INPI-France/Brevets-Francais-2024-Chunked huggingface dataset:
Suivant un second mode de réalisation de l'invention, l'étui est réalisé à partir d'une feuille de matériau souple et imperméable, par exemple de matière plastique, pliée en deux le long d'une ligne de pliage de manière à former deux parties sensiblement parallèles. Ces deux parties sont soudées entre elles par leurs bords libres respectifs.
7. 18.5. Obtention de représentations fréquentielles sans calcul de l'onde reçue sur la surface de réception.
Si la table optique est de qualité suffisante pour supprimer les vibrations, la formule utilisée en 7.18.4. devient :
Pour simplifier les explications, on peut supposer que l'atténuateur de faisceau et les rotateurs de polarisation ne sont pas utilisés. On vérifie alors que chaque représentation fréquentielle Fp,q obtenue dans la procédure décrite en 7.17. peut s'exprimer sous la forme:
ou Fp.q,d [ni, nJ, nk] est obtenu comme Fp,q dans la procédure 7.17. non modifiée, mais en remplaçant Mk, p,9 [i, j] par la valeur réelle MO[k, pu[0, d,0,0[q, /, y] obtenue dans la procédure décrite en 7.12. pour une valeur correspondante de l'indice d indiçant le décalage de phase. Il est donc possible de calculer pour chaque indice d une représentation fréquentielle séparée Fp,q,d , ces représentations étant ensuite superposées pour obtenir la représentation fréquentielle Fp,q, au lieu d'effectuer directement dans la procédure 7.12. la superposition des valeurs correspondant à chaque indice d.
Il est également possible d'effectuer la superposition des tableaux correspondant à chaque indice d après passage dans le domaine spatial par transformation de Fourier inverse.
Enfin, il est possible de ne pas utiliser les mêmes points d'impact de l'onde d'éclairage en fonction du décalage de phase appliqué. Dans ce cas, à chaque décalage de phase correspond une trajectoire distincte et les tableaux Io[k],Jo[k] doivent être remplacés par des tableaux 10 [k,d],Jo[k,d]. On peut alors calculer comme précédement des tableaux Fp,q,d séparés avant de les superposer pour obtenir les tableaux Fp,q.
Ce mode de calcul n'est pas particulièrement avantageux mais montre qu'il n'est pas indispensable de calculer dans une phase intermédiaire les représentations bidimensionnelles complexes, ni même d'effectuer une acquisition des données correspondant à ces représentations bidimensionnelles complexes.
7. 18.6. Réalisation d'images avec une seule valeur du décalage de phase.
La présente variante consiste à modifier la procédure décrite en 7.12. de manière à n'acquérir que la partie réelle du nombre complexe normalement acquis de la manière décrite en 7.12. Cette partie réelle peut être acquise en une seule étape, ce qui permet d'utiliser une seule valeur de l'indice d caractérisant le décalage de phase. Du fait que seule la partie réelle est acquise, la représentation fréquentielle obtenue, en
supposant que le tableau de compensation de l'aberration sphérique Dp est mis à 1, est la partie réelle de la représentation complexe. La représentation spatiale obtenue par transformation de Fourier inverse est alors la superposition de l'image normale avec une image conjuguée symétrique par rapport au point d'origine de l'onde de référence. Pour que l'image normale ne soit pas superposée à sa symétrique, le point d'origine de l'onde de référence doit être placé sur le coté du diaphragme, légèrement hors de l'ouverture du diaphragme, et non au centre de celui-ci. L'ouverture du diaphragme doit être réduite de moitié de manière à éviter le repliement de spectre induit par ce déplacement du point d'origine de l'onde de référence.
L'image obtenue finalement comporte alors l'image normale et l'image symétrique, non superposées et donc utilisables. Toutefois, pour que la partie réelle puisse être acquise en une seule étape, il est nécessaire que l'intensité de l'onde de référence soit suffisamment supérieure à l'intensité de l'onde diffractée, de manière à ne pas induire d'erreurs du second ordre. La qualité de l'image finalement obtenue dépend donc de l'intensité de l'onde de référence. Une intensité trop faible induit des distortions du second ordre et une intensité trop forte augmente le bruit gaussien.
Afin de respecter au mieux la condition d'intensité suffisante de l'onde de référence, l'intensité de l'onde de référence seule doit être ajustée non au quart de la valeur maximale du digitaliseur comme indiqué en 7. 4. mais par exemple à 80% de cette valeur, Pour que la partie réelle soit effectivement acquise à chaque prise d'image, le décalage de phase unique utilisé doit permettre l'obtention directe d'une référence de phase constante. Ce décalage sera donc, de manière similaire à ce qui a été fait en 7.18.4.:
Malgré l'application de ce décalage de phase, la référence de phase peut ne pas être constante en présence de vibrations de la table optique. Ceci détruirait l'image et il est donc nécessaire d'utiliser une table optique de très bonne qualité de manière à supprimer ces vibrations.
L'indice d ne prend donc plus qu'une seule valeur au lieu de trois et l'étape 2 de la procédure décrite en 7.12.2.2. est remplacée par: Comme en 7.18.4., mais en tenant compte de l'abscence de vibrations, l'étape 2 de la procédure décrite en 7.17.2. est remplacée par:
Cette variante peut être d'avantage simplifiée en n'utilisant qu'une seule position des rotateurs de phase et qu'une seule position de l'atténuateur de faisceau, moyennant quoi les 36 couples d'images élémentaires acquis en 7.12.2.1. peuvent se réduire à un seul, au prix d'une forte diminution de la qualité de l'image. Dans ce cas de simplification extrême , les indices c,d,r1 ,r2 ne prennent plus qu'une seule valeur et l'ensemble de la procédure décrite en 7.12.2. se réduit à:
7. 18.7. Méthode simplifiée d'obtention des images tridimensionnelles.
Par report aux dessins annexés, des modes de réalisation du procédé d'affichage en demi-teinte et de l'appareil d'affichage afférent selon la présente invention seront décrits en détail ci-après.
Tout d'abord, un exemple d'un appareil d'affichage qui met en oeuvre le procédé d'affichage en demi-teinte selon la présente invention sera décrit par report à la figure 21.
La figure 21 est un schéma fonctionnel qui représente un exemple de l'appareil d'affichage qui met en oeuvre le procédé d'affichage en demi-teinte selon la présente invention. Sur la figure 21, un index de référence 100 représente l'appareil d'affichage et un index de référence 200 représente un moyen de sélection de bloc de luminance et d'insertion de bloc de luminance de réglage de luminance. Ici, un index de référence 210 représente un signal de source (données d'affichage) et un index de référence 220 représente le signal après insertion d'un bloc de luminance de réglage de luminance.
Comme représenté sur la figure 21, l'appareil d'affichage 100 comprend un affichage d'image (panneau d'affichage) 102, un décodeur X 131, un dispositif de pilotage X 132, un décodeur Y 141 et un dispositif de pilotage Y 142 pour piloter l'affichage d'image 102 et un contrôleur 5 pour commander le dispositif de pilotage X 132 et le dispositif de pilotage Y 142 pour le pilotage. L'affichage d'image 102
comporte un réseau de pixels agencé selon une matrice n x m munie de n rangées et de m pixels dans chaque rangée.
Une image est affichée sur l'affichage d'image 102 en faisant varier le niveau d'échelle de gris en utilisant une pluralité de sousimages (blocs de luminance) comme représenté sur la figure 19 et chacune de la pluralité de sous-images est constituée par exemple par une période d'adressage et par une période de décharge soutenue. Il est à noter ici que la présente invention peut être appliquée non seulement à des panneaux d'affichage à décharge de gaz tels que des affichages plasma mais également à divers autres dispositifs d'affichage tels que le dispositif micromiroir numérique (DMD) et que des panneaux électroluminescents (EL) qui affichent des images d'échelle de gris en demi-teinte en utilisant un procédé de division temporelle intra-image ou intra-trame.
Plus spécifiquement, l'appareil d'affichage 100 de la figure 21 peut utiliser n'importe quel type de panneau pour autant que le panneau est construit pour afficher des images d'échelle de gris en utilisant des sous-images ; l'objet essentiel de la présente invention consiste à appliquer les données d'affichage (signal de source 210) sur l'appareil d'affichage 100 via le moyen de sélection de bloc de luminance et d'insertion de bloc de luminance de réglage de luminance 200. Le moyen de sélection de bloc de luminance et d'insertion de bloc de luminance de réglage de luminance 200 est configuré pour sélectionner un nombre approprié de blocs de luminance D parmi la pluralité de blocs de luminance D1 à D4 présentant le poids de luminance le plus important et également pour émettre en sortie le signal 220 tandis qu'un bloc de luminance de réglage de luminance (impulsion d'égalisation : est additionné au signal de source ou en est soustrait en fonction de la présence ou de l'absence d'un changement au niveau du signal de source 210 d'une image (une trame) à la suivante.
Le procédé d'affichage en demi-teinte et l'appareil d'affichage afférent de la présente invention supposent l'utilisation d'une séquence d'activation telle que préalablement représentée sur la figure 19 selon
laquelle plus d'un bloc de luminance se voit assigner un poids de luminance important (par exemple le poids de luminance le plus important), et qui présente une redondance qui permet d'afficher un niveau d'échelle de gris au moyen de l'une quelconque d'une pluralité de combinaisons de sous-images (blocs de luminance). Avant d'assigner un poids à chaque impulsion d'égalisation de telle sorte que le changement du motif d'intensité d'émission en fonction du changement de la position, tel que perçu visuellement en relation avec le déplacement de l'image d'affichage, devienne uniforme, tout en maintenant constante la quantité totale des impulsions d'égalisation appliquées, par exemple, afin de décharger des cellules du panneau d'affichage plasma (PDP), la présente invention utilise activement la redondance incorporée dans la séquence d'activation et commande les combinaisons des blocs de luminance, ce qui réduit la survenue de contours faux d'image mobile (contours de couleur faux) dans l'information vidéo et ce qui permet d'obtenir une amélioration supplémentaire de la qualité de l'image d'affichage.
Selon la présente invention, l'un ou l'autre des deux motifs d'activation (la première description ou la seconde description) présentés dans le tableau 1 est choisi conformément au motif d'activation du pixel qui est voisin sur la gauche de telle sorte que des impulsions d'égalisation de compensation de déplacement puissent être appliquées correctement.
La figure 22 est un schéma permettant d'expliquer le principe de base du procédé d'affichage en demi-teinte selon la présente invention ; cette figure correspond à la figure 20 présentée préalablement.
Sur la figure 22, l'axe horizontal représente les coordonnées de position x fixées sur la rétine et l'axe vertical représente le temps t. Ici, 0 et 1 F tracés suivant l'axe vertical t indiquent une image (0) dans une image (trame) à un instant donné et une image (1 F) dans l'image suivante. Un symbole de référence AA représente qu'une échelle de gris est affichée en utilisant deux blocs de luminance de niveau de gris de 48 (les blocs de luminance présentant le poids de luminance le plus
important) (par exemple D1 et D2) et un symbole de référence BB indique qu'une échelle de gris est affichée en utilisant trois blocs de luminance de niveau de gris de 48 (par exemple D1, D2 et D3). Plus spécifiquement, 159-AA représente un pixel qui affiche un niveau d'échelle de gris de 159 en utilisant deux blocs de luminance de niveau de gris de 48, 159-BB représente un pixel qui affiche un niveau d'échelle de gris de 159 en utilisant trois blocs de luminance de niveau de gris de 48 et 160-BB représente un pixel qui affiche des niveaux d'échelle de gris de 160 en utilisant trois blocs de luminance de niveau de gris de 48.
Comme représenté sur la figure 22, dans l'image à un instant donné (temps 0), les pixels a, b, c, et d affichent une échelle de gris en utilisant (en activant) deux des blocs de luminance D (les blocs de luminance présentent le poids de luminance le plus important) et le pixel e affiche une échelle de gris en utilisant trois blocs de luminance D. Dans ce cas, le pixel f et les pixels successifs à sa droite affichent une échelle de gris en utilisant trois blocs de luminance D, soit le même nombre de blocs de luminance D qu'utilisé par le pixel voisin sur la gauche. C'est-à-dire qu'au niveau du tableau 1, les numéros de groupe des pixels d, e et f sont Gd = 6, Ge = 7 et Gf = 6, et la comparaison des numéros de groupe montre que Gd Gf.
Par conséquent, le pixel e est affiché en utilisant la première description (160-BB) et le pixel f est affiché en utilisant la seconde description (159-BB). En ce qui concerne les pixels a, b, c et d, leurs numéros de groupe Ga, Gb, Gc et Gd sont de 6 et il s'ensuit que G0(0) < Ga, Ga = Gb, Gb = Gc et Gc = Gd, de telle sorte que le pixel a est affiché en utilisant la première description (159-AA) et les pixels b, c et d sont affichés en utilisant la même description (la première description : 159-AA) que celle utilisée pour les pixels respectifs (a, b, c, d) qui sont voisins sur la gauche. Ici, le pixel (0) qui est voisin sur la gauche du pixel a (le pixel le plus à gauche) n'existe pas réellement mais comme préalablement décrit, le numéro de groupe GO du pixel 0 est supposé valoir 0.
Dans l'image suivante (1 F), si l'on suppose que l'image se déplace de la droite vers la gauche à une vitesse de trois pixels par image, le nombre de blocs de luminance D augmente d'une unité pour chacun des trois pixels b, c et d. C'est-à-dire qu'au niveau du tableau 1, les numéros de groupe des pixels a, b et c sont Ga = 6, Gb = 7 et Gc = 6 et la comparaison des numéros de groupe montre que G0(0) Gc. Par conséquent, le pixel a est affiché en utilisant la première description (159-AA) et le pixel b est affiché également en utilisant la première description (160-BB) tandis que le pixel C est affiché en utilisant la seconde description (159-BB). En ce qui concerne les pixels c, d, e et f, leurs numéros de groupe Gc, Gd Ge et Gf sont de 6 et il s'ensuit que Gc = Gd, Gd = Ge et Ge = Gf, de telle sorte que les pixels d, e et f sont affichés en utilisant la même description (la seconde description : que celle utilisée pour les pixels respectifs (c, d, e) qui sont voisins sur la gauche. Par conséquent, à partir du nombre de pixels contigus qui ont subi le même changement du point de vue du nombre de blocs de luminance D utilisés, la vitesse de déplacement d'image peut être détectée de façon correcte en tant que trois pixels par image. En appliquant le procédé par impulsions d'égalisation de compensation de déplacement proposé par exemple dans la publication de brevet non examiné du Japon (Kokai) n 10-133623 à ces trois pixels, des contours faux d'image mobile peuvent être réduits, ce qui améliore la qualité d'affichage de l'image.
Cependant, les performances, exceptionnelles par certains côtés de cette stratégie, n'ont pas suffi à faire oublier les défauts liés au fonctionnement à fréquence variable qu'elle impose: - augmentation des pertes par commutation ou par hystéresis et mise en danger des semi-conducteurs lors des fonctionnements à fréquence élevée, - perturbations acoustiques lors des fonctionnements à fréquence basse, - excitation des résonances mécaniques et/ou électriques à cause du balayage de la fréquence.
La présente invention vise à pallier ces inconvénients et a pour principal objectif de fournir un procédé et un dispositif de commande d'un convertisseur statique conservant la dynamique des procédés de commande directe tels que ci-dessus décrits, tout en conduisant à choisir la fréquence de commutation comme un paramètre indépendant.
A cet effet, l'invention vise en premier lieu un procédé de commande d'un convertisseur statique associé à une source de courant polyphasée et à une source de tension continue, ledit procédé étant destiné à permettre d'ajuster une grandeur électrique et/ou magnétique et/ou mécanique de la source de courant, dite grandeur de contrôle, et se caractérisant en ce que: - on génère des instants de synchronisation t(i) définis par une horloge de période T, - on mesure au moins une grandeur électrique, magnétique ou mécanique, représentative de l'état de la source de courant, - on calcule à partir des grandeurs mesurées au moins une grandeur de contrôle c(t) et sa dérivée c (t), et la valeur cp (t(i)+T) que prendrait chaque grandeur de contrôle à l'instant de synchronisation suivant t(i)+T, pour la configuration Cc du convertisseur statique à l'instant t(i), - on compare chaque grandeur de contrôle cp (t(i)+T) à une grandeur de référence présélectionnée dite grandeur de consigne, et en fonction des résultats de la comparaison et de la configuration du convertisseur statique à chaque instant de synchronisation t(i), on détermine la configuration dudit convertisseur statique apte à permettre de minimiser l'écart entre chaque grandeur de contrôle et la grandeur de consigne correspondante à l'instant de synchronisation suivant t(i)+T, - on calcule la dérivée à l'instant t(i)+T d'une grandeur de contrôle, dite privilégiée, correspondant à la configuration Cc (t(i)+T) à l'instant t(i)+T, - on détermine l'instant de commutation t(i)+tcom entre ces instants t(i) et t(i)+T apte à permettre de minimiser l'écart à l'instant t(i)+T entre la grandeur de contrôle privilégiée et la grandeur de consigne correspondante, - et on commande la commutation du convertisseur statique à l'instant t(i)+tcom.
Selon l'invention, le principe de commande se divise en trois étapes: - choix de la configuration du convertisseur statique à un instant t(i)+T en fonction de la configuration de ce convertisseur à un instant t(i) et de grandeurs mesurées représentatives de l'état de la source de courant, - calcul de l'instant de commutation t(i)+tcom entre les configurations présente et future, pour une grandeur de contrôle privilégiée dont on veut maîtriser la fréquence de commutation, - commande de la commutation du convertisseur statique à l'instant t(i)+tcom.
Ce procédé de commande conduit ainsi: - à commander une seule commutation du convertisseur statique entre deux instants d'échantillonnage t(i), t(i)+T, - à caler, entre ces deux instants et par le biais de calculs de dérivées, l'instant de commutation de façon à minimiser l'écart entre la grandeur de contrôle privilégiée et une grandeur de consigne présélectionnée correspondante.
Un tel procédé de commande permet donc d'imposer la (ou les) grandeur(s) de contrôle délivrée(s) par la source de courant avec une grande dynamique, tout en choisissant la fréquence de commutation du convertisseur statique comme un paramètre indépendant et non plus en la subissant comme une conséquence des conditions de fonctionnement.
En fonction de l'application, on pourra alors choisir d'imposer une fréquence fixe (par exemple pour permettre un filtrage électrique ou mécanique à l'aide d'un circuit coupe-bande très sélectif) ou de faire varier la fréquence de découpage en fonction des conditions de charge (par exemple pour maintenir la température des semi-conducteurs constante et réduire le cyclage thermique).
Selon une première application destinée à la commande d'un onduleur N niveaux, avec N > 2 associé à une machine asynchrone triphasée, on sélectionne préférentiellement, comme grandeur de contrôle le flux statorique #s et le couple électromagnétique Cem de ladite machine, et comme grandeur de contrôle privilégiée le couple électromagnétique Cem.
De plus, et de façon avantageuse, en vue du calcul des grandeurs de contrôle #s et Cem, on mesure les courants de lignes I1, I2, I3 et les tensions statoriques, estimées ou mesurées, V1, V2, V3 en sortie de l'onduleur.
Selon cette application, en outre, on calcule préférentiellement, les dérivées s et C em des grandeurs de contrôle s et C em, à partir des formules suivantes d#s 2 #s = = (#sαVsα + #sss Vsss - Rs(#sαIsα + #sssIsss)) dt 3#s et C em = #### = P(VSαKsss - VsssKsα - k1) avec: #sα#sss Ksα = Isα - ;Ksss = Isss #Ls #Ls Rs' 3# k1 = Cem + #s - #(#sαIsα + #sssIsss) #LsP 2#Ls Ls Rs'=Rs+Rr Lr Dans l'ensemble des formules ci-dessus Rs = résistance statorique Rr = résistance rotorique P = nombre de paires de pôles g = coefficient de dispersion Ls et Lr = inductances cycliques statorique et rotorique = = Vitesse électrique de rotation de la machine 2.
De plus, et de façon avantageuse, on calcule - la variation de la dérivée du couple A Cem entre les configurations de l'onduleur 1 aux instant t(i) et t(i)+T selon l'équation suivante : P #C em = ((#LsIsss - #sss)#Vsα - (#LsIsα - #sα)#Vsss) #Ls où AVsa et A5ss correspondent aux variations des tensions statoriques entres les instants t(i) et t(i)+T.
- I'instant de commutation tcom, entre t(i) et t(i)+T, de l'onduleur selon la formule : ( Cem )ref - C em C em + # C em tcom = - + T ACem ACem Par ailleurs, selon un mode de mise en oeuvre préférentiel visant cette première application - on calcule, à partir de la configuration de l'onduleur 1 à un instant t(i) correspondant à une localisation Qi de la tension de sortie dans un plan de phase a découpé en six secteurs angulaires #1...#6, les pentes des valeurs de contrôle à partir des dérivées # s et C em, - on déduit de la valeur de ces pentes s'il convient d'augmenter ou de réduire ces dernières de façon à minimiser l'écart entre chaque grandeur de contrôle et la grandeur de référence correspondant à l'instant t(i)+T, - et on détermine le point PK = Qi + 1 correspondant à la configuration de l'onduleur à l'instant t(i)+T au moyen de la table de vérité suivante :
Signe (# C em) + - + + + Signe (# s) 0(1) P2 P6 P3 P5 0(2) P3 Pi P4 P6 =0(3) P4 P2 P5 P1 0(4) P5 P3 P6 P2 #(5) P6 P4 P1 P3 0(6) P1 PS P2 P4 Selon une deuxième application à la commande d'un interrupteur (k), tel que notamment un transistor, associé à une charge RL tel que notamment un hacheur à deux niveaux, et à chaque instant d'échantillonnage t(i) : - on calcule les dérivées de la grandeur I à commander aux instants t(i) et t(i)+T fonction de l'état de l'interrupteur (k) à l'instant t(i) selon les formules suivantes: .si l'interrupteur (k) est passant à l'instant t(i) E - V V I(t(i)) = et I(t(i)+T) = - L L .si l'interrupteur (k) est bloqué à l'instant t(i) -V E - V L L - et on détermine l'instant t(i)+tcom de commutation entre t(i) et t(i)+T de changement d'état de l'interrupteur (k) selon les formules Si l'interrupteur (k) est passant à l'instant t(i) tcom = Iref-I(t(i)) +T V E/L E Si l'interrupteur (k) est bloqué à l'instant t(i) tcom = Iref-I(t(i)) +T E-V E/L E L'invention s'étend à un dispositif de commande comprenant: - une horloge de période T apte à générer des temps de synchronisation t(i), - un module de calcul apte à calculer à chaque instant t(i) à partir d'au moins une grandeur mesurée représentative de l'état de la source de courant au moins une grandeur de contrôle c(t) et sa dérivée c (t), à à partir de chaque grandeur de contrôle c(t) et de sa dérivée c (t), et par comparaison avec une grandeur de référence présélectionnée, de déterminer la configuration du convertisseur statique apte à conduire à une minimisation de l'écart à l'instant t(i)+T entre chaque grandeur de contrôle et la grandeur de référence correspondante, la variation de la dérivée d'une des grandeurs de contrôle, dite privilégiée, entre les configurations du convertisseur statique respectivement aux instants t(i) et t(i)+T, - une unité de calcul de l'instant de commutation t(i)+tcom entre t(i) et t(i)+T apte à permettre de minimiser l'écart à l'instant t(i)+T entre la valeur de contrôle privilégiée et la valeur de référence associée, - et une unité de commande de la commutation du convertisseur statique à l'instant t(i)+tcom.