INPI-France/Brevets-Francais-2024-Chunked huggingface dataset:
titre d'exemple d'application dans laquelle la pressente invention trouve un intérêt tout particulier, on peut citer un circuit intégré de commande de balayage d'un tube cathodique de récepteur de télévision : ce circuit est complexe et comporte un grand nombre de connexions extérieures ; il nécessite un monos table déclenchable à un instant variable de chaque période de balayage ligne (64 microsecondes), mais la durée de l'impulsion engendrée doit entre fixe (26 microsecondes par exemple), pour produire un créneau de mise en conduction d'un transistor relié au transformateur de balayage horizontal et assurer ainsi la commande de déviation horizontale du faisceau électronique du tube cathodique.Le monostable n'est qu'une petite partie du circuit et doit occuper une place réduite, et il n'est pas pensable de prévoir une borne de plus pour une capacité extérieure. De multiples autres applications analogues pourraient être envisagées.
Pour réaliser un monostable utilisant une capacité de tres faible valeur, facilement intégrable, sans que la précision de cette capacité influe sur la précision de la durée du monos table, la présente invention propose un circuit dans lequel la durée du créneau produit est proportionnelle à une autre durée fixe fournie sous forme de creneau à I'entrée du circuit, sans qu'il y ait obligatoirement un lien entre la phase du créneau d'entrée et celle du créneau de sortie. Pour y parvenir, on utilise la décharge à courant constant d'une capacité qui a été préalablement chargée avec un autre courant constant pendant une durée fixe connue.Ainsi, la précision de la durée du monostable rapportée à la durée fixe connue ne dépend plus que de la précision du rapport de deux courants constants ; en circuits intégrés, on sait maintenant bien réaliser des sources de courant constant dont les intensités sont dans un rapport connu avec une bonne précision.
Les avantages que l'invention procure sont les suivants: Grâce au dispositif de montage de protection conforme à , l'invention, lton obtient ce résultat qu'une limitation n'intervient pas seulement lorsque la zone de service est dépassée par endessus ou par en-dessous d'une certaine tension (dans la majorité des cas une tension de diode).
Bien plutôt le seuil peut être établi à des valeurs quelconques au voisinage des limites, aux limites mêmes ou entre les limites.
On a ainsi la possibilité d'un fonctionnement présentant plus de sûreté des circuits de commutation à protéger meme pendant que se produisent des tensions perturbatrices.
Un autre avantage consiste en ce que lors d'une intégration du circuit pour chaque ligne à protéger il n'y a besoin que d'un seul raccordement.
CONVERTISSEUR A COMMANDE ALIMENTEE PAR UN CIRCUIT D'AIDE AIDE A LA COMMUTATION.
La présente invention concerne de façon générale les convertisseurs à -transistors dont la fonction premiere est de hacher une tension continue ou une tension alternative redressee.
Cette tension peut par exemple être hachée à fréquence constante avec un facteur de forme variable la frequence constante étant de l*ordre de 10 à 100 Idlz. De tels dispositifs permettent par exemple apres une etape de redressements de transformer une ten son continue en une autre tension continue de moindre valeur. Ils servent egalement de variateurs anergie ou peuvent etre utilises eomse element d'une source å fréquence variable. On ne reviendra pas ici sur ces diverses applications et tous les dispositifs de ce type seront appeles ci-apres convertisseurs.
La figure 1 represente, partiellement sous forme de blocs, les sous-systemes principaux d'un convertisseur a transistor classique. Ce convertisseur comprend un transistor de puissance 10 connecte par l'intermediaire d'une charge 20 à une source d'alimentation positive constitue d'une tension continue ou d'une tension alternative redressee +VA. Un circuit de commande 30 permet de mettre en conduction et de couper le transistor 10 à un rythme choisi, eventuellement variable.
Le circuit de commande 30 qui doit fournir un courant de base au transistor de puissance est alimente par un circuit d'alimentation 40 relie à une source de tension generalement alternative V. La source d'alimentation 40 fournit une ou plu- sieurs tensions de polarités identiques ou distinctes. En parallèle avec la charge 20, d'une façon connue, et pour faciliter la commutation, on trouve généralement une diode D, dite diode roue libre.
En outre, quand la tension VA devient- importante (supérieure par exemple à 200 volts) et que la puissance consommée est egalement élevée (supérleure par exemple à quelques centaines de watts), on trouve également des circuits d'aide à la com mutation, à savoir un circuit d'aide à la commutation à l'ouverture 50 et un circuit d'aide à la commutation à la fermeture 60. Ces circuits sont connus en eux-mêmes. On rappellera ci-après leur fonctionnement en relation avec une description de circuits particuliers (voir figure 4 et figure 5) donnée à titre d'exemple.
Parmi les divers blocs représentés en figure 1 : - la charge 20 est generalement équivalente au montage en série d'une resistance et d'une inductance de forte valeur, - le circuit de commande 30 peut etre choisi parmi de nombreux circuits de commande connus et n'est pas concerne par la présente invention sauf en ce qui concerne son alimentation, - la source d'alimentation 40, qui permet de passer de la tension du réseau V à une tension d2alimen'ation de l'ordre de la dizaine de volts, est généralement réalisée par des circuits du type de l'un ou l'autre de ceux representes en figures 2 et 3.
a figure 2 représente une source .d'alirntation munie d'un transformateur abaisseur de tension 41 connecte à un pont redresseur 42. Des circuits intégrateurs de lissage, comprenant des condensateurs respectifs 43 et 44 et des résistances respectives 45 et 46, connectés au point milieu du secondaire du transformateur et entre ce point milieu et la borne positive ou la borne négative du pont redresseur permettent d'obtenir aux bornes de diodes Zener Z stabilisatrices de tension des tensions positi ves ou négatives par rapport à une tension de référence Ref. Dans un tel circuit d'alimentation, les pertes dans les résistances 45 et 46 sont peu importantes, mais un inconvénient fondamental réside dans l'existence du transformateur 41 qui est un élément coûteux, fragile et encombrant.
La figure 3 représente un circuit de source d'alimentation sans transformateur. Aux bornes d'un pont redresseur 42 connecté directement à-la tension V du réseau, est placé un circuit comprenant de la façon représentée dans la figure des condensateurs 47 et 48 et une résistance 49. La tension d'alimentation aux bornes du condensateur 48 est fixée par une diode Zener Z.
Un premier inconvénient d'un tel circuit réside dans la difficulté qu'il y a à obtenir des tensions d'alimentation en sortie positives ou négatives par rapport à une référence. Un autre inconvénient principal réside dans le fait qu'une dissipation importante se produit dans la résistance 49. En effet, si l'on considère des ordres de grandeur pratique, la tension d'alimentation V est la tension disponible sur le réseau, par exemple 220 volts, alors que la tension que l'on cherche à obtenir comme tension d'alimentation pour le circuit de commande est de l'ordre de 5 à îo volts. Ainsi, la résistance 49 voit à ses bornes la plus grande partie de la tension V redressée.Cette résistance 49 est choisie d'une valeur propre à fournir le courant choisi, par exemple dix milliampères, pour la plus faible valeur possible de V. irais, selon les pays et les fluctuations des tensions d'alimentation, V peut avoir une valeur double de la tension pour laquelle on obtient le courant minimal choisi ; alors, le courant dans la résistance 49 sera également double du courant nominal.
Dans de tels cas, on peut arriver à des dissipations de l'ordre de 5 à 10 watts dans cette résistance. Outre l'inconvénient général d'augmentation de la consommation électrique, ceci présente l'inconvénient que de la chaleur est dissipée dans la résistance 49 au voisinage du convertisseur.
Le circuit d'aide à la commutation à l'ouverture 50 connecte entre le collecteur et ltémetteur du transistor de puissance 10 directement ou par l'intermédiaire de moyens à faible impedance est classiquement du type représenté en figure 4. Il comprend un condensateur C1 en serine avec une diode D19 cette diode étant en parallèle avec une résistance R. Le but de ce circuit est de dériver vers le condensateur Cl le courant dans le transistor pendant l'ouverture de celu-i-ci. Quand un signal sur la base du transistor initialise son ouverture, le courant tend a diminuer et du courant est dérivé par le condensateur C1 vers la masse (ou ltémetteur) par l'intermédiaire de la diode Dl. Ainsi, le courant dans la charge reste sensiblement constant pendant que le condensateur C1 se charge et la tension aux bornes du transistor n'augmente pas immediatement. On évite donc, pendant la com mutation, l'apparition simultanée d'un courant et d'une tension importants dans le transistor et on limite fortement la dissipation dans le transistor lors de la commutation. L'énergie qui aurait été dissipée dans le transistor est stockée dans le condensateur C1. Pendant que le transistor est ouvert, le condensateur C1 ne se décharge pas ou peu à travers la charge qui est parcourue par un courant selfique circulant dans la boucle constituée avec la diode roue libre D représentée en figure 1. La décharge du condensateur C1 a seulement lieu lors de la prochaine fermeture du transistor par l'intermédiaire de la résistance R.
Le signal d'interdiction "INT" émis par le circuit de synchronisation du.~ module MGTAD est activé (état logique "l't) à chaque fois qu'un cycle d'adresse se termine (remontée au "1" logique du signal "NAS") alors que le temps de décodage "TDEC" n'est pas encore écoulé le signal "NDTDEC" transmis à l'unité U. et le signal "NTDEC" non reçu. La réception de ce dernier signal désactive le signal "INT". Si à ce moment, un cycle d'adres- sage est en cours (signal "NAS" à l'état bas), une nouvelle demande de décodage est effectuée: émission du signal "NDTDEC".
Lorsque le signal "INT" est actif, Vétat du décodage représenté par le - signal "NDEDEC" n'est pas pris en compte période TI. La chronologie-des signaux est illustrée par le diagramme de la figure 8 sur lequel sont représentées les principales interdépendances entre ces signaux.Il est supposé que l'unité à laquelle correspond l'interface IGEST dont les signaux sont illustrés sur le diagramme de la figure 8, n'est pas adressée pendant le premier cycle, l'unité effectivement adressée étant plus rapide Il s'ensuit, dans l'exemple illustré, que le signal "NAS" remonte au "1" logique avant la réception du signal "NTDEC" par l'interface IGEST indiquant que le décodage d'adresse est terminée (temps de décodage égal à "TDEC"). Cette remontée entraine le positionnement du signal d'interdiction "INT" à l'état actif ("1" logique).On suppose, dans Pexemple, que le signal "NAS" redevient actif ("O" logique) avant l'écoulement du temps de décodage indiquant qu'un second cycle d'adressage est en cours Le signal "INT" reste actif tant que le signal 1,NTDEC" nlest pas reçu et interdit la prise en compte de ce nouveau cycle d'adressage pendant l'intervalle de temps "TINT". La réception du signal "NTDEC" à llinteriace IGEST repositionne le signal "INT" à l'état inactif son logique) et, le signal "NAS" étant actif, autorise une nouvelle demande de temps de décodage d'adresse: signal "NDTDEC". On suppose que pendant ce cycle l'unité associée à l'interface IGEST est adressée; Le signal "NDEDEC" va être rendu actif avant I'émission, toujours à la fin de l'intervalle de temps "TDEC", du signal "NTDEC".
La fonction "interdit" est don#c essentielle pour permettre l'adaptation effective de chaque transfert au rythme du destinataire sans risque de fonctionnement erroné; Le diagramme de la figure 9 illustre de façon plus complète le rôle de cette fonction. On suppose# ici que l'unité U1 est adressée pendant le premier cycle d'adressage et l'unité U2 pendant le second cycle. En outre, l'unité U1 est plus rapide que l'unité U2. Les indices 1 et 2 des signaux représentés sont relatifs aux unités respectives 1 et 2.
Pendant le premier cycle d'adressage (signal "NAS" au "0" logique) les signaux "INT1,, et "INT2" étant inactifs, les demandes de temps de décodages sont lancées dans les deux unités: sig#naux "NTDEC1,, et "NTDEC2,,, demandes qui aboutissent respectivement à la fin des temps "TDEC1,, et "TDEC2,,. La première unité étant adressée, le signal "NDEDEC 1"- est positionné à l'état actif avant l'émission du signal "NTDEC1" et le premier cycle d'adressage se termine par la remontée au "1" logique du signal "NAS".
Le temps de décodage "TDEC2 > ' n'étant pas écoulé, le signal 'qNT2" est positionné à l'état actif, ce qui interdit la prise en compte de l'état du signal "NDEDEC2,, pendant l'intervalle de temps "TINT2". La réception du signal "NTDEC2" par l'interface IGEST2 repositionne le signal "INT2,' à l'état non actif ("0" logique). Dans l'exemple illustré, un nouveau cycle d'adressage n'étant pas en cours (signal "NAS" à l'état "1" logique), il n'y a pas de nouvelles demandes de temps de décodage dans l'interface IGEST2.Lorsque le signal "NAS" redevient actif des nouvelles demandes de temps de décodage sont lancées par les deux interfaces IGEST1 et IGEST2 qui aboutissent par le positionnement à l'état actif du signal "NDEDEC2" avant la réception du signal "TDEC2", l'unité U2 étant adressée pendant ce cycle.
Aucun signal d'interdiction n'est rendu actif pendant ce cycle.
Pour illustrer plus complètement le procédé de l'invention et la grande souplesse permise par celui-ci, deux exemples d'applications vont être décrits.
Le premier concerne une unité chargée d'effectuer -une ou plusieurs tâches inconditionnellement dès qu'elle est adressée, par exemple fermer un relais électrique.
Un seul intervalle de temps élémentaire est fixé par l'unité utilisatrice le temps de# décodage d'adresse: "TDEC". Cet exemple illustre le cas d'application le plus simple: décodage d'adresse à un niveau sans mémorisation.
La figure 10 représente schématiquement l'architecture d'une unité U y et de son interface IGEST associée, unité destinée à sélectionner un boitier y de fonction, par exemple un relais électrique parmi les boitiers R1 à R à q l'aide des poids faibles du mot d'adresse transmis par le bus ADR lorsqu'elle est adressée par les poids fort de ce mot. S-ur la figure 10 sont représentés uniquement les éléments essentiels à la compréhension de cette application spécifique.
L'unité U comprend un décodeur 100 des poids fort du mot d'adresse y véhiculé par le bus ADR, fonctionnant en permanence, et un décodeur 101 des poids faibles de ce même mot d'adresse, chargé de générer un signal de sélection SEL1 à SEL selon la configuration logique des poids faibles, activant l'un des boîtiers de fonction R1 à Rq L'interface IGEST peut être, soit un interface standard, soit un y interface simplifié ne comportant que le module MGTAD dans l'application décrite.Dans le premier cas, les intervalles de temps élémentaires TACC, TPG et TCPT sont rendus égaux à zéro en court-circuitant les liaisons véhiculant respectivement les signaux "NDTACC"-"NTACC", "NDTPG" "NTPG" et "NDTCPT"-"NTCPT".
Le seul intervalle de temps à fixer par l'unité U est donc "TDEC ".
y y Le signal 1,MACART " est transmis au décodeur 101 et sert de signal y d'autorisation d'émission de run des signaux de sélection SEL1 à SEL'.
La chronologie du transfert d'adresse est illustré par le diagramme de la figure 11. Le cycle d'adressage est initié par la retombée' au zéro logique du signal "NAS" qui intervient lorsque le mot d'adresse émis sur le bus ADR est stable. Si l'opération de décodage d'adresse précédante est terminée (signal d'interdiction, non représenté, à l'état inactif) une demande de temps de décodage est émise: signal NDTDECy. Au bout du temps "TDECyll fixé y par l'unité Uy, le signal "NTDEC " est émis. Ce temps doit être tel que le y signal "NDEDEC" soit stable avant l'émission du signal "NTDECy".La sélection de l'un des boifiers de fonction R1 #à Rq est validée par l'émission du signal "MACART" qui est rendu actif à la réception du signal "NTDECyll.
Simultanément l'interface IGEST émet sur le bus "CNT" un signal d'acquit y, tement d'adresse: forçage au zéro logique du signal "NAQAD", ce qui termine le cycle de transfert d'adresse et le cycle de transfert d'informations dans cet exemple d'application.
Un second exemple d'application, plus complexe, est illustré par la figure 12. Il s'agit d'un décodage d'adresse à un niveau également mais avec comptage, en mode de transfert par bloc.
La sortie du comparateur 3A es connectée à une entrée d'un autre comparateur 4A dont une seconde entre est connectée à la sortie du premier étage du registre 2A (étage qui contient la valeur actuelle). Le comparateur 4A est organisé pour déterminer la prévision de l'angle concerné pour la mesure du lendemain.Cette détermination de la valeur prévisionnelle s'exprime par les formules suivantes: p = + α x 24 = α + α - αo x 24 24 = 2 α - αo où ct est la valeur actuelle mesurée de l'angle concerné do est la valeur précédente de l'angle concerné ip est la valeur prévisionnelle de l'angle concerné R est la dérive moyenne de l'angle concerné La valeur prévisionnelle o(p est appliquée à un indicateur de seuil 5A organisé pour produire un signal de contrôle RA lorsque la valeur prévisionnelle p est située en dehors de seuils limites prédéterminés.Le signal de contrôle RA est appliqué à un dispositif de commande 6A'agencé pour produire l'application au satellite d'un couple de correction de dissymétrie c'est-àdire un couple produit par la création d'une dissymétrie des surfaces des réseaux solaires exposées au soleil (figure 3). Le dispositif de commande 6A est par exemple un moteur à pas actionnant les charnières du ou des panneaux voulusdtun des réseaux solaires. La figure 3 montre par exemple le panneau extérieur du réseau sud P2 replié derrière le premier panneau. La réduction de la surface exposée du réseau sud P2 rend la distribution de la pression solaire dissymétrique et engendre un couple autour de l'axe buta.Ce couple de correction, qui est représenté symboliquement par la flèche R1, équivaut à une dérive D1 du vec-teur moment du couple H autour de l'axe alpha en sorte de rétablir le vecteur moment du couple dans sa direction nominale.
Par contre, lorsque la valeur prévisionnelle Mp déterminée par le comparateur A est située entre les seuils limites prédéterminés, aucun couple de correction n'est néces- saire et l'indicateur de seuil 5A ne produit aucun signal de contrôle (ou un signal O)pour le dispositif de commande 6A Le circuit de contrôle B pour le contrôle de l'angle bêta est similaire au circuit A mais son commutateur d'entrée 1B est actionné en réponse à une impulsion dP commande C2, produite à 12.00 heures, temps du satellite.
Le signal de mesure bêta reçu à ce moment est traité comme décrit plus haut pour le signal alpha. L'indicateur de seuil 5B produit un signal de contrôle RB lorsque la valeur prévisionnelleO(p de l'angle bêta est située en dehors des seuils limites prédéterminés et le signal de contrôle RB est appliqué à un dispositif de commande 6B ayant pour fonction de régler le décalage angulaire entre les plans des deux réseaux solaires (figure +) Lorsqu'un réseau solaire est en retard sur l'autre d'une façon constante, la pression solaire sur ces réseaux reste symétrique mais les rayons solaires réfléchis inégalement sur les réseaux produisent un couple aéro-moteur ou moulin à - vent autour de l'axe alpha. Ce couple de correction, représenté symboliquement par la flèche R2 à la figure , équivaut à une dérive constante D2 du vecteur moment du couple H autour de l'axe bêta en sorte de rétablir le vecteur moment du couple dans sa direction nominale.
DISPOSITIF DE PORTE BALAIS POUR MACHINES ELECTRODYNAMIQUES La présente invention concerne un dispositif de porte-balais pour machines électriques notamment pour démarreurs à induit à collecteur radial pour véhicules automobiles du type comportant une embose isolante sur laquelle prennent appui des ressorts de poussée des balais coulissant dans des cages d'un élément de guidage, également isolant, solidaire de l'embase et des moyens d'immobilisation des shunts de raccordement électrique desdits balais.
Des dispositifs de porte-balais de ce type sont déjà connus et ont été décrit dans les demandes de brevet françaises n 77 12677 et 80 22645 déposées par la'demanderesse, mais l'un des inconvénients majeurs de ces dispositifs réside dans le fait que les ressorts de poussée des balais initialement introduit dans les cages lors du montage de l'élément de guidage sur l'embase ont une longueur déployée telle qu'ils occupent pratiquement toute la hauteur de leur cage et que lors de l'introduction des balais, ceux-ci ont la plus grande partie de leur longueur située à 1U extérieur de la cage, donc non maintenus, ce qui donne une instabilité néfaste aux balais lors du montage de l'induit dont la poussée du collecteur radial sur lesdits balais pourra provoquer leur coincement voire meme leur cassure Un autre inconvénient résideodans le fait qu'il est impératif dgimw mobiliser les shunts de tels dispositifs car les vibrations auxquelles ils sont soumis provoquent par frottement l'usure de l'isolant du shunt contre les éléments rigides qu'ils cotaient. La demande nO 80 22645 précité fait état d'un élément d'immobilisation de ces shunts inséré entre le dispositif et la paroi d'un palier de la machine dans lequel est disposé le dispositif de porte balais, mais cela nécessite la création d'une pièce supplémentaire et sa mise en place lors du montage de la machine.
La présente invention a pour but de remédier à ces inconvénients en proposant un dispositif de porte-balais d'une manutention aisée et dont les perfectiônnement qui le caractérisent concourent pour autoriser un montage rapide, automatique et sûr dudit dispositif.
A cet effet l'invention concerne un dispositif de porte-balais pour machines électriques notamment pour démarreurs à induit à collecteur radial pour véhicules automobiles du type comportant une embase isolante sur laquelle prennent appui des ressorts de poussée des balais coulissant dans des cages d'un élément de guidage, solidaire de l'embase et des moyens d'immobilisation des shunt de rcccordement électrique desdits balais caractérisé en ce qu'il comporte des moyens d'armement préalable des ressorts de balais 'es maintenant en compresslon jusqu'à la mise en place de l'induit dont la poussée du collecteur radial sur les balais provoque le désarmement automatique et simultané desdits ressorts de soldais.
Selon un mode préférentiel de réalisation les moyens d'armement automatique sont constitués par av moins deux bras à crochet élastiques obtenus de matière avec 'embase isolante de part et d'autre de la surface d'appui du ressort à armer et qui lors du montage du dispositif traversent les cages de l'élément de guidage partiellement ouvertes latéralement, pour permettre, après compression préalable des ressorts, d'exercer une pression latérale sur les bras à crochet jusqu'à leur ancrage sous contrainte élastique sur l'extrémité supérieure des ressorts de manière telle à reprendre leur position initiale lors du désarmement automatique des ressorts.
Selon une outre caractéristique de l'invention les moyens d'immobilisation des shunts de raccordement électrique des balais sont constitués par deux crochets obtenus de moulage et ménagés face à face d'une part sur la périphérie de ltélément de guidage et d'autre port sur une patte élastique perpendiculaire au plan de l'embase à une distance l'un de l'autre inférieure au diamètre du shunt, pour assurer la retenue de ce dernier après encliquetage élastique.
La description qui va suivre en fonction des dessins annexés fera mieux comprendre comment l'invention peut être réalisée.
La figure 1 représente une vue de dessus partielle d'un dispositi de porte-balai suivant l'invention avant insertion des balais.