INPI-France/Brevets-Francais-2024-Chunked huggingface dataset:
Ensuite, CPUI charge les paramètres d'exécution et le nouveau programme à exécuter dans la DRAM 110 directement grâce au contrôleur DMA 107. Ce chargement direct permet de ne pas utiliser CPU2 et de permettre au CPUI de contrôler complètement la DRAM 110. Ainsi, après chargement du programme, CPU1 donne alors la main à CPU2 par l'intermédiaire du contrôleur de CPU2 113. CPU2 exécute alors le nouveau programme. Ainsi compte tenu de toutes ces mesures, si ce programme est un virus informatique volontairement inscrit dans une des fonctions de type Fi, il ne pourra toutefois porter aucunes atteintes au fonctionnement du microcontrôleur 100, ni recopier vers l'extérieur des données non effacées concernants les anciennes fonctions qui ont été exécutées par CPU2 dans la mémoire DRAM 110. De plus, CPUI conserve le contrôle des accès aux données contenues sa partie 130. Cette procédure de chargement de programme et/ou de données dans la DRAM 110, est répétée pour chaque programme qui doit être exécuté par le processeur esclave CPU2.
La présente invention vise notamment à pallier cet inconvénient et, plus particulièrement, à fournir un convertisseur de tension continu-continu à stockage inductif, possédant un meilleur rendement que ceux de l'art antérieur sur une plus grande plage de fonctionnement, à la fois en ce qui concerne la tension et la puissance absorbée par la charge.
A cet effet, I'invention a tout d'abord pour objet un procédé de commande d'un convertisseur de tension continu-continu à stockage inductif, fonctionnant selon des cycles de transfert d'énergie entre une source primaire et une source secondaire, chaque cycle comprenant une période d'accumulation d'énergie magnétique dans un élément inductif à partir de la source primaire, suivie d'une période de restitution de cette énergie dans la source secondaire, caractérisé par le fait que l'on introduit dans le cycle de fonctionnement une phase énergétiquement neutre d'une durée telle que le convertisseur fonctionne à fréquence prédéterminée.
La fréquence de fonctionnement du convertisseur étant fixée à une valeur choisie, les avantages liés aux perfectionnements décrits dans la document précité sont maintenus. Mais en outre, une nouvelle amélioration du rendement est obtenue par abaissement des pertes magnétiques et de commutation, la fréquence pouvant être maintenue à un niveau plus faible, sans augmentation des courants.
En particulier, on adoptera généralement une fréquence de fonctionnement constante correspondant à celle du document précité pour les conditions de tension d'entrée minimale et de charge maximale qui procurent le meilleur rendement.
Un autre avantage de fonctionner à fréquence constante est de pouvoir synchroniser le convertisseur avec d'autres fonctions. On peut ainsi réduire les parasites, les bruits ou les battements de fréquence.
II est également possible, avec une fréquence de fonctionnement constante, de réaliser des filtres d'entrée accordés sur cette fréquence.
De préférence, on débute ladite phase énergétiquement neutre à un passage à 0 de la tension aux bornes de l'inductance magnétisante de l'élément inductif.
De préférence également, on débute ladite phase énergétiquement neutre alors que le courant traversant l'inductance magnétisante est le plus faible possible.
Si cette phase doit débuter lors d'un passage à 0 de la tension, on a en effet le choix au cours du cycle entre deux instants. On choisira donc celui où le courant est minimum pour minimiser le courant circulant dans l'élément assurant une tension nulle aux bornes de l'élément inductif.
De préférence en effet, on peut, en vue d'introduire ladite phase énergétiquement neutre, court-circuiter l'élément inductif.
Dans un mode de réalisation particulier, on court-circuite ledit élément inductif à l'aide d'un transistor MOS disposé en série avec une diode, la fermeture du transistor étant commandée à un instant où la diode est polarisée en inverse.
L'invention a également pour objet un convertisseur de tension continu-continu à stockage inductif, comprenant un circuit primaire comportant une source primaire et un circuit secondaire comportant une source secondaire, et un élément de couplage inductif entre les circuits primaire et secondaire, caractérisé par le fait qu'il comprend des moyens de court-circuit pour court-circuiter ledit élément inductif, et des moyens pour commander lesdits moyens de court-circuit de manière à introduire dans le fonctionnement du convertisseur des phases de fonctionnement énergétiquement neutres pour amener le convertisseur à fonctionner à fréquence prédéterminée.
Dans un mode de réalisation particulier, ledit élément de couplage inductif comprend un enroulement primaire appartenant audit circuit primaire, lesdits moyens de court-circuit comprenant un interrupteur disposé en parallèle sur ledit enroulement primaire.
Dans un autre mode de réalisation particulier, ledit élément de couplage inductif comprend un enroulement secondaire appartenant audit circuit secondaire, lesdits moyens de court-circuit comprenant un interrupteur disposé en parallèle sur ledit enroulement secondaire.
Dans encore un autre mode de réalisation particulier, ledit élément de couplage inductif comprend un enroulement auxiliaire indépendant des circuits primaire et secondaire, lesdits moyens de court-circuit comprenant un interrupteur disposé en parallèle sur ledit enroulement auxiliaire.
On décrira maintenant, à titre d'exemple non limitatif, des modes de réalisation particuliers de l'invention, en référence aux dessins schématiques annexés dans lesquels: - la figure i est un schéma électronique d'un convertisseur selon un premier mode de réalisation de l'invention; - la figure la est une modélisation du transformateur représenté à la figure 1; - les figures 2-1 à 2-6 illustrent les six phases du cycle de fonctionnement du convertisseur de la figure 1; - la figure 3 représente l'évolution du courant dans l'inductance magnétisante et de la tension aux bornes du primaire du transformateur au cours de ce cycle; - la figure 4 est un diagramme énergétique représentant l'évolution au cours du cycle de la tension aux bornes de l'inductance magnétisante et du courant la traversant; et - les figures 5 et 6 sont des schémas similaires à celui de la figure 1 de deux autres modes de réalisation.
Ce convertisseur comporte une diode de roue libre Dri connectée par sa borne N à une inductance B et par sa borne P à une capacité A, elle-même connectée à l'inductance B. Un interrupteur K est connecté entre la borne N de la diode Dri et l'inductance B. La capacité Cp représente les capacités parasites du montage.
Ce convertisseur DC/DC est alimenté par une tension continue d'entrée E et délivre une tension continue de sortie S, qui est inférieure à la tension E. L'interrupteur K est réalisé, comme expliqué précédemment, par une pluralité de semi-conducteurs connectés en série. Cependant, une telle structure fonctionne en commutation dure, c' est-à-dire que les commutations de l'interrupteur K s'opèrent avec une présence simultanée de courant et de tension, ce qui provoque des pertes de commutation.
Un tel convertisseur DC/DC à haute tension pose un problème du point de vue des capacités parasites du macro-interrupteur K avec l'environnement.
En effet, dans exemple de la figure 1, au moment de l'amorçage de l'interrupteur K, les capacités parasites Cp se chargent, ce qui provoque un fort courant impulsionnel. Autrement dit, lorsque les semiconducteurs se ferment, la diode de roue libre se bloque et les capacités parasites Cp se chargent, provoquant des courants parasites élevés. Ces derniers provoquent à leur tour une dissipation importante au niveau des semi-conducteurs. L'énergie contenue dans ces capacités parasites peut être importante si la tension est très élevée, ce qui peut amener la détérioration des semi-conducteurs.
On peut remédier à ces inconvénients en utilisant un interrupteur électronique haute tension tel que celui décrit dans la demande de brevet française déposée le 18 décembre 1997 par la demanderesse sous le numéro 97 16070. D'une façon générale, cette demande de brevet décrit un interrupteur électronique haute tension traversé par un courant principal et comportant au moins deux cellules résonantes connectées en série. Chaque cellule résonante de cet interrupteur comporte - au moins une diode de bornes N et P - au moins une inductance - au moins un condensateur de résonance - au moins un moyen écrêteur de tension ; et - au moins un moyen d'interruption du courant dans la cellule, tel que la fermeture de ce moyen d'interruption provoque une décharge du condensateur de résonance dans l'inductance de sorte que le courant principal traverse chaque cellule et l'ouverture de ce moyen d'interruption provoque le chargement du condensateur de résonance à partir de l'inductance par l'intermédiaire de la diode, ledit condensateur ayant une tension à ses bornes de même polarité quel que soit l'état du moyen d'interruption et l'inductance étant traversée par un courant de même polarité quel que soit l'état dudit moyen d'interruption.
Exposé de l'invention L'invention concerne un mode de réalisation de l'interrupteur électronique haute tension décrit dans cette demande française n" 97 16070. Ce nouveau mode de réalisation a l'avantage de réduire les pertes à l'état passant.
De façon plus précise, l'invention concerne un interrupteur électronique haute tension traversé par un courant principal, caractérisé en ce qu'il comporte au moins deux cellules de commutation connectées en série, chacune de ces cellules comprenant - un premier et un second moyens d'interruption ; - une première et une seconde diodes, le premier moyen d'interruption étant connecté sur la borne P de la seconde diode et le second moyen d'interruption étant connecté sur la borne N de la première diode - un condensateur de résonance connecté entre la borne P de la seconde diode et la borne N de la première diode - un premier ou un second moyens écrêteurs de tension connectés, respectivement, en parallèle entre l'entrée du premier moyen d'interruption et la borne N de la seconde diode et en parallèle sur le condensateur ; et - une inductance connectée entre l'entrée de la cellule et la borne P de la première diode, la fermeture simultanée des deux moyens d'interruption provoquant une décharge du condensateur dans l'inductance et l'ouverture simultanée de ces moyens d'interruption provoquant le chargement du condensateur de résonance à partir de l'inductance par l'intermédiaire des diodes, ledit condensateur ayant une tension à ses bornes de même polarité quel que soit l'état des moyens d'interruption et l'inductance étant traversée par un courant de même sens quel que soit l'état desdits moyens d'interruption.
L'invention concerne aussi un convertisseur DC/DC haute tension, comportant une diode de roue libre, une seconde inductance et au moins une capacité, caractérisé en ce qu'il comporte un interrupteur électronique haute tension selon la revendication 1.
Brève description des figures - La figure 1, déjà décrite, représente un convertisseur DC/DC classique - la figure 2 représente, schématiquement, l'interrupteur de l'invention - la figure 3 représente, schématiquement, une cellule résonante de l'interrupteur de la figure 2 dans une structure de hacheur ; et - les figures 4A à 4F représentent, schématiquement, les différentes phases de fonctionnement de la cellule résonante de la figure 3.
Description de modes de réalisation de l'invention Sur la figure 2, on a représenté le schéma de câblage d'un interrupteur K destiné à être utilisé dans le convertisseur DC/DC, montré sur la figure 1. Cet interrupteur K, comporte une pluralité de cellules résonantes, appelées aussi cellules de commutation , associées en série les unes avec les autres.
Comme montré sur la figure 2, l'interrupteur haute tension K comporte n cellules de résonance, référencées la, lob,..., ln. Chacune de ces cellules de résonance comporte deux interrupteurs K1 et K2, deux diodes D1 et D2, une inductance L, un condensateur de résonance C et deux moyens écrêteurs El et E2.
Ces différents éléments ont été représentés dans chacune des cellules de résonance de la figure 2, mais ils ne sont référencés que dans la cellule de résonance la, les cellules lob,..., ln étant identiques à cette cellule la.
Dans chaque cellule, le premier interrupteur K1 (ou moyen d'interruption) est connecté à la borne P de la seconde diode D2 ; parallèlement, la première diode D1 est connectée par sa borne N au second interrupteur K2. Le condensateur C est connecté entre la borne P de la diode D2 et la borne N de la diode D1.
Un premier moyen écrêteur El est connecté en parallèle sur l'ensemble constitué de l'interrupteur K1 et de la diode D2 de façon à protéger cet ensemble, en tension.
Un autre moyen de réaliser cette fonction est d'utiliser un moyen écrêteur E2 connecté en parallèle sur le condensateur C de façon à limiter la tension maximale aux bornes de ce dernier.
Une inductance L est connectée entre l'entrée de la cellule et la borne P de la diode D1, c'est-à-dire sur la borne d'entrée e de l'ensemble constitué des diodes D1, D2, des interrupteurs K1, K2, des moyens écrêteurs El, E2 et du condensateur C.
La figure 11 est une représentation schématique d'un mode de réalisation d'un convertisseur de compensation ayant un filtre à quatre pôles selon la présente invention.
La figure 12 est une représentation schématique d'un mode de réalisation d'un convertisseur survolteur ayant un filtre à quatre pôles selon la présente invention.
La figure 13 est une représentation schématique d'un convertisseur modulateur de largeur d'impulsion PWM connu dans la technique.
La figure 14 représente un schéma des circuits du système asservi selon la présente invention.
La figure 15 est une représentation schématique de l'utilisation du critère de pente égale pour le signal de commande tel que cela est connu dans la technique.
La figure 16 est une représentation graphique des données d'efficacité expérimentales pour un convertisseur abaisseur de courant fonctionnant à partir d'une alimentation de 12 V selon la présente invention.
La figure 17 est une représentation graphique d'une poursuite de grand signal d'une onde sinusoïdale de 80 kHz en utilisant un excès de commande d'énergie selon la présente invention.
La figure 18 est une représentation graphique de la poursuite d'un signal de 125 kHz pour un convertisseur survolteur qui effectue une commutation à 1 MHz selon la présente invention.
La figure 19 est une représentation graphique de la tension de référence et de la tension de sortie selon la présente invention.
Description détaillée d'un mode de réalisation préféré La figure 1, numéro 100, est une représentation schématique du système asservi et de précompensation pour un convertisseur de puissance survolteur à quatre pôles 102. L'alimentation à découpage a été fractionnée en blocs commandés passif 104 et actif 106. La stabilité du bloc passif est garantie. Si l'un quelconque des états de ce bloc est commandé, alors la totalité du bloc est commandée. Ici, le noeud commun aux deux blocs V1, 108 est commandé. Un bloc asservi et de précompensation 120 comporte un bloc de précompensation 110 et un bloc asservi 112. Le bloc de précompensation 110 prend la référence de tension de sortie et la convertit en des valeurs de référence pour le bloc commandé activement. Dans le bloc asservi 112, les tensions intermédiaires sont utilisées avec les tensions de référence pour générer le signal de commande. Ce signal de commande va jusqu'à un bloc de modulation de largeur d'impulsion classique PWM, 116 qui génère le signal de commutation 118. L'action de commande entraîne le noeud intermédiaire V1 jusqu'à sa valeur de référence.
La figure 2, numéro 200, est un schéma fonctionnel d'un mode de réalisation d'un dispositif 222 ayant un convertisseur de puissance de poursuite 210 qui assure une amplification de puissance efficace tout en générant un signal de sortie dynamique variable. Le convertisseur de puissance de poursuite 210 comporte A) une unité asservie et de précompensation 212, couplée de façon à recevoir un signal de référence et à recevoir au moins un signal de rétroaction, pour déterminer un signal de commande optimal selon un système prédéterminé ; B) une unité de modulation de largeur d'impulsion 214, couplée à l'unité asservie et de précompensation 212, pour modifier un rapport cyclique afin de fournir un signal de commutation et C) un convertisseur de puissance 216, couplé à l'unité de modulation de largeur d'impulsion 214 et à une source de puissance 220, pour fournir le signal de sortie dynamique variable.
Une unité de suivi d'enveloppe 208 reçoit un signal en bande de base et fournit le signal de référence au convertisseur de puissance de poursuite.
En général, un amplificateur de puissance RF linéaire 206, typiquement un amplificateur de classe B ou un amplificateur de classe AB, est couplé de façon à recevoir le signal de sortie dynamique variable.
Au moins un signal de rétroaction est en général envoyé à l'unité asservie et de précompensation 212. Le convertisseur de puissance de poursuite 210 peut fournir un signal de rétroaction et/ou un détecteur d'enveloppe 218 couplé à la sortie de l'amplificateur de puissance RF linéaire 206 peut fournir un signal de rétroaction à l'unité asservie et de précompensation 212.
Lorsqu'il est choisi, le convertisseur de puissance de poursuite 210 comporte un filtre d'un ordre supérieur à 2 ou peut comporter un filtre qui est un filtre passe-bas optimal d'ordre supérieur à 2.
L'unité de mappage d'enveloppe 208 peut utiliser une fonction de mappage polynomiale de I2 plus Q2, qui correspond au carré de l'enveloppe du signal en bande de base pour fournir un signal à bande limitée implicitement.
Une telle technique de type sandwich , appliquée à un test immunologique, a été notamment décrite par Addison en 1970, le contenu de cet article étant ici incorporé par référence.
Dans un autre mode de réalisation du procédé de détection selon i'invention, la molécule ligand à rechercher est un traceur primaire , comme par exemple un conjugué de type biotine ou encore de type avidine ou streptavidine, le polypeptide de fusion selon l'invention étant alors employé comme traceur secondaire permettant de visualiser la formation d'un complexe avec le conjugué traceur primaire dans un échantillon.
Un ensemble de deux molécules traceur primaire et traceur secondaire tels que définis ci-dessus fait également partie de l'invention et peut avantageusement être inclus dans une trousse de détection telle que décrite ultérieurement dans la description.
L'invention concerne donc également un ensemble de réactifs de diagnostic, caractérisé en ce qu'il comprend a) un réactif comprenant une molécule reconnaissant spécifiquement un analyte à rechercher dans un échantillon, ladite molécule étant couplée à une molécule de type biotine b) un polypeptide de fusion selon l'invention, dans lequel le récepteur protéique est une molécule de type avidine ou streptavidine.
Dans encore un autre mode de réalisation avantageux du procédé de détection selon l'invention, au moins deux polypeptides de fusion sont mis en oeuvre a) un premier polypeptide de fusion comprenant un récepteur protéique ayant une affinité pour l'analyste d'intérêt recherché dans l'échantillon et représentant la molécule ligand dudit récepteur protéique b) au moins un second polypeptide de fusion comprenant un récepteur protéique ayant une affinité pour une région du premier polypeptide de fusion différente de l'acétyl cholinestérase, la fixation du second polypeptide de fusion n'affectant pas significativement l'activité catalytique de la partie acétylcholinestérase du premier polypeptide de fusion.
La mise en oeuvre, comme décrit ci-dessus, d'au moins deux polypeptides de fusion catalytiquement actifs pour reconnaître un même analyte constitue un moyen avantageux d'amplifier le signal de détection et, en conséquence, d'améliorer encore la sensibilité du test de détection selon l'invention.
La présente invention concerne donc également, de manière générale, l'application dans le domaine de la détection d'analytes dans un échantillon, d'une acétylcholinestérase monomérique, en particulier lorsque l'acétylcholinestérase est présentée comme élément constitutif d'un polypeptide de fusion selon l'invention.
Les trousses de détection actuellement commercialisées, par exemple les trousses de type ELISA pour différentes cytokines sont onéreuses et la valeur de la limite inférieure de détection est parfois trop élevée pour permettre une évaluation rigoureuse de faibles concentrations de cytokines, notamment telles que l'IL-4, l'IL-6 ou l'IL-8, ce seuil de détection étant en général de 5 à 10 pg/ml. Les inventeurs se proposent en conséquence de remédier aux inconvénients des trousses de détection de 1'art antérieur grâce aux polypeptides de fusion selon l'invention.
L'invention a également pour objet une trousse ou kit de détection d'une molécule ligand dans un échantillon, caractérisée en ce qu'elle comprend a) un polypeptide de fusion ou un r
La séquence nucléotidique du gène synthétique est représentée avec l'indication de la position des sites de restriction BamH1, BglII et SfiI.
La séquence codant pour l'AChE tronquée s'étend du nucléotide en position 1 au nucléotide en position 1698 de la Figure.
La séquence codant pour le peptide cMyc s'étend du nucléotide en position 1699 au nucléotide en position 1731 de la Figure.
La séquence codant pour le fragment scFv s'étend du nucléotide en position 1732 au nucléotide en position 2478 de la Figure.
Les séquences codant pour les régions hypervariables de la chaîne lourde (VH1, VH2, VH3) et de la chaîne légère (VL1, VL2, VL3) du fragment scFv sont soulignées en gras.
La séquence codant pour le peptide de laison entre la chaîne lourde et la chaîne légère du fragment scFv s'étend du nucléotide en position 2107 au nucléotide en position 2151 de la Figure.
B) Séquence en acides aminés du polypeptide de fusion AChEscFv.
La nature précise des régions de régulation nécessaires à l'expression du gène varie d'un hôte cellulaire à l'autre. Celles-ci comprennent en général une région promotrice laquelle, contient chez les procaryotes à la fois le promoteur (qui dirige l'initiation de la transcription) ainsi qu'une ou plusieurs régions, lesquelles, une fois l'ADN transcrit en ARN, contiennent un signal de début de traduction et un site de liaison aux ribosomes (séquence Shine-Dalgarno)..
En outre, un site de terminaison de la transcription fonctionnel chez l'hôte cellulaire recombinant choisi peut être, si nécessaire, inséré en aval du codon d'arrêt de la traduction de la séquence codante, afin d'obtenir des transcrits de la taille la plus réduite possible et ainsi favoriser l'expression du polynucléotide codant pour le polypeptide de fusion selon l'invention.
Les régions promotrices placées à proximité de la séquence à exprimer sont choisies de telle manière qu'elles soient fonctionnelles dans l'hôte cellulaire désiré. Parmi les promoteurs bactériens, on pourra motamment utiliser les promoteurs LacI, LacZ, les promoteurs de l'ARN polymérase du bactériophage T3 ou T7, le promoteur de la polyhédrine ou le promoteur de la protéine pi0 du baculovirus (kit Novagen ; Smith et al., 1983 ; O'Reilly et al., 1992) ou encore le promoteur lambda PR ou le promoteur trc.
De préférence, la région promotrice sera placée à proximité du site d'initiation de la traduction de la séquence codant le polypeptide de fusion, par exemple à une distance comprise entre 10 et 400 paires de base en amont du codon ATG.
Pour une expression dans des cellules eucaryotes, on pourra avantageusement utiliser le promoteur précoce du CMV, le promoteur de la thymidine kinase du virus de l'Herpès simplex, le promoteur précoce ou le promoteur tardif de SV40, les régions LTR ( Long Terminal Repeat ) de certains retrovirus ou encore le promoteur de la métallothionéine I de souris.
Plus généralement, le choix d'un promoteur adéquat par l'homme du métier pourra aussi être guidé par l'ouvrage de Sambrook de 1989 ou encore l'ouvrage de Fuller de 1996.