FR 3127587 A1 20230331 FR 2110246 A 20210929 L’invention porte sur un procédé de calibrage d’un récepteur comprenant une pluralité de voies de réception analogiques comportant chacune un élément antennaire d’une antenne multi-éléments, la pluralité de voies de réception analogiques comprenant une voie de référence, le procédé comprenant la détermination (E1-E4) et la correction (E5), pour chaque voie de réception analogique autre que la voie de référence, d’un décalage de phase avec la voie de référence, ladite détermination comprenant : le calcul (E1) d’une matrice de covariance observée ( représentative de la covariance entre des échantillons ( , collectés en parallèle sur chacune des voies de réception analogiques au cours d’une période de temps, d’un ou plusieurs signaux radio de référence incidents sur l’antenne multi-éléments, l’obtention (E2) d’une estimée ( ) d’une matrice de covariance de référence représentative de la covariance entre des échantillons dudit ou desdits signaux radio incidents qui seraient collectés en parallèle sur chacune des voies de réception analogiques au cours de la période de temps en l’absence de décalage de phase entre les voies de réception analogiques, le calcul (E3) d’une matrice produit ( ), résultant du produit matriciel terme à terme de la matrice de covariance observée avec l’estimée de la matrice de covariance de référence; la détermination (E4) de l'argument ) de termes complexes de la matrice produit. Figure pour l’abrégé : Figure 2 Procédé de calibrage d’un récepteur radio multivoies Le domaine de l’invention est celui du calibrage des voies de réception analogique des récepteurs radio dotés d’une antenne multi-éléments. L’invention trouve notamment application aux récepteurs des systèmes de positionnement par satellites, en particulier ceux équipés d’un module de traitement antibrouillage, ou encore aux récepteurs des systèmes de communication mobile. Les récepteurs radio dotés d’une antenne multi-éléments comprennent une chaîne de réception analogique ayant plusieurs voies de réception analogiques qui chacune comprennent un élément antennaire et un circuit d’entrée radiofréquence (ce circuit étant généralement désigné par le terme anglais de « RF front-end ») classiquement en charge de filtrer et d’amplifier le signal incident sur l’élément antennaire qui lui est associé. Les performances des récepteurs radio dépendent notamment de la capacité à bien calibrer leur chaîne de réception analogique, c’est-à-dire à bien compenser les écarts d’amplitude et de phase entre les différentes voies de la chaîne de réception analogique dus aux différences physiques entre les composants et les lignes constituant chaque voie. C’est le cas par exemple des solutions d’antibrouillage équipant les systèmes de positionnement par satellites (systèmes GNSS pour « Global Navigation Satellite Systems »), par exemple les systèmes GPS, GALILEO ou GLONASS. Ces solutions d’antibrouillage exploitent une antenne à diagramme de rayonnement contrôlé (en anglais, CRPA pour « Controlled Radiation Pattern Antenna ») et des techniques de filtrage spatial pour créer et diriger des encoches de gain (correspondant à des points nuls du diagramme de rayonnement de l'antenne CRPA) vers les sources de brouillage afin de les exciser spatialement. Pour cela, les signaux issus des différents éléments antennaires de l’antenne CRPA sont pondérés en amplitude et en phase avant de les sommer de manière à former un signal unique, expurgé des signaux de brouillage, qui alimente l’entrée du récepteur GNSS. L’invention vise à accroitre les performances des récepteurs radio dotés d’une antenne multi-éléments au moyen d’un calibrage amélioré de leurs chaînes de réception analogique. Elle propose à cet effet un procédé mis en œuvre par ordinateur de calibrage d’un récepteur comprenant une pluralité de voies de réception analogiques comportant chacune un élément antennaire d’une antenne multi-éléments, la pluralité de voies de réception analogiques comprenant une voie de référence. Ce procédé comprend la détermination et la correction pour chaque voie de réception analogique autre que la voie de référence, d’un décalage de phase avec la voie de référence. Ladite détermination comprend : le calcul d’une matrice de covariance observée représentative de la covariance entre des paires de séries d’échantillons, collectés en parallèle sur chaque voie de la pluralité de voies de réception analogiques au cours d’une période de temps, d’un ou plusieurs signaux radio de référence incidents sur l’antenne multi-éléments, l’obtention d’une estimée d’une matrice de covariance de référence représentative de la covariance entre des paires de séries d’échantillons dudit ou desdits signaux radio incidents qui seraient collectés en parallèle sur chaque voie de la pluralité de voies de réception analogiques au cours de la période de temps en l’absence de décalage de phase entre les voies de réception analogiques, le calcul d’une matrice produit, résultant du produit matriciel terme à terme de la matrice de covariance observée avec l’estimée de la matrice de covariance de référence ; la détermination de l'argument de termes complexes de la matrice produit. Certains aspects préférés mais non limitatifs de ce procédé sont les suivants : l’estimée de la matrice de covariance de référence est constituée de termes qui dépendent d’une combinaison linéaire de matrices obtenues en effectuant le produit de signatures spatiales du ou des signaux radio de référence sur l’antenne multi-éléments, chaque signature spatiale traduisant la réponse de chaque élément antennaire à chacun du ou des signaux radio de référence ; chaque signature spatiale d’un signal radio de référence est pondérée dans la combinaison linéaire par une puissance du signal radio de référence ; l’obtention de l’estimée de la matrice de covariance de référence comprend l’obtention d’une matrice précalculée ; l’obtention de l’estimée de la matrice de covariance de référence comprend le calcul de l’estimée de la matrice de covariance de référence ; le calcul de l’estimée de la matrice de covariance de référence comprend l’estimation de la direction d’arrivée du ou des signaux radio de référence sur l’antenne multi-éléments ; il comprend l’estimation (E22) de la signature spatiale du ou des signaux radio de référence sur l’antenne multi-éléments ; il comprend une réitération des étapes de détermination et de correction, pour chaque voie de réception analogique autre que la voie de référence, d’un décalage de phase avec la voie de référence ; la détermination, pour chaque voie de réception analogique autre que la voie de référence, du décalage de phase avec la voie de référence est répétée, un indicateur de déphasage absolu est calculé à l’issue de chacune des répétitions et une nouvelle correction, pour chaque voie de réception analogique autre que la voie de référence, du décalage de phase avec la voie de référence est opérée si l’indicateur de déphasage absolu calculé à l’issue d’une répétition est supérieur à un seuil ; la nouvelle correction exploite, pour chaque voie de réception analogique autre que la voie de référence, une moyenne des décalages de phase avec la voie de référence déterminés à chaque itération postérieure à la correction précédente. D'autres aspects, buts, avantages et caractéristiques de l’invention apparaîtront mieux à la lecture de la description détaillée suivante de formes de réalisation préférées de celle-ci, donnée à titre d'exemple non limitatif, et faite en référence aux dessins annexés sur lesquels : La est un schéma d’un mode de réalisation possible d’un récepteur selon l’invention ; La est un schéma illustrant les étapes d’un procédé selon l’invention. EXPOSÉ DÉTAILLÉ DE MODES DE RÉALISATION PARTICULIERS La illustre un récepteur radio multivoies 1 comprenant un bloc analogique 10 et un bloc de traitement 20. Le bloc analogique 10 comprend une antenne multi-éléments 11 dont les éléments antennaires 12, 13, 14, 15, par exemple de type patch, peuvent être disposés sur un plateau antennaire. L’antenne multi-éléments 11 est par exemple du type CRPA. Les éléments antennaires sont par exemple au nombre de quatre. Le bloc analogique 10 peut également comprendre des circuits d’entrée radiofréquence 16, 17, 18, 19, chacun de ces circuits « RF front-end » étant associé à l’un des éléments antennaires 12, 13, 14, 15 pour former une voie de réception analogique. De manière connue en soi, les circuits d’entrée radiofréquence permettent de réaliser un filtrage et une amplification des signaux radio incidents sur l’antenne. Le bloc de traitement 20 comprend une unité de filtrage spatial 30 dotée d’un banc de convertisseurs analogique-numérique 31, 32, 33, 34 configurés pour réaliser un échantillonnage synchrone des signaux issus des différentes voies de réception analogique. L’unité de filtrage spatial 30 comprend en outre un module de traitement spatial 35 en charge de translater numériquement les échantillons issus des convertisseurs analogique-numérique 31, 32, 33, 34 vers la bande de base, de calculer et d’appliquer des pondérations en phase et en amplitude aux signaux issus des différents éléments antennaires, de sommer ces signaux pour former un signal unique et de translater numériquement le signal unique de la bande de base vers le domaine radiofréquence. Le signal unique ainsi translaté est fourni à un convertisseur numérique-analogique 36. Le bloc de traitement 20 comprend par ailleurs, en aval du convertisseur numérique-analogique 36, une unité de réception radio monovoie 40 en charge de traiter le signal unique délivré par l’unité de filtrage spatial 30. Prenant l’exemple d’un récepteur d’un système GNSS, le module de traitement spatial 35 de l’unité de filtrage spatial 30 est plus particulièrement configuré pour mettre en œuvre un traitement antibrouillage et délivrer un signal unique expurgé de signaux de brouillage. L’unité de réception radio monovoie 40 forme quant à elle un récepteur GNSS conventionnel en charge de calculer des données de navigation. L’invention porte sur un procédé, par exemple mis en œuvre par le module de traitement spatial 35, de calibrage du récepteur 1 visant à compenser les écarts de phase affectant ses voies de réception analogiques. Selon ce procédé, l’une des voies de réception analogiques constitue une voie de référence et le procédé comprend la détermination et la correction, pour chaque voie de réception analogique autre que la voie de référence, d’un décalage de phase avec la voie de référence. La détermination, pour chaque voie de réception analogique autre que la voie de référence, d’un décalage de phase avec la voie de référence s’opère plus précisément de la manière suivante. En référence à la figure 2, le procédé comprend tout d’abord une étape E1 de calcul d’une matrice de covariance observée représentative de la covariance entre des paires de séries (ou de vecteurs) d’échantillons, collectés en parallèle sur chacune des voies de réception analogique au cours d’une période de temps, d’un ou plusieurs signaux radio de référence incidents sur l’antenne multi-éléments. Cette covariance est également appelée intercorrélation ou corrélation croisée. Pour ce faire, les différentes voies de réception analogiques sont échantillonnées de manière synchrone, par exemple à une cadence de 40,96 méga échantillons par seconde. Les différents flux d’échantillons résultant sont juxtaposés et découpés temporellement (par exemple sur des périodes de temps couvrant 25 µs) en segments matriciels contigus (où désigne une période de temps et où exprime le fait que les échantillons collectés sont empreints d’erreurs causées par les défauts de calibration des voies de réception analogiques). Un segment matriciel regroupe ainsi des séries d’échantillons, collectés en parallèle sur chaque voie de la pluralité de voies de réception analogiques au cours d’une période de temps, d’un ou plusieurs signaux radio de référence incidents sur l’antenne multi-éléments. Ce segment matriciel peut correspondre à une matrice rectangulaire de dimensions (1024 échantillons dans l’exemple) (le nombre de voies, , ce nombre étant pris égal à quatre dans ce qui suit). La matrice de covariance observée peut être calculée pour chaque selon , où désigne l’opération réalisant la transposée-conjuguée d’une matrice donnée. Les défauts de calibration affectant les voies de réception analogique peuvent être modélisés selon , avec , , un coefficient complexe traduisant le défaut de calibration affectant la voie ( et sont des variables traduisant respectivement les écarts d’amplitude et de phase, par exemple des variables aléatoires gaussiennes centrées). Ces défauts de calibration affectent les échantillons du segment matriciel selon . Dans le cadre de l’invention, l’écart d’amplitude est négligé ce qui s’avère notamment possible dans l’exemple de mise en œuvre de l’invention par une unité de filtrage spatial pour traitement antibrouillage au sein d’un récepteur GNSS où cet écart contribue peu à la dégradation des performances de l’unité de filtrage spatial. En conséquence de quoi, dans la suite, est assimilé à . L’erreur de calibration est supposée constante sur une durée assez longue (plusieurs secondes). La matrice de covariance observée incorpore une information relative aux décalages de phase. En effet, en négligeant la contribution du bruit du récepteur (car le rapport signal sur bruit est supposé élevé), cette matrice peut s’exprimer selon : avec La matrice de covariance étant hermitienne, et . Si la matrice ne permet pas d’estimer directement les décalages de phase, elle permet néanmoins d’exprimer des décalages de phase relatifs entre la voie 1 faisant ici office de voie de référence et chacune des autres voies 2, 3 et 4. En référence toujours à la figure 2, le procédé comprend une étape E2 d’obtention d’une estimée d’une matrice de covariance de référence , la matrice de covariance de référence étant représentative de la covariance entre des paires de séries d’échantillons dudit ou desdits signaux radio incidents qui seraient collectés en parallèle sur chaque voie de la pluralité de voies de réception analogiques au cours de la période de temps en l’absence de décalage de phase entre les voies de réception analogiques. La matrice de covariance de référence s’exprime ainsi selon : , où le segment matriciel est constitué d’échantillons collectés qui sont ici dépourvus d’erreurs de calibration. L’estimée de la matrice de covariance de référence s’exprime quant à elle selon . Le procédé comprend ensuite une étape E3 de calcul d’une matrice produit , résultant du produit matriciel terme à terme de la matrice de covariance observée avec l’estimée de la matrice de covariance de référence. Ce produit terme à terme (également appelé produit matriciel de Hadamard) s’exprime selon . Si l’estimée de la matrice de covariance de référence était parfaite (i.e., ), alors la matrice produit s’exprimerait selon : . Les termes non diagonaux de cette matrice produit sont des coefficients complexes dont l’argument est représentatif du décalage de phase des voies 2, 3 et 4 par rapport à la voie de référence 1. Le procédé comprend ainsi une étape E4 de détermination de l'argument de termes complexes de la matrice produit , cette étape permettant (dans le cas d’une estimée parfaite de la matrice de covariance de référence) de déterminer les termes , et qui permettent de caractériser le décalage de phase affectant les voies 2 à 4 relativement à la voie 1. Ce sont en réalité des estimées de ces termes qui sont déterminées à l’issue de cette étape E4. Le procédé comprend ensuite une étape E5 de correction (également désignée par le terme de compensation) des décalages de phase affectant les voies 2 à 4 relativement à la voie 1. Cette étape peut comprendre la détermination d’une matrice de compensation à partir des décalages de phase précédemment estimés et l’application de cette matrice de compensation au segment matriciel considéré . La matrice de compensation peut ainsi s’écrire et la compensation de l’écart de phase relatif permet de déterminer un segment matriciel compensé comme suit : , c’est-à-dire que est connue à un déphasage près. L’invention exploite un réseau d’antennes comportant ( ) éléments antennaires numérotés de à dont les caractéristiques physiques, en particulier le diagramme de rayonnement et le gain unitaire maximal noté , sont connues. Le réseau d’antennes différencie et identifie les signaux radioélectriques incidents en fonction des amplitudes et des phases relatives que ces signaux suscitent au niveau des éléments antennaires du réseau. La variation d’amplitude et de phase induite au niveau de chaque élément antennaire par un signal incident (i.e. la réponse de l’élément antennaire au signal incident) peut être matérialisée par un coefficient complexe indicé par le numéro de l’élément antennaire concerné. L’ensemble de ces coefficients complexes forme un vecteur qui est ici désigné par le terme de « signature spatiale » du signal incident : . Chaque coefficient , , de incorpore une information liée : À la différence de marche du signal incident reçu par l’élément antennaire par rapport à un élément antennaire de référence (l’élément antennaire par convention). Cette différence de marche dépend de la géométrie du réseau d’antennes , de l’azimut et de l’élévation du signal incident. Cette différence de marche est notée (avec mètre). La variation de phase induite par est donnée par : , où et désignent respectivement la longueur d’onde et le nombre d’onde du signal incident. Aux caractéristiques physiques du réseau antennaire (comme le diagramme de rayonnement des éléments antennaires constitutifs, le couplage entre ces éléments antennaires, etc.) qui viennent induire une variation d’amplitude et de phase notée . En définitive, chaque coefficient de la signature spatiale est modélisé comme suit : Dans un mode de réalisation possible de l’invention, les signatures spatiales du ou des signaux radio incidents permettent de déterminer l’estimée de la matrice de covariance de référence. Notamment, cette estimée peut être constituée de termes qui dépendent d’une combinaison linéaire des matrices obtenues en effectuant le produit des signatures spatiales du ou des signaux radio de référence sur l’antenne multi-éléments, chaque signature spatiale traduisant comme l’a vu précédemment la réponse de chaque élément antennaire à chacun du ou des signaux radio de référence. Plus particulièrement, chaque signature spatiale d’un signal radio de référence peut être pondérée dans la combinaison linéaire par une puissance du signal radio de référence. En notant la signature spatiale d’un signal de référence sur l’antenne multi-éléments (exprimée sous la forme d’une matrice rectangulaire ayant autant de colonnes que de voies de réception analogiques) et la puissance de ce signal de référence, l’estimée de la matrice de covariance de référence peut s’exprimer selon , avec B le nombre de signaux de référence. Dans le cas d’un seul signal de référence, ( n’est ici pas utilisé) et le produit matriciel terme à terme peut être simplifié comme suit : . L’angle étant petit, peut simplement s’écrire : Dans un mode de réalisation possible, l’obtention à l’étape E2 de l’estimée de la matrice de covariance de référence comprend l’obtention d’une matrice précalculée ou le calcul de l’estimée de la matrice de covariance de référence. Dans chacun de ces cas, l’estimée peut être (pré)calculée en ayant une connaissance a priori du ou des signaux radio de référence, et plus particulièrement de leur direction d’arrivée sur l’antenne multi-éléments et le cas échéant de leur puissance. Cette connaissance a priori permet de déterminer les signatures spatiales du ou des signaux radio de référence et de là d’estimer la matrice de covariance de référence. En l’absence d’une telle connaissance a priori , l’invention propose un autre mode de réalisation illustré sur la . Cet autre mode de réalisation trouve avantageusement application à un récepteur d’un système GNSS dont le module de traitement spatial 35 est configuré pour mettre en œuvre un traitement antibrouillage. Un tel module 35 est en effet configuré pour détecter des signaux de brouillage et mettre en œuvre une étape (étape E21 ci-dessous) permettant de caractériser ces signaux. On comprend ainsi que dans l’invention, le ou les signaux radio de référence peuvent être des signaux inconnus comme par exemple des signaux de brouillage. Dans cet autre mode de réalisation possible illustré sur la figure 2, l’obtention à l’étape E2 de l’estimée de la matrice de covariance de référence comprend le calcul de l’estimée de la matrice de covariance de référence, ce calcul comprenant une étape E21 d’estimation de la direction d’arrivée sur l’antenne multi-éléments du ou des signaux de référence, et le cas échant de leur puissance . Cette étape E21 peut par exemple être réalisée conformément aux algorithmes ESPRIT (« EStimation of Signal Parameters via Rotational Invariance Techniques ») ou MUSIC (« MUltiple SIgnal Classification »). L’étape E21 est suivie d’une étape E22 d’estimation de la ou des signatures spatiales du ou des signaux de référence à partir de l’estimation de la direction d’arrivée sur l’antenne multi-éléments du ou des signaux de référence, et le cas échant de leur puissance . Enfin, ce calcul comprend une étape E23 d’estimation de la matrice de covariance de référence fournissant son estimée selon . L’estimation de la direction d’arrivée, en azimut et en élévation , d’un signal de référence incident est nécessairement entachée d’une erreur en raison justement des écarts d’amplitude et de phase (que l’invention cherche à estimer et à compenser) affectant les voies de réception les unes relativement aux autres et par conséquent le signal multivoie numérisé (dont la matrice de covariance estimée est utilisée par les algorithmes ESPRIT ou MUSIC). Cette erreur d’estimation sur la direction d’arrivée n’empêche cependant pas une estimation suffisamment convenable de la matrice de covariance de référence. Dans une variante de réalisation possible, cette estimation peut être utilisée pour initier un algorithme itératif qui va permettre in fine l’estimation précise des écarts de phase relatifs cherchés. En effet, la première matrice de covariance observée du signal multivoie (initialement non corrigé) permet d’obtenir une première estimée de la direction d’arrivée . Ensuite, l’estimée initiale de la matrice de covariance de référence (produite à partir de la première estimée de la direction d’arrivée) permet d’obtenir une première estimée des écarts de phase qui, appliquée au signal multivoie (première compensation), va permettre d’obtenir, après un nouveau calcul de la matrice de covariance observée , une deuxième estimée plus précise de la direction d’arrivée qui à ton tour va permettre d’obtenir une deuxième matrice de covariance de référence plus précise permettant une estimation plus précise des écarts de phase relatifs et ainsi de suite. Dans un exemple de réalisation, il est mis un terme à ce processus itératif lorsqu’un indicateur de déphase absolu décrit ci-après est inférieur à un seuil prédéfini. En résumé, lorsque la direction d’arrivée du ou des signaux incidents n’est pas connue, les écarts de phase relatifs cherchés peuvent être estimés au terme d’un processus itératif. En d’autres termes, selon ce processus itératif, il est procédé à la réitération des étapes de détermination E1-E4 et de correction E5, pour chaque voie de réception analogique autre que la voie de référence, d’un décalage de phase avec la voie de référence. Dans le cadre de l’invention, la correction des décalages de phase peut n’être réalisée qu’une seule fois dans le temps. Elle peut néanmoins être répétée notamment lorsqu’une métrique donnée dépasse un seuil prédéfini. Ainsi, dans un mode de réalisation possible, la détermination, pour chaque voie de réception analogique autre que la voie de référence, du décalage de phase avec la voie de référence est répétée, un indicateur de déphasage absolu est calculé à l’issue de chacune des répétitions et une nouvelle correction, pour chaque voie de réception analogique autre que la voie de référence, du décalage de phase avec la voie de référence est opérée si l’indicateur de déphasage absolu calculé à l’issue d’une répétition est supérieur à un seuil. L’indicateur de déphase absolu peut traduire l’accumulation des écarts de phase absolus entre les termes appariés de la matrice de covariance observée et l’estimée de la matrice de covariance de référence et s’exprimer selon . La nouvelle correction peut exploiter, pour chaque voie de réception analogique autre que la voie de référence, une moyenne des décalages de phase avec la voie de référence déterminés à chaque répétition postérieure à la correction précédente. La matrice utilisée est ainsi formée à partir des moyennes des ensembles de termes et estimés lors des répétitions successives séparant deux corrections consécutives. L’invention n’est pas limitée au procédé tel que précédemment décrit et s’étend également à une unité de traitement de données comprenant un processeur configuré pour mettre en œuvre ce procédé. L’invention s’étend en outre à un récepteur radio multivoies comprenant une telle unité de traitement de données, notamment une unité de traitement de données intégrée dans un module de traitement antibrouillage GNSS comme le module de traitement spatial 35 utilisé dans un récepteur GNSS. L’invention s’étend par ailleurs à un produit programme d’ordinateur comprenant des instructions qui, lorsque le programme est exécuté par un ordinateur, conduisent celui-ci à mettre en œuvre le procédé. Procédé mis en œuvre par ordinateur de calibrage d’un récepteur (1) comprenant une pluralité de voies de réception analogiques comportant chacune un élément antennaire (12, 13, 14, 15) d’une antenne multi-éléments (11), la pluralité de voies de réception analogiques comprenant une voie de référence, le procédé comprenant la détermination (E1-E4) et la correction (E5), pour chaque voie de réception analogique autre que la voie de référence, d’un décalage de phase avec la voie de référence, le procédé étant caractérisé en ce que la détermination, pour chaque voie de réception analogique autre que la voie de référence, d’un décalage de phase avec la voie de référence, comprend: le calcul (E1) d’une matrice de covariance observée ( représentative de la covariance entre des paires de séries d’échantillons ( , collectés en parallèle sur chaque voie de la pluralité de voies de réception analogiques au cours d’une période de temps, d’un ou plusieurs signaux radio de référence incidents sur l’antenne multi-éléments, l’obtention (E2) d’une estimée ( ) d’une matrice de covariance de référence représentative de la covariance entre des paires de séries d’échantillons dudit ou desdits signaux radio incidents qui seraient collectés en parallèle sur chaque voie de la pluralité de voies de réception analogiques au cours de la période de temps en l’absence de décalage de phase entre les voies de réception analogiques, le calcul (E3) d’une matrice produit ( ), résultant du produit matriciel terme à terme de la matrice de covariance observée avec l’estimée de la matrice de covariance de référence; la détermination (E4) de l'argument ) de termes complexes de la matrice produit. Procédé selon la revendication 1, dans lequel l’estimée ( ) de la matrice de covariance de référence est constituée de termes qui dépendent d’une combinaison linéaire de matrices obtenues en effectuant le produit de signatures spatiales du ou des signaux radio de référence sur l’antenne multi-éléments, chaque signature spatiale traduisant la réponse de chaque élément antennaire à chacun du ou des signaux radio de référence. Procédé selon la revendication 2, dans lequel chaque signature spatiale d’un signal radio de référence est pondérée dans la combinaison linéaire par une puissance du signal radio de référence. Procédé selon l’une des revendications 1 à 3, dans laquelle l’obtention (E2) de l’estimée de la matrice de covariance de référence comprend l’obtention d’une matrice précalculée. Procédé selon l’une des revendications 1 à 3, dans laquelle l’obtention (E2) de l’estimée de la matrice de covariance de référence comprend le calcul de l’estimée de la matrice de covariance de référence. Procédé selon la revendication 5, dans lequel le calcul de l’estimée de la matrice de covariance de référence comprend l’estimation (E21) de la direction d’arrivée du ou des signaux radio de référence sur l’antenne multi-éléments. Procédé selon l’une des revendications 5 et 6 prise en combinaison avec la revendication 2, comprenant l’estimation (E22) de la signature spatiale du ou des signaux radio de référence sur l’antenne multi-éléments. Procédé selon la revendication 7, comprenant une réitération des étapes de détermination et de correction, pour chaque voie de réception analogique autre que la voie de référence, d’un décalage de phase avec la voie de référence. Procédé selon l’une des revendications 1 à 8, dans lequel la détermination, pour chaque voie de réception analogique autre que la voie de référence, du décalage de phase avec la voie de référence est répétée, dans lequel un indicateur de déphasage absolu est calculé à l’issue de chacune des répétitions et dans lequel une nouvelle correction, pour chaque voie de réception analogique autre que la voie de référence, du décalage de phase avec la voie de référence est opérée si l’indicateur de déphasage absolu calculé à l’issue d’une répétition est supérieur à un seuil. Procédé selon la revendication 9, dans lequel la nouvelle correction exploite, pour chaque voie de réception analogique autre que la voie de référence, une moyenne des décalages de phase avec la voie de référence déterminés à chaque itération postérieure à la correction précédente. Unité de traitement de données (35) comprenant un processeur configuré pour mettre en œuvre le procédé selon l’une des revendications 1 à 10. Récepteur radio multivoies (1), comprenant une unité de traitement de données (35) selon la revendication 11. Récepteur radio multivoies selon la revendication 12, dans lequel ladite unité de traitement de données est intégrée dans un module de traitement antibrouillage. Produit programme d’ordinateur comprenant des instructions qui, lorsque le programme est exécuté par un ordinateur, conduisent celui-ci à mettre en œuvre le procédé selon l’une des revendications 1 à 10.