INPI-France/Brevets-Francais-2024-Chunked huggingface dataset:
Dans ce cas, le cycle de fonctionnement de l'alimentation au cours d'une période de hachage T comprendra un temps ton de fermeture de l'interrupteur de hachage, pendant lequel se déroule la phase de magnétisation de l'inductance et un temps toff d'ouverture de l'interrupteur, qui se décompose en un temps de démagnétisation td et en un temps de repos tm, au cours duquel la tension aux bornes primaires de l'inductance est censée demeurer à une valeur constante.
Or, il s' avère qu'en fin de la phase de transfert d'énergie (temps td), la capacité parasite du circuit entre en résonnance avec la self magnétisante du transformateur. On observe alors, au cours du temps de repos tm, un régime oscillatoire plus ou moins amorti.
On constate, en pratique, que ce mode de fonctionnement est très perturbant, en particulier dans le cas de convertisseurs à haut rapport de transformation.
En effet, l'énergie alors mise en jeu par les oscillations parasites représente une part relativement importante de l'énergie à transférer par le convertisseur à chaque période de hachage.
Cette énergie, en partie dissipée par "pertes cuivre" et/ou "pertes ferrite" contribue à diminuer le rendement du convertisseur et provoque une surchauffe de l'inductance.
Elle propose, à cet effet, un convertisseur du type susdit caractérisé en ce qu'il comprend un circuit d'atténuation connecté à l'impédance par l'intermédiaire d'un circuit de commutation piloté de manière à provoquer l'atténuation voire la suppression du régime oscillatoire parasite qui s'établit au cours de chacune des susdites phases de repos.
Des modes d'exécution de l'invention seront décrits ciaprès, à titre d'exemples non limitatifs, avec référence aux dessins annexés dans lesquels La figure 1 est un schéma de principe d'un convertisseur classique de type "fly back" Les figures 2 et 3 sont des diagrammes de ten sion en fonction du temps représentant les formes d'onde obtenues respectivement aux bornes du transistor primaire (figure 2) et aux bornes de l'enroulement primaire (figure 3) du transformateur utilisé dans le convertisseur représenté figure 1 La figure 4 est un schéma de principe d'un convertisseur du type de celui représenté figure 1, mais incorporant un circuit d'atténuation selon l'invention La figure 5 est un chronogramme représentant, en fonction du temps la tension VT aux bornes du transistor primaire, courbe C1, le courant IT circulant dans le transis tor de hachage, courbe C2, le courant circulant dans la diode du circuit secondaire, courbe C3, le courant 1T2 circulant dans le tran sistor du circuit d'atténuation, courbe C4, la tension de commande VT1 du transistor de hachage, courbe Cg, la tension de commande VT2 du transistor du circuit d'atténuation, courbe C6 La figure 6 est un schéma de principe d'un convertisseur de type "buck-boost" élémentaire, équipé d'un circuit d'atténuation selon l'invention ;; La figure 7 est un schéma de principe d'un convertisseur de type "f ly back" équipé d'un circuit d'atténuation connecté au primaire du transformateur La figure 8 est un schéma de principe d'un convertisseur de type "fly back" équipé d'un circuit d'atténuation branché sur un enroulement auxiliaire La figure 9 est un schéma de principe d'un convertisseur isolé équipé d'un circuit d'atténuation branché sur un enroulement secondaire de tension négative La figure 10 est un schéma de principe d'un convertisseur à transfert direct d'énergie, isolé, à sorties multiples et équipé d'un circuit d'atténuation, adapté sur 1 ' enroulement de démagnétisation, selon l'invention ; La figure 11 est un schéma de principe d'une autre variante de réalisation d'un convertis seur à transfert direct d'énergie.
Le convertisseur "fly back" représenté sur la figure 1 fait intervenir, de façon classique, un transformateur 1 dont l'enroulement primaire B1 est relié à une source de tension continue E par l'intermédiaire d'un circuit primaire comprenant un interrupteur I1 alternativement ouvert et fermé selon une période de hachage T1 (une diode de roue libre D1, représentée en traits interrompus est montée en parallèle sur cet interrupteur I1, ou intégrée à celui-ci dans le cas de technologie MOSFET).
L'enroulement secondaire B2 du transformateur 1 est, quant à lui, connecté à une charge CH par l'intermédiaire d'un circuit secondaire comprenant une diode de redressement D2 et un condensateur C monté en parallèle avec la charge CH.
Comme précédemment mentionné, chaque période de hachage comprend trois phases successives, à savoir - une phase de magnétisation de l'inductance pendant laquelle l'interrupteur I1 est fermé (période ton), - une phase td de démagnétisation et de transfert d'énergie, l'interrupteur I1 étant ouvert (période toff), - une phase de régime libre trl qui succède à la phase de démagnétisation td, l'interrupteur Il étant toujours ouvert (période toff).
Ces différentes phases sont illustrées sur les figures 2 et 3 sur lesquelles on a représenté, en traits épais, les formes d'onde idéales des tensions aux bornes de l'interrupteur hacheur Il (figure 2) et aux bornes de l'enroulement primaire (figure 3) et, en traits fins, les formes réellement obtenues.
Ces figures font apparaître, au cours d'une même période de hachage - une période d'ouverture tof f de l'interrupteur de hachage qui comprend successivement une phase de démagnétisation et de transfert d'énergie td (la tension VT aux bornes de l'interrupteur I1 étant alors égale au produit de la tension VO aux bornes de la charge CH par le rapport entre le nombre de spires nl de l'enroulement primaire B1 et le nombre de spires n2 de l'enroulement secon daire B2 du transformateur 1, augmentée de la tension E), une phase de régime libre trl dans laquelle la ten sion aux bornes de l'interrupteur I1 est en principe égale à la tension de la source E, puis - une période de fermeture ton de l'interrupteur de hachage I1 (correspondant à la phase de magnétisation), au cours de laquelle la tension aux bornes de l'interrupteur de hachage I1 est nulle.
les lois des propriétés de l' optique.
Bien que le mode de réalisation ci-dessus soit dirigé vers le cas dans lequel l'invention est appliquée à la lentille intérieure de la lampe d'un véhicule, il est apparent que l'invention n'est pas limitée à un tel cas mais peut généralement être appliquée
à une grande diversité de lentilles pour Lampes.
DISPOSITIF D'ECRETAGE DE SURTENSION POUR CONVERTISSEUR D'ALIMENTATION A RESONANCE L'invention concerne les convertisseurs résonants ou quasi-résonants dans lesquels la commutation de ltinterrupteur, à la fermeture et à l'ouverture, S t effectue à courant nul et, plus particulièrement dans de tels convertisseurs, un dispositif d'écrêtage des surtensions oscillatoires importantes qui apparaissent aux bornes du transistor de l'interrupteur lors de son ouverture et qui obligent à surdimensionner en tension le transistor de l'interrupteur.
La figure 1 est un schéma d'un convertisseur connu sous le nom de convertisseur "fly-back" quasi-résonant qui comprend une source 10 de tension continue Ve, un transformateur 12 comportant un enroulement primaire 14 et un enroulement secondaire 16. Une borne d'entrée A de l'enroulement primaire 14 est connectée directement à un des pôles de la source 10 tandis que l'autre borne d'entrée B est connectée à l'autre pôle de la source 10 par une diode D1 et un transistor T1 qui peut être à effet de champ réalisé en technologie à semi-conducteur Métal-Oxyde comme le montre le symbole utilisé sur la figure 1.
Une diode D2 est montée en antiparallèle aux bornes du transistor T1 et de la diode D1 et est plus connue sous le nom de diode de roue libre.
La grille G du transistor T1 est connectée à un générateur 18 de signaux rectangulaires 20 qui commandent la fermeture et l'ouverture du transistor T1.
L'enroulement secondaire 16 a deux bornes de sortie C et D qui sont connectées à un circuit de charge 22 par l'intermédiaire d'un circuit de redressement et filtrage 20 constitué schématiquement d'une diode de redressement D3 et d'un condensateur de filtrage Cf. Les bornes de sortie du circuit 20 sont référencés S1 et S2. La tension aux bornes de la charge 22 est notée Vs. Sur le schéma, on a représenté par Lr en série dans l'enroulement primaire 14, l'inductance du circuit résonant et par Cr en parallèle sur l'enroulement secondaire 16 la capacité du circuit résonant.
Généralement Lr est intégrée dans le transformateur et est constituée par l'inductance de fuite du transformateur 12.
Dans un transformateur pour alimentation à découpage classique, on cherche à diminuer au maximum cette inductance de fuite car elle génère des parasites et des pertes indésirables en optimisant le bobinage du transformateur.
Au contraire, dans un convertisseur résonant, le transformateur est bobiné de façon à obtenir l'inductance de résonance désirée. De ce fait, l'inductance de fuite est beaucoup plus importante que celle d'un transformateur pour convertisseur classique et il en résulte que les énergies parasites sont plus importantes dans le convertisseur résonant que dans le convertisseur classique.
En fonctionnement et, plus particulièrement, en haute fréquence (1 mégahertz) la combinaison de l'inductance de résonance Lr avec la capacité parasite Ct du transistor T1 et les capacités parasites C1 et C2 en parallèle respectivement sur les diodes D1 et D2 et liées au recouvrement inverse desdites diodes, provoque aux bornes du transistor T1, lors de son ouverture, des surtensions oscillatoires importantes qui sont représentées par la courbe 24 de la figure 2. Cette courbe 24 représente la variation de la tension Vt aux bornes du transistor T1 et de la diode D1 en fonction du temps et montre que la pointe 26 de l'oscillation positive dépasse la valeur 2.Ve.
En outre, ces oscillations parasites créent des pertes supplémentaires dans le convertisseur.
Dans les convertisseurs classiques de l'art antérieur, il a été proposé de limiter ces surtensions parasites aux bornes de l'interrupteur par l'utilisation d'un circuit limiteur dissipatif ou d'un enroulement primaire d'écrêtage, dit de clamping.
Le circuit limiteur dissipatif 28 (figure 3) est monté en parallèle sur l'enroulement primaire 14 entre les points A et B et est constitué d'une résistance Rd et d'fun condensateur Cd en série. Ainsi, l'énergie parasite est dissipée dans la résistance Rd. Un tel circuit limiteur 28 peut aussi être utilisé dans un convertisseur résonant mais comme l'inductance de fuite est plus grande, l'énergie à dissiper sera aussi plus grande.
L'enroulement primaire d'écrêtage est un enroulement auxiliaire 30 (transformateur 12' de la figure 4) qui est connecté en série avec une diode D4, l'ensemble de l'enroulement auxiliaire 30 et de la diode D4 étant monté en parallèle sur l'enroulement primaire 14, la diode D1 et le transistor T1. Cet enroulement auxiliaire 30 est connecté de telle sorte que le potentiel à ses bornes soit déphasé de 1800 par rapport à celui de l'enroulement primaire.
L'agent de broyage et/ou de dispersion selon l'invention est également introduit au sein du mélange formé par la suspens ion aqueuse de substances minérales et par le corps broyant à raison de 0,2 à 2% en poids de la fraction séchée desdits polymères par rapport à la masse sèche de la substance minérale à affiner.
Le temps nécessaire pour aboutir à une excellente finesse de la substance minérale après broyage varie selon la nature et la quantité des substances minérales à porphyriser, et selon le mode d'agitation utilisé et la température du milieu pendant l'opération de broyage.
Les substances minérales à affiner peuvent être d'origines très diverses telles que le carbonate de calcium et les dolomies, le sulfate de calcium, le kaolin, le dioxyde de titane, c'est-à-dire toutes les substances minérales qui doivent être broyées pour être utilisables dans des applications aussi diversifiées que l'enduction des papiers, la pigmentation des peintures et enduits, la charge des caoutchoucs ou résines synthétiques, la matification des textiles synthétiques, ou autres.
Ainsi, l'application de l'agent de broyage et/ou de dispersion selon l'invention autorise la transformation par broyage en suspension aqueuse de haute concentration en matière sèche de substances minérales grossières en des particules très fines, dont 90% au moins d'entre elles ont une dimension toujours inférieure à deux microns, et dont 60% au moins d'entre elles ont une dimension inférieure à un micron, et d'obtenir une suspension de substances minérales très fines dont la viscosité est faible et stable dans le temps.
Exemple 1 Cet exemple concerne la préparation d'une suspension de carbonate de calcium grossier soumise à un broyage pour l'affiner en une suspension microparticulaire. Dans ce but, une suspens ion de carbonate de calcium grossier a été préparée à partir d'un carbonate de calcium naturel de diamètre moyen 50 micromètres, en mettant en oeuvre - pour l'essai n01 illustrant l'art antérieur, la fraction la plus dense d'un polyacrylate de sodium résultant d'un fractionnement à l'isopropanol d'un polyacrylate de sodium de viscosité spécifique 0,525 obtenu par polymérisation radicalaire et neutralisation totale (100% des sites acides actifs) par de l'hydroxyde de sodium, - pour l'essai n02 illustrant également l'art antérieur, la fraction la plus dense d'un polyacrylate mixte de sodium et de calcium résultant d'un fractionnement à l'isopropanol d'un polycrylate mixte de sodium et de calcium de viscosité spécifique 0,525 obtenu par polymérisation radicalaire et neutralisation totale par de la soude et de la chaux dans un rapport correspondant à une neutralisation des sites acides actifs à raison de 70% de sodium-30% de calcium, - pour l'essai n03 illustrant toujours l'art antérieur, la fraction la plus dense d'un polyacrylate de sodium résultant d'un fractionnement à l'isopropanol d'un polyacrylate de sodium de viscosité spécifique 0,525 obtenu par polymérisation radicalaire et neutralisation partielle (66% des sites acides actifs) par de l'hydroxyde de sodium, - pour l'essai n"4 illustrant l'invention, la fraction la plus dense d'un polyacrylate mixte de sodium et de magnésium résultant d'un fractionnement à l'isopropanol d'un polyacrylate mixte de sodium et de magnésium de viscosité spécifique 0,525 obtenu par neutralisation totale (100% des sites acides actifs) par de la soude et de la magnésie dans un rapport correspondant à une neutralisation des sites acides actifs à raison de 50% par le sodium - 50% par le magnésium.
La suspens ion aqueuse a une concentration en matière sèche de 76% en poids par rapport à la masse totale.
2) I1 est de plus en plus courant d'associer à l'article une étiquette de détection des vols. L'étiquette comporte une piste magnétique, ou une autre information codée, qui est détectable lors de son passage dans un portillon détecteur spécial, équipé d'un circuit de contrôle. Le passage de ltétiquette à l'intérieur du portillon, qui constitue une sortie du magasin, déclenche une alarme.
Dans certains cas l'étiquette détectrice est placée à l'intérieur du boîtier contenant l'article. Dans d'autres cas elle est collée directement sur le boîtier. En général le boîtier est simplement recouvert d'un film plastique souple et mince, facilement déchirable.
Ce procédé n'est malheureusement pas très efficace, dans la mesure où après déchirement du film protecteur, il est facile soit d'enlever l'étiquette, soit d'ouvrir le boîtier pour en extraire l'article. I1 devient alors facile pour le voleur de dissimuler dans une poche ou sous un vêtement l'article nu ou l'article avec son boîtier dépourvu de l'étiquette, puis de passer le portillon sans déclencher l'alarme.
3) I1 a enfin été proposé de placer l'article et son boîtier, en même temps que cette étiquette détectrice, à l'intérieur d'une coque inviolable. L'ouverture de la coque, par exemple par démagnétisation d'un système de verrouillage magnétique, ne peut être effectuée que par une personne habilitée, disposant d'un matériel ad hoc, cette personne étant généralement une caissière du magasin. Si ce procédé est satisfaisant dans son principe, il n'en présente pas moins également certains inconvénients.
En premier lieu, l'opération d'ouverture de la coque est une opération relativement fastidieuse, qui vient augmenter le temps de passage de l'acheteur à la caisse, et constitue un travail supplémentaire pour la caissière. En second lieu, la coque inviolable est massive et coûteuse, si bien qu'il n'est pas économiquement admissible de la jeter après chaque vente. C'est pourquoi, ce type de coque est réutilisée, et reçoit un nouvel article après chaque vente. I1 en résulte une détérioration de la coque à l'usage, qui est très peu valorisante pour la vente d'un produit neuf. On observe en particulier une augmentation rapide de l'opacité des zones transparentes de la coque, ce qui nuit à la visibilité du boîtier contenu à l'intérieur de la coque.
La présente invention vise à résoudre ces différents problèmes en proposant un étui antivol qui soit peu coûteux, ne constitue pas un obstacle psychologique à la vente au moment du choix de l'acheteur, permette une vente en libre service n'augmentant pas le temps de passage de l'acheteur à la caisse, tout en étant très efficace sur le plan de sa fonction antivol.
L'objet de l'invention, comme déjà dit, est un étui antivol pour un article contenu dans un boîtier plat et auquel est associée une étiquette détectrice de vol, par exemple à piste magnétique, cette étiquette étant soit collée sur le boîtier soit logée à l'intérieur de celui-ci.
Les différents résultats rappelés ci-dessus sont obtenus grâce au fait que cet étui se présente sous la forme d'un emballage en matière plastique, monobloc et léger, dont les dimensions sont juste suffisantes pour contenir le boîtier, l'étui comportant des organes d'encliquetage irréversible qui autorisent la mise en place rapide du boîtier dans l'étui mais interdisent son retrait, la configuration de l'étui étant telle que, sauf à le détériorer, il n'est pas possible d'ouvrir le boîtier ni d'accéder à l'étiquette pour l'enlever.
Comme les dimensions de l'étui correspondent juste à ceux du boîtier qu'il renferme, il n'y a pas de consommation excessive de matière.
L'ensemble étui/boîtier est léger et maniable. I1 prend peu de place dans les mobiliers présentoirs.
Que l'étiquette soit logée dans le boîtier ou collée sur celui-ci, il n'est pas possible de l'enlever afin de passer impunément le portillon magnétique susceptible de détecter le passage de l'étiquette. I1 n'est pas possible non plus d'enlever l'article du boltier, car cette opération supposerait l'ouverture de ce dernier.
Avantageusement, l'étui est réalisé en matière plastique rigide et transparente. Ainsi il n'est pas possible de déchirer l'étui. Sa transparence permet une bonne observation du boîtier contenant l'article, boîtier sur lequel figurent des photos et diverses informations utiles au consommateur et aptes à favoriser la vente.
Dans un mode de réalisation préférentiel, la paroi de l'étui présente de larges ouvertures. Ainsi, la quantité de matière nécessaire à la fabrication, et corrélativement le prix de revient de l'étui sont encore limités. En outre, la présence des ouvertures donne à l'acheteur potentiel un accès direct, sans la barrière psychologique de la paroi de l'étui, aux informations figurant sur le boîtier.
Bien entendu, si l'étiquette est destinée à être collée à l'extérieur du boîtier, et non logée dans celui-ci, il ne faut pas que cette étiquette se trouve positionnée en vis-à-vis d'une ouverture, car cette situation rendrait son arrachement possible. Dans ce cas, au contraire, le positionnement de l'étiquette est telle qu'après emboîtement du boîtier dans l'étui l'étiquette se trouve en regard d'une zone de paroi non ouverte.
Dans un mode de réalisation préféré, le boîtier et l'étui ont un contour rectangulaire, l'étui ayant un fond ouvert permettant l'introduction du boîtier dans l'étui à la manière d'un tiroir.
Dans ce cas, lesdits moyens dtencliquetage irréversible consistent avantageusement en une paire de bossages triangulaires qui sont situés au bord du fond ouvert, sur la face interne des parois latérales de l'étui Pour la bonne règle, il est rappelé ici que ce principe d'emboîtement est déjà décrit dans la demande de brevet antérieure de la demanderesse n" 91 13368 du 25 octobre 1991, demande antérieure qui est considérée comme comprise dans l'état de la technique conformément à l'Article 8.3 de la Loi n" 68-1 du 2 janvier 1968 modifiée sur les brevets d'invention, et qui à ce titre n'a pas à être prise en considération pour l'appréciation de l'activité inventive concernant la présente demande de brevet. La demande antérieure citée plus haut appartient à une catégorie de conditionnement antivol différente de celle de la présente invention puisqu'elle concerne une coque surdimensionnée recevant un article auquel n'est pas associée une étiquette détectrice du vol.
En effet, dans de telles applications, il est courant d'appliquer plusieurs MW à plusieurs dizaines de MW de puissance hyperfréquence sur une région étendue de la machine en question, qui peut être un accélérateur de particules ou, pour la fusion, un tokomak ou un stellarator, par exemple. En général, l'énergie hyperfréquence (aussi connue de l'homme de l'art par le sigle RE pour Radio Eréquence) est fournie par plusieurs sources indépendantes, tels les tubes hyperfréquences qui peuvent être des klystrons, des gyrotrons, ou similaires.
Lténergie provenant de ces multiples sources est ensuite additionnée, soit à l'intérieur de la machine elle-même, soit par une structure en guide d'ondes à à ltextérieur de la machine.
La structure est conçue de manière à minimiser les pertes éventuelles en prenant soin des phases des ondes, des réflexions dues à des discontinuités d'impédance, etc.
Dans les accélérateurs de particules, l'énergie hyperfréquence peut être utilisée pour accélérer les particules directement, avec des applicateurs de puissance RF le long du trajet des particules. Dans une prochaine génération dtaccélérateurs, l'énergie hyperfréquence pourrait être utilisée pour exciter un plasma à des fréquences résonantes de ce dernier, qui à son tour pourra accélérer les particules électriquement chargées. Dans le premier cas, qui correspond à l'état actuel de la technologie des accélérateurs, tonde hyperfréquence accélératrice ne peut se propager librement dans l'enceinte de l'accélérateur, car l'onde libre ne peut accélérer les particules massives qui se propagent à une vitesse inférieure à la vitesse de la lumière. Donc les phases des ondes électromagnétiques de puissance seront distribuées le long de la trajectoire du faisceau de particules pour donner une impulsion d'accélération dans la direction de la trajectoire, lors du passage du faisceau (vitesse de phase inférieure à la vitesse de la lumière). Des erreurs de phase réduisent le rendement de transfert d'énergie vers le faisceau, ou dans des cas extrêmes, peuvent même ralentir le faisceau. Dans le deuxième cas, qui constitue l'un des axes de développement de nouveaux accélérateurs de particules, le transfert d'énergie de l'onde hyperfréquence vers le plasma obéit aux mêmes lois, donc ltapplication suivra les mêmes principes, que dans les machines de fusion thermonucléaire.
Dans les machines à fusion thermonucléaire, l'énergie hyperfréquence est utilisée, soit pour chauffer le plasma thermonucléaire à l'intérieur de la machine, soit pour exciter un courant électrique continu dans le plasma. Exciter un courant électrique continu dans le plasma requiert une accélération des particules électriquement chargées, par des mécanismes de transfert d'énergie semblables à ceux exploités dans les accélérateurs de particules.
Le chauffage du plasma se produit principalement, avec un rendement acceptable, dans trois domaines de fréquences correspondant à trois modes d'excitation le chauffage à résonance cyclotronique ionique (basses fréquences, quelques centaines de MHz), à résonance cyclotronique électronique (hautes fréquences, de l'ordre de la centaine de GHz), ou à résonance hybride inférieure (fréquences moyennes, de l'ordre de l à 10 GHz).