FR 3153488 A1 20250328 FR 2310038 A 20230922 Dispositif de communication sans contact par modulation active de charge La présente description concerne un Dispositif (100) de communication sans contact par modulation de charge active, comprenant au moins : - un circuit de réception (110) configuré pour recevoir en entrée un signal de réception issu d’un champ électromagnétique destiné à être reçu par une antenne (102) et délivrer en sortie un premier signal d’horloge ; - un circuit de transmission (116) comprenant une sortie couplée à l’antenne (102) et destiné à délivrer sur sa sortie un signal de modulation en phase avec le signal de réception ; - un circuit de compensation (118) d’un premier retard du premier signal d’horloge dû au circuit de réception (110) et à l’amplitude du signal de réception, configuré pour déterminer une valeur de déphasage à appliquer sur un signal d’entrée du circuit de transmission (116) pour compenser le premier retard. Figure pour l'abrégé : Fig. 1 Dispositif de communication sans contact par modulation active de charge La présente description concerne de façon générale le domaine des communications sans fil entre un lecteur et un dispositif de communication sans contact par modulation active de charge, en particulier entre un lecteur et un tel dispositif émulé en mode carte (ou CE pour « Card Emulation » en anglais). La présente description peut concerner en particulier le domaine des communications sans contact mises en œuvre en technologie NFC (« Near Field Communication » en anglais, ou communication en champ proche). La communication en champ proche, ou NFC, est une technologie de connectivité sans fil permettant une communication sur une courte distance, par exemple de l’ordre d’une dizaine de centimètres, entre des dispositifs électroniques, comme par exemple une carte à puce sans contact et un lecteur, ou un dispositif CE (par exemple un téléphone mobile ou un objet connecté) et un lecteur. Un dispositif de communication sans contact est un dispositif capable d'échanger des informations via une antenne avec un autre dispositif sans contact, par exemple un lecteur, selon un protocole de communication sans contact. Un dispositif NFC, qui est un dispositif sans contact, est un dispositif compatible avec la technologie NFC. La technologie NFC est une plate-forme technologique ouverte normalisée dans la norme ISO/IEC 18092 et ISO/IEC 21481 mais incorpore de nombreuses normes déjà existantes comme par exemple les protocoles type A et type B définis dans la norme ISO-14443 qui peuvent être des protocoles de communication utilisables dans la technologie NFC. Un dispositif CE peut être utilisé pour échanger des informations avec un autre dispositif sans contact, par exemple un lecteur sans contact, en utilisant un protocole de communication sans contact utilisable dans la technologie NFC. Lors d'une transmission d'informations entre un lecteur et un dispositif CE ou une carte NFC, le lecteur génère un champ électromagnétique par l'intermédiaire de son antenne qui est généralement, selon les normes classiquement utilisées, une onde sinusoïdale de fréquence égale à 13,56 MHz. Chacun des dispositifs NFC (lecteur et dispositif CE) transmet des données en utilisant un schéma de modulation, par exemple une modulation par déplacement d’amplitude ou ASK (« Amplitude Shift Keying » en anglais). Deux modes de fonctionnement sont possibles : un mode passif, qui correspond au mode utilisé par une carte NFC, ou un mode actif, qui correspond généralement au mode utilisé par un dispositif CE. Dans le mode passif, également appelé PLM ou modulation de charge passive (« Passive Load Modulation » en anglais), seul le lecteur génère le champ électromagnétique et la carte est alors passive. L'antenne de la carte module le champ électromagnétique généré par le lecteur via une modification d’une charge connectée aux bornes de l'antenne de la carte, ce qui modifie l’impédance de sortie de l’antenne du lecteur en raison du couplage magnétique entre les deux antennes. Il en résulte un changement dans les amplitudes et/ou les phases des tensions et courants présents au niveau des antennes du lecteur et de la carte. Les informations sont ainsi transmises depuis la carte vers le lecteur par modulation de charge aux courants d’antenne du lecteur. Dans le mode actif, également appelé ALM ou modulation de charge active (« Active Load Modulation » en anglais), le lecteur et le dispositif CE génèrent tous les deux un champ électromagnétique. Ce mode de fonctionnement est utilisé lorsque le dispositif CE est pourvu d'une source d'alimentation propre, par exemple une batterie. Généralement, un dispositif CE comporte une antenne plus petite que celle d’une carte NFC, et c’est la raison pour laquelle une modulation de charge active est généralement utilisée dans un tel dispositif. Lors d’une modulation de charge active, les champs électromagnétiques émis par le lecteur et le dispositif CE sont en phase l’un avec l’autre afin que la sensibilité de détection du dispositif ne soit pas réduite. Le dispositif CE peut notamment comporter un circuit de réception incluant par exemple un amplificateur de gain variable, ou VGA (« Variable Gain Amplifier » en anglais) et un convertisseur de signal sinusoïdal en signal carré permettant d’extraire du champ généré par le lecteur un signal d’horloge servant à synchroniser en phase une boucle à verrouillage de phase, ou PLL (« Phase Locked Loop » en anglais) servant notamment à compenser le délai de propagation dans le circuit de réception. Le VGA et le convertisseur sont toutefois sujets à des variations PVT (« Process, Voltage, Temperature » en anglais) pouvant engendrer un retard ou une avance du signal reçu, se traduisant par un déphasage entre le champ électromagnétique émis par le lecteur et celui émis par le dispositif CE. Les variations d’amplitude du champ électromagnétique émis par le lecteur et/ou du couplage entre les antennes du lecteur et du dispositif CE peuvent également contribuer à ce déphasage étant donné que le délai de transmission du signal à travers le circuit de réception varie également en fonction de l’amplitude du champ électromagnétique reçu et donc du couplage entre les antennes du lecteur et du dispositif CE. Il existe un besoin de proposer une solution permettant de répondre aux problèmes rencontrés avec les solutions existantes. Un mode de réalisation pallie tout ou partie des inconvénients mentionnés précédemment et propose un dispositif de communication sans contact par modulation de charge active, comprenant au moins : un circuit de réception configuré pour recevoir en entrée un signal de réception issu d’un champ électromagnétique destiné à être reçu par une antenne et délivrer en sortie un premier signal d’horloge ; un circuit de transmission comprenant une sortie couplée à l’antenne et destiné à délivrer sur sa sortie un signal de modulation en phase avec le signal de réception ; un circuit de compensation d’un premier retard du premier signal d’horloge dû au circuit de réception et à l’amplitude du signal de réception, configuré pour déterminer une valeur de déphasage à appliquer sur un signal d’entrée du circuit de transmission pour compenser le premier retard. Selon un mode de réalisation, le circuit de réception comporte au moins : un amplificateur de gain variable configuré pour recevoir en entrée le signal de réception ; un convertisseur de signal sinusoïdal en signal carré, comprenant une entrée couplée à une sortie de l’amplificateur de gain variable, et une sortie sur laquelle le premier signal d’horloge est destiné à être délivré. Selon un mode de réalisation, le dispositif comporte en outre une boucle à verrouillage de phase configurée pour recevoir en entrée le premier signal d’horloge et la valeur de déphasage, et pour délivrer sur une première sortie le signal d’entrée du circuit de transmission. Selon un mode de réalisation, le circuit de compensation comporte au moins une table de consultation configurée pour mémoriser plusieurs valeurs de déphasage chacune associée à une valeur d’amplitude du signal de réception, et pour délivrer en sortie une des valeurs de déphasage en fonction d’une valeur d’un signal de commande appliqué en entrée de la table de consultation et dont la valeur dépend de l’amplitude du signal de réception. Selon un mode de réalisation, le circuit de compensation comporte en outre : un convertisseur analogique-numérique comprenant une entrée couplée à la sortie de l’amplificateur de gain variable ; un premier circuit de calcul comprenant une entrée couplée à une sortie du convertisseur analogique-numérique, et configuré pour déterminer la valeur d’amplitude du signal de réception et pour délivrer en sortie le signal de commande dont la valeur est fonction de la valeur d’amplitude du signal de réception déterminée. Selon un mode de réalisation, la sortie du premier circuit de calcul est couplée à une entrée de commande du gain de l’amplificateur de gain variable. Selon un mode de réalisation, le circuit de compensation comporte au moins un circuit de mesure d’une différence de phase entre le premier signal d’horloge et un deuxième signal d’horloge synchrone avec le signal de réception. Selon un mode de réalisation, le circuit de mesure comporte au moins : un circuit de déclenchement de comptage comprenant deux entrées sur lesquelles les premier et deuxième signaux d’horloge sont destinés à être appliqués, et configuré pour délivrer en sortie un signal de déclenchement de comptage ayant une première valeur pendant une durée égale au premier retard et une deuxième valeur, différente de la première valeur, en dehors de cette durée ; un compteur comprenant une entrée d’horloge couplée à une sortie du circuit de déclenchement de comptage, et une entrée de données couplée à une deuxième sortie de la boucle à verrouillage de phase sur laquelle un signal périodique de fréquence égale à un multiple de celle du signal d’entrée du circuit de transmission est destiné à être délivré ; un deuxième circuit de calcul configuré pour déterminer la valeur de déphasage en fonction d’une valeur d’un signal de comptage destiné à être délivré par le compteur. Selon un mode de réalisation, le circuit de compensation comporte en outre un circuit de mémoire tampon configuré pour recevoir en entrée le deuxième signal d’horloge et comprenant une sortie couplée à l’une des deux entrées du circuit de déclenchement de comptage. Un autre mode de réalisation prévoit un procédé d’étalonnage d’un dispositif tel que défini ci-dessus, comprenant au moins la mise en œuvre des étapes suivantes : application d’un signal de réception en entrée du circuit de réception du dispositif ; calcul et mémorisation, par le circuit de compensation du dispositif, d’une valeur de déphasage qui est fonction de l’amplitude du signal de réception ; et dans lequel les étapes a) et b) sont répétées plusieurs fois en modifiant, à chaque répétition, une valeur d’amplitude du signal de réception. Selon un mode de réalisation, les étapes a) et b) sont répétées en balayant une gamme de valeurs d’amplitude du signal de réception allant d’une valeur minimale à une valeur maximale attendues de cette amplitude. Selon un mode de réalisation, pour chaque valeur d’amplitude du signal de réception, les étapes a) et b) sont répétées plusieurs fois en modifiant, à chaque répétition, une valeur d’une tension d’alimentation du dispositif et/ou une valeur d’une température du dispositif. Un autre mode de réalisation prévoit un procédé de communication sans contact entre un lecteur et un dispositif tel que défini ci-dessus, comprenant au moins la mise en œuvre des étapes suivantes : détection d’un champ électromagnétique par le dispositif ; lorsqu’un champ électromagnétique est détecté par le dispositif, émission d’un premier signal d’horloge par le circuit de réception du dispositif recevant en entrée un signal de réception issu du champ électromagnétique ; application, par le circuit de compensation du dispositif, d’une valeur de déphasage sur un signal appliqué en entrée du circuit de transmission du dispositif, la valeur de déphasage appliquée étant destinée à compenser un premier retard du premier signal d’horloge dû au circuit de réception et à l’amplitude du signal de réception et étant dépendante de l’amplitude du signal de réception ; application sur l’antenne, par le circuit de transmission du dispositif, d’un signal de modulation en phase avec le signal de réception. Selon un mode de réalisation, le circuit de réception du dispositif comporte au moins un amplificateur de gain variable configuré pour recevoir en entrée le signal de réception, et comportant en outre, avant l’application de la valeur de déphasage sur le signal appliqué en entrée du circuit de transmission du dispositif, un contrôle du gain de l’amplificateur de gain variable par le circuit de compensation, la valeur du gain choisie étant fonction de l’amplitude du signal de réception. Ces caractéristiques et avantages, ainsi que d'autres, seront exposés en détail dans la description suivante d’exemples de réalisation particuliers faite à titre non limitatif en relation avec les figures jointes parmi lesquelles : - la FIG. 1 représente schématiquement un exemple de dispositif de communication sans contact par modulation de charge active communiquant avec un lecteur sans contact, selon un mode de réalisation particulier ; - la FIG. 2 représente schématiquement des détails de réalisation d’un exemple de dispositif de communication sans contact par modulation de charge active, selon un mode de réalisation particulier ; - la FIG. 3 représente schématiquement des étapes d’un exemple de procédé d’étalonnage d’un dispositif de communication sans contact par modulation de charge active, selon un mode de réalisation particulier ; - la FIG. 4 représente schématiquement des étapes d’un exemple de procédé de communication d’un dispositif de communication sans contact par modulation de charge active avec un lecteur, selon un mode de réalisation particulier ; - la FIG. 5 représente schématiquement des détails de réalisation d’un exemple de dispositif de communication sans contact par modulation de charge active, selon un mode de réalisation particulier ; - la FIG. 6 représente schématiquement un exemple de réalisation d’un compteur d’une boucle à verrouillage de phase d’un dispositif de communication sans contact par modulation de charge active, selon un mode de réalisation particulier ; - la FIG. 7 représente schématiquement un exemple de réalisation d’un circuit de déclenchement de comptage et d’un compteur faisant partie d’un dispositif de communication sans contact par modulation de charge active, selon un mode de réalisation particulier ; - la FIG. 8 représente un chronogramme d’exemples de signaux utilisés dans les circuits de la FIG. 7 . De mêmes éléments ont été désignés par de mêmes références dans les différentes figures. En particulier, les éléments structurels et/ou fonctionnels communs aux différents exemples de réalisation peuvent présenter les mêmes références et peuvent disposer de propriétés structurelles, dimensionnelles et matérielles identiques. Par souci de clarté, seuls les étapes et éléments utiles à la compréhension des modes et exemples de réalisation décrits ont été représentés et sont détaillés. En particulier, la réalisation des différents éléments et circuits (amplificateur de gain variable, convertisseur de signal sinusoïdal en signal carré, boucle à verrouillage de phase, table de consultation, convertisseur analogique – numérique, circuit de calcul, circuit de retard, bascules, compteurs, etc.) du dispositif n’est pas détaillée. L’homme du métier sera à même de réaliser de manière détaillée les différentes fonctions du dispositif à partir de la description fonctionnelle donnée ici. Sauf précision contraire, lorsque l'on fait référence à deux éléments connectés entre eux, cela signifie directement connectés sans éléments intermédiaires autres que des conducteurs, et lorsque l'on fait référence à deux éléments reliés (en anglais "coupled") entre eux, cela signifie que ces deux éléments peuvent être connectés ou être reliés par l'intermédiaire d'un ou plusieurs autres éléments. Sauf précision contraire, les expressions "environ", "approximativement", "sensiblement", et "de l'ordre de" signifient à 10 % près, de préférence à 5 % près. Un exemple d’un dispositif 100 de communication sans contact par modulation de charge active selon un mode de réalisation particulier est décrit ci-dessous en lien avec la FIG. 1 . Le dispositif 100 est de type NFC, c’est-à-dire est configuré pour utiliser un protocole de communication compatible avec la technologie NFC. Dans l’exemple décrit, le dispositif 100 correspond à un dispositif émulé en mode carte (CE). Sur la FIG. 1 , le dispositif 100 est représenté lors d’une communication avec un lecteur 200 sans contact de type NFC. Dans l’exemple de réalisation décrit, le dispositif 100 comporte une antenne 102 destinée à échanger des données avec une antenne 202 du lecteur 200 via l’émission de champs électromagnétiques par ces antennes 102, 202 et le couplage magnétique de ces antennes 102, 202. Dans la configuration particulière représentée sur la FIG. 1 , le dispositif 100 comporte en outre un circuit d’adaptation 104 couplé entre l’antenne 102 et les autres éléments du dispositif 100. Le circuit 104 peut servir notamment à adapter l’impédance de l’antenne 102 pour interfacer les signaux d’entrée et de sortie de l’antenne 102. Le dispositif 100 comporte en outre un circuit de réception 110 configuré pour recevoir en entrée un signal de réception issu d’un champ électromagnétique destiné à être reçu par l’antenne 102 et délivrer en sortie un premier signal d’horloge. Sur la FIG. 1 , le signal de réception est appelé « RFI » et correspond à un signal sinusoïdal. La fréquence du signal RFI est par exemple égale à 13,56 MHz. Dans une configuration particulière correspondant à celle représentée sur la FIG. 1 , le circuit de réception 110 comporte au moins : - un amplificateur de gain variable, ou VGA, 112 configuré pour recevoir en entrée le signal RFI ; - un convertisseur 114 de signal sinusoïdal en signal carré, comprenant une entrée couplée à une sortie du VGA 112, et une sortie sur laquelle le premier signal d’horloge est destiné à être délivré. Dans cette configuration particulière, le signal émis en sortie convertisseur 114 correspond à un signal carré d’amplitude supérieure à celle du signal RFI, c’est-à-dire correspond à la transformation du signal RFI en un signal carré amplifié avec un gain supérieur à 1. En variante, le circuit de réception 110 peut comporter des éléments supplémentaires et/ou différents de ceux de l’exemple de réalisation de la FIG. 1 . Le dispositif 100 comporte en outre un circuit de transmission 116 comprenant une sortie couplée au circuit 104 et qui est destiné à délivrer sur cette sortie un signal de modulation appelé « RFO » à l’antenne 102. Ce signal RFO inclut des informations destinées à être émises par le dispositif 100 au lecteur 200. Le signal RFO est destiné à être en phase avec le signal RFI. Le dispositif 100 comporte en outre un circuit de compensation 118 d’un premier retard δ clex du premier signal d’horloge dû au circuit de réception 110, incluant le retard dû à au moins une partie des variations PVT des composants du circuit de réception 110, et à l’amplitude du signal RFI. Lorsque le dispositif 100 est en communication avec le lecteur 200, l’amplitude du signal de réception RFI peut être directement proportionnelle à celle du champ électromagnétique reçu par l’antenne 102 et donc du couplage entre les antennes 102, 202. Le circuit de compensation 118 est configuré pour déterminer une valeur de déphasage à appliquer sur un signal d’entrée du circuit de transmission 116 pour compenser le premier retard δ clex . Dans la configuration particulière représentée sur la FIG. 1 , le dispositif 100 comporte en outre une boucle à verrouillage de phase, ou PLL, 120 destinée à synchroniser le signal RFO avec le signal RFI reçu, et ainsi compenser les délais liés au traitement des signaux dans les différents circuits et éléments du dispositif 100. Cette PLL 120 est configurée pour recevoir en entrée le premier signal d’horloge délivré par le circuit de réception 110 ainsi que la valeur de déphasage déterminée par le circuit de compensation 118, et pour délivrer sur une première sortie le signal d’entrée du circuit de transmission 116. Ainsi, la PLL 120 est ici configurée pour prendre en compte la valeur de déphasage déterminée par le circuit de compensation 118 afin que le signal délivré en sortie de la PLL 120 au circuit de transmission 116 ne comporte plus de déphasage, ou retard, lié au circuit de réception 110 et à l’amplitude du signal de réception RFI. Sur le schéma de la FIG. 1 , seuls certains des éléments du dispositif 100 sont représentés. Le dispositif 100 comporte, en plus de ceux visibles sur la FIG. 1 , d’autres circuits et éléments non décrits ici, comme par exemple les circuits de modulation et de démodulation des données reçues et émises par le dispositif 100. Dans la configuration représentée sur la FIG. 1 , le dispositif 100 comporte en outre une batterie 122 destinée à alimenter électriquement des différents circuits et composants du dispositif 100. Un exemple de réalisation plus détaillé du dispositif 100 est décrit ci-dessous en lien avec la FIG. 2 . Sur la FIG. 2 , seule une partie des composants et circuits du dispositif 100 sont représentés et décrits ci-dessous. Par exemple, par rapport à la FIG. 1 , l’antenne 102 et le circuit 104 du dispositif 100 ne sont pas représentés sur la FIG. 2 . Dans cet exemple de réalisation, le dispositif 100 comporte une entrée 124 sur laquelle un signal carré, de même fréquence que le signal RFI et en phase avec le signal RFI, est destiné à être appliqué lors d’un procédé d’étalonnage du dispositif 100 qui sera décrit plus loin. Ce signal carré appliqué sur l’entrée 124 lors du procédé d’étalonnage est par exemple délivré par un oscillateur calibré dont la sortie est couplée à l’entrée 124 durant le procédé d’étalonnage du dispositif 100. Sur l’exemple de la FIG. 2 , le circuit de compensation 118 comporte un circuit de mémoire tampon 126, ou buffer, permettant une bonne propagation du signal reçu sur l’entrée 124 lors de l’étalonnage du dispositif 100. Ce circuit 126 applique un deuxième retard appelé δ static et dont la valeur est très inférieure à celle du premier retard δ clex . La valeur du deuxième retard δ static ne dépend pas de l’amplitude du signal de réception et peut être considérée comme statique, ou constante, lors de l’étalonnage du dispositif 100. Le signal délivré en sortie du circuit 126 forme un deuxième signal d’horloge avec lequel le premier signal d’horloge délivré en sortie du circuit de réception 110 va être comparé pour pouvoir déterminer le déphasage permettant de compenser le premier retard. En variante, le deuxième signal d’horloge pourrait être obtenu d’une manière différente de celle décrite ici. Dans l’exemple de réalisation décrit, le circuit de compensation 118 comporte en outre un circuit de mesure d’une différence de phase entre les premier et deuxième signaux d’horloge. Dans une configuration particulière correspondant à celle représentée sur la FIG. 2 , ce circuit de mesure comporte : - un circuit 128 de déclenchement de comptage comprenant deux entrées sur lesquelles les premier et deuxième signaux d’horloge sont destinés à être appliqués, et configuré pour délivrer en sortie un signal de déclenchement de comptage ayant une première valeur pendant une durée égale au premier retard et une deuxième valeur, différente de la première valeur, en dehors de cette durée ; – un compteur 130 comprenant une entrée d’horloge couplée à une sortie du circuit 128, et une entrée de données couplée à une deuxième sortie de la PLL 120 sur laquelle un signal périodique de fréquence égale à un multiple de celle du signal d'entrée du circuit de transmission 116 est destiné à être délivré ; – un circuit de calcul 132 configuré pour déterminer la valeur de déphasage à appliquer en fonction d’une valeur d’un signal de comptage destiné à être délivré par le compteur 130, la sortie du compteur 130 étant couplée à une entrée du circuit de calcul 132. La valeur de la fréquence du signal périodique délivré sur la deuxième sortie de la PLL 120 peut dépendre des composants de la PLL 120, et par exemple de la fréquence de fonctionnement d’un oscillateur présent dans la PLL 120. Par exemple, la fréquence du signal de réception et la fréquence du signal d’entrée du circuit de transmission 116 peuvent être égales à 13,56 MHz, et la fréquence du signal périodique délivré sur la deuxième sortie de la PLL 120 peut être égale à environ 868 MHz (64*13,56 MHz). Cet exemple de circuit de mesure propose donc de mesurer la différence de phase entre les premier et deuxième signaux d’horloge, qui est représentative du premier retard δ clex , via un comptage dont le résultat sera représentatif de cette différence de phase et donc de ce premier retard δ clex . En variante, la fonction remplie par le circuit de mesure pourrait être obtenue en utilisant des circuits et composants différents de ceux décrits ci-dessus. Dans l’exemple de réalisation décrit, le circuit de compensation 118 comporte en outre une table de consultation 134, ou LUT ou « Look-Up Table » en anglais, configurée pour mémoriser plusieurs valeurs de déphasage chacune associée à une valeur d’amplitude du signal de réception. Ces valeurs de déphasage peuvent être envoyées depuis la sortie du circuit de calcul 132 qui est couplée à une des entrées de la table de consultation 134. La LUT 134 comporte en outre une sortie sur laquelle une des valeurs de déphasage mémorisées est destinée à être délivrée à la PLL 120, cette valeur étant choisie parmi celles mémorisées en fonction de la valeur d’un signal de commande destinée à être appliqué en entrée de la LUT 134. Comme décrit plus loin, la valeur de ce signal de commande, et donc la valeur de déphasage délivrée en sortie de la LUT 134, sera fonction de la valeur d’amplitude du signal de réception reçu par le circuit de réception 110. Dans l’exemple de réalisation décrit en lien avec la FIG. 2 , le circuit de compensation 118 comporte en outre : - un convertisseur analogique-numérique 136, également CAN ou ADC pour « Analog-Digital Converter » en anglais, comprenant une entrée couplée à la sortie du VGA 112 ; - un autre circuit de calcul 138 comprenant une entrée couplée à une sortie de l’ADC 136, et configuré pour déterminer la valeur d’amplitude du signal de réception et pour délivrer en sortie le signal de commande dont la valeur est fonction de la valeur d’amplitude du signal de réception déterminée. Une sortie du circuit de calcul 138 est couplée à une deuxième entrée de la LUT 134. Ainsi, en fonction de la valeur fournie sur cette deuxième entrée, c’est-à-dire de la valeur d’amplitude du signal de réception déterminée, la LUT 134 peut délivrer en sortie une des valeurs de déphasage stockées qui correspond à celle mémorisée pour cette valeur d’amplitude. Sur la FIG. 2 , cette valeur de déphasage délivrée par la table de consultation 134 est appelée « φ offset » et permet de compenser le premier retard δ clex (compensation symbolisée par l’indication « - δ clex » en sortie de la LUT 134). En variante, des circuits différents des circuits 136 et 138 décrits ci-dessous peuvent servir à remplir des fonctions analogues. Dans l’exemple de réalisation décrit, la sortie du circuit de calcul 138 est également couplée à une entrée de commande du gain du VGA 112. Ainsi, en fonction de la valeur de l’amplitude du signal de réception, le gain du VGA 112 peut être ajusté. Au cours d’un procédé d’étalonnage du dispositif 100 les étapes suivantes peuvent être mises en œuvre : a) application d’un signal de réception en entrée du circuit de réception 110 du dispositif 100 ; b) calcul et mémorisation, par le circuit de compensation 118, d’une valeur de déphasage qui est fonction de l’amplitude du signal de réception. Ces étapes a) et b) sont répétées plusieurs fois en modifiant, à chaque répétition, une valeur d’amplitude du signal de réception. Ces étapes peuvent notamment être répétées en balayant une gamme de valeurs d’amplitude du signal de réception allant d’une valeur minimale à une valeur maximale attendues de cette amplitude. Ainsi, ce procédé d’étalonnage permet d’associer et mémoriser, dans la LUT 134, plusieurs valeurs de déphasage en fonction de plusieurs valeurs d’amplitude du signal de réception. La FIG. 3 représente schématiquement les étapes d’un exemple de procédé d’étalonnage du dispositif 100. Lors d’une étape initiale 300, un signal de réception d’amplitude minimale est appliqué en entrée du circuit de réception 110, soit de préférence via un câblage couplé directement sur la carte sur laquelle le dispositif 100 est réalisé, par exemple lors d’un test industriel durant la fabrication du dispositif 100, soit via l’application d’un champ électromagnétique minimal détecté par l’antenne 102, par exemple lors d’un test réalisé avec le dispositif 100 définitif. Cette amplitude minimale est par exemple comprise entre 1 mV et 100 mV. Ce signal de réception est amplifié par le VGA 112, converti numériquement par l’ADC 136 et traité par le circuit de calcul 138. Le gain du VGA 112 est ajusté automatiquement en fonction de l’amplitude du signal de réception (étape 302). Le premier signal d’horloge est obtenu en sortie du convertisseur 114, puis sa phase est comparée, par le circuit 128, à celle du deuxième signal d’horloge appliqué sur l’entrée 124 et mis en mémoire tampon dans le circuit 126. Une valeur d’un déphasage à appliquer au signal de réception pour compenser le premier retard δ clex est ensuite calculée grâce aux éléments 130 et 132 (étape 304). La valeur de déphasage calculée est ensuite mémorisée dans la LUT 134, dans laquelle cette valeur de déphasage est associée à la valeur d’amplitude du signal de réception (étape 306). Au cours d’une étape 308, la valeur d’amplitude du signal de réception est comparée avec une valeur maximale d’amplitude du signal de réception. Si la valeur d’amplitude du signal de réception est inférieure à cette valeur maximale, l’amplitude du signal de réception est augmentée (étape 310) et les étapes 302 à 308 sont répétées. L’amplitude du signal de réception est par exemple augmentée d’une valeur correspondant à un pas de gain du VGA 112. Si la valeur d’amplitude du signal de réception est égale à la valeur maximale, le procédé d’étalonnage s’achève (étape 312). La valeur maximale d’amplitude du signal de réception est par exemple comprise entre 10 V et 30 V. En outre, les étapes 302 à 308 peuvent être répétées X fois, avec X nombre entier compris entre 10 et 20. La mise en œuvre de ce procédé d’étalonnage permet ainsi de mémoriser dans la LUT 134 des valeurs de déphasage à appliquer sur le signal de réception pour compenser le retard dû aux variations de process du circuit de réception 110 et à l’amplitude du signal de réception. En variante, le procédé d’étalonnage du dispositif 100 peut comporter d’autres étapes et/ou des étapes différentes de celles décrites ci-dessus. Par exemple, pour compenser, en plus du retard dû aux variations de process du circuit de réception 110, le retard dû aux variations de tension et/ou de température du circuit de réception 110 (qui est toutefois bien inférieur à celui dû aux variations de process), le procédé d’étalonnage du dispositif 100 peut comporter une répétition des étapes précédemment décrites pour différentes valeurs de la tension d’alimentation du dispositif 100 et/ou de la température du dispositif 100. La FIG. 4 représente schématiquement les étapes d’un exemple de procédé de communication du dispositif 100 avec le lecteur 200. Le dispositif 100 peut se trouver dans un état d’inactivité (étape 400). Au cours d’une étape 402, le dispositif 100 vérifie si un champ électromagnétique correspondant à une communication est détecté. En l’absence d’un tel champ électromagnétique, le dispositif 100 est maintenu à l’état d’inactivité (retour à l’étape 400). En présence d’un tel champ électromagnétique, le premier signal d’horloge est délivré par le circuit de réception 110 qui reçoit en entrée le signal de réception issu du champ électromagnétique reçu par l’antenne 102 (étape 404). Le gain du VGA 112 peut être ajusté par le circuit de compensation 118, cette valeur de gain étant fonction de l’amplitude du signal de réception (étape 406). Une valeur de déphasage est ensuite appliquée par le circuit de compensation 118 par exemple en entrée de la PLL 120, cette valeur de déphasage pouvant correspondre à l’une de celle mémorisée dans la LUT 134 pour la valeur d’amplitude du signal de réception (étape 408). La PLL 120 peut alors prendre en compte cette valeur de déphasage et compenser le premier retard dans le signal appliqué en entrée du circuit de transmission 116. Un signal de modulation, en phase avec le signal de réception, est alors obtenu en sortie du circuit de transmission 116 et appliqué à l’antenne 102, permettant la communication entre le dispositif 100 et le lecteur 200 (étape 410). L’exemple de réalisation du dispositif 100 est décrit ci-dessous en lien avec la FIG. 5 . Sur la FIG. 5 , seule une partie des composants et circuits du dispositif 100 sont représentés et décrits ci-dessous. Par exemple, par rapport à la FIG. 1 , l’antenne 102 et le circuit 104 du dispositif 100 ne sont pas représentés sur la FIG. 5 . De plus, les circuits 134, 136, 138 précédemment décrits en lien avec la FIG. 2 ne sont pas représentés sur la FIG. 5 . Par rapport au dispositif 100 précédemment décrit en lien avec la FIG. 2 , un exemple de réalisation de la PLL 120 est détaillé sur la FIG. 5 . Sur l’exemple de la FIG. 5 , la PLL 120 comporte un compteur 140, un oscillateur 142, un filtre 144 et un soustracteur 146 et un additionneur 148. Dans cet exemple, le compteur 140 comporte une entrée d’horloge couplée à la sortie du circuit de réception 110, une entrée de donnée couplée à une sortie de l’oscillateur 142 qui correspond à la deuxième sortie de la PLL 120 précédemment décrite en lien avec la FIG. 2 , et une sortie couplée à une entrée négative du soustracteur 146 et sur laquelle une valeur de comptage est délivrée. Le compteur 140 délivre également, sur une autre sortie, le signal d’entrée du circuit d’émission 116. Une valeur de phase cible, appelée « φ target », est appliquée sur une entrée positive du soustracteur 146. Cette valeur φ target peut correspondre à une valeur prédéterminée, par exemple mémorisée dans un registre du dispositif 100, et qui correspond par exemple au déphasage attendu en considérant le retard dû aux différents éléments et circuits du dispositif 100 sans prendre en compte le retard dû aux variations PVT du circuit de réception 110 et à l’amplitude du signal de réception. La sortie du soustracteur 146 est couplée à une première entrée de l’additionneur 148 et la valeur de déphasage φ offset est appliquée sur une deuxième entrée de l’additionneur 148. La sortie de l’additionneur 148 est couplée à l’entrée du filtre 144, et la sortie du filtre 144 est couplée à l’entrée de l’oscillateur 142. Selon un exemple, l’oscillateur 142 peut être de type DCO, ou « Digital Controlled Oscillator » en anglais (oscillateur contrôlé par entrée numérique). Selon un exemple, la fréquence du signal périodique délivré par l’oscillateur 142 peut être égale à environ 868 MHz (64*13,56 MHz), et celles du signal d’entrée du circuit de transmission 116 délivré par le compteur 140 et du signal de réception et du premier signal d’horloge égales à 13,56 MHz. En variante, la PLL 120 peut comporter des circuits et/ou composants différents de ceux décrits ci-dessus et représentés sur la FIG. 5 . Un exemple de réalisation du compteur 140 est représenté sur la FIG. 6 . Dans cet exemple, le compteur 140 comporte une entrée 149 sur laquelle le signal de sortie de l’oscillateur 142 est appliqué. Le compteur 140 comporte, sur l’exemple de la FIG. 6 , également plusieurs diviseurs de fréquence 150 couplés en série les uns aux autres tels que la sortie de chacun de ces diviseurs soit couplée à l’entrée d’horloge du diviseur suivant. Dans cet exemple, le signal de sortie de l’oscillateur 142 est appliqué sur l’entrée d’horloge du premier diviseur 150. En outre, le signal de sortie d’un des diviseurs 150 correspond au signal d’entrée du circuit d’émission 116. Dans cet exemple, les diviseurs de fréquence 150 sont configurés pour diviser d’un facteur 2 la fréquence du signal reçu sur leur entrée. Ainsi, dans l’exemple décrit, étant donné que le rapport entre la fréquence du signal périodique délivré par l’oscillateur 142 et celle du signal d’entrée du circuit de transmission 116 est égal à 64, le signal d’entrée du circuit d’émission 116 est obtenu en sortie du 6 e diviseur 150 (2 6 = 64). En outre, dans une configuration particulière, chacun des diviseurs 150 configurés pour diviser d’un facteur 2 la fréquence du signal reçu sur leur entrée peut être formé par une bascule D dont la sortie est rebouclée sur son entrée via un inverseur. Dans cet exemple, le compteur 140 comporte en outre plusieurs bascules 152 (3 bascules D sur la FIG. 6 ) couplées en série les unes aux autres telles que la sortie de chacune des bascules 152 soit couplée à l’entrée de données de la bascule suivante 152. Le signal de sortie de l’oscillateur 142 est ici appliqué sur l’entrée d’horloge de chacune des bascules 152. Le premier signal d’horloge délivré par le circuit de réception 110 est appliqué sur l’entrée de données de la première bascule 152. Ces bascules 152 permettent d’éviter l’apparition d’une métastabilité dans le compteur 140. Dans l’exemple de réalisation décrit, le compteur 140 comporte également d’autres bascules D 154 couplées en série les unes aux autres telles que les entrées d’horloge de ces bascules 154 soient couplées les unes aux autres. La première de ces bascules 154 reçoit sur son entrée d’horloge le signal de sortie de la dernière des bascules 152, et sur son entrée de donnée le signal de sortie de l’oscillateur 142. Les autres bascules 154 reçoivent sur leur entrée de données les signaux de sortie des diviseurs 150. Les signaux de sortie des bascules 154 forment ensemble le signal de comptage (appelé « cnt_out » sur la FIG. 6 ) qui est codé sous forme binaire dans cet exemple (le signal de sortie de chacune des bascules 154 correspondant à un bit de ce signal de comptage). En variante, le compteur 140 peut être réalisé avec des éléments et/ou composants différents de ceux décrits ci-dessus et représentés sur la FIG. 6 . Un exemple de réalisation du circuit 128 de déclenchement de comptage et du compteur 130 est représenté sur la FIG. 7 . Un chronogramme des signaux utilisés dans ces circuits 128, 130 est également représenté sur la FIG. 8 . Sur les figures 7 et 8, les légendes suivantes sont utilisées : – CLK_FIRST : signal d’horloge précédemment appelé deuxième signal d’horloge ; – CLK_SECD : signal d’horloge précédemment appelé premier signal d’horloge ; – Window : signal de déclenchement de comptage ; – WINDOW_EN : signal d’activation du circuit de déclenchement de comptage 128 ; – DCO : signal de sortie de l’oscillateur 142 ; – Gated DCO : Signal de sortie de la porte ET du compteur 130 représenté sur la FIG. 7 ; – DFLL_counter : signal de sortie du compteur 130 ; – Delay_meas_done : signal délivré en sortie du circuit 128 et indiquant que le comptage est achevé et peut être lu en sortie du circuit 130 ; – RN : signal réinitialisant les bascules D lorsque sa valeur est à l’état 0, et laissant fonctionner les bascules D à chaque front d’horloge lorsque sa valeur est à l’état 1 ; – Rni : signal d’indication de fin de mesure. Sur la FIG. 7 , les blocs « Dff » correspondent à des bascules D, et les blocs « /2 » correspondent à des diviseurs de fréquence appliquant un facteur de division égal à 2. Les détails de fonctionnement des circuits 128 et 130 représentés sur la FIG. 7 ne sont pas décrits ici, l’homme du métier comprendra le fonctionnement de ces circuits à partir des composants et câblages visibles sur la FIG. 7 ainsi qu’à partir du chronogramme de la FIG. 8 . En outre, les signaux du chronogramme de la FIG. 8 sont représentés schématiquement et non à l’échelle les uns par rapport aux autres, autant pour les amplitudes que pour les durées des différentes parties de ces signaux. Dans les différents exemples de réalisation, le dispositif 100 proposé peut permettre la mise en œuvre d’un procédé d’étalonnage servant, lors d’une utilisation ultérieure du dispositif pour communiquer avec un lecteur, à compenser le retard dû à au moins une partie des variations PVT du circuit de réception 110 du dispositif 100 et à l’amplitude du signal de réception reçu en entrée du circuit de réception 110. Les différents éléments du dispositif 100 peuvent permettre notamment : – une synchronisation d’un signal d’horloge (premier signal d’horloge dans la description ci-dessus), correspondant par exemple à un signal carré, sans variation de délai avec un signal de réception, correspondant par exemple à un signal sinusoïdal, dont l’amplitude peut varier ; – une mesure de retard entre le signal de réception et le premier signal d’horloge issu du signal de réception ; – une utilisation d’une PLL en tant que base de temps précise pour réaliser automatiquement une mesure du retard se produisant dans le dispositif, et pour étalonner le dispositif afin de compenser ce retard ; – une mémorisation, par exemple dans une table de consultation, de valeurs de déphasage permettant de compenser différentes valeurs de retard, en fonction de l’amplitude du signal de réception, pouvant dépendre du gain de l’amplificateur de gain variable. Dans tous les exemples de réalisation, le dispositif peut réaliser une compensation précise du premier signal d’horloge extrait en fonction de l’amplitude d’entrée du signal de réception. Dans tous les exemples de réalisation, le dispositif proposé peut faciliter les communications sans contact entre le dispositif et un lecteur, autorisant le dispositif à avoir une petite antenne et/ou une faible puissance et/ou une grande distance entre le dispositif et le lecteur. Dans tous les exemples de réalisation, la compensation du retard par le dispositif peut être réalisée sans faire appel à une dispositif externe pour mesurer les retards, et/ou sans avoir à délivrer en sortie un ou plusieurs signaux de mesure, cette compensation pouvant être réalisée au sein du dispositif. Dans tous les exemples de réalisation, le dispositif peut comporter des compteurs pour réaliser automatiquement des mesures de retard. Dans tous les exemples de réalisation, grâce à la compensation de retard réalisée, la phase du signal émis par le dispositif reste stable même lorsque l’amplitude du champ électromagnétique reçu par le dispositif varie, ce qui se traduit par un champ électromagnétique résultant dans lequel les niveaux d’amplitude sont bien distincts et différents l’un de l’autre. Dans la description ci-dessus, le dispositif 100 correspond à un dispositif de communication sans contact par modulation de charge active qui est, lors d’une communication avec un lecteur, émulé en mode carte. Le dispositif 100 peut être doté de fonctionnalités autres que celles décrites ci-dessus. Le dispositif 100 peut correspondre par exemple à un téléphone mobile ou un objet connecté tel qu’une montre. Divers exemples de réalisation et variantes ont été décrits. La personne du métier comprendra que certaines caractéristiques de ces divers exemples de réalisation et variantes pourraient être combinées, et d’autres variantes apparaîtront à la personne du métier. Enfin, la mise en œuvre pratique des exemples de réalisation et variantes décrits est à la portée de la personne du métier à partir des indications fonctionnelles données ci-dessus. Dispositif (100) de communication sans contact par modulation de charge active, comprenant au moins : un circuit de réception (110) configuré pour recevoir en entrée un signal de réception issu d’un champ électromagnétique destiné à être reçu par une antenne (102) et délivrer en sortie un premier signal d’horloge ; un circuit de transmission (116) comprenant une sortie couplée à l’antenne (102) et destiné à délivrer sur sa sortie un signal de modulation en phase avec le signal de réception ; un circuit de compensation (118) d’un premier retard du premier signal d’horloge dû au circuit de réception (110) et à l’amplitude du signal de réception, configuré pour déterminer une valeur de déphasage à appliquer sur un signal d’entrée du circuit de transmission (116) pour compenser le premier retard. Dispositif (100) selon la revendication 1, dans lequel le circuit de réception (110) comporte au moins : un amplificateur de gain variable (112) configuré pour recevoir en entrée le signal de réception ; un convertisseur (114) de signal sinusoïdal en signal carré, comprenant une entrée couplée à une sortie de l’amplificateur de gain variable (112), et une sortie sur laquelle le premier signal d’horloge est destiné à être délivré. Dispositif (100) selon l’une des revendications précédentes, comportant en outre une boucle à verrouillage de phase (120) configurée pour recevoir en entrée le premier signal d’horloge et la valeur de déphasage, et pour délivrer sur une première sortie le signal d’entrée du circuit de transmission (116). Dispositif (100) selon l’une des revendications précédentes, dans lequel le circuit de compensation (118) comporte au moins une table de consultation (134) configurée pour mémoriser plusieurs valeurs de déphasage chacune associée à une valeur d’amplitude du signal de réception, et pour délivrer en sortie une des valeurs de déphasage en fonction d’une valeur d’un signal de commande appliqué en entrée de la table de consultation (134) et dont la valeur dépend de l’amplitude du signal de réception. Dispositif (100) selon les revendications 2 et 4, dans lequel le circuit de compensation (118) comporte en outre : un convertisseur analogique-numérique (136) comprenant une entrée couplée à la sortie de l’amplificateur de gain variable (112) ; un premier circuit de calcul (138) comprenant une entrée couplée à une sortie du convertisseur analogique-numérique (136), et configuré pour déterminer la valeur d’amplitude du signal de réception et pour délivrer en sortie le signal de commande dont la valeur est fonction de la valeur d’amplitude du signal de réception déterminée. Dispositif (100) selon la revendication 5, dans lequel la sortie du premier circuit de calcul (138) est couplée à une entrée de commande du gain de l’amplificateur de gain variable (112). Dispositif (100) selon l’une des revendications précédentes, dans lequel le circuit de compensation (118) comporte au moins un circuit de mesure d’une différence de phase entre le premier signal d’horloge et un deuxième signal d’horloge synchrone avec le signal de réception. Dispositif (100) selon les revendications 3 et 7, dans lequel le circuit de mesure comporte au moins : un circuit (128) de déclenchement de comptage comprenant deux entrées sur lesquelles les premier et deuxième signaux d’horloge sont destinés à être appliqués, et configuré pour délivrer en sortie un signal de déclenchement de comptage ayant une première valeur pendant une durée égale au premier retard et une deuxième valeur, différente de la première valeur, en dehors de cette durée ; un compteur (130) comprenant une entrée d’horloge couplée à une sortie du circuit (128) de déclenchement de comptage, et une entrée de données couplée à une deuxième sortie de la boucle à verrouillage de phase (120) sur laquelle un signal périodique de fréquence égale à un multiple de celle du signal d’entrée du circuit de transmission (116) est destiné à être délivré ; un deuxième circuit de calcul (132) configuré pour déterminer la valeur de déphasage en fonction d’une valeur d’un signal de comptage destiné à être délivré par le compteur (130). Dispositif (100) selon la revendication 8, dans lequel le circuit de compensation (118) comporte en outre un circuit de mémoire tampon (126) configuré pour recevoir en entrée le deuxième signal d’horloge et comprenant une sortie couplée à l’une des deux entrées du circuit de déclenchement de comptage (128). Procédé d’étalonnage d’un dispositif (100) selon l’une des revendications précédentes, comprenant au moins la mise en œuvre des étapes suivantes : application d’un signal de réception en entrée du circuit de réception (110) du dispositif (100) ; calcul et mémorisation, par le circuit de compensation (118) du dispositif (100), d’une valeur de déphasage qui est fonction de l’amplitude du signal de réception ; et dans lequel les étapes a) et b) sont répétées plusieurs fois en modifiant, à chaque répétition, une valeur d’amplitude du signal de réception. Procédé selon la revendication 10, dans lequel les étapes a) et b) sont répétées en balayant une gamme de valeurs d’amplitude du signal de réception allant d’une valeur minimale à une valeur maximale attendues de cette amplitude. Procédé selon l’une des revendications 10 ou 11, dans lequel, pour chaque valeur d’amplitude du signal de réception, les étapes a) et b) sont répétées plusieurs fois en modifiant, à chaque répétition, une valeur d’une tension d’alimentation du dispositif (100) et/ou une valeur d’une température du dispositif (100). Procédé de communication sans contact entre un lecteur (200) et un dispositif (100) selon l’une des revendications 1 à 9, comprenant au moins la mise en œuvre des étapes suivantes : détection (402) d’un champ électromagnétique par le dispositif (100) ; lorsqu’un champ électromagnétique est détecté par le dispositif (100), émission (404) d’un premier signal d’horloge par le circuit de réception (110) du dispositif (100) recevant en entrée un signal de réception issu du champ électromagnétique ; application (408), par le circuit de compensation (118) du dispositif (100), d’une valeur de déphasage sur un signal appliqué en entrée du circuit de transmission (116) du dispositif (100), la valeur de déphasage appliquée étant destinée à compenser un premier retard du premier signal d’horloge dû au circuit de réception (110) et à l’amplitude du signal de réception et étant dépendante de l’amplitude du signal de réception ; application (410) sur l’antenne (102), par le circuit de transmission (116) du dispositif (100), d’un signal de modulation en phase avec le signal de réception. Procédé selon la revendication 13, dans lequel le circuit de réception (110) du dispositif (100) comporte au moins un amplificateur de gain variable (112) configuré pour recevoir en entrée le signal de réception, et comportant en outre, avant l’application de la valeur de déphasage sur le signal appliqué en entrée du circuit de transmission (116) du dispositif (100), un contrôle du gain de l’amplificateur de gain variable (112) par le circuit de compensation (118), la valeur du gain choisie étant fonction de l’amplitude du signal de réception.