FR 3159442 A1 20250822 FR 2401676 A 20240221 L’invention a pour objet un circuit électrique multi-phases, pour alimenter une charge cible, comprenant : une cellule de puissance comprenant N branches d’alimentation qui convergent vers le nœud de sortie. un circuit de commande comprenant ; un circuit de régulation en tension configuré pour générer un signal de régulation binaire alternatif à partir d’une combinaison de la tension de sortie avec une tension de bruit. un circuit de répartition configuré pour générer pour chaque branche d’alimentation, au moins un signal d’activation dédié à partir du signal de régulation ; la pluralité de signaux d’activation étant déphasés entre eux selon un déphasage variable au cours du temps. Figure pour l’abrégé : Fig. 1 Contrôle analogique non-linéaire de circuit électrique multi-phases Champ d’application La présente invention concerne les circuits électriques multi-phases pour des applications spatiales. Plus particulièrement, l’invention concerne la réalisation d’un contrôle non-linéaire et analogique de circuits multi-phases. Problème soulevé Les convertisseurs multi-phases sont intégrés aux systèmes d'alimentation électrique pour améliorer l'efficacité énergétique, optimiser la régulation de la tension et gérer la charge de manière plus équilibrée. Ils opèrent avec des signaux électriques répartis sur plusieurs phases, permettant une distribution équilibrée des charges. Ces convertisseurs sont polyvalents, pouvant convertir entre tension continue et tension alternative, et réguler la tension ou le courant pour répondre aux besoins spécifiques des dispositifs électriques. Dans le contexte d'un convertisseur multi-phases, on entend par « phase » une branche d’alimentation individuelle du circuit électrique qui effectue la conversion de l'énergie électrique. Les convertisseurs multi-phases utilisent plusieurs de ces phases, généralement deux, trois, ou plus, qui fonctionnent de manière indépendante pour réaliser la conversion d'énergie. Chaque phase opère avec un décalage temporel par rapport aux autres, créant ainsi une séquence temporelle dans laquelle chaque phase contribue successivement à la sortie totale du convertisseur. Cette approche répartit la charge électrique et réduit les variations de courant, ce qui peut conduire à une meilleure efficacité et à une réduction des ondulations de courant. Par exemple, dans un convertisseur biphasé, deux phases opèrent en alternance pour réduire la tension. De même, un convertisseur triphasé impliquerait trois phases fonctionnant successivement. Un convertisseur multi-phases comprend généralement une cellule de puissance formée par la pluralité de phases et un circuit de commande configure pour contrôler l’activation et la désactivation des différentes phases pour obtenir le décalage temporel d’opération des phases l’une par rapport aux autres. Avec l'accroissement des besoins en puissance des unités de calcul, les modules régulateurs de tension (VRM) doivent fournir davantage de courant tout en améliorant leur réactivité face aux transistors de charge. Pour ce faire, l'utilisation de topologies multi-phases ou multi-phases à capacité série est privilégiée. L'association de ces topologies à un contrôle non linéaire permet d'optimiser les performances de ces convertisseurs. Cependant, il est complexe d'appliquer un contrôle non linéaire efficace sur des convertisseurs multi-phases ou multi-phases à capacité série, en particulier dans des applications qui n'incluent pas de contrôleur numérique tel qu'un microprocesseur, un FPGA ou un processeur. Plus particulièrement, l’implémentation du circuit de commande par des contrôleurs numériques donne un circuit avec une robustesse technologique dégradée dans le contexte d’application spatiale. En effet, les circuits de contrôle numériques conventionnels présentent souvent des limitations en termes de fiabilité dans les environnements extrêmes de l'espace. Les solutions actuellement disponibles sont souvent basées sur des circuits de commandes numériques conventionnels qui ne sont pas optimisées pour les contraintes spécifiques de l'espace, notamment la résistance aux radiations, la fiabilité et la stabilité. En outre, l’invention tente de résoudre le problème relatif aux changements de fréquences de fonctionnement des signaux de commandes des différentes phases déphasés. En effet, lorsque le circuit de commande n’est pas régi par une fréquence d’horloge fixe, il devient difficile de générer des signaux de commandes de phases déphasées avec une fréquence indéterminée. Dans ce cas, le circuit de commande doit déphaser les signaux de commande, à partir d’un seul signal d’entrée, sans connaitre préalablement le moment de déclenchement de la phase suivante. On parle dans ce cas de la conception d’un circuit de commande « non-linéaire ». Pour la description de l’invention, nous allons utiliser la terminologie « branche d’alimentation » pour désigner les phases électriques d’un circuit multi-phases. Réponse au problème et apport solution Pour pallier les limitations des solutions existantes, l’invention propose un circuit électrique multi-phases avec un circuit de commande des phases non linéaire et analogique. La non-linéarité du circuit de commande permet de déphaser une commande principale sur plusieurs phases sans connaitre sa période. De plus, l’architecture proposée selon l’invention permet d’améliorer la stabilité du fonctionnement du circuit multi-phases indépendamment de la charge de sortie qui est ajustable en fonction de l’application visée. L’implémentation analogique du circuit de commande selon l’invention permet d’assurer la compatibilité du circuit multi-phase avec un environnement hostile et plus particulièrement avec un environnement spatial. Cela présente une fiabilité supérieure aux microcontrôleurs numériques sensibles aux contraintes environnementales pour une application spatiale. Résumé /Revendications L’invention a pour objet un circuit électrique multi-phases configuré pour générer un courant de sortie ou une tension de sortie pour alimenter une charge cible. Ledit circuit électrique multi-phases comprenant : une cellule de puissance comprenant : un nœud d’entrée pour fournir une tension d’entrée ; une masse électrique ; un nœud de sortie pour fournir ladite tension de sortie, N branches d’alimentation qui convergent vers le nœud de sortie, N étant un entier naturel supérieur à 1, chaque branche d’alimentation, comprenant : un nœud central séparé du nœud d’entrée par au moins un premier interrupteur et de la masse électrique par au moins un second interrupteur ; un circuit de commande comprenant : un circuit de régulation en tension configuré pour générer un signal de régulation binaire alternatif à partir de la combinaison de la tension de sortie avec une tension de bruit alternative ; ladite tension de bruit étant générée par le circuit de régulation en tension à partir du potentiel électrique du nœud central d’une branche d’alimentation choisie ; ou à partir de la tension d'entrée ; un circuit de répartition configuré pour générer pour chaque branche d’alimentation, au moins un signal d’activation dédié à partir du signal de régulation ; la pluralité de signaux d’activation étant déphasés entre eux selon un déphasage variable au cours du temps. Selon un aspect particulier de l’invention, le circuit de régulation en tension comprend un comparateur pour comparer un signal intermédiaire à une tension de référence prédéterminée. Ledit signal intermédiaire ayant une composante continue correspondant à la tension de sortie et une composante alternative correspondant à la tension de bruit. Selon un aspect particulier de l’invention, le circuit de régulation en tension comprend un pont diviseur comprenant un couple de résistances séparées par un troisième interrupteur et configuré pour générer une fraction de la tension d’entrée lorsque le troisième interrupteur est passant ; le troisième interrupteur étant commandé par le signal de régulation . Selon un aspect particulier de l’invention, le circuit de régulation en tension comprend N diodes tel que chaque diode ayant une anode connectée au nœud central d’une branche d’alimentation associée à ladite diode et tel que les cathodes des diodes étant connectée à un nœud commun séparé de la masse électrique par un quatrième interrupteur commandé par le signal de régulation. Selon un aspect particulier de l’invention, le circuit de répartition comprend une chaine de N bascules de type D toutes synchronisées selon le signal de régulation et montées tel que : la sortie d’une bascule de rang i=1 à N-1 est connectée à l’entrée de la bascule suivante de rang i+1. Selon un aspect particulier de l’invention, le circuit de répartition comprend en outre une cellule logique de type OR ayant une première entrée connectée à la sortie de la bascule de rang N , une seconde entrée recevant un signal d’initialisation et une sortie connectée à l’entrée de la bascule de rang i=1. Selon un aspect particulier de l’invention, le circuit de répartition comprend en outre N cellules logiques de type ET ; chaque cellule de type ET ayant une première entrée recevant la sortie d’une bascule D associée et une seconde entrée recevant le signal de régulation et une sortie pour fournir le signal d’activation vers une branche d’alimentation associée. Selon un aspect particulier de l’invention, le circuit de commande comprend en outre un circuit de protection inséré entre le circuit de régulation en tension et le circuit de répartition et configuré pour limiter la durée de la mise en haut ou en bas du signal de régulation à un seuil prédéterminé. Selon un aspect particulier de l’invention, le circuit de commande comprend en outre un circuit de temps morts inséré entre le circuit de répartition et la cellule de puissance et configuré générer pour chaque branche d’alimentation , un premier et un second signal d’activation complémentaires, chaque front de transition du second signal d’activation étant temporellement décalé par rapport au premier signal d’activation. Selon un aspect particulier de l’invention, chaque branche d’alimentation comprend une inductance élémentaire associée montée entre le nœud central et le nœud de sortie ; chaque branche d’alimentation étant configurée pour générer un courant élémentaire à travers l’inductance élémentaire associée. Description Détaillée des Figures D’autres caractéristiques et avantages de la présente invention apparaîtront mieux à la lecture de la description qui suit en relation aux dessins annexés suivants. FIG. 1 la FIG. 1 illustre un circuit électrique multi-phases selon un premier mode de réalisation de l’invention. FIG. 2 la FIG. 2 illustre un premier exemple d’une cellule de puissance du circuit électrique multi-phases selon l’invention. FIG. 2 la FIG. 2 illustre un second exemple d’une cellule de puissance du circuit électrique multi-phases selon l’invention. FIG. 3 la FIG. 3 illustre un premier exemple d’un circuit de régulation en tension du circuit électrique multi-phases selon l’invention. FIG. 3 la FIG. 3 illustre un second exemple d’un circuit de régulation en tension du circuit électrique multi-phases selon l’invention. FIG. 4 la FIG. 4 illustre le circuit de répartition du signal de commande du circuit électrique multi-phases selon l’invention. FIG. 5 la FIG. 5 illustre un chronogramme des signaux internes et externes du circuit de commande du circuit électrique multi-phases selon l’invention. FIG. 6 la FIG. 6 illustre un circuit électrique multi-phases selon un second mode de réalisation de l’invention. FIG. 7 la FIG. 7 illustre un exemple d’implémentation du circuit de protection dans le circuit électrique multi-phases selon un second mode de réalisation de l’invention. FIG. 7 la FIG. 7 illustre un dans le circuit électrique multi-phases selon un second mode de réalisation de l’invention. FIG. 7 la FIG. 7 illustre un circuit électrique multi-phases selon un second mode de réalisation de l’invention. La FIG. 1 illustre un circuit électrique multi-phases D1 selon un premier mode de réalisation de l’invention. Le circuit électrique multi-phases D1 comprend une cellule de puissance 1 et un circuit de commande 2. Le circuit de puissance 1 est formé par N branches d’alimentation d’indices i=1 à N configurés pour générer un courant de sortie I out vers une charge 3 à alimenter. Le circuit de commande 2 est configuré pour générer des signaux d’activation CMD i , avec i=1 à N, déphasés entre eux selon un déphasage variable au cours du temps. Chaque signal d’activation CMD i est dédié à la branche d’alimentation de même indice i pour déclencher ladite branche d’alimentation pour alimenter la charge 3 pendant une durée. La branche d’alimentation activée est alors en un état de conduction. La cellule de puissance 1 comprend un nœud d’entrée 12 pour fournir une tension d'entrée V in ; une masse électrique GND ; un nœud de sortie 11 pour fournir ladite tension de sortie V out et les N branches d’alimentation qui convergent vers le nœud de sortie 11. La charge à alimenter 3 est montée entre le nœud de sortie 11 et la masse GND. La cellule de puissance 1 génère : le courant de sortie I out à travers la charge à alimenter 3 ; la tension de sortie V out aux bornes de la charge 3 et propagée via une première boucle de rétroaction vers le circuit de commande 2 au moins une tension de bruit V m1 à V mN réinjectée(s) via une seconde boucle de rétroaction vers le circuit de commande 2. Le circuit de commande 2 comprend un circuit de régulation en tension 21 et un circuit de répartition 22. Le circuit de régulation en tension 21 est configuré pour générer un signal de régulation V reg à partir de la combinaison de la composante continue de la tension de sortie V out rétropropagée avec la composante alternative de la tension de bruit choisie parmi au moins une tension de bruit V m1 à V mN réinjectée(s) via la seconde boucle de rétroaction. Le signal de régulation V reg est un signal numérique binaire et périodique destiné vers le circuit de répartition 22. Le circuit de répartition 22 est configuré pour générer, pour chaque branche d’alimentation, un signal d’activation dédié CMD 1 , CMD 2 , CMD 3 à partir du signal de régulation V reg . Les signaux d’activation sont déphasés entre eux selon un déphasage variable au cours du temps. Le signal de régulation V reg présente un signal source à partir duquel seront générées les multiples signaux d’activation CMD i avec un déphasage variable permettant d’activer les branches d’alimentation de la cellule de puissance 1 de manière séquentielle sans besoin d’un signal horloge de synchronisation. La réinjection de la tension de sortie V out et de la tension de bruit V mi dans le circuit de commande 2 permet d’obtenir un circuit électrique multi-phases D1 stable indépendamment de la fréquence d’activation des branches d’alimentation requise. La tension de bruit V mi est en phase avec la conduction de chacune des branches d’alimentation de manière à obtenir un fonctionnement indépendant de la charge et ajustable en fonction de l’application visé. De plus, cette génération de bruit permet la génération d’un signal de régulation V reg qui reproduit la variation au cours du temps du courant traversant la branche d’alimentation associée. La FIG. 2 illustre un premier exemple d’une cellule de puissance 2 du circuit électrique multi-phases D1 selon l’invention. Dans cet exemple illustratif et non limitatif, la cellule de puissance 2 est un convertisseur Buck multi-phases permettant de convertir la tension d’entrée continue Vin à une tension de sortie Vout plus basse que la tension d’entrée. La tension de sortie Vout est mesurée sur le nœud de sortie 11. La cellule de puissance 2 comprend une pluralité de branches d’alimentation PH1 à PHN qui converge vers le nœud de sortie 11. La charge cible 3 est constituée, par exemple, par une capacité de charge Cout et une résistance de charge Rload montées en parallèle entre le nœud de sortie 11 et la masse électrique GND. Chaque branche d’alimentation PH i comprend un premier interrupteur Q i1 , un second interrupteur Q i2 , un nœud central 13, et une inductance élémentaire associée L i montée entre le nœud central 13 et le nœud de sortie 11. Pour chaque branche d’alimentation PH i , le nœud central 13 est séparé du nœud d’entrée 12 par au moins le premier interrupteur associé Q i1 . Pour chaque branche d’alimentation PH i , le nœud central 13 est séparé de la masse GND par au moins le second interrupteur associé Q i2 . Le premier interrupteur Q i1 est commandé par le signal d’activation CMD i associé à la branche d’alimentation PH i . Le second interrupteur Q i2 est commandé par le complémentaire du signal d’activation CMD i associé à la branche d’alimentation PH i . Par exemple, lorsque le signal d’activation CMD i est à un état haut, le premier interrupteur Q i1 est à un état passant et le second interrupteur Q i2 est à un état bloquant. Cela induit un passage de courant à travers la branche d’alimentation PH i à partir du nœud d’entrée 12 vers le nœud de sortie 11 à travers le nœud central associé 13 et l’inductance élémentaire associée L i . Inversement, lorsque le signal d’activation CMD i est à un état bas, le premier interrupteur Q i1 est à un état bloquant et le second interrupteur Q i2 est à un état passant. Cela induit la connexion du nœud central 13 à la masse GND et l’absence du courant dans la branche d’alimentation PH i . Les différents signaux d’activation CMD i sont déphasés tels que chaque branche d’alimentation fonctionne avec un décalage temporel par rapport aux autres, ce qui contribue à répartir la charge et à réduire les fluctuations de courant. Cela permet une réduction des ondulations de courant et une diminution des pertes d'énergie. En répartissant la charge sur plusieurs branches d’alimentation PH i , le convertisseur peut mieux gérer les variations de courant. La FIG. 2 illustre un second exemple d’une cellule de puissance 2 du circuit électrique multi-phases D1 selon l’invention. Dans cet exemple illustratif et non limitatif, la cellule de puissance 2 est un convertisseur Buck multi-phases à capacité série permettant de convertir la tension d’entrée continue V in à une tension de sortie V out plus basse que la tension d’entrée. La cellule de puissance 2 selon le second exemple reprend l’ensemble des caractéristiques et des avantages détaillés pour le premier exemple. La cellule de puissance 2 selon le second exemple se distingue du premier exemple par le suivant : Chaque branche d’alimentation PH i avec i=1 à N-1 comprend en outre une capacité intermédiaire C fly montée en série entre le premier interrupteur Q i1 et le nœud central 13. De plus, pour chaque branche d’alimentation PH i avec i=1 à N-1, le nœud commun entre capacité intermédiaire C fly et le premier interrupteur Q i1 , est connecté au premier interrupteur Q (i+1)1 de la branche d’alimentation suivante PH i+1 . La dernière branche d’alimentation de rang i=N est dépourvue de la capacité intermédiaire Cfly. Seule la branche d’alimentation initiale PH 1 est connectée au nœud d’entrée 12 à travers son premier interrupteur Q 11 . La cellule de puissance 2 selon le second exemple présente une meilleure robustesse technique par rapport au premier exemple, car les premiers et seconds interrupteurs Q i1 et Q i2 voient à leurs bornes des tensions inférieures à la tension d’entrée V in . La FIG. 3 illustre un premier exemple du circuit de régulation en tension 21 du circuit de commande 2 selon l’invention. Le circuit de régulation en tension 21 est configuré pour générer un signal de régulation V reg binaire alternatif à partir de la combinaison de la tension de sortie V out avec une tension de bruit V noise . Dans le premier exemple, le circuit de régulation en tension 21 comprend un pont résistif diviseur formé par un couple de résistances R4,R6 séparées par un interrupteur Q 1 . Le pont résistif diviseur R4,R6 est configuré pour générer une fraction de la tension d’entrée V in lorsque l’interrupteur Q 1 est passant. Le troisième interrupteur Q 1 est commandé par le signal de régulation V reg via une boucle de rétroaction interne au circuit de régulation en tension 21. Le pont diviseur R4,R6 contrôlé par le signal de régulation V reg génère une tension de bruit V noise synchronisée avec le signal de régulation V reg . Le pont résistif diviseur est dimensionné de manière à obtenir une tension de bruit V noise lorsque l’interrupteur Q 1 est passant égale à la tension mesurable au nœud central 13 de la branche d’alimentation PH i activée. L’injection de la tension de bruit V noise synchronisée permet d’assurer que les courants traversant les différentes branches d’alimentation sont égaux. Ainsi, la stabilité du convertisseur D1 est garantie sans nécessité de mesure de courant. D’autre part, le circuit de régulation en tension 21 reçoit la tension de sortie V out du nœud de sortie 11 propagée via la première boucle de rétroaction du circuit électrique multi-phases D1 décrite à la FIG. 1 . La combinaison de la tension de bruit V noise générée en interne avec la tension de sortie rétro propagée V out forment une tension intermédiaire V int . Le circuit de régulation en tension 21 comprend en outre un comparateur COMP configuré pour comparer un signal intermédiaire V int à une tension de référence prédéterminée V ref . Le signal de sortie du comparateur COMP est le signal de régulation V reg qui est un signal binaire périodique. Le circuit de régulation en tension 21 comprend en outre une résistance R2 montée entre le nœud de sortie fournissant la tension de sortie V out et l’entrée non-inverseuse du comparateur COMP correspondant signal intermédiaire V int . La résistance R2 permet de superposer la composante continue de la tension de sortie V out à l’entrée non-inverseuse du comparateur COMP. Le circuit de régulation en tension 21 comprend en outre une capacité C2 montée entre d’une part le nœud fournissant la tension de sortie V out et d’autre part le nœud fournissant la tension de bruit V noise . La capacité C2 permet d’intégrer la tension de bruit V noise à travers au moins la résistance R4 de manière à obtenir un signal triangulaire entre la tension de sortie V out et la tension de bruit V noise . Le circuit de régulation en tension 21 comprend en outre une capacité C1 montée entre d’une part le nœud de sortie fournissant la tension de sortie V out et d’autre part l’entrée non-inverseuse du comparateur COMP correspondant au signal intermédiaire V int . La capacité C1 agit comme un filtre passe-haut. La capacité C1 permet de superposer la composante alternative de la tension de bruit V noise à l’entrée non-inverseuse du comparateur COMP. On obtient ainsi, un signal intermédiaire V int ayant une composante continue correspondant à la tension de sortie V out et une composante alternative correspondant à la tension de bruit V noise . L’impédance de la capacité C1 est inférieure à l’impédance de la résistance R2 à la fréquence de fonctionnement. Cela permet d’éviter une chute de tension entre la tension de bruit V noise le signal intermédiaire V int . Le circuit de régulation en tension 21 génère en interne un signal intermédiaire V int triangulaire synchronisé avec le courant de la branche sur une entrée du comparateur COMP ayant deux seuils d’activation. Le signal intermédiaire V int reproduit l'allure du courant traversant l'inductance de la branche d’alimentation en conduction. On obtient ainsi, le signal de régulation V reg binaire périodique selon une fréquence f reg déterminée par la constante de temps R4.C2 et par les valeurs des deux seuils d’hystérésis du comparateur COMP. Optionnellement, le circuit de régulation en tension 21 comprend en outre une résistance R5 montée entre d’autre part le nœud fournissant la tension de bruit V noise et d’autre part la sortie du pont diviseur de tension R4,R6. Dans ce cas, la fréquence f reg est déterminée par la constante de temps (R4+R5).C2 par les valeurs des deux seuils d’hystérésis du comparateur COMP. L’ajout de la résistance R5 permet d’obtenir un degré de liberté supplémentaire pour le dimensionnement de la fréquence f reg. La FIG. 3 illustre un second exemple du circuit de régulation en tension 21 du circuit de commande 2 selon l’invention. Le circuit de régulation en tension 21 est configuré pour générer un signal de régulation V reg binaire alternatif à partir de la combinaison de la tension de sortie V out avec une tension de bruit V noise . Dans le second exemple, le circuit de régulation en tension 21 comprend N diodes D i de rang i=1 à N avec N le nombre de branches d’alimentation PH i . Dans cet exemple, on considère que N=3. Chaque diode D i de rang i présente une anode connectée au nœud central 13 de la branche d’alimentation PH i associée à ladite diode D i . Les cathodes des diodes D i sont connectées à un nœud commun 211. Le nœud commun 211 est séparé de la masse électrique GND par un interrupteur Q 2 . L’interrupteur Q 2 est commandé par le signal de régulation V reg via une boucle de rétroaction interne au circuit de régulation en tension 21. Pour l’une quelconque des branches d’alimentation PH i , lorsque le premier interrupteur Q i1 est passant, le nœud central 13 est à une tension centrale V mi non nulle. La diode correspondante D i est soumise à une tension positive et devient ainsi passante. Les autres diodes D j (avec j≠i) sont à l’état bloquant. La tension centrale V mi est ainsi propagée vers le nœud commun 211 afin de former la tension de bruit V noise . Ce signal de bruit permet d’ajouter dans la boucle de régulation l’image du courant traversant l’inductance élémentaire L i de la branche d’alimentation PH i activée. Cela permet d’assurer la répartition des courants dans les inductances L i si celles-ci sont identiques. L’activation de l’interrupteur Q 2 assure la remise à la masse du nœud commun 211 lorsque toutes branches d’alimentation sont désactivées. D’autre part, le circuit de régulation en tension 21 reçoit la tension de sortie V out du nœud de sortie 11 propagée via la première boucle de rétroaction du circuit électrique multi-phases D1 décrite à la FIG. 1 . La combinaison de la tension de bruit V noise générée en interne avec la tension de sortie rétro propagée V out forment une tension intermédiaire V int . La tension de bruit V noise est propagée vers un nœud commun avec la tension de sortie V out . Le signal intermédiaire V int présente ainsi une composante continue correspondant à la tension de sortie V out et une composante alternative correspondant à la tension de bruit V noise . Le circuit de régulation en tension 21 comprend en outre un comparateur COMP configuré pour comparer un signal intermédiaire V int à une tension de référence prédéterminée V ref . Le signal de sortie du comparateur COMP est le signal de régulation V reg qui est un signal binaire périodique. De manière générale, le circuit de régulation en tension 21 génère un signal de régulation V reg binaire périodique à partir d’une tension intermédiaire V int ayant une composante continue correspondant à la tension de sortie V out et une composante alternative correspondant à la tension de bruit V noise . Cette combinaison permet d’assurer que les courants traversant les différentes branches d’alimentation sont égaux et ainsi améliorer la stabilité du convertisseur D1. Alternativement selon un mode de réalisation particulier, les N diodes D i de rang i=1 à N sont remplacés par N interrupteurs commandés par des signaux externes. A titre d’exemple, les interrupteurs sont réalisés par des transistors. Dans ce cas, il est possible de s’affranchir de l’interrupteur Q 2 . La FIG. 4 illustre le circuit de répartition 22 du circuit de commande 2 selon l’invention. Le circuit de répartition 22 reçoit le signal de régulation V reg généré par le circuit de régulation en tension 21. Le circuit de répartition 22 est configuré pour générer pour chaque branche d’alimentation PH i , un signal d’activation dédié CMD i à partir du signal de régulation V reg . Les signaux d’activation CMD i sont déphasés entre eux selon un déphasage sans nécessité d’un signal horloge externe avec une fréquence fixe. Le circuit de répartition 22 comprend une chaine de N bascules de type D, avec N le nombre de branches d’alimentation PH i . A titre d’exemple non limitatif, on décrit un exemple avec trois branches d’alimentation et donc trois bascules de type D notées 221, 222,223. Les bascules 221,222, 223 sont toutes synchronisées par le signal de régulation V reg . Les bascules 221,222, 223 sont montées tel que la sortie s i d’une bascule de rang i=1 à N-1 est connectée à l’entrée de la bascule suivante de rang i+1. La chaine de N bascules forme un registre à décalage. Le circuit de répartition 22 comprend une cellule logique 230 de type OU ayant une première entrée connectée à la sortie s 3 de la dernière bascule 223 ; une seconde entrée recevant un signal d’initialisation Init1; et une sortie connectée à l’entrée de la bascule de rang i=1. La cellule logique 230 permet d’initialiser la chaine de bascules en injectant un état logique haut sur l’entrée de la bascule initiale de rang i=1 lorsque le signal d’initialisation Init1 est à un état logique haut. Lors d’une étape d’initialisation qui précède la mise en opération du convertisseur, le signal d’initialisation Init1 est à un état haut état «1» de manière à obtenir une valeur logique « 1 » sur l’entrée de la bascule 221 de rang i=1. Les entrées et sorties des autres bascules de la chaine sont à un état logique bas «0». Initialement, la sortie de la bascule 221 de rang i=1 est à l’état logique bas « 0 ». Le circuit de répartition 22 comprend en outre N cellules logiques de type ET. Dans l’exemple illustré, il s’agit des trois cellules ET notée 231, 232 et 233. Chaque cellule de type ET présente une première entrée recevant la sortie d’une bascule D associée. Chaque cellule de type ET présente une seconde entrée recevant le signal de régulation V reg . Chaque cellule de type ET est destinée à fournir le signal d’activation CMD i vers une branche d’alimentation associée PH i . La première cellule ET 231 reçoit le signal de sortie s 1 provenant de la bascule 221 et génère le signal d’activation CMD 1 pour commander la branche d’alimentation PH 1 de rang i=1. La deuxième cellule ET 232 reçoit le signal de sortie s 2 provenant de la bascule 222 et génère le signal d’activation CMD 2 pour commander la branche d’alimentation PH 2 de rang i=2. La troisième cellule ET 233 reçoit le signal de sortie s 3 provenant de la bascule 223 et génère le signal d’activation CMD 3 pour commander la branche d’alimentation PH 3 de rang i=3. De manière générale, une branche d’alimentation PH i fournit du courant au circuit de charge lorsque le signal d’activation associé CMD i est à un état logique haut «1». Le signal d’activation associé CMD i est à un état logique haut «1» lorsque le signal de sortie s i de la bascule associée et le signal de régulation V reg sont simultanément à l’état logique haut «1». Nous allons dans ce qui suit décrire l’évolution temporelle des signaux de sortie s 1 , s 2 et s 3 pendant un cycle de contrôle Cyc comprenant trois étapes successives E1, E2 et E3 comme illustré par les chronogrammes de la FIG. 5 . La FIG. 5 décrit un chronogramme des signaux internes et externes du circuit de commande 3 de manière à illustrer le fonctionnement du circuit de répartition 22. La première étape E1 est déclenchée par le front montant FM1 initial sur le signal de régulation V reg . Ledit front montant provoque la transmission de l’état logique haut «1» de l’entrée de la première bascule 221 vers sa sortie s 1 . On obtient ainsi un état logique haut «1» uniquement sur la première sortie s 1 . L’état logique haut «1» sur la première sortie s 1 est transmis aussi à l’entrée de la seconde bascule 222. L’état logique haut «1» est maintenu sur la sortie s 1 tant qu’il n’y a pas eu de front montant suivant le front montant initial FM1. Les signaux de sortie s 2 et s 3 des autres bascules D de la chaine sont maintenus à un état logique bas «0». Ainsi, on obtient au début de l’étape E1 la configuration suivante : le signal de sortie s 1 de la bascule 221 et le signal de régulation V reg sont simultanément à l’état logique haut «1», ce qui génère une pulsion à l’état haut sur le signal d’activation CMD 1 tout en maintenant les autres signaux d’activation CMD 2 et CMD 3 à un état logique bas. Seule la branche d’alimentation PH 1 de rang i=1 est conductrice et injecte un courant d’alimentation vers la charge cible 3. La seconde étape E2 est déclenchée par le front montant FM2 sur le signal de régulation V reg . Ledit front montant FM2 provoque la transmission de l’état logique haut «1» de l’entrée de la deuxième bascule 222 vers sa sortie s 2 . On obtient ainsi un état logique haut «1» uniquement sur la deuxième sortie s 2 . L’état logique haut « 1 » sur la deuxième sortie s 2 est transmis aussi à l’entrée de la troisième bascule 223. La cellule logique OU 230 reçoit sur ses deux entrées deux états logiques bas «0». La sortie s 1 de la bascule 221 passe à l’état logique bas «0». L’état logique haut « 1 » est maintenu sur la sortie s 2 tant qu’il n’y a pas eu de front montant suivant le front montant FM2. Les signaux de sortie s 1 et s 3 des autres bascules D de la chaine sont maintenus à un état logique bas « 0 ». Ainsi, on obtient au début de l’étape E2 la configuration suivante : le signal de sortie s 2 de la bascule 222 et le signal de régulation V reg sont simultanément à l’état logique haut « 1 » , ce qui génère une pulsion à l’état haut sur le signal d’activation CMD 2 tout en maintenant les autres signaux d’activation CMD 1 et CMD 3 à un état logique bas. Seule la branche d’alimentation PH 2 de rang i=2 est conductrice et injecte un courant d’alimentation vers la charge cible 3. La troisième étape E3 est déclenchée par le front montant FM3 sur le signal de régulation V reg . Ledit front montant FM3 provoque la transmission de l’état logique haut « 1 » de l’entrée de la troisième bascule 223 vers sa sortie s 2 3 . On obtient ainsi un état logique haut « 1 » uniquement sur la troisième sortie s 3 . L’état logique haut « 1 » sur la troisième sortie s 3 est transmis aussi à l’entrée de la première bascule 221 via la cellule logique OU 230. L’état logique haut « 1 » est maintenu sur la sortie s 3 tant qu’il n’y a pas eu de front montant suivant le front montant FM3. De même, le front montant FM3 provoque la propagation de l’état logique bas «0» de l’entrée de la deuxième bascule 222 vers sa sortie s 2 . De même, pour la sortie s 1 de la bascule 221. Les signaux de sortie s 1 et s 2 des autres bascules D de la chaine sont ainsi maintenus à un état logique bas « 0 ». Ainsi, on obtient au début de l’étape E3 la configuration suivante : le signal de sortie s 3 de la bascule 223 et le signal de régulation V reg sont simultanément à l’état logique haut «1», ce qui génère une pulsion à l’état haut sur le signal d’activation CMD 3 tout en maintenant les autres signaux d’activation CMD 1 et CMD 2 à un état logique bas. Seule la branche d’alimentation PH 3 de rang i=3 est conductrice et injecte un courant d’alimentation vers la charge cible 3. Le circuit de répartition 22 permet alors de générer des signaux d’activation CMD i déphasés sans connaitre au préalable une valeur prédéterminée du déphasage ciblé ou de la fréquence du signal de régulation V reg . Le nombre de bascules et de cellules logiques ET est égal au nombre de branches d’alimentation PH i . La fréquence du signal de régulation V reg qui synchronise la chaine de bascules est divisée par le nombre de branches d’alimentation N. La fréquence de commutation f CMD de chacune des branches d’alimentation PH i du convertisseur D1 est régie par la relation suivante : f CMD = f reg / N ; avec f reg la fréquence du signal de régulation V reg et N le nombre de branches d’alimentation PH i. Le circuit de contrôle 2 comprend en outre des moyens pour générer des signaux complémentaires aux signaux d’activation CMD i pour contrôler les seconds interrupteurs Q i2 . Lesdits moyens couvrent par exemple des circuits inverseurs. La FIG. 6 illustre un circuit électrique multi-phases D1 selon un second mode de réalisation de l’invention. Dans le deuxième mode de réalisation, le circuit de commande 2 comprend en outre un circuit de protection 23 inséré entre le circuit de régulation en tension 21 et le circuit de répartition 22. Le circuit de protection 23 reçoit le signal de régulation V reg du circuit de régulation en tension 21 et génère un signal maître V CMD vers le circuit de répartition 22. Le signal maître V CMD joue le rôle de signal horloge pour les bascules D montées en chaine à la place du signal de régulation V reg en comparaison au premier mode de réalisation. Le circuit de protection 23 est configuré pour limiter la durée de la mise en haut ou en bas du signal de régulation V reg à un seuil prédéterminé T ON,max . Le circuit de protection 23 permet de limiter le temps de conduction d’une branche d’alimentation PH i . Le contrôle du temps de conduction maximal T ON,max permet de provoquer un déséquilibre contrôlé et temporaire du courant traversant les branches d’alimentation du convertisseur lors d’un front transitoire du courant. Ce déséquilibre est généralement à éviter mais il s’est avéré qu’il permet d’améliorer le temps de réponse du convertisseur s’il est autorisé pendant une durée contrôlée. A titre d’exemple, pour implémenter le circuit de protection 23, il est possible d’utiliser une bascule D employée en mode SET / RESET comme illustré sur la FIG. 7 . Le signal SET met le signal maître V CMD à un état haut, et le signal RESET, le ramène à un état bas. En cas de conflit, c'est le signal RESET qui prévaut. La FIG. 7 illustre le circuit de génération du signal RESET dans le circuit de protection 23. Le signal maître V CMD est injecté à l’entrée d’un circuit T on_ gen permettant de régler le temps d’activation maximal à T ON,max . Le circuit T on_ gen comprend un filtre RC formé par une résistance R 23 et une capacité C 23 aux bornes duquel la tension du signal maître V CMD est appliquée. Le circuit T on_ gen comprend en outre une diode D 23 ayant son anode connectée au nœud commun entre la résistance R 23 et la capacité C 23 . La cathode de la diode D 23 est connectée à l’autre pôle de la résistance R 23 . Le signal de sortie du circuit T on_ gen est récupéré au niveau du nœud commun entre la résistance R 23 et la capacité C 23 et il est propagé à une première entrée d’une cellule logique ET. La seconde entrée de la cellule logique ET reçoit le complémentaire du signal de régulation V reg (fourni par la sortie négative du comparateur COMP par exemple). Le signal RESET est généré par la cellule mémoire vers la bascule D du circuit de protection 23. La FIG. 7 illustre le circuit de génération du signal RESET dans le circuit de protection 23. Il s’agit d’une cellule AND recevant sur une première entrée le signal RESET déjà généré et sur l’autre entrée le signal de régulation Vreg. De manière préférentielle, selon le deuxième mode de réalisation décrit sur la FIG. 6 , le circuit de commande 2 comprend en outre un circuit de temps morts 24 inséré entre le circuit de répartition 22 et la cellule de puissance 1. Le circuit de temps morts 24 est configuré générer pour chaque branche d’alimentation, un premier CMD i et un second signal d’activation CMD barre , i complémentaire. chaque front de transition du second signal d’activation CMD barre , i est temporellement décalé par rapport au premier signal d’activation. Cela permet d’éviter les problèmes de conduction croisée entre le premier interrupteur Q i1 et le second interrupteur Q i2 dans une branche d’alimentation PH i . L’implémentation du circuit de temps morts 24 est indépendante de l’implémentation du circuit de protection 23 dans le circuit de contrôle 2 selon l’invention. Selon un troisième mode de réalisation, le circuit de contrôle 2 comprend le circuit de régulation en tension 21, un circuit de protection 23 et le circuit de répartition 22 tels que décrit précédemment. Selon un quatrième mode de réalisation, le circuit de contrôle 2 comprend le circuit de régulation en tension 21, le circuit de répartition 22 et le circuit de temps morts 24 tels que décrits précédemment. L’invention est compatible avec plusieurs types de circuit multi-phases, notamment les convertisseurs de puissance tels que DC/DC, AC/AC, AC/DC, DC/AC, ainsi que dans les alimentations à découpage (SMPS). Cette solution serait bénéfique pour tout convertisseur multi-phase, multi-niveau ou hybride utilisant une commande non-linéaire. De plus, les onduleurs pour la conversion du courant continu en courant alternatif (CC-CA) dans les systèmes d'énergie solaire, éolienne et de stockage d'énergie pourraient également tirer profit de la génération de commandes selon l’invention. Circuit électrique multi-phases (D1) configuré pour générer un courant de sortie (I out ) ou une tension de sortie (V out ) pour alimenter une charge cible (3) ; ledit circuit électrique multi-phases (D1) comprenant : une cellule de puissance (1) comprenant : un nœud d’entrée (12) pour fournir une tension d'entrée (V in ) ; une masse électrique (GND) ; un nœud de sortie (11) pour fournir ladite tension de sortie (V out ), N branches d’alimentation (PH 1 , PH N ) qui convergent vers le nœud de sortie (11), N étant un entier naturel supérieur à 1, chaque branche d’alimentation (PH 1 , PH N ), comprenant : un nœud central (13) séparé du nœud d’entrée (12) par au moins un premier interrupteur (Q 11 , Q N1 ) et de la masse électrique (GND) par au moins un second interrupteur (Q 12 , Q N2 ) ; un circuit de commande (2) comprenant : un circuit de régulation en tension (21) configuré pour générer un signal de régulation (V reg ) binaire alternatif à partir de la combinaison de la tension de sortie (V out ) avec une tension de bruit (V noise ) alternative ; ladite tension de bruit (V noise ) étant générée par le circuit de régulation en tension (21) à partir du potentiel électrique du nœud central (13) d’une branche d’alimentation (PH 1 , PH N ) choisie ; ou à partir de la tension d'entrée (V in ); un circuit de répartition (22) configuré pour générer pour chaque branche d’alimentation , au moins un signal d’activation dédié (CMD 1 , CMD 2 , CMD 3 ) à partir du signal de régulation (V reg ); la pluralité de signaux d’activation étant déphasés entre eux selon un déphasage variable au cours du temps. Circuit électrique multi-phases (D1) selon la revendication 1 dans lequel le circuit de régulation en tension (21) comprend un comparateur (COMP) pour comparer un signal intermédiaire (V int ) à une tension de référence prédéterminée ; ledit signal intermédiaire (V int ) ayant une composante continue correspondant à la tension de sortie (V out ) et une composante alternative correspondant à la tension de bruit (V noise ). Circuit électrique multi-phases (D1) selon l’une quelconque des revendications 1 ou 2 dans lequel le circuit de régulation en tension (21) comprend un pont diviseur comprenant un couple de résistances (R4,R6) séparées par un troisième interrupteur (Q 1 ) et configuré pour générer une fraction de la tension d’entrée (V in ) lorsque le troisième interrupteur est passant ; le troisième interrupteur (Q 1 ) étant commandé par le signal de régulation (V reg ). Circuit électrique multi-phases (D1) selon l’une quelconque des revendications 1 ou 2 dans lequel le circuit de régulation en tension (21) comprend N diodes (D 1 , D 2 , D 3 ) tel que chaque diode (D 1 , D 2 , D 3 ) ayant une anode connectée au nœud central (13) d’une branche d’alimentation associée à ladite diode et tel que les cathodes des diodes étant connectée à un nœud commun (211) séparé de la masse électrique (GND) par un quatrième interrupteur (Q 2 ) commandé par le signal de régulation (V reg ). Circuit électrique multi-phases (D1) selon l’une quelconque des revendications 1 à 4 dans lequel le circuit de répartition (22) comprend une chaine de N bascules de type D (221, 222,223) toutes synchronisées selon le signal de régulation (V reg ) et montées tel que : la sortie d’une bascule de rang i=1 à N-1 est connectée à l’entrée de la bascule suivante de rang i+1. Circuit électrique multi-phases (D1) selon la revendication 5 dans lequel le circuit de répartition (22) comprend en outre une cellule logique de type OR ayant une première entrée connectée à la sortie de la bascule de rang N , une seconde entrée recevant un signal d’initialisation (Init1) et une sortie connectée à l’entrée de la bascule de rang i=1. Circuit électrique multi-phases (D1) selon l’une quelconque des revendications 5 ou 6 dans lequel le circuit de répartition (22) comprend en outre N cellules logiques de type ET ; chaque cellule de type ET ayant une première entrée recevant la sortie d’une bascule D associée et une seconde entrée recevant le signal de régulation (V reg ) et une sortie pour fournir le signal d’activation (CMD 1 , CMD 2 , CMD 3 ) vers une branche d’alimentation associée. Circuit électrique multi-phases (D1) selon l’une quelconque des revendications 1 à 7 dans lequel le circuit de commande (2) comprend en outre un circuit de protection (23) inséré entre le circuit de régulation en tension (21) et le circuit de répartition (22) et configuré pour limiter la durée de la mise en haut ou en bas du signal de régulation (V reg ) à un seuil prédéterminé. Circuit électrique multi-phases (D1) selon l’une quelconque des revendications 1 à 8 dans lequel le circuit de commande (2) comprend en outre un circuit de temps morts (24) inséré entre le circuit de répartition (22) et la cellule de puissance (1) et configuré générer pour chaque branche d’alimentation , un premier (CMD 1 , CMD 2 , CMD 3 ) et un second signal d’activation (CMDN 1 , CMDN 2 , CMDN 3 ) complémentaires, chaque front de transition du second signal d’activation étant temporellement décalé par rapport au premier signal d’activation. Circuit électrique multi-phases (D1) selon l’une quelconque des revendications 1 à 9 dans lequel chaque branche d’alimentation (PH 1 , PH N ) comprend une inductance élémentaire associée (L 1 , L N ) montée entre le nœud central (13) et le nœud de sortie (11) ; chaque branche d’alimentation (PH 1 , PH N ) étant configurée pour générer un courant élémentaire (I 1 , I N ) à travers l’inductance élémentaire associée.