INPI-France/Brevets-Francais-2024-Chunked huggingface dataset:
De manière classique, le circuit hacheur 22 comprend, par exemple, un premier couple de transistors T11, T12 qui sont connectés en série sur les bornes de sortie du circuit d'alimentation 20 et un deuxième couple de transistors T21 et T22 qui sont également connectés en série sur les bornes de sortie du circuit d'alimentation 20. Des diodes D111 D12, D21 etD22 sont connectées respectivement en parallèle entre le collecteur et l'émetteur des transistors T11, T12, T21 et T22 de manière que leur anode soit connectée à l'émetteur du transistor correspondant. Les bases des transistors T11, T12 T21 et T22 sont connectée au circuit de commande 24 qui fournit des signaux de commutation desdits transistors. Les deux bornes de sortie du circuit hacheur 22 sont constituées, d'une part, par le point commun A des transistors T11 et T12, et, d'autre part, par le point commun B des transistors T21 et T22.
Le circuit oscillant 27 comprend, par exemple, en série une bobine L1, un condensateur C1 et l'enroulement primaire 25p du transformateur 25. Une des bornes de la bobine L1 est connectée à la borne de sortie A du circuit hacheur 22 et la borne de l'enroulement primaire 25p du transformateur 25, celle qui n'est pas connectée au condensateur C1, est connectée à la borne de sortie B du circuit hacheur 22.
Le transformateur 25, du type élévateur de tension, comporte outre l'enroulement primaire 25p, un enroulement secondaire 25s dont les bornes de sortie sont connectées au circuit de redressement et filtrage 26.
Le circuit de redressement est constitué, par exemple, d'un pont à quatre diodes D1, D2, D3 et D4 qui fournit un courant redressé double alternance appliqué au circuit de filtrage constitué par un condensateur CF.
C'est la tension de sortie Vs aux bornes de ce condensateur CF qui est appliquée entre l'anode 12 et la cathode 11 du tube 10 à rayons X.
Le circuit de commande 24 comprend essentiellement un comparateur 23, un circuit de mesure 28 du courant I1 dans le circuit oscillant 27 et un circuit d'élaboration 29 des signaux de commutation des transistors T11, T22, T12 et T21 du circuit hacheur 22.
Les deux bornes d'entrée du comparateur 23 sont connectées, l'une, au point commun des résistances R1 et R2 d'un diviseur de tension auquel est appliquée la tension Vs et, l'autre, à une source de tension de référence ou de consigne de valeur Vc qui est proportionnelle à la valeur Vs à obtenir. La borne de sortie du comparateur 23 fournit un signal dont l'amplitude est proportionnelle à la différence des signaux V's et Vc appliqués aux bornes d'entrée (V's étant proportionnelle à Vs) et est connectée à une borne d'entrée du circuit 29. C'est cette différence qui fait évaluer la fréquence F des signaux de commande des transistors T11, T22 T12 et T21.
Les signaux qui sont appliqués aux bornes d'entrée du comparateur 23 sont proportionnels l'un V's à la tension Vs aux bornes du tube et l'autre Vc à la tension Vs à obtenir mais, dans la suite de la description, on les assimilera à Vs et Vc.
Par ailleurs, la borne de sortie du circuit de mesure du courant I1 est connectée à une autre borne d'entrée du circuit 29 et le signal correspondant sert, notamment, à détecter et éviter certains mauvais fonctionnements du circuit onduleur 22.
Le générateur de la figure 2 et, plus particulièrement, l'onduleur 21 peut fonctionner en conduction discontinue ou continue suivant le mode hyporésonant. Comme indiqué ci-dessus, l'invention concerne un générateur dans lequel le convertisseur fonctionne en conduction continue suivant le mode hyporésonant. Suivant une variante, il est prévu de faire fonctionner le convertisseur hyporésonant en mode discontinu.
Le diagramme temporel de la figure 3e illustre le fonctionnement en conduction continue suivant le mode hyporésonant en indiquant, d'une part, la forme (courbe 31) du courant I1 dans l'enroulement primaire et, d'autre part, les diodes ou les transistors qui sont conducteurs pendant chaque partie de la courbe 31 de variation du courant I1. Le diagramme temporel de la figure 4e illustre le fonctionnement en conduction discontinue suivant le mode hyporêsonant. Il indique, d'une part, la forme (courbe 32) du courant I'1 dans l'enroulement primaire et, d'autre part, les diodes ou les transistors qui sont conducteurs pendant chaque partie de la courbe 32 de variation du courant I'1.
Les diagrammes temporels des figures 3f et 4f illustrent le courant I2 ou I'2 qui circule dans l'enroulement secondaire 25s après redressement.
Les autres diagrammes temporels des figures 3a à 3d et des figures 4a à 4d illustrent les signaux de commande Cl11, Cd22 Cd12 et Cd21 qui doivent être appliqués respectivement aux transistors T11, T22, T12 et T21 pour obtenir les courbes 31 et 32. I1 apparaît que, dans le cas du mode hyporésonant, ces signaux de commande ont pour effet de rendre conducteurs les transistors auxquels ils sont appliqués. Il en résulte que, pour un fonctionnement correct aux limites, il faut attendre l'arrêt de conduction des transistors T11 et T22 (ou T12 et T21) avant de pouvoir commander le début de conduction des transistors T12 et T21 (ou T11 et T22).
Si ces conditions ne sont pas respectées, c'est-à-dire si le signal de conduction vient trop tôt dans le mode hyporésonant, le générateur se bloque pour des raisons de sécurité de fonctionnement et reste en panne car il n'est pas possible de resynchroniser le convertisseur tension/fréquence 29 sur l'état du convertisseur.
Un but de la présente invention est donc de résoudre ce problème de l'art antérieur et, à cet effet, l'invention propose d'élaborer les signaux de commande Cd1l, Cd22, Cd12 et Cd21 en comptant des délais, ce qui évite l'utilisation d'un convertisseur tension/fréquence.
Par ailleurs, lorsque le convertisseur est amené à fonctionner à des fréquences proches de la résonance, ce qui conduit à des points de fonctionnement pour lesquels de très faibles variations de la fréquence correspondent à de fortes variations du courant résonant, d'ob des difficultés de régulation.
comme seule la partie gauche de la scie-sabre 1 est visi-
ble, il a été convenu de faciliter la compréhension de la
description en mettant entre parenthèse les références des
pièces non visibles Il en est de même pour les doubles des
pièces symétriques qui n'apparaissent pas dans les figures.
Au niveau de la pointe du sabre 10, des deux côtés du sabre 6, à proximité des lames de scie 7 ( 8), on a
chaque fois une fente longitudinale il ( 12) guidant de ma-
nière imperdable des saillies 13 ( 14) des lames de scie 7 ( 8) adaptées et glissantes Sur le côté du boîtier 2, il y a un bouton-poussoir 15 pour desserrer les lames de scie 7 ( 8) dont les moyens de serrage seront décrits ci-après (figure 3) Il est prévu un aspirateur 16 avec un embout
2702170
17 et une buse 18; cet aspirateur est fixé au boîtier 2
par des languettes élastiques 19.
Le sabre 6 se compose d'une plaque en tôle 20 centrale qui porte des tôles latérales 21, 22 formant entre elles une rainure de guidage 23.
L'agrandissement de la pointe de sabre 10 re-
présentée à la figure 2 montre que la tôle centrale 20 porte de chaque côté dans sa zone tournée vers les lames de scie 7 ( 8), une tôle latérale 21 ( 22), ces tôles formant entre elles la rainure de guidage 23 pour les lames de scie 7 ( 8) Le dos 24 ( 25) des lames de scie s'appuie pendant le
sciage contre le fond de la rainure de guidage 23 En trai-
tant le dos 24 ( 25) des lames de scie, on augmente la durée de vie des lames de scie 7, ( 8) Les tôles latérales 21, ( 22) sont munies d'une rampe d'attaque 26 au niveau de la pointe de sabre 10 Cette rampe dégage en quelque sorte la pointe 27, ( 28) des lames de scie et permet de contrôler avantageusement le placement de la lame sur l'ouvrage non représenté Les lames de scie 7, ( 8) sont munies de dents
Le passage de l'état S-T2R à l'état S-R2 résulte de la détection d'un courant I1 positif par le circuit 44 (signal I+), état qui correspond à la conduction des diodes D12 et D21.
Le passage de l'état S-R2 à l'état S-R2/1 est commandé par le signal DCo qui indique que le décompteur 76 est à l'état"O". L'état S-R2/1 est un état fugitif, comme l'état S-R1/2, qui conduit à l'état S-T1C.
Le fonctionnement du dispositif selon l'invention et notamment du dispositif de commande de la figure 8 sera maintenant expliqué en relation avec les diagrammes temporels des figures 10a à 10p.
Le diagramme temporel de la figure 10a illustre la forme d'onde qui apparaît à la sortie du circuit soustracteur 65 en supposant qu'elle est d'abord positive pour devenir négative. Le signal à la sortie du circuit soustracteur 65 est appliqué à l'amplificateur 61 par l'intermédiaire de l'interrupteur dit analogique 59 qui est fermé par les signaux d'état successifs S-T1C, S-T1R, S-R1 et S-R1/2 qui correspondent à la conduction des transistors T11 et T22, puis des diodes D11 et D22 c'est le signal 100 de la figure 10g.
Par suite de la présence d'un signal positif à l'entrée de l'amplificateur 61, le condensateur C3 se charge positivement et le potentiel du point G devient supérieur à la masse de sorte que le comparateur logique 62 bascule à l'état 1 (signal 101 du diagramme de la figure 10f) et reste dans cet état tant que le potentiel du point G reste positif.
Lorsque le signal e = Vc - Vs décroît, la diode 63 se bloque de sorte que la tension de charge du condensateur C3 se maintient à la valeur acquise, valeur qui correspond à une détection de la tension crête de Vs.
L'état 1 du comparateur 62 ouvre le circuit logique ET 73 mais ferme le circuit logique ET 74. Par ailleurs, le signal de l'état S-T2C (102 -figure 10h) est appliqué à la troisième entrée des circuits logiques ET 73 et 74 Il en résulte que seul le circuit logique ET 73 est ouvert pendant l'intervalle de recouvrement des signaux 101 et 102 (figures 10f et 10h) et laisse passer les impulsions H de l'horloge vers l'entrée de comptage CK.
Il en résulte que le contenu du compteur-décompteur 72 augmente, ce qui correspond à augmenter l'intervalle de temps e (figure 3g).
Le signal de l'état S-T2C est également appliqué à l'un des interrupteurs 67 ou 69 de manière à appliquer au point G un potentiel négatif -Vcc de décharge du condensateur C3 lorsque le potentiel VG est positif ou un potentiel positif +Vcc de charge du condensateur C3 lorsque le potentiel VG est négatif. Le choix de l'un ou l'autre des potentiels est obtenu par l'intermédiaire du circuit logique 91 et des circuits logiques ET 92 et 93.
Dans l'exemple, comme VG est positif, le circuit logique ET 92 est ouvert et le condensateur C3 se décharge suivant une pente linéaire 103 (figure 10b) déterminée par les valeurs de C3 et Rg.
Lorsque le dispositif passe à l'état S-T2R, l'interrupteur 69 s'ouvre mais l'interrupteur 71 se ferme de sorte que le condensateur C3 se décharge plus rapidement car la valeur de R6 est nettement inférieure à celle de R5 : c'est la pente linéaire 104 de la figure 10b.
Le contenu du compteur-décompteur 72 augmente d'une valeur qui est proportionnelle à e, du fait de la décharge linéaire du condensateur C3 selon la pente 103, et prend la valeur DC1. C'est cette valeur DC1 qui est transférée dans le décompteur 76 pendant l'état S-T2R et qui sert de point de départ du décomptage pour définir le début de conduction des transistors T11, T12 (état S-TîC).
Avec l'état S-T1C débute une nouvelle mesure de e par la fermeture de l'interrupteur 59 (signal 100'-figure 10g).
Le potentiel VG du point G, qui est négatif, augmente (pente 105) mais n'atteint pas le potentiel de la masse de sorte que le comparateur 62, qui était passé à l'état "O" lorsque VG était devenu négatif (pente 103) reste dans cet état.
Pendant cet état S-T1C, les transistors T11 et T22 conduisent, ce qui augmente la tension VG et il en est de même pendant l'état suivant S-T1R qui correspond à un nouveau transfert de la même valeur DC1 du compteurdécompteur 72 vers le décompteur 76. Ceci signifie que l'on décompte deux fois la même valeur DC1.
A la fin du décomptage de la valeur DC1, le signal DCo fait passer à l'état fugitif S-R1/2 puis à l'état S-T2C.
D'autres molécules telles que le d.d.I et d.d.C sont à l'heure actuelle en cours d'expérimentation. Les premières études de phase 1 réalisées par Yarchoan chez 92 patients (56 ARC-Syndrome et 36 S.I.D.A.) a montré une réponse favorable globale dans 29 % des cas (élévation des CD4 dans 25 %, diminution de l'antigénémie dans 46 %).
Les études de phase 2 sont en cours d'évaluation, ce produit n'ayant pas encore obtenu l'A.M.M.
L'expérience des inventeurs de suivi d'environ 600 patients atteints de S.I.D.A. depuis 1983 n'a jamais montré d'évolution comparable à celle présentée chez cette patiente. Il est donc logique d'incriminer cette composition à base de buis comme étant l'élément actif favorable de cette évolution vue la chronologie de son suivi.
PROCEDE DE PREPARATION D'UNE DISPERSION DE PARTICULES METALLIQUES, SOLUTION COLLOIDALE, FILM OU FEUIL SOLIDE OBTENUS L'invention concerne un procédé de préparation d'une dispersion de particules métalliques dans une matrice. Elle vise à préparer une dispersion dans laquelle chaque particule possède la structure métallique, ctest-à-dire est formée d'atomes de métal liés entre-eux comme dans le métal massique. L'invention s'étend aux dispersions métalliques obtenues : solution colloïdale métallique en présence d'un solvant ou film ou feuil solide contenant les particules métalliques.
Les dispersions contenant des éléments métalliques sont de deux natures fondamentalement distinctes - d'une part, les dispersions microscopiques, dites dispersions métalliques, contenant des particules de métal pur, les atomes de métal étant liés à la matrice par des interactions faibles, - d'autre part, les dispersions chimiques contenant un composé métallique (composé organométallique ou inorganique) lié chimiquement à la matrice.
Dans les dispersions chimiques de ce dernier type, on ne retrouve pas la structure métallique, mais le métal mono-atomique à un degré d'oxydation supérieur sous forme d'un composé. Ces dispersions peuvent servir comme précurseur d'oxydes métalliques en vue notamment de réaliser des céramiques isolantes.On pourra par exemple se reporter au brevet européen nO 0.125.639 qui décrit une dispersion de ce type contenant comme composé métallique des alcoolates de métaux ; la fabrication de ces dispersions chimiques ne pose en général pas de problème particulier et consiste le plus souvent en une substitution : par exemple dans le brevet européen sus-évoqué, la dispersion est préparée en réalisant la substitution d'un groupement d'un composé métallique de départ par un groupement alcoolate de la matrice ; dans ce type de procédé, la matrice est nécessairement riche en groupement hydroxyle pour opérer cette substitution en conservant le métal à un degré d'oxydation élevé ; de nombreux exemples de matrices oxydantes sont fournis dans le document précité parmi lesquels des dérivés de la cellulose.
La présente invention vise le premier type de dispersion évoqué précédemment, à savoir les dispersions microscopiques métalliques contenant des particules de métal pur (par opposition aux dispersions chimiques contenant des composés chimiques définis, visées au paragraphe précédent).
Les propriétés et les applications de ces dispersions métalliques sont très différentes des précédentes ; elles sont devenues essentielles dans certains secteurs techniques application en électronique comme précurseur pour réaliser des pistes conductrices ou résistives, réalisation de revêtements conducteurs ou semi-conducteurs, application comme catalyseur de nombreuses réactions en milieu réducteur.
Les procédés connus de préparation de ces dispersions métalliques sont de nature très différente de ceux qui conduisent aux dispersions chimiques de composés, et sont généralement de mise en oeuvre beaucoup plus délicate, en raison de la nature et de l'état différents du métal présent (degré d'oxydation zéro). Ces procédés ont fait l'objet de nombreuses études en raison de l'importance économique des dispersions métalliques auxquelles ils conduisent.
Un premier procédé de préparation consiste à imprégner un support minéral d'une solution de sel métallique et à calciner l'ensemble à haute température jusqu'à décomposer le sel métallique et à amener le métal au degré d'oxydation zéro. On obtient ainsi des particules métalliques déposées sur un support par un procédé simple, mais les dispersions supportées obtenues sont uniquement utilisables en catalyse hétérogène.
Un autre procédé consiste à effectuer un dépôt de métal vaporisé à haute température sur un support minéral ou organique, mais ce procédé est coûteux.
Un autre procédé de préparation de dispersions métalliques colloïdales consiste à réduire un sel métallique en milieu aqueux au moyen d'un réducteur mis en solution dans le milieu (ascorbate, citrate...) à la température de reflux, en présence ou non d'un stabilisant (Pierre-Alain Brugger et al., J. Am. Chem. Soc. 1981, 103, 2923-2927). Les défauts essentiels de ce procédé est qu'il conduit à une dispersion en milieu aqueux, ce qui en limite les applications (catalyse), et qu'il s'accompagne de la formation de produits secondaires pouvant constituer une source de pollution gênante.
Un autre type de procédé de mise eh oeuvre similaire au procédé précité consiste à remplacer le milieu aqueux par un milieu organique (alcools supérieurs) et à réduire le sel métallique en solution dans ce milieu organique qui sert de réducteur ; toutefois, comme le précédent, ce procédé s'accompagne de la formation de produits secondaires (hétéro-éléments) (Hidefumi Hirai, J. Macromol. Sci. Chem., 1979, A 13 (5), p. 633-649).
Par ailleurs, la publication suivante "Francesco Ciardelli, Paolo Pertici, Structure and Reactivity of Aromatic Polymers/Ruthenium Catalysts, Z. Naturforsch. 40b, 133-140 (1985)" décrit un procédé de préparation d'une dispersion de ruthénium mis en oeuvre en solution, utilisant un milieu organique afin d'écarter les inconvénients des solutions aqueuses ; ce procédé consiste à mettre en solution dans un solvant organique une matrice neutre hydrocarbonée (polystyrène) et un complexe organo-métallique, et à réduire la solution obtenue à I'hydrogène : on constate alors la formation de grosses particules de ruthénium dans le polystyrène (100 à 200 nanomètres) : le système précipite et devient insoluble dans tous les solvants organiques, la dispersion se présentant sous forme de poudre après séchage.
L'inconvénient majeur de ce procédé provient de cette insolubilité de la dispersion obtenue qui écarte toute application électronique ; de plus, il n'est pas possible d'obtenir des solutions colloïdales ou des films ou feuils solides par ce procédé, car la redissolution des poudres ainsi préparée est impossible, et des dépôts par fusion ou évaporation sont inenvisageables en raison de la nature de la matrice. Ainsi, comme le souligne la publication sus-évoquée, ces dispersions sont uniquement utilisables comme catalyseur.
La présente invention se propose de fournir un nouveau procédé de préparation de dispersions métalliques microscopiques, du type utilisant un milieu organique, qui soit exempt des défauts et limitations des procédés connus.
Un autre but de la présente invention est donc de résoudre ces problèmes de régulation à des fréquences proches de la fréquence de résonance et, à cet effet, l'invention propose de mettre en oeuvre un filtrage numérique en fonction de la fréquence.
L'invention concerne un dispositif de régulation d'une tension continue Vs du type à convertisseur hyporésonant fonctionnant en régime continu, comprenant - des moyens d'alimentation pour élaborer une tension continue E, - des moyens pour onduler ladite tension continue E de manière à obtenir des impulsions alternatives de fréquence F, - des moyens pour redresser et filtrer lesdites impulsions alternatives de manière à obtenir ladite tension continue régulée Vs, caractérisé en ce qu'il comprend, en outre, des moyens pour modifier l'intervalle de temps séparant deux impulsions alternatives successives en fonction de la différence entre une valeur de consigne Vc à obtenir et la valeur mesurée de la tension continue Vs, ledit intervalle de temps étant mesuré à compter de l'instant de passage à la valeur nulle de chaque impulsion alternative.
Dans le cas où les moyens pour onduler la tension continue E comprennent quatre interrupteurs disposés par paire en série et chaque paire étant connectée aux moyens d'alimentation, lesdits interrupteurs comportant chacun une diode en montage anti-parallèle et étant commandés par des signaux de manière qu'un interrupteur de chaque paire est fermé pour fournir ladite impulsion alternative, les moyens pour modifier l'intervalle de temps séparant deux impulsions alternatives successives comprennent - un circuit de commande séquentiel à au moins quatre états dont deux des états fournissent les paires de signaux de commande desdits interrupteurs - un circuit de détection du passage du courant de l'onduleur à la valeur nulle de manière à définir le début de l'intervalle de temps séparant deux impulsions alternatives successives ; et - un circuit pour déterminer la durée dudit intervalle de temps à compter de l'instant de passage du courant de l'onduleur à la valeur nulle, en fonction de la valeur de consigne Vc et la valeur-mesurée Vs.
Le circuit pour déterminer cette durée peut être du type analogique et du type numérique.
Dans le cas d'un circuit numérique, ce dernier comprend au moins un circuit de comptage-décomptage dont le temps de comptage ou de décomptage est fonction de la différence entre la valeur de consigne Vc et la valeur mesurée Vs.
D'autres buts, caractéristiques et avantages de la présente invention apparaîtront à la lecture de la description suivante d'un exemple particulier de réalisation, ladite description étant faite en relation avec les dessins joints dans lesquels - la figure 1 est une vue schématique d'un tube à rayons X dont l'anode et la cathode sont alimentées par un générateur haute tension; - la figure 2 est un schéma fonctionnel d'un générateur haute tension selon l'art antérieur; - les figures 3a à 3g sont des diagrammes temporels de signaux dans le cas d'un mode hyporésonant en fonctionnement continu; - les figures 4a à 4f sont des diagrammes temporels de signaux dans le cas d'un mode hyporésonant en fonctionnement discontinu; - la figure 5 est un schéma fonctionnel d'un circuit de commande séquentiel qui génère les signaux de commande des transistors d'un convertisseur conformément à la présente invention; - la figure 6 est un schéma fonctionnel d'un circuit qui génère des délais entre les signaux de commande; - la figure 7 est une représentation fonctionnelle d'un circuit qui détermine le sens du courant I1; - la figure 8 est un schéma fonctionnel d'un dispositif de commande de type numérique des transistors d'un convertisseur selon l'invention; - la figure 9 est un schéma fonctionnel du circuit de commande séquentiel 80 du dispositif de la figure 8; - les figures 10a à 10p sont des diagrammes temporels de signaux en vue d'expliquer le fonctionnement du dispositif de la figure 8; - la figure 11 est un schéma fonctionnel d'un dispositif qui permet d'obtenir un filtrage numérique, et - la figure 12 montre des diagrammes temporels qui illustrent le fonctionnement du dispositif de la figure 11.
Dans les différentes figures, les éléments identiques portent les mêmes références. Les figures 1, 2, 3 et 4 ont été décrites dans le préambule en vue de définir les problèmes des générateurs de l'art antérieur mais font partie intégrante de la description de l'invention, l'invention consistant en un nouveau dispositif de commande 24 des transistors T11, T22 T12 et T21 du convertisseur de manière à s'affranchir de l'utilisation d'un convertisseur tension/fréquence 29 et à modifier la sensibilité du dispositif 24 en fonction de la plus ou moins grande proximité de la fréquence F par rapport à la fréquence de résonance Fr. Un tel nouveau dispositif 24 peut être réalisé de manière essentiellement analogique (figures 5, 6 et 7) mais sans adaptation de la sensibilité ou de manière essentiellement numérique (figures 8 à 12) avec adaptation de la sensibilité.