INPI-France/Brevets-Francais-2024-Chunked huggingface dataset:
Ce procédé est simple. Il n'utilise que des capteurs fiables et peu coûteux et des actionneurs qui sont normalement employés sur tout satellite en orbite basse, c'est-à-dire des magnéto-coupleurs, en plus des roues cinétiques ou de réaction prévue dans tous les cas pour créer un moment cinétique interne au satellite. II évite l'utilisation de tuyères de propulsion qui consomment des ergols et perturbent l'orbite ou de gyroscopes souvent coûteux et dont la fiabilité peut poser problème sur des missions de longue durée.
Ce procédé, ainsi que les autres procédés connus utilisant le pilotage magnétique, ne présente pas des caractéristiques permettant de répondre aux exigences des phases de transition à partir d'un état présentant de grands écarts et/ou de grandes dynamiques. Il doit faire appel à des phases spécifiques de transition genéralement complexes, avec des contraintes opérationnelles, faisant éventuellement intervenir le sol, et des contraintes également sur les capteurs et /ou les actionneurs et sur les lois de contrôle utilisées.
La présente invention vise notamment à fournir un procédé et un dispositif permettant de réaliser de façon autonome au moins la transition entre des conditions dynamiques initiales quelconques, y compris avec de grands écarts angulaires initiaux et de grandes dynamiques, et un mode opérationnel par réduction vitesses initiales, acquisition de l'attitude nominale et maintien en pointage trois axes approximatif autour de !'attitude nominale ; dans des applications particulières, notamment dans le cas de missions avec des besoins peu contraignants en performances de pointage (de l'ordre de typiquement), elle vise à réaliser également le mode opérationnel nominal.
L'invention propose dans ce but un procédé suivant lequel - on crée, à l'aide d'au moins trois magnéto-coupleurs, un moment magnetique M colinéaire à ce que serait une direction de consigne, constituée par la direction du champ géomagnétique en axes satellite (bo) si celui-ci était pointé de façon idéale, afin d'aligner de façon permanente la direction magnétique de consigne (bo) sur la direction magnetique courante (b), et - on contrôle la position angulaire autour de la direction magnétique courante instantanée (b) par utilisation d'un moment cinétique interne au satellite.
Une caractéristique remarquable du procédé de contrôle d'attitude suivant l'invention, qu'on peut qualifier de pilotage en mode boussole est l'utilisation d'un actionnement magnétique semi-passif, nécessitant uniquement magnéto-coupleurs permettant une action suivant 3 axes, un magnétometre également 3 axes, un modèle magnétique disponible à bord et une estimation initiale de la position du satellite dans un repère terrestre. La commande magnétique en mode boussole repose sur un pilotage quasiment en boucle ouverte en créant, à l'aide des magnéto-coupleurs, un moment magnétique M égal , en notation vectorielle, à M=K. bo couple magnétique C ainsi généré est de la forme C=-Kbxbo K étant gain et b le champ magnétique réel dans la direction des lignes de force.
Le couple magnétique appliqué sur le satellite tend à orienter spontanément le moment magnétique fourni par les magnéto-coupleurs avec le champ terrestre local donc à provoquer un alignement passif de l'axe satellite correspondant sur son attitude de consigne par simple effet boussole . II suffit donc de générer un moment magnétique de bord théorique, élaboré à partir modèle de direction magnétique de bord et d'une estimation faite à bord la position du satellite par rapport à un repère terrestre de référence.
On peut ainsi faire passer le satellite d'un état dynamique quelconque et éventuellement perturbé (après séparation du lanceur ou en mode survie par exemple) à un état proche des conditions opérationnelles nominales ou même correspondant à ces conditions lorsqu'elles acceptent des tolérances.
La loi générant, à bord du satellite, la direction de consigne bo en fonction du temps équivaut à une loi de guidage. Il est ainsi possible de faire suivre au satellite une consigne quelconque prédéterminée qui peut notamment être de pointage géocentrique, de pointage solaire ou inertielle ; il est également possible de commander des manoeuvres de rotation autour de la direction normale au champ géomagnétique local et notamment des basculements en tangage en cas d'orbites polaires ou fortement inclinées sur l'équateur. II sera cependant surtout question par la suite d'une mission géocentrique pour laquelle le pilotage en mode boussole permet de réaliser de façon intégrée les opérations successives suivantes réduction des vitesses initiales acquisition du pointage vers la Terre maintien convergé du pointage géocentrique avec des performances de quelques degrés selon les trois axes.
L'effet boussole permet de réaliser les opérations de commande façon autonome au cours des trois phases successives ci-dessus, qui sont réellement. intégrées au sein d'un mode de contrôle d'attitude et d'orbite unique, en sens que leur enchaînement ne nécessite aucun séquencement d'opérations à bord et aucune commutation manuelle ou automatique d'équipements ou lois de contrôle.
Il va être revenu ci-après sur le concept de Mata~Champs.
# stResult : C'est le résultat des appels des pages Custom~Tag en format paquet XML .
# La méthode est Start () : C'est le méthode qui déclenche les appels parallèles. Elle correspond
à des instructions classiques en langage SCOLL FUSION.
En référence à la figure 3, on notera que la page formulaire.cfm 40 reste inchangée.
Par contre la page de consolidation peut maintenant être détaillée.
Initialisation de l'objet DCOM 70 1. Rechercher tous les tags (étape 63), de la catégorie et la nationalité recherchée, de la base de données (champ Web~tag de la table webmarchand) grâce à la requête LWeb. Ces tags sont stockés dans le tableau liste erreur.
2. Construire une liste (62) pour tous les Hosts et tous les WebTags des WebMarchand, ensuite, sérialiser la liste en paquet XML, stURLList.
La liste stURLList contient ; Racine URL 3. Définir la liste des champs de recherche à passer aux custom tags , c'est à dire ceux dont le champ MetaChamp~Recherche de la table Meta~Champs vaut Vrai, bien sur de la catégorie recherchée.
MetaChamp~nom, evaluate(MetaChamp nom))> "RequestTimeOut", #Trim(url.RequestTime0ut)#
4. Sérialiser la structure du paquet XML, xmlAttribut.
5. Initialiser l'objet DCOM avec class= "WebAvantage. Parallel" action="CREATE"> 6. Définir ces paramètres : intTimeOut . Le timeout passé par la page formulaire.cfm. stURLList : Un paquet XML de la liste des URLs des Custom Tags. stAttribut : Un paquet XML des champs recherchés.
7. Exécuter la fonction Start() de l'objet.
, la variable tampon n'est pas utilisée.
Récupération des résultats des customs tags : Les résultats des tags (64) sont retournés en format " paquet XML " dans la propriété stResultat de l'objet DCOM.
Le contenu du paquet XML (65) renvoyé par l'objet DCOM est une liste, chaque ligne dans la liste se compose de : PAGE . le chemin de la page Tag passé.
Considérons maintenant un tel transducteur à réseau de Bragg. Compte tenu de la relation de Bragg caractérisant ce réseau, la longueur d'onde caractéristique I,B dépend de la température et des contraintes (6x, 6y, 6z) appliquées à la fibre dans laquelle est formé le réseau.
Il est d'usage de séparer les trois contributions que sont les variations de température 4T, les allongements c = AL/L suivant l'axe du coeur de la fibre et les variations de pression hydrostatique AP, selon la relation AkB/XB=a' .OT +b' . F-+c' .OP où a', b' et c' sont des coefficients dépendant des caracteristiques de la fibre et, dans une moindre mesure de sa température. En pratique ils peuvent être assimilés à des constantes, indépendantes de température, sur une large gamme d'utilisation.
Ainsi, une mesure précise de AXB (variation de IB rapport à une référence initiale) permet déterminer l'amplitude de la variation du phénomène qui a induit cette variation de XB. Au-delà de son simple rôle de filtre spectral, le réseau de Bragg constitue donc bien un transducteur puisqu'il transforme les évolutions d'une grandeur d'influence en un décalage spectral proportionnel à ces évolutions.
Considérons à présent la réponse du réseau de Bragg à une variation de température. Lorsque le réseau est soumis à une telle variation, il se dilate ou se contracte, ce qui modifie son pas. plus, puisque l'indice de réfraction d'un matériau dépend également de la température, ces deux phénomènes entraînent une variation 0%B de la longueur d'onde caractéristique telle que Dans le cas de la silice, le coefficient a' vaut sensiblement 7,8 10-6/ C.
En posant a=a'.kB on peut alors écrire AXB=a. 4T Considérons maintenant la réponse réseau de Bragg à des déformations. Comme on l'a vu, des contraintes sont aussi susceptibles de modifier la longueur d'onde caractéristique du réseau.
Nous pouvons définir la variation de la longueur d'onde de Bragg en fonction d'un allongement comme suit où ne, EZ, E, v et pe représentent respectivement l'indice optique du coeur de la fibre, la variation relative de longueur de la fibre (déformation suivant l'axe z de la fibre), le module Young, le coefficient de Poisson et la constante photo élastique du matériau constituant la fibre ; p11 et p12 sont des coefficients élasto-optiques. En prenant l'exemple de la silice, le coefficient b' vaut environ 0,78 10-6/(um/m).
En posant b=b'.%B on peut alors écrire OkB = b. PZ Considérons ensuite la réponse du réseau de Bragg à une variation OP de pression. La réponse spectrale de la raie de Bragg à cette variation peut s'écrire : AkB/@-B = c' .AP.
Pour la silice, coefficient c' vaut environ -2,87x10-6 /MPa.
Les valeurs des sensibilités des réseaux de Bragg photo-inscrits dans des fibres optiques en silice sont regroupées dans le tableau I, pour les paramètres les plus importants (température, déformations et pression), et ce pour les trois principales longueurs d'onde utilisées.
TABLEAU Sensibilité X=0, 83 lin %,=1, 3 pm ?l,=1, 55 pm sensibilité thermique 6,5 10,1 12,1 (pm/ C) Sensibilité aux 0,65 1,01 1,21 déformations (lM/lE) Sensibilité à la pression -2,4 -3,7 -4,5 hydrostatique (gan/Mpa) Une fibre optique contenant de tels réseaux de Bragg peut donc servir de capteur de déformations. Le système de mesure de ces déformations peut alors comprendre une source optique à spectre large et un système d'analyse spectrale (par exemple spectrophotomètre ou cavité interférométrique de type Fabry-Perot) ou une source étroite à balayage (de type laser accordable). L'adjonction de réseaux Bragg de référence permet une localisation spectrale absolue des pics de longueur d'onde qui sont réfléchis par des réseaux de Bragg de mesure.
EXPOSÉ DE L'INVENTION La présente invention a pour objet un inclinomètre qui est insensible aux perturbations électromagnétiques et qui, pour ce faire, utilise une ou une pluralité de fibres optiques ainsi 'au moins un réseau de Bragg en tant que transducteur.
De plus, dans l'invention, des mesures de type spectral permettent de s'affranchir des fluctuations d'intensité lumineuse.
De façon précise, la présente invention a pour objet un inclinomètre destiné à mesurer une variation d'inclinaison d'une structure, cet inclinomètre étant caractérisé en ce qu'il comprend - une partie supérieure destinée à être rendue rigidement solidaire de la structure afin que l'inclinaison de cette partie supérieure varie comme celle de la structure, - une partie inférieure destinée à se trouver au- dessous de la partie supérieure, - une articulation des parties inférieure et supérieure, la partie inférieure formant un pendule librement suspendu à la partie supérieure par cette articulation, au moins deux portions de fibre optique placées de part et d'autre de l'articulation, chaque portion de fibre optique ayant des première et deuxieme extrémités qui sont respectivement fixées aux parties inférieure et supérieure et étant préalablement mise en tension entre ces parties inférieure et supérieure, et au moins un réseau de Bragg ( Bragg grating ), ce réseau de Bragg étant formé dans l'une des deux portions de fibre optique, toute variation d'inclinaison de la structure provoquant une rotation de la partie supérieure rapport à la partie inférieure et induisant de ce fait contrainte sur le réseau de Bragg, ce réseau Bragg étant alors apte à modifier une lumière se propageant dans la portion de fibre optique où se trouve ce réseau de Bragg, la variation d'inclinaison la structure étant déterminée à partir de la lumière ainsi modifiée.
Selon un mode de réalisation préféré, l'inclinomètre objet de l'invention comprend au moins deux réseaux de Bragg, ces deux réseaux de Bragg étant respectivement formés dans les deux portions de fibre optique et subissant ainsi respectivement une contrainte de traction et une contrainte de compression lors de la variation d'inclinaison de la structure, ces réseaux de Bragg permettant une mesure différentielle longueur d'onde, l'inclinomètre étant alors insensible aux variations de température de pression ambiantes.
L'articulation des parties inférieure et supérieure de l'inclinomètre objet de l'invention peut comprendre un axe de rotation destiné ' être disposé horizontalement lors de la mesure variation inclinaison.
Selon un mode de réalisation particulier de l'inclinomètre objet de l'invention, l'articulation des parties inférieure et supérieure a au moins deux degrés de liberté de rotation, cet inclinomètre comprenant au moins trois portions de fibre optique mises en tension placées autour de cette articulation au moins deux réseaux de Bragg, ces deux réseaux Bragg étant respectivement formés dans deux des trois portions de fibre optique, l'inclinomètre étant alors prévu pour mesurer une variation d'inclinaison définissable par deux angles de rotation. Il est plus avantageux de former un troisième réseau de Bragg dans troisième portion de fibre optique, afin d'obtenir troisième mesure, utilisée pour compenser l'effet de la température.
Par exemple le transistor NFET Ql 201 peut représenter plus d'un élément de circuit, par exemple une série de transistors NFET, du circuit actuel qui est simulé. Les spécialistes des techniques d'évaluation des circuits comprendront que chacun des éléments de circuit représentés dans le circuit modèle 200 représenté sur la figure 2 peut être un circuit équivalent et représenter un certain nombre d'éléments du circuit actuel simulé.
Le circuit modèle de simulation comprend un modèle de circuit de verrouillage 100', qui utilise deux paires de transistors à effet de champ complémentaires (FET), dont chacune représente l'inverseur à action directe et l'inverseur de réaction du circuit de verrouillage. La paire de transistors complémentaires Ql 201 et Q2 202 forment conjointement l'inverseur à action directe alors que la paire complémentaire Q3 203 et Q4 204 représente
l'inverseur de réaction.
Le circuit modèle 200 comprend en outre un souscircuit de trajet 207 qui représente les différents éléments de circuit le long d'un trajet du signal entre l'entrée 103 du circuit de verrouillage et un élément de circuit qui peut attaquer l'entrée du circuit de verrouillage. L'élément de circuit qui attaque l'entrée du circuit de verrouillage est représenté par les transistors FET Q5 205 et Q6 206, dont chacun envoie respectivement un signal d'entrée d'abaissement et un signal d'entrée d'élévation à l'entrée du circuit de verrouillage (c'est-à-dire Vin 103) par l'intermédiaire du sous-circuit de trajet 207. Comme cela est représenté, lorsqu'un signal à niveau bas logique VINH 208 est envoyé à la grille du transistor PFET Q6 206, le transistor PFET Q6 206 est placé à l'état conducteur et par conséquent Vin 103 est placée au niveau haut. Lorsqu'un signal à niveau haut logique VINL 209 est appliqué à la grille du transistor NFET Q5 205, le transistor NFET Q5 205 est placé à l'état conducteur et par conséquent le signal Vin 103 est placé au niveau bas.
La figure 2A représente le sous-circuit de trajet 207 de façon plus détaillée. Conformément à une forme de réalisation de la présente invention, le sous-circuit de trajet 207 comprend n/2 paires complémentaires de transistors FET QS1 à QSn, dont chacun peut être configuré de manière à posséder une taille variable et peut être retiré individuellement du sous-circuit de trajet 207 pour simuler les trajets de signaux d'élévation et d'abaissement dans le pire des cas. Dans une forme de réalisation préférée de la présente invention, le sous-circuit de trajet 207 comprend six (6) paires complémentaires de transistors FET.
Dans une forme de réalisation de la présente invention, les trajets du signal d'élévation et du signal d'abaissement dans le pire des cas sont déterminés analytiquement au moyen du suivi de chacun de trajets
possibles d'un signal depuis l'entrée du circuit de verrouillage jusqu'à chacun des éléments de circuit qui peuvent commander l'entrée du circuit de verrouillage, et par identification d'éléments de circuit de transfert le long de chacun des trajets du signal, par lesquels un signal peut circuler. Pour chacun des éléments de circuit de transfert identifiés, un poids est appliqué à la résistance d'un tel élément de circuit, par exemple sur la base de sa longueur et de sa largeur (L/W). Les poids appliqués aux valeurs résistives des éléments de circuit de transfert sont déterminés de façon empirique sur la base de la configuration topologique de chacun des éléments de circuit, par exemple le type d'élément de circuit de transfert (par exemple le fait que l'élément de circuit de transfert est un seul transistor NFET, un seul transistor PFET ou une paire complémentaire de transistors FET), le signal étant transmis par l'élément de circuit de transfert et en fonction du fait qu'une baisse de tension de seuil apparaît entre l'élément de circuit d'attaque et l'élément de circuit de transfert.
Les valeurs résistives pondérées des éléments de circuit de transfert identifiés le long d'un trajet particulier du signal sont additionnées et pour la détermination de la valeur résistive totale du trajet de signal particulier et la valeur somme est comparée à la résistance totale calculée de façon similaire pour d'autres trajets de signaux afin de déterminer le trajet du signal dans le pire des cas, qui conduit à la pire altération possible du niveau du signal lors de son transfert sur le trajet du signal.
Dans une forme de réalisation préférée de la présente invention, le sous-circuit 207 du trajet est configuré de manière à inclure un ou plusieurs des transistors FET QS1 et QSn, chaque transistor FET inclus représentant des éléments du circuit de transfert identi-
fiés. Les tailles du transistor FET inclus dans le souscircuit 207 du trajet sont basées sur les tailles des éléments de circuit de transfert respectif. Dans une autre forme de réalisation, le trajet de sous-circuit 207 peut être simplement un élément formant résistance, ayant la valeur résistive totale pondérée du trajet du signal dans le pire des cas, identifié.
On va maintenant décrire le procédé selon l'invention pour la détermination de la marge en courant continu d'un circuit de verrouillage en se référant aux figures 4 à 6. Lors du pas 301, une simulation par exemple utilisant le programme SPICETM, qui est connu des spécialistes familiers des tests de conception de circuits, est mise en #uvre pour déterminer la tension de point de déclenchement (Vdéclenchement) de l'inverseur à action directe du circuit de verrouillage. Une forme de réalisation prise à titre d'exemple du circuit de simulation 400 pour la détermination de Vdéclenchement est représentée sur la figure 4. Dans cet exemple, le circuit de déclenchement 400 inclut la partie formant inverseur à action directe du circuit de verrouillage et comprend la paire complémentaire de transistors FET Ql 201 et Q2 202.
Comme cela est représenté dans le circuit de simulation 400, la borne d'entrée Vin 103 et la borne de sortie Vout 104 de l'inverseur à action directe sont connectées entre elles. La simulation comprend une analyse en courant continu du circuit de simulation 400 pour déterminer le niveau de la tension de stabilisation sur la borne d'entrée Vin 103, qui est identique au niveau de tension sur la borne de sortie Vout 104. Une fois que les niveaux de tension sur la borne d'entrée et sur la borne de sortie se sont stabilisés de manière à être égaux l'un à l'autre, la tension de stabilisation est la tension de point de déclenchement (Vdéclenchement) de l'inverseur à action directe du circuit de verrouillage.
Lors du pas 302, le trajet du signal élévateur et le sous-circuit 207 du trajet basé sur le trajet du signal d'élévation dans le pire des cas sont trouvés comme cela a été décrit précédemment. En particulier dans un mode de mise en #uvre de la présente invention, le trajet pour le signal d'élévation dans le pire des cas est déterminé par voie analytique par le fait qu'on suit chacun des trajets possibles pour le signal depuis l'entrée du circuit de verrouillage jusqu'à chacun des éléments de circuit de l'étage de commande élévateur, qui peut appliquer un signal d'élévation à l'entrée du circuit de verrouillage, et identifier des éléments de circuit de transfert le long de chacun des trajets du signal, par lesquels un signal peut circuler. Pour chacun des éléments de circuit de transfert identifiés, un poids est appliqué à sa valeur résistive, par exemple sur la base de sa longueur et de sa largeur (L/W). Les poids appliqués à la valeur résistive des éléments de circuit de transfert sont déterminés de façon empirique sur la base de la configuration topologique de chacun des éléments de circuit, par exemple le type d'élément de circuit de transfert (par exemple le fait que l'élément de circuit de transfert est un seul transistor NFET, un seul transistor PFET ou une paire complémentaire de transistors FET), du signal qui traverse l'élément de circuit de transfert et du fait qu'une baisse de tension de seuil apparaît ou non entre l'élément de circuit d'attaque élévateur et l'élément de circuit de transfert.
Les valeurs résistives pondérées des éléments de circuit de transfert identifiés le long d'un trajet de signal particulier sont additionnées pour déterminer une valeur résistive simulée du trajet de signal particulier, depuis la tension d'alimentation VDD en passant par l'élément de circuit d'attaque élévateur et les éléments de circuit de transfert jusqu'à l'entrée du circuit de verrouillage. La valeur résistive cumulée de chaque trajet
pour le signal est comparée à la résistance totale calculée de façon similaire pour les autres trajets pour le signal de manière à déterminer le trajet pour le signal d'élévation dans le pire des cas, c'est-à-dire le trajet pour le signal, possédant la valeur résistive cumulée maximale, qui conduit à la pire altération du niveau du signal lorsqu'il circule dans ce trajet pour le signal.
L'étage d'attaque élévateur du trajet identifié pour le signal d'élévatioon dans le pire des cas est configuré sous la forme d'un circuit d'attaque canonique équivalent Q6 206 comme cela est représenté sur la figure 5. Le sous-circuit de trajet 207a est agencé de manière à inclure un ou plusieurs des transistors FET QS1 et QSn (comme représenté sur la figure 2A), chaque transistor FET inclus représentant des éléments de circuit de transfert identifiés du trajet pour le signal d'élévation dans le pire des cas. Les tailles des transistors FET contenus dans le sous-circuit de trajet 207 sont basées sur les tailles des éléments de circuit de transfert respectifs.
Posologie : 6 gouttes matin et soir per os.
Durée du traitement : 6 semaines.
Fréquence du traitement : tous les 6 mois, soit deux fois par an (printemps et automne pendant 10 à 20 ans).
Exemple 8 : Utilisation d'une association d'HE pour le traitement des hépatites 20 patients ont été traités : 16 patients étaient porteurs de l'hépatite C et 4 patients étaient porteurs de l'hépatite B.
3 patients étaient porteurs à la fois d'hépatites B et C.
1 patient était porteur d'une hépatite B aigué et 1 patient était porteur sain du virus de l'hépatite B.