FR 3155595 A1 20250523 FR 2312568 A 20231116 Le procédé comprend les étapes de : a) enregistrer une fréquence de résonnance nominale (Fn) et une résistance en courant alternatif nominale (Ran) d’un circuit résonant série du convertisseur et définir un balayage fréquentiel (fmin, fmax) du circuit par un courant constant à fréquence variable (Ic) sur une largeur de bande incluant la fréquence de résonnance nominale ; b) injecter le courant dans le circuit, relever une fréquence de résonnance effective (Fm) et une tension minimale (Vcrm) entre des bornes du circuit, cette fréquence effective étant égale à une fréquence courante (f) du courant lorsque survient la tension minimale, et déterminer une résistance effective (Ram) à partir de la fréquence effective et de la tension minimale ; et c) comparer les fréquences nominale et effective et les résistances nominale et effective et détecter une dérive sur la base d’au moins un écart de comparaison relevé (D_F, D_R). Figure 1 PROCÉDÉ ET DISPOSITIF DE DÉTECTION D’UNE DÉRIVE DE COMPOSANT PASSIF DANS UN CONVERTISSEUR ÉLECTRIQUE DE PUISSANCE La présente invention concerne de manière générale le domaine des convertisseurs électriques de puissance. Plus particulièrement, l’invention se rapporte à un procédé et à un dispositif de détection d’une dérive de composant passif dans un convertisseur électrique de puissance. Le procédé et le dispositif selon l’invention sont adaptés pour être embarqués dans les véhicules électrifiés, mais pas exclusivement. Les convertisseurs électriques de puissance sont des composants indispensables pour la transformation énergétique de nos sociétés vers une économie décarbonée. Ainsi, le secteur des transports, qui est à l’origine d’une part importante des émissions polluantes et des émissions de gaz à effet de serre, connait une électrification croissante des différents systèmes de transport, et des développements technologiques conséquents réalisés dans le domaine de la conversion électrique de puissance. Des convertisseurs électriques de différents types sont intégrés, en tant que composants fonctionnels essentiels, dans les véhicules automobiles électrifiés, de types hybride et tout-électrique, ainsi que dans les systèmes de recharge électrique tels que les bornes et robots de recharge électrique, de type par conduction (filaire) ou par induction électromagnétique. Les réseaux d’alimentation électrique, notamment ceux dédiés à la mobilité électrique, intégreront dans l’avenir un plus grand nombre de convertisseurs électriques de puissance pour leur connexion au futur réseau électrique intelligent, dit « smart grid » en anglais. L’optimisation des performances énergétiques et la disponibilité fonctionnelle des équipements passe par une maintenance préventive efficace des convertisseurs électriques de puissance. Des études, simulations et essais réalisés par l’entité inventive ont mis en évidence l’intérêt de la détection des dérives des caractéristiques des composants passifs des circuits résonnants, dits « RLC », qui sont intégrés dans l’électronique de puissance des convertisseurs électriques de puissance. Ces dérives affectent la conformité du convertisseur électrique de puissance avec une ou plusieurs performances attendues de celui-ci et la connaissance de celles-ci est utile pour détecter des pannes, voire pour les anticiper, au profit d’une maintenance préventive efficace, et pour une meilleure gestion fonctionnelle du convertisseur, par exemple, par une modification de la stratégie de commande vers un mode dégradé. Le vieillissement des condensateurs et des inductances des circuits « RLC » est souvent à l’origine des dérives de leurs caractéristiques. Une dégradation du fil de Litz utilisé dans le bobinage des inductances et des transformateurs peut aussi être la cause d’une dérive de la résistance en courant alternatif. Cette dégradation est due généralement aux vibrations et à l’échauffement qui altèrent l’isolant des brins formant le fil de Litz. De manière générale, pour mesurer les caractéristiques de résistance, d’inductance et de capacité des composants passifs dans un circuit ou réseau électrique, il est connu d’utiliser des appareils de mesure tels qu’un analyseur de réseaux ou un micro-ohmmètre. Ces appareils de mesure connus n’ont pas vocation à être embarqués dans les véhicules, du fait notamment de leurs masse et encombrement excessifs. De plus, les analyseurs de réseaux ne sont pas aptes pour la mesure de très faibles résistances. Les micro-ohmmètres sont précis et utilisables pour mesurer les très faibles résistances, mais uniquement en courant continu. La résistance en courant alternatif, dont la valeur est dépendante de la fréquence du fait de l’effet de peau, ne peut pas être mesurée avec un micro-ohmmètre. La présente invention vise à fournir une solution nouvelle de détection d’une dérive de composant passif dans un circuit résonant série d’un convertisseur électrique de puissance, qui soit apte à être intégrée dans un véhicule électrifié pour une application sur un convertisseur embarqué du véhicule. Selon un premier aspect, l’invention concerne un procédé de détection d’une dérive de composant passif dans un circuit résonant série d’un convertisseur électrique de puissance. Conformément à l’invention, le procédé comprend les étapes de : a) enregistrer une fréquence de résonnance nominale et une résistance en courant alternatif nominale du circuit résonant série et définir un balayage fréquentiel du circuit résonant série par un courant constant à fréquence variable, le balayage fréquentiel étant défini sur une largeur de bande de fréquence prédéterminée incluant la fréquence de résonnance nominale ; b) injecter le courant constant à fréquence variable dans le circuit résonant série, relever une fréquence de résonnance effective et une tension minimale apparaissant entre des bornes polaires du circuit résonant série, avec la fréquence de résonnance effective étant égale à une fréquence courante du courant constant à fréquence variable lorsque survient la tension minimale, et déterminer une résistance en courant alternatif effective à partir de la fréquence de résonnance effective et de la tension minimale relevées ; c) comparer les fréquences de résonnance nominale et effective et les résistances en courant alternatif nominale et effective et détecter une dérive de composant passif sur la base d’au moins un écart de comparaison relevé. Selon une caractéristique particulière, l’étape c) du procédé comprend une détection d’une dérive d’un condensateur et/ou d’une inductance du circuit résonant série sur la base d’un écart de comparaison relevé entre la fréquence de résonnance nominale et la fréquence de résonnance effective. Selon une autre caractéristique particulière, l’étape c) du procédé comprend une détection d’une dérive d’une composante résistive du circuit résonant série sur la base d’un écart de comparaison relevé entre la résistance en courant alternatif nominale et la résistance en courant alternatif effective. L’invention concerne aussi un ensemble d’un convertisseur électrique de puissance et d’un dispositif de détection d’une dérive de composant passif dans un circuit résonant série du convertisseur, dans lequel le dispositif comprend des moyens incluant un oscillateur commandé en tension et agencés pour la mise en œuvre du procédé décrit brièvement ci-dessus. L’invention concerne aussi un autre ensemble d’un convertisseur électrique de puissance et d’un dispositif de détection d’une dérive de composant passif dans un circuit résonant série du convertisseur, l’ensemble comprenant un calculateur de commande, dans lequel le calculateur de commande comprend des moyens de conversion numérique-analogique et analogique-numérique et une mémoire stockant des instructions de programme pour la mise en œuvre du procédé décrit brièvement ci-dessus. L’invention concerne aussi un véhicule électrifié comprenant un ensemble comme indiqué ci-dessus. D’autres avantages et caractéristiques de la présente invention apparaîtront plus clairement à la lecture de la description détaillée ci-dessous de plusieurs formes de de réalisation particulières de l’invention, en référence aux dessins annexés, dans lesquels : La FIG. 1 est un logigramme montrant des étapes du procédé selon l’invention. La FIG. 2 est un chronogramme montant plusieurs formes d’onde de signaux utilisés pour la mise en œuvre du procédé de l’invention. La FIG. 3 est un bloc-diagramme d’un ensemble formé d’un convertisseur électrique de puissance et d’une première forme de réalisation particulière d’un dispositif selon l’invention. La FIG. 4 est un bloc-diagramme d’un ensemble formé d’un convertisseur électrique de puissance et d’une deuxième forme de réalisation particulière d’un dispositif selon l’invention. Comme montré à la FIG. 1 , le procédé de l’invention dédié à la détection de dérives de caractéristiques des composants passifs d’un circuit résonnant de type « RLC » série, inclus un convertisseur électrique de puissance, comprend notamment quatre grandes étapes S1 à S4. Ces étapes S1 à S4 sont mises en œuvre par un processus de traitement. L’étape S1 est une étape préalable à la détection des dérives à proprement parlé. Dans cette l’étape S1, le processus de traitement stocke en mémoire des valeurs de grandeurs utilisées pour la détection, à savoir, une fréquence de résonnance nominale Fn et une résistance en courant alternatif nominale Ran du circuit résonnant, qui sont déterminées lors de la conception du circuit résonnant. La résistance Ran est la composante résistive du circuit résonnant, sachant que l’impédance de ce circuit résonnant est égale à Ran à la fréquence de résonnance nominale Fn. Un courant constant Ic, de fréquence f variable, utilisé pour la détection est défini aussi à l’étape S1. Le courant constant Ic est utilisé par le procédé pour effectuer un balayage fréquentiel du circuit résonnant. Une plage de variation de fréquence [fmin, fmax] définie par une fréquence minimale fmin et une fréquence maximale fmax est attribuée à la fréquence f du courant constant Ic. La fréquence minimale fmin et la fréquence maximale fmax sont déterminées de façon à encadrer la fréquence de résonnance nominale Fn. La largeur de bande de fréquence fmax-fmin du balayage et la position de la fréquence Fn dans la plage sont fixées de telle manière à inclure une dérive de la fréquence de résonnance liée aux dérives susmentionnées de caractéristiques des composants passifs. L’étape S2 est une étape de mesure. Dans cette étape, le processus de traitement commande l’injection du courant constant Ic dans le circuit résonnant. La fréquence f du courant Ic est modifiée selon une rampe de balayage fréquentiel, par exemple de la fréquence minimale fmin à la fréquence maximale fmax. Selon l’application, la rampe de balayage fréquentiel est une rampe à variation par escalier ou une rampe à variation continue. Typiquement, la rampe de balayage fréquentiel pourra être répétée cycliquement jusqu’à l’obtention de mesures estimées valides par le processus de traitement. Un exemple d’une rampe de balayage fréquentiel en escalier RP est montré à la ligne A de la FIG. 2 . La rampe RP est typiquement une tension de consigne appliquée à un oscillateur commandé en tension pour obtenir une fréquence f variant par palier entre fmin et fmax. La variation fréquentielle dans le temps (t) du courant constant Ic, entre fmin et fmax, est représentée à la ligne B de la FIG. 2 . Dans cet exemple, la fréquence f varie entre fmin = 40 kHz et fmax = 45 kHz, par palier de 1 kHz. Pendant le balayage fréquentiel effectué, une tension Vcr aux bornes du circuit résonnant est scrutée. La fréquence f=Fm du courant injecté Ic produisant une tension minimale aux bornes du circuit résonnant est relevée, ainsi que cette tension minimale Vcr=Vcrm. La fréquence relevée Fm est la fréquence de résonnance effective du circuit résonnant. Dans l’exemple de la FIG. 2 , la tension minimale Vcrm survient pour la fréquence f = 43 kHz. La fréquence de résonnance effective mesurée est donc ici Fm = 43 kHz. De plus, l’étape S2 exploite la tension minimale relevée Vcrm pour déterminer une résistance en courant alternatif effective mesurée Ram du circuit résonnant, pour la résonnance du circuit intervenant à la fréquence de résonnance effective mesurée Fm. La résistance Ram est donnée par l’égalité Ram = Vcrm/Ic. A l’étape S3, le processus de traitement réalise une comparaison entre la fréquence de résonnance nominale Fn et la fréquence de résonnance effective mesurée Fm de façon à détecter un éventuel écart D_F. L’écart D_F est représentatif d’une dérive d’un condensateur et/ou d’une inductance du circuit résonnant. Le processus de traitement réalise également une comparaison entre la résistance en courant alternatif nominale Ran et la résistance en courant alternatif effective mesurée Ram de façon à détecter un éventuel écart D_Ra. L’écart D_Ra est représentatif d’une dérive de la composante résistive du circuit résonnant, due typiquement à une détérioration du fil de Litz d’un bobinage. L’étape S4 est une étape de décision qui exploitent les informations d’écart D_F et D_Ra obtenues à l’étape S3 pour décider d’émettre ou pas une alerte de dérive AL_D. Différentes méthodes de décision pourront être utilisées en fonction de l’application. Ainsi, par exemple, une décision d’émission d’alerte de dérive pourra être prise sur la base de l’amplitude des écarts D_F et/ou D_Ra, en les comparant à des seuils prédéfinis, ou sur la base du nombre de dépassements des écarts D_F et/ou D_Ra, par rapport aux seuils, sur une durée prédéfinie, ou sur une autre base exploitant D_F et/ou D_Ra. En référence plus particulièrement à la FIG. 3 , il est maintenant décrit une application particulière de l’invention à un convertisseur électrique de puissance PW_CH. Le convertisseur PW_CH est ici un chargeur électrique embarqué de véhicule électrifié. Comme visible à la FIG. 3 , le chargeur PW_CH comprend un étage de conversion alternatif-continu dit « AC/DC » et un étage de conversion continu-continu dit « DC/DC », repérés respectivement C_AC/DC et C_DC/DC. L’étage de conversion C_AC/DC est relié à un réseau d’alimentation électrique triphasé et est alimenté en énergie électrique par trois fils de phase ph1, ph2 et ph3 et un fil de neutre N. L’étage de conversion C_AC/DC est ici du type à correction du facteur de puissance, dit « PFC » (pour « Power Factor Correction » en anglais), et comporte un pont de commutation à quatre branches. Ce pont comprend quatre paires d’interrupteurs électronique de puissance (M1, M2), (M3, M4), (M5, M6) et (M7, M8), typiquement des transistors de type « MOSFET ». L’étage de conversion C_AC/DC délivre une tension continue qui alimente l’étage de conversion C_DC/DC. L’étage de conversion C_DC/DC est de type résonnant, avec une structure du type dit « LLC ». Cette structure « LLC » comporte notamment un condensateur C, une inductance L1 et un transformateur Tr et est sensiblement équivalente à un circuit résonnant série montré dans l’encadré EC à la FIG. 3 . Ce circuit résonnant série équivalent a une impédance Z formée des composants C et L1 susmentionnés, ainsi que d’une inductance L2, représentative du transformateur Tr, et de la résistance en courant alternatif Ran représentative de la composante résistive totale du circuit. La fréquence de résonnance Fn est donnée par l’égalité Fn = 1/(2.π.(L.C) 1/2 ), avec L=L1+L2. Dans l’étage de conversion C_DC/DC, la tension continue fournie par l’étage C_AC/DC est hachée par un pont de commutation à deux branches qui alimente la structure « LLC » susmentionnée. Ce pont comprend deux paires d’interrupteurs électronique de puissance (M9, M10) et (M11, M12), typiquement des transistors de type « MOSFET. Un pont de diodes à deux branches, formé de deux paires de diodes de puissance (D1, D2) et (D3, D4), est alimenté par un bobinage secondaire du transformateur Tr pour produire une haute tension continue HV+, HV-. Cette haute tension continue HV+, HV- est destinée ici à la charge électrique d’un pack batterie haute tension du véhicule. Le chargeur PW_CH est relié à un dispositif DDE1 selon l’invention. Le dispositif DDE1 met en œuvre le procédé de l’invention pour la détection des dérives des composants passifs de la structure « LLC » susmentionnée. Comme visible à la FIG. 3 , le dispositif DDE1 est relié à deux bornes B1, B2, de la structure « LLC » et comprend essentiellement un oscillateur commandé en tension VCO, un amplificateur de mesure AM, un détecteur d’enveloppe DE, un circuit de mesure CM et un circuit de comparaison et décision CD. Les bornes B1, B2, correspondent aux deux bornes polaires du circuit résonnant série équivalent susmentionné, ou autrement dit, aux deux bornes polaires de l’impédance Z. On notera que, pour procéder à la détection des dérives conformément à l’invention, ces bornes B1, B2, sont isolées électriquement (déconnectées) du pont de commutation par des commandes adéquates sur les grilles des transistors M9, M10 et M11, M12, qui placent ceux-ci dans un état de haute impédance. L’oscillateur VCO à une sortie en courant SC et fournit le courant constant Ic à fréquence variable. L’oscillateur VCO reçoit une tension de consigne, ici par exemple la rampe de balayage fréquentiel en escalier RP, pour commander la variation de la fréquence f du courant constant Ic. L’injection du courant constant Ic dans la structure « LLC » génère la tension Vcr entre les bornes B1, B2. La tension Vcr est appliquée à des entrées de haute impédance de l’amplificateur de mesure AM. L’amplificateur AM fournit une tension de mesure Vcr amplifiée au détecteur d’enveloppe DE. Le détecteur d’enveloppe DE permet de s’affranchir de la composante alternative de la tension Vcr et délivre en sortie une information d’enveloppe e_Vcr. Le circuit de mesure CM reçoit en entrée l’information d’enveloppe e_Vcr, ainsi que les informations de courant constant Ic et de fréquence f. Le circuit de mesure CM, en exploitant les informations e_Vcr, Ic et f, détecte la tension minimale Vcrm et la fréquence f correspondante, qui est égale à ce moment-là à la fréquence de résonnance effective Fm. Connaissant les valeurs de la tension minimale Vcrm et du courant Ic, le circuit de mesure CM est en mesure de calculer la résistance en courant alternatif effective Ram. Le circuit de mesure CM délivre en sortie les informations mesurées Fm et Ram au circuit de comparaison et décision CD. Le circuit de comparaison et décision CD reçoit les informations mesurées Fm et Ram et, connaissant les informations nominales Fn et Ran, détermine les écarts D_F et D_Ra. A partir des informations d’écarts D_F et D_Ra, le circuit CD décide d’émettre ou pas une information d’alerte de dérive AL_D. L’information d’alerte de dérive AL_D concerne une dérive du condensateur et des inductances et/ou une dérive de la résistance en courant alternatif de la structure « LLC ». En référence plus particulièrement à la FIG. 4 , il est maintenant décrit une autre application particulière de l’invention à un convertisseur électrique de puissance PW_C ayant une structure de type « LLC », repérée ici S_LLC. La structure S_LLC est analogue ici à la structure « LLC » décrite en référence à la FIG. 3 et a un schéma équivalent comprenant deux inductances L1, L2, un condensateur C et une résistance en courant continu nominale Ran. Dans cette application de l’invention, le dispositif DDE2 utilisé pour la mise en œuvre du procédé de l’invention pour la détection des dérives des composants passifs de la structure S_LLC est une version numérique du dispositif DDE1 décrit plus haut en référence à la FIG. 3 . Comme visible à la FIG. 4 , le convertisseur PW_C est relié à un calculateur ECU qui assure sa commande via des signaux de commande de commutation C_SW. Le calculateur ECU comprend une mémoire MEM dans laquelle sont hébergés un module logiciel de commande CTRL_C et un module de détection de dérive SW_DE. Le module logiciel de commande CTRL_C est chargé de commander, via les signaux C_SW, les ponts de commutation du convertisseur PW_C. Le module CTRL_C applique typiquement plusieurs stratégies de commande en fonction de la situation de vie du convertisseur PW_C. Le module logiciel de détection de dérive SW_DE est dédié à la mise en œuvre du procédé de l’invention. L’exécution d’instructions de code du module SW_DE par le calculateur ECU permet la mise en œuvre du procédé de l’invention pour détecter des dérives des composants passifs de la structure S_LLC. Pour l’implémentation du dispositif DDE2 dans le calculateur ECU, le module SW_DE coopère avec un port d’interface d’entrée-sortie P_OI du calculateur ECU. Le port d’interface d’entrée-sortie P_OI est connectés aux deux bornes polaires B1, B2, de la structure S_LLC. Le port P_OI comprend notamment un convertisseur numérique-analogique CNA et un convertisseur analogique-numérique CAN. Le convertisseur numérique-analogique CNA a une sortie en courant et fournit le courant constant Ic à fréquence variable sous la commande du module SW_DE. Le convertisseur analogique-numérique CAN comprend un amplificateur d’entrée à haute impédance qui reçoit la tension Vcr présente entre les bornes B1, B2, de la structure S_LLC. La tension Vcr est numérisée dans le convertisseur analogique-numérique CAN avant d’être fournie au module SW_DE. Le module SW_DE, outre une fonction de commande de génération du courant Ic, comporte des fonctions (non représentées) de détection d’enveloppe, de mesure, de comparaison et décision et réalise un traitement analogue à celui du dispositif DDE1 pour détecter des dérives des composants passifs de la structure S_LLC et émettre les informations d’alerte de dérive AL_D. De manière générale, cette forme de réalisation DDE2 du dispositif de l’invention présente l’avantage d’être plus économique que la forme de réalisation DDE1 de la FIG. 3 . Cependant, la bande passante du dispositif DDE2 est limitée par les performances du calculateur ECU. Le dispositif DDE1 avec un oscillateur commandé en tension est apte à procurer une plus grande bande passante, lorsque l’application le demande. L’invention procure une solution simple, aisée à mettre en œuvre et embarquable dans un véhicule, pour une détection précoce de possibles défaillances dans les convertisseurs électriques de puissance. Elle permet d’améliorer la disponibilité des convertisseurs et d’augmenter la durée de vie de leurs composants. Le procédé de l’invention pourra être mis en œuvre dans différentes phases de vie d’un convertisseur électrique de puissance, par exemple, en usine, en fin de fabrication de celui-ci, et tout au long de sa vie, par exemple à chaque mise sous tension, et à d’autres moments de vie, selon les applications. Les convertisseurs électriques de puissance associés à des dispositifs de l’invention sont intégrables dans un grand nombre d’équipements et de systèmes, et en particulier dans les véhicules électrifiés, de types hybride et tout-électrique, ainsi que les bornes et robots de recharge électrique pour ces véhicules. L’invention ne se limite pas aux modes de réalisation particuliers qui ont été décrits ici à titre d’exemple. De manière générale, l’homme du métier, selon les applications de l’invention, pourra apporter différentes modifications et variantes entrant dans le champ de protection de l’invention. Procédé de détection d’une dérive de composant passif dans un circuit résonant série d’un convertisseur électrique de puissance, caractérisé en ce qu’il comprend les étapes de : a) enregistrer une fréquence de résonnance nominale (Fn) et une résistance en courant alternatif nominale (Ran) dudit circuit résonant série (S_LLC) et définir un balayage fréquentiel (RP, fmin, fmax) dudit circuit résonant série (S_LLC) par un courant constant à fréquence variable (Ic, f), ledit balayage fréquentiel (RP, fmin, fmax) étant défini sur une largeur de bande de fréquence prédéterminée incluant ladite fréquence de résonnance nominale (Fn) ; b) injecter ledit courant constant à fréquence variable (Ic, f) dans ledit circuit résonant série (S_LLC), relever une fréquence de résonnance effective (Fm) et une tension minimale (Vcrm) apparaissant entre des bornes polaires (B1, B2) dudit circuit résonant série (S_LLC), avec ladite fréquence de résonnance effective (Fm) étant égale à une fréquence courante (f) dudit courant constant à fréquence variable (Ic, f) lorsque survient ladite tension minimale (Vcrm), et déterminer une résistance en courant alternatif effective (Ram) à partir desdites fréquence de résonnance effective (Fm) et tension minimale (Vcrm) relevées ; c) comparer lesdites fréquences de résonnance nominale et effective (Fn, Fm) et lesdites résistances en courant alternatif nominale et effective (Ran, Ram) et détecter une dérive de composant passif sur la base d’au moins un écart de comparaison relevé (D_F, D_R). Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que l’étape c) comprend une détection d’une dérive d’un condensateur et/ou d’une inductance dudit circuit résonant série (S_LLC) sur la base d’un écart de comparaison relevé (D_F) entre ladite fréquence de résonnance nominale (Fn) et ladite fréquence de résonnance effective (Fm). Procédé selon la revendication 1 ou 2, caractérisé en ce que l’étape c) comprend une détection d’une dérive d’une composante résistive dudit circuit résonant série (S_LLC) sur la base d’un écart de comparaison relevé (D_R) entre ladite résistance en courant alternatif nominale (Ran) et ladite résistance en courant alternatif effective (Ram). Ensemble d’un convertisseur électrique de puissance (PW_CH) et d’un dispositif (DDE1, DDE2) de détection d’une dérive de composant passif dans un circuit résonant série dudit convertisseur (PW_CH), caractérisé en ce que ledit dispositif (DDE1, DDE2) comprend des moyens d’enregistrement d’une fréquence de résonnance nominale (Fn) et d’une résistance en courant alternatif nominale (Ran) dudit circuit résonant série (S_LLC) et de définition d’un balayage fréquentiel (RP, fmin, fmax) dudit circuit résonant série (S_LLC) par un courant constant à fréquence variable (Ic, f), ledit balayage fréquentiel (RP, fmin, fmax) étant défini sur une largeur de bande de fréquence prédéterminée incluant ladite fréquence de résonnance nominale (Fn), des moyens d’injection dudit courant constant à fréquence variable (Ic, f) dans ledit circuit résonant série (S_LLC), de mesure d’une fréquence de résonnance effective (Fm) et d’une tension minimale (Vcrm) apparaissant entre des bornes polaires (B1, B2) dudit circuit résonant série (S_LLC), avec ladite fréquence de résonnance effective (Fm) étant égale à une fréquence courante (f) dudit courant constant à fréquence variable (Ic, f) lorsque survient ladite tension minimale (Vcrm), et de détermination d’une résistance en courant alternatif effective (Ram) à partir desdites fréquence de résonnance effective (Fm) et tension minimale (Vcrm) mesurées, et des moyens de comparaison desdites fréquences de résonnance nominale et effective (Fn, Fm) et desdites résistances en courant alternatif nominale et effective (Ran, Ram) et de détection d’une dérive de composant passif sur la base d’au moins un écart de comparaison relevé (D_F, D_R). Ensemble selon la revendication 4, caractérisé en ce que lesdits moyens d’injection dudit courant constant à fréquence variable (Ic, f) comprennent des moyens incluant un oscillateur commandé en tension (VCO). Ensemble selon la revendication 4, dans lequel ledit dispositif (DDE2) est intégré dans un calculateur de commande (ECU) dudit ensemble, caractérisé en ce que ledit calculateur de commande (ECU) comprend des moyens de conversion numérique-analogique (CNA) et analogique-numérique (CAN) et une mémoire (MEM) stockant des instructions de programme (SW_DE) pour la mise en œuvre du procédé selon l’une quelconque des revendications 1 à 3 lorsque ces instructions de programme sont exécutées par un processeur dudit calculateur de commande (ECU). Véhicule électrifié, caractérisé en ce qu’il comprend un ensemble (PW_CH, DDE1 ; PW_C, DDE2) selon l’une quelconque des revendications 4 à 6.