INPI-France/Brevets-Francais-2024-Chunked huggingface dataset:
% de [e]222 pour [ & 222 pour [6] 222 pour [e]222 pour TFE hPTH (1-34) l'analogue 1 l'analogue 2 l'analogue 3 0 -7793 -4205 -2750 -3867 10 -15 863 -9333 -4600 -6479 20 -21 491 -23 098 -9065 -12 329 30 -26 288 -26 334 -12 081 -15 161 40 -27 011 -27 580 -14 320 -15 191 50 ~ -26 802 ~ -27 705 -15 649 -15 395 EXEMPLE 7 Flux d'électrotransport in vitro des analogues de la PTH Des études d'électrotransport in vitro sont effectuées dans des cuves multi-compartimentées de petit volume fabriquées à cet effet, en utilisant l'entraînement anodique. La PTH lmM dans du tampon l0mM est placée dans le compartiment donneur et une solution réceptrice ayant une force ionique finale de 25mM est placée dans le compartiment récepteur. La solution réceptrice pour la PTH native et les analogues 1 et 2 consiste en NaCl 15mM tamponné à pH 7 avec de l'imidazole lOmM, 0,1 % de sérumalbumine bovine (SAB) comme agent bloquant, du détergent Tween 20 et de l'azoture de sodium comme bactéricide.La solution réceptrice pour l'analogue 3 de la PTH consiste en NaCl 15mM tamponné à pH 7 avec de l'imidazole 10mM, 0,5 % de bromure de dodécyltriméthylammonium (BDTA, un agent tensio-actif) et 0,3 mg/ml de Trp-Nle-Arg-Phe-amide, un tétrapeptide utilisé comme substrat "de remplacement" pour les enzymes protéolytiques présentes dans la peau.
De la couche cornée de cadavre humain, détachée à chaud, est placée entre les compartiments donneur et récepteur, la face épidermique étant tournée vers le compartiment récepteur. Un courant continu constant de 127 RA (c'est-à-dire 0,1 mA/cm ) est appliqué. Les cuves sont maintenues à 32 C pendant les études in vitro et des échantillons de solution réceptrice sont prélevés toutes les deux heures (le volume de solution réceptrice prélevé est remplacé par un même volume de solution réceptrice "fraîche" à chaque prélèvement d'échantillon) . Les échantillons de solution réceptrice sont analysés par CLHP en phase inversée.
Les aires de pics des échantillons de solution réceptrice de PTH sont comparées à des courbes d'étalonnage du même analogue à des concentrations connues construites en même temps en utilisant une colonne de polymère analytique à un débit de 1,5 ml/min avec un gradient de 10 à 50 % de B en dix minutes pour l'élution. Le Tampon A comprend 0,1 % d'acide trifluoracétique (TFA) et 1 % d'acétonitrile ; le Tampon B comprend 0,1 % de TFA et 98,9 % d'acétonitrile. Les concentrations d'analogue sont converties en flux massique et représentées graphiquement en fonction du temps.
Lorsque la deuxième électrode conductrice de gril le GT2 est mise en fonctionnement, les 'lignes cathodiques d'ordre pair C2, C4,..., Cn reçoivent des données d'image d'ordre pair pour une ligne, comme représente sur löa figure 13@. Ainsi, l'emission de lumiere de l'organe fluorescent 13 recouvrant la ligne anodique A11 est commandee d'après les donnees d'image.
Comme decrit ci-dessus, la première électrode conductrice de grille GT1 est sélectionnée et mise en fonctionnement et, ensuite, la deuxième électrode conductrice de grille GT2 est sélectionnee et mise en fonctionnement, de manière qu'une image pour une ligne soit enregistrée sur un milieu d'enregistrement.
Ensuite, un balayage séquentiel en ligne est séquentiellement execute de maniëre analogue, de manière qu'une image pour un écran d'image soit enregistrée sur le milieu d'enregistrement.
Dans la t e" te d'impression précitée à emission de champ, les llgnes cathodiques d'ordre impair Ci, C3,..., C (n - t s I) des lignes cathodiques C1 à Gn et les lignes cathodiques d ordre pair C2, C4,..., Cn de ces dernieres sont alterna-tivement sélectionnées et mises en fonctionnement. Par conséquent, la ligne cathodique d'ordre impair et la ligne cathodique d'ordre pair, adjacentes, peuvent être connectées entre elles de manières a être mises en fonctionnement par un dispositif d'attaque de cathode. Il s'ensuit que le nombre de dispositifs d'attaque de cathode peut être divisé par deux.
Un quatrième mode de réalisation de la tête d'impression a emission de champ selon la présente invention est décrit ci-aprés en se r-e I-e rant aux figures 14 à 16. La figure 14 représente des exemples de lignes de grille et de lignes cathodiques, lorsqu'un substrat de cathode 1 constituant la tête d'impression à émission de champ selon ce mode de realisation est observé à partir d'une position haute. La figure 15 est une vue en coupe partiel le de la tête d'impression 3 émission de champ selon la présente invention et suivant la ligne XIII-XIII représentée sur la figure 12.La figure lb est une vue en perspective de la tête d'impression à emission de champ selon la presente invention, dans laquelle les structures des lignes de grille, des lignes cathodiques et des lignes anodiques sont il lustrées.
La tête d'impression a emission de champ sel on ce mode de réalisation de la présente invention, comme représenté sur la figure 15, présente une pluralite de lignes cathodiques C1, C2, C3,..., Cn (seules trois lignes cathodiques C (n - 2), C (n - 1) et Cn sont illustrées) formees sur une surface du substrat de cathode 1. sur les lignes cathodiques C1, C2, C3,..., Cn est formee une pluralite d'émetteurs 3 en forme de cone, pour former respectivement des matrices à émis si on de champ. Sur le substrat de cathode 1 est for mec une couche isolante 2 constituée de SiO2 et ainsi de suite.Sur la couche isolante 2 sont formées n lignes de gril le GT11 à Glln (seules deux lignes de grille GT1 (n - 1) et GT1n sont illustrées), et des électrodes convergentes GT31 à GT3 (n + 1) (seules les électrodes convergentes GT31 à 6135 sont illustrées), entre les lignes de grille Glîl à Glin et à l'extérieur des lignes de grille GT11 et GT1n.
Pour forcer les électrodes convergentes Gldl à GT3 (n + I ) a talure converger les électrons émis, le potentiel des électrodes convergentes GT31 a GT3 (n + 1) est force à passer a un faible niveau (ou un niveau nul ou un niveau négatif). en faisant passer le potentiel de la deuxième électrode conductrice de gril le 612 toujours à un faible niveau (ou un niveau nul ou un niveau négatif).
Les lignes cathodiques Cl à @n, les lignes de gril le GT11 a. G@ln et les emetteurs 3 constituent les matrices à émission de champ FEl a FEn. Les matrices à émission de hamp FEl...., FE (n - 1) sont realisses sous une forme de bande allongee, comme représente sur la figure 3.
La largeur de l'électrode de chacune des lignes de gril le Glu a 61 i n est déterminée de façon à être supérieure à la larcreur de l'électrode de chacune des lignes cathodiques Cl a Cn, comme representé sur la figure 14. La largeur de chacune des électrodes convergentes GT31 à Gl3n est inférieure à celle de l'électrode de chacune des lignes de grille GT11 à GTln.
Le substrat d'anode lu est disposé à l'opposé du substrat de cathode .L, tout en étant espace de ce dernier d'une distance predéterminée. L'électrode anodique formée sur le substrat de cathode 1 est constituée de la ligne anodique A11 disposée sensiblement perpendiculairement aux lignes de grille Gl11 à G@ln et ayant la tente de bande 14; et deux electrodes convergentes anodiques A32 disposées des deux cotes de la ligne anodique A11.
La ligne anodique A11 I présente la tente 14 pour faire sortir la lumiere emise par l'organe fluorescent 12. l'organe fluorescent 1/ en bande est appliqué pour recouvrir la fente 14. tt a noter que la ligne anodique A11 et l'electrode convergente anodique A32 sont constituées de tilms minces en métal , tel que l'aluminium.
L'organe fluorescent 12 émet une lumière, lorsque des électrons émis par les matrices à émission de champ FE1 à FEn heurtent cet organe fluorescent 12.
Etant donné que les matrices à emission de champ FE1 a FEn sont réalisées sous une forme de bande, dans une direction sensiblement perpendiculaire à la ligne anodique All, la plage possible pour positionner le substrat d'anode 10 par rapport au substrat de cathode 1 peut être élargie, lorsque le substrat de cathode 1 et le substrat d'anode 10 sont lies entre eux afin de fabriquer la tête d'impression à émission de champ.
En formant la fente 14 dans la ligne anodique Ail constituée d'un mince Film métallique, on peut obtenir un modèle d'émission de lumière précis, même si la structure se presente sous la forme d'un film mince.
Par conséquent, la i)laqe possible pour une tormation de motif de l'organe fluorescent 12 peut être élargie.
Par consequent, la tête d'impression à émission de champ selon la presente invention peut être facilement fabriquee.
Au mélange réactionnel obtenu, on coule goutte à goutte 36 g d'octène-1. Après addition, on chauffe le mélange réactionnel à 60"C jusqu'à ce que toutes les fonctions Si-H soient consommées. On évapore ensuite l'excès d'alcool et d'octène. On récupère 80 g d'huile limpide et légèrement colorée. L'analyse RMN révèle la structure suivante:
Traitement de particules de dioxyde de titane On prépare des particules de dioxyde de titane selon l'invention: - on part de particules de dioxyde de titane rutile de taille 0,14 pm, préalablement traitées par un traitement inorganique à base d'alumine (1 % en poids par rapport au TiO2) et de silice (0,6 % en poids par rapport au TiO2).
- on pulvérise sur les particules de dioxyde de titane le polyorganosiloxane obtenu précédemment en solution dans l'acétate d'éthyle.
- on sèche ensuite les particules obtenues à 110"C pendant 12 h, puis on micronise les particules.
On obtient des particules de dioxyde de titane dont la teneur en poids en polyorganosiloxane est de 1 % exprimé en SiO2 par rapport au poids des particules de TiO2 traitées.
Utilisation des particules traitées dans du polyéthylène basse densité (PEbd).
On fait fondre le polymère à une température de 180"C dans un plastographe interne de type Brabender sous une vitesse de 40 tours/min. Au bout de 10 min, on introduit les particules de dioxyde de titane traitées de manière à ce que la teneur en poids des particules dans le mélange soit de 85 %.
On observe alors que la valeur du couple monte puis redescend à une valeur d'équilibre. Le tracé de la courbe du couple en fonction du temps présente donc au temps 10 min un pic dit pic d'énergie d'incorporation.
L'énergie d'incorporation des particules de dioxyde de titane traitées correspond à l'intégrale de ce pic en prenant comme ligne de base la valeur du couple final à l'équilibre après incorporation du titane.
Cette énergie est dans le cadre de cet exemple de 6 J.
EXEMPLE 2 Préparation d'un polyorganosiloxane à fonctionnalités SiXEt et Sivinylcyclohexényle On procède comme à l'exemple 1, mais on remplace l'octène-1 par du vinyl4 cyclohexène-1.
Les quantités de réactifs utilisés sont les suivantes: - POS SiOEt/SiH = 100 g - vinyl4 cyclohexène-1 = 39,16 g - catalyseur Karstedt initial = 10 mg.
La température du milieu réactionnel est maintenue à environ 80 - 85 OC.
On récupère 130 g d'une huile limpide légèrement jaunie de formule:
Traitement de particules de dioxyde de titane On traite les mêmes particules de dioxyde de titane que dans l'exemple 1 par ce polyorganosiloxane fonctionnalisé selon la même méthode que dans l'exemple 1 de façon à ce que l'on obtienne des particules de dioxyde de titane dont la teneur en poids en polyorganosiloxane est de 2 % exprimé en SiO2 par rapport aux particules de TiO2 traitées.
Cette spirale pourra présenter des piques pour un meilleur ancrage, et un système anti retour.
La figure 1 est une vue de profil et en coupe d'un premier mode de réalisation d'un implant chirurgical articulaire de doigt conforme à 1' invention.
La figure 2 est une vue en coupe perspective d'une variante de l'implant chirurgical de la figure 1.
Les figures 3A, 3B et 3C sont des vues en coupes perspectives d'exemples des évasements en cornet pour les pièces distale et proximale de l'implant de doigt selon l'invention.
Les figures 4A, 4B et 4C sont trois exemples non-limitatifs, en vues de face des embouchures des cornets des pièces prothètiques, respectivement circulaire, elliptique et en "haricot".
La figure 5 est une vue de profil des pièces prothètiques présentant, une gorge formant "gouttière" sur la surface de l'élément proximal, et "échancrure en vallée" pour la surface de l'élément distal; ces reliefs peuvent être guides pour les structures péri-articulaire.
La figure 6A, 6B et 6C sont des exemples de tiges souples et de leurs reliefs internes.
Les figures 7A et 7B sont les vues en perspectives et en coupe d'une bille selon l'invention, traversée par l'élément souple; cette bille entraine lors de sa rotation des contraintes qui provoquent des torsions particulières dudit élément souple.
La figure 8 est une vue en coupe profil de l'implant composé des pièces proximale et distale, de l'axe en matériau souple et de la bille articulaire.
Les figures 9A et 9B représente un treillis permettant l'ancrage de la prothèse par effet "coin".
Les figures 1 et 2 montrent respectivement en perspective deux implants ( 10, 10') chirurgicaux de remplacement articulaire de doigt, comprenant chacun - une première pièce proximale ( 11, 11') avec une tige intramédullaire ( 12, 12') et une zone articulaire hémisphérique ( 13, 13'); cette première pièce ( 11, 11') est percée longitudinalenent d'un conduit ( X, X') rectiligne en zone intra-médullaire ( 12, 12') et s'évasant en cornet ( 16, 16') en zone articulaire hémisphérique ( 13, 13').
- une seconde pièce distale ( 21, 21') avec une tige intramédullaire ( 22, 22') et une zone articulaire glénoïdale concave ( 23, 23') congruente à la zone articulaire hémisphérique (13, 13'); cette seconde pièce ( 21, 21') est percée longitudinalement d'un conduit ( Y, Y') rectiligne en zone intra-médullaire et s'évasant en tromblon ( 26, 26') en zone articulaire glénoïdale concave ( 23, 23').
- une troisième pièce C 31, 31') composé d'une tige souple se logeant dans les conduits ( X,X'; Y,Y').Cette élément ( 31, 31') fait liaison entre la pièce proximale ( 11, 11') et distale ( 21, 21') des implants articulaires; il est en matériau souple de type élastomere, ligament artificiel, alliage à mémoire de forme...Il peut resté libre dans les conduits ( X,X'; Y,Y'), ou fixé à l'une ou l'autre des extrémités de ces conduits, voire dans certain cas aux deux.
Ledit élément souple est destiné à contraindre les pièces proximale et distale à se déplacer l'une par rapport à l'autre en suivant la cinématique biomécanique conséquente des reliefs et des surfaces particuliers des cornets des zones hémisphérique et glénoïdlentde la prothèse.
En effet la tige souple lors d'un mouvement articulaire, viendra buter sur les reliefs d'un ou des deux cornets, et par résistance obligera tel déplacement relatif des pièces prothétiques plutôt que tel autre.Par élasticité du matériau souple l'articulation hors des contraintes volontaires du mouvement retrouvera sa position de repos correspondante å celle de l'articulation anatomique au repos.
A titre d'exemples les figures 3A, 3B, 3C, 4A, 4B et 4C montrent des choix possibles de chambres de libertés pour la tige souple et nous fait comprendre que ces degrés de liberté lors des mouvements articulaires sont directement liés a ses rencontres plus ou moins rapide avec les reliefs de ces chambres, et par ricochet orienter le déplacement de la pièce proximale par rapport a la pièce distale vers telecinématique plutôt que teirautre.Ainsi suivant que nous avons un cornet dont le section est elliptique ( fig 4B ) ou en "haricot" (fig 4C ) nous n'obtiendrons pas le même déplacement des pièces prothétiques...
Comme évoqué plus haut, le fonctionnement du convertisseur se déroule en cycles de deux périodes, comprenant chacun une première période dite d'accumulation, de durée Ton, où un courant Ip circule dans le primaire, et une deuxième période dite de restitution, de durée Toff, où un courant Is circule dans le secondaire. La figure 2 représente le courant total I traversant l'inductance L pendant la durée d'un cycle. En mode de fonctionnement bidirectionnel, la période dite d'accumulation Ton comprend en fait une première phase Tonl de restitution dans la source de tension Vin d'une énergie excédentaire accumulée dans l'inductance L au cours d'un cycle précédent, suivie d'une phase Ton2 d'accumulation effective d'une énergie magnétique dans l'inductance L.Les figures lb et lc représentent des schémas équivalents du convertisseur au cours des phases Tonl, Ton2. Pendant Tonl, l'inductance L génère le courant Ip qui est négatif (diode Dp passante, fig. lb). Lorsque cette énergie a été entièrement restituée, commence la phase d'accumulation Ton2, où Ip est positif (Tp fermé, diode Dp bloquée, fig. lc).De même, la phase dite de restitution Toff comprend tout d'abord une phase Toffl de restitution effective dans la capacité Cout et la charge Z de l'énergie stockée par l'inductance L pendant Ton2, suivie d'une phase Toff2 d'accumulation dans l'inductance L d'une énergie excédentaire fournie à la capacité Cout ou à la charge Z pendant Toffl. Les figures ld et le représentent des schémas équivalents du convertisseur au cours des phases Toffl, Toff2. On voit que le courant secondaire Is est positif pendant Toffl (diode Ds passante, fig. nid), puis négatif pendant Toff2 (Ts fermé, diode Ds bloquée, fig. le), la charge Z ou la capacité Cout se comportant comme un générateur de tension.L'énergie stockée pendant Toff2 est transférée à la source de tension Vin lors de la phase Tonl du cycle suivant, ce qui caractérise un fonctionnement bidirectionnel.
Un inconvénient de ce type de convertisseur est de présenter un rendement qui diminue quand la fréquence de fonctionnement s'élève, alors que, de façon contradictoire, il est préférable de choisir des fréquences de fonctionnement élevées, de l'ordre de 100 kHz à 1 MHz, pour réduire la taille et l'encombrement du convertisseur.
ll est bien connu que la diminution du rendement avec l'augmentation de la fréquence de fonctionnement est notamment causée par des pertes d'énergie dans les interrupteurs pendant les périodes de commutations. On rappelle que l'énergie perdue dans un interrupteur pendant une commutation étant égale au produit de la tension aux bornes de l'interrupteur par le courant le traversant et le temps de commutation. I1 convient de distinguer les pertes de commutation à la fermeture et les pertes à l'ouverture d'un interrupteur.Dans un convertisseur fonctionnant selon un mode bidirectionnel tel qu'illustré par la figure 2, le problème des pertes de commutation à la fermeture des interrupteurs Tp, Ts est en principe résolu dans la mesure ou chaque fermeture d'interrupteur est précédée d'une période de conduction de diode Dp, Ds garantissant une tension de fermeture proche de O (tension de diode). Par contre, chaque ouverture d'un interrupteur Tp, Ts provoque une réaction de l'élément inductif et une élévation brutale de la tension aux bornes de l'interrupteur, qui accroît le temps de commutation de l'interrupteur par effet Miller. Ce phénomène entraîne une perte d'énergie dans les interrupteurs d'autant plus sensible qu'elle se produit un grand nombre de fois par seconde quand la fréquence est élevée.
De plus, l'élévation brutale de la tension à l'ouverture des interrupteurs se traduit par une émission de rayonnements électromagnétiques parasites. Les mêmes inconvénients se retrouvent dans un convertisseur à transformateur de type "fly-back", qui fonctionne selon le même principe.
Pour pallier cet inconvénient, on a proposé des convertisseurs à faibles pertes, dans lesquels les fronts de tension apparaissant à l'ouverture des interrupteurs primaire et secondaire sont adoucis grâce à l'ajout de capacités dites "de commutation douce".
La figure 3 montre un convertisseur 10 à faibles pertes de type "fly-back". Ce convertisseur 10 s'apparente par exemple au convertisseur illustré en figure 15 de la demande de brevet européen 336 725. I1 diffère du convertisseur de la figure 1 par l'ajout de deux capacités de commutation douce Cp, Cs, et par un mode de fonctionnement particulier faisant intervenir deux périodes de transitions qui seront décrites plus loin. La capacité Cp est ajoutée en parallèle à l'ensemble diode/interrupteur Dp/Tp du primaire et la capacité Cs en parallèle à l'ensemble diode/intelTupteur Ds/Ts du secondaire.En outre, s'agissant ici d'un convertisseur "fly-back", l'inductance L de la figure 1 est remplacée par un transformateur 1 comprenant une inductance primaire Lp constituée d'un enroulement de Np spires, et une inductance secondaire Ls constituée d'un enroulement de Ns spires.
Le fonctionnement du convertisseur est illustré par la figure 4. Les figures 4a et 4b représentent des signaux de commande Hp et Hs appliqués respectivement aux interrupteurs Tp et Ts. Les figures 4c et 4d représentent les courants Ip et Is circulant respectivement dans les inductances primaire Lp et secondaire Ls du transformateur. Les figures 4e et 4f représentent des tensions VTp et VTs aux bornes des interrupteurs Tp et Ts. Les figures 4g et 4h représentent des courants de charge ou de décharge Icp et Ics des capacités Cp et Cs. Enfin, les figures 4i et 4j représentent des courants parasites Iop et Ios, qui s'ajoutent aux courants du primaire et du secondaire Ip et Is représentés en figures 4c et 4d.
Comme on le voit sur la figure 4, chaque cycle de fonctionnement du convertisseur 10 comprend quatre périodes distinctes que l'on désignera par leurs durées respectives T1, T2, T3, T4.
Les périodes T 1 et T3 sont similaires aux périodes Ton et Toff précédemment décrites, à la différence près que les courants respectifs du primaire Ip et du secondaire Is traversent des enroulements Lp et Ls distincts. Ainsi la période T1 comprend une phase de restitution côté primaire où le courant Ip est négatif (fig. 4c, diode Dp passante, Tp ouvert ou fermé), suivie d'une phase d'accumulation où le courant Ip est positif (diode Dp bloquée, Tp fermé, Hp = 1). De façon inverse, la période T3 comprend tout d'abord une phase de restitution côté secondaire où le courant Is est positif (diode Ds passante, Ts ouvert ou fermé) suivie d'une phase d'accumulation où le courant Is est négatif (fig. 4d, diode Ds bloquée, Ts fermé, Hs = 1).Comme représenté par des traits pointillées sur les figure 4a, 4b, il existe au cours des périodes T1 et T3 une marge de manoeuvre pour fermer les interrupteur Tp et Ts, tant que les diodes Dp et Ds sont passantes.
Les périodes T2 et T4 sont des périodes de transition de courtes durées au cours desquelles Tp et Ts sont maintenus ouverts. Sur la figure 4, T2 et T4 ne sont pas représentées à l'échelle et sont en réalité de l'ordre du dixième ou du centième de T 1 et T3. Pendant ces périodes de transition, la capacité Cp se décharge et la capacité Cs se charge, et inversement (fig. 4g et 4h). Les diodes Dp, Ds sont dans l'état bloqué, L'énergie stockée dans le transformateur n'est transférée ni au primaire ni au secondaire.
L'homme du métier notera que les capacités de commutation douce Cp, Cs ne doivent pas être confondues avec les capacités que l'on trouve dans les convertisseurs dits à résonance, dont le principe de fonctionnement n'est pas comparable avec celui des convertisseurs à stockage inductif dont il est ici question. Ici, les capacités Cp, Cs ne sont pas des moyens permettant le transfert de l'énergie à travers le convertisseur. Elles sont au contraire choisies de manière à présenter des temps de charge ou de décharge T2 et T4 petits visà-vis des temps T I et T3 pendant lesquels les transferts d'énergie se réalisent dans le convertisseur.
L'avantage d'ajouter des périodes de transition T2, T4 et de faire intervenir des capacités de commutation douce Cp, Cs est qu'à l'ouverture d'un interrupteur Tp ou Ts, la capacité Cp ou Cs associée à l'interrupteur se charge progressivement et empêche la montée brutale de la tension VTp ou VTs.
Comme cela apparaît en figures 4e et 4f, la tension VTp ou VTs de l'interrupteur va croître pendant la période de transition T2 ou T4 jusqu'à atteindre sa valeur maximum, égale à Vin+Vout*Np/Ns pour VTp, et Vout+Vin*Ns/Np pour VTs. Les pertes de commutation à l'ouverture dues à l'effet Miller sont donc éliminées, ou du moins notablement réduites.
Ces convertisseurs présentent toutefois d'autres inconvénients, que l'on décrira maintenant.