INPI-France/Brevets-Francais-2024-Chunked huggingface dataset:
Une particularité importante de l'invention est que les éléments ainsi normalisés ctest-à-dire les paquets de cames, les leviers, les bras de liaison et les bielles, peuvent être utilisés pour la plupart des mouvements des barres mobiles transversalement de la tate de tricotage, et éventuellement aussi pour d'autres opérations commandées par cames, tels qu'une vis-mere. Dans ce qui suit, les barres individuelles seront décrites en ne se référant que brièvement à l'arrange- ment de cames et de bielles de leviers, qui est gonerale ment tel que décrit ici.
En se référant plus particulièrement aux figures 5 à 9, on voit que chaque tête de tricotage comprend une barre à aiguilles 130 comprenant un lit d'aiguilles 132 coopérant avec des pinces 132a à l'avant pour fixer les ensembles d'aiguilles à becs. Une bride 134 est formée d'une pièce avec le lit 132 en aluminium, à l'arrière du lit 132 et au niveau des parties dtaigujlles serrées. Des bandes de renforcement en fibres de carbone 140 sont liées à l'aluminium-dans deSkainures étroites formées dans la bride 134.
La barre est fixée à chaque extrémité à desflconsoles de monture 142 situées en dessous de la bride 134, en utilisant des boulons 138. Les consoles 142 sont soudées en un point intermédiaire à des bras de liaison montants et descendants, rigides, 145. Les plaques de guidage 148 fixées au rail de tête 14 empêchent des mouvements de glissement des bras de liaison 145 de la barre à aiguilles, en ne permettant que des mouvements d'avance et de recul et de monte et baisse.
Les bras de liaison de monte et baisse 145 sont reliés à pivotement au-dessus, à des bielles d'avance et de recul 146, en une position située au-dessus de la barre à aiguilles 130 et en ligne avec la série des becs d'aiguilles.
Les bielles 146 passent au-dessus du sommet du rail de tête 14 et sont actionnées chacune simultanément par un bras de levier dressé 86a, derrière la-tête de tricotage du même levier, pour tirer la barre à aiguilles 130-au pressage, en la déplaçant vers le rail de tête 14 sous l'influence des arrangements de paquets de cames à chaque extrémité de la barre à aiguilles 130. Les bras de monter et baisse 145 sont reliés à pivotement en bas aux bras de leviers de monte et baisse 86a qui se trouvent à un niveau inférieur à la tête de tricotage et qui passent sous le rail de tête 14, sensiblement parallèlement aux bielles 146. La barre à aiguilles 130 est portée entre ses extrémités par un bras de monte et baisse intermédiaire 152 (figure 2). Les différents bras de leviers sont tous montés sur l'arbre à leviers 20.
En se référant plus particulièrement aux figures 5 à 9 , 9 on peut voir comment l'effet général se présente pour que chaque extrémité de chaque barre à aiguilles soit montée sur un arrangement rectangulaire de leviers, de bras de liaison et de bielles, avec les séries des becs d'aiguilles adjacentes à un coin extérieur et supérieur, et avec les arbres de leviers 20-dans le coin intérieur et inférieur. Aussi bien les lignes de becs a'aiguilles et les rails de tête 14 et les barres à platines associées se trouvent sur une ligne diagonale-entre les deux coins prémentionnés.L'arrangement général rectangulaire des bielles et des leviers, de la barre à aiguilles de la tête de tricotage qui occupent une partie de l'aire en section transversale à l'intérieur de l'arrangement des le viers et des bielles, est très compact et l'arbre à cames de dessus 48 peut être logé entre deux arrangements de bielles et de leviers disposés symétriquement, pour la transmission directe du mouvement du suiveur de cames à la barre à aiguilles. Les barres à aiguilles avant et arrière 130 sont décalées longitudinalement en sorte que chacune soit-actionnée directement par les paquets de cames disposés côte à cOte sur l'arbre à cames de dessus 48. De l'espace subsiste en dessous de chacune des têtes de tricotage pour les autres arbres à cames du bas 52 , et les paquets de cames et tous autres mécanismes.La barre à aiguilles est ainsi actionnée de façon à faire que la plongée des aiguilles suive lé trajet montré en traits mixtes à la figure 8.
En se référant aux figures 6 et 8, on voit que chaque tête de tricotage comprend une barre d'accrochage(dite aussi catchbarre) 154 ayant un élément 156 pour venir en coopération avec une butée de platines et ayant une bande de renforcement 158 en fibres de carbone. La barre d'accrochage 154 est soutenue par les bras de liaison d'avance et de recul 160, aux extrémités et en des positions intermédiaires. Les bras 160 ne peuvent pas pivoter par rapport à la barre d'accrochage 154.
La barre d'accrochage 154 est encore soutenue à ses extremités seulement par les bras de liaison de monte et baisse 162 qui passent à travers des fentes 164 du rail de tête 14 arrangé à l'extérieur des bras de monte et baisse des barres à aiguilles, 145. L'élément 155 est découpé en 166 pour permettre à la barre d'accrochage 154 de s'adapter étroitement au-dessus des bras d'avance et de recul 146 de la barre à aiguilles.
Les divers bras de liaison sont fixés aux extrémités des bras de leviers, comme décrit précédemment. A la figure 6, le bras d'avance et de recul 160 est fixé à un bras de levier d'avance et de recul 161 et le bras de liaison de monte et baisse est fixé à un bras de levier de monte et baisse 163.
Si le filtre de reconformation n'est pas utilisé, alors la transition rapide vidéo---suppression de faisceau peut provoquer un effet de rémanence dans de nombreux récepteurs de télévision. En conséquence, le signal de sortie du filtre 913 apparaît sur le conducteur 914 et est appliqué au commutateur 912 qui est commandé par le conducteur 915 partant du verrou 903, lequel est rythmé par le rythme PALE à 3 Se du conducteur 902.En fonctionnement, le signal analogique du conducteur 909 suit les deux chemins 910, et 911 et le commutateur 912 est dans sa position supérieure dans laquelle il laisse passer l'information vidéo, sauf pendant la période de sup pression de faisceau au cours de laquelle il est commuté à sa posi tion inférieure qui transmet le signal filtré par le filtre de suppression de faisceau 913.
Le signal provenant du commutateur 912 apparaît sur le conducducteur 916 qui est connecté à la porte de rééchantillonnage 904, dont le fonctionnement a pour effet d'échantillonner le niveau du signal immédiatement avant une transition de niveau en un point où tous les transitoires résultant de la transition précédente ont disparu. Par exemple, dans le mot numérique de huit bits, un changemment de valeur peut entraîner jusqu'à sept ou huit changements entre les états logiques, c'est-à-dire de 1 à 0, chacun de ces changements produisant un état transitoire dans le commutateur. La porte de rééchantillonnage 904 assure une opération d'échantillonnage et de gel tout en bloquant les transitoires de façon qu'ils n'affectent pas l'information analogique présente sur le conducteur 917 qui aboutit à l'ensemble tampon-filtre passe-bas 918.
Le filtre passe-bas est alors connecté à un ensemble amplificateur-égaliseur 919 par l'intermédiaire du conducteur 920, ensemble qui assure une compensation d'élimination sinusoldale x/x et le signal est alors appliqué à un circuit écrêteur de noir 921 qui écrête toutes les composantes de luminance du signal vidéo qui apparaissent au-dessous du niveau du noir. Le signal de sortie 922 de l'egaliseur fait également partie d'une boucle de régénération de courant continu comprenant un commutateur 923 et un amplificateur de boucle 924 qui applique un signal de réaction au filtre passe-bas, le commutateur étant commandé par une impulsion de verrouillage de niveau sur le conducteur 925 et la boucle assurant une régénération de courant continu du signal vidéo sur le conducteur 922.L'impulsion de verrouillage de niveau est contenue dans le signal de suppression de faisceau et le signal de synchronisation compositeengendrés sur une paire de conducteurs 933 par le montage d'entrée de référence 93B.
Le signal de sortie du circuit d'écrêtage de noir 921 apparaît sur le conducteur 927 qui aboutit à l'additionneur de synchronisation et de salve 928, où la salve est ajoutée par le conducteur 929 et la synchronisation par le conducteur 930,de sorte qu'un signal de télévision analogique composite complet apparaît sur le conducteur 921 aboutissant aux amplificateurs de sortie 932.Le signal de synchronisation est engendré par un circuit de conformation de synchronisation 934 qui utilise une impulsion de synchronisation contenue dans le signal de suppression de faisceau et le signal de synchronisation composite apparaissant sur le conducteur 933,le conformateur de synchronisation assurant le temps de montée convenable de 140 na nosecondes et la conformation appropriée.La salve est produite par un signal de drapeau "salve" engendré par le montage d'entrée de référence 93B sur le conducteur 935 et qui déclenche un générateur d' enveloppe de salve 936 comportant un conducteur de sortie 937,qui aboutit à un multiplieur 938,qui module l'onde sinusoïdale à SC sur le conducteur 939,onde qui a été engendrée dans le montage d'insertion de suppressions de faisceau et d'étouffement de bits 127 précédemment décrite signal de sortie du conducteur 929 contient l'envi loppe de salve avec les 9 à 11 cycles de salve inclus dans cette enveloppe qui sont ajoutés au signal vidéo analogique engendré sur le conducteur 927.
Un mode de réalisation particulier d'un montage spécifique, qui peut être utilisé pour assurer le fonctionnement indiqué sur le schéma symbolique de la figure 23, est représenté sur les figures 52A à 52D. Ce montage fonctionne de la manière déjà décrite à propos du schéma symbolique de la figure 23 et, par conséquent, ne sera pas décrit ici de façon détaillée. Toutefois, en se référant aux figures 52A et 52B, on peut préciser qu'un signal de suppression de faisceau est appliqué au conducteur 950 qui aboutit au verrou 903 et produit un signal de sortie transmis par les conducteurs 915 à un certain nombre de transistors de commutation 953 qui, conjointement à deux autres transistors 954 et 955, constituent le commutateur 912 qui sélecte soit le signal du chemin supérieur 910, soit celui du chemin inférieur 914, chemins qui partent tous deux du filtre 913.Lorsque la suppression de faisceau se produit, les transistors 953 bloquent effectivement le transistor 954 tout en rendant conducteur le transistor 955 et, le reste du temps, la commutation inverse se produit.
En ce qui concerne la porte de rééchantillonnage 904, un rythme apparaissant sur le conducteur 903 est transmis à un certain nombre d'inverseurs 957 et 958 qui ont pour effet d'introduire un certain retard de propagation dans le signal, de sorte que les signaux de rythme du conducteur 902 aboutissant aux transistors 961 et 959, sont désynchronisés, ce qui a pour effet de produire une transition positive sur le çôté primaire d'un transformateur 960, dont le secondaire est connecté à un pont de diodes 904 qui bloque le passage des signaux pendant Ïa période de l'impulsion pour empêcher le passage des transitoires ou pointes pendant la commutation des commutateurs de convertisseur numérique-analQgique 906.
EGALISATEURS ET AMPLIFICATEURS D 'ENREGISTREMENT ET DE REPRODUCTION - La figure 24 représente une portion de l'ensemble détecteur de données-égalisateur 99 du canal enregistrement/reproduction, compre nant une tête de reproduction 1008 couplée avec un préamplificateur 1009, la combinaison des éléments 1008 et 1009 étant désignée sous le nom de "bloc 1001".Les diagrammes de flux magnétique enregistrés sur une surface d'unité de disques sont captés par la tête de reproduction 1008 et amplifiés par le préamplificateur 1009. En raison de l'effet différentiateur de la tête de reproduction, qui est bien connu dans la technique de l'enregistrement magnétique, le signal de sortie du bloc 1001 sur la borne 1006 est une tension proportionnelle à la dérivée par rapport au temps du flux enregistré. En conséquence, la fonction de transfert du bloc 1001 dans la notation symbolique classique de la transformation de Laplace est G k1s où G1 est une fonction de transfert complexe kl, une constante de gain, et s , la variable complexe de Laplace Nota : A propos des notations symboliques ci-dessus G ; k; s; il est signalé ici qu'elles seront conservées dans toute la description et que seule leurs indices seront modifiés pour indiquer des circuits particuliers auxquels ces notations appartiennent.Dans les équations qui vont suivre, les notations symboliques R, C, également affectées par des indices, indiqueront des valeurs de résistance et de capacité respectives appartenant à des éléments de circuit correspondants indiqués par des notations et des indices identiques dans la description et sur les dessins.
A la sortie du bloc 1001 de la figure 24, est couplé un circuit d'égalisation 1000 qui est représenté sous une forme idéalisée qui se prête à l'explication théorique de -l'opération d'égalisation qui va suivre. Le circuit d'égalisation 1000 comporte une borne d' entrée 1006, à laquelle est appliqué le singal de sortie du bloc 1001. A la borne d'entrée 1006 sont couplées les entrées d'un circuit intégrateur 1002 et d'un circuit différentiateur 1003, respectivement.La fonction de transfert du circuit intégrateur est G2 k2/s (2) et la fonction de transfert du circuit différentiateur est G3 - k3s Sur le chemin de signaux différentiateur, un circuit de contrôle de gain variable 1004 est représenté ; il permet de faire varier linéairement la surélévation d'amplitude aux fréquences élevées produite par le circuit différentiateur 1003, comme décrit plus loin de façon plus détaillée. La différence entre les signaux de sortie respectifs du circuit intégrateur et du circuit différentiateur est calculée, comme représenté schématiquement, par un circuit soustracteur 1005. Le signal de différence résultant apparaissant à la borne de sortie 1007 du circuit d'égalisation 1000 est le signal requis égalisé en amplitude et en phase par rapport au signal d'entrée de la borne 1006.Le canal enregistrement/reproduction résultant a une réponse en amplitude-globale horizontale et une réponse en phase linéaire pour toutes les fréquences de signal transmises, comme on le verra d'après la description plus détaillée qui va suivre.
La fonction de transfert globale dela partie du canal enregistrement/reproduction représentée sur la figure 24, partie qui comprend le bloc 1001 et le circuit d'égalisation 1000 couplé avec ce bloc est global = G1
Après la substitution s = jw, on obtient ce qui suit
Le déphasage total introduit par la partie du canal enregistrement/ reproduction représentée sur la figure 24 est déterminé par phase de G Etant donné que l'expression du second membre de l'équation (g) est un nombre réel (la partie imaginaire étant zéro), le déphasage total déterminé par l'équation (7) est zéro. Au déphasage zéro, 1' exigence d'une réponse en phase linéaire pour toutes les fréquences transmises à travers le canal est satisfaite.
Il est essentiel que le circuit d'égalisation engendre un si gnal de différence à la borne de sortie 1007 au lieu d'une somme des signaux de sortie respectifs des circuits intégrateur et différentiateur. Chacun de ces derniers circuits introduit un même déphasage de 900 mais avec des sens opposés, en retard dans l'inté- grateur et en avance dans le différentiateur. En conséquence, les signaux de sortie respectifs-des circuits 1002 et 1003 de la figure 24 sont déphasés entre eux exactement de 1800 et un signal de différence fournit une combinaison de signaux résultante pour laquelle les amplitudes de signal respectives sont additionnées au lieu d' être retranchées l'une de l'autre.En outre, un déphasage de -900 du signal de sortie de l'intégrateur, combiné avec le déphasage de +900 de l'effet différentiateur de la tête de reproduction, se traduit par un déphasage global de 00. Par ailleurs,le déphasage de +900 du signal de sortie du différentiateur, combiné avec le déphasage de +900 de la tête diffêrentiatrice assure un déphasage total de 1800, qui constitue en fait une simple inversion. Le déphasage global résultant du canal enregistrement/reproduction est 0 ou 1800, c'est-à--dire que le signal de sortie de la borne 1007 est en phase ou inversé par rapport à la polarité du flux enregistré, selon le sens du déphasage de 900 introduit par l'égalisateur 1000, comme décrit plus loin de façon plus détaillée.
Outre le fait qu'il assure une réponse en phase linéaire pour toutes les fréquences transmises à travers le canal, le circuit d' égalisation compense en outre la réponse amplitude-fréquence non constante de la tête de reproduction, comme décrit-plus loin. Comme il est bien connu dans la technique, la tension de sortie de la combinaison comprenant la tête de reproduction 1008 et le préampli-- ficateur 1009 de la figure 24- s'élève aux basses fréquences à raison de 6 dB/octave, plafonne aux fréquences de la bande moyenne et retombe aux fréquences élevées. Une telle réponse en amplitude est représentée à titre d'exemple en GR sur la figure 27.En conséquence, si l'on désire une réponse en amplitude globale rectangulaire ou horizontale du canal d'enregistrement/reproduction, il est nécessaire que l'égalisateur surélève l'amplitude tant aux fréquences basses qu'aux fréquences élevées. Cette caractéristique nécessaire de l'égalisateur est assurée par le montage de la figure 24 de la manière indiquée ci-après. A titre d'exemple, la figure 28 est un graphique représentant le gain G2 du circuit intégrateur 1002 et le gain G3 du circuit différentiateur 1003 en dB, respectivement, en fonction de la fréquence, les valeurs de fréquence étant portées sur une échelle logarithmique. La caractéristique G2 décroît avec la fréquence et la caractéristique G3 croît avec la fréquence, à raison de 6 dB/octave.On a également représenté des diagrammes de deux autres fonctions de transfert G'3 et G"3 du circuit différentiateur représentant la variation linéaire de ces fonctions avec la variation du signal de sortie du circuit de contrôle de gain 1004, comme décrit plus loin de façon plus détaillée. En GE, on a représenté une fonction de transfert résultante du circuit d'égalisation 1000 obtenue en additionnant les grandeurs linéaires G2 et G3. On peut voir que la caractéristique de transfert G3 du circuit d'égalisation 1000 est complémentaire de la caractéristique de transfert G R de la tête de reproduction.En conséquence, lorsqu'on combine les deux caractéristiques GR et GE, comme cela est assuré par le montage représenté sur la figure 24, la caractéristique d'égalisateur GE compense les écarts par rapport à l'horizontalité de la ca ractéristique G R de la tête de reproduction, tant aux fréquences basses qu'aux fréquences élevées et il en résulte une caractéristique d'amplitude globale horizontale.
Un avantage supplémentaire est encore assuré par le circuit d'égalisation décrit ici qui permet de faire varier linéairement le degré de surélévation d'amplitude aux fréquences élevées assuré par le circuit différentiateur. A cet effet, un circuit de. contrôle de gain variable est utilisé sur le chemin de signal différentiateur représenté par exemple en 1004 sur la figure 24. En ajustant le gain du chemin de signal différentiateur au moyen du circuit 1004, on peut modifier la fréquence à laquelle la surélévation aux hautes fréquences de la réponse en amplitude de l'égalisateur commence.A cet effet, on peut utiliser une résistance variable ou potentiomètre ou bien, dans le cas où un amplificateur est prévu sur le chemin de signal différentiateur, le gain de cet amplificateur peut être modifié d'une manière bien connue, comme décrit plus loin conjointement au mode de réalisation de la figure 26.La famille de courbes G3, G'3, G"3 représentée sur la figure 29 peut être obtenue pour trois valeurs de gain différentes assurées par le différentia- teur 1003 de la figure 24 et ajustées par le circuit de contrôle de gain variable 100.4. L'ajustement de gain affecte seulement la constante de gain k3 dans la fonction de transfert (3) présentée ci-dessus et, par conséquent, il modifie seulement la fréquence critique à laquelle la surélévation d'amplitude aux hautes fréquences commence, conformément à la formule de la fréquence critique
A mesure que la fréquence critique croît, le degré de surélévation d'amplitude du signal décroît linéairement du fait que les courbes obtenues sont décalées de G3 en G'3, puis en G"3, etc.Le fait de faire croître la surélévation d'amplitude linéairement à l'extrémité haute-frequence de la réponse de l'égalisateur constitue une carac téristique importante qui permet de compenser, par exemple, desvariations de la vitesse relative entre têtes et support d'enregistrement, telles que celles qui peuvent être dues aux variations de longueur de piste d'un disque magnétique. Lorsqu'on enregistre des signaux numériques sur un disque magnétique, cette caractéristique permet de compenser la densité plus forte en bits enregistrés, qu'on peut également dénommer "affluence d'impulsions" qui se produit sur les pistes intérieures du disque.
Des exemples de réalisation pratique de la forme théorique décrite ci-dessus du circuit d'égalisation représenté sur la figure 24, sont donnés sous forme de schémas symboliques sur les figures 25 et 26. Les éléments analogues à ceux qui ont été précédemment décrits et qui sont représentés sur la figure 24 sont désignés sur les figures 25 et 26 par les mêmes références numériques que sur la figure 24. En ce qui concerne le niveau de signal relativement bas à la sortie de l'amplificateur de reproduction 1009, il est nécessaire, pour des raisons pratiques, d'amplifier le signal, tant sur le chemin de signal d'intégration que sur le chemin de signal de différentiation.En conséquence, sur le schéma de la figure 25, le circuit intégrateur de la figure 24 est rdalisé sous la forme d'un circuit amplificateur intégrateur inverseur 1002 comprenant un amplificateur opérationnel inverseur 1010, un condensateur de contreréaction C1 et une résistance d'entrée série R1. De son côté, le circuit différentiateur de la figure 2 est réalisé sous la forme d'un circuit amplificateur différentiateur inverseur 1003, comprenant un amplificateur opérationnel inverseur 1011, une résistance variable de contre-réaction R2 et un condensateur d'entrée série C2. La résistance variable R2 représente unélément de contrôle de gain variable pour le chemin de signal de différentiation.La fonction de transfert du circuit amplificateur intégrateur 1002 de la figure 25 est 1 =- R1C1s Si l'on compare l'équation (9) avec (2), on a k2 =- R1C1 La fonction de transfert du circuit amplificateur différentiateur 1003 de la figure 26 est G3 ^-' - R2C2s (11) En comparant l'équation (11) avec (3), on obtient k3 = - R2C2 (12) Le circuit de soustranction de la figure 24 est réalisé dans le montage de la figure 25 sous la forme d'un amplificateur différence tiel 1005.La sortie du circuit integrateur inverseur 1002 est couplée avec une entrée d'inversion de l'amplificateur différentiel 1005, tandis que la sortie du circuit différentiateur inverseur 1003 est couplée avec une entrée de non-inversion de l'amplificateur 1005.
MODID Programme "identification de mode NEG Négatif.
NTRFRST Mise en mémoire première initialisation.
OCCDIR Répertoire occupe.
OFLTST Programme de test de chargeur on-line demandé.
ONLINE Chargeur on-line demandé.
PAINIT Initialiser affichage de demande de données d'assemblage de séquence.
PB Reproduction.
PLASUB Sous-programme d'ordre (s) de reproduction.
PLSMIN Plus ou moins.
PLUS Le bit de plus fort poids n'est pas 1.
PMDSEQ Charger pointeur dans registre 3 pour adresses de don nées renvoyées dans l'affichage et pour données d'entrée de RAS dans le tampon d'entrée.
PNT Pointeur.
PNTRST Programme de rétablissement de pointeur.
PRTFND Localiser position de l'ID (identificateur) de cylindre dans OCCDIR.
PRTSET Mettre bit occupé" dans OCCDIR.
PSI Reproduire article de séquence.