FR 3138529 A1 20240202 FR 2207829 A 20220729 Acquisition de distances d'un capteur à une scène La présente description concerne une méthode d'acquisition de distances d'un capteur à une scène, comprenant un nombre N de sous-phases de capture C i consécutives, avec N un entier supérieur ou égal à 2 et i un indice entier allant de 1 à N, chaque sous-phase C i comprenant : fournir un faisceau laser ayant une fréquence optique (f) variant linéairement sur une plage de fréquences de largeur B i pendant une durée T i ; fournir, à partir dudit faisceau laser, un faisceau de référence et un faisceau utile ; et illuminer la scène par le faisceau utile et illuminer au moins une ligne de pixels par une superposition du faisceau de référence et d'un faisceau réfléchi. Une valeur absolue d'un rapport B i /T i est différente pour chaque sous-phase de capture C i . Figure pour l'abrégé : Fig. 4 Acquisition de distances d'un capteur à une scène La présente description concerne de façon générale les circuits électroniques, et plus particulièrement les capteurs de distances, par exemple utilisés pour obtenir une carte de profondeur d'une scène, c'est-à-dire, pour chaque pixel du capteur, une distance de ce pixel à un point de la scène correspondant au pixel. Des capteurs pour obtenir une carte de profondeur d'une scène, c'est-à-dire une image tridimensionnelle de la scène, sont connus. Parmi ces capteurs connus, on distingue les capteurs fonctionnant selon la technique LIDAR (de l'anglais "Laser Imaging Detection and Ranging" - détection et télémétrie par imagerie laser) de type FMCW (de l'anglais "Frequency Modulated Continous Wave" – onde continue modulée en fréquence). La illustre de manière schématique un capteur 1 mettant en œuvre le principe de la technique LIDAR de type FMCW. Des exemples plus détaillés de capteurs utilisant la technique LIDAR de type FMCW peuvent être trouvés dans la littérature, par exemple dans la demande de brevet FR 3 106 417. Le capteur 1 comprend une source 100 d'un faisceau laser 102. Le capteur 1 comprend un dispositif optique 104 configuré pour fournir, à partir du faisceau laser 102, un faisceau laser utile 106 et un faisceau laser de référence 108. Le faisceau 106 correspond par exemple à une partie du faisceau 102, le faisceau 108 correspondant par exemple à l'autre partie du faisceau 102. Le faisceau utile 106 est émis en direction d'une scène 110 à imager. Dit autrement, le faisceau 106 est utilisé pour illuminer la scène 110. La réflexion du faisceau 106 par la scène 110 résulte en un faisceau réfléchi 112 qui se propage depuis la scène 110 vers le capteur 1. Le capteur 1 comprend un dispositif optique 114 configuré pour superposer, ou combiner, le faisceau de référence 108 avec le faisceau réfléchi 112. Ainsi, le dispositif 114 reçoit les deux faisceaux 108 et 112. Un faisceau l16 résultant de la combinaison des faisceaux 108 et 112 est fourni par le dispositif 114 à au moins un pixel Pix du capteur 1. Du fait que le faisceau 102 est un faisceau de lumière cohérente, le faisceau 108 est utilisé comme amplificateur du faisceau réfléchi. En , un seul pixel Pix est représenté bien que le capteur 1 puisse en pratique en comporter un grand nombre, par exemple plus de 100000, voir plus de 300000. Le pixel Pix comprend un photodétecteur PD, par exemple une photodiode. Le pixel Pix est configuré pour que son photodétecteur PD fournisse un signal hétérodyne i PD , par exemple un photo-courant, dont l'amplitude dépend de l'intensité du faisceau 116 reçu. Dans les techniques LIDAR du type FMCW, la source 100 est commandée par le capteur 1, par exemple par un circuit de commande 118 du capteur 1, pour moduler la fréquence optique f du faisceau laser 102. Plus particulièrement, la source 100 est commandée, ou configurée, pour que la fréquence f du faisceau 102 soit modulée sur une plage de fréquences de largeur ou d'excursion B pendant une durée T. Dit autrement, la source 100 est configurée, lors d'une phase de capture de la scène 110, pour que la fréquence optique f du faisceau 102 varie linéairement pendant la durée T, depuis une première fréquence jusqu'à une deuxième fréquence séparée de la première fréquence par la valeur B. Dit encore autrement, T est la durée de la modulation continue de la fréquence optique f du faisceau 102, et B est l'excursion ou l'amplitude de cette modulation (aussi appelé chirp). La représente schématiquement le principe de cette modulation en fréquence. Plus particulièrement, une droite 200 montre l'évolution de la fréquence optique f du faisceau 102 pendant la durée T. L'amplitude de la modulation de la fréquence f pendant la durée T est B. Le faisceau de référence 108 étant issu du faisceau 102, sa fréquence optique est modulée comme celle du faisceau 102. La droite 200 représente donc également l'évolution de la fréquence optique du faisceau 108 pendant la durée T. De manière similaire, le faisceau 106 étant lui aussi issu du faisceau 102, sa fréquence optique est modulée comme celle du faisceau 102, d'où il résulte que le faisceau réfléchi 112 a également sa fréquence optique modulée comme celle du faisceau 102. Toutefois, par rapport au faisceau de référence 108, faisceau 112 à parcouru deux fois la distance z du capteur 1 à la scène 110. Ainsi, lorsque la fréquence f du faisceau 108 a une valeur donnée, le faisceau 112 reçu par le capteur 1 est à cette fréquence f donnée avec un retard ∆t déterminé par la distance z comme cela est représenté par une droite 202 de la (en pointillé en ). La superposition, par le composant 114, du faisceau réfléchi 112 avec le faisceau de référence 108 résulte en des interférences dans le faisceau 116 qui produisent des battements à une fréquence F R dépendant du retard ∆t, donc de la distance z. Ces battements à la fréquence F R se retrouvent dans le signal i PD . La illustre les battements à la fréquence F R du signal hétérodyne i PD . Plus particulièrement, la fréquence F R est déterminée par la formule suivante : F R = (2*B*z)/(c*T), avec * l'opérateur multiplié, B l'excursion de la modulation de la fréquence optique f du faisceau 102 pendant la durée T, T la durée de la modulation en fréquence, c la vitesse de la lumière et z la distance du capteur 1 à la scène, et plus particulièrement du pixel Pix concerné à la scène. Ainsi, il suffit de mesurer la fréquence F R du signal hétérodyne i PD d'un pixel Pix du capteur 1 pour connaitre la distance z séparant ce pixel Pix du point de la scène qui est associé à ce pixel Pix. Cette mesure de la fréquence de battement F R peut être faite par transformée de Fourier rapide (FFT de l'anglais "Fast Fourrier Transform"). La méthode de mesure par FFT n'est toutefois pas adaptée à des capteurs comprenant un grand nombre de pixels, par exemple plus 100000 pixels, voire plus de 300000 pixels, dans lesquels la mesure de la fréquence F R doit être mise en œuvre simultanément pour tous les pixels du capteur en mode instantané (ou "snapshot") ou pour tous les pixels d'une ligne de la matrice de pixels en mode ligne par ligne (ou "rolling shutter"), si on vise une cadence d'acquisition d'images de la scène d'au moins 30 images par secondes. La mesure de la fréquence de battement F R peut également être faite en comptant le nombre M de périodes Te du signal hétérodyne sur une durée donnée, par exemple la durée T de la modulation de la fréquence f du faisceau 102. Dans ce cas, on peut considérer que la fréquence F R est égale à M/T en négligeant l'incertitude sur le nombre M compté et en négligeant le chemin optique parcouru dans le capteur 1 par le faisceau de référence 108 par rapport au faisceau 106, 112, et donc que z est égal à (M*c)/(2*B). La résolution en z, notée ∂z, est alors égale c/(2*B). Cette méthode de mesure de la fréquence F R par comptage est simple à mettre en œuvre et permet d'obtenir une mesure de la fréquence F R plus rapidement qu'avec la méthode FFT. Toutefois, il est souhaitable que le rapport signal sur bruit SNR (de l'anglais "Signal to Noise Ratio") soit le plus élevé possible pour éviter les erreurs de comptage. Il existe un besoin de pallier tout ou partie des inconvénients des méthodes connues d'acquisition des distances d'un capteur à une scène, en particulier des méthodes connues reposant sur la technique LIDAR de type FCMW. Un mode de réalisation pallie tout ou partie des inconvénients des méthodes connues d'acquisition des distances d'un capteur à une scène, en particulier des méthodes connues reposant sur la technique LIDAR de type FCMW. Un mode de réalisation prévoit un méthode d'acquisition de distances d'un capteur à une scène, la méthode comprenant, lors d'une phase de capture de la scène, un nombre N de sous-phases de capture C i consécutives, avec N un entier supérieur ou égal à 2 et i un indice entier allant de 1 à N, chacune des sous-phases de capture C i comprenant : - la fourniture d'un faisceau laser ayant une fréquence optique variant linéairement sur une plage de fréquences de largeur B i pendant une durée T i ; - la fourniture à partir dudit faisceau laser d'un faisceau de référence et d'un faisceau utile ; et - l'illumination de la scène par le faisceau utile et l'illumination d'au moins une ligne de pixels du capteur par un faisceau correspondant à une superposition du faisceau de référence et d'un faisceau réfléchi correspondant à la réflexion du faisceau utile par la scène, dans laquelle une valeur absolue d'un rapport B i /T i est différente pour chaque sous-phase de capture C i , dans laquelle, chaque sous-phase de capture C i correspond à une plage Dz i de mesure de distances du capteur à la scène, la plage Dz i allant de zmin i à zmax i avec zmax i supérieur à zmin i , les rapports B i /T i étant déterminés de sorte que pour i allant de 1 à N-1, zmin i+1 soit sensiblement égal à zmax i sans être strictement supérieur à zmax i . Selon un mode de réalisation, les rapports B i /T i sont déterminés de sorte que pour i allant de 1 à N-1 zmin i+1 soit égal à zmax i . Selon un mode de réalisation, pour chaque sous-phase de mesure C i et pour chaque pixel du capteur, l'illumination du pixel par le faisceau correspondant à la superposition du faisceau de référence et du faisceau réfléchi résulte en un signal oscillant à une fréquence de battement F Ri appartenant à une plage ∆F Ri de fréquences allant d'une fréquence F R inf i à une fréquence F R sup i si un point de la scène associé audit pixel est à une distance du pixel comprise dans la plage Dz i . Selon un mode de réalisation, pour i allant de 1 à N, F R sup i est égal à K i fois F R inf i , avec K i un coefficient, et la fréquence F R inf i est identique pour tous i compris entre 1 et N. Selon un mode de réalisation, K i est identique pour tous i compris entre 1 et N. Selon un mode de réalisation, pour chaque sous-phase de capture C i et chaque pixel du capteur, si la fréquence de battement F Ri est comprise dans la plage de fréquences ∆F Ri , une distance z du pixel au point de la scène associé au pixel est calculée à partir de la formule suivante : z =/(2.B i ), avec c la vitesse de la lumière. Selon un mode de réalisation, pour chaque pixel et à chaque sous-phase de capture C i , une mesure de la fréquence F Ri d'un pixel est obtenue en comptant, pendant la durée T i de ladite sous-phase C i , un nombre de périodes du signal oscillant dudit pixel. Selon un mode de réalisation, pour chaque pixel et pour chaque sous-phase de capture C i , le pixel est à une distance du point de la scène associé à ce pixel comprise dans la plage de mesure Dz i si le nombre de périodes compté pendant la durée T i de la sous-phase C i appartient à une plage de valeurs allant d'une valeur basse Mmin i à une valeur haute Mmax i , la valeur basse étant égale à T i *F R inf i et la valeur haute étant égale à T i *F R sup i . Selon un mode de réalisation, pour i allant de 1 à N, chaque plage Dz i a une largeur égale à une résolution visée de mesure de distance. Selon un mode de réalisation, pour i allant de 1 à N, chaque plage Dz i a une largeur égale à une résolution visée de mesure de distance, et, pour chaque pixel et pour chaque sous-phase de capture C i , le pixel est à une distance du point de la scène associé à ce pixel comprise dans la plage de mesure Dz i si le nombre de périodes compté pendant la durée T i de la sous-phase C i est égal à un nombre déterminé par cette résolution visée. Selon un mode de réalisation, chaque plage Dz i a une largeur égale à une résolution visée de mesure de distance, et, pour chaque pixel et pour chaque sous-phase de capture C i , une détermination que la fréquence de battement F Ri est comprise dans la plage de fréquences ∆F Ri est faite en détectant une fréquence donnée de la plage ∆F Ri . Selon un mode de réalisation, pour i allant de 1 à N, T i est égal à T/N avec T une durée d'une phase d'acquisition simultanée par tous les pixels du capteur, ou d'une phase d'acquisition par une seule ligne de pixels d'une matrice de pixel du capteur. Selon un mode de réalisation, pour chaque sous-phase de capture C i , la fréquence optique du faisceau laser varie de fstart i à fend i , pour i allant de 1 à N-1, fend i égale fstart i+1 et un signe du coefficient B i /T i change à chaque passage d'une sous-phase de capture C i courante à une sous-phase de capture C i suivante. Un mode de réalisation prévoit un capteur configuré pour mettre en œuvre la méthode ci-dessus, le capteur comprenant : une matrice de pixels, une source d'un faisceau laser, un dispositif optique configuré pour fournir un faisceau de référence et un faisceau utile destiné à illuminer une scène à capturer, un dispositif optique configuré pour fournir simultanément à au moins une ligne de pixels un faisceau correspondant à une superposition du faisceau de référence et d'un faisceau réfléchi par la scène lorsqu'elle est illuminée par le faisceau utile, et un circuit de commande de la source, configuré pour moduler une fréquence optique du faisceau laser fourni par la source de sorte qu'à chaque sous-phase de capture C i , la fréquence optique du faisceau varie linéairement sur la plage de fréquences de largeur B i pendant la durée T i . Un mode de réalisation prévoit un capteur comprenant : une matrice de pixels ; une source d'un faisceau laser ; un dispositif optique configuré pour fournir un faisceau de référence et un faisceau utile destiné à illuminer une scène à capturer ; un dispositif optique configuré pour fournir simultanément à tous les pixels un faisceau correspondant à une superposition du faisceau de référence et d'un faisceau réfléchi par la scène lorsqu'elle est illuminée par le faisceau utile ; et un circuit de commande de la source, configuré pour moduler une fréquence optique du faisceau laser fourni par la source de sorte qu'à chaque sous-phase de capture C i , la fréquence optique du faisceau varie linéairement sur la plage de fréquences de largeur B i pendant la durée T i ; le capteur étant configuré pour mettre en œuvre la méthode décrite ci-dessus dans laquelle chaque plage Dz i a une largeur égale à une résolution visée de mesure de distance, et, pour chaque pixel et pour chaque sous-phase de capture C i , une détermination que la fréquence de battement F Ri est comprise dans la plage de fréquences ∆F Ri est faite en détectant une fréquence donnée de la plage ∆F Ri , le capteur comprenant un circuit de gestion d'événements, et chaque pixel comprenant un circuit configuré pour détecter la fréquence donnée et un circuit configuré pour fournir au moins un signal d'événement au circuit de gestion d'événement si, lors d'une sous-phase C i , la fréquence donnée est détectée. Un autre mode de réalisation prévoit un capteur comprenant : une matrice de pixels ; une source d'un faisceau laser ; un dispositif optique configuré pour fournir un faisceau de référence et un faisceau utile destiné à illuminer une scène à capturer ; un dispositif optique configuré pour fournir simultanément à tous les pixels un faisceau correspondant à une superposition du faisceau de référence et d'un faisceau réfléchi par la scène lorsqu'elle est illuminée par le faisceau utile ; et un circuit de commande de la source, configuré pour moduler une fréquence optique du faisceau laser fourni par la source de sorte qu'à chaque sous-phase de capture C i , la fréquence optique du faisceau varie linéairement sur la plage de fréquences de largeur B i pendant la durée T i ; le capteur étant configuré pour mettre en œuvre la méthode décrite ci-dessus dans laquelle pour i allant de 1 à N, chaque plage Dz i a une largeur égale à une résolution visée de mesure de distance, et, pour chaque pixel et pour chaque sous-phase de capture C i , le pixel est à une distance du point de la scène associé à ce pixel comprise dans la plage de mesure Dz i si le nombre de périodes compté pendant la durée T i de la sous-phase C i est égal à un nombre déterminé par cette résolution visée, le capteur comprenant un circuit de gestion d'événements, et chaque pixel comprenant un circuit configuré pour fournir au moins un signal d'événement au circuit de gestion d'événement si, lors d'une sous-phase C i , le nombre de périodes compté pendant la durée T i de la sous-phase C i est égal au nombre déterminé par la résolution visée. Ces caractéristiques et avantages, ainsi que d'autres, seront exposés en détail dans la description suivante de modes de réalisation particuliers faite à titre non limitatif en relation avec les figures jointes parmi lesquelles : la , décrite précédemment, illustre de manière schématique un exemple de capteur utilisant la technologie LIDAR de type FCMW ; la représente, décrite précédemment, illustre la modulation de la fréquence optique d'un faisceau laser de référence et d'un faisceau laser réfléchi dans le capteur de la ; la , décrite précédemment, illustre les battements du signal hétérodyne obtenu en superposant les faisceaux de référence et réfléchi dans le capteur de la ; la illustre par des courbes un mode de réalisation d'une méthode d'acquisition des distances d'un capteur à une scène basée sur la technique LIDAR FCMW ; la illustre par des courbes une variante de réalisation d'une méthode d'acquisition des distances d'un capteur à une scène basée sur la technique LIDAR FCMW ; la représente schématiquement un mode de réalisation d'un capteur mettant en œuvre la méthode de la ou de la ; et la représente un autre mode de réalisation d'un capteur mettant en œuvre la méthode de la ou de la . De mêmes éléments ont été désignés par de mêmes références dans les différentes figures. En particulier, les éléments structurels et/ou fonctionnels communs aux différents modes de réalisation peuvent présenter les mêmes références et peuvent disposer de propriétés structurelles, dimensionnelles et matérielles identiques. Par souci de clarté, seuls les étapes et éléments utiles à la compréhension des modes de réalisation décrits ont été représentés et sont détaillés. En particulier, les pixels connus de capteurs connus permettant la mise en œuvre d'une méthode d'acquisition de distances d'un capteur à une scène n'ont pas été détaillés, les modes de réalisation et variantes décrits étant compatibles avec ces pixels et ces capteurs connus. Sauf précision contraire, lorsque l'on fait référence à deux éléments connectés entre eux, cela signifie directement connectés sans éléments intermédiaires autres que des conducteurs, et lorsque l'on fait référence à deux éléments reliés (en anglais "coupled") entre eux, cela signifie que ces deux éléments peuvent être connectés ou être reliés par l'intermédiaire d'un ou plusieurs autres éléments. Dans la description qui suit, lorsque l'on fait référence à des qualificatifs de position absolue, tels que les termes "avant", "arrière", "haut", "bas", "gauche", "droite", etc., ou relative, tels que les termes "dessus", "dessous", "supérieur", "inférieur", etc., ou à des qualificatifs d'orientation, tels que les termes "horizontal", "vertical", etc., il est fait référence sauf précision contraire à l'orientation des figures. Sauf précision contraire, les expressions "environ", "approximativement", "sensiblement", et "de l'ordre de" signifient à 10 % près, de préférence à 5 % près. On a décrit précédemment un capteur 1 dans lequel, pour chaque pixel Pix du capteur 1, la fréquence F R du signal hétérodyne du pixel Pix est mesurée en comptant le nombre M de périodes Te du signal pendant une durée donnée, par exemple la durée T de modulation de la fréquence optique f du faisceau 102. Dans un capteur 1 connu, l'excursion B de la modulation en fréquence et la durée T de cette modulation sont fixes et constantes. Ceci implique que, pour détecter une distance z d'un pixel Pix à un point associé de la scène qui soit comprise entre une valeur minimale zmin et une valeur maximale zmax, la fréquence F R doit pouvoir être mesurée sur toute l'étendue d'une plage ∆F R allant d'une fréquence de battement minimale F R min déterminée par la valeur zmin à une fréquence de battement maximale F R max déterminée par la valeur zmax. ∆F R est donc la bande passante du signal à mesurer. La bande passante ∆F R est égale à (2*(zmax-zmin)*B)/(c*T). Lorsque la plage de distance à mesurer ou détecter augmente, la bande passante ∆F R augmente également. L'augmentation de ∆F R implique d'augmenter la bande passante du ou des circuits d'amplification du signal i PD en conséquence, ce qui augmente le bruit et la consommation de ce ou ces circuits. L'augmentation de la bande passante ∆F R implique en outre une augmentation du bruit photonique de la composante continue (DC de l'anglais "Direct Current") du signal i PD . L'augmentation de la composante continue du signal i PD résulte en une diminution du rapport signal sur bruit. En effet, le rapport entre la composante continue i PDDC du signal i PD et le signal utile i PDAC du signal i PD peut alors dépasser un facteur 20. Or, en négligeant le bruit photonique du signal utile i PDAC , le rapport signal sur bruit SNR est égal à : avec q la charge d'un électron. Comme cela a déjà été indiqué précédemment, la méthode de détermination de la fréquence F R par comptage est sensible au rapport signal sur bruit, et une diminution de ce rapport peut conduire à des mauvais comptages en raison du bruit, donc à des valeurs erronées de M. Afin de diminuer la bande passante ∆F R de sorte à augmenter le rapport signal sur bruit, tout en conservant la même dynamique ∆z = zmax – zmin de mesure de z, il est ici prévu, lors d'une phase de capture d'une scène, par exemple par le capteur 1, de diviser la durée T d'acquisition en N intervalles de temps T i consécutifs, avec i un indice entier allant de 1 à N et N un entier supérieur à 2. Chaque intervalle ou sous-phase de capture C i correspond à la fourniture d'un faisceau 102 ayant sa fréquence optique f modulée en continu et de manière linéaire sur une plage de fréquences de largeur B i pendant la durée T i de cette sous-phase. Dit autrement, les N sous-phases C i sont consécutives et, pendant chaque sous-phase C i , la source 100 est commandée de sorte que la fréquence optique f du faisceau 102 soit modulée de manière continue et linéaire avec une excursion en fréquence B i pendant la durée T i . En outre, il est prévu que chaque sous-phase C i corresponde à un rapport B i /T i ayant une valeur absolue différente de celle des rapports B i /T i des N-1 autres sous-phases C i . De cette façon, on peut prévoir que chaque sous-phase C i corresponde à une bande passante ∆F R i réduite par rapport à la bande passante ∆F R et, en outre, que chaque sous-phase C i permette de détecter, ou mesurer, des distances z comprises dans une plage correspondante Dz i allant d'une valeur minimale zmin i à une valeur maximale zmax i . La bande passante ∆F R i de chacune des sous-phases C i s'étend d'une fréquence minimale F R inf i à une fréquence maximale F R sup i . Par exemple, pour chaque sous-phase C i , F R sup i est égal à K i fois F R inf i . De préférence, K i a la même valeur pour toutes les sous-phases C i . Toutefois, dans d'autres exemples, les valeurs K i d'au moins deux sous-phases C i peuvent être différentes. A titre d'exemple, la fréquence F R sup i a la même valeur pour toutes les sous-phases C i ou la fréquence F R inf i a la même valeur pour toute les sous-phases C i . De préférence, la fréquence F R sup i a la même valeur pour toutes les sous-phases C i et la fréquence F R inf i a la même valeur pour toute les sous-phases C i , ou, dit autrement, toutes sous-phases Ci ont la même bande passante bande passante ∆F R i , donc le même coefficient K i . La plage Dz i de chaque sous-phase C i est différente de celles des autres sous-phases C i , de sorte que, en mettant bout à bout les N plages Dz i , le capteur 1 est en mesure de détecter les distances z comprises entre zmin et zmax. Selon un mode de réalisation, les rapports B i /T i sont déterminés de sorte que les plages Dz i puissent être mises bout à bout pour obtenir une dynamique en z allant de zmin à zmax. Dit autrement, les rapports B i /T i sont déterminés au moins en partie par la dynamique de mesure visée zmax-zmin. Par exemple, selon un mode de réalisation où les sous-phases C i sont mises en œuvre par ordre d'indice i croissant, les rapports B i /T i sont déterminés de sorte que, pour i allant de 1 à N-1, la valeur zmin i+1 soit égale à la valeur zmax i . Dans une variante, les plages Dz i peuvent partiellement se recouvrir, et, dans ce cas, pour i allant de 1 à N-1, zmin i+1 est sensiblement égale mais non strictement supérieure à la valeur zmax i . Toutefois, le mode de réalisation où zmin i+1 est égale à zmax i présente l'avantage de ne pas détecter ou mesurer une même valeur de distance z dans deux sous-phases C i différentes. Pour une sous-phase C i donnée et pour un pixel donné, on observe alors une fréquence de battement F R i comprise entre F R inf i et F R sup i si le point associé au pixel est à une distance z du pixel comprise entre zmin i et zmax i . En outre, la distance z peut alors être calculée à partir de la formule suivante : z = (c.T i .F R i )/(2.B i ), où F Ri est la fréquence de battement mesurée du signal hétérodyne du pixel et est égale à M/T i avec M le nombre compté de périodes du signal hétérodyne pendant la durée T i . Dans le capteur 1, lorsqu'une phase de capture d'une scène comprend N sous-phases C i telles que décrites dans la présente demande, le capteur 1 est, selon un mode de réalisation, configuré pour que le faisceau 116 illumine simultanément tous les pixels Pix du capteur. Toutefois, dans des variantes de réalisation, lorsque le capteur 1 fonctionne en mode ligne par ligne, le capteur peut être configuré pour que le faisceau 116 n'éclaire que les pixels Pix de la ligne pour laquelle l'acquisition est en cours. Un exemple d'une méthode de calcul des rapports B i /T i va maintenant être décrit. Dans cet exemple, on considère que les durées T i sont toutes identiques et sont par exemple égales à T/N. Les excursions en fréquences B i sont donc différentes pour chaque sous-phases C i . La durée T correspond, par exemple, à la durée T de modulation continue du faisceau laser 102 sur une excursion en fréquence B qui serait nécessaire pour mesurer des distances z comprises entre zmin et zmax. Dans cet exemple, on considère en outre que, pour i allant de 1 à N-1, zmax i = zmin i+1 , de sorte à obtenir une plage de distances mesurables continue lorsque les plages Dz i sont mises bout à bout. Dit autrement, (c.T i .F R sup i )/(2.B i ) = (c.T i +1 .F R inf i +1 )/(2.B i +1 ). Comme T i est égal à T i+1 , il en résulte que F R sup i /F R inf i +1 = B i /B i +1 . A titre d'exemple, en faisant le choix que F R inf i soit identique pour chaque sous-phases C i , et sachant que F R sup i est égal à K i fois F R inf i , on obtient alors B i /B i +1 = zmax i /zmin i = K i . Il est alors possible de calculer B 1 , puis B 2 égal à B 1 divisé par K 1 , puis B 3 égal à B 2 divisé par K 2 et ainsi de suite jusqu'à obtenir B N et zmax N , de sorte que la dynamique totale de mesure de z égale à zmax/zmin soit égale à zmax N /zmin 1 . La valeur N est alors, par exemple, au moins en partie déterminée par le choix des coefficients K i . A titre d'exemple plus particulier, en plus du choix d'une fréquence F R inf i identique pour chaque sous-phases C i , K i est choisi identique et égal à K pour toutes les sous-phases C i . Dans ce cas, les sous-phases C i ont toutes la même fréquence F R inf i , la même fréquence F R sup i et la même bande passante ∆F Ri . Il en résulte que zmax/zmin = zmax N /zmin 1 = K N . N est alors, par exemple, calculé en appliquant la fonction logarithme en base K à la dynamique zmax/zmin, N étant par exemple égal à l'arrondi entier supérieur à la valeur obtenue en appliquant le logarithme en base K à zmax/zmin. Il est ainsi possible, dans cet exemple plus particulier et en utilisant les équations données ci-dessus, de déterminer les N coefficients B i . Par exemple, en connaissant zmin et zmax et en fixant la valeur de K, on obtient le nombre N de sous-phases, puis, en connaissant le temps de mesure T, la durée T i de chaque sous phase C i . En fixant ensuite la fréquence F R inf i , il est possible de calculer B 1 sachant que B 1 = (F R inf i .c.T i )/(2.zmin). De manière alternative, plutôt que de fixer la fréquence F R inf i , on fixe un nombre minimal Mmin de périodes du signal hétérodyne à détecter dans chaque sous-phase C i pour que le point associé au pixel appartienne à la plage de mesure Dz i de cette sous-phase C i , et il est alors possible de calculer B 1 sachant que B 1 = (Mmin.c)/(2.zmin). Les autres coefficients B i sont ensuite, par exemple, calculés à l'aide de l'équation suivante : B i = B 1 /K (i-1) . La illustre un exemple de mise en œuvre dans le cas où N est égal à 4, T i est identique pour toutes les sous-phases C i , K i est identique et égal à K pour toute les sous-phases C i , et ∆F R i est identique pour toutes les sous-phases C i . En , l'axe des abscisses représente le temps t, et l'axe des ordonnés la fréquence optique f du faisceau laser 102. Dit autrement, la illustre une méthode de modulation de la fréquence optique de la source 100 du capteur 1 pour une acquisition des distances du capteur 1 à la scène 110 à imager. Pendant la sous-phase C 1 de durée T 1 égale à T/4, la fréquence f est modulée de manière continue et linaire de sorte que l'excursion de la modulation soit égale à B 1 . Pendant la sous-phase suivante C 2 de durée T 2 égale à T/4, la fréquence f est modulée de manière continue et linéaire de sorte que l'excursion de la modulation soit égale à B 2 , avec B 2 = B 1 /K. Pendant la sous-phase suivante C 3 de durée T 3 égale à T/4, la fréquence f est modulée de manière continue et linéaire de sorte que l'excursion de la modulation soit égale à B 3 , avec B 3 = B 1 /K 2 . Pendant la sous-phase suivante C 4 de durée T 4 égale à T/4, la fréquence f est modulée de manière continue et linéaire de sorte que l'excursion de la modulation soit égale à B 4 , avec B 4 = B 1 /K 3 . Dans l'exemple de la , à chaque sous-phase (ou chirp) C i , la fréquence optique f du faisceau laser 102 est modulée à partir d'une même valeur fstart. Cela implique que, à la fin de chaque sous-phase C i et avant le début de la sous-phase C i+1 suivante, la fréquence f doit être ramenée instantanément à la fréquence fstart, ce qui sollicite fortement la réponse de la source 100 et de son circuit de commande 118. Il est possible de mettre en œuvre les sous-phases C i en évitant les retours rapides de la fréquence f à la fréquence fstart. Pour cela, il suffit que la fréquence optique fend i du faisceau 102 à la fin de chaque sous-phase C i soit égale à la fréquence fstart i+1 du faisceau 102 au début de la sous-phase C i+1 suivante. Toutefois, cela peut conduire à ce que la fréquence optique f du faisceau laser 102 parcourt une très large gamme de fréquences ce qui n'est pas souhaitable, voir que la source 100 ne soit pas en mesure de moduler la fréquence f sur toute la gamme souhaitée. Cependant, dans chaque sous-phase C i , la fréquence F Ri mesurée pour une distance z comprise dans la plage Dz i dépend en fait de la valeur absolue du rapport B i /T i . De manière avantageuse, il est alors possible, en plus de prévoir que la fréquence fend i à la fin de chaque sous-phase C i soit égale à la fréquence fstart i+1 au début de la sous-phase C i+1 suivante, de prévoir que le signe, ou la polarité, du coefficient B i change à chaque début de sous-phase C i ou, dit autrement, à chaque changement de sous-phase C i . Dit autrement, en considérant que Bi est une excursion en fréquence, donc toujours positive, cela revient à prévoir que cette excursion de fréquence soit parcourue dans un sens ou dans l'autre, en alternant le sens de parcours à chaque sous-phases C i . La illustre l'évolution de la fréquence optique f du faisceau 102 dans un exemple de mise en œuvre où N est égal à 4, T i est identique pour toutes les sous-phases C i , K i est identique et égal à K pour toute les sous-phases C i et ∆F Ri est identique pour toutes les sous-phases C i . En , la fréquence fend i à la fin de chaque sous-phase C i est égale à la fréquence fstart i+1 au début de la sous-phase C i+1 suivante, et le signe du coefficient B i , ou, dit autrement, le sens de parcours de l'excursion en fréquence B i , change à chaque nouvelle sous-phase C i . Pendant la sous-phase C 1 de durée T 1 , la fréquence f est modulée de manière continue et linéaire de sorte que l'excursion de la modulation soit égale (en valeur absolue) à B 1 , et, plus particulièrement que f varie linéairement de fstart = fstart 1 à fend 1 . B 1 est, dans cet exemple, positif, ou, dit autrement, l'excursion en fréquence B 1 est parcourue dans le sens des fréquences croissantes. Pendant la sous-phase suivante C 2 de durée T 2 , la fréquence f est modulée de manière continue et linéaire de sorte que l'excursion de la modulation soit égale (en valeur absolue) à B 2 , et, plus particulièrement que f varie linéairement de fstart 2 = fend 1 à fend 2 . B 2 est, dans cet exemple, négatif, ou, dit autrement, l'excursion en fréquence B 2 est parcourue dans le sens des fréquences décroissantes. Pendant la sous-phase suivante C 3 de durée T 3 , la fréquence f est modulée de manière continue et linéaire de sorte que l'excursion de la modulation soit égale (en valeur absolue) à B 3 , et, plus particulièrement que la fréquence f varie linéairement de fstart 3 = fend 2 à fend 3 . B 3 est, dans cet exemple, positif ou, dit autrement, l'excursion en fréquence B 3 est parcourue dans le sens des fréquences croissantes. Pendant la sous-phase suivante C 4 de durée T 4 , la fréquence f2 est modulée de manière continue et linaire de sorte que l'excursion de la modulation soit égale (en valeur absolue) à B 4 , et, plus particulièrement que la fréquence f varie linéairement de fstart 4 = fend 3 à fend 4 . B 4 est, dans cet exemple, négatif ou, dit autrement, l'excursion en fréquence B 4 est parcourue dans le sens des fréquences décroissantes. Plus généralement, selon un mode de réalisation, pour i impair, fstart i = fstart i-1 - B i -1 , et, pour i pair, fstart i = fstart i-1 + B i -1 . A titre d'exemple alternatif non illustré, le coefficient B 1 peut être négatif, ou, dit autrement, l'excursion en fréquence B 1 peut être parcourue dans le sens des fréquences décroissantes. Un exemple numérique particulier va maintenant être décrit. Dans cet exemple, on considère un cas où : - la durée T est égale à 200 µs, - la distance minimale zmin (égale à zmin 1 ) à détecter est égale à 0,3 m, - la distance maximale zmax (égale à zmax N ) à détecter est égale à 10 m, - les durées T i sont toutes identiques, - les coefficients K i sont tous identiques et égaux à K = 2, et - les fréquences F R inf i des sous-phases Ci sont toutes égales à 75 KHz. Il en résulte que : - la dynamique zmax N /zmin 1 est égale à 33,33, - N est égale à 5, - chaque durée T i est égale à 200 µs divisée par N, soit 40 µs, - les fréquences F R sup i sont toutes égales à 150 KHz, - les bandes passantes ∆F Ri sont toutes égales à 75 KHz, - B 1 est égal 1,5*10 9 Hz (B 1 = (F R inf 1 *c*T 1 )/(2*zmin 1 )), - la sous-phase C 1 permet de détecter les distances z comprises entre zmin 1 = 0,30 m et zmax 1 = 0,60 m, - B 2 est égale à 750*10 6 Hz (B 2 = B 1 /K), - la sous-phase C 2 permet de détecter les distances z comprises entre zmin 2 = 0,60 m et zmax 2 = 1,20 m, - B 3 est égale à 375*10 6 Hz (B 3 = B 1 /K 2 ), - la sous-phase C 3 permet de détecter les distances z comprises entre zmin 3 = 1,20 m et zmax 3 = 2,40 m, - B 4 est égale à 187,5*10 6 Hz (B 4 = B 1 /K 3 ), - la sous-phase C 4 permet de détecter les distances z comprises entre zmin 4 = 2,40 m et zmax 4 = 4,80 m, et - B 5 est égale à 93,750*10 6 Hz (B 4 = B 1 /K 4 ), - la sous-phase C 5 permet de détecter les distances z comprises entre zmin 5 = 4,80 m et zmax 5 = 9,60 m. Dans l'exemple ci-dessus, la mise bout à bout des plages de mesures Dz 1 à Dz 5 ne couvre pas exactement toute la plage de mesure visée allant de zmin à zmax car la valeur N a été choisie égale à la valeur entière immédiatement inférieure au logarithme en base K de zmax/zmin. Toutefois, dans un autre exemple où la valeur N est choisie égale à la valeur entière immédiatement supérieure au logarithme en base K de zmax/zmin, la mise bout à bout des plages Dz 1 à Dz 5 couvre toute la plage de mesure visée allant de zmin à zmax, et même plus. Si l'on avait voulu obtenir la même plage de mesure en z allant de zmin à zmax avec une seule phase de modulation continue de la fréquence optique f du laser 102 pendant la durée T et avec une fréquence de battement minimale F R min égale à 75 KHz, cela aurait impliqué de choisir un coefficient B égal à 7,5*10 9 Hz (N fois plus grand que le coefficient B 1 ). Une telle valeur du coefficient B aurait conduit à prévoir une fréquence de battement maximale F R max égale à 2,5 MHz, ce qui aurait résulté en une bande passante ∆F R = 2,43 MHz, donc en un rapport signal sur bruit environ 5,69 fois plus petit que dans le cas de l'exemple précédant. Pour chaque sous-phase C i et chaque pixel du capteur, le point associé au pixel est à une distance z comprise dans la gamme Dz i de la sous-phase C i si la fréquence F Ri mesurée est comprise entre F R inf i et F R sup i , donc si le nombre M de périodes Te du signal hétérodyne du pixel compté pendant la durée T i est dans une plage de valeurs allant de Mmin i à Mmax i , avec Mmin i = T i *F R inf i et Mmax i = T i * F R sup i . Lorsque les fréquences F R inf i sont identiques pour toutes les sous-phases C i , que les F R sup i sont identiques pour toutes les sous-phases C i et que les durées T i sont identiques pour toutes les sous-phases C i , les nombres Mmin i et Mmax i sont identiques pour toutes les sous-phases C i et respectivement égaux à Mmin et Mmax En reprenant l'exemple numérique particulier ci-dessus, on obtient Mmin = 3 et Mmax = 6. Dans l'exemple ci-dessus, il a été choisi de fixer la valeur F R inf i plutôt que le nombre minimal Mmin de période à détecter dans chaque sous phases C i , bien qu'il aurait été également possible de fixer la valeur Mmin égale à 3 plutôt que la valeur F R inf i . En reprenant l'exemple ci-dessus et en fixant Mmin égale à 3, cela implique que F R inf i = Mmin/T i = 3/(40*10 -6 ) = 75 KHz et on retombe donc sur les mêmes résultats. Dans chaque sous phase C i , le nombre M de périodes du signal hétérodyne peut être obtenu à l'aide d'un compteur qui accumule, ou compte, le nombre de périodes du signal hétérodyne pendant la durée T i de la sous-phase C i . Dans ce cas, le nombre M est un nombre entier, et l'incertitude ou erreur sur le nombre M est égale à plus ou moins 1. Il en résulte que la résolution de mesure de distance dans chaque sous plage Ci est égale ∂z i = c/(2*B i ). Sachant que, dans chaque sous-phase Ci, zmax i = K i *zmin i , avec K i égale à K dans toutes les sous plages C i , si on souhaite que l'étendue de la plage de mesure Dz i de chaque sous-phase C i soit égale à la résolution ∂z i de cette sous-plage, alors zmin i = c/(2*B i *(K-1)) = ∂z i /(K-1), donc ∂z i = zmin i *(K-1). Or, zmin i = (c*Mmin)/(2*B i ), d'où il résulte que Mmin = 1/(K-1) et que Mmax = K/(K-1). Il est alors possible de choisir une résolution et d'en déduire la valeur K correspondante, puis les valeurs Mmin et Mmax correspondant à cette valeur de K. Par exemple, si on vise une résolution ∂z i dans chaque plage C i qui soit égale à 1% de la valeur minimale zmin i de cette plage C i , cela implique que K-1 = 0,01, donc que K = 1,01, Mmin = 1/(K-1) = 100 et Mmax = K/(K-1) = 101. Dans l'exemple ci-dessus, le nombre M de périodes est obtenu au moyen d'un compteur entier, d'où il résulte que l'erreur sur la valeur du nombre M est égale à plus ou moins 1, et donc que la résolution en z, ∂z i , est égale à c/(2*B i ). Dans d'autres exemples, le nombre M peut être obtenu au moyen d'un compteur à double base de temps permettant de mesurer une partie fractionnaire du nombre M, ce qui permet de réduire l'erreur sur la valeur de M, et donc d'augmenter la résolution. Plus généralement, pour une erreur E sur la détermination du nombre M par comptage, la résolution en z, ∂z i , est égale à (E*c)/(2*B i ). En choisissant que l'étendue de la plage de mesure Dz i de chaque sous-phase C i soit égale à la résolution ∂z i de cette sous-plage (c'est à dire ∂z i = (K-1)*zmin i ), alors Mmin = E/(K-1) et Mmax = (E*K)/(K-1). Ainsi, comme précédemment, en fixant la résolution ∂z i , et en connaissant l'erreur E, il est possible d'en déduire la valeur K correspondante, puis les valeurs Mmin et Mmax correspondant à cette valeur de K. Les exemples ci-dessus montrent que plus la résolution ∂z i dans chaque sous-plage C i est petite, en pourcentage de la valeur minimale zmin i détectable dans cette sous-plage, plus le nombre N de sous-phases augmente pour une dynamique de mesure zmax – zmin donnée. Ainsi, des petites valeurs de résolution ∂z i peuvent conduire à un nombre N de sous-phases qui n'est pas compatible avec un fonctionnement en mode ligne par ligne et une cadence d'acquisition de la scène compatible avec une application vidéo, c'est à dire une cadence d'acquisition de la scène d'au moins 30 images de la scène par secondes. Toutefois, des petites valeurs de résolution ∂z i et les nombres N de sous-phases auxquelles elles correspondent peuvent rester compatible avec un fonctionnement en mode instantané. A titre d'exemple numérique particulier, on considère un cas où : - la durée T est égale à 33 ms de sorte que le capteur puisse acquérir 30,3 trames par seconde, ce qui est compatible avec une application vidéo, - la distance minimale zmin (égale à zmin 1 ) à détecter est égale à 0,3 m, - la distance maximale zmax (égale à zmax N ) à détecter est égale à 10 m, - les durées T i sont toutes identiques, - les coefficients K i sont tous identiques et égaux à K, - les fréquences F R inf i des sous-phases C i sont toutes égales, et - dans chaque sous-plage C i , ∂z i est égale à 1% de zmin i . Il en résulte que : - la dynamique zmax N /zmin 1 est égale à 33,3, - K est égal à 1,01 ce qui implique que Mmin = 100 et Mmax = 101, - N est égal à 352, - chaque durée Ti est égale à 93,75 µs, - les fréquences F R inf i sont toutes égales à Mmin/T i = 1,07 MHz, - les fréquences F R sup i sont toutes égales à Mmax/T i = 1,08 MHz, - les bandes passantes ∆F Ri sont toutes égales à 10,10 KHz, - B 1 est égal à 50*10 9 Hz (B 1 = (F R inf 1 *c*T 1 )/(2*zmin 1 )), les autres coefficients B i étant égaux à B 1 /K i-1 , - la sous-phase C 1 permet de détecter les distances z comprises entre zmin 1 = 0,30000 m et zmax 1 = 0,30300 m, - la sous-phase C 2 permet de détecter les distances z comprises entre zmin 2 = 0,30300 m et zmax 2 = 0,30603 m, - la sous-phase C 3 permet de détecter les distances z comprises entre zmin 3 = 0,30603 m et zmax 3 = 0,30909 m, - la sous-phase C 351 permet de détecter les distances z comprises entre zmin 351 = 9,76342 m et zmax 351 = 9,86106 m, et - la sous-phase C 352 permet de détecter les distances z comprises entre zmin 352 = 9,86106 m et zmax 352 = 9,95967 m. Si l'on avait voulu obtenir la même plage de mesure en z allant de zmin à zmax avec une seule phase de modulation continue de la fréquence optique du laser 102 pendant la durée T et avec une fréquence de battement minimale F R min égale à 1,07 MHz, cela aurait impliqué de choisir un coefficient B égal à 17,6*10 12 Hz (N=352 fois plus grand que le coefficient B 1 de l'exemple ci-dessus). Une telle valeur du coefficient B aurait conduit à prévoir une fréquence de battement maximale F R max égale à 35,56 MHz, ce qui aurait résulté en une bande passante ∆F R = 34,5 MHz, donc en un rapport signal sur bruit environ 56 fois plus petit que dans le cas de l'exemple précédant. Dans les exemples ci-dessus où, dans chaque sous-phase C i , en considérant un pixel quelconque du capteur, la plage de valeurs mesurables Dz i par ce pixel pendant la sous-phase C i est égale à la résolution ∂z i , la fréquence de battement F R i à mesurer dans chaque sous-plage C i pour qu'un point de la scène associé au pixel soit à une distance comprise dans la plage Dz i est presque constante, car la bande passante est égale à la précision recherchée. Il suffit donc de compter Mmin périodes du signal hétérodyne ou bien de détecter, par filtrage du signal hétérodyne, une fréquence de battement comprise entre F R inf i et F R sup i , par exemple une fréquence égale à (F R sup i + F R inf i )/2, pour déterminer à quelle distance se trouve l’objet. Dans des exemples où, pour chaque sous-phase C i , la détermination qu'un point de la scène se trouve à une distance z comprise dans la plage Dz i est mise en œuvre en détectant une unique fréquence comprise entre F R inf i et F R sup i , il est possible que, pour un pixel donné, cette fréquence soit détectée pour au moins deux sous-phases Ci différentes, par exemple en raison du bruit présent dans le signal hétérodyne, même filtré à la fréquence de détection. Dans ce cas, c'est le niveau de signal qui peut permettre de déterminer quelle est celles des sous-phases C i correspondant à la plage Dz i comprenant la distance z entre le pixel et son point associé, cette sous-phase étant alors celle pour laquelle le niveau de signal est le plus élevé. Les mises en œuvre où la plage de valeurs mesurables Dz i pendant chaque sous-phase C i est égale à la résolution ∂z i sont, par exemple, bien adaptées à un fonctionnement en mode instantané (snapshot) du capteur. En outre, ces mises en œuvre sont, par exemple, bien adaptées à des capteurs à architecture dite "événementielle", dans laquelle chaque pixel envoie un signal d'événement uniquement lorsqu'il a compté M = Mmin pour la sous-phase C i courante, ou uniquement lorsqu'il a détecté pour la sous-phase C i courante une fréquence donnée comprise entre F R inf i et F R sup i dans le signal hétérodyne filtré à cette fréquence donnée. On a décrit ci-dessus des modes de réalisation dans lesquels les durées T i sont toutes identiques. Dans des variantes de réalisation, les excursions B i sont toutes identiques et les durées T i sont alors différentes pour chaque sous-phases C i . La mise en œuvre de telles variantes est à la portée de la personne du métier en adaptant les calculs décrits précédemment. Dans encore d'autres variantes de réalisation, les durées T i sont fixes et les excursions B i sont variables pour certaines sous-phases C i , et les durées T i sont variables et les excursions B i sont fixes pour les autres sous-phases C i . La encore, la mise en œuvre de ces variantes est à la portée de la personne du métier en adaptant les calculs décrits précédemment. L'acquisition des distances du capteur 1 à la scène à imager par la mise en œuvre de plusieurs sous-plages C i ayant des coefficients B i /T i différents peut par exemple être mise en œuvre après une première acquisition de la scène à imager faite avec un seul rapport B/T, de la manière dont cela a été décrit en relation avec les figures 1, 2 et 3. Ainsi, lors de la première acquisition de la scène faite avec le rapport B/T, un circuit du capteur 1, par exemple un circuit de calcul et/ou de traitement, détermine une dynamique de mesure zmax – zmin adaptée et calcule les coefficients B i /T i en tenant compte de la dynamique adaptée déterminée. Le capteur 1 met ensuite en œuvre une deuxième acquisition de la scène comprenant plusieurs sous-phases C i déterminées par les coefficients B i /T i calculés en tenant compte de la dynamique adaptée. Plus généralement, les coefficients B i /T i peuvent être calculés pendant une phase de conception et enregistrés dans le capteur pour y être utilisés à chaque acquisition d'une scène, ou le capteur peut comprendre un circuit de calcul configuré pour recalculer les coefficients B i /T i à chaque modification d'un paramètre tel que la dynamique zmax-zmin visée, la fréquence F R inf i des sous-plages C i , le nombre Mmin, etc… La représente schématiquement un mode de réalisation d'un capteur 2 mettant en œuvre la méthode de la ou de la . Bien que cela ne soit pas représenté en , le capteur 2 comprend, comme le capteur 1 de la , une source 100 d'un faisceau laser 102, un circuit de commande 118 de la source 100, c'est à dire de la fréquence optique f du faisceau laser 102, et les dispositifs optiques 104 et 114 permettant de fournir les faisceaux 106, 108 et 116 à partir du faisceau 102 et du faisceau réfléchi 112. En outre, en , un seul pixel Pix du capteur 2 est représenté bien que, en pratique, le capteur 2 comprenne par exemple un grand nombre de pixels Pix, par exemple au moins 100000 pixels Pix, les pixels Pix étant alors agencés en matrice comprenant des lignes de pixels Pix et des colonnes de pixels Pix. Selon un mode de réalisation, lors d'une phase de capture d'une scène, le capteur 2 est configuré pour que, à chaque sous-phase C i , le faisceau 116 illumine simultanément tous les pixels Pix du capteur 2. Dans le mode de réalisation de la , l'architecture du pixel Pix est, par exemple, adaptée à un fonctionnement du capteur en mode ligne par ligne. Le pixel Pix comprend un photodétecteur PD configuré pour recevoir la partie du faisceau 116 ( ) correspondant au point de la scène imagé par ce pixel Pix, c'est-à-dire le point de la scène associé au pixel Pix. Le photodétecteur PD est configuré pour fournir le signal hétérodyne i PD . Selon un mode de réalisation, le pixel Pix comprend un circuit 600 (bloc AF en ) configuré pour filtrer et amplifier le signal iPD, la bande passante du circuit 600 étant alors supérieure ou égale, de préférence égale, à la plus grande des bandes passantes ∆F Ri , par exemple à l'une quelconque des bandes passantes ∆F Ri , lorsque celles-ci sont toutes identiques. Le circuit 600 reçoit le signal i PD et fournit un I PD correspondant au signal i PD filtré et amplifié. Selon un mode de réalisation, le pixel Pix comprend en outre un comparateur COMP configuré pour fournir un signal binaire COMPout à '1' lorsque le signal I PD est supérieur à une valeur, et à '0' sinon. Ainsi, lorsque le signal analogique I PD présente des oscillations, le signal binaire COMPout oscille à la même fréquence. Le pixel Pix comprend en outre un interrupteur SEL de sélection de ligne. Lorsque l'interrupteur SEL est fermé, en pratique simultanément pour tous les pixels Pix d'une même ligne, le signal de sortie du pixel Pix est fourni à une ligne conductrice 602 commune à tous les pixels Pix d'une même colonne. Lorsque l'interrupteur SEL est ouvert (ligne de pixels Pix désélectionnée) la ligne conductrice 602 reçoit le signal de sortie d'un pixel Pix de la même colonne mais d'une autre ligne de pixels, à savoir la ligne de pixels Pix sélectionnée. Dans le mode de réalisation de la où chaque pixel Pix comprend le circuit 600 et le circuit COMP, le signal de sortie du pixel Pix est le signal COMPout. Dans chaque colonne, la ligne conductrice 602 est connectée à un circuit de lecture 604 correspondant, par exemple disposé en pied de colonne. Ce circuit 604 reçoit le signal de sortie du pixel Pix de la colonne qui a son interrupteur SEL fermé. Le circuit 604 est configuré, à chaque sous-phase C i , par exemple à chaque durée T i , pour compter le nombre M de périodes du signal i PD du pixel Pix couplé à la ligne 602 par son interrupteur SEL. Dans mode de réalisation de où chaque pixel Pix comprend un circuit 600 et un circuit COMP, selon un mode de réalisation où le capteur fonctionne en mode ligne par ligne, le circuit 604 est configuré pour compter, à chaque sous-phase C i , par exemple à chaque durée T i , le nombre M de périodes du signal COMPout qu'il reçoit. A titre d'exemple, le circuit 604 comprend alors un compteur 606 (bloc "COUNTER" en ), qui reçoit le signal de sortie du pixel Pix sélectionné. Le circuit 606 est configuré pour s'incrémenter à chaque impulsion du signal de sortie pendant la durée T i de chaque phase C i . Le compteur 606 est en outre configuré pour se réinitialiser au début de chaque phase C i . De manière optionnelle, le circuit 604 peut en outre comprendre un circuit 608 (bloc "REG" en ) configuré pour mémoriser, à la fin de chaque sous-phase C i , le nombre M compté pendant cette sous-phase C i . A titre d'exemple, le circuit 608 est un registre, par exemple un registre à décalage. De cette façon, la lecture des nombres M comptés par tous les circuits 604 du capteur pendant une sous-phase C i et mémorisés à la fin de cette sous-phase C i peuvent être lus, par exemple de manière séquentielle, pendant la sous-phase suivante C i+1 . Dans une variante de réalisation, les pixels Pix sont dépourvus de circuits COMP mais comprennent les circuits 600. Dans ce cas, les signaux de sortie des pixels Pix sont les signaux I PD . Chaque circuit 604 reçoit alors le signal de sortie I PD du pixel Pix sélectionné dans la colonne du circuit 604. Chaque circuit 604 comprend alors un circuit COMP recevant le signal de sortie I PD du pixel Pix et fournissant le signal COMPout correspondant utilisé par le circuit 604, par exemple par son compteur 606, pour compter le nombre M à chaque sous-phase C i . Dans encore une autre variante de réalisation, les pixels Pix sont dépourvus de circuits COMP et de circuits 600. Dans ce cas, les signaux de sortie des pixels Pix sont les signaux i PD . Chaque circuit 604 reçoit alors le signal de sortie i PD du pixel Pix sélectionné dans la colonne du circuit 604. Chaque circuit 604 comprend alors un circuit 600 recevant le signal de sortie i PD du pixel Pix et fournissant le signal I PD correspondant. Chaque circuit 604 comprend en outre un circuit COMP recevant le signal IPD fourni par le circuit 600 du circuit 604 et fournissant le signal COMPout utilisé par le circuit 604, par exemple par son compteur 606, pour compter le nombre M à chaque sous-phase C i . Bien que cela ne soit pas illustré en , le capteur 2 peut comprend un ou plusieurs circuits configurés pour désactiver ou éteindre des pixels Pix du capteur 2 qui ne sont pas utilisés, c'est à dire qui ne sont pas mesurés ou, dit autrement, qui ne sont pas en train de mettre en œuvre une mesure de distance z. Par exemple, les pixels Pix des lignes non sélectionnées peuvent être désactivés ou éteins pour réduire la consommation. A titre d'exemple alternative ou complémentaire, lorsqu'à une sous-phase C i , les nombres M comptés pour des pixels Pix de la ligne sélectionnée indiquent que ces pixels sont à des distances z de leurs points associés qui appartiennent à la plage Dz i correspondante, alors ces pixels Pix peuvent être désactivés ou éteins pour les sous-phases C i suivantes. La représente schématiquement un autre mode de réalisation d'un capteur 3 mettant en œuvre la méthode de la ou de la . Bien que cela ne soit pas représenté en , le capteur 3 comprend, comme le capteur 1 de la et le capteur 2 de la , une source 100 d'un faisceau laser 102, un circuit de commande 118 de la source 100, c'est à dire de la fréquence optique f du faisceau laser 102, et les dispositifs optiques 104 et 114 permettant de fournir les faisceaux 106, 108 et 116 à partir du faisceau 102 et du faisceau réfléchi 112. En , comme en , un seul pixel Pix du capteur 3 est représenté bien que, en pratique, le capteur 3 comprenne par exemple un grand nombre de pixels Pix, par exemple au moins 100000 pixels Pix, les pixels Pix étant alors agencés en matrice comprenant des lignes de pixels Pix et des colonnes de pixels Pix. Selon un mode de réalisation, lors d'une phase de capture d'une scène, le capteur 3 est configuré pour que, à chaque sous-phase C i , le faisceau 116 illumine simultanément tous les pixels Pix du capteur 3. Le pixel Pix comprend un photodétecteur PD configuré pour recevoir la partie du faisceau 116 ( ) correspondant au point de la scène imagé par ce pixel Pix, c'est-à-dire le point associé au pixel Pix. Le photodétecteur PD est configuré pour fournir le signal hétérodyne i PD . Dans le mode de réalisation de la , l'architecture du pixel Pix est, par exemple, adaptée à un fonctionnement du capteur en mode instantané (snapshot). En outre, dans l'exemple de la , les coefficients B i /T i ont été calculés de sorte que, pour chaque sous-phase C i , Dz i = ∂z i . Selon un mode de réalisation, le pixel Pix comprend circuit 700 (bloc AF en ) configuré pour filtrer et amplifier le signal iPD, la bande passante du circuit 700 étant alors supérieure ou égale, de préférence égale, à la plus grande des bandes passantes ∆F Ri , par exemple à l'une quelconque des bandes passantes ∆F Ri , lorsque celles-ci sont toutes identiques. Le circuit 700 reçoit le signal i PD et fournit un I PD correspondant au signal i PD filtré et amplifié. Selon un mode de réalisation, le pixel Pix comprend en outre un comparateur COMP configuré pour fournir un signal binaire COMPout à '1' lorsque le signal I PD est supérieur à une valeur, et à '0' sinon. Ainsi, lorsque le signal analogique I PD présente des oscillations, le signal binaire COMPout oscille à la même fréquence. Dans le mode de réalisation de la où chaque pixel Pix comprend le circuit 700 et le circuit COMP, le signal de sortie du pixel Pix est le signal COMPout. Le capteur 3 comprend en outre, pour chaque pixel Pix, un circuit de lecture 704 associé à ce pixel Pix. Ainsi, le capteur 3 comprend autant de circuit 704 que de pixel Pix. Selon un mode de réalisation, la matrice de pixel Pix du capteur 3 est mise en œuvre dans et sur une première couche semiconductrice, par exemple dans et sur un premier substrat semiconducteur, et les circuits 704 sont mis en œuvre, par exemple sous une forme matricielle, dans et sur une deuxième couche semiconductrice, par exemple une couche de semiconducteur sur isolant. Les deux couches semiconductrices sont chacune revêtue d'une structure d'interconnexion de fin de ligne (BOEL de l'anglais "Back End of Line"), les deux structures d'interconnexion étant assemblées l'une à l'autre, par exemple par collage moléculaire HB comme cela est illustré en , de sorte à coupler, par exemple connecter, chaque pixel Pix à son circuit 704. Selon un autre mode de réalisation, les pixels Pix et leurs circuits de lecture 704 sont tous mis en œuvre dans et sur une même couche semiconductrice. Chaque circuit 704 reçoit le signal de sortie du pixel Pix qui lui est associé. Chaque circuit 704 est configuré, à chaque sous-phase C i , par exemple à chaque durée T i , pour compter le nombre M de périodes du signal i PD du pixel Pix auquel il est associé, par exemple en comptant le nombre de période du signal de sortie du pixel Pix. Dans cet exemple où, à chaque phase Ci et pour chaque pixel Pix, on cherche à déterminer si le nombre M de périodes du signal hétérodyne du pixel Pix est égal à Mmin, chaque circuit 704 est configuré pour détecter, à chaque sous-phase Ci, si le nombre M compté est égal à Mmin. Dans mode de réalisation de où chaque pixel Pix comprend un circuit 700 et un circuit COMP, chaque circuit 704 est configuré pour compter, à chaque phase C i , par exemple à chaque durée T i , le nombre M de périodes du signal COMPout qu'il reçoit de son pixel Pix associé. A titre d'exemple, le circuit 704 comprend un compteur 706 (bloc "COUNTER M" en ). Le circuit 706 est configuré pour le nombre M d'impulsions du signal COMPout pendant la durée T i de chaque sous-phase C i , et pour fournir un signal de sortie Det indiquant quand le nombre M est égal à Mmin. A cet effet, le circuit 704, et plus particulièrement son circuit 706 comprennent par exemple une entrée configurée pour recevoir la valeur de Mmin. Le compteur 706 est en outre configuré pour se réinitialiser au début de chaque sous-phase C i . Afin de permettre la lecture des pixels Pix selon une logique événementielle, chaque circuit 704 comprend en outre un circuit 708 (bloc "LOGIC" en ). Le circuit 708 est configuré pour recevoir le signal Det, et pour fournir au moins un signal d'événement à un circuit de traitement du capteur 3 si, pour la phase Ci courante, le nombre M compté pour le pixel Pix qui lui est associé est égal à Mmin. A titre d'exemple, ce signal d'événement indique au circuit de traitement du capteur 3, aussi appelé circuit de gestion d'événement, la ligne et la colonne de la matrice auxquelles appartient le pixel Pix, c'est à dire la position du pixel Pix. A titre d'exemple, à chaque sous-phase Ci, chaque circuit 708 est configuré, lorsque le nombre M est égal à (ou atteint) Mmin, pour fournir un signal d'événement ReqC indiquant la colonne à laquelle appartient le pixel Pix associé au circuit 708, et un signal d'événement ReqL indiquant la ligne à laquelle appartient le pixel Pix associé à ce circuit 708. Ces signaux sont fournis au circuit de gestion d'événement du capteur 3. Par exemple, le circuit de gestion d'événement comprend un circuit de gestion d'événement de colonne recevant le signal ReqC, et un circuit de gestion d'événement de ligne recevant le signal ReqL. A titre d'exemple, le circuit de gestion d'événement est configuré pour envoyer au moins un signal d'acquittement au circuit 708 pour lui indiquer qu'il a bien reçu les signaux ReqC et ReqL. Par exemple, le circuit de gestion d'événement est configuré pour envoyer un signal d'acquittement AckC au circuit 708 pour lui indiquer qu'il a bien reçu le signal ReqC, et pour envoyer un signal d'acquittement AckL au circuit 708 pour lui indiquer qu'il a bien reçu le signal ReqL. A titre d'exemple, le signal AckC est fourni par le circuit de gestion d'événement de colonne, et le signal AckL est fourni par le circuit de gestion d'événement de ligne. A titre d'exemple plus particulier, pour chaque pixel Pix, lorsque le pixel Pix détecte que M = Mmin, la séquence de signaux de requête et d'acquittement est la suivante : - envoi du signal ReqC, - réception du signal AckC correspondant, - envoi du signal ReqL, et - réception du signal AckL correspondant. Selon un mode de réalisation, lorsqu'un pixel Pix a reçu les deux signaux d'acquittement AckL et AckC, ce dernier peut commuter dans un état de veille qu'il ne quittera qu'au début de la phase de capture suivante. A titre d'exemple, un pixel Pix dans l'état de veille désactive au moins son circuit 708, voir l'ensemble de ses circuits 700, COMP et 704. Dans une variante de réalisation, les pixels Pix sont dépourvus de circuits COMP mais comprennent les circuits 700. Dans ce cas, les signaux de sortie des pixels Pix sont les signaux I PD . Chaque circuit 704 reçoit alors le signal de sortie I PD du pixel Pix correspondant. Chaque circuit 704 comprend alors un circuit COMP recevant le signal de sortie I PD du pixel Pix et fournissant le signal COMPout correspondant utilisé par le circuit 704, par exemple par son compteur 706, pour compter le nombre M à chaque phase C i . Dans encore une autre variante de réalisation, les pixels Pix sont dépourvus de circuits COMP et de circuits 700. Dans ce cas, les signaux de sortie des pixels Pix sont les signaux i PD . Chaque circuit 704 reçoit alors le signal de sortie i PD du pixel Pix correspondant. Chaque circuit 704 comprend alors un circuit 700 recevant le signal de sortie i PD du pixel Pix et fournissant le signal I PD correspondant. Chaque circuit 704 comprend en outre un circuit COMP recevant le signal I PD fourni par le circuit 700 du circuit 704 et fournissant le signal COMPout utilisé par le circuit 704, par exemple par son compteur 706, pour compter le nombre M à chaque sous-phase C i . A titre d'exemple, une lecture événementielle des pixels implique un classement des pixels par ordre croissant (ou décroissant) en fonction de la distance détectée. Dans les exemples cités, les distances courtes sont explorées en premier pour finir avec les distances longues (l’inverse est également possible). Dans un tel exemple, l'ajout d'un compteur qui compte le nombre de pixels lus après chaque sous-phases C i et d'un circuit mémorisant, par exemple un registre ou une mémoire, mémorisant le nombre de pixels comptés à chaque sous-phase C i rend possible l'obtention d'un histogramme des distances en temps réel. En effet, l'obtention de cet histogramme ne nécessite pas de fournir les adresses de chaque pixel et la lecture des pixels peut donc s’effectuer plus rapidement. L'histogramme ainsi obtenu peut être utilisé pour, par exemple, réajuster la séquence de rampes (c'est à dire les rapports B i /T i ) pour mieux cibler une gamme de distances lorsqu’on constate que la dynamique complète n’est pas utilisée. De la même manière, une fois les N sous-phases C i mises en œuvre, la séquence de rampes peut être adaptée pour cibler la mesure sur une distance précise, c'est à dire en réeffectuant une capture mais uniquement avec une seule sous-phase C i correspondant à cette distance précise. Divers modes de réalisation et variantes ont été décrits. La personne du métier comprendra que certaines caractéristiques de ces divers modes de réalisation et variantes pourraient être combinées, et d’autres variantes apparaîtront à la personne du métier. En particulier, bien que dans la plupart des modes de réalisation et variantes décrits précédemment le nombre M compté de période du signal hétérodyne d'un pixel Pix est un nombre entier, la personne du métier est en mesure de prévoir des compteurs plus précis, par exemple à double base de temps, permettant de compter non seulement un nombre de périodes entières du signal hétérodyne pendant une durée donnée, mais en outre la partie fractionnaire du nombre de période du signal hétérodyne pendant cette durée déterminée. Enfin, la mise en oeuvre pratique des modes de réalisation et variantes décrits est à la portée de la personne du métier à partir des indications fonctionnelles données ci-dessus. Méthode d'acquisition de distances (z) d'un capteur (1, 2, 3) à une scène (110), la méthode comprenant, lors d'une phase de capture de la scène, un nombre N de sous-phases de capture C i consécutives, avec N un entier supérieur ou égal à 2 et i un indice entier allant de 1 à N, chacune des sous-phases de capture C i comprenant : - la fourniture d'un faisceau laser (102) ayant une fréquence optique (f) variant linéairement sur une plage de fréquences de largeur B i pendant une durée T i ; - la fourniture à partir dudit faisceau laser (102) d'un faisceau de référence (108) et d'un faisceau utile (106) ; et - l'illumination de la scène par le faisceau utile (106) et l'illumination d'au moins une ligne de pixels (Pix) du capteur par un faisceau (116) correspondant à une superposition du faisceau de référence (108) et d'un faisceau réfléchi (112) correspondant à la réflexion du faisceau utile (106) par la scène, dans laquelle une valeur absolue d'un rapport B i /T i est différente pour chaque sous-phase de capture C i , dans laquelle, chaque sous-phase de capture C i correspond à une plage Dz i de mesure de distances du capteur (1, 2, 3) à la scène (110), la plage Dz i allant de zmin i à zmax i avec zmax i supérieur à zmin i , les rapports B i /T i étant déterminés de sorte que pour i allant de 1 à N-1, zmin i+1 soit sensiblement égal à zmax i sans être strictement supérieur à zmax i . Méthode selon la revendication 1, dans laquelle, les rapports B i /T i sont déterminés de sorte que pour i allant de 1 à N-1 zmin i+1 soit égal à zmax i . Méthode selon la revendication 1 ou 2, dans laquelle, pour chaque sous-phase de mesure C i et pour chaque pixel (Pix) du capteur, l'illumination du pixel (Pix) par le faisceau correspondant à la superposition du faisceau de référence (108) et du faisceau réfléchi (112) résulte en un signal (i PD ) oscillant à une fréquence de battement F Ri appartenant à une plage ∆F Ri de fréquences allant d'une fréquence F R inf i à une fréquence F R sup i si un point de la scène associé audit pixel (Pix) est à une distance (z) du pixel (Pix) comprise dans la plage Dz i . Méthode selon la revendication 3, dans laquelle, pour i allant de 1 à N, F R sup i est égal à K i fois F R inf i , avec K i un coefficient, et la fréquence F R inf i est identique pour tous i compris entre 1 et N. Méthode selon la revendication 4, dans laquelle K i est identique pour tous i compris entre 1 et N. Méthode selon l'une quelconque des revendications 3 à 5, dans laquelle, pour chaque sous-phase de capture C i et chaque pixel (Pix) du capteur (1, 2, 3), si la fréquence de battement F Ri est comprise dans la plage de fréquences ∆F Ri , une distance z du pixel (Pix) au point de la scène (110) associé au pixel (Pix) est calculée à partir de la formule suivante : z = (c.T i .F Ri )/(2.B i ), avec c la vitesse de la lumière. Méthode selon l'une quelconque des revendications 3 à 6, dans laquelle pour chaque pixel (Pix) et à chaque sous-phase de capture C i , une mesure de la fréquence F Ri d'un pixel (Pix) est obtenue en comptant, pendant la durée T i de ladite sous-phase C i , un nombre (M) de périodes (Te) du signal oscillant (i PD ) dudit pixel. Méthode selon la revendication 7, dans laquelle, pour chaque pixel (Pix) et pour chaque sous-phase de capture C i , le pixel (Pix) est à une distance du point de la scène associé à ce pixel (Pix) comprise dans la plage de mesure Dz i si le nombre (M) de périodes (Te) compté pendant la durée T i de la sous-phase C i appartient à une plage de valeurs allant d'une valeur basse Mmin i à une valeur haute Mmax i , la valeur basse étant égale à T i *F R inf i et la valeur haute étant égale à T i *F R sup i . Méthode selon l'une quelconque des revendications 2 à 8, dans laquelle, pour i allant de 1 à N, chaque plage Dz i a une largeur égale à une résolution visée de mesure de distance. Méthode selon la revendication 8, dans laquelle, pour i allant de 1 à N, chaque plage Dz i a une largeur égale à une résolution visée de mesure de distance, et, pour chaque pixel (Pix) et pour chaque sous-phase de capture C i , le pixel (Pix) est à une distance du point de la scène associé à ce pixel (Pix) comprise dans la plage de mesure Dz i si le nombre (M) de périodes (Te) compté pendant la durée T i de la sous-phase C i est égal à un nombre (Mmin) déterminé par cette résolution visée. Méthode selon la revendication 6, dans laquelle chaque plage Dz i a une largeur égale à une résolution visée de mesure de distance, et, pour chaque pixel (Pix) et pour chaque sous-phase de capture C i , une détermination que la fréquence de battement F Ri est comprise dans la plage de fréquences ∆F Ri est faite en détectant une fréquence donnée de la plage ∆F Ri . Méthode selon l'une quelconque des revendications 1 à 11, dans laquelle, pour i allant de 1 à N, T i est égal à T/N avec T une durée d'une phase d'acquisition simultanée par tous les pixels du capteur, ou d'une phase d'acquisition par une seule ligne de pixels d'une matrice de pixel du capteur. Méthode selon l'une quelconque des revendications 1 à 12, dans laquelle, pour chaque sous-phase de capture C i , la fréquence optique (f) du faisceau laser (102) varie de fstart i à fend i , pour i allant de 1 à N-1, fend i égale fstart i+1 et un signe du coefficient B i /T i change à chaque passage d'une sous-phase de capture C i courante à une sous-phase de capture C i suivante. Capteur (1, 2, 3) configuré pour mettre en œuvre la méthode selon l'une quelconque des revendications 1 à 13, le capteur comprenant : une matrice de pixels (Pix), une source (100) d'un faisceau laser (102), un dispositif optique (104) configuré pour fournir un faisceau de référence (108) et un faisceau utile (106) destiné à illuminer une scène à capturer, un dispositif optique (112) configuré pour fournir simultanément à au moins une ligne de pixels un faisceau correspondant à une superposition du faisceau de référence (108) et d'un faisceau réfléchi (112) par la scène (110) lorsqu'elle est illuminée par le faisceau utile (106), et un circuit (118) de commande de la source (100), configuré pour moduler une fréquence optique (f) du faisceau laser fourni par la source (100) de sorte qu'à chaque sous-phase de capture C i , la fréquence optique (f) du faisceau varie linéairement sur la plage de fréquences de largeur B i pendant la durée T i . Capteur (1, 2, 3) comprenant : une matrice de pixels (Pix) ; une source (100) d'un faisceau laser (102) ; un dispositif optique (104) configuré pour fournir un faisceau de référence (108) et un faisceau utile (106) destiné à illuminer une scène à capturer ; un dispositif optique (112) configuré pour fournir simultanément à tous les pixels un faisceau correspondant à une superposition du faisceau de référence (108) et d'un faisceau réfléchi (112) par la scène (110) lorsqu'elle est illuminée par le faisceau utile (106) ; et un circuit (118) de commande de la source (100), configuré pour moduler une fréquence optique (f) du faisceau laser fourni par la source (100) de sorte qu'à chaque sous-phase de capture C i , la fréquence optique (f) du faisceau varie linéairement sur la plage de fréquences de largeur B i pendant la durée T i ; le capteur étant configuré pour mettre en œuvre la méthode selon la revendication 11 et comprenant un circuit de gestion d'événements, et chaque pixel comprenant un circuit configuré pour détecter la fréquence donnée et un circuit (708) configuré pour fournir au moins un signal d'événement (ReqC, ReqL) au circuit de gestion d'événement si, lors d'une sous-phase C i , la fréquence donnée est détectée. Capteur (1, 2, 3) comprenant : une matrice de pixels (Pix) ; une source (100) d'un faisceau laser (102) ; un dispositif optique (104) configuré pour fournir un faisceau de référence (108) et un faisceau utile (106) destiné à illuminer une scène à capturer ; un dispositif optique (112) configuré pour fournir simultanément à tous les pixels un faisceau correspondant à une superposition du faisceau de référence (108) et d'un faisceau réfléchi (112) par la scène (110) lorsqu'elle est illuminée par le faisceau utile (106) ; et un circuit (118) de commande de la source (100), configuré pour moduler une fréquence optique (f) du faisceau laser fourni par la source (100) de sorte qu'à chaque sous-phase de capture C i , la fréquence optique (f) du faisceau varie linéairement sur la plage de fréquences de largeur B i pendant la durée T i ; le capteur étant configuré pour mettre en œuvre la méthode selon la revendication 10 et comprenant un circuit de gestion d'événements, et chaque pixel comprenant un circuit configuré pour fournir au moins un signal d'événement (ReqC, ReqL) au circuit de gestion d'événement si, lors d'une sous-phase C i , le nombre (M) de périodes (Te) compté pendant la durée T i de la sous-phase C i est égal au nombre (Mmin) déterminé par la résolution visée.