INPI-France/Brevets-Francais-2024-Chunked huggingface dataset:
Cette solution permet, lors de la fermeture de la chaussure par l'utilisateur au moyen de leviers de fermeture de type connu, de bloquer complètement la jambe, du fait qu'il se produit une action combinée entre le support 8, la paire de premiers appendices latéraux 3a, 3b et le deuxième appendice postérieur 5, qui créée un "effet de tube" sur la jambe, de façon éventuellement incrémentale, grâce à la connexion du support 8 à la tige 7.
On constate par conséquent que l'invention a atteint le but et les objets préétablis, du fait qu'elle permet d'obtenir un blocage optimal et absolu de la jambe par rapport à toutes les directions de mouvement communiquées à celle-ci, permettant d'obtenir en conséquence la rigidité maximale pour la chaussure, et permettant d'obtenir une transmission maximale et optimale des forces de la jambe au ski en fonction des exigences du skieur ou de la discipline de ski spécifique (slalom, super G, descente libre, etc.).
Par ailleurs, la connexion du support 8 en correspondance avec la tige 7 annule la possibilité d'un mouvement de celle-ci, seul étant permis un "très léger" mouvement dû au degré de fléchissement du support 8 dicté par les caractéristiques du matériau avec lequel il est réalisé, son épaisseur et la position des différentes attaches.
La possibilité de modifier le degré de blocage entre le support, la paire de premiers appendices latéraux et le deuxième appendice postérieur et la tige peut être obtenue et modifiée grâce à l'application de la combinaison voulue des attaches, en faisant également varier ainsi les caractéristiques de la chaussure et en influant par conséquent sur la malléabilité et sur le degré de transmission des forces en fonction de la vitesse voulue du changement de direction durant la pratique du sport.
Naturellement, les matériaux, ainsi que les dimensions des composants du dispositif, pourront être les plus pertinents en fonction des exigences spécifiques.
PROCÉDÉ ET DISPOSITIF D'ÉMISSION DE LIQUIDE DE MANIÈRE CONTRÔLÉE, APPLICATION À L'IMPRESSION DESCRIPTION DOMAINE TECHNIQUE La présente invention concerne un procédé et un dispositif permettant l'émission d'un liquide de manière contrôlée.
Elle trouve des applications notamment dans le domaine de l'impression.
L'invention est en particulier utilisable pour réaliser des têtes d'impression à jet d'encre.
ÉTAT DE LA TECHNIQUE ANTÉRIEURE Dans les applications industrielles de marquage d'objets par un jet d'encre, on recherche une grande vitesse initiale pour les gouttes d'encre.
En effet, contrairement aux applications dans le domaine de la bureautique, un objet à marquer se trouve à une grande distance de la tête d'impression, cette distance pouvant aller de un à plusieurs centimètres.
Une grande vitesse initiale est donc nécessaire pour limiter l'effet des perturbations aérodynamiques sur les gouttes.
Dans le procédé connu sous le nom de procédé du jet continu dévié, cette vitesse est de l'ordre de 20 m/s.
Le développement rapide des composants hyperfréquence tels que les transistors à effet de champ permet de réaliser aujourd'hui des émetteurs entièrement état solide, donc de faible encombrement.
Cette propriété peut être mise à profit pour réaliser des modules actifs d'émission-réception qui, du fait de leur faible encombrement, peuvent être directement intégrés à la structure de l'antenne, chacun des modules étant théoriquement associé à un élément rayonnant de l'antenne lorsque celle-ci est du type réseau.
Chacun de ces modules délivre une puissance crête relativement faible, mais la répartition d'un grand nombre de modules sur l'antenne permet théoriquement de disposer d'une puissance crête d'émission comparable à celle qu'aurait fourni un tube à ondes progressives. Ces modules actifs contiennent des amplificateurs d'émission et de réception ; ils peuvent également contenir des déphaseurs, l'ensemble constitue alors une antenne à balayage électronique.
L'un des avantages principaux de ce type de radar est le gain en fiabilité dû au fait que la panne de quelques modules n'entraîne pas nécessairement de dégradation sensible des performances.
D'autres avantages sont également importants au niveau des performances. Notamment l'intégration des amplificateurs de réception dans les modules permet de diminuer fortement les pertes de réception. Egalement les déphaseurs contenus dans les modules permettent de former le faisceau de l'antenne en fuseau, cosécante, ou autre, et de le pointer rapidement d'une direction à une autre.
Ce principe souffre cependant d'une limitation pratique très importante qui est qu'il nécessite des composants très performants qui ne sont pas encore sur le marché, à savoir des modules actifs de taille assez réduite pour tenir dans les dimensions imposées par la réalisation de l'antenne. La face rayonnante d'un module doit en effet être contenue dans un carré dont les côtés sont inférieurs à une demi-longueur d'onde. Or ceci impose l'utilisation de technologies avancées hyperfréquence non encore disponibles pour les bandes de fréquence utilisées couramment par les radars aéroportés et les radars à courte ou moyenne portée en général bande X (8 à 12 GHz), bande Ku (12 à 18 GHz) et au dessus.
I1 est cependant possible de trouver un compromis en associant un module actif émetteur-récepteur non plus à chaque élément rayonnant du réseau mais à un groupe d'éléments rayonnants réunis par un guide d'onde commun. Ceci fait cependant apparaître un autre problème, qui est que, contrairement au cas idéal d'un grand nombre de modules, la limitation de la puissance crête délivrée par chacun des modules ne peut alors être compensée par le faible nombre de modules actifs répartis sur l'antenne. Ce problème est résolu suivant l'invention en utilisant des formes d'onde particulières et des traitements particuliers adaptés à ces formes d'onde.
Suivant l'invention, un radar à antenne réseau et à modules actifs d'émission-réception répartis sur la surface de l'antenne, à raison d'un module actif associé à plusieurs éléments rayonnants du réseau, l'ensemble des modules actifs étant par ailleurs connecté, par l'intermédiaire d'un circuit de repartition de puissance, à un émetteur-récepteur unique, est essentiellement caractérisé en ce que l'émetteur comporte des moyens pour générer, avec une fréquence de récurrence Fr, des impulsions modulées en fréquence ou en phase, de durée T relativement longue et de largeur spectrale B, et des moyens pour interrompre périodiquement ces impulsions, à une fréquence de découpage Fd (supérieure ou égale à B) afin de ménager, à l'intérieur de ces impulsions, des espaces de temps réservés à la réception, et en ce que le récepteur comporte des moyens pour interrompre corrélativement les impulsions reçues, à la fréquence de découpage Fd, avant détection.
D'autres objets et caractéristiques de la présente invention apparaîtront plus clairement à la lecture de la description suivante d'exemples de réalisation, faite en relation avec les dessins ciannexés dans lesquels: - la figure 1 est un schéma montrant la forme générale de l'antenne dans un radar suivant l'invention; - la figure 2 est un schéma synoptique d'un module actif d'émissionréception - la figure 3 est un schéma montrant l'allure du spectre du signal émis par un radar suivant l'invention - la figure 4 est un schéma d'un premier mode de réalisation d'un émetteur-récepteur suivant l'invention - la figure 5 est un schéma d'un deuxième mode de réalisation d'un émetteur-récepteur suivuit l'invention - la figure 6 est un schéma d'un troisième mode de réalisation d'un émetteur-récepteur suivant l'invention - la figure 7 est un schéma d'un quatrième mode de réalisation d'un émetteur-récepteur suivant l'invention - la figure 8 est un schéma montrant les formes d'ondes utilisées pour le fonctionnement d'un radar suivant l'invention - la figure 9 est schéma montrant la forme d'onde émise dans le cas du deuxième mode de réalisation de l'émetteur-récepteur.
La figure 1 représente, suivant une vue en perspective, une antenne du type réseau bidimensionnel, à modules actifs d'émissionréception répartis sur sa surface. Ce réseau est formé de fentes rayonnantes telles que Rij disposées suivant n lignes et m colonnes (avec 1 4 i 4 n et 1 j m). Ces fentes sont disposées de manière telle que leurs points milieux soient distants, suivant les lignes (plan du balayage mécanique), d'une longueur égale à X /2, où X désigne g g la longueur d'onde guidée, et suivant les colonnes (plan du balayage électronique) d'une longueur inférieure a 1 +sine où X désigne la longueur d'onde d'émission, et o désigne la valeur maximale du dépointage électronique du faisceau par rapport à la direction normale au plan rayonnant.(Ces relations bien connues représentent les conditions pour que des "lobes de périodicité" n'apparaissent pas dans le diagramme).
Un module actif M d'émission-réception est associé, par l'intermédiaire d'un guide d'onde commun G, à plusieurs fentes rayonnantes situées sur une même ligne.
Ainsi, dans le cas de la figure 1, deux modules actifs d'émission-réception M il et M i2 alimentent ]'ensemble des N fentes rayonnantes d'une même ligne "i", à raison de N fentes associées à chacun de ces modules.
L'ensemble des modules est par ailleurs connecté, par l'intermédiaire d'un circuit de répartition de puissance CR, à un émetteurrécepteur E/R.
Sur la figure 2 apparaît la constitution des modules actifs émetteurs-récepteurs. Chacun de ces modules M. comporte une chaîne émission et une chaîne réception, chacune d'elle comportant à son tour des amplificateurs (respectivement I et 2) des organes de réglage d'amplitude (respectivement 3 et 4) et des organes de réglage de phase (respectivement 5 et 6).
Les amplificateurs 1 et 2 sont modulés, c'est-à-dire que leur alimentation est commandée respectivement par des signaux C2 et C3 de façon que lorsque l'amplificateur d'émission 1 est actif, l'amplificateur de réception 2 n'est pas alimenté, et inversement.
La voie émission est munie d'une entrée A. et d'une sortie B., la I i voie réception est munie d'une entrée C. et d'une sortie D.. Les i I points B. et C. sont alternativement reliés au guide d'onde commun i i Gi par l'intermédiaire d'un circulateur 8. Les points Ai et Di sont alternativement reliés, par l'intermédiaire d'un commutateur 7, au circuit de distribution commun CR.
Suivant une variante de la réalisation de l'antenne, le commutateur 7 peut être supprimé. I1 faut alors deux circuits séparés de distribution, un pour l'émission, l'autre pour la réception.
On décrit maintenant, en relation avec les figures 3, 4, 5, 6, 7, 8 et 9 les formes d'onde et traitements particuliers utilisés dans l'émetteur-récepteur E/R.
Dans les radars classiques, une impulsion brève est émise en début de récurrence, la fin de la récurrence étant réservée à la réception. Le début de la récurrence constitue alors une zone aveugle, de très courte durée, la fin de la récurrence étant une zone entièrement claire.
Suivant l'invention, la faible puissance crête de l'onde émise est compensée par un accroîssement de la durée des impulsions, les impulsions longues émises, de durée T, pouvant aller jusquà couvrir la totalité de la récurrence. Soit Fr la fréquence de récurrence; on 1 a alors exactement la relation Fr = T .
Cet accroîssement de la durée des impulsions émises est compensé, sur le plan des inconvénients qu'il entraînerait en réception, par une modulation en fréquence ou en phase de ces impulsions, sur une bande de dispersion de la largeur spectrale B.
Par ailleurs, afin de ménager des intervalles de temps réserves à la réception, l'impulsion longue est découpée avant l'émission avec une fréquence très élevée Fd. Cette fréquence de découpage Fd doit être supérieure ou égale à la bande de dispersion B afin d'éviter des recouvrements de spectre.
Le facteur de forme de l'onde découpée est avantageusement compris entre 0,3 et 0,6. Il est choisi pour optimiser le bilan énergétique en fonction du rendement des amplificateurs d'émission.
Vue par un observateur extérieur au radar, la forme d'onde est "pseudo-continue", les impulsions courtes émises se suivent sans discontinuité. La fréquence de récurrence Fr n'est pas perceptible autrement que par une analyse fine du spectre du signal.
La figure 3 représente le spectre de l'onde émise. Le spectre apparaît sur la figure comme étant continu; c'est en fait un spectre de raies. Les raies sont distantes de Fr. Fr étant petit devant B il est impossible, pour la clarté de la figure, de les représenter.
On reconnaît au centre de la figure le spectre caractéristique d'une onde modulée linéairement en fréquence sur une bande B. La fréquence de découpage Fd est prise dans cet exemple égale à B, si bien que les spectres élémentaires de largeur B se répétant tous les Fd paraissent jointifs mais ne se recouvrent pas. Par ailleurs, l'ensemble du spectre est pondéré par un sinus cardinal du type S (f) = sin n f Te n f Te où Te représente la longueur de l'impulsion courte émise. Le sinus cardinal prend la valeur zéro pour f = 1/Te et f = -1/Te. La figure 3 se limite à la représentation du lobe central du sisus cardinal, c'està-dire de la partie du spectre comprise entre f0 - 1/Te et f + I/Te (f 0 étant la fréquence centrale d'émission, sur laquelle est centrée le spectre élémentaire central de largeur B).
Dans Exemple de la figure 3, Fd et B sont égaux. La période de découpage, inverse de Fd, est Td. Le facteur de forme est pris égal à 0,25. Cette valeur, qui n'est pas optimale, n'est prise que pour illustrer l'exemple. Compte tenu de ce facteur de forme, la longueur des impulsions courtes émises est Te = Td/4. La largeur de spectre représentée est 2/Te, soit 8/Td = 8 Fd. Le lobe central du sinus cardinal contient donc l'équivalent de huit spectres élémentaires de largeur B. Parmi ces huit spectres, sept seulement sont apparents car le huitième coïncide avec le passage à zéro du sinus cardinal.
La figure 3 fait bien apparaître l'un des avantages fondamentaux des formes d'onde décrites. Plusieurs parties disjointes du spectre peuvent être analysées simultanément. Le radar est alors équivalent à la mise en parallèle de plusieurs radars identiques au bilan énergétique près et parfaitement synchrones. I1 peut aussi être comparé à un radar disposant de plusieurs fréquences d'émission simultanément.
Le principe est de disposer de 2n+ 1 récepteurs en parallèle dont les fréquences centrales sont f + nFd ou f0 - nFd.
Chaque récepteur est alors centré sur l'une des composantes élémentaires latérales de largeur B du spectre, afin d'y analyser les informations reçues, dans un premier temps de façon indépendante, puis dans un deuxième temps de les comparer (comparaison portant sur les modules des signaux reçus ainsi que sur leurs phases ou différences de phases). Le système est alors équivalent à 2n + 1 radars de caractéristiques identiques (au bilan énergétique près) dont les fréquences centrales seraient espacées de Fd.
La mise en oeuvre de ce traitement est facilitée par la structure du spectre de la forme d'onde, en particulier par les deux points suivants a) on dispose à la réception de plusieurs spectres élémentaires indépendants, dont les modules diffèrent peu les uns des autres. Pour un facteur de forme de 0,5, le rapport entre le module du spectre élémentaire central et le module du spectre élémentaire qui lui est adjacent est dans tous les cas inférieur à 2/sur, soit 3,92 dB b) si la fréquence de découpe est assez élevée alors les spectres élémentaires sont tels que les bruits qu'ils contiennent sont décorrélés. Par ailleurs, une variation différentielle de la phase Doppler des échos reçus dans chacun des spectres élémentaires devient perceptible pour un temps d'observation acceptable, ce qui permet de lever des ambiguïtés de fréquence Doppler.
On considère pour illustrer cette propriété l'exemple suivant Fréquence d'émission : 0 = 10 GHz Fréquence de répétition des impulsions longues : Fr = 2 kHz Durée des impulsions longues : T = 500 ,vs Fréquence de découpage : Fd = 10 MHz En sortie du récepteur, l'ambiguïté de distance est cT ambiguïté - 2 = 75 km où c représente la vitesse de la lumière.
Ouagued M. et al , Biochimie 64, 301-303 (1982) Patton J.S. et al., J. Biol. Chem., 253, 4195-4202 (1978).
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STRUCTURE MEMBRANAIRE ARTIFICIELLE, PROCEDE ET POLYMERE POUR SA PREPARATION, PROCEDE DE PREPARATION DE CE POLYMERE, PARTICULE ET FILM COMPRENANT CETTE STRUCTURE.
L'invention concerne une structure membranaire artificielle analogue aux membranes plasmiques naturelles fixées sur un cytosquelette, telles qu'on les retrouvent chez les cellules eucaryotes, notamment chez les érythrocytes et les dérivés des cellules eucaryotes que constituent les virus enveloppés.
Les membranes plasmiques naturelles (cf.
par exemple MOLECULAR BIOLOGY OF THE CELL, third Edition, 1994, Bruce Alberts et al., Garland Publishing, New-york, USA ou THE MEMBRANES OF CELLS, Philip YEAGLE, 1987, Académic Press Inc. San Diego, USA) comprennent une bicouche lipidique (principalement phospholipidique) formant une phase lyotrope lamellaire stable incorporant des molécules amphiphiles et des protéines maintenues ensemble par des interactions lyotropiques stables non covalentes (faisant intervenir principalement des liaisons dites "hydrophobes"). Les molécules amphiphiles sont arrangées en une double couche continue ayant une épaisseur de l'ordre de 4 à 5 nm à l'étant de cristal liquide et de mosaïque fluide (cf. Singer et Nicholson, Science, Vol.
175, 720 (1972)) qui sert de barrière imperméable à la plupart des grosses molécules polaires neutres dont les sucres, et aux ions minéraux, tout en étant perméable aux molécules hydrophobes (notamment l'oxygène), et aux petites molécules polaires neutres (notamment l'eau, l'urée, le glycérol). Les protéines transmembranaires des membranes naturelles permettent notamment de transporter de façon sélective à travers la bicouche les ions, les sucres... Les membranes plasmiques naturelles portent également des systèmes gérant les échanges avec l'extérieur (en général des protéines ou des sucres).
Les membranes plasmiques naturelles des cellules eucaryotes sont fixées sur un cytosquelette (réseau de protéines filamentaires) qui stabilise la membrane plasmique de l'intérieur. La fixation fait intervenir un ensemble de liaisons spécifiques entre des protéines ancrées dans la membrane et des protéines du cytosquelette.
Ainsi, les enveloppes des virus enveloppés sont formées d'une membrane plasmique fixée sur la capside du virus par des protéines spécifiques d'enveloppe virale capables de se lier avec les protéines de la capside.
L'ambiguïté de fréquence Doppler est fixée également par Fr, elle est de 2 kHz, ce qui représente une vitesse de cible de: c Fr = 30 ms Vambiguïté = 2 f0 Compte tenu des valeurs d'ambigultés calculées ci-dessus, la forme d'onde peut être considérée comme "sans ambigulté de distance". Le traitement de plusieurs parties du spectre est alors utilisé pour lever l'ambiguïté de vitesse. Pour cela il utilise simplement le fait que pour un spectre latéral élémentaire centré sur f0 + nFd la valeur de la fréquence Doppler reçue diffère légèrement de la valeur de la fréquence Doppler reçue sur la voie centrale de réception.
Si l'on considère par exemple une cible en rapprochement avec une vitesse v, la variation de phase Doppler mesurée sur la voie centrale de réception pendant le temps d'observation To de la cible est # #d = 2# 2v f0 To c La variation de phase Doppler sur la voie de réception centrée sur le premier spectre élémentaire latéral (décalé de Fd) est: 6 Xdl = 21r 2J (f0 - Fd) To La différence des deux variations de phase est # (##) = 2# 2v Fd To c Cette valeur est ambiguë à 27r près, ce qui correspond à des vitesses de cible de: c v ambiguïté = 2 Fd To L'ambigulté de vitesse est augmentée dans un rapport fo To To Fr Pour un temps d'observation de To = 50 ms le rapport r vaut 10. Ce rapport signifie également que le franchissement d'une ambigulté de vitesse de 30 ms entraîne une variation de la différence des variations de phase de 360/10 = 36 degrès. Cette valeur est d'un ordre de grandeur facilement mesurable.
Le récepteur doit s'approcher le plus possible du filtre adapté à cette forme d'onde émise.
Les figures 4, 5, 6 et 7 donnent quatre modes de réalisation possibles d'un tel récepteur.
La bande de dispersion est obtenue suivant les cas par une modulation linéaire en fréquence réalisée par des circuits analogiques, ou par une modulation quadratique en phase réalisée à partir de circuits numériques.
Sur la figure 4, la voie émission de l'émetteur-récepteur comporte un générateur 10 d'onde sinudoidale en moyenne fréquence. Ce signal en moyenne fréquence est découpé par un interrupteur 11 commandé par un signal C1, pour former des impulsions très courtes de durée t = 1/B, se répétant à la fréquence de récurrence Fr Chaque impulsion ainsi obtenue est ensuite dilatée par passage dans une ligne dispersive d'émission 12. En sortie de la ligne dispersive la durée de l'impulsion est T.
Le signal de sortie S1 de la ligne dispersive d'émission 12 (tel -que représenté à la figure 8a) est ensuite découpé à la fréquence de découpage Fd par un interrupteur 13 commandé par le signal C2, pour donner un signal S2 dont l'allure est représentée à la figure 8b, la durée de chaque impulsion courte émise étant égale à TE. Ce signal est ensuite transposé en hyperfréquence au moyen d'un mélangeur 14 et d'un oscillateur local 15. Le signal obtenu est alors amplifié au moyen d'un amplificateur 16 puis dirigé, via un circulateur 17, vers le circuit de répartition de puissance desservant les différents modules actifs répartis sur la surface de l'antenne.
Le signal reçu en réponse au signal émis est représenté sur la figure 5c tel qu'il se présente à l'entrée de chacune des voies Ci des modules actifs. I1 est transposé en fréquence intermédiaire au moyen d'un mélangeur 18 et de l'oscillateur local 15 et amplifié en fréquence intermédiaire par l'amplificateur 19'. Compte tenu du décalage dû au temps de trajet aller-retour de l'onde radar, lesimpulsions reçues débordent des espaces de temps TR réservés à la réception et empiètent sur les espaces de temps TE réservés à l'émission comme montré sur la figure 8c. Pour éviter toute interférence avec l'émission, les impulsions reçues sont également découpées au moyen du signal de commande C3 qui agit sur l'alimentation des amplificateurs hyperfréquence 2 des modules actifs, ainsi qu'au moyen de l'interrupteur 19 commandé par le même signal C3. Le signal C3 est tel que l'interrupteur 19 de la voie réception fonctionne à la même fréquence Fd que l'interrupteur 13 de la voie émission, de façon que l'interrupteur 19 soit fermé lorsque l'interrupteur 13 est ouvert, et inversement. Le signal S4 après le découpage de réception est représenté sur la figure 8d.
La réception proprement dite s'effectue au moyen d'une ligne dispersive de réception 20 effectuant une modulation inverse de celle effectuée par la ligne dispersive d'émission. Le signal obtenu en sortie de la ligne dispersive de réception est ensuite appliqué à l'entrée d'un démodulateur amplitude-phase 21 dont le signal de référence est le signal de sortie du générateur 10 d'onde sinusoïdale.
On se réfère maintenant au mode de réalisation représenté sur la figure 5.
La voie réception comporte exactement les mêmes éléments que sur la figure 4. Sur la voie émission la ligne dispersive d'émission est remplacée par un générateur numérique de code de phase 12'. Le code de phase est généré de telle façon qu'à chaque impulsion courte émise corresponde un moment de phase. Dans la pratique cela signifie que les impulsions courtes sont émises à la même fréquence f0, mais que la phase initiale du signal dans l'impulsion varie d'une impulsion à l'autre, suivant une loi propre au code de phase choisi.