INPI-France/Brevets-Francais-2024-Chunked huggingface dataset:
Un autre inconvénient de la conception usuelle de système de communication est que le matériel associé au système de communication est, de façon usuelle, dédié à un seul procédé d'accès (c'est-à-dire un service téléphonique mobile avancé AMPS, un service téléphonique mobile avancé à bande étroite NAMPS, un système cellulaire numérique des E.U. USDC, un système cellulaire numérique personnel PDC et des systèmes similaires d'accès aux communications). De façon à assurer plusieurs accès, c'est-à-dire un accès au système de communication via un quelconque des procédés d'accès, une duplication notable de matériel est requise à un coût important. Par conséquent, il existe un besoin pour un système de communication assurant plusieurs accès sans augmenter de façon importante la quantité de matériel requis et ainsi, le coût associé.
La présente invention concerne un émetteur et un récepteur (émetteur/ récepteur) à large bande sur plusieurs canaux présentant un haut degré de flexibilité et de redondance et adapté en particulier aux systèmes de communication cellulaire ou aux systèmes personnels de communication Pics. L'émetteur/récepteur constitue un support pour plusieurs antennes soit pour une opération cellulaire sur secteur, une réception en diversité, une redondance, soit comme préféré, une combinaison de toutes ces caractéristiques avec une capacité d'utilisateur augmentée avec un coût réduit. L'émetteur/récepteur de la présente invention présente ces caractéristiques ainsi que beaucoup d'autres via une architecture pratique augmentant les performances par l'incorporation par un traitement pratiquement numérique et un partage dynamique d'équipement DES.
La présente invention concerne, de plus, un accès multiple sans duplication significative du matériel. Un émetteur/récepteur selon la présente invention comprend des convertisseurs numériques programmables vers le bas DDCs et des convertisseurs numériques programmables vers le haut DUCs. Ainsi, chacun des convertisseurs numériques programmables DUCs et DDCs peut être programmé pour fournir des rapports variables de décimation/interpolation pour accepter des procédés d'accès avec des formats et des largeurs de bande variables de signal. Cependant, la capacité de programmation du DUC n'assure pas entièrement un accès multiple.Par conséquent, le DUC de la présente invention comprend, de même, une structure unique de matériel assurant , à la fois, une modulation de fréquence FM ainsi qu'une conversion vers le haut en quadrature (I et Q) sans duplication de matériel et sans coût associé notables.
En référence à la Figure 4, on illustre un émetteur/récepteur 400 selon un mode de mise en oeuvre préféré de la présente invention. Afin de faciliter la description, des modes de mise en oeuvre préférés des parties d'émetteur et de récepteur numériques sur plusieurs canaux à large bande 200 et 300 respectives de l'émetteur/récepteur 400 sont décrits. De plus, afin de présenter une mise en oeuvre préférée de la présente invention, on présente un émetteur/récepteur pouvant fonctionner dans la bande cellulaire de fréquence radio RF.
Cependant, on comprendra que la présente invention peut être facilement adaptée au fonctionnement d'une quelconque bande de communication de fréquence radio RF comprenant par exemple les systèmes personnels de communication PCS et des bandes similaires.
En référence à présent à la Figure 2, une partie de récepteur numérique à large bande sur plusieurs canaux (récepteur) 200 selon un mode de mise en oeuvre préféré de la présente invention illustré. Le récepteur numérique à plusieurs canaux 200 comprend une pluralité d'antennes 202 (de façon individuelle, les antennes 1, 3, ..., n-l) qui sont respectivement couplées à une pluralité de mélangeurs de fréquence radio RF 204 pour la conversion des signaux de fréquence radio RF reçus sur les antennes 202 en signaux de fréquence intermédiaire IF.On remarquera que les mélangeurs de fréquence radio RF 204 contiennent les éléments adaptés de traitement du signal comprenant au moins des filtres, des amplificateurs et des oscillateurs pour le préconditionnement des signaux de fréquence radio RF reçus, isolant la bande de fréquence radio RF particulière en question et mélangeant les signaux de fréquence radio RF avec les signaux de fréquence intermédiaire IF désirés.
Les signaux de fréquence intermédiaire IF sont alors fournis à une pluralité de convertisseurs A/D ADCs 210 dans lesquels toute la bande en question est numérisée. Un inconvénient des récepteurs antérieurs à large bande était la condition selon laquelle le convertisseur ADC, afin de numériser entièrement et de façon précise toute la bande, fonctionne avec un très grand taux d'échantillonnage. Par exemple, les bandes cellulaires A et B occupent 25 MHz du spectre de fréquence radio RF. Selon les critères bien connus de Nyquist, afin de numériser de façon précise toutes les bandes cellulaires à l'aide d'un seul convertisseur ADC, on a besoin d'un dispositif pouvant fonctionner avec un taux d'échantillonnage dépassant 50 MHz (ou 50 millions d'échantillons par seconde, c'est-à-dire 50 Ms/s).De tels dispositifs deviennent de plus en plus usuels et on envisage dans le cadre de la présente invention d'utiliser la dernière technologie de convertisseur ADC. Cependant, les Dépôts de Brevets U.S attribués en commun, déposés antérieurement au présent dépôt et intitulés "Numériseur et Procédé de Signal à Bande de Fréquences Divisée" de Smith et ass. et "Numériseur et Procédé de Signal de Fréquence à Large Bande" de Elder dont les descriptions sont incorporées dans notre cas expressément en référence, décrivent des dispositifs et des procédés pour la numération complète et précise d'un signal de fréquence à large bande utilisant des ADCs fonctionnant avec de plus petits taux d'échantillonnage. Les convertisseurs A/D ADCs 210 numérisent les signaux de fréquence intermédiaire IF, produisant ainsi des signaux numériques. Ces signaux numériques sont alors fournis à des convertisseurs numériques vers le bas DDCs 214.
Le convertisseur numérique vers le bas DDC 214 du mode de mise en oeuvre préféré, plus clairement illustré sur la Figure 12, comprend un commutateur 1216 permettant au convertisseur numérique vers le bas DDC 214 de sélectionner des signaux de fréquence intermédiaire IF à partir d'une quelconque parmi la pluralité des antennes 202. Sur la base de l'état du commutateur 1216, le convertisseur numérique vers le bas DDC 214 accepte une suite à grande vitesse de mots numériques (par ex. environ 60 MHz) à partir du convertisseur A/D ADC 210 associé à l'antenne sélectionnée, dans le mode de mise en oeuvre préféré via une interconnexion d'arrière-plan 1108, comme illustré sur la Figure 11.Le convertisseur numérique vers le bas DDC 214 peut être actionné pour sélectionner une fréquence particulière (dans le domaine numérique) pour assurer une décimation (réduction du taux) et un filtrage du signal sur une largeur de bande associée aux canaux du système de communication. En référence en particulier à la Figure 12, chaque convertisseur numérique vers le bas DDC 214 contient un oscillateur à commande numérique NCO 1218 et un multiplicateur complexe 1220 pour effectuer une conversion vers le bas de la suite de mots numériques.
Remarquons que c'est une seconde conversion vers le bas car une première conversion vers le bas a été effectuée sur le signal analogique reçu par les mélangeurs de fréquence radio RF 204. Le résultat de la conversion vers le bas et de la multiplication complexe est une suite de données en quadrature, c'est-à-dire possédant des composantes en phase I et en quadrature Q, qui ont été traduites, de façon spectrale, sur une fréquence centrale de 0 Hz (fréquence intermédiaire IF de bande de base ou nulle). Les composantes I,Q de la suite de données sont fournies à une paire de filtres de décimation 1222 respectifs afin de réduire la largeur de bande et la cadence des données à une cadence adaptée à l'interface aérienne particulière du système de communication (interface aérienne commune ou CAI) traitée.Dans le mode de mise en oeuvre préféré, la sortie de la cadence des données des filtres de décimation est d'environ 2,5 fois la largeur de bande désirée de l'interface aérienne commune CAI. On comprendra que la largeur de bande désirée puisse modifier la cadence de sortie préférée des filtres de décimation 1222. La suite de données décimées est alors filtrée par passe-bas pour enlever toutes composantes non désirée d'alias via des filtres numériques 1224. Les filtres de décimation 1222 et les filtres numériques 1224 assurent une sélectivité brute, la sélectivité finale étant effectuée dans les processeurs de canal 228 d'une façon connue.
En référence à la Figure 2, une pluralité de convertisseurs numériques vers le bas DDCs 214 sont prévus dans le mode de mise en oeuvre préféré et chacun d'eux est raccordé aux convertisseurs A/D ADCs 210. Chacun des convertisseurs numériques vers le bas DDCs 214 peut sélectionner un élément parmi la pluralité de convertisseurs A/D ADCs 210/antennes 202 duquel on reçoit une suite de mots numériques à grande vitesse via l'arrière-plan 1106. Les sorties des convertisseurs numériques vers le bas DDCs 214, une suite de données à faible vitesse (par ex. environ 10 MHz, le signal de bande de base) sont raccordées à un bus à multiplexage dans le temps TDM 226 pour une communication vers une pluralité de processeurs de canal 228 via un moyen de formatage de sortie 1232.En plaçant les sorties des convertisseurs numériques vers le bas DDCs 214 sur le bus à multiplexage dans le temps TDM 226, il est possible qu'un quelconque des processeurs de canal 228 sélectionne un quelconque des convertisseurs numériques vers le bas DDCs 214 pour la réception d'un signal de bande de base. Dans le cas d'une panne d'un processeur de canal 228 ou d'un convertisseur numérique vers le bas DDC 214, les processeurs de canal 228 serviraient, via le bus de commande 224 et l'interface de bus de commande 1234, à raccorder des processeurs disponibles de canal à des convertisseurs numériques programmables vers le bas DDCs disponibles à l'aide d'un traitement approprié d'affirmation/arbitrage afin d'empêcher deux processeurs de canal d'essayer d'accéder au même convertisseur numérique vers le bas DDC.Cependant, dans le mode de mise en oeuvre préféré, les convertisseurs numériques vers le bas DDCs 214 reçoivent un intervalle de temps dédié sur le bus à multiplexage dans le temps TDM 226 pour un raccordement à un processeur de canal 228 particulier.
Les processeurs de canal 228 sont prévus pour envoyer des signaux de commande, via le bus de commande 224, aux convertisseurs numériques vers le bas DDCs 214 afin d'établir des paramètres de traitement de la suite de mots numériques. Ainsi, les processeurs de canal 228 peuvent commander les convertisseurs numériques vers le bas DDCs 214 pour sélectionner une fréquence de conversion vers le bas, un taux de décimation et des caractéristiques de filtrage (par ex., la forme de largeur de bande, etc.) pour le traitement des suites de données numériques. On comprend que l'oscillateur à commande numérique NCO 1218, le multiplicateur complexe 1220, le filtre de décimation 1222 et le filtre numérique 1224 soient sensibles à une commande numérique pour modifier les paramètres de traitement du signal.Cela permet au récepteur numérique à plusieurs canaux 200 de recevoir des signaux de communication conformes à un certain nombre de différents standards d'interface aérienne.
En référence à nouveau à la Figure 2, le récepteur de la présente invention possède, de plus, une pluralité de banques de récepteur (dont deux sont illustrées par 230 et 230'). Chacune des banques de récepteur 230 et 230' comprend les éléments décrits ci-dessus avant le bus à multiplexage dans le temps TDM 226 pour la réception et le traitement d'un signal de fréquence radio RF. De façon à assurer une réception en diversité selon la présente invention, une paire d'antennes adjacentes, une parmi les antennes 202 et une parmi les antennes 202' (référencées, de façon individuelle, par 2, 4, ..., n), associée chacune aux banques de récepteur 230 et 230' respectives, sont prévues pour servir un secteur du système de communication.
Les signaux reçus sur chaque antenne 202 et 202' sont traités, de façon indépendante, via les banques de récepteur 230 et 230' respectives. Les sorties des banques de récepteur 230 et 230' sont respectivement passées sur les bus TDM 226 et 226' bien que l'on comprenne qu'un seul bus puisse être utilisé, vers les processeurs de canal 228 où la réception en diversité est effectuée.
En dehors de cette zone, ils ont pratiquement la structure déjà décrite à propos de la figure 5.
En bref, en admettant que le substrat 41S est à un niveau plus bas que le susbtrat 42S : - le susbtrat 41S porte en dessous la métallisation 41B qui s'élargit beaucoup, et au-dessus la métallisation 41A qui s'élargit peu ou pas.
- Le substrat 42S porte en dessus la métallisation 42B qui s'élargit beaucoup, et en dessous la métallisation 42A qui s'élargit peu.
Entre les deux susbtrats est prévu un insert de très faible épaisseur, en matériau similaire au substrat, tel que le DUROID.
Au niveau de la partie de superposition 49, les métallisations élargies 41B et 42B s'étalent complètement pour définir des plans-masses situés en dessus et en dessous du sandwich ainsi constitué par les deux substrats 41S et 42S, ainsi que par la couche intermédiaire très mince (non représentée).
Pour leur part, les métallisations 41A et 42A peuvent être directement reliées aux connecteurs 91 et 92, pour le cas où l'on voudrait faire fonctionner ce montage en polarisation rectiligne.
Mais ce montage prend tout son intérêt lors de la polarisation circulaire - il suffit alors de faire subir aux métallisations 41A et 42A, au droit de la partie de superposition 49, des trajets qui se croisent avec des portions très voisines.
Ceci fournit un couplage entre les deux voies, avec la fonction de déphasage 0/90 degrés. On obtient alors directement sur les connecteurs 91 et 92 des sorties en polarisation circulaire droite et gauche.
Dans ce qui précède, la même section du balun réalise la dé-symétrisation et l'adaptation d'impédance. On décrira maintenant deux variantes où ces fonctions sont séparées.
Sur les figures 8A et 8B, la zone de désymétrisation (41,42) est précédée d'une zone d'adaptation d'impédance (36,36), par élargissement conjoint ("tapering") des deux lignes conductrices qui se font face (35A,35B par exemple), de part et d'autre du substrat, noté ici S.
La figure 8A conserve la liaison par câbles coaxiaux entre deux secteurs llA,llB et des câbles 31A et 31B (non visible), ainsi qu'entre deux secteurs 12A,12B et des câbles 32A et 32B (non visible).
Sur la figure 8B, la liaison est assurée cette fois par lignes bifilaires. Les secteurs llA et llB (non visible) sont reliés à des lignes 33A et 33B (voir coupe de la figure 8C). Les secteurs 12A (tourné de 90 degrés) et 12B (non visible) sont reliés à des lignes 34A et 34B (non visible).
La suite est la même pour les deux figures. Les lignes 35A et 35B s'élargissent ensemble entre le début (fig.8D) et la fin (fig.8E) de la zone d'adaptation d'impédance.
La dé-symétrisation est réalisée dans la zone d'élargissement différent (figures 8F et 8G). Si on le désire, un couplage croisé est réalisé dans la zone 49 (fig.8H), pour accéder à des polarisations elliptiques ou circulaires.
La sortie s'effectue sur connecteurs, comme en figures 4, 5 et 6, ou sur ligne vers un circuit électronique, comme en figure 7.
La présente invention n'est pas limitée aux modes de réalisation décrits.
l'axe OY. Le segment Fll est en arrière du segment F12.
L'angle entre le segment Fll et l'axe A (ou OX) a été référencé par a1l et est inférieur à 45 ; l'angle entre le segment F12 et ledit axe A a été référencé par
a12 et est compris entre 45 et 90 .
De façon plus générale, ainsi qu'illustré par la facette F2 représentée sur cette figure 2, une facette F
peut se décomposer en n segments plans.
Pour la facette F2, ces segments ont été référencés de F21 à F2n. Ces différents segments F21 à F2n sont tous parallèles à l'axe OY et sont juxtaposés les uns aux autres dans la largeur du barreau 3. Ils présentent des orientations différentes par rapport à l'axe A (axe OX). Les angles entre l'axe A et ces différents segments
F21 à F2n ont été référencés respectivement par a21 à a2n.
Ils sont croissants à partir du segment F21 situé à
l'arrière du barreau 3.
L'angle a21 est compris entre 0 et 45 . L'angle a2n est compris entre 45 et 90 . La facette F2 ainsi définie présente une forme concave. Les deux facettes F1 et F2 qui viennent d'être décrites permettent chacune de concentrer horizontalement
le faisceau élémentaire qu'elles réfléchissent.
Il est bien entendu également possible, ainsi qu'on l'a illustré sur les figures 3, 4a et 4b, d'adapter la configuration d'une facette F d'un barreau optique conforme à l'invention de façon à concentrer verticalement
le faisceau élémentaire réfléchi par cette facette.
Le barreau optique 13 représenté sur la figure 3 comporte deux facettes, référencées par F3 et F4, présentant chacune une configuration permettant de
réaliser une concentration verticale.
La facette F3 est un dièdre concave présentant dans sa hauteur deux segments plans F31 et F32, qui sont
Lors de la première impulsion,le code initial de trans -mission de la touche active le canal correspondant via le bras de lecture du tronçon oùest sise la donnée.
Le bras de lecture n'est activé que par le code initial de transmission de signal optique.
LES PISTES SERONT ACTIVEES DIRECTEMENT PAR LES CODES D'IMPULSIONS POUR LE PROCESSUS D'AFFICHAGE RAPIDE.
LA TRANSMISSION POURRA SE FAIRE PAR SYSTEME INFRAROUGE PAR EXEMPLE.
Les pistes pourront être activées via le système de commande qui jouera le rôle de relais Dans ce cas de figure,les données seront moins rapidement transmises à l'écran.
Cette configuration permettra la modification d'un texte accompagnant une partition musicale par exemple.
L'effacement pourrait s'obtenir par annulation des codes sériés par 1 mémoire.
Cette opération libérera les pistes correspondant aux codes éliminés. Le même processus pourra être utilisé aussi bien lcrs du choix des données que lors de leur relecture.
La facette musique pourra être doté d'un module de reconnaissance d'accords musicaux basé sur le principe suivant: A Chacune des touches de cette facette sera attribué un autre code d'impulsion dit "code unique d'impulsion"; Il sera ainsi possible de réaliser une banque d'accords musicaux composés de combinaisons de codes.
Le programme de reconnaissance d'accords sera basé sur la reconnaissance de ces groupes ou combinaisons de codes uniques de transmission.
Le programme de reconnaissance d'accords musicaux contribuera à la réalisation d'une partition en temps réel.
Les signes de renvoi ainsi que les ponctuations,pouwront apparaître en temps réel ou faire l'objet d'une insertion dans un second temps.
I1 sera possible d'insérer le texte accompagnant une musique en opérant un changement de facette(de facette musique à facette dactylo),sans que le TAMBOUR de LAMES OPTIQUES ne change de position;présentant toujours la lame contenant le programme musical.
Dans le cas de l'écriture synchronisée à l'exécution, les compteurs des touches de la facette musique ne se remettront pas automatiquement à zéro ;ceci éliminerait toutes les données de l'ecran ;sauf dans le cas de la mise à contribution ae la mémoire.
Par contre dans le cas de l'exécution simple (sans écriture) ces compteurs pourront se remettre automatiquement à zéro Ceci permettra d'augmenter la fluidité de la transmission des signaux optiques et de leur traduction Dans cette configuration,les trois bras optiques pourront fonctionner simultanément sur une lame dans le but d'accroître la vitesse de transmission des signaux et la fluidité de l'exécution,tant en monophonie qu'en polyphonie(grâce d'une part au procédé de reconnaissance d'accords et à l'indicateur vocal des notes d'autre part.
Cet indicateur vocal des notes aura en outre la faculté de fonctionner sur le mode "parlé" et/ou "chanté".
Dans ce circuit d'amplification différentielle et de décalage de sortie, un circuit spécifique 70A est utilisé en tant que circuit de décalage différentiel 70 représenté sur la figure 6. Un circuit de tampon intermédiaire 80 et un circuit de retour de mode commun 90 sont connectés au niveau précédent et au niveau suivant par rapport à ce circuit 70A.
Dans le suiveur de source 71A, la source d'un D-FET 711 est connectée à la grille d'un D-FET 713 via un décaleur de niveau 712 et le drain du D-FET 713 est connecté au drain du D FET 711, le drain du D-FET 711 et la source du D-FET 713 constituant respectivement la première extrémité et l'autre extrémité mentionnées ci-avant du suiveur de source 71A, et la grille du D-FET 711 constituant l'entrée de commande du suiveur de source 71A.
Le circuit miroir de courant 73 est constitué à l'aide d'un E-FET 73A et d'un E-FET 73B, et le décaleur de niveau 75 est constitué en connectant deux diodes en série.
Avec la grille du D-FET 713 qui constitue une seconde entrée de commande du suiveur de source 71A, avec un E-FET 76 qui est connecté entre cette entrée de commande et la ligne de tension de source VEE et avec le potentiel correspondant à la température de puce appliquée sur la grille du E-FET 76, le courant électrique qui circule au travers du circuit analogique 12 est empêché de fluctuer suite à des fluctuations de la température.
Les équations (2) à (4) sont vraies selon ce septième mode de réalisation également. Si l'impédance des résistances 91A et 91B vaut par exemple nZ, en correspondance avec les équations (5) et (6) mentionnées ci-avant, nous obtenons 13A = 14A - I -I/(2n) = {(X - 1)/(2n) - 111 (5') 13B = (1 + 1/n) í (6') Par conséquent, lorsque X = 4n + 2, alors 13A = 13B et même si le potentiel VCC fluctue du fait du bruit, VAA - VBB est maintenu à un niveau pratiquement constant.
Le circuit de tampon intermédiaire 80 est l'objet de la commande de retour réalisée par le circuit de retour de mode commun 90 et il présente une structure symétrique. Dans le circuit de tampon intermédiaire 80, le drain d'un D-FET 81A est connecté à la ligne de tension de source VCC, sa source étant connectée à la ligne de tension de source VEE via des résistances 82A et 83 et le potentiel Vdd est appliqué sur la grille du D-FET 81A. Le D-FET 81A présente une impédance d'entrée élevée et la tension et le courant électrique entre la grille et la source du D FET 81A sont approximativement à zéro. Un D-FET 81B, une résistance 82B et un E-FET 83B correspondent respectivement au D-FET 81A, à la résistance 82A et au E-FET 83B et le potentiel Vee est appliqué sur la grille du D-FET 81B. Les résistances 82A et 82B sont prévues pour réduire l'incohérence et pour améliorer la linéarité des caractéristiques d'entrée/sortie du D-FET 81A et du D-FET 81B. Les potentiels de drain du E-FET 83A et du E-FET 83B sont respectivement appliqués sur les grilles du D-FET 71B et du D-FET 711.
Le circuit de retour de mode commun 90 est similaire au circuit de retour de mode commun 50 et des résistances 91A et 91B, un E-FET 92, une diode 94 pour un décalage de niveau et un E-FET 95 correspondent respectivement aux résistances 51A et 51B, au E-FET 52, à la diode 54 et au E-FET 55 du circuit de retour de mode commun 50. Un D-FET 93 qui est connecté entre la ligne de tension de source VCC et le drain du D-FET 92 réduit la fluctuation du potentiel de drain du E-FET 92 générée par des fluctuations au niveau du potentiel VCC et le potentiel VAA est appliqué sur la grille du D-FET 93. Compte tenu de la tension de drain du D-FET 93, la diode 53 dans le circuit de retour de mode commun 50 est omise dans le circuit de retour de mode commun 90.La grille du E-FET 95 est connectée aux grilles du E-FET 83A et du E-FET 83B, et le circuit miroir de courant est constitué par le E-FET 95, le E-FET 83A et le E-FET 83B, les courants de drain du E-FET 83A et du E-FET 83B étant proportionnels au courant de drain du E-FET 95.