FR 3125370 A1 20230120 FR 2107589 A 20210713 Procédé de commande (1) d’un convertisseur LLC continu-continu réversible adapté pour fonctionner en charge et en décharge d’une batterie, et lorsque ledit convertisseur fonctionne en décharge, ledit procédé (1) met en œuvre une étape de vérification (41, 42) du point de fonctionnement du convertisseur au cours de laquelle on vérifie si le convertisseur fonctionne dans une zone de saturation en fréquence et si le convertisseur fonctionne dans une zone d’opération prédéfinie, Si le convertisseur fonctionne dans une zone de saturation en fréquence et si le convertisseur fonctionne dans une zone d’opération prédéfinie le procédé met en en œuvre une commande par modulation de largeur d’impulsion, sinon le procédé met en œuvre une commande par modulation de la fréquence d’impulsion. figure de l’abrégé : Figure 4 Procédé de commande d’un convertisseur DC-DC réversible. La présente invention se rapporte à un convertisseur continu-continu pour un chargeur de batterie d’accumulateurs électriques bidirectionnel et son procédé de commande. Un chargeur de batterie d’accumulateurs électriques classique est unidirectionnel en ce sens qu’il permet uniquement de recharger les accumulateurs électriques depuis un réseau externe d’alimentation électrique, ce qu’on appelle communément le sens de charge ou encore sens direct. Un tel chargeur de batterie d’accumulateurs électrique unidirectionnel comprend généralement un étage de correction du facteur de puissance, aussi connu sous son abréviation anglophone PFC, et un étage de conversion continu-continu, plus généralement appelé étage DC-DC. Cependant, il est utile que les chargeurs d’accumulateurs puissent aussi délivrer l’électricité accumulée à un réseau électrique externe, en source de courant, ou remplacer un réseau et fonctionner en source de tension sur laquelle viennent se brancher des charges ; on parle alors de chargeurs bidirectionnels et dans le contexte de véhicules automobiles d’usage V2X, pour Vehicle to everything . La fourniture de courant par la batterie d’accumulateurs électriques au réseau externe étant dit sens de décharge, ou encore sens indirect. On connaît notamment des chargeurs bidirectionnels, tel que celui du document FR3014260 A1, qui décrit un chargeur à DCDC résonnant du type en montage LC série. Cependant, Un tel montage ne permet pas de changer de type de conversion d’énergie car son gain est toujours inférieur à 1. On connaît aussi un chargeur bidirectionnel (ou réversible) pour des applications à forte densité de puissance tel que représenté en de l’art antérieur, qui met en œuvre un convertisseur DC-DC du type LLC résonant à pont complet. Un convertisseur LLC résonant à pont complet 10 selon la , comprend un pont complet de commutation 11 générant un signal ou courant carré excitant un circuit LLC 12, composé d’un condensateur série Cr et de deux inductances, une inductance série Lr et une inductance Lm en parallèle du bobinage primaire d’un transformateur 13. Le circuit LLC 12 produit alors un courant sinusoïdal résonant dans le transformateur 13 qui est redressé par le pont redresseur 14, puis transmis à la batterie 16. La tension référencée V BAT est égale à la tension aux bornes de la batterie 16. Le convertisseur 10 est connecté en entrée (dans le mode charge) à un bus continu de tension V dc représenté par une capacité sur la . Autrement dit en mode charge le pont complet 11 est alimenté par ce bus continu de tension V dc . Le pont complet 11 comporte quatre cellules de commutation S1 à S4 bidirectionnelles, le pont redresseur 14 (en mode charge) est également un pont complet comportant quatre cellules de commutation S5 à S8 bidirectionnelles. Généralement dans les chargeurs réversibles connus de l’art antérieur, les fréquences de régulation du DCDC, en mode charge et en mode décharge, sont bornées entre sensiblement 60kHz et 200kHz. Toutefois ces valeurs sont données à titre d’exemple et dépendent notamment des valeurs des composants. Or, en mode décharge, à haute tension batterie V BAT et basse puissance, la régulation vers le gain recherché, V dc /V BAT qui est en général inférieur à 0.9, provoque une divergence de la fréquence de régulation du DCDC, vers des fréquences de commutation plus élevées que les 200 kHz. Ceci provoque une forte baisse du rendement du chargeur en mode décharge. La commande d’un convertisseur DCDC LLC, dont la structure est représentée , repose habituellement sur des stratégies de commande par fréquence de découpage. On connait notamment du document FR3083929 une commande consistant à calculer la fréquence de découpage par inversion du gain partant d’un modèle équivalent fondé sur l’approche de la première harmonique. Cependant, cette stratégie présente une zone de saturation de la fréquence de découpage à 200kHz assez importante, ce qui provoque une limitation de la régulation de la tension du bus DC. La plage de fréquence de commande, qui dépend essentiellement des éléments du corps résonant, de la puissance demandée, de la valeur de la tension Vdc des capacités du bus DC et de la tension batterie V BAT , n’est alors parfois pas suffisante pour atteindre tous les points de fonctionnement. La littérature comprend de nombreuses lois de commande « classiques », telles que la commande par mode glissant et le régulateur Proportionnel-Intégral-Dérivé dit régulateur PID. Ces lois de commandes sont souvent proposées sur la base d'un modèle grand ou petit signal avec des stratégies basées soit sur : – La variation de la fréquence, aussi appelé PFM de l’anglais Pulse Frequency Modulation , ou - La variation du rapport cycliquedes signaux de commande de transistors MOSFET, appelé PWM de l’anglais Pulse Width Modulation . Dans la littérature, les stratégies proposées pour des convertisseurs réversibles ont une régulation de la tension de la batterie, où la tension de la batterie varie sur une plage réduite, par exemple entre 12 et 60 V. On connait notamment le document FR3096847 qui présente une structure du convertisseur DCDC-LLC réversible avec ajout d’une inductance supplémentaire commutée afin de rendre un convertisseur DCDC symétrique dans les deux sens de charge. Toutefois une inductance commutée génère un coût de fabrication et une augmentation de l’encombrement indésirables. Pour commander cette structure à inductance commutée, ce document divulgue aussi un procédé de commande mettant en œuvre une régulation du bus continu, appelé Bus DC, connu sous le nom de mode Burst par hystérésis sur la fréquence et bus continu. Toutefois la solution de commande proposée par cet art antérieur présente des limites en termes de rendement et de performances en particulier en fonctionnement V2X. Aussi, il existe le besoin d’un procédé de commande amélioré et ne nécessitant pas de modification de la structure technique du convertisseur DCDC LLC. A cet effet, on propose un procédé de commande d’un convertisseur LLC continu-continu réversible, comprenant un bus DC, un pont en H au primaire et un pont en H au secondaire de quatre transistors MOSFET chacun, connecté à une batterie d’accumulateurs électriques d’un véhicule automobile électrique, ledit convertisseur continu-continu étant adapté pour fonctionner en charge et en décharge de ladite batterie, et lorsque ledit convertisseur fonctionne en décharge, on met en œuvre une étape de vérification du point de fonctionnement du convertisseur au cours de laquelle on vérifie si le convertisseur fonctionne dans une zone de saturation en fréquence et si le convertisseur fonctionne dans une zone d’opération prédéfinie. Par « au secondaire » on entend dans cette demande la partie du convertisseur située entre le transformateur et la batterie, et par « au primaire » la partie du convertisseur située entre le transformateur et le bus continu alimentant la batterie en mode charge. Si le convertisseur fonctionne dans une zone de saturation en fréquence et si le convertisseur fonctionne dans une zone d’opération prédéfinie le procédé met en en œuvre une étape de commande par modulation de largeur d’impulsion fonction de la tension de la batterie, d’une tension de référence du bus DC, de la puissance du convertisseur et d’une fréquence de découpage du convertisseur, sinon le procédé met en œuvre une étape de commande par modulation de la fréquence d’impulsion fonction de la tension de la batterie, d’une tension de référence du bus DC, de la puissance du convertisseur. Ainsi, on peut s’assurer d’obtenir un fonctionnement optimal du convertisseur même dans des zones qui sont des zones de saturation habituelles pour la solution de modulation de fréquence d’impulsion connue de l’art antérieur. Avantageusement et de manière non limitative, ladite régulation de la commande comprend une inversion du gain du convertisseur. Le gain G est par définition une fonction des paramètres du système et de la fréquence. On entend par inversion du gain le fait de calculer la fréquence en fonction du gain et des paramètres du système. Avantageusement et de manière non limitative, ladite étape de commande comprend une régulation Proportionnelle-Intégrale, fonction de la tension du bus DC et d’une tension de référence du bus DC. Ainsi, on peut assurer une régulation optimale de la commande quelle que soit la stratégie employée. Avantageusement et de manière non limitative, ladite zone de saturation en fréquence correspond à un point de fonctionnement du convertisseur, en fonction de la tension de la batterie et de la puissance du convertisseur, dans lequel la fréquence de commutation sature à une valeur maximale. Avantageusement et de manière non limitative, ladite zone d’opération prédéfinie est définie par des couples de tension de la batterie (V BAT ) et de puissance du convertisseur (P) où : L’invention concerne aussi un dispositif de commande d’un convertisseur continu-continu réversible comprenant un pont en H au primaire et un pont en H au secondaire de quatre transistors MOSFET chacun connecté à une batterie de véhicule automobile électrique, ledit convertisseur continu-continu étant adapté pour fonctionner en charge et en décharge de ladite batterie, et Ledit dispositif comprenant des moyens de mise en œuvre, lorsque ledit convertisseur fonctionne en décharge, d’une étape de vérification du point de fonctionnement du convertisseur au cours de laquelle on vérifie si le convertisseur fonctionne dans une zone de saturation en fréquence et si le convertisseur fonctionne dans une zone d’opération prédéfinie ; le dispositif comprenant des moyens de commande du convertisseur continu-continu adapté pour mettre en œuvre, si le convertisseur fonctionne dans une zone de saturation en fréquence et si le convertisseur fonctionne dans une zone d’opération prédéfinie, une commande par modulation de largeur d’impulsion, et sinon pour mettre en œuvre une commande par modulation de la fréquence d’impulsion. L’invention concerne aussi un système électrique comprenant une batterie d’accumulateurs électriques, un convertisseur continu-continu réversible, et un dispositif de commande tel que décrit précédemment. L’invention concerne aussi un véhicule automobile électrique comprenant un système électrique tel que décrit précédemment. D’autres particularités et avantages de l’invention ressortiront à la lecture de la description faite ci-après d’un mode de réalisation particulier de l’invention, donné à titre indicatif mais non limitatif, en référence aux dessins annexés sur lesquels : est une représentation schématique d’un convertisseur continu-continu connu de l’art antérieur ; est une vue schématique du rapport fréquence, tension batterie et Puissance lors du fonctionnement en décharge d’un convertisseur continu-continu ; est une représentation schématique d’un modèle équivalent du convertisseur continu-continu de la ; est une vue schématique du procédé selon l’invention ; est une vue schématique de la commande PFM selon l’invention ; est une vue schématique de la commande PWM selon l’invention ; est un graphique représentant le gain normalisé en fonction du rapport cyclique en PWM. est un graphique représentant un exemple d’évolution du bus DC du convertisseur selon un premier exemple de commande PWM ; est un graphique représentant l’évolution du rapport cyclique de la commande PWM du convertisseur selon le premier exemple ; est un graphique représentant un exemple d’évolution du bus DC du convertisseur selon un deuxième exemple de commande PWM ; est un graphique représentant l’évolution du rapport cyclique de la commande PWM du convertisseur selon le deuxième exemple ; est un graphique comparant en zone saturée et dans la zone prédéterminée selon l’invention pour la commande PWM, l’évolution du bus DC selon la commande PWM et selon la commande PFM. L’invention concerne un procédé 1hybride de mise en œuvre d’une commande par modulation de largeur d’impulsions, dite Pulse Width Modulation, fréquemment abrégé PWM afin d’éviter en zone de saturation les limitations habituelles de la stratégie de modulation de fréquence d'impulsion, aussi appelée Pulse Frequency Modulation , PFM . L’invention met ici en œuvre la stratégie PFM sauf en zone de saturation comme exposé ci-après. Le procédé selon l’invention comprend tout d’abord une modélisation du système en mode V2X, Vehic le to Everything , par modélisation dynamique du convertisseur DCDC-LLC selon l’approche de la première harmonique. Ainsi, l’objectif de l’invention est de commander en mode décharge, V2X, le DCDC LLC de la . Dans la littérature, dese modèles grand-signaux sont notamment connus des publications scientifiques : - L. Yao, D. Li, and L. Liu, “An improved large signal model of full-bridge LLC converter,” PLOS ONE, vol. 13, no. 10, L. Wang, Ed., e0205904, Oct. 2018; et - Z. Fang, J. Wang, S. Duan , K. Liu, and T. Cai , “Control of an LLC Resonant Converter Using Load Feedback Linearization,” IEEE Transactions on Power Electronics, vol. 33, no. 1, pp. 887–898, Jan. 2018 Un tel modèle grand-signal est basé sur l'extension de la fonction de description, dite extending describing function , abrégé EDF , qui consiste à approximer les termes non-linéaires dans les équations dynamiques du convertisseur DCDC LLC par des composantes sinusoïdales de première harmonique. Ce modèle fournit suffisamment d'informations dynamiques en cas de perturbation transitoire importante du signal. Cependant le modèle reste non linéaire, ce qui rend la conception de la commande plus complexe. Aussi, on procède tout d’abord au calcul d’un modèle équivalent du convertisseur résonnant LLC de la fonctionnant en mode inversé, autrement dit en mode V2X. Ce circuit équivalent est représenté , et permet de calculer la fonction de transfert du circuit DCDC LLC en mode V2X comme suit : La fonction de transfert du convertisseur DCDC LLC est donnée par : Dans lequel en mode décharge, Vof est la tension de sortie du circuit résonant, côté primaire c’est-à dire aux bornes du pont « redresseur » 11, Vif la tension d’entrée du circuit résonant, côté secondaire c’est-à-dire côté batterie, s est la variable de Laplace, et R la résistance équivalente calculée comme : Avec P la puissance transférée entre l’entrée et la sortie du convertisseur On peut alors écrire la fonction de transfert du gain du convertisseur DCDC LLC, n étantle rapport de transformation du transformateur: Partant, on peut obtenir l’équation du calcul de la fréquence de découpage f par inversion du gain i. e. par résolution d’une équation de degré 4 exprimant la relation entre le gain du convertisseur en mode décharge, la fréquence de découpage et les tensions d’entrée et de sortie du convertisseur 10 : Avec L’équation [Math 4] permet de calculer la fréquence de découpage feedforward (i.e. par anticipation) par inversion du gain, présentée dans l’équation suivante : Le calcul de la fréquence de découpage par inversion du gain montre une importante zone de saturation 20, tel que représenté , où la fréquence est saturée à 200 kHz, qui est la fréquence de découpage maximale autorisée dans ce mode de réalisation de l’invention. Dans cette zone, la régulation du bus DC est perdue et le DCDC présente un faible rendement. Aussi afin de pouvoir réguler la valeur du bus DC pour des points d’opération dans cette zone, une stratégie de commande hybride peut être mise en œuvre en appliquant une stratégie de commande par modulation de largeur d’impulsion, dite P ulse Width Modulation , aussi abrégé PWM , par inversion du gain avec une fréquence de découpage constante. Toutefois en dehors de la zone de saturation, le contrôle PFM est mis en œuvre. La stratégie PWM est mise en œuvre sur la base de la variation du rapport cyclique. Dans cette stratégie PWM, la fréquence de découpage f est fixe et la tension du bus DC est régulée par le rapport cyclique variable D. En appliquant une méthode de la première harmonique, la tension d'entrée du circuit résonnant, en mode V2X, peut s’écrire comme présentée dans l’équation suivante : La tension de sortie est quant à elle : Le transfert du gain du convertisseur DCDC LLC pour le mode PWM G’ est fonction du gain G donné par Equation 1 et peut être exprimé par : Le gain G’ de la tension du convertisseur est régulé en faisant varier le rapport cyclique plutôt que d'augmenter la fréquence de découpage comme dans le cas de la stratégie PFM . Partant de l’équation 8, le rapport cyclique par action anticipative, dit feedforward peut être définir comme présenté dans l’équation suivante : Toutefois, afin de mettre en œuvre la loi de la commande hybride entre les deux stratégies PFM et PWM, la plage de fonctionnement de chaque stratégie doit être définie. Deux zones de fonctionnement sont présentées dans la pouvant être définies par l’équation suivante : 20 Ces zones dépendent bien entendu de divers paramètres physiques du convertisseur et de la batterie utilisés et doivent être adaptés à chaque cas d’usage. Ainsi tel que représenté , 5a et 5b, la commande du convertisseur est hybride. Si le couple (Tension Batterie V BAT , Puissance) est situé dans une zone de saturation 20 (aussi référencée S) tel que représentée , alors on vérifie si ce même couple est compris une zone de fonctionnement prédéfinie A. Le cas échéant on met en œuvre une stratégie par modulation de largeur d’impulsion, en anglais P ulse Width Modulation, abrégé PWM. Il est à noter que lorsque le couple (V BAT , P) est dans la zone de saturation S mais pas dans la zone de fonctionnement A, le bus continu DC n’est pas contrôlable, donc la stratégie adoptée est le PSM (Phase Shift Modulation) qui consiste à utiliser le déphasage entre la tension et le courant au primaire du transformateur (en mode décharge) pour contrôler le transfert de puissance entre la batterie et le bus continu DC. Lorsque le couple n’est pas dans une zone de saturation, on met alors en œuvre une commande PFM connue de l’art antérieur. La fréquence de découpage feedforward f0, dans le cadre de la commande PFM, est définie par inversion du gain en mettant la tension du bus DC égale à la tension de référence 450 V, comme présenté dans l’équation 5. Le rapport cyclique feedforward D0, mis en œuvre dans le cadre de la commande PWM, est défini par inversion du gain en mettant la tension du bus DC égale à la tension de référence 450 V avec une fréquence de découpage f fixe, comme présenté dans l’équation 9. Selon le point d’opération, la commande est choisie parmi PWM ou PFM. On vérifie 41 tout d’abord si le point d’opération appartient ou non à la zone de saturation S. S’il n’appartient pas à S, alors la commande PFM 44 peut être utilisée. Dans ce cas, en référence à la , on calcule la fréquence de découpage feedforward f0. Sinon, on vérifie 42 si le point d’opération appartient à la zone de fonctionnement A. Si le point d’opération appartient à la zone A, la commande PWM est appliquée 45 en calculant le rapport cyclique feedforward D0, en référence à la . La variable u0 par action anticipative dite feedforward, ; qui est soit f0 pour PFM soit D0 pour PWM ; est ajoutée 46 à l’action u d’un régulateur de type Proportionnelle-Intégrale 43 pour annuler l'erreur statique e de la tension V DC du bus DC (les constantes Kp et Ki sont des paramètres de réglage). Il est à noter que lorsque la variation du rapport cyclique est loin de 0.5 (hors zone A), la théorie de première harmonique n’est plus valable. La propriété ZVS (Commutation à tension nulle, en anglais Z e ro Voltage Switching ) peut aussi être perdue dans ce cas. Néanmoins, une erreur de régulation acceptable du bus peut être obtenue impliquant une action corrective importante du régulateur. Dans le cas de faible puissance dans la zone où on peut appliquer la stratégie PWM, une bonne performance en termes de la régulation de la tension du bus DC peut être obtenue. Le rendement du DCDC, dans ce cas, est mieux que celui dans le cas de la stratégie PFM, mais il reste insuffisant. L’amélioration de rendement reste un besoin nécessaire dans cette zone de fonctionnement. La fréquence de résonance est définie par : Pour f=fr, on a |G| = 1. Le gain de tension normalisé du convertisseur DCDC LLC |G’| est illustré sur la en fonction du rapport cyclique. On remarque, en référence à la , que le gain de la commande PWM augmente avec l'augmentation du rapport cyclique D, jusqu'à ce que le rapport cyclique soit autour de 0.5, puis il commence à diminuer. Selon le point d’opération, la fréquence fixée dans la stratégie PWM a un effet sur la régulation du bus DC. Il a été remarqué que la fréquence 200 kHz ne fonctionne pas dans la plage de zone de saturation pour les très fortes puissances. Dans ce cas, la fréquence utilisée est la fréquence de résonance à 100 kHz. Or, dans les méthodes de l’art antérieur, la fréquence de résonnance est souvent sélectionnée pour la méthode PWM. Dans un véhicule automobile, ou dans tout autre système électrique, le procédé de commande est mis en œuvre par un dispositif électronique tel qu’un calculateur embarqué, par un processeur, un System On a Chip (SoC) ou système embarqué sur un seul circuit intégré, un microcontrôleur ou tout dispositif adapté notamment un processeur FPGA (d’après l’anglais « field-programmable gate array ». Les différentes étapes peuvent être mises en œuvre par un même dispositif électronique, ou les différentes étapes peuvent être mises en œuvre par plusieurs dispositifs électroniques différents. Les résultats de simulations expérimentales, en référence aux figures 7 et 8 montrent tout d’abord que la tension V DC du bus DC en command PWM avec V BAT =350 V et P=2000 W converge relativement rapidement (sensiblement 0,4s) vers la tension de référence V DCref . Ainsi, La convergence vers la référence peut s’assurer selon une tolérance d’erreur de tension du bus DC acceptable. On remarque aussi que le rapport cyclique varie autour 0.36 en régime permanent. Dans un autre résultat expérimental, représenté figures 9 et 10, on remarque qu’avec V BAT =420 V et P=5000 W la tension V DC converge aussi sensiblement en 0.4sec, avec un rapport cyclique variant autour de 0.38 en régime permanent. En référence à la , où l’on compare les résultats d’une commande PFM et d’une commande PWM pour V BAT =350 V et P=2000 W, on remarque que la perte de régulation du bus DC avec la stratégie PFM peut être évitée lors de l'utilisation de la stratégie PWM, où l'erreur de tension du bus DC a une tolérance acceptable autour de 5 V. Procédé de commande (1) d’un convertisseur (10) LLC continu-continu réversible, comprenant un bus DC, un pont en H au primaire (11) et un pont en H au secondaire (14) de quatre transistors MOSFET chacun (S1-S4, S5-S8), connecté à une batterie (16) d’accumulateurs électriques d’un véhicule automobile électrique, ledit convertisseur (10) continu-continu étant adapté pour fonctionner en charge et en décharge de ladite batterie (16), et lorsque ledit convertisseur (10) fonctionne en décharge, on met en œuvre une étape de vérification (41, 42) du point de fonctionnement du convertisseur au cours de laquelle on vérifie si le convertisseur fonctionne dans une zone de saturation en fréquence (S) et si le convertisseur fonctionne dans une zone d’opération prédéfinie (A), Si le convertisseur (10) fonctionne dans une zone de saturation en fréquence (S) et si le convertisseur (10) fonctionne dans une zone d’opération prédéfinie (A) le procédé met en en œuvre une étape de commande par modulation de largeur d’impulsion fonction de la tension de la batterie, d’une tension de référence (V DCref ) du bus DC, de la puissance (P) du convertisseur (10) et d’une fréquence de découpage (f) du convertisseur (10), sinon le procédé (1) met en œuvre une étape de commande par modulation de la fréquence d’impulsion fonction de la tension de la batterie, d’une tension de référence (V DCref ) du bus DC, de la puissance du convertisseur (10). Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que ladite étape de commande comprend une inversion du gain du convertisseur (10). Procédé selon la revendication 2, caractérisé en ce que ladite étape de commande comprend une régulation (43) Proportionnelle-Intégrale, fonction de la tension V DC du bus DC et de d’une tension de référence (V DCref ) Procédé selon l’une quelconque des revendications 1 à 3, caractérisé en ce que ladite zone de saturation en fréquence correspond à un point de fonctionnement du convertisseur (10), en fonction de la tension de la batterie (V BAT ) et de la puissance (P) du convertisseur, dans lequel la fréquence de commutation (f) sature à une valeur maximale. Procédé selon l’une quelconque des revendications 1 à 4, caractérisé en ce ladite zone d’opération prédéfinie (A) est définie par des couples de tension de la batterie (V BAT ) et de puissance du convertisseur (P) où : Dispositif de commande d’un convertisseur continu-continu réversible comprenant un pont en H au primaire (11) et un pont en H au secondaire (14) de quatre transistors MOSFET chacun (S1-S4, S5-S8) connecté à une batterie (16) de véhicule automobile électrique, ledit convertisseur continu-continu étant adapté pour fonctionner en charge et en décharge de ladite batterie, et Ledit dispositif comprenant des moyens de mise en œuvre, lorsque ledit convertisseur fonctionne en décharge, d’une étape de vérification du point de fonctionnement du convertisseur au cours de laquelle on vérifie si le convertisseur fonctionne dans une zone de saturation en fréquence (S) et si le convertisseur fonctionne dans une zone d’opération prédéfinie (A) ; le dispositif comprenant des moyens de commande du convertisseur continu-continu adapté pour mettre en œuvre, si le convertisseur fonctionne dans une zone de saturation en fréquence (S) et si le convertisseur fonctionne dans une zone d’opération prédéfinie (A) une commande par modulation de largeur d’impulsion, et sinon pour mettre en œuvre une commande par modulation de la fréquence d’impulsion. Système électrique comprenant une batterie d’accumulateurs électriques, un convertisseur continu-continu réversible, et un dispositif de commande selon la revendication 6. Véhicule automobile électrique comprenant un système électrique selon la revendication 7.