électrique BR pour une recharge en mode 4.
L’unité de commande UC OBC est un calculateur chargé plus particulièrement de la gestion du système de recharge électrique embarqué OBCDC et de la régulation du courant continu de recharge du stockeur BAT_HV. Ainsi, l’unité de commande UC OBC gère la prise de recharge PLUG et les différents modes de recharge, ainsi que des échanges d’information avec la borne BR pour une configuration adéquate de celle-ci et du système de recharge électrique embarqué OBCDC pour le mode de recharge adapté. Le calculateur UC OBC est relié au réseau de communication de données eCAN et communique en particulier avec le calculateur superviseur eVCU.
En référence également au logigramme de la , il est maintenant décrit ci-dessous des étapes de traitement du procédé selon l’invention, procédé qui est mis en œuvre par le biais du module logiciel MOD_SW susmentionné.
Comme visible à la , le processus de traitement exécuté par le module logiciel MOD_SW comprend essentiellement trois blocs fonctionnels BF1, BF2 et BF3.
Le bloc fonctionnel BF1 est chargé de surveiller l’isolation électrique du réseau électrique haute tension du véhicule VE dans différentes situations de vie de celui-ci, notamment en roulage et pendant les recharges électriques. Le bloc fonctionnel BF1 comprend essentiellement trois étapes de traitement S1 à S3.
L’étape S1 est la mesure d’une résistance d’isolation électrique R du réseau électrique haute tension. La résistance d’isolation électrique R est mesurée périodiquement par le calculateur BMS, par application de la loi d’Ohm U=RxI, U et I étant respectivement la tension aux bornes du stockeur BAT_HV et le courant sortant de celui-ci.
L’étape S2 a pour fonction de détecter un défaut d’isolation électrique dans le réseau électrique haute tension en comparant la résistance d’isolation électrique R, mesurée à l’étape S1, à un seuil de résistance d’isolation électrique RL préalablement calibré. Lorsque la résistance d’isolation électrique R est inférieure au seuil de résistance d’isolation électrique RL (sortie « OK » à l’étape S2), le processus de traitement détecte un défaut d’isolation électrique dans le réseau électrique haute tension et passe à l’étape S3. Dans le cas contraire (sortie « NOK » à l’étape S2), le processus de traitement ne détecte aucun défaut d’isolation électrique et boucle sur l’étape S2 en attente d’une détection de défaut.
Une architecture générale de circuit mélangeur à réjection d’harmonique à N chemins est représentée sur la . Cette architecture générique comprend N chemins. Chaque chemin comprend H branches connectées en parallèle pour générer H échantillons de sinusoïde à des instants réguliers h*T0/H avec h=0 à H-1, chaque branche servant à générer un de ces H échantillons et incluant un amplificateur dont la valeur du gain correspond à la valeur de l’échantillon de la sinusoïde.
Les gains des amplificateurs correspondent aux valeurs d’échantillons d’une sinusoïde échantillonnée à la fréquence H*F0 avec F0=1/T0 et sont donnés par l’équation Math.1 normalisée.
Il est à noter que lorsque la valeur de l’échantillon de sinusoïde est égale à zéro, il n’est pas nécessaire de prévoir une branche correspondante de gain nul : ainsi le nombre effectif de branches dans un chemin peut être inférieur à H.
Les architectures dites « conventionnelles » à N chemins à réjection d’harmoniques utilisent une telle architecture générale avec un signal effectif eflo(t) synthétisé à partir d’une sinusoïde échantillonnée tous les T0/H avec H=N.
Dans les architectures à réjection d’harmoniques, il est possible de réduire le nombre N de chemins tout en ayant le même taux de réjection d’harmonique. Le taux de réjection est directement lié au nombre H d’échantillons et ce nombre H est utilisé pour fixer le rapport cyclique des signaux de commande à rc=1/H. De telles architectures « conventionnelles » rejettent les harmoniques jusqu’à l’harmonique de rang (H-1) (non comprise).
Les amplificateurs peuvent être placés en amont des chemins, avant les interrupteurs, comme sur la , on parle alors d’architecture « LNA first », ou bien comme sur la Fig. 5A, on parle alors d’architecture « mixer first ». Dans les deux cas, le principe de la réjection d’harmoniques est le même. Dans tous les modes de réalisation décrit dans ce document, il est possible d’opter soit pour une architecture « mixer first » ou « LNA first ». Par souci de simplification, seules les architectures « LNA first » seront décrites en détail ici.
Les signaux de commande S1 à SH (par exemple H=8) adaptés au circuit mélangeur de la sont représentés à la à gauche. Si on ordonne ces signaux par ordre d’occurrence de leur front montant (c’est-à-dire par ordre de déphasage croissant), un signal est décalé temporellement de T0/H par rapport au précédent de T0/H. De la même manière, les signaux de commande S1 à S8 adaptés au circuit mélangeur de la Fig. 5A sont représentés à la Fig. 5B. Si on ordonne ces signaux par ordre d’occurrence de leur front montant, un signal est décalé temporellement de T0/8 par rapport au précédent de T0/8. Ce qui correspond à des déphasages successifs distincts de 45°, 90°, 135°, etc.
Le tableau 1 reproduit à la donne les différentes valeurs de gain G0 à G13 et les ordres de réjection (Hr=H-2) pour des architectures dites « conventionnelles » jusqu’à H=14. Les architectures de circuit mélangeur à N chemins à réjection d’harmoniques où H=N sont nommées de façon conventionnelle HR-N-PM (Harmonic Rejection N-Path Mixer). Ainsi la dénomination HR-6-PM désigne des structures rejetant les harmoniques jusqu’au rang 5 non inclus, la dénomination HR-8-PM désigne des structures rejetant jusqu’à l’ordre 7 non inclus. Plus généralement la dénomination HR-N-PM désigne des structures rejetant jusqu’à l’ordre (N-1) non inclus.
Dans les architectures dites « conventionnelles » le nombre d’échantillons H est égal au nombre de phases G par période T0 et est choisi égal au nombre de chemins N, chacun des signaux de commande étant décalé temporellement de T0/H par rapport au signal de commande précédent. Mais la valeur de H peut différer de N et de G dans le cas général.
Le tableau de la donne en colonne Hg le nombre d’amplificateurs différentiels pour les N chemin et en colonne Sw le nombre d’interrupteurs pour les N chemins pour une structure HR-N-PM, avec H=N. Le nombre d’amplificateurs différentiels par chemin est égal à Hg, car les amplificateurs différentiels sont mutualisés entre les chemins. Le nombre d’interrupteur par chemin est égal à Sw/N. La colonne Hf donne le nombre effectif de branches par chemin. On peut voir que la complexité des mélangeurs à N chemins à réjection d’harmoniques croît avec le rang de la plus petite harmonique que l’on souhaite rejeter. Par exemple, en se basant sur ce tableau de la , pour rejeter jusqu’au 6 ème harmonique inclus il faut une structure d’ordre N=H=8 avec Hf=6 branches par chemin, chaque chemin comprenant 6 interrupteurs et 3 amplificateurs différentiels différents de gains respectifs G0 à G7 (+1 / -1, +1,41 / -1,41, +1 / 1), aucune branche n’étant prévue pour les 2 échantillons de valeur nulle. Ce qui fait un total de 6*8=48 interrupteurs et 3 amplificateurs différentiels pour le circuit mélangeur comme représenté à la .
La complexité des mélangeurs à N chemins à réjection d’harmoniques croit ainsi avec le rang de la plus petite harmonique que l’on souhaite rejeter. D’une part, cela entraine une surconsommation de la puissance et de la surface du circuit, ce qui réduit le champ des applications, notamment pour réaliser des systèmes à large bande qui nécessitent des réjections d’harmoniques de rang élevé. D’autre part, le calibrage du circuit se complexifie lorsque le nombre d’amplificateurs croît. En effet, cette architecture est très sensible au « dés-appairage » des gains des amplificateurs entre les différentes branches d’un chemin comme les branches de gain opposé par exemple et des systèmes de calibration complexes sont nécessaires pour atteindre de bonnes performances. Ces limitations viennent du fait qu’elles utilisent un signal effectif eflo(t) synthétisé à partir d’une sinusoïde échantillonnée uniformément à la fréquence H*F0, avec un signal d’horloge de rapport cyclique égal à 1/H.
On définit l’ordre d’un mélangeur par rapport à l’ordre qu’aurait un mélangeur à réjection d’harmonique conventionnel HR-H-PM pour lequel H=G=N. Dans le cas général, un mélangeur est dit d’ordre H lorsque le premier harmonique à apparaître dans EFLO est l’harmonique de rang H-1.
Première méthode de réjection d’harmonique
Selon la présente description, une première méthode de réjection d’harmonique consiste à utiliser des signaux de commandes présentant des rapports cycliques égaux à i/M avec M différent de G, G étant égal au nombre de phases distinctes dans les signaux de commande et i variant de 1 à M-1. Cette propriété permet de synthétiser des signaux effectifs eflo(t) spécifiques permettant d’améliorer les performances des architectures existantes par réjection d’harmoniques d’ordre supérieur ou bien d’obtenir des performances équivalentes à niveau de complexité inférieur, avec un nombre de branches et d’amplificateurs réduit. En réduisant le nombre d’amplificateurs nécessaire, l’appairage est simplifié. De plus la consommation décroît et la surface utilisée diminue.
Ainsi, des signaux de commande de rapport cyclique i/M sont utilisés où M est différent de G de sorte que le rapport cyclique n’est ni égal à 1/G ni multiple de 1/G. Un exemple de signal de commande de rapport cyclique rc=1/3 (M=3) et de période T0 est représenté à la Fig. 7A.
Le spectre d’un signal carré de rapport cyclique 1/M et de période T0 est donné par l’équation Math.22 ci-dessous, régie par la convolution d’un signal porteur g(t), de largeur T0/M=1/(MF0) et d’amplitude 1, par un peigne de Dirac, noté dans Math.21
Les codes LAI sont constitués par des codes MCC, MNC et LAC. En se basant sur ces codes LAI, le procédé peut permettre d’identifier une zone de localisation au sein d’un réseau PLMN donné.
Les codes CGI sont constitués par des codes MCC, MNC, LAC et CID. Dans le cas des réseaux LTE ou LTE-Advanced, les codes eCGI sont constitués par des codes MCC, MNC, eNB ID et CID. En se basant sur ces codes CGI ou eCGI, le procédé peut permettre d’identifier une cellule au sein d’une zone de localisation d’un réseau PLMN donné.
Ainsi, en fonction de l’objectif recherché (identification d’un pays / d’un réseau / d’une zone de localisation au sein d’un réseau / d’une cellule au sein d’une zone de localisation d’un réseau), les identifiants de réseaux peuvent comporter différents codes d’identification.
Unité de stockage Le dispositif de suivi peut comporter une unité de stockage, notamment amovible, telle qu'une mémoire flash. L’unité de stockage peut être une carte SIM (« Subscriber Identity Module ») ou une carte mémoire de type SD (« Secure Digital »), telle qu’une carte mini ou microSD.
L’unité de stockage peut être utilisée pour enregistrer la liste prédéfinie d’identifiants de réseaux.
Capteurs Le dispositif de suivi peut comporter tout type de capteur permettant de générer des informations sur les conditions de son transport. Cela permet par exemple de vérifier que la chaîne du froid a été respectée tout le long du trajet ou de détecter une ouverture d’un emballage ou le changement d’un moyen de transport.
Le dispositif de suivi peut comporter au moins un capteur choisi parmi un accéléromètre, un capteur de vibrations, un capteur de température, un capteur de luminosité, un capteur de pression, un capteur de gaz et un capteur d’humidité.
Par exemple, la présence d’un accéléromètre ou d’un capteur de vibrations peut permettre de détecter un mouvement ou une absence de mouvement du dispositif et/ou servir à d’autres fonction comme par exemple accroître la précision de la localisation du dispositif ou encore détecter si le dispositif subit des chocs au cours du trajet.
Par exemple, la présence d’un capteur de luminosité peut permettre de détecter une variation de luminosité et la présence d’un capteur de gaz une variation de la composition gazeuse environnante. La détection de telles variations peut permettre de détecter l’ouverture d’un emballage d’une marchandise contenant le dispositif de suivi et éventuellement d’associer cette ouverture à l’arrivée à destination de la marchandise.
La présence d’un capteur de pression peut permettre par exemple de détecter un transport par avion du dispositif de suivi.
Le dispositif de suivi peut également comporter tout type de capteur permettant de géolocaliser le dispositif du suivi. Cette géolocalisation, lorsqu’elle est possible, peut permettre de localiser plus précisément le dispositif.
Il peut comporter une puce de localisation par satellites GNSS ou similaires, telle qu’une puce GPS.
Emetteur Le dispositif de suivi peut comporter un émetteur ou non.
L’émetteur peut être configuré pour émettre des données via un réseau LPWAN (« Low Power Wide Area Networks »), un réseau de téléphonie mobile ou tout autre réseau vers un appareil distant, tel qu’un téléphone portable, un terminal client, tel qu’un centre de surveillance, ou un serveur distant.
De préférence, l’émetteur est configuré pour émettre des données via un réseau LPWAN, tel que Sigfox, LoRa, Neul, Nwave, LTE-M ou NB-IoT. L’utilisation de tels réseaux est avantageuse car ce sont des réseaux sans fil à bas débit, longue portée et permettant une faible consommation d'énergie.
L'émetteur peut être dans la bande UHF (entre 300 MHz et 3 GHz).
La présence de la fonction sinus cardinal ( s in c ) fait apparaitre un zéro dans le spectre aux fréquences multiples de M*F0 comme représenté sur la Fig. 7B pour M=3. Ainsi l’utilisation de signaux de commande ayant des rapports cycliques multiples de 1/M annule les harmoniques de rang k*M (les harmoniques de rang 3, 6, 9 etc dans l’exemple de la Fig. 7B).
Deuxième méthode de réjection d’harmonique
Selon la présente description, une deuxième méthode de réjection d’harmonique consiste à appliquer un retard de T0/2P à un premier groupe de signaux de commande d’un chemin, qui synthétise un premier signal d’oscillateur effectif efloa(t), par rapport à un deuxième groupe de signaux de commande du même chemin, qui synthétise un deuxième signal d’oscillateur effectif eflob(t), où P est le rang d’un harmonique à rejeter, le signal d’oscillateur effectif correspondant à la somme du premier signal effectif et du deuxième signal effectif.
Les signaux de commande sont groupés dans deux groupes de signaux : le premier signal effectif est égal à la somme pondérée par les gains des amplificateurs des signaux de commande d’un premier groupe de signaux et le deuxième signal effectif est égal à la somme pondérée par les gains des amplificateurs des signaux de commande d’un deuxième groupe de signaux, chaque signal de commande du deuxième groupe étant déphasé de T0/2P par rapport à un signal correspondant du premier groupe.
Le principe repose ainsi sur la combinaison des deux signaux efloa(t) et eflob(t) : le signal eflob(t) est retardé par rapport au premier signal efloa(t) d’une valeur égale à Δ=T0/2P pour supprimer un harmonique de rang P présente dans le signal efloa(t). D’après la propriété du retard de la transformée de Fourier rappelée par l’équation Math.3, le retard périodise le spectre et l’harmonique de rang P devient opposée à celle du signal d’origine selon l’équation Math.4 permettant ainsi sa suppression lors de la recombinaison (par sommation dans le domaine temporel eflo(t)= efloa(t)+ eflob(t) et également sommation dans le domaine spectral EFLO(f)=EFLOa(f)+EFLOb(f)).
La première méthode de réjection d’harmoniques par utilisation de signaux de commande ayant des rapports cycliques égaux à i/M, peut être combinée avec la deuxième méthode de réjection d’harmonique par utilisation d’un retard 1/2P. Il est ainsi possible d’améliorer encore la réjection d’harmonique à complexité de structure de circuit égale.
Ainsi en utilisant des signaux de commandes spécifiques, générés selon la première méthode et/ou selon la deuxième méthode, pour un circuit mélangeur à réjection d’harmonique à N chemins, qui, avec une architecture de circuit « classique » d’ordre H aboutirait à un signal d’oscillateur effectif eflo(t) comprenant des premiers harmoniques non-rejetés de rang H1 et H2 (typiquement H1= H-1 et H2=H+1 pour une structure différentielle) respectivement, avec H1<H2, on peut :
soit rejeter l’harmonique de rang H1 en utilisant la première méthode en fixant M=H1, et, optionnellement, rejeter en outre l’harmonique de rang H2 en utilisant la deuxième méthode en fixant P=H2 ; soit rejeter l’harmonique de rang H1 en utilisant la deuxième méthode en fixant P=H1, et, optionnellement, rejeter en outre l’harmonique de rang H2 en utilisant la première méthode en fixant M=H2.
Différents exemples vont être décrits plus en détail. Dans ces différents exemples les signaux de commandes sont toujours des signaux d’oscillateur carrés (appelés également signaux rectangulaires).
Exemple #1
Un exemple d’application de la première méthode de réjection d’harmonique va être décrit pour une structure de mélangeur à N chemins classique de type HR-6-PM (ordre 6). Cet exemple illustre l’amélioration des performances en termes de réjection d’harmonique sans augmenter la complexité de l’architecture.
Une structure conventionnelle de mélangeur à réjection d’harmoniques classique avec N=H=6 nécessite 2 gains unitaires (G0, G1 (+1 / -1, +1 / 1) selon le tableau de la ). Une structure à 2 amplificateurs est illustrée par la Fig. 8A. En variante, elle peut être implémentée avec un seul amplificateur selon ce qui est représenté par la Fig. 8B. Dans les architectures conventionnelles, les signaux de commande Si(t) ont un rapport cyclique de 1/6 comme représenté sur la Fig. 9A.
Dans cet exemple, d’un chemin à un autre, une permutation circulaire est effectuée dans l’ensemble des signaux de commande. Par exemple, les interrupteurs du premier chemin comprennent les signaux S1, S2, S4, S5, les interrupteurs du deuxième chemin comprennent les signaux S2, S3, S5, S6, les interrupteurs du troisième chemin comprennent les signaux S3, S4, S6, S1, etc. Ce principe est général et applicable à toutes les architectures présentées.
La Fig. 9A montre les signaux de commande dans le domaine temporel destinés à commander de façon conventionnelle les interrupteurs du circuit mélangeur de la Fig. 8A ou 8B. La Fig. 9B montre le signal d’oscillateur local effectif eflo(t), obtenu avec ces signaux de commande, dans le domaine temporel. La Fig. 9C montre la réponse fréquentielle H(f) obtenue avec ce signal d’oscillateur local effectif EFLO(f).
La Fig. 9A montre que les 6 signaux de commande de période T0 et de rapport cyclique rc= 1/6 (de largeur T0/6) sont sans recouvrement dans le domaine temporel. La structure est d’ordre 6 et permet de rejeter les harmoniques jusqu’au rang 5 (non compris) comme le montre les pics de la réponse en fréquence de la Fig. 9C correspondant aux harmoniques de rang H1=5 et H2=7.
En appliquant la première méthode de réjection d’harmonique par modification du rapport cyclique des signaux de commande, on peut supprimer l’harmonique de rang 5. Dans cet exemple, on utilise un groupe de G=6 signaux de commande de phases distinctes et le nombre de niveaux distincts (correspondant au nombre d’échantillons dans le cas présent d’un échantillonnage non-uniforme) par période dans eflo est égal à 8. On utilise un rapport cyclique multiple rc=i/5 (M=G-1=5), soit un rapport cyclique rc=i/M, ce qui permet d’annuler l’harmonique de rang H1=G-1=5. Chaque signal de commande présente un déphasage égal à T0/G par rapport à un précédent signal de commande dans le groupe de signaux.
L’invention a pour objet de proposer une solution alternative moins onéreuse que les solutions énoncées ci-dessus et plus particulièrement adaptée à des résonateurs électromécaniques de faible dimension comprenant un ou plusieurs "moteurs linéaires"