FR 3153480 A1 20250328 FR 2310204 A 20230926 Circuit (1), comprenant une ligne d’entrée (2), une ligne de sortie (3), et un convertisseur principal (4) à découpage ayant une entrée reliée à la ligne d’entrée et une sortie reliée à la ligne de sortie et produisant des harmoniques de fonctionnement, le circuit comprenant au moins un convertisseur additionnel (5) continu/alternatif monté en parallèle du convertisseur principal et agencé pour injecter, sur celle des deux lignes transportant le signal sinusoïdal et en synchronisation avec l’onde sinusoïdale, un signal additionnel fonction des harmoniques de fonctionnement du convertisseur principal, le convertisseur additionnel comprenant au moins un étage de découpage (7) en semi-conducteur à large bande. FIGURE DE L’ABREGE : Fig. 1 Circuit aéronautique de puissance embarqué avec filtrage actif et aéronef correspondant La présente invention concerne le domaine des circuits électriques et plus particulièrement ceux contenant une charge susceptible d’engendrer des perturbations sur le circuit, notamment une charge comportant des transistors en commutation engendrant des harmoniques de courants liées à leurs fréquences de commutation. ARRIERE PLAN DE L’INVENTION Dans les aéronefs, l’alimentation des équipements électriques est assurée via un réseau aéronautique embarqué comportant une génératrice entrainée en rotation par l’un au moins des moteurs de l’aéronef pour former une source de courant alternatif. Afin de limiter la pollution engendrée par les aéronefs, le réseau aéronautique embarqué comporte un nombre croissant d’équipements électriques embarqués dont des convertisseurs à découpage qui engendrent des harmoniques susceptibles de perturber d’autres équipements du réseau. On rappelle que les harmoniques sont des ondulations qui sont portées par l’onde sinusoïdale principale définie à la fréquence de découpage et qui ont une fréquence multiple de celle de l’onde sinusoïdale principale. Pour éliminer ces harmoniques, il est connu de recourir à des filtres passifs. Toutefois, un filtre passif est d’autant plus lourd et encombrant qu’est importante la plage de fréquences à atténuer, caractéristiques particulièrement préjudiciables dans le domaine des transports et plus particulièrement du transport aérien. De plus, ces filtres passifs altèrent la dynamique des convertisseurs auxquels ils sont associés. Une autre solution est de concevoir des convertisseurs qui rejettent naturellement peu d’harmoniques, mais ces convertisseurs sont coûteux et pas forcément adaptés à toutes les applications et en particulier celles concernant l’avion dit « plus électrique » ou MEA ( More Electrical Aircraft ). Il est par ailleurs connu des réseaux électriques terrestres basse fréquence et basse puissance comportant des filtres actifs pour atténuer des harmoniques qui sont présentes sur le réseau et dépendent de la fréquence du réseau. Cependant, dans un réseau aéronautique embarqué comportant des convertisseurs à découpage, la fréquence des harmoniques à atténuer est liée à la fréquence de découpage des convertisseurs qui peut être très élevée, généralement au moins égale à 10 kHz, de sorte que ces filtres actifs sont inadaptés à une utilisation aéronautique. OBJET DE L’INVENTION L’invention a notamment pour but de fournir un circuit électronique de puissance favorisant le transfert de puissance et limitant les perturbations occasionnées par un convertisseur à découpage présent dans le circuit. A cet effet, on prévoit, selon l’invention un circuit électrique de puissance selon la revendication 1. Ainsi, le convertisseur additionnel joue le rôle d’un filtre actif à découpage et permet un filtrage non-linéaire. L’invention a deux applications notamment. Dans la première, le signal de puissance d’entrée est le signal sinusoïdal et le signal de puissance de sortie est le signal continu ; le convertisseur additionnel étant agencé pour que le signal additionnel corresponde sensiblement aux harmoniques de fonctionnement présentes. Cette application correspond par exemple au redressement du signal de puissance d’entrée sinusoïdal fourni par une génératrice pour obtenir le signal de puissance de sortie continu : le convertisseur principal est un redresseur par exemple de type MLI (à modulation de largeur d’impulsion ou PWM). La génératrice fournit alors uniquement l’onde principale et le convertisseur additionnel fournit les harmoniques de fonctionnement du convertisseur principal. On limite les perturbations harmoniques pour les autres équipements qui seraient reliés à la génératrice et on peut associer au convertisseur additionnel un filtre passif pour filtrer les perturbations aux fréquences supérieures aux harmoniques de fonctionnement du convertisseur principal : le filtre passif ne devra filtrer que des fréquences relativement élevées et pourra donc avoir un encombrement et une masse relativement faibles. De préférence, on choisira un filtre passif apte à filtrer les fréquences des harmoniques de fonctionnement du convertisseur additionnel qui ont une fréquence 10 à 20 fois supérieure à celle des harmoniques de fonctionnement du convertisseur principal. On comprend donc que l’invention est une structure à découpage haute fréquence, pilotée à l’aide d’un asservissement, pour construire les formes d’ondes de courant des harmoniques des fréquences de découpage rejetées par le convertisseur principal 5 sur la ligne d’entrée reliée au réseau. Dans la deuxième, le signal de puissance d’entrée est le signal continu, la ligne de sortie étant reliée à une machine synchrone alimentée par le signal de puissance de sortie qui est le signal sinusoïdal ; le convertisseur additionnel étant agencé pour que le signal additionnel atténue les harmoniques de fonctionnement présentes sur le signal de puissance de sortie. Cette application correspond par exemple à l’alimentation d’une machine électrique : le convertisseur principal est alors un onduleur qui convertit le signal de puissance d’entrée de manière à fournir le signal de puissance de sortie sinusoïdal. Le convertisseur additionnel est utilisé pour minimiser les ondulations résiduelles du découpage en atténuant les harmoniques de fonctionnement qui sont présentes dans le signal de puissance de sortie. On assure ainsi un pilotage plus précis de la machine. On propose de plus un circuit tel que précédemment décrit, dans lequel le convertisseur additionnel comprend un étage de pilotage. On propose de plus un circuit tel que précédemment décrit, dans lequel l’étage de pilotage comprend un module de synchronisation du signal additionnel avec l’onde sinusoïdale. On propose de plus un circuit tel que précédemment décrit, dans lequel l’étage de pilotage comprend un module d’élaboration de consignes de courant et un module de commande utilisant les consignes de courant pour commander l’étage de découpage. On propose de plus un circuit tel que précédemment décrit, dans lequel le module d’élaboration de consignes de courant reçoit en entrée une mesure d’un courant appelé par le convertisseur principal, une mesure d’une tension de la ligne d’entrée en amont du convertisseur additionnel, une mesure de tension continue en sortie du convertisseur additionnel et une tension continue de référence en sortie du convertisseur additionnel. On propose de plus un circuit tel que précédemment décrit, dans lequel le module de commande reçoit en entrée une mesure des courants engendrés par le convertisseur additionnel. On propose de plus un circuit tel que précédemment décrit, dans lequel le signal de puissance d’entrée est le signal sinusoïdal et le signal de puissance de sortie est le signal continu ; le convertisseur additionnel étant agencé pour que le signal additionnel corresponde sensiblement aux harmoniques de fonctionnement. On propose de plus un circuit tel que précédemment décrit, dans lequel le signal de puissance d’entrée est le signal continu, la ligne de sortie étant reliée à une machine synchrone alimentée par le signal de puissance de sortie qui est le signal sinusoïdal ; le convertisseur additionnel étant agencé pour que le signal additionnel atténue les harmoniques de fonctionnement engendrées sur le signal de puissance de sortie par le convertisseur principal. On propose de plus un circuit tel que précédemment décrit, dans lequel le convertisseur additionnel est agencé pour avoir une fréquence de découpage d’environ 1 MHz, et dans lequel le convertisseur additionnel est de type semi-conducteur en nitrure de gallium. On propose de plus un aéronef comportant au moins un circuit tel que précédemment décrit. D’autres caractéristiques et avantages de l’invention ressortiront à la lecture de la description qui suit de modes de réalisation particuliers et non limitatifs de l’invention. Il sera fait référence aux dessins annexés, parmi lesquels : FIG. 1 la FIG. 1 est un schéma de principe de l’invention ; FIG. 2 la FIG. 2 est un diagramme montrant, en fonction du temps, l’amplitude du courant absorbé par le réseau, le redresseur et le filtre actif selon ce principe ; FIG. 3 la FIG. 3 est un diagramme montrant le spectre du courant absorbé par le réseau, le redresseur et le filtre actif, la fréquence étant en abscisse et l’amplitude en ordonnée ; FIG. 4 la FIG. 4 est un schéma illustrant une première application de l’invention ; FIG. 5 la FIG. 5 est un schéma illustrant une deuxième application de l’invention ; FIG. 6 la FIG. 6 est un schéma simplifié de la première application de l’invention, définissant les courants produits dans la première application ; FIG. 7 la FIG. 7 est un schéma simplifié d’un étage de commande du filtre actif selon l’invention pour cette première application ; FIG. 8 la FIG. 8 est un logigramme illustrant le processus d’élaboration des courants de consigne dans cet étage de commande ; FIG. 9 la FIG. 9 est un schéma-bloc illustrant le processus d’élaboration des courants de consigne dans l’étage de commande pour une application monophasée ; FIG. 10 la FIG. 10 est un schéma-bloc illustrant le processus d’élaboration des courants de consigne dans l’étage de commande pour une application triphasée ; FIG. 11 la FIG. 11 est un schéma-bloc illustrant le processus de commande en fourchette de courant dans l’étage de commande ; FIG. 12 la FIG. 12 est un schéma-bloc illustrant le processus de commande par modulation de largeur d’impulsion dans l’étage de commande ; FIG. 13 la FIG. 13 est un schéma d’un filtre actif selon un premier mode de réalisation de l’invention ; FIG. 14 la FIG. 14 est un schéma d’un filtre actif selon un deuxième mode de réalisation de l’invention ; FIG. 15 la FIG. 15 est un schéma d’un filtre actif selon un troisième mode de réalisation de l’invention, produisant des courants de compensation à la fréquence de découpage ; FIG. 16 la FIG. 16 est un schéma d’un filtre actif selon un quatrième mode de réalisation de l’invention, utilisable pour une application polyphasée ; FIG. 17 la FIG. 17 est un schéma montrant une première association possible de filtres actifs selon le premier ou le deuxième mode de réalisation de l’invention, utilisable pour l’application polyphasée, avec une liaison de neutre ; FIG. 18 la FIG. 18 est un schéma montrant une deuxième association possible de filtres actifs selon la première ou la deuxième variante de réalisation de l’invention, utilisable pour l’application polyphasée, sans liaison de neutre. DESCRIPTION DETAILLEE DE L’INVENTION En référence aux figures, l’invention est ici décrite en application à un aéronef A comportant au moins un circuit aéronautique embarqué de puissance généralement désigné en 1. La FIG. 1 illustre le principe de l’invention. Le circuit 1 comprend une ligne d’entrée 2 transportant un signal de puissance d’entrée, une ligne de sortie 3 transportant un signal de puissance de sortie, et un convertisseur principal 4 à découpage ayant une entrée reliée à la ligne d’entrée 2 et une sortie reliée à la ligne de sortie 3. La ligne d’entrée 2 est reliée à un réseau RES comprenant une source S d’énergie électrique à tension alternative et transporte un signal de puissance d’entrée. La ligne de sortie 3 est reliée à une charge C et transporte un signal de puissance de sortie alimentant la charge C. Le signal de puissance d’entrée est un signal sinusoïdal présentant au moins une onde sinusoïdale produite par la source S et le signal de puissance de sortie est un signal continu produit par le convertisseur principal 4. Le convertisseur principal 4 est ici un redresseur à modulation de largeur d’impulsion (MLI). En fonctionnement, le convertisseur principal 4 produit des harmoniques de fonctionnement qui dépendent de sa fréquence de découpage et appelle un courant correspondant qui se superpose à l’onde sinusoïdale. Le circuit 1 comprend un convertisseur additionnel 5 continu/alternatif monté en parallèle du convertisseur principal 4. Le convertisseur additionnel 5 a une entrée reliée à la ligne de sortie 3 pour être alimentée en courant continu et une sortie reliée à la ligne d’entrée 2, et est agencé pour injecter, sur la ligne d’entrée 2, en synchronisation avec l’onde sinusoïdale, un signal additionnel fonction des harmoniques de fonctionnement du convertisseur principal 4. Plus précisément ici, le convertisseur additionnel 5 est agencé pour que le signal additionnel corresponde sensiblement aux harmoniques de fonctionnement du convertisseur principal 4. Le circuit 1 comprend un filtre passif 6 monté sur la ligne d’entrée 2 entre la source S et le point de raccordement du convertisseur additionnel 5 à la ligne d’entrée 2. On peut voir sur la FIG. 2 le courant i RES absorbé par le réseau (c’est-à-dire en amont du point de raccordement du convertisseur additionnel 5 à la ligne d’entrée 2), le courant i HF absorbé par le convertisseur additionnel 5 et le courant i BF absorbé par le convertisseur principal 4. On voit ainsi que le courant absorbé par le convertisseur principal 4 (i BF ) est la somme d’un courant, correspondant aux harmoniques de fonctionnement du convertisseur principal 4, fourni par le convertisseur additionnel 5 et de l’onde sinusoïdale de courant fournie par la source S (i RES ). Le convertisseur additionnel 5 engendre lui aussi des harmoniques de fonctionnement et le filtre passif 6 est agencé pour atténuer voire éliminer ces harmoniques de fonctionnement et empêcher que celles-ci passent sur le réseau RES. Sur la FIG. 3 sont représentés le spectre du courant i RES absorbé par le réseau, le spectre du courant i HF absorbé par le convertisseur additionnel 5 et le spectre du courant i BF absorbé par le convertisseur principal 4. On peut voir sur cette figure que les harmoniques du courant i BF ont disparu du courant de réseau i RES . La structure du filtre passif 6 est connu en elle-même et ne sera pas plus détaillée ici. On notera que le convertisseur additionnel 5 a une fréquence de découpage qui doit être dix à vingt fois supérieure à celle du convertisseur principal 4. Le filtre passif 6 est donc un filtre agencé pour éliminer des harmoniques ayant une haute fréquence typiquement supérieure ou égale à 1 MHz. Les composants nécessaires à un tel filtrage sont relativement peu encombrants et peu pesants. Le convertisseur additionnel 5 va maintenant être décrit plus en détail en référence aux figures 4, 6 à 8, 10 et 11. La source S est par exemple une génératrice qui est entrainée en rotation par un moteur auxiliaire (ou APU de l’anglais Auxiliary Power Unit ) ou toute autre génératrice de l’aéronef A et produit donc un courant alternatif triphasé sous la forme d’ondes sinusoïdales. En référence à la FIG. 4 , le convertisseur additionnel 5 comprend un étage de découpage 7 ayant une entrée reliée à un étage d’alimentation 8 et une sortie reliée à un étage d’injection 9. L’étage de découpage 7 comprend des transistors ici de type MOSFET pilotés par un étage de pilotage 10 pour convertir le courant continu issu de l’étage d’alimentation 8 relié à la ligne de sortie 3 en un courant alternatif fourni à l’étage d’injection 9 qui est relié à la ligne d’entrée 2 et qui incorpore ici le filtre passif 6 (on utilise par exemple un connecteur à mesure de courant et/ou de tension intégrée(s)). A cette fin, l’étage de pilotage 10 comprend un module d’élaboration de consignes de courant 11 et un module de commande 12 pilotant les transistors à partir des consignes de commande, et est connecté à un module de mesure 13 disposé sur la ligne d’entrée 2 entre l’étage d’injection 9 et le convertisseur principal 4. L’étage de pilotage 10 met ici en œuvre des amplificateurs de classe D. L’étage de découpage 7 est ici de type semi-conducteur à large bande (ou technologie grand gap) et plus particulièrement en nitrure de gallium et agencé pour fonctionner à des fréquences de découpage au moins égale à 1 MHz. Le convertisseur additionnel peut ainsi aisément assurer une compensation des harmoniques dans une bande 10kHz - 100kHz. L’étage de pilotage 10 et son fonctionnement vont être détaillés au regard des figures 6 à 8, 10 et 11. Sur la FIG. 6 , le courant fourni par le réseau est nommé i res , le courant fourni par le convertisseur additionnel 5 est nommé i FAHF et le courant appelé par le convertisseur principal 4, qui est la somme des courants i res et i FAHF , est nommé i Conv . En référence également à la FIG. 8 , le module d’élaboration de consignes de courant 11 reçoit en entrée une mesure du courant i Conv appelé par le convertisseur principal 5, une mesure d’une tension v res du réseau en amont de la ligne d’entrée 2, une mesure d’une tension v DCFAHF continue en sortie du convertisseur additionnel 5 et une tension continue de référence v DCref en sortie du convertisseur additionnel 5. En référence à la FIG. 10 , la mesure du courant i Conv de chacune des phases a, b, c arrive dans une première entrée d’un module de transformation 111 ayant une sortie reliée à un filtre passe-bas 112 dont la sortie est reliée à une première entrée d’un sommateur 113 ayant une sortie reliée à une entrée d’un module de transformation inverse 114 relié à une entrée négative d’un soustracteur 115. Plus précisément, dans le module de transformation 111, la mesure de courant i Conv de chacune des phases a, b, c subit une transformation de Clarke pour obtenir des valeurs de courant i α et i β qui sont soumises à une transformation de Park pour obtenir des valeurs de courant i d et i q . Seule la valeur de courant i d arrive à la première entrée du sommateur 113, la valeur de courant filtrée arrivant directement au module de transformation inverse 114. Dans le module de transformation inverse 114, les valeurs de courant i d et i q sont soumises à une transformation inverse de Park pour obtenir des valeurs de courant i α et i β qui sont soumises à une transformation inverse de Clarke pour obtenir des courants de phases a, b, c. La mesure du courant i Conv de chacune des phases a, b, c arrive également dans un filtre 116 ayant une sortie reliée à une entrée positive du soustracteur 115. La mesure de la tension v res du réseau est introduite dans un module de synchronisation 117 permettant de synchroniser le signal additionnel avec l’onde sinusoïdale. Le module de synchronisation est par exemple à boucles de verrouillage de phase (ou PLL de l’anglais Phase Lock-up Loops ) analogique ou numérique. Le module de synchronisation est agencé, de manière connue en elle-même, pour s’accrocher sur la fréquence spécifique du courant i res et séparer les différentes composantes du courant. Le module de synchronisation est par exemple de type SOGI (intégrateurs généralisés du second ordre). La mesure de tension v DCFAHF et la tension continue de référence v DCref arrivent respectivement à une entrée positive et à une entrée négative d’un sommateur 118 ayant une sortie reliée à l’entrée d’un correcteur 119. Le correcteur 119 a une sortie reliée à une deuxième entrée du sommateur 113. Le sommateur 115 a une sortie fournissant les consignes de courant i consFAHF . En référence à la FIG. 11 , le module de commande 12 reçoit en entrée une mesure des courants i FAHF engendrés par le convertisseur additionnel 5 et les consignes de courant i consFAHF . La mesure des courants i FAHF engendrés par le convertisseur additionnel 5 et les consignes de courant i consFAHF arrivent respectivement à une entrée négative et à une entrée positive d’un sommateur 121 ayant une sortie reliée à l’entrée d’un module par hystérésis 122 permettant une commande en fourchette de courant ayant une sortie dédoublée et complémentaire pour fournir des commandes Com H et Com L . Le mode de fonctionnement de l’étage de pilotage 10 est illustré sur la FIG. 8 . On rappelle que le convertisseur additionnel 5 n’a pas pour objectif de fournir la puissance active au convertisseur principal 4. Il est dès lors nécessaire d’extraire la composante fondamentale du courant du convertisseur principal 4 qui porte la puissance. Le courant à compenser correspond donc au courant total diminué de sa composante fondamentale et/ou de toute autre composante basse fréquence qu’on ne souhaite pas compenser. C’est ce que permet de réaliser le module d’élaboration de consignes de courant 11. Le système de tension du réseau ( ) est mesuré pour permettre la détection de la fréquence et des phases à l’aide du module de synchronisation 117 (opération 210). La phase du réseau est exploitée pour transformer (par l’utilisation de la transformée de Park dans le module de transformation 111) les courants alternatifs à l’entrée du convertisseur ( ) en leur transformées quasi-constantes. Le filtrage passe-bas de ces grandeurs transformées par les filtres 112 permet d’extraire l’amplitude de la composante fondamentale des courants (opération 220). Une composante continue issue du correcteur 119, permettant l’asservissement de la tension continue du convertisseur additionnel 5 ( ), est ajoutée à la valeur continue définissant la composante fondamentale du courant du convertisseur additionnel 5 (sommateur 113) avant d’opérer la transformation inverse mise en œuvre par le module de transformation inverse 114 (opération 230). Les transformées inverses des grandeurs continues sont soustraites aux courants (soustracteur 116 – opération 240) pour définir les courants de consignes ( ). Le module de commande 12 permet, à partir de la différence entre les courants mesurés au niveau du convertisseur additionnel 5 et des courants de consigne issus du module d’élaboration des courants de consigne 11, de générer les signaux de commandes des transistors (Com H Com L ) de l’étage de découpage 7 à l’aide de comparateurs à hystérésis. La largeur d’hystérésis définit directement l’amplitude des ondulations résiduelles de courant circulant sur le réseau RES. Dans le premier mode de réalisation représenté sur la FIG. 13 , le convertisseur additionnel 5 a deux étages à découpage associés pour l’un à la phase L et pour l’autre au neutre N du réseau RES. Dans le deuxième mode de réalisation représenté sur la FIG. 14 , le convertisseur additionnel 5 a un seul étage de découpage par phase L du réseau RES. Il n’y a pas d’étage de découpage pour le neutre N. Dans le troisième mode de réalisation représenté sur la FIG. 15 , le convertisseur additionnel 5 a deux étages de découpage par phase L du réseau RES. Il n’y a pas d’étage de découpage pour le neutre N. Dans le quatrième mode de réalisation représenté sur la FIG. 16 , le convertisseur additionnel 5 a un seul étage de découpage par phase L1, L2, L3 du réseau RES. Il n’y a pas d’étage de découpage pour le neutre N. Dans ces quatre modes de réalisation, l’alimentation du convertisseur additionnel 5 provient d’un dispositif de stockage d’énergie 14 tel qu’un accumulateur fournissant un courant continu à l’étage de découpage 7. L’accumulateur 14 peut être réalisé par des condensateurs. Dans le premier et les deux derniers modes de réalisation, le convertisseur additionnel 5 comprend un module commun d’élaboration de consigne de courant 11 relié à plusieurs modules de commande 12 associés chacun à un des étages de découpage 7. Il est en outre possible de prévoir, comme illustré sur les figures 17 et 18, plusieurs convertisseurs additionnels 5 reliés chacun à une des phases L1, L2, L3. Dans la mise en œuvre de la FIG. 17 , les trois convertisseurs additionnels 5 sont reliés ensemble au neutre N de la ligne triphasée. Dans la mise en œuvre de la FIG. 18 , la ligne triphasée est dépourvue de neutre. Il est prévu de relier les convertisseurs additionnels 5 à un bloc de liaison capacitif 15 comprenant trois condensateurs reliés chacun à une des phases L1, L2, L3 de la ligne triphasée. Dans la deuxième application possible de l’invention, représentée sur la FIG. 5 , la ligne d’entrée 2 du convertisseur principal 4 transporte un signal de puissance continu et la ligne de sortie 3 est reliée à une machine synchrone et transporte un signal de puissance de sortie sinusoïdal. La machine synchrone forme la charge C. Le convertisseur additionnel 5 est agencé pour que le signal additionnel atténue les harmoniques de fonctionnement présentes sur le signal de puissance de sortie. Cette application concerne par exemple le pilotage d’un moteur au moyen d’un onduleur, formé par le convertisseur principal 4, transformant un courant continu en courant alternatif de fréquence variable en fonction de la vitesse souhaitée du moteur. La structure du convertisseur additionnel 5 est sensiblement identique à celle précédemment décrite. Il comprend un étage de découpage 7 ayant une entrée reliée à un étage d’alimentation 8 et une sortie reliée à un étage d’injection 9. L’étage de découpage 7 comprend des transistors ici de type MOSFET pilotés par un étage de pilotage 10 pour convertir le courant continu issu de l’étage d’alimentation 8 relié à la ligne de sortie 3 en un courant alternatif fourni à l’étage d’injection 9 qui est relié à la ligne d’entrée 2 et qui incorpore ici le filtre passif 6. Ce courant alternatif comprend des ondes sinusoïdales qui fournissent la puissance nécessaire à la charge C. L’étage de pilotage 10 est connecté à un module de mesure 13 disposé sur la ligne de sortie 3 entre l’étage d’injection 9 et le convertisseur principal 4. L’étage de pilotage 10 a la même structure que précédemment et fonctionne sur le même principe, c’est sa programmation qui change puisque sa fonction est d’atténuer voire éliminer les harmoniques qui sont superposées sur l’onde sinusoïdale du signal de puissance de sortie par le convertisseur principal 4 et qui constituent des bruits de fonctionnement de celui-ci. On notera néanmoins que, dans cette application, il est plus difficile de synchroniser le signal additionnel sur l’onde sinusoïdale du signal de sortie du fait que les caractéristiques de l’onde sinusoïdale, et en particulier sa fréquence, dépendent de la vitesse de rotation souhaitée de la machine synchrone. Elle est également plus difficile parce que les tensions en sortie du convertisseur principal 4 sont moins propres que celles fournies par un réseau tel que celui de la première application. Bien entendu, l’invention n’est pas limitée aux modes de réalisation décrits mais englobe toute variante entrant dans le champ de l’invention telle que définie par les revendications. En particulier, le convertisseur additionnel selon l’invention peut avoir une structure différente de celle décrite. Les inductances notées sur la FIG. 1 peuvent appartenir aux convertisseurs ou pas. L’élaboration des consignes de courant comprend de préférence les étapes suivantes : synchronisation au réseau ; extraction de la composante fondamentale du courant absorbé par le convertisseur de puissance ; soustraction de la composante fondamentale et du courant du convertisseur ; addition d’une composante de courant en phase avec la tension du réseau permettant la régulation de la tension continue du filtre actif HF. Néanmoins, l’ordre et/ou le contenu de tout ou partie de ces étapes peut être modifié. Le filtre passif 6 peut être intégré au convertisseur additionnel ou être extérieur à celui-ci. La commande à fourchette ou par hystérésis de courant peut être remplacée par une autre commande et par exemple une commande par modulation de largeur d’impulsion selon la FIG. 12 . Le module de commande 122 est alors remplacé par un module de correction 123 relié à un module de modulation de largeur d’impulsion 124. Le fonctionnement du convertisseur additionnel peut être assisté par un bus HVDC existant. L’invention a été décrite en application à un réseau triphasé. L’invention est évidemment adaptable à un réseau comprenant moins de trois phases, comme un réseau monophasé, ou plus de trois phases. L’étage de découpage peut être en tout semi-conducteur à large bande ou grand gap et pas seulement en nitrure de gallium. La structure du convertisseur additionnel peut se décliner facilement pour augmenter la fréquence effective des courants de compensation à la fréquence de découpage du convertisseur additionnel. On peut par exemple exploiter une structure entrelacée découplée ou couplée pour réaliser le l’étage de découpage. Circuit aéronautique embarqué de puissance (1), comprenant une ligne d’entrée (2) transportant un signal de puissance d’entrée, une ligne de sortie (3) transportant un signal de puissance de sortie, et un convertisseur principal (4) à découpage ayant une entrée reliée à la ligne d’entrée et une sortie reliée à la ligne de sortie et produisant des harmoniques de fonctionnement, l’un des signaux de puissance étant un signal sinusoïdal présentant au moins une onde sinusoïdale et l’autre des signaux de puissance étant un signal continu, caractérisé en ce que le circuit comprend au moins un convertisseur additionnel (5) continu/alternatif monté en parallèle du convertisseur principal et agencé pour injecter, sur celle des deux lignes transportant le signal sinusoïdal et en synchronisation avec l’onde sinusoïdale, un signal additionnel fonction des harmoniques de fonctionnement du convertisseur principal, et en ce que le convertisseur additionnel comprend au moins un étage de découpage (7) en semi-conducteur à large bande. Circuit selon la revendication 1, dans lequel le convertisseur additionnel comprend un étage de pilotage (10). Circuit selon la revendication 2, dans lequel l’étage de pilotage (10) comprend un module de synchronisation (117) du signal additionnel avec l’onde sinusoïdale. Circuit selon la revendication 2, dans lequel l’étage de pilotage (10) comprend un module d’élaboration de consignes de courant (11) et un module de commande (12) utilisant les consignes de courant pour commander l’étage de découpage (7). Circuit selon la revendication 4, dans lequel le module d’élaboration de consignes de courant (11) reçoit en entrée une mesure d’un courant appelé par le convertisseur principal, une mesure d’une tension de la ligne d’entrée en amont du convertisseur additionnel, une mesure de tension continue en sortie du convertisseur additionnel et une tension continue de référence en sortie du convertisseur additionnel. Circuit selon la revendication 4, dans lequel le module de commande (12) reçoit en entrée une mesure des courants engendrés par le convertisseur additionnel. Circuit selon la revendication 1, dans lequel le signal de puissance d’entrée est le signal sinusoïdal et le signal de puissance de sortie est le signal continu ; le convertisseur additionnel (5) étant agencé pour que le signal additionnel corresponde sensiblement aux harmoniques de fonctionnement. Circuit selon la revendication 1, dans lequel le signal de puissance d’entrée est le signal continu, la ligne de sortie (3) étant reliée à une machine synchrone alimentée par le signal de puissance de sortie qui est le signal sinusoïdal ; le convertisseur additionnel (5) étant agencé pour que le signal additionnel atténue les harmoniques de fonctionnement engendrées sur le signal de puissance de sortie par le convertisseur principal (4). Circuit selon l’une quelconque des revendications précédentes, dans lequel le convertisseur additionnel (5) est agencé pour avoir une fréquence de découpage d’environ 1 MHz, et dans lequel le convertisseur additionnel (5) est de type semi-conducteur en nitrure de gallium. Aéronef comportant au moins un circuit selon l’une quelconque des revendications précédentes.