FR 3131484 A1 20230630 FR 2114466 A 20211223 Un procédé de communication est mis en œuvre dans un système de transmission (1) comprenant un émetteur (2) et un ensemble de récepteurs (3-1, 3- 3- ). Le procédé comprend, pour au moins une ressource temps-fréquence, la réception, en provenance de chacun des récepteurs, d’au moins une information relative à une technique d’acquisition de la connaissance du canal en émission. Au moins un desdits récepteurs est configuré pour remonter audit émetteur une information relative à une première technique d’acquisition de la connaissance du canal en émission. Au moins un desdits récepteurs est configuré pour remonter audit émetteur une information relative à une deuxième technique d’acquisition de la connaissance du canal en émission. Le procédé comprend en outre la sélection, à partir desdites informations reçues des récepteurs, d’un sous-ensemble de récepteurs, inclus dans l’ensemble de récepteurs, vers lesquels l’émetteur est configuré pour émettre des données sur ladite au moins une ressource temps-fréquence. Figure pour l’abrégé : f ig. 1 Procédé de communication à destination d’une pluralité de récepteurs, émetteur et programme d’ordinateur correspondants. 1. Domaine de l’invention L’invention concerne le domaine des communications sans fil. Plus précisément, l’invention propose une technique permettant d’optimiser la formation de faisceaux obtenus à partir d’un réseau d’antennes, de façon à améliorer la transmission d’informations entre un émetteur et plusieurs récepteurs, et ce en voie montante comme en voie descendante. L’invention trouve des applications dans tout système à base de formation de faisceaux, notamment dans les réseaux de communication radio selon les normes 4G ou 5G définies par le 3GPP, les réseaux de communication WiFi selon les différentes normes IEEE 802.11, etc. Pour une communication en voie descendante, l’émetteur peut être une station de base, par exemple de type eNodeB (en anglais « evolved Node B ») pour les réseaux basés sur les technologies LTE ou LTE Advanced, ou encore un point d’accès Wi-Fi, etc. Un récepteur peut quant à lui être un terminal de type smartphone, tablette, objet connecté, etc. Pour une communication en voie montante, l’émetteur peut être un terminal, et le récepteur une station de base. 2. Art antérieur La formation de faisceaux, ou précodage, est une technique de traitement du signal utilisée dans les réseaux d’antennes ou de capteurs pour l’émission ou la réception directionnelle de signaux. En d’autres termes, grâce aux réseaux d’antennes, les émetteurs et/ou récepteurs peuvent focaliser le rayonnement de l’onde émise dans une direction particulière, ce qui permet d’obtenir une sélectivité spatiale. La formation de faisceaux est réalisée en combinant les éléments d’un réseau d’antennes à commande de phase et d’amplitude de façon que : les signaux se combinent de façon constructive dans des directions particulières, ayant pour conséquence un renforcement de la puissance utile reçue, les signaux se combinent de façon destructive dans les autres directions, ayant pour conséquence une diminution de la puissance de l’interférence reçue. Ainsi, pour la formation de faisceaux au niveau d’un émetteur vers un unique récepteur, on applique à chaque élément du réseau d’antennes de l’émetteur un coefficient complexe, appelé coefficient de précodage. L’ensemble de ces coefficients forme une matrice de précodage. On note que pour que le diagramme de rayonnement soit orienté dans la direction souhaitée, les coefficients de précodage doivent être correctement choisis. Meilleur est le précodage choisi, meilleure sera la transmission. Le problème fondamental pour la sélection de ce précodage est l’acquisition de la connaissance du canal en émission ou « transmit Channel State Information » (CSI) en anglais. Par connaissance du canal en émission, il est entendu, au sens de la théorie de l’information, la connaissance du canal dans le sens émetteur vers récepteur et de la statistique de l’interférence en réception. Actuellement, deux techniques d’acquisition de la connaissance du canal en émission sont proposées pour les systèmes MIMO dans les normes 4G, 5G, IEEE 802.11x (IEEE 802.11n, 802.11ac, 802.11ax) : une technique basée sur l’utilisation d’un dictionnaire de précodage (« codebook ») et une technique basée sur la réciprocité du canal (« channel reciprocity »). Les techniques d’acquisition de la connaissance du canal, et les signaux de référence associés, sont décrits plus précisément dans les spécifications 3GPP TS36.213, TS36.211 pour la 4G et TS38.211, TS38.214 pour la 5G. La première technique basée sur l’utilisation d’un dictionnaire de précodage, notée CSI-D, repose sur l’utilisation d’une voie de retour limitée entre le récepteur et l’émetteur, et sur le dictionnaire de précodage (d’où le « D » de CSI-D, pour dictionnaire). Selon cette technique CSI-D, l’émetteur émet un signal de référence, encore appelé signal pilote. Un tel signal de référence est typiquement noté CSI-RS dans les normes 4G et 5G, pour « Channel State Information – Reference Signal ». A réception du signal de référence, le récepteur estime d’une part le canal de transmission entre l’émetteur et le récepteur ( i.e. dans le sens émetteur vers récepteur), et d’autre part une matrice de covariance de l’interférence, représentative de la structure spatiale de l’interférence en réception. A partir de l’estimation du canal de transmission entre l’émetteur et le récepteur et des caractéristiques spatiales de l’interférence, le récepteur choisit la matrice de précodage à utiliser par l’émetteur dans le dictionnaire de précodage fini. Ce dictionnaire de précodage est en général défini par une norme, comme la norme 4G ou la norme 5G. Le récepteur remonte ensuite ce choix de précodage à l’émetteur via la voie de retour limitée, par exemple sous la forme d’un indicateur de type « Precoding Matrix Indicator » (PMI). La remontée du choix de précodage peut optionnellement être accompagnée d’un indicateur de qualité du canal (ou « Channel Quality Indicator », CQI) et/ou d’un indicateur du nombre de couches spatiales (« Rank Indicator », RI). En alternative à la technique CSI-D, on peut mettre en œuvre une technique, notée CSI-R, qui repose sur la réciprocité du canal entre émetteur et récepteur (d’où le R, pour réciprocité). Cette réciprocité suppose que le canal de transmission entre le récepteur et l’émetteur ( i.e. dans le sens récepteur vers émetteur) est le même que le canal de transmission entre l’émetteur et le récepteur ( i.e. dans le sens émetteur vers récepteur). Ici, le canal inclut les effets des chaines radiofréquences qui ne sont a priori pas réciproques en émission et réception, mais qui peuvent être calibrées pour le devenir. La technique CSI-R suppose ainsi une utilisation des mêmes ressources fréquentielles et une séparation temporelle des canaux montant et descendant, ou « Time Division Duplex », TDD). Selon la technique CSI-R, le récepteur émet un signal de référence, par exemple de type SRS (pour « Sounding Reference Signal ») dans les normes 4G et 5G. A partir de ce signal de référence, l’émetteur estime le canal de transmission entre le récepteur et l’émetteur ( i.e. dans le sens récepteur vers émetteur) et en déduit par réciprocité le canal de transmission entre l’émetteur et le récepteur ( i.e. dans le sens émetteur vers récepteur). Selon une première variante, notée CSI-R1, à partir de l’estimation du canal de transmission entre l’émetteur et le récepteur, l’émetteur peut sélectionner une matrice de précodage à utiliser. Par exemple, l’émetteur détermine une matrice de précodage selon un critère de maximisation du rapport signal sur bruit (SNR) ou du débit prédit, en négligeant la structure spatiale de l’interférence (ou covariance de l’interférence). Selon une deuxième variante, notée CSI-R2, le récepteur estime une matrice de covariance de l’interférence et renvoie une version compressée de cette matrice de covariance de l’interférence à l’émetteur. Cette version compressée peut par exemple prendre la forme des l plus grandes valeurs propres de la matrice de covariance (celle-ci étant de dimension N R x N R , où N R est le nombre d’antennes de réception du récepteur). La matrice de covariance de l’interférence étant définie positive (« positive- definite » en anglais), elle est ortho-diagonalisable, et il est aisé d’en déduire ses valeurs propres et de les ordonner. Cependant, aucune de ces techniques CSI-D, CSI-R1 ou CSI-R2 ne donne pleinement satisfaction, chacune présentant son lot d’inconvénients. La technique CSI-R1, bien qu’elle permette à l’émetteur de connaitre le canal de transmission sans quantification, ne permet pas à l’émetteur de connaître l’interférence en réception. En effet, une telle technique détermine la matrice de précodage à utiliser en négligeant la structure spatiale de l’interférence, l’interférence en réception n’étant pas réciproque. Il est alors possible que le précodage à l’émission selon la technique CSI-R corresponde à des directions où l’interférence est la plus forte. La remontée de la covariance de l’interférence du récepteur vers l’émetteur selon cette technique CSI-R1 est difficilement envisageable, car elle serait trop consommatrice en quantité de voie de retour. La matrice de précodage basée sur la CSI-R1 est donc obtenue sans prendre en compte la covariance de l’interférence ou, ce qui revient au même, en la considérant non structurée. Les techniques CSI-D et CSI-R2 (respectivement via un dictionnaire prédéterminé et via un retour d’une version compressée de la matrice de covariance de l’interférence) ne permettent à l’émetteur de déterminer qu’une version quantifiée (donc approximative) du précodage à utiliser. Dans le cas de la technique CSI-D, ce précodage est issu d’un dictionnaire de précodage prédéterminé, et dans l’autre cas CSI-R2 ce précodage est tiré d’une version approximative de la matrice de covariance de l’interférence. En outre, l’émetteur est soumis à des contraintes physiques sur la puissance d’émission, les sous-bandes de fréquence sur lesquelles il peut émettre, et sur le nombre de couches spatiales disponibles, notamment pour des transmissions vers plusieurs utilisateurs. Il est donc important pour l’émetteur de choisir, à chaque intervalle de temps de transmission, vers quels récepteurs il peut émettre des données, le tout sans léser les autres récepteurs sur la durée ou compromettre les performances de transmission. Ce choix est d’autant plus complexe que l’émetteur peut mettre en œuvre des techniques distinctes pour acquérir une connaissance du canal dans le sens émetteur vers les différents récepteurs (par exemple de type CSI-D, de type CSI-R2 ou CSI-R1). Il existe donc un besoin d’une nouvelle approche dans la sélection des récepteurs vers qui envoyer des données au fil du temps, afin d’améliorer la transmission d’informations entre un émetteur et des récepteurs, qui ne présente pas les désavantages que chacune des techniques décrites ci-avant présente. L’invention vient améliorer la situation. 3. Exposé de l’invention L’invention propose une solution ne présentant pas l’ensemble de ces inconvénients, sous la forme d’un procédé de communication mis en œuvre dans un système de transmission comprenant un émetteur et un ensemble de récepteurs. Ce procédé, mis en œuvre par l’émetteur, est remarquable en ce qu’il comprend, pour au moins une ressource temps-fréquence : - la réception, en provenance de chacun des récepteurs, d’au moins une information relative à une technique d’acquisition de la connaissance du canal en émission, au moins un desdits récepteurs étant configuré pour remonter audit émetteur une information relative à une première technique d’acquisition de la connaissance du canal en émission, et au moins un desdits récepteurs étant configuré pour remonter audit émetteur une information relative à une deuxième technique d’acquisition de la connaissance du canal en émission, et - la sélection, à partir desdites informations reçues des récepteurs, d’un sous-ensemble de récepteurs, inclus dans l’ensemble de récepteurs, vers lesquels l’émetteur est configuré pour émettre des données sur ladite au moins une ressource temps-fréquence. Ainsi, ce procédé de communication est capable de gérer simultanément des récepteurs configurés pour remonter à l’émetteur des informations relatives à différentes techniques d’acquisition de la connaissance du canal en émission, cette configuration de techniques pouvant varier d’un récepteur à l’autre, et même pour un même récepteur au fil du temps. Ces différentes techniques d’acquisition de la connaissance du canal en émission peuvent être de type CSI-D, CSI-R1, CSI-R2 par exemple. On appelle par la suite « récepteur CSI-i », avec i de type D, R1 ou R2, un récepteur configuré pour remonter à l’émetteur une information relative à la technique CSI-i. L’émetteur est ainsi capable de gérer des récepteurs aux techniques d’acquisition de CSI très hétérogènes. Dans un mode de réalisation particulier, le récepteur sélectionne une technique d’acquisition de la connaissance du canal en émission dans un groupe d’au moins deux techniques, dont une technique basée sur une version compressée d’une matrice de covariance de l’interférence. De cette façon, le récepteur peut changer dynamiquement de type de CSI. L‘émetteur peut notamment décider du schéma d’ordonnancement, i.e. sélectionner un sous-ensemble de récepteur partageant les mêmes ressources temps-fréquence, i.e. vers lesquels il peut transmettre des données dans un même intervalle de temps et sur une même sous-bande de fréquence. Dans un mode de réalisation, ladite au moins une information relative à une technique d’acquisition de la connaissance du canal en émission appartient au groupe comprenant : une version compressée d’une matrice de covariance de l’interférence, représentative de la structure spatiale de l’interférence entre les antennes du récepteur ; au moins une information parmi un indicateur de qualité du canal (CQI), un nombre de couches spatiales à émettre (RI) et un indicateur de précodage (PMI). Par exemple, un récepteur est de type CSI-R2 s’il remonte une version compressée d’une matrice de covariance de l’interférence, représentative de la structure spatiale de l’interférence en réception, ou encore de type CSI-D s’il remonte un indicateur de qualité du canal (CQI), un nombre de couches spatiales à émettre (RI) et/ou un indicateur de précodage (PMI)). Éventuellement, un récepteur est de type CSI-R1 lorsqu’il remonte uniquement une estimation du canal dans le sens émetteur vers récepteur. A noter que les récepteurs peuvent changer de type au fil du temps, selon le contexte, et remonter par exemple une information relative à CSI-D pour au moins une ressource temps-fréquence, et de type CSI-R2 pour au moins une autre ressource temps-fréquence. Dans un mode de réalisation, la sélection du sous-ensemble de récepteurs comprend la détermination du sous-ensemble de récepteurs inclus dans l’ensemble de récepteurs qui maximise une métrique de performance. Ici, le critère de sélection est ainsi basé sur la maximisation d’une métrique dite de performance. Cette métrique de performance peut être du type « proportionnée et juste » (en anglais « proportional fair »), de sorte à permettre à la fois de maximiser la bande passante de l’émetteur tout en assurant une qualité de service minimale qui soit satisfaisante pour chacun des récepteurs. En variante, on pourrait envisager une métrique de performance sur la bande passante totale de l’émetteur (de sorte à maximiser le débit en sortie d’émetteur), dite métrique de « max C/I ». Dans un mode de réalisation, la détermination du sous-ensemble qui maximise la métrique de performance comprend une construction du sous-ensemble par itération sur un sous-ensemble courant initialement vide, ladite construction comprenant au moins une itération des étapes suivantes : - la sélection, dans l’ensemble de récepteurs extérieurs au sous-ensemble courant , d’un récepteur dont une incorporation au sous-ensemble courant maximise la métrique de performance , et - l’ajout du récepteur sélectionné au sous-ensemble courant si la métrique de performance déterminée pour l’union du sous-ensemble courant et du récepteur sélectionné est supérieure à la métrique de performance déterminée pour le sous-ensemble courant . Ici, la construction d’un sous-ensemble qui maximise la métrique de performance est réalisée de manière heuristique, par une boucle itérative. Cette itérativité rend la recherche du sous-ensemble pour la métrique de performance beaucoup plus rapide à exécuter qu’une recherche par force brute, puisque la complexité diminue drastiquement. Les inventeurs ont établi que le sous-ensemble résultant de cette construction heuristique est une bonne approche pour la métrique de performance, et on appellera ce sous-ensemble le sous-ensemble quasi-optimal pour la métrique de performance. Dans un mode de réalisation, l’ajout dudit récepteur sélectionné audit sous-ensemble courant comprend en outre : la détermination du nombre de couches spatiales (ν u* ) dudit récepteur sélectionné , et l’obtention du nombre de couches spatiales (ν K ) des récepteurs du sous-ensemble courant , l’ajout du récepteur sélectionné au sous-ensemble courant étant réalisé si la somme du nombre de couches spatiales (ν u* ) dudit récepteur et du nombre de couches spatiales (ν K ) des récepteurs du sous-ensemble courant ne dépasse pas un seuil L max , l’incrémentation du nombre de couches spatiales (ν u* ) dudit récepteur au nombre de couches spatiales (ν K ) des récepteurs du sous-ensemble courant en cas d’ajout. On entend ici par « nombre de couches spatiales d’un récepteur » le nombre de couches spatiales allouées par l’émetteur pour une transmission vers ce récepteur. Ainsi, l’émetteur peut utiliser ν u* couches spatiales pour une transmission vers un récepteur . Selon ce mode de réalisation, la somme de ces couches spatiales est limitée au seuil L max . Cette condition additionnelle sur le nombre de couches spatiales permet d’éviter que l’ajout d’un récepteur au sous-ensemble ne sature le nombre de couches spatiales disponibles à l’émission. Ainsi, on intègre ici les contraintes de l’émetteur et des récepteurs dans la construction du sous-ensemble quasi-optimal. Dans un mode de réalisation, le procédé comprend l’interruption de la boucle d’itération en l’absence dudit ajout du récepteur sélectionné au sous-ensemble courant au cours d’une itération. Ainsi, on sort de l’itération au moment où ajouter un nouveau récepteur au sous-ensemble courant n’est plus avantageux au sens de la métrique de performance et/ou si cet ajout excède le nombre de couches spatiales disponibles. Cette interruption de la boucle d’itération évite de dégrader les performances d’émission à force de vouloir inclure trop de récepteurs. L’émetteur est ainsi quasi-optimal au sens de la métrique de performance, tout en respectant les contraintes de couches spatiales ci-dessus. Dans un mode de réalisation, la sélection du récepteur dont l’ajout au sous-ensemble courant maximise la métrique de performance comprend - l’obtention de la métrique de performance pour le sous-ensemble courant , - le calcul, pour au moins un récepteur candidat extérieur au sous-ensemble courant , d’une métrique candidate égale à la métrique de performance de l’union du sous-ensemble courant et dudit récepteur candidat , et - la détermination, comme récepteur sélectionné , du récepteur candidat présentant la métrique candidate la plus grande. L’étape de calcul peut être réalisée pour tous les récepteurs extérieurs au sous-ensemble courant. En variante, on pourrait envisager un pré-tri des récepteurs extérieurs, de sorte à diminuer la complexité de la sélection du meilleur récepteur candidat, en éliminant (pour le cycle de sélection du meilleur candidat en cours) les récepteurs dont il est évident qu’ils ne seront pas de bons candidats. Dans un mode de réalisation, ladite au moins une ressource temps-fréquence associée à une sous-trame et une sous-bande , le calcul de la métrique candidate pour le récepteur candidat comprend le calcul d’une métrique partielle pour chaque récepteur courant appartenant à l’union du sous-ensemble courant et du récepteur candidat , la métrique candidate étant égale à la somme des métriques partielles calculées, ledit calcul de la métrique partielle comprenant - l’estimation d’un débit pour le récepteur courant pour ladite sous-trame et ladite sous-bande , - la détermination de la moyenne des débits des sous-bandes alloués au récepteur courant et des sous-bandes encore disponibles, - l’obtention d’un débit moyen pondéré par sous-trame jusqu’à la sous-trame précédente , et - le calcul de la métrique partielle selon l’équation , où est un premier paramètre. Ici, on utilise une métrique « proportional fair », notée métrique PF. L’objectif de cette métrique de performance est double : maximiser la bande passante de l’émetteur, sans pour autant léser les récepteurs, en assurant à chacun une qualité de service (par exemple un débit) minimale. A chaque sous-trame, l’émetteur prend ainsi en compte, pour différents récepteurs, leurs débits passés ( i.e. débits moyens pondérés jusqu’à la sous-trame précédente), leur débit présent ( i.e. débit sur la sous-bande donnée et sur les sous-bandes déjà allouées) et leurs débits potentiels (débits sur les sous-bandes non encore allouées) pour sélectionner le meilleur récepteur possible (au sens de la métrique PF). La pondération par le premier paramètre permet de régler finement le poids que l’on accorde aux débits passés (synthétisés dans la fonction ) et potentiels (synthétisés dans la moyenne ). Dans un mode de réalisation, le débit moyen pondéré par sous-trame est déterminé récursivement pour chaque récepteur de l’ensemble de récepteurs par l’initialisation et par la récursion suivante, où : si le récepteur appartient au sous-ensemble à la sous-trame , où est le débit pour la sous-trame et pour toutes les sous-bandes allouées audit récepteur , , et où est un deuxième paramètre, si le récepteur n’appartient pas au sous-ensemble à la sous-trame . Cette pondération récursive par le deuxième paramètre permet de régler finement le poids que l’on accorde aux débits passés (i.e. le débit pondéré ) et au débit effectif de la sous-trame précédente (i.e. ). Ce deuxième paramètre peut être différent du premier paramètre , ou égal. Dans un mode de réalisation, l’estimation du débit pour le récepteur courant pour la sous-bande à la sous-trame comprend : - détermination d’un rapport signal sur interférence plus bruit (SINR, pour « signal to interference plus noise ratio » en anglais) multi-utilisateurs (« multi- users ») SINR-MU pour la sous-bande et pour au moins une couche spatiale du récepteur courant , à partir de l’information remontée par le récepteur courant , - détermination, à partir des SINR-MU pour la sous-bande et pour l’au moins une couche spatiale du récepteur courant , d’un SINR-MU effectif pour le récepteur courant et pour la sous-bande , - détermination, pour le récepteur courant et pour la sous-bande , d’un schéma de modulation et codage (MCS) à partir du SINR-MU effectif et d’un taux d’erreur cible, - détermination d’un débit pour le récepteur courant pour la sous-bande à partir du schéma de modulation et codage. Le débit est ici déterminé grâce aux propriétés physiques de la liaison récepteur/émetteur, notamment le SINR-MU. Cette détermination du débit repose sur un SINR-MU dit effectif, obtenu par compression MIESM (« Mutual Information Effective SINR Mapping » en anglais) des différents SINR-MU précédemment calculés pour un récepteur donné et pour une sous-bande donnée. Ce SINR-MU effectif synthétise les SINR-MU des différentes couches spatiales. L’obtention du schéma de modulation et codage, partant de ce SINR-MU, est réalisé à l’aide de tables de qualité gaussiennes. Cela permet en pratique de calculer efficacement le débit, comme on le verra ci-après. Dans un mode de réalisation, le calcul de la métrique de performance de l’union du sous-ensemble courant et dudit récepteur candidat comprend - la détermination des précodages à appliquer aux récepteurs de ladite union à partir, pour chaque récepteur de ladite union, de l’information remontée par ledit récepteur ; et - la détermination, à partir des précodages à appliquer, d’une matrice d’allocation de puissance diagonale, dont chacun des coefficients est une puissance pour la sous-bande et pour une couche spatiale de l’un des récepteurs de ladite union La détermination du SINR-MU , pour la sous-bande et pour une couche spatiale du récepteur courant , à partir de l’information remontée par le récepteur courant comprend : - si ladite information comprend une version compressée de la matrice de covariance du récepteur courant , l’estimation d’une matrice de canal du canal entre l’émetteur et le récepteur courant , la détermination d’une matrice de canal après blanchiment de l’interférence, notée , satisfaisant l’équation , la détermination des valeurs singulières de la matrice de canal après blanchiment de l’interférence par décomposition en valeurs singulières, chaque valeur singulière étant associée à une couche spatiale du récepteur courant , et la détermination du SINR-MU pour une couche spatiale dudit récepteur sur la sous-bande , à partir de la valeur singulière de ladite couche spatiale et de la puissance précédemment déterminée pour ladite couche ; - si ladite information comprend un indicateur de qualité du canal CQI( ) pour la sous-bande et pour la couche spatiale du récepteur courant , la détermination d’un SINR-SU pour la couche spatiale à partir dudit indicateur de qualité du canal CQI( ), et la détermination dudit SINR-MU en renormalisant ledit SINR-SU par un rapport entre la puissance précédemment déterminée pour ladite couche et la puissance utilisée pour calculer ledit indicateur de qualité du canal CQI( ). Dans ce mode de réalisation, le calcul du SINR-MU d’un récepteur se fait en deux temps. Tout d’abord, on calcule, pour tous les récepteurs nécessaires aux calculs subséquents ( i.e. tous les récepteurs de l’union du sous-ensemble courant et dudit récepteur candidat ), le précodage à appliquer à chacun, et la matrice d’allocation de puissance qui en découle. Cela permet de faire le calcul des précodages et de la matrice d’allocation de puissance des récepteurs de ladite union une seule fois au cours du calcul de la métrique de ladite union. Ensuite, lors de la détermination du SINR-MU d’un récepteur courant donné de ladite union (c’est-à-dire lors du calcul de la métrique partielle dudit récepteur courant), on calcule son SINR-MU sur la base de l’information remontée par ledit récepteur. L’émetteur est ainsi capable d’estimer ici des débits pour des récepteurs de type variable : CSI-D, CSI-R2 ou un récepteur hybride dont le type varie dans le temps. Dans un mode de réalisation, la détermination de la matrice d’allocation de puissance diagonale à partir des précodages à appliquer comprend la détermination du plus grand coefficient diagonal de la matrice et la détermination d’une puissance à allouer à chacune des couches sur la base du rapport entre une puissance maximale par antenne de l’émetteur et ledit plus grand coefficient diagonal. On peut ainsi supposer une puissance équidistribuée sur les couches spatiales, ce qui permet un calcul simple et explicite des coefficients de la matrice de puissance, et par conséquent de l’ensemble de la métrique de performance. Dans un mode de réalisation, la détermination des précodages à appliquer aux récepteurs de ladite union comprend - la détermination d’une matrice de canal après blanchiment de l’interférence à partir de l’information remontée par chaque récepteur de ladite union, - la décomposition en valeurs singulières de la matrice de canal après blanchiment de l’interférence ainsi déterminée en une matrice d’entrée , - la construction d’une matrice de précodage par sélection de colonnes sur une matrice pseudo-inverse de la matrice d’entrée . On peut ainsi construire une matrice de précodage comprenant des précodages pour les récepteurs de l’union, et ce même si l’information en provenance de ces récepteurs est hétérogène (dit autrement, ces récepteurs n’ont pas toujours le même type, voire leur type peut changer au fil du temps). L’invention propose également un émetteur d’un système de transmission comprenant en outre un ensemble de récepteurs. Un tel émetteur comprend, pour au moins une ressource temps-fréquence : - des moyens de réception d’au moins une information relative à une technique d’acquisition de la connaissance du canal en émission, en provenance de chacun des récepteurs, au moins un desdits récepteurs étant configuré pour remonter audit émetteur une information relative à une première technique d’acquisition de la connaissance du canal en émission, et au moins un desdits récepteurs étant configuré pour remonter audit émetteur une information relative à une deuxième technique d’acquisition de la connaissance du canal en émission, - des moyens de sélection, à partir desdites informations reçues des récepteurs, d’un sous-ensemble de récepteurs, inclus dans l’ensemble de récepteurs, vers lesquels l’émetteur est configuré pour émettre des données sur ladite au moins une ressource temps-fréquence. L’invention propose en outre un programme d’ordinateur comportant des instructions pour la mise en œuvre d’un procédé du type décrit ci-avant, lorsque ce programme est exécuté par un processeur. 4. Liste des figures D’autres caractéristiques et avantages de l’invention apparaîtront plus clairement à la lecture de la description suivante d’un mode de réalisation particulier, donné à titre de simple exemple illustratif et non limitatif, et des dessins annexés, parmi lesquels : - la illustre un système de transmission comprenant un émetteur et des récepteurs selon un mode de réalisation de l’invention, - la illustre le procédé de communication selon un mode de réalisation de l’invention, - la illustre un exemple d’étape de sélection SEL1 réalisée dans le procédé de communication de la , - la illustre un autre exemple d’étape de sélection SEL1 réalisée dans le procédé de communication de la , - la illustre un exemple d’étape de sélection SEL2 réalisée l’étape de sélection SEL1 de la , - la illustre un exemple d’étape de calcul réalisée dans l’étape de sélection SEL2 de la , - la illustre un exemple d’étape de détermination de débit réalisée dans l’étape de calcul de la , - la illustre un exemple d’étape de détermination de précodage réalisé dans l’étape de sélection SEL2 de la , - la illustre un exemple d’étape de détermination de SINR-MU réalisée dans l’étape de détermination du débit de la , pour un récepteur dans le cas CSI-D, - la illustre un exemple d’étape de détermination de SINR-MU réalisée dans l’étape de détermination du débit de la , pour un récepteur dans le cas CSI-R2, - la illustre schématiquement des échanges émetteur-récepteur pour la technique CSI-D, - la illustre schématiquement des échanges émetteur-récepteur pour la technique CSI-R2 dans un cas apériodique, - la illustre schématiquement des échanges émetteur-récepteur pour la technique CSI-R2 dans un cas périodique, - la illustre la structure simplifiée d’un émetteur selon un mode de réalisation de l’invention. 5. Description de modes de réalisation de l’invention 5.1 Principe général Il est fait référence à la . Un système de transmission 1 selon l’invention comprend un émetteur 2 et un ensemble de récepteurs 3-1 … 3- … 3- , en communication avec l’émetteur via un canal global 4. Ici, est le nombre de récepteurs (aussi appelés « utilisateurs », d’où le « »)), et un nombre entier compris entre 1 et qui sert à identifier un récepteur. Pour la suite, on désigne un récepteur donné par son indice (1, …, , …, ), ou par la référence R-i (exemple : R , …, R , …, R où 1… … est l’indice du récepteur) selon ce qui est le plus lisible dans le contexte. L’émetteur 2 peut comprendre antennes d’émission 5 ( , qui peuvent interférer les unes avec les autres. De la même façon, chaque récepteur peut comprendre antennes de réception respectives 6- ( , qui peuvent interférer les unes avec les autres. En appliquant un pré-codage approprié, l’émetteur 2 peut transmettre des données à plusieurs récepteurs sur les mêmes ressources temps-fréquences, selon un schéma d’ordonnancement à définir. En d’autres termes, le système de transmission 1 est du type MIMO multi-utilisateurs. Chacun des récepteurs peut remonter à l’émetteur une information relative à une technique d’acquisition de la connaissance du canal en émission (« channel state information », ou CSI). Chacun des récepteurs peut être du type CSI-D ( i.e. renvoyer une information de type PMI, RI et/ou CQI), du type CSI-R2 ( i.e. renvoyer une version compressée de la matrice de covariance de l’interférence entre ses antennes), ou encore du type CSI-R1 par exemple. On peut également envisager l’utilisation de récepteurs dont le type est variable au fil des transmissions. Dans ce cas, le récepteur peut sélectionner une technique d’acquisition de la connaissance du canal en émission, par exemple celle qui offrirait le meilleur débit de transmission pour une transmission sur une bande de fréquences et un intervalle de temps donnés, et remonter à l’émetteur au moins une information relative à la technique sélectionnée ; de tels récepteurs sont par exemple décrits dans la demande de brevet déposée au nom d’Orange sous le numéro FR2114459. Il n’est pas trivial de décider de l’allocation des ressources temps-fréquences aux récepteurs, et notamment le schéma d’ordonnancement correspondant (i.e. à quels récepteurs allouer au moins une ressource temps-fréquence. C’est d’autant plus le cas que l’ensemble des récepteurs peut être hétérogène en termes de technique d’acquisition de CSI. L’invention propose un procédé pour sélectionner de manière satisfaisante un sous-ensemble de récepteurs de l’ensemble de récepteurs vers lesquels un émetteur peut émettre des données, et ce pour au moins une ressource temps-fréquence donnée. Le sous-ensemble de récepteurs est sélectionné pour être optimal, au sens défini ci-après. Dans la figure 1, le sous-ensemble de récepteurs sélectionnés comprend par exemple le récepteur R , mais pas le récepteur R1, ni le récepteur R . Dans un mode de réalisation particulier, on sélectionne des récepteurs pour émettre sur une sous-bande et une sous-trame . Une sous-trame peut être un ensemble de symboles OFDM, par exemple 14 symboles OFDM dans la norme 5G, dont certains symboles utilisés pour transporter des données utiles, d’autres des données de contrôle (en anglais « subframe »). Si l’on se place dans le contexte de la norme 5G une ressource temps fréquence est un « élément de ressource » (RE ou « R essource Element »). Un élément de ressource, dans ce cadre, désigne la plus petite granularité temps-fréquence (c’est-à-dire une sous-porteuse et un symbole OFDM). On considère que la remontée d’un PMI et d’un RI par le récepteur ne peut intervenir que dans un contexte où le nombre d’antennes d’émission à l’émetteur est . On note par ailleurs que le nombre de couches spatiales que peut recevoir un récepteur ne peut excéder min( , ). Dans le cas d’une seule antenne de réception au récepteur, celui-ci ne peut recevoir qu’une seule couche spatiale, ou autrement dit RI=1. Dans la norme LTE (4G) le nombre d’antennes de réception d’un terminal dit « smart phone » est au moins de deux tandis que pour la norme NR, le nombre d’antennes de réception pour ce type de terminal est spécifié à au moins quatre antennes pour certaines bandes (3.5GHz n77/78). Pour les stations de base, le nombre d’antennes d’émission n’a cessé de croitre pour atteindre jusqu’à 64 antennes en massive MIMO. A noter qu’une antenne dans ce contexte est une chaine RF incluant une conversion numérique vers analogique et vice versa. Ainsi, le nombre d’éléments rayonnants peut être supérieur au nombre d’antennes. Si le nombre d’antennes d’émission et de réception (ou « transceiver units ») est le même au niveau de la station de base, ce n’est pas le cas pour les mobiles qui peuvent avoir un nombre d’antennes d’émission inférieur au nombre d’antennes de réception, typiquement deux antennes d’émission pour quatre antennes de réception. Toutefois, le terminal peut envoyer des signaux de référence depuis ses quatre antennes de réception, même dans cette configuration typique, grâce à la technique dite « antenna switching » (la chaine RF est basculée sur un autre élément rayonnant). A noter que lorsque le récepteur est équipé d’une seule antenne de réception pour CSI-D, le nombre de couches spatiales est limité à 1 (RI=1) et la covariance de l’interférence est un simple scalaire réel positif. Il est fait référence à la . Selon un mode de réalisation particulier, le procédé de communication mis en œuvre dans l’émetteur 2 comprend, pour au moins une ressource temps-fréquence associée à une sous-bande de fréquences et une sous-trame temporelle , une étape de réception RCP1 d’au moins une information 10 relative à une technique CSI, en provenance d’au moins un récepteur, et une étape de sélection SEL1 d’un sous-ensemble de récepteurs partageant les mêmes ressources temps-fréquence. L’information 10 en provenance d’au moins un récepteur est relative à une technique d’acquisition de la connaissance du canal en émission. On note qu’au moins un récepteur est configuré pour envoyer une information relative à une première technique (par exemple CSI-D, CSI-R1, CSI-R2), et au moins un récepteur est configuré pour envoyer une information relative à au moins une deuxième technique, distincte de la première technique. Le récepteur envoyant une information relative à la première technique et le récepteur envoyant une information relative à la deuxième technique peuvent être différents (par exemple un récepteur de type CSI-D et l’autre de type CSI-R2 pour une sous-trame donnée) ou être le même récepteur pour deux sous-trames distinctes (par exemple CSI-D à un instant donné, et CSI-R2 à un autre instant). Dit autrement, l’émetteur est apte à traiter l’information en provenance d’un récepteur, peu importe que cette information soit relative à la première technique ou à une deuxième technique. Ainsi, l’émetteur peut gérer des récepteurs de types différents, voire de type variable au cours du temps. Dans le cas CSI-R2, l’information remontée par le récepteur u comprend une version compressée de la matrice de covariance de l’interférence . La matrice de covariance de l’interférence est représentative de la structure spatiale de l’interférence entre les antennes de réception 6-u d’un récepteur donné (u étant compris entre 1 et ). Cette version compressée de la matrice de covariance de l’interférence est obtenue par le récepteur en estimant la matrice de covariance de l’interférence , puis en compressant cette matrice de covariance de l’interférence . Ici, la structure de l’interférence se réfère à la corrélation de l’interférence sur les différentes antennes de réception pour une sous-porteuse (fréquence donnée) d’un symbole OFDM par exemple. L’interférence sera qualifiée de « structurée » lorsque la matrice de covariance de l’interférence s’éloigne d’une matrice identité (à un facteur multiplicatif près), c'est-à-dire, lorsque la corrélation entre les antennes de réception est forte. Selon un mode de réalisation particulier, l’estimation de la matrice de covariance de l’interférence repose sur une configuration de mesures d’interférences de CSI (ou « CSI interference measurement » en anglais, aussi noté CSI-IM). Ces CSI-IM indiquent des positions d’éléments de ressource (ou RE, pour « ressource element ») où rien n’est transmis par l’émetteur, ce qui donne une fenêtre de mesure de l’interférence sans signal de l’émetteur 2. En d’autres termes, les positions temps-fréquence ( i.e. éléments de ressource) où la covariance doit être estimée correspondent à des CSI-RS de puissance nulle, c'est-à-dire des éléments de ressource qui ne sont pas utilisés pour la transmission. L’estimation de la matrice de covariance de l’interférence peut être réalisée par corrélation de signaux reçus représentatifs de l’interférence sur les différentes antennes de réception 6- du récepteur , en l’absence de signaux de référence CSI-RS. L’émetteur 2, par exemple, peut configurer des ressources (en temps-fréquence) interdites à la transmission (technique dite « Zero -Power CSI-RS » dans le standard 3GPP ZP-CSI-RS TS38.211) qui permettent au récepteur de plus facilement mesurer, sur ces ressources et pour chaque antenne de réception 6- , l’interférence. En variante, on pourrait envisager d’estimer la matrice de covariance de l’interférence à partir de la soustraction des signaux de données ou de référence utiles – c’est-à-dire ne faisant pas partie de l’interférence du point de vue du récepteur en charge de mesurer celle-ci – aux signaux reçus sur chaque antenne pour obtenir des signaux représentatifs de l’interférence sur les différentes antennes de réception . Dans un mode de réalisation, on compresse la matrice de covariance en ne retenant que ses plus grandes valeurs propres. En effet, comme la matrice est définie positive, elle est ortho-diagonalisable ( i.e. diagonalisable, et de vecteurs propres orthogonaux les uns avec les autres). Les valeurs propres de s’écrivent sous la forme . Il suffit alors de conserver les plus grandes valeurs propres. En variante, on peut compresser la matrice de covariance de l’interférence telle que , en choisissant tel que minimise la différence et appartient à un sous ensemble discret de éléments réels positifs. La compression de la matrice de covariance de l’interférence est ainsi donnée par la transmission de q bits du récepteur vers l’émetteur en supposant que le sous-ensemble discret auquel appartient est connu de l’émetteur et du récepteur ainsi que la correspondance entre les q bits reçus et la valeur associée de . Dans le cas CSI-D, l’information remontée par le récepteur comprend par exemple un indicateur de précodage (PMI), identifiant un précodage dans le dictionnaire de précodage. Ladite information peut en outre comprendre un indicateur de qualité du canal (CQI) – permettant notamment de déduire un schéma de modulation et codage à utiliser pour la transmission, et/ou un indicateur de rang (RI) – permettant de déterminer le nombre de couches spatiales à utiliser pour la transmission. L’étape SEL1 comprend la sélection, à partir desdites informations reçues des récepteurs, d’un sous-ensemble de récepteurs, inclus dans l’ensemble de récepteurs, partageant les mêmes ressources temps fréquence. L’étape de sélection SEL1 du sous-ensemble de récepteurs peut être réalisée en déterminant le sous-ensemble de récepteurs (inclus dans l’ensemble de récepteurs ) qui maximise une métrique de performance donnée. Par métrique de performance, on sous-entend une fonction qui à chaque sous-ensemble de l’ensemble associe un nombre réel donné. Cette métrique permet de mesurer à quel point un sous-ensemble est pertinent pour un certain nombre de critères donnés, comme par exemple des critères de transmission (débits, taux d’erreur, SNR, etc.) et/ou des critères d’équité entre les différents récepteurs (de sorte à ne léser aucun récepteur au fil des différentes allocations d’éléments de ressource). Un sous-ensemble donné est d’autant meilleur, au sens de cette métrique, que la valeur de la métrique de sous-ensemble est élevée si l’on considère une métrique basée sur un débit de transmission ou un rapport signal à bruit. L’émetteur est alors configuré pour émettre simultanément des données sur ladite sous-bande vers les récepteurs de ce sous-ensemble de récepteurs. 5.2 Schéma heuristique de construction Dans un mode de réalisation, représenté figure 3, le sous-ensemble maximisant la métrique de performance, notée , est construit de manière itérative, selon un schéma d’ordonnancement heuristique décrit ci-après. La construction de manière itérative est réalisée sur un sous-ensemble courant , que l’on initialise à l’ensemble vide en début de construction, à une étape INIT. A chaque boucle de l’itération, on détermine parmi les récepteurs extérieurs à ce sous-ensemble courant (c’est-à-dire pas encore ajoutés à ce sous-ensemble courant ) un récepteur optimal à ajouter (optimal au sens de la métrique de performance choisie). Si ce récepteur optimal améliore effectivement la métrique de performance, alors on ajoute ce récepteur optimal au sous-ensemble courant , et on répète l’opération jusqu’à ce qu’un récepteur optimal d’une itération donnée n’améliore plus la métrique de performance du sous-ensemble courant . A ce moment, le sous-ensemble courant est un sous-ensemble optimal ou quasi-optimal pour la métrique de performance. Plus précisément, la construction comprend une sélection SEL2 du récepteur optimal au sens de la métrique de performance parmi l’ensemble de récepteurs extérieurs au sous-ensemble courant à ajouter au sous-ensemble courant , et une étape d’ajout ADD (pour « additionner ») du récepteur si la métrique de performance déterminée pour l’union du sous-ensemble courant et du récepteur optimal sélectionné est supérieure à la métrique de performance déterminée pour le sous-ensemble courant . Par récepteur optimal sélectionné (optimal au sens de la métrique de performance), on entend un récepteur de l’ensemble dont une « future » incorporation (i.e. incorporation à la fin du cycle d’itération courant) au sous-ensemble courant maximise la métrique de performance comparé aux autres récepteurs de l’ensemble . Ce récepteur optimal peut être unique. Au contraire plusieurs récepteurs peuvent fournir la même « meilleure » (par exemple la plus grande) métrique de performance une fois ajouté au sous-ensemble courant . Si plusieurs récepteurs sont optimaux au sens de la métrique de performance, on peut choisir l’un des récepteurs optimaux, par exemple de manière aléatoire, ou par exemple en préférant celui qui présente le moins de couches spatiales. Une fois le récepteur optimal déterminé, on détermine au cours d’une étape COMP1 s’il améliore effectivement la métrique de l’union du sous-ensemble courant et du récepteur optimal sélectionné – dit autrement, si . Si c’est le cas, on ajoute ce récepteur optimal sélectionné au sous-ensemble courant (dit autrement, reçoit , symbolisé par sur les figures), et on réitère les opérations précédentes. 5. 2.1 Condition sur le nombre de couches spatiales Dans un mode de réalisation, représenté figure 4, l’ajout du récepteur optimal sélectionné audit sous-ensemble courant est réalisé à la condition que le nombre de couches spatiales de l’union du sous-ensemble courant et du récepteur optimal sélectionné ne dépasse pas un seuil L max . Ce seuil est par exemple le nombre d’antennes d’émission 5, puisqu’il est impossible de transmettre plus de couches spatiales que de nombre d’antennes d’émission. En variante, on pourrait envisager avoir un seuil L max égal à , permettant ainsi de réserver une couche spatiale donnée à une autre tâche parallèle à la transmission MIMO-MU. Plus précisément, dans ce mode de réalisation, l’étape ADD comprend la détermination du nombre de couches spatiales dudit récepteur optimal , et l’obtention du nombre de couches spatiales des récepteurs du sous-ensemble courant , et une étape de détermination SL de si la somme du nombre de couches spatiales dudit récepteur et du nombre de couches spatiales des récepteurs du sous-ensemble courant est inférieure ou égale à un seuil prédéterminé . Si cette condition est satisfaite, alors on peut procéder à l’ajout ADD du récepteur optimal au sous-ensemble courant . On incrémente alors le nombre de couches spatiales dudit récepteur au nombre de couches spatiales des récepteurs du sous-ensemble courant (dit autrement, reçoit , symbolisé par sur les figures). Cette incrémentation permet de ne pas à avoir à recalculer le nombre de couches spatiales des récepteurs du sous-ensemble courant à la prochaine boucle d’itération. Si, au contraire, cette condition n’est pas satisfaite, alors l’ajout ADD du récepteur optimal au sous-ensemble courant n’est pas réalisé. Bien que la représente la vérification de la condition d’arrêt après la vérification de l’amélioration de la métrique, on peut tout à fait réaliser cette étape en premier, si cela est plus économe pour discriminer les récepteurs optimaux. En pratique, cela peut être plus rapide. 5. 2.2 Condition d’arrêt du schéma d’ordonnancement heuristique Au cours d’une construction itérative comme décrite ci-dessus, il arrive en général que l’on tombe sur une itération où le récepteur optimal sélectionné n’est finalement pas ajouté au sous-ensemble courant K . Cela peut être dû au fait que ce récepteur optimal n’améliore pas la métrique du sous-ensemble courant , ou bien lorsque cela est implémenté, que l’union du récepteur optimal et du sous-ensemble courant K ne remplirait pas la condition sur le nombre maximum de couches spatiales. Cela peut être également dû au fait que l’on ne trouve plus de récepteur extérieur au sous-ensemble courant (dit autrement, ). Il convient alors de définir une fin d’itération. Dans un mode de réalisation, si une boucle d’itération ne comprend pas l’étape d’ajout ADD, alors on considère que l’on est arrivé à un ensemble optimal ou quasi optimal. Dans ce cas, on interrompt la boucle d’itération. Cela offre une condition de sortie de boucle simple à mettre en œuvre en pratique. Cela garantit qu’à compter du moment où il n’existe pas de récepteur optimal dont l’ajout au sous-ensemble courant améliore la métrique de performance, on est arrivé au meilleur sous-ensemble courant pour ce schéma d’ordonnancement heuristique. En outre, dans le cas où l’on met en œuvre la condition sur le nombre de couches, cela garantit une sortie de boucle puisqu’un ajout d’un récepteur optimal donné à une boucle d’itération donnée augmente forcément le nombre de couches spatiales de l’ensemble courant d’une valeur supérieure ou égale à 1 (puisque ). En variante, quand la condition sur le nombre maximum de couches spatiales est mise en œuvre, on peut envisager de continuer la boucle d’itération lorsque le récepteur optimal , même s’il améliore effectivement la métrique du sous-ensemble courant ( i.e. ), ne satisfait pas la condition sur les couches spatiales. Dans ce cas, cela signifie certes qu’il n’y a plus assez de couches spatiales disponibles pour ajouter le récepteur optimal , mais cela n’exclue pas l’existence d’un autre récepteur, extérieur au sous-ensemble courant , qui améliore lui aussi la métrique, tout en ayant moins de couches spatiales que le récepteur optimal . On peut alors réitérer la boucle d’itération, en exécutant notamment l’étape de sélection SEL2 sur l’ensemble des récepteurs extérieurs à l’union du sous-ensemble courant et du récepteur optimal , et tester de nouveau la condition sur le nombre maximum de de couches spatiales sur un nouveau récepteur optimal extérieur à cette union . Si, à force d’itérations, on « épuise » l’ensemble des récepteurs extérieurs au sous-ensemble courant sans identifier de récepteur qui satisfait à la fois la condition d’amélioration de la métrique et la condition sur les couches-spatiales, alors cela signifie que le sous-ensemble est quasi-optimal (pour la métrique), et on peut alors arrêter l’itération et renvoyer le sous-ensemble courant comme sous-ensemble quasi optimal sélectionné. 5. 2.3 Détermination du récepteur optimal pour la métrique de performance Il est fait référence à la . Dans un mode de réalisation, la sélection SEL2 du récepteur optimal au sens de la métrique de performance comprend une étape d’obtention OBT1 de la métrique de performance pour le sous-ensemble courant , une étape de calcul CALC1, pour au moins un récepteur candidat de ( i.e. extérieur au sous-ensemble courant ), d’une métrique candidate égale à la métrique de performance ) de l’union du récepteur candidat avec le sous-ensemble courant , et enfin une étape de détermination DET1 du récepteur candidat présentant la métrique candidate la plus grande. Dans un mode de réalisation, on filtre, au cours d’une étape FLTR, dans , les récepteurs selon un critère prédéterminé (noté ), de sorte à ne calculer effectivement la métrique que pour les récepteurs les plus « prometteurs » pour optimiser la métrique, dit autrement pour les récepteurs appartenant à . Une fois le calcul sur un récepteur effectué, on peut alors modifier, au cours d’une étape COND, son critère correspondant pour le mettre à (pour « false », dit autrement, pour ne pas recalculer sa métrique candidate). On continue alors le calcul des métriques candidates pour les récepteurs restants. Cela permet d’accélérer la sélection du récepteur optimal, en ne calculant que les métriques candidates nécessaires. Par exemple, quand la condition de couches spatiales est mise en œuvre, on peut d’office exclure les récepteurs de dont le nombre de couches spatiales est supérieur au seuil moins le nombre de couches spatiales du sous-ensemble courant , puisqu’on sait d’avance que ces récepteurs ne rempliront pas ladite condition de couches spatiales. Dit autrement, on a ). Dans un exemple de réalisation, on teste tous les récepteurs de en tant que récepteur candidat . Cela permet de s’assurer de ne pas passer à côté du meilleur récepteur de . Ici, on peut résumer cela par (pour « true »). 5. 3 Métrique « proportional fair » Dans un mode de réalisation, la métrique de performance utilisée est une métrique dite de « proportional fair », ci-après notée et appelée métrique PF. Cette métrique PF a pour but de maximiser la bande passante de l’émetteur tout en garantissant une qualité de service minimale pour chaque récepteur au cours du temps (ou, en d’autres termes, un débit minimal en moyennant dans le temps). Le calcul de la métrique candidate d’un récepteur candidat dans le cas d’une métrique PF peut comprendre une étape de calcul CALC2 d’une métrique partielle pour une sous-trame donnée et pour chaque récepteur courant appartenant à l’union . La métrique candidate est alors égale à la somme des métriques partielles ainsi calculées : Il est fait référence à la figure 6. On initialise à une étape INIT la valeur de la métrique candidate à zéro, puis on réalise une boucle ALL sur tous les récepteurs courants de l’union . Au cours de cette boucle, on calcule à l’étape CALC2 la métrique partielle, puis on incrémente à une étape INCR la valeur de la métrique candidate de la métrique partielle . On renvoie alors la valeur courante une fois que l’on a itéré la boucle sur tous les éléments de . L’étape de calcul CALC2 de la métrique partielle, dans le cas de la métrique PF, peut comprendre : - l’estimation d’un débit pour le récepteur courant pour la sous-trame t et la sous-bande (sur lesquelles on cherche à sélectionner le sous-ensemble vers lequel émettre), - la détermination de la moyenne des débits des sous-bandes alloués au récepteur courant et des sous-bandes encore disponibles, - l’obtention d’un débit moyen pondéré par sous-trame jusqu’à la sous-trame précédente , et - le calcul de la métrique partielle selon l’équation , où est un premier paramètre. Le principe général de cette métrique PF est ainsi de réserver une sous-bande donnée aux récepteurs en ayant le plus « besoin » – à la fois parce qu’ils n’ont pas pu bénéficier d’un débit suffisant par le passé (comparé aux autres récepteurs), et/ou parce que les autres sous-bandes éventuelles ne seront pas aussi avantageuses en termes de débits. Plus précisément, la métrique « proportional fair » favorise d’autant plus un récepteur qu’il peut permettre un débit important sur la sous-bande considérée. Mais, en contrepartie, la métrique PF baisse le poids des récepteurs : - ayant déjà bénéficié d’une importante bande passante par le passé (synthétisée par le débit moyen pondéré par sous-trame jusqu’à la sous-trame précédente), et/ou - ayant la possibilité d’avoir un important débit sur l’ensemble des sous-bandes encore disponible – dit autrement, sur les autres sous-bandes que la sous-bande considérée, ce qui est synthétisé par la moyenne des débits des sous-bandes alloués au récepteur courant et des sous-bandes encore disponibles. Le calcul du débit moyen pondéré par sous-trame est déterminé récursivement pour chaque récepteur de l’ensemble de récepteurs . On commence par l’initialisation puis on réalise une récursion selon si u appartenait au sous-ensemble sélectionné à la sous-trame précédente : - si le récepteur appartient au sous-ensemble à la sous-trame , - si le récepteur n’appartient pas au sous-ensemble sélectionné à la sous-trame . Le terme correspond au débit pour la sous-trame et pour toutes les sous-bandes allouées audit récepteur , dit autrement le débit effectivement délivré au récepteur à la sous-trame précédente. On initialise ce terme , puisqu’aucun débit n’est transmis avant le début du procédé de transmission. Le terme est un deuxième paramètre compris entre 0 et 1. Ainsi, si un récepteur donné a appartenu au sous-ensemble sélectionné à la sous-trame précédente (dit autrement, s’il a été sélectionné et qu’il a bénéficié d’une transmission de données sur la sous-bande considérée, ou sur une autre sous-bande), son débit moyen pondéré augmente au prorata du débit total dont il a bénéficié. Si, au contraire, u n’était pas inclus dans le sous-ensemble sélectionné à la sous-trame précédente , alors son débit moyen pondéré décroît (géométriquement avec le nombre de sous-trames sans transmission de données). 5. 3.1 Calcul du débit (cas général) Il est fait référence à la . Afin de calculer la métrique PF, il est nécessaire d’avoir accès au débit pour le récepteur courant pour la sous-bande à la sous-trame . Selon le type du récepteur (par exemple CSI-D, CSI-R1 ou CSI-R2), la méthode pour calculer ce débit peut différer. Cependant, une partie non négligeable du processus de calcul de est commune aux différents types de récepteurs, et est décrite ci-après. L’estimation du débit pour le récepteur courant pour la sous-bande à la sous-trame comprend la détermination d’un ou plusieurs SINR-MU (rapport signal sur interférence plus bruit multi utilisateur, ou « SINR multi users » en anglais) noté , puis la détermination d’un SINR-MU effectif (donc sans indice de couche spatiale), la détermination d’un schéma de modulation et codage (noté MCS), et enfin la détermination d’un débit à partir de ce MCS. Le SINR-MU est déterminé à une étape DET2, pour la sous-bande et pour au moins une couche spatiale du récepteur courant , à partir de l’information remontée par le récepteur courant . La méthode pour déterminer ce SINR-MU varie selon le type de récepteur, et le cas des types CSI-D et CSI-R2 sera développé ci-après. Le SINR-MU effectif est déterminé à une étape DET3, pour le récepteur courant et pour la sous-bande . L’étape DET3 se base sur le ou les SINR-MU déterminé(s) à l’étape DET2 pour une ou plusieurs couches spatiales du récepteur courant . Le SINR effectif est déterminé à partir des SINR de chaque sous bande-bande, via une compression MIESM (« mutual information effective signal-to-noise-ratio mapping »). Le schéma de modulation et codage MCS est déterminé à une étape DET4, pour le récepteur courant et pour la sous-bande , à partir du SINR-MU effectif , déterminé à l’étape DET3, et d’un taux d’erreur cible BLER. Plus précisément, grâce à une technique d’abstraction de la couche physique, telle que notamment présentée dans les articles « Link performance models for system level simulations of broadband radio access systems » (K. Brueninghaus et al., IEEE 16th Int. Symposium on Personal, Indoor and Mobile Radio Communications, 2005 (PIMRC 2005), vol. 4, 2005, pp. 2306–2311) ou « Realistic Performance of LTE: In a Macro- Cell Environment » (B. Landre et al. Proc. IEEE VTCS-2012, Japan, Yokohama, May 2012), on peut déterminer le schéma de modulation et codage sur la base du SINR effectif et d’un taux d’erreur cible, à l’aide de tables de qualité gaussiennes. Le débit est déterminé à une étape DET5, à l’aide d’une table de qualité gaussienne. Les tables de qualité gaussienne permettent de relier empiriquement le SINR effectif, un taux d’erreur BLER cible et un schéma de modulation et codage. Le schéma de modulation et codage permet de calculer le débit . Le débit est déterminé, à partir de la modulation (nombre de bits par symbole) et du « coding rate » (ratio de bits utiles). Dans un mode de réalisation, on fixe un taux d’erreur BLER cible à 10% (ou plus généralement inférieur à 20%), ce qui permet de déduire le schéma modulation et codage à utiliser, connaissant le SINR effectif. Cela permet alors d’obtenir un débit pour la technique considérée (CSI-D, CSI-R1 ou CSI-R2). Lorsqu’on vise à déterminer le débit pour la sous-trame et pour toutes les sous-bandes allouées à un récepteur , l’étape DET3 peut comprendre en outre une étape supplémentaire dans laquelle on compresse également les SINR-MU par rapport aux sous-bandes allouées en un SINR-MU effectif pour le récepteur . Dit autrement, on applique une compression MIESM sur les sous-bandes afin d’obtenir le SINR-MU effectif . Les étapes DET4 (pour déterminer le MCS) et DET5 (pour déterminer ) sont alors réalisées de manière analogue, l’étape DET4 prenant en entrée le SINR-MU effectif ainsi déterminé. Puisque, pour une sous-trame donnée, on calcule la métrique candidate sur la base du débit sur toutes les sous-bandes allouées à à la sous-trame précédente , il est envisageable en pratique de calculer le débit à la fin d’une sous-trame donnée et de le stocker en mémoire pour ne pas avoir à recalculer à la sous-trame suivante tous les SINR-MU. Dit autrement, on peut calculer le débit total en parallèle des débits , et le stocker pour la prochaine sélection du sous-ensemble de récepteurs. Afin de déterminer les différents débits des différents récepteurs de l’union , on calcule selon ce mode de réalisation des SINR-MU pour ces récepteurs . Le calcul de ces SINR-MU peut se faire en trois temps : un calcul du précodage à appliquer aux récepteurs de l’union , la détermination de l’allocation de puissance pour ces récepteurs de l’union à partir de ce précodage, et enfin la détermination du SINR-MU des récepteurs de l’union à partir de cette allocation de puissance. 5.3.2 Calcul du précodage et de la puissance Afin de déterminer les différents débits , le calcul de la métrique candidate ( i.e. de la métrique de l’union ) comprend une étape PREC de détermination des précodages à appliquer pour les récepteurs de l’union . Suite à cette étape PREC, on détermine à une étape PWR une matrice de puissance représentant les puissances à allouer aux différents récepteurs de l’union . L’étape PREC prend en entrée l’information remontée par chacun des récepteurs (celle-ci différant selon le type du récepteur ). L’étape PWR prend en entrée la matrice de précodages , et détermine une matrice de puissance . La matrice de puissance P est diagonale, et chacun des coefficients est une puissance pour une couche spatiale de l’un des récepteurs de ladite union . 5.3. 2 .a Calcul du précodage pour un ensemble hétérogène de récepteurs Il est décrit ci-après une méthode de calcul de la matrice des précodages à appliquer, pour un ensemble de récepteurs. Au cours de l’étape PREC, on réalise ce calcul pour . Considérant récepteurs ordonnancés simultanément, le vecteur de signal reçu est donné par dans lequel : - - est le nombre total d’antennes de réception et le nombre d’antennes 6-u du récepteur , M le nombre d’antennes à l’émission, - la matrice de canal combinée - le vecteur de données dont chaque composante à une puissance normalisée à 1 - est le nombre total de couches spatiales transmises , - est la matrice de pré-codage , - est une matrice diagonale dont chaque élément représente la puissance par couche spatiale, et - est le vecteur de bruit. Pour un récepteur de type CSI-R2, la matrice de canal après blanchissement de l’interférence est donnée par avec la matrice du canal estimée par l’émetteur et la matrice compressée de la covariance de l’interférence renvoyée par le récepteur . La matrice de canal blanchi peut alors être décomposée en valeurs singulières (ou SVD, « singular value decomposion » en anglais) de la façon suivante : avec contenant l’ensemble des vecteurs propres dits de sortie, contenant l’ensemble des vecteurs propres dits d’entrée et une matrice carrée contenant les valeurs singulières sur les coefficients diagonaux. Pour un récepteur CSI-D, le envoyé vers l’émetteur correspond à une quantification de la matrice des vecteurs propres dits d’entrée de la matrice de canal blanchi avec contenant l’ensemble des vecteurs propres dits de sortie, contenant l’ensemble des vecteurs propres dits d’entrée et une matrice carrée contenant les valeurs singulières sur les coefficients diagonaux. Le nombre de couches spatiales du récepteur est donné par l’indicateur renvoyé par ce récepteur. La matrice combinée du canal blanchi est donnée par avec . Ainsi le vecteur du signal reçu peut être représenté de la manière suivante : où est blanchi ( étant l’espérance). En réalité, le bruit plus interférence est blanchi par récepteur mais nous supposons ci-après que les bruit plus interférence des récepteurs sont décorrélés car les récepteurs sont séparés spatialement. Une technique de type « Zero Forcing » est appliquée sur la matrice et consiste à pseudo-inverser cette matrice : et qui peut être exprimée par avec . Il convient de noter que la matrice est une matrice combinant les matrices d’entrée de chacun des récepteurs de , cela servant à rendre l’expression de plus lisible. Ainsi, la matrice permet de déterminer les précodages . Plus précisément, le précodage appliqué en transmission MU-MIMO au récepteur correspond aux premières colonnes de : et la matrice de précodage combinée est où est le nombre total de couches spatiales transmises . On peut noter que est une matrice identité à laquelle a été ajouté, à chaque position initiale lignes nulles pour tous les . En cela sélectionne les premières colonnes de chaque matrice dénotés avec . Il est fait référence à la figure 8, qui illustre un mode de réalisation d’une telle détermination du précodage : - on reçoit les informations remontées par chacun des récepteurs , ces informations pouvant être hétérogènes ; certains récepteurs sont de type CSI-D et remontent au moins un RI et un PMI, d’autres récepteurs sont de type CSI-R2 et remontent une version compressée de la matrice de covariance, d’autres encore peuvent être de type CSI-R1 ; - à une étape CNL, on détermine une matrice de canal après blanchiment de l’interférence pour chacun des récepteurs à partir de l’information en provenance de chacun de ces récepteurs, - à une étape SVD, on décompose en valeurs singulières chacune des matrices de canal après blanchiment de l’interférence, , ce par quoi on obtient des matrices d’entrées , pour chacun des récepteurs , - à une étape P_INV, on réalise une pseudo-inversion sur la matrice (combinant les matrices d’entrée ) pour en déduire une matrice , et - on construit à une étape BLD le précodage en sélectionnant des colonnes de la matrice . Ainsi, grâce à ce processus, on peut agréger les informations remontées par un ensemble de récepteurs de types différents (CSI-D, CSI-R2, et potentiellement d’autres types comme CSI-R1) et en déduire un précodage pour cet ensemble . 5.3. 2.b Puissance à partir du précodage La matrice diagonale de puissance décrit la puissance allouée par couche spatiale . En supposant que les couches spatiales sont transmises à puissance égale , on détermine le coefficient P : où est le m-ième coefficient diagonal de la matrice et la puissance maximale par antenne d’émission. Ainsi le signal reçu est donné par l’expression suivante : Reste alors à déterminer le SINR-MU dudit récepteur . Là encore, les étapes pour déduire ce SINR-MU diffèrent selon le type du récepteur. 5. 3 . 3 Calcul du SINR- M U dans le cas CSI-D Pour un de type récepteur CSI-D, on déduit la matrice par « décompression » du reçu. Le passage d’un à un SINR-SU effectif peut être réalisé à l’aide d’une table gaussienne, représentant le taux d’erreur bloc (BLER en anglais) en fonction du SNR correspondant au schéma de modulation et codage indiqué par le CQI sur un canal AWGN. Le SINR-SU effectif est le SINR nécessaire si l’n considère un unique récepteur (« single user ») pour atteindre un taux d’erreur BLER cible (par exemple de 10%) à partir de cette table. Dans un premier cas, le récepteur u de type CSI-D peut remonter un unique pour la sous-bande considérée, duquel on peut déduire un SINR-SU (SINR « single user ») effectif unique , parfois simplement noté en omettant l’indice de sous-bande. On déduit alors la matrice , avec la puissance des signaux de références utilisée pour le calcul des CQI : Dans un deuxième cas, le récepteur u de type CSI-D peut remonter plusieurs (un pour chaque couche , pour la sous-bande considérée) dont on déduit des SINR-SU effectifs , par couche spatiale (notés parfois simplement ou en omettant l’indice de sous-bande). On déduit alors la matrice : L’émetteur connaissant les SINR par couche spatiale pour toutes les sous bandes peut classiquement choisir le/les MCS (schéma de modulation et de codage) à utiliser pour chaque récepteur. Il faut noter qu’il n’est pas nécessaire de connaitre les matrices car elles disparaissent par simple traitement en réception et elles n’interviennent pas dans le calcul du SINR par couche spatiale. On peut déduire le SINR-MU en renormalisant le SINR-SU d’un facteur : entre la puissance (issue de la matrice ) et la puissance utilisée pour calculer ledit indicateur de qualité du canal . Il est fait référence à la figure 9, qui illustre un mode de réalisation de cette détermination d’un SINR-MU quand le récepteur est de type CSI-D. Cette détermination du SINR-MU , pour une sous-bande , et pour une couche spatiale du récepteur courant , comprend : - une étape DET_D1 de détermination du SINR-SU pour la couche spatiale à partir d’au moins un indicateur de qualité du canal CQI( ), et - une étape DET_D2 de détermination du SINR-MU en renormalisant ledit SINR-SU par un rapport entre la puissance précédemment déterminée pour ladite couche et la puissance utilisée pour calculer ledit indicateur de qualité du canal CQI( ). 5. 3. 4 Calcul du SINR-MU dans le cas CSI-R2 Pour le cas CSI-R2, on calcule directement le SINR-MU. Ce SINR-MU est déterminé, pour une sous-bande donnée et pour une couche spatiale d’un récepteur de type CSI-R2, à partir de la matrice de canal (obtenue par réciprocité du canal), et du précodage appliqué au récepteur. A partir du canal blanchi , on obtient la matrice grâce à la décomposition en valeurs singulières décrite ci-dessus, sur la matrice de canal entre l’émetteur et le récepteur de type CSI-R2 (où est le nombre de couches spatiales dudit récepteur ). Le SINR pour chaque couche spatiale est alors de la forme . A titre illustratif, le SINR d’un récepteur linéaire du type LMMSE-IRC, pour une sous-bande et une transmission de rang , peut s’exprimer sous la forme ci-dessous (l’indice du récepteur est omis pour plus de lisibilité) : où sont respectivement une matrice de précodage pour une transmission de rang sur la sous-bande et sur un élément de ressource , la matrice de canal de la sous-bande k et la matrice de covariance. Quant à , il est défini par l’expression ci-après (où est le i-eme vecteur de dimension de la base canonique, i.e. un vecteur avec une coordonnée 1 à la position i, et 0 ailleurs) : Il est fait référence à la figure 10, qui illustre un mode de réalisation de cette détermination d’un SINR-MU dans le cas CSI-R2. La détermination du SINR-MU d’un récepteur courant de type CSI-R2 comprend ( désignant la version compressée de la matrice de covariance du récepteur courant ) : - une étape EST_R2 d’estimation d’une matrice de canal du canal entre l’émetteur et le récepteur courant , - une étape DET1_R2 de détermination de la matrice de canal après blanchiment de l’interférence, notée , satisfaisant l’équation , - une étape DET2_R2 de détermination des valeurs singulières de la matrice de canal après blanchiment de l’interférence par décomposition en valeurs singulières, chaque valeur singulière étant associée à une couche spatiale du récepteur courant , et - une étape DET3_R2 de détermination du SINR-MU pour une couche spatiale dudit récepteur sur la sous-bande , à partir de la valeur singulière de ladite couche spatiale et de la puissance précédemment déterminée pour ladite couche . 5. 4 Périodicité et apériodicité de la remontée d’information Dans un mode de réalisation, la remontée de l’information par un récepteur est réalisée de manière périodique et/ou apériodique, par exemple suite à une variation du canal entre ledit récepteur et l’émetteur 2. Dans le cas périodique, le récepteur peut notamment émettre de manière régulière un signal de référence à l’émetteur 2, par exemple du type SRS ( « Sounding Reference Signal » en anglais). Dans le cas apériodique, le récepteur peut émettre un signal de référence à réception d’une requête de l’émetteur 2, par exemple de type « SRS trigger command ». Cela peut se faire sur requête de l’émetteur 2 au récepteur . Il est fait référence aux figures 11 à 13, qui représentent schématiquement un ordre d’échanges entre le récepteur et l’émetteur. Dans les figures 11 à 13, les échanges entre l’émetteur 2 et le récepteur (ici notés E et R , respectivement) peuvent comprendre, dans l’ordre : S10 (E vers R ) envoi (optionnel) d’une instruction sur la méthode de compression de la covariance à utiliser pour le récepteur. La méthode de compression peut notamment être configurée par la couche RRC de façon semi-statique, S20 (E vers R ) envoi de signaux CSI-RS et CSI-IM, afin que le récepteur R puisse estimer la matrice de covariance et la matrice de canal. Ces signaux peuvent être transmis de façon périodique ou apériodique, S30 (R vers E) envoi de l’information relative à la technique CSI considérée pour le récepteur, S40 (E vers R ) utilisation du format d’émission, notamment du précodage défini à partir de l’information relative à la technique considérée pour le récepteur. Dans le mode de réalisation illustré en figure 11, on suppose que le récepteur R est de type CSI-D. Les étapes suivantes peuvent alors être mises en œuvre : S30 (R vers E) envoi de l’information relative à la technique CSI considérée pour le récepteur (ici CSI-D, l’information comprenant alors le PMI, et éventuellement CQI et RI), S40 (E vers R ) utilisation du format d’émission, notamment du précodage défini à partir de l’information relative à la technique considérée pour le récepteur (ici, CSI-D, l’information étant un PMI identifiant le précodage à mettre en œuvre). Dans le mode de réalisation illustré en figure 12, on suppose que le récepteur R est de type CSI-R2. On suppose également que le récepteur R transmet un signal de référence SRS de manière apériodique, par exemple en réponse à une requête de l’émetteur E. Dans ce cas, les étapes suivantes peuvent être mises en œuvre : S30 (R vers E) envoi de l’information relative à la technique CSI considérée pour le récepteur (ici CSI-R2, l’information étant la version compressée de la matrice de covariance de l’interférence , compressée selon la méthode M indiquée par l’émetteur, le cas échéant), S31 (E vers R ) requête (de l’émetteur) d’une transmission d’un signal de référence SRS S32 (R vers E) émission d’un signal de référence SRS (servant à l’estimation de canal par l’émetteur), en réponse à la requête de l’étape S31 S40 (E vers R ) utilisation du format d’émission, notamment du précodage défini à partir de l’information relative à la technique considérée pour le récepteur (ici, CSI-R2, et le précodage mis en œuvre est déterminé sur la base de la version compressée de la matrice de covariance de l’interférence et sur la matrice de canal estimée grâce au signal de référence SRS). Dans le mode de réalisation illustré en figure 13, on suppose que le récepteur R est également de type CSI-R2. On suppose également que le récepteur transmet un signal de référence SRS de manière périodique. Les échanges entre l’émetteur 2 et le récepteur R sont similaires à ceux du cas apériodique représenté , à l’exception des étapes S31 et S32 qui sont remplacées par une étape S33 : S33 (R vers E) émission d’un signal de référence SRS (servant à l’estimation de canal par l’émetteur), de manière périodique. Dans les modes de réalisation illustrés en figures 12 et 13, l’émetteur E peut utiliser le signal de référence SRS le plus récent pour estimer le canal. 5. 5 Dispositifs On présente finalement, en relation avec la , la structure simplifiée d’un émetteur selon un mode de réalisation de l’invention. Comme illustré en , un émetteur selon un mode de réalisation de l’invention comprend une mémoire 20, une unité de traitement 22, équipée par exemple d’une machine de calcul programmable ou d’une machine de calcul dédiée, par exemple un processeur P, et pilotée par le programme d’ordinateur 24, mettant en œuvre des étapes du procédé de communication selon au moins un mode de réalisation de l’invention. A l’initialisation, les instructions de code du programme d’ordinateur 24 sont par exemple chargées dans une mémoire RAM avant d’être exécutées par le processeur de l’unité de traitement 22. Le processeur de l’unité de traitement 22 met en œuvre des étapes du procédé de communication décrit précédemment, selon les instructions du programme d’ordinateur 24, pour : - recevoir, en provenance de chacun des récepteurs, au moins une information relative à une technique d’acquisition de la connaissance du canal en émission, au moins un desdits récepteurs étant configuré pour remonter audit émetteur une information relative à une première technique d’acquisition de la connaissance du canal en émission, et au moins un desdits récepteurs étant configuré pour remonter audit émetteur une information relative à une deuxième technique d’acquisition de la connaissance du canal en émission, - sélectionner, à partir desdites informations reçues des récepteurs, un sous-ensemble de récepteurs, inclus dans l’ensemble de récepteurs, vers lesquels l’émetteur est configuré pour émettre simultanément des données sur ladite au moins une ressource temps-fréquence. 5. 6 Variantes Il a été décrit une remontée de PMI, CQI et/ou RI pour un récepteur de type CSI-D, pour une sous-bande donnée. On peut cependant envisager une granularité sur la sous-bande (c’est-à-dire la remontée de plusieurs CQI pour une sous-bande donnée, par exemple). Le CQI donne le rendement de codage r et la modulation portant q bits (ou le schéma de modulation et codage) et le RI donne le nombre de couches spatiales par sous-bande. Il vient que le débit estimé dans ce cas pour une sous bande de éléments de ressources est . Si la remontée de CQI, PMI, RI se fait avec un granularité inférieure à la sous-bande, par exemple deux paires de PMI, CQI par sous-bande (CQI 1 , PMI 1 , RI) et (CQI 2 , PMI 2 , RI), alors il est nécessaire de décompresser CQI 1 et CQI 2 chacun en un nombre RI de SINR (qui correspondent à une lecture de la table de qualité associée au MCS qui donne le SINR nécessaire pour atteindre un taux d’erreur paquet de 10%) puis d’appliquer l’abstraction de la couche physique comme décrite dans la partie 5.3.1 ci-avant, pour trouver après compression MIESM le (CQI res , PMI res , RI) adapté à la sous bande qui donne le débit comme précédemment. Il a été décrit une métrique « proportional fair » pour déterminer le sous-ensemble de récepteurs . Cependant, on peut en variante envisager des métriques différentes, par exemple de type max C/I, qui vise à maximiser le débit transmis sans prendre en compte des critères d’équité de la métrique PF. Il a été décrit un émetteur et des récepteurs comprenant chacun plusieurs antennes. A titre d’exemple et d’ordre de grandeur, un récepteur dans la norme 5G comprend typiquement quatre antennes. L’invention fonctionne également lorsque l’un au moins des récepteurs n’a qu’une seule antenne. Dans ce cas, plusieurs matrices utilisées dans l’invention sont des scalaires (par exemple la matrice de covariance de l’interférence et sa version compressée). Il a été décrit une manière de sélectionner des récepteurs vers lesquels émettre sur au moins une ressource temps-fréquence, par exemple sur une sous-bande de fréquence et une sous-trame. Dans un mode de réalisation particulier, on peut mettre en œuvre l’invention pour sélectionner des récepteurs afin d’émettre sur un intervalle de temps de transmission (TTI, pour « time transmission interval » en anglais) différent d’une sous-trame ou de plusieurs sous-trames (par exemple sur une demie sous-trame). On peut ainsi considérer un intervalle de temps de transmission comme un ensemble de symboles OFDM correspondant à la granularité temporelle d’allocation de ressource temps-fréquence pour un récepteur donné. Par exemple, dans la norme TS36.211/T38.211, un intervalle de temps de transmission peut être un « slot » de 14 symboles OFDM dont la durée est de 1 ms pour un espacement entre porteuse de 15 kHz, ou de 0,5 ms pour un espacement entre porteuse de 30 kHz. Dans le cas d’une transmission vers plusieurs récepteurs, un intervalle de temps de transmission contient classiquement un canal de contrôle « unicast » à destination de chaque récepteur, ce canal de contrôle indiquant à chaque récepteur son allocation temps-fréquence, i.e. les symboles OFDM et les sous-porteuses (ou sous-bandes) de l’intervalle de temps de transmission qui lui sont alloués pour recevoir ses données. On peut ainsi considérer que, connaissant la réalisation des canaux de contrôles, l’allocation de ressource en temps est la même pour tous les récepteurs ordonnancés simultanément et pour tous les intervalles de temps de transmission. Dans d’autres modes de réalisation, on peut envisager d’autres définitions de l’intervalle de temps de transmission. Procédé de communication mis en œuvre dans un système de transmission (1) comprenant un émetteur (2) et un ensemble de récepteurs (3-1, 3- 3- ), caractérisé en ce que ledit procédé comprend, pour au moins une ressource temps-fréquence : la réception (RCP1), en provenance de chacun des récepteurs, d’au moins une information (10) relative à une technique d’acquisition de la connaissance du canal en émission, au moins un desdits récepteurs étant configuré pour remonter audit émetteur une information relative à une première technique d’acquisition de la connaissance du canal en émission, et au moins un desdits récepteurs étant configuré pour remonter audit émetteur une information relative à une deuxième technique d’acquisition de la connaissance du canal en émission, la sélection (SEL1), à partir desdites informations reçues des récepteurs, d’un sous-ensemble de récepteurs, inclus dans l’ensemble de récepteurs, vers lesquels l’émetteur est configuré pour émettre des données sur ladite au moins une ressource temps-fréquence. Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que ladite au moins une information (10) relative à une technique d’acquisition de la connaissance du canal en émission appartient au groupe comprenant : une version compressée d’une matrice de covariance de l’interférence , représentative de la structure spatiale de l’interférence entre les antennes (6-1, 6-u, 6-U) du récepteur (3-1, 3- 3- ; au moins une information parmi un indicateur de qualité du canal (CQI), un nombre de couches spatiales à émettre (RI) et un indicateur de précodage (PMI). Procédé selon l'une quelconque des revendications 1 et 2, caractérisé en ce que la sélection (SEL1) du sous-ensemble de récepteurs comprend la détermination du sous-ensemble de récepteurs inclus dans l’ensemble de récepteurs qui maximise une métrique de performance. Procédé selon la revendication 3, caractérisé en ce que la détermination du sous-ensemble qui maximise la métrique de performance comprend une construction (SEL2, ADD) du sous-ensemble par itération sur un sous-ensemble courant initialement vide, ladite construction comprenant au moins une itération des étapes suivantes : la sélection (SEL2), dans l’ensemble de récepteurs extérieurs au sous-ensemble courant , d’un récepteur dont une incorporation au sous-ensemble courant maximise la métrique de performance , et l’ajout (ADD) du récepteur sélectionné au sous-ensemble courant si la métrique de performance déterminée pour l’union du sous-ensemble courant et du récepteur sélectionné est supérieure à la métrique de performance déterminée pour le sous-ensemble courant . Procédé selon la revendication 4, caractérisé en ce que l’ajout dudit récepteur sélectionné audit sous-ensemble courant comprend en outre : la détermination du nombre de couches spatiales (ν u * ) dudit récepteur sélectionné , et l’obtention du nombre de couches spatiales (ν K ) des récepteurs du sous-ensemble courant , l’ajout (ADD) du récepteur sélectionné au sous-ensemble courant étant réalisé si la somme du nombre de couches spatiales (ν u * ) dudit récepteur et du nombre de couches spatiales (ν K ) des récepteurs du sous-ensemble courant ne dépasse pas un seuil L max , l’incrémentation du nombre de couches spatiales (ν u* ) dudit récepteur au nombre de couches spatiales (ν K ) des récepteurs du sous-ensemble courant en cas d’ajout. Procédé selon l’une des revendications 4 ou 5, comprenant l’interruption de la boucle d’itération en l’absence dudit ajout du récepteur sélectionné au sous-ensemble courant au cours d’une itération. Procédé selon l’une des revendications 4 à 6, caractérisé en ce que la sélection du récepteur dont l’ajout au sous-ensemble courant maximise la métrique de performance comprend l’obtention (OBT1) de la métrique de performance pour le sous-ensemble courant , le calcul (CALC1), pour au moins un récepteur candidat extérieur au sous-ensemble courant , d’une métrique candidate égale à la métrique de performance de l’union du sous-ensemble courant et dudit récepteur candidat , et la détermination (DET1), comme récepteur sélectionné , du récepteur candidat présentant la métrique candidate la plus grande. Procédé selon la revendication 7, caractérisé en ce que, ladite au moins une ressource temps-fréquence est associée à une sous-trame et une sous-bande ( , et en ce que le calcul (CALC1) de la métrique candidate pour le récepteur candidat comprend le calcul (CALC2) d’une métrique partielle pour chaque récepteur courant appartenant à l’union du sous-ensemble courant et du récepteur candidat , la métrique candidate étant égale à la somme des métriques partielles calculées, ledit calcul de la métrique partielle comprenant l’estimation d’un débit pour le récepteur courant pour ladite sous-trame et ladite sous-bande , la détermination de la moyenne des débits des sous-bandes alloués au récepteur courant et des sous-bandes encore disponibles, l’obtention d’un débit moyen pondéré par sous-trame jusqu’à la sous-trame précédente , et le calcul de la métrique partielle selon l’équation , où est un premier paramètre. Procédé selon la revendication 8, caractérisé en ce que le débit moyen pondéré par sous-trame est déterminé récursivement pour chaque récepteur de l’ensemble de récepteurs par l’initialisation et par la récursion suivante, où : si le récepteur appartient au sous-ensemble sélectionné à la sous-trame , où est le débit pour la sous-trame et pour toutes les sous-bandes allouées audit récepteur , , et où est un deuxième paramètre, si le récepteur n’appartient pas au sous-ensemble sélectionné à la sous-trame . Procédé selon l’une des revendications 8 ou 9, dans lequel l’estimation du débit pour le récepteur courant pour la sous-bande à la sous-trame comprend : détermination (DET2) d’un SINR-MU pour la sous-bande et pour au moins une couche spatiale du récepteur courant , à partir de l’information en provenance du récepteur courant , détermination (DET3), à partir des SINR-MU pour la sous-bande et pour l’au moins une couche spatiale du récepteur courant , d’un SINR-MU effectif pour le récepteur courant et pour la sous-bande , détermination (DET4), pour le récepteur courant et pour la sous-bande , d’un schéma de modulation et codage (MCS) à partir du SINR-MU effectif et d’un taux d’erreur cible, détermination (DET5) d’un débit pour le récepteur courant pour la sous-bande à partir du schéma de modulation et codage. Procédé selon la revendication 10, caractérisé en ce que le calcul de la métrique de performance de l’union du sous-ensemble courant et dudit récepteur candidat comprend la détermination (CNL, SVD, P_INV, BLD) des précodages à appliquer aux récepteurs de ladite union à partir, pour chaque récepteur de ladite union, de l’information en provenance dudit récepteur ; et la détermination, à partir des précodages à appliquer, d’une matrice d’allocation de puissance diagonale, dont chacun des coefficients est une puissance pour une couche spatiale de l’un des récepteurs de ladite union ; et en ce que la détermination (DET2) du SINR-MU , pour la sous-bande et pour une couche spatiale du récepteur courant , à partir de l’information en provenance du récepteur courant comprend : si ladite information comprend une version compressée de la matrice de covariance du récepteur courant , l’estimation d’une matrice de canal du canal entre l’émetteur et le récepteur courant , la détermination d’une matrice de canal après blanchiment de l’interférence, notée , satisfaisant l’équation , la détermination des valeurs singulières de la matrice de canal après blanchiment de l’interférence par décomposition en valeurs singulières, chaque valeur singulière étant associée à une couche spatiale du récepteur courant , et la détermination du SINR-MU pour une couche spatiale dudit récepteur sur la sous-bande , à partir de la valeur singulière de ladite couche spatiale et de la puissance précédemment déterminée pour ladite couche ; si ladite information comprend un indicateur de qualité du canal CQI( ) pour la sous-bande et pour la couche spatiale du récepteur courant , la détermination d’un SINR-SU pour la couche spatiale à partir dudit indicateur de qualité du canal CQI( ), et la détermination dudit SINR-MU en renormalisant ledit SINR-SU par un rapport entre la puissance précédemment déterminée pour ladite couche et la puissance utilisée pour calculer ledit indicateur de qualité du canal CQI( ). Procédé selon la revendication 11, dans lequel la détermination de la matrice d’allocation de puissance diagonale à partir des précodages à appliquer comprend la détermination du plus grand coefficient diagonal de la matrice et la détermination d’une puissance à allouer à chacune des couches sur la base du rapport entre une puissance maximale par antenne de l’émetteur et ledit plus grand coefficient diagonal. Procédé selon la revendication 11 ou 12, dans lequel la détermination des précodages à appliquer aux récepteurs de ladite union comprend la détermination (CNL) d’une matrice de canal après blanchiment de l’interférence pour chacun des récepteurs de ladite union à partir de l’information en provenance de chaque récepteur de ladite union, la décomposition (SVD) en valeurs singulières de chacune des matrices de canal après blanchiment de l’interférence ainsi déterminées en des matrices d’entrée , la construction (P_INV, BLD) d’une matrice de précodage par sélection de colonnes à partir des matrices d’entrée . Émetteur (2) d’un système de transmission (1) comprenant en outre un ensemble de récepteurs (3-1, 3- , 3- ), caractérisé en ce que ledit émetteur (2) comprend, pour au moins une ressource temps-fréquence : des moyens de réception d’au moins une information relative à une technique d’acquisition de la connaissance du canal en émission, en provenance de chacun desdits récepteurs, au moins un desdits récepteurs étant configuré pour remonter audit émetteur une information relative à une première technique d’acquisition de la connaissance du canal en émission, et au moins un desdits récepteurs étant configuré pour remonter audit émetteur une information relative à une deuxième technique d’acquisition de la connaissance du canal en émission, des moyens de sélection, à partir desdites informations reçues des récepteurs, d’un sous-ensemble de récepteurs, inclus dans l’ensemble de récepteurs, vers lesquels l’émetteur est configuré pour émettre des données sur ladite au moins une ressource temps-fréquence. Programme d’ordinateur (Pg) comportant des instructions pour la mise en œuvre d’un procédé selon l'une quelconque des revendications 1 à 13 lorsque ce programme est exécuté par un processeur (P).