INPI-France/Brevets-Francais-2024-Chunked huggingface dataset:
Le godet (2) est alors en situation de travail. Le jeu qui pourrait se produire entre le godet et la platine peut être rattrapé par le conducteur de l'engin en actionnant le vérin (13) pour assurer un déplacement supplémentaire du crochet mobile (12). La forme de la surface d'appui (25) du crochet mobile (12), présentant un tronçon d'entrée formant un angle supérieur à 90 degrés avec un axe radial, dont la longueur est R1, suivi d'un deuxième tronçon (26) sensiblement perpendiculaire avec un axe radial, dont la longueur est R2 inférieur à Rl, suivi d'un troisième tronçon formant un angle inférieur à 90 degrés avec un axe radial, dont la longueur est R3 avec R3 inférieur à R2, comme représenté en figure 4.
La figure 5 représente le godet en position inversée, dans laquelle il constitue un outil de chargement.
L'invention n'est représentée dans ce qui précède qu'à titre d'exemple non limitatif et il est bien évident que l'Homme de Métier sera à même de réaliser diverses variantes sans pour autant sortir du cadre de l'invention.
"GROUPE MOTO-PROPULSEUR POUR AERONEF DU TYPE U.L.M.. NOTAM MENT PARAMOTEUR ET EMBRAYAGE A DOUBLE EFFET EN PARTICULIER POUR UN TEL GROUPE".
L'invention se rapporte à un groupe moto-propulseur à embrayage automatique pour l'équipement d'un aéronef du type dit "Ultra Léger Motorisé" (U.L.M.), et en particulier pour un parachute motorisé, appelé encore parachute à moteur ou paramoteur, et l'invention concerne également un embrayage à double effet, convenant particulièrement à l'application consistant en l'équipement d'origine ou en rattrapage des groupes moto-propulseurs d'U.L.M., dans lesquels l'embrayage à double effet selon l'invention constitue un embrayage automatique d'entraînement de l'hélice à partir du moteur de 1'U.L.M..
Les groupes moto-propulseurs des U.L.M. des trois catégories actuellement connues, à savoir des types "3 axes", "pendulaires", et "paramoteurs", comprennent généralement une hélice, propulsive ou tractrice, directement entraînée en rotation par un arbre de sortie d'un moteur, l'arbre moteur présentant une partie conique sur laquelle est monté un moyeu d'hélice, dont les pales de l'hélice sont solidaires en rotation.
Cette solution présente de nombreux inconvénients l'inertie de l'hélice s'ajoute à celle du moteur pour s'opposer au lancement de ce dernier, ce qui est particulièrement sensible lorsque le lancement est assuré par traction sur un câble, comme c'est le cas sur les paramoteurs. Comme l'hélice tourne dès que le moteur fonctionne, y compris au ralenti, la traînée de l'hélice constitue une résistance s'opposant à cette rotation au ralenti du moteur, et la rotation de l'hélice est un facteur de danger pour le pilote de 1'U.L.M. et toute autre personne éventuellement présente.
L'hélice en rotation peut également aspirer des corps étrangers pouvant l'endommager et présents sur le sol environnant, tels que des branches, et le souffle de l'hélice peut également être un facteur de perturbations.
A titre d'exemple, on peut utiliser le circuit interpolateur 58 dans d'autres systèmes dans lesquels on désire obtenir des données de sortie ayant des caractéristiques temporelles précises. Dans un tel système, on peut restaurer le circuit interpolateur 58 en appliquant un niveau haut sur les deux lignes VAL REG et RESIDU BT 8.
Sous l'effet d'un niveau haut sur ces deux lignes, la porte ET AND1 applique un niveau haut aux entrées de restauration des bascules FF15, FF16 et FF17, ce qui a pour effet de restaurer les signaux d'horloge qui sont appliqués à l'en- semble du circuit.
Selon un autre exemple, le générateur de base de temps 10 peut fournir un signal ayant une fréquence supérieure à 100 MHz, si l'on réduit la différence maximale entre les valeurs d'étalonnage de montée et de descente.
Selon encore un autre exemple, le système 10 peut comporter un nombre quelconque de chemins de distribution de signal. Dans un tel système, le circuit diviseur 32 divise la configuration rapide en autant de configurations plus lentes que l'on désire. On peut ainsi donner au système 10 une configuration permettant de satisfaire des besoins spécifiques de clients individuels. Par exemple, si un client a besoin d'un système extrêmement rapide, on peut incorporer un plus grand nombre de chemins de distribution de signal, tandis que si un client a besoin d'un système plus économique, on peut réduire le nombre de chemins de distribution de signal.
I1 va de soi que de nombreuses autres modifications peuvent être apportées au dispositif décrit et représenté, sans sortir du cadre de l'invention.
LE DISPOSITIF DE GLISSIER ET DES AIMANTS SELON L'INVENTION ASSOCIANT UNE GUITARE ELECTRIQUE-LE PIANO SYNTETISEUR-TOUCHE ACCORDEO AVEC DE BASSE ET BOITE POUR FAIRE LES BASSE AU PIED DANS UN SEUL INSTRUMENT.
5~EN DIVISANT LA GUITARE EN TROIS PARTIES:GUITARE ELECTRIQUE AU CENTRE-EN BAS PIANO SENTETISEUR-EN HAUT LE TOUCHE ACCORDEON AVEC LA BASSE A LA MAIN RELIEE PAR EN FIt-A-UNE BOITE QUI FAIT AUSSI LES BASSE AU PIED.
LODEN DISPOSITIF DES GLISSIERS ET DES AIMANTS DE CHAQUE COTE DE LA GUITARE PERMETTANT DE METTRE LE CLAVIER DU PIANO SYNTEUISEU A L'HORIZONTALE POUR LE JOUER OU LE DESCENDRE A LA VERTICALE CE QUI LE PERMET DE LE JOUER AVEC LA GUITARE OU LA BASSE TOUT EMSEM BLE.
15~LA BOITE DE LA BASSE AU PIED CONTENANT TOUT L'ARMONIE DE LES DEUX BASSE EST RELIEE PAR EN FIL LA FIGURE 1 REPREEENTE L'INSTRUMENT TOUT COMPLET.
LA FIGURE 2 LEUR DIVISION (*)LA GUITERE DIVISEE(2)LE PIANO SYNTETISEUR(3)LA TOUCHE ACCORDEON AVES LES BASSE (4)LA BOITE DES BASSE AU PIED (5)LE DISPOSITIF DES GLISSIERS (6)LES AIMANTS (79 LE FIL QUI RELIEE LES DEUX BASSE AU BOITIE.
Réactifs piégeurs de mercaptans, leur préparation et leurs applications.
La présente invention concerne le "piégeage", par S-alkylation, des mercaptans, c'est-à-dire des entités comprenant un ou plusieurs groupement(s) thiol(s), présents dans des milieux aqueux et susceptibles d'interférer avec le dosage de composés chimiques ou biologiques contenus dans ces milieux.
Elle a plus particulièrement pour objet des composés hétérocycliques azotés, vinyliques, utilisables en tant que piégeurs de mercaptans, leur préparation et leurs applications.
Les deux caractéristiques essentielles du groupement thiol des mercaptans sont - un pouvoir réducteur élevé, d'une part; - un caractère nucléophile marqué, d'autre part.
C'est grâce à ces propriétés chimiques que les mercaptans physiologiques, en général, et le glutathion réduit (GSH), en particulier, participent à la protection cellulaire (référence 1).
En contrepartie, les mercaptans interfèrent fortement avec la plupart des mesures biochimiques mettant en jeu des intermédiaires réactionnels de nature radicalaire et/ou électrophile. De telles mesures effectuées en présence de mercaptans sont alors difficiles, voire impossibles.
En parallèle sur cette première ligne de polarisation est placée une deuxième ligne de polarisation comprenant des résistances. Ces résistances sont telles qu'entre chaque diode respectivement 3, 6, 9, 12, on retrouve en parallèle une résistance respectivement 1, 4, 7, 10, de valeur R et une résistance respectivement 2, 5, 8, 11, de valeur 2R. Comme les diodes sont en direct, on retrouve aux bornes de chacunes d'elles une tension égale à la tension de seuil de conduction Vbe.
Le pont résistif placé en parallèle permet donc d'obtenir 1/3 ou 2/3 de Vbe. Par exemple, selon que l'on prend la tension entre la cathode de la diode 6 et le point milieu entre les résistances 4 (R) et 5 (2R) ou entre l'anode de la diode 6 et ce même point milieu. On obtient ainsi très facilement les valeurs des tensions de polarisation, chacune de ces tensions étant décalées de 1Vbe entre chaque étage.
Ainsi, la tension QO est prise au point commun entre la cathode de la diode 3 et la résistance 1 de valeur R.
La référence RefO est prise entre la résistance 4 de valeur R et la résistance 5 de valeur 2R, ces deux résistances en série étant en parallèles sur la diode 6.
La référence PO est prise au point commun entre la résistance 5 et l'anode de la diode 6.
On obtient bien ainsi un décalage de 2Vbe entre QO et PO et de 213 de Vbe entre PO et RefO.
La tension Q1 de l'étage El est prise au point commun entre la résistance 4 de valeur R et la cathode de la diode 6.
La référence Refl est prise entre la résistance 7 de valeur R et la résistance 8 de valeur 2R qui sont placées en parallèle sur la diode 9.
La tension P1 est prise entre la résistance 8 de valeur 2R et l'anode de la diode 9.
On obtient ainsi un décalage de lVbe entre QO et Q1, de 1 Vbe entre RefO et Refl et de ivbe entre PO et P1 : Q1=QO+Vbe ; Refl=RefO+Vbe ; P1=PO+Vbe.
Ceci n'est pas gênant, puisque ce sont les différences de potentiels (P1-Q1, Pl-Refl) qui doivent être constantes pour un étage donné (El).
Cette structure de circuit de polarisation a ses limites puisqu'on ne peut pas générer plus que la tension d'alimentation du convertisseur VCC, qui vaut par exemple 9 volts, Vbe valant environ 0,7 volt.
Mais dans la mesure où le convertisseur qui nous intéresse est à faible résolution comprenant au maximum six à sept étages de conversion, ce circuit de polarisation est très avantageux puisqu'il ne comporte que deux lignes de polarisation alimentées par un même générateur de courant 300. Cette structure est particulièrement simple et permet de limiter la consommation du courant.
Une autre réalisation du circuit de polarisation en tension est représentée à la figure 6b. On a remplacé la deuxième ligne de polarisation de résistances par une deuxième ligne de polarisation de diodes 13,14,15,16.
Chaque ligne de polarisation de diodes est polarisée par un générateur de courant 301 commun. Sur la première ligne de polarisation est placée une résistance R' en série entre le générateur de courant 301 et les diodes.
Sur la deuxième ligne de polarisation est placée une résistance KR' en série entre la tension Vcc et les diodes. On a ainsi le potentiel QO sur la cathode de la première diode 13 de la deuxième ligne de polarisation, le potentiel Q1 sur la cathode de la deuxième diode 14 de la deuxième ligne de polarisation, le potentiel PO sur l'anode de cette même deuxième diode, le potentiel Q2 sur la cathode de la troisième diode 15 et le potentiel P1 sur l'anode de cette troisième diode. On a le potentiel RefO sur l'anode de la première diode 3 de la première ligne de polarisation, le potentiel Refl sur l'anode de la deuxième diode 6 de la première ligne de polarisation et ainsi de suite. La résistance R' est calculée pour que le potentiel RefO soit décalée de 1/3 Vbe par rapport au potentiel QO.La constante K est calculée pour avoir un courant identique IP dans les deux branches, pour que la tension de diode soit identique. On obtient ainsi les différentes références de tension avec les décalages appropriés.
Sur les dessins schématiques annexés, donnés à titre d'exemple non limitatif d'une des formes de réalisation de ltobjet de l'invention La figure 1 représente le dispositif vu de dessus.
La figure 2 est une coupe verticale longitudinale du dispositif, suivant la flèche A de la figure 1.
La figure 3 montre le système d'entraînement à vitesses croissantes des transporteurs, vu suivant les flèches B-B de la figure 1.
La figure 4 est une coupe transversale verticale agrandie d'un transporteur, suivant les flèches C-C de la figure 1, montrant la disposition des gorges d'un tambour ainsi que des fils.
Le dispositif, figures 1 à 4, est constitué de trois transporteurs continus 1, 2, 3 à fils.
Chacun des transporteurs comporte deux tambours 1 1", 2', 2", 3', 3" pourvus de gorges 4, 5 dans lesquelles passent des fils 6 parallèles formant des boucles autour des deux tambours. L'un des deux tambours est mu par un système d'entraînement et entraîne à son tour les fils.
Les transporteurs sont disposés l'un à la suite des autres chacun au-dessous du précédent, de telle sorte que les articles tombant au début du premier, d'une trémie 7 par exemple, soient successivement conduites jusqu'à la fin du troisième, en se déplaçant suivant les flèches 8 et en parcourant toute la longueur de chaque transporteur.
Les fils 6 se déplacent à des vitesses croissantes en passant d'un transporteur au suivant, grâce à un système d'entraînement composé d'un moteur 9 et d'une succession de courroies 10 et de poulies ll de diamètres appropriés, la vitesse des fils de chaque transporteur est supérieure de 25 à 30 % à celle du précédent.
Les gorges 4 et 5 de chaque tambour ont des diamètres différents. En partant de l1extrémité de l'un des tambours et en allant vers l'autre, on rencontre une gorge de fort diamètre 4, une ou plusieurs gorges de faible diamètre 5, puis à nouveau une gorge de fort diamètre 5, et ainsi de suite, de manière à ce que les fils 6 parallèles forment des "canaux" en V ou en U. Les transporteurs sont disposés de façon à ce que le fond de chaque canal, formé par le ou les fils passant dans les gorges de faible diamètre 4 corresponde au fil passant dans une gorge de fort diamètre 5 séparant deux "canaux du transporteur suivant. Ainsi les articles agglutinés cheminant dans un "canal" tomberont sur un fil plus haut que ses voisins et seront séparés les uns des autres. Afin d'éviter des pertes, les transporteurs successifs sont de plus en plus larges.
L'écartement des fils 6 est évidemment fonction de la dimension des articles à traiter. Pour favoriser un bon égouttage, cet écartement sera le plus important possible.
Le positionnement des divers éléments constitutifs donne à ltobjet de l'invention un maximum d'effets utiles qui n1 avaient pas été, à ce jour, obtenus par des dispositifs similaires.
PROTECTION DES ETAGES DE SORTIE D'UN CIRCUIT INTEGRE CONTRE LES DECHARGES ELECTROSTATIQUES L'invention concerne les circuits intégrés et leurs protections contre les décharges électrostatiques. Elle s'applique en particulier à la protection des étages de sortie des circuits MOS.
Les progrès technologiques conduisent vers des composants de plus en plus petits et rapides, mais aussi plus fragiles. Les étages de sortie des circuits MOS, technologiquement capables jusqu'ici de supporter des courants de décharges élevés, deviennent vulnérables. En particulier les diverses techniques d'amélioration des performances des circuits intégrés telles l'amincissement des couches d'oxyde de grille, la diminution de la largeur des canaux de conduction des transistors, ou encore le très faible dopage et la faible épaisseur des régions drain des transistors, entraînent en contre-partie une sensibilité accrue aux surtensions ou décharges, car les tensions de claquage des jonctions ou de perçage entre drain et source des transistors MOS deviennent plus faibles et car l'oxyde de grille est plus fragile.
Un étage de sortie MOS comporte classiquement au moins un transistor MOS dont l'état en sortie est commandé par la tension de grille du transistor - quand la tension de grille est nulle, le transistor est bloqué et sa sortie est en haute impédance - quand la tension de grille est de l'ordre de cinq volts en valeur absolue, le transistor est passant et amène soit zéro volt, soit 5 volts (Vcc) en sortie selon le type de transistor et la polarisation utilisés.
Dans la suite, on s'intéresse à un étage de sortie à un seul transistor MOS de type N. Dans cet exemple classique, le drain du transistor est connecté à un plot de sortie du circuit, la source est connectée à la masse électrique Vss du circuit et la grille de commande est connectée à une sortie d'un élément de circuit amont. Un tel étage de sortie est dit à drain ouvert avec deux états possible en sortie : haute impédance ou zéro volt (Vss).
Quand le circuit n'est pas alimenté, le transistor de sortie est normalement bloqué : la tension de grille est à zéro volt.
Pour chacune de ces valeurs discrètes de la puissance P est mesurée la tension de commande automatique de gain Vcag correspondante. Dans le banc de mesure, la fréquence F et la puissance P du signal à haute fréquence du récepteur 4b varient au moyen du synthétiseur radiofréquence. Pour les différentes valeurs discrètes Pi de puissance P du signal à haute fréquence généré par le synthétiseur, la tension de commande automatique de gain Vcag correspondante est mesurée. D'autre part, pour ces mêmes différentes valeurs discrètes de puissance Pi du signal à haute fréquence à l'entrée du récepteur 4b, des valeurs de données respectives Di sont calculées selon une équation linéaire donnée ci-dessous Di = a Pi + b, (1) a et b désignant deux constantes dont les rôles respectifs sont décrits ci-après.
Comme montré à la figure 5A, les valeurs de la tension de commande automatique de gain Vcag mesurées pour les valeurs discrètes Pi données de la puissance P, correspondent à des adresses de case de la mémoire programmable 480. Les valeurs de données Di sont mémorisées dans des cases-respectives de cette mémoire 480.
En se référant de nouveau à la figure 3, une valeur de tension de commande automatique de gain Vcag est convertie en une adresse An dont la case correspondante contient une valeur de données Di.
Cette valeur de données Di est produite dans le bus de données BD de la mémoire programmable 480.
La tension de commande automatique de gain Vcag n'est pas linéaire en fonction de la puissance P.
Ainsi, en revenant à la figure 5A, pour une variation prédéterminée de la puissance P, la variation de la tension de commande automatique de gain Vcag ne sera pas proportionnelle à cette variation de la puissance. Par contre, la différence des valeurs de données Di calculées selon l'équation (1) est proportionnelle à cette variation de puissance P.
Cela permet donc de linéariser la tension de commande automatique de gain Vcag, en la valeur de données Di, en fonction de la puissance P, puisque pour une grande variation de la puissance P entraînant une petite variation de la tension de commande automatique de gain Vcag, des cases-mémoires relativement proches, c'est-à-dire ayant des adresses présentant une différence faible (petite variation de la tension de commande automatique de gain), mémorisent ainsi des valeurs de données Di ayant une différence plus élevée (équation (1)). Un raisonnement inverse au précédent peut être appliqué pour une faible variation de la puissance P entraînant une variation élevée de la tension de commande automatique de gain Vcag.
En pratique, les cases-mémoires dans chaque rangée Rm de la mémoire 480 mémorisant, pour des paramètres donnés, tels que température T et fréquence F, des valeurs de données D ne sont pas toutes remplies au moyen de la mesure de la tension de commande automatique de gain Vcag et du calcul de la valeur de données pour chaque valeur discrète de la puissance P. Seules quelques cases-mémoires sur les 2N-1 possibles sont remplies de cette manière, les autres contenus des cases-mémoire étant remplies par interpolation ou extrapolation linéaires comme représentée schématiquement dans la figure 5A.
Les rôles respectifs des coefficients a et b dans l'équation (1) sont les suivants. Le coefficient a est nécessaire pour traduire les valeurs de la puissance P par des valeurs numérisées compatibles avec la dimension (8 bits, 16 bits, 32 bits) des cases-mémoires, notamment pour des valeurs élevées de cette puissance P. Le coefficient b se déduit tout naturellement de ce coefficient a. En effet, il est préférable de réduire, pour une tension de commande automatique de gain Vcag maximale (adresse la plus élevée), la valeur de données D à une valeur nulle afin d'obtenir une plage de linéarisation la plus large possible.
Le rôle de compensation de dérive en température et en fréquence a été souligné précédemment en référence à la figure 4B. La figure 5B précise le principe d'interpolation et d'extrapolation dans le cas de la température. Lors de l'étape de configuration, un remplissage des cases-mémoires pour certaines valeurs discrètes de toutes les valeurs discrètes possibles (2M - 1) de la plage de température est réalisé. Comme précédemment pour chacune des certaines valeurs discrètes de la température T, des interpolation et extrapolation en valeurs de données D sont réalisées, comme représenté par une flèche horizontale dans la figure 5B. Puis des secondes interpolation et extrapolation sont réalisées en température T, comme représentée par une flèche verticale dans la figure 5B. Ces interpolation et extrapolation permettent donc de remplir les cases-mémoires pour chacune de toutes les valeurs discrètes possibles (2M - 1) de la température T. A titre indicatif, ces interpolation et extrapolation en température sont de type parabolique.
De manière identique à la température, des interpolations et extrapolations peuvent être effectuées, lors de l'étape de configuration, pour la fréquence en remplissant tout d'abord certains ensembles matriciels E(0) à E(2L-1) associés à certaines valeurs discrètes d'une plage de fréquence par interpolation et extrapolation en valeurs de données D, puis en température T afin de compléter lesdits certains ensembles, et enfin par interpolation/extrapolation en fréquence à partir desdits certains ensembles afin de remplir tous les ensembles de cases-mémoires.
SUPPORT REGLABLE DE FIXATION D'UNE JARDINIERE A UNE BALUSTRADE La présente invention a pour objet un support de fixation d'une jardinière à une balustrade. Ce support est réglable en longueur pour être utilisable avec des jardinières de longueurs différentes.
On connaît des supports du type comprenant une carcasse qui comporte plusieurs pièces porteuses, dont chacune présente un crochet supérieur, ouvert vers le bas pour pouvoir être engagé sur le bord supérieur d'une balustrade et un crochet inférieur, ouvert vers le haut pour qu'une jardinière puisse y être engagée, et plusieurs entretoises, maintenant les pièces porteuses écartées et parallèles entre elles.
Ces supports comprennent, en outre, des butées latérales montées coulissantes dans un guide ménagé dans la carcasse, afin de permettre le réglage en longueur. Ces supports sont généralement réalisés en métal et l'immobilisation des butées, dans une position correspondant à la longueur d'une jardinière donnée, est réalisée par une vis de blocage.
Toutefois, ces supports présentent divers inconvénients. En particulier, chaque vis de blocage étant exposée aux intempéries et manipulée exceptionnellement finit généralement par se gripper, ce qui rend difficile, voire impossible, le réglage en longueur.
En particulier, l'invention peut être avantageusement utilisé dans tout dispositif d'éclairage ou de signalisation avant ou arrière pour véhicule A cet égard, les expressions "avant", "arrière" et analogues
utilisées dans la description qui précèdent sont à
considérer dans un sens relatif, par rapport à la direction d'émission de la lumière et non par rapport à
la direction d'avance du véhicule.
Par ailleurs, bien que l'on ait envisagé tout au
long de la description le cas o le dispositif comprend
deux sous-ensembles dont le second est constitué par l'élément intermédiaire et la glace, l'invention s'applique également au cas o l'élément intermédiaire et la glace constituent, avant l'assemblage, deux pièces séparées, définissant alors des deuxième et troisième
sous-ensembles.
MATERIAU ABSORBANT ET MATERIAU ABSORBANT ET IMPERMEABLE DESTINES A L'ETANCHEIFICATION DES CERCUEILS ET DES RECIPIENTS RECEVANT DES PARTIES DE CORPS, ET HOUSSES ET SACS D'ENSEVELISSEMENT L'invention a pour objet un matériau absorbant destiné à ltétanchéification des cercueils et des récipients recevant des parties de corps.
Elle a également pour objet un matériau absorbant et imperméable destiné à l'étanchéification des cercueils et des récipients recevant des parties de corps ainsi qu'à la confection de housses ou de sacs, notamment pour ensevelissement.
Elle vise également les housses ou les sacs confectionnés à l'aide de ce matériau.