FR 3151913 A1 20250207 FR 2308506 A 20230804 L’invention concerne un procédé de mesure de la polarisabilité et de la résistivité d’un sous-sol comprenant au moins les étapes suivantes : - sélection et lecture de données de mesure (2) issues de plusieurs émetteurs injectant des signaux électriques dans le sous-sol et d’au moins un récepteur captant des signaux induits restitués par le sous-sol, les données formant une séquence de réception issue du récepteur, la séquence de réception étant codée, - estimation d’une polarisation spontanée (8) du sous-sol sur l’ensemble de la séquence de réception, - filtrage en domaine spectral de la polarisation spontanée estimée (10), - soustraction de la polarisation spontanée estimée (12), - décodage des résistivités (14) et obtention des résistivités mesurées en fonction de l’émetteur, et - décodage des chargeabilités (16) et obtention des chargeabilités mesurées en fonction de l’émetteur. Figure pour l’abrégé : figure 2 Procédé de mesure de la polarisation provoquée et de la résistivité électrique du sous-sol à l’aide d’émetteurs multiples émettant simultanément avec un codage CDMA L’invention concerne un procédé de détermination de la nature d’un sous-sol et plus particulièrement de mesure de la polarisation provoquée et de la résistivité électrique d’un sous-sol. Il est connu, pour déterminer la nature d’un sous-sol, d’injecter différents types de signaux dans le sous-sol afin de déterminer et de quantifier les réactions des différents éléments composant ce sous-sol à l’injection des signaux, ce qui permet d’obtenir in fine certaines propriétés physico-chimiques des matériaux constitutifs dudit sous-sol. Ces informations permettent de réaliser des projections quant à l’exploitation d’un lieu, par exemple dans le cadre d’aménagement du territoire. On connaît par exemple des procédés de détermination de la nature d’un sous-sol basés sur l’émission d’ondes sismiques. La mesure de la propagation des ondes dans le sous-sol permet de déterminer la nature et la structure de celui-ci. Il est également connu de mesurer la polarisabilité et la résistivité électriques du sous-sol en injectant dans ce dernier, par l’intermédiaire d’un émetteur de courant relié à deux électrodes (souvent notées A et B), un courant électrique formant un signal d’émission. Les différents matériaux formant le sous-sol vont réagir de manière différente, en atténuant plus ou moins le courant et en se polarisant différemment. Un récepteur relié à deux électrodes dites de potentiel (souvent notées M et N), mesure le voltage induit issu de la réaction du sous-sol au signal émis, et une analyse des données ainsi obtenues permet d’estimer la nature du sous-sol dans une zone comprise entre l’émetteur et le récepteur, notamment grâce à la polarisation provoquée (PP) mais également grâce à la résistivité électrique. Il est nécessaire, pour obtenir des données plus complètes d’un site, de réaliser une cartographie de polarisation provoquée et de résistivité du sous-sol par l’intermédiaire de plusieurs émetteurs associés à plusieurs récepteurs répartis sur le site. On peut dès lors parler d’un dispositif distribué à plusieurs émetteurs/récepteurs. Traditionnellement, ces mesures sont réalisées avec des émetteurs successifs, injectant leurs signaux l’un après l’autre. Cependant, pour augmenter le rendement ou pour s’adapter à des processus à évolution rapide, il peut être utile de pratiquer des injections simultanées des divers émetteurs. Dans ce cas, vu que les récepteurs reçoivent les signaux des divers émetteurs en même temps, il est nécessaire de prévoir un code associé à chaque émetteur afin de pouvoir dissocier les signaux provenant de chacun d’entre eux au niveau des récepteurs. La détermination de la nature d’un sous-sol par mesure de polarisation provoquée et de résistivité peut poser des inconvénients en termes de fiabilité des mesures effectuées du fait de l’utilisation d’émetteurs non régulés en courant ou encore du bruit de fond naturel (polarisation spontanée ou « PS », signaux magnétotelluriques ou « MT »). On entend par « polarisation spontanée » des variations temporelles locales du potentiel mesuré au récepteur ayant une fréquence f nettement plus basse que la fréquence d’émission f 0 ( f f 0 ) mais avec des amplitudes souvent bien plus fortes que le signal reçu de l’émetteur. La polarisation spontanée linéaire dont on parle souvent est un cas idéal qui n’existe pas, ou seulement de manière brève : dans la réalité la polarisation spontanée est toujours ondulante ( ). Au contraire, si f >> f 0 on parlera plutôt de bruit HF et celui-ci s’éliminera par le moyennage ou « stacking ». L’invention a notamment pour objet de fournir un procédé de mesure de la polarisabilité et de la résistivité électriques d’un sous-sol, en utilisant des données provenant de plusieurs émetteurs simultanés, afin de mesurer en une seule passe et de la manière la plus fiable possible la polarisation provoquée et la résistivité associées à chacun de ces émetteurs. A cet effet l’invention a pour objet un procédé de mesure de la polarisation provoquée et de la résistivité d’un sous-sol comprenant au moins les étapes suivantes : - sélection et lecture de données de mesure issues d’émetteurs simultanés injectant des signaux électriques codés dans le sous-sol et d’au moins un récepteur captant un signal induit restitué par le sous-sol suite aux injections desdits signaux électriques par tous les émetteurs synchrones, les données formant une séquence de réception issue du récepteur, la séquence de réception étant la superposition de potentiels codés résultant d’un codage des émetteurs selon un codage par accès multiple par répartition de code et formant différents motifs de codage configurés pour discriminer le signal émis par chaque émetteur, - estimation d’une polarisation spontanée (8) du sous-sol au niveau du récepteur, sur l’ensemble de la séquence de réception, - filtrage en domaine spectral de la polarisation spontanée estimée (10), - soustraction de la séquence de polarisation spontanée estimée filtrée à la séquence de réception (12), décodage, pour chaque motif de codage traité dans la séquence de réception, de la résistance du sous-sol associée à ce motif pour chaque émetteur, - moyennage des résistances obtenues pour tous les motifs de codage traités dans la séquence de réception, pour chaque émetteur utilisé, et obtention de la résistance moyenne puis de la résistivité apparente associée à chaque émetteur, - décodage, pour chaque motif de codage traité dans la séquence de réception, des chargeabilités partielles et de la chargeabilité globale du sous-sol associées à ce motif pour chaque émetteur utilisé (16), et - moyennage des chargeabilités partielles et globales obtenues pour tous les motifs de codage traités dans la séquence de réception, pour chaque émetteur utilisé, et obtention des chargeabilités apparentes partielles et de la chargeabilité globale associées à chaque émetteur. On entend par « résistivité apparente » la résistivité d’un sous-sol homogène qui donne le même voltage que celui mesuré au niveau d’électrodes de potentiel pour le même courant injecté aux électrodes de courant. La définition est la même pour la chargeabilité apparente. Ces valeurs dites « apparentes » sont en fait des moyennes sur un certain volume de sol compris entre l’émetteur et le récepteur jusqu’à une profondeur égale à environ la moitié de la distance émetteur-récepteur. Ainsi, et après sélection et lecture des données issues du ou des récepteurs, la polarisation spontanée (c’est-à-dire le potentiel naturel du sous-sol présent entre les électrodes de réception) est estimée et soustraite pour ne conserver que les potentiels issus de la stimulation induite par les émetteurs. Le nettoyage de la séquence de réception enregistrée par le(s) récepteur(s) est déterminant afin d’éliminer tout signal non provoqué par les émetteurs avant le décodage. Le décodage des résistances et des chargeabilités au niveau du récepteur permet ensuite d’obtenir, pour chaque émetteur, la polarisation provoquée apparente induite par l’injection du courant électrique ainsi que la résistivité électrique apparente de la zone investiguée par le dispositif de mesure (zone comprise entre le récepteur et chaque émetteur). Cette détermination permet enfin d’estimer la nature du sous-sol dans cette même zone. Suivant d’autres caractéristiques optionnelles du procédé de mesure prises seules ou en combinaison : les données de mesure récupérées sont issues d‘émetteurs de courant non régulés en courant ; on mesure la polarisation provoquée et la résistivité à partir de plusieurs séquences de réception issues de plusieurs récepteurs ; les séquences codées comprennent plusieurs motifs élémentaires des séquences d’injection codées, soit 24 paliers d’émission ON/OFF dans le cas de trois émetteurs, et dans lequel l’analyse des données se fait sur au moins un de ces motifs de codage, et dans lequel on réalise une estimation de la polarisation spontanée ; on réalise, avant l’estimation de la polarisation spontanée, une estimation et une suppression d’une composante continue et/ou d’une dérive lente du courant injecté par chaque émetteur utilisé ; on réalise, lors de l’étape de filtrage en domaine spectral de la polarisation spontanée estimée (10), les étapes suivantes : calcul d’une transformée de Fourier à partir de l’estimation de la polarisation spontanée, suppression de composantes spectrales allant de ƒ 0 /2 a 3ƒ 0 /2, ƒ 0 étant la fréquence du signal des émetteurs se traduisant par une fréquence d’ondulation affectant la polarisation spontanée estimée, et reconstruction des composantes spectrales supprimées par interpolation cubique d’Hermite par morceaux, et obtention d’une polarisation spontanée filtrée par calcul d’une transformée de Fourier inverse ; on utilise, lors de l’étape de décodage des résistances (14) et des chargeabilités partielles et globales (16), une matrice de courants dans laquelle la composante continue a été soustraite, et un vecteur de potentiel dans lequel la polarisation spontanée estimée filtrée a été soustraite ; et on détermine un vecteur des chargeabilités à partir d’un vecteur des pseudo-résistances observées pendant la décroissance temporelle. L’invention a également pour objet un procédé de détermination de la nature d’un sous-sol, comprenant les étapes suivantes : - injection de signaux électriques codés dans le sous-sol par l’intermédiaire de plusieurs émetteurs de courant électrique simultanés, chaque émetteur injectant dans le sous-sol un signal électrique comprenant un code spécifique à l’émetteur, - captation, par au moins un récepteur distinct des émetteurs, d’un signal induit restitué par le sous-sol suite à l’injection de signaux électriques, le signal reçu formant une séquence de réception, et - mise en œuvre d’un procédé de mesure de la polarisation provoquée et de la résistivité du sous-sol selon l’invention. Brève description des figures L'invention sera mieux comprise à la lecture de la description qui va suivre donnée uniquement à titre d'exemple et faite en se référant aux dessins annexés dans lesquels : est une représentation des différentes étapes du procédé de mesure selon l’invention, est une représentation du codage CDMA pour trois émetteurs sur un récepteur idéal, et est une illustration de l’estimation de polarisation spontanée par splines cubiques suivis de filtrage spectral comparée à l’estimation classique de polarisation spontanée par la moyenne sur 3 points, sur des données de résistivité-polarisation provoquée synthétiques dans le cas de paliers d’émission de 4 secondes. Description détaillée On se réfère désormais à la illustrant de façon schématique les différentes étapes d’un procédé de mesure de la polarisation provoquée et de la résistivité électrique d’un sous-sol par l’utilisation de plusieurs émetteurs simultanés (appelés communément « Tx », abréviation utilisée par la suite) injectant un courant électrique (i.e. un signal électrique) codé dans le sous-sol, et au moins un, mais de préférence plusieurs récepteurs (appelés communément « Rx », abréviation utilisée par la suite) captant les potentiels électriques ou voltages restitués par le sous-sol suite aux injections de courant électrique de tous les émetteurs synchrones. Le récepteur, ou les récepteurs, capte(nt) la réaction du sous-sol à l’injection de courant électrique par tous les émetteurs simultanés, en fonction du positionnement sur le terrain de chaque couple Tx-Rx, plus précisément en fonction des propriétés électriques locales dudit terrain (résistivité, polarisabilité). L’invention est focalisée sur le traitement ( a priori en temps différé) des enregistrements de courants électriques codés injectés simultanément aux divers Tx et des enregistrements des potentiels reçus en réaction aux divers Rx. Il y a donc tout d’abord une phase de sélection et de lecture des données acquises par les divers émetteurs simultanés (courants injectés) et par au moins un récepteur captant un signal de potentiel électrique (voltage) induit par le sous-sol suite aux injections de signaux électriques par tous les émetteurs, les données formant une séquence de réception issue du récepteur, la séquence de réception étant la superposition de potentiels codés résultant du codage des émetteurs selon un codage par accès multiple par répartition de code (CDMA), qui permet de discriminer le signal reçu de chaque émetteur. Tout d’abord, et concernant les étapes préalables à cette phase de sélection et de lecture de données, nous allons aborder la question de l’acquisition de ces données. Pour ce faire, on dispose d’un dispositif d’acquisition formé par plusieurs émetteurs (dispositif dit « multi-Tx », abréviation utilisée par la suite) et par au moins un récepteur. Ces divers éléments sont supposés « indépendants » au sens où ils sont simplement synchronisés entre eux par GPS, sans nécessiter aucune liaison filaire ou radio pour les relier (encore qu’une telle liaison ne serait pas préjudiciable à l’invention, elle permettrait même d’appliquer notre traitement en temps réel). Concernant les émetteurs, chacun d’eux injecte un courant électrique dans le sous-sol en émettant un signal carré codé, chaque émetteur étant affecté d’un code spécifique selon un codage par accès multiple par répartition de code (ou codage CDMA pour « Code Division Multiple Access » en anglais). Ce codage sera appelé « codage CDMA » par la suite. Le codage CDMA est un codage de l’information issue d’un émetteur dans le but de pouvoir multiplexer des données issues de différents émetteurs simultanés et pouvoir par la suite les démultiplexer et ainsi retrouver les données issues de chaque émetteur séparément. L’objet général du multiplexage est donc la transmission de plusieurs communications sur un même canal (ici intervalle de temps d’acquisition). Les codes CDMA (par exemple les codes CDMA de la ) sont des codes binaires (i.e. successions de -1 et de +1) dont la longueur N (nombre de bits) est une puissance de 2 (N=2^k). Parmi le grand nombre de séquences binaires possibles (2^N en théorie), seules N-1 = 2^k-1 possèdent les propriétés d’orthogonalité requises pour un procédé à plusieurs émetteurs synchrones. Ces séquences pseudo-aléatoires sont connues sous le nom de séquences de Walsh. On fait généralement référence à un codage synchrone « Synchronous CDMA » quand on parle de codage CDMA. On multiplie directement le message à transmettre par le code binaire. En réception on calcule la corrélation du signal avec une réplique du code émetteur, ce qui permet de régénérer les bits de message. Pour les besoins de la géophysique, le code choisi (succession de -1 et de +1) sert à moduler un motif élémentaire de courant d’émission, typiquement un motif carré a six paliers ON+, 0, ON-, 0, ON+, 0 ( i.e. succession de créneaux positifs et négatifs théoriquement de même intensité entrecoupés de paliers d’interruption du signal) pour permettre une acquisition de polarisation provoquée (ou PP, abréviation utilisée par la suite) suivie d’une compensation de polarisation spontanée (ou PS, abréviation utilisée par la suite) « sur trois points » (procédé décrit plus loin). Dans le cadre de l’invention, le formalisme suivant peut être adopté. On part d’un ensemble de m émetteurs simultanés codés par codage CDMA. Comme expliqué plus haut, le nombre de codes disponibles est une puissance de 2. En éliminant les codes uniformes, le nombre d’émetteurs est de la forme m =2^ k -1= N -1. Dans la pratique, k peut valoir 2, 3 ou 4, par conséquent m peut valoir 3, 7 ou 15. Nous considérerons par la suite uniquement le cas à 3 émetteurs ( k =2, m =3, N =4), qui suppose un codage sur 4 bits ( N = m +1=2^ k ), c'est-à-dire 4 paliers (voir les références 18, 20 et 22 sur la ). Le cas à 7 émetteurs serait identique, avec néanmoins 7 motifs codés plus longs (le codage étant sur 8 bits, donc 8 paliers). Dans la suite nous appellerons « tip » (voir la référence 24 sur la ) un motif élémentaire des séquences d’injection codées. Un tip est donc constitué de l’assemblage minimal d’un certain nombre de paliers ON+, ON- (tel que I ON - = -I ON+ ) ou OFF (tel que I OFF =0), tel qu’abordés ci-dessus, assemblage qui diffère selon la méthode de prospection. En méthode de résistivité en courant continu ( DC resistivity ) sans mesure de PP, le tip traditionnel est constitué de deux paliers, ON+ et ON-, qui représentent une période T0 du signal émis (ce tip est utilisé dans le document suivant : Yamashita Y., Lebert F., Gourry J.C., and Bourgeois B.,2013, A practical field experiment of multiple transmission resistivity profiling using code division multiple access. Near Surface Geoscience 2013 – Proceedings of the 19th European Meeting of Environmental and Engineering Geophysics, Expanded Abstracts, Mo S2a 10 ). Dans le cadre de l’invention, le tip choisi sera constitué de trois paliers ON+ ON- ON+ (ou son inverse ON- ON+ ON-), ce motif permettant de compenser la PS par une moyenne glissante « sur trois points » choisis à l’intérieur d’un même tip. Il s’agit d’un procédé classique permettant d’éliminer une dérive linéaire en faisant une moyenne du signal à trois instants t 1 , t 2 , t 3 positionnés identiquement sur trois paliers consécutifs, et d’obtenir in fine la valeur du potentiel débarrassé de cette dérive, donc le potentiel dû exclusivement aux émetteurs en l’absence d’autre source de bruit, à savoir , valeur qui est reportée au centre du triplet ( i.e. point t 2 ). Cette extraction réalisée avant décodage n’est théoriquement valable que pour une PS linéaire. Elle fournit la valeur de potentiel aux trois instants considérés, et , ainsi que la pente a de la PS linéaire extraite : . Cette procédure peut cependant être mise en défaut dans plusieurs situations, même en mono-Tx ( i.e. avec un seul émetteur), notamment : - si la PS est fortement non-linéaire (quadratique, sinusoïdale...) ; - ou encore en présence de fortes variations du courant injecté par un ou plusieurs émetteurs. Dans ce cas, les potentiels V1 a V3 ci-dessus peuvent être affectés de manière différente par ces variations, amenant à une mauvaise détermination de V TX . Il faudrait donc corriger ces variations avant de faire la moyenne sur 3 points ; - ou enfin en présence de bruit haute fréquence de forte amplitude : dans ce cas également, si la correction précédente est faite en aveugle, le bruit peut biaiser la détermination de V T X et de V PS . Le problème est particulièrement aigu pour la mesure de polarisation provoquée puisqu’il s’agit de mesurer un potentiel beaucoup plus faible qu’en résistivité (car mesuré après la coupure de l’injection), sur lequel les erreurs vont se répercuter beaucoup plus fortement que sur la résistivité apparente. La nouvelle approche proposée dans l’invention pour estimer la PS (ajustement de splines suivi d’une interpolation spectrale), permet de soustraire un maximum de PS avant d’appliquer la moyenne sur 3 points. De même, le moyennage ou « stacking » réalisé à plusieurs étapes permet d’éliminer une bonne part du bruit haute fréquence avant la moyenne sur 3 points. En méthode de polarisation provoquée, le tip minimal est constitué de quatre paliers ON+, 0, ON-, 0 ( i.e. signal carré avec 50% de paliers à 0), qui est la forme d’onde classiquement utilisée pour la PP du fait des temps morts de l’émission, pendant lesquels on peut analyser la décroissance temporelle du potentiel, conduisant à la chargeabilité apparente. Ces 4 paliers représentent une période T0 du signal émis. Ce tip minimal est utilisé dans les deux documents suivants : Yamashita Y., Lebert F., Gourry J.C., Bourgeois B. and Texier B., 2014. A method to calculate chargeability on multiple-transmission resistivity profile using code-division multiple-access. SEG Technical Program Expanded Abstracts 2014: pp. 1775-1779 et Yamashita Y. and Lebert F., 2016. Time Domain IP Profile by Multi-current Transmission Technique - Water Tank Experiment and SP Noise Effect Estimation. Near Surface Geoscience 2016 – Proceedings of the 22nd European Meeting of Environmental and Engineering Geophysics, Barcelona 4-8 Sept 2016, Expanded Abstracts. Mais, comme introduit précédemment, le tip choisi en pratique sera plutôt un tip à 6 paliers ON+, 0, ON-, 0, ON+, 0 pour pouvoir compenser la PS sur 3 points. Comme pour la résistivité, le choix du motif d’une période et demie se justifie par le fait d’avoir deux créneaux positifs et un créneau négatif (ou inversement) sur chaque tip pour pouvoir y effectuer, à la fin des temps morts, une suppression de PS par moyenne glissante sur trois paliers OFF consécutifs à l’intérieur d’un même tip ( cf. ). Dans la suite, le raisonnement est basé sur un tip de PP à six paliers permettant la compensation de PS. Sauf indication contraire, nous supposerons que chaque palier a une durée de 2 secondes : dans ce cas, la période T0 vaut 8 s (donc la fréquence f 0 vaut 0.125 Hz) et la durée du tip élémentaire vaut 12 s (1.5xT0). La illustre à gauche les trois codes CDMA 26 utilisés pour le codage d’une émission multi-Tx avec trois émetteurs Tx1 (référence 18), Tx2 (référence 20) et Tx3 (référence 22). Chaque code CDMA 26 s’étend sur une durée de 4 bits ( i.e. 4 paliers valant ±1). Ces trois codes sont bien deux à deux orthogonaux. Sur la droite, cette même figure présente le signal codé émis par chaque émetteur dans le cas d’une mesure de PP. Ces signaux codés sont le résultat de la multiplication de chacun des 3 codes précédents par le tip PP élémentaire à 6 paliers (entouré sur la pour le signal de l’émetteur Tx2). On obtient ainsi pour chaque émetteur une succession de 4 tips qui forment le « motif CDMA » propre à cet émetteur. La durée de 4 tips de 6 paliers, soit 24 paliers, est la durée minimale nécessaire pour décoder le signal de PP dans le cas de trois émetteurs simultanés. Pour des paliers élémentaires de 2 secondes, le motif CDMA minimal de 4 tips dure donc 48 s, ce qui correspond à 4800 échantillons avec un échantillonnage classique à 100 éch/s. On notera dans l’exemple illustré que le 3 ème code au bas de la est un code « transparent » (différent d’un code uniforme), c'est-à-dire que le motif CDMA qui en découle est identique au signal PP non codé utilisé en mono-Tx. Les séquences d’émission codées 28 des différents émetteurs 18, 20 et 22 sont représentées sur la partie droite de la . On retrouve sous ces dernières la séquence de réception codée 30 ; cette dernière correspondant à la somme des séquences d’émission codées 28 des différents émetteurs 18, 20 et 22, c'est-à-dire à la superposition des trois émetteurs codés injectant le même courant sur une même résistance (par exemple si les trois émetteurs considérés sont sur un même terrain et si la séquence est mesurée en un récepteur idéal donnant le même coefficient géométrique pour les trois Tx), en l’absence de PS, de PP et de bruit MT. En pratique, la durée d’injection est toujours plus longue qu’un unique motif CDMA de 4 tips : en effet, le traitement par spline employé pour estimer la PS nécessite au moins un tip de réserve avant/après le motif courant pour appuyer le spline : ainsi, la séquence minimale est en pratique de 6 tips, soit 36 paliers. De plus, le motif CDMA est répété de manière cyclique aussi longtemps que nécessaire pour l’obtention d’un bon rapport signal/bruit (avec une périodicité globale égale à 6xT0). On formule les remarques suivantes : On notera que les motifs CDMA tels que nous les définissons se conservent par permutation circulaire, c'est-à-dire qu’en se décalant d’un bit sur le code (soit d’un tip sur le motif) on reste sur le même code ( i.e. sur le même motif). Par conséquent, lors du décodage CDMA sur un motif de 4 tips, il n’est pas nécessaire de se décaler de 4 tips pour traiter les données suivantes. Il est possible de se décaler de seulement un tip : on parle d’un traitement « avec recouvrement » (la plage de recouvrement est dans ce cas de 3 tips), procédure qui s’avère généralement plus robuste que le traitement sans recouvrement. On notera également que le codage des émetteurs ne modifie ni la position temporelle des paliers OFF (paliers à zéro), ni leur périodicité qui reste de 1 sur 2 (rapport cyclique égal à 50%). En effet, la multiplication du tip élémentaire de PP par un code constitué de +1 et de -1 inverse les paliers ON, mais laisse inchangés les paliers OFF. Cela est visible sur la , sur laquelle on voit que les paliers OFF restent toujours aux mêmes places et sont bien synchrones sur les trois motifs CDMA des émetteurs codés. Par conséquent, la combinaison des trois motifs d’émission au niveau du récepteur laissera également inchangée la position temporelle des paliers OFF, et on observera toujours un palier OFF encadré par deux paliers ON. Les émetteurs utilisés sont des émetteurs configurés pour injecter les séquences CDMA décrites plus haut. Il est possible que ces émetteurs soient seulement régulés en tension et n’assurent donc pas un courant constant en raison des variations de la résistance de prise des électrodes AB au cours du temps (fréquemment jusqu’à 100%). Ceci est d’ailleurs le cas de certains émetteurs utilisés lors des validations de terrain. Pour la même raison, chaque émetteur peut donner sa propre valeur de courant, dépendant principalement de la résistance de prise des électrodes AB qui lui sont connectées. A la réception, l’acquisition des signaux peut être réalisée par exemple par des récepteurs à deux voies électriques ayant une fréquence d’échantillonnage de 100 éch/s et un spectre utile limité à la bande 0-10 Hz. Comme expliqué plus haut, l’exemple décrit pour illustrer l’invention se limite au cas de trois émetteurs Tx1, Tx2 et Tx3. Dans le cas où un seul d’entre eux émet un signal, l’émetteur Tx1 par exemple, ce dernier injecte un courant I 1 (t) dans le sous-sol au cours du temps t. Dans les conditions usuelles de la prospection électrique, dans lesquelles la fréquence est assez basse pour négliger tout effet d’induction ou de propagation électromagnétique, le potentiel électrique V (t) créé par le courant I 1 (t) au niveau d’un récepteur Rx est donné par la loi d’Ohm, en l’absence de PS et de bruit : (1) où R 1 désigne la résistance globale du sous-sol entre l’émetteur Tx1 et le récepteur Rx, elle-même donnée par : (2) où ρ a 1 et K 1 désignent respectivement la résistivité apparente du sous-sol et le coefficient géométrique entre l’émetteur Tx1 et le récepteur Rx. La formule (1) est purement réelle, ce qui signifie qu’il n’y a pas de déphasage entre le courant injecté et le potentiel reçu. On notera que les paramètres électriques du sous-sol (tels que ρ a 1 et R 1 ) sont supposés constants, i.e. exempts de variation temporelle pendant la durée du levé (même si très localement au niveau de l’émission, les résistances de prise peuvent varier au cours du temps). Si les signaux temporels précédents V (t) et I 1 (t) sont discrétisés en n échantillons deux à deux synchrones, la formule (1) peut encore s’écrire sous forme matricielle : où on note que R 1 ne dépend pas du temps. (3) Dans le cadre de la prospection électrique, les inconnues sont les résistances R j ( j = 1, m ) associées à chaque Tx qui permettent in fine de calculer les résistivités apparentes, connaissant le coefficient géométrique K j de chaque couple Tx-Rx. Si deux émetteurs Tx1 et Tx2 injectent simultanément un signal dans le sous-sol, en vertu du principe de superposition des sources, le potentiel mesuré au récepteur Rx sera : (4) Enfin, dans le cas d’une émission simultanée par les trois émetteurs Tx1, Tx2 et Tx3, le potentiel mesuré au récepteur Rx sera : (5) Il est possible de définir la matrice des courants injectés I , à n lignes correspondant aux n échantillons temporels et à m colonnes correspondant aux m émetteurs simultanés ( m étant égal à 3 dans cet exemple) : (6) Il est possible de noter V le vecteur du potentiel électrique à n éléments observé au récepteur Rx : (7), et R le vecteur des résistances du sous-sol R j (j = 1, m ) entre le récepteur Rx et chaque émetteur Tx : (8) La formule (5) ci-dessus peut dès lors s’écrire sous forme matricielle de la manière suivante : (9) La formule (9) correspond à la loi d’Ohm étendue à plusieurs sources et permet d’exprimer que le potentiel V i mesuré à un échantillon temporel i est une combinaison linéaire des courants injectés par les trois émetteurs au même échantillon temporel (sans prise en compte du bruit et de la polarisation spontanée), c'est-à-dire : (10) A ce stade des traitements, le nombre d’échantillons n représente l’ensemble des données sélectionnées pour le décodage CDMA (soit un sous-ensemble de la séquence temporelle commune aux 4 enregistreurs) et peut donc valoir au minimum 4800 pour des paliers de 2 s échantillonnés à 100 éch/s ( i.e. longueur d’un motif CDMA de 4 tips, les 2 tips d’appui des splines n’étant pas comptabilisés dans le nombre n ). L’invention vise premièrement à résoudre le système d’équations linéaires correspondant aux formules (9) ou (10) pour déterminer le vecteur des résistances R des m couples Tx-Rx, et cela même en présence de perturbations importantes dans les signaux reçus V (affectés de PS et de bruit) et émis I (affectés de dérives basse fréquence et d’instabilités d’injection si les Tx ne sont pas régulés en courant). En présence de polarisation spontanée, il est impératif d’éliminer cette dernière au maximum avant de déterminer la résistivité et la polarisation provoquée du sous-sol. Comme évoqué plus haut, la méthode connue dite de la « moyenne sur trois points » n’est pas efficace dans le cas d’une PS non linéaire ou en présence de bruit HF. Pour la première de ces perturbations, il a été mis au point un traitement préalable visant à estimer la PS par ajustement de fonctions polynomiales par morceaux (ou splines), suivi d’un filtrage en domaine spectral visant à rejeter la fréquence f 0 , et cette estimation de PS est ensuite soustraite au signal mesuré. Quant au bruit HF nous l’éliminons au maximum en moyennant les échantillons temporels sélectionnés sur chaque plage utile de chaque palier, réduisant ainsi à 1 le nombre d’échantillons par palier (pour chaque tip, on obtient ainsi 3 échantillons sur les paliers ON, servant à décoder les résistances, et 3 échantillons sur les paliers OFF, servant à décoder les chargeabilités). Après ces moyennes, on élimine enfin la PS résiduelle par filtrage sur trois points, réduisant ainsi le nombre d’échantillons à un par tip pour la résistance et un par tip pour la PP, nombre nécessaire et suffisant pour le décodage CDMA du motif courant. Pour avoir des données synchrones et de même taille entre le récepteur Rx et les trois émetteurs, un traitement analogue est appliqué aux séries temporelles des courants injectés dans le sous-sol : a) ajustement de splines pour éliminer les composantes continues et les éventuelles dérives lentes des séquences d’émission (mais sans filtrage spectral car la coupure des Tx est indépendante de la polarité du courant), b) moyennage des signaux I ON sur chaque plage temporelle utile à la fin de chaque palier ON. Rentrons maintenant dans les détails des traitements permettant le nettoyage des signaux mesurés avant le décodage. La première étape consiste avantageusement à analyser les signaux des émetteurs Tx et du (des) récepteur(s) Rx (étape 4 de la ) pour y trouver la position de la rampe de montée au début du tip choisi (instant t 0 ). Il s’agit ainsi, pour chaque série temporelle, de rechercher les numéros d’ordre (indices) des points correspondant aux débuts et fins de chaque palier d’émission : ceci est réalisé par dérivation du signal. Dans une implémentation non automatisée, la principale difficulté pour l’opérateur consiste à repérer le début de chaque tip, caractérisé invariablement par un doublet de créneaux consécutifs de même polarité sur au moins un des émetteurs codés : il faut alors pointer le début du second créneau de ce doublet (voir ). A partir de ce t 0 , l’opérateur choisit le nombre m 0 (entier) de motifs qu’il souhaite traiter, avec m 0 ≥1 soit au moins un motif de 4 tips. A ce stade, le nombre n d’échantillons dans les formules 1 à 10 vaudra donc 4800x m 0 pour des paliers de 2 s échantillonnés à 100 éch/s. On notera que l’instant t 0 et le nombre de motifs sélectionnés doivent permettre de disposer d’un tip complet à gauche et à droite de la séquence temporelle pour appuyer les splines. Suite à cette première étape, il est avantageux de réaliser une estimation et une suppression de la composante basse fréquence des signaux d’émission (étape 6) : ces derniers présentent parfois une composante continue, voire une dérive lente qui est un peu analogue à une PS. Cette « dérive d’émission » est susceptible de fausser le décodage CDMA. Il est donc avantageux d’estimer cette composante, par exemple à l’aide de splines cubiques s’appuyant sur l’intégralité des paliers à zéro des signaux d’émission. Cette composante est recherchée pour chaque émetteur j sur toute la durée d’émission sélectionnée, puis elle est soustraite au signal de chaque émetteur pour obtenir un signal d’émission nettoyé, stocké dans la matrice S _c lean : cette dernière a la même structure que la matrice I vue plus haut ( n lignes et 3 colonnes, où n peut valoir 4800x m 0 ). Ensuite, il est avantageux de réaliser une estimation de la PS affectant le signal de réception (étape 8). Dans une première phase, on estime la PS sur toute la durée de réception sélectionnée en ajustant un spline cubique s’appuyant sur la fin des paliers à zéro. Pour réduire l’influence du bruit HF ambiant, les potentiels des points d’appuis de l’interpolation sont obtenus en effectuant la moyenne arithmétique des potentiels des dix derniers points des paliers OFF. Le résultat de ce traitement est une série temporelle notée PS_est , de durée égale à celle de la fenêtre temporelle sélectionnée, soit au minimum un motif de 4 tips. Le vecteur PS_est a la même structure que le vecteur initial V (en particulier le même nombre d’échantillons n ) et est synchrone avec lui. Suite à cette estimation de la PS, on effectue un filtrage en domaine spectral de la série temporelle décrite par le vecteur PS_est (étape 10). En effet, la PS estimée à l’étape précédente est affectée par une ondulation de fréquence ƒ 0 , c’est-à-dire la fréquence du signal d’émission, qui s’explique par le fait que les points d’appuis des splines sont décalés alternativement vers le haut ou vers le bas par rapport à la valeur réelle de la polarisation spontanée (décalage dû au résidu de polarisation provoquée). Pour supprimer ces ondulations, on passe dans le domaine spectral par transformée de Fourier et on effectue une suppression des composantes spectrales allant de ƒ 0 /2 a 3ƒ 0 /2 (bornes incluses). On reconstruit ensuite ces composantes par interpolation « pchip » (pour « Piecewise Cubic Hermite Interpolation » ou interpolation cubique d’Hermite par morceaux) appuyée sur les fréquences situées de part et d’autre de la bande spectrale supprimée. L’interpolation est réalisée, en abscisse sur le logarithme des fréquences et, en ordonnée sur le logarithme du spectre exprimé en coordonnées polaires, c'est-à-dire sur le logarithme décimal de l’amplitude et sur la phase spectrale de la PS estimée. On repasse ensuite dans le domaine temporel par transformée de Fourier inverse pour obtenir l’estimation de polarisation spontanée filtrée, qui est une nouvelle série temporelle notée PS_est* ayant la même structure que, et synchrone avec, la séquence de potentiels en cours de traitement V (donc toujours n échantillons temporels où n vaut par exemple 4800x m o ). La illustre une estimation de la PS par splines cubiques (courbe 32) suivie de filtrage spectral (courbe 34), comparée à une estimation classique de la PS par la moyenne sur 3 points (courbe 36) sur des données de résistivité-PP synthétiques dans le cas de paliers d’émission de 4 secondes. Cette figure illustre la grande importance du filtrage spectral selon l’invention, qui permet de passer de la courbe 32 à la courbe 34, (laquelle est presque parfaitement superposée à la PS vraie, à peine visible en trait tireté sous la courbe 34), mais également le résultat significativement inférieur de la classique moyenne sur 3 points (courbe 36) montrant ainsi clairement le bénéfice de l’invention sur un cas d’école. Enfin, après estimation et filtrage de la PS en domaine spectral, on soustrait le vecteur de PS obtenu PS_est* au vecteur de potentiel V en cours de traitement (étape 12). On obtient ainsi un nouveau vecteur de potentiel nettoyé de la PS, noté P_c lean , qui sera utilisé ensuite avec S _clean pour le décodage de la résistance et de la chargeabilité. A ce stade P_clean et S_clean comportent un grand nombre de lignes ( e.g. 4800x m o ) correspondant aux n échantillons de la fenêtre temporelle sélectionnée pour le traitement (sous-ensemble de la séquence commune aux 4 enregistreurs, comprenant au moins un motif CDMA de 4 tips). A l’issue des étapes de nettoyage précédentes, et ayant fait le constat expérimental que le décodage CDMA propageait de manière instable les bruits et les erreurs, nous procédons ensuite, avant le décodage, à un lissage des données (étape 13 de la ) en deux étapes de réduction successives : a) moyennes arithmétiques (« stacking »), visant à éliminer au maximum le bruit HF, moyennes effectuées sur les plages utiles en fin de chaque palier, plages qui diffèrent selon le type de donnée à décoder, résistances ou chargeabilités. Pour le décodage des résistances, les plages en question sont formées des dix échantillons finaux de chaque palier ON. Pour le décodage des vingt canaux temporels de chargeabilité (voir plus loin), les plages de stacking sont plus réduites et comportent seulement quatre échantillons par fenêtre de décroissance. b) filtrage trois points effectué sur trois valeurs moyennes analogues issues de l’étape précédente, positionnées identiquement sur trois paliers de même espèce à l’intérieur d’un même tip, visant à éliminer les résidus de PS à la réception et les résidus de dérives BF à l’émission. La valeur obtenue est reportée au centre du tip. Ces deux étapes réduisent drastiquement le nombre d’échantillons : on ne retient au final qu’une valeur de chaque espèce par tip, à savoir, pour chaque tip : i) une valeur de I ON par Tx et une valeur de V ON au Rx, mesurant la hauteur moyenne des créneaux d’émission du tip (paliers ON), et ii) une valeur de V OFF (t k ) au Rx pour chaque fenêtre de décroissance temporelle définie sur les paliers OFF (l’indice k de canal temporel pouvant varier par exemple de 1 à 20). Pour chaque donnée physique à décoder (résistances ou chargeabilités) nous obtenons ainsi quatre valeurs pour le motif CDMA en cours de décodage : on passe ainsi d’un très grand nombre d’échantillons temporels ( n =4800 en standard) à un nombre très réduit ( N =4) de données fiabilisées. Ces quatre valeurs, qui représentent un condensé de l’information du motif de 4 tips considéré, sont en nombre nécessaire et suffisant pour effectuer le décodage CDMA d’une acquisition multi-Tx à 3 émetteurs (pour comparaison, en mono-Tx il suffirait pour chaque Tx d’une durée d’analyse 4 fois moins longue pour obtenir une estimation des mêmes paramètres, mais au détriment du rapport S/B puisque les données seraient moins moyennées : on peut donc retenir que pour une même durée totale d’acquisition avec 3 émetteurs, la mise en œuvre multi-Tx apporte une plus-value en terme de rapport S/B du fait de l’allongement nécessaire de la durée d’analyse). Les traitements ci-avant peuvent être formalisés à l’aide des formules (11) et (12) qui suivent, et qui concernent un motif CDMA en cours de décodage. D’abord, à partir de P_clean , il est possible de définir un nouveau vecteur de potentiels, noté P , contenant les quatre valeurs moyennes de potentiel en fin de palier ON (une par tip), définies comme suit pour i =1 à N ( N étant égal à 4 dans le cas présent pour une émission à trois émetteurs, mais rappelons qu’il serait égal à 8 dans le cas de 7 émetteurs simultanés). (11) où la barre horizontale désigne la moyenne arithmétique sur les 10 points utiles en fin de palier ON et où le symbole « … » placé dessus désigne la moyenne sur trois points effectuée sur ces moyennes. Les chiffres entre parenthèses désignent les numéros des paliers non nuls sur chaque tip. De même, à partir de S_clean il est possible de définir une nouvelle matrice de courants notée S , toujours concernant le motif en cours de décodage, pour les m émetteurs : (12) Pour N =4 et m =3, le vecteur des potentiels utiles P et la matrice des courants filtrés S peuvent s’écrire, pour le motif en cours de traitement : (13) Si la fenêtre sélectionnée pour le décodage comporte plusieurs motifs ( m 0 >1), le traitement sera réitéré en se décalant d’un tip (pour un traitement dit « avec recouvrement ») jusqu’à atteindre le dernier motif de la fenêtre. Les données obtenues à chaque itération seront ensuite moyennées après le décodage CDMA, comme on le verra plus loin. Suite à la suppression de la polarisation spontanée et du bruit ambiant, le vecteur des potentiels utiles P et la matrice des courants filtrés S sont liés par la loi d’Ohm matricielle suivante : (14) Pour résoudre l’équation (14) ci-dessus (étape 14), il est connu de multiplier les deux côtés de l’égalité par la matrice transposée de S . Nous obtenons dès lors l’équation suivante : (15) Dans le cas de données d’émission parfaites où les colonnes de S sont des codes rigoureusement orthogonaux, le décodage s’arrête là, le produit S T S étant diagonal et se réduisant aux normes carrées de chaque code CDMA. La détermination des trois éléments du vecteur des résistances R est alors évidente sachant que le terme de gauche S T P de l’équation (15) est déjà un vecteur à 3 éléments (lorsque m =3). C’est ce qui est pratiqué dans les articles de Yamashita et al . (2013, 2014, 2016). Pour le cas de données d’émission imparfaites (en particulier dans le cas d’émetteurs non régulés en courant), la matrice S T S n’est pas diagonale. Cependant, c’est une matrice carrée (qui plus est symétrique et à diagonale dominante), aussi est-il possible de l’inverser et de multiplier les deux termes de l’égalité par cet inverse. En réarrangeant l’équation précédente, le décodage CDMA des résistances pour le motif CDMA courant revient alors à résoudre : (16) Le terme est une matrice de taille m x N , connue sous le nom de pseudo-inverse de la matrice S . Sa dimension physique est en 1/A, donc l’équation (16) consiste bien à diviser des potentiels par des courants ( i.e. loi d’Ohm inversée). Le vecteur R ayant été obtenu pour un motif de 4 tips, on peut décaler la séquence d’un tip et recommencer la même opération sur le motif de 4 tips suivant (traitement dit « avec recouvrement »). On procède de la sorte jusqu’à atteindre la fin de la séquence d’injection choisie, puis on moyenne les valeurs obtenues sur les différents jeux de 4 tips traités. Le vecteur final des résistances R ainsi calculé permettra finalement, par la formule (2), d’obtenir les m résistivités apparentes du sous-sol. Une fois le décodage des résistances effectué et le vecteur R obtenu, il est possible de retrouver le vecteur des potentiels codés théorique V j * reçus au récepteur en provenance de chaque émetteur j ( i.e. comme si l’émetteur j émettait seul) à l’aide de la loi d’Ohm scalaire. Cela est possible puisqu’on connaît, pour chaque échantillon i de la série temporelle, le courant I ij injecté par chaque émetteur j : (17) De même, sur les données réduites ( i.e. après moyennage et filtrage 3 points), pour les N tips d’un motif CDMA donné, on peut définir le vecteur des potentiels codés théoriques moyens W j issus de l’émetteur j à la fin des paliers ON : (18) ( N valant 4 dans le cas présent où m =3). La connaissance de ces potentiels théoriques est importante pour le décodage de la chargeabilité. En effet, les chargeabilités partielles M (t) et globale M se définissent de manière générale par les formules suivantes, données pour un seul émetteur : (19) (20) où V ON est le potentiel (moyen) de fin de charge et V OFF (t) le potentiel de décharge observé à un instant t après la coupure du courant (formules à multiplier par 1000 pour avoir les résultats en mV/V). La chargeabilité globale M n’est autre que la moyenne des chargeabilités partielles sur la fenêtre globale de décroissance temporelle [t1,t2] définie par l’opérateur. On utilise les différentes fenêtres de chargeabilité temporelle définies pour la gamme d’appareils électriques utilisés. Les positions t k des centres de fenêtres et leurs largeurs dépendent du mode de définition des fenêtres sélectionné (arithmétique, logarithmique) et de la durée de palier choisie, elle-même adaptée aux temps de relaxation du phénomène de polarisation étudié. On peut maintenant aborder le décodage CDMA des chargeabilités (étape 16). La procédure pour décoder les chargeabilités reprend l’essentiel de celle des résistances. La seule différence conceptuelle est que le décodage doit maintenant se faire en l’absence de courant d’émission : il ne pourra donc pas mettre en jeu des signaux synchrones comme précédemment où les courants et les potentiels étaient pointés au même instant sur un même palier d’émission. Pour permettre le décodage CDMA des potentiels mesurés après la coupure des émetteurs, il est connu d’extrapoler sur le temps mort le courant injecté par chaque Tx avant la coupure (Yamashita et al ., 2014, 2016). Le décodage des chargeabilités M j (t k ) est alors possible avec l’utilisation de ces courants fictifs. La formule (19) suggère que la détermination de la chargeabilité M (t k ) est analogue à la détermination de la résistance R à partir de la formule (1), i.e. , dans laquelle on remplace au numérateur le potentiel V ON par le potentiel V OFF (t k ), et au dénominateur le courant I ON injecté en fin de charge par le potentiel R x I ON produit par ce courant. En mode CDMA, une approche possible pour obtenir la chargeabilité M j (t k ) induite par chaque émetteur j est donc de remplacer dans la formule (16) la matrice des courants S par la matrice W des potentiels V ON théoriques des divers Tx avant coupure, matrice construite comme suit à partir de la formule (18) pour le cas particulier où m =3 : (21) où W ij représente le potentiel théorique moyen en fin des paliers ON créé par l’émetteur j durant le tip i du motif courant (moyenne réalisée sur la même plage utile de 10 échantillons ayant servi à la détermination des R j à l’étape précédente, puis expurgée du résidu de PS par la méthode des 3 points). Dans cette approche, le décodage de la chargeabilité revient alors à résoudre l’équation suivante, pour chaque motif CDMA traité et pour chaque fenêtre temporelle k : (22) où les N valeurs du vecteur V OFF (t k ) sont définies par la formule (23) ci-après, pour les N tips du motif courant ( N =4 dans notre exemple) : (23) Cette formule est analogue à la formule (11) vue plus haut pour les paliers ON : pour chaque fenêtre de décroissance temporelle k , sur chacun des trois paliers OFF existant à l’intérieur du tip i du motif courant, on calcule la moyenne arithmétique des éléments de P_clean appartenant à cette fenêtre, puis on réalise le filtrage trois points de ces trois moyennes. On obtient ainsi, pour chaque canal temporel k , une valeur de potentiel OFF par tip. On notera que le terme de la formule (22) est le pseudo-inverse de W , de taille m x N et de dimension physique 1/Volt : l’équation (22) consiste donc bien à diviser des potentiels par des potentiels. Alternativement, grâce à la détermination préalable des S ij (qui correspondent aux I ON de la formule 19) à l’étape 13 et au calcul subséquent de leur pseudo-inverse à l’étape 14, il est possible de calculer directement à partir de V OFF (t k ) un nouveau vecteur ayant la dimension physique d’une résistance, noté R* (t k ) et défini par : (24) Les éléments R j * (t k ) de ce vecteur ( j =1, m ) sont qualifiés de pseudo-résistances associées à chaque émetteur j , pour chaque fenêtre k de la décroissance temporelle. Si on ramène le problème à un seul émetteur, la formule (24) peut encore s’écrire : puis, en manipulant la formule (19), on voit que : par conséquent, dans le cas d’un seul émetteur, on obtient : (25) Etendue à une émission distribuée de plusieurs émetteurs simultanés selon l’invention, cette formule devient, combinée avec (24) : (26) où désigne le produit de Hadamard (produit matriciel élément par élément). Le procédé de décodage des chargeabilités selon l’invention est donc le suivant : une fois obtenu le vecteur des pseudo-résistances R * (t k ) par la formule (24), on divise le résultat par le vecteur des résistances R (division élément par élément) pour en déduire le vecteur des chargeabilités partielles M (t k ) pour chaque fenêtre k , soit dans le cas où m =3 : (27) Les chargeabilités globales M j associées à chaque émetteur sont ensuite calculées à partir des M j (t k ) à l’aide de la formule (20). Comme pour les résistances, le traitement précédent est répété pour chaque motif CDMA traité du début à la fin de la séquence temporelle choisie, puis les valeurs obtenues sont moyennées pour fournir les estimations finales des chargeabilités apparentes partielles et globales associées à chacun des m couples Tx-Rx. Ces estimations sont stockées dans les vecteurs M (t k ) et M fournis à l’utilisateur. Grâce au décodage CDMA selon l’invention, on obtient in fine les résistivités apparentes et les chargeabilités apparentes partielles et globales du sous-sol au niveau de chaque couple émetteur-récepteur. Ce décodage est fiabilisé par l’estimation et la suppression préalables de la polarisation spontanée et du bruit ambiant. Les paramètres géoélectriques obtenus permettent par la suite de faire des hypothèses sur la nature du sous-sol dans la zone prospectée. Liste de références 2 : étape de récupération de données de mesure 4 : étape d’analyse 4 des signaux Tx et Rx 6 : étape d’estimation et de suppression de la composante continue 8 : étape d’estimation de la polarisation spontanée 10 : étape de filtrage en domaine spectrale de la polarisation spontanée estimée 12 : étape de soustraction de l’estimation de la polarisation spontanée 13 : étape de réduction/lissage des données 14 : étape de décodage CDMA du vecteur des résistances 16 : étape de décodage CDMA du vecteur des chargeabilités 18 : émetteur Tx1 20 : émetteur Tx2 22 : émetteur Tx3 24 : tips 26 : codes CDMA 28 : séquences d’émission codées 30 : séquence de réception codée avec trois émetteurs 32 : estimation de polarisation spontanée par splines cubiques 34 : filtrage spectral 36 : estimation classique de polarisation spontanée par la moyenne sur 3 points Procédé de mesure de la polarisation provoquée et de la résistivité d’un sous-sol comprenant au moins les étapes suivantes : sélection et lecture de données de mesure issues d’émetteurs simultanés injectant des signaux électriques codés dans le sous-sol et d’au moins un récepteur captant un signal induit restitué par le sous-sol suite aux injections desdits signaux électriques par tous les émetteurs synchrones, les données formant une séquence de réception issue du récepteur, la séquence de réception étant la superposition de potentiels codés résultant d’un codage des émetteurs selon un codage par accès multiple par répartition de code et formant différents motifs de codage configurés pour discriminer le signal émis par chaque émetteur, estimation d’une polarisation spontanée (8) du sous-sol au niveau du récepteur, sur l’ensemble de la séquence de réception, filtrage en domaine spectral de la polarisation spontanée estimée (10), soustraction de la séquence de polarisation spontanée estimée filtrée à la séquence de réception (12), décodage, pour chaque motif de codage traité dans la séquence de réception, de la résistance du sous-sol associée à ce motif pour chaque émetteur (14), moyennage des résistances obtenues pour tous les motifs de codage traités dans la séquence de réception, pour chaque émetteur utilisé, et obtention de la résistance moyenne puis de la résistivité apparente associée à chaque émetteur, décodage, pour chaque motif de codage traité dans la séquence de réception, des chargeabilités partielles et de la chargeabilité globale du sous-sol associée à ce motif pour chaque émetteur utilisé (16), et moyennage des chargeabilités partielles et globale obtenues pour tous les motifs de codage traités dans la séquence de réception, pour chaque émetteur utilisé, et obtention des chargeabilités apparentes partielles et de la chargeabilité globale associées à chaque émetteur. Procédé de mesure selon la revendication 1, dans lequel les données de mesure récupérées sont issues d‘émetteurs de courant non régulés en courant. Procédé de mesure selon l’une quelconque des revendications précédentes, dans lequel on mesure la polarisation provoquée et la résistivité à partir de plusieurs séquences de réception issues de plusieurs récepteurs. Procédé de mesure selon l’une quelconque des revendications précédentes, dans lequel les séquences codées comprennent plusieurs motifs élémentaires des séquences d’injection codées, soit 24 paliers d’émission ON/OFF dans le cas de trois émetteurs, et dans lequel l’analyse des données se fait sur au moins un de ces motifs de codage, et dans lequel on réalise une estimation de la polarisation spontanée (8). Procédé de mesure selon l’une quelconque des revendications précédentes, dans lequel on réalise, avant l’estimation de la polarisation spontanée (8), une estimation et une suppression d’une composante continue et/ou d’une dérive lente du courant injecté par chaque émetteur utilisé. Procédé de mesure selon l’une quelconque des revendications précédentes, dans lequel on réalise, lors de l’étape de filtrage en domaine spectral de la polarisation spontanée estimée (10), les étapes suivantes : calcul d’une transformée de Fourier à partir de l’estimation de la polarisation spontanée, suppression de composantes spectrales allant de ƒ 0 /2 a 3ƒ 0 /2, ƒ 0 étant la fréquence du signal des émetteurs se traduisant par une fréquence d’ondulation affectant la polarisation spontanée estimée, et reconstruction des composantes spectrales supprimées par interpolation cubique d’Hermite par morceaux, et obtention d’une polarisation spontanée filtrée par calcul d’une transformée de Fourier inverse. Procédé de mesure selon l’une quelconque des revendications précédentes, dans lequel on utilise, lors de l’étape de décodage des résistances (14) et des chargeabilités partielles et globales (16), une matrice de courants dans laquelle la composante continue a été soustraite, et un vecteur de potentiel dans lequel la polarisation spontanée estimée filtrée a été soustraite. Procédé de mesure selon l’une quelconque des revendications précédentes, dans lequel on détermine un vecteur des chargeabilités à partir d’un vecteur des pseudo-résistances observées pendant la décroissance temporelle. Procédé de détermination de la nature d’un sous-sol, comprenant les étapes suivantes : injection de signaux électriques codés dans le sous-sol par l’intermédiaire de plusieurs émetteurs de courant électrique simultanés, chaque émetteur injectant dans le sous-sol un signal électrique comprenant un code spécifique à l’émetteur, captation, par au moins un récepteur distinct des émetteurs, d’un signal induit restitué par le sous-sol suite à l’injection de signaux électriques, le signal reçu formant une séquence de réception, et mise en œuvre d’un procédé de mesure de la polarisation provoquée et de la résistivité du sous-sol selon l’une quelconque des revendications précédentes.