FR 3162577 A1 20251128 FR 2405368 A 20240524 Procédé de transmission de données, émetteur et récepteur correspondants, système de transmission de données et produit programme d’ordinateur L’invention concerne un procédé de transmission de données utilisant une modulation à spectre étalé de type chirp, entre un émetteur (3a, 3b, 3c, 3d) et un récepteur (2), le procédé utilisant des trames comprenant une partie section d’alignement d’au moins 2*M-1 chirps, et une partie charge utile composée de groupes de M chirps. L’invention concerne également un émetteur (3a, 3b, 3c, 3d), un récepteur (2), un système de communication (1) et un produit programme d’ordinateur mettant en œuvre le procédé. Figure à publier avec l’abrégé : Figure 9 Procédé de transmission de données, émetteur et récepteur correspondants, système de transmission de données et produit programme d’ordinateur La présente invention concerne le domaine des communications et porte plus particulièrement sur un procédé de transmission de données, un émetteur et un récepteur correspondants, un système de transmission de données et un produit programme d’ordinateur. Le protocole LoRaWAN est un protocole de communication radio pour l'Internet des objets qui utilise une technique propriétaire de modulation par étalement de spectre (de type chirp spread spectrum (acronyme CSS)) appelée LoRa et qui définit comment des équipements terminaux communiquent sans fil au travers de passerelles, constituant ainsi un réseau étendu à basse consommation (LPWAN). L’un des points forts de la modulation par étalement de spectre de type CSS du protocole LoRa est que les transmissions à des débits différents, correspondant à des facteurs d’étalement (SF) différents, sont presque indépendantes les unes des autres. Cette qualité n’est bénéfique que dans la mesure où la portée de communication aux facteurs d’étalement bas permet de couvrir un nombre significatif d’émetteurs. La modulation LoRa présente un fort facteur d’étalement et elle transporte donc peu de bits par Hz de bande passante occupée. À partir de cette constatation, il est possible d’imaginer différentes modifications de CSS pour transporter plus d’information par symbole. Avec la modulation mise en œuvre dans le procédé de transmission de données de la présente invention, il s’agit de concevoir une modulation d’une efficacité spectrale moindre, à partir d’un facteur d’étalement donné. Si cette proposition a peu d’intérêt pour augmenter la capacité du réseau à courte portée, elle augmente considérablement la flexibilité avec laquelle les ressources radio, en particulier par le fait de disposer de modulations quasi-orthogonales, sont allouées autour et à distance de la passerelle. À courte portée, utiliser des facteurs d’étalement (SF) plus petits que SF7 généralement utilisé dans le protocole LoRa a un effet équivalent à augmenter le nombre de bits par symbole, raison pour laquelle l’invention se propose de rechercher de la flexibilité dans la direction opposée. Par groupement des symboles chirp deux par deux ou quatre par quatre etc. pour former de nouveaux symboles correspondant à M (deux ou quatre etc.) fois plus d’échantillons temporels codant 1 (ou 2 etc.) bits additionnels, il est possible de construire de nouvelles modulations physiques quasi-orthogonales entre elles en ajustant avec plus de flexibilité l’allocation des ressources radio à la demande. Cette nouvelle utilisation de CSS demande d’ajouter un préambule physique pour aligner le récepteur sur l’émetteur, sans cependant imposer de modifier le matériel des radio. Dès lors, quand de nombreux émetteurs sont éloignés de la passerelle, les gains en termes de capacité de collecte sont très significatifs. La présente invention a donc pour objet un procédé de transmission de données utilisant une modulation à spectre étalé de type chirp, CSS, sur une bande passante BW, entre un émetteur et un récepteur distants d’une distance d, le procédé de transmission de données utilisant une pluralité de débits de données D i distincts, i étant un entier naturel supérieur ou égal à 7, avec pour chaque i >= 7, D i ≈2*D i+1 , caractérisé par le fait que le procédé de transmission de données utilise des trames comprenant au moins une partie préambule de X chirps, X étant un entier naturel supérieur ou égal à 1, une partie section d’alignement d’au moins 2*M-1 chirps, et une partie charge utile composée de groupes de M chirps, avec M=2 q et q étant un entier naturel supérieur ou égal à 1, de telle sorte que chaque débit de données D i correspond à l’utilisation de CSS au facteur d’étalement SF i+q , procédé dans lequel si la distance d est telle que les données ne peuvent pas être transmises entre l’émetteur et le récepteur au débit D i alors l’émetteur transmet les données au récepteur à un débit D p , avec p > i, les 2*M-1 chirps dans la partie section d’alignement étant étagés dans la bande passante BW avec des fréquences de départ respectives décalées de n*(BW)/M, avec n appartenant à , avec n 0 un entier, la représentation temporelle PA n (t) de chaque chirp parmi les 2*M-1 chirps de la partie section d’alignement étant donnée par : où n correspond à l’ordonnancement du chirp parmi les 2*M-1 chirps dans la partie section d’alignement, t est le temps, f 0 est la fréquence de base utilisée, a = BW 2 /2 i , j est l’unité imaginaire, les chirps de la partie section d’alignement étant démodulés au niveau du récepteur par M chirps complexes conjugués par rapport à la partie section d’alignement utilisée par l’émetteur, étagés dans la bande passante BW avec des fréquences de départ respectives décalées de n*(BW)/M, avec n appartenant à , le signal démodulé pour le m-ième chirp lors de l’alignement pour le récepteur décalé de étant donné par : Il est ainsi possible, sans changer le matériel (émetteurs, récepteurs, passerelles) d’utiliser l’infrastructure d’un réseau LoRa existant pour permettre à des émetteurs distants de communiquer avec des passerelles, là où un réseau LoRa existant n’aurait pas permis d’utiliser autant de modulations quasi-orthogonales en raison de la trop grande distance séparant l’émetteur du récepteur ou de la passerelle. En effet, contrairement à la modulation CSS LoRa classique dans laquelle, lorsque les émetteurs sont éloignés du récepteur, seule une partie des SF (les plus élevés) sont utilisables et le bénéfice d’avoir diverses modulations quasi-orthogonales est perdu, avec SFi*M = SF(i+log 2 (M)) = SF(i+q) (c’est-à-dire, le procédé de transmission de données selon la présente invention) il est possible de disposer de plusieurs modulations à un niveau de robustesse donné. Avec SFi*M, il est possible de créer autant de canaux virtuels que de SF disponibles, indépendamment du niveau de robustesse requis. De manière plus générale, SFi*M permet d’adapter au plus près les ressources radio à la demande constatée autour de la passerelle. Chaque symbole SFi*M est constitué d’un nombre 2 M de chirps de robustesse SFi. Ainsi, une modulation SF7*2 est équivalente à une transmission à SF8 : le symbole SF7*2 transporte 8 bits et correspond à 256 échantillons temporels. Les transmissions avec SF7*2 sont quasi-orthogonales à celles avec SF8 tout comme le sont celles à SF7. La présente invention permet ainsi d’obtenir une modulation CSS plus robuste par regroupement de chirps, et permet d’utiliser une modulation quasi-orthogonale à des distances plus élevées entre les émetteurs et les récepteurs. Selon un mode de réalisation, X est égal à 10*M. L’invention n’est toutefois pas limitée à cet égard et la personne du métier comprendra que tout nombre de chirps identiques consécutifs permettant au récepteur ou à la passerelle de détecter un préambule de trame est envisageable selon la présente invention. Selon un mode de réalisation, n 0 =0. Selon un mode de réalisation, la trame comprend en outre, après la partie préambule, une partie mot de synchronisation de 2*M chirps. Cette partie mot de synchronisation permet de garantir une meilleure synchronisation du récepteur ou de la passerelle. Selon un mode de réalisation, la trame comprend en outre, entre la partie préambule et la partie section d’alignement, le cas échéant entre la partie mot de synchronisation et la partie section d’alignement, une partie comprenant au moins 2*M chirps complexes conjugués, de préférence 2,25*M chirps complexes conjugués pour une synchronisation fréquentielle. L’invention a également pour objet un émetteur de données dans la bande ISM, caractérisé par le fait qu’il comprend des éléments de circuit configurés pour mettre en œuvre le procédé de transmission de données tel que défini ci-dessus. Selon un mode de réalisation, les éléments de circuit sont un émetteur/récepteur radio associé à au moins l’un parmi un processeur, un microprocesseur, un processeur de signaux numériques (DSP), un microcontrôleur, une matrice prédiffusée programmable (FPGA), un circuit intégré à application spécifique (ASIC), facultativement associé à de la mémoire. L’invention a également pour objet un récepteur de données dans la bande ISM, caractérisé par le fait qu’il comprend des éléments de circuit configurés pour mettre en œuvre le procédé de transmission de données tel que défini ci-dessus. Selon un mode de réalisation, les éléments de circuit sont un émetteur/récepteur radio associé à au moins l’un parmi un processeur, un microprocesseur, un processeur de signaux numériques (DSP), un microcontrôleur, une matrice prédiffusée programmable (FPGA), un circuit intégré à application spécifique (ASIC), facultativement associé à de la mémoire. L’invention a également pour objet un système de communication, caractérisé par le fait qu’il comprend au moins un émetteur tel que défini ci-dessus et au moins un récepteur tel que défini ci-dessus mettant en œuvre le procédé de transmission de données tel que défini ci-dessus. Selon un mode de réalisation, l’au moins un récepteur est configuré pour recevoir au moins une trame de l’au moins un émetteur, et pour configurer l’au moins un émetteur pour émettre selon un facteur d’étalement SF i donné permettant de garantir la réception par l’au moins un récepteur de toute trame envoyée par l’au moins un émetteur. L’invention a également pour objet un produit programme d’ordinateur caractérisé par le fait qu’il comprend des instructions qui, lorsqu’elles sont exécutées par un ordinateur, mettent en œuvre le procédé tel que défini ci-dessus. Pour mieux illustrer l’objet de la présente invention, un mode de réalisation va maintenant être décrit en détail, en référence aux dessins annexés. Sur ces dessins : FIG. 1 représente un symbole de base SFi*M avec M = 2. FIG. 2 représente une trame LoRa avec les entêtes de couche physique. FIG. 3 représente une trame du procédé de transmission de données selon la présente invention avec les entêtes de couche physique. FIG. 4 représente le taux de réception (PDR) visé 60%, pour une densité de 4 nœuds/km2 pour une passerelle, pour LoRa (a) et le procédé de transmission de l’invention (b). FIG. 5 représente le taux de réception (PDR) visé 60%, pour une densité de 4 nœuds/km2 pour deux passerelles, pour LoRa (a) et le procédé de transmission de l’invention (b). FIG. 6 représente la procédure de synchronisation du procédé de transmission de données SFi*M de l’invention. FIG. 7 représente l’étape d’alignement au niveau du récepteur pour une modulation SFi*M, avec M=2. FIG. 8 représente l’étape d’alignement au niveau du récepteur pour une modulation SFi*M, avec M=4. FIG. 9 représente un système de communication mettant en œuvre le procédé de transmission de données de l’invention. Le procédé de l’invention étant destiné à être utilisé avec des équipements LoRa existant, celui-ci va être décrit en liaison avec le protocole LoRa connu. Dans le protocole LoRa existant, chaque symbole est modulé selon un facteur d’étalement SFi, avec i compris entre 7 et 12. Le protocole de la présente invention revient à utiliser le protocole LoRa avec un symbole SFi*M, chaque symbole SFi*M étant la combinaison de M chirps de facteur d’étalement SFi. Comme le protocole LoRa, le protocole de transmission de données de l’invention utilise les bandes de fréquence ISM (industriel, scientifique et médical), définies pour l’Europe par la norme EN 55011. Comme illustré en FIG. 1 , qui représente un symbole de base SFi*M avec M = 2, composé de deux rampes en fréquence identiques, pour une bande passante BW. Le symbole est suivi d’un autre, portant des données différentes ; pour i = 7 et M = 2 par exemple, chaque symbole SFi*M correspond à 256 échantillons. Les traits pointillés représentent les deux symboles SFi*M utilisés pour la démodulation. Le symbole dure M * 2 i échantillons temporels à la fréquence d’échantillonnage BW et il permet de coder i+log 2 (M) = (i+q) bits (alors que M chirps transportent normalement M * i bits). En effet, après multiplication au récepteur par M chirps (complexes conjugués de ceux utilisés pour l’émission), l’échantillonnage puis la FFT produisent M*2 i échantillons dans le domaine fréquentiel, parmi lesquels on attend un seul pic. Les étapes de modulation et démodulation sont analogues à celles au SF(i+log 2 (M)) = SF(i+q), lorsque M = 2 q . La réception LoRa se fait en plusieurs phases : d’abord le préambule, constitué d’un certain nombre de chirps de base identiques entre eux, est détecté par le récepteur. Ensuite, après la réception du mot de synchronisation, la transmission de deux chirps inversés permet d’estimer le décalage en fréquence entre l’émetteur et le récepteur, qui peut être dû à l’effet doppler ou aux imperfections des oscillateurs. Une trame LoRa classique est ainsi représentée en FIG. 2 , et comprend une partie préambule de 10 chirps, une partie mot de synchronisation de deux chirps, une partie de calage fréquentiel de 2,25 chirps et une partie charge utile. Une partie de contrôle (non représentée) de type contrôle de redondance cyclique (CRC) peut également être prévue, en fin de partie charge utile. Par contraste, la trame de données du protocole de transmission de données selon la présente invention est représentée en FIG. 3 , et comprend pour une trame de type SFi*M une partie préambule de 10*M chirps, une partie mot de synchronisation de 2*M chirps, une partie de calage fréquentiel de 2,25*M chirps et une partie charge utile. Une partie de contrôle (non représentée) de type contrôle de redondance cyclique (CRC) peut également être prévue, en fin de partie charge utile. Il est à noter que la partie de calage fréquentiel et la partie mot de synchronisation sont facultatives. Afin de pouvoir aligner les M symboles identiques transmis selon SFi*M au lieu d’un unique symbole transmis selon SFi, une partie section d’alignement d’au moins 2*M-1 chirps est ajoutée avant la partie charge utile dans la présente invention. L’idée avec SFi*M est de conserver les mêmes étapes, avec le même nombre de symboles SFi*M que de chirps en LoRa. La réception du préambule, du mot de synchronisation et des symboles inversés de calage fréquentiel sera donc similaire, avec la même robustesse et une surcharge égale. Cependant, une difficulté émerge : à ce stade, le récepteur a détecté la frontière des chirps, mais peut s’être synchronisé sur n’importe lequel des chirps du symbole SFi*M. Les 2*M-1 chirps de la partie section d’alignement sont donc étagés dans la bande passante BW avec des fréquences de départ respectives décalées de n*(BW)/M, avec n appartenant à , avec n 0 un entier, la représentation temporelle PA n (t) de chaque chirp parmi les 2*M-1 chirps de la partie section d’alignement étant donnée par : où n correspond à l’ordonnancement du chirp parmi les 2*M-1 chirps dans la partie section d’alignement, t est le temps, f 0 est la fréquence de base utilisée, a = BW 2 /2 i , j est l’unité imaginaire, les chirps de la partie section d’alignement étant démodulés au niveau du récepteur par M chirps complexes conjugués par rapport à la partie section d’alignement utilisée par l’émetteur, étagés dans la bande passante BW avec des fréquences de départ respectives décalées de n*(BW)/M, avec n appartenant à , le signal démodulé pour le m-ième chirp lors de l’alignement pour le récepteur décalé de étant donné par : Ainsi, tous les chirps dans la phase d’alignement produisent le même pic de fréquence, qui ne dépend que de k. On voit qu’avec le procédé de transmission de données selon l’invention, la réception d’un symbole SFi*M est analogue à celle d’un chirp de facteur d’étalement SF(i+log 2 (M)) = SF(i+q), avec une distance importante entre les valeurs possible, et cette étape ne doit pas introduire de point faible dans le processus de réception. Lorsque la densité des émetteurs est faible ou que leur distribution est inhomogène et qu’ils sont plutôt éloignés de la passerelle, l’utilisation de SFi*M conduit à une augmentation de la capacité très importante. En effet, si tous les nœuds ne pouvaient être couverts qu’avec SF12 ou équivalent, l’utilisation de SF7x32, SF8x16, SF9x8, SF10x4, SF11x2 et SF12 conduit à une augmentation de la capacité d’environ 500% (exactement 500% sans la surcharge due à la partie section d’alignement). De plus, rien n’empêche d’utiliser des valeurs de i plus faibles que 7. Bien sûr, dans la réalité, le gain est plus modéré, sauf à utiliser des i Les Figures 4 et 5 représentent respectivement le taux de réception (PDR) visé 60%, pour une densité de 4 nœuds/km2 pour LoRa (a) et pour le procédé de transmission de l’invention (b) pour une passerelle ou pour deux passerelles LoRa. La charge est l’intensité de génération des trames multipliée par leur durée, la courbe en tirets est le taux de réception des trames, la ligne ininterrompue représente le taux de succès en absence de collision. Ainsi, par exemple, pour 4 nœuds/km2 et un PDR (taux de réception) visé de 60% (qui permet de recevoir 90% des données de la couche application avec simplement trois répétitions de chaque paquet), LoRa permet de couvrir 505 nœuds, avec une portée de 6,3 km; avec SFi*M, la passerelle collecte pour 642 nœuds (+27%) à une portée de 7,1 km sans compter la zone SF12 (partie (a) de la FIG. 4 ). Les paramètres utilisés pour SFi*M sont ici : SF7x4, SF8x4, SF9x4, SF10x4, SF11x2, SF12. Dans tous les cas, ici, la zone SF12 est supposée de portée infinie, et donc saturée, de sorte que le rapport de distribution de paquets (PDR, acronyme de l’anglais Packet Delivery Ratio) dans cette zone est nul. Les frontières entre les différents facteurs d’étalement SF sont construits par dichotomie en s’éloignant du centre, et le choix des valeurs de M est ad hoc. Avec deux passerelles (GW) placées à peu de distance l’une de l’autre, la diversité en réception permet de se donner deux chances de recevoir chaque trame, du fait du re-tirage du gain de canal multi-trajets. Pour tout réseau en limite de capacité, et surtout avec un canal multi-trajets, les bénéfices tirés du fait de disposer de cette forme élémentaire de diversité sont bien connus (concrètement, elle explique la différence entre les parties (a) des Figures 4 et 5). Dans un LPWAN, cette diversité permet de recevoir du trafic de nœuds éloignés ou, en cas de collision, de recevoir chacune des trames du fait de conditions différentes de capture physique sur chaque antenne. Les résultats apparaissent en FIG. 5 : le gain est de 37% de nœuds couverts de plus avec le protocole SFi*M de l’invention. Ici, les paramètres utilisés sont SF7x8, SF8x8, SF9x8, SF10x4, SF11x2, SF12. La capacité est plus que doublée entre LoRa avec une seule passerelle et SFi*M avec diversité. On peut noter qu’avec SFi*M, l’équilibre entre les pertes dues aux collisions ou à l’atténuation est approximativement au même niveau dans l’ensemble de la cellule. La charge (représentée par le trait en pointillés fin) est beaucoup plus homogène que pour LoRa, pour lequel les zones proches de la passerelle sont très peu chargées par rapport à la périphérie. La FIG. 6 représente la procédure de synchronisation au niveau d’un récepteur pour une modulation SFi*M. Les lignes en pointillés représentent les symboles de démodulation SFixM (avec M = 2) utilisés par les récepteurs Récep. 1 et Récep. 2, qui sont décalés l'un par rapport à l'autre, dans le temps, d'une durée de chirp SFi. À ce stade, il y a une ambiguïté sur le chirp du symbole SFixM sur lequel le récepteur est aligné : dans la FIG. 6 , aux étapes A ou B, les récepteurs Récep. 1 et Récep. 2 sont exactement dans le même état, mais s'ils utilisaient le même décalage temporel pour l'alignement des symboles et que la réception des données commençait immédiatement, le récepteur Récep. 2 souffrirait d'interférences inter-symboles à l'étape C. Il y a donc besoin d'une étape supplémentaire du processus de réception pour trouver la limite du symbole SFixM après l'étape de correction de fréquence, à la place des premiers symboles de données dans le système LoRa normal. Pour lever l'ambiguïté, le procédé de l’invention propose d'ajouter au préambule une étape d'alignement dans laquelle, exceptionnellement, les chirps sont groupés par M chirps identiques. Considérons la FIG. 7 : pour M = 2, l'étape d'alignement serait composée d'un chirp de base et d'un chirp décalé de BW/2 (où BW est la largeur de bande du canal), suivi d'un chirp de base. L'utilisation des paires de chirps correspondantes au niveau du récepteur pour la démodulation produit une paire de rayons spectraux dans la même position pour les deux chirps, dont la position dépend de son décalage temporel initial. Il est à noter que le récepteur peut soit effectuer une paire de calculs FFT de longueur du chirp pour cette étape (comme sur les Figures 7 et 8), soit une seule FFT longue de SFixM, puisque le symbole recherché est constant sur M chirps. Du point de vue d’un récepteur LoRa, les modulations SFi*M sont analogues à des transmissions LoRa au spectre d’étalement SFi. Par conséquent, la quasi-orthogonalité entre les différents débits est conservée à condition de n’utiliser qu’une fois des chirps de même pente fréquentielle aux abords de la passerelle. En pratique, une passerelle donnée peut recevoir indifféremment du trafic LoRa et SFi*M : le préambule est similaire, bien que plus étendu pour SFi*M. Il est envisageable de distinguer une modulation de l’autre par l’utilisation de mots de synchronisation différents. Ainsi, les deux modulations peuvent cohabiter, même si cela n’est pas forcément souhaitable du point de vue de l’allocation de ressources. Pour utiliser SFi*M, le matériel de la passerelle n’a pas besoin d’être modifié, il n’y a aucune exigence de fonctionnalité nouvelle. Par contre, le taux de débit adaptatif (ADR, acronyme de l’anglais Adaptative Data Rate) doit gérer le paramètre M supplémentaire. Le protocole de transmission de données de l’invention désigné SFi*M est une extension relativement directe des modulations LoRa, qui permet de répartir les ressources radio, ici au sens de codes quasi-orthogonaux, avec plus de flexibilité. Dans les cas où les nœuds sont éloignés et les modulation usuelles sont de peu d’intérêt, SFi*M peut se révéler très utile. Dans des réseaux plus denses, d’autres dimensions restent à explorer comme par exemple utiliser des SF plus petits (au besoin avec SFi*M). La FIG. 9 représente un système de transmission de données 1 selon l’invention, mettant en œuvre le procédé de transmission de données selon l’invention. Le système de transmission de données 1 comprend un récepteur 2 et plusieurs émetteurs 3a, 3b, 3c, 3d. Le récepteur 2 peut être tout récepteur de réseau LoRaWAN existant voire une passerelle LoRaWAN existante, l’avantage du procédé de transmission de données de l’invention étant qu’il est possible d’utiliser les équipements d’un réseau LoRaWAN existant utilisant le protocole LoRa. De la même façon, chaque émetteur 3a, 3b, 3c, 3d peut être un émetteur de réseau LoRaWAN existant. Bien qu’un seul récepteur 2 soit représenté dans la FIG. 9 , il est bien entendu que l’invention n’est pas limitée à cet égard et qu’un système de transmission de données 1 selon l’invention mettant en œuvre le procédé de transmission de données de l’invention peut utiliser tout nombre de récepteurs avec tout nombre d’émetteurs, les récepteurs 2 pouvant être de même type ou de types différents, et les émetteurs 3a, 3b, 3c, 3d pouvant être de même type ou de types différents, les émetteurs 3a, 3b, 3c, 3d pouvant être à même distance ou à des distances différentes du ou des récepteurs 2. Sur la FIG. 9 , les émetteurs 3a, 3b, 3c, 3d sont à des distances différentes du récepteur 2. Le procédé de l’invention est mis en œuvre dans le ou les récepteurs 2 et le ou les émetteurs 3a, 3b, 3c, 3d de manière logicielle, le programme étant intégré dans au moins l’un parmi un processeur, un microprocesseur, un processeur de signaux numériques (DSP), un microcontrôleur, une matrice prédiffusée programmable(FPGA), un circuit intégré à application spécifique (ASIC), facultativement associé à de la mémoire intégré dans le ou les récepteurs 2 et le ou les émetteurs 3a, 3b, 3c, 3d. Le ou les récepteurs 2 et le ou les émetteurs 3a, 3b, 3c, 3d communiquent de manière bidirectionnelle. En pratique, comme dans le protocole LoRa, chaque émetteur 3a, 3b, 3c, 3d transmet une trame au récepteur 2. Lorsque le récepteur 2 reçoit la trame d’un émetteur 3a, 3b, 3c, 3d donné, il indique à l’émetteur 3a, 3b, 3c, 3d considéré selon quel protocole SFi*M il doit émettre la trame pour garantir une bonne réception par le récepteur 2. Il est bien entendu que le mode de réalisation particulier qui vient d’être décrit a été donné à titre indicatif et non limitatif, et que des modifications peuvent être apportées sans que l’on s’écarte pour autant de la présente invention. Procédé de transmission de données utilisant une modulation à spectre étalé de type chirp, CSS, sur une bande passante BW, entre un émetteur (3a, 3b, 3c, 3d) et un récepteur (2) distants d’une distance d, le procédé de transmission de données utilisant une pluralité de débits de données D i distincts, i étant un entier naturel supérieur ou égal à 7, avec pour chaque i >= 7, D i ≈2*D i+1 , caractérisé par le fait que le procédé de transmission de données utilise des trames comprenant au moins une partie préambule de X chirps, X étant un entier naturel supérieur ou égal à 1, une partie section d’alignement d’au moins 2*M-1 chirps, et une partie charge utile composée de groupes de M chirps, avec M=2 q et q étant un entier naturel supérieur ou égal à 1, de telle sorte que chaque débit de données D i correspond à l’utilisation de CSS au facteur d’étalement SF i+q , procédé dans lequel si la distance d est telle que les données ne peuvent pas être transmises entre l’émetteur (3a, 3b, 3c, 3d) et le récepteur (2) au débit D i alors l’émetteur (3a, 3b, 3c, 3d) transmet les données au récepteur à un débit D p , avec p > i, les 2*M-1 chirps dans la partie section d’alignement étant étagés dans la bande passante BW avec des fréquences de départ respectives décalées de n*(BW)/M, avec n appartenant à , avec n 0 un entier, la représentation temporelle PA n (t) de chaque chirp parmi les 2*M-1 chirps de la partie section d’alignement étant donnée par : où n correspond à l’ordonnancement du chirp parmi les 2*M-1 chirps dans la partie section d’alignement, t est le temps, f 0 est la fréquence de base utilisée, a = BW 2 /2 i , j est l’unité imaginaire, les chirps de la partie section d’alignement étant démodulés au niveau du récepteur (2) par M chirps complexes conjugués par rapport à la partie section d’alignement utilisée par l’émetteur (3a, 3b, 3c, 3d), étagés dans la bande passante BW avec des fréquences de départ respectives décalées de n*(BW)/M, avec n appartenant à , le signal démodulé pour le m-ième chirp lors de l’alignement pour le récepteur (2) décalé de étant donné par : Procédé de transmission de données selon la revendication 1, caractérisé par le fait que X est égal à 10*M. Procédé de transmission de données selon la revendication 1 ou la revendication 2, caractérisé par le fait que n 0 =0. Procédé de transmission de données selon l’une des revendications 1 à 3, caractérisé par le fait que la trame comprend en outre, après la partie préambule, une partie mot de synchronisation de 2*M chirps. Procédé de transmission de données selon l’une des revendications 1 à 4, caractérisé par le fait que la trame comprend en outre, entre la partie préambule et la partie section d’alignement, le cas échéant entre la partie mot de synchronisation et la partie section d’alignement, une partie comprenant au moins 2*M chirps complexes conjugués, de préférence 2,25*M chirps complexes conjugués. Emetteur de données (3a, 3b, 3c, 3d) dans la bande ISM, caractérisé par le fait qu’il comprend des éléments de circuit configurés pour mettre en œuvre le procédé de transmission de données selon l’une des revendications 1 à 5. Emetteur de données (3a, 3b, 3c, 3d) selon la revendication 6, caractérisé par le fait que les éléments de circuit sont un émetteur/récepteur radio associé à au moins l’un parmi un processeur, un microprocesseur, un processeur de signaux numériques, DSP, un microcontrôleur, une matrice prédiffusée programmable, FPGA, un circuit intégré à application spécifique, ASIC, facultativement associé à de la mémoire. Récepteur de données (2) dans la bande ISM, caractérisé par le fait qu’il comprend des éléments de circuit configurés pour mettre en œuvre le procédé de transmission de données selon l’une des revendications 1 à 5. Récepteur de données (2) selon la revendication 8 caractérisé par le fait que les éléments de circuit sont un émetteur/récepteur radio associé à au moins l’un parmi un processeur, un microprocesseur, un processeur de signaux numériques, DSP, un microcontrôleur, une matrice prédiffusée programmable, FPGA, un circuit intégré à application spécifique, ASIC, facultativement associé à de la mémoire. Système de communication (1), caractérisé par le fait qu’il comprend au moins un émetteur (3a, 3b, 3c, 3d) selon l’une des revendications 6 et 7 et au moins un récepteur (2) selon l’une des revendications 8 et 9 mettant en œuvre le procédé de transmission de données selon l’une des revendications 1 à 5. Système de communication (1) selon la revendication 10, caractérisé par le fait que l’au moins un récepteur (2) est configuré pour recevoir au moins une trame de l’au moins un émetteur, et pour configurer l’au moins un émetteur (3a, 3b, 3c, 3d) pour émettre selon un facteur d’étalement SF i donné permettant de garantir la réception par l’au moins un récepteur (2) de toute trame envoyée par l’au moins un émetteur (3a, 3b, 3c, 3d). Produit programme d’ordinateur caractérisé par le fait qu’il comprend des instructions qui, lorsqu’elles sont exécutées par un ordinateur, mettent en œuvre le procédé selon l’une des revendications 1 à 5.