FR 3152100 A1 20250214 FR 2308526 A 20230807 Procédé de communication en full-duplex et dispositif de communication sans fil associé L’invention concerne un procédé de communication en full-duplex mis en œuvre par un dispositif de communication sans fil (10) comprenant un ensemble d’éléments d’antenne de réception et un ensemble d’éléments d’antenne d’émission, le procédé comprenant : une émission, par au moins un élément d’antenne d’émission, d’un premier signal destiné à au moins un dispositif de réception sans fil (20,30) ; et une émission, par au moins un élément d’antenne d’émission, d’un deuxième signal dirigé vers au moins un des éléments d’antenne de réception, le deuxième signal visant à réduire un niveau de puissance reçue par les éléments d’antenne de réception suite à l’émission du premier signal. Figure pour l’abrégé : Fig. 1. Procédé de communication en full-duplex et dispositif de communication sans fil associé La présente invention appartient au domaine général des télécommunications, et notamment des communications sans fil mises en œuvre sur des réseaux de type radio tels que des réseaux mobiles (ex. 3G, 4G, 5G, B5G etc.), Wi-Fi, etc. Elle concerne plus particulièrement un procédé de communication en full-duplex. Elle concerne également un dispositif de communication sans fil comportant un réseau d'éléments d’antenne, ledit dispositif présentant une architecture configurée pour émettre et recevoir des faisceaux via lesdits éléments d’antenne. L'invention trouve une application particulièrement avantageuse, bien que nullement limitative, dans le cas d'un dispositif de communication sans fil de type MIMO (acronyme de l'expression anglo-saxonne « Multiple Input Multiple Output ») utilisant plusieurs antennes en émission et en réception, et notamment dans le cas d'un dispositif de communication sans fil de type MIMO massif s'appuyant sur un grand nombre d'antennes (typiquement de 16 à 128 antennes, ce nombre étant amené à augmenter dans le futur). Afin de s'adapter à la croissance continue et toujours plus rapide du trafic de données émises par les systèmes de communications sans fil, différentes technologies sont aujourd'hui mises en œuvre, et font encore l'objet de perfectionnements en vue d'une exploitation optimale dans les années à venir. Parmi ces technologies, et plus particulièrement dans le contexte des systèmes de communications sans fil de type MIMO, il est connu de configurer un dispositif de communication sans fil, comme par exemple une station de base ou un téléphone mobile, dans le but d'émettre et de recevoir simultanément plusieurs flux de données via un réseau d'antennes (i.e. un ensemble d'éléments d’antenne ou d’antennes élémentaires) équipant ledit dispositif de communication sans fil. On parle alors de communication de type "full-duplex" lorsque des données sont transmises et reçues simultanément, et plus spécifiquement de communication de type "in band full-duplex" lorsque des données sont transmises et reçues simultanément en utilisant une même bande de fréquence. Avantageusement, ces flux de données sont véhiculés par des faisceaux de transmission directifs (encore appelés « beamforming » dans la littérature anglo-saxonne) formés à cet effet. L'utilisation de tels faisceaux permet ainsi au dispositif de communication sans fil de délivrer ou de recevoir des données avec une haute efficacité spectrale ainsi qu'avec un haut débit. Les communications de type "full-duplex" sont notamment mises en œuvre dans le cadre d’architectures "Integrated Access and Backhaul" (IAB), qui offrent une connexion entre un terminal utilisateur (UE) et une station de base ("IAB-donor") connectée au cœur de réseau via une station de base intermédiaire ("nœud-IAB") agissant comme un relai entre le terminal utilisateur et la station de base connectée au cœur de réseau. Cependant, le principal challenge des communications "full-duplex" est l’auto-interférence, qui est causée par le couplage des éléments d’antenne d’émission avec les éléments d’antenne de réception. En effet, puisque la réception et la transmission de signaux sont mises en œuvre de manière simultanée (et ce, en utilisant une même bande de fréquence), un signal par exemple émis par une première station de base à destination d’une deuxième station de base sera inévitablement reçu par les éléments d’antenne de réception de la première station de base, alors que cette première station de base ne souhaiterait recevoir que des signaux en provenance d’autres dispositifs. Ce signal reçu alors qu’il n’était pas souhaité est généralement nommé "signal d’auto-interférence" (SI). Ceci est d’autant plus vrai dans le cadre de la norme 5G (cinquième génération de la norme de téléphonie mobile) où l’atténuation en espace libre est importante, et où le signal d’intérêt (e.g., en provenance d’un autre dispositif) est d’amplitude beaucoup plus faible que l’amplitude du signal d’auto-interférence. Diverses méthodes d’annulation d’interférence ont été développées. Certaines visent à améliorer l’isolation entre les éléments d’antenne de réception et les éléments d’antenne d’émission de manière topologique. D’autres interviennent au niveau analogique (RF ou bande de base) ou numérique en recopiant une partie du signal transmis pour ensuite le soustraire sur la voie de réception afin de supprimer le signal d’auto-interférence. Cependant, ces méthodes annulent le signal d’auto-interférence en passant dans le domaine analogique et/ou temporel. Or, l’annulation dans le domaine analogique peut souffrir de contraintes et d’imperfections liées aux composantes analogiques, et l’annulation dans le domaine temporel souffre d’une forte sensibilité à la synchronisation. En effet, le moindre écart entre les deux signaux peut induire des erreurs significatives. La présente invention a pour objectif de remédier à tout ou partie des inconvénients de l’art antérieur, notamment ceux exposés ci-avant, en proposant une solution qui permette d’annuler un signal d’auto-interférence en exploitant le domaine spatial offert par les ensembles d’éléments d’antenne de réception et d’émission d’un dispositif de communication sans fil, tout en restant dans le domaine dit de modulation (i.e., fréquentiel, temporel ou autre). A cet effet, et selon un premier aspect, l’invention concerne un procédé de communication en "in band full-duplex" (émission et réception simultanées en utilisant une même bande de fréquence) mis en œuvre par un dispositif de communication sans fil comprenant un ensemble d’éléments d’antenne de réception et un ensemble d’éléments d’antenne d’émission, le procédé comprenant : une émission, par au moins un élément d’antenne d’émission, d’au moins un premier signal destiné à au moins un dispositif de réception sans fil; et une émission, par au moins un (autre) élément d’antenne d’émission, d’un deuxième signal dirigé vers au moins un des éléments d’antenne de réception, le deuxième signal visant à réduire un niveau de puissance reçue par les éléments d’antenne de réception suite à l’émission du premier signal. Ces émissions sont mises en œuvre de manière simultanée. Les avantages d’une communication en in band full-duplex résident notamment dans le fait que le dispositif de communication sans fil selon l'invention est apte à émettre et recevoir simultanément des signaux dans une bande de fréquence qui lui est associée. De telles dispositions permettent avantageusement d'éviter d'avoir à solliciter de multiples bandes de fréquences, qui sont des ressources rares, pour d'une part émettre et d'autre part recevoir des signaux, améliorant ainsi l'efficacité spectrale dudit dispositif. D'une manière générale, l'homme du métier peut se référer au document suivant pour plus de détails concernant l'implémentation de communications en full-duplex : « In-Band Full-Duplex Wireless : Challenges and Opportunités », A. Sabharwal, P. Schniter, D. Guo, D. W. Bliss, S. Rangarajan, R. Wichman, IEEE Journal of Selected Areas in Communications, vol. 32, no. 9, pp. 1637-1652, Sept. 2014. Ainsi, il est proposé un procédé de communication qui, à la différence des méthodes classiques d’annulation de l’auto-interférence – qui, après conversion, soustraient un signal d’auto-interférence à un signal reçu – comprend la transmission d’un signal (e.g., le deuxième signal) incluant des données permettant de réduire (voir d’annuler) un niveau de puissance reçue par les éléments d’antenne de réception du dispositif de communication sans fil, suite à l’émission d’un premier signal par ce même dispositif de communication sans fil. Les au moins un premier et deuxième signaux sont émis par le dispositif de communication sans fil sous la forme de faisceaux de transmission directifs. Dans des modes particuliers de mise en œuvre, le dispositif de communication sans fil est une station de base, le premier signal inclut au moins un signal destiné à un terminal utilisateur et au moins un autre signal destiné à une autre station de base, et la communication est alors dite "en liaison descendante". De manière générale, on considère que les étapes d’un procédé ne doivent pas être interprétées comme étant liées à une notion de succession temporelle. Dans des modes particuliers de mise en œuvre, le procédé de communication peut comporter en outre l’une ou plusieurs des caractéristiques suivantes, prises isolément ou selon toutes les combinaisons techniquement possibles. Dans des modes particuliers de mise en œuvre, le dispositif de communication sans fil comprend une pluralité de chaînes RF, chaque chaîne RF est connectée à au moins un desdits éléments d’antenne d’émission, et une desdites chaînes est dédiée au traitement du deuxième signal. Dans des modes particuliers de mise en œuvre, le dispositif de communication sans fil est configuré pour émettre signaux de manière simultanée par une méthode de formation de faisceau hybride, en mettant en œuvre une étape de précodage numérique et une étape de précodage analogique. Dans des modes particuliers de mise en œuvre, le procédé de communication comprend en outre : une étape de précodage numérique en bande de base de sorte à obtenir flux; pour chacun des flux, une étape de conversion dudit flux en un flux analogique et une étape de mixage et/ou de filtrage analogique dudit flux analogique, de sorte à obtenir un flux de données RF ; une étape de précodage analogique des flux de données RF, de sorte à obtenir le deuxième signal et premiers signaux dirigés vers dispositifs de réception sans fil (ou récepteurs). Dans des modes particuliers de mise en œuvre, le procédé de communication comprend en outre une étape de détermination d’une matrice de précodage analogique, le deuxième signal étant émis en fonction de ladite matrice de précodage analogique. Dans des modes particuliers de mise en œuvre, le procédé de communication comprend en outre une étape de détermination d’une matrice de précodage analogique par concaténation de vecteurs colonne de dépointage, un desdits vecteurs étant représentatif d’une phase à appliquer sur un signal en entrée d’au moins un desdits éléments d’antenne d’émission, de sorte à diriger le deuxième signal vers ledit au moins un élément d’antenne de réception. Dans des modes particuliers de mise en œuvre, le procédé de communication comprend en outre une étape de détermination d’une matrice de précodage numérique en bande de base. Dans des modes particuliers de mise en œuvre, le procédé de communication comprend en outre une étape de détermination d’une matrice de précodage numérique en bande de base par application d’un critère de forçage à zéro, la matrice de précodage étant définie telle que : avec une matrice représentative d’un canal de communication global, une matrice représentative d’un canal de communication équivalent, un facteur de normalisation et une matrice objective de dimension , avec un nombre de signaux émis par le dispositif de communication sans fil, un nombre de chaînes RF dédiées au traitement du deuxième signal, ladite matrice correspondant à la concaténation de vecteur(s) ligne(s) nul(s) de dimension 1 et d’une matrice diagonale de dimension . Dans des modes particuliers de mise en œuvre, et la matrice objective est définie telle que : Dans des modes particuliers de mise en œuvre, le procédé de communication comprend en outre une étape de détermination d’une matrice de précodage numérique en bande de base par application d’un critère de minimisation d’une erreur quadratique moyenne, la matrice de précodage étant définie telle que : avec une matrice représentative d’un canal de communication équivalent, un multiplicateur de Lagrange, une matrice objective de dimension , avec un nombre de signaux émis par le dispositif de communication sans fil, un nombre de chaînes RF dédiées au traitement du deuxième signal, ladite matrice correspondant à la concaténation de vecteurs lignes nuls de dimension et d’une matrice diagonale de dimension , une matrice identité de taille , et la matrice adjointe d’une matrice M . Dans des modes particuliers de mise en œuvre, le deuxième signal est représenté par un modèle d’onde sphérique. L’utilisation d’un tel modèle est particulièrement adaptée lorsque les éléments d’antenne d’émission et ceux de réception sont proches. Dans des modes particuliers de mise en œuvre, le canal de communication entre le élément d’antenne de réception et le élément d’antenne d’émission est modélisé tel que : avec un gain complexe représentatif d’un canal de communication entre un centre de l’ensemble d’éléments d’antenne d’émission et un centre de l’ensemble d’éléments d’antenne de réception, une fluctuation d’amplitude avec une distance entre le centre et le centre , une distance entre le élément de l’ensemble d’éléments d’antenne de réception et le élément de l’ensemble d’éléments d’antenne d’émission, la longueur d’onde, et un déphasage entre les centres et tel que : avec un vecteur du élément d’antenne d’émission vers le centre , le vecteur , une matrice de rotation associant un référentiel lié à l’ensemble d’éléments d’antenne d’émission à un référentiel lié à l’ensemble d’éléments d’antenne de réception, et un vecteur allant du centre vers le élément de l’ensemble d’éléments d’antenne de réception. Dans des modes particuliers de mise en œuvre, le dispositif de communication sans fil est une station de base, le au moins un dispositif de réception sans fil inclut une station de base, et le premier signal entre lesdites stations de base est modélisé par un modèle d’onde plane en utilisant un canal de communication en ligne de vue directe. Dans des modes particuliers de mise en œuvre, le dispositif de communication sans fil est une station de base, le au moins un dispositif de réception sans fil inclut au moins un terminal utilisateur, et le premier signal entre ladite station de base et le au moins un terminal utilisateur est modélisé par un modèle d’onde plane en utilisant un canal de communication sans ligne de vue directe. Dans des modes particuliers de mise en œuvre, le procédé de communication comprend en outre une étape de modélisation d’un canal de communication global incluant : un canal de communication entre l’ensemble d’éléments d’antenne d’émission et l’ensemble d’éléments d’antenne de réception dudit dispositif de communication sans fil, et un canal de communication entre ledit dispositif de communication sans fil et autres dispositifs (ces autres dispositifs correspondant par exemple à un dispositif de réception sans fil (e.g., une station de base) et/ou à un ou plusieurs terminaux utilisateurs), et le canal de communication global est représenté par une matrice comprenant : une première sous-matrice de dimension représentative du canal de communication entre l’ensemble d’éléments d’antenne d’émission du dispositif de communication sans fil et l’ensemble d’éléments d’antenne de réception dudit dispositif de communication sans fil, avec le nombre d’éléments d’antenne de réception dudit dispositif de communication sans fil dédiés à la réception de signaux des dispositifs d’émission sans fil équipés d’un ensemble d’éléments d’antenne d’émission et le nombre d’éléments d’antenne d’émission dudit dispositif de communication sans fil 10 dédiés à l’émission de signaux vers les dispositifs de réception sans fil équipés d’un ensemble d’éléments d’antenne d’émission ; une deuxième sous-matrice de dimension représentative du canal de communication entre ledit dispositif de communication sans fil et les autres dispositifs, avec le nombre d’éléments d’antenne desdits autres dispositifs utilisés pour communiquer avec ledit dispositif de communication sans fil. Dans des modes particuliers de mise en œuvre, les autres dispositifs incluent dispositifs de réception sans fil tel que , dispositifs d’émission sans fil tel que et éléments d’antenne de réception de terminaux utilisateurs tel que , et le canal de communication entre ledit dispositif de communication sans fil et les autres dispositifs comprend : canaux de communication entre l’ensemble d’éléments d’antenne d’émission dudit dispositif de communication sans fil et un ensemble d’éléments d’antenne de réception de K dispositifs de réception sans fil, canaux de communication entre l’ensemble d’éléments d’antenne de réception dudit dispositif de communication sans fil et un ensemble d’éléments d’antenne d’émission de dispositifs d’émission sans fil, et un canal de communication entre l’ensemble d’éléments d’antenne d’émission dudit dispositif de communication sans fil et éléments d’antenne de réception de terminaux utilisateurs (UE), et ladite deuxième sous-matrice comprend : une troisième sous-matrice de dimension représentative des canaux entre l’ensemble des éléments d’antenne d’émission dudit dispositif de communication sans fil et des ensembles d’éléments d’antenne de réception de chacun des dispositifs de réception sans fil, avec le nombre d’éléments d’antenne de réception des dispositifs d’émission sans fil équipés d’un ensemble d’éléments d’antenne d’émission, et une quatrième sous-matrice de dimension représentative des canaux de communication entre l’ensemble d’éléments d’antenne d’émission dudit dispositif de communication sans fil et les éléments d’antenne de réception de terminaux utilisateurs. Selon un deuxième aspect, l’invention concerne un procédé de communication en full-duplex mis en œuvre par un dispositif de communication sans fil comprenant un ensemble d’éléments d’antenne de réception, un ensemble d’éléments d’antenne d’émission, et une pluralité de chaînes RF, chaque chaîne RF étant connectée à au moins un desdits éléments d’antenne d’émission, le procédé comprenant : une émission, par au moins un élément d’antenne d’émission, d’au moins un premier signal destiné à au moins un dispositif de réception sans fil; et une émission, par au moins un autre élément d’antenne d’émission, du deuxième signal sous la forme d’un faisceau dirigé vers au moins un des éléments d’antenne de réception, le deuxième signal visant à réduire (voire annuler) un niveau de puissance reçue par les éléments d’antenne de réception suite à l’émission du premier signal, une desdites chaînes RF étant dédiée au traitement du deuxième signal. Dans des modes particuliers de mise en œuvre, le procédé comprend en outre: une réception par au moins un élément d’antenne de réception du dispositif de communication sans fil, de troisièmes signaux émis par d’autres dispositifs, et d’un quatrième signal émis par ledit dispositif de communication sans fil à destination d’au moins un dispositif de réception sans fil, une formation de faisceaux hybride incluant une étape de post-codage numérique par application d’une matrice de post-codage numérique, le procédé comprenant en outre une étape de détermination d’une matrice de post-codage numérique par application des contraintes suivantes : minimisation d’une erreur quadratique moyenne entre les premiers signaux émis par les autres dispositifs et des signaux résultants reçus par ledit dispositif de communication sans fil (10) ; et, détermination de la matrice de post-codage numérique telle que la première colonne d’une matrice résultante de dimension est un vecteur dont au moins un coefficient est inférieur ou égal à un seuil prédéterminé, avec un nombre de chaînes RF d’une chaîne de réception du dispositif de communication sans fil, un nombre de chaînes RF d’une chaîne de transmission du dispositif de communication sans fil, une matrice représentative d’un canal de communication équivalent, et la matrice adjointe d’une matrice M . Selon un troisième aspect, l’invention concerne un programme d’ordinateur comportant des instructions pour la mise en œuvre d’un procédé de communication selon l’invention, lorsque ledit programme est exécuté par un processeur. Selon un quatrième aspect, l’invention concerne un support d'informations ou d’enregistrement lisible par un ordinateur sur lequel est enregistré le programme d’ordinateur selon l’invention. Le support d'informations ou d'enregistrement peut être n'importe quelle entité ou dispositif capable de stocker le programme. Par exemple, le support peut comporter un moyen de stockage, tel qu'une ROM, par exemple un CD ROM ou une ROM de circuit microélectronique, ou encore un moyen d'enregistrement magnétique, par exemple une disquette (floppy disk) ou un disque dur. D'autre part, le support d'informations ou d'enregistrement peut être un support transmissible tel qu'un signal électrique ou optique, qui peut être acheminé via un câble électrique ou optique, par radio ou par d'autres moyens. Le programme selon l'invention peut être en particulier téléchargé sur un réseau de type Internet. Alternativement, le support d'informations ou d'enregistrement peut être un circuit intégré dans lequel le programme est incorporé, le circuit étant adapté pour exécuter ou pour être utilisé dans l'exécution du procédé en question. Selon un cinquième aspect, l’invention concerne un dispositif de communication sans fil configuré pour communiquer en full-duplex, et comprenant : un ensemble d’éléments d’antenne de réception ; un ensemble d’éléments d’antenne d’émission ; un module d’émission configuré pour contrôler une émission d’au moins un premier signal destiné à au moins un dispositif de réception sans fil, le module d’émission étant également configuré pour contrôler une émission d’un deuxième signal dirigé vers au moins un des éléments d’antenne de réception, le deuxième signal visant à réduire un niveau de puissance reçue par les éléments d’antenne de réception suite à l’émission du premier signal. L'invention est particulièrement avantageuse dans la mesure où le dispositif de communication selon l'invention peut prendre la forme d'un équipement déjà présent dans l'environnement d'un réseau de communication. A titre d'exemple, il peut s'agir d'une station de base, etc. Dans des modes particuliers de mise en œuvre, le dispositif de communication sans fil comprend une pluralité chaînes RF, chaque chaîne RF est connectée à un sous-ensemble d’au moins un élément d’antenne d’émission, et une desdites chaînes est dédiée au traitement du deuxième signal. Selon un sixième aspect, l’invention concerne un procédé de communication en full-duplex mis en œuvre par un dispositif de communication sans fil, le procédé comprenant : une réception, par au moins un élément d’antenne de réception du dispositif de communication sans fil, de premiers signaux émis par d’autres dispositifs, et d’un deuxième signal émis par ledit dispositif de communication sans fil à destination d’au moins un dispositif de réception sans fil, une formation de faisceaux hybride incluant une étape de post-codage numérique par application d’une matrice de post-codage numérique, le procédé comprenant en outre une étape de détermination d’une matrice de post-codage numérique par application des contraintes suivantes : minimisation d’une erreur quadratique moyenne entre les premiers signaux émis par les autres dispositifs et des signaux résultants reçus par ledit dispositif de communication sans fil ; et, détermination de la matrice de post-codage numérique telle que la première colonne d’une matrice résultante de dimension est un vecteur dont au moins un coefficient est inférieur à un seuil prédéterminé, avec un nombre de chaînes RF d’une chaîne de réception du dispositif de communication sans fil, un nombre de chaînes RF d’une chaîne de transmission du dispositif de communication sans fil, une matrice représentative d’un canal de communication équivalent et la matrice adjointe d’une matrice M . Dans des modes particuliers de mise en œuvre de ce sixième aspect, la matrice de post-codage numérique est définie telle que : avec une matrice objective de dimension , avec un nombre de signaux reçus par le dispositif de communication sans fil, un nombre de signaux émis par le dispositif de communication sans fil, la matrice correspondant à la concaténation verticale d’un vecteur colonne non nul de dimension et d’une matrice diagonale de dimension , et une matrice identité de taille . Dans des modes particuliers de mise en œuvre de ce sixième aspect, la matrice objective est définie telle que : avec et des scalaires dépendant des coefficients de la matrice de canal équivalente . D’autres caractéristiques et avantages de la présente invention ressortiront de la description faite ci-dessous, en référence aux dessins annexés qui en illustrent un exemple de réalisation dépourvu de tout caractère limitatif. Sur les figures : la est un exemple de système de communication dans lequel un procédé de communication en liaison descendante est mis en œuvre ; la est une vue détaillée de la incluant les canaux de communication considérés en lien avec un dispositif de communication sans fil (10) ; la représente un exemple de mise en œuvre d’un dispositif de communication sans fil (10) mettant en œuvre une communication en liaison descendante ; la représente un exemple de répartition des ensembles d’éléments d’antenne de réception et d’émission d’un dispositif de communication sans fil (10) comprenant cinq chaînes RF en transmission ; la représente schématiquement des modules embarqués dans un dispositif de communication sans fil (10), selon un exemple de mise en œuvre de l’invention ; la représente un exemple d’architecture matérielle d’un dispositif de communication sans fil (10) ; la illustre, sous forme d’ordinogramme, les principales étapes d’un procédé de communication en liaison descendante, selon un exemple de mise en œuvre de l’invention ; la est un exemple de système de communication dans lequel un procédé de communication en liaison montante est mis en œuvre ; la est une vue détaillée de la dans laquelle les canaux de communication considérés en lien avec un dispositif de communication sans fil (10) sont considérés ; la représente un exemple de mise en œuvre d’un dispositif de communication sans fil (10) mettant en œuvre un procédé de communication en liaison montante ; la illustre, sous forme d’ordinogramme, les principales étapes d’un procédé de communication en liaison montante, selon un exemple de mise en œuvre de l’invention ; la illustre, l’évolution de l’efficacité spectrale en fonction d’un rapport signal sur bruit, pour plusieurs méthodes d’annulation d’auto-interférence ; la illustre, l’évolution de l’efficacité spectrale lorsque deux terminaux utilisateur sont proches l’un de l’autre en azimut et lorsque deux terminaux utilisateur sont éloignés l’un de l’autre en azimut, par application d’un critère de forçage à zéro et d’un critère de minimisation d’une erreur quadratique moyenne ; la illustre l’évolution de l’efficacité spectrale en fonction d’un nombre d’éléments d’antenne de réception ; la illustre l’évolution de l’efficacité spectrale en fonction d’un nombre d’éléments d’antenne d’émission ; la figure 16 illustre l’évolution de la puissance reçue d’un signal d’auto-interférence à une fréquence , en fonction de valeurs d’angle d’inclinaison, en utilisant un modèle d’onde sphérique et un modèle d’onde plane ; et la figure 17 illustre l’évolution de la puissance reçue d’un signal d’auto-interférence à une fréquence , en fonction de valeurs d’angle d’inclinaison, en utilisant un modèle d’onde sphérique et un modèle d’onde plane. Communication en liaison descendante La est un exemple de système de communication dans lequel un procédé de communication full-duplex et en liaison descendante est mis en œuvre. Le système de communications sans fil est un système multi-antennes ou MIMO. Ce système comporte un dispositif d’émission sans fil 40, un dispositif de communication 10 sans fil selon l'invention, un dispositif de réception sans fil 20, ainsi qu’une pluralité de terminaux utilisateurs 30. Un terminal utilisateur 30 correspond par exemple à un ordinateur portable, un assistant personnel, un objet connecté, un téléphone mobile de type « smartphone ». Dans le présent mode de réalisation, et à des fins de simplification de la description, il est considéré que le système de communication comporte uniquement lesdits dispositifs 10, 20 et 40, ainsi que trois terminaux utilisateurs 30. Il convient cependant de noter qu'aucune limitation n'est attachée au nombre de dispositifs de communication 10, au nombre de dispositifs de réception sans fil 20, au nombre de dispositifs de d’émission sans fil 40 ou au nombre de terminaux utilisateurs 30. Les développements qui suivent sont en effet généralisables sans difficulté par l'homme du métier au cas où plus de six dispositifs sont considérés. Le dispositif de communication sans fil 10 comporte une pluralité d'éléments d’antenne, étant un nombre entier strictement supérieur à 1 organisées sous la forme d'un réseau d'éléments d’antenne et configurées pour émettre et recevoir des faisceaux, ces derniers servant de support à la transmission simultanée de plusieurs flux de données pour servir une ou plusieurs portions déterminées de l'espace. Il convient de noter que le nombre d'éléments d’antenne équipant le dispositif de communication sans fil 10 ne constitue pas un facteur limitant de l'invention, dès lors que ce nombre est supérieur à 2. Chaque dispositif d’émission sans fil 40 et de réception sans fil 20 est quant à lui équipé d'au moins une antenne (e.g., au moins un élément d’antenne). Aucune limitation n'est attachée au nombre d'antennes équipant chacun desdits dispositifs 40 et 20. Dans le présent mode de réalisation, et à des fins de simplification de la description, il est considéré que chaque terminal utilisateur 30 n’est équipé que d’une seule antenne, et qu’ils ne communiquent pas en full-duplex. Il convient cependant de noter qu'aucune limitation n'est attachée au nombre d’éléments d’antenne des terminaux utilisateurs. Ainsi, le dispositif de communication 10 est apte à recevoir un signal en provenance du dispositif d’émission sans fil 40, de transmettre un signal à destination du dispositif de réception sans fil 20, et de transmettre un autre signal à au moins un terminal utilisateur 30, et ce de manière simultanée ("full-duplex"). Les dispositifs 20 et 40 sont également configurés pour communiquer en full-duplex. Bien entendu, rien n'exclut d'envisager que les dispositifs 20 et 40 puissent communiquer directement entre eux. Dans le présent mode de réalisation, et à des fins de simplification de la description, il est également considéré que les communications entre les dispositifs 40, 10 et 20 sont mises en œuvre dans un seul sens. Cependant, le problème étant symétrique, les développements qui suivent sont généralisables sans difficulté par l'homme du métier au cas où des communications bidirectionnelles sont mises en œuvre entre les dispositifs 40, 10 et 20. Les dispositifs 10, 20, 30 et 40 appartiennent à un réseau de communications sans fil (non représenté sur la ) et sont aptes à communiquer entre eux dans une bande fréquentielle associée à ce réseau de communications sans fil. Pour la suite de la description, on considère de manière non limitative que ledit réseau de télécommunications est un réseau mobile de type 5G. Il convient toutefois de préciser que l'invention reste applicable à d'autres types de réseau de télécommunications, comme par exemple un réseau mobile GSM, 3G (la troisième génération de normes de réseau de téléphonie mobile), 4G (la quatrième génération de normes de réseau de téléphonie mobile), 5G (la cinquième génération de normes de réseau de téléphonie mobile) et/ou B5G (acronyme de "Beyond 5G"). L’invention reste également applicable pour un réseau Wi-Fi (acronyme de "Wireless Fidelity"), un réseau WiMAX (acronyme de "Worldwide Interoperability for Microwave Access"), un réseau accès à l’Internet par satellite, etc. D'une manière générale, aucune limitation n'est attachée à la nature du réseau de télécommunications pouvant être considéré dans le cadre de la présente invention. Par ailleurs, l’invention est applicable indépendamment de la nature des données transitant sur ce réseau. Tel qu'illustré par la , le dispositif d’émission sans fil 40 est une station de base, par exemple de type "IAB-donor" connectée au cœur de réseau, le dispositif de communication sans fil 10 est une station de base intermédiaire, et le dispositif de réception sans fil 20 est également une station de base intermédiaire. Une station de base est parfois nommée "nodeB" dans les réseaux 3G, "eNodeB" selon la norme LTE (acronyme de "Long Term Evolution") et "gNodeB" dans les réseaux 5G. Selon une implémentation particulière, les dispositifs 10, 20 et 40 sont conformes au standard ETSI TS 123 501 (la version actuelle étant la 17.9.0, publiée en juillet 2023 et également référencée "3GPP TS 23.501 version 17.9.0 Release 17"). Il convient cependant de noter que l'invention est applicable indépendamment de la nature desdits dispositifs 10, 20 et 40, dès lors que ces derniers sont en mesure de réaliser des communications sans fil. Ainsi, comme évoqué précédemment, rien n’exclut de considérer que les dispositifs 10, 20 et/ou 40 sont des points d’accès (AP) d’un réseau local ("Local Area Network" selon la terminologie anglo-saxonne), tel qu’un réseau local sans fil, e.g., conforme aux standards IEEE 802.11. La est une vue détaillée de la incluant les canaux de communication considérés en lien avec le dispositif de communication sans fil 10. Comme évoqué précédemment en référence à la , le dispositif de communication 10 est configuré pour pouvoir simultanément recevoir un signal en provenance du dispositif d’émission sans fil 40, transmettre un signal à destination du dispositif de réception sans fil 20, et transmettre d’autres signaux à trois terminaux utilisateurs 30. Pour ces raisons, le dispositif d’émission sans fil 40 est représenté sous la forme de son réseau d’éléments d’antenne d’émission référencé 40(Tx), le dispositif de réception sans fil 20 est représenté sous la forme de son réseau d’éléments d’antenne de réception référencé 20(Rx), et le dispositif de communication 10 est représenté sous la forme de son réseau d’éléments d’antenne d’émission 10(Tx) et de son réseau d’éléments d’antenne de réception 10(Rx). Afin de rendre le modèle le plus générique possible, dans cet exemple, on considère qu’il y a un angle d’inclinaison ("tilt angle" selon la terminologie anglo-saxonne) entre les réseaux 10(Tx) et 10(Rx), de sorte que le réseau 10(Rx) est en ligne de vue directe du réseau 10(Tx). Tel qu’illustré en , les canaux de communication suivants sont considérés : un canal de communication allant du réseau d’éléments d’antenne d’émission 10(Tx) du dispositif de communication 10 vers le réseau d’éléments d’antenne de réception 10(Rx) de ce même dispositif de communication 10 ; un canal de communication de "backhaul" allant du réseau d’éléments d’antenne d’émission 40(Tx) du dispositif d’émission sans fil 40 vers le réseau d’éléments d’antenne de réception 10(Rx) du dispositif de communication 10 ; un canal de communication de "backhaul" allant du réseau d’éléments d’antenne d’émission 10(Tx) vers le réseau d’éléments d’antenne de réception 20(Rx) du dispositif de réception sans fil 20 ; un canal de communication allant du réseau d’éléments d’antenne d’émission 10(Tx) vers les terminaux utilisateurs 30. Canal de communication Selon une implémentation particulière, le canal de communication est représenté par un modèle d’onde sphérique. Le canal de communication entre le élément d’antenne de réception de l’ensemble 10(Rx) et le élément d’antenne d’émission de l’ensemble 10(Tx) est alors modélisé tel que : avec un gain complexe représentatif d’un canal de communication entre un centre de l’ensemble d’éléments d’antenne d’émission et un centre de l’ensemble d’éléments d’antenne de réception, une fluctuation d’amplitude avec une distance entre le centre et le centre , une distance entre le élément d’antenne de l’ensemble d’éléments d’antenne de réception 10(Rx) et le élément d’antenne de l’ensemble d’éléments d’antenne d’émission 10(Tx), la longueur d’onde, et un déphasage entre les centres et tel que : avec un vecteur entre le élément d’antenne d’émission de l’ensemble 10(Tx) et le centre , le vecteur , une matrice de rotation associant un référentiel lié à l’ensemble d’éléments d’antenne d’émission 10(Tx) à un référentiel lié à l’ensemble d’éléments d’antenne de réception 10(Rx), et un vecteur allant du centre vers le élément d’antenne de l’ensemble d’éléments d’antenne de réception 10(Rx). Canaux de communications de " backhaul " Selon une implémentation particulière, les canaux de communications de "backhaul" et sont modélisés comme des canaux de communication en ligne de vue directe, et les signaux transitant par ces canaux sont modélisés par un modèle d’onde plane. Cette modélisation s’avère particulièrement adaptée lorsque le dispositif de communication sans fil 10, le dispositif d’émission sans fil 40 et le dispositif de réception sans fil sont des stations de base au sommet desquelles sont installés les ensembles d’antennes 40(Tx), 10(Rx), 10(Tx) et 20(Rx), puisque peu d’obstacles sont présents à cette altitude. Un canal de communication est typiquement représenté par une matrice , et par soucis de simplification, le canal et sa matrice sont identifiés par une même référence. La construction des matrices représentatives des canaux de "backhaul" est mise en œuvre en utilisant une méthode basée sur le lancer de rayon, de sorte que seuls les vecteurs de pointage correspondant à l’ensemble d’élément d’antenne d’émission et les vecteurs de pointage correspondant à l’ensemble d’élément d’antenne de réception sont requis. Les matrices et des canaux de "backhaul" sont alors définies telles que : avec et les facteurs d’affaiblissement en espace libre pour les canaux et respectivement, (respectivement ) la distance entre les dispositifs 40 et 10 (respectivement 10 et 20), de dimension le vecteur de pointage de l’ensemble 40(Tx) d’éléments d’antenne d’émission du dispositif d’émission sans fil 40 de dimension et de dimension les vecteurs de pointage des ensembles 10(Tx) et 10(Rx) du dispositif de communication 10 de dimension le vecteur de pointage de l’ensemble 20(Rx) du dispositif de réception sans fil 20 et l’azimut et l’angle d’élévation des Directions de Départ (DoD) de l’ensemble d’éléments d’émission 10(Tx) du dispositif de communication 10, et l’azimut et l’angle d’élévation des Directions de Départ (DoD) de l’ensemble d’éléments d’émission 40(Tx) du dispositif d’émission sans fil 40, le nombre d’éléments d’antenne d’émission du dispositif D, et le nombre d’éléments d’antenne de réception du dispositif D. Il importe de noter que les expressions de et ci-avant considèrent le cas particulier où les ensembles d’éléments d’antenne sont des réseaux d’antennes planaire uniformes ("Uniform Planar Array" selon la terminologie anglo-saxonne), et où les éléments d’antenne sont régulièrement espacés d’une demi-longueur d’onde. Par ailleurs, puisque les canaux de backhaul sont modélisés comme des canaux de communication en ligne de vue directe, les directions de départ DoD de l’ensemble d’éléments d’émission du dispositif de communication 10 (respectivement 40) sont identiques aux angles d’arrivée ("Direction of Arrival" selon la terminologie anglo-saxonne) de l’ensemble d’éléments d’antenne de réception 20(Rx) (respectivement 10(Rx)). À partir de cette construction, la dimension de la matrice de canal est et la dimension de la matrice de canal de canal est . Canal de de communication En pratique, les signaux émis entre un terminal utilisateur et un dispositif de communication telle qu’une station de base sont fréquemment réfléchis par des réflecteurs avant d’atteindre leur cible. Pour cela, le canal de communication est modélisé comme un canal de communication sans ligne de vue directe. Par ailleurs, puisque les terminaux utilisateurs sont typiquement à une certaine distance (e.g., de quelques dizaines de mètres à une trentaine de kilomètres) de la station de base à laquelle ils sont attachés, les signaux transitant par ces canaux sont modélisés par un modèle d’onde plane. La construction de la matrice représentative du canal entre le dispositif de communication 10 et les terminaux utilisateurs 30 est mise en œuvre en utilisant une méthode basée sur le lancer de rayon. Plus précisément, pour chaque terminal utilisateur, un faisceau direct émis par le dispositif de communication 10 vers le terminal utilisateur donné 30 est défini, puis autres faisceaux sont construits dont la Direction de Départ DoD est séparée par un angle de et à la fois en élévation et en azimut par rapport au faisceau principal. Pour modéliser l’environnement des terminaux utilisateurs 30, il en résulte alors que pour chaque terminal utilisateur 30, faisceaux sont émis, et l’angle d’arrivée DoA de ces faisceaux est compris entre pour l’élévation et pour l’azimut. Comme évoqué précédemment en référence à la figure 1, à des fins de simplification de la description, il est considéré que chaque terminal utilisateur 30 n’est équipé que d’une seule antenne (e.g, isotopique). Aussi, le nombre d’éléments d’antenne de réception à considérer correspond au nombre ( ) de terminaux utilisateurs 30 connectés au dispositif de communication sans fil 10, et la matrice de canal est alors construite par concaténation de vecteurs colonne, chaque vecteur colonne représentant un des terminaux utilisateurs. La ligne de la matrice de canal est définie de la manière suivante : avec le nombre de chemins induits par la présence de réflecteurs, le coefficient d’atténuation complexe pour le chemin, le retard associé au chemin, le vecteur de pointage de l’ensemble 10(Tx) d’éléments d’antenne d’émission du dispositif de communication 10 de dimension associé au terminal utilisateur, et les angles en azimut et en élévation des DoD du chemin. La dimension de la matrice de canal est alors de , avec le nombre d’éléments d’antenne d’émission du dispositif de communication 10 dédiés à la transmission de données vers les terminaux utilisateurs 30. Matrice de canal global La matrice de canal global est alors formée par une concaténation verticale de trois sous-matrices : une première sous-matrice de dimension représentative du canal de communication entre l’ensemble d’éléments d’antenne d’émission et l’ensemble d’éléments d’antenne de réception dudit dispositif de communication sans fil 10, avec le nombre d’éléments d’antenne de réception dudit dispositif de communication sans fil 10 dédiés à la réception de signaux de "backhaul" (e.g., de signaux émis par le dispositif d’émission sans fil 40) et le nombre d’éléments d’antenne d’émission du dispositif de communication sans fil 10; une deuxième sous-matrice de dimension représentative des canaux entre l’ensemble des éléments d’antenne d’émission 10(Tx) dudit dispositif de communication sans fil 10 et de l’ensemble d’éléments d’antenne de réception du dispositif de réception sans fil 20, avec le nombre d’éléments d’antenne de réception du dispositif de réception sans fil 20 ; une troisième sous-matrice de dimension représentative des canaux de communication entre l’ensemble d’éléments d’antenne d’émission dudit dispositif de communication sans fil 10 et éléments d’antennes de terminaux utilisateurs 30, chaque terminal utilisateur comprenant une unique antenne ou une pluralité d’éléments d’antennes. Dans ce dernier cas, le terminal utilisateur 30 est alors en mesure d’échanger des signaux formés sous la forme de faisceaux. Autrement dit, la première sous-matrice concerne la transmission d’un signal d’annulation d’auto-interférence (SIC) depuis l’ensemble d’éléments d’antenne d’émission 10(Tx) du dispositif de communication sans fil 10 vers l’ensemble d’éléments d’antenne de réception 10(Rx) de ce même dispositif ; la deuxième sous-matrice concerne le signal de "backhaul" vers le dispositif de réception sans fil 20 ; et la troisième sous-matrice concerne la transmission, par éléments d’antenne, d’un signal en liaison descendante vers terminaux utilisateurs. La matrice de canal global s’exprime alors comme suit : Il importe ici de noter que les contributions du canal de communication sont incluses dans la matrice de canal global, et correspondent à la première sous-matrice . Cette formalisation est permise par l’utilisation d’une chaîne RF dédiée (et d’éléments d’antenne d’émission reliés à cette chaîne RF dédiée), comme décrit ci-après. De manière plus générale, lorsque le système de communication comprend dispositifs d’émission sans fil 40, dispositifs de réception sans fil 20 et terminaux utilisateurs, la matrice de canal global pour un dispositif de communication sans fil 10 est alors définie telle que : avec une notation associée aux canaux avec lesquels les signaux envoyés ne sont pas des signaux d’intérêt pour les antennes réceptrices correspondantes, X l’indice de la chaîne RF du dispositif de communication sans fil 10 qui est dédié à l’envoi de son signal de "backhaul" au X ième dispositif, et Y l’indice du dispositif qui reçoit le signal de la X ième chaîne RF du dispositif de communication sans fil 10. Il importe ici de noter que ce dispositif Y ne souhaiterait idéalement recevoir que le signal de la Y-ième chaîne RF du dispositif de communication sans fil 10 mais pas celui de la X-ième chaîne RF du dispositif de communication sans fil 10 qui correspond donc à un signal d’interférence. La représente un exemple de mise en œuvre d’un dispositif de communication sans fil (10) mettant en œuvre une communication en liaison descendante avec des terminaux utilisateurs. Conformément à l'invention, le dispositif de communication 10 présente une architecture configurée pour émettre et recevoir des signaux en mode full-duplex via des éléments d’antenne, un des signaux émis visant à réduire un niveau de puissance reçue par les éléments d’antenne de réception 10(Rx) suite à l’émission d’un autre signal, par ce dispositif de communication 10 et à destination d’un autre dispositif. Tel qu'illustré par la figure 3, le dispositif de communication 10 comprend une chaîne de transmission 100(Tx) et une chaîne de réception 100(Rx). La chaîne de transmission 100(Tx) inclut un bloc de modulation de constellation 110 mettant par exemple en œuvre une modulation d'amplitude en quadrature ou une modulation en quadrature de phase. Ce bloc de modulation de constellation 110 est relié à un précodeur numérique 120. Le précodeur numérique 120 est lui-même relié en sortie à blocs de modulation 130 mettant par exemple en œuvre un codage OFDM ("Orthogonal Frequency-Division Multiplexing" selon la terminologie anglo-saxonne). Chaque bloc de modulation 130 est relié en sortie à une chaîne RF (acronyme de "Radio Fréquence") 140, de conception connue en soi, et les chaînes RF sont reliées à un précodeur analogique 150 auquel sont connectés les éléments d’antenne d’émission 10(Tx). Cette architecture offre l’avantage de former des faisceaux par une méthode de formation de faisceau hybride, qui est avantageuse en ce qu’elle offre un compromis entre l’efficacité spectrale élevée offerte par l’utilisation d’une méthode de formation de faisceaux numérique, et la faible complexité matérielle et la faible consommation d’énergie offertes par l’utilisation d’une méthode de formation de faisceaux analogique. Comme évoqué plus en détail ci-après, une des chaînes RF 140 est dédiée au traitement d’un signal dirigé vers un sous-ensemble d’éléments d’antenne de réception 10(Rx) et visant à réduire un niveau de puissance reçue par ce sous-ensemble d’éléments d’antenne de réception suite à l’émission d’un autre signal. La chaîne de réception 100(Rx) inclut une pluralité d’éléments d’antenne de réception connectés à un post-codeur analogique 160. Ce post-codeur est relié en sortie à une pluralité de chaînes RF 170, chaque chaîne RF 170 étant elle-même reliée à un bloc de modulation 180 mettant par exemple en œuvre un codage OFDM. Ce bloc de modulation 180 est relié (directement ou indirectement) à un bloc de modulation de constellation 200 mettant par exemple en œuvre une modulation d'amplitude en quadrature ou une modulation en quadrature de phase. Dans le scénario évoqué en référence aux figures 1 et 2, les seuls signaux attendus par la chaîne de réception 100(Rx) du dispositif de communication 10 sont les signaux en provenance du dispositif d’émission sans fil 20. C’est la raison pour laquelle une unique chaîne RF 170 et le bloc de modulation 180 auquel elle est relié sont activés. Et à fortiori, puisqu’une seule chaîne RF 170 est requise, elle peut être directement connectée au bloc 200, sans qu’un post-codeur numérique 190 ne soit utilisé. Bien entendu, une chaîne d'émission 100(Tx) (respectivement une chaîne de réception 100(Rx)), peut comporter encore d'autres équipements électroniques (filtres, etc.), cet aspect n'étant pas décrit plus avant ici car sortant du cadre de l'invention. Telle que représentée en , l’architecture des chaînes RF est partiellement connectée ("Partially Connected" selon la terminologie anglo-saxonne). Les développements qui suivent sont cependant adaptables sans difficulté par l'homme du métier au cas où l’architecture des chaînes RF est entièrement connectée ("Fully Connected" selon la terminologie anglo-saxonne). La représente un exemple de répartition des ensembles d’éléments d’antenne de réception et d’émission d’un dispositif de communication sans fil 10 comprenant cinq chaînes RF en transmission, du système de communication de la . Tel qu’illustré en figure 4, le dispositif de communication comprend un ensemble 10(Tx) d’éléments d’antenne d’émission de dimension . Cet ensemble 10(Tx) est subdivisé en cinq sous-ensembles de dimension : un premier sous-ensemble dédié à l’émission d’un signal d’auto-interférence (SIC) sous la forme d’un faisceau dirigé vers un sous-ensemble d’éléments d’antenne de réception dudit dispositif de communication 10 ; un deuxième sous-ensemble dédié à l’émission d’un signal sous la forme d’un faisceau dirigé vers le dispositif de réception sans fil 20 ; un troisième sous-ensemble TX, UE30-1 dédié à l’émission d’un signal sous la forme d’un faisceau dirigé vers un terminal utilisateur 30-1 ; un quatrième sous-ensemble TX, UE30-2 dédié à l’émission d’un signal sous la forme d’un faisceau dirigé vers un terminal utilisateur 30-2 ; et un cinquième sous-ensemble TX, UE30-3 dédié à l’émission d’un signal sous la forme d’un faisceau dirigé vers un terminal utilisateur 30-3. Chacun des cinq sous-ensembles est indirectement relié à une chaîne RF 140 de la chaîne de transmission 100(Tx) du dispositif de communication 10. Autrement dit, cette répartition de l’ensemble 10(Tx) d’éléments d’antenne d’émission en cinq sous-ensembles est permise par l’utilisation d’au moins cinq chaînes RF 140. Et l’une de ces cinq chaînes RF 140 est dédiée à l’émission d’un signal (SIC) visant à réduire, voire annuler, un niveau de puissance reçue issu d’un signal d’auto-interférence (SI) dû à un autre signal simultanément transmis par le dispositif de communication 10. Le dispositif de communication 10 comprend en outre un ensemble 10(Rx) d’éléments d’antenne de réception de dimension . Cet ensemble 10(Rx) est subdivisé en quatre sous-ensembles de dimension : un premier sous-ensemble dédié à la réception d’un signal en provenance du dispositif d’émission sans fil 40 ; un deuxième sous-ensemble RX ,UE30 -1 dédié à la réception d’un signal en provenance d’un terminal utilisateur 30-1 ; et un troisième sous-ensemble RX ,UE30 -2 dédié à la réception d’un signal en provenance d’un terminal utilisateur 30-2. un quatrième sous-ensemble RX ,UE30 -3 dédié à la réception d’un signal en provenance d’un terminal utilisateur 30-3. Il importe ici de noter que les deuxième, troisième et quatrième sous-ensembles ne sont pas essentiels en cas de liaison descendante, puisque le seul signal en réception attendu est celui du lien BH40→10. La représente schématiquement des modules embarqués dans un dispositif de communication sans fil (10), selon un exemple de mise en œuvre de l’invention. Le dispositif de communication sans fil (10) comprend notamment un module MOD_TX d’émission dont les fonctionnalités sont décrites en référence à la . La représente un exemple d’architecture matérielle d’un dispositif de communication sans fil (10). Tel qu’illustré par la , le dispositif de communication sans fil 10 dispose de l’architecture matérielle d’un ordinateur. Ainsi, le dispositif de communication sans fil 10 comporte, notamment, un processeur 1, une mémoire vive 2, une mémoire morte 3 et une mémoire non volatile 4. Il comporte en outre un module de communication 5. La mémoire morte 3 du dispositif de communication sans fil 10 constitue un support d’enregistrement tel que proposé, lisible par le processeur 1 et sur lequel est enregistré un programme d’ordinateur PROG_DL conforme à l’invention, comportant des instructions pour l’exécution d’étapes du procédé de communication (en liaison descendante) tel que proposé ci-après. Le programme PROG_DL définit un ou plusieurs modules fonctionnels du dispositif, qui s’appuient ou commandent les éléments matériels 1 à 5 cités précédemment, et qui comprennent notamment un module MOD_TX d’émission configuré pour émettre (de manière simultanée) : au moins un premier signal destiné à au moins un dispositif de réception sans fil (20, 30) ; et un deuxième signal (SIC) dirigé vers au moins un des éléments d’antenne de réception (10(Rx)), le deuxième signal (SIC) visant à réduire un niveau de puissance reçue par les éléments d’antenne de réception suite à l’émission du premier signal. Par ailleurs, le dispositif de communication sans fil 10 peut encore comporter d’autres modules, notamment pour mettre en œuvre des modes particuliers du procédé de communication en full-duplex, comme cela est décrit plus en détail ultérieurement. La illustre, sous forme d’ordinogramme, les principales étapes d’un procédé de communication en liaison descendante, selon un exemple de mise en œuvre de l’invention. Ce procédé est mis en œuvre par le dispositif de communication sans fil 10. Tel qu’illustré par la , le procédé de communication en liaison descendante comprend une première étape S100 de configuration de ce dispositif de communication sans fil 10, qui inclut les sous-étapes S110 et S120. S110 La sous-étape S110 est une étape de détermination d’une matrice de précodage analogique qui sera utilisée pour configurer le module de précodage analogique 150, et d’un coupleur RF équivalent . Grâce à l’utilisation d’une chaîne RF dédiée au traitement du signal d’auto-interférence, l’équation des signaux reçus par tous les éléments d’antenne de réception du système de communication dans le domaine de la démodulation (fréquentiel ou temporel) dans ce scénario en liaison descendante s’écrit de la manière suivante : avec le vecteur représentatif de tous les éléments d’antenne de réception du système de communication (en incluant les éléments d’antenne de réception du dispositif de communication sans fil 10), la matrice adjointe d’une matrice, la matrice de canal global telle que définie en section « Matrice de canal global », une matrice de précodage numérique, une matrice diagonale regroupant la puissance allouée pour chaque signal émis, le vecteur représentatif des signaux émis par le dispositif de communication sans fil 10, le vecteur représentatif des bruits reçus par chaque élément d’antenne de réception de l’ensemble d’éléments d’antenne 10(Rx), le vecteur représentatif des signaux émis par le dispositif d’émission sans fil 40 et représentant les signaux d’intérêt pour le dispositif de communication sans fil 10. Il est donc possible de « précoder » et « postcoder » le canal global à l’aide des matrices et . L’expression de ces deux matrices est variable et la seule contrainte à respecter est que les coefficients de ces deux matrices soient de module égal à 1. Selon une implémentation particulière, la matrice résulte de la concaténation de vecteurs colonne de dépointage , chaque vecteur étant représentatif d’une phase à appliquer sur un signal en entrée d’au moins un desdits éléments d’antenne d’émission, de sorte à diriger le signal d’auto-interférence (SIC) vers les éléments d’antenne de réception du dispositif de communication sans fil 10. Selon une implémentation particulière, lorsque l’architecture des chaînes RF est partiellement connectée, ces vecteurs de dépointages sont définis tels que : avec un facteur de normalisation dépendant du nombre d’éléments d’antenne d’émission ou de réception du dispositif de communication sans fil 10, un index de direction ayant une valeur parmi , et l’élévation et l’azimut de la direction le nombre de lignes d’éléments d’antenne de l’ensemble 10( ) dédiés à la direction , et le nombre de colonnes d’éléments d’antenne de l’ensemble 10( ) dédiés à la direction , avec . La matrice est alors construite par concaténation verticale des vecteurs de dépointage qui pointent vers l’ensemble d’éléments d’antenne de réception du dispositif de communication sans fil 10 (de sorte à transmettre le signal d’auto-interférence SIC), vers le dispositif de réception sans fil 20 et vers les terminaux utilisateurs connectés au dispositif de communication sans fil 10. La matrice s’écrit alors comme suit: avec le vecteur de pointage associé à la chaîne RF dédiée de dimension le vecteur de pointage de dimension pointant vers l’ensemble d’éléments d’antenne de réception du dispositif de réception sans fil 20, le vecteur de pointage de dimension pointant vers les différentes directions des terminaux utilisateurs. La matrice résultante est alors de dimension , avec le nombre d’éléments d’antenne d’émission du dispositif de communication 10 dédiées à la transmission de signaux vers le dispositif de réception sans fil 40 et vers les terminaux utilisateurs 30, et le nombre d’éléments d’antenne d’émission du dispositif de communication 10 dédiés à la transmission du signal d’auto-interférence. Il importe ici de rappeler que le vecteur de pointage est dirigé vers les éléments d’antenne de réception du dispositif de communication sans fil 10, de sorte à maximiser la puissance reçue de ce signal d’auto-interférence. De manière plus générique, lorsque le système de communication comprend un dispositif de communication 10 et dispositifs de réception sans fil 20, la matrice s’écrit alors comme suit: La matrice résultante est alors de dimension . Pour obtenir la matrice , les vecteurs de pointage des différents dispositifs de réception du système de communication sont concaténés. La matrice résultante s’écrit alors : avec une matrice identité de dimension . Cette matrice est de dimension , et puisque la matrice a le même nombre de colonnes que , cela signifie que le nombre d’émetteurs dans le système de communication est identique au nombre de récepteurs, et qu’une méthode de formation de faisceaux hybride peut être mise en œuvre. La matrice illustre le fait que les terminaux utilisateurs ont tous une unique antenne et qu’ils n’ont donc pas la capacité d’effectuer de formation de faisceaux. En variante, chaque terminal utilisateur comprend plusieurs antennes ou plusieurs chaînes RF et a donc la capacité d’effectuer une formation de faisceaux. Dans ce cas-là, la forme de la matrice est similaire à celle précédemment évoquée, mais la matrice identité est remplacée par les vecteurs de dépointage de chaque terminal utilisateur 30. La matrice de canal équivalente s’écrit alors : S120 Le procédé de communication en liaison descendante comprend en outre une étape S120 de détermination d’une matrice de précodage numérique en bande de base. Le précodage numérique permet d’agir sur la matrice de canal équivalente pour apporter un effet souhaité. Contrairement au précodage analogique, il n’y a pas de contraintes matérielles qui induisent des contraintes mathématiques sur l’expression de , et l’expression de est donc déterminée en fonction d’un certain objectif. S120, application d’un critère de forçage à zéro Selon un premier exemple de mise en œuvre, la matrice de précodage numérique en bande de base est déterminée par application d’un critère de forçage à zéro (ZF) afin de réduire voire annuler les signaux d’auto-interférence ainsi que les interférences entre les terminaux utilisateurs et le dispositif de communication sans fil 10. La matrice de précodage s’écrit alors et est définie telle que : avec la matrice représentative du canal de communication global, la matrice représentative d’un canal de communication équivalent, un facteur de normalisation tel que , une matrice objective de dimension , avec le nombre de signaux émis par le dispositif de communication sans fil 10, et le pseudo-inverse de la matrice de Moore-Penrose. La matrice correspond à la concaténation horizontale d’un vecteur ligne nul de dimension 1 et d’une matrice diagonale de dimension . Dans une mise en œuvre particulière, cette matrice diagonale est une matrice identité, et la matrice s’exprime alors sous la forme : Le rôle du vecteur ligne nul de dimension est d’annuler la contribution des signaux émis par les éléments d’antenne d’émission 10(Tx) et reçus par les éléments d’antenne de réception 10(Rx) de ce même dispositif de communication sans fil 10. Le rôle de la matrice diagonale de dimension est de garantir que chaque récepteur du système de communication reçoit un signal sans interférence causée par un autre récepteur du système de communication L’impact de l’application d’un critère de forçage à zéro (ZF) est illustré au travers de la matrice ci-après représentative des signaux reçus: La matrice illustre le fait que l’application du critère de forçage à zéro annule l’effet du signal d’auto-interférence dû au signal émis par le dispositif de communication sans fil 10 et que les éléments d’antenne de réception de ce dispositif de communication sans fil 10 reçoivent uniquement le signal de backhaul en provenance du dispositif d’émission sans fil 40, ainsi que du bruit. L’application d’un tel précodeur ZF garantit également que les éléments d’antenne de réception 20(Rx) du dispositif de réception sans fil 20 et que les antennes des terminaux utilisateurs reçoivent uniquement leur signal d’intérêt, sans interférence liée aux autres dispositifs de réception sans fil ou terminaux utilisateurs environnants. En variante, les zéros de la matrice sont remplacés par des valeurs arbitrairement faibles (e ;g., ), afin d’adapter le calcul de l’inversion matricielle dans l’équation de de sorte à avoir une puissance d’émission significative vers les dispositifs de réception sans fil 20 et les terminaux utilisateurs 30. En variante, la matrice est adaptée de sorte à annuler le signal d’auto-interférence et les interférences de seulement certaines parties émettrices pour lesquelles il a par exemple été déterminé qu’elles ont un impact significatif en terme d’interférence (e.g., dont la puissance reçue du signal d’interférence est supérieur à un seuil prédéterminé). S120, application d’un critère de minimisation d’une erreur quadratique moyenne Selon un deuxième exemple de mise en œuvre, la matrice de précodage numérique en bande de base est déterminée par application d’un critère de minimisation d’une erreur quadratique moyenne (MMSE). L’application de ce critère est illustré au travers du système de communication illustré en , mais les développements qui suivent sont cependant généralisables sans difficulté par l'homme du métier au cas où plus de trois terminaux utilisateurs 30 et/ou une pluralité de dispositifs d’émission sans fil 40 et de dispositifs de réception sans fil 20 sont considérés. Soit , le vecteur représentatif des signaux d’intérêts reçus par les différents récepteurs (e.g., l’ensemble d’éléments d’antenne de réception 20(Rx) des dispositifs de réception sans fil 20, les antennes des terminaux utilisateurs, et l’ensemble d’éléments d’antenne de réception 10(Rx) du dispositif de communication sans fil 10 du système de communication. Le critère de MMSE vise à minimiser l’erreur quadratique moyenne entre les signaux et et est formalisé par les équations suivantes : avec la matrice diagonale comprenant la puissance dédiée à l’émission de chaque signal d’intérêt, P la puissance totale émise par les éléments d’antenne d’émission 10(Tx) du dispositif de communication sans fil 10, l’erreur quadratique moyenne, et la norme de Frobenius. Ces équations sont par exemple résolues par application de la méthode, bien connue en soi, du multiplicateur de Lagrange. Soit un multiplicateur de Lagrange, l’expression de la matrice en fonction de s’écrit alors : avec la matrice représentative du canal de communication équivalent, le multiplicateur de Lagrange, la matrice objective de dimension , avec un nombre de signaux émis par le dispositif de communication sans fil 10, ladite matrice correspondant à la concaténation d’un vecteur ligne nul de dimension et d’une matrice diagonale de dimension , la matrice identité de taille , et la matrice adjointe de la matrice M . La résolution du problème formalisé par les équations revient alors à déterminer une valeur de qui est déterminée numériquement, par simulation. S200 – S500 Le procédé de communication en liaison descendante comprend en outre une étape S200 de précodage numérique en bande de base par application de la matrice de précodage numérique (e.g., ou ), de sorte à obtenir une pluralité de flux en sortie du précodeur numérique. Cette étape est mise en œuvre par le précodeur numérique 120 de la chaîne de transmission 100(Tx). Puis, lors d’une étape S300 de conversion, chacun des flux est converti en un flux analogique et une étape de mixage et/ou de filtrage analogique dudit flux analogique sont mises en œuvre, de sorte à obtenir un flux de données RF. Cette étape est mise en œuvre par une chaîne RF 140 de la chaîne de transmission 100(Tx). Le procédé de communication comprend en outre une étape S400 de précodage analogique des flux de données RF par application de la matrice de précodage analogique, de sorte à obtenir des signaux sous la forme de faisceaux dirigés vers le dispositif de réception sans fil 20 et les terminaux utilisateurs 30, mais également un signal d’auto-interférence visant à réduire un niveau de puissance reçue par les éléments d’antenne de réception suite à l’interférence issue de l’émission des signaux destinés au dispositif de réception sans fil 20 et aux terminaux utilisateurs 30. Cette étape est mise en œuvre par le précodeur analogique 150 de la chaîne de transmission 100(Tx). Enfin, le procédé comprend une étape S500 d’émission simultanée des signaux suivants sous la forme de faisceaux : un signal dirigé vers le dispositif de réception sans fil 20 ; des signaux dirigés vers chacun des terminaux utilisateurs 30 (liaison descendante) ; et, un signal d’auto-interférence dirigé vers des éléments d’antenne de réception du dispositif de communication sans fil 10, ce signal d’auto-interférence visant à réduire un niveau de puissance reçue par les éléments d’antenne de réception suite à l’émission des autres signaux. Communication en liaison montante L’invention a jusqu’à présent été décrite dans le cas d’une communication en liaison descendante entre le dispositif de communication sans fil 10 et les terminaux utilisateurs 30. Les figures 8 à 11 illustrent cette fois le cas d’une communication en liaison montante, où l’effet de l’auto-interférence est réduit voire annulé par un traitement au niveau de la chaîne de réception 100(Rx) du dispositif de communication sans fil 10. La figure 8 est un exemple de système de communication dans lequel un procédé de communication en liaison montante est mis en œuvre. Le système est similaire à celui illustré en figure 1, et n’est donc pas de nouveau décrit, par soucis de concision. La seule différence concerne le canal de communication le canal de communication évoqué en référence à la . La figure 9 est une vue détaillée de la figure 8 dans laquelle les canaux de communication considérés en lien avec le dispositif de communication sans fil 10 sont considérés. Les canaux , et sont similaires à ceux décrits en référence à la , et ne sont donc pas de nouveau décrits, par soucis de concision. La seule différence concerne le canal de communication le canal de communication (qui remplace le canal ) et qui est cette fois orienté des terminaux utilisateurs 30 vers le réseau d’éléments d’antenne d’émission 10(Tx) du dispositif de communication sans fil 10. Canal de de communication En pratique, les signaux émis entre un terminal utilisateur et un dispositif de communication telle qu’une station de base sont fréquemment réfléchis par des réflecteurs avant d’atteindre leur cible. Pour cela, le canal de communication est modélisé comme un canal de communication sans ligne de vue directe. Par ailleurs, puisque les terminaux utilisateurs sont typiquement à une certaine distance (e.g., de quelques dizaines de mètres à une trentaine de kilomètres) de la station de base à laquelle ils sont attachés, les signaux transitant par ces canaux sont modélisés par un modèle d’onde plane. La construction de la matrice représentative du canal entre les terminaux utilisateurs et le dispositif de communication sans fil 10 est mise en œuvre en utilisant une méthode basée sur le lancer de rayon. Plus précisément, pour chaque terminal utilisateur, un faisceau direct émis par le terminal utilisateur donné 30 vers le dispositif de communication 10 est défini, puis autres faisceaux sont construits dont la Direction de Départ DoD est séparée par un angle de et à la fois en élévation et en azimut par rapport au faisceau principal. Pour modéliser l’environnement des terminaux utilisateurs, il en résulte alors que faisceaux sont émis à partir de chaque terminal utilisateur 30, et l’angle d’arrivée DoA de ces faisceaux au niveau des éléments d’antenne de réception 10(Rx) est compris entre pour l’élévation et pour l’azimut. Comme évoqué précédemment en référence aux figures 1 et 2, à des fins de simplification de la description, il est considéré que chaque terminal utilisateur 30 n’est équipé que d’une seule antenne (e.g, isotopique). Aussi, le nombre d’éléments d’antenne d’émission à considérer correspond au nombre ( ) de terminaux utilisateurs connectés au dispositif de communication sans fil 10, et la matrice de canal est alors construite par concaténation de vecteurs colonne, chaque vecteur colonne représentant une émission par un des terminaux utilisateurs. La colonne de la matrice de canal est définie de la manière suivante : avec le nombre de chemins induits par la présence de réflecteurs, le coefficient d’atténuation complexe pour le chemin, le retard associé au chemin, le vecteur de pointage de l’ensemble 10(Tx) d’éléments d’antenne de réception du dispositif de communication 10 de dimension associé au terminal utilisateur, et les angles en azimut et en élévation du terminal utilisateur vu depuis le dispositif de communication sans fil 10. La dimension de la matrice de canal est alors , avec le nombre d’éléments d’antenne de réception du dispositif de communication 10 dédiés à la réception de données en provenance des terminaux utilisateurs 30. A la différence de la solution d’annulation proposée pour la communication en liaison descendante, une chaîne RF dédiée au signal d’auto-interférence n’est pas nécessaire pour annuler l’auto-interférence en liaison montante. Aussi, la matrice de canal global de dimension est alors définie telle que : La représente un exemple de mise en œuvre d’un dispositif de communication sans fil (10) mettant en œuvre un procédé de communication en liaison montante. Tel qu'illustré par la , le dispositif de communication 10 comprend une chaîne de transmission 100(Tx) et une chaîne de réception 100(Rx). La chaîne de transmission 100(Tx) inclut un bloc de modulation de constellation 110 mettant par exemple en œuvre une modulation d'amplitude en quadrature ou une modulation en quadrature de phase. Ce bloc de modulation de constellation 110 est relié (directement ou indirectement) à un bloc de modulation 130 mettant par exemple en œuvre un codage OFDM ("Orthogonal Frequency-Division Multiplexing" selon la terminologie anglo-saxonne). Dans le scénario de communication en liaison montante tel qu’illustré par les figures 8 et 9, le seul signal transmis par le dispositif de communication sans fil 10 est le signal de backhaul . Par conséquent, seule une unique chaîne RF 140 nécessite d’être activée, et à fortiori, le précodeur numérique 120 est désactivé. Le bloc de modulation 130 est relié en sortie à une chaîne RF 140, elle-même reliée à un précodeur analogique 150 auquel sont connectés les éléments d’antenne d’émission 10(Tx). Cette architecture offre l’avantage de former des faisceaux par une méthode de formation de faisceau hybride, qui est avantageuse en ce qu’elle offre un compromis entre l’efficacité spectrale élevée offerte par l’utilisation d’une méthode de formation de faisceaux numérique, et la faible complexité matérielle et la faible consommation d’énergie offertes par l’utilisation d’une méthode de formation de faisceaux analogique. La chaîne de réception 100(Rx) inclut une pluralité d’éléments d’antenne de réception 10(Rx) connectés à un post-codeur analogique 160. Ce post-codeur est relié en sortie à une pluralité de chaînes RF 170, chaque chaîne RF 170 étant elle-même reliée à un bloc de modulation 180 mettant par exemple en œuvre un codage OFDM. Les blocs de modulation 180 sont reliés à un post-codeur numérique 190. Enfin, le post-codeur numérique 190 est relié à un bloc de modulation de constellation 200 mettant par exemple en œuvre une modulation d'amplitude en quadrature ou une modulation en quadrature de phase. Bien entendu, une chaîne d'émission 100(Tx) (respectivement une chaîne de réception 100(Rx)), peut comporter encore d'autres équipements électroniques (filtres, etc.), cet aspect n'étant pas décrit plus avant ici car sortant du cadre de l'invention. Telle que représentée en , l’architecture des chaînes RF est partiellement connectée ("Partially Connected" selon la terminologie anglo-saxonne). Les développements qui suivent sont cependant adaptables sans difficulté par l'homme du métier au cas où l’architecture des chaînes RF est entièrement connectée ("Fully Connected" selon la terminologie anglo-saxonne). La illustre, sous forme d’ordinogramme, les principales étapes d’un procédé de communication en liaison montante, selon un exemple de mise en œuvre de l’invention. Ce procédé est mis en œuvre par le dispositif de communication sans fil 10. Il importe ici de noter que ce procédé de communication en liaison montante peut être mis en œuvre indépendamment du procédé de communication en liaison descendante précédemment décrit en référence aux figures 1 à 7. En variante, ce procédé de communication en liaison montante est mis en œuvre en combinaison avec le procédé de communication en liaison descendante précédemment décrit. Les procédés de communication en liaison montante et en liaison descendante sont alors mis en œuvre de manière simultanée ou de manière séquentielle par le dispositif de communication sans fil. Tel qu’illustré par la , le procédé de communication en liaison montante comprend une première étape S1000 de configuration de ce dispositif de communication sans fil 10, qui inclut les sous-étapes S1100 et S1200. S11 0 0 La sous-étape S1100 est une étape de détermination d’une matrice de post-codage analogique qui sera utilisée pour configurer le module de post-codage analogique 160, et d’une matrice de précodage analogique équivalente. L’équation des signaux reçus par les éléments d’antenne de réception du dispositif de communication sans fil 10 dans ce scénario en liaison montante s’écrit de la manière suivante : avec le vecteur représentatif des signaux émis par tous les émetteurs du système de communication, en incluant ceux émis par les éléments d’antenne d’émission du dispositif de communication sans fil 10, la matrice de puissance diagonale représentative de la puissance allouée aux signaux émis par chacun des émetteurs du système de communication, et tel que : Il importe ici de noter que la contribution du canal de communication est incluse dans la matrice globale , et que le signal d’interférence est inclus dans le vecteur . C’est la raison pour laquelle la dimension du vecteur est . Selon une implémentation particulière, la matrice résulte de la concaténation de vecteurs colonne de dépointage , chaque vecteur étant représentatif d’une phase à appliquer sur un signal en entrée d’au moins un desdits éléments d’antenne de réception. Selon une implémentation particulière, lorsque l’architecture des chaînes RF est partiellement connectée, ces vecteurs de dépointages sont définis tels que : avec un facteur de normalisation dépendant du nombre d’éléments d’antenne d’émission ou de réception du dispositif de communication sans fil 10, un index de direction ayant une valeur parmi , et l’élévation et l’azimut de la direction le nombre de lignes d’éléments d’antenne de l’ensemble 10( ) dédiés à la direction , et le nombre de colonnes d’éléments d’antenne de l’ensemble 10( ) dédiés à la direction , avec . La matrice est alors construite par concaténation verticale des vecteurs de dépointage qui pointent vers l’ensemble d’éléments d’antenne d’émission du dispositif d’émission sans fil 40, et vers les directions de chacun des terminaux utilisateurs connectés au dispositif de communication sans fil 10. La matrice s’écrit alors comme suit: avec le vecteur de pointage de dimension pointant vers la direction de l’ensemble d’éléments d’antenne en transmission du dispositif d’émission sans fil 40 le vecteur de pointage de dimension pointant vers les différentes directions des terminaux utilisateurs. La matrice résultante est alors de dimension , avec le nombre d’éléments d’antenne de réception du dispositif de communication 10. La matrice de précodage analogique équivalente est alors obtenue par concaténation des vecteurs de pointage des différents émetteurs du système de communication. La matrice résultante s’écrit alors : avec une matrice identité de dimension . Il importe ici de noter que la matrice comprend une colonne relative à la transmission du signal d’interférence précédemment évoqué. S120 0 Le procédé de communication en liaison montante comprend en outre une étape S1200 de détermination d’une matrice de post-codage numérique en bande de base. Le problème à résoudre s’exprime par les équations suivantes : avec une matrice de coût choisi en fonction de l’objectif voulu, = le vecteur de dimension ( comprenant uniquement un "1" à la position et des "0" ailleurs, et le vecteur de dimension avec seulement un "1" à la position et des "0" ailleurs. Par construction, le sens de la contrainte ( ) s’explique comme suit : le coefficient situé à la ligne et à la colonne de la matrice résultante doit être égal à "0", de sorte que l’effet du canal équivalent du émetteur sur le récepteur est complètement annulé. En variante, ce coefficient ne doit pas être égal à "0", mais égal à une valeur prédéterminée. Il en résulte donc qu’il suffit de déterminer les coefficients et pour annuler l’effet du signal d’auto-interférence, et/ou annuler les autres composantes interférentes en provenance des autres dispositifs d’émission sans fil 40 ou des terminaux utilisateurs. Selon une implémentation particulière, l’objectif vise à minimiser une erreur quadratique moyenne entre les signaux émis par des dispositifs d’émission sans fil et des signaux résultants reçus par ledit dispositif de communication sans fil 10. Dans ce cas, avec l’espérance mathématique, et une notation représentant une réduction de la dimension de la matrice M . La réduction de dimension vise à obtenir une matrice M représentative d’un système comprenant un même nombre d’éléments d’antenne d’émission et de réception. Ainsi, la dimension de la matrice (resp. ) est réduite, afin d’obtenir une matrice (resp ) carrée dont l’ordre correspond au plus petit nombre d’éléments d’antenne d’émission et de réception. Ainsi, dans le cas d’un scénario en liaison montante dans lequel il y a moins d’éléments d’antenne d’émission que d’éléments d’antenne de réception, l’ordre de la matrice (resp ) est égal au nombre d’éléments d’antenne d’émission. Par application de la méthode, bien connue en soi, du multiplicateur de Lagrange, la matrice de post-codage numérique en bande de base s’exprime comme suit : avec définie tel que: où et sont des scalaires dépendant des coefficients de la matrice de canal équivalente . En variante, les zéros de la matrice sont remplacés par des valeurs arbitrairement faibles (e ;g., ). En variante, la matrice est adaptée de sorte à annuler le signal d’auto-interférence et/ou les interférences de seulement certaines parties émettrices pour lesquelles il a par exemple été déterminé qu’elles ont un impact significatif en terme d’interférence (e.g., dont la puissance reçue du signal d’interférence est supérieur à un seuil prédéterminé). S20 0 0 – S500 Le procédé de communication en liaison montante comprend en outre une étape S2000 de réception simultanée de signaux en provenance des terminaux utilisateurs 30 et du dispositif d’émission sans fil 40. Lors d’une étape S3000, un post-codage analogique est mis en œuvre sur ces signaux reçu par application de la matrice de post-codage analogique, de sorte à obtenir une pluralité de flux en sortie du post-codeur analogique 160 de la chaîne de transmission 100(Tx). Puis, lors d’une étape S4000 de conversion, chacun des flux en sortie du post-codeur analogique 160 est mixé/filtré puis converti en un flux numérique. Cette étape est notamment mise en œuvre par une chaîne RF 170 de la chaîne de réception 100(Rx). Le procédé de communication comprend en outre une étape S5000 de post-codage numérique des flux numériques par application de la matrice de post-codage numérique. Cette étape est mise en œuvre par le post-codeur numérique 190 de la chaîne de transmission 100(Tx). La illustre l’évolution de l’efficacité spectrale en fonction d’un rapport signal sur bruit, pour plusieurs méthodes d’annulation d’auto-interférence, dans le cadre d’une communication en liaison descendante. Les différentes méthodes comparées sont les suivantes : une méthode de communication full-duplex sans utilisation de méthode d’annulation de l’auto-interférence ("benchmark without SIC"), la méthode d’annulation selon l’invention par application du critère de forçage à zéro ("with ZF beamforming"), la méthode d’annulation selon l’invention par application du critère de minimisation de l’erreur quadratique moyenne ("with MMSE beamforming"), et une méthode de communication full-duplex sans interférence et correspondant à un résultat théorique optimal ("with perfect SIC"). La illustre le fait que les méthodes d’annulation par application du critère de forçage à zéro et par application du critère de minimisation de l’erreur quadratique moyenne offrent des résultats en termes d’efficacité spectrale qui sont meilleurs que ceux de la méthode de communication full-duplex sans utilisation de méthode d’annulation de l’auto-interférence. De manière plus précise, la courbe représentative du critère de forçage à zéro est superposée à celle représentant un résultat théorique optimal ("with perfect SIC"). Ce résultat illustre le fait que la méthode avec critère de forçage à zéro permet d’annuler complètement l’auto-interférence. La méthode d’annulation par application du critère de minimisation de l’erreur quadratique moyenne offre quant-à elle des performances inférieures à celle de la méthode par application du critère de forçage à zéro. Pour un SNR égal à 25dB, avec l’approche ZF, le système a une efficacité spectrale d’environ 8.2 bps/Hz, en prenant en considération les conditions typiques d’un réseau 5G, avec une bande passante variant de 400 MHz at 28 GHz. Il en résulte que pour un SNR égal à 25dB, le dispositif de communication sans fil 10 peut atteindre un débit autour de 3.24 Gbp pour la liaison backhaul en réception , ce qui représente le cas idéal où il n’y a pas d’interférence. La illustre, l’évolution de l’efficacité spectrale lorsque deux terminaux utilisateur sont proches l’un de l’autre en azimut et lorsque deux terminaux utilisateur sont éloignés l’un de l’autre en azimut, par application d’un critère de forçage à zéro et d’un critère de minimisation d’une erreur quadratique moyenne. Le cas correspond à une situation où l’écart angulaire entre les terminaux utilisateurs extrêmes est grand, ce qui implique donc que les faisceaux formés sont plus espacés, à fortiori "plus décorrellés" ; et donc à une situation plus favorable pour le calcul de l’inverse du produit matricielle . Les courbes illustrant l’application d’un critère de forçage à zéro pour et sont superposés, ce qui illustre donc que le précodeur mettant en œuvre un un critère de forçage à zéro est très robuste et annule bien l’auto-interférence, et ce que le positionnement des terminaux utilisateurs soit favorable ou pas. En revanche une légère dégradation est observable pour le précodeur MMSE mettant en œuvre un critère de minimisation d’une erreur quadratique moyenne, mais cette dégradation est de très faible amplitude (inférieur à 1 bps/Hz pour un SNR = 25dB). Ce résultat illustre donc que le précodeur MMSE est robuste face à une situation défavorable en termes de positionnement des terminaux utilisateurs. La illustre l’évolution de l’efficacité spectrale en fonction d’un nombre d’éléments d’antenne de réception, dans le cas d’une communication en liaison descendante, en appliquant la méthode d’annulation par application de critère ZF. Il peut être observé qu’en augmentant le nombre d’éléments d’antenne de réception dédiés à la réception des signaux de backhaul, l’efficacité spectrale est améliorée. De manière plus précise, pour un SNR égal à 25dB, en augmentant le nombre d’éléments d’antenne de réception de 4 éléments d’antenne supplémentaires, l’efficacité spectrale est améliorée de moins de En augmentant le nombre d’éléments d’antenne de réception de 12 éléments d’antenne supplémentaires, l’efficacité spectrale est augmentée d’environ . Cela s’explique par le fait qu’en augmentant le nombre d’éléments d’antennes de réception, le dispositif reçoit un signal d’auto-interférence plus fort, mais en contrepartie possède également plus de directivité pour recevoir le signal d’intérêt. Les résultats montrent que l’augmentation du nombre d’éléments d’antennes de réception a un effet positif puisque l’efficacité spectrale est améliorée. La illustre l’évolution de l’efficacité spectrale en fonction d’un nombre d’éléments d’antenne d’émission. Il peut être observé qu’en augmentant le nombre d’éléments d’antenne d’émission, l’efficacité spectrale est améliorée puisque des faisceaux plus étroits sont émis. De manière plus précise, l’amélioration en termes d’efficacité spectrale est plus significative lorsque le nombre d’éléments d’antenne de réception est augmenté que lorsque le nombre d’éléments d’antenne d’émission est augmenté. Ceci s’explique par le fait que dans la communication en liaison descendante avec les terminaux utilisateurs, le signal d’intérêt du dispositif de communication sans fil 10 correspond au signal de backhaul du dispositif d’émission sans fil 40. Aussi, le fait d’augmenter le nombre d’éléments d’antenne de réception permet d’améliorer la puissance reçue du signal d’intérêt, et ainsi améliore l’efficacité spectrale. Par ailleurs, l’augmentation du nombre d’éléments d’antenne d’émission permet de former des faisceaux plus fins en direction du dispositif de réception sans fil 20 et des trois terminaux utilisateurs, mais ces signaux sont toujours également reçus par le réseau d’éléments d’antenne de réception 10(Rx) du dispositif de communication 10. En outre, puisque le réseau d’éléments d’antenne d’émission 10(Tx) est également la source du signal d’auto-interférence, l’augmentation du nombre d’éléments d’antenne d’émission 10(Tx) implique également une augmentation de la puissance du signal d’auto-interférence. Quoi qu’il en soit, la illustre que l’augmentation du nombre d’éléments d’antenne d’émission du dispositif de communication sans fil 10 améliore l’efficacité spectrale. Les figures 16 et 17 visent à illustrer la pertinence de l’utilisation d’un modèle d’onde sphérique pour modéliser le canal de communication entre les éléments d’antenne d’émission et de réception du dispositif de communication 10. La figure 16 illustre l’évolution de la puissance reçue d’un signal d’auto-interférence à une fréquence , en fonction de valeurs d’angle d’inclinaison, en utilisant un modèle d’onde sphérique (SWM) et un modèle d’onde plane (PWM). Pour obtenir ces résultats, aucun précodage numérique n’a été mis en œuvre. Il peut être observé que les deux modèles ont un comportement identique. Une variation mineure est tout de même observée pour une valeur d’angle égale à 100°. La figure 17 illustre l’évolution de la puissance reçue d’un signal d’auto-interférence à une fréquence , en fonction de valeurs d’angle d’inclinaison, en utilisant un modèle d’onde sphérique (SWM) et un modèle d’onde plane (PWM). Il peut être observé que le modèle d’onde sphérique est bien adapté en cas de changement de fréquence, et que l’évolution de la puissance reçue n’est pas la même que pour une fréquence . En revanche, en ce qui concerne le modèle d’onde sphérique, la puissance reçue évolue de manière très similaire pour des fréquences et . De cette observation, il peut en être conclu que le modèle d’onde sphérique est plus précis que le modèle d’onde plane. Par ailleurs, ces modèles d’onde sphérique et d’onde plane ont une évolution globalement similaire, mais des déphasages entre les deux modèles sont observables, notamment pour des valeurs d’angle égales à et correspondant à des valeurs minimales de puissance reçue. De ces résultats, il peut en être déduit que quelle que soit la fréquence, le modèle d’onde sphérique (SWM) est bien plus précis que le modèle d’onde plane (PWM). Seule une évolution de la précision est plus visible pour une fréquence qu’à . Procédé de communication en full-duplex mis en œuvre par un dispositif de communication sans fil (10) comprenant un ensemble d’éléments d’antenne de réception et un ensemble d’éléments d’antenne d’émission, le procédé comprenant : une émission (S500), par au moins un élément d’antenne d’émission, d’au moins un premier signal destiné à au moins un dispositif de réception sans fil (20, 30) ; et une émission (S500), par au moins un élément d’antenne d’émission, d’un deuxième signal (SIC) dirigé vers au moins un des éléments d’antenne de réception, le deuxième signal (SIC) visant à réduire un niveau de puissance reçue par les éléments d’antenne de réception suite à l’émission du premier signal. Procédé de communication selon la revendication 1, le dispositif de communication sans fil (10) comprenant une pluralité ( ) de chaînes RF, chaque chaîne RF étant connectée à au moins un desdits éléments d’antenne d’émission, et une desdites chaînes étant dédiée au traitement du deuxième signal (SIC). Procédé de communication selon la revendication 1 ou 2, dans lequel le dispositif de communication sans fil (10) est configuré pour émettre signaux de manière simultanée par une méthode de formation de faisceau hybride, en mettant en œuvre une étape (S200) de précodage numérique et une étape (S400) de précodage analogique. Procédé de communication selon l’une quelconque des revendications 1 à 3, comprenant en outre une étape de détermination (S110) d’une matrice de précodage analogique par concaténation de vecteurs colonne de dépointage, un desdits vecteurs étant représentatif d’une phase à appliquer sur un signal en entrée d’au moins un desdits éléments d’antenne d’émission, de sorte à diriger le deuxième signal (SIC) vers ledit au moins un élément d’antenne de réception. Procédé de communication selon l’une quelconque des revendications 1 à 4, comprenant en outre une étape de détermination (S120) d’une matrice de précodage numérique en bande de base par application d’un critère de forçage à zéro (ZF), la matrice de précodage étant définie telle que : avec une matrice représentative d’un canal de communication global, une matrice représentative d’un canal de communication équivalent, un facteur de normalisation et une matrice objective de dimension , avec un nombre de signaux émis par le dispositif de communication sans fil (10), un nombre de chaînes RF dédiées au traitement du deuxième signal, ladite matrice correspondant à la concaténation de vecteurs lignes nuls de dimension 1 et d’une matrice diagonale de dimension . Procédé de communication selon la revendication 5, dans lequel et la matrice objective est définie telle que : Procédé de communication selon l’une quelconque des revendications 1 à 4, comprenant en outre une étape de détermination (S120) d’une matrice de précodage numérique en bande de base par application d’un critère de minimisation d’une erreur quadratique moyenne (MMSE), la matrice de précodage étant définie telle que : avec une matrice représentative d’un canal de communication équivalent, un multiplicateur de Lagrange, une matrice objective de dimension , avec un nombre de signaux émis par le dispositif de communication sans fil (10), un nombre de chaînes RF dédiées au traitement du deuxième signal, ladite matrice correspondant à la concaténation d’un vecteur ligne nul de dimension et d’une matrice diagonale de dimension , une matrice identité de taille , et la matrice adjointe d’une matrice M . Procédé de communication selon l’une des revendications 1 à 9, dans lequel le deuxième signal (SIC) est représenté par un modèle d’onde sphérique. Procédé de communication selon l’une quelconque des revendications 1 à 8, le dispositif de communication sans fil (10) étant une station de base, le au moins un dispositif de réception sans fil (20) incluant une station de base, et le premier signal entre lesdites stations de base étant modélisé par un modèle d’onde plane en utilisant un canal de communication en ligne de vue directe. Procédé de communication selon l’une quelconque des revendications 1 à 9, le dispositif de communication sans fil (10) étant une station de base, le au moins un dispositif de réception sans fil (20) incluant au moins un terminal utilisateur, et le premier signal entre ladite station de base et le au moins un terminal utilisateur étant modélisé par un modèle d’onde plane en utilisant un canal de communication sans ligne de vue directe. Procédé de communication selon l’une des revendications 1 à 10, comprenant en outre une étape de modélisation d’un canal de communication global incluant : un canal de communication entre l’ensemble d’éléments d’antenne d’émission et l’ensemble d’éléments d’antenne de réception dudit dispositif de communication sans fil (10), et un canal de communication entre ledit dispositif de communication sans fil (10) et autres dispositifs, ledit canal de communication global étant représenté par une matrice comprenant : une première sous-matrice de dimension représentative du canal de communication entre l’ensemble d’éléments d’antenne d’émission et l’ensemble d’éléments d’antenne de réception dudit dispositif de communication sans fil (10), avec le nombre d’éléments d’antenne de réception dudit dispositif de communication sans fil (10) dédiés à la réception de signaux des dispositifs d’émission sans fil équipés d’un ensemble d’éléments d’antenne d’émission et le nombre d’éléments d’antenne d’émission dudit dispositif de communication sans fil (10) dédiés à l’émission de signaux vers les dispositifs de réception sans fil équipés d’un ensemble d’éléments d’antenne d’émission ; une deuxième sous-matrice de dimension représentative du canal de communication entre ledit dispositif de communication sans fil (10) et les autres dispositifs de communication sans fil, avec le nombre d’éléments d’antenne desdits autres dispositifs utilisés pour communiquer avec ledit dispositif de communication sans fil (10). Procédé de communication selon l’une quelconque des revendications 1 à 11, comprenant en outre: une réception (S1500) par au moins un élément d’antenne de réception du dispositif de communication sans fil (10), de troisièmes signaux émis par d’autres dispositifs (20, 30), et d’un quatrième signal émis par ledit dispositif de communication sans fil (10) à destination d’au moins un dispositif de réception sans fil (20), une formation de faisceaux hybride incluant une étape (S4000) de post-codage numérique par application d’une matrice de post-codage numérique, le procédé comprenant en outre une étape de détermination (S1200) d’une matrice de post-codage numérique par application des contraintes suivantes : minimisation d’une erreur quadratique moyenne entre les premiers signaux émis par des émetteurs et des signaux résultants reçus par ledit dispositif de communication sans fil (10) ; et, détermination de la matrice de post-codage numérique telle que la première colonne d’une matrice résultante de dimension est un vecteur dont au moins un coefficient est inférieur ou égal à un seuil prédéterminé, avec un nombre de chaînes RF d’une chaîne de réception du dispositif de communication sans fil, un nombre de chaînes RF d’une chaîne de transmission du dispositif de communication sans fil, une matrice représentative d’un canal de communication équivalent, et la matrice adjointe d’une matrice M . Programme d’ordinateur comportant des instructions pour la mise en œuvre d’un procédé de communication selon l’une quelconque des revendications 1 à 12, lorsque ledit programme est exécuté par un ordinateur. Support d’enregistrement lisible par un ordinateur sur lequel est enregistré un programme d’ordinateur selon la revendication 13. Dispositif de communication sans fil (10) configuré pour communiquer en full-duplex, et comprenant : un ensemble d’éléments d’antenne de réception ; un ensemble d’éléments d’antenne d’émission ; un module d’émission configuré pour contrôler une émission d’au moins un premier signal destiné à au moins un dispositif de réception sans fil (20, 30), le module d’émission étant également configuré pour contrôler une émission d’un deuxième signal (SIC) dirigé vers au moins un des éléments d’antenne de réception, le deuxième signal (SIC) visant à réduire un niveau de puissance reçue par les éléments d’antenne de réception suite à l’émission du premier signal. Dispositif selon la revendication 15, le dispositif de communication sans fil (10) comprenant une pluralité ( chaînes RF, chaque chaîne RF étant connectée à un sous-ensemble d’au moins un élément d’antenne d’émission, et une desdites chaînes étant dédiée au traitement du deuxième signal.