INPI-France/Brevets-Francais-2024-Chunked huggingface dataset:
Pour un réseau de vortex triangulaire, d est de la forme d = (2#0/BI3)1#2 I est relié à la force magnétique maximale F par F o m m I Ioio/LX où i est le quantum du flux magnétique.
o Les équations différentielles qui régissent le mouvement des vortex couplés dans un transformateur continu sont: a V = (LyB a)dx /dt = (I -I )-I0sin [ (2#/d)(x -x p p ps (1) a Vs = (LyB a)dx5/dt = -I )+I sin [ (2nld)(x -x ) ] (2) Soient VI = I -I et V = V -V ps ps On peut alors écrire par soustraction de (1) et (2) aV + 2 I sin i = I -I = I (3) o ps V = V -V = L B (d/2#) d#/dt (4) ps y # = (2it/d) (xp-xs) Les équations (3) et (4) sont formellement semblables à celles qui décrivent le modèle RSJ (Resistive Shunted Junction) d'une jonction Josephson avec pour l'équation (4) un coefficient de proportionnalité tension/fréquence différent.
Il existe deux effets liés aux jonctions Josephson, un effet continu et un effet alternatif.
Dans l'effet alternatif et/ou un effet alternatif, il existe une relation entre la fréquence du signal v et la tension dite Josephson par u/V = 2e/h (e = charge électronique, h = constante de Planck).
Nous pouvons donc démontrer de la même façon qu'il existe un effet continu et un effet alternatif associés à la structure selon l'invention. La relation entre la fréquence et la tension devient ici par analogie : Y/V = (dLyB) 1 d étant la distance entre deux vortex, comme d est inversement proportionnelle à B1/2 ; la fréquence est ici proportionnelle à B-1/2.
Il en résulte donc que u/V dépend de facteurs géométriques (Ly) et du champ magnétique appliqué. L'application numérique conduit à v/V = 20,8 Ly-1B-1/2 v/V -20,8 L B B -1/2en MHz.V avec Ly en mètres et B y y en Tes la.
Par exemple pour un champ de 10-3 Tesla, une longueur L de 1 mm on trouve v/V = 0.658 MHz (V) y Les équations (3) et (4) montrent que le processus est sensible à la différence du courant I -I . Ces courants ont donc ps un rôle symétrique et les fonctions des électrodes sont interchangeables. En conséquence, le comportement du dispositif sera régi par I = I -I indépendamment de la façon dont sont ps distribués les courants dans les électrodes supraconductrices.
Lorsqu'on applique un courant alternatif de la forme I = IdC+Irf sin Qt à une jonction Josephson, on observe des marches de Shapiro sur la caractéristique courant/tension.
L'amplitude des discontinuités est décrite dans les documents - A. Barone, G. Paterno ; "Physic and applications of the Josephson Effet" Willey (1982) - J.R. Waldram, A.B. Pippard, J. Clarke ; Phil. Trans.
Roy. Soc. Lond. A 265 (1970).
De même ici ces discontinuités (figure 2) apparaissent à une tension moyenne = n où n est un entier. Pour n o Tesla et L = 1 mm, la première marche de Shapiro apparaît à 100 y CIV pour une fréquence de 65,8 MHz.
Ces marches sont visibles sur la courbe de la tension moyenne V = V -V et donc également sur courbes des tensions individuelles V et V p s Les marches de la caractéristique V = f(I), où V fonction de I, sont horizontales. C'est-à-dire que durant les différents paliers (V = Vo, 2V , 3Vo, ...), la tension ne varie pas lorsque I varie. On peut donc détecter les différents paliers.
L'application principale de l'invention concerne un analyseur spectral dont la gamme stétend à quelques GHz. Ce dispositif peut servir de filtre de poursuite dans des systèmes de contre-mesures.
Le dispositif est soumis à un champ magnétique statique. On soumet le dispositif à une polarisation variable (en courant ou en tension) et on observe en sortie un signal qui présente une signature pour les fréquences détectées.
La bande de fréquence explorée peut être modifiée en faisant varier le champ magnétique.
Dans le dispositif de la figure 3, la couche primaire 1, la couche secondaire 2 sont reliées par un conducteur pour réaliser une référence de potentiel. Par exemple les couches 1 et 2 possèdent respectivement un point de connexion 7 et un point de connexion 8 ayant des positions définies et étant connectés entre eux par une connexion 12. La sortie V = V -V ps mesurée entre les points 9 et 10 présente des paliers à tension constante (nVu) proportionnelle à la fréquence du signal d'entrée (relation (5)) et dépendant du champ magnétique appliqué. Pour un champ B donné, la valeur V mesurée permet de o déterminer la fréquence du signal d'entrée. En choisissant un champ différent, une gamme différente de fréquences peut être détectée pour une même plage de tension explorée.Le dispositif fonctionne donc comme un analyseur de spectre à gamme ajustable par le champ magnétique.
La Fig. 1 est une coupe-élévation d'une sonde permettant la mise en oeuvre de l'invention.
La Fig. 2 est un diagramme illustrant, dans le temps, l'énergie rétrodiffusée par la cible mobile.
La Fig. 3 est un exemple d'une courbe de vitesse en fonction du temps, obtenue à partir de la sonde.
La Fig. 1 montre un exemple de réalisation d'une sonde permettant la mise en oeuvre du procédé conforme à l'invention, destiné à assurer des mesures intracorporelles de vitesse et/ou de débit. A cet effet, la sonde intracorporelle comprend un cathéter 1 formant une gaine ou un tube souple réalisé de manière connue par des matières choisies pour leurs caractéristiques de non toxicité et de bonne tolérance pour les muqueuses. La gaine 1 contient un flexible 2 qui est relié, par l'une de ses extrémités, à au moins un bloc-support 3 sur lequel sont montés des transducteurs ultrasonores 4 et 5. D'une manière classique, cette extrémité de la sonde 1, qui est destinée à être introduite dans le corps, est munie d'un ballonnet 6 entourant le bloc-support 3.Les transducteurs 4, 5 sont reliés à un câble électrique 7 placé dans la gaine 1 et sortant à l'extérieur du cathéter pour être connecté à une unité 8 de commande des transducteurs et de traitement des signaux délivrés par ces derniers. L'extrémité du flexible 2, opposée de celle pourvue du bloc-support 3, est reliée à un organe de manoeuvre 9, tel qu'un bouton moleté assurant une rotation sur lui-même du flexible 2.
Le bloc-support 3 est aménagé pour recevoir au moins un transducteur ultrasonore 4, présentant un faisceau dit large 4a, à savoir adapté pour couvrir au moins toute la section S d'un milieu 10, tel qu'un vaisseau formant, de préférence, l'aorte et occupé par une cible mobile 11 formée, par exemple, par un flux sanguin.
La sonde décrite dans l'exemple illustré est destinée à être introduite par un orifice naturel dans une voie naturelle, tel que l'oesophage 13 représenté en traits mixtes, puis déplacée axialement afin que les transducteurs 4 et 5 se trouvent placés en regard d'une section S de l'aorte 10. Le bloc-support 3 est alors déplacé sur luimême par l'intermédiaire du bouton de manoeuvre 9 transmettant son effet par le flexible 2, de manière à orienter convenablement les transducteurs 4, 5 en azimut.
L'unité de commande et de traitement 8 comporte des moyens 14 reliés au transducteur 5 par une liaison 71, et conçus pour déterminer l'amplitude des signaux reçus en écho par le transducteur à faisceau étroit 5. Les moyens de détermination 14 sont reliés à des moyens 15 conçus pour détecter les maximums de l'amplitude des signaux réfléchis.
L'unité de commande et de traitement 8 comprend, également, des moyens 16 reliés aux moyens 15, afin de déterminer l'intervalle d2-dl correspondant aux deux points extrêmes de l'aorte détectés à partir des maximums de l'amplitude des échos relatifs au signal du transducteur 5. La connaissance de l'intervalle d2-dl permet de calculer la section puisqu'il est connu ou considéré que le vaisseau est de section circulaire.
Les moyens 16 déterminent, ensuite, l'intervalle P2-P1 à partir de l'intervalle d2-dl et de l'angle de divergence 8 entre les deux faisceaux, connu en particulier par construction. Ces moyens de détermination 16 pilotent des moyens de sélection 17 reliés au transducteur 4 par une liaison 72. Ces moyens 17 permettent de sélectionner uniquement les échos des signaux du transducteur 4 qui sont obtenus dans une plage de temps de réponse correspondant à l'intervalle P2-P1. Les moyens de sélection 17 sont reliés à des moyens de traitement classique 19 assurant l'obtention d'un signal Doppler. Ces moyens de traitement 19 sont connectés à des moyens 20 connus en soi, aptes à déterminer la vitesse moyenne spatiale Vm du sang traversant la section S de l'aorte 10.
Selon une caractéristique avantageuse, la sonde est apte à mettre en oeuvre un procédé conforme à l'invention permettant des mesures précises de vitesse moyenne spatiale qui tiennent compte de la section des veines liquidiennes animées d'une vitesse nulle ou suffisamment faible pour être considérée comme nulle par les moyens 19, 20 fonctionnant de façon classique. Le procédé selon l'invention est ainsi apte à permettre des mesures de vitesse qui tiennent compte de la section effective ou réelle occupée par les hématies considérées en mouvement à l'intérieur de l'aorte.
A cet effet, l'unité 8 comprend des moyens 21 aptes à mesurer l'énergie rétrodiffusée par les particules en mouvement, à savoir les hématies dans le cas du sang. L'énergie rétrodiffusée E, qui est proportionnelle au nombre d'hématies en mouvement, est mesurée à chaque instant, afin de connaître la masse de liquide en mouvement (Fig. 2). Ainsi, l'énergie E du signal reçu, est donnée par la formule suivante: E = e.c.l.S.
avec c étant la concentration en particules, à savoir en hématies, e l'énergie rétrodiffusée par une particule et, le produit 1.S étant le volume de mesure dans lequel se trouvent les particules en mouvement.
Les moyens de calcul de l'énergie 21 qui reçoivent le signal Doppler issu des moyens de traitement 19, déterminent à chaque instant l'amplitude ou l'énergie E rétrodiffusée par les cibles en mouvement. L'amplitude de signal Doppler est proportionnelle à la racine carrée de l'énergie rétrodiffusée. La sortie des moyens de calcul 21 est connectée à des moyens 22 conçus pour déterminer la valeur de l'énergie apparaissant à un ou plusieurs instants définis, en particulier, lors de la systole. Les moyens 22 sont ainsi reliés à des moyens 23 aptes à déterminer les instants où se produit la systole. D'une manière classique, la systole peut être détectée à partir de la vitesse maximale du sang, de l'énergie rétrodiffusée ou d'un électrocardiogramme.
Les moyens 22 délivrent donc la valeur de l'énergie rétrodiffusée Es pendant la systole. De préférence, l'énergie rétrodiffusée Es, lors de la systole, est mesurée sur plusieurs cycles cardiaques, par exemple de l'ordre d'une dizaine, puis moyennée, afin de tenir compte des variations physiologiques normales.
li doit être considéré que pendant la systole toutes les hématies sont en mouvement, de sorte que l'énergie totale rétrodiffusée Es à cet instant correspond au mouvement des cibles occupant la section totale S du vaisseau. En dehors de la systole et, notamment, pendant la diastole, la surface SD couverte par les particules effectivement en mouvement est susceptible de se trouver réduite par rapport à la section complète S.
La prise en compte de l'énergie rétrodiffusée, lors de la systole Es et lors de la diastole ED, permet de déterminer la surface réelle ou effective théorique SD participant au débit. Un telle surface est telle que: SD = S.(E#/E5) = S.K.
Pour mettre en oeuvre l'invention, il faut utiliser un convertisseur (figure 5) qui comporte deux circuits résonants (L'1, C'1) et (L'2, C'2) localisés respectivement chacun dans un enroulement primaire 25'1 ou 25'2 d'un transformateur 25'. Les deux enroulements primaires 25'î et 25'2 ainsi que l'enroulement secondaire 25's ont un sens d'enroulement indiqué par les points 70. Les deux enroulements primaires ont un point commun M qui est connecté au point milieu S de la source 20' représentée schématiquement par deux batteries 20'1 et 20'2 connectées en série au point S.
La bobine L'1 est connectée, d'un côté, à l'enroulement primaire 25'1 par l'intermédiaire du condensateur C'1 et de l'autre côté, au point commun A des transistors T11 et T12. La bobine L'2 est connectée, d'un côté, à l'enroulement primaire 25'2 par l'intermédiaire du condensateur C'2 et, de l'autre côté, au point commun B des transistors T21 et T22.
Les sens positifs des courants I1 et I"2 qui circulent respectivement dans les enroulements primaires 25'1 et 25'2 sont définis par les flèches associées et il en résulte que le courant I"3 de l'enroulement secondaire, qui a le sens positif représenté par la flèche correspondante, est relié aux courants primaires par la relation : I"3 = (I1 + I"2).n n étant le rapport de transformation.
Le dispositif de la figure 5 fonctionne de manière classique lorsqu'il est nécessaire de fournir au tube des puissances élevées (charges Q élevées), c'est-à-dire que les transistors T11 et T22 conduisent simultanément pour une impulsion et que les transistors T12 et T21 conduisent simultanément pour l'impulsion suivante.
(figure 3).
Selon l'invention, pour des puissances faibles qui correspondent à des charges Q également faibles, il est prévu de faire conduire le transistor T21 en même temps que le transistor T11 (diagrammes des figures 6a et 6b) pour obtenir une impulsion et, ensuite, de faire conduire le transistor T22 en même temps que le transistor T12 (diagrammes des figures 6c et 6d) pour obtenir l'impulsion suivante.
Les diagrammes temporels des figures 6e, 6f et 6g, qui représentent respectivement les formes des courants I''1, I"2 et I"3, montrent que, au début de la conduction du transistor T11, le courant I"1 donne lieu à un courant I"3. Au terme d'un délai a1, dit de déphasage opposition, le transistor T21 conduit, ce qui fait circuler un courant I"2 < 0 et tel que I"2 = -I1 de sorte que I"3 s'annule. L'énergie des impulsions de courant est renvoyée vers la source 20 à compter de la conduction du transistor T21.
Le diagramme temporel de la figure 6h montre le courant 1r qui circule dans le tube 10 après redressement et filtrage du courant secondaire I"3. Il en résulte que la fluctuation 6Vs de la tension Vs est faible, ce qui est le but recherché par l'invention.
Les signaux de commande Cd1l, Cd22, Cd12 et Cd21 des transistors respectifs Tll, T22, T12 et T21 sont obtenus à l'aide des circuits électroniques représentés par les schémas des figures 7, 8, et 9, lesdits circuits correspondant au rectangle 29' de la figure 5.
Sur la figure 7, les huit rectangles 111 à 118 représentent, respectivement, les différents états ST1 à STg du système de commande séquentiel des transistors Tll, T22, T12 et T21, le passage d'un état à un autre étant commandé par des signaux FRA1 et FRA2 fournis par un circuit 96 (figure 8) et par des signaux IO, I+ et Ifournis par un circuit 98 (figure 9).
Les états ST1 et ST5 sont ceux pendant lesquels aucun des transistors ou diodes n'est conducteur (figure 6e); l'état ST2 correspond au début de la conduction du transistor T11 (présence du signal Cd11); l'état ST3 correspond à la conduction simultanée des transistors T11 et T21 (présence des signaux Cd1l et Cd21); l'état ST4 correspond à la conduction des diodes D11 et D21; l'état ST6 correspond au début de la conduction du transistor T12 (présence du signal Cdl2); l'état ST7 correspond à la conduction simultanée des transistors T12 et T22 (présence des signaux Cdl2 et Cd22). L'état ST8, le dernier de la boucle séquentielle, correspond à la conduction des diodes D12 et D22 Le passage de l'état ST1 à l'état ST2 est commandé par le signal FRA2 (figure 6j) qui est fourni par le circuit 96 (figure 8).
Le passage de l'état ST2 à l'état ST3 est commandé par le signal FRA1 (figure 6i) qui est fourni par le circuit 96 (figure 8).
Le passage de l'état ST3 à l'état ST4 est commandé par le signal I- qui indique que le courant I"1 est négatif; ce signal est fourni par le circuit 98 recevant le signal I"1 détecté par le circuit 941 (figure 5). Il est à noter que l'on pourrait utiliser le signal I"2 détecté par le circuit 942, soit en remplacement, soit en combinaison, mais avec des conventions différentes.
Le passage de l'état ST4 à l'état ST5 est commandé par le signal I qui est fourni par le circuit 96 et qui indique que le courant I''1, de sens négatif, devient nul.
Le passage de l'état ST5 à l'état ST6 est commandé par le signal FRA2 (figure 6j) qui est fourni par le circuit 96.
Cette impulsion a une largeur spectrale qui est de l'ordre de 1/T, et qui en fait dépend de la modulation d'amplitude utilisée. Par exemple, pour une modulation en cos2, la largeur spectrale est de l'ordre de 2/T. Plus généralement, la largeur spectrale vaut a/T, et a est compris entre 1 et 2.
La figure 2 est un diagramme sur lequel on a porté en abscisses la fréquence f et en ordonnées les valeurs du cosinus du gisement e. On a porte sur la figure 2 la réverbération 201 provenant d'une impulsion de fréquence fO et de largeur spectrale a/T. Comme on l'a vu plus haut, la réver bération dans le gisement e R de la fréquence f0 se traduit par une fréquence: ce qui explique l'allure linéaire du spectre de réverbération 201.
On se place dans le cas où l'on effectue une corrélation à l'arrivée par des impulsions "dopplerisées", comme dans le procédé de l'art antérieur. Dans un tel cas, on corrèle les signaux reçus par une impulsion qui est une copie de l'impulsion émise fO et qui a la même largeur spectrale a/T, et qui est centrée sur la fréquence fc. On récupère ainsi les signaux réfléchis dans une bande de fréquence appelée canal fréquentiel 202 et comprise entre f c - a/T et f c + a/T. La zone hachurée 203 qui constitue l'intersection du spectre de réverbération 201 et du canal fréquentiel 202 représente la réverbération dans le canal fréquentiel 202 du fait du mouvement du sonar.
Bien entendu, si, comme dans le procédé de l'art antérieur, on forme des voies, on peut dans une certaine mesure limiter la réverbération. On a porté sur la figure 2 une voie de réception 204 centrée sur le gisement 8 et dont les premiers zéros du lobe principal se trouvent dans les gisements #1 et #2 . Dans le cas représenté à la figure 2, les signaux récupérés sur la voie centrée sur 80 et dans le canal fréquentiel centré sur reçoivent la réverbération de l'impulsion émise à la fréquence f0 atténuée par les lobes secondaires du diagramme de voie.
Ainsi, il est possible de limiter dans certains canaux la réverbération de l'impulsion émise. Mais cette atténuation se révèle en pratique insuffisante compte tenu des niveaux de secondaires réalisables. Grâce au procédé d'antenne glissante décrit ci-dessus, il est possible, en commutant les signaux des transducteurs d'une antenne constituée d'une pluralité de transducteurs, de fictivement annuler la vitesse VA du porteur, pour ce qui concerne l'effet Doppler. Dans ce cas, le diagramme représenté à la figure 2 est modifié, et le spectre réverbéré n'est plus soumis à un déphasage Doppler du fait du mouvement relatif du sonar et des cellules de réverbération.
Il a donc l'allure verticale représentée par les pointillés 205 de la figure 2. On a alors une réverbération dans tout gisement e si le canal fréquentiel est centré sur une fréquence fc telle que: |fc - f0| Cette réverbération, appelée réverbération propre, provient du fait que l'impulsion émise présente une largeur de spectre a/T non nulle. On évite donc la réverbération propre dans un canal fréquentiel centré sur la fréquence f c si le canal fréquentiel et le spectre d'émission sont disjoints. Ceci se traduit par une condition sur la vitesse de la cible radiale absolue de la cible, qui s'ecrit: (1) IVcI > aXO/T où: B0 est la longueur d'onde associée à la fréquence f0.
La quantité ah /T est appelée résolution Doppler, et c' est la vitesse radiale cible minimale pour avoir une bonne détection. Dans la pratique, une résolution Doppler de quelques noeuds est suffisante. Néanmoins, dans les systèmes de l'art antérieur, le choix de T, qui est dicté par les contraintes de bruit, conduit à une résolution Doppler bien inférieure. La présente invention exploite ce surdimensionnement de l'art anterieur, ce qui permet de diminuer le niveau de réverbération, tout en améliorant les caractéristiques de bruit et de résolution spatiale du sonar.
Selon la présente invention, le sonar émet une plura lité N d'impulsions à différentes fréquences f1, ..., fN. A titre d'exemple, on choisit d'emettre des impulsions de largeur spectrale identique. On choisit la fréquence minimale f1 de la première impulsion compte tenu du milieu de propagation. Le choix de la largeur spectrale b/2 des impulsions émises est réalisé en fonction de la résolution Doppler souhaitée, de façon à satisfaire la relation: (1) X1 b/2 P1 est la longueur d'onde associée à la fréquence f1.
Une fois b/2 ainsi fixée, on détermine les fréquences f2, ..., fN' comme expliqué ci-dessous en référence à la figu- re 3, dans le cas d'un sonar animé d'une vitesse VA On a représenté à la figure 3 le spectre de deux impulsions i et i+l émises, centrées sur les fréquences f. et fi+ (1 < i < N-l) et présentant la largeur spectrale b/2. Les fréquences des impulsions émises par le sonar sont choisies selon l'invention de façon à ce que toute impulsion réfléchie sur une cible animée d'une vitesse extrême soit hors de la plage de réverbération propre de toute autre impulsion.En fait, le choix des fréquences selon la presente invention permet ainsi d'éviter la réverbération dans les canaux fréquentiels correspondant à une vitesse radiale de la cible comprise entre deux valeurs minimale -V min (cible en éloignement) et maximale +Vmax (cible en rapprochement).
De façon plus détaillée, l'impulsion i centrée sur la fréquence f. et de largeur de bande b/2 peut être réfléchie par des sources de réverbération fixes, et conduire ainsi à une réverbération entre les fréquences (1-2V /c)(f -b/2) et (1+2VA/c)(fi+b/2). Ces deux dernières fréquences correspondent respectivement à la réflexion de la fréquence minimale de l'impulsion fi-b/2 sur une source de réverbération dans un gisement e = n et à la réflexion de la fréquence maximale de l'impulsion fi+b/2 sur une source dans le gisement e = O. On a ainsi détermine pour l'impulsion i une bande de reverbération, à l'intérieur de laquelle se trouve la réverbération produite par toutes les cellules de réverbération.Cette bande de réverbération est représentée par des hachures sur la figure 3. De la même façon, on détermine pour chaque impulsion 1, 2, ..., N, une bande de réverbération.
Si l'on considère une cible animé d'une vitesse radiale comprise entre -V min et +Vmax, on constate que cette cible réfléchit l'impulsion i+l à une fréquence qui est supérieure à la fréquence fi+1, qui vaut: f. = (1 - 2Vmin/c) (1 - 2V,/c) (f. - b/2) Cette fréquence f correspond à la fréquence réfléchie dans i+1 le gisement e = n par une cible en éloignement de vitesse radiale -Vmin.
De même, si on considère une cible animée d'une vitesse radiale comprise entre -V min et +Vmax, on constate que cette cible réfléchit l'impulsion i+l à une fréquence qui est infe- rieure à la fréquence fi+1, qui vaut: fi+1+ = (1 + 2Vmax/c) (1 + 2VA/c) (fi+1 + b/2) Cette fréquence f i+l correspond à la fréquence réfléchie dans le gisement e = O par une cible en rapprochement à la vitesse radiale Vmax.
Ainsi, toute cible animée d'une vitesse radiale comprise entre -Vmin et +Vmax réfléchit l'impulsion i+1 dans une bande de fréquence B. représentée sur la figure 3, et qui est + limitée par les frequences i+î et Comme la bande de réverbération de l'impulsion i est comprise entre (1 - 2VA/c)(fi - b/2) et (1 + 2VA/c)(fi + b/2), il apparaît que les frequences des signaux de l'impulsion i+l réfléchis par une cible sont hors de la bande de réverbéra- tion de l'impulsion i si: (2) fi+1- # (1 + 2VA/c) (fi + b/2) Réciproquement, par un calcul analogue, on trouve que les fréquences des signaux de l'impulsion i réfléchis par une cible sont hors de la bande de réverbération de l'impulsion i+l si: (3) fi+ # (1 - 2VA/c) (fi+1 - b/2) où:: f. est la fréquence maximale provenant de la réflexion de l'impulsion i sur une cible de vitesse radiale comprise entre -V min et +Vmax, qui vaut: fi+ = (1 + 2VA/c) (1 + 2Vmax/c) (fi + b/2) Les relations (2) et (3) permettent de déterminer f. et f. de sorte que l'impulsion i une fois réfléchie par une cible animée d'une vitesse radiale absolue comprise entre -Vmin et +Vmax, soit hors de la bande de réverbération de l'impulsion i+1, et réciproquement.