INPI-France/Brevets-Francais-2024-Chunked huggingface dataset:
Un convertisseur réalisé selon la présente invention permet de réaliser une chaîne de réception radiofréquence capable de respecter la majeure partie des normes actuelles qui régissent les systèmes de radiocommunications (normes GSM, TETRAPOL, APCO 25, etc..
A la figure 15, on a représenté le schéma d'un exemple de convertisseur analogique-numérique Sigma-Delta MASH selon l'invention.
La structure de type MASH, ou structure cascadée, permet d'augmenter l'ordre du convertisseur Sigma-Delta sans encourir de problèmes de stabilité.
Avec deux convertisseurs Sigma-Delta du quatrième ordre cascadés, on obtient en effet un convertisseur analogique-numérique Sigma-Delta de type MASH du huitième ordre. On peut naturellement encore augmenter le nombre de convertisseurs Sigma-Delta du quatrième ordre ainsi cascadés, afin d'obtenir un convertisseur analogique-numérique Sigma-Delta de type MASH d'ordre supérieur (multiple de quatre). Néanmoins, en pratique, un convertisseur du huitième ordre est suffisant pour la plupart des applications.
Dans l'exemple représenté à la figure 15, le convertisseur Sigma-Delta MASH 400 comprend deux étages cascadés 300a et 300b, chacun de ces étages étant un convertisseur analogique-numérique Sigma-Delta passe-bande du quatrième ordre, tel que décrit ci-dessus en regard du schéma de la figure 5. A la figure 15, les mêmes éléments qu'à la figure 5 portent les mêmes références auxquelles cependant le suffixe"a"ou le suffixe"b"est ajouté, pour
les éléments du premier étage 300a et pour les éléments du second étage 300b respectivement. Le premier étage 300a délivre en sortie des valeurs numériques y1 (nT) d'un signal de sortie y1. De même, le second étage 300b délivre en sortie des valeurs numériques y2 (nT) d'un signal de sortie y2.
La structure de chaque étage n'est pas décrite à nouveau ici. On notera seulement que le circuit de mise à l'échelle 54b du second étage 300b ne reçoit pas directement le signal d'entrée du second étage 300b, mais ce signal d'entrée multiplié par le gain J3b du circuit de mise à l'échelle 53b. Il en résulte que la valeur du gain J3b+J4b du circuit 53b et du circuit 54b mis en série, correspond à la valeur du gain J4 du circuit de mise en forme 54 du convertisseur 300 de la figure 5.
Le convertisseur 300 comprend encore une première boucle de rétroaction 111 qui comprend un convertisseur numérique-analogique 104 à n bits en entrée. Le CNA 104 reçoit en entrée les valeurs y (nT) du signal numérique de sortie y, et délivre en sortie les échantillons x' (nT) d'un signal analogique x'correspondant au signal de sortie y converti. La boucle de rétroaction 111 comprend aussi un circuit de mise à l'échelle 51, recevant les échantillons x' (nT) en entrée et délivrant en sortie les échantillons x1' (nT) du premier signal analogique de rétroaction x1'précité. Le gain J1 du circuit de mise à l'échelle 51 est négatif, afin d'obtenir la rétroaction recherchée.
Le convertisseur 300 comprend enfin une seconde boucle de rétroaction 112, qui comprend le CAN 104 et un autre circuit de mise à l'échelle 52, recevant les échantillons x' (nT) en entrée et délivrant en sortie les échantillons
x2' (nT) du second signal analogique de rétroaction x2'précité. Le gain J2 du circuit 52 est également négatif, afin d'obtenir la rétroaction recherchée.
Dans un exemple, le signal analogique à convertir présente une bande de fréquence de l'ordre de 200 kHz de large, correspondant à 20 canaux d'à peu près 12 kHz de large chacun. Cette bande est transposée sur une fréquence centrale Fo sensiblement égale à 1,2 MHz. De préférence, la fréquence d'échantillonnage Fs du signal analogique d'entrée x à convertir, est telle que Fo soit égale au quart de Fs (Fo = Fs/4). Cela simplifie le retour en bande de base du signal du signal numérique de sortie (i. e., après conversion analogique-numérique). Dans l'exemple Fs est donc égale à 4,8 MHz.
Dans la suite, les fonctions de transfert respectives du premier résonateur 101 et du second résonateur 102 sont notées H 1 (z) et H2 (z) respectivement, où z désigne la variable discrète temps fréquence. De plus, on note 81 et 82 l'argument de la variable z pour la fonction de transfert H1 (z) et pour la fonction de transfert H2 (z) respectivement. On rappelle que l'argument 8 de la variable z est tel que 8 = 2. c. f/Fs, où f désigne la fréquence.
En tenant compte de ces notations, et en désignant en outre par cos la fonction cosinus, la fonction de transfert H1 (z) du résonateur 101 est préférentiellement donnée par la relation suivante : et la fonction de transfert H2 (z) du second résonateur 102 est préférentiellement donnée par la relation suivante :
Il s'agit donc de fonctions bi-quadratiques, c'est-à-dire quadratiques au numérateur et au dénominateur.
De préférence, le résonateur 101 et le résonateur 102 sont de structure identique, c'est-à-dire que leurs fonctions de transfert respectives sont réalisées par des composants électroniques identiques. Cela simplifie la conception, le test et la réalisation du convertisseur sur un substrat de silicium.
En l'occurrence le résonateur 101 et le résonateur 102 sont des filtres
analogiques du second ordre. De préférence, ils ont une structure à capacités commutées, avec ajustement du paramètre respectivement cos81 ou cos62, via une capacité variable respective. Par capacité commutée, on entend un condensateur ayant un interrupteur série amont ISAM et un interrupteur série aval ISAV, respectivement en série avec chacune de ces bornes d'une part, et en outre un interrupteur parallèle amont IPAM et un interrupteur parallèle aval 1 PA V, en parallèle respectivement avec chacune de ses bornes d'autre part (voir par exemple la capacité commutée C01 sur le schéma de la figure 6).
Sauf mention contraire, la borne libre des interrupteurs parallèles IPAM et IPAV de chaque capacité commutée à laquelle il est fait référence dans la suite, est reliée à la masse. Les filtres à capacités commutées sont bien connus de l'homme du métier et n'appellent pas de commentaires particuliers ici.
A la figure 6, on a représenté de façon schématique un mode de réalisation possible du résonateur 101, incluant en outre l'additionneur S 1 dans un cas particulier où J1 =-J3 et où J2 =- (J4+1).
Le résonateur 101, qui a ici une structure à capacités commutées, comprend deux étages intégrateurs. Chacun de ces étages comprend un amplificateur opérationnel respectivement 61A et 62A, en série via une capacité commutée C12. La sortie du résonateur 101 est prise sur la sortie de l'amplificateur 61A, qui délivre donc le signal analogique j. Les entrées noninverseuses des amplificateurs 61A et 62A sont reliées à la masse. La sortie de l'amplificateur 61A est reliée à son entrée inverseuse via une capacité C1A. En outre, la sortie de l'amplificateur 62A est reliée à son entrée inverseuse via une capacité variable C2A, permettant d'ajuster le paramètre cos81 précité. Par ailleurs, l'entrée inverseuse de l'amplificateur 61A reçoit le signal analogique d'entrée x (multiplié par le gain J3 du circuit de mise à l'échelle 53) via une capacité commutée C01. Le premier signal de rétroaction x1'est porté sur la borne libre de l'interrupteur parallèle amont IPAM de la capacité commutée C01, celle-ci n'étant pas reliée à la masse. La capacité commutée C01, ainsi connectée, forme l'additionneur analogique S1. En outre, l'entrée inverseuse de l'amplificateur 61A est reliée à la sortie de l'amplificateur 62A via une capacité commutée C21. Enfin, l'entrée inverseuse de l'amplificateur 62A reçoit le signal analogique d'entrée x (multiplié par le gain J3 du circuit de mise à
l'échelle 53) via une autre capacité commutée C02. Le premier signal de rétroaction x1'est porté sur la borne libre de l'interrupteur parallèle amont IPAM de la capacité commutée C02, celle-ci n'étant pas reliée à la masse.
Si on prévoit en outre les relations suivantes : C01 = 101xC1A ; C21 =S21xC1A ; C12 = 112xC2A ; et, C02 = 102xC2A, où 101, S21, 112 et 102 sont des paramètres appropriés, alors on peut montrer que la fonction de transfert H1 (z) du résonateur 101 est donnée par la relation suivante :
Si en outre, on prévoit 101 = S21 = 1, alors la relation (3) s'identifie à la relation (1) ci-dessus, en posant de plus 102 = (1-cos91) et 112 = 2x (1-cos81).
A la figure 7, on a représenté de façon schématique un mode de réalisation possible du résonateur 102, incluant en outre l'additionneur S2.
Le résonateur 102, qui a également ici une structure à capacités commutées, comprend deux étages intégrateurs. Chacun de ces étages comprend un amplificateur opérationnel respectivement 61 B et 62B, en série via une capacité commutée C12. La sortie du résonateur 102 est prise sur la sortie de l'amplificateur 618, qui délivre le signal analogique filtré passe-bande k. Les entrées non-inverseuses des amplificateurs 61 B et 62B sont reliées à la masse. La sortie de l'amplificateur 618 est reliée à son entrée inverseuse via une capacité Club. En outre, la sortie de l'amplificateur 62B est reliée à son entrée inverseuse via une capacité variable C2B, permettant d'ajuster le paramètre cos82 précité. Par ailleurs, l'entrée inverseuse de l'amplificateur 61 B reçoit, premièrement le signal analogique j via une capacité commutée C01, et deuxièmement le signal analogique d'entrée x (multiplié par le gain J4 du circuit de mise à l'échelle 54) via une autre capacité commutée C01. Le second signal de rétroaction x2'est porté sur la borne libre de l'interrupteur parallèle amont IPAM de chacune des deux capacités commutées C01 précitées, celle-ci n'étant pas reliée à la masse. Les capacités commutées C01, ainsi
commutées, forment l'additionneur analogique S2. En outre, l'entrée inverseuse de l'amplificateur 61 B est reliée à la sortie de l'amplificateur 62B via une capacité commutée C21. Enfin, l'entrée inverseuse de l'amplificateur 628 reçoit en outre, premièrement le signal analogique j via une capacité commutée C02, et deuxièmement le signal analogique d'entrée x (multiplié par le gain J4 du circuit de mise à l'échelle 54) via une autre capacité commutée C02. Le second signal de rétroaction x2'est porté sur la borne libre de l'interrupteur parallèle amont IPAM de chacune des deux capacités commutées C02 précitées, celle-ci n'étant pas reliée à la masse.
Si on prévoit en outre les relations suivantes : C01 = 10lxClB C21 = S21xC1B ; C12 = 112xC28 ; et, C02 = 102xC2A, où 101, S21, 112 et 102 sont les paramètres appropriés précités, alors on peut montrer que la fonction de transfert H2 (z) du résonateur 102 est donnée par la relation suivante :
Si en outre, on prévoit 101 = S21 = 1, alors la relation (4) s'identifie à la relation (2) ci-dessus, en posant de plus 102 = (1-cos02) et 112 = 2x (1-cos92).
Les valeurs des capacités C2A et C2B sont ajustables, et c'est par elles qu'on peut ajuster les valeurs des paramètres cos61 et cos92 respectivement, qui déterminent la position exacte des pôles des fonctions de transfert H1 (z) et H2 (z) respectivement. Ces capacités permettent donc de commander le mode de fonctionnement des résonateurs respectivement 101 et 102 (fonctionnement en mode Fs/4 ou en mode Fs/8, par exemple) et le réglage de leur fréquence centrale.
En particulier, lorsque cost1 = cos02 = 0, la fréquence centrale Fc1 et la fréquence centrale Fc2 respectivement des résonateurs 101 et 102 sont égales au quart de la fréquence d'échantillonnage (Fc1 = Fc2 = Fs/4). Il s'agit alors du mode Fs/4. De même, lorsque cose1 = cos62 = + > 12/2, les fréquences centrales Fc1 et Fc2 respectivement des résonateurs 101 et 102 sont égale au huitième
de la fréquence d'échantillonnage (Fc1 = Fc2 = Fs/8). Il s'agit alors du mode Fs/8.
Selon un mode de réalisation avantageux, la fréquence centrale Fc1 du résonateur 101 est légèrement inférieure (respectivement supérieure) à la fréquence centrale Fo de la bande de fréquence du signal analogique d'entrée x à convertir, et la fréquence centrale Fc1 du résonateur 102 est légèrement supérieure (respectivement inférieure) à cette fréquence centrale Fo.
Ce réglage est illustré par les graphes des figures 8 et 9, dans un mode de réalisation préféré dans lequel la fréquence centrale Fo de la bande de fréquence du signal analogique x à convertir est égale au quart de la fréquence d'échantillonnage Fs (Fo = Fs/4). Sur la figure 8, la courbe 81 donne par exemple l'allure de la mise en forme du bruit de quantification par le résonateur 101, et la courbe 82 donne l'allure de la mise en forme du bruit de quantification par le résonateur 102. Sur la figure 9, la courbe 90 donne l'allure de la mise en forme du bruit de quantification par le convertisseur Sigma-Delta passe-bande 300 comportant les résonateurs 101 et 102 associés. On notera que la même courbe 90 serait obtenue si la mise en forme du bruit de quantification par le résonateur 101 correspondant à la courbe 82, la mise en forme du bruit de quantification par le résonateur 102 correspondant alors à la courbe 81. Cela correspondrait simplement à une inversion de la position des pôles respectifs des fonctions de transfert H1 (z) et H2 (z) par rapport à la fréquence Fs/4.
Ce réglage permet d'élargir la bande de fréquence en dehors de laquelle la densité d'énergie N du bruit de quantification est rejetée. On peut ainsi obtenir un SNR satisfaisant dans une bande plus large qu'avec un fonctionnement en mode Fs/4 ou en mode Fs/8.
Le convertisseur analogique-numérique 103 est de préférence de type Flash à n bits en sortie. Un tel convertisseur présente pour avantage une grande vitesse de conversion, grâce à l'absence de régimes transitoires.
En outre, le convertisseur numérique-analogique 104 est de préférence également type Flash, à n bits en entrée, à sources de courant pondérées.
L'avantage d'un tel convertisseur tient là aussi à la rapidité de la conversion.
Le principe d'un CNA à sources de courant pondérées, qui est connu en lui-même, est illustré par le schéma de la figure 10. Le CNA comprend n sources de courant CSO à CSn-1 connectées en parallèle entre un noeud A et un noeud B, et chacune en série avec un interrupteur de commande, respectivement SWO à SWn-1. Les sources de courant CSO, CS1,..., Ci,..., CSn-1, sont dites pondérées en ce sens qu'elles délivrent un courant respectivement 10, 2xi,..., 2'xio,..., 2n-'\io où 10 est le courant délivré par une source de courant élémentaire. Une résistance R est en outre connectée entre les noeuds A et B. Les interrupteurs de commande sont commandés par n signaux de commande respectifs, dont l'état logique est déterminé par les bits d'information stockés dans un registre (non représenté), et correspondant à la valeur numérique à convertir. La tension Vout entre les noeuds A et B constitue le signal analogique produit par la conversion.
En pratique, les sources de courant SCO à SCn-1 sont réalisées par 2n sources de courant élémentaires, délivrant chacune le courant 10 précité, et dont une n'est pas utilisée. La source de courant CSO comprend une telle source de courant élémentaire. La source de courant CS1 en comprend deux en parallèle. La source de courant CS2 en comprend quatre en parallèle. La source de courant CS3 en comprend huit en parallèle. Et ainsi de suite. Selon un mode de réalisation avantageux, chacune des 2"sources de courant élémentaires est constituée de 2n sous-sources de courant élémentaires, chacune délivrant un courant ! o/2". C'est donc au total 2n x 2n sources de courant qui sont comprises dans un tel CNA. Typiquement, il s'agit de transistors bipolaires respectifs.
Lorsque R23 est un radical R27 hydrocarboné, il peut être long et avoir de 12 à 22 atomes de carbone, ou court et avoir de 1 à 3 atomes de carbone.
Lorsque Ru est un radical R29 hydrocarboné, il a de préférence 1 à 3 atomes de carbone.
Avantageusement, R, R et R28, identiques ou différents, sont choisis parmi les radicaux hydrocarbonés en Cl,-, linéaires ou ramifiés, saturés ou insaturés, et plus particulièrement parmi les radicaux alkyle et alcényle en C,,-C, linéaires ou ramifiés, saturés ou insaturés.
De préférence, r, s et t, identiques ou différents, valent 2 ou 3, et encore plus particulièrement sont égaux à 2.
On utilise plus particulièrement dans la composition selon l'invention, les sels d'ammonium de formule (IX) dans laquelle : - R22 désigne un radical méthyle ou éthyle, - x et y sont égaux à 1 ; - z est égal à 0 ou 1 ; - r, set t sont égaux à 2 ; -R23 est choisi parmi : 0 il - le radical R-C- - les radicaux méthyle, éthyle ou hydrocarbonés en C-C, - l'atome d'hydrogène ; - ruz est choisi parmi : 0 Il - le radical Rg-C- - l'atome d'hydrogène ; - R, R et R, identiques ou différents, sont choisis parmi les radicaux hydrocarbonés en C-Cy, linéaires ou ramifiés, saturés ou insaturés, et de préférence parmi les radicaux alkyles et alcényles en C-C, y, linéaires ou ramifiés, saturés ou insaturés.
On peut citer par exemple les composés de formule (IX) tels que les sels (chlorure ou méthylsulfate notamment) de diacyloxyéthyl-diméthylammonium, de diacyloxyéthyl-hydroxyéthyl-méthylammonium, de monoacyloxyéthyl-dihydroxyéthylméthylammonium, de triacyloxyéthyl-méthylammonium, de monoacyloxyéthylhydroxyéthyl-diméthylammonium et leurs mélanges. Les radicaux acyles ont de
préférence 14 à 18 atomes de carbone et proviennent plus particulièrement d'une huile végétale comme l'huile de palme ou de tournesol. Lorsque le composé contient plusieurs radicaux acyles, ces derniers peuvent être identiques ou différents.
Ces produits sont obtenus, par exemple, par estérification directe de la triéthanolamine, de la triisopropanolamine, d'alkyldiéthanolamine ou d'alkyldiisopropanolamine éventuellement oxyalkylénées sur des acides gras ou sur des mélanges d'acides gras d'origine végétale ou animale, ou par transestérification de leurs esters méthyliques. Cette estérification est suivie d'une quatemisation à l'aide d'un agent d'alkylation tel qu'un halogénure d'alkyle (méthyle ou éthyle de préférence), un sulfate de dialkyle (méthyle ou éthyle de préférence), le méthane- sulfonate de méthyle, le para-toluènesulfonate de méthyle, la chlorhydrine du glycol ou du glycérol.
De tels composés sont par exemple commercialisés sous les dénominations DEHYQUARTO par la société HENKEL, STEPANQUATO par la société STEPAN, NOXAMIUM par la société CECA, REWOQUAT'WE 18 par la société REWO- WITCO.
La composition selon l'invention contient de préférence un mélange de sels de mono-, di-et triester d'ammonium quaternaire avec une majorité en poids de sels de diester.
Il est également possible d'augmenter la production endogène d'un polypeptide de l'invention par administration au sujet d'un polynucléotide selon l'invention. Par exemple, ce polynucléotide peut être inséré dans un vecteur rétroviral d'expression. Un tel vecteur peut être isolé à partir de cellules ayant été infectées par un vecteur de plasmide rétroviral contenant de l'ARN codant pour le polypeptide de l'invention, de telle façon pour que les cellules transduites produisent des particules virales infectieuses contenant le gène
d'intérêt. Voir Gene Therapy and other Molecular Genetic-based-Therapeutic Approaches, Chapter 20, in Human Molecular Genetics, Strachan and Read, BIOS Scientifics Publishers Ltd (1996).
La présente invention concerne également l'utilisation : a) d'une quantité thérapeutiquement efficace d'un agent inhibiteur défini précédemment, et/ou b) d'une quantité thérapeutiquement efficace d'un anticorps immunospécifique défini précédemment, et/ou c) d'un polynucléotide permettant d'inhiber l'expression d'un polynucléotide conforme à l'invention, pour préparer un médicament destiné à diminuer l'expression ou l'activité, chez un sujet, d'un polypeptide conforme à l'invention.
PARTIE EXPERIMENTAL Exemple 1 : Modélisation d'une protéine codée par un polynucléotide de séquence nucléotidique comportant un polymorphisme de type SNP conforme à l'invention et de la protéine codée par la séquence nucléotidique du gène sauvage de référence Dans une première étape la structure tridimensionnelle de IFNa- 21 a été construite à partir de celle de IFNa-2 dont la structure est disponible
dans la base de données PDB (code HTF) et ce en utilisant le logiciel Modeler (MSI, San Diego, CA).
Le fragment polypeptidique mature a ensuite été modifié de façon à reproduire la mutation Q102K, Q114H, V127D, C162stop ou K179E.
Le fait que les résonateurs ont une fréquence centrale ajustable permet d'augmenter la largeur de la bande de fréquence en dehors de laquelle le bruit de quantification est rejeté.
En effet, en réglant la fréquence centrale du premier résonateur à une valeur légèrement inférieure ou supérieure à la fréquence centrale de la bande de fréquence du signal analogique d'entrée à convertir, et en réglant la fréquence centrale du premier résonateur à une valeur respectivement légèrement supérieure ou légèrement inférieure à la fréquence centrale de la
bande de fréquence du signal analogique d'entrée à convertir, on peut obtenir un SNR élevé dans une bande de fréquence relativement large, de l'ordre de 200 kHz.
L'invention concerne aussi un convertisseur analogique-numérique Sigma-Delta MASH, comprenant au moins un premier et un second convertisseurs analogique-numérique Sigma-Delta passe-bande cascadés, ainsi qu'un filtre de recombinaison recevant le signal de sortie du premier convertisseur sur une première entrée et le signal de sortie du second convertisseur sur une seconde entrée, dans lequel le premier et/ou le second convertisseurs sont des convertisseurs analogique-numérique Sigma-Delta passe-bande tels que définis ci-dessus.
L'avantage du convertisseur analogique-numérique Sigma-Delta MASH de l'invention réside dans le fait qu'un tel convertisseur du huitième ordre est obtenu avec deux étages seulement, ce qui réduit la place occupée par le convertisseur sur un substrat de silicium.
D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront encore à la lecture de la description qui va suivre. Celle-ci est purement illustrative et doit être lue en regard des dessins annexés, sur lesquels on a représenté : -à la figure 1, déjà analysée : un schéma illustrant le principe d'un convertisseur Sigma-Delta passe-bas ; - à la figure 2, également déjà analysée : un graphe montrant la mise en forme du bruit de quantification par le convertisseur de la figure 1 ; - à la figure 3, également déjà analysée : un schéma illustrant le principe d'un convertisseur Sigma-Delta passe-bande ; - à la figure 4, également déjà analysée : un graphe montrant la mise en forme du bruit par le convertisseur de la figure 3 ; - à la figure 5 : le schéma d'un convertisseur Sigma-Delta selon l'invention ; - à la figure 6 et la figure 7 : des schémas de circuits permettant de réaliser les résonateurs du convertisseur Sigma-Delta selon un mode de réalisation avantageux de l'invention ; - à la figure 8 et à la figure 9 : des graphes illustrant la mise en forme du bruit de quantification par un convertisseur Sigma-Delta selon l'invention ;
- à la figure 10 : un schéma illustrant le principe d'un CNA à sources de courant pondérées ; - à la figure 11 : un schéma illustrant la répartition géographique sur un substrat de silicium de 16x16 sources de courant entrant dans la composition d'un CNA à 4 bits en entrée ; - à la figure 12 : un tableau illustrant la commande de 16 sources de courant élémentaires entrant dans la composition d'un CNA à 4 bits, avec entrelacement pseudo-aléatoire de ces sources ; - à la figure 13 et à la figure 14 : des graphes montrant la mise en forme du bruit de quantification, obtenus par simulation respectivement sans et avec entrelacement pseudo-aléatoire des sources de courant élémentaire du CNA ; et, - à la figure 15 : le schéma d'un convertisseur Sigma-Delta MASH selon l'invention.
La figure 5 est une représentation schématique d'un convertisseur analogique-numérique Sigma-Delta passe-bande 300 selon l'invention.
Ce convertisseur 300 comprend un premier additionneur analogique S1.
Celui-ci reçoit, sur une première entrée, via un circuit de mise à l'échelle 53 dont le gain J3 est positif, les échantillons x (nT) du signal analogique d'entrée x à convertir. Il reçoit de plus, sur une seconde entrée, les échantillons x1' (nT) d'un premier signal analogique de rétroaction x1'.