FR 3124906 A1 20230106 FR 2107252 A 20210705 Procédé de commande (1) d’un convertisseur LLC continu-continu réversible, comprenant un pont en H au primaire (11) et un pont en H au secondaire de quatre transistors MOSFET chacun, connecté à une batterie d’accumulateurs électriques d’un véhicule automobile électrique, ledit convertisseur (10) continu-continu étant adapté pour fonctionner en charge et en décharge de ladite batterie (16), et lorsque ledit convertisseur fonctionne en décharge, ledit procédé (1) met en œuvre une étape de commande (61) du déphasage par inversion de gain entre les signaux de commande de transistors MOSFET du pont en H au secondaire auquel s’ajoute une commande (62) par action proportionnelle intégrale assurant une régulation plus précise; avec un rapport cyclique de 0.5 pour tous lesdits transistors MOSFET. Figure de l’abrégé : Figure 6 Procédé de commande d’un convertisseur DC-DC réversible. La présente invention se rapporte à un convertisseur continu-continu pour un chargeur de batterie d’accumulateurs électriques bidirectionnel et son procédé de commande. Un chargeur de batterie d’accumulateurs électriques classique est unidirectionnel en ce sens qu’il permet uniquement de recharger les accumulateurs électriques depuis un réseau externe d’alimentation électrique, ce qu’on appelle communément le sens de charge ou encore sens direct. Un tel chargeur de batterie d’accumulateurs électrique unidirectionnel comprend généralement un étage de correction du facteur de puissance, aussi connu sous son abréviation anglophone PFC, et un étage de conversion continu-continu, plus généralement appelé étage DC-DC. Cependant, il est utile que les chargeurs d’accumulateurs puissent aussi délivrer l’électricité accumulée à un réseau électrique externe, en source de courant, ou de remplacer un réseau et fonctionner en source de tension sur laquelle viennent se brancher des charges ; on parle alors de chargeurs bidirectionnels et dans le contexte de véhicules automobiles d’usage V2X, pour Vehicle to everything . La fourniture de courant par la batterie d’accumulateurs électriques au réseau externe étant dit sens de décharge, ou encore sens indirect. On connaît notamment des chargeurs bidirectionnels, tel que celui du document FR3014260 A1, qui décrit un chargeur à DCDC résonnant du type en montage LC série. Cependant, Un tel montage ne permet pas de changer de type de conversion d’énergie car son gain est toujours inférieur à 1. On connaît aussi un chargeur bidirectionnel (ou réversible) pour des applications à forte densité de puissance tel que représenté en de l’art antérieur, qui met en œuvre un convertisseur DC-DC du type LLC résonant à pont complet. Un convertisseur LLC résonant à pont complet 10 selon la , comprend un pont complet de commutation 11 générant un signal ou courant carré excitant un circuit LLC 12, composé d’un condensateur série Cr et de deux inductances, une inductance série Lr et une inductance Lm en parallèle du bobinage primaire d’un transformateur 13. Le circuit LLC 12 produit alors un courant sinusoïdal résonant dans le transformateur 13 qui est redressé par le pont redresseur 14, puis transmis à la batterie 16, connectée en parallèle à une capacité 15 de lissage. La tension aux bornes de cette capacité 15 est référencée V bat car égale à la tension aux bornes de la batterie 16. Le convertisseur 11 est connecté en entrée (dans le mode charge) à un bus continu de tension V DC représenté par une capacité sur la . Autrement dit en mode charge le pont complet 11 est alimenté par ce bus continu de tension V DC . Le pont complet 11 comporte quatre cellules de commutation S1 à S4 bidirectionnelles, le pont redresseur 14 (en mode charge) est également un pont complet comportant quatre cellules de commutation S5 à S8 bidirectionnelles. A titre d’exemple pour l’exposé du présent mode de réalisation de l’invention, dans certains chargeurs réversibles connus de l’art antérieur, les fréquences de régulation du DCDC, en mode charge et en mode décharge, sont bornées entre sensiblement 60kHz et 200kHz. Ces valeurs sont données seulement à titre d’exemple, car elles dépendent en particulier des valeurs des composants et peuvent ainsi varier. Or, en mode décharge, à haute tension batterie V bat et basse puissance, la régulation vers le gain recherché, V DC /V bat qui est en général inférieur à 0.9, provoque une divergence de la fréquence de régulation du DCDC, vers des fréquences de commutation plus élevées que les 200 kHz. Ceci provoque une forte baisse du rendement du chargeur en mode décharge. La commande d’un convertisseur DCDC LLC, dont la structure est représentée , repose habituellement sur des stratégies de commande par fréquence de découpage. On connait notamment du document FR3083929 une commande consistant à calculer la fréquence de découpage par inversion du gain partant d’un modèle équivalent fondé sur l’approche de la première harmonique. Le gain G est par définition une fonction des paramètres du système et de la fréquence. On entend par inversion du gain le fait de calculer la fréquence en fonction du gain et des paramètres du système. Cependant, cette stratégie présente une zone de saturation de la fréquence de découpage à 200kHz assez importante, ce qui provoque une limitation de la régulation de la tension du bus DC. La plage de fréquence de commande, qui dépend essentiellement des éléments du corps résonant, de la puissance demandée, de la valeur de la tension V DC des capacités du bus DC et de la tension batterie V bat , n’est alors parfois pas suffisante pour atteindre tous les points de fonctionnement. La littérature comprend de nombreuses lois de commande « classiques », telles que la commande par mode glissant et le régulateur Proportionnel-Intégral-Dérivé dit régulateur PID. Ces lois de commandes sont souvent proposées sur la base d'un modèle grand ou petit signal avec des stratégies basées soit sur : – La variation de la fréquence, aussi appelé PFM de l’anglais Pulse Frequency Modulation , ou - La variation du déphasage entre les signaux de commande de transistors MOSFET, appelé PSM de l’anglais Phase Shift Modulation . Dans la littérature, les stratégies proposées pour des convertisseurs réversibles ont une régulation de la tension de la batterie, où la tension de la batterie varie sur une plage réduite, par exemple entre 12 et 60 V. On connait notamment le document FR3096847 qui présente une structure du convertisseur DCDC-LLC réversible avec ajout d’une inductance supplémentaire commutée afin de rendre un convertisseur DCDC symétrique dans les deux sens de charge. Toutefois une inductance commutée génère un coût de fabrication et une augmentation de l’encombrement indésirables. Pour commander cette structure à inductance commutée, ce document divulgue aussi un procédé de commande mettant en œuvre une régulation du bus continu, appelé Bus DC, connu sous le nom de mode Burst par hystérésis sur la fréquence et bus continu. Toutefois la solution de commande proposée par cet art antérieur présente des limites en termes de rendement et de performances en particulier en fonctionnement V2X. Aussi, il existe le besoin d’un procédé de commande amélioré et ne nécessitant pas de modification de la structure technique du convertisseur DCDC LLC. A cet effet, on propose un procédé de commande d’un convertisseur LLC continu-continu réversible, comprenant un pont en H au primaire et un pont en H au secondaire de quatre transistors MOSFET chacun ; le convertisseur étant connecté d’une part à un bus de tension continue et d’autre part à une batterie d’accumulateurs électriques d’un véhicule automobile électrique ; ledit convertisseur continu-continu étant adapté pour fonctionner en charge et en décharge de ladite batterie, et lorsque ledit convertisseur fonctionne en décharge, ledit procédé met en œuvre une étape de commande du déphasage par inversion de gain entre les signaux de commande d’une part de deux transistors MOSFET du pont en H au secondaire et d’autre part de deux autres transistors MOSFET du pont en H au secondaire; avec un rapport cyclique de 0.5 pour tous lesdits transistors MOSFET, ladite étape de commande étant fonction d’un module de calcul du déphasage entre les signaux de commande d’une part de deux transistors MOSFET du pont en H au secondaire et d’autre part de deux autres transistors MOSFET du pont en H au secondaire, lequel est fonction d’une tension de référence du convertisseur continu-continu, de la tension aux bornes de ladite batterie et de la puissance du convertisseur, et d’un module de régulation à action anticipée. Par « au secondaire » on entend dans cette demande la partie du convertisseur située entre le transformateur et la batterie, et par « au primaire » la partie du convertisseur située entre le transformateur et le bus continu. Ainsi, on obtient un procédé améliorant les commandes en mode V2X sans nécessiter une adaptation de la structure du convertisseur DC-DC. Avantageusement et de manière non limitative, ledit module de régulation à action anticipée comprend un module proportionnel-intégral fonction de ladite tension de référence et de la tension aux bornes du convertisseur continu-continu. Ainsi on peut obtenir une régulation robuste et relativement rapide. Avantageusement et de manière non limitative, ladite étape de commande est mise en œuvre selon une méthode du premier harmonique. Ainsi on peut réduire la complexité de la commande en mettant en œuvre des méthodes de commande de systèmes linéaires pour ce système qui est non-linéaire. Avantageusement et de manière non limitative, ladite méthode du premier harmonique est une méthode dite Asynchrounous Clamped Mode . Il s’agit là de la mise en œuvre d’un méthode particulièrement efficace et robuste pour la structure selon l’invention. La méthode Asynchrounous Clamped Mode est notamment décrite dans la publication scientifique A. Hillers , D. Christen, and J. Biela , “Design of a Highly efficient bidirectional isolated LLC resonant converter ” in 15th International Power Electronics and Motion Control Conference (EPE/PEMC), Novi Sad , Serbia , Sep. 2012 . L’invention concerne aussi un dispositif de commande, tel qu’un calculateur embarqué, un processeur, un micro-processeur, un « System on a Chip » ( SoC ) pour nommer un système embarqué sur un seul circuit intégré, ou un microcontrôleur, d’un convertisseur continu-continu réversible comprenant un pont en H au primaire et un pont en H au secondaire de quatre transistors MOSFET ; le convertisseur étant connecté d’une part à un bus de tension continue et d’autre part à une batterie d’accumulateurs électriques d’un véhicule automobile électrique ; ledit convertisseur continu-continu étant adapté pour fonctionner en charge et en décharge de ladite batterie, et ledit dispositif comprenant des moyens de mise en œuvre, lorsque ledit convertisseur fonctionne en décharge, d’une étape de commande du déphasage par inversion de gain entre les signaux de commande d’une part de deux transistors MOSFET du pont en H au secondaire et d’autre part de deux autres transistors MOSFET du pont en H au secondaire ; avec un rapport cyclique de 0.5 pour tous lesdits transistors MOSFET, ladite étape de commande étant fonction d’un module de calcul du déphasage entre les signaux de commande d’une part de deux transistors MOSFET du pont en H au secondaire et d’autre part de deux autres transistors MOSFET du pont en H au secondaire, lequel est fonction d’une tension de référence du convertisseur continu-continu, de la tension aux bornes de ladite batterie et de la puissance du convertisseur, et d’un module de régulation à action anticipée. En particulier le régulateur est embarqué dans un microcontrôleur alors que la génération de la commande par modulation de largeur d’impulsion PWM est embarquée dans un circuit logique programmable de type FPGA. L’invention concerne aussi un système électrique comprenant une batterie d’accumulateurs électriques, un convertisseur continu-continu, et un dispositif de commande tel que décrit précédemment. L’invention concerne aussi un véhicule automobile électrique comprenant un système électrique tel que décrit précédemment. D’autres particularités et avantages de l’invention ressortiront à la lecture de la description faite ci-après d’un mode de réalisation particulier de l’invention, donné à titre indicatif mais non limitatif, en référence aux dessins annexés sur lesquels : est une représentation schématique d’un convertisseur continu-continu connu de l’art antérieur ; est une vue schématique du rapport fréquence, Tension batterie et Puissance lors du fonctionnement en décharge d’un convertisseur continu-continu ; est une représentation schématique d’un modèle équivalent du convertisseur continu-continu de la ; est une représentation schématique du déphasage de deux transistors MOSFET ; est un graphique représentant le gain lors d’une modulation par changement de phase en fonction du déphasage entre MOSFET ; et est une vue schématique du procédé de commande selon l’invention. L’invention concerne un procédé de commande à modulation par changement de phase, aussi appelé Phase Shift Modulation, PSM ; est un graphique de l’évolution dans le temps de la tension du bus DC du convertisseur lors de la mise en œuvre de l’invention ; et est un graphique de l’évolution dans le temps de la phase entre les MOSFET du convertisseur lors de la mise en œuvre de l’invention. L’invention se propose de mettre en œuvre une commande PSM utilisant une fréquence de découpage fixe pour éviter les limitations habituelles de la stratégie de modulation de fréquence d'impulsion, aussi appelée Pulse Frequency Modulation , PFM . Dans cette mise en œuvre de l’invention on décrit une stratégie où la commande PSM est couplé à la commande PFM : la commande PFM est appliquée dans la zone de fonctionnement nominal tandis que la commande PSM est appliquée dans la zone de fonctionnement saturé, comme nous l’exposons ci-après. En particulier un avantage de la présente invention est de permettre d’implémenter une commande PSM sur la base d’une méthode d'inversion de gain du LLC. Le procédé selon l’invention comprend tout d’abord une modélisation du système en mode V2X par modélisation dynamique du convertisseur DCDC-LLC selon l’approche de la première harmonique. Ainsi, l’objectif de l’invention est de commander en mode décharge, V2X, le DCDC LLC de la . On connait dans les modélisations de systèmes des modèles dit grand-signal et des modèles dits petit-signal . Un modèle grand-signal est notamment connu des publications scientifiques : - L. Yao, D. Li, and L. Liu, “An improved large signal model of full-bridge LLC converter,” PLOS ONE, vol. 13, no. 10, L. Wang, Ed., e0205904, Oct. 2018; et - Z. Fang, J. Wang, S. Duan, K. Liu, and T. Cai, “Control of an LLC Resonant Converter Using Load Feedback Linearization,” IEEE Transactions on Power Electronics, vol. 33, no. 1, pp. 887–898, Jan. 2018 Un tel modèle grand-signal est basé sur l'extension de la fonction de description, dite extending describing function , abrégé EDF , qui consiste à approximer les termes non-linéaires dans les équations dynamiques du convertisseur DCDC LLC par des composantes sinusoïdales de première harmonique. Ce modèle fournit suffisamment d'informations dynamiques en cas de perturbation transitoire importante du signal. Cependant le modèle reste non linéaire, ce qui rend la conception de la commande plus complexe. Aussi, on procède tout d’abord au calcul d’un modèle équivalent du convertisseur résonnant LLC de la fonctionnant en mode inversé, autrement dit en mode V2X. Ce circuit équivalent est représenté , et permet de calculer la fonction de transfert du circuit DCDC LCC en mode V2X comme suit : La fonction de transfert du convertisseur DCDC LLC est donnée par : Dans lequel, étant en mode décharge, Vif est la tension d’entrée du circuit résonant en mode décharge, côté batterie, Vof la tension de sortie du circuit résonant, côté bus continu, s la variable de Laplace et R la résistance équivalente calculée comme : Avec P la puissance transférée entre l’entrée et la sortie du convertisseur On peut alors écrire la fonction de transfert du gain du convertisseur DCDC LLC : Où n est le rapport de transformation du transformateur. Partant de l’équation précédente, on peut obtenir l’équation du calcul de la fréquence de découpage f par inversion du gain, i. e. par résolution d’une équation de degré 4 exprimant la relation entre le gain du convertisseur en mode décharge, la fréquence de découpage et les tensions d’entrée et de sortie du convertisseur 10, ainsi que les paramètres du système : Avec L’équation [Math 4] permet de calculer la fréquence de découpage feed - forward (i.e. par anticipation) par inversion du gain, présentée dans l’équation suivante : Le calcul de la fréquence de découpage par inversion du gain montre une importante zone de saturation 20, tel que représenté , où la fréquence est saturée à 200 kHz, qui est la fréquence de découpage maximale autorisée dans ce mode de réalisation de l’invention. Dans cette zone, la régulation du bus DC n’est plus précise et le DCDC présente un faible rendement. Aussi, dans cette zone, on met en œuvre un procédé de commande du circuit DCDC LLC en mode V2X par variation du déphasage entre les signaux de commande de transistors MOSFET, appelé PSM de l’anglais Phase Shift Modulation . Tel que représenté en Figure 4, une commande PSM consiste à introduire un déphasage entre les signaux de commande des MOSFET du convertisseur DCDC LLC dont la tension en fonction du temps t en secondes est représentée. La variable T représente la période de commutation. L'angle de déphasage entre les bras gauche MOSFET S5 ou S6 et le bras droit, respectivement MOSFET S8 ou S7 dans le même pont en H du convertisseur DCDC LLC est défini comme l’angle de déphasage à contrôler. On fixe un rapport cyclique à 0.5 pour tous les MOSFET. Puis on applique une méthode du premier harmonique, en anglais First Harmonic Approximation , abrégé FHA, et en utilisant la méthode dite Asynchronous clamped mode ACM , décrite dans la publication scientifique A. Hillers , D. Christen, and J. Biela , “Design of a Highly efficient bidirectional isolated LLC resonant converter ,” in 15th International Power Electronics and Motion Control Conference (EPE/PEMC), Novi Sad , Serbia , Sep. 2012 . En appliquant la méthode du premier harmonique, le modèle reste alors petit-signal Selon cette méthode la tension d'entrée du circuit résonant a l’expression suivante qui dépend du déphasage : (6) La tension de sortie du circuit résonant est quant à elle : (7) Le gain du transfert pour la méthode PSM G’’ peut alors s’écrire sous la forme suivante : (8) Ainsi, le gain de la tension du convertisseur est régulé en faisant varier le déphasage au lieu de varier la fréquence, comme ceci serait le cas dans une méthode Pulse-Frequency Modulation dite PFM. Partant de l’équation 8, le déphasage feed-forward, par inversion de gain, peut être définit comme suit : (9) Avec :V DC ref la consigne de tension aux bornes du bus continu et (10) L’angle de déphasage varie entre 0 et 0.5. Pour f = fr (fréquence de résonnance, correspondant à un gain (|G|=1), le gain du transfert normalisé |G’’| dans le cas du PSM est donné par la en fonction du déphasage. On remarque qu’en la variable P est introduite en entrée du bloc 61. E, effet il s’agit d’une consigne de puissance, le déphasage étant calculé pour une puissance référence souhaitée et pour une valeur du bus DC référence souhaité. La puissance P intervient alors dans le terme de résistance représentant une charge à laquelle serait branché le chargeur. Ici, le terme R représente le terme correcteur du facteur de puissance, dit PFC (ici le convertisseur DCAC en mode décharge) ainsi que le réseau et les charges qui y sont branchées. Ainsi, on remarque que le gain de la méthode PSM diminue avec l'augmentation du déphasage. En conséquence de ce qui est exposé précédemment, on définit une loi de commande PSM en boucle fermée telle que représentée en et mettant en œuvre les étapes calculatoires précédentes avec un module 61 de calcul du déphasage par inversion de gain, un module de régulation 62 proportionnel-intégral dit module PI 62 (Kp et Ki sont des constantes déterminées par réglage préalable du module PI), fonction de l’erreur e entre la tension de référence V DCref et la tension V DC mesurée ou estimée du bus DC de sorte à calculer une différence de phase . En se basant sur la formule du gain PSM G’’, le déphasage feed-forward calculé par le module 61 est défini par inversion du gain en mettant la tension V DC du bus DC égale à la tension de référence V DCref = 450 V et avec une fréquence de découpage fixe. La phase totale en sortie étant la somme du déphasage feed-forward et de la correction du module PI . La stratégie consiste à ajouter la sortie d’un régulateur PI pour assurer une régulation en boucle fermée plus précise du bus DC selon une tolérance d’erreur statique acceptable, ici 5V. La stratégie PSM, basée sur l’inversion de gain, permet ainsi d’avoir une montée progressive de la tension du bus DC vers sa référence avec une tolérance acceptable du pourcentage de dépassement de la réponse. Dans un véhicule automobile, ou dans tout autre système électrique, le procédé de commande est mis en œuvre par un dispositif électronique tel qu’un calculateur embarqué, par un processeur, un System On a Chip (SoC), un microcontrôleur ou tout dispositif adapté. Ici, le régulateur est embarqué dans un microcontrôleur, Microcontrol l er Unit dit MCU , alors que la génération de la commande par modulation de largeur d’impulsion PWM est embarquée dans un circuit logique programmable de type FPGA. Les différentes étapes peuvent être mises en œuvre par un même dispositif électronique, ou les différentes étapes peuvent être mises en œuvre par plusieurs dispositifs électroniques différents. A titre expérimental on remarque, en référence à la que la réponse de la tension V D C du bus DC converge vers la référence V DCref avec une tolérance d’erreur de tension acceptable, ici Le déphasage est présenté dans la . Il commence à augmenter jusqu’à ce que la tension du bus DC atteigne la tension de référence V DCref , puis il varie autour de 0.11 en régime permanent. Le rapport cyclique est toujours fixe et égal à 0.5. Ainsi, on remarque que la perte de régulation du bus DC que l’on subit avec la stratégie de l’art antérieur Pulse Frequency Modulation , PFM , peut être évitée lors de l'utilisation de la commande selon l’invention, où l'erreur de tension du bus DC a une tolérance acceptable autour de 5 V. Sachant qu’à hautes puissances et à partir de certains points d’opération, il y a une perte de régulation du bus DC avec la fréquence 200 kHz. On utilise une fréquence égale à la fréquence de résonance (100 kHz) pour optimiser la qualité de la commande. L’invention peut être mise en œuvre pour une large variation de points d’opération par exemple avec une tension de batterie V bat allant de 240V à 440V et la Puissance P de 0 à 11KW. Procédé de commande (1) d’un convertisseur (10) LLC continu-continu réversible, comprenant un pont en H au primaire (11) et un pont en H au secondaire (14) de quatre transistors MOSFET chacun (S1-S4, S5-S8), le convertisseur (10) étant connecté d’une part à un bus de tension continue et d’autre part à une batterie (16) d’accumulateurs électriques d’un véhicule automobile électrique ; ledit convertisseur (10) continu-continu étant adapté pour fonctionner en charge et en décharge de ladite batterie (16) ; et lorsque ledit convertisseur (10) fonctionne en décharge, ledit procédé (1) met en œuvre une étape de commande (61) du déphasage par inversion de gain entre d’une part les signaux de commande de deux transistors MOSFET (S5, S8) du pont en H au secondaire (14) et d’autre part deux autres transistors MOSFET (S6, S7) du pont en H au secondaire (14); avec un rapport cyclique de 0.5 pour tous lesdits transistors MOSFET (S5-S8), ladite étape de commande (61) étant fonction d’un module de calcul du déphasage entre d’une part les signaux de commande de deux transistors MOSFET (S5, S8) du pont en H au secondaire (14) et d’autre part deux autres transistors MOSFET (S6, S7) du pont en H au secondaire (14), lequel est fonction d’une tension de consigne aux bornes du bus de tension continue du convertisseur (10) continu-continu (V DCref ), de la tension aux bornes de ladite batterie (V bat ) et de la puissance de consigne demandée au convertisseur (P), et d’un module de régulation (61, 62) à action proportionnelle intégrale. Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que ledit module de régulation (61, 62) comprend une action anticipée (61) et un module proportionnel-intégral fonction de ladite tension de consigne (V DCref ) et de la tension(V DC ) aux bornes du bus continu du convertisseur continu-continu. Procédé selon la revendication 1 ou 2, caractérisé en ce que ladite étape de commande (61) est mise en œuvre selon une méthode du premier harmonique. Procédé selon la revendication 3, caractérisé en ce que ladite méthode du premier harmonique est une méthode dite Asynchronous C lamped M ode . Dispositif de commande d’un convertisseur (10) continu-continu réversible comprenant un pont en H au primaire (11) et un pont en H au secondaire (14) de quatre transistors MOSFET chacun (S1-S4, S5-S8) ; le convertisseur (10) étant connecté d’une part à un bus de tension continue et d’autre part à une batterie (16) d’accumulateurs électriques d’un véhicule automobile électrique ; ledit convertisseur (10) continu-continu étant adapté pour fonctionner en charge et en décharge de ladite batterie (16), et Ledit dispositif comprenant des moyens de mise en œuvre, lorsque ledit convertisseur fonctionne en décharge, d’une étape de commande (61) du déphasage par inversion de gain entre d’une part les signaux de commande de deux transistors MOSFET (S5, S8) du pont en H au secondaire (14) et d’autre part deux autres transistors MOSFET (S6, S7) du pont en H au secondaire (14); avec un rapport cyclique de 0.5 entre les signaux de commande d’une part de deux transistors MOSFET (S5, S8) du pont en H au secondaire (14) et d’autre part de deux autres transistors MOSFET (S6, S7) du pont en H au secondaire (14), ladite étape de commande (61) étant fonction d’un module de calcul du déphasage entre les signaux de commande d’une part de deux transistors MOSFET (S5, S8) du pont en H au secondaire (14) et d’autre part de deux autres transistors MOSFET (S6, S7) du pont en H au secondaire (14), lequel est fonction d’une tension de référence du convertisseur continu-continu (V DCref ), de la tension aux bornes de ladite batterie (V bat ) et de la puissance du convertisseur (P), et d’un module de régulation (61, 62) à action proportionnelle intégrale. Système électrique comprenant une batterie d’accumulateurs électriques, un convertisseur continu-continu, et un dispositif de commande selon la revendication 5. Véhicule automobile électrique comprenant un système électrique selon la revendication 6.