INPI-France/Brevets-Francais-2024-Chunked huggingface dataset:
L'appareil comprend aussi : - un masque 52 comprenant ce motif sous une forme agrandie, - des optiques 54 prévues pour mettre en forme un rayonnement EUV référencé 43, issu du dispositif 44, et amener ce rayonnement 43 au masque 52 qui fournit alors une image du motif sous forme agrandie, et
- des optiques 56 prévues pour réduire cette image agrandie et projeter l'image réduite sur la couche 50 de résine photosensible.
Le support 46, le masque 52 et les optiques 54 et 56 sont disposés dans une chambre à vide non représentée qui, par souci de simplification, est de préférence la chambre à vide dans laquelle on forme le rayonnement EUV d'insolation 43.
Les documents cités dans la présente description sont les suivants : [1] Kublak et al., Cluster beam targets for laser plasma extreme ultraviolet and soft X-ray sources , US 5 577 092 A [2]Richardson et al., Water laser plasma X-ray point sources , US 5 577 091 A [3]Hertz et al., Method and apparatus for generating X-ray or EUV radiation , demande internationale PCT/SE97/00697 du 25 avril 1997 [4] Matsui et al., Laser plasma X-ray source, and semiconductor lithography apparatus and method using the same , EP 0858249 A [5] McPherson et al., Multiphoton-induced X-ray emission and amplification from clusters , Applied Physics B57,667-347 (1993) [6]Mc Pherson et al., Multiphoton-induced X-ray emission from Kr Clusters on M-Shell (-100Â) and
L-shell (-6Â) transitions , Physical review letters vol.72, n 12 (1994), p.1810 à 1813 [7]Kubiak et al., Scale-up of a cluster jet laser plasma source for Extreme Ultraviolet Lithography , SPIE vol.3676, SPIE Conference on Emerging Lithographie Technologies III, Mars 1999, p.669 à 678.
DISPOSITIF DE NETTOYAGE MANUEL NOTAMMENT DES PAROIS D'UN BASSIN ARTIFICIEL DOMAINE D'APPLICATION DE L'INVENTION La présente invention a trait au domaine du nettoyage des piscines et notamment aux adaptations permettant de nettoyer dans les meilleures conditions la ligne d'eau au niveau des parois d'un bassin artificiel telles les parois d'une piscine.
DESCRIPTION DE L'ART ANTÉRIEUR Le nettoyage des différentes surfaces constituant bassin artificiel du type piscine est classiquement réalisé automatiquement au moyen d'un dispositif robotise en association ou non avec un dispositif manuel de nettoyage du type balai ou brosse.
Les dispositifs automatiques nécessitent néanmoins un investissement important et sont également soumis aux aléas des pannes de leurs systèmes internes ou de leur moyen d'alimentation, raisons pour lesquelles, un bassin artificiel est toujours équipé d'un moyen manuel de nettoyage permettant de suppléer audit dispositif automatique en cas de panne ou du moins de réaliser certaines taches de nettoyage difficilement réalisables par le dispositif automatique. Par exemple, les dispositifs robotisés nécessitent la présence de liquide pour assurer leur fonctionnement et ne peuvent pas en conséquence réaliser correctement le nettoyage de la ligne d'eau puisque cette dernière constitue la séparation entre le volume rempli et le volume non rempli de la piscine.
Ces différents interrupteurs statiques sont commandés en opposition de manière à soumettre l'inductance de phase du moteur à la tension du filtre capacitif ou à son opposé.
Dans le schéma de principe illustré à la figure 1, le filtre capacitif mis en place à la sortie du pont redresseur a pour objet de maintenir la tension en sortie du pont redresseur et donc à l'entrée de l'onduleur, à une valeur aussi constante que possible pour assurer une alimentation constante en énergie du moteur.
De façon générale, le filtre capacitif est constitué d'un condensateur de relativement forte valeur, destiné à limiter les chutes de tension aux bornes de l'onduleur entre deux alternances de la tension d'alimentation du réseau.
Par ailleurs, la tension continue maintenue aux bornes de l'onduleur a pour effet, lors des phénomènes de commutation des bras de l'onduleur, d'assurer une décroissance du courant à l'intérieur d'une phase du moteur.
En effet, après l'extinction des interrupteurs de puissance Tl et T4, le courant dans la phase du moteur est conduit par les diodes de roue libre D2 et D3, ce qui a pour effet de soumettre la phase moteur à une tension opposée à la tension à laquelle elle était soumise lorsque les interrupteurs T1 et T4 étaient en conduction.
Le courant circulant dans les diodes de roue libre D2 et D3 charge en partie la capacité du filtre d'entrée, provoquant par là même l'augmentation de la tension filtre. L'augmentation de cette tension accélère donc la décroissance du courant et donc son extinction.
Un premier problème que se propose de résoudre l'invention est donc celui de la rapidité de l'extinction du courant dans les phases du moteur. Malheureusement, dans le schéma traditionnel illustré à la figure 1, l'augmentation de tension engendrée par le courant circulant dans les diodes de roue libre n'est pas suffisamment significative car le condensateur présente une impédance relativement faible à la fréquence de fonctionnement de l'onduleur.
En effet, ce condensateur est généralement défini pour filtrer une fréquence faible, égale à deux fois la fréquence du réseau, qui est très largement inférieure à la fréquence de fonctionnement de l'onduleur.
Pour assurer une commutation plus rapide, tout en conservant une tension filtre constante lors des phases de commutation, on a déjà proposé, dans les documents WO 90I03063, WO 90/13941 et WO 90/00909, d'interposer entre la borne positive du filtre capacitif et la borne positive de l'onduleur, un condensateur supplémentaire de relativement faible de valeur, auquel on adjoint une diode supplémentaire de redressement.
De la sorte, lorsque la conduction du courant se fait par les diodes de roue libre, la diode supplémentaire en antiparallèle reste bloquée et le condensateur supplémentaire se charge, assurant ainsi la montée de la tension beaucoup plus rapidement que dans le schéma traditionnel de la figure 1.
Cette solution, si elle s'avère satisfaisante en ce qui concerne le temps d'extinction du courant, présente en revanche l'inconvénient majeur de nécessiter des composants supplémentaires dont le coût augmente le prix de revient global de l'appareil dans lequel le moteur est installé.
En outre, ces composants supplémentaires sont soumis aux tensions maximales du circuit d'alimentation, ce qui nécessite de prendre des précautions en termes d'isolation électrique, qui ont pour conséquence supplémentaire d'augmenter encore le prix global de l'appareil.
En outre, l'ajout de tels composants soumis à des tensions importantes, diminue la fiabilité globale de l'appareil. Un autre problème que se propose de résoudre l'invention est celui de la fiabilité et la simplicité d'un dispositif d'alimentation destiné à équiper notamment des appareils produits en grande série, et dans lesquels le nombre de composants a un impact important sur le prix de revient de l'appareil.
Par ailleurs, on sait que l'ondulation du courant dans les phases du moteur se traduit par la présence d'harmoniques de tension aux bornes de la capacité du filtre continu, et par conséquent, la génération d'harmoniques de courants renvoyés sur le réseau alternatif.
La capacité du filtre de tension continue a donc une incidence sur la valeur des harmoniques de courant rejeté sur le réseau alternatif d'alimentation.
Or, les normes de construction des appareils électriques imposent des exigences quant au niveau de courants harmoniques rejetés sur le réseau.
5-SO H-indirubine 0 280 nGi::JJ51:::"::}O:,\:: 3 , ""W"""""""""'"'''''' "";
5'-bromo-indirubine 0,350 0,510 4 5-S02 dihydroxyéthylamide-indirubine 0,400 0,150 0,150 Indirubine 0,600 10,000 5,500
ar-i Ho ' #hfTn#i n ri nihi Tio#oil -Frim eyii,-4 4.000 ' H "# TiÛti" -tt-ftf-Sm a - - - -- - -~-~~~~ ~ ~ ~ -- --- - - -- - - ..1. J;,;,;,;,;,;,;,:""::,:;-:,.,;:-;,:,;;:,,.:,.,:t:., "-;-".,:....::;,:..x*..=.':1 Les déterminations effectuées à titre comparatif avec d'autres indigoïdes, comme les dérivés d'isatine ou d'indigo, donnent les résultats rapportés dans le tableau 2.
Composés GSK3 CDK1 CDK5 isatine-5-sulfonique acide-dihydroxyéthylamide 29 600 800 3-indoxylacétate 70 >1000 >1000 6-iodo-isatine 75 600 800 acide isatine-5-sulfonique-diméthylamide 85 >1000 >1000 3,3'-diphényl-2,2'-bisindol 180 500 500 1-phényl-indirubine 200 500 800 acide indigo-5,5',7,-trisulfonique (sel K3) 280 >1000 >1000 5-nitro-isatine 310 >1000 >1000 iso-indigo 320 40 130 acide indigo-5,5',7,7'-tétrasulfonique (sel K4) 350 >1000 >1000 indigo carmine 360 400 >1000 2-(2indolyl)indole 380 700 300 S-bromo-3-indoxylacétate 400 >1000 >1000 Indigo 550 >1000 >1000 5-iodo-isatine >1000 300 800 5-bromo-isatine >1000 600 >1000 1-méthyl-indirubine >1000 >1000 >1000 Isatine >1000 >1000 >1000 5-fluoro-isatine >1000 >1000 >1000 5-chloro-isatine >1000 >1000 >1000 5-méthyl-isatine >1000 >1000 >1000 acide 5-sulfonique isatine, sel de sodium >1000 >1000 >1000 1-méthyl-isatine >1000 >1000 >1000 1-phényl-isatine >1000 >1000 >1000
L' examen de ces 2 tableaux montre que, parmi les indigoïdes, seuls les dérivés d'indirubine exercent à la fois un effet inhibiteur vis-à-vis de GSK-3pet de CDKs. Il ressort en effet clairement de ces résultats que ni l'isatine, ni l'indigo ou leurs dérivés, n'exercent d'effet significatif sur l'une de ces 3 kinases.
Les figures 1A à 1D donnent les courbes doseréponse pour la 5-iodo-indirubine-3'-monoxime (A), la 5,5'dibromoindirubine (B), l'acide 5-sulfonique indirubine-3'monoxime (C) et l'indirubine-3'-monoxime (D). L'inhibition de GSK-30 et des CDKs est déterminée comme indiqué plus haut.
L'activité est exprimée en % de l'activité maximale (sans inhibiteurs).
Exemple 2 : Etude du mécanisme d'action des indirubines On procède à cet effet à des expériences de cinétique en faisant varier à la fois les niveaux d'ATP et les concentrations en indirubine-3' -monoxime.
Les résultats obtenus sont donnés sur la figure 2 (1/V en fonction de 1/ATP).
Les concentrations en ATP dans le mélange réactionnel varient de 0,05 à 0,25 mM, la concentration de GS-1 étant maintenue constante à 6,7 uM. Dans l'encadré, on a reporté les pentes en fonction des concentrations à partir du premier tracé. La constante d'inhibition apparente (K1) est indiquée par une flèche.
On constate que l'indirubine-3' -monoxime agit en compétition avec l'ATP pour se fixer.
La linéarité de la pente dans l'encadré de la figure montre qu'il s'agit d'un inhibiteur linéaire.
La constante apparente d'inhibition K. est de 50 nM.
Exemple 3 : Etude de l'inhibition par les indirubines, in vitro et in vivo, de la phosphorylation de tau par GSK-3 On rapporte les résultats obtenus avec l'indirubine-3' -monoxime sur la phosphorylation d'un substrat physiologique, constitué par la protéine tau liant des microtubules.
On utilise une protéine tau humaine recombinante exprimée dans une bactérie. La protéine est phosphorylée in vitro par GSK-30 en présence des concentrations croissantes en indirubine-3' -monoxime. On procède ensuite à une résolution par SDS-PAGE, suivie d'une autoradiographie.
Un dispositif optique conforme à l'invention, plus complet que celui de la figure 5, est schématiquement représenté sur la figure 7.
Dans l'exemple de la figure 7 (comme d'ailleurs dans les exemples des figures 5 et 6) il
s'agit d'un dispositif optique fonctionnant par réflexion.
Il convient toutefois de noter que l'invention pourrait être mise en #uvre avec un dispositif fonctionnant par transmission. Dans ce cas, on utiliserait un objet diffractant apte à transmettre et diffracter un faisceau laser incident.
Le dispositif de la figure 7 résulte de l'addition d'une lame séparatrice 20 au dispositif représenté sur la figure 5. Cette lame est placée=en regard du réseau de microlentilles 8.
On peut utiliser d'autres moyens de séparation comme par exemple un prisme.
La flèche F de la figure 7 représente le faisceau lumineux de lumière cohérente (faisceau laser) avec lequel on éclaire l'élément de phase 6.
Ce faisceau se propage suivant l'axe Y et traverse successivement la lame séparatrice 20, le réseau de microlentilles 8 et la lentille principale 16 pour interagir avec l'élément de phase 6.
La lumière diffractée par ce dernier est récupérée par la lentille principale 16 puis atteint le réseau de microlentilles 8.
La flèche Fl représente la lumière issue du réseau de microlentilles après réflexion de cette lumière sur la lame séparatrice 20.
La lame séparatrice 20 permet de récupérer la lumière Fl en la séparant du faisceau incident F.
La lame 20 peut être remplacée par un séparateur de polarisation.
Des lames quart d'onde non représentées peuvent être ajoutées au dispositif de la figure 7 pour changer l'état de polarisation de l'onde entre F et FI.
La lame 20 doit alors être sensible aux deux états de polarisation orthogonaux de la lumière.
L'élément de phase utilisé dans les dispositifs des figures 5 à 7 peut comporter une structure micromécanique pour être reconfigurable.
Il est avantageusement obtenu grâce aux techniques d'usinage du silicium pour former un MOEMS.
Le pas A36 règle les valeurs de commande de tension finales U** et W** sur -1. Le pas A35 calcule la valeur de commande de tension finale V** à partir des valeurs de commande de tension de base U* et V* conformément à l'équation suivante V** = V* - U* - 1 ... (36) A la suite du pas A35, le programme avance au pas A15 (voir figure 7).
Le pas A36 règle la valeur de commande de tension finale U** comme suit U** = -1 ... (37) Le pas A36 calcule la valeur de commande de tension finale V** à partir des valeurs de commande de tension de base U* et V* conformément â l'équation suivante: V** = V* - U* - 1 ... (38) Le pas A36 calcule la valeur de commande de tension finale W** à partir des valeurs de commande de tension de base U* et W* conformément à l'équation suivante W** = 2(W* - U*) - 1 ... (39) A la suite du pas A36, le programme avance au pas A5 (voir figure 7).
Le bloc P13 (voir figure 17) dans le programme comprend des pas correspondant aux pas A30-A36. Le bloc P13 réalise "U**=+1" et "W**=+1" respectivement au lieu de "U**=-1" et "W**=-1". Le bloc P13 prend une décision con cernant "U*-W* < o" à la place de "W*-U* < 0" (voir le pas A30). Le bloc P13 réalise "V**=V*-W*+1" et "V**=V*-U*+1" respectivement à la place de "V**=V*-W*-1" et "V**=V*- U*-1". Le bloc P13 réalise "U**=2(U*-W*)+1" et "W**=2(W*- U*)+1" respectivement à la place de "U**=2(U*-W*)-1" et "W**=2(W*-U*)-1". Le bloc P13 se réfère au premier signal d'horloge ckl plutôt qu'au second signal d'horloge ck2.
La figure 19 représente un exemple de conditions dans le domaine temporel pour 1 période des valeurs de commande de tension U*, V*, W*, U**, V** et W**. En référence à la figure 19, les valeurs de commande de tension de base U*, V* et W* varient sous la forme de sinusoïdes unies, tandis que les valeurs de commande de tension finales U**, V** et W** varient conformément à des formes d'ondes dentelées, dont les lignes de base reflètent les sinusoïdes des valeurs de commande de tension de base U*, V* et W*.
La figure 20 représente des résultats de simulation sur ordinateur indiquant un exemple de conditions dans le domaine temporel du courant de sortie de la phase U, qui est produit en réponse aux valeurs de commande de tension finales U**, V** et W** conformément à la première forme de réalisation de la présente invention. La figure 21 représente les résultats de simulation sur ordinateur indiquant un exemple de conditions dans le domaine temporel du courant de phase U de sortie, qui est produit en réponse aux valeurs de commande de tension finales U**, V** et W** conformément à la seconde forme de réalisation de la présente invention. Les figures 20 et 22 montrent que la forme d'onde du courant de sortie de la phase U dans la seconde forme de réalisation de la présente invention est moins déformée que dans la première forme de réalisation de la présente invention.
Conformément à la seconde forme de réalisation de la présente invention, lorsque la valeur absolue de la différence entre deux des valeurs de commande de tension de base U*, V* et W* est inférieure à la valeur de référence prédéterminée "x", une modulation sur une phase et une modulation sur deux phases alternent. La modulation sur une phase est affectée aux premiers intervalles de temps de conversion tandis que la modulation sur deux phases est affectée aux seconds intervalles de temps de conversion. La modulation sur une phase est réalisée en fixant deux des valeurs de commande de tension finales U**, V** et W** sur +1 (le maximum) ou sur -1 (le minimum). La modulation sur deux phases est réalisée en fixant l'une des valeurs de commande de tension finale U**, V** et W** sur +1 (le maximum) et sur -1 (le minimum). Les premiers intervalles de temps de conversion et les seconds intervalles de temps de conversion ont des longueurs identiques. Par conséquent le taux d'occupation dans le temps ou le rapport entre les durées des premiers intervalles de temps de conversion et des seconds intervalles de temps de conversion est égal à Un exemple de processus intervenant pendant les premiers intervalles de temps de conversion et les seconds intervalles de temps de conversion est le suivant. Pendant chaque premier intervalle de temps de conversion, les valeurs de commande de tension finales V** et W** sont fixées sur le maximum ou sur le minimum, tandis que la valeur de commande de tension finale U** est réglée de manière à maintenir la différence de tension entre lignes entre la phase U et la phase V. Pendant chaque second intervalle de temps de conversion, la valeur de commande de tension finale V** est fixée au maximum ou au minimum, alors que la valeur de commande de tension finale U** est réglée de manière à maintenir la différence de tension entre lignes entre la phase U et la phase V. En outre, la valeur de commande de tension finale W** est réglée sur le double de la différence de tension entre lignes entre la phase W et la phase V.
*Par conséquent la seconde forme de réalisation de la présente invention permet de réduire la fréquence de commutation des transistors IGBT 1-6 par rapport à un agencement de l'art antérieur. Dans chacun des seconds intervalles de temps de conversion, les valeurs de commande de tension finales U**, V** et W** sont réglées de manière à compenser une distorsion de forme d'onde (une réduction d'une différence de tension entre lignes) qui serait provoquée par la fixation d'au moins l'une des autres valeurs de commande de tension finales. Par conséquent les formes ondes de courants de phase envoyés au moteur à courant alternatif triphasé 9 présentent des distorsions plus faibles. C'est pourquoi le moteur à courant alternatif triphasé 9 peut être activé avec un niveau de vibration plus faible et avec un niveau de bruit plus faible. Etant donné que le convertisseur 23 des valeurs de commande règle la période de conversion sur le double de la période de l'onde porteuse, le traitement de conversion peut etre aisément exécuté selon une séquence synchronisée sur l'onde porteuse Troisième forme de réalisation Une troisième forme de réalisation de la présente invention est similaire à la seconde forme de réalisation de l'invention, hormis les modifications d'agencement mentionnées ci-après. Comme cela a été mentionné précédemment, la modulation sur une phase est réalisée pendant chaque premier intervalle de temps de conversion, tandis que la modulation sur deux phases est réalisée pendant chaque second intervalle de temps de conversion. Dans la troisième forme de réalisation de l'invention, comme représenté sur la figure 22, le rapport entre les durées des premiers intervalles de temps de conversion et des seconds intervalles de temps de conversion est réglé à "1:3".
Dans la troisième forme de réalisation de l'invention, le pas A26 calcule la valeur de commande de tension finale W** à partir des valeurs de commande de tension de base W* et V* conformément à l'équation suivante: W** = 1,5(W*-V*) - 1 ... (40) L'équation (40) remplace l'équation (17). En outre le pas A29 calcule la valeur de commande de tension finale V** à partir des valeurs de commande de tension de base V* et W* conformément à l'équation suivante: V** = 1,5(V* - W*) - 1 ... (4 ) équation (41) remplace l'équation (20).
Les coefficients "1,5" présents dans équations (40) et (41) sont choisis en tenant compte du fait que la longueur des seconds intervalles de temps de conversion est égale au double de la longueur des premiers intervalles de temps de conversion, et par conséquent la grandeur correctrice de la tension entre lignes entre la phase W et la phase V dans la valeur de commande initiale est réduite de façon correspondante.
Dans le cas où le rapport des durées entre les premiers intervalles de temps de conversion et les seconds intervalles de temps de conversion est réglé sur 111:n", l'équation (40) est remplacée par l'équation suivante W** = (1 + 1/n).(W* - V*) - 1 ... (40a) dans laquelle "n" désigne un nombre réel positif.
Dans le cas où le rapport entre les durées des premiers intervalles de temps de conversion et des seconds intervalles de temps de conversion est réglé sur "m:111, l'équation (40) est remplacée par l'équation suivante W** = (1 + m).(W* - V*) - 1 ... (40b) dans laquelle "m" désigne un nombre réel positif.
De préférence, la troisième forme de réalisation la présente invention inclut un multiplicateur de fréquence qui double la fréquence du second signal d'horloge ck2 pour produire un troisième signal d'horloge dont la période est égale à celle de l'onde porteuse. De même la troisième forme de réalisation de la présente invention inclut un compteur d'état qui compte chaque flanc montant dans le troisième signal d'horloge. Le nombre compté fourni par le compteur d'état varie de façon cyclique entre "1", "2" et "3". Le nombre compté égal à "1" est affecté au premier intervalle de temps de conversion. Le nombre compté égal à "2" ou "3" est affecté au second de temps de conversion.
Dans la troisième forme de réalisation de la présente invention, la longueur des seconds intervalles de temps de conversion est égale au double de la longueur des premiers intervalles de temps de conversion, et par conséquent la grandeur correctrice de la tension entre lignes est réduite de façon correspondante. C'est pourquoi il est possible d'empêcher une distorsion, par surmodulation, des formes d'ondes des courants de phase dans le moteur à courant alternatif triphasé 9.
Ouatrième forme de réalisation Une quatrième forme de réalisation de l'invention est similaire à la seconde forme de réalisation, hormis les modifications d'agencement mentionnées ci-après. Dans la quatrième forme de réalisation de la présente invention, le rapport entre les durées des premiers intervalles de temps de conversion et des seconds intervalles de temps de conversion est modifié de façon dynamique.
En référence à la figure 23, on y voit représentée une séquence de plage temporelle "a", "b" et "c". Pendant les plages temporelles "a" et "c", le rapport entre les durées des premiers intervalles de temps de conversion et des seconds intervalles de temps de conversion est réglé à "1:2". Dans la plage temporelle "b", le rapport entre les durées des premiers intervalles de temps de conversion et des seconds intervalles de temps de conversion est réglé sur "1:1". Lorsque la distance entre les valeurs de commande de tension de base V* et W* augmente, la longueur des seconds intervalles de temps de conversion augmente par rapport à celle des premiers intervalles de temps de conversion. Cet agencement permet d'empêcher efficacement l'apparition d'une surmodulation étant donné qu'un accroissement de la longueur des seconds intervalles de temps de conversion réduit la grandeur correctrice de la tension entre lignes.
Dans la quatrième forme de réalisation selon l'invention, la variation dynamique du rapport entre les durées des premiers intervalles de temps de conversion et des seconds intervalles de temps de conversion entraîne variation dynamique des périodes des signaux de tension La variation dynamique des périodes permet d'éviter que les spectres de fréquences des signaux de tension se concentrent sur des points spécifiques. Par conséquent il est facile de prendre des contre-mesures à l'encontre d'un rayonnement indésirable.