FR 3162570 A1 20251128 FR 2405374 A 20240524 L’invention se rapporte à un convertisseur DC-DC élévateur de tension apte à recevoir en entrée une tension d’entrée (V in ) et à délivrer en sortie une tension de sortie (V out ) supérieure à ladite tension d’entrée (V in ), ledit convertisseur DC-DC élévateur de tension comprenant : - un module de conversion (11) apte à convertir la tension d’entrée (V in ) en tension de sortie (V out ) en fonction d’un signal de contrôle (S con ) ; - un système de contrôle (12) apte à transmettre ledit signal de contrôle (S con ) au module de conversion (11), ledit signal de contrôle (S con ) étant obtenu à partir d’un signal à impulsions modulé (S mod ) apte à prendre, selon la tension de sortie (V out ), soit une forme périodique de fréquence variable (S imp ) soit une forme constante (0). La fréquence variable est cadencée à partir de la tension d’entrée (V in ) et de la tension de sortie (V out ). Figure pour l’abrégé : Fig. 2 Convertisseur DC-DC élévateur de tension à faible consommation et à faible puissance La présente invention se rapporte à un convertisseur de tension continue-continue. Plus particulièrement, la présente invention se rapporte à un convertisseur de tension de type hacheur pour une application à faible consommation et à faible puissance. Art Antérieur Il est connu d’utiliser un convertisseur de tension continue-continue (DC-DC) pour transférer de l’énergie entre une source (pile, batterie, panneau solaire, etc.) et un récepteur (charge résistive, moteur, batterie à recharger, éclairage). Il existe deux versions de ce type de convertisseurs DC-DC, à savoir le convertisseur DC-DC abaisseur de tension, appelé « convertisseur Buck » et le convertisseur DC-DC élévateur de tension appelé « convertisseur Boost ». Un « convertisseur Buck » permet d’obtenir une tension de sortie inférieure à la tension d’entrée. A l’inverse, un « convertisseur Boost » permet d’obtenir une tension de sortie supérieure à la tension d’entrée. Le convertisseur DC-DC élévateur de tension est utilisé dans de nombreuses applications liées non seulement au transport, comme par exemple, dans le contrôle de la tension entre la batterie et le moteur des véhicules électriques ou hybrides. Le convertisseur DC-DC élévateur de tension est également utilisé dans les énergies renouvelables, plus particulièrement dans les onduleurs permettant de transférer l’énergie de panneaux solaires vers le réseau d’électricité, vers des batteries de stockage, vers des appareils portables ou autres objets appartenant à un réseau d’objets connectés (IoT pour « Internet of Things » en anglais). Le convertisseur DC-DC élévateur de tension permet d’adapter la tension de sortie de plusieurs sources d’énergie, par exemple une batterie et un supercondensateur, dans le but de les coupler ensemble. Il permet également de gérer des flux d’énergie entre la source et le récepteur et de protéger ces derniers contre les courts-circuits, de la même manière qu’une batterie. Le chargeur DC-DC surveille en permanence la tension afin de décider du démarrage d’une nouvelle phase de charge. A puissance égale, un convertisseur DC-DC élévateur de tension permet d’améliorer le rendement de la chaîne de conversion électrique, en augmentant la tension et en diminuant le courant mais aussi les pertes par effet Joule. Il permet, ainsi, à une batterie d’accumulateurs, d’atteindre une tension élevée à ses bornes, tout en limitant le nombre des cellules utilisées, donc en limitant l’encombrement, le poids ainsi que le coût d’une telle batterie. Il existe des solutions de conversion pour la récupération d’énergie, à destination notamment des objets connectés. Celles-ci sont cependant limitées par la faible tension de sortie délivrée ainsi que par le faible rendement aux basses puissances de sortie. Elles nécessitent également l’utilisation de composants complexes spécialisés, tels que des circuits intégrés spécifiques, qui sont confrontés à des risques d’obsolescence. Il existe donc un besoin de fournir une solution de convertisseur DC-DC élévateur de tension permettant de générer une tension de sortie suffisamment élevée pour être utilisable avec une large plage de tension d’entrée, tout en proposant un rendement élevé dans une gamme de puissance faible. L’invention concerne un convertisseur DC-DC élévateur de tension, apte à recevoir, en entrée, une tension d’entrée, et à délivrer, en sortie, une tension de sortie, supérieure à ladite tension d’entrée. Le convertisseur DC-DC élévateur de tension comprend un module de conversion, apte à convertir la tension d’entrée en tension de sortie, en fonction d’un signal de contrôle, et un système de contrôle, apte à transmettre ledit signal de contrôle au module de conversion, ledit signal de contrôle étant obtenu à partir d’un signal à impulsions modulé, apte à prendre, selon la tension de sortie, soit une forme périodique de fréquence variable, soit une forme constante. La fréquence variable est cadencée à partir de la tension d’entrée et de la tension de sortie. La régulation par le signal de contrôle agit comme une boucle d’asservissement, dont la topologie a pour objectif de permettre au convertisseur DC-DC élévateur de tension de s’adapter aux différentes conditions de charge de sortie, et donc aux besoins énergétiques du dispositif, et de fournir une tension stable et fiable. La faible consommation de ce convertisseur DC-DC a pour avantage économique d’améliorer son efficacité énergétique, sa fiabilité et sa durabilité, c’est-à-dire la durée de vie des équipements du circuit électronique, tout en réduisant les coûts d’exploitation et de maintenance. Le convertisseur DC-DC s’adapte ainsi aux variations de puissance de la source d’énergie, de telle sorte que la diminution de la puissance d’entrée provoque la diminution de la tension d’entrée. Cette dernière entraîne alors une chute de la fréquence variable du signal de contrôle, jusqu’à ce que cette fréquence devienne suffisamment basse pour ralentir les variations de la tension d’entrée. Ceci permet d’atténuer le courant moyen que le convertisseur DC-DC tire de la source. Dans une variante de réalisation, le système de contrôle comprend un module de pilotage, ledit module de pilotage étant adapté pour générer le signal de contrôle en fonction du signal à impulsions modulé. Dans une variante de réalisation, le module de pilotage comprend une pluralité de transistors ou une pluralité de comparateurs. Dans une variante de réalisation, le système de contrôle comprend un module d’asservissement, ledit module d’asservissement étant apte à former la partie constante du signal à impulsions modulé, si la tension de sortie est supérieure à un certain seuil de tension. Le module d’asservissement est ainsi apte à remplacer la forme périodique de fréquence variable du signal à impulsions par une valeur constante, par exemple une valeur nulle. Il est ainsi possible de contrôler la tension maximale que peut atteindre la tension de sortie. Dans une variante de réalisation, le module d’asservissement est apte à recevoir et à traiter le signal à impulsions pour réaliser un asservissement synchrone. Ceci permet de synchroniser le signal de contrôle avec le signal à impulsions. Dans une variante de réalisation, le module d’asservissement comprend un premier transistor Mosfet ou un comparateur. Dans une variante de réalisation, le système de contrôle comprend un module de génération de pulses, ledit module de génération de pulses étant apte à générer le signal à impulsions en fonction d’un signal de cadencement, ledit signal à impulsions devenant le signal à impulsions modulé dès que le module de génération de pulses est connecté au module d’asservissement. Dans une variante de réalisation, les impulsions du signal à impulsions ont une durée prédéterminée. Dans une variante de réalisation, le système de contrôle comprend un module d’horloge, ledit module d’horloge étant apte à recevoir la tension d’entrée et la tension de sortie pour générer le signal de cadencement. Dans une variante de réalisation, le module d’horloge comprend en sortie un transistor tampon ou une porte logique. Dans une variante de réalisation, le module de conversion comprend une bobine pour le stockage d’une énergie magnétique, un condensateur pour le stockage d’une énergie électrique et des moyens de transfert, de tout ou partie, de l’énergie magnétique de la bobine en énergie électrique du condensateur, lesdits moyens de transfert comprenant un transistor Mosfet et une diode de commutation. Dans une variante de réalisation, la diode de commutation est une diode Schottky. Dans une variante de réalisation, le module de conversion est un hacheur survolteur. Dans une variante de réalisation, la plage des puissances appliquées audit convertisseur est comprise entre 1 mW et plusieurs centaines de kW. L’invention permet donc d’élargir facilement la plage de puissance applicable. Description des figures D’autres caractéristiques et avantages de l’invention apparaîtront au cours de la lecture de la description détaillée qui va suivre pour la compréhension de laquelle on se reportera aux dessins annexés dans lesquels : La FIG. 1 illustre le schéma fonctionnel d’un convertisseur DC-DC élévateur de tension selon l’invention ; La FIG. 2 illustre de manière plus détaillée le convertisseur DC-DC de la FIG. 1 ; La FIG. 3 illustre un schéma d’un module d’horloge appartenant au convertisseur DC-DC de la FIG. 2 ; La FIG. 4 illustre un schéma d’un module de génération de pulses appartenant au convertisseur DC-DC de la FIG. 2 ; La FIG. 5 illustre un schéma d’un module de pilotage appartenant au convertisseur DC-DC de la FIG. 2 ; La FIG. 6 illustre un schéma d’un module d’asservissement appartenant au convertisseur DC-DC de la FIG. 2 ; La FIG. 7 illustre un schéma d’un module de conversion appartenant au convertisseur DC-DC de la FIG. 2 ; La FIG. 8 illustre les différents blocs fonctionnels du module de conversion de la FIG. 7 ; La FIG. 9 illustre une variante du convertisseur DC-DC élévateur de tension selon un autre mode de réalisation de l’invention. La FIG. 10 illustre une variante du module de générateur de pulses ; La FIG. 11 illustre une variante du module de pilotage ; La FIG. 12 illustre une variante du module d’asservissement. La FIG. 1 illustre le schéma fonctionnel d’un convertisseur DC-DC élévateur de tension 1. Ce convertisseur 1 est disposé entre une source 2 et une charge 3. La source 2 est adaptée pour fournir une tension d’entrée V in au convertisseur DC-DC. La charge 3 est adaptée pour recevoir la tension de sortie V out générée par le convertisseur DC-DC élévateur de tension 1. La FIG. 2 illustre de manière plus détaillée le convertisseur DC-DC de la FIG. 1 . Ce convertisseur DC-DC comprend : – un module de conversion 11 ; – un système de contrôle 12. Le module de conversion 11 est apte à convertir la tension d’entrée en tension de sortie, délivrée par ledit convertisseur DC-DC. Cette conversion est modulée par un signal de contrôle S co n , délivré par le système de contrôle 12. Le module de conversion 11 convertit ainsi l’énergie, provenant de la source 2, en une tension plus élevée (entre 12 et 13 volts), pour alimenter la charge 3. Il permet également d’augmenter la valeur de tension en entrée, pour alimenter la charge avec la valeur de tension de sortie désirée. Le système de contrôle 12 est apte à transmettre un signal de contrôle S con au module de conversion 11, pour adapter les caractéristiques de conversion de ce module 11. Ce signal de contrôle S con est régulé en fonction d’une valeur V out de tension de sortie du module de conversion 11. Plus particulièrement, le système de contrôle 12 comprend : – un module d’horloge 121 ; – un module de génération de pulses 122 ; – un module de pilotage 123 ; – un module d’asservissement 124. Le module d’horloge 121 est adapté pour générer un signal périodique, dit signal de cadencement S cad , pour un cadencement du module de génération de pulses 122. Ce signal de cadencement S cad a une fréquence de cadencement variable. Cette fréquence de cadencement variable est fonction de la tension d’entrée V in et de la tension de sortie V out . Le signal de cadencement S cad est transmis au module de génération de pulses 122. On notera que le module d’horloge 121 possède, ici, une alimentation propre indépendante. Le module de génération de pulses 122 est adapté pour générer un signal à impulsions S imp en fonction du signal de cadencement S cad , transmis par le module d’horloge 121. Plus particulièrement, le signal à impulsions S imp comprend une pluralité d’impulsions de tension d’une durée déterminée. La durée constante de ces pulses permet de limiter la puissance maximale délivrée par le module de conversion 11. Ce signal à impulsions S imp est dit signal PPb (pour « Push-Pull base » en anglais). Le signal à impulsions S imp devient le signal à impulsions modulé S mod , dès lors que le module de génération de pulses 122 est connecté au module d’asservissement 124. Le signal à impulsions modulé S mod est apte à prendre soit une forme périodique de fréquence variable (signal à impulsions S imp ) soit une forme constante, qui a ici une valeur nulle 0. Le signal à impulsions modulé S mod est transmis au module de pilotage 123. On notera que le module de génération de pulses 122 possède, ici, une alimentation propre indépendante. Le module de pilotage 123 est adapté pour générer le signal de contrôle S con en fonction du signal à impulsions modulé S mod . Plus particulièrement, le signal de contrôle S con est un signal issu de l’amplification en courant du signal à impulsions modulé S mod . Le signal de contrôle S con permet de piloter un interrupteur du module de conversion 11. Pour cela, le module de pilotage 123 garantit un signal à impulsions modulé S mod bref, dont les transitions rapides permettent de limiter les pertes par commutation de l’interrupteur du module de conversion 11. On notera que le module de pilotage 123 possède, ici, une alimentation propre indépendante. Le module d’asservissement 124 est adapté pour réguler les valeurs de la tension de sortie. Pour cela, ce module 124 est apte à mettre la sortie du module de génération de pulses 122 à la masse lorsque la tension de sortie V out atteint une valeur maximale. Le signal à impulsions modulé S mod prend alors la valeur nulle 0. On notera que le module d’asservissement 124 possède, ici, une alimentation propre indépendante. Le module d’horloge 121, le module de génération de pulses 122, le module de pilotage 123, et le module d’asservissement 124 forment, ici, une chaîne de contrôle du module de conversion 11. Le module de conversion 11, ainsi asservi, peut s’adapter à des variations de puissance de la source d’énergie, de telle sorte qu’une diminution de puissance d’entrée provoque une diminution de la tension d’entrée V in . Cette diminution de la tension d’entrée V in entraîne à son tour la chute de la fréquence de cadencement du signal de cadencement S cad , jusqu’à devenir suffisamment basse pour ralentir les variations de la tension d’entrée V in . La réaction en chaîne, ainsi décrite, permet d’atténuer le courant moyen que le module de conversion 11 tire de la source. La tension d’entrée V in peut alors se stabiliser à une valeur supérieure à un certain seuil critique, en deçà duquel le module de conversion 11 cesse de fonctionner. Le module de conversion 11 asservi permet de tirer sa puissance depuis la source, de manière progressive pour ne pas affaiblir celle-ci, jusqu’à transférer finalement, sur une certaine durée, plus d’énergie que dans le cas d’un convertisseur DC-DC classique, sans risquer un arrêt de fonctionnement du module de conversion 11 pour de faibles puissances. Le convertisseur DC-DC, objet de l’invention, est optimisé en termes de rendement, c’est-à-dire d’efficacité énergétique, afin de fonctionner à de très petites puissances (1,18mW), mais aussi à des puissances plus importantes, comme 30mW et jusqu’à 100mW. Il permet donc une large gamme de tension d’entrée et obtient un rendement élevé avec la plus petite puissance possible, tout en maintenant une tension de sortie stabilisée. En outre, le rendement du convertisseur DC-DC, déjà très élevé aux faibles puissances, augmente en même temps que la puissance. Les figures 3 à 7 détaillent les différents éléments, constituant le convertisseur DC-DC des figures 1 et 2. Plus particulièrement, la FIG. 3 schématise le circuit électrique formant le module d’horloge 121. Ce circuit électrique comprend les composants suivants : – une première résistance R1, une deuxième résistance R2, une troisième résistance R3, une quatrième résistance R4, une cinquième résistance R5, une sixième résistance R6 et une septième résistance R7. Les valeurs des résistances R1 à R7 peuvent être différentes et sont comprises entre 1 MΩ et 5 MΩ. Dans un mode de réalisation particulier : la première résistance R1, la deuxième résistance R2, la septième résistance R7 ont des valeurs identiques, la troisième résistance R3 et la quatrième résistance R4 ont des valeurs identiques. Les valeurs des résistances R1 à R7 sont sélectionnées de sorte que R6 – un premier transistor Q1, un deuxième transistor Q2 et un troisième transistor Q3. Les transistors Q1, Q2, Q3 sont ici des transistors bipolaires de type NPN. Chaque transistor comprend une base, un collecteur et un émetteur (branche avec la flèche). On notera, dès à présent, que les émetteurs des différents transistors Q1, Q2 et Q3 sont reliés à la masse ; – un premier condensateur C1, un deuxième condensateur C2 et un troisième condensateur C3. Les valeurs des condensateurs C1, C2, C3 peuvent être différentes et sont comprises entre 100pF et 180pF. Dans un mode de réalisation particulier, le premier condensateur C1 et le deuxième condensateur C2 ont des valeurs identiques. Les valeurs des condensateurs C1 à C3 sont sélectionnées de sorte que C3 Le module d’horloge 121 est, ici, alimenté par la tension d’entrée Vin et la tension de sortie V out , et se sert également de la tension d’entrée V in comme un signal d’entrée. Les différents composants du module d’horloge 121 sont connectés entre eux via une pluralité de nœuds : – un premier nœud n1 est à l’intersection entre la ligne de tension de sortie V out et la troisième résistance R3 ; – un deuxième nœud n2 est à l’intersection entre la troisième résistance R3, le premier condensateur C1 et le collecteur du premier transistor Q1 ; – un troisième nœud n3 est à l’intersection entre le signal d’entrée V in , la première résistance R1 et la deuxième résistance R2 ; – un quatrième nœud n4 est à l’intersection entre le premier condensateur C1 la première résistance R1 et la base du deuxième transistor Q2 ; – un cinquième nœud n5 est à l’intersection entre la base du premier transistor Q1, la deuxième résistance R2 et le deuxième condensateur C2 ; – un sixième nœud n6 est à l’intersection entre la ligne de tension de sortie V out et la quatrième résistance R4 ; – un septième nœud n7 est à l’intersection entre le collecteur du deuxième transistor Q2, le deuxième condensateur C2, la quatrième résistance R4 et la cinquième résistance R5 ; – un huitième nœud n8 est à l’intersection entre la cinquième résistance R5, le troisième condensateur C3 et la sixième résistance R6 ; – un neuvième nœud n9 est à l’intersection entre le troisième condensateur C3, la sixième résistance R6 et la base du troisième transistor Q3 ; – un dixième nœud n10 est à l’intersection entre la ligne de tension de sortie V out et la septième résistance R7 ; – un onzième nœud n11 est à l’intersection entre la septième résistance R7, le collecteur du troisième transistor Q3 et la sortie du module d’horloge 121. A cette sortie, le module d’horloge 121 délivre le signal de cadencement S cad . Le premier transistor Q1, le deuxième transistor Q2 et les résistances R1 à R4 forment un sous-circuit astable. Le troisième transistor Q3, le troisième condensateur C3 et les résistances R5 à R7 forment un sous-circuit d’adaptation d’impédance ou tampon (ou « buffer » en anglais). Grâce à ce sous-circuit d’adaptation d’impédance, il est possible d’utiliser le signal de cadencement S cad sans perturber le sous-circuit astable. L’utilisation de la tension de sortie V out permet au module d’horloge 121 d’être toujours actif, même si la tension d’entrée V in est faible. Les valeurs de cette tension de sortie V out sont comprises entre 12 et 13 V. L’utilisation de la tension d’entrée V in sur les résistances R1 et R2 permet de faire varier la fréquence du signal de cadencement S cad , ce qui optimise la consommation totale du convertisseur DC-DC 1. En faisant varier la tension d’entrée V in sur ces résistances R1 et R2, il est possible de modifier la fréquence du module d’horloge 121. La FIG. 4 schématise le circuit électrique formant le module de génération de pulses 122. Ce circuit électrique comprend : – une huitième résistance R8, une neuvième résistance R9, une dixième résistance R10. Dans un mode de réalisation particulier : les valeurs des résistances R8-R10 sont identiques et ont une valeur qui correspond, ici, à la valeur des résistances R1 et R2 du module d’horloge 121 ; – un quatrième transistor Q4, un cinquième transistor Q5. Les transistors Q4 et Q5 sont ici des transistors bipolaires de type NPN. Les émetteurs des transistors Q4 et Q5 sont reliés à la masse ; – un quatrième condensateur Cp1. Dans un mode de réalisation particulier : la valeur de ce condensateur Cp1 est bien inférieure à la valeur des condensateurs C1, C2, C3 du module d’horloge 121. Les différents composants du module de génération de pulses 122 sont connectés entre eux via une pluralité de nœuds : – un douzième nœud n12 est à l’intersection entre la ligne de tension de sortie V out et la huitième résistance R8 ; – un treizième nœud n13 est à l’intersection entre la huitième résistance R8, le collecteur du quatrième transistor Q4 et le quatrième condensateur Cp1. – un quatorzième nœud n14 est à l’intersection entre la sortie du module d’horloge 121 et la base du quatrième transistor Q4. Ce nœud est ainsi adapté pour recevoir le signal de cadencement S cad ; – un quinzième nœud n15 est à l’intersection entre la ligne de tension de sortie V out et la neuvième résistance R9 ; – un seizième nœud n16 est à l’intersection entre le quatrième condensateur Cp1, la neuvième résistance R9 et la base du cinquième transistor Q5. Ce seizième nœud n16 est adapté pour recevoir des impulsions (« pulses »), formées par le quatrième condensateur Cp1. La durée des impulsions est déterminée par la valeur de Cp1, R8 et R9. – un dix-septième nœud n17 est à l’intersection entre la ligne de tension de sortie V out et la dixième résistance R10 ; – un dix-huitième nœud n18 est à l’intersection entre la dixième résistance R10, le collecteur du cinquième transistor Q5 et la sortie du module de génération de pulses 122. A cette sortie, le module de génération de pulses 122 délivre le signal à impulsions S imp , qui devient le signal à impulsions modulé S mod par la connexion du module d’asservissement 124. On notera que le signal à impulsions S imp , ou le signal à impulsions modulé S mod , est généré par le module de génération 122 à chaque front descendant du signal de cadencement S cad . La FIG. 5 schématise le circuit électrique formant le module de pilotage 123. Ce circuit électrique comprend les composants suivants : – un sixième transistor Q6 et un septième transistor Q7. Le sixième transistor Q6 est un transistor bipolaire de type NPN. Le septième transistor Q7 est un transistor bipolaire de type PNP. Le collecteur du sixième transistor Q6 est, ici, relié à la ligne de tension de sortie V out et le collecteur du septième transistor Q7 est relié à la masse. Le sixième transistor Q6 et le septième transistor Q7 sont complémentaires et forment un montage push-pull. Les différents composants du module de pilotage 123 sont connectés entre eux via une pluralité de nœuds : – un dix-neuvième nœud n19 est à l’intersection entre la base du sixième transistor Q6 et la base du septième transistor Q7. Ce dix-neuvième nœud n19 est adapté pour recevoir le signal à impulsions modulé S mod , provenant du module de génération de pulses 122 ; – un vingtième nœud n20 est à l’intersection entre l’émetteur du sixième transistor Q6, l’émetteur du septième transistor Q7 et la sortie du module de pilotage 123. A cette sortie, le module de pilotage 123 délivre le signal de contrôle S con . Ce signal de contrôle S con est identique au signal à impulsions modulé S mod , mais il est adapté en impédance. En variante, le signal de contrôle S con est un signal issu de l’amplification du signal à impulsions modulé S mod . La FIG. 6 schématise le circuit électrique formant le module d’asservissement 124. Ce circuit électrique comprend les composants suivants : – une onzième résistance R11, une douzième résistance R12, une treizième résistance Rfb1, une quatorzième résistance Rfb2. Les valeurs des résistances R11, R12, Rfb1, Rfb2 peuvent être différentes et sont comprises entre 520kΩ et 5MΩ. Dans un mode de réalisation particulier : la résistance Rfb1 est très supérieure à la résistance Rfb2. Ces deux résistances forment un pont diviseur. La résistance Rfb1 est, ici, égale aux résistances R11 et R12 ; – un huitième transistor Q8, un neuvième transistor Q9. Les transistors Q8, Q9 sont ici des transistors bipolaires de type NPN. Chaque transistor comprend une base, un collecteur et un émetteur (branche avec la flèche). On notera dès à présent que les émetteurs des différents transistors Q8 et Q9 sont reliés à la masse ; – un premier transistor Mosfet M1 (pour « Metal-oxyde-semiconductor field-effect transistor » en anglais). Un Mosfet est un type de transistor à effet de champ. Il module le courant qui le traverse à l’aide d’un signal appliqué sur son électrode appelée grille. Il possède également une électrode appelée drain et une électrode appelée source (branche avec la flèche). Le transistor M1 est ici de type N. Les différents composants du module d’asservissement 124 sont connectés entre eux via une pluralité de nœuds : – un vingt et unième nœud n21 est à l’intersection entre la ligne de tension V out et la treizième résistance Rfb1 ; – un vingt-deuxième nœud n22 est à l’intersection entre la treizième résistance Rfb1, la quatorzième résistance Rfb2 et la grille du transistor Mosfet M1. – un vingt-troisième nœud n23 est à l’intersection entre la onzième résistance R11, le drain du transistor Mosfet M1 et la base du transistor Q8 ; – un vingt-quatrième nœud n24 est à l’intersection entre la ligne de tension V out , la onzième résistance R11, la douzième résistance R12 ; – un vingt-cinquième nœud n25 est à l’intersection entre la douzième résistance R12, le collecteur du transistor Q8 et la base du transistor Q9. On notera que le collecteur du transistor Q9 délivre le signal de contrôle S con . Ce signal de contrôle S con est soit le signal à impulsions S imp soit une valeur constante telle qu’une valeur nulle. Le circuit électrique du module d’asservissement 124 se divise ainsi en deux parties. Une première partie permet la détection du niveau de tension de sortie V out , grâce au pont diviseur, formé par la treizième résistance Rfb1 et la quatorzième résistance Rfb2, associé au premier transistor Mosfet M1 et à la onzième résistance R11. Une deuxième partie, constituée de la douzième résistance R12, du huitième transistor Q8 et du neuvième transistor Q9, permet l’inhibition des signaux pulsés en court-circuitant le signal à impulsions S imp . Le train d’impulsions est interrompu par le module d’asservissement 124 dès que la tension de sortie V out dépasse, par exemple, 13 V, puis reprend une fois que cette tension de sortie V out redescend sous cette valeur. La consommation de ce module d’asservissement 124 ne dépend pas de la tension d’entrée V in , ni de la fréquence des impulsions, mais seulement de la tension de sortie V out . La FIG. 7 schématise le circuit électrique formant le module de conversion 11. Ce circuit électrique comprend les composants suivants : – un cinquième condensateur C in et un sixième condensateur C out . Ces condensateurs C in , C out. sont adaptés pour stocker de l’énergie ; – un deuxième transistor Mosfet M2. Ce transistor possède une grille, un drain et une source (branche avec la flèche). La grille est ici adaptée à recevoir le signal de contrôle S con . En fonction des valeurs de tension de ce signal de contrôle, la grille du transistor Mosfet M2 commande la fermeture ou l’ouverture de ce dernier. L’ouverture et la fermeture du transistor Mosfet M2 sont déterminées en fonction d’une valeur seuil intrinsèque de sa grille Vgsth. Si la tension du signal de contrôle S con est supérieure à la valeur seuil Vgsth, alors le transistor Mosfet M2 forme un interrupteur fermé entre le drain et la source. A l’inverse, si la tension du signal de contrôle S con est inférieure à la valeur seuil Vgsth, alors le transistor Mosfet M2 forme un interrupteur ouvert entre le drain et la source ; – une bobine L. La bobine L est apte à stocker de l’énergie dès la fermeture du deuxième transistor Mosfet M2. Lors de l’ouverture du transistor Mosfet M2, une surtension s’établit aux bornes de la bobine L ; – une diode D. Cette diode D est adaptée à prendre un état conducteur et un état non conducteur. Dans l’état conducteur, la diode D correspond à un interrupteur fermé et dans l’état non conducteur, la diode D correspond à un interrupteur ouvert. Le passage de l’état non conducteur à l’état conducteur est lié à la surtension présente au niveau de la bobine L. Une telle surtension rend la diode D conductrice. La diode D est par exemple une diode de commutation Schottky. Les différents composants du module de conversion 11 sont connectés entre eux via une pluralité de nœuds : – un vingt-sixième nœud n26 est à l’intersection entre le signal d’entrée V in , le cinquième condensateur C in et la bobine L ; – un vingt-septième nœud n27 est à l’intersection entre la bobine L, le drain du deuxième transistor Mosfet M2 et la diode D ; – un vingt-huitième nœud n28 est à l’intersection entre la diode D, le sixième condensateur C out et la sortie du module de conversion 11. A cette sortie, le module de conversion 11 délivre la tension de sortie V out , qui alimente un équipement extérieur ou charge, de résistance équivalente R out . La FIG. 8 illustre différents blocs fonctionnels du module de conversion 11 de la FIG. 7 . La source d’alimentation 2, qui alimente le module de conversion est, ici, de type tension continue. Le sous-circuit inductif, équivalent RL, comprenant notamment la bobine L, est mis en série avec cette source d’alimentation 2. L’interrupteur T, rendu périodiquement conducteur de manière programmable, est le deuxième transistor Mosfet M2. Le courant, qui le traverse, est toujours positif. Les commutations du transistor Mosfet M2 sont commandées au blocage et à l’amorçage. La source d’alimentation 2 n’est jamais ouverte en permanence, car l’interrupteur D, qui est la diode conductrice, a une fonction de clapet anti-retour de décharge. Le module de conversion 11 peut aussi bien fonctionner pour des charges passives (résistance) que pour des charges actives (batterie). Néanmoins, afin de pouvoir utiliser un montage de type convertisseur DC-DC élévateur de tension, comme c’est le cas, ici, avec le module de conversion 11, le système de charge 3 en sortie doit être de type tension continue. Les ondulations de tension ainsi générées sont lissées en sortie de la diode D à travers un sous-circuit capacitif parallèle, équivalent RC, comprenant notamment le sixième condensateur C out . La source d’alimentation 2 est adaptée pour générer un flux d’électricité dans la bobine L quand le deuxième transistor Mosfet M2 est saturé (interrupteur T fermé). En passant dans la bobine, le courant électrique établit un champ magnétique, dont la puissance dépend de l’intensité du courant et du nombre de spires de la bobine. L’intensité du champ magnétique atteint une valeur maximale en même temps que la bobine est complètement chargée. La bobine L stocke ainsi de l’énergie dans son champ magnétique. Quand le deuxième transistor Mosfet M2 se bloque brutalement (interrupteur T ouvert), c’est-à-dire lorsque la tension du signal de contrôle S con se retrouve soudainement inférieure à la valeur seuil Vgsth de la grille du deuxième transistor Mosfet M2, le champ magnétique dans la bobine L s’effondre presque instantanément, et induit une force contre-électromotrice, qui génère un courant de charge du sixième condensateur C out . La différence de potentiel entre les bornes du sixième condensateur C out , indique que ce dernier stocke de l’énergie dans son champ électrique. Une fois la bobine L déchargée complètement, toute l’énergie magnétique a été convertie en énergie électrique dans le sixième condensateur C out et en énergie thermique par effet Joule. Le module de conversion 11 est, ici, également appelé hacheur survolteur. Il convertit efficacement l’électricité qu’il reçoit, en obtenant des différences de potentiel plus élevées que celles fournies par la source d’énergie, sans avoir recours à un transformateur ni à des accumulateurs électriques supplémentaires. A partir des différents modules 121, 122, 123, 124, 11, le fonctionnement global du convertisseur DC-DC élévateur de tension peut être résumé de la manière suivante : Le module d’horloge 121 génère une horloge de référence à travers le montage de multivibrateur astable, formé du premier transistor Q1, du deuxième transistor Q2, puis du montage d’adaptation d’impédance (buffer), formé du troisième transistor Q3 et du troisième condensateur C3. Le signal de cadencement S cad est remis en forme par le quatrième transistor Q4, le cinquième transistor Q5 et le quatrième condensateur Cp1, en vue de constituer le signal à impulsions modulé S mod . Ce signal à impulsions modulé S mod est adapté en courant par le module de pilotage 123, grâce à un montage « push-pull », constitué par le sixième transistor Q6 et le septième transistor Q7. Le signal de contrôle S con , ainsi constitué, est envoyé sur la grille du deuxième transistor Mosfet M2 du module de conversion 11. La bobine L stocke de l’énergie, dès la fermeture du deuxième transistor Mosfet M2. Une surtension s’établit aux bornes de la bobine L, lors de l’ouverture de ce deuxième transistor Mosfet M2. Cette surtension est stockée dans le sixième condensateur C out , lors de la fermeture du deuxième transistor Mosfet M2. Chaque cycle de fermeture-ouverture de ce deuxième transistor Mosfet M2 augmente progressivement la valeur de tension aux bornes du sixième condensateur C out . La tension de sortie V out est régulée grâce à une contre-réaction du module d’asservissement 124 (premier transistor Mosfet M1, huitième transistor Q8 et neuvième transistor Q9). Le premier transistor Mosfet M1 se ferme lorsque la tension de sortie V out dépasse une valeur seuil intrinsèque Vgsth de la grille du transistor M1. La sortie de comparateur déclenche l’ouverture du huitième transistor Q8, puis la fermeture du neuvième transistor Q9. La saturation de ce neuvième transistor Q9 inhibe le signal à impulsions S imp à destination du deuxième transistor Mosfet M2 lorsque la tension de sortie V out atteint la valeur de consigne fixée par la treizième résistance Rfb1 et la quatorzième résistance Rfb2. Cette méthode de régulation de la tension de sortie V out est appelée fonctionnement PFM (« Pulse-Frequency Modulation » en anglais) ou « pulse skipping ». Cette méthode utilise donc des impulsions très brèves de durée fixe pour contrôler l’état passant du deuxième transistor Mosfet M2. Plus la fréquence des impulsions est élevée, plus la transmission de puissance entre l’entrée et la sortie du module de conversion 11 sera grande. D’autres variantes peuvent être apportées au convertisseur DC-DC de l’invention. Ainsi, la FIG. 9 illustre de manière plus détaillée une variante de réalisation du convertisseur DC-DC 1 de la FIG. 1 , dans laquelle le module d’asservissement 124 reçoit l’information du signal à impulsions S imp . Le module d’asservissement 124 comprend, alors, une pluralité de portes logiques et de comparateurs (non représentés) à la place du premier transistor Mosfet M1, du huitième transistor Q8 et du neuvième transistor Q9 de la FIG. 6 . Ces portes logiques, associées au signal à impulsions S imp , permettent de réaliser un asservissement synchrone. La FIG. 10 illustre une variante de réalisation du module de génération de pulses 122, dans laquelle les transistors « tampons », en sortie du module d’horloge, sont remplacés par des portes logiques. Cette variante de réalisation du module de génération de pulses 122 comprend ainsi : – une première porte logique U1. La première porte logique U1 est de type « Porte NON » ; – une seconde porte logique U2. La seconde porte logique U2 est également de type « Porte NON » ; – un septième condensateur Cp1’ ; – une quinzième résistance R13. La première porte logique U1 est adaptée pour recevoir en entrée le signal de cadencement S cad . La quinzième résistance R13 forme, avec le septième condensateur Cp1', un réseau RC qui détermine la largeur du générateur de pulse 122. La FIG. 11 illustre une variante de réalisation du module de pilotage 123, dans laquelle les transistors de son montage push-pull sont remplacés par un comparateur. Cette variante de réalisation du module de pilotage 123 comprend ainsi : – une seizième résistance R14 ; – une dix-septième résistance R15 ; – un premier comparateur H1. Le premier comparateur H1 est adapté pour recevoir, à son entrée + (positive), le signal d’impulsions modulé S mod , et à son entrée - (négative), la tension de sortie du pont diviseur constitué de R14 et R15. Son entrée - est élevée à une tension Vout/2, à travers le pont diviseur de résistances R14 et R15, car R14=R15. Sa sortie est connectée à la ligne de tension de sortie Vout, lorsque la tension du signal S mod est supérieure à Vout/2, et elle est mise à la masse, lorsque la tension du signal S mod est inférieure à Vout/2. La FIG. 12 illustre une variante de réalisation du module d’asservissement 124, dans laquelle les transistors sont remplacés essentiellement par un comparateur et une diode Zener. Ceci permet de gagner en précision tout en diminuant le nombre de composants. La consommation d’énergie est ainsi améliorée. Cette variante de réalisation du module d’asservissement 124 comprend : – un deuxième comparateur H2 ; – une dix-huitième résistance R16 ; – une dix-neuvième résistance R17 ; – une vingtième résistance R18 ; – un huitième condensateur C4 ; – la diode Zener DZ. La diode Zener DZ est polarisée à travers la résistance R16. Le condensateur C4 filtre et stabilise la tension, qui est la même aux bornes de la diode Zener DZ et à l'entrée + (positive) du comparateur H2. Le pont diviseur, constitué par les résistances R17 et R18, délivre une tension, à l'entrée - (négative) du comparateur H2, égale à une fraction de la tension Vout. La sortie de H2 est connectée à la ligne de tension de sortie Vout, lorsque la tension d’entrée + du comparateur H2 est supérieure à cette fraction de Vout, présente à l’entrée - de H2. Inversement, La sortie de H2 est mise à la masse, lorsque la tension d’entrée + du comparateur H2 est inférieure à la fraction de Vout, présente à l’entrée - de H2. Finalement, la tension de sortie du comparateur H2 est égale à Vout, lorsque la tension Vout est inférieure à une tension fixée par DZ, R17 et R18, et est égale à zéro dans le cas contraire. L’invention apporte, ainsi, des améliorations par l’utilisation d’une faible fréquence de fonctionnement, une consommation minimale et une faible tension d’entrée : – Elle peut utiliser exclusivement des composants passifs et discrets, ce qui limite les risques d’obsolescence, tout comme elle peut aussi utiliser des circuits intégrés, comme des portes logiques et des comparateurs ; – Elle dispose d’une limitation de puissance de sortie par l’emploi de pulses à durée fixe (rapport cyclique constant) ; – Elle utilise la méthode du « pulse skipping » (dit également modulation de la fréquence d’impulsions en fonction de la charge en français), qui optimise la consommation d’énergie à basse puissance de fonctionnement ; Elle utilise une faible fréquence de fonctionnement au démarrage, permettant d’augmenter l’impédance d’entrée de notre convertisseur ; Elle utilise une fréquence variable, qui dépend de la tension d’entrée, afin d’obtenir une bonne efficacité sans avoir recours à un circuit complexe, tel qu’un MPPT (pour « Maximum Power Point Tracker » en anglais) ; Elle utilise sa propre tension de sortie pour alimenter ses sous-fonctions (cadenceur, générateur de pulses, pilote de Mosfet, asservissement) ; Elle peut utiliser un système d’amorçage préalable qui lui permet d’éviter l’utilisation d’une pompe de charge au démarrage, si la tension d’entrée est trop faible. Convertisseur DC-DC élévateur de tension apte à recevoir en entrée une tension d’entrée (V in ) et à délivrer en sortie une tension de sortie (V out ) supérieure à ladite tension d’entrée (V in ), ledit convertisseur DC-DC élévateur de tension comprenant : - un module de conversion (11) apte à convertir la tension d’entrée (V in ) en tension de sortie (V out ) en fonction d’un signal de contrôle (S con ) ; - un système de contrôle (12) apte à transmettre ledit signal de contrôle (S con ) au module de conversion (11), ledit signal de contrôle (S con ) étant obtenu à partir d’un signal à impulsions modulé (S mod ) apte à prendre, selon la tension de sortie (V out ), soit une forme périodique de fréquence variable (S imp ) soit une forme constante (0), caractérisé en ce que la fréquence variable est cadencée à partir de la tension d’entrée (V in ) et de la tension de sortie (V out ). Convertisseur DC-DC élévateur de tension selon la revendication 1, caractérisé en ce que le système de contrôle (12) comprend un module de pilotage (123), ledit module de pilotage (123) étant adapté pour générer le signal de contrôle (S con ) en fonction du signal à impulsions modulé (S mod ). Convertisseur DC-DC élévateur de tension selon la revendication 2, caractérisé en ce que le module de pilotage (123) comprend une pluralité de transistors (Q6, Q7) ou une pluralité de comparateurs. Convertisseur DC-DC élévateur de tension selon la revendication 2 ou la revendication 3, caractérisé en ce que le système de contrôle (12) comprend un module d’asservissement (124), ledit module d’asservissement étant apte à former la partie constante du signal à impulsions modulé (S mod ) si la tension de sortie (V out ) est supérieure à un certain seuil de tension. Convertisseur DC-DC élévateur de tension selon la revendication 4, caractérisé en ce que le module d’asservissement (124) est apte à recevoir et à traiter le signal à impulsions (S imp ) pour réaliser un asservissement synchrone. Convertisseur DC-DC élévateur de tension selon la revendication 4 ou la revendication 5, caractérisé en ce que le module d’asservissement (124) comprend un premier transistor Mosfet (M1) ou un comparateur. Convertisseur DC-DC élévateur de tension selon l’une quelconque des revendications 4 à 6, caractérisé en ce que le système de contrôle (12) comprend un module de génération de pulses (122), ledit module de génération de pulses (122) étant apte à générer le signal à impulsions (S imp ) en fonction d’un signal de cadencement (S cad ), ledit signal à impulsions (S imp ) devenant le signal à impulsions modulé (S mod ) dès que le module de génération de pulses (122) est connecté au module d’asservissement (124). Convertisseur DC-DC élévateur de tension selon la revendication 7, caractérisé en ce que les impulsions du signal à impulsion (S imp ) ont une durée prédéterminée. Convertisseur DC-DC élévateur de tension selon la revendication 7 ou la revendication 8, caractérisé en ce que le système de contrôle (12) comprend un module d’horloge (121), ledit module d’horloge (121) étant apte à recevoir la tension d’entrée (V in ) et la tension de sortie (V out ) pour générer le signal de cadencement (S cad ). Convertisseur DC-DC élévateur de tension selon la revendication 9, caractérisé en ce que le module d’horloge (121) comprend en sortie un transistor tampon (Q3) ou une porte logique. Convertisseur DC-DC élévateur de tension selon l’une quelconque des revendications 1 à 10, caractérisé en ce que le module de conversion (11) comprend une bobine (L) pour le stockage d’une énergie magnétique, un condensateur (C out ) pour le stockage d’une énergie électrique et des moyens de transfert, de tout ou partie, de l’énergie magnétique de la bobine (L) en énergie électrique du condensateur (C out ), lesdits moyens de transfert comprenant un deuxième transistor Mosfet (M2) et une diode de commutation (D). Convertisseur DC-DC élévateur de tension selon la revendication 11, caractérisé en ce que la diode de commutation (D) est une diode Schottky. Convertisseur DC-DC élévateur de tension selon l’une quelconque des revendications 1 à 12, caractérisé en ce que le module de conversion (11) est un hacheur survolteur. Convertisseur DC-DC élévateur de tension selon l’une quelconque des revendications 1 à 13, caractérisé en ce que la plage des puissances appliquées audit convertisseur est comprise entre 1 mW et plusieurs centaines de kW.