INPI-France/Brevets-Francais-2024-Chunked huggingface dataset:
C'est ainsi qu'on n'a pas mentionné les problèmes de synchronisation: bien entendu, toutes les opérations prévues dans la description précédente doivent être precisément synchronisées. Comme on l'a dit dans le cours de l'exposé, le temps de base du système est la période T définie comme l'inverse de la cadence de transmission des éléments d'information en ligne. En fait, cette cadence est bien définie à l'émission mais sa récupération dans le récepteur situé à l'autre extrémité du support de transmission pose un certain nombre de problèmes à cause des distorsions en ligne.Un certain nombre de solutions sont bien connues de l'homme de l'art, qui consistent, en bref, à utiliser une horloge locale au récepteur dont la fréquence de base est la même que celle de l'horloge utilisée à l'émetteur pour définir la cadence de transmission et à ajuster précisément et continuellement la fréquence et la phase de cette horloge locale à l'aide d'informations portées par le signal de données reçu. On définit ainsi un temps de base T' aussi proche que possible de T, qui sert à synchroniser le fonctionnement du système. En pratique, donc, la valeur T indiquée dans le texte de la description sera en réalité remplacée par la valeur T' ainsi obtenue, mais cela ne change rien au principe ni à la réalisation de l'invention.
On n'a pas non plus décrit les détails des circuits transformateurs de coordonnées car ces circuits sont bien connus de l'homme de l'art. A titre d'exemple, on pourra se reporter à l'article de J.E. Volder paru dans la revue "IRE Transactions on Electronic Computers" numéro de septembre 1959 sous le titre "The CORDIC Trigonometric Computing Technique" aux pages 330 à 334. Une autre technique pour l'obtention de la phase est décrite dans la demande de brevet française nO 71 47850 déposée le 21 décembre 1971 par la demanderesse sous le titre "Detecteur de phase digital".
D'autre part, la description qui précède a été faite en relation avec des signaux échantillonnés: il va de soi que, si l'on désire travailler en technique numérique, chaque échantillon pourra etre codé sous forme d'un nombre binaire à n bits, n dépendant de la précision désirée.
où le signe 6 dénote une convolution.
L'égalisation est rendue adaptive en engendrant, à partir de ces compo sants ytt) et 9(t), deux signaux d'erreur 6y et ô# qui sont respectivement utilisés pour ajuster les réponses impulsionnelles h1(t) et h2tt) de façon à rendre minimum l'erreur à la sortie de l'égaliseur.
Selon un mode de réalisation plus particulier, l'égalisation est rendue adaptive en échantillonnant les signaux ytt) et #(t) aux instants caractéris tiques et eÀ générant à partir des échantillons yk. 9k ainsi obtenus les coordonnées polaires: d'où l'on déduit les valeurs discrètes pk et k' porteuses des données et aussi les signaux d'erreur
Ceux-ci sont utilisés pour générer les composantes cartésiennes du signal d'erreur dYk et dYk, qui sont ensuite utilisées pour ajuster les réponses impulsionnelles h1(t) et h2(t) de faconçon à rendre minimum l'erreur à la sortie de l'égaliseur.
Une description détaillée de l'invention va maintenant être donnée à l'aide des dessins joints sur lesquels: La figure 1 représente schématiquement un système de transmission de données à modulation de porteuse, La figure 2 représente schématiquement un récepteur de données transmi ses selon le schéma de la figure 1, en l'absence de distorsions en ligne, La figure 3 représente schématiquement un récepteur de données transmi ses selon le schéma de la figure 1, muni d'un égaliseur pour compenser les distorsions linéaires introduites par le canal de transmission, La figure 4 représente schématiquement un premier mode de réalisation de la partie filtrage de I' égaliseur, La figure 5 représente schématiquement second mode de réalisation de la partie filtrage de l'égaliseur; La figure 6 représente schématiquement les circuits de réglage des caractéristiques de la partie filtrage de l'égaliseur.
Pour permettre une bonne compréhension de l'invention, il est nécessaire de procéder avant tout à un exposé des problèmes qui se posent et que résout l'invention. Ceci va être fait à l'aide des figures 1, 2 et 3. Pour fixer les idées, on a supposé que le type de modulation est une modulation de -phase à plusieurs niveaux d'amplitude, La figure 1 représente le schéma d'un système de transmission de données numériques classique. Lorsqu'une modulation de phase à plusieurs niveaux est utilisée, les données sont codées, dans le codeur 1, sous forme de séquences de niveaux discrets d'amplitude et de phase [ > n) . Dans la suite le signe ~ désignera une valeur discrète.Ces séquences de valeurs discrètes sont utilisées pour moduler, dans le modulateur 2, une séquence d'impulsions d'enveloppe Stt) et de porteuse f pour fournir un signal o résultant à transmettre s(t de la forme: où T représente l'intervalle entre deux actions successives sur la porteuse, c'est-à-dire l'intervalle entre éléments d'information en ligne. T est l'inverse de la cadence de transmission des éléments d'information sur la ligne,. qui s'exprime classiquement en bauds- Pour fixer les idées, on rappellera que la cadence de transmission est définie comme le nombre d'actions effectuées sur la porteuse par seconde. Dans un système de transmission en modulation de phase, par exemple, on dira que la cadence de transmission est de 1200 bauds si 1200 sauts de phase sont effectués par seconde sur la porteuse.
Pour éviter une interférence systématique entre éléments d'information en ligne, il est bien connu que l'équation suivante doit être satisfaite:
S If+k=constante (21 k =-oe S (f + k) = consta t t2) où SZf m e j28ft où S[f) = | Stt) e-j27rftdt est le spectre de l'enveloppe S(t), c'est-à-dire la transformée de Fourier de Seltz et ji #-1.
On supposera, de plus, dans la suite que le signal Stt) occupe une bande de fréquences limitée, c'est-à-dire que: S[f) = O si If 2 f t3) o Le signal obtenu à la sortie de la ligne de transmission 3 est désigné par r(t). Si la ligne de transmission est idéale, r(t)=s[t) et les données peuvent être retrouvées dans le récepteur 4 en mesurant l'amplitude et la phase instantanées du signal r(t) a des instants kT, k prenant successivement toutes les valeurs entières.
La figure 2 présente un arrangement possible pour un tel récepteur, à l'aide de.circuits numériques. Le signal r(t) reçu de la ligne de transmission est appliqué, sur la branche inférieure du schéma, à un circuit 6 qui est un réseau déphaseur réalisant un déphasage de 90 sur toutes les fréquences de la bande occupée par rCt). Le circuit 6 réalise la transformation de Hilbert et sera appelé filtre de Hilbert. Comme il est bien connu, la fonction de transfert H(f) de ce filtre est telle qu'il réalise un déphasage égal à -X/2 signe f.
A la sortie du circuit 6, on obtient donc le signal #(t) qui est la transformée de Hilbert du signal r(t). On notera tout de suite que, au lieu d'un tel déphaseur de 900 sur la branche inférieure du schéma, il reviendrait au meme de mettre un déphaseur de +450 sur la branche supérieure et un déphaseur de -45 sur la branche inférieure. Cette remarque sera valable pour le reste de cette description, sans qu'on ait à le répéter à chaque utilisation d'un filtre de Hibert.
Sous le bénefice de l'hypothèse posée par Inéquation t3) ci-dessus, le signal #(t) peut s'écrire:
Les signaux rCt3 et #(t), que l'on appellera signal en phase et signal en quadrature, sont échantillonnés toutes les T secondes, comme indiqué figure 2, pour fournir les échantillons xk et x respectivement.
k Par suite de l'hypothèse posée par l'équation (2) ci-dessus, les signaux - à la sortie des dispositifs d'échantillonnage peuvent s'écrire:
Ces signaux xk et x k sont app liqués à un convertisseur de coordonnées 7 qui transforme les coordonnées cartésiennes en coordonnées polaires et fournit donc: C'est-à-dire:
Les valeurs de pk et k ainsi obtenues sont ensuite décodées dans le décodeur 5 Figure 13 pour redonner les données transmises, après élimi nation du terme 2wf kT. Cette élimination ne présente aucune difficulté c puisque le terme ne dépend que de k, qui est le numéro d'ordre de l'échan tillon correspondant, dans la séquence des échantillons et aussi le numéro d'ordre de l'élément d'information transmis en ligne.L'élimination peut se faire soit au niveau du décodeur 5, soit même au niveau du codeur 2 dès l'émission.
les échelles logarithmiques des différentes réglettes ont été établies de façon à porter la gamme des valeurs usuelles des différents termes utilisés et par tatonnements successifs, on a choisi les modules de ces échelles, leur direction (gauche à droite ou 11 inverse) et l'emplacement des flèches d'origine, de telle sorte qu'aucune réglette ne se trouve déboîtée au cours des mani -pulations. De ee fait les échelles 1 à 5 sont choisies arbitrairement pour les raisons pratiques ci-dessus, seule l'échelle de la réglette 6 étant établie en fonction des précédentes, pour fournir le résultat des formules à résoudre.
Cette caractéristique est commune à tous les groupes I à IV. Cependant, pour le groupe IV ee problème pratique a été réso: lu en interposant entre deux réglettes mobiles une réglette fixe dont les bords portent deux échelles logarithmiques inverses et de module différent, ce qui fournit un moyen de report évitant l'inconvénient ci-dessus. le chiffre lu sur une échelle est repris sur l'autre pour la suite de l'opération.
Une réglette fixe à deux échelles telle que la réglette 29 peut donc être introduite dans l'un quelconque des groupes I, Il ou IIIsans sortir du cadre de l1invention.
o oo tes réglettes du groupe III sn't établies pour fournir une résolution simplifiée de la formule connue (3) Cv. DOs2 . K1. X5 V =(3) Te0,2. p0,12. L0,2. az0,4. Z 0,1 dans -laquelle les symboles sont les mimes que dans les formules (1) et (2). omette formule s'applique au cas des fraises à surfaces à lames amovibles, Conformément à l'invention, le groupe III a été établi pour permettre une résolution simplifiée de la formule (3) a) en adoptant pour D une valeur coltsta-nte égale à 1/0,75e Il est en effet connu que, pour ce type de surfaçage il y a intérêt à adopter un rapport t/D compris entre 0,7 et G,8 b) en considérant que les lames amovibles sot cnoisies avec une nuance de carbure correspondant au matériau usiné et que l'usinage a lieu à sec c) en établissant les valeurs de Cv portées au tableau 5 * de façon à y intégrer le facteur D 0'2 et les coefficients K et K5 qui se trouvent ainsi considérés comme égaux à l'unité.
d) an considérant la durée économique de coupe comme égal le à 15 min par dent, et en portant Z et Te sur une même réglette 22.
Il en résulte que la résolution simplifiée de la formule (3) est obtenue avec 5 réglettes alors que cette formule comporter lO termes.
Dans la pratique, il se peut que lton soit conduit à adopF ter une durée de coupe différente de la durée économique Te par exemple pour répondre à certains impératifs de fabrication tel lX remplacement ou le retournement des lames amovibles à chaque chan- gement de poste de travail.
Dans oe cas, la vitesse de coupe obtenue par le calcula- teur sur la base de Te doit entre modifiée et remplacée par une nouvelle vitesse V1 correspondant à la durée de coupe T1 adoptétisl Cette vitesse Vî devra satisfaire la formule V1 = V( Te )0,2 T1 elle sera donc fournie par le calculateur si l'on utilise T1 au lieu de Te dans la manipulation des réglettes du groupe IV.
Les réglettes du groupe IV ont été établies pour fournit la résolution simplifiée de deux formules difféxentes.
10) Cas des fraises à surfacer à lames amovibles : pout ces fraises il s'agit de la formule connue (4) (4) Cf.p0,95.az0,85. L1,1. V. Z. K3, K4, K5 P (enCV)= 60. 75. D1,1 ou (4) Cf.p0,95.az0,85.L1,1.V.Z.K3.K4K5 P en kW = 60.102.D1,1 Pour la simplification recherchée a) on a considéré L/D égal à 0,75 ce qui correspond à une valeur considérée comme préférable ainsi qu'il a été exposé plus haut.
b) pour tenir compte des différences entre la valeur réelle du rapport L par rapport à cette valeur-de référence, on a incorporé l'effet de ces variations dans la détermination du coefficient c) on a adopté pour r3,r4 et K5 une valeur égale à l'unit pour des conditions de référence correspondant à LîD = 0,75 (K3);α = 0 (K4) usinage à sec (r5) et établi le tableau 34 des valeurs de Cf sur ces bases : Ces valeurs sont donc différentes de celles de la formule théorique (4).
d) porté au tableau 34 les corrections à appliquer soit sur le coefficient Cf soit sur le résultat de l'opération lorsque les conditions de référence ne sont pas satisfaites.
Ceci conduit à supprimer toute réglette relative à L/D,t3,r4 et K5;et à résoudre la formule (4) avec 6 réglettes pour 11 termes.
20) Cas des fraises 2 tailles et 1 taille à surfacer accouplée.
Le même groupe IV de réglettes permet en outre d'effectuer les calculs de puissance par application de la formule (5).
P en CV = Cf.p0,950.az0,85.Z.V. L 60.75 50 P en kW - Cf.p0,95.az0 '85.Z.V. L 60xI02 50 dans laquelle les valeurs numériques de Cf sont les mêmes que celles déterminées pour la résolution simplifiée de la formule 4.
D'autre part, les sorties des sommateurs 12et 15 sont sommées dans un sommateur 17, toutes deux affectées du signe + pour fournir les séquences d'échantillons #k
Les échantillons yk et Yk sont les deux composantes du signal égalisé complexe /Yk/. Comme dit à propos de la figure 3, ces échantillons sont convertis pour donner les. coordonnées polaires pk et fk qui représentent l'information de phase et d'amplitude d'où sont extraites les données par décodage.
La figure 5 présente un autre mode de réalisation de la présente invention qui s' avérera particulièrement utile si, pour une raison quelconque, il est nécessaire de disposer, à la sortie de l'égaliseur de plusieurs échantillons à l'intérieur d'une période T En effet, dans le mode de réalisation de la figure 4, on ne dispose que d'un seul échantillon par période T.
Sur la figure 5, le signal reçu rets est encore échantillonné à une M fréquence T Les échantillons x k ainsi prélevés sont, d'une part, appliqués à une ligne à retard numérique 18, un registre à décalage par exemple.
D'autre part, ces échantillons sont appliqués à un filtre de Hilbert 19 pour générer les échantillons X #k, qui sont envoyés dans une ligne à retard numérique 20. On remarquera qu'ici, il y a M échantillons xk et xk par période T.
Les lignes à retard 18 et 20 possèdent (2N#1) prises, espacées toujours de la quantité T. Les multiplicateurs M0 à M2N reçoivent les signaux prélevés aux prises correspondantes de la ligne 18 et les multiplient par les coefficients c0 à c2N' respectivement. Les sorties des multiplicateurs M0 à M2N sont sommées dans le sommateur Z1. De même, les multiplicateurs M'0 à M'2N reçoivent les signaux prélevés aux prises correspondantes de la ligne 20 et les multiplient par les coefficients do à d2N' respectivement. Les sorties des multiplicateurs M'0 à M'2N sont sommées dans le sommateur 22.
Enfin, les sorties des deux sommateurs 21 et 22 sont sommées dans le sommateur 23, la sortie du sommateur 21 étant affectée du signe + tandis que la sortie du sommateur 22 est affectée du signe -.
La sortie du sommateur 23 fournit la séquence des échantillons y,: où xk- & et #k- & sont les signaux prélevés à la lème prise des lignes 18 et 20 respectivement.
La séquence des échantillons y k est obtenue en faisant passer les échantillons yk dans un second filtre de Hilbert 24 dont la sortie est:
Du fait que l'on dispose de M échantillons yk et #k par période T, la paire tyk, k qui sera retenue pour extraction de l'information de phase et d'amplitude pourra être choisie parmi les M paires disponibles à l'aide d'un nouvel échantillonnage, à la fréquence T cette fois.
T Par rapport au mode de réalisation de la figure 4, ce dernier mode de réalisation divise par deux le nombre de multiplicateurs nécessaires mais multiplie par M le nombre de positions requises dans les lignes à retard, ainsi que la vitesse de calcul. Il permet surtout de disposer de M paires d'échantillons (yk, #k) par période T à la sortie de l'égaliseur, ce qui peut être requis pour des motifs étrangers à la présente invention, comme par exemple la récupération de la synchronisation des données.
Après avoir exposé deux modes de réalisation de l'égaliseur selon l'invention, on va maintenant décrire comment il peut être rendu adaptif, c'est- à-dire comment les coefficients /c / = c + j dz peuvent être ajustés pour rendre constamment optimum le fonctionnement de l'égaliseur.
Classiquement, le fonctionnement sera considéré comme optimum lorsque l'erreur quadratique moyenne: sera minimum (la barre horizontale indique qu'il s'agit d'une moyenne dans le temps et les deux barres verticales que l'on considère le module de l'expression complexe comprise entre les deux).
En introduisant les signaux d'erreur #yk et ##k définis par: il vient:
Le minimum de la fonction V est obtenu lorsque les (4N+2) composantes de Gradient V:
sont égales à zéro.
Des essais répétés ont en effet montré que la formule P en Cy - Cf.p.0,95.az0,85.Z.V 60.75 donnait des résultats suffisamment précis pour une largeur de coupe constante, en l'espèce égale à 50 mm quel que soit le diamètre de la fraise.
I1 en résulte que le groupe de réglettes IV peut être utilisé pour les calculs de puissance relatifs aux fraises 2 tailles et 1 taille à surfacer accouplées moyennant d'affecter le résultat du facteur L/50, L étant la largeur de coupe réelle.
Ce facteur peut également être appliqué au coefficient Cf à la vitesse V ou au nombre de dents Z.
o o Les réglettes du groupe II ont été établies pour la résolution simplifiée de la formule (6) Cf. emy 0,8.Ze.L.V.az P en CV = 60.75 Cf. emy 0,8.Ze.L.V.az P en kW = 60.I02 Dans cette formule, qui s'applique au cas des fraises 3 tailles à denture alternée et 3 tailles extensibles - emy est 1'épaisseur moyenne non déformée du copeau qui dépend de l'avance par dent az, de la profon deur de coupe et du diamètre D - Ze est le nombrethéorique de dents engagées, qui est fonction du diamètre D, du nombre de dents Z, de la profondeur de coupe p, de la largeur de coupe L.
Il est donc possible de calculer la puissance en fonction des facteurs suivants Diamètre, avance par dent, vitesse de coupe, pro-, fondeur de coupe, nombre de dents et largeur de coupe.
En fait, les diamètres de fraises sont normalisés et correspondent aux valeurs 63,80,I00,125,160,200 et à chacun de ces diamètres correspond un nombre de dents également normalisé, qui peut donc être associé au diamètre et ne pas faire l'objet d'une réglette spéciale.
D'autre part pour chacun de ces diamètres on peut définir une profondeur maximale de coupe (différence entre le diamètre extérieur de la fraise et le diamètre des bagues d'espacement)à laquelle correspond une puissance maximale, et lapuis- sance reelle dérive alors de cette valeur par l'application d'un facteur approprié.
En prenant par ailleurs une largeur de coupe de référence égale à 10 mm, le nombre des réglettes mobiles du groupe 7 à 12 peut entre réduit à 4, la réglette 11, relative à la profondeur de coupe comportant en fait 6 échelles, chacune correspondant à l'un des diamètres normalisés, et portant une flèche d'origine placée sur la valeur de la profondeur maximale de coupe ce qui permet d tenir la puissance correspondant à une profondeur de coupe réelle différente de la profondeur maximale.
Si la largeur de coupe réelle L diffère de la valeur de révérence le résultat devra être multiplié par 1/10.
Le coefficient Cf établi expérimentalement en tenant compte de ces simplifications, est porté sur le tableau 7. Il correspond à un usinage lubrifié et suppose que l'acier de coupe choisi correspond correctement au matériau à usiner.
les exemples pratiques ci-après illustrent ltutilisation du calculateur dans les différents cas exposés ci-dessus .
10f fraises 2 tailles Facteurs constituant des données initiales : Matériau usiné : acier iC 38 normalisé Usinage lubrifié 6% Matériau de coupe t acier rapide surcarburé Z 125 WDV 06.05.04 Diamètre de fraise : D = 25 irna (Nombre de dents : Z = 5 ) (Durée de coupe : T = 130 min) Avance par dent : a z = 0,18 mm Profondeur de coupe : p = 10 mm largeur de coupe t X 3 25 mm Exemple À Calcul de la vitesse de coupe Les réglettes utilisées seront les réglettes 1 à 6 du groupe IAen utilisant la réglette 2 et non 2a).
le tableau 33 donne Cv = 43: (réglette 1).
Le tableau 13 donne h = 1,35 Dtoù Cv.Kl = 43 x 1,35 = 58 environ.
(Il serait équivalent d'appliquer le correcteur Kl au résultat final).
a) L'opérateur amine la flèche a de la réglette 2 en regard de Cv = 58 b) Puis la laîche "c" de la réglette 3 en regard du diamètre D = 25 su- la réglette 2 c) Puis la flèche d de la réglette 4 en regard de l'avance par dent az = 0,18 sur la réglette 3 d) Puis la flèche "e" de la réglette 5 en regard de la profondeur de coupe p = 10 sur la réglette 4 e) Il lit alors, en regard de la largeur de coupe L = 50 sur la réglette 5, la vitesse de coupe V sur la réglette 6 V = 20,2 m/min.
La présente invention s'applique à tout dispositif qui ne différerait des réalisations décrites que par le nombre ou la forme des pièces en présence tout en respectant le but, qui est de réaliser un feu en une seule pièce comprenant deux parties réunies par une partie amincie formant charnière, ou en deux pièces réunies par un système à accrochage. La partie élastique mince formant charnière peut également être prévue métallique et etre rapportée par simple emmanchement avec accrochages dans deux logements prévus sur la face latérale 8 et sur le fond 6.
L'invention s'étend non seulement aux feux utilisés sur automobiles, mais à tous feux destinés à une signalisation optique sur un ensemble mécanique quelconque.
La présente invention concerne trn procédé de réglage de l'entrefer entre la membrane $d'un transducteur électro-acoustique et un dispositif magnétique agissant sur la membrane, ainsi qu'un dispositif destiné î la mise en oeuvre de ce procédé. t'invention est destinée principalement à s'appliquer à un récepteur télé- phonique électrom-magnétique dans lequel une membrane est montée librement, c'est-à-dire sans autre support que celui assuré par les forces magnétiques développées per le dispositif magnétique du récepteur.
La qualité accoustique d'un récepteur dépend considérablement de la réalisation de sa membrane et d'une coopération correcte entre cette membrane et le dispositif magnétique. La membrane est séparée du dispositif magnétique par un entrefer qui doit entre réglé avec beaucoup de soins; cet entrefer a souvent une valeur de 11 ordre de 0,10 mm et son réglage doit se faire par pas de 0,01 mm au maximum. En outre, le réglage de cet entrefer doit rester constant pendant l'utilisation du récepteur, mme si ce dernier est soumis à un traitement rude, par exemple à des chocs violents.
De nombreux procédés de réglage d' entrefer ont été essayés.
Dans certains de ces procédés, le plan sur lequel la membrane est montée ou les surfaces solaires du dispositif magnétique sont usinés. Dans d'autres procédés, des bagues d'appui de diffé- rentes épaisseurs sont placées sur lt plan de montage de la mem- brane. D'autres procédés consistent à déplacer le dispositif ma- gnétique jusqu'à la position voulue, dans laquelle il est ensuite soudé ou fixé par un adhésif; lorsque le dispositif magnétique est fixé, il estsouvent nécessaire d'eifectuer un réglage fin clu récepteur selon l'un des autres procédés mentionnés précédemment.
Les procédés qui imnliquent une rectification peuvent entre nuisibles pour le recenteur, spécialement si les Darticules ar-- rachées sont magnétiques, car elles peuvent stacculluler dans l'entrefer et perturber le fonctionnement de la membrane. Par ailleurs, il est difficile de disposer de bagues dans 3.es comblnni- sons d'épaisseurs voulues pour que l'entrefer puisse être réglé tyec une exactitude suffisante. Outre le fait que les procédés de réglage précités donnent quelquefois des résultats non satisdaisants, ils nécessitent beaucoup de main d'ceuvre.