FR 3147898 A1 20241018 FR 2303719 A 20230413 Traitement optimisé de réduction de canaux d’un signal audio stéréophonique L’invention se rapporte à un procédé de traitement de réduction de canaux d’un signal stéréophonique pour obtenir un signal monophonique, dans lequel, pour appliquer une sommation des canaux du signal stéréophonique lors d’un premier traitement de réduction de canaux (T1), les canaux gauche et droite du signal stéréophonique sont décalés simultanément d’un angle défini par la moitié de la différence de phase déterminée (303, 304) entre les deux canaux du signal stéréo. L’invention se rapporte également à un dispositif de traitement de réduction de canaux mettant en œuvre le procédé. Figure de l’abrégé : Figure 3 Traitement optimisé de réduction de canaux d’un signal audio stéréophonique La présente invention se rapporte au domaine général du traitement de signaux audio. L’invention se rapporte en particulier au traitement de réduction de canaux appelé couramment « downmix », d’un signal audio multicanal. On s’intéresse en particulier au traitement de réduction d’un signal stéréophonique à un signal monophonique. Ce type de traitement trouve des applications de manière générale dans le domaine des technologies audio, et plus précisément dans le domaine du codage audio, que ce soit à l’étape d’encodage ou du décodage. Le downmix consiste à déduire, à partir d’une combinaison des N canaux d’un signal multicanal x, un signal y constitué d’un nombre inférieur M de canaux. En pratique, cela consiste à définir une fonction telle que : , avec Dans cette invention, on s’intéresse au cas particulier M=1 et N=2, on parlera alors de downmix mono. Dans le cas N=2, on parle de contenu ou signal stéréo, où la voie 1 ( ) est référencée comme la voie gauche ou L (pour Left), et la voie 2 ( ) comme la voie droite ou R (pour Right). Dans le cas du signal y obtenu après traitement de réduction, on parle de signal monophonique ou mono, que l’on notera M par la suite. Ces signaux stéréo peuvent être issus d’une captation à partir d’un couple de microphones stéréo. Il existe un certain nombre de couples de microphones permettant de créer ce type de contenus. Parmi les plus populaires, on peut citer le couple XY composé de 2 microphones cardioïdes présentant une différence d’angle d’orientation entre 90° et 135°. Le couple MS pour « Mid-Side » est un autre couple très répandu composé d’un microphone de directivité cardioïde, et d’un second microphone dit en « figure de 8 » orienté à 90°. Par combinaison de ces 2 micros (somme/différence), on peut créer les voies gauche et droite de contenu stéréo. Ces couples sont dits coïncidents, c’est-à-dire que les capsules microphoniques ne présentent pas de retard entre elles, la spatialisation étant perçue par la différence d’intensité sonore entre les voies gauche et droite. Une autre catégorie de couples dits à stéréophonie de phase consiste à utiliser des microphones distants l’un de l’autre, créant ainsi une différence de phase entre les voies pour les sources situés plus proche de l’un des micros. Le plus connu est le couple AB qui exploite 2 microphones onmidirectionnels espacés de quelques centimètres à plusieurs mètres. Un autre couple très répandu est le couple ORTF qui exploite à la fois une différence de phase par un espacement de 17cm des microphones et une différence d’amplitude par des directivités cardioïdes (les microphones présentent un angle autour de 90°). Le couple binaural consiste à placer des microphones omnidirectionnels dans les oreilles d’une tête artificielle : ce type de dispositif permet de créer nativement des contenus que l’on peut écouter au casque. La méthode la plus simple pour créer un signal réduit par downmix est celle dite downmix passif. Elle consiste à effectuer une moyenne des voies gauche et droite du signal stéréo tel que : ou dans le domaine fréquentiel : où est la transformée de Fourier à court-terme de (ou FFT en anglais pour « Fast Fourier Transform »), f étant l’indice de la fréquence et k l’indice de la trame : où k est l’indice de la trame de taille L , et N la taille de la FFT, une fenêtre d’apodisation de taille, de type sinus ou Hann ou autre, adaptée à la taille de la trame. peut être le signal lui-même ou une version augmentée avec des 0 (0-padding) : par exemple, dans le cas où la taille de la trame L est inférieure à la taille de la FFT N , peut être : Cette méthode, très simple, fonctionne très bien dans les situations où les voies droite et gauche sont en phase. Cependant, dans les situations où les microphones ne sont pas coïncidents et présentent des différences de phase, un tel mixage génère un filtrage en peigne, qui se manifeste par une coloration du signal d’origine. Cela est dû au fait qu’en fonction de l’espacement des microphones, de la position de la source par rapport au couple de microphones et de la fréquence, les voies gauche et droite d’une même source peuvent se trouver soit en phase comme représenté en figure 1a, soit en opposition de phase comme représenté en figure 1b. Aussi, lors du downmix, les signaux gauche et droite vont soit s’additionner (interférence constructive), soit s’annuler (interférence destructive), créant ainsi des variations de niveau et des effets de coloration du signal réduit . La coloration vient de l’effet du filtrage en peigne : les effets d’interférences constructives et destructives se manifestent dans des bandes de fréquences différentes, modifiant ainsi l’équilibre et donc le timbre du signal issu du downmix par rapport à l'original. Pour corriger ce défaut de niveau d’intensité suivant les fréquences, le downmix du codec e-AAC+ implémente une correction de niveau qui assure que le niveau d’énergie du signal réduit, dans chaque bande de fréquence, reste comparable à celui d’origine : , avec Cette approche permet de compenser dans une certaine mesure la baisse d’intensité du downmix. Cependant, cette compensation mène à des suramplifications lorsque les signaux sont proches de l’opposition de phase : aussi, en pratique, le facteur de correction est capé (un facteur 2 semble une limite haute). Dans la même approche, La décrit une méthode de réduction de canaux de stéréo à mono intégrée dans le codec candidat IVAS public disponible à l’adresse : https://forge.3gpp.org/rep/ivas-codec-pc/ivas-codec/-/tree/main Le signal à 2 canaux d’entrée x(m) est dé-entrelaçé (bloc 701) pour trouver les deux canaux gauche et droite. Ensuite une analyse fréquentielle avec fenêtrage et transformée de Fourier (blocs 702 et 703) est effectuée pour obtenir les spectres des 2 canaux, et l’intercorrélation sur la base des spectres de phase est estimée (bloc 704) avant de déterminer la différence de temps entre les canaux (notée ici ITD même s’il s’agit formellement d’une ICTD entre 2 canaux) par recherche de pic (bloc 705) ; le bloc 705 fournit également le niveau de corrélation R* correspondant à l’ITD. Les facteurs de réduction d’échelle sont ensuite déterminés comme suit (bloc 706) : si (itd != 0): g = - 0.5 * R* + 0.5 si itd>0 0.5 * R* + 0.5 si itd sinon g = 0.5 Les 2 canaux sont combinés en un signal mono dans le bloc 706 selon ce gain g (avec un lissage de la valeur du gain appliqué échantillon par échantillon à chaque début de trame). Ensuite, les énergies des canaux gauche et droit et du signal mono sont déterminées (bloc 708, 709, 710). Les canaux gauche et droite sont séparément réinjectés (ajoutés) dans les blocs 713 et 713 au signal mono issu du bloc 706 en fonction d’une compensation d’énergie déterminée dans le bloc 711 avec des facteurs d’échelle respectifs définis dans les blocs 712 et 713. Ces méthodes, en sus de la coloration du signal issu du downmix, liée au filtrage en peigne imparfaitement corrigé, souffrent d’un surplus de réverbération liée à la sommation de signaux en déphasage. En effet, la compensation d’un retard identique pour toutes les fréquences n’est pas réaliste, ce retard étant lié aux différentes sources composant le contenu. En pratique, cela amène, outre une coloration supplémentaire, une perte potentielle d’intelligibilité des sources, défaut que la compensation de niveau ne peut corriger. D’autres approches de downmix cherchent à éviter les défauts précités. Le principe de ces méthodes est de remettre en phase les signaux gauche et droite avant leur sommation. Dans le dans le document intitulé "A stereo to mono downmixing scheme for MPEG-4 parametric stereo encoder" par Samsudin, E. Kurniawati, N. Boon Poh, F. Sattar, S. George, dans Proc. ICASSP, 2006, il est proposé une méthode qui consiste à appliquer, dans le domaine fréquentiel, un déphasage φ sur l’une des voies, généralement la droite, afin de la remettre en phase avec la voie gauche, tel que : Le déphasage idéal est donné par ce qu’on appelle l’IPD pour « Inter-channel Phase Difference » en anglais : où est le conjugué de et ∠ indique la phase de l’opérande complexe. Il est calculé dans le domaine fréquentiel : cela permet de remettre en phase les composantes spectrales de différentes sources, une source avec son propre IPD pouvant être prépondérante dans une bande de fréquence f , tandis qu’une autre source avec un IPD différent peut être prépondérante dans une autre bande f ’. Dans le cas du codec MPEG4 décrit dans le document Samsudin cité ci-dessus, l’IPD appliqué est celui estimé par moyennage sur une bande de Bark et non pas l’IPD calculé pour chaque bande de fréquence, ces derniers s’avérant particulièrement bruités et variables d’une trame à l’autre. Dans la demande de brevet publiée WO2017103418, il est proposé une méthode de downmix qui fait un mélange entre la méthode proposée par Samsudin et le dowmix passif. Notamment, il propose un indicateur ISD pour « Inter-Spectral Distance » qui permet de choisir, bande de fréquence par bande de fréquence, quelle est la méthode la plus adaptée à la remise en phase des signaux : Cet indicateur permet de mesurer si les signaux sont plutôt en phase (ISD ou plutôt en opposition de phase (ISD > 1), i.e. avec une IPD dans l’intervalle . Lorsqu’ils sont en opposition de phase, une grande valeur d’ISD est synonyme d’un niveau comparable entre la voie gauche et la voie droite et la remise en phase est importante pour éviter les effets de coloration et de perte de niveau. A contrario, une valeur d’ISD proche de 1 est représentative d’un canal prépondérant par rapport à l’autre ; dans ce cas dernier cas, la remise en phase n’a pas d’importance, le downmix étant à peu près égal au signal prépondérant. Il est, cependant, important d’éviter de modifier la phase du canal droit si celui-ci est prépondérant. Aussi, dans cette demande de brevet, il est proposé un mécanisme de sélection de type de downmix suivant : Le downmix passif proposé dans la demande de brevet suscité, pour les situations de faible ISD introduit parfois une réverbération accrue. D’autre part, la méthode proposée dans cette demande de brevet nécessite d’appliquer un filtrage dans le domaine spectral, la reconstruction du signal réduit étant réalisé à partir de la transformée inverse de Fourier à court terme (TFCT ou FFT en anglais) du signal M(f,k). Ce type de filtrage engendre une convolution circulaire qui crée des artefacts audibles : écho, pré-écho, grésillements. Pour masquer ces artefacts, on peut utiliser une implémentation avec un recouvrement de trames (overlap) associé à un fenêtrage adapté (fenêtre à l’analyse et/ou à la synthèse) garantissant une reconstruction du signal filtré. De manière générale, ce recouvrement n’est pas compatible avec le fonctionnement des codeurs audio qui travaillent avec des trames adjacentes, i.e. sans recouvrement ( N=L ) ; de plus, ce type de reconstruction induit un retard, généralement d’une demi-trame qui est le recouvrement classique, ce qui n’est pas acceptable pour un codeur qui a des contraintes fortes en termes de latence. Une autre implémentation de type addition-recouvrement (OLA pour« Overlap-and-Add » en anglais) est également possible : cette méthode nécessite une étape de remplissage par des 0 (« 0-padding ») sur les signaux et les filtres pour éviter la convolution circulaire. Cependant, les tests montrent qu’avec de tels filtres dont la phase varie très rapidement d’une trame à l’autre, une approche de type OLA ne permet pas de masquer complètement les artefacts à la transition de certaines trames, les artefacts restant alors audibles. L’invention vient améliorer l’état de la technique. A cet effet, l’invention vise un procédé de traitement de réduction de canaux d’un signal stéréophonique pour obtenir un signal monophonique, dans lequel, pour appliquer une sommation des canaux du signal stéréophonique lors d’un premier traitement de réduction de canaux, les canaux gauche et droite du signal stéréophonique sont décalés simultanément d’un angle défini par la moitié de la différence de phase déterminée entre les deux canaux du signal stéréo. Ainsi, en recalant les deux voies du signal stéréo, cela limite voire annule l’ajout de réverbération. D’autre part, le recalage par la moitié de la différence de phase déterminée entre les deux canaux du signal stéréo, limite fortement la coloration des spectres des signaux gauche et droite modifiés par rapport à la méthode Samsudin cité ci-dessus qui modifie le seul canal droit par la différence de phase. L’invention améliore ainsi l’existant en proposant une nouvelle méthode de downmix dans le cas de signaux en phase ou d’intensité sonore déséquilibrées. Cette méthode de downmix peut-être défini par l’équation suivante : où X 1 (k,f) représente le premier canal du signal stéréo, X 2 (k,f) le deuxième canal, IPD représente la différence de phase entre les canaux du signal stéréo, M(k,f) représente le signal mono issu du traitement de réduction de canaux, f étant l’indice de fréquence et k l’indice d’une trame du signal stéréo. Cette équation peut s’exprimer dans le domaine fréquentiel sous la forme de filtre tel que : avec et . Dans un mode de réalisation, le procédé comporte en outre une étape de détermination d’un indicateur de phase pour chaque fréquence f, représentatif d’une mesure de degré d’opposition de phase entre les composantes fréquentielles des canaux du signal stéréo, le premier traitement de réduction de canaux étant mis en œuvre dans le cas où l’indicateur est inférieur à un seuil. Cela présente un avantage dans les situations où l’intensité du canal droit est prépondérante (indicateur de phase, ISD, proche de 1) et participe majoritairement au downmix : il subit une modification spectrale réduite, qui est en pratique quasiment inaudible. Dans le cas où l’indicateur de phase est supérieur à un seuil, un deuxième traitement de réduction de canaux est effectué où seul un des canaux du signal stéréo est décalé d’un angle défini par la différence de phase déterminée entre les deux canaux du signal stéréo, pour appliquer une sommation des canaux du deuxième traitement de réduction de canaux. Ce traitement est alors bien adapté aux canaux du signal stéréo. Dans un mode de réalisation, la comparaison de l’indicateur de phase à un seuil est effectuée par trame du signal stéréo afin de déterminer l’application d’un premier ou d’un deuxième traitement de réduction de canaux pour cette trame. Ainsi, cette décision par trame permet de s’affranchir des déphasages importants entre les fréquences et d’autres d’artefacts audibles qui peuvent apparaitre lorsque la décision varie d’une fréquence à l’autre comme dans les méthodes de l’état de l’art. Dans un autre mode de réalisation, un indicateur de différence de temps entre les canaux stéréo est déterminé par trame du signal stéréo, un troisième traitement de réduction de canaux étant mis en œuvre dans le cas où l’indicateur est supérieur à un seuil. Ainsi, un autre critère est appliqué pour sélectionner, dans ce mode de réalisation une autre méthode de traitement de réduction des canaux, appelé troisième traitement. Dans un mode particulier de réalisation, prenant en compte l’indicateur de différence de temps entre les canaux stéréo, déterminé par trame du signal stéréo, dans le cas où cet indicateur est inférieur à un seuil, une comparaison de l’indicateur de phase à un seuil est effectuée afin de déterminer l’application d’un premier ou d’un deuxième traitement de réduction de canaux pour cette trame. Cette comparaison de l’indicateur de décalage temporel est alors effectuée en amont de la comparaison de l’indicateur de phase à un autre seuil. Ces différentes comparaisons permettent d’adapter au mieux le traitement de réduction des canaux aux caractéristiques du signal stéréo. Dans un mode de réalisation, la différence de phase déterminée entre les deux canaux du signal stéréo, est lissée dans le temps par un facteur d’oubli. En effet, la différence de phase peut varier rapidement dans le temps. Aussi, les filtres utilisés pour les différents traitements de réduction de canaux peuvent varier très rapidement d’une trame à l’autre, ce qui engendre des discontinuités parfois audibles lors de la transition d’une trame à l’autre. Le lissage de la différence de phase permet donc de limiter cet effet. Dans un mode de réalisation, le traitement de réduction de canaux correspond à un filtrage des canaux par des filtres, le procédé comportant une phase préalable d’adaptation des filtres avant application au signal stéréo par au moins une opération de troncature et de fenêtrage. Cette adaptation des filtres permet d’éviter une convolution circulaire et une latence qui peuvent exister dans les méthodes de l’état de l’art. Cette phase préalable d’adaptation comporte, dans un mode de réalisation, les étapes suivantes : - obtention des réponses impulsionnelles des filtres correspondant au traitement de réduction de canaux ; - troncature d’une partie des réponses impulsionnelles ; - pondération de la partie restante par l’application d’une fenêtre de pondération ; - normalisation des réponses impulsionnelles résultantes du fenêtrage pour obtenir les filtres adaptés, à appliquer à une trame de signal stéréo. Avantageusement, l’application du traitement de réduction de canaux par des filtres adaptés s’effectue d’une trame à l’autre par une étape de fondu enchainé en prenant en compte les réponses impulsionnelles des filtres utilisés pour la trame précédant la trame courante. Cette transition par fondu enchainé, permet d’éviter les artefacts audibles lorsque les filtres sont très différents entre deux trames successives, par exemple lorsqu’une nouvelle source apparaît. L’invention vise un dispositif de de traitement de réduction de canaux comportant un circuit de traitement pour la mise en œuvre des étapes du procédé de traitement de réduction de canaux tel que décrit précédemment. L’invention se rapporte à un programme informatique comportant des instructions pour la mise en œuvre du procédé de traitement de réduction de canaux tel que décrit précédemment, lorsqu’il est exécuté par un processeur. Enfin l’invention se rapporte à un support de stockage, lisible par un processeur, mémorisant un programme informatique comportant des instructions pour l’exécution du procédé de traitement de réduction de canaux décrit précédemment. D’autres caractéristiques et avantages de l’invention apparaîtront plus clairement à la lecture de la description suivante de modes de réalisation particuliers, donnés à titre de simples exemples illustratifs et non limitatifs, et des dessins annexés, parmi lesquels : [Fig 1a] illustre des canaux d’un signal stéréophonique, en phase tel que décrit précédemment ; [Fig 1b] illustre des canaux d’un signal stéréophonique, en opposition de phase tel que décrit précédemment ; illustre sous forme de schéma bloc une chaine de traitement de réduction de canaux dans un mode de réalisation de l’invention ; illustre un mode de réalisation d’un calcul de filtre pour le traitement de réduction de canaux, ainsi qu’une sélection de traitement de réduction de canaux ; illustre un mode de réalisation d’une phase d’adaptation d’un filtre de traitement de réduction de canaux ; illustre un mode de réalisation d’une transition de l’application du traitement de réduction de canaux lors d’une transition entre deux trames de signal stéréo ; illustre un autre mode de réalisation d’un calcul de filtre pour le traitement de réduction de canaux, ainsi qu’une sélection de traitement de réduction de canaux ; illustre une méthode de traitement de réduction de canaux existant décrit précédemment ; illustre un exemple de réalisation structurelle d’un dispositif de traitement de réduction de canaux selon un mode de réalisation de l’invention. La montre un exemple d’une chaine de traitement d’un signal audio stéréophonique, le traitement comportant un traitement de réduction de canaux dit « downmix ». A l’entrée de cette chaine de traitement, un signal stéréophonique x composé de deux canaux (x 1 (n) et x 2 (n)) encore appelés voie droite et voie gauche dans un premier temps découpé en 201, en trames de L échantillons (x 1 (k,l) et x 2 (k,l), k étant l’indice de la trame et n l’indice de l’échantillon). Le bloc 202 applique une transformée de type FFT (pour « Fast Fourier Transform » en anglais), pour obtenir des signaux dans le domaine fréquentiel (X 1 (k,f) et X 2 (k,f), f étant l’indice de la fréquence). En 203, une sélection et une détermination du filtre de réduction de canaux à appliquer à une trame de signal sont ensuite effectuées. Cette étape sera décrite en référence à la . Le filtre ainsi déterminé est conditionné (ou adapté) en 204 pour le rendre causal et l’optimiser afin de diminuer la complexité de traitement. Cette phase d’adaptation est décrite en référence à la . Une fois le filtre déterminé et adapté pour la trame courante, il est appliqué en 205 à cette trame courante. Afin d’éviter des artefacts audibles dus à un changement de filtres entre deux trames, un fondu enchainé est effectué en prenant en compte le filtre de la trame précédente . Cette étape sera décrite en référence à la . La décrit un mode de réalisation détaillé du bloc 203 de la . Dans ce bloc de traitement, il est sélectionné et déterminé un premier ou un deuxième traitement de réduction de canaux à appliquer à une trame courante du signal stéréophonique. Une première méthode de traitement de réduction de canaux T1 est ici défini en décalant les canaux gauche et droite du signal stéréophonique simultanément d’un angle défini par la moitié de la différence de phase (IPD) déterminée entre les deux canaux du signal stéréo. On a ainsi un signal de downmix, de la façon suivante : Cette méthode permet d’éviter une dégradation de type surplus de réverbération généré par un downmix classique (moyenne des deux signaux) ou de type filtrage en peigne en cas de décalage temporel entre les deux voies. Ce downmix ainsi défini peut-être vu, dans le domaine fréquentiel comme un filtrage selon l’équation suivante : avec et . Une deuxième méthode de downmix T2 est par exemple défini comme celle proposée dans le document Samsudin précédemment cité. Dans cette deuxième méthode, on a alors et Les canaux du signal stéréo, dans le domaine fréquentiel (X 1 (k,f) et X 2 (k,f)), servent d’une part à calculer un indicateur de phase en 301, représentatif d’une mesure de degré d’opposition de phase entre les canaux du signal stéréo et d’autre part la différence de phase entre les canaux (IPD) en 303. L’indicateur de phase est par exemple défini par l’indicateur ISD pour « Inter-Spectral Distance » tel que défini ci-dessus. Dans le mode de réalisation décrit ici, l’ISD est déterminé par trame de signal stéréophonique afin que la décision de sélection d’un premier traitement de réduction de canaux (premier downmix) ou d’un deuxième puisse se faire trame par trame. Cette décision par trame permet de s’affranchir des déphasages importants entre les fréquences et d’autres d’artefacts audibles qui peuvent apparaitre lorsque la décision varie d’une fréquence à l’autre comme dans la demande de brevet citée précédemment. Pour appliquer une décision par trame, un critère de décision selon l’indicateur de phase ISD est défini selon l’équation suivante en 302 : Ce critère mesure le pourcentage de fréquences dont le critère est favorable au downmix avec remise en phase, c'est-à-dire quand . La décision est prise d’appliquer le premier downmix tel que défini ci-dessus, avec remise en phase, lorsque dépasse un certain seuil , que l’on fixe par exemple à 70%. On a alors en 305 la décision suivante de sélection de downmix entre T1 et T2: En 303, la différence de phase IPD est obtenue entre les deux canaux du signal stéréo par où ∠ indique la phase de l’opérande complexe. Cependant, la décision à la trame peut être parfois insuffisante car l’IPD, telle que calculée selon la formule ci-dessus, varie très rapidement dans le temps. Aussi, les filtres , peuvent varier très rapidement d’une trame à l’autre, ce qui engendre des discontinuités parfois audibles lors de la transition d’une trame à l’autre. Pour limiter cet effet, on pourra utiliser une version lissée de l’IPD dans le temps pour calculer les filtres . Une manière de lisser l’IPD est d’appliquer un filtrage passe-bas de type IIR d’ordre 1, en 304, tel que : Le coefficient d’oubli est choisi de manière ad-hoc. Il peut être intéressant de choisir un coefficient d’oubli important dans les basses fréquences, typiquement en dessous de 5kHz, car cela permet de garder une cohérence de phase dans la partie basse du spectre d’une trame à l’autre, le spectre des signaux de parole étant stationnaire, notamment dans sa partie basse et l’oreille particulière sensible à la phase dans cette partie du spectre. A contrario, il est intéressant de choisir un faible coefficient d’oubli dans les hautes fréquences : dans les fréquences hautes, typiquement au-dessus de 5kHz, la continuité de phase des signaux de parole est moins marquée et l’oreille est moins sensible aux discontinuités de phase dans cette partie du spectre. On pourra choisir un coefficient d’oubli de la forme suivante : Les valeurs , , et sont déterminées de façon expérimentale. Dans le cas de trames adjacentes de longueur L =20ms, on pourra choisir le jeu suivant de paramètres suivant : , La figure 4 détaille à présent le bloc 204 de la figure 2. Les filtres tels que par exemple définis dans les méthodes de downmix T1 et T2 définis ci-dessus sont reconditionnés ou encore adaptés pour éviter la convolution circulaire. Dans une première étape, en 401, on calcule les réponses impulsionnelles des filtres , tel que : où les filtres sont de taille N , dimension de la FFT. Les réponses impulsionnelles ainsi définies sont classiquement non causales. Une technique classique pour les rendre causales consiste à effectuer une rotation de L/2 échantillons pour centrer la réponse en L/2. L’inconvénient est que le filtre ainsi reconstruit présente alors une latence de L/2. Pour éviter cette latence, on choisit de tronquer le filtre, en 402, en ne conservant qu’une portion de la première moitié de la réponse impulsionnelle de la manière suivante : Ce filtre présente l’avantage d’avoir généralement un maximum (en valeur absolue) sur son premier échantillon, ce qui garantit une latence nulle. En termes de réponse en fréquence, il présente une phase à peu près égale au filtre optimal de remise en phase . Le choix de P dépend de différents critères : une valeur de P proche de N⁄2 garantit une remise en phase quasi optimale, tandis qu’une valeur plus réduite permet de limiter la puissance de calcul nécessaire pour le filtrage. Une valeur réduite de P a également pour conséquence de lisser la phase du filtre. Cela présente un avantage avec des filtres définis par le traitement T2 tel que défini ci-dessus où la phase varie très rapidement d’une fréquence à l’autre : ces variations peuvent se traduire par un délai de groupe très élevé et perceptible par l’oreille humaine. Une faible valeur de P permet de supprimer toute ou partie de ces artefacts. Le filtre ainsi tronqué , notamment lorsque P avec une fenêtre , en 403, tel que : où est monotone décroissante et dont les coefficients tendent vers 0 lorsque n tend vers P. Cela permet de réduire l’énergie des échantillons de la fin du filtre et d’éviter des discontinuités lors de la transition entre des filtres de trames consécutives. Cette fenêtre peut être une demi-fenêtre triangulaire, ou encore une demi-fenêtre de Hann : Du fait de sa troncature et du fenêtrage, les filtres possèdent une énergie réduite par rapport à celle du filtre optimal : ce dernier, en tant que filtre déphaseur pur, possède une norme 1/2 par construction. Aussi, on pourra procéder à une normalisation de l’énergie du filtre ainsi tronqué et fenêtré, en 404, tel que : Où est la norme 2 d’un vecteur. La décrit à présent en détails le bloc 205 de la où une implémentation de type OLS (pour « Overlap-and-Save » en anglais) du filtrage est opéré soit dans le domaine temporel ou fréquentiel. Le choix du domaine sera réalisé en fonction de la complexité qui dépend de la taille du filtre relativement à celle de la trame à traiter. On présente ici une implémentation de type OLS dans le domaine temporel, avec des trames adjacentes de taille L . Dans un premier temps, on concatène, en 501, la trame actuelle avec les P-1 échantillons de la trame précédente (principe du Save) : Chaque voie est filtrée par son filtre déphaseur en 503 : Le downmix mono est alors créé par somme des deux voies remises en phase en 505 : Dans la pratique, les filtres peuvent être très différents entre deux trames successives, par exemple lorsqu’une nouvelle source apparaît. Dans ce cas, la transition entre et peut devenir audible. Pour éviter ces artefacts, on peut appliquer une étape de fondu enchainé ou « cross-fade » en anglais. Pour réaliser ce cross-fade, on applique les filtres à la trame actuelle sur un nombre d’échantillons X : Ceci est réalisé par le bloc 502 de la . Le nombre d’échantillons nécessaires au cross-fade devra être déterminé expérimentalement, en fonction de la taille des filtres, de la fréquence d’échantillonnage, … On crée un ensuite le downmix mono en 504, à partir de filtres de la trame précédente : Le signal issu du downmix est créé en 506, à partir d’un cross-fade selon l’équation suivante : Où est une fonction monotone décroissante, avec et avec ε une valeur proche de 0 ou nulle. Typiquement, on pourra choisir une demi-fenêtre de Hann : Il est à noter que, dans une intégration avec d’autres méthodes de downmix comme sur la , les méthodes ne peuvent pas être toujours représentées par une opération de filtrage. C’est le cas de la méthode T3 de la ou toute autre méthode dont le gain dépend du niveau instantané du signal. On a illustré sur la , un dispositif de traitement de réduction de canaux 600, au sens de l’invention. Dans ce cas, une solution est de calculer les downmix de chaque méthode pour la trame courante k et d’opérer une transition d’un downmix à l’autre par cross-fade. Plus précisément, dans le cas d’une transition d’une méthode T1 (ou T2) à la méthode T3, le downmix peut être réalisé entre les downmix mono des 2 méthodes, i.e. en sortie de T1 (ou T2) et le signal de la méthode T3. On peut aussi opérer le dowmix entre la sortie de T1 (ou T2) et le signal d(n). Dans ce dernier cas, la compensation d’énergie de la méthode T3 (adapt_gain) s’appliquerait en permanence à toutes les méthodes. La décision du basculement d’une méthode à l’autre pourra être motivée par d’autres critères que l’ISD, par exemple des paramètres déjà calculés par la méthode T3 (données Param. de la ) comme l’ITD, en choisissant d’appliquer la méthode T3 lorsque l’ITD est très important par exemple, ou toute autre critère ou combinaison de critères. On a illustré sur la , un dispositif de traitement de réduction de canaux 800, au sens de l’invention. Le dispositif 800 comporte un circuit de traitement incluant typiquement : - une mémoire MEM1 pour stocker des données d’instructions d’un programme informatique au sens de l’invention; - une interface INT1 de réception d’un signal audio stéréo x ; - un processeur PROC1 pour recevoir ce signal et le traiter en exécutant les instructions de programme informatique que stocke la mémoire MEM1, en vue d’effectuer un traitement de réduction de canaux ; en particulier, le processeur étant apte à piloter les modules de traitement tels que décrits en référence aux figures 2 à 5; et - une interface de communication COM 1 pour transmettre les signaux réduits, issus du traitement de réduction de canaux, y, à un autre module de traitement, par exemple un module de codage ou de décodage d’un codeur ou d’un décodeur de signal audio. Bien entendu, cette illustre un exemple d’une réalisation structurelle d’un dispositif de traitement de réduction de canaux au sens de l’invention. Les figures 2 à 7 commentées ci-dessus décrivent en détails des réalisations fonctionnelles de ce dispositif. Les applications de ce type de traitement de réduction de canaux se trouvent par exemple dans le codage audio, par exemple lorsque le distant n’a pas les capacités de restituer sur son terminal un son stéréo. Dans ce cas, il n’est pas nécessaire de transporter un signal stéréo et cela permet d’économiser de la bande passante. Ce type de procédé peut intervenir lors de conversations en point à point si l’un des participants fait une prise son stéréo ou binaurale. Ce type de procédé peut également être présent lors de conférence à plusieurs : le pont de conférence spatialise la scène en créant une scène stéréo, mais tous les participants n’ont pas nécessairement des capacités de restitution stéréo. Il convient alors d’effectuer un downmix de la scène en mono pour ces participants. L’invention peut également s’appliquer pour un décodage audio : dans ce cas, c’est le renderer (module de restitution) de l’utilisateur qui va effectuer le downmix du contenu stéréo pour s’adapter aux capacités réduites de l’utilisateur (simple haut-parleur par exemple). Procédé de traitement de réduction de canaux d’un signal stéréophonique pour obtenir un signal monophonique, dans lequel, pour appliquer une sommation des canaux du signal stéréophonique lors d’un premier traitement de réduction de canaux (T1), les canaux gauche et droite du signal stéréophonique sont décalés simultanément d’un angle défini par la moitié de la différence de phase déterminée (303, 304) entre les deux canaux du signal stéréo. Procédé selon la revendication 1 dans lequel, le premier traitement de réduction de canaux est défini par l’équation suivante : où X 1 (k,f) représente le premier canal du signal stéréo, X 2 (k,f) le deuxième canal, IPD représente la différence de phase entre les canaux du signal stéréo, M(k,f) représente le signal mono issu du traitement de réduction de canaux, f étant l’indice de fréquence et k l’indice d’une trame du signal stéréo. Procédé selon l’une des revendications précédentes, dans lequel le procédé comporte en outre une étape de détermination d’un indicateur de phase pour chaque fréquence f , représentatif d’une mesure de degré d’opposition de phase entre les composantes fréquentielles des canaux du signal stéréo, le premier traitement de réduction de canaux étant mis en œuvre dans le cas où l’indicateur est inférieur à un seuil. Procédé selon la revendication 3 dans lequel, dans le cas où l’indicateur de phase est supérieur à un seuil, un deuxième traitement de réduction de canaux est effectué où seul un des canaux du signal stéréo est décalé d’un angle défini par la différence de phase déterminée entre les deux canaux du signal stéréo, pour appliquer une sommation des canaux du deuxième traitement de réduction de canaux. Procédé selon l’une des revendications 3 à 4, dans lequel la comparaison de l’indicateur de phase à un seuil est effectuée par trame du signal stéréo afin de déterminer l’application d’un premier ou d’un deuxième traitement de réduction de canaux pour cette trame. Procédé selon l’une des revendications précédentes dans lequel un indicateur de différence de temps entre les canaux stéréo est déterminé par trame du signal stéréo, un troisième traitement de réduction de canaux étant mis en œuvre dans le cas où l’indicateur est supérieur à un seuil. Procédé selon l’une des revendications 3 à 5, dans lequel un indicateur de différence de temps entre les canaux stéréo est déterminé par trame du signal stéréo et dans lequel dans le cas où cet indicateur est inférieur à un seuil, une comparaison de l’indicateur de phase à un seuil est effectuée afin de déterminer l’application d’un premier ou d’un deuxième traitement de réduction de canaux pour cette trame. Procédé selon l’une des revendications 1 à 7, dans lequel la différence de phase déterminée entre les deux canaux du signal stéréo est lissée dans le temps par un facteur d’oubli. Procédé selon l’une des revendications précédentes, dans lequel le traitement de réduction de canaux correspond à un filtrage des canaux par des filtres, le procédé comportant une phase préalable d’adaptation des filtres avant application au signal stéréo par au moins une opération de troncature et de fenêtrage. Procédé selon la revendication 9, dans lequel la phase préalable d’adaptation des filtres comporte les étapes suivantes : - obtention des réponses impulsionnelles des filtres correspondant au traitement de réduction de canaux ; - troncature d’une partie des réponses impulsionnelles ; - pondération de la partie restante par l’application d’une fenêtre de pondération ; - normalisation des réponses impulsionnelles résultantes du fenêtrage pour obtenir les filtres adaptés, à appliquer à une trame de signal stéréo. Procédé selon la revendication 10, dans lequel l’application du traitement de réduction de canaux par des filtres adaptés s’effectue d’une trame à l’autre par une étape de fondu enchainé en prenant en compte les réponses impulsionnelles des filtres utilisés pour la trame précédant la trame courante. Dispositif de traitement de réduction de canaux comportant un circuit de traitement pour la mise en œuvre des étapes du procédé de traitement de réduction de canaux selon l’une des revendications 1 à 11. Support de stockage, lisible par un processeur, mémorisant un programme informatique comportant des instructions pour l’exécution du procédé de selon l’une des revendications 1 à 11.