FR 3152934 A1 20250314 FR 2309590 A 20230912 P rocéd é de calcul de coefficients de compensation d’une chaine de réception analogique, dispositif et programme correspondant La présente invention concerne un procédé de calcul de coefficients statiques de compensation d’une chaine de réception analogique, procédé mis en œuvre, par un dispositif électronique, lors d’une phase de calibration d’un dispositif de réception comprenant la chaine de réception analogique et un module de compensation numérique implémentant un filtre FIR dont les coefficients sont les coefficients statiques de compensation calculés, le procédé comprenant : - une étape d’estimation (A01), à l’aide d’un signal de calibration prédéterminé, d’une réponse fréquentielle de la chaîne de réception analogique ; - une étape de sélection (A02), à l’aide de la réponse fréquentielle, d’une bande passante sur laquelle les coefficients statiques de compensation sont calculés ; une étape de calcul (A03) des coefficients statiques de compensation de la chaine de réception analogique, dans le domaine temporel, en fonction de la bande passante et de l’inverse de la réponse fréquentielle sur cette bande passante. Figure pour l'abrégé : 3 Procédé de calcul de coefficients de compensation d'une chaine de réception analogique, dispositif et programme correspondant Domaine de l’invention L’invention se rapporte à la réception de signaux radiofréquences. L’invention se rapporte plus particulièrement à la réception de signaux radiofréquences au sein d’un dispositif de réception comprenant une chaine analogique et une chaine numérique. Un objet de l’invention est de réaliser une compensation des distorsions d’une chaîne de réception analogique d’un récepteur numérique comprenant une chaine de réception analogique et une chaine de réception numérique. Art Antérieur Dans de nombreux domaines de la communication, il est nécessaire de faire face à une exigence d’augmentation des débits de communication. C’est par exemple le cas dans le domaine civil mais également dans le domaine militaire. Cette augmentation des débits est rendue nécessaire par l’utilisation toujours croissante de dispositifs de communication pour recevoir des quantités de données toujours plus importantes. L’augmentation des débits doit être réalisée en garantissant des qualités de réception constantes. Ainsi, l’augmentation continue des débits des communications militaires, requiert l’utilisation de formes d’ondes de plus en plus exigeantes en termes de gestion des distorsions radios, plus particulièrement dans la chaine analogique du récepteur numérique. On rappelle que dans un récepteur numérique, la chaîne analogique fait référence à la série de composants et de processus analogiques qui gèrent la réception et la conversion du signal de radiofréquence (RF) analogique en un format numérique. Il s'agit de l'étape initiale au cours de laquelle le signal RF entrant est conditionné et préparé pour un traitement numérique ultérieur. Une chaîne analogique comprend souvent les composants suivants : une antenne qui est chargée de capter le signal RF des ondes et de le convertir en signal électrique ; un amplificateur à faible bruit (LNA) qui amplifie le faible signal électrique reçu de l'antenne tout en introduisant un minimum de bruit. un filtre passe-bande qui permet d'éliminer les signaux indésirables et le bruit en dehors de la gamme de fréquences souhaitée ; un mélangeur qui combine le signal RF filtré avec un signal d'oscillateur local pour effectuer une conversion de fréquence vers le bas : il produit un signal de fréquence intermédiaire (FI), plus facile à traiter et à numériser ; un filtre de fréquence intermédiaire (FI) qui élimine les signaux indésirables et le bruit en dehors de la gamme de fréquence souhaitée, permettant ainsi d'améliorer la qualité du signal et d'isoler la bande de fréquence spécifique d'intérêt ; un circuit de contrôle automatique de gain (AGC) qui ajuste le gain du signal reçu pour maintenir une force de signal constante ; un convertisseur analogique-numérique (CAN) qui convertit le signal analogique FI en une représentation numérique qui peut être traitée par des composants de traitement numérique du signal (DSP) de la chaine numérique. Une fois que la chaîne analogique a traité le signal et l’a converti en format numérique, la chaine numérique effectue les traitements nécessaires sur le signal (DSP). La chaîne analogique joue ainsi un rôle essentiel dans la réception en garantissant la fidélité et la qualité du signal reçu. Elle permet de minimiser le bruit, de filtrer les fréquences indésirables et d'optimiser la force du signal avant que le traitement numérique n'ait lieu, ce qui contribue en fin de compte à la performance globale du récepteur numérique. La chaine numérique traite le signal par exemple en effectuant une démodulation de phase de type PSK ou encore une démodulation d’amplitude en quadrature de type 64QAM ou supérieure, ou tout autre type de démodulation de phase et d’amplitude d’un signal. Pour faire face à ces exigences au niveau de la chaine analogique, il est nécessaire de recourir à des implémentations complexes et onéreuses. Ces implémentations peuvent être onéreuses au niveau de leurs mises en œuvre : par exemple pour garantir un minimum de distorsions au niveau de la chaine de réception radio, une méthode connue consiste à effectuer des tris et des sélections de composants électroniques. Ce tri est souvent effectué manuellement, en testant un à un les composants électroniques à utiliser pour fabriquer le récepteur radio. Le surcout engendré est donc important. Ces implémentations peuvent être complexes technologiquement, par exemple au niveau de la configuration du gain dans la chaine analogique ; au niveau du filtrage et de l’égalisation (utilisation d’égaliseurs statiques, qui sont principalement de filtres passe-tout analogiques pour compenser la phase mais pas l’amplitude et uniquement en bande de base) ; ou encore en termes d’implémentation physique et de conception de la chaîne analogique, nécessitant de réduire au minimum la longueur du trajet du signal et de limiter les sources d'interférence. Le document US10998926 propose une solution de compensation de l’aplatissement du gain d’une chaine de réception en utilisant un filtre, la compensation étant limitée à l’amplitude. Cette solution cependant, nécessite l’utilisation de plusieurs signaux et est complexe à mettre en œuvre, puisqu’elle nécessite de travailler sur un grand nombre de points, ce qui augmente le cout calculatoire d’une part et le temps de latence de traitement en conditions opérationnelles, ce qui est rédhibitoire pour des traitements devant s’opérer en temps réel. Il est donc nécessaire de proposer une solution de compensation des distorsions d’une chaîne de réception analogique qui soit simple et économique en terme de mise en œuvre, tout en répondant au problème d’augmentation des débits à traiter, et qui soit adaptée à des contraintes temps réel. Résumé de l’invention A cet effet, l’invention a pour objet un procédé de calcul de coefficients statiques de compensation d’une chaine de réception analogique, procédé mis en œuvre, par un dispositif électronique (2), lors d’une phase de calibration d’un dispositif de réception (3) comprenant la chaine de réception analogique et un module de compensation numérique implémentant un filtre FIR dont les coefficients sont les coefficients statiques de compensation calculés, le procédé comprenant : - une étape d’estimation (A01), à l’aide d’un signal de calibration prédéterminé, d’une réponse fréquentielle H de la chaîne de réception analogique ; - une étape de sélection (A02), à l’aide de la réponse fréquentielle H, d’une bande passante BP sur laquelle les coefficients statiques de compensation sont calculés ; - une étape de calcul (A03) des coefficients statiques de compensation de la chaine de réception analogique, dans le domaine temporel, en fonction de la bande passante BP et de l’inverse de la réponse fréquentielle HBP sur cette bande passante. Suivant des modes particuliers de mise en oeuvre, le procédé comporte l’une ou plusieurs des caractéristiques suivantes : ; l’étape d’estimation (A01) de la réponse fréquentielle H de la chaîne de réception analogique comprend : une étape de détermination d’un signal wobulé de référence, dans une bande de fréquence d’une largeur prédéterminée ; une étape d’obtention d’un spectre de signal en sortie de la chaîne de réception analogique, en fonction du signal wobulé de référence ; une étape de calcul de la réponse fréquentielle H de la chaîne de réception analogique en fonction du spectre de signal en sortie de la chaîne de réception analogique et du spectre de signal wobulé de référence ; l’étape de sélection (A02) de la bande passante BP sur laquelle les coefficients statiques de compensation sont calculés comprend une étape de sélection, au sein de la réponse fréquentielle H, d’une portion correspondant à la portion de la réponse fréquentielle H dont l’amplitude excède une valeur d’amplitude prédéterminée ; ladite valeur d’amplitude est prédéterminée en : calculant la valeur moyenne de la réponse en amplitude de la réponse fréquentielle H de la chaine de réception analogique ; soustrayant, de cette valeur moyenne de la réponse en amplitude de la réponse fréquentielle H de la chaine de réception analogique, une valeur de tolérance prédéfinie ; l’étape de calcul (A03) des coefficients statiques de compensation de la chaine de réception analogique en fonction de la bande passante BP et de l’inverse de la réponse fréquentielle HBP sur cette bande passante comprend au moins une itération d’un calcul de coefficients d’un filtre de réponse impulsionnelle finie (FIR) courant dans le domaine temporel en fonction de l’inverse Hi de la réponse fréquentielle HBP sur la bande passante BP, lesdits coefficients statiques de compensation étant constitués par les coefficients du filtre FIR ; le calcul des coefficients d’un filtre de réponse impulsionnelle finie (FIR) comprend : une étape d’obtention d’un nombre de points N FFTk courant d’une transformée de Fourrier inverse, N FFTk étant une puissance de 2 comprise entre une valeur minimum et une valeur maximum ; avec le nombre de points N FFTk courant de la transformée de Fourrier inverse ifft , une étape de résolution de l’équation : avec : étant la réponse impulsionnelle ; étant la réponse inverse de la fonction de transfert dans la bande passante BP ; ce calcul délivrant valeurs de coefficients de filtre FIR ; une étape de filtrage numérique d’un signal prédéterminé en utilisant le filtre FIR dont les N FFTk coefficients ont été obtenus dans l’étape précédente ; une étape d’évaluation de la qualité du filtre FIR en fonction d’un critère de performance EVM ; le nombre de points N FFTk est compris entre 16 et 512. L’invention a en outre pour objet un dispositif électronique (2) de calcul de coefficients statiques de compensation d’une chaine de réception analogique, dispositif destiné à être utilisé lors d’une phase de calibration d’un dispositif de réception (3) comprenant la chaine de réception analogique et un module de compensation numérique implémentant un filtre FIR dont les coefficients sont les coefficients statiques de compensation calculés, le dispositif électronique comprenant : des moyens d’estimation, à l’aide d’un signal de calibration prédéterminé, d’une réponse fréquentielle H de la chaîne de réception analogique ; des moyens de sélection, à l’aide de la réponse fréquentielle H, d’une bande passante BP sur laquelle les coefficients statiques de compensation sont calculés ; des moyens de calcul des coefficients statiques de compensation de la chaine de réception analogique, dans le domaine temporel, en fonction de la bande passante BP et de l’inverse de la réponse fréquentielle H BP sur cette bande passante. De plus, l’invention a pour objet un programme d’ordinateur comportant des instructions logicielles qui, lorsqu’elles sont exécutées par un dispositif électronique programmable, mettent en œuvre un procédé de calcul de coefficients statiques de compensation d’une chaine de réception analogique telle que définie ci-dessus. L’invention a enfin pour objet un dispositif de réception (3) comprenant une chaine de réception analogique et un module de compensation numérique de distorsion de la chaine analogique implémentant un filtre FIR, le module numérique de compensation étant configuré à partir de coefficients calculés selon le procédé tel que défini ci-dessus. Brève Description des figures L’invention apparaîtra plus clairement à la lecture de la description qui va suivre, donnée uniquement à titre d’exemple non limitatif, et faite en référence aux dessins dans lesquels : FIG. 1 illustre un système mis en œuvre pour calibrer un récepteur en utilisant un dispositif de calcul des coefficients d’un filtre de compensation ; FIG. 2 illustre un dispositif de calcul de coefficients d’un filtre de compensation ; FIG. 3 explicite les différentes étapes mises en œuvre pour calculer les coefficients du filtre de correction ; FIG. 4 illustre un signa wobulé d’amplitude constante (entre -1 en 1) et de fréquence variable dans le temps ; FIG. 5 illustre une comparaison des spectres du signal wobulé d’entrée avec celui de sortie ; FIG. 6 illustre une réponse en amplitude d’un signal wobulé de sortie de la chaine analogique, réponse obtenue à partir d’une réponse fréquentielle H de la chaine analogique ; FIG. 7 illustre une réponse en phase d’un signal wobulé de sortie de la chaine analogique, réponse obtenue à partir d’une réponse fréquentielle H de la chaine analogique ; FIG. 8 illustre le nombre de points nécessaire (16) à la correction d’une première chaine analogique dans un premier exemple de situation ; FIG. 9 illustre le nombre de points nécessaire (256) à la correction d’une deuxième chaine analogique dans un deuxième exemple de situation ; FIG. 10 illustre la répartition des symboles pour un signal de sortie d’une chaine analogique avant correction par la méthode de l’invention ; et FIG. 11 illustre la répartition des symboles pour un signal de sortie d’une chaine analogique après correction par la méthode de l’invention. Description d’un mode de réalisation Rappels des principes Comme indiqué précédemment, un objet de l’invention est de réaliser une compensation numérique des distorsions d’une chaîne de réception analogique. Cette compensation, selon l’invention est simple à mettre en œuvre dans la mesure où elle n’entraine pas de modification importante de la chaine numérique et qu’elle est réalisée sur pour une bande passante restreinte. Elle nécessite donc peu de calcul et est compatible avec des contraintes de traitement en temps réel. La compensation de ces distorsions permet d’alléger le cout d’implémentation en relâchant les contraintes de linéarité des filtres de la chaine analogique. La solution mise en œuvre consiste globalement à inverser la réponse en amplitude et/ou la réponse en phase (ces réponses étant estimées lors de la calibration) dans la chaine numérique afin de corriger la distorsion de la chaîne globale analogique et ainsi respecter un gabarit imposé (par exemple en termes d’EVM – « error vector magnitude » pour « magnitude du vecteur d’erreur » ) et évite de recourir à des méthodes plus couteuses comme le tri de composants. Selon l’invention, la compensation numérique est réalisée en utilisant un filtre de compensation qui est défini à partir de coefficients statiques de compensation. Plus particulièrement, le filtre de compensation est un filtre de réponse impulsionnelle finie (FIR). Les coefficients statiques de compensation du filtre FIR sont calculés une seule fois pour une chaîne radio courante. Le calcul de ces coefficients est effectué dans une phase de calibration initiale de la chaine analogique. Ce calcul peut à nouveau être réalisé lors d'un recalibrage ultérieur de la chaîne (par exemple à l’occasion d’une maintenance). Ainsi, les coefficients statiques de compensation sont fixés une fois pour toute à l’issue de la calibration. L’avantage est qu’il n’est pas nécessaire de modifier la chaine numérique de manière importante, ce qui est le cas lorsque l’on souhaite réaliser une compensation dynamique, dans laquelle les coefficients sont automatiquement recalculés en fonction du signal reçu. L’autre avantage, tel qu’exposé précédemment, est de limiter non seulement le coût d’implémentation mais également la latence de traitement provoquée par cette compensation dans le récepteur qui implémente la chaine analogique et le filtre FIR. Selon l’invention, ces coefficients statiques de compensation sont calculés en se basant sur une réponse fréquentielle de l'ensemble de la chaîne de réception. L'objectif est de compenser les distorsions globales de la chaîne de réception analogique, et non seulement celles introduites par les filtres analogiques, bien que ces derniers soient principalement responsables de l’ensemble des distorsions. Plus précisément, selon l’invention, les distorsions sont compensées uniquement dans la bande passante définie à -2dB de la fréquence centrale. Ensuite, la réponse inverse à appliquer dans le domaine temporel est calculée. En effet, une correction directement dans le domaine fréquentiel serait plus simple mais plus couteuse à implémenter et donc rédhibitoire. Les inventeurs ont, à la place, effectué une estimation d’un filtre temporel équivalent, lequel est plus facilement implémentable et donc plus économique pour la chaine numérique. La FIG. 1 illustre un système qui peut être mis en œuvre pour calibrer un récepteur 3 en utilisant le dispositif de calcul 2 de coefficients d’un filtre de compensation. Par exemple le dispositif de calcul 2 est mis en œuvre dans une phase de calibration et il accueille la chaine analogique RX du récepteur 3. Des signaux sont émis à destination de cette chaine analogique RX et des signaux transformés sont analysés par un analyseur réseau AR, notamment les signaux en sortie de la chaine analogique RX du récepteur 3 en cours de calibration. Les signaux entrant et sortant de la chaine analogique RX sont fournis à un composant de calcul CC des coefficients statiques du filtre de compensation, lequel effectue le calcul de ces coefficients selon le procédé de l’invention. Lorsque les coefficients de ce filtre sont obtenus, ils sont implantés dans le filtre du récepteur 3. Le récepteur 3 comprend la chaine analogique RX, le filtre numérique qui effectue la compensation, à l’aide des composants qui sont implantés à l’issue de la calibration, de sorte que le signal corrigé puisse être traité par le reste de la chaine numérique en bande de base. La FIG. 2 décrit plus précisément un dispositif électronique de calcul de coefficients statiques de compensation d’une chaine de réception analogique. Ce dispositif peut être mis en œuvre dans une phase de calibration d’un dispositif de réception comprenant la chaine de réception analogique et un module de compensation numérique. Dans l’exemple de la FIG. 2 , le dispositif électronique de calcul de coefficients statiques de compensation 2 comprend une unité de mémoire électronique 10, au moins un processeur de calcul 70 et une interface 80 de communication avec des dispositifs distants, par un protocole de communication choisi, par exemple un protocole filaire et/ou un protocole de communication radio. Les éléments du dispositif 2 sont adaptés à communiquer via un bus de communication 90. Dans l’exemple de la FIG. 2 , un module d’estimation de réponse fréquentielle 20, un module de détermination de bande passante 40 et un module de calcul des coefficients statiques de compensation 60 sont réalisés chacun sous forme d’un logiciel, ou d’une brique logicielle, exécutable par le processeur 70. La mémoire 10 du dispositif électronique de calcul de coefficients statiques de compensation 2 est alors apte à stocker un logiciel d’estimation de réponse fréquentielle 20, un logiciel de détermination de bande passante 40 et un logiciel de calcul des coefficients statiques de compensation 60. Le processeur 70 est alors apte à exécuter chacun de ces logiciels. En variante non représentée, le module d’estimation de réponse fréquentielle 20, le module de détermination de bande passante 40 et le module de calcul des coefficients statiques de compensation 60 sont réalisés chacun sous forme d’un composant logique programmable, tel qu’un FPGA (de l’anglais « Field Programmable Gate Array » ), ou encore d’un circuit intégré, tel qu’un ASIC (de l’anglais « Application Specific Integrated Circuit » ). Lorsque le dispositif électronique de calcul de coefficients statiques de compensation 2 est réalisé sous forme d’un ou plusieurs logiciels, c’est-à-dire sous forme d’un programme d’ordinateur, également appelé produit programme d’ordinateur, il est en outre apte à être enregistré sur un support, non représenté, lisible par ordinateur. Le support lisible par ordinateur est par exemple un medium apte à mémoriser des instructions électroniques et à être couplé à un bus d’un système informatique. A titre d’exemple, le support lisible est un disque optique, un disque magnéto-optique, une mémoire ROM, une mémoire RAM, tout type de mémoire non-volatile (par exemple FLASH ou NVRAM) ou une carte magnétique. Sur le support lisible est alors mémorisé un programme d’ordinateur comprenant des instructions logicielles. La méthode mise en œuvre pour le calcul de ces coefficients statiques de compensation est décrite en relation avec la FIG. 3 et elle comprend les étapes suivantes : estimation A01, à l’aide d’un signal de calibration prédéterminé SCP, d’une réponse fréquentielle H de la chaîne de réception analogique, délivrant une réponse en amplitude et/ou une réponse en phase ; sélection A02, à l’aide de la réponse fréquentielle H, d’une bande passante BP sur laquelle les coefficients statiques de compensation CSC seront calculés ; calcul (itératif) A03 des coefficients statiques de compensation de la chaine de réception analogique, dans le domaine temporel, en fonction de la bande passante BP et de l’inverse de la réponse fréquentielle H BP dans cette bande passante : il s’agit d’un calcul de filtre inverse dans la bande passante, en temporel permettant par exemple une minimisation des EVM, dans un exemple de réalisation. Une fois ces coefficients de compensation statiques, ils sont sauvegardés dans une mémoire et rendus accessibles pour le filtre FIR implémenté dans la chaîne numérique du récepteur dont on effectue le calibrage. Ce filtre FIR va, par la suite, en conditions opérationnelles, filtrer le signal qu’il reçoit à l’aide des coefficients calculés. Le filtre FIR, calculé itérativement dans l’étape de calcul des coefficients statiques de compensation, représente une réponse non symétrique i.e. non réelle. Ainsi, il n’est pas possible de l’appliquer directement en bande de base. Les inventeurs ont donc trouvé judicieux de l’appliquer soit en fréquence intermédiaire avant redescente en bande de base soit artificiellement sur une fréquence faible suffisante pour couvrir la bande du filtre. On note f i la fréquence intermédiaire artificielle telle que f i ≥Bw/2 et Bw représente la bande passante du filtre. Dans certains cas d’implémentation, cependant, il n’est pas possible d’opérer sur la fréquence intermédiaire artificielle f i . Dans ce cas, une alternative est d’utiliser un filtre réel (c’est-à-dire symétrique) moins adapté et moins précis mais permettant néanmoins de gagner en terme de performance. Pour obtenir la réponse temporelle, la réponse fréquentielle supposée connue est utilisée. Cette réponse fréquentielle globale est réduite à sa bande passante puis inversée. On en déduit ensuite sa réponse impulsionnelle via un traitement par transformée de Fourier inverse. Ce traitement nécessite un certain nombre de points, allant par exemple de 16 à 512, afin d’être suffisamment précis. On notera qu’une des particularités de la méthode précédemment décrite réside dans son application radio qui vise à optimiser le critère particulier de performances qu’est l’EVM. D’autres techniques d’égalisation sont plus étudiées mais très orientées formes d’ondes et canal de propagation, et donc ne sont pas adaptées à la problématique résolue par l’invention. Exemple d’implémentation On présente par la suite un exemple d’implémentation de la méthode précédemment décrite. Estimation de la réponse fréquentielle de la chaîne En premier lieu, comme indiqué précédemment, le dispositif 2 procède à une estimation de la réponse fréquentielle de la chaine analogique. Afin d’obtenir cette réponse fréquentielle globale, il est nécessaire de calibrer l’équipement radio 3 pour lequel on calcule les coefficients du filtre FIR. Cette calibration est mise en œuvre par le dispositif électronique 2 en injectant une forme d’onde dite wobulée ou « chirp » c’est à dire un signal dont la fréquence varie au cours du temps. Ce faisant les différentes fréquences d’intérêt dans la bande utilisée par la chaine analogique du récepteur 3 sont excitées. Le dispositif électronique 2 récupère ensuite le signal en sortie de la chaine analogique du récepteur 3 entachées de l’effet des (seules) distorsions. Selon l’invention, le signal wobulé c(t) qui est mis en œuvre est défini comme suit : Avec f 1 la fréquence de départ du signal wobulé et la bande de fréquence parcourue. Un signal de ce type est exemplifié en FIG. 4 . Dans le cas d’espèce, il est intéressant de connaitre la largeur de bande à estimer afin de déterminer la bonne largeur du signal wobulé. Pour une chaine avec un filtrage global de bande B, on définit ainsi et avec fc theo la fréquence centrale théorique de la chaine à caractériser. Par exemple, la largeur de bande à estimer peut être comprise entre 1,2 et 2 MHz, dans un cas réel exposé en relation avec les FIG. 4 et 5. Une comparaison des spectres du signal wobulé d’entrée, noté wobulé In, avec celui de sortie, noté wobulé Out, est exemplifiée en FIG. 5 . Dans cet exemple de la FIG. 5 , on note les atténuations en bord de bande qui représentent les effets de filtrage de la chaîne de réception analogique. L’opération suivante consiste à effectuer une division de ces deux spectres pour obtenir la réponse fréquentielle H de la chaine. Cette réponse fréquentielle comprend à la fois la phase et l’amplitude : Dans lequel : fft est la fonction de transformé de fourrier rapide définie telle que : avec k, n = 0… -1 et le nombre de points FFT utilisés qui est une puissance de 2. En phase de calibration, il n’y a pas de valeur limite sur ce nombre de points qui doit être choisi pour obtenir une représentation la plus fidèle possible de la réponse fréquentielle ; représente le signal discret obtenu par l’échantillonnage au rythme du signal temporel émis en entrée de la chaine de réception analogique ; représente le signal discret obtenu par l’échantillonnage au rythme du signal temporel reçu en sortie de la chaine de réception analogique. Muni de cette réponse fréquentielle H , il est possible d’obtenir la réponse en amplitude et la réponse en phase. Les FIG. 6 et 7 illustrent ces deux types de réponse (amplitude et phase) à titre d’exemple. Calcul des coefficients de filtrage En second lieu, le dispositif électronique 2 effectue le calcul des coefficients statiques de compensation utilisés dans le domaine numérique afin de compenser les distorsions de la chaine radio analogique. Ces coefficients statiques de compensation sont déterminés à partir de la réponse fréquentielle H . Pour ce faire, on considère la fonction de transfert d’un filtre à réponse impulsionnelle finie (FIR) suivante, d’une réponse fréquentielle H : Dans laquelle : représente le délai de k échantillons ; b 0 , b 1 , b 2 , ..., b M sont les coefficients du filtre FIR ; M est l'ordre du filtre FIR. L’ordre du filtre FIR renseigne le nombre de coefficients N nécessaires à son implémentation avec N = M+1 . Les coefficients statiques de compensation sont, selon l’invention, les coefficients d’un filtre FIR, et ce sont ces coefficients de filtre FIR que l’on cherche à déterminer, dans le cadre de cette mise en œuvre. Il est donc nécessaire de calculer les différents coefficients b 0 , b 1 , b 2 , ..., b M d’un tel filtre. Ce calcul, cependant, n’est pas réalisé immédiatement à partir de la réponse fréquentielle H précédemment obtenue, mais à partir d’une portion H BP de celle-ci qu’il convient de déterminer, lors de l’étape de sélection A02, cette portion étant limitée à une bande passante dite de correction, au sein de laquelle on cherche à corriger les distorsions provoquées par la chaine analogique. Détermination de la bande passante de correction On sélectionne la bande passante Β w du filtre définie à -2 dB de la valeur en amplitude correspondant à une fréquence centrale réelle notée fc . En effet, cette fréquence centrale réelle fc peut être (et est souvent) différente de la fréquence centrale théorique du filtre, notée , justement à cause des dispersions des filtres analogiques que l’on souhaite corriger. Pour ce faire, on considère tout d’abord la valeur moyenne de la réponse en amplitude en dB : Ainsi que la réponse globale en amplitude en dB : Avec |.| l’opérateur valeur absolue. On sélectionne ensuite la réponse et les fréquences associées qui satisfont une certaine tolérance par rapport à la valeur moyenne : Avec La valeur de la tolérance est par exemple fixée à 2dB. La fréquence centrale est ensuite calculée comme étant la fréquence moyenne de cette plage fréquentielle définie à 2 dB de la valeur moyenne en amplitude : Dans laquelle : représente la dernière fréquence de la plage de fréquence ; représente la première fréquence de la plage de fréquence ; Ainsi, on dispose, à l’issue de cette étape de calcul, d’une part de la bande passante de correction et de la fréquence centrale de cette bande passante de correction. Calcul des coefficients minimisant l’EVM On note ΗΒΡ la fonction de transfert dans la bande passante de correction. On calcule ensuite la réponse inverse de la fonction de transfert dans la bande passante. On en déduit la réponse impulsionnelle pouvant être appliquée dans le domaine temporel. Comme exposé précédemment, l’objectif est de calculer les coefficients d’un filtre FIR (et non pas IIR) par simplicité et facilité, notamment d’implémentation. Le calcul des coefficients de ce filtre FIR est mis en œuvre de la façon suivante : Avec : étant la réponse impulsionnelle discrète dans le domaine temporel ; étant la réponse inverse de la fonction de transfert dans la bande passante BP ; ifft la fonction de transformée de Fourier inverse définie telle que : avec k, n = 0… -1 et le nombre de points FFT utilisés qui est une puissance de 2. N FFT le nombre de points à utiliser pour calculer la réponse impulsionnelle. Le nombre de points N FFT de la transformée de fourrier inverse influence directement la résolution l’estimation de la réponse, tout comme leur valeur. Le nombre de coefficients du filtre FIR utilisés est égal au nombre de points N FFT de la transformée de fourrier inverse. Les valeurs des coefficients du filtre FIR utilisés sont égales aux valeurs de résolutions de la transformée de fourrier inverse. La compensation étant statique, il est possible d’établir le nombre de points nécessaires en phase de calibrage afin de respecter un certain critère d’EVM. Dans le cas de filtres analogiques de type SAW, ce nombre de points peut par exemple varier de 16 à 512 en fonction du critère de performance d’EVM. En d’autres termes, en fonction du critère de performance, on peut déterminer qu’il sera nécessaire de calculer entre par exemple 16 et 512 points de la transformée de fourrier inverse, soit par exemple entre 16 et 512 coefficients statiques de compensation. Selon l’invention, le nombre de points de la transformée de Fourrier inverse (i.e. le nombre de coefficients statiques de compensation) est une puissance de 2. Par ailleurs, afin de ne pas introduire de retard temporel qui serait dû à l’utilisation d’un filtre comportant trop de coefficients (i.e 2048 et supérieur par exemple), on limite nécessairement le nombre de points de la transformée de Fourier inverse. Ainsi, la détermination des coefficients statiques de compensation à implanter dans le filtre pour une chaine de réception analogique radio courante comprend au moins une itération des étapes de calcul de coefficients suivantes, consistant à : Obtenir un nombre de points N FFTk de la transformée de Fourrier inverse courant (i.e. 16, 32, etc.), N FFTk étant une puissance de 2 comprise entre une valeur minimum et une valeur maximum (par exemple entre 16 et 512), tel que N FFTk = 2 k (k étant alors compris entre 5 et 9) ; Avec le nombre de points N FFTk de la transformée de Fourrier inverse courant, effectuer la résolution de : ce calcul délivre valeurs de coefficients de filtre FIR ; Filtrer numériquement un signal prédéterminé, tel un signal modulé représentatif de l’application finale tel qu’une modulation PSK ou QAM par exemple, en utilisant le filtre FIR dont les N FFTk coefficients ont été obtenus dans l’étape précédente ; Evaluer la qualité du filtre en fonction d’un critère de performance EVM. Les itérations des étapes de calcul de coefficients sont répétées tant que le critère de performance EVM n’est pas atteint (par exemple pour atteindre un EVM inférieur à 5 %). Lorsque le critère de performance est atteint, le calcul s’arrête : on dispose alors d’une part du nombre de coefficients N FFTk ainsi que la valeur de ces coefficients de par la résolution de la transformée de Fourrier inverse. Dans cet exemple de réalisation, on définit le critère de performance comme étant un critère EVM. D’autres critères de performance pourraient bien entendu être employés en fonction des besoins. On définit ce critère de performance EVM, pour une constellation donnée, avec une trame donnée : Avec P avg la puissance moyenne de la constellation considérée ; I k la mesure en phase du kième symbole de la trame ; la valeur attendue en phase du kième symbole de la trame ; Q k la mesure en quadrature of du kième symbole de la trame ; la valeur attendue en quadrature du kième symbole de la trame. Ainsi, le nombre de points nécessaires (i.e. le nombre et la valeur des coefficients) est déterminé lors de la calibration en fonction du ou des filtres analogiques qu’il est nécessaire de corriger (en donc en fonction de la chaine radio à laquelle ce ou ces filtres se rapportent). Par exemple, en relation avec les figures 8 et 9, pour une première chaine radio, pour corriger correctement les distorsions, le nombre de points peut être égal à 16 tandis que pour une deuxième chaine radio, le nombre de points peut être égal à 256. Plus particulièrement, la FIG. 8 illustre que pour une première chaine radio, seuls 16 coefficients sont nécessaires pour descendre sous un seuil de 5% d’EVM. La FIG. 9 illustre que pour une deuxième chaine radio, distincte de la première, pas moins de 256 coefficients sont nécessaires pour approcher le seuil de 5% d’EVM. Le nombre de coefficients calculés est donc variable, et est fonction de la chaine radio et de son unicité, notamment en fonction des composants électroniques qui la composent. Les figures 10 et 11 illustrent le résultat obtenu, en termes d’EVM, en utilisant un filtre FIR comprenant des coefficients calculés grâce à la méthode de calcul explicitée ci-dessus. L’avantage de cette implémentation est que l’on est en mesure d’accepter une certaine variabilité de la chaine radio, variabilité qui est compensée par le filtre statique, de longueur finie. Application des coefficients de filtrage calculés Muni des coefficients de filtrage statiques implantés dans le FIR du module de compensation numérique du récepteur, une correction est appliquée sur le signal reçu. Cette correction est effectuée, en condition opérationnelles, c’est-à-dire lors de l’utilisation du récepteur radio, plus particulièrement, lors de l’utilisation du dispositif de réception comprenant la chaine de réception analogique et le module de compensation numérique de distorsion de la chaine analogique, le module numérique étant configuré à partir de coefficients calculés lors de la calibration. Cependant, dans certains cas, pour pouvoir appliquer cette correction en bande de base, il faut transposer la réponse impulsionnelle d’une fréquence intermédiaire fi afin de pouvoir filtrer dans le domaine réel : est la réponse impulsionnelle discrète servant de correction en bande base ; [n] est la réponse impulsionnelle transposée sur une fréquence intermédiaire; N représente les échantillons discrets dans le domaine temporel Cette fréquence intermédiaire fi est sélectionnée au minimum nécessaire c’est-à-dire à afin de ne pas recourir un trop grand suréchantillonnage. En effet, pour appliquer cette correction il faut donc que la fréquence d’échantillonnage (fréquence intermédiaire fi ) du signal auquel on applique la correction soit supérieure ou égale à la bande passante du filtre : On applique ensuite cette réponse impulsionnelle h nco par convolution au signal à corriger lui-même décalé de cette fréquence fi : avec : * l’opérateur convolution. On redescend ensuite en bande de base : Le signal filtré est ensuite traité par le module suivant de la chaine numérique. Procédé de calcul de coefficients statiques de compensation d’une chaine de réception analogique, procédé mis en œuvre, par un dispositif électronique (2), lors d’une phase de calibration d’un dispositif de réception (3) comprenant la chaine de réception analogique et un module de compensation numérique implémentant un filtre FIR dont les coefficients sont les coefficients statiques de compensation calculés, le procédé comprenant : une étape d’estimation (A01), à l’aide d’un signal de calibration prédéterminé, d’une réponse fréquentielle H de la chaîne de réception analogique ; une étape de sélection (A02), à l’aide de la réponse fréquentielle H, d’une bande passante BP sur laquelle les coefficients statiques de compensation sont calculés ; une étape de calcul (A03) des coefficients statiques de compensation de la chaine de réception analogique, dans le domaine temporel, en fonction de la bande passante BP et de l’inverse de la réponse fréquentielle H BP sur cette bande passante. Procédé de calcul de coefficients statiques de compensation d’une chaine de réception analogique selon la revendication 1, caractérisé en ce que l’étape d’estimation (A01) de la réponse fréquentielle H de la chaîne de réception analogique comprend : une étape de détermination d’un signal wobulé de référence, dans une bande de fréquence d’une largeur prédéterminée ; une étape d’obtention d’un spectre de signal en sortie de la chaîne de réception analogique, en fonction du signal wobulé de référence ; une étape de calcul de la réponse fréquentielle H de la chaîne de réception analogique en fonction du spectre de signal en sortie de la chaîne de réception analogique et du spectre de signal wobulé de référence. Procédé de calcul de coefficients statiques de compensation d’une chaine de réception analogique selon la revendication 1 ou 2, caractérisé en ce que l’étape de sélection (A02) de la bande passante BP sur laquelle les coefficients statiques de compensation sont calculés comprend une étape de sélection, au sein de la réponse fréquentielle H, d’une portion correspondant à la portion de la réponse fréquentielle H dont l’amplitude excède une valeur d’amplitude prédéterminée. Procédé de calcul de coefficients statiques de compensation d’une chaine de réception analogique selon la revendication 3, caractérisé en ce que ladite valeur d’amplitude est prédéterminée en : calculant la valeur moyenne de la réponse en amplitude de la réponse fréquentielle H de la chaine de réception analogique ; soustrayant, de cette valeur moyenne de la réponse en amplitude de la réponse fréquentielle H de la chaine de réception analogique, une valeur de tolérance prédéfinie. Procédé de calcul de coefficients statiques de compensation d’une chaine de réception analogique selon l’une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que l’étape de calcul (A03) des coefficients statiques de compensation de la chaine de réception analogique en fonction de la bande passante BP et de l’inverse de la réponse fréquentielle H BP sur cette bande passante comprend au moins une itération d’un calcul de coefficients d’un filtre de réponse impulsionnelle finie (FIR) courant dans le domaine temporel en fonction de l’inverse H i de la réponse fréquentielle H BP sur la bande passante BP, lesdits coefficients statiques de compensation étant constitués par les coefficients du filtre FIR. Procédé de calcul de coefficients statiques de compensation d’une chaine de réception analogique selon la revendication 5, caractérisé en ce que le calcul des coefficients d’un filtre de réponse impulsionnelle finie (FIR) comprend : une étape d’obtention d’un nombre de points N FFTk courant d’une transformée de Fourrier inverse, N FFTk étant une puissance de 2 comprise entre une valeur minimum et une valeur maximum ; avec le nombre de points N FFTk courant de la transformée de Fourrier inverse ifft , une étape de résolution de l’équation : avec : étant la réponse impulsionnelle ; étant la réponse inverse de la fonction de transfert dans la bande passante BP ; ce calcul délivrant valeurs de coefficients de filtre FIR ; une étape de filtrage numérique d’un signal prédéterminé en utilisant le filtre FIR dont les N FFTk coefficients ont été obtenus dans l’étape précédente ; une étape d’évaluation de la qualité du filtre FIR en fonction d’un critère de performance EVM. Procédé de calcul de coefficients statiques de compensation d’une chaine de réception analogique selon la revendication 6, caractérisé en ce que le nombre de points N FFTk est compris entre 16 et 512. Dispositif électronique (2) de calcul de coefficients statiques de compensation d’une chaine de réception analogique, dispositif destiné à être utilisé lors d’une phase de calibration d’un dispositif de réception (3) comprenant la chaine de réception analogique et un module de compensation numérique implémentant un filtre FIR dont les coefficients sont les coefficients statiques de compensation calculés, le dispositif électronique comprenant : des moyens d’estimation, à l’aide d’un signal de calibration prédéterminé, d’une réponse fréquentielle H de la chaîne de réception analogique ; des moyens de sélection, à l’aide de la réponse fréquentielle H, d’une bande passante BP sur laquelle les coefficients statiques de compensation sont calculés ; des moyens de calcul des coefficients statiques de compensation de la chaine de réception analogique, dans le domaine temporel, en fonction de la bande passante BP et de l’inverse de la réponse fréquentielle H BP sur cette bande passante. Programme d’ordinateur comportant des instructions logicielles qui, lorsqu’elles sont exécutées par un dispositif électronique programmable, mettent en œuvre un procédé de calcul de coefficients statiques de compensation d’une chaine de réception analogique conforme à l’une quelconque des revendications 1 à 7. Dispositif de réception (3) comprenant une chaine de réception analogique et un module de compensation numérique de distorsion de la chaine analogique implémentant un filtre FIR, le module numérique de compensation étant configuré à partir de coefficients calculés selon le procédé de l’une quelconque des revendications 1 à 7.