FR 3148647 A1 20241115 FR 2304574 A 20230509 L’invention porte sur un capteur de température, comprenant : - Un premier convertisseur (42), (32), (52), (62) de source de tension continue à forte résistance de référence source, précise et stable en température, en source de tension impulsionnelle synchrone basse impédance source et dont l’amplitude crête est égale ou proportionnelle à celle de la source de tension continue V R ; - Au moins un second convertisseur (41), (31), (51), (61) de source de tension continue à forte thermistance source, en source de tension impulsionnelle synchrone basse impédance source et dont l’amplitude crête est égale ou proportionnelle à celle de la source de tension continue V T ; - Un régulateur ou référence de tension (2); - Des éléments de connectique (1) permettant de disposer de 2 signaux de synchronisation indépendants (L, R) et de relier les sources de tensions impulsionnelles synchrones basse impédance à une unité électronique externe au capteur de température. Figure pour l’abrégé : FIG.6 Capteurs de température haute résolution auto calibrés, unité électronique interagissant avec de tels capteurs, procédé et programme d’ordinateur associés Le domaine de l’invention est celui des capteurs de température haute résolution. L’invention concerne plus particulièrement un ou plusieurs capteurs de température auto étalonnés permettant de réaliser une mesure basée sur la variation, en fonction de la température, de la résistance électrique d’un ou plusieurs composants électroniques de type résistance de platine ou thermistance éventuellement en combinaison avec un résonateur acoustique à ligne à retard à partir de signaux électroniques audio stéréo de synchronisation produits en émission et un signal microphonique mono en réception, normalement destinés à un casque audio comprenant un microphone à électret polarisé en tension. Etat de l’art antérieur Une méthode de mesure de la température connue consiste à exploiter la variation d’une résistance électrique avec la température selon des lois de variations connues telles les résistances de platine qui ont un Coefficient de Température Positif (CTP) proche de 3850 ppm/°C ou les thermistances qui ont un Coefficient de Température Négatif (CTN) pouvant atteindre -4%/°C soit environ 10 fois plus grand en valeur absolue que celui des résistances de platine. Compte tenu de leur plus forte sensibilité, les thermistances sont plus adaptées à de petites plages de fonctionnement et des températures mieux résolues, par exemple celle de la variation de la température corporelle, tandis que les résistances de platine sont plus adaptées à des plages de variation industrielles s’étalant sur plusieurs centaines de degrés Celsius et un peu moins résolue. Une méthode de mesure de température connue avec des thermistances ou résistances de platine consiste à exploiter un pont de résistances constitué d’au moins une résistance stable, pratiquement invariant avec la température et distante de la zone de mesure exposée à la température inconnue et au moins une résistance CTN ou CTP exposée à la température du milieu. Habituellement, la procédure est gérée par un composant électronique de type microcontrôleur comprenant un convertisseur analogique numérique et le résultat est affiché sur un petit afficheur à cristaux liquides comme on peut le voir sur les thermomètres intracorporels de pharmacie qui comprennent en outre un buzzer audio et une source d’énergie de type pile ou batterie. Pour faire baisser le prix de revient de ce type de thermomètre, il peut être avantageux d’éviter de recourir au microcontrôleur, à l’afficheur à cristaux liquides, au buzzer et à la pile ainsi que le nombre d’éléments de coque plastique d’assemblage en exploitant le traitement du signal et l’afficheur ainsi que la source d’énergie disponibles sur un smartphone, une tablette ou un ordinateur personnel de bureau. Ces appareils disposent généralement d’une prise jack audio de diamètre 3.5 mm, à 4 pôles ou conducteurs, destinée à être connectée à un casque audio stéréo avec microphone. Les appareils récents disposent également de prises USB-C. Le traitement du signal associé à ces signaux audio sont généralement de très bonne qualité avec des convertisseurs analogique-numérique de résolution verticale 16 ou 24 bits et une fréquence d’échantillonnage atteignant typiquement 44100 échantillons/seconde voire 48000 ou 96000 échantillons/seconde en émission comme en réception. Une telle approche minimaliste sans calculateur ni afficheur ni source d’énergie a déjà été réalisée selon un dispositif et un procédé différent, par exemple avec le brevet WO2013/163641. Dans cette demande, la mesure de température est obtenue en mesurant au moyen de l’entrée microphone l’amplitude alternative d’un signal audio émis par l’une des sorties audio d’un jack stéréo que l’on envoie alternativement dans une résistance de référence stable en température et dans une thermistance soumise à la température du milieu. La seconde sortie audio sert à commuter un commutateur analogique à 2 entrées qui sélectionne soit la résistance de référence soit la thermistance, l’une des entrées étant associée soit au signal audio passant dans la résistance de référence, soit au signal passant dans la thermistance soumise à la température du milieu à mesurer selon la position du commutateur analogique. Selon cette approche, la longueur des câbles et le commutateur analogique peuvent introduire un biais si ces 2 entrées se comportent différemment et il est nécessaire de réaliser un étalonnage. En outre le fait d’envoyer le signal audio issu des conducteurs stéréo directement dans le pont de résistances comprenant les résistances de référence et de mesure est de nature à réduire la précision de la mesure car la longueur de câble rajoute une résistance linéique significative et les impédances associées aux signaux sources et aux charges ne sont ni connues ni maitrisées. Enfin, la résolution de ce type de capteur est limitée par le rapport signal/bruit qui n’est pas maîtrisé et le nombre de bits de quantification du signal reçu. Une autre approche minimaliste également basée sur les 4 signaux associés à un connecteur jack audio stéréo à 4 pôles avec 2 signaux de sortie stéréo (L, R), une entrée microphone (MP) mono et un signal de masse (G) est exposée dans le brevet EP3155388 (B1). Selon cette invention la température est obtenue à partir d’un principe exploitant la variation de fréquence avec la température d’un petit résonateur métallique à ligne à retard se présentant sous la forme d’une lame ou feuille suspendue dans laquelle on injecte une onde acoustique à une fréquence se situant dans la partie supérieure du spectre audible au moyen d’une pastille piézoélectrique collée près de l’une des extrémités et que l’on récolte après propagation dans la feuille métallique au moyen d’une seconde pastille piézoélectrique collée près de l’autre extrémité via l’entrée microphone. Une impulsion d’excitation modulée en fréquence englobant la fréquence de résonance permet de trouver la fréquence du pic de résonance par transformée de Fourier du signal de réception. Selon ce principe de mesure, la résolution en température dépend du coefficient de qualité du dispositif et du nombre de points d’acquisition en combinaison avec la puissance de calcul de l’unité électronique qui définira la résolution fréquentielle permettant de quantifier le décalage fréquentiel de la résonance en fonction de la température. En pratique, ce procédé fournit une bonne résolution de température pouvant atteindre le millième de degré Celsius sur une plage assez large pouvant aller de -200°C à +200°C et consomme peu de courant, mais il nécessite un étalonnage régulier du thermomètre, c’est-à-dire une mesure de la fréquence de résonance du capteur à une première température connue de référence et peut souffrir en outre d’une dérive de cette fréquence de résonance de référence avec le vieillissement du capteur. Les solutions décrites dans ces 2 demandes de brevets sont de faible coût et potentiellement faible consommation mais ne sont pas satisfaisantes du point de vue du besoin d’étalonnage et de la précision de la mesure. Dans la suite de l’exposé, le terme thermistance désignera indifféremment une CTN ou une CTP de type résistance de platine dont on précisera au besoin la loi de variation en température. Ainsi, l’invention a pour objectif de répondre à ce besoin d’auto étalonnage et de précision indépendante du niveau du signal de sortie, de la longueur du câble ou cordon de liaison et des impédances sources inconnues associées aux signaux d’émission audio ou de l’impédance d’entrée inconnue et variable d’un appareil à l’autre, associée au circuit de réception audio, ainsi que de faible consommation et propose pour ce faire un capteur de température, comprenant : - Un premier convertisseur de source de tension continue à forte résistance de référence source, précise et stable en température, en source de tension impulsionnelle synchrone basse impédance source et dont l’amplitude crête est égale ou proportionnelle à celle de la source de tension continue aux bornes de la résistance de référence ; - Au moins un second convertisseur de source de tension continue à forte thermistance source, en source de tension impulsionnelle synchrone basse impédance source et dont l’amplitude crête est égale ou proportionnelle à celle de la source de tension continue aux bornes de la thermistance ; - Un régulateur ou une référence de tension faible consommation et stable en température; - Des éléments de connectique permettant de disposer de 2 signaux audio stéréo de synchronisation ou de balayage en fréquence indépendants et de relier les sources de tensions impulsionnelles synchrones basse impédance à une unité électronique externe au capteur de température, caractérisé en ce que lesdits éléments de connectique comprennent une fiche mâle ou femelle à quatre points de contact consistant en un premier et un deuxième points de contact destinés à véhiculer les signaux de synchronisation ou de balayage en fréquence, un troisième point de contact destiné à fournir une référence de masse et un quatrième point de contact destiné à véhiculer une tension continue de polarisation d’un microphone et un signal de réception alternatif d’un microphone, lesdits éléments de connectique étant configurés pour relier les signaux de synchronisation ou de balayage en fréquence au premier ou au deuxième point de contact et pour relier les sources de tension impulsionnelles au quatrième point de contact. Certains aspects préférés mais non limitatifs de ce capteur sont les suivants : Il comprend un étage redresseur élévateur de tension à pompes à diodes suivi d’un filtre passe-bas ou coupe bande avec résistance de fuite utile notamment dans le cas d’une connexion à un téléphone portable interposé entre les signaux de synchronisation et la grille des transistors de synchronisation des sources de tension impulsionnelles. Il comprend lorsque l’on souhaite mesurer la température de plusieurs thermistances, notamment de 2 ou 3 thermistances, ou d’une thermistance et d’un résonateur acoustique à ligne à retard, des filtres de type bouchon et série à inductances et condensateurs parallèle et série, disposés en amont des étages redresseur élévateur de tension à pompes à diodes, bloquant le courant à une fréquence F1 et le laissant passer à une fréquence F2 pour un premier étage redresseur à pompes à diodes et inversement, pour un second étage redresseur à pompes à diodes disposé en parallèle du 1 er et commandé par le même signal de synchronisation. Il comprend lorsque l’on souhaite obtenir un capteur de température haute résolution au moins une thermistance et un résonateur acoustique à ligne à retard dont la fréquence de résonance est située dans la partie supérieure du spectre audible, ou dans le domaine ultrasonore proche, la mesure de la résistance stable de référence et de la thermistance étant synchrone avec l’un des signaux audio stéréo de synchronisation comportant 2 fréquences distinctes de synchronisation l’une pour la mesure de la résistance stable de référence, l’autre pour la mesure de la thermistance et la mesure de la fréquence de résonance du résonateur acoustique étant déterminée par balayage fréquentiel émis sur l’autre des signaux audio stéréo. Il comprend un régulateur de tension et préférentiellement une référence de tension faible consommation et stable en température alimentée par la tension de polarisation normalement destinée à un microphone à électret et disponible sur le quatrième point de contact. Le capteur de température est également caractérisé par le fait que les signaux de synchronisation sont émis alternativement, l’un au moins conduisant à la transmission d’une tension impulsionnelle de référence correspondant à une tension continue de référence aux bornes d’une résistance de référence, précise et stable en température, l’autre conduisant à la transmission d’une tension impulsionnelle de mesure correspondant à une tension aux bornes d’au moins une thermistance exposée à la température du milieu. Le capteur de température est également caractérisé en ce que les signaux de synchronisation sont des rafales carrées ou sinusoïdales de fréquence comprise entre 50Hz et 20kHz avec une amplitude crête comprise entre 0.5V et 2V. Le capteur de température comprend une prise jack mâle ou femelle, 3.5 mm à 4 pôles dont 2 pôles pour l’émission de signaux stéréo, une masse électrique et un pôle fournissant une tension de polarisation et de réception de signaux de type microphonique. Le capteur de température comprend une prise jack femelle reliée à un cordon de liaison audio vers l’unité électronique caractérisé en ce que le conducteur microphonique et le signal de masse forment un câble coaxial, le signal de masse étant connecté à la tresse du câble coaxial et le signal microphonique étant connecté à l’âme du câble coaxial. L’invention consiste également en un procédé de mesure de température au moyen du capteur de température comprenant les étapes consistant à : - fournir des signaux rafales de synchronisation distinctes dans le temps sur un premier et un deuxième point de contact; - recueillir les signaux de réception des sources de tension impulsionnelles associées à la résistance de référence et la (ou les) thermistance(s) de mesure sur un quatrième point de contact; - traiter les signaux de réception des tensions impulsionnelles pour déterminer une température de la (ou les) thermistance(s). Le procédé de mesure de température est aussi caractérisé en ce que le temps de retour vers la tension continue de la voie associée à la résistance de référence après passage à l’état bloqué d’un transistor associé à un premier point de contact est égal au temps de retour vers la tension continue de la voie associée à la thermistance après passage à l’état bloqué d’un autre transistor associé à un deuxième point de contact. Le procédé de mesure de température est en outre caractérisé en ce qu’il inclut une étape permettant de déterminer l’amplitude minimale des signaux de synchronisation de même amplitude et qui est atteinte lorsqu’en augmentant par paliers successifs dans le temps représentant 1% à 20% de la tension maximale disponible, avec préférentiellement des paliers représentant 5% de la tension maximale disponible, le rapport des deux tensions impulsionnelles de réception associées à la thermistance et à de la résistance de référence, garde une valeur stable, variant de moins de 1% et préférentiellement de moins de 0.2% sur au moins deux paliers successifs. L’invention consiste également en un produit programme d’ordinateur comprenant des instructions de code pour l’exécution des étapes du procédé de mesure de la température lorsque ledit programme est exécuté sur un ordinateur. L’invention comprend également une unité de traitement électronique avec prise à quatre points de contact consistant en un premier et un deuxième points de contact destinés à véhiculer des signaux de synchronisation ou de balayage fréquentiel indépendants, un troisième point de contact destiné à fournir une référence de masse et un quatrième point de contact destiné à véhiculer une tension continue de polarisation et des signaux impulsionnels d’un microphone, caractérisée en ce qu’elle est programmée, lorsque la prise de l’unité électronique et la fiche à quatre points de contact du capteur de température ou du cordon reliant le capteur de température sont connectées l’une à l’autre, pour fournir des signaux de synchronisation ou de balayage fréquentiel indépendants émis successivement sur le premier et le deuxième point de contact de la prise, recueillir successivement les signaux de réception des tensions impulsionnelles issues des tensions aux bornes des résistances de référence et la thermistance et éventuellement de sortie du résonateur acoustique à ligne à retard alimenté par le balayage fréquentiel, sur le quatrième point de contact de la prise et traiter le signal de réception pour déterminer une température. L’invention comprend également un adaptateur femelle-femelle à 4 pôles éventuellement interposé entre le connecteur jack du capteur et le connecteur jack de l’unité électronique et comprenant un double commutateur à glissière (DPDT double pole double throw) inversant physiquement au moins deux pôles au plus près de l’unité de traitement électronique. L’invention comprend également une unité de traitement électronique qui se décompose une sortie numérique de type USB-C reliable à un adaptateur USB-C vers une fiche à 4 points de contact commun à tous les capteurs selon l’invention, l’adaptateur comprenant des moyens de conversion numérique-analogique convertisseurs de signaux de synchronisation numériques codés sur au moins 16 bits en signaux analogiques et analogique-numérique codant des signaux analogiques impulsionnels sur au moins 16 bits, les dits moyens étant interposés entre la fiche à 4 points de contact et l’entrée femelle USB-C de l’unité électronique. D'autres aspects, buts, avantages et caractéristiques de l’invention apparaîtront mieux à la lecture de la description détaillée suivante de formes de réalisation préférées de celle-ci, donnée à titre d'exemple non limitatif, et faite en référence aux dessins annexés sur lesquels : la est un schéma électronique du dispositif de mesure et de la connectique associée selon un mode de réalisation préféré du capteur de température selon l’invention ; la représente sur le graphe supérieur les deux réponses impulsionnelles successives dans le temps découpées et reportées sur la même fenêtre temporelle des sources de tension impulsionnelles synchrones représentatives de la tension continue aux bornes de la résistance de référence et de la thermistance pour la dernière mesure courante, tandis que le graphe inférieur donne un monitoring de l’ensemble des mesures de température effectuées durant la dernière minute passée; La représente les 2 rafales distinctes dans le temps des signaux de synchronisation et les impulsions correspondantes reçues en entrée du microphone. La illustre la procédure de recherche de la tension minimale des signaux de synchronisation en montrant graphiquement l’évolution du rapport des impulsions de référence et de mesure, pour une température donnée, en fonction du pourcentage de la tension maximale disponible sur les voies audio stéréo ; la est un schéma électronique du dispositif de mesure et de la connectique associée selon une variante de réalisation à 2 capteurs de température, exploitant une résistance de référence et une thermistance pour une 1 ère mesure de température absolue de bonne précision mais faible résolution et un résonateur acoustique à ligne à retard pour une 2ème mesure de température de faible précision mais haute résolution ; La illustre une vue en perspective de l’invention intégrée dans son boîtier avec connecteur jack male et thermistance, éventuellement en combinaison d’un résonateur acoustique à ligne à retard, déportés au bout d’une extrémité effilée fermée par un bouchon métallique à paroi fine. Exposé détaillé des modes de réalisation particuliers : En référence à la , l’invention propose un capteur de température comprenant : -Un premier convertisseur (42), (32), (52), (62) de source de tension continue à forte résistance de référence source, précise et stable en température, en source de tension impulsionnelle synchrone basse impédance source et dont l’amplitude crête est égale ou proportionnelle à celle de la source de tension continue aux bornes de la résistance de référence ; -Un second convertisseur (41), (31), (51), (61) de source de tension continue à forte thermistance source, en source de tension impulsionnelle synchrone basse impédance source et dont l’amplitude crête est égale ou proportionnelle à celle de la source de tension continue aux bornes de la thermistance ; - Une référence de tension (2) ; - Des éléments de connectique (1) permettant de disposer de 2 signaux de synchronisation indépendants et de relier les sources de tensions impulsionnelles synchrones basse impédance à une unité électronique externe au capteur de température, caractérisé en ce que lesdits éléments de connectique comprennent une fiche (F) mâle ou femelle à quatre points de contact consistant en un premier et un deuxième points de contact (L, R) destinés à véhiculer les signaux de synchronisation, un troisième point de contact (GND) destiné à fournir une référence de masse et un quatrième point de contact (MP) destiné à véhiculer une tension continue de polarisation et un signal de réception alternatif d’un microphone, lesdits éléments de connectique étant configurés pour relier les signaux de synchronisation au premier et au deuxième point de contact (L, R) et pour relier les sources de tension impulsionnelles au quatrième point de contact (MP). La détermination de la température nécessite alors de déterminer la valeur de la thermistance de mesure R21. Pour cela nous avons besoin d’accéder au rapport Rho des tensions V T aux bornes de la thermistance de mesure R21 et V R aux bornes de la résistance de référence R22. Ces tensions continues sont obtenues à partir d’une tension de référence VRef1 commune de valeur typique 1.25V alimentant les ponts de résistances (41) et (42). Cette tension de références VRef1 est fournie par un circuit intégré qui prend en entrée la tension continue VMP disponible sur le conducteur microphonique, typiquement comprise entre 2V et 4V en circuit ouvert et la régule à 1.25V sur une large plage de température. Une telle référence de tension, par exemple le circuit REF3112AIDBZT du fabricant Texas Instruments, n’est pas prévue pour fournir beaucoup de courant et elle n’a quasiment pas besoin de condensateur de découplage en entrée et/ou en sortie. Le courant maximal disponible, quelques milliampères, est suffisant pour alimenter les deux ponts de résistances (R11, R21) et (R12, R22). On notera que la référence de tension pourra être remplacée par un régulateur de tension faible consommation et faible chute de tension entrée-sortie (LDO pour Low DropOut en anglais) qui nécessite néanmoins généralement un condensateur de découplage en entrée et en sortie. Les ponts de résistances sont constitués pour le premier pont de la résistance précise et stable R11 (0.05%, 10 ppm/°C) associée à la thermistance R21 et pour le deuxième pont de la résistance précise et stable R12 (0.05%, 10 ppm/°C) associée à la résistance précise et stable en température R22 (0.05%, 10 ppm/°C). Le second pont sert ainsi à définir une tension V R de référence stable et quasiment indépendante de la température. Les résistances R11, R12 valent typiquement 10kΩ pour un PC avec réglage du gain du microphone et préférentiellement autour de 50kΩ pour un smartphone de façon à avoir une tension de référence V R plus faible, comprise entre 10mV et 50mV pour les smartphones qui ne disposent pas de réglage de gain sur le microphone par rapport aux PCs. Mais Elles pourraient être augmentées jusqu’à 1MΩ pour réduire davantage la consommation totale du capteur et la contrainte sur la référence de tension REF1. Ceci nécessiterait néanmoins un plus fort gain du signal de réception du côté de l’unité électronique de traitement. Les tensions V T et V R constituent les tensions de polarisation respectives de l’une des électrodes des condensateurs C81 et C82. Les deux autres électrodes des condensateurs C81 et C82 sont soumises à la même tension de polarisation V MP disponible sur le conducteur microphonique, de sorte que les différences de potentiel continu auxquelles sont soumis les condensateurs C81 et C82 sont respectivement (V MP -V T ) et (V MP -V R ). Et lorsque les transistors MOSFET canal N, T1 et T2 commutent sous l’effet de leur signal de synchronisation respectif L et R, les tensions V T et V R sont brutalement mises à la masse. Ceci est d’autant mieux réalisé que ces transistors ont une résistance Rds(on) très faible à l’état passant, typiquement inférieure à 0.05 Ohm et une tension de commutation seuil de grille Vth également très faible, typiquement inférieure à 1V, que l’on retrouve par exemple dans la référence DMG6968U-7 du fabricant Diodes Inc., de sorte que la différence de potentiel aux bornes des condensateurs C81 et C82 varient brutalement d’une quantité égale respectivement aux tensions V T et V R . Cette variation est suffisamment brutale pour franchir le filtre audio passe-haut en entrée de l’unité électronique chargée de traiter le signal microphonique de réception. On remarquera qu’une variation un peu moins brutale et de signe opposé existe également lorsque les transistors T1 et T2 repassent à l’état bloqué et que les tensions V T et V R reviennent à leur valeur continue imposée par leur pont de polarisation respectif. Ceci se produit lorsque les tensions de grille repassent en dessous des tensions seuil Vth. Cette deuxième variation présente moins d’intérêt pour une mesure de précision car elle est parasitée par les signaux résiduels de la première variation et est associée à une plus forte impédance source. On remarquera que les signaux impulsionnels ont idéalement des amplitudes crête V T et V R qui franchissent les condensateurs C81 et C82 et subissent non seulement un filtrage passe-haut mais également ensuite une amplification G normalement destinée au signal issu d’un microphone et qui peut atteindre couramment 10 à 40 dB. Il en résulte que selon la figure 1, le rapport Rho défini par : reste inchangé après franchissement des condensateurs C81 et C82, filtrage et amplification par l’unité électronique de traitement du signal microphonique. On obtient ainsi la formule ci-dessous permettant de déterminer la valeur de la thermistance R21 : [Math 1] Sachant que les résistances R11, R12, et R22 sont des résistances de grande précision avec une tolérance typiquement meilleure que 0.05% et une stabilité en température excellente de l’ordre de 10ppm/°C, nous pouvons simplifier numériquement la formule ci-dessus en remplaçant les résistances par leur valeur (R11 = 10 kΩ ; R12 = 10 kΩ ; R22 = 1 kΩ). On obtient : [Math 2] Ensuite il suffit d’exploiter la loi de variation de la résistance R21 donnée par le fabricant pour en déduire la température. Par exemple si la résistance R21 est une résistance de platine à coefficient de température positif (CTP) et que sa loi de variation est soumise à la norme CEI 60751, nous aurons pour les températures positives : [Math 3] où les coefficients A et B sont définis dans les tables de l'EIT-90 et ΔT correspond à l’écart de température par rapport au 0°C. Par exemple nous avons entre 0 °C et 850 °C : A = 3908.3 ppm / °C B = −0.5775 ppm / °C −2 Les 2 équations précédentes conduisent à l’équation du second degré : [Math 4] En posant [Math 5] On obtient [Math 6] dont la solution fournit la température recherchée : [Math 7] Dans le cas d’une thermistance avec coefficient de température négatif CTN satisfaisant à la relation de Steinhart-Hart, la valeur de la résistance suit la formule approximative suivante sur une plage limitée de température : [Math 8] où T désigne la température inconnue à déterminer en K, R 0 , la valeur de la thermistance à une température donnée T 0 , par exemple 25°C, β, le coefficient de température, constant sur une plage de température donnée, par exemple β=3348K entre 25°C et 85°C. En remplaçant R 0 par sa valeur numérique 1 kOhms, on peut alors écrire : [Math 9] soit [Math 10] Bien sûr, on peut remplacer ces formules par des polynômes interpolant la valeur de la température en fonction de la valeur mesurée de la thermistance sachant que les fabricants donnent souvent un tableau de valeurs reliant la température à la thermistance sur une plage de températures espacées de degré en degré. Cette approche permet ainsi de mesurer une température sans avoir à calibrer le capteur et sans que la mesure soit significativement perturbée par les résistances de câble et des résistances Rds(on) qui seraient légèrement différentes entre les transistors T1 et T2 des transistors de commutation, car une résistance Rds(on) de 0.05 ohm représente 0.05/1000 soit 50 ppm de variation parasite, c’est-à-dire l’équivalent de 50ppm/3850(ppm/°C)=0.013°C. Les impédances de sortie des deux sources de tension impulsionnelles sont aussi imposées par les impédances des condensateurs C81 et C82. Ces impédances sont d’autant plus faibles que la commutation des transistors est rapide. Il en résulte qu’au moment de la commutation des transistors, l’intégralité ou presque des tensions V R et V T traverse les condensateurs C81 et C82, avec une chute de tension quasi négligeable aux bornes de ces condensateurs. Ils ont ici une capacité de 10 µF, mais on pourra au besoin augmenter leur valeur jusqu’à 100 µF pour réduire encore leur l’impédance. Ces deux condensateurs ont des valeurs identiques à mieux que 20% et de préférence 5% de façon à réduire l’effet de tensions résiduelles différentes à leurs bornes qui engendrerait une erreur de mesure du rapport des tensions V T /V R . Le schéma électronique peut être décomposé selon les blocs fonctionnels suivants : 1. Le connecteur jack audio (1) 2. Le régulateur ou la référence de tension (2) 3. Les étages redresseurs à pompes à diodes élévateurs de tension (31) et (32) 4. Les filtres passe-bas à décharge lente par résistance de fuite (51) et (52) 5. Les blocs de commutation faible impédance (61) et (62) 6. Les éléments constitutifs des convertisseurs de tension (41), (31), (51), (61) pour la thermistance et (42), (32), (52), (62) pour la résistance de référence. L’activation des deux convertisseurs de tension nécessite une rafale de signaux carrés ou sinusoïdaux avec éventuellement une enveloppe gaussienne provenant des conducteurs L et R comme illustré sur le graphe supérieur de la . Pour rendre les transistors de synchronisation T1 et T2 à l’état passant, la tension de grille doit atteindre une valeur seuil Vth que l’on choisit parmi les plus faibles disponibles. On trouve ainsi des transistors dont la valeur seuil commence à 0.5V. Mais la résistance Rds(on) du transistor à l’état passant atteint son minimum, proche de 0.02 ohm, pour des tensions de grille au moins égales à 1.2V et de préférence 1.8V. Il faut donc que les tensions des signaux L et R soient réglées vers leur maximum pour être certain de commuter les transistors avec un Rds(on) qui ne perturbe pas la mesure et qui impose que l’impédance associée de la source de tension impulsionnelle constituée de la tension Vds du transistor, sa résistance Rds(on) et l’impédance en série associée aux condensateurs de couplage (C81, C82) soit la plus faible possible et indépendante de la température. Pour garantir ce bon fonctionnement, notamment avec les téléphones mobiles dont les tensions L et R ne dépassent pas 0.7V crête (soit 0.5Vrms), il est préférable de rajouter un étage redresseur élévateur de tension (31, 32) à pompes à diodes. Le montage proposé ici multiplie la tension par un facteur 3, ce qui est ni trop peu par rapport à Vth, ni trop par rapport à la tension maximale V GS entre la grille et la source, admissible de ce type de transistor, comprise entre 8V et 20V. Et pour que le fonctionnement soit optimal, la fréquence des rafales de forme sinusoïdale ou carrée L et R est choisie dans la partie haute du spectre audible, typiquement entre 5 kHz et 20 kHz et ont une durée typique inférieure à 20 ms et un nombre de périodes compris en 1 et 200, préférentiellement 150 périodes sinusoïdales à une fréquence de 15kHz pour une durée de 10 ms à une amplitude crête comprise entre 0.5V et 2V. Ceci permet d’atteindre rapidement la tension maximale. Ensuite pour éviter les ondulations résiduelles dans le signal redressé de synchronisation, on insère un filtrage passe-bas (51, 52), d’ordre 1 (ou 2 si l’on change la résistance du filtre passe-bas par une inductance), de fréquence de coupure typique autour de 1 kHz ce qui a pour effet de lisser l’impulsion de synchronisation lorsqu’elle atteint la grille des transistors (T1, T2). On peut également remplacer le filtre passe-bas par un filtre coupe-bande (non représenté) à inductance et condensateur en parallèle, centré sur la fréquence de synchronisation de 15kHz, ce qui a pour effet de supprimer les bruits résiduels autour de 15kHz. Les résistances de fuite R61 et R62 ont pour but de réaliser une décharge lente des condensateurs respectifs C91 et C92. La commutation d’impédance des transistors est alors monotone dans le temps ce qui permet de produire des impulsions de tensions franches avec un front raide et un pic avec une région plate, où la tangente est horizontale, telles que celles que l’on a sur la , ce qui permet de déterminer précisément l’amplitude crête. Au besoin, compte tenu de la fréquence d’échantillonnage Fs élevée du signal microphonique valant typiquement 44100 Hz (ou échantillons par seconde, noté éch/s sur la figure) codés sur 16 ou 24 bits, on peut lisser les échantillons sur une moyenne mobile de quelques échantillons successifs. Cela permet de lisser le pic, le rendre plus stable et reproductible d’une mesure à l’autre et in fine de mieux déterminer l’amplitude crête. Le gain G optimal du microphone est réglé de façon à ce que l’amplitude crête des impulsions soit comprise entre 5% et 50% de la pleine échelle et préférentiellement autour de 40% de la pleine échelle à température ambiante pour une résistance de platine CTP et autour de 5% à 15% pour une thermistance CTN qui peut varier sur une plage beaucoup plus grande, typiquement entre 58 Ohms et 18 kOhms entre -40°C et +125°C pour une valeur nominale de 1kOhms à 25°C. De ce point de vue, le réglage classique du gain audio d’un microphone opéré par les systèmes d’exploitation des PCs (MS Windows, Linux, Android etc…), tablettes et smartphones sont parfaitement adaptés au réglage du gain optimal pour les impulsions de sortie du capteur de température. Sur cette figure on a représenté en pointillés sur le graphe supérieur l’impulsion liée à la résistance de référence et en trait plein l’impulsion liée à la thermistance au moment où les transistors T1, T2 deviennent passants. Le rapport des amplitudes crêtes de la courbe en trait continu sur celle de la courbe en pointillés est considéré comme étant identique au rapport Rho =V T / V R des tensions continues V T et V R , à une faible erreur près caractérisée un peu plus loin. De ce rapport et de la connaissance de la loi de variation de la résistance en fonction de la température, on détermine la température de la thermistance R21. Le second graphe au bas de la représente un monitoring de la température mesurée à une cadence qui peut atteindre typiquement 0.5 à 2 mesures par seconde, sachant que les intervalles de temps entre les deux rafales de synchronisation soient identiques, typiquement de 0.4 seconde, ce qui est grand devant la durée des rafales valant typiquement 5 à 10 ms, mais aussi suffisamment petit pour que le retour aux tensions continues V T et V R aux bornes de la thermistance et de la résistances de référence soit atteint après que les transistors T1 et T2 sont repassés à l’état bloqué. On obtient ainsi une bonne précision de mesure. Elle atteint typiquement 0.1°C avec une résistance de platine, et 0.01°C avec une thermistance CTN avec des prises jack femelles à 4 points sur les unités de traitement électronique. Lorsqu’il y a 2 prises jack, l’une à 2 pôles pour le microphone et l’autre à 3 pôles pour les sorties stéréo, la résolution en température est encore meilleure en raison de la réduction du bruit de fond sur la voie microphonique. Il faut néanmoins un adaptateur d’une prise jack femelle à 4 pôles vers 2 prises jack femelles, l’une mono, l’autre stéréo. Il existe un autre type d’adaptateur d’intérêt femelle-femelle 4 pôles, consistant à inverser les pôles MP et GND au moyen d’un double commutateur (dit double switch DPDT=double pole double throw en anglais) directement en sortie de l’unité de traitement électronique qui peut inverser ces deux pôles d’un fabricant à l’autre. Les transistors T1 et T2 associés à leurs condensateurs respectifs C81 et C82 constituent ainsi des sources de tension impulsionnelle basse impédance, indépendantes de la température au moment où les transistors commutent et passent à l’état passant dont la tension crête est égale aux tensions continues V T et V R que l’on retrouve aux bornes des résistances de référence R22 et de la thermistance R21. Du côté des ponts de résistances (41) et (42) nous avons des sources de tensions continues pouvant être perçues comme des générateurs de Thévenin avec une résistance source haute impédance valant R11 en parallèle à R21 (soit R11.R21/(R11+R21)=909.1 Ohms à 0°C) pour la thermistance et R12 en parallèle avec R22 (soit 909.1 Ohms) pour la résistance de référence stable en température. Les forces électromotrices équivalentes de ces générateurs de Thévenin sont V T et V R avec V T =VREF1xR21/(R21+R11) et V R =VREF1xR22/(R22+R12). Compte tenu des valeurs numériques choisies sur la , nous avons V T =113.6 mV à 0°C et V R =113.6 mV quelle que soit la température, à la tolérance de stabilité en température près. Ainsi au moment où le transistor T1 (respectivement T2) commute à l’état passant, la résistance source R11//R21 (respectivement R12//R22) haute impédance est transformée en résistance source basse impédance valant Rds T1 (on) + 1/(jC 81 *2π*f) où f désigne la fréquence de travail (respectivement Rds T2 (on) + 1/(jC 82 *2π*f). Si les transistors T1 et T2 basculent instantanément, la fréquence de travail peut être considérée comme infinie et la résistance source se limite au Rds(on) des transistors. Si Rds(on)=0.02 Ohms pour T1 et T2, on a ainsi transformé une impédance source continue de 909 Ohms en une impédance source impulsionnelle de 0.02 Ohms et une tension source continue V R de 113.6 mV en une impulsion d’amplitude crête de 113.6 mV. Ceci constitue un avantage majeur de l’invention en termes de réduction potentielle de la consommation électrique et de possibilité de raccordement à une unité électronique, distante sans perte de précision liée à la résistance linéique des conducteurs de petit diamètre ou à une éventuelle faible impédance d’entrée du circuit audio de réception. La donne l’allure générale d’une séquence de mesure consistant en les rafales de synchronisation L et R représentées sur le graphe supérieur de la figure, tandis que le graphe inférieur montre les impulsions correspondantes transmises au conducteur microphonique MP. On remarque qu’une impulsion de signe opposé et beaucoup plus aplatie apparait au moment du blocage des transistors T1 et T2. Ceci est dû au temps de charge lent des condensateurs C81 et C82 à travers les résistances R11 et R12. Pour cette raison et compte tenu du fait que les condensateurs C81 et C82 ont des tolérances peu précises, autour de 20%, il n’est pas envisageable d’exploiter ces 2 pics dont le rapport instable serait peu représentatif de la température du milieu. Par ailleurs, le blocage des transistors T1 et T2 implique un retour à l’équilibre selon une loi du 1 er ordre vers les tensions V T et V R aux bornes des résistances R21 et R22. Les temps de retour à l’équilibre de ces systèmes du 1er ordre sont imposés par les constantes de temps R11 x C81 et R12 x C82, qui valent dans le cas de la , 100 ms. Ce temps est le temps qu’il faut pour atteindre 63% des tensions continues. Et il faut environ 4 fois ce temps pour atteindre 98% des tensions continues V R et V T et 7 fois ce temps pour atteindre 99.9% de V R et V T . Donc lorsque l’on procède à des mesures récurrentes de température avec un intervalle de temps d’enregistrement en réception qui est de 0.8 seconde, se décomposant en 0.1 s de latence avant la première rafale L, suivi d’une rafale sinusoïdale L de durée 5 ms, suivi d’un temps d’attente de 0.4 s, puis de la rafale sinusoïdale R de durée 5 ms, suivi d’un temps d’attente de retour à la tension continue de durée 0.3 s, le temps de retour aux tensions d’équilibre V R et V T est à peu près identique pour les deux voies, soit 0.4s, mais les tensions V R et V T ne sont pas totalement atteintes. Cet écart, voisin de 2%, n’est pas gênant si les intervalles de temps séparant le blocage des transistors de celui où ils commutent à l’état passant sont identiques pour le transistor T1 et pour le transistor T2. Dans ces cas, les amplitudes crête des signaux impulsionnels qui franchissent les condensateurs C81 et C82 ne sont pas égales à V R et V T , mais restent proportionnelles à V R et V T , avec une valeur de 98% de V R et V T si le temps entre le blocage d’un transistor pour une mesure N et son état passant à la mesure N+1 suivante est égale à 4 x R11 x C81 et 4 x R12 x C82 (soit à 400 ms). Le rapport de ces tensions crête 98%V T /98%xV R reste, quant à lui, égal à V T /V R . Cette erreur de 2% sur la valeur de V R et V T représente potentiellement une valeur conséquente de près de 5.2°C pour une résistance de platine de valeur 1kOhm avec un coefficient de température de 3850ppm/°C et 10 fois moins (soit 0.5°C) pour une thermistance. Il faut donc, en cas de retour à l’équilibre incomplet après blocage des transistors T1 et T2, que les temps de retour vers les tensions continues V R et V T soient identiques pour les deux voies associées aux tensions V R et V T . Sinon, il faut réduire la cadence de mesure de façon à ce que le retour à la tension continue de chaque voie soit atteint au moins à 99.9% ce qui nécessite l’équivalent de 7 fois la constante de temps du système du premier ordre, soit 0.7 s entre la rafale L et la rafale R dans le cas de la pour que l’erreur sur la valeur de la thermistance soit limitée à 0.1%, représentant une erreur par défaut de 0.28°C pour une résistance CTP de platine et une erreur par excès 10 fois moindre pour une thermistance CTN. On remarquera que compte tenu du fait que la tension V R ne change normalement jamais, il peut être astucieux de procéder à une mesure de la tension crête associée à V R uniquement au moment du lancement du monitoring et de ne retenir qu’un pourcentage de cette valeur crête en relation avec le temps de cycle de la thermistance et du pourcentage de la tension continue atteignable associée à la constante de temps R12 x C82. Ceci permet de ne procéder qu’à une seule mesure de tension crête, celle associée à la thermistance. Pour un même temps de cycle global, on pourra alors bénéficier d’un doublement du temps (soit 0.8s) de retour à la tension d’équilibre continue V T représentant 99.966% de cette tension continue et donc une mesure plus résolue et stable d’une mesure à l’autre représentant une erreur par défaut inférieure à 0.1°C pour une résistance de platine et par excès de 0.01°C pour une thermistance CTN. En pratique, l’impulsion représentative de V R peut être perturbée à la baisse aux températures élevées par une chute drastique de la résistance CTN qui peut être inférieure à 100 Ohms alors que sa résistance nominale est de 1kOhms à 25°C et également très légèrement perturbée à la hausse aux basses températures par une augmentation drastique de la résistance CTN qui peut avoisiner 20kOhms à -40°C. Ceci est dû au fait que l’impédance source équivalente liée à la commutation de T2 n’est pas rigoureusement nulle. On fait alors comme si l’impulsion représentative de V R n'avait pas été perturbée et on calcule une première valeur approximative de la thermistance R21. Cette valeur approximative de la thermistance sert ensuite à corriger à la hausse aux températures supérieures à 25°C et à la baisse aux températures inférieures à 25°C la hauteur de l’impulsion associée V R que l’on appelle V R corrigée selon une loi de correction empirique. Et à partir de là, on recalcule le rapport V T /V R corrigée qui permet d’ajuster la valeur de la thermistance R21 et par la suite d’en déduire la température. Si l’on veut pouvoir augmenter la cadence de mesure tout en bénéficiant d’une bonne résolution, il faut que les temps de retour à l’équilibre des deux voies soient identiques autant que possible, ce qui impose que les capacités des condensateurs C81 et C82 soient égales autant que possible. En outre, lorsque la cadence de tir est élevée et provoque une erreur de retour à la tension continue, il se produit non seulement une baisse de l’amplitude crête, mais également une erreur, éventuellement différente entre les deux voies en raison de valeurs différentes des capacités C81 et C82, de non-retour à une tension nulle en entrée de l’unité électronique. Pour cette raison, plutôt que de ne mesurer que les amplitudes crêtes traversant les condensateurs C81 et C82, on préfèrera mesurer les amplitudes crête à crête au pied des impulsions, plus proportionnelles et avec la même constante de proportionnalité, aux tensions V R et V T . Par ailleurs, c’est uniquement au moment où les transistors T1 et T2 deviennent passants que l’impédance des condensateurs C81 et C82 ainsi que celle des transistors T1 et T2 sont minimales. Il en résulte que la tension drain-source V ds =V T pour T1 et V R pour T2 franchit quasiment intégralement le filtre passe-haut constitué par les condensateurs C81, C82 et l’impédance résistive d’entrée de l’unité électronique à laquelle est relié le capteur de température via le connecteur jack male, ou un connecteur jack femelle relié à un cordon audio avec connecteurs jack male-male qui sera connecté à l’unité électronique de traitement tel un ordinateur portable, un PC, une tablette ou un smartphone. On remarquera que dans cette configuration et c’est un bénéfice de la présente invention par rapport à l’état de l’art, la résistance linéique du cordon de liaison audio ne perturbe pas la mesure étant donnée la très faible valeur de l’impédance source associée au Rds(on) du transistor T1 (respectivement T2), typiquement 0.02 Ohm, en série avec celle du condensateur qui suit C81 (respectivement C82) par rapport à l’impédance linéique du cordon et d’entrée de l’unité électronique de traitement dans laquelle la source impulsionnelle débite le courant. En outre, on remarquera, côté capteur, que les deux sources impulsionnelles débitent aussi du courant dans la même impédance constituée de la résistance R3 de valeur 10 kOhms en parallèle avec le condensateur de découplage C1 de valeur 100 nF et l’impédance d’entrée In1 de la référence de tension Ref1. Ces 3 impédances groupées constituent une valeur suffisamment faible pour que l’unité électronique externe qui fournit la tension de polarisation microphone disponible sur le conducteur MP détecte que l’équivalent d’un microphone est branché sur la prise jack audio et commute les signaux audio sur ce port d’entrée/sortie. Mais cette impédance groupée garde également une valeur suffisamment élevée pour que la tension disponible sur le conducteur MP ne chute pas au-dessous de 1.8V, tension minimale nécessaire au bon fonctionnement de la référence de tension Ref1 régulée à 1.25V ou de la tension d’entrée minimale d’un régulateur de tension à faible chute (LDO). D’un point de vue de l’impédance impulsionnelle, la capacité C1, destinée à la stabilisation de la tension VREF1, reste très petite, typiquement 100 fois à 1000 fois plus petite que les capacités sources C81 et C82 et perturbe les signaux V T et V R dans une faible et même proportion ce qui ne change quasiment rien au rapport V T /V R dont la perturbation reste inférieure à la tolérance requise pour une résolution de température donnée de 0.01°C. Le courant électrique fourni par REF1 étant très faible, C1 peut être réduite à une valeur plus faible, typiquement 10 nF, voire supprimée, si les résistances R11 et R12 sont augmentées. Le seul risque de parasitage pourrait venir d’un couplage capacitif direct entre les conducteurs des voies stéréo et le conducteur microphonique. Mais cette perturbation est fortement réduite si le conducteur microphonique (MP) est entouré du conducteur de masse GND en formant un câble coaxial produisant un blindage efficace. Et c’est un point particulier de la présente invention que de recourir à un cordon de liaison audio entre le capteur de température et l’unité électronique dont le conducteur microphonique et le signal de masse forment un câble coaxial, le signal de masse étant connecté à la tresse du câble coaxial et le signal microphonique étant connecté à l’âme du câble coaxial. Le cordon audio peut ainsi faire 5 à 10 mètres de long et constituer une résistance linéique de quelques ohms, sans que cela ne perturbe la mesure. En pratique le cordon audio de liaison fait entre 0.3 m et 1 m de long de façon à pouvoir placer le capteur à l’endroit souhaité, l’électronique de traitement étant déportée et restant à température ambiante, soit une résistance linéique typique maximale de 0.6 ohms et une capacité de câble de 100pF, non gênantes par rapport à la forte impédance d’entrée de l’unité électronique valant typiquement 5 à 10kOhms. C’est-à-dire que l’impédance de charge est typiquement 10 mille fois plus grande que l’impédance linéique du câble, ce qui ne perturbera pas la mesure. Et si cette dernière est perturbée, cela reste identique pour les deux voies ce qui ne change pas le rapport des impulsions crête associées aux deux voies ce qui est en particulier le cas lorsqu’une résistance CTN est portée à température élevée et que sa résistance chute par exemple de 1kOhm à température nominale de 25°C à environ 58 ohms à 125°C. Entre outre, les 2 conducteurs L et R forment eux-mêmes un câble coaxial, l’âme étant connectée au signal L et la tresse au signal R, de sorte que le cordon de liaison est constitué de 2 câbles coaxiaux enrobés d’une gaine de protection. Enfin la illustre le procédé de détermination de la tension minimale des signaux de synchronisation L et R, en calculant le rapport des tensions crête mesurées représentatives de V T /V R en fonction de la tension crête des signaux de synchronisation L, R représentée en pourcentage de la valeur crête maximale disponible pour ces signaux. On constate qu’à partir d’un certain seuil représentatif de la tension de grille Vth de commutation des transistors T1 et T2, le rapport mesuré représentatif de V T /V R atteint un plateau, ce qui signifie que la résistance Rds(on) des transistors a atteint une valeur minimale stable. Typiquement, la tension maximale disponible en sortie d’une prise casque d’un ordinateur portable est de 1.3V à 1.6V tandis qu’elle n’est que de 0.6V à 0.8V en sortie d’un smartphone. Il faut donc l’aide de l’étage pompe à diodes (31) (respectivement (32)) pour commuter le transistor T1 (respectivement T2) dans le cas d’un smartphone, tandis que dans le cas d’un ordinateur portable ou d’un PC, la tension maximale en sortie de la prise casque serait suffisante pour commuter les transistors T1 et T2. Néanmoins, certains filtrages audio opérés automatiquement par les systèmes d’exploitation des unités électroniques peuvent modifier la forme des rafales de synchronisation, de sorte que le front en début de rafale soit perturbé et ne soit plus du tout purement sinusoïdal ou carré ce qui peut engendrer une commutation laborieuse des transistors, en dents de scie au voisinage de Vth, génératrice de bruits au niveau de l’amplitude crête. Ceci est problématique et source d’erreur dans les brevets mentionnés sur l’état de l’art. Il en résulte qu’il est préférable d’envoyer des signaux de synchronisation L, R à une fréquence la plus élevée possible garantissant le franchissement de la pompe à diodes jouant le rôle de filtre passe-haut, puis de rajouter un filtrage passe-bas (51, 52), de fréquence de coupure environ 1kHz, garantissant la mise en forme basse-fréquence des signaux de synchronisation. On pourra remplacer le filtrage passe-bas par un circuit bouchon coupe-bande, à inductance et condensateur en parallèle, centré sur la fréquence du signal de synchronisation. Ceci éliminera le bruit résiduel en dents de scie autour de 15kHz et ne laissera passer que le signal redressé basse-fréquence. On peut ainsi avoir des signaux L et R haute fréquence, typiquement entre 5 et 20 kHz, relativement déformés et perturbés en amplitude, voire pas forcément équilibrés en amplitude, en particulier en raison de la faible fréquence d’échantillonnage Fs de 44100 éch/s, tout en garantissant une impulsion redressée basse fréquence relativement lisse et bien formée après franchissement du filtre passe-bas (51,52). Bien sûr, si l’on a recours à une adapteur jack 3.5 mm 4 pôles vers USB-C qui intègre des moyens de conversion analogique-numérique et numérique analogique, on aura intérêt à recourir à un adaptateur haut de gamme dont certains ont une fréquence Fs en émission pouvant aller jusqu’à 384000 éch/s codés sur 32 bits pour produire les signaux audios de synchronisation et jusqu’à 96000 éch/s codés sur 24 bits en réception pour numériser les signaux impulsionnels arrivant sur la voie microphone. La fréquence d’échantillonnage des signaux de synchronisation pourra ainsi être différente de celle des signaux impulsionnels. C’est par exemple le cas du composant CX31993 de la société Conexant qui peut en outre produire des signaux audio de sortie L et R d’amplitude 1Vrms soit 1.4Vcrête, c’est-à-dire le double de ce que peuvent produire la plupart des smartphones qui ont en général une tension de sortie audio analogique limitée à 0.5Vrms (soit 0.7Vcrête). En outre, lorsque l’on désire contrôler la mesure de plus de 2 résistances, par exemple 1 résistance de référence, et 2 ou 3 thermistances, on augmente le nombre de voies avec étage redresseur à pompes à diodes, filtres passe-bas et transistors de synchronisation du nombre de thermistances supplémentaires à mesurer et on exploite deux fréquences F1 et F2 de contrôle des signaux stéréo de synchronisation. Le signal de synchronisation L peut ainsi être constitué d’une première rafale sinusoïdale à la fréquence F1 durant un laps de temps suffisant pour déclencher un 1er transistor de synchronisation suivie d’une pause puis d’une rafale à la fréquence F2 durant un laps de temps suffisant pour déclencher un autre transistor de synchronisation. Cette double rafale alimente deux étages redresseurs élévateurs de tension comme illustrés à la figure 5, disposés en parallèle et comprenant en entrée au moins un filtre bouchon (L1p et C1p) avec F2 en série avec un filtre série (L1s, C1s) et F1 constituant le bloc (71), le filtre bouchon bloquant le courant à la fréquence F2 pour le premier étage et la fréquence F1 pour le second étage, disposé en parallèle, chaque étage commandant son transistor de synchronisation respectif, T1 et T2, de sorte que lorsque la fréquence d’excitation du signal de synchronisation est à la fréquence sinusoïdale F1, par exemple 7.3 kHz, le 1 er filtre bouchon (L1p,C1p) laisse passer le courant, tandis que le 1 er filtre série (L1s, C1s) présente une impédance minimale et l’autre étage caractérisé par le bloc fonctionnel (72) bloque le courant car son filtre bouchon (L2p,C2p) est justement à la fréquence F1 et son filtre série (L2s, C2s) a une impédance série significative ce qui réduit d’autant le courant et empêche l’étage élévateur de tension de remplir sa fonction. Dans cette configuration, cela déclenche uniquement le 1 er transistor de synchronisation T1, tandis que lorsque la fréquence d’excitation du signal de synchronisation passe à F2, par exemple 15.9 kHz, le filtre bouchon du second étage ne bloque plus le passage du courant et le filtre série du second étage présente une impédance minimale. Le second étage permet ainsi l’élévation de tension en sortie de la pompe à diodes et commande son transistor de synchronisation T2, tandis que le 1 er étage ne laisse pas passer le courant et son transistor T1 reste à l’état bloqué. Les transistors T1 et T2 commutent de façon exclusive l’un de l’autre : lorsque l’un commute et devient passant, l’autre reste à l’état bloqué et réciproquement. Nous avons donc globalement L1p=L2s, C1p=C2s, C1s=C2p, L1s=L2p. Dans une version simplifiée, on peut faire l’économie des filtres série (L1s, C1s) et (L2s, C2s), les circuits bouchon étant suffisants pour bloquer ou favoriser le passage du courant. Mais les filtres série, permettent d’augmenter l’efficacité de sélection des voies, surtout lorsque l’on ne connait pas a priori l’amplitude du signal de commande L. On arrive ainsi à choisir lequel des étages à pompes à diodes sera actif selon que l’on travaille à la fréquence F1 ou F2. Lorsque l’on travaille à F1, c’est le 1er étage qui est actif, et lorsque l’on travaille à F2, c’est le 2nd étage qui est actif, tout ceci pour le même signal L de synchronisation. Ce signal pourra donc contrôler et synchroniser à lui seul, la mesure d’une résistance de référence et d’une 1 ère thermistance. De même, pour le second signal de synchronisation R, on pourra exploiter des filtres bouchon (Lp,Cp) et série (Ls,Cs) aux fréquences F1 et F2 pour choisir l’un des deux étages élévateur à pompes à diodes. Le signal de synchronisation R pourra donc contrôler et synchroniser à lui seul 2 autres thermistances. Il peut donc y avoir 4 étages à pompes à diodes permettant de commander 4 transistors de synchronisation, associés respectivement à au moins une résistance de référence et 3 thermistances. En variante, et en référence à la , le second signal de synchronisation R pourra simplement alimenter un capteur de température acoustique à résonateur métallique à ligne à retard dont la fréquence de résonance est située dans la partie supérieure du spectre audible par exemple entre 16 kHz et 22 kHz comme indiqué dans le brevet EP3155388 cité dans l’art antérieur, tandis que les fréquences de synchronisation F1 de mesure de la thermistance et F2 de la résistance de référence déterminées par les filtres bouchon et série des blocs fonctionnels (71) et (72) seront respectivement de 7.3 kHz et 15.9kHz. On disposera ainsi simultanément d’un double capteur de température avec un 1 er capteur de température à thermistance étalonnée, stable mais de résolution moyenne à bonne, par exemple de 0.1°C à 0.01°C et d’un second capteur de température à résonateur acoustique à dérive lente, mais de résolution plus élevée, par exemple de 0.001°C. On aura ainsi globalement une solution de capteur étalonné, stable et haute résolution comprenant un capteur à base de thermistance pour avoir une température absolue avec une précision moyenne qui sera mesurée en début d’expérience et de temps en temps durant l’expérience en fonction de la variation de température et un capteur à base de résonateur acoustique à ligne à retard qui servira à la mesure de température haute résolution pendant une durée maximale où la dérive attendue du capteur acoustique du fait de son vieillissement est inférieure à sa résolution sur cette durée. On suppose implicitement ici que les 2 capteurs, thermistance et résonateur acoustique sont exposés à la même température du milieu. Pour cela ils sont en pratique logés dans une même enceinte protectrice et disposés au plus près l’un de l’autre. Leur taille respective est de l’ordre de 2 mm x 2 mm x 5 mm pour la thermistance et 2 mm x 1 mm x 10 mm pour le résonateur à ligne à retard. En outre, ils ont une constante de temps caractéristique de leur temps de réponse à 63% pour un échelon de température, proche l’une de l’autre, de l’ordre de quelques secondes à une dizaine de secondes dans l’air. Quantitativement, si la dérive du capteur est de 0.001°C par heure, et que sa résolution est de 0.001°C cela signifie qu’après une première mesure d’une température absolue avec une précision de 0.1°C, on pourra effectuer des mesures fines avec une résolution de 0.001°C durant au moins 1 heure. On remarquera que d’un point de vue impédance électrique, le résonateur acoustique (8) exploite un transducteur piézoélectrique PZT1 en entrée, collé ou soudé sur le résonateur mécanique et convertissant le signal électrique en onde mécanique se propageant dans le résonateur mécanique à ligne à retard de type lame ou feuille métallique suspendue et un transducteur piézoélectrique PZT2 en sortie, également collé ou soudé sur la lame et convertissant l’onde mécanique en signal électrique qui offre une forte impédance en dehors de la fréquence de résonance du résonateur et n’engendre pas de perturbation pour la mesure précise des résistances de référence R22 et de thermistance R21. A la résonance, la longueur de la lame vaut 1 longueur d’onde et les transducteurs PZT1 et PZT2 sont disposés sur les nœuds de vibration. En outre, si l’on exploite 2 résonateurs acoustiques avec des fréquences de résonance différentes, par exemple l’un ayant une fréquence de résonance à 17 kHz et l’autre à 19 kHz, on peut connecter ces 2 résonateurs en parallèle et les alimenter par le même signal électrique R, tandis que la mesure de la température absolue sera obtenue à partir de la résistance stable de référence R22 et de la thermistance R21 via les rafales de synchronisation aux fréquences F1 et F2 émises sur la voie L. Les lames des 2 résonateurs ont une longueur légèrement différente de façon à ce que l’une résonne à 17 kHz et l’autre à 19 kHz. Par exemple, l’une des lames pourra être en maillechort avec une longueur de 10 mm et une largeur de 2 mm, pour une épaisseur de 0.1 mm, tandis que l’autre aura une longueur de 10,5 mm pour une fréquence de fonctionnement plus basse, les deux fréquences étant situées entre 15 kHz et 22 kHz. Les transducteurs PZT1 et PZT2 sont des pastilles piézoélectriques, de type Titanate zirconate de plomb, par exemple en matériau PZ27 de la société Ferroperm Meggit, de forme rectangulaire et de dimensions 2 mm x 1.25 mm x 0.1 mm. Ces dimensions correspondent au format 0805 (8 millièmes de pouce x 5 millièmes de pouce) habituellement utilisé pour les composants CMS. Les pastilles piézoélectriques sont brasées sur la lame en maillechort et positionnées à un quart et trois quart soit 2.5 mm et 7.5 mm de la longueur de la lame. Dans cette configuration, le coefficient de température du résonateur est d’environ 330 ppm/°C ou 5 Hz/°C, ce qui implique que sur une plage de 400°C la fréquence de résonance se décalera d’environ 2000 Hz. Les deux capteurs ayant des fréquences centrales à 17kHz et 19kHz ont donc des plages de fonctionnement distinctes sur +/-200°C par rapport à l’ambiante. En ce qui concerne la résolution en température, elle dépend du facteur de qualité de la résonance et de la résolution fréquentielle. Pour une résolution de 0.001°C, la résolution fréquentielle est donc théoriquement de 0.005 Hz, soit une longueur d’acquisition théorique de 200 s représentant 44100 éch/s x 200 s = 8.8 millions d’échantillons. Le traitement d’un aussi grand nombre d’échantillons n’engendre aujourd’hui plus de problème de lenteur pour la puissance de calcul des ordinateurs portables, ni même pour les smartphones. En pratique, il n’est bien sûr pas nécessaire de faire l’acquisition durant 200 s, mais durant environ 1 s, soit 44100 échantillons, par balayage sinusoïdal linéaire entre 16 kHz et 20 kHz, le reste des points étant obtenu par la technique du padding, consistant à remplacer les points manquants par des zéros. Les résonateurs piézoélectriques à ligne à retard tels qu’ils viennent d’être décrits ici sont donc parfaitement adaptés pour être utilisés en combinaison de thermistances de type résistance de platine qui ont également des plages de fonctionnement comparables de plusieurs centaines de degrés Celsius, typiquement -50°C à +500°C. En outre, l’amplitude des signaux, en entrée comme en sortie, sont comparables et c’est un avantage de la présente invention. Ils peuvent être gérés par les mêmes réglages audio en particulier le même réglage de gain du microphone de l’unité électronique distante, réglé à température ambiante de 25°C à 30% ou 40% de la pleine échelle pour une résistance de platine CTP et 6% à 15% de la pleine échelle du microphone pour une thermistance CTN. On aura alors un triple capteur, constitué d’un capteur de température absolue faible résolution et de deux capteurs haute résolution. Enfin la sélectivité des résonateurs pourra être améliorée en remplaçant la lame de maillechort par une lame silicium ou en arséniure de gallium qui pourra être traitée par les techniques conventionnelles de la microélectronique et être métallisée aux endroits des emplacements des transducteurs, les pastilles PZT pouvant être remplacées par des couches de matériaux piézoélectriques d’épaisseur encore plus faible, de l’ordre du micron, tel l’oxyde de zinc (ZnO) ou simplement métalisées pour un substrat piézoélectrique en arséniure de gallium (AsGa). Le fait de disposer d’une mesure de température absolue à 0.1°C près et une résolution à 0.001°C donne ainsi accès à des expériences impliquant l’échange de faibles quantités de chaleur et donc implicitement de faible consommation électrique, ce qui pourra engendrer des applications par exemple en débitmétrie massique thermique ou en calorimétrie. Par ailleurs, l’intérêt de pouvoir mesurer la température de 3 thermistances avec seulement 2 signaux stéréo est intéressant pour des applications où l’on souhaite réaliser des mesures différentielles entre plusieurs thermistances. L’invention n’est pas limitée au capteur de température tel que précédemment décrit, mais s’étend également à un procédé de mesure de température au moyen du capteur de température, comprenant les étapes consistant à : - fournir des signaux rafales de synchronisation aux fréquences F1, F2, distinctes dans le temps sur le premier et le deuxième point de contact L et R; - recueillir les signaux de réception des sources de tension impulsionnelles de référence et de la (ou les) thermistance(s) ou du (des) résonateur(s) acoustique(s) sur le quatrième point de contact (MP); - traiter les signaux de réception des tensions impulsionnelles pour déterminer une température de la (des) thermistance(s) ou du (des) résonateur(s) acoustique(s). En particulier, comme illustré à la , le procédé de mesure de température inclut une étape permettant de déterminer l’amplitude minimale requise pour les signaux de synchronisation L et R qui ont normalement même amplitude et qui est atteinte lorsqu’en augmentant par paliers représentant 1% à 20% de la tension maximale disponible, usuellement comprise entre 0 V et 800 mV crête pour un smartphone et entre 0V et 1.6V crête pour un ordinateur portable, avec préférentiellement des paliers représentant 5% de la tension maximale disponible, le rapport des deux tensions impulsionnelles de réception représentatives de V T et V R aux bornes de la résistance de référence et de la thermistance garde une valeur stable, variant de moins de 1% et préférentiellement de moins de 0.2% sur au moins deux paliers successifs. La montre enfin un capteur de température complet selon l’invention, intégré dans une enceinte en polymère biocompatible avec la partie thermistance et éventuellement le résonateur acoustique étant déportée à l’extrémité d’un tube effilé de forme conique tronqué et insérée de façon étanche dans un bouchon métallique en acier inoxydable à paroi fine. Le faible nombre de composants électroniques permet d’obtenir un dispositif compact d’allure similaire à celle d’un thermomètre intracorporel de pharmacie à pile, buzzer écran LCD et microcontrôleur, mais nécessitant, en l’absence de ces éléments, beaucoup moins de pièces de moulage plastique opaques ou transparentes, ici seulement deux. L’invention s’étend également à un produit programme d’ordinateur, tablette ou smartphone comprenant des instructions de code pour l’exécution des étapes de ce procédé lorsque ledit programme est exécuté sur un ordinateur, tablette ou smartphone. L’invention vise aussi l’unité électronique comprenant une prise à quatre points de contact consistant en un premier et un deuxième point de contact destinés à véhiculer des signaux de synchronisation ou de balayage fréquentiel indépendants, un troisième point de contact destiné à fournir une référence de masse et un quatrième point de contact destiné à véhiculer une tension de polarisation et des signaux d’un microphone, caractérisée en ce qu’elle est programmée, lorsque la prise de l’unité électronique et la fiche à quatre points de contact du capteur de température ou du cordon reliant le capteur de température sont connectées l’une à l’autre, pour fournir des signaux de synchronisation ou de balayage fréquentiel indépendants émis successivement sur le premier ou le deuxième point de contact de la prise, recueillir successivement les signaux de réception des tensions impulsionnelles issues des tensions aux bornes des résistances de référence et de la thermistance et éventuellement du (des) résonateur(s) acoustique(s) à ligne à retard sur le quatrième point de contact de la prise et traiter le signal de réception pour déterminer une température. L’invention comprend également un adaptateur femelle-femelle à 4 pôles éventuellement interposé entre le connecteur jack du capteur et le connecteur jack de l’unité électronique et comprenant un double commutateur à glissière (DPDT double pole double throw en anglais) inversant physiquement au moins deux pôles, le pôle de masse GND et le pôle microphonique MP au plus près de l’unité de traitement électronique. L’invention comprend également un adaptateur jack femelle vers USB-C mâle reliant un connecteur jack mâle 3.5mm à 4 pôles vers un connecteur USB-C femelle d’un PC, tablette ou smartphone et assurant une conversion numérique-analogique (sortie L et R) et analogique numérique (entrée microphone) avec impédance d’entrée identique à tous les capteurs selon l’invention. Divers modes de réalisation et variantes ont été décrits. La personne du métier comprendra que certaines caractéristiques de ces divers modes de réalisation et variantes pourraient être combinées, et d’autres variantes apparaîtront à la personne du métier. Enfin, la mise en œuvre pratique des modes de réalisation et variantes décrits est à la portée de la personne du métier à partir des indications fonctionnelles données ci-dessus. Capteur de température, comprenant : - Un premier convertisseur (42), (32), (52), (62) de source de tension continue à forte résistance de référence source, précise et stable en température, en source de tension impulsionnelle synchrone basse impédance source et dont l’amplitude crête est égale ou proportionnelle à celle de la source de tension continue (V R ) aux bornes de la résistance de référence; - Au moins un second convertisseur (41), (31), (51), (61) de source de tension continue à forte thermistance source, en source de tension impulsionnelle synchrone basse impédance source et dont l’amplitude crête est égale ou proportionnelle à celle de la source de tension continue (V T ) aux bornes de la thermistance; - Un régulateur ou une référence de tension (2); - Des éléments de connectique permettant de disposer de 2 signaux de synchronisation indépendants (L, R) et de relier les sources de tensions impulsionnelles synchrones basse impédance à une unité électronique externe au capteur de température, caractérisé en ce que lesdits éléments de connectique comprennent une fiche (F) mâle ou femelle à quatre points de contact consistant en un premier et un deuxième points de contact (L, R) destinés à véhiculer les signaux de synchronisation, un troisième point de contact (GND) destiné à fournir une référence de masse et un quatrième point de contact (MP) destiné à véhiculer une tension continue de polarisation d’un microphone et un signal de réception alternatif d’un microphone, lesdits éléments de connectique étant configurés pour relier les signaux de synchronisation au premier et deuxième point de contact (L, R) et pour relier les sources de tension impulsionnelles au quatrième point de contact (MP). Capteur de température selon la revendication 1, caractérisé en ce qu’un étage redresseur élévateur de tension à pompes à diodes (31,32) suivi d’un filtre passe-bas (51, 52) ou coupe bande est interposé entre les signaux de synchronisation (L,R) et la grille des transistors de synchronisation (T1, T2) des sources de tension impulsionnelles. Capteur de température selon l’une des revendications 1 à 2, caractérisé en ce qu’il comprend, lorsque l’on souhaite mesurer la température de 2 ou 3 thermistances, ou d’une thermistance et un résonateur acoustique, des filtres de type bouchon et série (71,72) à inductances et condensateurs parallèle et série, disposés en amont des étages redresseur élévateur de tension à pompes à diodes, bloquant le courant à une fréquence F1 et le laissant passer à une fréquence F2 pour un premier étage redresseur à pompes à diodes et inversement, pour un second étage redresseur à pompes à diodes disposé en parallèle du 1 er et commandé par le même signal de synchronisation. Capteur de température selon l’une des revendications 1 à 3, caractérisé en ce qu’il comprend lorsque l’on souhaite obtenir un capteur de température haute résolution au moins une thermistance et un résonateur acoustique à ligne à retard dont la fréquence de résonance est située dans la partie supérieure du spectre audible, ou dans le domaine ultrasonore proche, la mesure de la résistance stable de référence et de la thermistance étant synchrone avec l’un des signaux audio stéréo (L) de synchronisation comportant 2 fréquences distinctes (F1,F2) de synchronisation l’une pour la mesure de la résistance stable de référence (R22), l’autre pour la mesure de la thermistance (R21) et la mesure de la fréquence de résonance du résonateur acoustique étant déterminée par balayage fréquentiel émis sur l’autre des signaux audio stéréo (R). Capteur de température selon la revendication 1, caractérisé en ce que la référence de tension (VRef1) est alimentée par la tension de polarisation normalement destinée à un microphone à électret et disponible sur le quatrième point de contact (MP). Capteur de température selon la revendication 1, dans lequel les signaux de synchronisation (L,R) sont émis alternativement, l’un conduisant à la transmission d’au moins une tension impulsionnelle de référence correspondant à la tension (V R ) aux bornes de la résistance de référence (R22), l’autre conduisant à la transmission d’une tension impulsionnelle de mesure correspondant à la tension (V T ) aux bornes d’au moins une thermistance (R21) exposée à la température du milieu. Capteur de température selon la revendication 1, caractérisé en ce que les signaux de synchronisation (L,R) sont des rafales carrées ou sinusoïdales de fréquences (F1,F2) comprises entre 50 Hz et 20 kHz avec une amplitude crête comprise entre 0.5 V et 2 V. Capteur selon l’une des revendications 1 à 7, comprenant en outre une prise jack mâle ou femelle 3.5 mm à 4 pôles. Capteur de température selon l’une des revendications 1 à 8, comprenant une prise jack femelle reliée à un cordon de liaison audio vers l’unité électronique, caractérisé en ce que le conducteur microphonique et le signal de masse forment un câble coaxial, le signal de masse étant connecté à la tresse du câble coaxial et le signal microphonique étant connecté à l’âme du câble coaxial. Procédé de mesure de température au moyen du capteur de température selon l’une quelconque des revendications 1 à 9, comprenant les étapes consistant à : - fournir des signaux rafales de synchronisation aux fréquences F1, F2, distinctes dans le temps sur le premier et le deuxième point de contact L et R; - recueillir les signaux de réception des sources de tension impulsionnelles associées à la résistance de référence (R22) et la (ou les) thermistance(s) (R21) sur le quatrième point de contact (MP); - traiter les signaux de réception des tensions impulsionnelles pour déterminer une température de la (des) thermistance(s). Procédé de mesure de température selon la revendication précédente caractérisé en ce que le temps de retour vers la tension continue (V R ) de la voie associée à la résistance de référence après passage à l’état bloqué du transistor T2 est égal au temps de retour vers la tension continue V T de la voie associée à la thermistance après passage à l’état bloqué du transistor T1. Procédé de mesure de température selon les revendications 10 et 11 caractérisé en ce qu’elle inclut une étape permettant de déterminer l’amplitude minimale des signaux de synchronisation qui ont même amplitude et qui est atteinte lorsqu’en augmentant par paliers représentant 1% à 20% de la tension maximale disponible, avec préférentiellement des paliers représentant 5% de la tension maximale disponible, le rapport Rho des deux tensions impulsionnelles de réception représentatives de la tension continue aux bornes de la résistance de référence et de la thermistance garde une valeur stable, variant de moins de 1% et préférentiellement de moins de 0.2% sur au moins deux paliers successifs. Produit programme d’ordinateur, de tablette ou de smartphone comprenant des instructions de code pour l’exécution des étapes du procédé selon les revendications 10 à 12 lorsque ledit programme est exécuté sur un ordinateur, tablette ou smartphone. Unité électronique de traitement comprenant une prise à quatre points de contact consistant en un premier et un deuxième point de contact destinés à véhiculer des signaux de synchronisation ou de balayage en fréquence indépendants, un troisième point de contact destiné à fournir une référence de masse et un quatrième point de contact destiné à véhiculer une tension continue de polarisation et des signaux impulsionnels d’un microphone, caractérisée en ce qu’elle est programmée, lorsque la prise de l’unité électronique et la fiche à quatre points de contact du capteur de température ou du cordon reliant le capteur de température selon l’une des revendications 1 à 13 sont connectées l’une à l’autre, pour fournir des signaux de synchronisation indépendants ou de balayage en fréquence émis successivement sur le premier et le deuxième point de contact de la prise, recueillir successivement les signaux de réception des tensions impulsionnelles issues des tensions V R et V T aux bornes des résistances de référence R22 et la thermistance R21 sur le quatrième point de contact de la prise et traiter le signal de réception pour déterminer une température. Unité de traitement électronique selon la revendication 14 caractérisée en ce qu’elle se décompose en une sortie numérique de type USB-C reliable à un adaptateur USB-C vers la fiche à 4 points de contact commun à tous les capteurs selon l’invention, l’adaptateur comprenant des moyens de conversion numérique-analogique des signaux de synchronisation numériques codés sur au moins 16 bits en signaux analogiques L et R et analogique-numérique codant les signaux analogiques impulsionnels sur au moins 16 bits, les dits moyens étant interposés entre la fiche à 4 points de contact du capteur et l’entrée femelle USB-C de l’unité électronique.