FR 3155755 A1 20250530 FR 2312938 A 20231123 Un procédé comprend une réception d’un courant sinusoïdal de consigne en phase avec une tension sinusoïdale d’alimentation ; une génération d’un courant régulé correspondant au courant tiré par le chargeur électrique ; une génération d’un courant mesuré à partir du courant régulé; une génération d’un signal d’erreur par comparaison du courant sinusoïdal de consigne avec le courant mesuré; la génération du courant régulé comprenant : une génération d’un facteur de gain sur la base du signal d’erreur ; une application du facteur de gain au signal d’erreur pour générer un signal d’erreur pondéré ; une application au signal d’erreur pondéré d’une fonction de régulation pour générer le courant régulé. Figure pour l'abrégé : Fig. 6 Dispositif de correction du facteur de puissance pour un chargeur de véhicule automobile La présente description concerne un dispositif de correction du facteur de puissance et un chargeur embarqué de véhicule automobile intégrant un tel chargeur. Arrière-plan technique Les chargeurs automobiles embarqués peuvent être connectés à une grande diversité de réseaux d’alimentation électrique. L'une de leurs caractéristiques est l'impédance de ligne (principalement, une inductance de ligne), qui dépend essentiellement de la distance du véhicule au transformateur de puissance et de la qualité du ou des câbles électriques via lesquels le chargeur est connecté au réseau d’alimentation électrique. Une bonne approximation consiste à considérer que l'inductance équivalente de la ligne augmente de 1µH à 1,6µH par mètre linéaire de câble électrique. Cette inductance de ligne s'ajoute à l'inductance de puissance et affecte la stabilité et les performances du module de correction du facteur de puissance intégré dans le chargeur embarqué. Il apparaît ainsi un besoin d’améliorer la situation. Résumé Un premier aspect concerne un dispositif de correction de facteur de puissance pour un chargeur électrique embarqué d’une batterie de véhicule automobile. Selon un premier aspect, un dispositif de correction de facteur de puissance pour un chargeur électrique embarqué d’une batterie de véhicule automobile est décrit. Le dispositif de correction de facteur de puissance comprend une boucle de régulation de courant; la boucle de régulation comprenant une chaîne directe générant un courant régulé correspondant au courant tiré par le chargeur électrique et une chaîne de rétroaction générant un courant mesuré à partir du courant régulé; la boucle de régulation étant configurée pour recevoir en entrée un courant sinusoïdal de consigne en phase avec une tension sinusoïdale d’alimentation et pour générer un signal d’erreur par comparaison du courant sinusoïdal de consigne avec le courant mesuré fourni par la chaîne de rétroaction ; la chaîne directe comprenant un contrôleur de la boucle de régulation, un adaptateur de gain configuré pour générer un facteur de gain, un amplificateur configuré pour appliquer le facteur de gain au signal d’entrée du contrôleur, le facteur de gain étant généré sur la base du signal d’erreur. Dans un ou plusieurs modes de réalisation, l’adaptateur de gain est configuré pour générer le facteur de gain sur la base d’une erreur de suivi de la boucle de régulation déterminée à partir du signal d’erreur. Dans un ou plusieurs modes de réalisation, l’erreur de suivi est déterminée comme la valeur efficace du signal d’erreur. Dans un ou plusieurs modes de réalisation, l’erreur de suivi est déterminée comme la moyenne, sur une période de la tension d’alimentation, du signal d’erreur. Dans un ou plusieurs modes de réalisation, l’adaptateur de gain est configuré pour générer le facteur de gain sur la base d’un coefficient de pondération du gain de la fonction de transfert en boucle ouverte. Dans un ou plusieurs modes de réalisation, l’adaptateur de gain est configuré pour déterminer un taux d’erreur à partir du signal d’erreur et pour normaliser entre 0 et 1 le taux d’erreur sur la base du courant sinusoïdal de consigne ou du courant mesuré de sorte à générer un taux d’erreur normalisé. Dans un ou plusieurs modes de réalisation, l’adaptateur de gain est configuré pour comparer le taux d’erreur normalisé avec un taux d’erreur de consigne. Selon un autre aspect, un chargeur électrique de batterie destiné à être embarqué dans un véhicule automobile est décrit. Le chargeur électrique comprenant un dispositif de correction de facteur de puissance selon le premier aspect. Un deuxième aspect concerne un procédé de correction de facteur de puissance pour un chargeur électrique embarqué d’une batterie de véhicule automobile. Le procédé comprend : une réception d’un courant sinusoïdal de consigne en phase avec une tension sinusoïdale d’alimentation ; une génération d’un courant régulé correspondant au courant tiré par le chargeur électrique ; une génération d’un courant mesuré à partir du courant régulé; une génération d’un signal d’erreur par comparaison du courant sinusoïdal de consigne avec le courant mesuré; la génération du courant régulé comprenant : une génération d’un facteur de gain sur la base du signal d’erreur ; une application du facteur de gain au signal d’erreur pour générer un signal d’erreur pondéré ; une application au signal d’erreur pondéré d’une fonction de régulation pour générer le courant régulé. Un troisième aspect concerne un programme informatique comprenant des instructions adaptées pour causer l'exécution des étapes d'un procédé de correction de facteur de puissance selon le deuxième aspect. Ces instructions sont destinées à être stockées dans une mémoire d’un dispositif, chargées puis exécutées par un processeur de ce dispositif. De manière générale, le dispositif selon le premier aspect peut comprendre des moyens pour exécuter une ou plusieurs ou toutes les étapes d'un procédé de correction de facteur de puissance selon l’un quelconque des modes de réalisation décrit dans ce document. Ces moyens peuvent comprendre des moyens logiciels et/ou matériels (i.e. hardware). Ces moyens peuvent comprendre par exemple un ou des circuits configurés pour exécuter une ou plusieurs ou toutes les étapes d'un procédé de correction de facteur de puissance selon le deuxième aspect ou selon l’un quelconque des modes de réalisation décrits dans ce document. Ces moyens peuvent comprendre par exemple au moins un processeur et au moins une mémoire comprenant des instructions, la mémoire et les instructions étant configurées pour, avec le processeur, amener un dispositif à exécuter une ou plusieurs ou toutes les étapes d'un procédé de correction de facteur de puissance selon l’un quelconque des modes de réalisation divulgués dans ce document. Le terme "circuit" peut se référer à un ou des circuits analogiques et/ou numériques, qu’ils soient combinés ou non avec des logiciels et/ou micrologiciels pour exécuter une ou plusieurs fonctions décrites dans ce document. Ces circuits peuvent inclure une ou plusieurs mémoires et/ou un ou plusieurs processeurs matériels (par exemple, un microprocesseur ou microcontrôleur) qui coopèrent afin de permettre à un dispositif hôte incluant ce circuit de mettre en œuvre une ou plusieurs fonctions décrites dans ce document. Ces processeurs matériels peuvent nécessiter ou non un logiciel (par exemple, un microprogramme) pour mettre en œuvre la ou les fonctions correspondantes. Brève description des Figures D'autres caractéristiques et avantages apparaitront au cours de la lecture de la description détaillée qui va suivre pour la compréhension de laquelle on se reportera aux dessins annexés parmi lesquels : FIG. 1 – la FIG. 1 représente de manière schématique un chargeur embarqué dans un véhicule automobile selon un exemple de réalisation. FIG. 2 - la FIG. 2 montre des courbes illustrant l’effet sur le courant d’un dispositif de correction de facteur de puissance selon un exemple de réalisation. FIG. 3 - la FIG. 3 représente de manière schématique un système comprenant un réseau d’alimentation électrique et un chargeur incluant un dispositif de correction de facteur de puissance selon un exemple de réalisation dans le cas où le réseau inclut les inductances de ligne. FIG. 4 - la FIG. 4 représente de manière schématique un système comprenant un réseau d’alimentation électrique et un chargeur incluant un dispositif de correction de facteur de puissance selon un exemple de réalisation dans le cas où les inductances de ligne sont ramenées aux inductances de puissance pour constituer une inductance équivalente FIG. 5 - la FIG. 5 montre la fonction de transfert en boucle ouverte d’un dispositif de correction de facteur de puissance avec différents types de contrôleur selon des exemples de réalisation et pour deux valeurs d’inductance de ligne. FIG. 6 - la FIG. 6 représente de manière schématique un dispositif de correction de facteur de puissance intégrant un adaptateur du gain de la fonction de transfert en boucle ouverte selon un exemple de réalisation. FIG. 7 - la FIG. 7 représente de manière schématique un dispositif d’adaptation du gain de la fonction de transfert en boucle ouverte pour un dispositif de correction de facteur de puissance selon un exemple de réalisation. FIG. 8 - la FIG. 8 est un organigramme d’un procédé d’activation d’un dispositif d’adaptation de gain pour un dispositif de correction de facteur de puissance selon un exemple de réalisation. FIG. 9 - la FIG. 9 montre des courbes illustrant le fonctionnement d’un dispositif de correction de facteur de puissance en l’absence d’adaptation de gain selon un exemple de réalisation. FIG. 10 - la FIG. 10 montre des courbes illustrant le fonctionnement d’un dispositif de correction de facteur de puissance avec une adaptation de gain selon un exemple de réalisation. Description détaillée Dans la description qui va suivre, des éléments identiques, similaires ou analogues seront désignés par les mêmes chiffres de référence. La présente description concerne un chargeur de véhicule (appelé également chargeur embarqué) embarqué dans un véhicule automobile et un dispositif de correction du facteur de puissance pour un tel chargeur. Un tel chargeur est nommé « High Voltage On-board Charger » dans la terminologie anglosaxonne. La FIG. 1 représente de manière schématique un tel chargeur 100. Lors de la charge du véhicule, c'est ce chargeur 100 à l'intérieur du véhicule qui reçoit la tension V GRID fournie par le réseau d’alimentation électrique et optimise la charge de la batterie 190. La tension fournie par le réseau électrique, dénommée ici tension d’alimentation V GRID , est une tension alternative, sinusoïdale de fréquence considérée comme fixe (en pratique, cette fréquence varie autour d’une valeur de référence, par exemple 50Hz, en fonction des différentes charges/sources de puissance connectées au réseau). Cette tension peut être fournie via une source d’énergie électrique monophasée ou triphasée. Par souci de simplification, seul le cas monophasé sera décrit en détail. Mais l’invention est applicable également à une source triphasée, l’adaptation de gain étant appliquée sur chaque phase. Le chargeur contient un dispositif 110 de correction du facteur de puissance (appelé ici aussi PFC pour « Power Factor Corrector » selon la terminologie anglosaxonne) dont le but est de tirer un courant I 0 du réseau électrique de sorte que le courant tiré I 0 soit le plus sinusoïdal possible et le plus en phase possible avec la tension V GRID du réseau d’alimentation électrique afin d’optimiser le facteur de puissance. En effet, le facteur de puissance est lié à la puissance instantanée qui est le produit de la tension par le courant, de sorte que le facteur de puissance sera maximum si le courant et la tension sont en phase (et de même signe). Les pertes de puissance sont ainsi réduites. La FIG. 2 montre l’action du PFC 120 sur le courant I 0 tiré par le chargeur. La forme du courant tiré par le chargeur, de façon passive sans action corrective du PFC, dépend de la batterie et du PFC 110 et n’est pas forcément sinusoïdal, ni en phase avec la tension sinusoïdale d’alimentation comme illustré par la FIG. 2 . Selon l’exemple de la sous-figure 2A, le courant tiré I 0 , avant correction par le PFC, n’est ni sinusoïdal ni en phase avec la tension alternative V GRID du réseau électrique. Des pertes de puissance sont représentées schématiquement sur la sous-figure 2A et dépendent notamment du déphasage entre la tension et le courant. En sous-figure 2B, on voit que le courant corrigé I 0 tiré par le chargeur, tel que corrigé sous l’action du PFC, est sinusoïdal et en phase avec la tension alternative V GRID du réseau électrique. Le PFC 110 reçoit en entrée la tension alternative V GRID du réseau électrique et alimente en courant I 1 un bus 120 de tension continue. Le bus 120 de tension continue est appelé aussi « DC link » dans la terminologie anglosaxonne. Le DC link 120 peut comprendre une ou plusieurs capacités. Dans l’exemple schématique de la FIG. 1 , une seule capacité C1 est représentée. Le PFC 110 assure ainsi un transfert de puissance entre une tension d’entrée alternative V GRID et une tension de sortie, qui est une tension continue, constante et qui est la tension V DC aux bornes du DC Link. Cette tension peut être imposée à une valeur par exemple de 400 Volts ou 800 Volts. La sortie du DC link 120 est connectée à un dispositif 130 de transfert de puissance (appelé « high voltage DC-DC » dans la terminologie anglosaxonne) qui reçoit la tension V DC aux bornes du DC Link 120, réalise un transfert de puissance entre le DC link à tension continue et fixe et la tension d’entrée V BAT de la batterie 190. La tension d’entrée de la batterie V BAT est aussi une tension continue, mais variable : cette tension d’entrée V BAT de la batterie 190 dépendant du niveau de charge de la batterie 190. La tension aux bornes de batterie 190 chute au fur et à mesure que la batterie 190 se décharge et augmente lors de la charge de la batterie 190. La tension nominale aux bornes de la batterie 190, dans l’état de pleine charge, peut, elle, être par exemple de 400 Volts ou 800 Volts. Les Figures 3 et 4 représentent de manière schématique un système comprenant un réseau d’alimentation électrique et un chargeur incluant un dispositif de correction de facteur de puissance selon un exemple de réalisation. Par rapport à la FIG. 3 , la FIG. 4 montre l’effet des inductances de lignes sur le PFC par une inductance additionnelle appliquée aux inductances de puissance, dont la somme constitue l’inductance équivalente. Selon ce qui est représenté sur la FIG. 3 et pour ce mode de réalisation du PFC, on a, sur chacun des bras dans le cas d’une alimentation triphasée, dans le chargeur 300, une inductance de puissance notée L BOOST . sur chaque bras Une cellule 350 de commutation inclut, pour chaque phase du signal d’alimentation, 2 interrupteurs : un interrupteur haut 351 et un interrupteur bas 352. Le transfert de puissance se fait entre le réseau d’alimentation électrique et le DC link par un jeu d’activation et de désactivation de ces interrupteurs de sorte que l’inductance de puissance est chargée puis déchargée dans le DC link via le PFC 330. De manière connue, les signaux de contrôle de ces interrupteurs sont produits par un dispositif de commande 360 du PFC 330, à partir de signaux produits dans la boucle 340 de régulation en courant du PFC. L’inductance de puissance L BOOST a une valeur nominale de l'ordre de plusieurs centaines de μH (micro Henri), par exemple entre 2 et 300 μH. Selon le réseau d’alimentation électrique 310, la distance du véhicule au dernier transformateur de puissance peut varier. De ce fait des inductances additionnelles, qu'on appelle inductances de ligne L LINE , s'ajoutent aux inductances de puissance. La valeur de ces inductances de lignes dépend principalement de la distance entre le véhicule en cours de charge et le dernier transformateur de puissance d'isolement du réseau d’alimentation électrique. Cet accroissement d’inductance est de l’ordre de 1 μH par mètre. Par exemple pour 2 km depuis le dernier transformateur, l’inductance de ligne cumulée sur une phase est de 2000 μH, soit 2mH. Une analyse en petits signaux permet de caractériser l’effet des inductances de ligne et montre que la valeur de l’inductance de ligne cumulée s’additionne à l’inductance de puissance de la phase concernée de sorte que, comme représenté à la FIG. 4 , pour chaque phase, l’inductance équivalente L EQ est la somme de l’inductance de puissance L BOOST et de l’inductance de ligne L LINE , avec L EQ très supérieure à L BOOST . Par exemple avec une inductance de puissance de 200 μH, l’inductance équivalente prenant en compte les inductances de ligne sera de 2,2 mH, soit un facteur 10 sur la valeur de l’inductance de puissance. De ce fait, la réponse du chargeur est sensiblement modifiée, notamment la fonction de régulation de courant mise en œuvre par le dispositif de commande 360 du PFC 330 visant à générer un courant sinusoïdal le plus en phase possible avec la tension d’alimentation. Le PFC 330 reçoit en entrée la tension sinusoïdale d’alimentation. Si on ne contrôle pas le courant tiré en entrée par le PFC 110, c’est la charge, c’est-à-dire ici la batterie, qui va imposer la forme du courant tiré par le chargeur. La fonction du PFC 330 est d’imposer que la charge tire un courant qui soit sinusoïdal en entrée du DC link. La fonction de régulation de courant est réalisée par le PFC au moyen de la boucle 340 de régulation de courant qui reçoit en entrée un courant sinusoïdal de consigne I SET (« set point » selon la terminologie anglosaxonne) en phase avec la tension sinusoïdale d’alimentation. La boucle de régulation régule ainsi le courant I 0 tiré par le chargeur. L’amplitude du courant sinusoïdal de consigne est adaptée au cours du temps : l’amplitude à un instant donné est celle qui permet de fournir aux bornes du DC link une puissance permettant de subvenir aux besoins en courant de charge de la batterie. La boucle de régulation de courant du PFC peut être une boucle numérique. La boucle de régulation de courant comprend une chaîne directe et une chaîne de rétroaction. La chaîne directe comprend un contrôleur de la boucle de régulation de courant. Ce contrôleur peut être un contrôleur numérique. Ce contrôleur peut être par exemple un contrôleur à 1 pôle et 1 zéro (contrôleur 1p/1z) ou un contrôleur PI (proportionnel intégral). Les contrôleurs PI (expression numérique de HPi(z) = Kp + Ki/z) sont une implémentation courante des contrôleurs de boucle de régulation de courant car ces contrôleurs demandent un nombre limité d'étapes de calcul et fournissent un gain élevé à basse fréquence. Plus précisément, lorsque l'impédance de la ligne augmente, la fréquence de coupure de la fonction de transfert en boucle ouverte diminue, la marge de phase (qui correspond à l’écart entre la phase de la fonction de transfert en boucle ouverte et -180° à la fréquence correspondant à l’annulation du gain de cette même fonction de transfert en boucle ouverte) de la boucle de courant diminue, devient inférieure au seuil de stabilité (souvent considéré comme étant de 40 à 45°, la stabilité étant plus généralement déterminée par la combinaison des marges de gain et de phase) et le système commence à osciller. C’est pourquoi d’autres types de contrôleurs tels que 1 zéro / 1 pôle (notés « 1z/1p »),également appelés contrôleurs à retard de phase, sont utilisables. Ces contrôleurs se caractérisent par un gain plus faible au niveau de la fréquence fondamentale. Une impédance de ligne élevée a pour effet de déplacer la fonction de transfert en boucle ouverte vers un gain plus faible, ce qui se traduit par un gain trop faible au niveau du fondamental. En conséquence, la capacité de la boucle de régulation de courant à suivre le signal sinusoïdal de consigne est réduite et une erreur permanente apparaît. Le profil (notamment la phase) du signal de consigne I SET du courant dans le temps est déterminé sur la base de la détection de la phase de la tension d'alimentation par une boucle à verrouillage de phase (PLL). L’amplitude du signal de consigne du courant est celle qui permet de générer au niveau du DC link une puissance permettant de subvenir aux besoins en charge de la batterie. Pour répondre aux besoins de la batterie, le PFC doit ainsi tirer du réseau d’alimentation électrique une puissance suffisante, ce qui se traduit par une amplitude correspondante du courant I 0 tiré en entrée du PFC. Le taux de distorsion harmonique, qui détermine avec quel taux le courant I 0 tiré contient des harmoniques de la fréquence fondamentale est également considéré pour la génération du courant lui-même. Notamment, lorsque la valeur de l'inductance équivalente (somme de l’inductance de puissance et de l’inductance de ligne) augmente, cela peut augmenter le taux de distorsion harmonique. La boucle de régulation peut alors devenir instable au point que la régulation ne fonctionne plus. Plus les inductances de lignes augmentent, plus la marge de phase chute et plus la boucle de régulation devient instable. Le contrôleur de la boucle de régulation de courant doit être robuste face à des impédances de ligne élevées. Cependant, les variations d’inductance de ligne équivalente d'une prise réseau à l'autre sont si importantes qu'il n'est pas possible de calibrer un contrôleur Pl qui garantira les exigences de stabilité pour toutes les valeurs d'inductance (notamment en termes de marge de gain, marge de phase). En outre, le contrôleur a pour but de contrôler la commutation à haute fréquence de manière à assurer un suivi correct de la forme d'onde sinusoïdale de la tension d'entrée, ce qui se traduit par un facteur de déplacement aussi proche que possible du signal de consigne (facteur 1 si le PFC 110 ne gère pas le contrôle de la puissance réactive). Un décalage involontaire entre le courant tiré en entrée du PFC 110 et la tension du réseau peut avoir différents effets tels que: - Produire une puissance réactive inattendue, c'est-à-dire des pertes de puissance qui doivent être dissipées ; - perturber le réseau d’alimentation car le facteur de puissance attendu n'est pas respecté. - augmenter la puissance apparente demandée au réseau d’alimentation (et éventuellement un surdimensionnement du réseau d’alimentation). La FIG. 5 montre la fonction de transfert en boucle ouverte d’un dispositif de correction de facteur de puissance (PFC) avec différents types de contrôleur selon des exemples de réalisation. Les courbes des sous-figures 5A-5B montrent le retard (déphasage) et atténuation (gain) entre le signal de consigne du courant I SET et le courant I MES mesuré pour différents types de contrôleur, avec et sans inductance de ligne, selon la fréquence du courant. Plus précisément, les diagrammes de Bode des sous-figures 5A-5B, les courbes 51, 52 représentent la fonction de transfert en boucle ouverte (gain en sous-figure 5A et phase en sous-figure 5B) d'un PFC 110 contrôlé par un contrôleur PI, avec une inductance de ligne de 2200µH (courbe 52) et sans inductance de ligne (courbe 51). De même courbes 53, 54 représentent la fonction de transfert en boucle ouverte (gain et phase) d'un PFC 110 contrôlé par un contrôleur 1z/1p, avec une inductance de ligne de 2200µH (courbe 54) et sans inductance de ligne (courbe 53). Pour les deux types de contrôleur, la phase de la fonction de transfert en boucle ouverte ne dépend pas de l'impédance de la ligne : pour un contrôleur 1z/1p, la phase a un minimum local alors que la phase tend à diminuer jusqu'à -180 avec un contrôleur PI. En conséquence, le contrôleur 1z/1p peut être rendu robuste à toute inductance. Ceci est applicable également pour un contrôleur PI. Cependant le contrôleur 1z1p a un minimum local et est donc robuste à toute inductance de ligne. En effet, si l’inductance de ligne augmente, elle fait diminuer le gain. Le passage par 0 du gain sera obtenu pour des fréquences plus faibles : ainsi la marge de phase sera obtenue pour des fréquences plus faibles. La phase réaugmentant à partir du minimum de phase lorsqu’on se déplace vers les fréquences de plus en plus faible, la marge de phase n’en serait que plus grande, et donc le système est plus stable. Un inconvénient d'un contrôleur 1z/1p par rapport à un contrôleur PI est un gain de la fonction de transfert en boucle ouverte nettement plus faible à la fréquence fondamentale (fréquence du réseau d’alimentation, typiquement 50 ou 60 Hz): près de 20 dB, comme le montre les courbes de la sous-figure 5A. Un gain faible à la fréquence fondamentale conduit à une erreur de suivi entre le courant tiré en entrée du PFC 110 et le signal de consigne I SET . D'autre part, un contrôleur 1z/1p ne peut pas être réglé pour fournir un niveau de gain suffisant à la valeur maximale attendue de l'impédance de ligne, car cela conduirait à une fonction de transfert en boucle ouverte sans marge de gain (qui est l’écart entre le gain en dB de la fonction de transfert en boucle ouverte et 0dB, à la fréquence correspondant à une phase de cette même fonction de transfert égale à -180°) lorsque l'impédance de ligne est faible ou inexistante. Un contrôleur 1z/1p est moins puissant qu’un contrôleur PI et génère un gain au fondamental plus faible. La solution proposée ici consiste ainsi en une adaptation en temps réel, du gain de la fonction de transfert en boucle ouverte de la boucle de régulation de courant. Cette régulation est mise en œuvre au moyen d'un dispositif dédié, également appelé « dispositif d’adaptation du gain de la fonction de transfert en boucle ouverte », ou "adaptateur de gain" ou, de manière simplifiée, « adaptateur ». Cette adaptation de gain est effectuée de sorte à compenser les effets sur le gain de la fonction de transfert en boucle ouverte de l'inductance équivalente de la ligne du réseau d’alimentation. L’adaptateur de gain peut être mis en œuvre au moyen d'un contrôleur intégrateur. Cette régulation peut être mise en œuvre au moyen d’un programme informatique mis en œuvre par un dispositif de commande 360 du PFC. L’adaptateur de gain peut ainsi être un dispositif numérique, faisant partie du dispositif de commande 360 du PFC. L’adaptateur de gain permet notamment de compenser les variations produites sur la fonction de transfert en boucle ouverte par l'inductance équivalente dues aux inductances de puissance et inductances de ligne. L’adaptateur de gain est conçu de sorte à minimiser l'erreur de suivi de la boucle de régulation de courant (par exemple, à minimiser la valeur efficace de l'erreur de suivi déterminée à partir du signal d’erreur) et détermine un facteur de gain F à appliquer au signal d’erreur ε de la boucle de régulation de courant. L’adaptateur de gain effectue une adaptation (ou modulation) du gain de la fonction de transfert en boucle ouverte de la boucle de régulation de courant par application d’un facteur de gain déterminé sur la base du signal d’erreur ε. Cette adaptation (ou modulation) peut être appliquée sur la base de la valeur efficace, normalisée par rapport au courant lui-même, du signal d’erreur ε. Avantageusement, l’adaptateur de gain est conçu pour assurer l'adaptation de la régulation de la valeur efficace normalisée du signal d’erreur ε autour d'un point de consigne étalonnable qui n'est pas fixé à 0% mais proche de zéro (par exemple de 1%) afin d'éviter que la stratégie ne surcompense la ligne l'effet d'inductance et de réduire la marge de gain. La FIG. 6 représente de manière schématique un dispositif de correction de facteur de puissance intégrant un adaptateur de gain selon un exemple de réalisation. Le dispositif 600 de correction de facteur de puissance comprend une boucle de régulation de courant. La boucle de régulation comprenant une chaîne directe générant un courant régulé I 0 correspondant au courant tiré par le chargeur électrique et une chaîne de rétroaction faisant l’acquisition de ce courant (par exemple, par acquisition dans le bloc 630) I MES à partir du courant régulé I 0 . La chaîne directe de la boucle de régulation reçoit en entrée un courant sinusoïdal de consigne I SET en phase avec une tension sinusoïdale d’alimentation et génère un signal d’erreur ε par comparaison du courant sinusoïdal de consigne avec le courant mesuré fourni par la chaîne de rétroaction. La chaîne directe comprenant un contrôleur 620 de la boucle de régulation, un adaptateur 610 de gain configuré pour générer un facteur de gain F et un amplificateur 615 pour appliquer le facteur de gain F dans la chaîne directe au signal d’erreur et généré un signal d’erreur pondéré, fourni rn entrée au contrôleur 620 (PI ou 1z1P) de la boucle de régulation de courant. Le contrôleur 620 applique une fonction de régulation au signal d’erreur pondéré. Le facteur de gain est généré sur la base du signal d’erreur. Selon la FIG. 6 , la chaîne directe de la boucle de régulation comprenant en outre un bloc intégrateur 640 correspondant à la modélisation (par exemple, selon un modèle en petits signaux) selon le formalisme de Laplace (utilisant le paramètre s) de l’effet inductif de l’inductance équivalente L EQ . La FIG. 7 représente de manière schématique un dispositif 700 d’adaptation (ou adaptateur) de gain pour un dispositif de correction de facteur de puissance selon un exemple de réalisation de l’adaptateur 610 de gain de la FIG. 6 . L’adaptateur de gain reçoit le signal d’erreur et génère le facteur de gain F sur la base du signal d’erreur. Le facteur de gain F est généré à partir du signal d’erreur ε obtenu par comparaison (par exemple, par calcul de la différence) du courant sinusoïdal de consigne I SET avec le courant mesuré I MES , ce courant mesuré étant fourni (voir la FIG. 6 ) par la chaîne de rétroaction de la boucle de régulation : ε = I SET - I MES . Le facteur de gain F peut être déterminé sur la base d’un taux d’erreur de suivi obtenu à partir du signal d’erreur. Une erreur de suivi R(ε) est calculée sur la base du signal d’erreur ε. Cette erreur de suivi R(ε) peut être calculée comme la valeur efficace (valeur RMS, » root mean square », selon la terminologie anglosaxonne) du signal d’erreur : R(ε)=RMS(ε). Cette valeur efficace peut être calculée sur une période de la tension d’alimentation (par exemple, grâce à l'information de passage à zéro fournie par la PLL). Cette valeur efficace est usuellement calculée comme la racine carrée de la moyenne du signal d’erreur au carré, la moyenne étant calculée sur une période de la tension d’alimentation. Cette moyenne pouvant être calculée par intégration du signal d’erreur ou par une somme discrète de valeurs échantillonnées. L'erreur de suivi R(ε) peut également être calculée comme la moyenne, sur une période de la tension d’alimentation, du signal d’erreur. Cette variante permet de réduire la charge du processeur en supprimant l'opération de racine carrée. Le taux d’erreur T(ε) est déterminé sur la base de cette erreur de suivi R(ε). La détermination peut comprendre une normalisation (bloc 710), une pondération (bloc 720) et/ou une intégration (bloc 730) incluant une fonction de clipping (bloc de saturation 731). Le taux d’erreur peut ainsi être un taux d’erreur normalisé, puis pondéré et/ou intégré. La normalisation (bloc 710) de l’erreur de suivi peut être effectuée sur la base du courant sinusoïdal de consigne ou du courant mesuré. La normalisation peut être effectuée en calculant un coefficient de normalisation N et en divisant l’erreur de suivi R(ε) par le coefficient de normalisation pour déterminer une erreur de suivi relative R(ε)/N. Le coefficient de normalisation N peut être la valeur efficace (ou respectivement la valeur moyenne) R(I SET ) du courant sinusoïdal de consigne ou respectivement celle R(I MES ) du courant mesuré. De manière optionnelle, un taux d’erreur de consigne RC (soit nul, soit non nul et compris entre 0 et 1) peut en outre être choisi pour la valeur efficace relative R(ε)/N : ce taux d’erreur de consigne RC sert à définir un optimal à atteindre. Le taux d’erreur normalisé peut être ainsi être déterminé à TN(ε) =RC-R(ε)/N . La dynamique de l'adaptation peut être réglée grâce par un coefficient de pondération K appliqué (bloc 720) au taux d’erreur normalisé de sorte à déterminer un taux d’erreur pondéré : TP(ε)= K*TN(ε). La valeur de K peut être calibrée de manière à trouver un compromis entre la nécessité d'une adaptation rapide (le système doit être stabilisé assez rapidement pour empêcher toute oscillation de désactiver le PFC 110) et un apprentissage suffisamment lent pour qu'il soit décorrélé de la dynamique de contrôle actuelle. L’intégration est réalisée par un contrôleur intégral 730 incluant une fonction de clipping 731, et appliqué au taux d’erreur pondéré TP(ε) de sorte à obtenir un taux d’erreur intégré TI(ε) en sortie. Le contrôleur intégral a une fonction de transfert discrète de la forme K/z, le bloc 720 appliquant le coefficient K de réglage. La fonction du bloc saturation 731 est de limiter la valeur du taux d’erreur intégré TI(ε). Le facteur de gain F est ensuite calculé sur la base du taux d’erreur (normalisé, pondéré ou intégré). Le facteur de gain est calculé sur la base du taux d’erreur (normalisé, pondéré ou intégré) de sorte que le facteur de gain F (F= 1- TI(ε) dans l’exemple de la FIG. 7 , la valeur de référence étant égale à 1) est une fonction croissante de l’erreur de suivi. En effet, plus le taux d’erreur normalisé R(ε)/R(I SET ) augmente, plus RC-R(ε)/R(I SET ) diminue (vers les valeurs négatives). Plus cette erreur est négative, plus l’intégration dérive vers des valeurs négatives. Et plus la valeur de F=1-TI(ε) augmente. Dans le cas où un contrôleur 1z/1p est utilisé dans la boucle de régulation et calibré pour fournir une marge de phase minimale satisfaisant les exigences de stabilité. La stratégie de régulation du gain F a pour but d’améliorer le gain de la fonction de transfert en boucle ouverte, c’est-à-dire de compenser la chute de gain potentielle associée aux inductances de ligne, qui, si elles n’étaient pas compensées, engendreraient un moins bon suivi de la consigne de courant sinusoïdale, c’est-à-dire un moins bon taux de distorsion harmonique. Le PFC est ainsi robuste à n'importe quelle valeur d'impédance de ligne. Le chargeur embarqué ainsi configuré résiste à une large gamme d'inductances parasites, c'est-à-dire à de nombreuses configurations du réseau d'alimentation électrique, y compris dans le cas d’une alimentation par d'onduleurs statiques. La FIG. 8 illustre un exemple de réalisation d’un procédé d’activation du calcul du facteur de gain. La valeur initiale du facteur de gain peut être réinitialisée et fixée à 1 (étape 880) après une période de précharge (étape 810) pendant laquelle le dispositif d'adaptation de gain n’est pas activé. Puis, selon des modes de réalisation, on attend que la synchronisation de la boucle à verrouillage de phase (PLL) soit obtenue (étape 815) afin qu’il soit possible de détecter les passages à zéro de la tension d’alimentation. Ensuite une première valeur du courant mesuré I MES peut être obtenue (étape 820). Par ailleurs, le dispositif d'adaptation de gain est désactivé (étape 830) lorsqu’aucune charge n’est en cours, de sorte que le facteur de gain est gelé (étape 870) à sa valeur courante. En outre, le dispositif d'adaptation de gain peut être désactivé (de sorte que le facteur de gain est dans ce cas également gelé à sa valeur courante, étape 870) lorsque la valeur efficace (ou la valeur moyenne) du courant de consigne I SET est faible (par exemple si R(I SET ) est inférieur à un seuil, selon le test de l’étape 840) pour plusieurs raisons : - Le calcul de la valeur efficace est moins précis lorsque le courant de consigne I SET est faible (inférieur à un seuil) ; - Pour les topologies comprenant des diodes caractérisées par un mode de conduction discontinu, le gain en boucle ouverte en mode DCM (mode de conduction discontinue) est sensiblement différent de celui en mode CCM (mode de conduction continue), ce qui nécessiterait un contrôleur dédié pour chaque mode. Le calcul de facteur de gain est effectué à l’étape 850, lorsque le dispositif d'adaptation de gain n’est pas désactivé suite aux tests cumulés des étapes 830 et 840. Le calcul de facteur de gain est effectué par exemple selon ce qui est décrit à la FIG. 7 . Après activation, lors de la mise en œuvre du procédé de calcul de facteur de gain à l’étape 850, la mesure de l’erreur ε et le calcul des sommes cumulées pour obtenir R(ε) et le coefficient de normalisation N sont effectués à la période de découpage. Le calcul du facteur de gain F, sur la base de ces sommes cumulées sur une période, est effectué à chaque passage à zéro de la tension d’alimentation, afin d'économiser la charge de l'unité centrale du dispositif d’adaptation de gain qui effectue le calcul du facteur de gain à appliquer. Puis, suite au calcul du facteur de gain et à un passage à zéro de la tension d’alimentation (étape 860), on effectue à nouveau l’étape 820 de mesure du courant I MES (selon ce qui a été décrit dans ce document par exemple par référence à la FIG. 6 ). Suite à l’étape 820, les étapes 830, 840 sont répétées à nouveau selon la logique décrite ci-dessus. Les Figures 9 at 10 montrent le comportement du chargeur avec un contrôleur 1z1p pour une valeur de 2,27mH comme inductance de ligne, lorsque l’adaptation de gain est activée ( FIG. 10 ) ou désactivée ( FIG. 9 ). Avec cette inductance de ligne élevée, le signal d’erreur ε oscille entre -0,6 A et +0,6 A (onde cosinusoïdale à la fréquence du réseau, puisque sin(wt+φ)-sin(wt) = 2*cos(wt+ φ/2)*sin(φ/2) ≈ φ* cos(wt+ φ/2)) en l’absence d’adaptation de gain (sous-figure 9A). Lorsque le facteur de gain est maintenu constant, égal à 1 (sous-figure 9D) : la valeur efficace de du signal d’erreur ε converge vers 0,4A (sous-figure 9B), soit une valeur efficace relative RMS(ε) / RMS(I SET ) de près de 3% (sous-figure 9C) de la valeur efficace RMS(I SET ) du courant sinusoïdal de consigne I SET . Lorsque l’adaptation de gain F est activée : l'amplitude du signal d’erreur ε est réduite à +/-0,16A : elle est donc divisée par un facteur 4 (sous-figure 10A); la valeur efficace RMS(ε) du signal d’erreur ε est maintenue en dessous de 0,1A (sous-figure 10B) la valeur efficace relative RMS(ε) / RMS(I SET ) est limitée à environ 0,7 % (taux d’erreur de consigne choisie pour cette simulation) (sous-figure 10C); ; et le facteur de gain F converge vers 4, dans un délai d'environ 1 seconde (sous-figure 10D). Dans la description des différentes fonctions de traitement de signaux et procédés, bien que les étapes soient décrites de manière séquentielle, l'homme du métier comprendra que certaines étapes peuvent être omises, combinées, réalisées dans un ordre différent et/ou en parallèle. Une ou plusieurs ou toutes les fonctions, étapes et procédés décrits dans ce document peuvent être mises en œuvre par logiciel (par exemple, via un logiciel sur un ou plusieurs processeurs, pour exécution sur un ordinateur à usage général ou à usage spécifique) et/ou par du hardware (par exemple un ou plusieurs circuits électroniques, programmables ou non, spécifiques ou non et/ou tout autre composant matériel). Les dispositifs décrits dans ce document comprennent des moyens de mise en œuvre des fonctions décrites pour ces dispositifs. Ces moyens peuvent comprendre des moyens logiciels (software) (par exemple, des instructions d'un ou plusieurs composants d’un programme) et/ou moyens matériels (hardware) (par exemple, mémoire(s) de données, processeur(s), bus de communication, interface(s) matérielle(s), circuits électroniques, etc). Ces moyens peuvent apr exemple comprendre un ou plusieurs circuits électroniques configurés pour exécuter une ou plusieurs ou toutes les fonctions décrites pour ces dispositifs. Ces moyens peuvent par exemple comprendre au moins un processeur et au moins une mémoire comprenant des instructions de programme configurées pour, lorsqu’elles sont exécutées par le processeur, causer l’exécution par le dispositif concerné d’une ou plusieurs ou toutes les fonctions décrites pour le dispositif concerné. La présente description concerne ainsi un logiciel ou programme d'ordinateur, susceptible d’être exécuté par un dispositif hôte (tel que par exemple un dispositif de correction du facteur de puissance ou disposition d’adaptation de gain), au moyen d’un ou plusieurs processeurs de données, ce logiciel / programme comportant des instructions pour causer l'exécution par ce dispositif hôte de tout ou partie des étapes de procédés et/ou fonctions décrits dans ce document pour ce dispositif hôte. Ces instructions sont destinées à être stockées dans une mémoire du dispositif hôte, chargées puis exécutées par un ou plusieurs processeurs de ce dispositif hôte de sorte à causer l’exécution par ce dispositif hôte du procédé. Ce logiciel / programme peut être codé au moyen de n’importe quel langage de programmation, et être sous la forme de code source, code objet, ou de code intermédiaire entre code source et code objet, tel que dans une forme partiellement compilée, ou dans n’importe quelle autre forme souhaitable. Dispositif (600) de correction de facteur de puissance pour un chargeur électrique embarqué d’une batterie de véhicule automobile, le dispositif de correction de facteur de puissance comprenant une boucle de régulation de courant; la boucle de régulation comprenant une chaîne directe générant un courant régulé (I0) correspondant au courant tiré par le chargeur électrique et une chaîne de rétroaction générant un courant mesuré à partir du courant régulé; la boucle de régulation étant configurée pour recevoir en entrée un courant sinusoïdal de consigne (I SET ) en phase avec une tension sinusoïdale d’alimentation et pour générer un signal d’erreur par comparaison du courant sinusoïdal de consigne avec le courant mesuré fourni par la chaîne de rétroaction ; la chaîne directe comprenant un contrôleur (620) de la boucle de régulation, un adaptateur (610) de gain configuré pour générer un facteur de gain, un amplificateur (615) configuré pour appliquer le facteur de gain au signal d’entrée du contrôleur, le facteur de gain étant généré sur la base du signal d’erreur. Dispositif de correction de facteur de puissance selon la revendication 1, dans lequel l’adaptateur (610) de gain est configuré pour générer le facteur de gain sur la base d’une erreur de suivi de la boucle de régulation déterminée à partir du signal d’erreur. Dispositif de correction de facteur de puissance selon la revendication 2, dans lequel l’erreur de suivi est déterminée comme la valeur efficace du signal d’erreur. Dispositif de correction de facteur de puissance selon la revendication 2, dans lequel l’erreur de suivi est déterminée comme la moyenne, sur une période de la tension d’alimentation, du signal d’erreur. Dispositif de correction de facteur de puissance selon l’une quelconque des revendications précédentes, dans lequel l’adaptateur de gain est configuré pour générer le facteur de gain sur la base d’un coefficient de pondération (K) du gain de la fonction de transfert en boucle ouverte. Dispositif de correction de facteur de puissance selon l’une quelconque des revendications précédentes, dans lequel l’adaptateur (610) de gain est configuré pour déterminer un taux d’erreur à partir du signal d’erreur et pour normaliser entre 0 et 1 le taux d’erreur sur la base du courant sinusoïdal de consigne ou du courant mesuré de sorte à générer un taux d’erreur normalisé. Dispositif de correction de facteur de puissance selon l’une quelconque des revendications précédentes, dans lequel l’adaptateur de gain est configuré pour comparer le taux d’erreur normalisé avec un taux d’erreur de consigne. Chargeur électrique de batterie destiné à être embarqué dans un véhicule automobile, le chargeur électrique comprenant un dispositif de correction de facteur de puissance selon l’une quelconque des revendications précédentes. Procédé (600) de correction de facteur de puissance pour un chargeur électrique embarqué d’une batterie de véhicule automobile, le procédé comprenant - une réception d’un courant sinusoïdal de consigne (I SET ) en phase avec une tension sinusoïdale d’alimentation ; - une génération d’un courant régulé (I0) correspondant au courant tiré par le chargeur électrique ; - une génération d’un courant mesuré (I MES ) à partir du courant régulé; - une génération d’un signal d’erreur par comparaison du courant sinusoïdal de consigne avec le courant mesuré; la génération du courant régulé comprenant : - une génération d’un facteur de gain sur la base du signal d’erreur ; - une application du facteur de gain au signal d’erreur pour générer un signal d’erreur pondéré ; - une application au signal d’erreur pondéré d’une fonction de régulation pour générer le courant régulé (I0). Programme d'ordinateur comprenant des instructions adaptées pour, lorsque les instructions sont exécutées par au moins un processeur, causer l'exécution des étapes du procédé selon la revendication 9.