FR 3138216 A1 20240126 FR 2207498 A 20220721 L’invention se rapporte à un système radar comprenant : - un synthétiseur de fréquence (2), configuré pour générer un signal local modulé (S f0+ Δ f0 ), ; - au moins un multiplicateur de fréquence (4), configuré pour fournir un signal local en fréquence intermédiaire (S f_inter+ Δ f_inter ) à chaque voie d’émission (8) et à chaque voie de réception (7), le signal local en fréquence intermédiaire (S f_inter+ Δ f_inter ) étant un multiple fractionnaire du signal local modulé (S f0+ Δ f0 ) ; - une pluralité de composants de transposition de fréquence d’émission (5), les composants de transposition de fréquence d’émission (5) étant synchronisés entre eux par l’onde locale modulée (S f0+ Δ f0 ) ; - une pluralité de composants de transposition de fréquence de réception (6), les composants de transposition de fréquence de réception (6) étant synchronisés entre eux par le signal local modulé (S f0+ Δ f0 ), les voies de réception (7) étant configurées pour démoduler le signal de réception en fréquence intermédiaire (S f_inter _Rx + Δ f_inter _Rx ) par le signal local en fréquence intermédiaire (S f_inter+ Δ f_inter ). Figure pour l’abrégé : Fig. 1 Dispositif radar millimétrique à modulation en fréquence composite L’invention se rapporte à un système et à un procédé de traitement radar à entrées et sorties multiples de type MIMO. L’invention est particulièrement adaptée aux radars en bande millimétrique pour des applications d’imagerie. Pour des applications d’aide à l’atterrissage, les radars aéroportés doivent pouvoir produire une imagerie précise et à longue portée dans l’axe de déplacement du porteur, même avec une visibilité réduite. Les radars à antennes actives destinés à réaliser de l’imagerie dans la direction de déplacement du porteur emploient préférentiellement des fréquences élevées, dans la gamme millimétrique (30 GHz - 300 GHz). Pour ces applications, les radars doivent fonctionner avec une grande largeur de bande (ce qui a une influence directe sur la résolution en distance), sur une fréquence porteuse à très élevée et une antenne de grande dimension pour obtenir la résolution angulaire souhaitée. Leur architecture repose généralement sur des émetteurs/récepteurs intégrés dans des puces électroniques, désignées par le terme puce radar ou « chipset radar », pouvant comporter plusieurs voies d’émission et de réception. Les radars peuvent utiliser des circuits intégrés issus des applications radar automobile, ce qui permet d’obtenir une solution à bas coût. Dans les applications automobiles, la taille totale de l’antenne est restreinte, donc la longueur des liaisons entre la voie d’émission/réception et l’élément rayonnant reste faible, avec des pertes acceptables. Pour certaines applications travaillant avec des antennes de faible dimension à fréquence peu élevée, la fréquence intermédiaire sur laquelle fonctionne le générateur de forme d’onde intégré à la puce peut directement être la fréquence de rayonnement des antennes. Toutefois, dans les applications aéroportées la fréquence de rayonnement visée est très élevée (bande W, entre 75 et 110 GHz). Dans ce cas, la fréquence intermédiaire ne peut pas être directement la fréquence de rayonnement des antennes. Dans le cadre d’une application aéroportée, la résolution angulaire requise est fine et par conséquent la taille totale de l’antenne est assez élevée. Il s’ensuit que la distance typique entre les sorties des puces et les antennes est d’un ordre de grandeur d’une dizaine de centimètres, ce qui peut occasionner des pertes et des dispersions très significatives lorsque la fréquence de rayonnement est élevée. En acceptant de subir ces pertes, avec une réduction de la portée du radar, , la puissance d’émission serait limitée, et la sensibilité en réception serait réduite, ce qui n’est pas acceptable dans l’application aéroportée envisagée. Dans ce contexte, il est connu d’utiliser un composant dédié, par exemple un circuit intégré monolithique hyperfréquence (ou MMIC pour « Monolithic Microwave Integrated Circuit »), situé au plus proche des antennes, permettant d’amplifier les signaux émis et reçus afin d’améliorer les performances de sensibilité du radar. Cependant, dans cette architecture, il est indispensable d’avoir un bon alignement entre les voies d’émission et de réception, car il y a une grande longueur entre la puce et l’antenne. Il demeure difficile de faire passer les signaux sur des larges bandes de fréquences, pour des raisons de dispersion technologique entre les composants. En effet, à plus de 80 GHz, il existe de fortes dispersions en phase et en amplitude. Ces dispersions peuvent être maitrisées à fréquence fixe, grâce à un calibrage fin des composants entre eux, mais le calibrage ne peut être effectué sur une pluralité de fréquences, sur une large bande. Ces contraintes de dispersion peuvent devenir problématiques au regard des tolérances technologiques de réalisation des circuits imprimés, ce qui peut conduire à une limitation des performances (notamment en limitant les largeurs de bande exploitées), ou bien à un coût plus élevé de la technologie. Il existe donc une besoin pour réaliser une antenne multivoie de grande dimension, avec une modulation en fréquence large bande sur porteuse élevée, en s’affranchissant au maximum des effets parasitant le signal comme les décalages de phase, de retard, les atténuations, ou encore les dispersions fréquentielles. Un objet de l’invention est donc un système radar à entrées et sorties multiples de type MIMO pour application d’imagerie, configuré pour effectuer l'émission et la réception de signaux respectivement sur une pluralité de voies d'émission et de réception, le système comprenant : - un synthétiseur de fréquence, configuré pour générer un signal local modulé, obtenue par modulation d’un signal local ayant une fréquence prédéfinie sur une largeur de bande de modulation ; - au moins un multiplicateur de fréquence, configuré pour fournir un signal local en fréquence intermédiaire à chaque voie d’émission et à chaque voie de réception, le signal local en fréquence intermédiaire étant un multiple fractionnaire du signal local modulé, la multiplication étant appliquée à la fréquence prédéfinie et à la bande de modulation ; - une pluralité de composants de transposition de fréquence d’émission, les composants de transposition de fréquence d’émission étant synchronisés entre eux par l’onde locale modulée, chaque composant de transposition de fréquence d’émission étant connecté entre une voie d’émission et un élément rayonnant d’émission, et configuré pour mélanger un signal d’émission en fréquence intermédiaire issu d’une voie d’émission associée et le signal local modulé pour obtenir un signal transmis vers l’élément rayonnant d’émission ; - une pluralité de composants de transposition de fréquence de réception, les composants de transposition de fréquence de réception étant synchronisés entre eux par le signal local modulé, chaque composant de transposition de fréquence de réception étant connecté entre une voie de réception et un élément rayonnant de réception, et configuré pour mélanger un signal reçu par un élément rayonnant de réception associé avec le signal local modulé de façon à obtenir un signal de réception en fréquence intermédiaire ; les voies de réception étant configurées pour démoduler le signal de réception en fréquence intermédiaire par le signal local en fréquence intermédiaire. Avantageusement, le multiple fractionnaire est égal à k/m où m=1, et k est compris entre 2 et 6. Avantageusement, k=4, et le signal local en fréquence intermédiaire a une fréquence porteuse comprise entre 76 et 81 GHz. Avantageusement, la modulation du signal local est une modulation de fréquence. Avantageusement, la modulation de fréquence varie selon une loi linéaire de type rampe de fréquence. Avantageusement, les composants de transposition de fréquence d’émission et les composants de transposition de fréquence de réception sont des circuits intégrés monolithiques hyperfréquence. Avantageusement, les voies d'émission et les voies de réception sont réparties dans au moins deux circuits intégrés, chaque circuit intégré comprenant son propre multiplicateur de fréquence, le synthétiseur de fréquence étant situé dans un des circuits intégrés, appelé circuit intégré maître, le au moins un autre circuit intégré étant appelé circuit intégré esclave, le circuit intégré maître et le circuit intégré esclave étant connectés en réseau de façon à ce que le multiplicateur de fréquence de chaque circuit intégré esclave reçoive le signal local modulé. L’invention se rapporte aussi à un aéronef, comprenant le système précité. L’invention se rapporte aussi à un procédé de traitement radar pour application d’imagerie, utilisant un radar comprenant une pluralité de voies d’émission et de voies de réception, le procédé comprenant : - une génération d’un signal local modulé, obtenue par modulation d’une onde locale ayant une fréquence prédéfinie sur une largeur de bande de modulation ; - une fourniture d’un signal local en fréquence intermédiaire à chaque voie d’émission et à chaque voie de réception, le signal local en fréquence intermédiaire étant un multiple fractionnaire du signal local modulé, la multiplication étant appliquée à la fréquence prédéfinie et à la bande de modulation ; - une synchronisation entre eux d’une pluralité de composants de transposition de fréquence d’émission, les composants de transposition de fréquence d’émission étant synchronisés entre eux par le signal local modulé, chaque composant de transposition de fréquence d’émission étant connecté entre une voie d’émission et un élément rayonnant d’émission, et un mélange d’un signal d’émission en fréquence intermédiaire issu d’une voie d’émission associée et du signal local modulé pour obtenir un signal transmis vers l’élément rayonnant d’émission ; - une synchronisation entre eux d’une pluralité de composants de transposition de fréquence de réception, les composants de transposition de fréquence de réception étant synchronisés entre eux par le signal local modulé, chaque composant de transposition de fréquence de réception étant connecté entre une voie de réception et un élément rayonnant de réception, et un mélange d’un signal reçu par un élément rayonnant de réception associé avec le signal local modulé de façon à obtenir un signal de réception en fréquence intermédiaire ; - une démodulation du signal de réception en fréquence intermédiaire par le signal local en fréquence intermédiaire. Description des figures D’autres caractéristiques, détails et avantages de l’invention ressortiront à la lecture de la description faite en référence aux dessins annexés donnés à titre d’exemple. La illustre un système d'imagerie radar selon l’invention. La illustre la courbe d’atténuation du dioxygène en fonction de la fréquence. La illustre les densités spectrales de puissance des signaux d’entrée et des signaux en sortie des composants de transposition de fréquence pour une architecture classique. La illustre les densités spectrales de puissance des signaux d’entrée et des signaux en sortie des composants de transposition de fréquence pour une architecture selon l’invention Un oscillateur 3 génère un signal de référence S ref ayant une fréquence d’oscillation, généralement à quelques dizaines de MHz. L’oscillateur 3 peut être un oscillateur à cristal, aussi appelé oscillateur à quartz, ou tout autre composant électronique qui possède comme propriété utile d'osciller à une fréquence stable. Le synthétiseur de fréquence 2 génère un signal local modulé S f0+ Δ f0 ayant une fréquence prédéfinie f 0 (généralement à quelques GHz ou quelques dizaines de GHz) sur une largeur de bande de modulation Δf 0 , à partir du signal de référence S ref . La fréquence du signal local modulé S f0+ Δ f0 est ensuite multipliée par un facteur k/m (k et m sont des entiers), par un multiplicateur de fréquence 4. Le multiplicateur de fréquence 4 fournit un signal local en fréquence intermédiaire S f_inter+ Δ f_inter qui est un multiple fractionnaire en fréquence du signal local modulé S f0+ Δ f0 : f_inter+Δf_inter = k/m (f 0 +Δf 0 ) Le multiplicateur de fréquence 4 crée une harmonique (entier ou non) de la fréquence du signal d’entrée. Etant donné que le signal d’entrée a une fréquence de prédéfinie f 0 et est modulé sur une largeur de bande Δf 0 , la multiplication en fréquence est appliquée à la fréquence prédéfinie f 0 et à la largeur de bande Δf 0 . L’invention n’est pas limitée à un rapport k/m entier. Un multiple fractionnaire peut être synthétisé à l’aide d’une synthèse de fréquence asservie par une boucle à verrouillage de phase (PLL pour « Phase-Locked Loop »). Le rapport de division de la boucle à verrouillage de phase détermine le rapport de multiplication de la fréquence en sortie du multiplicateur de fréquence 4. Le synthétiseur de fréquence 2 et le multiplicateur de fréquence 4 sont intégrés dans la puce radar 11. L’oscillateur 3 peut être situé en dehors de la puce radar 11 pour des raisons de performances et d’encombrement. En alternative, l’oscillateur 3 pourrait être intégré dans la puce radar 11. Le signal local en fréquence intermédiaire S f_inter+ Δ f_inter est transmis à chaque voie d’émission 8, qui lui applique un code de phase de façon à pouvoir identifier chaque voie d’émission lors du traitement radar. Chaque voie d’émission 8 génère donc un signal d’émission en fréquence intermédiaire S f_inter _Tx + Δ f_inter _Tx . Le système d'imagerie radar comprend une pluralité de composants de transposition de fréquence d’émission 5, qui permettent d’amplifier les signaux émis afin d’améliorer les performances du radar. Ils permettent aussi de transposer le signal d’émission en fréquence intermédiaire S f_inter _Tx + Δ f_inter _Tx dans une bande de fréquence adaptée à l’élément rayonnant d’émission 10. Chaque composant de transposition de fréquence d’émission 5 est connecté entre une voie d’émission 8 et un élément rayonnant d’émission 9. Le composant de transposition de fréquence d’émission 5 comprend également une fonction de mélangeur, pour mélanger le signal d’émission en fréquence intermédiaire S f_inter _Tx + Δ f_inter _Tx et le signal local modulé S f0+ Δ f0 . Chaque composant de transposition de fréquence d’émission 5 est ainsi directement connecté au modulateur 2. La fréquence rayonnée par l’élément rayonnant d’émission 9 est alors obtenue par mélange montant (transposition supradyne) du signal d’émission en fréquence intermédiaire S f_inter _Tx + Δ f_inter _Tx et du signal local modulé S f0+ Δ f0 , et vaut ainsi : f ray _T x +Δf ray_T x = f inter + Δf inter + f 0 + Δf 0 = k/m.(f 0 + Δf 0 ) + (f 0 + Δf 0 ) = (k+m)/m.(f 0 + Δf 0 ) Pour la réception d’un signal reçu S f_ray_ R x+Δf_ray_ R x après réflexion ou rétrodiffusion du signal transmis S f_ ray_Tx + Δ f_ ray_Tx par l’environnement extérieur, une pluralité de composants de transposition de fréquence de réception 6 sont synchronisés entre eux par le signal local modulé S f0+Δf0 . Chaque composant de transposition de fréquence de réception 6 est connecté entre une voie de réception 7 et un élément rayonnant de réception 9. Le composant de transposition de fréquence de réception 6 mélange un signal reçu S f_ray_ R x+Δf_ray_ R x par un élément rayonnant de réception associé 9 avec le signal local modulé S f0+Δf0 de façon à obtenir un signal de réception en fréquence intermédiaire S f_inter_Rx+Δf_inter_Rx (transposition infradyne). Le composant de transposition de fréquence de réception 6 a donc une fonction de mélangeur et d’amplificateur. Les voies de réception 7 sont connectées directement au multiplicateur de fréquence 4 ; elles démodulent le signal de réception en fréquence intermédiaire S f_inter_Rx+Δf_inter_Rx par le signal local en fréquence intermédiaire S f_inter+Δf_inter généré par le multiplicateur de fréquence 4. Avantageusement, les composants de transposition de fréquence d’émission 5 et les composants de transposition de fréquence de réception 6 sont des circuits intégrés monolithiques hyperfréquence (MMIC). Les antennes n’étant pas colocalisées, chaque composant de transposition de fréquence est intégré sur un MMIC qui lui est propre. Le fait d’intégrer les composants de transposition de fréquence sous forme de MMIC facilite leur intégration dans le circuit imprimé du système d’imagerie radar, et réduit son encombrement, en comparaison avec d’autres solutions de connectique telles que des câbles coaxiaux. Les données démodulées issues des voies de réception 7, en bande de base, sont numérisées, et transmises au module d’acquisition 13, relié à la puce radar 11 par l’intermédiaire d’une liaison de données 14 telles qu’un bus numérique 14. Le module d’acquisition 13 peut ensuite effectuer le traitement nécessaire pour imager la scène couverte par le système d’imagerie radar. Le traitement peut consister à effectuer une formation de faisceau par le calcul en si les voies d’émission sont en phase, ou, plus généralement, un traitement MIMO connu de l’homme du métier. L’invention permet ainsi de diminuer la fréquence intermédiaire en émission et en réception. Au lieu de transposer les signaux en fréquence intermédiaire avec une fréquence fixe, comme c’est le cas dans l’art antérieur, les signaux en fréquence intermédiaire sont transposés avec une bande de fréquence, et c’est la multiplication du produit de la bande de fréquence intermédiaire et de la bande du signal local qui produit la bande de rayonnement. Une partie de la bande de modulation est véhiculée par la bande du signal de fréquence intermédiaire, et l’autre partie est véhiculée par la bande du signal local modulé. Le système d'imagerie radar selon l’invention présente l’avantage de pouvoir exploiter des puces radar intégrées dans des technologies à bas coût issues du domaine automobile et travaillant dans la bande de fréquence [76-81 GHz], de façon à concevoir une antenne de grande dimension permettant d’obtenir une longue portée et une résolution angulaire fine, compatible avec des applications aéroportées. Le routage de synchronisation, typiquement de quelques dizaines de centimètres dans un radar d’imagerie MIMO fonctionnant dans la bande W, est effectué à une fréquence autour de la fréquence f 0 du signal local modulé ; le routage entre la puce 11 et les composants de transposition de fréquence d’émission (5, 6), typiquement de l’ordre de grandeur de 10 cm (distance d2 sur la ), est effectué à une fréquence autour de la fréquence intermédiaire f inter . Seul le routage entre les composants de transposition de fréquence d’émission et les éléments rayonnants d’émission et de réception, espacés d’une distance typiquement inférieure au centimètre (distance d1 sur la ), se situe à la fréquence élevée de rayonnement f ray . Le multiple fractionnaire est avantageusement un nombre entier compris entre 2 et 6, de préférence égal à 4 (k compris entre 2 et 6, et m=1). Au-delà d’un rapport égal à 6, la pureté spectrale est fortement dégradée. Selon un mode de réalisation de l’invention, les puces radar 11 peuvent être issues des applications radar automobile, avec une fréquence intermédiaire f inter dans la bande [76-81 GHz]. La fréquence f 0 du signal local modulé peut être un sous-harmonique d’ordre 4 (k/m=4), situé dans la bande [19-20,25] GHz. Le signal rayonné est alors dans la bande de fréquence [95-101,25] GHz. Ce mode de réalisation permet de mettre en œuvre l’invention à partir de briques technologiques démocratisées par les applications automobiles. En outre, il présente l’avantage de positionner la bande image du mélange effectué par les composants de transposition de fréquence de réception (5, 6) aux alentours des 60 GHz, ce qui correspond précisément au niveau de la première raie d’absorption du dioxygène (atténuation de l’ordre de 10 dB/km). La illustre l’atténuation du dioxygène en fonction de la fréquence. Un pic d’atténuation a lieu autour de 60 GHz. L’impact des rayonnements parasites est significativement réduit dans la bande image du fait de la forte atténuation des rayonnements par les molécules de dioxygène. Il n’est donc pas nécessaire de mettre en place une architecture complexe de réjection de la bande image dans les composants de transposition de fréquence. Selon un autre mode de réalisation, basé sur les technologies radar automobile à 24 GHz, la fréquence f 0 peut-être prise dans la bande des 24 GHz, la fréquence f inter dans la bande des 72 GHz (avec un rapport k/m=3), permettant d’obtenir une fréquence rayonnée dans la bande des 96 GHz. Avantageusement, la modulation de l’onde locale est une modulation de fréquence, en particulier une modulation de fréquence qui varie selon une loi linéaire. Cette modulation correspond à une rampe de fréquence. La modulation la plus courante utilisant une rampe de fréquence est la modulation FMCW (pour « Frequency Modulated Continuous Wave »), qui consiste à appliquer une variation linéaire de la fréquence du signal émis autour d'une fréquence de référence. Cette modulation est compatible avec une séparation de rampes de modulation en deux sous-rampes qui sont mélangées localement au plus près des éléments rayonnants. L’invention peut s’appliquer à d‘autres modulations, sous réserve qu’une modulation composite souhaitée puisse être obtenue par le mélange de deux modulations de largeur de bande plus faible. La séparation de rampe de modulation en deux sous-rampes qui sont mélangées localement au plus près des antennes permet de réduire l’impact de la dispersion technologique de longueur électrique entre voies sur les formes d’onde large bande. En effet, l’erreur de phase obtenue pour une erreur de longueur électrique ΔL entre deux voies portant un signal de largeur de bande Δf ray =(k+m)/m*Δf 0 vaut , exprimé en fraction de longueur d’onde. Pour des longueurs de routage L importantes, les erreurs d’appariement de longueur électrique ΔL qui apparaissent lors de réalisation technologique peuvent être significatives, et ainsi produire des erreurs de phase importantes, à même de dégrader les performances du diagramme antennaire formé. La séparation de la modulation sur la fréquence f 0 du signal local modulé d’une part, avec une largeur de bande Δf 0 ( , trait épais continu pour un exemple de trajet) , et sur la fréquence f inter de la fréquence intermédiaire d’autre part, avec la largeur de bande Δf inter =k/m*Δf 0 ( , trait épais en pointillé pour un exemple de trajet), permet de répartir les contraintes d’appariement sur deux chemins distincts de longueurs respective L f0 et L inter qui se recomposent lors du mélange. De cette manière, les écarts d’appariement lors de la réalisation technologique peuvent être considérés indépendants sur les deux chemins, de sorte que l’écart de longueur électrique composite se traduit par une erreur de phase qui vaut la somme pondérée des écarts sur ces deux chemins. Il vient ainsi, Avec et , L’erreur ainsi produite par la combinaison de l’erreur sur les deux chemins (fréquence f 0 et fréquence intermédiaire f inter ) revient à sommer deux variables aléatoires, pondérées par leur fraction de largeur de bande respective supportée. Cette somme produit statistiquement une réduction de l’écart-type de l’erreur composite, par rapport à une erreur de longueur supportée par un chemin seul, étant donné que les erreurs de réalisation technologique entre les deux chemins ne sont pas des variables aléatoires parfaitement corrélées. Le support statistique de l’erreur d’appariement en longueur électrique est typiquement dépendant des caractéristiques du procédé de fabrication. Ainsi, la séparation de la modulation en deux branches distinctes permet de réduire l’impact des erreurs d’appariement entre les différentes voies d’émission et de réception, dans le contexte d’emploi de larges bandes de modulation. L’application de la modulation sur le signal local à la fréquence f 0 présente également un avantage en termes de pureté spectrale. L’opération de mélange par les composants de transposition de fréquence (5, 6) n’étant pas parfaite, il existe en émission une fuite du signal local modulé S f0+ Δ f0 et du signal d’émission en fréquence intermédiaire S f_inter _Tx + Δ f_inter _Tx directement vers le signal de sortie, ainsi qu’une production d’harmoniques et d’intermodulations de ces signaux au travers des non-linéarités des fonctions de mélange et d’amplification. Etant donné que le signal local modulé S f0+ Δ f0 et le signal d’émission en fréquence intermédiaire S f_inter _Tx + Δ f_inter _Tx sont porteurs d’une modulation ( , signaux d’entrée), les signaux en sortie des composants de transposition de fréquence possèdent une densité spectrale de puissance étalée spectralement sur leur bande de modulation ( , signaux de sortie : parasite étalé spectralement). De la même manière, les harmoniques et intermodulations parasites conservent la modulation et ont donc une densité spectrale de puissance également diluée leur bande de fréquence de modulation (e.g. fuite harmonique N de la fréquence f0). Ainsi, le signal émis ne possède pas de raies parasites localisées qui nécessiteraient un filtrage spécifique pour respecter les gabarits d’émission, relatifs à la densité de puissance du signal dans la bande d’intérêt. Les gabarits d’émission correspondent à des normes établies de densité spectrale de puissance à respecter. Cet avantage n’est pas présent dans les architectures de mélange classiques, qui utilisent un signal d’oscillateur local non-modulé ( ), et qui produit ainsi des parasites ponctuels en fréquence, qui peuvent nécessiter un filtrage spécifique pour respecter les gabarits normatifs (sur la , la fuite harmonique dépasse le gabarit d’émission). A puissance identique, le système selon l’invention permet d’obtenir un étalement en fréquence de la densité spectrale de puissance, donc une densité spectrale de puissance moins élevée. Selon un mode de réalisation avantageux, le système d'imagerie radar comprend une pluralité de circuits intégrés synchronisés entre eux et hébergeant les voies d’émission et de réception. La connexion en réseau et synchrone de plusieurs circuits intégrés permet d’augmenter le nombre de voies d’émission et de réception, et donc d’augmenter la résolution spatiale du radar MIMO, ainsi que le bilan de portée. La modulation de l’onde locale est effectuée par un modulateur 2 situé dans un circuit intégré maître 11, et le signal local modulé S f0+ Δ f0 peut être utilisée comme signal de synchronisation pour d’autres circuits intégrés appelés circuits intégrés esclaves 12. Chaque circuit intégré esclave 12 comprend son propre multiplicateur de fréquence 4. Les circuits intégrés esclaves pouvant en effet être espacés entre eux de plusieurs dizaines de centimètres (distance d3 sur la ), il est important que la multiplication en fréquence ait lieu au plus proche des composants de transposition de fréquence de chaque circuit intégré. L’invention a été décrite dans le cadre d’un système radar à entrées et sorties multiples de type MIMO. Elle pourrait être étendue à tout type de système radar, sous réserve qu’une modulation composite souhaitée puisse être obtenue par le mélange de deux modulations de largeur de bande plus faible. Dans ce cas, le système radar, qui comprend au moins une voie d'émission et une voie de réception, comprend : - un synthétiseur de fréquence, configuré pour générer un signal local modulé (S f0+ Δ f0 ), obtenue par modulation d’un signal local ayant une fréquence prédéfinie (f 0 ) sur une largeur de bande de modulation (Δf 0 ) ; - au moins un multiplicateur de fréquence, configuré pour fournir un signal local en fréquence intermédiaire (S f_inter+ Δ f_inter ) à la voie d’émission et à la voie de réception, le signal local en fréquence intermédiaire (S f_inter+ Δ f_inter ) étant un multiple fractionnaire du signal local modulé (S f0+ Δ f0 ), la multiplication étant appliquée à la fréquence prédéfinie (f 0 ) et à la bande de modulation (Δf 0 ) ; – au moins un composant de transposition de fréquence d’émission, le composant de transposition de fréquence d’émission étant connecté entre la voie d’émission et un élément rayonnant d’émission, et configuré pour mélanger un signal d’émission en fréquence intermédiaire (S f_inter _Tx + Δ f_inter _Tx ) issu de la voie d’émission associée et le signal local modulé (S f0+ Δ f0 ) pour obtenir un signal (S f_ ray_Tx + Δ f_ ray_Tx ) transmis vers l’élément rayonnant d’émission ; – au moins un composant de transposition de fréquence de réception, le composants de transposition de fréquence de réception et le composant de transposition de fréquence d’émission étant synchronisés entre eux par l’onde locale modulée (S f0+ Δ f0 ), le composant de transposition de fréquence de réception étant connecté entre la voie de réception et un élément rayonnant de réception, et configuré pour mélanger un signal reçu (S f_ ray_Tx + Δ f_ ray_Tx ) par l’élément rayonnant de réception associé avec le signal local modulé (S f0+ Δ f0 ) de façon à obtenir un signal de réception en fréquence intermédiaire (S f_inter _Rx + Δ f_inter _Rx ) ; la voie de réception étant configurée pour démoduler le signal de réception en fréquence intermédiaire (S f_inter _Rx + Δ f_inter _Rx ) par le signal local en fréquence intermédiaire (S f_inter+ Δ f_inter ). Système radar à entrées et sorties multiples de type MIMO (1) pour application d’imagerie, configuré pour effectuer l'émission et la réception de signaux respectivement sur une pluralité de voies d'émission (8) et de réception (7), le système comprenant : - un synthétiseur de fréquence (2), configuré pour générer un signal local modulé (S f0+ Δ f0 ), obtenue par modulation d’un signal local ayant une fréquence prédéfinie (f 0 ) sur une largeur de bande de modulation (Δf 0 ) ; - au moins un multiplicateur de fréquence (4), configuré pour fournir un signal local en fréquence intermédiaire (S f_inter+ Δ f_inter ) à chaque voie d’émission (8) et à chaque voie de réception (7), le signal local en fréquence intermédiaire (S f_inter+ Δ f_inter ) étant un multiple fractionnaire du signal local modulé (S f0+ Δ f0 ), la multiplication étant appliquée à la fréquence prédéfinie (f 0 ) et à la bande de modulation (Δf 0 ) ; - une pluralité de composants de transposition de fréquence d’émission (5), les composants de transposition de fréquence d’émission (5) étant synchronisés entre eux par l’onde locale modulée (S f0+ Δ f0 ), chaque composant de transposition de fréquence d’émission (5) étant connecté entre une voie d’émission (8) et un élément rayonnant d’émission (10), et configuré pour mélanger un signal d’émission en fréquence intermédiaire (S f_inter _Tx + Δ f_inter _Tx ) issu d’une voie d’émission associée (8) et le signal local modulé (S f0+ Δ f0 ) pour obtenir un signal (S f_ ray_Tx + Δ f_ ray_Tx ) transmis vers l’élément rayonnant d’émission (10) ; - une pluralité de composants de transposition de fréquence de réception (6), les composants de transposition de fréquence de réception (6) étant synchronisés entre eux par le signal local modulé (S f0+ Δ f0 ), chaque composant de transposition de fréquence de réception (6) étant connecté entre une voie de réception (7) et un élément rayonnant de réception (9), et configuré pour mélanger un signal reçu (S f_ ray_Tx + Δ f_ ray_Tx ) par un élément rayonnant de réception associé (9) avec le signal local modulé (S f0+ Δ f0 ) de façon à obtenir un signal de réception en fréquence intermédiaire (S f_inter _Rx + Δ f_inter _Rx ) ; les voies de réception (7) étant configurées pour démoduler le signal de réception en fréquence intermédiaire (S f_inter _Rx + Δ f_inter _Rx ) par le signal local en fréquence intermédiaire (S f_inter+ Δ f_inter ). Système selon la revendication 1, dans lequel le multiple fractionnaire est égal à k/m où m=1, et k est compris entre 2 et 6. Système selon la revendication 2, dans lequel k=4, et dans lequel le signal local en fréquence intermédiaire (S f_inter+ Δ f_inter ) a une fréquence porteuse comprise entre 76 et 81 GHz. Système selon l’une des revendications précédentes, dans lequel la modulation du signal local est une modulation de fréquence. 5. Système selon la revendication 4, dans lequel la modulation de fréquence varie selon une loi linéaire de type rampe de fréquence. Système selon l’une des revendications précédentes, dans lequel les composants de transposition de fréquence d’émission (5) et les composants de transposition de fréquence de réception (6) sont des circuits intégrés monolithiques hyperfréquence (MMIC). Système selon l’une des revendications précédentes, dans lequel les voies d'émission (8) et les voies de réception (7) sont réparties dans au moins deux circuits intégrés (11, 12), chaque circuit intégré (11, 12) comprenant son propre multiplicateur de fréquence (4), le synthétiseur de fréquence (2) étant situé dans un des circuits intégrés, appelé circuit intégré maître (11), le au moins un autre circuit intégré étant appelé circuit intégré esclave (12), le circuit intégré maître (11) et le circuit intégré esclave (12) étant connectés en réseau de façon à ce que le multiplicateur de fréquence (4) de chaque circuit intégré esclave reçoive le signal local modulé (S f0+ Δ f0 ). Aéronef, comprenant un système selon l’une des revendications précédentes. 9. Procédé de traitement radar pour application d’imagerie, utilisant un radar comprenant une pluralité de voies d’émission (8) et de voies de réception (7), le procédé comprenant : - une génération d’un signal local modulé (S f0+ Δ f0 ), obtenue par modulation d’une onde locale ayant une fréquence prédéfinie (f0) sur une largeur de bande de modulation (Δf0) ; - une fourniture d’un signal local en fréquence intermédiaire (S f_inter+ Δ f_inter ) à chaque voie d’émission (8) et à chaque voie de réception (7), le signal local en fréquence intermédiaire (S f_inter+ Δ f_inter ) étant un multiple fractionnaire du signal local modulé (S f0+ Δ f0 ), la multiplication étant appliquée à la fréquence prédéfinie (f 0 ) et à la bande de modulation (Δf 0 ) ; - une synchronisation entre eux d’une pluralité de composants de transposition de fréquence d’émission (5), les composants de transposition de fréquence d’émission (5) étant synchronisés entre eux par le signal local modulé (S f0+ Δ f0 ), chaque composant de transposition de fréquence d’émission (5) étant connecté entre une voie d’émission (8) et un élément rayonnant d’émission (10), et un mélange d’un signal d’émission en fréquence intermédiaire (S f_inter _Tx + Δ f_inter _Tx ) issu d’une voie d’émission associée (8) et du signal local modulé (S f0+ Δ f0 ) pour obtenir un signal (S f_ ray_Tx + Δ f_ ray_Tx ) transmis vers l’élément rayonnant d’émission (10) ; - une synchronisation entre eux d’une pluralité de composants de transposition de fréquence de réception (6), les composants de transposition de fréquence de réception (6) étant synchronisés entre eux par le signal local modulé (S f0+ Δ f0 ), chaque composant de transposition de fréquence de réception (6) étant connecté entre une voie de réception (7) et un élément rayonnant de réception (9), et un mélange d’un signal reçu (S f_ ray_Tx + Δ f_ ray_Tx ) par un élément rayonnant de réception associé (9) avec le signal local modulé (S f0+ Δ f0 ) de façon à obtenir un signal de réception en fréquence intermédiaire (S f_inter _Rx + Δ f_inter _Rx ) ; - une démodulation du signal de réception en fréquence intermédiaire (S f_inter _Rx + Δ f_inter _Rx ) par le signal local en fréquence intermédiaire (S f_inter+ Δ f_inter ).