FR 3158391 A1 20250718 FR 2400436 A 20240117 Mélangeur de fréquences électronique La présente description concerne un mélangeur de fréquences électronique (400) comprenant au moins un transistor (410, 412, 414, 416), comprenant une grille avant, une grille arrière, une source et un drain, dans lequel : la source est reliée à un nœud d’application d’un signal d’entrée à fréquence radio (RF+, RF-) ; la grille avant est reliée à un nœud d’application d’un premier signal périodique (LO+, LO-) à une première fréquence ; et la grille arrière est reliée à un nœud d’application du premier signal périodique (LO+, LO-) ou d’un deuxième signal périodique à la première fréquence. Figure pour l'abrégé : Fig. 4 Mélangeur de fréquences électronique La présente description concerne de façon générale les mélangeurs de fréquences électroniques et en particulier les mélangeurs comprenant des transistors. En électronique, un mélangeur de fréquences est un dispositif prenant plusieurs signaux en entrée et générant un ou plusieurs signaux de sortie dont les fréquences sont fonctions des fréquences des signaux d’entrée. Par exemple, un signal de sortie est conservé ayant une fréquence d’intérêt. Cette fréquence d’intérêt peut correspondre à la somme ou à la différence des fréquences d’entrée. En particulier, un mélangeur de fréquences peut être conçu en utilisant un ou plusieurs transistors. Il existe un besoin d’améliorer le gain et/ou la linéarité et/ou le bruit des mélangeurs de fréquences connus. Un mode de réalisation pallie tout ou partie des inconvénients des mélangeurs de fréquences connus. Selon un aspect de la présente demande, il est prévu une seconde utilisation d’un signal oscillant sur la grille arrière des transistors MOS (de l’anglais « Metal Oxyde Semiconductor ») de type FDSOI (de l’anglais « fully depleted silicon on insulator ») dans le cas de mélangeurs de fréquences. Un mode de réalisation prévoit un mélangeur de fréquences électronique comprenant : - au moins un transistor, comprenant une grille avant, une grille arrière, une source et un drain, dans lequel : - la source est reliée à un nœud d’application d’un signal d’entrée à fréquence radio ; - la grille avant est reliée à un nœud d’application d’un premier signal périodique à une première fréquence ; et - la grille arrière est reliée à un nœud d’application du premier signal périodique ou d’un deuxième signal périodique à la première fréquence. Selon un mode de réalisation, l’au moins un transistor est de type silicium sur isolant. Selon un mode de réalisation, soit les grilles avant et arrière reçoivent le premier signal périodique, soit la grille avant reçoit le premier signal périodique, et la grille arrière reçoit le deuxième signal périodique, les premier et deuxième signaux périodiques étant en phase. Selon un mode de réalisation, la grille avant reçoit le premier signal périodique, et la grille arrière reçoit le deuxième signal périodique, les premier et deuxième signaux périodiques étant en opposition de phase. Selon un mode de réalisation, l’au moins un transistor comprend au moins quatre transistors. Selon un mode de réalisation, les quatre transistors sont organisés en deux paires dans lequel : - les sources de la première paire de transistors sont reliées à un nœud d’application d’un premier signal d’entrée à fréquence radio ; - les sources de la deuxième paire de transistors sont reliées à un nœud d’application d’un deuxième signal d’entrée à fréquence radio, les premier et deuxième signaux d’entrée à fréquence radio étant des signaux différentiels ; - les grilles avants et arrières d’un premier transistor de chaque paire de transistors sont reliées à un nœud d’application d’un premier signal périodique ; et - les grilles avants et arrières d’un deuxième transistor de chaque paire de transistors sont reliées à un nœud d’application d’un deuxième signal périodique, les premier et deuxième signaux périodiques étant des signaux différentiels. Selon un mode de réalisation, le mélangeur est un mélangeur passif. Selon un mode de réalisation, le mélangeur est un mélangeur actif. Selon un mode de réalisation, le signal d’entrée est généré par un étage d’amplification. Selon un mode de réalisation, le rapport cyclique du premier signal périodique est identique au rapport cyclique du deuxième signal périodique à 5% près. Selon un mode de réalisation, le drain de l’au moins un transistor est relié à la sortie du mélangeur. Un autre mode de réalisation prévoit un circuit électronique comprenant : - une antenne ; et - au moins un mélangeur tel que décrit ci-dessus. Selon un mode de réalisation, le circuit électronique comprend en outre : - un circuit de réception d’un signal de fréquence radio comprenant : a) un amplificateur à faible bruit ayant une entrée reliée à l’antenne ; et b) l’au moins un mélangeur comprenant un premier et un deuxième mélangeur, le signal d’entrée à fréquence radio de chacun des premier et deuxième mélangeurs étant un signal issu de l’amplificateur à faible bruit, et le premier et/ou le deuxième signal périodique du premier mélangeur étant déphasé par 90° par rapport au premier et/ou au deuxième signal périodique du deuxième mélangeur. Selon un mode de réalisation, le circuit électronique comprend en outre : - un circuit d’émission d’un signal de fréquence radio comprenant : a) un amplificateur de puissance ayant une sortie reliée à l’antenne ; b) l’au moins un mélangeur comprenant un troisième et un quatrième mélangeur, une sortie de chacun des troisième et quatrième mélangeurs étant reliée à l’amplificateur de puissance, le premier et/ou le deuxième signal périodique du troisième mélangeur étant déphasé par 90° par rapport au premier et/ou au deuxième signal périodique du quatrième mélangeur. Ces caractéristiques et avantages, ainsi que d'autres, seront exposés en détail dans la description suivante de modes de réalisation particuliers faite à titre non limitatif en relation avec les figures jointes parmi lesquelles : la FIG. 1 représente de façon schématique une coupe transversale d’un transistor MOS à canal n de type silicium sur isolant complétement déplété (FDSOI) ; la FIG. 2 représente un mélangeur de fréquences comprenant un unique transistor selon un mode de réalisation de la présente description ; la FIG. 3 représente un graphe illustrant la variation de la tension de seuil du transistor de la FIG. 2 en fonction de la tension appliquée sur la grille arrière de ce transistor ; la FIG. 4 représente un mélangeur de fréquences passif selon un mode de réalisation de la présente description ; la FIG. 5 représente un mélangeur de fréquences actif selon un mode de réalisation de la présente description ; la FIG. 6 représente un circuit électronique comprenant au moins un mélangeur de fréquences selon un mode de réalisation de la présente description ; la FIG. 7 représente le facteur de bruit du mélangeur de fréquences de la FIG. 4 en fonction de la puissance du signal d’entrée ; la FIG. 8 représente le gain du mélangeur de fréquences de la FIG. 4 en fonction de la puissance du signal d’entrée ; la FIG. 9 représente les points de compression à - 1dB en entrée et en sortie du mélangeur de fréquences de la FIG. 4 en fonction de la tension de grille arrière appliquées aux transistors du circuit ; la FIG. 10 représente les points de compression à - 1dB en entrée et la puissance de sortie correspondante du premier ordre du mélangeur de fréquences actif de la FIG. 5 en fonction de la différence de phase entre les signaux appliqués aux grilles avant et arrière des transistors du circuit ; et la FIG. 11 représente le gain du mélangeur de fréquences de la FIG. 5 en fonction de la puissance du signal d’entrée et des signaux appliqués aux grilles avant et arrière des transistors du mélangeur. De mêmes éléments ont été désignés par de mêmes références dans les différentes figures. En particulier, les éléments structurels et/ou fonctionnels communs aux différents modes de réalisation peuvent présenter les mêmes références et peuvent disposer de propriétés structurelles, dimensionnelles et matérielles identiques. Par souci de clarté, seuls les étapes et éléments utiles à la compréhension des modes de réalisation décrits ont été représentés et sont détaillés. En particulier, les procédés de fabrication des transistors de type silicium sur isolant sont bien connus de la personne du métier, elles ne sont pas détaillées dans la présente description. Sauf précision contraire, lorsque l'on fait référence à deux éléments connectés entre eux, cela signifie directement connectés sans éléments intermédiaires autres que des conducteurs, et lorsque l'on fait référence à deux éléments reliés (en anglais "coupled") entre eux, cela signifie que ces deux éléments peuvent être connectés ou être reliés par l'intermédiaire d'un ou plusieurs autres éléments. Dans la description qui suit, lorsque l'on fait référence à des qualificatifs de position absolue, tels que les termes "avant", "arrière", "haut", "bas", "gauche", "droite", etc., ou relative, tels que les termes "dessus", "dessous", "supérieur", "inférieur", etc., ou à des qualificatifs d'orientation, tels que les termes "horizontal", "vertical", etc., il est fait référence sauf précision contraire à l'orientation des figures. Sauf précision contraire, les expressions "environ", "approximativement", "sensiblement", et "de l'ordre de" signifient à 10 % près, de préférence à 5 % près. La FIG. 1 représente de façon schématique une coupe transversale d’un transistor 100 MOS à canal n de type silicium sur isolant (SOI, de l’anglais « silicon on isulator »), par exemple un transistor de type silicium sur isolant complétement déplété (FDSOI). Le transistor à canal n 100 est formé sur une zone dopée de type n 125. Le transistor 100 a quatre nœuds de connexion : une source S, une grille avant G, un drain D et une grille arrière 130, configurée pour recevoir une tension de polarisation VBBN. Le drain D du transistor à canal n 100 correspond à une zone dopée de type n 135, et de façon similaire, la source S du transistor à canal n 100 correspond à une zone dopée de type n 140. Une couche de canal 145 sépare les zones dopées 135 et 140. La couche de canal 145 est par exemple une fine couche d’un matériau semiconducteur. Une couche isolante d’oxyde (BOX, de l’anglais oxyde enterré ou « burried oxide »), par exemple de l’oxyde de silicium, est formée entre la zone 125 d’une part et la couche de canal 145, et par exemple la source et le drain 135 et 140, d’autre part. L’épaisseur du canal reliant la source et le drain est ainsi contrainte par la couche BOX. La grille avant G est connectée à un empilement de grille comprenant un conducteur de grille 160 et une couche isolante d’oxyde 165. Le transistor 100 est délimité par deux tranchées superficielles d’isolation 175 (en anglais « Shallow Trench Isolation ») et la grille arrière 130 est entourée de d’une tranchée superficielle d’isolation 175 supplémentaire. Bien qu’un transistor à canal n de type SOI est illustré en FIG. 1 , le pendant existe pour un transistor MOS à canal p de type SOI. Par rapport à un transistor MOS sans couche isolante d’oxyde, la configuration SOI décrite ci-dessus permet de polariser la zone dopée 125 d’un transistor 100 avec une plage de tension significative, par exemple une plage plus importante que celle utilisée pour le substrat d’un transistor sans couche isolante d’oxyde. Le contact de la grille arrière 130 est assimilé à une deuxième grille qui va influencer la conduction du canal 145, avec un gain inférieur au gain de la grille avant G. La FIG. 2 représente un mélangeur de fréquences 200 comprenant un unique transistor 210 selon un mode de réalisation de la présente description. Le mélangeur 200 comprend par exemple un transistor à canal n de type silicium sur isolant (SOI) 210, qui est par exemple réalisé de la même manière que le transistor 100 de la FIG. 1 . Le mélangeur prend en entrée un signal à fréquence radio RF appliqué à sa source (S), un premier signal périodique LO appliqué à sa grille avant (G) et un second signal périodique LO’ appliqué à sa grille arrière (BB), correspondant au contact du substrat 130 du transistor 100 de la FIG. 1 . Les premier et deuxième signaux périodiques LO, LO’ peuvent dans certains cas être le même signal dupliqué sur les deux grilles. Dans d’autres modes de réalisation, les premier et deuxième signaux périodiques sont deux signaux distincts et ont par exemple la même fréquence à 5% près et sont par exemple issus d’un même générateur. Les premier et deuxième signaux périodiques peuvent également être issus de deux générateurs distincts. Un déphasage entre les premier et deuxième signaux périodiques est possible. Le signal RF correspond par exemple à un signal d’entrée du mélangeur, configuré pour être modulé par le mélangeur 200, et le signal LO correspond par exemple à un signal périodique configuré pour moduler le signal RF. Le signal fourni par le mélangeur est le signal IF présent au drain (D) du transistor 210. La fréquence du signal IF correspond à la différence des fréquences d’entrées appliquées à la source RF et à la grille avant LO du transistor. La conversion des fréquences d’entrées en une fréquence de sortie peut être caractérisée par plusieurs paramètres du mélangeur 200 dont le gain, le bruit et la linéarité. Le gain correspond au rapport des amplitudes des signaux RF et IF (en puissance, tension ou courant) et quantifie la perte ou l’amplification de puissance qu’un signal subit en passant par un mélangeur. Le facteur de bruit NF quantifie l’ajout de bruit dans le signal dû à un mélangeur. Ces deux paramètres sont directement dépendants de la tension de seuil des transistors présents dans le mélangeur, comme détaillés ci-après pour le circuit de la FIG. 4 . Un mélangeur similaire à celui de la FIG. 2 pourrait être réalisé avec un transistor à canal p au lieu du transistor à canal n. La FIG. 3 représente un graphe illustrant la variation de la tension de seuil d’un transistor SOI à canal n tel que le transistor 100 de la FIG. 1 et d’un transistor SOI à canal p correspondant, en fonction de la tension appliquée sur la grille arrière de ces transistors. Le graphe de la FIG. 3 représente en particulier la tension de seuil (VTH) du transistor SOI à canal p (VTH_P) et à canal n (VTH_N) en fonction de la tension appliquée à la grille arrière du transistor (VBBP, VBBN). La couche isolante BOX présente dans un transistor SOI permet d’appliquer une tension de grille arrière VBBN, VBBP relativement importante et de modifier la tension de seuil du transistor. Pour le transistor à canal n, la tension de seuil VTH_N est réduite continument pour une tension sur la grille arrière positive (FBB, de l’anglais polarisation de caisson en direct ou « forward body biasing ») et augmentée continument pour une tension sur la grille arrière négative (RBB, de l’anglais polarisation de caisson en inverse ou « reverse body biasing »). En mode bloqué, c’est-à-dire lorsque la tension entre la grille avant et la source est inférieure à la tension de seuil, augmenter la tension de seuil permet de réduire le courant résiduel circulant entre la source et le drain. Au contraire, en mode passant, c’est-à-dire lorsque la tension entre la grille avant et la source est supérieure à la tension de seuil, réduire la tension de seuil permet faire circuler un courant électrique plus important entre la source et le drain du transistor. Ainsi, utiliser la tension de grille arrière de transistors SOI dans un mélangeur permet une élévation du gain du mélangeur. Pour le transistor à canal p, la tension de seuil VTH_P varie également avec la tension appliquée sur la grille arrière VBBP mais positivement. La tension de seuil augmente avec une tension sur la grille arrière positive (RBB) et diminue avec une tension sur la grille arrière négative (FBB). La FIG. 4 représente un mélangeur de fréquences passif 400 selon un mode de réalisation de la présente description. Dans le mode de réalisation illustré en FIG. 4 , les signaux d’entrées et de sortie sont des signaux en mode différentiel, le signal d’entrée RF étant composé des signaux différentiels RF+ et RF-, le signal périodique LO étant composé des signaux différentiels LO+ et LO- et le signal de sortie IF étant composé des signaux différentiels IF+ et IF-. Le principe de fonctionnement de ce mélangeur 400 est similaire au mélangeur 200 décrit en relation avec la FIG. 2 mais celui-ci comprend quatre transistors 410, 412, 414, 416 pour prendre en compte les signaux différentiels. Dans ce mode de réalisation, les quatre transistors sont des transistors MOS à canal n de type SOI. Dans un autre mode de réalisation, un mélangeur similaire pourrait être réalisé avec des transistors MOS à canal p de type SOI. Le signal d’entrée RF+ est appliqué à un nœud relié, de préférence connecté, aux sources S des transistors 410 et 412. Le signal d’entrée RF- est appliqué à un nœud relié, de préférence connecté, aux sources S des transistors 414 et 416. Le signal périodique LO+ est relié, de préférence connecté, aux grilles avant et arrière des transistors 410 et 416. Le signal périodique LO- est relié, de préférence connecté, aux grilles avant et arrière des transistors 412 et 414. Les drains des transistors 410 et 414 sont reliés, de préférence connectés, à une première borne de sortie 420 du mélangeur fournissant le signal de sortie IF+. Les drains des transistors 412 et 416 sont reliés, de préférence connectés, à une deuxième borne de sortie 430 du mélangeur fournissant le signal de sortie IF-. Des composants électroniques configurés pour traiter les signaux de sortie IF+, IF- peuvent être connectés entre les bornes de sortie 420 et 430 du mélangeur 400 et sont représentés par une impédance ZLOAD. Pour le mélangeur 400 de la FIG. 4 , au premier ordre, le gain G est dépendant de la résistance équivalente d’un transistor en mode passant (R ON ) et l’impédance équivalente d’un transistor en mode bloqué (ZOFF) propres au transistor. Le facteur de bruit NF est dépendant de R ON et du gain. La résistance équivalente d’un transistor en mode passant, R ON , est inversement proportionnelle à la différence entre VGS et VTH. Ainsi, en utilisant des transistors de type SOI 210, 215 dans un mélangeur de fréquences 400, la tension appliquée aux grilles arrière VBBN, VBBP fait varier la tension de seuil VTH des transistors et influence les paramètres de qualité du mélangeur de fréquences. La FIG. 5 représente un mélangeur de fréquences actif 500 selon un mode de réalisation de la présente description. Certains éléments de la FIG. 5 sont similaires à ceux de la FIG. 4 et ont été référencés avec les mêmes numéros de référence et ne seront pas décrits à nouveau en détail. Le mélangeur de fréquences 500 comprend quatre transistors MOS de types SOI 410, 412, 414, 416 connectés de façon similaire au mélangeur de fréquences 400. Les transistors 410 et 416 reçoivent à leur grille avant un premier signal périodique LO+, et les transistors 410 et 416 reçoivent à leur grille arrière un deuxième signal périodique LO+, qui peut être déphasé ou non par rapport au premier signal périodique LO+. Les transistors 412 et 414 reçoivent à leur grille avant un premier signal périodique LO-, et les transistors 412 et 414 reçoivent à leur grille arrière un deuxième signal périodique LO-, qui peut être déphasé ou non par rapport au premier signal périodique LO-. Le signal différentiel à fréquence radio RF+ et RF- est, dans le mélangeur de fréquences 500, amplifié par exemple par un circuit d’amplification. Dans l’exemple de la FIG. 5 , le circuit d’amplification comprend deux transistors MOS 550 et 555 et des éléments de charges ou d’adaptation ou de dégénérescence. Par exemple, le drain du transistor 550 est relié à un nœud 562 qui est connecté aux sources des transistors 410 et 412. Le signal RF+ est appliqué à la grille avant du transistor 550 et sa source est par exemple reliée à un nœud 566 par l’intermédiaire d’une première des deux impédances Z S . De même, le drain du transistor 555 est relié à un nœud 564 qui est connecté aux sources des transistors 414 et 416. Le signal RF- est appliqué à la grille avant du transistor 555 et sa source est par exemple reliée au nœud 566 par l’intermédiaire d’une deuxième des deux impédances Z S . Le nœud 566 peut être par exemple également relié à un rail de masse ou au drain d’un transistor. La source dudit transistor est par exemple reliée à la masse du circuit 500 et sa grille avant est par exemple polarisée par une tension fixe pour moduler le gain appliqué aux signaux RF+ et RF-. Comme pour le mélangeur 400, les drains des transistors 410 et 414 sont reliés, de préférence connectés, à la borne de sortie 430 fournissant le signal de sortie IF- et les drains des transistors 412 et 416 sont reliés, de préférence connectés, à la borne de sortie 420 fournissant le signal de sortie IF+. Des composants électroniques configurés pour traiter les signaux de sortie IF+, IF- peuvent être connectés entre les bornes de sortie 420 et 430 du mélangeur 500 et sont représentés par deux impédances ZLOAD 570, reliées entre les bornes de sortie 420, 430 et un rail de tension d’alimentation V DD . Bien que dans les exemples des figures 4 et 5, un même signal LO+ est appliqué aux grilles avant et arrière des transistors 410, 416, dans d’autres modes de réalisation, il serait possible d’appliquer deux signaux distincts aux grilles avant et arrière, ces signaux ayant par exemple la même fréquence à 5% près. De façon similaire, bien que dans les exemples des figures 4 et 5, un même signal LO- est appliqué aux grilles avant et arrière des transistors 412, 414, dans d’autres modes de réalisation, il serait possible d’appliquer deux signaux distincts aux grilles avant et arrière, ces signaux ayant par exemple la même fréquence à 5% près. Un exemple d’un émetteur-récepteur est décrit ci-après en relation avec la FIG. 6 en tant qu’exemple possible d’application du mélangeur actif ou passif de la présente description. Bien entendu, d’autres applications possibles de ce mélangeur sont connues des personnes du métier. La FIG. 6 représente un circuit électronique 600 comprenant au moins un mélangeur de fréquences selon un mode de réalisation de la présente description. Le circuit 600 est un émetteur-récepteur (« transceiver » en anglais) permettant de recevoir ou émettre une information. Par exemple, le circuit 600 permet de recevoir ou d’émettre une information binaire encodée, par exemple en modulation par changement de phase (« phase-shift keying » en anglais). L’information est réceptionnée par une entrée Rx ou transmise depuis une sortie Tx du circuit par une antenne 610. L’entrée/sortie Rx/Tx est par exemple reliée à une chaîne de réception 615 et à une chaîne de transmission 616. La chaîne de réception 615 comprend un amplificateur à faible bruit LNA configuré pour recevoir un signal RF en provenance de l’antenne 610, et pour amplifier ce signal. La sortie de l’amplificateur à faible bruit LNA est reliée à l’entrée d’un premier mélangeur 620 d’une première sous-chaîne de traitement d’une première composante I du signal d’entrée RF et à l’entrée d’un deuxième mélangeur 622 d’une deuxième sous-chaîne de traitement d’une deuxième composante Q du signal d’entrée RF. Les mélangeurs 620 et 622 sont par exemple réalisés par les mélangeurs 300, 400 ou 500 décrits précédemment. Le circuit 600 comprend par exemple une boucle à phase asservie (PLL, « Phase-locked loop » en anglais) configurée pour générer le signal périodique LO. Dans le cas différentiel, le signal périodique généré par la PLL est composé d’une composante LO+ et d’une composante LO-. La sortie de la PLL est reliée aux grilles avant et arrière du mélangeur 620. Le mélangeur 620 est configuré pour moduler le signal d’entrée RF par le signal périodique LO provenant de la PLL. La sortie du mélangeur 620 est reliée à l’entrée d’un premier amplificateur à gain programmable PGA configuré pour amplifier le signal de sortie IF du mélangeur 620. La sortie du premier PGA est reliée à l’entrée d’un premier filtre passe-bas LPF configuré pour filtrer le signal de sortie du PGA. La sortie du premier LPF est reliée à l’entrée d’un premier convertisseur analogique-numérique ADC configuré pour convertir le signal analogique en sortie du premier LPF en un premier signal numérique BB_I. La sortie de la PLL est également reliée à l’entrée d’un module π/2 configuré pour déphaser le signal périodique généré par la PLL de 90°. Dans le cas différentiel, les deux composantes sont déphasées de 90°. La sortie du module π/2 est reliée aux grilles avant et arrière du mélangeur 622 de la sous-chaîne de traitement de la composante Q du signal RF. Le mélangeur 622 est configuré pour moduler le signal d’entrée RF par le signal périodique LO déphasé de 90° provenant du module π/2. La sortie du mélangeur 622 est reliée à l’entrée d’un deuxième amplificateur à gain programmable PGA configuré pour amplifier le signal de sortie IF du mélangeur 622. La sortie du deuxième PGA est reliée à l’entrée d’un deuxième filtre passe-bas LPF configuré pour filtrer le signal de sortie du deuxième PGA. La sortie du deuxième LPF est reliée à l’entrée d’un deuxième convertisseur analogique-numérique ADC configuré pour convertir le signal analogique en sortie du deuxième LPF en un deuxième signal numérique BB_Q. Le signal analogique RF réceptionné par l’antenne 610 est donc séparé par la chaîne de traitement 615 en deux signaux numériques BB_I et BB_Q, correspondants aux composantes I et Q du signal démodulé, les composantes étant déphasées de 90° l’une par rapport à l’autre. A l’inverse, la transmission d’un signal RF par l’antenne 610 comprend par exemple le traitement de deux composantes BB_I’ et BB_Q’ numériques par la deuxième chaîne de traitement 616. Le signal BB_I’ est traité par une première sous-chaîne de traitement et le signal BB_Q’ est traité par une deuxième sous-chaîne de traitement. Le signal BB_I’ est réceptionné par un premier convertisseur numérique analogique DAC configuré pour convertir le signal BB_I’ en un signal analogique et dont la sortie est reliée à l’entrée d’un troisième LPF configuré pour filtrer le signal de sortie du premier DAC. La sortie du troisième LPF est reliée à l’entrée d’un troisième PGA configuré pour amplifier le signal de sortie du troisième LPF. La sortie du troisième PGA est reliée à l’entrée du mélangeur 625. La sortie du module π/2 est également reliée aux grilles avant et arrière du mélangeur 625 qui est configuré pour moduler le signal correspondant à la composante I par le signal périodique LO déphasé de 90° par le module π/2. La sortie du mélangeur 625 est reliée à l’entrée d’un amplificateur de puissance PA. Le signal BB_Q’ est réceptionné par un deuxième convertisseur numérique analogique DAC configuré pour convertir le signal BB_Q’ en un signal analogique et dont la sortie est reliée à l’entrée d’un quatrième LPF configuré pour filtrer le signal de sortie du deuxième DAC. La sortie du quatrième LPF est reliée à l’entrée d’un quatrième PGA configuré pour amplifier le signal de sortie du quatrième LPF. La sortie du quatrième PGA est reliée à l’entrée du mélangeur 627. La sortie de la PLL est également reliée aux grilles avant et arrière du mélangeur 627 qui est configuré pour moduler le signal correspondant à la composante Q par le signal périodique LO générée par la PLL. La sortie du mélangeur 627 est reliée à l’entrée de l’amplificateur de puissance PA. Les signaux de sortie des mélangeurs 625 et 627 se superposent à l’entrée de l’amplificateur de puissance qui est configuré pour amplifier le signal analogique combiné. La sortie du PA est reliée à la sortie Tx du circuit 600 configurée pour émettre le signal par l’antenne 610. Les figures 7 à 9 représentent des grandeurs caractéristiques du circuit décrit en relation avec la FIG. 4 résultants de simulations effectuées avec une tension de grille arrière VBB continue « DC VBB » ou une tension de grille arrière VBB comprenant une composante continue et une composante périodique « DC + dynamic VBB ». La FIG. 7 représente le facteur de bruit NF du mélangeur de fréquences de la FIG. 4 en fonction de la puissance du signal d’entrée PRF en dBm pour une tension de grille arrière VBB continue (« DC VBB ») ou périodique avec un offset continu (« DC + dynamic VBB ») pour trois valeurs continues 0V (« VBB=0 »), 0,3V (« VBB=0.3 ») et 0,5V (« VBB=0.5 »). Le facteur de bruit est la dégradation du rapport signal sur bruit entre l’entrée et la sortie d’un dispositif. Pour une puissance d’entrée allant de -20dB à 7dB, le facteur de bruit est réduit par l’utilisation d’une tension de grille arrière oscillante à une fréquence proche ou égale à la fréquence du signal RF d’entrée. La FIG. 8 représente le gain G du mélangeur de fréquences 400 passif de la FIG. 4 en fonction de la puissance du signal d’entrée PRF pour une tension de grille arrière VBB continue « DC VBB » ou périodique avec un offset continu « DC + dynamic VBB » pour trois valeurs continues 0V (« VBB=0 »), 0,3V (« VBB=0.3 ») et 0,5V (« VBB=0.5 »). Le gain du circuit représente le rapport entre les amplitudes des signaux d’entrée et de sortie du circuit. Pour une puissance d’entrée allant de -20dB à 15dB, le gain est supérieur pour une tension de grille arrière périodique. La FIG. 9 représente les points de compression à -1dB en entrée IIP1 et en sortie OIP1 du mélangeur de fréquences 400 passif de la FIG. 4 en fonction de la tension de grille arrière continue appliquées aux transistors du circuit pour une tension de grille arrière VBB continue « DC VBB » ou périodique avec un offset continu « DC + dynamic VBB ». Le point de compression à -1dB correspond au niveau de puissance d'entrée ou de sortie résultant d'un affaiblissement de 1 dB de la puissance de sortie par rapport à la droite obtenue à faible puissance de la puissance de sortie en fonction de la puissance d’entrée en dBm. Pour une tension de grille arrière allant de -200mV à 500mV, les points de compression IIP1 et OIP1 sont supérieurs pour une tension de grille arrière périodique. Ces paramètres sont représentatifs de la compression d’un signal causée par un circuit. En conclusion, l’utilisation de transistors SOI couplée à l’application d’un signal périodique sur la grille arrière des transistors permet une réduction du bruit généré par le mélangeur de fréquences et/ou une augmentation du gain et/ou de la linéarité. Les figures 10 et 11 illustrent l’impact de la différence de phase entre les signaux périodiques appliqués sur les grilles avant et arrière des transistors SOI dans le mélangeur de fréquences 500 actif de la FIG. 5 . Le comportement est, dans ces exemples, différent pour l’exemple du mélangeur 400 passif et l’exemple du mélangeur 500 actif. La FIG. 10 représente les points de compression à -1dB en entrée IIP1 et la puissance de sortie correspondante OIP1 du premier ordre du mélangeur de fréquences actif de la FIG. 5 en fonction de la différence de phase entre les signaux appliqués aux grilles avant et arrière (« Phase shift ») des transistors du circuit pour une tension de grille arrière VBB continue « DC VBB » ou périodique avec un offset continu « DC + dynamic VBB ». Dans le cas du circuit actif de la FIG. 5 , deux signaux périodiques en phase (Phase shift=1) génèrent des points de compression IIP1 et OIP1 supérieurs aux valeurs obtenues avec des signaux continus. Au contraire, deux signaux périodiques en opposition de phase (Phase shift=0) génèrent des points de compression IIP1 et OIP1 inférieurs aux valeurs obtenues avec des signaux continus. Dans d’autres modes de réalisation, avec une définition différente des signaux LO, on pourrait également avoir une amélioration de la linéarité avec deux signaux périodiques en opposition de phase. La FIG. 11 représente le gain G du mélangeur de fréquences de la FIG. 5 en fonction de la puissance du signal d’entrée PRF pour une tension de grille arrière VBB continue « DC VBB », pour des tensions de grille avant et arrière périodiques avec un offset continu et en phase « DC + dynamic VBB, in phase » et pour des tensions de grille avant et arrière périodiques avec un offset continu et en opposition de phase « DC + dynamic VBB, out of phase ». Dans l’exemple du mélangeur de la FIG. 5 , le gain du circuit est maximal pour des signaux périodiques et en opposition de phase et en particulier supérieur à des signaux continus et il est minimal pour des signaux périodiques et en phase. Divers modes de réalisation et variantes ont été décrits. La personne du métier comprendra que certaines caractéristiques de ces divers modes de réalisation et variantes pourraient être combinées, et d’autres variantes apparaîtront à la personne du métier. En particulier, les circuits réalisés avec des transistors à canal n pourraient être ajustés pour des transistors à canal p. Mélangeur de fréquences électronique (400, 500) comprenant : - au moins un transistor (210, 410, 412, 414, 416), comprenant une grille avant (G), une grille arrière (BB), une source (S) et un drain (D), dans lequel : - la source est reliée à un nœud d’application d’un signal d’entrée à fréquence radio (RF, RF+, RF-) ; - la grille avant est reliée à un nœud d’application d’un premier signal périodique (LO, LO+, LO-) à une première fréquence ; et - la grille arrière est reliée à un nœud d’application du premier signal périodique (LO, LO+, LO-) ou d’un deuxième signal périodique (LO’) à la première fréquence. Mélangeur de fréquences électronique selon la revendication 1, dans lequel l’au moins un transistor est de type silicium sur isolant. Mélangeur de fréquences électronique selon l’une quelconque des revendications 1 à 2, dans lequel soit les grilles avant et arrière reçoivent le premier signal périodique (LO, LO+, LO-), soit la grille avant reçoit le premier signal périodique (LO, LO+, LO-), et la grille arrière reçoit le deuxième signal périodique (LO’), les premier et deuxième signaux périodiques étant en phase. Mélangeur de fréquences électronique selon l’une quelconque des revendications 1 à 2, dans lequel la grille avant reçoit le premier signal périodique (LO, LO+, LO-), et la grille arrière reçoit le deuxième signal périodique (LO’), les premier et deuxième signaux périodiques étant en opposition de phase. Mélangeur de fréquences électronique selon l’une quelconque des revendications 1 à 4, dans lequel l’au moins un transistor comprend au moins quatre transistors (410, 412, 414, 416). Mélangeur de fréquences électronique selon la revendication 5, dans lequel les quatre transistors (410, 412, 414, 416) sont organisés en deux paires dans lequel : - les sources de la première paire de transistors (410, 412) sont reliées à un nœud d’application d’un premier signal d’entrée à fréquence radio (RF+) ; - les sources de la deuxième paire de transistors (414, 416) sont reliées à un nœud d’application d’un deuxième signal d’entrée à fréquence radio (RF-), les premier et deuxième signaux d’entrée à fréquence radio étant des signaux différentiels ; - les grilles avants et arrières d’un premier transistor de chaque paire de transistors (410, 416) sont reliées à un nœud d’application d’un premier signal périodique (LO+) ; et - les grilles avants et arrières d’un deuxième transistor de chaque paire de transistors (412, 414) sont reliées à un nœud d’application d’un deuxième signal périodique (LO-), les premier et deuxième signaux périodiques étant des signaux différentiels. Mélangeur de fréquences électronique selon l’une quelconque des revendications 1 à 6, dans lequel le mélangeur (400) est un mélangeur passif. Mélangeur de fréquences électronique selon l’une quelconque des revendications 1 à 6, dans lequel le mélangeur (500) est un mélangeur actif. Mélangeur de fréquences électronique selon la revendication 8, dans lequel le signal d’entrée est généré par un étage d’amplification. Mélangeur de fréquences électronique selon l’une quelconque des revendications 1 à 9, dans lequel le rapport cyclique du premier signal périodique est identique au rapport cyclique du deuxième signal périodique à 5% près. Mélangeur de fréquences électronique selon l’une quelconque des revendications 1 à 10, dans lequel le drain de l’au moins un transistor (210, 410, 412, 414, 416) est relié à la sortie du mélangeur (420, 430). Circuit électronique comprenant : - une antenne (610) ; et - au moins un mélangeur (620, 622, 625, 627) selon l’une quelconque des revendications 1 à 11. Circuit électronique selon la revendication 12, comprenant en outre : - un circuit de réception (615) d’un signal de fréquence radio comprenant : a) un amplificateur à faible bruit (LNA) ayant une entrée reliée à l’antenne ; et b) l’au moins un mélangeur (620, 622, 625, 627) comprenant un premier (622) et un deuxième (620) mélangeur, le signal d’entrée à fréquence radio de chacun des premier et deuxième mélangeurs étant un signal issu de l’amplificateur à faible bruit (LNA), et le premier et/ou le deuxième signal périodique du premier mélangeur étant déphasé par 90° (π/2) par rapport au premier et/ou au deuxième signal périodique du deuxième mélangeur. Circuit électronique selon la revendication 12 ou 13, comprenant en outre : - un circuit d’émission (616) d’un signal de fréquence radio comprenant : a) un amplificateur de puissance (PA) ayant une sortie reliée à l’antenne (610) ; b) l’au moins un mélangeur (620, 622, 625, 627) comprenant un troisième (625) et un quatrième (627) mélangeur, une sortie de chacun des troisième et quatrième mélangeurs étant reliée à l’amplificateur de puissance (PA), le premier et/ou le deuxième signal périodique du troisième mélangeur étant déphasé par 90° (π/2) par rapport au premier et/ou au deuxième signal périodique du quatrième mélangeur.