FR 3126825 A1 20230310 FR 2109334 A 20210906 Circuit intégré d’amplificateur de puissance RF comprenant une puce à semi-conducteurs en boîtier, et carte de circuits imprimés le comprenant L’invention concerne un circuit intégré d’amplificateur de puissance RF (1) comprenant une puce à semi-conducteurs (2) encapsulée dans un boîtier (3), la puce (2) comprenant au moins un transistor de puissance RF (4) et un circuit de préadaptation d’entrée (5), le circuit de préadaptation d’entrée (5) comprenant une inductance shunt d’entrée et un réseau de stabilisation (16), l’inductance shunt d’entrée comprenant une ligne de transmission intégrée d’entrée (15a, 15b) et au moins un fil de connexion (14a, 14b), le réseau de stabilisation (16) comprenant au moins une résistance (17) et au moins un condensateur (18) reliés en parallèle entre la ligne de transmission intégrée d’entrée (15a, 15b) et la grille (4a) dudit au moins un transistor (4). Figure à publier avec l’abrégé : Figure 1 Circuit intégré d’amplificateur de puissance RF comprenant une puce à semi-conducteurs en boîtier, et carte de circuits imprimés le comprenant La présente invention concerne le domaine des amplificateurs de puissance radiofréquence (RF), et porte en particulier sur un circuit intégré d’amplificateur de puissance RF comprenant une puce à semi-conducteurs en boîtier comportant au moins un transistor de puissance RF et un circuit de préadaptation d’entrée, et sur une carte de circuits imprimés le comprenant. Un transistor de puissance RF discret est un transistor de puissance RF intégré (par exemple, un transistor à effet de champ métal-oxyde-semi-conducteur (MOSFET) au nitrure de gallium (GaN) ou un transistor à effet de champ métal-oxyde-semi-conducteur à diffusion latérale (LDMOS)) dont la puce est encapsulée dans un boîtier et reliée aux bornes d’entrée/sortie du boîtier à l’aide de fils de connexion (ou « wirebonding » en anglais) soudés aux aires de soudure (ou « bonding pads » en anglais) de la puce. Un réseau de préadaptation, à l’entrée et/ou à la sortie du transistor de puissance RF, peut également être intégré entre le transistor et les bornes du boîtier. Ce réseau de préadaptation est généralement composé de fils de connexion et de condensateurs à base de semi-conducteurs (par exemple, de type métal-oxyde-semi-conducteur (MOS) ou de type métal-isolant-métal (MIM)). Deux types de boîtiers sont généralement utilisés pour encapsuler les puces de transistor de puissance RF, en fonction du niveau de puissance et des bandes de fréquences souhaités : les boîtiers à pattes, tel qu’un boîtier céramique à cavité ou un boîtier plastique surmoulé, et les boîtiers sans patte, tel qu’un boîtier QFN (pour « Quad Flat No-leads ») ou un boîtier DFN (pour « Dual Flat No-leads »). Les produits actuels sans réseau de préadaptation sont principalement des composants de puissance RF multi-usages, c’est-à-dire adaptés à n’importe quelle application dans n’importe quelle bande. Leurs inconvénients sont les suivants : un comportement instable (facteur de Rollet ou facteur K En outre, les produits actuels avec un réseau de préadaptation sont principalement des composants de puissance RF de télécommunications. Leurs inconvénients sont les suivants : un comportement instable (facteur de Rollet ou facteur K Il est connu que les transistors de puissance RF de type GaN ont les caractéristiques suivantes : - une impédance de sortie élevée et une capacité de sortie faible, ce qui entraîne une difficulté à faire résonner la capacité drain-source à des fréquences inférieures à 4 GHz (ceci limite lourdement la bande passante Doherty pour des amplificateurs de puissance de type Doherty. En effet, un amplificateur Doherty large bande nécessite (entre autres choses) une longue section d’adaptation de sortie 90° entre la source de courant et le nœud de combinaison des deux transistors de puissance RF), - les transistors de type GaN sont très instables, ce qui les rend difficiles à utiliser, et - une impédance d’entrée très mauvaise, ce qui entraîne un gain bande étroite. Il existe actuellement sur le marché des transistors discrets de type LDMOS avec des circuits de préadaptation d’entrée et de sortie intégrés, et des transistors discrets de type GaN sans circuit de préadaptation de sortie intégré et avec ou sans circuit de préadaptation d’entrée intégré. Cependant, ces transistors de puissance RF discrets existants, quelle que soit la technologie utilisée (à savoir, GaN ou LDMOS), souffrent des problèmes suivants : - les dispositifs sont instables, - la bande passante est limitée en raison de la partie réelle faible et du rapport Q élevé de l’impédance d’entrée, et - ils sont limités en bande passante RF Doherty, en raison de la valeur élevée de la capacité drain-source (Cds) pour la technologie LDMOS, et en raison de l’absence d’inductance shunt pour faire résonner Cds pour la technologie GaN. La présente invention vise à résoudre les inconvénients de l’état antérieur de la technique, en proposant un circuit intégré d’amplificateur de puissance RF comprenant une puce à semi-conducteurs en boîtier comportant au moins un transistor de puissance RF et un circuit de préadaptation d’entrée, ledit circuit de préadaptation d’entrée comprenant une inductance shunt d’entrée et un réseau de stabilisation qui ont un effet stabilisant et permettent en combinaison d’atteindre une stabilité inconditionnelle de l’au moins un transistor de puissance RF. La présente invention a donc pour objet un circuit intégré d’amplificateur de puissance radiofréquence (RF) comprenant une puce à semi-conducteurs encapsulée dans un boîtier, caractérisé par le fait que : la puce comprend au moins un transistor de puissance RF au nitrure de gallium (GaN), un circuit de préadaptation d’entrée, au moins une première aire de soudure, au moins une deuxième aire de soudure et au moins une troisième aire de soudure, la grille dudit au moins un transistor étant reliée à l’au moins une première aire de soudure par l’intermédiaire du circuit de préadaptation d’entrée, le drain dudit au moins un transistor étant relié à la deuxième aire de soudure, la source dudit au moins un transistor étant reliée à la masse de la puce ; le boîtier comprend au moins une broche d’entrée RF reliée à l’au moins une première aire de soudure par au moins un premier fil de connexion, au moins une broche de sortie RF reliée à l’au moins une deuxième aire de soudure par au moins un deuxième fil de connexion et au moins une broche de polarisation d’entrée reliée à l’au moins une troisième aire de soudure par au moins un troisième fil de connexion ; et le circuit de préadaptation d’entrée comprend une inductance shunt d’entrée et un réseau de stabilisation, l’inductance shunt d’entrée comprenant une ligne de transmission intégrée d’entrée, disposée entre les première et troisième aires de soudure, et l’au moins un troisième fil de connexion, le réseau de stabilisation comprenant au moins une résistance et au moins un condensateur reliés en parallèle entre la ligne de transmission intégrée d’entrée et la grille dudit au moins un transistor. Ainsi, le circuit intégré selon la présente invention peut être monté sur une carte de circuits imprimés (également désignée « PCB », acronyme de l’anglais Printed Circuit Board) afin de réaliser un montage amplificateur de puissance RF dans lequel un signal d’entrée RF est transmis à la broche d’entrée RF du boîtier de circuit intégré et un signal de polarisation d’entrée est transmis à la broche de polarisation d’entrée du boîtier de circuit intégré de manière à polariser la grille du transistor de puissance RF du circuit intégré, un signal de sortie RF provenant du drain du transistor de puissance RF étant délivré au niveau de la broche de sortie RF du boîtier de circuit intégré. Le réseau de stabilisation et l’inductance shunt d’entrée du circuit de préadaptation d’entrée, qui sont tous deux intégrés dans le boîtier du circuit intégré, ont un effet stabilisant sur l’entrée (c’est-à-dire, la grille) du transistor de puissance RF, et permettent en combinaison d’atteindre une stabilité inconditionnelle. Ils permettent en outre d’obtenir une perte de gain moins importante du transistor de puissance RF. L’obtention d’une stabilité inconditionnelle permet ainsi de simplifier grandement la vie du concepteur d’amplificateur de puissance RF, en ce qu’il n’a plus besoin de se soucier de la stabilité, ni du compromis sur les performances pour obtenir la stabilité. Outre le fait que l’inductance shunt d’entrée contribue à la stabilité de l’entrée du transistor, elle permet également d’avoir un réseau de préadaptation d’entrée optimal et le plus large bande possible, et fournit une basse impédance pour la polarisation d’entrée. De par la présence de la ligne de transmission intégrée sur la puce du circuit intégré, l’inductance shunt d’entrée du circuit intégré commence ainsi à l’intérieur du boîtier de circuit intégré et se poursuit à l’extérieur du boîtier de circuit intégré lorsque le circuit intégré est monté sur une PCB et qu’une ligne de transmission externe est imprimée sur la PCB et reliée à la borne de polarisation d’entrée du boîtier de circuit intégré. Le circuit intégré selon la présente invention est ainsi un transistor de puissance RF discret qui est versatile, c’est-à-dire pouvant être utilisé pour plusieurs applications. En outre, l’intégration du circuit de préadaptation d’entrée à l’intérieur du boîtier de circuit intégré permet d’obtenir un montage amplificateur de puissance RF compact. A titre d’exemple, le circuit intégré selon la présente invention peut être utilisé dans des amplificateurs de puissance RF en général, des amplificateurs de puissance RF pour les télécommunications (4G/5G) (par exemple, de type Doherty), dans des amplificateurs de puissance RF pour des applications radar, ou dans des amplificateurs de puissance RF large bande tels que pour l’instrumentation. Selon une caractéristique particulière de l’invention, le circuit de préadaptation d’entrée comprend en outre au moins un condensateur de type métal-isolant-métal (MIM) disposé entre l’au moins une première aire de soudure et la ligne de transmission intégrée de l’inductance shunt d’entrée. Ainsi, l’utilisation d’un condensateur de type MIM permet d’intégrer celui-ci sur la puce du circuit intégré à l’intérieur du boîtier. Ce condensateur de type MIM permet de réaliser un blocage DC (c’est-à-dire, un blocage de la tension continue) à l’entrée du transistor de puissance RF, le condensateur MIM ne laissant passer que la tension alternative à travers celui-ci. De plus, le condensateur MIM possède de très faibles parasites, en comparaison avec les condensateurs montés en surface (ou « SMD ») qui sont bande étroite. Selon une caractéristique particulière de l’invention, l’au moins un condensateur du réseau de stabilisation est de type MIM. Selon une caractéristique particulière de l’invention, l’au moins une broche d’entrée RF et l’au moins une broche de polarisation d’entrée du boîtier sont disposées sur deux côtés distincts et adjacents du boîtier. Selon une caractéristique particulière de l’invention, le boîtier est l’un parmi un boîtier à pattes, tel qu’un boîtier céramique à cavité ou un boîtier plastique surmoulé, et un boîtier sans patte, tel qu’un boîtier QFN ou un boîtier DFN. Le type de boîtier est choisi en fonction du niveau de puissance et des bandes de fréquences visés. Selon une caractéristique particulière de l’invention, la puce comprend en outre au moins une quatrième aire de soudure reliée par au moins un quatrième fil de connexion à au moins une broche de polarisation de sortie du boîtier, la puce possédant en outre une inductance shunt de sortie comprenant une ligne de transmission intégrée de sortie, formée entre le drain dudit au moins un transistor et l’au moins une quatrième aire de soudure, et l’au moins un quatrième fil de connexion. Lorsque le circuit intégré selon la présente invention est monté sur une PCB afin de réaliser un montage amplificateur de puissance RF, un signal de polarisation de sortie est transmis à la broche de polarisation de sortie du boîtier de circuit intégré de manière à polariser le drain du transistor de puissance RF du circuit intégré. De par la présence de la ligne de transmission intégrée de sortie sur la puce du circuit intégré, l’inductance shunt de sortie du circuit intégré commence ainsi à l’intérieur du boîtier de circuit intégré et se poursuit à l’extérieur du boîtier de circuit intégré lorsque le circuit intégré est monté sur une PCB et qu’une ligne de transmission externe est imprimée sur la PCB et reliée à la borne de polarisation de sortie du boîtier de circuit intégré. Ainsi, l’inductance shunt de sortie intégrée dans le boîtier permet d’obtenir une large bande passante RF, et un amplificateur Doherty large bande optimal dans le cas où le circuit intégré est utilisé dans un montage amplificateur de puissance de type Doherty. Selon une caractéristique particulière de l’invention, l’au moins une broche de sortie RF et l’au moins une broche de polarisation de sortie du boîtier sont disposées sur deux côtés distincts et adjacents du boîtier. La présente invention a également pour objet une carte de circuits imprimés comprenant au moins un circuit intégré d’amplificateur de puissance RF tel que décrit ci-dessus et au moins une ligne de transmission imprimée d’entrée dont l’une des extrémités est reliée à l’au moins une borne de polarisation d’entrée du boîtier de l’au moins un circuit intégré. Ainsi, le réseau de préadaptation d’entrée est accordable/réglable à l’aide de la ligne de transmission d’entrée imprimée sur la carte de circuits imprimés. La longueur de la ligne de transmission imprimée d’entrée est d’abord calculée en fonction de l’application souhaitée (c’est-à-dire, de la bande de fréquences visée, par exemple 0,7 à 1,3 GHz, 1,8 à 2,6 GHz ou 3,0 à 3,8 GHz), puis ladite ligne de transmission d’entrée est imprimée sur la PCB selon la longueur calculée. Le réseau de préadaptation d’entrée réglable utilise ainsi une topologie d’inductance shunt qui comprend trois éléments passifs : la ligne de transmission d’entrée intégrée (valeur d’inductance fixe et faible) dans le boîtier, l’au moins un troisième fil de connexion intégré (valeur d’inductance fixe) dans le boîtier, et la ligne de transmission d’entrée imprimée sur la PCB (à l’extérieur du boîtier du circuit intégré) dont la longueur peut être choisie par l’utilisateur en fonction de la valeur d’inductance souhaitée. Selon une caractéristique particulière de l’invention, la carte de circuits imprimés comprend en outre au moins une ligne de transmission imprimée de sortie dont l’une des extrémités est reliée à l’au moins une borne de polarisation de sortie du boîtier de l’au moins un circuit intégré. Ainsi, le réseau de préadaptation de sortie est accordable/réglable à l’aide de la ligne de transmission de sortie imprimée sur la carte de circuits imprimés. La longueur de la ligne de transmission imprimée de sortie est d’abord calculée en fonction de l’application souhaitée (c’est-à-dire, de la bande de fréquences visée), puis ladite ligne de transmission de sortie est imprimée sur la PCB selon la longueur calculée. Le réseau de préadaptation de sortie réglable utilise ainsi une topologie d’inductance shunt qui comprend trois éléments passifs : la ligne de transmission de sortie intégrée (valeur d’inductance fixe et faible, basse impédance) dans le boîtier, l’au moins un quatrième fil de connexion intégré (valeur d’inductance fixe) dans le boîtier, et la ligne de transmission de sortie imprimée sur la PCB (à l’extérieur du boîtier du circuit intégré) dont la longueur peut être choisie par l’utilisateur en fonction de la valeur d’inductance souhaitée. Le réseau de préadaptation de sortie réglable peut ainsi être optimal et être le plus large bande possible. Selon une caractéristique particulière de l’invention, la carte de circuits imprimés comprend en outre, pour chaque ligne de transmission imprimée, une pluralité de condensateurs de découplage reliés en parallèle entre l’autre des extrémités de ladite ligne de transmission imprimée et la masse de la carte de circuits imprimés, la pluralité de condensateurs ayant tous la même valeur de capacité comprise entre 1 nF et 1 µF. Ainsi, la mise en parallèle de plusieurs condensateurs identiques permet de réaliser un découplage à la fois bande de base et RF, c’est-à-dire un découplage large bande. La valeur de capacité comprise entre 1 nF et 1 µF permet, après mise en parallèle des condensateurs, d’obtenir une valeur de capacité globale élevée ayant les propriétés suivantes : - découplage simultané en bande de base et RF (pour ne pas dire découplage large bande), et - obtention d’une bande passante instantanée (IWB) optimale pour l’amplificateur de puissance RF. La valeur de capacité (comprise entre 1 nF et 1 µF) est de type bande de base, c’est-à-dire une valeur beaucoup plus élevée que celle d’un condensateur de découplage RF traditionnel (de l’ordre du pF). La fréquence d’auto-résonance est très faible comparée à la bande de fréquences RF. Selon une caractéristique particulière de l’invention, la carte de circuits imprimés comprend deux circuits intégrés d’amplificateur de puissance RF et des lignes de transmission supplémentaires agencés pour former un amplificateur Doherty double entrée. Ainsi, l’un des circuits intégrés constitue le transistor de puissance RF discret principal de l’amplificateur Doherty double entrée et l’autre des circuits intégrés constitue le transistor de puissance discret RF auxiliaire de l’amplificateur Doherty double entrée. L’utilisation des deux circuits intégrés selon la présente invention pour réaliser les transistors discrets principal et auxiliaire permet ainsi d’obtenir un amplificateur Doherty large bande. Pour mieux illustrer l’objet de la présente invention, on va en décrire ci-après, à titre illustratif et non limitatif, deux modes de réalisation préférés, avec référence aux dessins annexés. Sur ces dessins : est un schéma de principe d’un circuit intégré d’amplificateur de puissance RF selon un premier mode de réalisation de la présente invention ; est un schéma de principe d’un circuit intégré d’amplificateur de puissance RF selon un second mode de réalisation de la présente invention ; est une topologie à titre d’exemple de la puce du circuit intégré d’amplificateur de puissance RF selon le second mode de réalisation ; est un schéma de la puce de la encapsulée dans un boîtier QFN ; est une autre topologie à titre d’exemple de la puce du circuit intégré d’amplificateur de puissance RF selon le second mode de réalisation ; et représente une carte de circuits imprimés selon la présente invention, formant un amplificateur Doherty double entrée. Si l’on se réfère à la , on peut voir qu’il y est représenté un circuit intégré d’amplificateur de puissance RF 1 selon un premier mode de réalisation de la présente invention. Le circuit intégré d’amplificateur de puissance RF 1 comprend une puce à semi-conducteurs 2 encapsulée dans un boîtier 3. La puce 2 comprend un transistor de puissance RF au nitrure de gallium (GaN) 4 et un circuit de préadaptation d’entrée 5. Il est à noter que la puce 2 pourrait également comprendre plusieurs transistors de puissance RF de type GaN 4 montés en parallèle, sans s’écarter du cadre de la présente invention. La puce 2 comprend en outre une première aire de soudure 6, une deuxième aire de soudure 7, et deux troisièmes aires de soudure 8a et 8b. La grille 4a du transistor 4 est reliée à la première aire de soudure 6 par l’intermédiaire du circuit de préadaptation d’entrée 5. Le drain 4b du transistor 4 est relié à la deuxième aire de soudure 7. La source 4c du transistor 4 est reliée à la masse GND de la puce 2. Le boîtier 3 comprend : une broche d’entrée RF 9 reliée à la première aire de soudure 6 de la puce 2 par un premier fil de connexion 10 ; une broche de sortie RF 11 reliée à la deuxième aire de soudure 7 de la puce 2 par un deuxième fil de connexion 12 ; et deux broches de polarisation d’entrée 13a et 13b respectivement reliées aux deux troisièmes aires de soudure 8a et 8b par deux troisièmes fils de connexion 14a et 14b. Le circuit de préadaptation d’entrée 5 comprend une première ligne de transmission intégrée d’entrée 15a disposée entre la première aire de soudure 6 et la troisième aire de soudure 8a de la puce 2, et une seconde ligne de transmission intégrée d’entrée 15b disposée entre la première aire de soudure 6 et la troisième aire de soudure 8b de la puce 2. La première ligne de transmission intégrée d’entrée 15a associée au troisième fil de connexion 14a et la seconde ligne de transmission intégrée d’entrée 15b associée au troisième fil de connexion 14b constituent ainsi une inductance shunt d’entrée dans le boîtier 3. Il est à noter que le circuit intégré 1 pourrait également comprendre une seule ligne de transmission intégrée d’entrée 15a, une seule troisième aire de soudure 8a, un seul troisième fil de connexion 14a et une seule broche de polarisation d’entrée 13a, sans s’écarter du cadre de la présente invention. Le circuit de préadaptation d’entrée 5 comprend en outre un réseau de stabilisation 16 comprenant au moins une résistance 17 et au moins un condensateur 18 reliés en parallèle entre les lignes de transmission intégrées d’entrée 15a et 15b et la grille 4a du transistor 4. L’au moins un condensateur 18 du réseau de stabilisation 16 est, de préférence, de type MIM. Le circuit intégré 1 selon la présente invention peut ainsi être monté sur une carte de circuits imprimés (ou « PCB ») afin de réaliser un montage amplificateur de puissance RF dans lequel un signal d’entrée RF est transmis à la broche d’entrée RF 9 du boîtier 3 et un signal de polarisation d’entrée est transmis aux broches de polarisation d’entrée 13a et 13b du boîtier 3 de manière à polariser la grille 4a du transistor de puissance RF 4, un signal de sortie RF provenant du drain 4b du transistor de puissance RF 4 étant délivré au niveau de la broche de sortie RF 11 du boîtier 3. Le réseau de stabilisation 16 et l’inductance shunt d’entrée du circuit de préadaptation d’entrée 5, qui sont tous deux intégrés dans le boîtier 3, ont un effet stabilisant sur l’entrée (c’est-à-dire, la grille 4a) du transistor de puissance RF 4, et permettent en combinaison d’atteindre une stabilité inconditionnelle. Outre le fait que l’inductance shunt d’entrée contribue à la stabilité de l’entrée du transistor 4, elle permet également d’avoir un réseau de préadaptation d’entrée optimal et le plus large bande possible, et fournit une basse impédance pour la polarisation d’entrée. Si l’on se réfère à la , on peut voir qu’il y est représenté un circuit intégré d’amplificateur de puissance RF 20 selon un second mode de réalisation de la présente invention. Les éléments communs entre le circuit intégré 1 du premier mode de réalisation de l’invention sur la et ce circuit intégré 20 du second mode de réalisation de l’invention portent le même chiffre de référence, et ne seront pas décrits plus en détail ici lorsqu’ils sont de structures identiques. Le circuit intégré 20 selon le second mode de réalisation est identique au circuit intégré 1 selon le premier mode de réalisation, à l’exception du fait que : - le circuit de préadaptation d’entrée 5 comprend en outre un condensateur 21 de type métal-isolant-métal (MIM) disposé entre la première aire de soudure 6 et les lignes de transmission intégrées d’entrée 15a et 15b, - la puce 2 comprend en outre deux quatrièmes aires de soudure 22a et 22b reliées respectivement par deux quatrièmes fils de connexion 23a et 23b à deux broches de polarisation de sortie 24a et 24b du boîtier 3, et - la puce 2 possède en outre une première ligne de transmission intégrée de sortie 25a formée entre le drain 4b du transistor 4 et la quatrième aire de soudure 22a de la puce 2, et une seconde ligne de transmission intégrée de sortie 25b formée entre le drain 4b du transistor 4 et la quatrième aire de soudure 22b de la puce 2. La première ligne de transmission intégrée de sortie 25a associée au quatrième fil de connexion 23a et la seconde ligne de transmission intégrée de sortie 25b associée au quatrième fil de connexion 23b constituent ainsi une inductance shunt de sortie dans le boîtier 3. Il est à noter que le circuit intégré 20 pourrait également comprendre une seule ligne de transmission intégrée de sortie 25a, une seule quatrième aire de soudure 22a, un seul quatrième fil de connexion 23a et une seule broche de polarisation de sortie 24a, sans s’écarter du cadre de la présente invention. Le condensateur 21 de type MIM permet de réaliser un blocage DC (c’est-à-dire, un blocage de la tension continue) à l’entrée du transistor de puissance RF 4, le condensateur MIM 21 ne laissant passer que la tension alternative à travers celui-ci. Lorsque le circuit intégré 20 selon la présente invention est monté sur une PCB afin de réaliser un montage amplificateur de puissance RF, un signal de polarisation de sortie peut être transmis aux broches de polarisation de sortie 24a et 24b du boîtier 3 de manière à polariser le drain 4b du transistor 4. Si l’on se réfère à la , on peut voir qu’il y est représenté une topologie à titre d’exemple de la puce 2 du circuit intégré 20 selon le second mode de réalisation. L’ensemble des composants de la puce 2 sont entourés par un anneau de garde 26 (ou « guard ring » en anglais). Cette topologie à titre d’exemple comprend : - deux premières aires de soudure 6, disposées sur la gauche de la puce 2, sur lesquelles sont soudés deux premiers fils de connexion 10, - deux troisièmes aires de soudure 8a et 8b, disposées respectivement en haut à gauche et en bas à gauche de la puce 2, sur lesquelles sont soudés deux troisièmes fils de connexion 14a et 14b, et - une ligne de transmission intégrée de sortie 25a, 25b en forme de C inversé disposée sur la droite de la puce 2, qui sert à la fois de deuxième aire de soudure 7 (le fût du C inversé) sur laquelle sont soudés six deuxièmes fils de connexion 12 et de quatrièmes aires de soudure 22a et 22b (les deux traverses du C inversé) sur lesquelles sont soudés trois quatrièmes fils de connexion 23a en partie supérieure et trois quatrièmes fils de connexion 23b en partie inférieure. La ligne de transmission intégrée de sortie 25a, 25b sert ainsi à la fois d’aire de soudure pour la sortie RF et la polarisation de sortie et d’inductance shunt de sortie. En outre, cette topologie à titre d’exemple comprend deux condensateurs de type MIM 21 de blocage DC, chacun d’eux étant relié à l’une des deux premières aires de soudure 6 par l’intermédiaire d’une ligne de transmission 27, à l’une des deux troisièmes aires de soudure 8a ou 8b par l’intermédiaire d’une ligne de transmission intégrée d’entrée 15a ou 15b (servant d’inductance shunt d’entrée), et au réseau de stabilisation 16 par l’intermédiaire d’une ligne de transmission 28. Les résistances 17 et les condensateurs MIM 18 du réseau de stabilisation 16 sont répartis le long du transistor 4 et sont reliés à la grille du transistor 4 par l’intermédiaire d’une ligne de transmission 29. Enfin, la ligne de transmission intégrée de sortie 25a, 25b est reliée au drain du transistor 4 par l’intermédiaire d’une ligne de transmission 30. Si l’on se réfère à la , on peut voir qu’il y est représenté la puce 2 du circuit intégré 20, dont la topologie est représentée à la , encapsulée à titre d’exemple dans un boîtier 3 de type QFN à 24 bornes. Il est à noter que le boîtier 3 pourrait également être d’un autre type, par exemple un boîtier à pattes, tel qu’un boîtier céramique à cavité ou un boîtier plastique surmoulé, ou un autre boîtier sans patte, tel qu’un boîtier DFN, sans s’écarter du cadre de la présente invention. Vu de dessus, deux des six broches du côté gauche du boîtier 3 servent de bornes d’entrée RF 9 et sont reliées aux deux premières aires de soudure 6 de la puce 2 par les premiers fils de connexion 10, quatre des six broches du côté droit du boîtier 3 servent de bornes de sortie RF 11 et sont reliées à la deuxième aire de soudure 7 de la puce 2 par les deuxièmes fils de connexion 12. En outre, vu de dessus, l’une des six broches du côté supérieur du boîtier 3 et l’une des six broches du côté inférieur du boîtier 3 servent de bornes de polarisation d’entrée 13a et 13b et sont reliées aux deux troisièmes aires de soudure 8a et 8b de la puce 2 par les troisièmes fils de connexion 14a et 14b. De plus, toujours vu de dessus, l’une des six broches du côté supérieur du boîtier 3 et l’une des six broches du côté inférieur du boîtier 3 servent de bornes de polarisation de sortie 24a et 24b et sont reliées aux deux quatrièmes aires de soudure 22a et 22b de la puce 2 par les quatrièmes fils de connexion 23a et 23b. Si l’on se réfère à la , on peut voir qu’il y est représenté une autre topologie à titre d’exemple de la puce 2 du circuit intégré 20 selon le second mode de réalisation. Les éléments communs entre la topologie représentée à la et cette autre topologie représentée à la portent le même chiffre de référence, et ne seront pas décrits plus en détail ici lorsqu’ils sont de structures identiques. Cette autre topologie représentée à la est identique à la topologie représentée à la , à l’exception du fait que : - la puce 2 comprend trois premières aires de soudure 6 et un unique condensateur MIM 21 de blocage DC, et - la puce 2 comprend une ligne de transmission intégrée d’entrée 15a, 15b en forme de C dont les deux traverses servent de troisièmes aires de soudure 8a et 8b, ladite ligne de transmission intégrée d’entrée 15a, 15b étant reliée au condensateur MIM 21 par l’intermédiaire d’une ligne de transmission 31. La ligne de transmission intégrée d’entrée 15a, 15b en forme de C sert ainsi à la fois d’aire de soudure pour la polarisation d’entrée et d’inductance shunt d’entrée. Si l’on se réfère à la , on peut voir qu’il y est représenté une carte de circuits imprimés 32 selon la présente invention, formant un montage amplificateur Doherty double entrée. La carte de circuits imprimés 32 comprend une plaque 33 sur laquelle sont soudés deux circuits intégrés 20a et 20b du second mode de réalisation de la présente invention. Le circuit intégré 20b sert de transistor discret principal dans l’amplificateur Doherty et le circuit intégré 20a sert de transistor discret auxiliaire dans l’amplificateur Doherty. La carte de circuits imprimés 32 possède une entrée RF 34, une sortie RF 35, deux entrées de polarisation d’entrée 36 et deux entrées de polarisation de sortie 37. La carte de circuits imprimés 32 possède en outre un coupleur 38 relié à l’entrée RF 34 par une ligne de transmission imprimée 39, aux bornes d’entrée RF du circuit intégré 20b principal par une ligne de transmission imprimée 40 et aux bornes d’entrée RF du circuit intégré 20a auxiliaire par une ligne de transmission imprimée 41. Les bornes de sortie RF du circuit intégré 20b principal sont reliées à un réseau d’adaptation de sortie principal constitué d’une ligne de transmission imprimée 42 et de condensateurs 43, ladite ligne de transmission imprimée 42 étant reliée à une ligne de transmission imprimée 90° 50 Ohms 44. Les bornes de sortie RF du circuit intégré 20a auxiliaire sont reliées à un réseau d’adaptation de sortie auxiliaire constitué d’une ligne de transmission imprimée 45 et de condensateurs 46, ladite ligne de transmission imprimée 45 étant reliée à la ligne de transmission imprimée 90° 50 Ohms 44. L’extrémité de la ligne de transmission imprimée 90° 50 Ohms 44 est reliée à la sortie RF 35 par l’intermédiaire d’un combinateur 47 puis d’une ligne de transmission imprimée 90° 35 Ohms 48. Chacune des bornes de polarisation d’entrée des deux circuits intégrés 20a et 20b est reliée à une ligne de transmission imprimée d’entrée 49, elle-même reliée à une pluralité de condensateurs de découplage 50 reliés en parallèle à la masse de la carte de circuits imprimés 32, la pluralité de condensateurs de découplage 50 ayant tous la même valeur de capacité comprise entre 1 nF et 1 µF. Chacune des bornes de polarisation de sortie des deux circuits intégrés 20a et 20b est reliée à une ligne de transmission imprimée de sortie 51, elle-même reliée à une pluralité de condensateurs de découplage 52 reliés en parallèle à la masse de la carte de circuits imprimés 32, la pluralité de condensateurs de découplage 52 ayant tous la même valeur de capacité comprise entre 1 nF et 1 µF. Ainsi, les inductances shunt d’entrée et de sortie des réseaux de préadaptation d’entrée et de sortie de chacun des deux circuits intégrés 20a et 20b sont réglables à l’aide des lignes de transmission d’entrée 49 et de sortie 51 imprimées sur la plaque 33 de la carte de circuits imprimés 32. Les longueurs des lignes de transmission imprimées d’entrée 49 et de sortie 51 sont d’abord calculées en fonction de l’application souhaitée (c’est-à-dire, de la bande de fréquences visée), puis lesdites lignes de transmission d’entrée 49 et de sortie 51 sont imprimées sur la plaque 33 selon les longueurs calculées. Pour chacun des deux circuits intégrés 20a et 20b, le réseau de préadaptation d’entrée réglable utilise ainsi une topologie d’inductance shunt qui comprend trois éléments passifs : la ligne de transmission d’entrée intégrée 15a, 15b (valeur d’inductance fixe et faible) dans le boîtier 3, les troisièmes fils de connexion 14a, 14b intégrés (valeur d’inductance fixe) dans le boîtier 3, et la ligne de transmission d’entrée imprimée 49 sur la carte de circuits imprimés 32 (à l’extérieur du boîtier 3) dont la longueur est choisie par l’utilisateur en fonction de la valeur d’inductance souhaitée. En outre, pour chacun des deux circuits intégrés 20a et 20b, le réseau de préadaptation de sortie réglable utilise également une topologie d’inductance shunt qui comprend trois éléments passifs : la ligne de transmission de sortie intégrée 25a, 25b (valeur d’inductance fixe et faible, basse impédance) dans le boîtier 3, les quatrièmes fils de connexion 12 intégrés (valeur d’inductance fixe) dans le boîtier 3, et la ligne de transmission de sortie imprimée 51 sur la carte de circuits imprimés 32 (à l’extérieur du boîtier 3) dont la longueur est choisie par l’utilisateur en fonction de la valeur d’inductance souhaitée. L’utilisation des deux circuits intégrés 20a et 20b selon la présente invention pour réaliser les transistors discrets principal et auxiliaire du montage amplificateur Doherty permet ainsi d’obtenir un amplificateur Doherty large bande. Il est bien entendu que les modes de réalisation particuliers qui viennent d’être décrits ont été donnés à titre indicatif et non limitatif, et que des modifications peuvent être apportées sans que l’on s’écarte pour autant de la présente invention. Circuit intégré d’amplificateur de puissance radiofréquence, RF, (1 ; 20) comprenant une puce à semi-conducteurs (2) encapsulée dans un boîtier (3), caractérisé par le fait que : la puce (2) comprend au moins un transistor de puissance RF (4) au nitrure de gallium, GaN, un circuit de préadaptation d’entrée (5), au moins une première aire de soudure (6), au moins une deuxième aire de soudure (7) et au moins une troisième aire de soudure (8a, 8b), la grille (4a) dudit au moins un transistor (4) étant reliée à l’au moins une première aire de soudure (6) par l’intermédiaire du circuit de préadaptation d’entrée (5), le drain (4b) dudit au moins un transistor (4) étant relié à la deuxième aire de soudure (7), la source (4c) dudit au moins un transistor (4) étant reliée à la masse (GND) de la puce (2) ; le boîtier (3) comprend au moins une broche d’entrée RF (9) reliée à l’au moins une première aire de soudure (6) par au moins un premier fil de connexion (10), au moins une broche de sortie RF (11) reliée à l’au moins une deuxième aire de soudure (7) par au moins un deuxième fil de connexion (12) et au moins une broche de polarisation d’entrée (13a, 13b) reliée à l’au moins une troisième aire de soudure (8a, 8b) par au moins un troisième fil de connexion (14a, 14b) ; et le circuit de préadaptation d’entrée (5) comprend une inductance shunt d’entrée et un réseau de stabilisation (16), l’inductance shunt d’entrée comprenant une ligne de transmission intégrée d’entrée (15a, 15b), disposée entre les première (6) et troisième (8a, 8b) aires de soudure, et l’au moins un troisième fil de connexion (14a, 14b), le réseau de stabilisation (16) comprenant au moins une résistance (17) et au moins un condensateur (18) reliés en parallèle entre la ligne de transmission intégrée d’entrée (15a, 15b) et la grille (4a) dudit au moins un transistor (4). Circuit intégré d’amplificateur de puissance RF (20) selon la revendication 1, caractérisé par le fait que le circuit de préadaptation d’entrée (5) comprend en outre au moins un condensateur de type métal-isolant-métal, MIM, (21) disposé entre l’au moins une première aire de soudure (6) et la ligne de transmission intégrée (15a, 15b) de l’inductance shunt d’entrée. Circuit intégré d’amplificateur de puissance RF (1 ; 20) selon la revendication 1 ou 2, caractérisé par le fait que l’au moins un condensateur (18) du réseau de stabilisation (16) est de type MIM. Circuit intégré d’amplificateur de puissance RF (1 ; 20) selon l’une des revendications 1 à 3, caractérisé par le fait que l’au moins une broche d’entrée RF (9) et l’au moins une broche de polarisation d’entrée (13a, 13b) du boîtier (3) sont disposées sur deux côtés distincts et adjacents du boîtier (3). Circuit intégré d’amplificateur de puissance RF (1 ; 20) selon l’une des revendications 1 à 4, caractérisé par le fait que le boîtier (3) est l’un parmi un boîtier à pattes, tel qu’un boîtier céramique à cavité ou un boîtier plastique surmoulé, et un boîtier sans patte, tel qu’un boîtier QFN ou un boîtier DFN. Circuit intégré d’amplificateur de puissance RF (20) selon l’une des revendications 1 à 5, caractérisé par le fait que la puce (2) comprend en outre au moins une quatrième aire de soudure (22a, 22b) reliée par au moins un quatrième fil de connexion (23a, 23b) à au moins une broche de polarisation de sortie (24a, 24b) du boîtier (3), la puce (2) possédant en outre une inductance shunt de sortie comprenant une ligne de transmission intégrée de sortie (25a, 25b), formée entre le drain (4b) dudit au moins un transistor (4) et l’au moins une quatrième aire de soudure (22a, 22b), et l’au moins un quatrième fil de connexion (23a, 23b). Circuit intégré d’amplificateur de puissance RF (20) selon la revendication 6, caractérisé par le fait que l’au moins une broche de sortie RF (11) et l’au moins une broche de polarisation de sortie (24a, 24b) du boîtier (3) sont disposées sur deux côtés distincts et adjacents du boîtier (3). Carte de circuits imprimés (32) comprenant au moins un circuit intégré d’amplificateur de puissance RF (1 ; 20 ; 20a, 20b) selon l’une des revendications 1 à 7 et au moins une ligne de transmission imprimée d’entrée (49) dont l’une des extrémités est reliée à l’au moins une borne de polarisation d’entrée (13a, 13b) du boîtier (3) de l’au moins un circuit intégré (1 ; 20 ; 20a, 20b). Carte de circuits imprimés (32) selon la revendication 8 en dépendance de la revendication 6 ou 7, caractérisée par le fait qu’elle comprend en outre au moins une ligne de transmission imprimée de sortie (51) dont l’une des extrémités est reliée à l’au moins une borne de polarisation de sortie (24a, 24b) du boîtier (3) de l’au moins un circuit intégré (1 ; 20 ; 20a, 20b). Carte de circuits imprimés (32) selon la revendication 8 ou 9, caractérisée par le fait qu’elle comprend en outre, pour chaque ligne de transmission imprimée (49, 51), une pluralité de condensateurs de découplage (50, 52) reliés en parallèle entre l’autre des extrémités de ladite ligne de transmission imprimée (49, 51) et la masse de la carte de circuits imprimés (32), la pluralité de condensateurs (50, 52) ayant tous la même valeur de capacité comprise entre 1 nF et 1 µF. Carte de circuits imprimés (32) selon l’une des revendications 8 à 10, caractérisée par le fait qu’elle comprend deux circuits intégrés d’amplificateur de puissance RF (20a, 20b) et des lignes de transmission supplémentaires agencés pour former un amplificateur Doherty double entrée.