FR 3122793 A1 20221111 FR 2104852 A 20210507 Circuit électronique avec thyristor La présente description concerne un convertisseur comprenant un étage (10) de conversion alternatif-continu comprenant un premier thyristor (SCR_F1), un premier circuit d'alimentation (SHS) fournissant une première tension de référence (V DD_HS ) entre un premier noeud (20) et un deuxième noeud et un deuxième circuit d'alimentation (30) fournissant une deuxième tension de référence (V C_FL1 ) entre des troisième et quatrième noeuds, la cathode du premier thyristor étant couplée au premier noeud du premier circuit d'alimentation par un premier commutateur (M_HS) et étant connectée au quatrième noeud, le deuxième circuit d'alimentation comprenant un premier élément redresseur (DFL) couplé au deuxième noeud du premier circuit d'alimentation et couplé au troisième noeud. Figure pour l'abrégé : Fig. 1 Circuit électronique avec thyristor La présente description concerne de façon générale les circuits électroniques et, plus particulièrement les convertisseurs alternatif-continu avec thyristor. Un exemple de tel circuit concerne un convertisseur alternatif-continu équipé d'une fonction de correction du facteur de puissance (PFC - Power Factor Correction). Les convertisseurs alternatif-continu sont, par exemple, utilisés dans les circuits de commande de moteurs électriques, les chargeurs électriques, les alimentations à découpage, etc. Il existe notamment des convertisseurs alternatif-continu de type "totem pole" ayant une architecture sans pont, de type à pont en H, ou de type à montage en pont partiellement actif (en anglais mixed active bridge), ces convertisseurs comprenant deux commutateurs commandés en modulation de largeurs d'impulsions. Un convertisseur alternatif-continu avec thyristor comprend au moins un thyristor. Le thyristor ou les thyristors servent notamment à limiter les courants d'appel lors du fonctionnement du convertisseur ou à court-circuiter la résistance de limitation du courant d’appel après la phase de précharge du condensateur situé à la sortie de tension continue. Un inconvénient est qu'il doit être prévu un circuit d'alimentation de chaque thyristor, un tel circuit d'alimentation pouvant avoir une structure complexe, occuper une place importante sur le convertisseur, et présenter un coût important. Un mode de réalisation pallie tout ou partie des inconvénients des convertisseurs alternatif-continu avec thyristor. Un mode de réalisation prévoit un convertisseur comprenant un étage de conversion alternatif-continu comprenant un premier thyristor, un premier circuit d'alimentation fournissant une première tension de référence entre un premier noeud et un deuxième noeud et un deuxième circuit d'alimentation fournissant une deuxième tension de référence entre des troisième et quatrième noeuds, la cathode du premier thyristor étant couplée au premier noeud du premier circuit d'alimentation par un premier commutateur et étant connectée au quatrième noeud, le deuxième circuit d'alimentation comprenant un premier élément redresseur couplé au deuxième noeud du premier circuit d'alimentation et couplé au troisième noeud. Selon un mode de réalisation, le premier élément redresseur est une première diode. Selon un mode de réalisation, le deuxième circuit d'alimentation comprend un premier condensateur comprenant une première électrode connectée à la cathode du premier thyristor. Selon un mode de réalisation, le premier commutateur est un premier transistor MOS. Selon un mode de réalisation, le premier commutateur est une deuxième diode. Selon un mode de réalisation, l'étage de conversion alternatif-continu comprend des première et deuxième bornes pour la réception d'une tension alternative et des troisième et quatrième bornes pour la fourniture d'une tension continue. Selon un mode de réalisation, avant le régime établi, pendant une alternance positive de la tension alternative, le premier circuit d'alimentation est activé après que la tension continue a dépassé un seuil, de façon qu’ensuite le premier condensateur soit chargé par un courant circulant par le premier élément redresseur lorsque le premier commutateur est commandé à l’état passant. Selon un mode de réalisation, le convertisseur comprend en outre un deuxième transistor MOS couplant le premier noeud du premier circuit d'alimentation à la quatrième borne, la troisième borne étant connectée à la cathode du premier thyristor, et la deuxième borne étant connectée à l'anode du premier thyristor. Selon un mode de réalisation, le convertisseur comprend en outre un deuxième transistor MOS couplé au premier noeud du premier circuit d'alimentation par l'intermédiaire d'une inductance et connecté à la quatrième borne, la troisième borne étant connectée à la cathode du premier thyristor, et la deuxième borne étant connectée à l'anode du premier thyristor. Selon un mode de réalisation, la deuxième borne est connectée à l'anode du premier thyristor et la première borne est couplée au premier noeud du premier circuit d'alimentation par l'intermédiaire d'une inductance. Selon un mode de réalisation, le convertisseur comprend en outre un deuxième transistor MOS connecté au premier noeud du premier circuit d'alimentation, la deuxième borne étant connectée à la cathode du premier thyristor, la première borne étant couplée au deuxième transistor MOS par l'intermédiaire d'une inductance, et l'anode du premier thyristor étant connectée à la quatrième borne. Selon un mode de réalisation, le convertisseur comprend en outre un deuxième thyristor, la cathode du deuxième thyristor étant connectée à la cathode du premier thyristor, et la première borne étant connectée à l'anode du deuxième thyristor. Selon un mode de réalisation, la première borne est couplée au premier transistor MOS par l'intermédiaire d'une inductance, et la deuxième borne est connectée à la cathode du premier thyristor, l’anode du premier thyristor étant reliée à la quatrième borne. Selon un mode de réalisation, le convertisseur comprend un deuxième commutateur couplant la cathode du premier thyristor à la quatrième borne. Selon un mode de réalisation, l'étage de conversion alternatif-continu comprend des première et deuxième bornes pour la réception d'une tension alternative et des troisième et quatrième bornes pour la fourniture d'une tension continue. Selon un mode de réalisation, le convertisseur comprend un deuxième thyristor en série avec le premier thyristor, un troisième circuit d'alimentation fournissant une troisième tension de référence entre la quatrième borne et un cinquième noeud, et un quatrième circuit d'alimentation fournissant une quatrième tension de référence entre des sixième et septième noeuds, la cathode du deuxième thyristor étant connectée au septième noeud, le quatrième circuit d'alimentation comprenant un deuxième élément redresseur couplé au cinquième noeud du troisième circuit d'alimentation. Selon un mode de réalisation, le deuxième élément redresseur est une troisième diode. Selon un mode de réalisation, le quatrième circuit d'alimentation comprend un deuxième condensateur comprenant une première électrode connectée au point milieu des premier et deuxième thyristors. Selon un mode de réalisation, le convertisseur comprend des quatrième et cinquième diodes couplées en série entre les troisième et quatrième bornes. Selon un mode de réalisation, le convertisseur comprend un deuxième thyristor en série avec le premier thyristor, et le point milieu des quatrième et cinquième diodes est relié au point milieu des premier et deuxième thyristors par une première résistance. Selon un mode de réalisation, le convertisseur comprend des premier et deuxième transistors MOS couplés en série entre les troisième et quatrième bornes, le deuxième élément redresseur est une troisième diode, et, avant le régime établi, pendant une alternance positive de la tension alternative, le deuxième condensateur est chargé par un courant circulant par la première diode et la cinquième diode. Selon un mode de réalisation, le convertisseur comprend un deuxième thyristor en série avec le premier thyristor, et le premier thyristor est un thyristor à gâchette de cathode et le deuxième thyristor est un thyristor à gâchette de cathode. Selon un mode de réalisation, le convertisseur comprend un deuxième thyristor en série avec le premier thyristor, le premier thyristor est un thyristor à gâchette de cathode, et le deuxième thyristor est un thyristor à gâchette d'anode à commande par courant de gâchette positif ou négatif. Ces caractéristiques et avantages, ainsi que d'autres, seront exposés en détail dans la description suivante de modes de réalisation particuliers faite à titre non limitatif en relation avec les figures jointes parmi lesquelles : la représente, de façon partielle et schématique, un mode de réalisation d'un convertisseur alternatif-continu dit "totem-pole" à correction du facteur de puissance ; la représente, de façon partielle et schématique, un mode de réalisation d'un circuit d'alimentation du convertisseur de la ; la représente des chronogrammes de tensions et de courants du convertisseur de la selon un mode de réalisation du fonctionnement du convertisseur ; la illustre la circulation de courants dans le convertisseur de la à une phase de fonctionnement ; la représente une vue de détail de chronogrammes de la ; la représente une autre vue de détail de chronogrammes de la ; la représente des chronogrammes de tensions et de courants du convertisseur de la selon un autre mode de réalisation du fonctionnement du convertisseur ; la représente, de façon partielle et schématique, un autre mode de réalisation d'un circuit électronique comprenant un convertisseur alternatif-continu dit "totem-pole" à correction du facteur de puissance et muni d’un bras d’un convertisseur aval (qui est soit de type continu-continu, soit de type continu-alternatif) ; la représente des chronogrammes de tensions et de courants du circuit de la selon un mode de réalisation du fonctionnement du circuit ; la représente, de façon partielle et schématique, un mode de réalisation d'un circuit d'alimentation du circuit de la ; la représente une vue de détail de chronogrammes de la ainsi que d'autres chronogrammes ; la représente, de façon partielle et schématique, un autre mode de réalisation d'un circuit électronique comprenant un convertisseur alternatif-continu dit "totem-pole" à correction du facteur de puissance et muni d’un étage aval de conversion d’énergie continu-continu ; la représente, de façon partielle et schématique, un mode de réalisation d'un convertisseur alternatif-continu dit "totem-pole" du type redresseur ; la représente, de façon partielle et schématique, un mode de réalisation d'un convertisseur alternatif-continu dit "totem-pole" à correction du facteur de puissance ; la représente des chronogrammes de tensions et de courants du convertisseur de la selon un mode de réalisation du fonctionnement du convertisseur ; la illustre la circulation de courants dans le convertisseur de la à une première phase de fonctionnement ; la illustre la circulation de courants dans le convertisseur de la à une deuxième phase de fonctionnement ; la représente, de façon partielle et schématique, un autre mode de réalisation d'un convertisseur alternatif-continu dit "totem-pole" à correction du facteur de puissance ; la représente, de façon partielle et schématique, un autre mode de réalisation d'un convertisseur alternatif-continu dit "totem-pole" à correction du facteur de puissance ; la représente des chronogrammes de tensions et de courants du circuit de la selon un mode de réalisation du fonctionnement du convertisseur ; la représente, de façon partielle et schématique, un mode de réalisation d'un convertisseur alternatif-continu de correction du facteur de puissance à interrupteur alternatif ; la représente des chronogrammes de tensions et de courants du convertisseur de la selon un mode de réalisation du fonctionnement du convertisseur ; la illustre la circulation de courants dans le convertisseur de la à une phase de fonctionnement ; la représente une vue de détail de chronogrammes de la ; la illustre la circulation de courants dans le convertisseur de la à une phase de fonctionnement ; la représente une vue de détail de chronogrammes de la ; la représente, de façon partielle et schématique, un autre mode de réalisation d'un convertisseur alternatif-continu de correction du facteur de puissance à interrupteur alternatif ; la représente des chronogrammes de tensions et de courants du convertisseur de la selon un mode de réalisation du fonctionnement du convertisseur ; la illustre la circulation de courants dans le convertisseur de la à une phase de fonctionnement ; la représente une vue de détail de chronogrammes de la ; la représente des chronogrammes de tensions et de courants du convertisseur de la selon un mode de réalisation du fonctionnement du convertisseur ; la représente une vue de détail de chronogrammes de la ; la illustre la circulation de courants dans le convertisseur de la à une phase de fonctionnement ; la représente, de façon partielle et schématique, un autre mode de réalisation d'un convertisseur alternatif-continu à interrupteur alternatif et à correction du facteur de puissance ; la représente, de façon partielle et schématique, un autre mode de réalisation d'un convertisseur alternatif-continu à interrupteur alternatif et à correction du facteur de puissance ; et la représente, de façon partielle et schématique, un mode de réalisation d'un circuit comprenant un convertisseur alternatif-continu à montage en pont partiellement actif. De mêmes éléments ont été désignés par de mêmes références dans les différentes figures. En particulier, les éléments structurels et/ou fonctionnels communs aux différents modes de réalisation peuvent présenter les mêmes références et peuvent disposer de propriétés structurelles, dimensionnelles et matérielles identiques. Par souci de clarté, seuls les étapes et éléments utiles à la compréhension des modes de réalisation décrits ont été représentés et sont détaillés. En particulier, les circuits alimentés par le convertisseur n'ont pas été détaillés, les modes de réalisation décrits étant compatibles avec les applications usuelles. Sauf précision contraire, lorsque l'on fait référence à deux éléments connectés entre eux, cela signifie directement connectés sans éléments intermédiaires autres que des conducteurs, et lorsque l'on fait référence à deux éléments reliés (en anglais "coupled") entre eux, cela signifie que ces deux éléments peuvent être connectés ou être reliés par l'intermédiaire d'un ou plusieurs autres éléments. Sauf précision contraire, les expressions "environ", "approximativement", "sensiblement", et "de l'ordre de" signifient à 10 % près, de préférence à 5 % près. La représente, de façon schématique, un mode de réalisation d'un convertisseur 10 alternatif-continu "totem pole" à correction du facteur de puissance. Le convertisseur 10 est par exemple utilisé pour fournir la tension continue d'un réseau de bord d'un véhicule automobile. Deux bornes d'entrée 12 et 14 sont destinées à recevoir une tension alternative V ac , par exemple, la tension du réseau de distribution électrique (par exemple 230 V ou 120 V, 50 Hz ou 60 Hz). Deux bornes 16 et 18 de sortie fournissent une tension continue V dc , la borne 18 définissant un potentiel de référence, typiquement la masse. Les bornes de sortie 16 et 18 peuvent être connectées à un autre circuit, par exemple à un convertisseur continu-continu ou à un convertisseur continu-alternatif. La borne 12 est reliée à une première borne d'un élément inductif L_PFC, dont une deuxième borne est reliée au point milieu 20 d'une association en série de deux commutateurs M_HS et M_LS entre les deux bornes 16 et 18. Selon un mode de réalisation, chaque commutateur M_HS, M_LS correspond à un transistor MOS à enrichissement, par exemple de type N. Le drain du transistor MOS M_HS est couplé, de préférence connecté, à la borne 16 et la source du transistor MOS M_HS est couplée, de préférence connectée, au point milieu 20. On appelle V GS_HS la tension entre la grille du transistor M_HS et le point milieu 20. Le drain du transistor MOS M_LS est couplé, de préférence connecté, au point milieu 20 et la source du transistor MOS M_LS est couplée, de préférence connectée, à la borne 18. On appelle V GS_ L S la tension entre la grille du transistor M_LS et la borne 18. La borne 14 est connectée au point milieu 22 d'une association en série de deux thyristors SCR_F1 et SCR_F2 entre les bornes 16 et 18, l'anode du thyristor SCR_F2 étant connectée à la borne 18 et la cathode du thyristor SCR_F1 étant connectée à la borne 16. Dans le mode de réalisation de la , le thyristor SCR_F1 est à gâchette de cathode et le thyristor SCR_F2 est à gâchette de cathode. La gâchette du thyristor SCR_F1 reçoit un signal de commande G_F1. La gâchette du thyristor SCR_F2 reçoit un signal de commande G_F2. On appelle VSCR_F2 la tension entre la cathode et l'anode du thyristor SCR_F2. Une résistance R_ICL connecte le point milieu 22 au point milieu 24 d'une association en série de deux diodes D1 et D2 entre les bornes 16 et 18, l'anode de la diode D2 étant connectée à la borne 18 tandis que la cathode de la diode D1 étant connectée à la borne 16. Un condensateur C_DC de stockage et de lissage connecte la borne 18 à la borne 16. Le convertisseur 10 comprend en outre un circuit d'alimentation SHS fournissant une tension de référence V DD_HS et un circuit d'alimentation 30 fournissant une tension de référence V C_FL1 . Le circuit d'alimentation 30 comprend une diode DFL, une résistance RFL, un condensateur C_FL1, et une diode Zener DZ. Dans le présent mode de réalisation, la borne négative de la source SHS est couplée, de préférence connectée, au point milieu 20, et la borne positive de la source SHS est couplée, de préférence connectée, à l'anode de la diode DFL. La cathode de la diode DFL est couplée, de préférence connectée, à une borne de la résistance RFL. L'autre borne de la résistance RFL est couplée, de préférence connectée, à une électrode du condensateur C_FL1. L'autre électrode du condensateur C_FL1 est couplée, de préférence connectée, à la borne 16. La diode DZ est disposée en parallèle du condensateur C_FL1, l'anode de la diode Zener DZ étant couplée, de préférence connectée, à la borne 16. Les positions de la diode DFL et de la résistance RFL peuvent être inversées. La résistance RFL et la diode Zener DZ peuvent ne pas être présentes. La tension de référence V C_FL1 correspond à la tension aux bornes du condensateur C_FL1. Le convertisseur 10 peut comprendre d'autres circuits d'alimentation. On a représenté à titre d'exemple en un circuit ALIM de fourniture d'une tension de référence VDD aux bornes d'un condensateur C_LS, et d'une tension de référence VDDins aux bornes d'un condensateur C_FL2. Une électrode du condensateur C_FL2 est couplée, de préférence connectée, au point milieu 22. L'autre électrode du condensateur C_FL2 est couplée, de préférence connectée, à la borne du circuit ALIM fournissant la tension VDDins. Une électrode du condensateur C_LS est couplée, de préférence connectée, à la borne 18. L'autre électrode du condensateur C_LS est couplée, de préférence connectée, à la borne du circuit ALIM fournissant la tension VDD. Une autre borne du circuit ALIM est couplée, de préférence connectée, à la borne 16. Le circuit ALIM reçoit la tension continue Vdc à partir de laquelle il fournit les tensions VDD et VDDins. A titre de variante, le circuit ALIM peut recevoir une tension redressée à partir des bornes 12 et 14. En outre, un interrupteur de mise en service, non représenté, peut être intercalé entre les bornes 12 et 14 d’une part et l'inductance L_PFC et le point milieu 22 d’autre part. Un circuit électronique 50, par exemple un microcontrôleur (µC), génère des impulsions de commande du thyristor SCR_F1 à partir de la tension de référence V C_FL1 et des impulsions de commande du thyristor SCR_F2, par exemple à partir de la tension de référence V DDins . Le microcontrôleur 50 contrôle les gâchettes G_F1 et G_F2 des thyristors SCR_F1 et SCR_F2 par le biais d’un ou deux coupleurs isolés 52 de technologie optique, magnétique ou capacitive. A titre d'exemple, le coupleur 52 comprend un phototransistor alimenté par la tension de référence V C_FL1 et couplé à la gâchette G_F1. Ce phototransistor est commandé par les impulsions lumineuses émises par une diode électroluminescente commandé par le microcontrôleur 50. Le microcontrôleur 50 reçoit différentes consignes CT ou mesures afin de fermer les thyristors SCR_F1 et SCR_F2 aux bons moments pour la commande en pleine onde en régime établi et/ou pour la commande à variation d’angle de phase pendant la phase de démarrage. Les transistors MOS M_HS et M_LS sont commandés par un circuit de commande non représenté ou par le microcontrôleur 50. La illustre un mode de réalisation du circuit d'alimentation SHS. Le circuit d'alimentation SHS comprend une diode D_HS et un condensateur C_HS. Une électrode du condensateur C_HS est couplée, de préférence connectée, au point milieu 20. L'autre électrode du condensateur C_HS est couplée, de préférence connectée à l'anode de la diode DFL. L'anode de la diode D_HS est couplée, de préférence connectée, à la borne du circuit ALIM, non représenté en , fournissant la tension VDD. La cathode de la diode D_HS est couplée, de préférence connectée, à l'électrode du condensateur C_HS qui n'est pas couplée au point milieu 20, et est donc couplée également à l'anode de la diode DFL. La tension de référence VDD_HS correspond à la tension aux bornes du condensateur C_HS. Dans la suite de la description, on parle indifféremment du circuit d'alimentation SHS fournissant la tension de référence VDD_HS ou du condensateur C_HS fournissant la tension de référence VDD_HS. En régime établi, le thyristor SCR_F1 est rendu conducteur, éventuellement de façon intermittente, pendant chaque alternance négative de la tension V ac référencée à la borne 14 et le thyristor SCR_F2 est rendu conducteur, éventuellement de façon intermittente, pendant chaque alternance positive de cette même tension V ac . Selon un mode de réalisation, au moins en régime établi, les transistors M_HS et M_LS sont commandés de façon opposée. Ceci signifie que, au moins en régime établi, le transistor M_HS est commandé pour être non conducteur lorsque le transistor M_LS est commandé pour être conducteur et que le transistor M_HS est commandé pour être conducteur lorsque le transistor M_LS est commandé pour être non conducteur. En régime établi, pendant les alternances positives de la tension V ac , le thyristor SCR_F2 conduit et couple la borne 18, c'est-à-dire le potentiel de référence de la tension de sortie V dc , à la borne 14. Le commutateur M_LS est commandé en modulation de largeur d'impulsions (PWM, sigle anglais pour Pulse Width Modulation) et le commutateur M_HS sert de diode de roue libre pendant les périodes où le commutateur M_LS est ouvert. Pendant les alternances négatives de la tension V ac , le thyristor SCR_F1 conduit et couple la borne 14 à la borne 16, c'est-à-dire au potentiel haut de la tension de sortie V dc . Le commutateur M_HS est commandé en modulation de largeur d'impulsions et le commutateur M_LS sert de diode de roue libre pendant les périodes où le commutateur M_HS est ouvert. On appelle V DS_HS la tension drain-source du transistor M_HS, I L le courant traversant l'inductance L_PFC, pris positif lorsqu'il circule de la borne 12 vers le point milieu 20, et I DFL le courant traversant la diode DFL, pris positif lorsqu'il circule de l'anode à la cathode de la diode DFL. Le fonctionnement du circuit 10 va maintenant être décrit plus en détail. La représente des chronogrammes des tensions VC_FL1, VDD_HS, VGS_HS, Vdc, et VDS_HS et des courants IL et IDFL du circuit 10 au cours d'une première charge suivie du fonctionnement en régime établi pour un mode de réalisation du procédé de fonctionnement du circuit 10 de la . En , les instants t0, t0', t1, t2, et t3 sont successifs. La tension Vac, non représentée en , présente des alternances positives entre les instants t0 et t1 et les instants t2 et t3, et une alternance négative entre les instants t1 et t2. La est une figure analogue à la , seuls certains composants électroniques étant représentés, illustrant la circulation du courant IDFL dans le convertisseur 10 en régime établi. La est une vue agrandie de chronogrammes de la au niveau de l'instant t1 et la est une vue agrandie de chronogrammes de la peu après l'instant t2, pendant une alternance négative. Entre les instants t0 et t1, à la première charge, les interrupteurs M_HS et M_LS sont commandés pour ne pas être conducteurs et les thyristors SCR_F1 et SCR_F2 sont commandés pour ne pas être conducteurs. Le condensateur C_DC est préchargé à la première alternance positive de la tension V ac . Le courant I L positif circule par la diode intrinsèque du transistor M_HS et par la diode D2. Le courant I L augmente depuis 0 A, passe par un maximum, puis diminue jusqu'à 0 A. La tension V dc s'élève jusqu'à un plateau. Après le chargement du condensateur C_DC, et avant le début du fonctionnement en régime établi, le circuit d'alimentation SHS est activé, ce qui se traduit par l'augmentation de la tension VDD_HS en à l'instant t0', situé entre les instants t0 et t1. A la première alternance négative du signal Vac en régime établi entre les instants t1 et t2, lorsque le transistor M_HS est rendu conducteur pour la première fois à l'instant t1, le condensateur C_FL1 est chargé par la tension VDD_HS par l'intermédiaire de la diode DFL, de la résistance RFL, et du transistor M_HS. Le condensateur C_FL1 est ensuite rechargé à chaque fois que le transistor M_HS est rendu conducteur ou par l'intermédiaire de la diode intrinsèque du transistor M_HS qui conduit un courant circulant depuis le noeud 20 vers la borne 16 avec un courant largement supérieur au courant qui circule en sens inverse, de la borne 16 vers le noeud 20 provenant de DFL, ce qui assure que la diode interne du transistor M_HS reste passante, alors que le transistor M_HS n'est pas commandé pour être conducteur. Ce fonctionnement est aussi assuré lorsque le canal de M_HS est activé pour réduire les pertes de conduction. A partir de l'instant t1 débute le fonctionnement en régime établi du circuit 10. En régime établi, le thyristor SCR_F2 est rendu conducteur (la tension V SCR_F2 étant alors égale à 0 V) pendant chaque alternance positive de la tension V ac et est rendu non conducteur (la tension V SCR_F2 étant alors égale à la tension entre les bornes 16 et 18, soit environ -400 V) pendant chaque alternance négative de la tension V ac . Le thyristor SCR_F1 est rendu non conducteur pendant chaque alternance positive de la tension V ac et est rendu conducteur pendant chaque alternance négative de la tension V ac . En outre, le transistor M_HS est commandé par PWM (la tension V GS_HS alternant entre environ 15 V et 0 V) pendant chaque alternance négative de la tension V ac et est représenté comme étant rendu non passant (la tension V GS_HS étant à 0 V) pendant chaque alternance positive de la tension V ac afin de simplifier les chronogrammes, même si, en pratique, il est commandé de façon opposée au transistor M_LS pendant chaque alternance positive, et est notamment rendu passant pendant les phases de roue libre, comme cela a été décrit précédemment. De plus, le transistor M_LS est commandé par PWM (la tension V GS_LS diminuée de 10 V alternant entre environ 5 V et -10 V) pendant chaque alternance positive de la tension V ac et est représenté comme étant rendu non passant (la tension V GS_LS diminuée de 10 V étant alors égale à environ à -10 V) pendant chaque alternance négative de la tension V ac pour simplifier les chronogrammes, même si, en pratique, il est commandé de façon opposée au transistor M_HS pendant chaque alternance négative et est notamment rendu passant pendant les phases de roue libre, comme cela a été décrit précédemment. Lorsque le thyristor SCR_F2 est conducteur et que le commutateur M_LS est conducteur, le courant I L circule depuis la borne 12, à travers l'inductance L_PFC, le transistor M_LS, et le thyristor SCR_F2, jusqu'à la borne 14. De façon avantageuse, la diode Zener DZ permet de fixer la valeur maximale de la tension V C_ FL1 aux bornes du condensateur C_FL1. Un autre circuit de fixation de la tension du condensateur C_FL1 peut être utilisé à la place de la diode Zener DZ. La est une figure analogue à la et représente des chronogrammes des tensions VC_FL1, VGS_HS, VGS_LS, Vdc, Vac, et VDS_HS et des courants IL et IDFL du circuit 10 au cours d'une première charge suivie du régime établi pour un autre mode de réalisation du procédé de fonctionnement du circuit 10 de la . En , le fonctionnement en régime établi du circuit commence à titre d'exemple à l'instant t1 par une alternance positive de la tension Vac, la tension Vac présentant d'abord une alternance positive entre les instants t0 et t1' et une alternance négative entre les instants t1' et t2. Dans ce mode de réalisation, la première charge du condensateur C_FL1 est réalisée en rendant passant le transistor M_HS pendant une partie de la première alternance positive de la tension V ac , ce qui correspond à la mise à l'état haut du signal V GS_HS peu avant l'instant t1'. Le condensateur C_FL1 est ensuite rechargé en régime établi, comme cela a été décrit précédemment, à chaque fois que le transistor M_HS est rendu conducteur ou par l'intermédiaire de la diode intrinsèque du transistor M_HS alors que le transistor M_HS n'est pas commandé pour être conducteur. La représente, de façon partielle et schématique, un mode de réalisation d'un circuit 60 comprenant un convertisseur alternatif-continu 62 relié à un autre circuit 64, représenté seulement en partie en , par exemple un convertisseur continu-continu ou un convertisseur continu-alternatif. Le convertisseur 64 comprend une association en série de deux commutateurs M1 et M2 entre les deux bornes 16 et 18. Le convertisseur 62 comprend l'ensemble des éléments du convertisseur 10, à la différence que l'électrode du condensateur C_HS du circuit d'alimentation SHS qui, pour le convertisseur 10, est reliée au point milieu 20 des deux commutateurs M_HS et M_LS, est, pour le convertisseur 60, reliée au point milieu 56 des deux commutateurs M1 et M2. Selon un mode de réalisation, chaque commutateur M1, M2 correspond à un transistor MOS à enrichissement, par exemple de type N. Le drain du transistor MOS M1 est couplé, de préférence connecté, à la borne 16 et la source du transistor MOS M1 est couplée, de préférence connectée, au point milieu 56. Le drain du transistor MOS M2 est couplé, de préférence connecté, au point milieu 56 et la source du transistor MOS M2 est couplée, de préférence connectée, à la borne 18. On appelle V G _ F1 la tension à la gâchette G_F1 du thyristor SCR_F1, V G _ F2 la tension à la gâchette G_F2 du thyristor SCR_F2, I L le courant traversant l'inductance L_PFC, pris positif lorsqu'il circule de la borne 12 vers le point milieu 20, I DHS le courant traversant le transistor M_HS. Le fonctionnement du circuit 60 va maintenant être décrit plus en détail. La représente des chronogrammes des tensions VDD, VDD_HS, VDDins, VC_FL1, VG_F1, Vac, Vdc, et VGS_HS et des courants ISCR_F2, ISCR_F1, et IR_ICL du circuit 60 au cours d'une première charge suivie du fonctionnement en régime établi pour un mode de réalisation du procédé de fonctionnement du circuit 60 de la . En , les instants t0, t1, t2, t3, t4 et t5 sont successifs. La tension Vac présente des alternances positives entre les instants t0 et t1, les instants t2 et t3, et les instants t4 et t5, et des alternances négatives entre les instants t1 et t2 et les instants t3 et t4. Entre les instants t0 et t1, à la première charge, les interrupteurs M_HS et M_LS sont commandés pour ne pas être, conducteurs et les thyristors SCR_F1 et SCR_F2 sont commandés pour ne pas être conducteurs. Le condensateur C_DC est préchargé à la première alternance positive de la tension V ac . Le courant I L positif circule par la diode intrinsèque du transistor M_HS et par la diode D2. Le courant I R_IC L augmente depuis 0 A, passe par un maximum, puis diminue jusqu'à 0 A. La tension V dc s'élève jusqu'à un plateau. Après le chargement du condensateur C_DC, et avant le début du fonctionnement en régime établi, le circuit ALIM fournit la tension V DD puis la tension V DDins . L'établissement de la tension V DDins permet la mise à l'état passant du thyristor SCR_F2, ce qui correspond à l'impulsion de la tension V G_F2 peu après l'instant t2. En régime établi, pendant les alternances positives de la tension V ac , le thyristor SCR_F2 conduit et couple la borne 18, c'est-à-dire le potentiel de référence de la tension de sortie V dc , à la borne 14. Le commutateur M_LS est commandé en modulation de largeur d'impulsions (PWM, sigle anglais pour Pulse Width Modulation) et le commutateur M_HS sert de diode de roue libre pendant les périodes où le commutateur M_LS est ouvert. Le circuit 64 est alors démarré, ce qui se traduit par l'élévation de la tension V DD_HS . Ceci entraîne l'élévation de la tension V C _F L1 . L'établissement de la tension V C _F L1 permet la mise à l'état passant du thyristor SCR_F1, ce qui correspond à l'impulsion de la tension V G_F1 peu après l'instant t3. A partir de l'instant t4, le circuit 60 fonctionne complètement en régime établi. La illustre un mode de réalisation du circuit d'alimentation SHS fournissant la tension VDD_HS pour le circuit 60 de la . La source SHS comprend la diode D_HS. L'anode de la diode D_HS est couplée, de préférence connectée, à la borne du circuit ALIM, non représentée en , fournissant la tension VDD. La cathode de la diode D_HS est couplée, de préférence connectée, à l'électrode du condensateur C_HS qui n'est pas couplée au point milieu 56, et donc à l'anode de la diode DFL. On appelle VDS_M2 la tension drain-source du transistor M2 et ID_HS le courant traversant la diode D_HS. La est une vue agrandie des chronogrammes des tensions VC_FL1 et VDD_HS de la entre les instants t2 et t3 et comprend, en outre, les chronogrammes des courants IDFL, et ID_HS et de la tension VDS_M2 lorsque le circuit d'alimentation SHS a la structure représentée en . Les transistors M1 et M2 sont commandés de façon opposée. Ceci signifie que, au moins en régime établi, le transistor M1 est commandé pour être non conducteur lorsque le transistor M2 est commandé pour être conducteur et que le transistor M1 est commandé pour être conducteur lorsque le transistor M2 est commandé pour être non conducteur. Lorsque le transistor M2 est commandé pour être conducteur (tension V DS_M2 à l'état bas) et le transistor M1 est commandé pour être non conducteur, le condensateur C_HS est chargé par le courant I D_ HS circulant par la diode D_HS et le transistor M2. Lorsque le transistor M1 est commandé pour être conducteur et que le transistor M2 est commandé pour être non conducteur (tension V DS_M2 à l'état haut), le condensateur C_FL1 est chargé par le courant I D FL circulant par la diode DFL, la résistance RFL, le condensateur C_HS, et le transistor M1. La représente, de façon partielle et schématique, une variante du circuit 60 dans laquelle le circuit 64 est un convertisseur continu-continu. Par rapport à la , le convertisseur 64 représenté en comprend en outre une inductance Lp en série entre les deux commutateurs M1 et M2, et le noeud 56, auquel est couplé une électrode du condensateur C_HS, est situé entre l'inductance Lp et le commutateur M1. A titre d'exemple, le circuit 64 peut correspondre à une convertisseur DC-DC de type Forward et comprend alors un transformateur, des diodes Drect et Dfws, une inductance Ls, un condensateur Cload, et une résistance Rload. L'enroulement primaire LT1 du transformateur est couplé en parallèle de l'inductance Lp. Une première borne de l'enroulement secondaire LT2 du transformateur est couplée, de préférence connectée, à l'anode de la diode Drect. La cathode de la diode Drect est couplée, de préférence connectée, à la cathode de la diode Dfws. L'anode de la diode Dfws est couplée, de préférence connectée, à la deuxième borne de l'enroulement secondaire LT2. Une première borne de l'inductance Ls est couplée, de préférence connectée, à la cathode de la diode Drect. Une première électrode du condensateur Cload est couplée, de préférence connectée, à la deuxième borne de l'inductance Ls. La résistance Rload est disposée en parallèle du condensateur Cload. La représente, de façon partielle et schématique, un mode de réalisation d'un convertisseur 65 alternatif-continu dit "totem-pole" du type redresseur. Le convertisseur 65 comprend l'ensemble des éléments du convertisseur 10 représenté en à la différence que l'inductance L_PFC n'est pas présente. Le fonctionnement du convertisseur 65 peut être identique à ce qui a été décrit précédemment pour le convertisseur 10 à la différence que les commutateurs M_HS et M_LS sont commandés en pleine onde (et non en PWM) respectivement pour chaque alternance positive et négative. Le circuit 65 réalise donc une fonction de redressement et non d’élévation de tension avec possibilité de correction du facteur de puissance du courant prélevé sur le secteur, comme peut le faire le convertisseur 10. Dans les modes de réalisation du convertisseur 10, 60, et 65 représentés sur les figures 1, 8, 12, et 13, le thyristor SCR_F2 est un thyristor à gâchette de cathode. A titre de variante, le thyristor SCR_F2 peut être un thyristor à gâchette d'anode. Dans ce cas, le condensateur C_FL2 peut ne pas être présent. La représente, de façon schématique, un mode de réalisation d'un convertisseur 66 alternatif-continu "totem pole" à correction du facteur de puissance. Le convertisseur 66 comprend l'ensemble des éléments du convertisseur 10 représenté en et comprend, en outre, un circuit d'alimentation SDD fournissant la tension de référence VDD (le circuit d'alimentation SDD pouvant faire partie du circuit ALIM représenté en ) et un circuit d'alimentation 40 fournissant une tension de référence VC_FL2 (qui peut correspondre à la tension VDDins décrite précédemment) à partir de la tension de référence VDD et comprenant une diode DFL', une résistance RFL', un condensateur C_FL2, et une diode Zener DZ'. La borne négative de la source SDD est couplée, de préférence connectée, à la borne 18. La borne positive de la source SDD est couplée, de préférence connectée, à l'anode de la diode DFL'. La cathode de la diode DFL' est couplée, de préférence connectée, à une borne de la résistance RFL'. L'autre borne de la résistance RFL' est couplée, de préférence connectée, à une première électrode du condensateur C_FL2. La deuxième électrode du condensateur C_FL2 est couplée, de préférence connectée, au point milieu 22. La tension VC_FL2 correspond à la tension aux bornes du condensateur C_FL2. L'anode de la diode Zener DZ' est couplée, de préférence connectée, au point milieu 22. La cathode de la diode Zener DZ' est couplée, de préférence connectée, à la première électrode du condensateur C_FL2. Les positions de la diode DFL' et de la résistance RFL' peuvent être inversées. La diode Zener DZ' peut ne pas être présente. On appelle I DFL' le courant traversant la diode DFL', pris positif lorsqu'il circule de l'anode vers la cathode de la diode DFL'. En régime établi, les thyristors SCR_F1 et SCR_F2 et les transistors M_HS et M_LS sont commandés comme cela a été décrit précédemment pour le convertisseur 10. Le fonctionnement du circuit 66 va maintenant être décrit plus en détail. La représente des chronogrammes des tensions VC_FL2, VGS_HS, VGS_LS, Vdc, et VSCR_F2 et des courants IL et IDFL' du circuit 66 au cours d'une première charge suivie du fonctionnement en régime établi pour un mode de réalisation du procédé de fonctionnement du circuit 66 de la . Sur les chronogrammes, la tension VGS_LS est représentée diminuée de 10 V. En , les instants t0, t1, t2, t3, et t4 sont successifs. La tension Vac, non représentée en , présente des alternances positives entre les instants t0 et t1 et les instants t2 et t3, et des alternances négatives entre les instants t1 et t2 et les instants t3 et t4. La est une figure analogue à la illustrant la circulation de courants IL et IDFL' dans le convertisseur 66 au cours de la première charge du condensateur C_FL2 et du condensateur C_DC entre les instants t0 et t1. Entre les instants t0 et t1, à la première charge, les interrupteurs M_HS et M_LS sont commandés pour ne pas être, conducteurs et les thyristors SCR_F1 et SCR_F2 sont commandés pour ne pas être, conducteurs. Le condensateur C_DC est préchargé à la première alternance positive de la tension V ac . Le courant I L positif circule par la diode intrinsèque du transistor M_HS et par la diode D2. Le courant I L augmente depuis 0 A, passe par un maximum, puis diminue jusqu'à 0 A. La tension V dc s'élève jusqu'à un plateau. Entre les instants t0 et t1, le condensateur C_FL2 est chargé par le courant I DFL' composé d’une partie provenant de la tension V DD circulant au travers de la résistance RFL', de la diode DFL', de la résistance R_ICL et de la diode D2, et d’une autre partie provenant de la tension V ac circulant au travers du condensateur de la source SDD, de la résistance RFL' et de la diode DFL'. Le courant I DFL' augmente depuis 0 A, passe par un maximum, puis diminue jusqu'à 0 A. La tension V C_FL2 s'élève jusqu'à un maximum, puis diminue lentement. Le courant I DFL' est bien plus faible que le courant I L auquel il se soustrait, de sorte que la diode D2 reste passante durant cette phase. De façon avantageuse, la diode Zener DZ' permet de fixer la valeur maximale de la tension V C_FL2 aux bornes du condensateur C_FL2. Un autre circuit de fixation de la tension du condensateur C_FL2 peut être utilisé à la place de la diode Zener DZ'. A partir de l'instant t1 débute le fonctionnement en régime établi du circuit 66. La est une figure analogue à la illustrant la circulation du courant IL et IDFL' dans le convertisseur 66 de la , lors d'une alternance positive de la tension Vac en régime établi, pour un mode de réalisation du procédé de fonctionnement du convertisseur 66. En régime établi, le thyristor SCR_F2 est rendu conducteur (la tension V SCR_F2 étant alors égale à 0 V) pendant chaque alternance positive de la tension V ac et est rendu non conducteur (la tension V SCR_F2 étant alors égale à la tension entre les bornes 16 et 18, soit environ -400 V) pendant chaque alternance négative de la tension V ac . Le thyristor SCR_F1 est rendu non conducteur pendant chaque alternance positive de la tension V ac et est rendu conducteur pendant chaque alternance négative de la tension V ac . En outre, le transistor M_HS est commandé par PWM (la tension V GS_HS alternant entre environ 15 V et 0 V) pendant chaque alternance négative de la tension V ac et est représenté comme étant rendu non passant (la tension V GS_HS étant à 0 V) pendant chaque alternance positive de la tension V ac afin de simplifier les chronogrammes, même si, en pratique, il est commandé de façon opposée au transistor M_LS pendant chaque alternance positive, et est notamment rendu passant pendant les phases de roue libre, comme cela a été décrit précédemment. De plus, le transistor M_LS est commandé par PMW (la tension V GS_LS diminuée de 10 V alternant entre environ 5 V et -10 V) pendant chaque alternance positive de la tension V ac est représenté comme étant rendu non passant (la tension V GS_LS diminuée de 10 V étant alors égale à environ à -10 V) pendant chaque alternance négative de la tension V ac pour simplifier les chronogrammes, même si, en pratique, il est commandé de façon opposée au transistor M_HS pendant chaque alternance négative et est notamment rendu passant pendant les phases de roue libre, comme cela a été décrit précédemment. En régime établi, la recharge du condensateur C_FL2 est réalisée, pendant chaque alternance positive de la tension Vac, par la circulation du courant IDFL' dû à la tension VDD au travers de la diode DFL' et du thyristor SCR_F2 lorsqu'il est passant. Une légère augmentation de la tension VC_FL2 peut être observée en au cours de l'alternance positive de la tension Vac entre les instants t2 et t3. Lorsque le thyristor SCR_F2 est conducteur et que le commutateur M_LS est conducteur, le courant IL circule comme cela est représenté en depuis la borne 12, à travers l'inductance L_PFC, le transistor M_LS, et le thyristor SCR_F2, jusqu'à la borne 14. Dans le mode de réalisation décrit précédemment en relation avec la , le thyristor SCR_F2 est un thyristor à gâchette de cathode et le thyristor SCR_F1 est un thyristor à gâchette de cathode. Toutefois, il peut être souhaitable que le thyristor SCR_F2 soit choisi à gâchette d’anode de manière à ce qu’il soit commandé à partir d’un circuit de commande référencé à la borne 18. Le circuit 40 composé des composants électroniques C_FL2, DFL’, RFL' et DZ’ est alors inutile. La commande du thyristor SCR_F2 à gâchette d’anode peut se faire par un courant de gâchette négatif, c’est-à-dire qui est extrait depuis la gâchette, ce qui correspond au cas général. Cependant, la structure de la gâchette du thyristor SCR_F2 peut être configurée pour permettre une commande du thyristor par un courant de gâchette positif. La est une figure analogue à la d'un autre mode de réalisation d'un convertisseur 67 alternatif-continu dit "totem-pole" à correction du facteur de puissance. Le convertisseur 67 comprend l'ensemble des éléments du convertisseur 66 représenté en à la différence que le thyristor SCR_F1 est un thyristor à gâchette d’anode et que le circuit d'alimentation 30 n'est pas présent. La structure de la gâchette du thyristor SCR_F1 est configurée pour permettre une commande du thyristor SCR_F1 par un courant de gâchette positif alors qu'un thyristor à gâchette d’anode est en général commandé par un courant de gâchette négatif, c’est-à-dire qui est extrait depuis la gâchette. Le thyristor SCR_F1 étant un thyristor à gâchette d’anode, sa commande est donc référencée au point milieu 22. Le thyristor SCR_F2 est un thyristor à gâchette de cathode. Sa commande est donc référencée au même point milieu 22. Ce mode de réalisation permet, de façon avantageuse, d'utiliser le circuit d'alimentation 40 pour le thyristor SCR_F2 et également pour le thyristor SCR_F1. La est une figure analogue à la d'un autre mode de réalisation d'un convertisseur 68 alternatif-continu dit "totem-pole" à correction du facteur de puissance. Le convertisseur 68 comprend l'ensemble des éléments du convertisseur 66 représenté en et comprend, en outre, connecté entre le noeud 22 et la borne 18, une résistance R_Rech en série avec un thyristor SCR_Rech. Le thyristor SCR_Rech est un thyristor à gâchette de cathode, dont la cathode est connectée à la borne 18, et dont la gâchette est commandée par un signal Rech. A titre de variante, le thyristor SCR_Rech peut être remplacé par tout autre commutateur capable de bloquer une tension alternative dont l'amplitude crête à crête correspond à celle de la tension du secteur, par exemple au minimum 400 V crête. A titre d'exemple, le thyristor SCR_Rech peut être remplacé par un transistor MOS et une diode en série avec son drain. La est une figure analogue à la à la différence qu’ici le condensateur C_DC est initialement chargé à l’instant t0 et représente des chronogrammes des tensions VC_FL2, VGS_HS, VGS_LS, Vdc, et VSCR_F2 et des courants IL et IDFL' du circuit 68 au cours d'une première charge suivie du fonctionnement en régime établi pour un mode de réalisation du procédé de fonctionnement du circuit 68 de la . En , la première charge du condensateur C_FL2 est assurée par le thyristor SCR_Rech qui est alors rendu passant entre les instants t0’ (moment de la commande à l’amorçage du thyristor SCR_Rech) et t1. En effet, comme ici la tension Vdc est élevée, aucun courant ne circule dans la résistance R_ICL, ce qui ne permet pas une recharge de C_FL2 si le thyristor SCR_F2 n’est pas rendu conducteur, ce qui peut être le cas par exemple lors de phase de veille du circuit. La recharge du condensateur C_FL2 est assurée par le thyristor SCR_F2 qui est alors rendu passant en régime établi pendant chaque alternance positive de la tension Vac comme décrit précédemment. Le thyristor SCR_Rech peut éventuellement être rendu non passant pendant chaque alternance négative de la tension Vac. Ceci permet, de façon avantageuse, d'obtenir un meilleur contrôle de la tension au bornes du condensateur C_FL2, par exemple dans le cas où la tension aux bornes de la résistance R_ICL est trop faible ou lorsque la première charge est réalisée lorsque la tension Vdc est déjà élevée. La représente, de façon schématique, un autre mode de réalisation d'un convertisseur 70 alternatif-continu à interrupteur alternatif et à correction du facteur de puissance. Le convertisseur 70 est par exemple utilisé pour fournir la tension continue d'un réseau de bord d'un véhicule automobile. Les éléments communs entre le convertisseur 70 et le convertisseur 67 représenté en sont désignés par les mêmes références. Les deux bornes d'entrée 12 et 14 sont destinées à recevoir une tension alternative V ac , par exemple, la tension du réseau de distribution électrique (par exemple 230 V ou 120 V, 50 Hz ou 60 Hz). Les deux bornes 16 et 18 de sortie fournissent la tension continue V dc . La borne 12 est reliée à une première borne de l'élément inductif L_PFC, dont une deuxième borne est reliée au point milieu 20 d'une association en série de deux diodes D3 et D4 entre les deux bornes 16 et 18. L'anode de la diode D4 est connectée à la borne 18 et la cathode de la diode D3 est connectée à la borne 16. La borne 14 est connectée au point milieu 22 de l'association en série des deux thyristors SCR_F1 et SCR_F2 entre les bornes 16 et 18. L'anode du thyristor SCR_F2 est connectée à la borne 18 et la cathode du thyristor SCR_F1 est connectée à la borne 16. Dans le mode de réalisation de la , le thyristor SCR_F1 est à gâchette de cathode et le thyristor SCR_F2 est à gâchette de cathode. La gâchette du thyristor SCR_F1 reçoit un signal de commande G_F1. La gâchette du thyristor SCR_F2 reçoit un signal de commande G_F2. La résistance R_ICL connecte le point milieu 22 au point milieu 24 de l'association en série des deux diodes D1 et D2 entre les bornes 16 et 18. L'anode de la diode D2 est connectée à la borne 18 et la cathode de la diode D1 est connectée à la borne 16. Le condensateur C_DC de stockage et de lissage connecte la borne 18 à la borne 16. Le convertisseur 70 comprend en outre une association en série de deux commutateurs M_POS et M_NEG entre les deux points milieu 20 et 22. Selon un mode de réalisation, chaque commutateur M_POS, M_NEG correspond à un transistor MOS à enrichissement, par exemple de type N. Le drain du transistor MOS M_POS est couplé, de préférence connecté, au point milieu 20 et la source du transistor MOS M_POS est couplée, de préférence connectée, à un point milieu 26. On appelle V GS_ POS la tension entre la grille du transistor M_POS et le point milieu 26. Le drain du transistor MOS M_NEG est couplé, de préférence connecté, au point milieu 22 et la source du transistor MOS M_NEG est couplée, de préférence connectée, au point milieu 26. On appelle V GS_ NEG la tension entre la grille du transistor M_NEG et le point milieu 26. Le point milieu 26 définit un potentiel de référence, typiquement la masse GND. Le convertisseur 70 comprend en outre le circuit d'alimentation SDD fournissant la tension de référence V DD et le circuit d'alimentation 40 fournissant la tension de référence V C _ FL2 et comprenant la diode DFL', la résistance RFL', et le condensateur C_FL2. La borne négative de la source SDD est couplée, de préférence connectée, au point milieu 26. La borne positive de la source SDD est couplée, de préférence connectée, à l'anode de la diode DFL'. La cathode de la diode DFL' est couplée, de préférence connectée, à une borne de la résistance RFL'. L'autre borne de la résistance RFL' est couplée, de préférence connectée, à une première électrode du condensateur C_FL2. La deuxième électrode du condensateur C_FL2 est couplée, de préférence connectée, au point milieu 22. Les positions de la diode DFL' et de la résistance RFL' peuvent être inversées. Dans le présent mode de réalisation, le circuit d'alimentation 40 est utilisé pour la commande du thyristor SCR_F2. En outre, un interrupteur de mise en service, non représenté, peut être intercalé entre les bornes 12 et 14 d’une part et l'inductance L_PFC et le point milieu 22 d’autre part. Le circuit électronique 50, par exemple un microcontrôleur (µC), génère des impulsions de commande des gâchettes des thyristors SCR_F1 et SCR_F2. Le microcontrôleur 50 contrôle les gâchettes des thyristors SCR_F1 et SCR_F2 par le biais d’un ou deux coupleurs isolés 52 de technologie optique, magnétique ou capacitive alimentés par le circuit d'alimentation 40 pour la commande de la gâchette du thyristor SCR_F2 et par un autre circuit d'alimentation, non représenté, pour la commande de la gâchette du thyristor SCR_F1, qui peut être identique au circuit 30 représenté en . Le microcontrôleur 50 reçoit différentes consignes CT ou mesures afin de fermer les thyristors SCR_F1 et SCR_F2 aux bons moments pour la commande en pleine onde en régime établi. Les transistors MOS M_POS et M_NEG sont commandés par un circuit de commande non représenté ou par le microcontrôleur 50. Selon un mode de réalisation, au moins en régime établi, le transistor M_POS est commandé, notamment par modulation de largeur d'impulsions (PWM, sigle anglais pour Pulse Width Modulation), pour être conducteur pendant chaque alternance positive et le transistor M_NEG est commandé, notamment par PWM, pour être conducteur pendant chaque alternance négative. En régime établi, pendant chaque alternance positive de la tension V ac , lorsque le transistor M_POS est commandé pour être conducteur, l'inductance L_PFC est couplée entre les bornes 12 et 14, par le transistor M_POS, rendu passant, et par la diode intrinsèque du transistor M_NEG ou à travers son canal si la tension V GS_NEG est polarisée suffisamment pour rendre ce canal passant, et voit la tension V ac . Un courant augmente dans l'inductance L_PFC qui stocke de l'énergie. Lorsque le transistor M_POS est commandé pour être non conducteur, l'inductance L_PFC libère l'énergie stockée dans le condensateur C_DC par la diode D3 et le thyristor SCR_F2. Pendant chaque alternance négative de la tension V ac , lorsque le transistor M_NEG est commandé pour être conducteur, l'inductance L_PFC est couplée entre les bornes 12 et 14, par le transistor M_NEG, rendu passant, et par la diode intrinsèque du transistor M_POS ou à travers son canal si la tension V GS_ POS est polarisée suffisamment pour rendre ce canal passant, et voit la tension V ac . Un courant augmente dans l'inductance L_PFC qui stocke de l'énergie. Lorsque le transistor MOS M_NEG est commandé pour être non conducteur, l'inductance L_PFC libère l'énergie stockée dans le condensateur C_DC par la diode D4 et le thyristor SCR_F1. De préférence, les transistors M_POS et M_NEG sont commandés de façon simultanée. Ceci permet de réduire la résistance de chaque transistor M_POS et M_NEG lorsque leur diode intrinsèque est passante. En régime établi, le thyristor SCR_F1 est rendu conducteur, éventuellement de façon intermittente, pendant chaque alternance négative et le thyristor SCR_F2 est rendu conducteur, éventuellement de façon intermittente, pendant chaque alternance positive. Dans la suite de la description, on appelle V M_NEG la tension entre le drain et la source du transistor M_NEG, I M_NEG le courant circulant du drain vers la source du transistor M_NEG, I M_ POS le courant circulant du drain vers la source du transistor M_POS, I D3 le courant circulant de l'anode vers la cathode de la diode D3, V D3 la tension entre la cathode et l'anode de la diode D3, I SCR_ F1 le courant circulant dans le thyristor SCR_F1, et I SCR_ F2 le courant circulant dans le thyristor SCR_F2. Le fonctionnement du circuit 70 va maintenant être décrit plus en détail. La représente des chronogrammes des tensions VC_FL2, VGS_NEG, Vdc, et Vac et des courants IDFL', ISCR_F2 et ISCR_F1 du circuit 70 au cours d'une première charge suivie du fonctionnement en régime établi pour un mode de réalisation du procédé de fonctionnement du circuit 70 de la . En , les instants t0, t0', t1, t2, t3, et t4 sont successifs. La tension Vac présente des alternances positives entre les instants t0 et t1 et les instants t2 et t3, et des alternances négatives entre les instants t1 et t2 et les instants t3 et t4. Le fonctionnement en régime établi débute sensiblement à l'instant t2. Entre les instants t0 et t1, le condensateur C_DC est préchargé par la première alternance positive de la tension Vac à travers les diodes D3 et D2 et la résistance R_ICL. Certains chronogrammes de la sont représentés dans des vues agrandies pour les durées PI et PII du régime établi respectivement sur les figures 24 et 26. La est une figure analogue à la illustrant la circulation du courant IDFL' dans le convertisseur 70 au cours de la première charge du condensateur C_FL2 entre les instants t0 et t1. Pendant les instants t0 et t1, le transistor M_POS est commandé pour ne pas être conducteur. A l'instant t0, le transistor M_NEG est commandé pour ne pas être conducteur. Lorsque la source SDD est activée et que la tension VDD_HS est stabilisée, le transistor M_NEG est commandé à l'instant t0', entre les instants t0 et t1, pour être conducteur pendant une partie du reste de l'alternance positive de la tension Vac. Le condensateur C_FL2 est alors chargé par le courant IDFL' dû à la tension VDD_HS et circulant au travers de la diode DFL', de la résistance RFL', et du transistor M_NEG. Le courant IDFL' augmente depuis 0 A, passe par un maximum, puis diminue jusqu'à 0 A. La tension VC_FL2 s'élève jusqu'à un maximum, puis diminue lentement. La est une vue de détail des chronogrammes de la tension VC_FL2, et du courant IDFL' de la , pendant la durée PI et de chronogrammes de la tension VM_NEG source-drain du transistor M_NEG et des courants IM_POS et de l'opposé du courant IM_NEG, noté -IM_NEG. La durée PI commence peu après l'instant t2, au début d'une alternance positive de la tension Vac en régime établi. Sur l'axe des ordonnées, l'échelle variant de 6 V à 14 V s'applique à la tension VC_FL2 et l'échelle variant de -15 V à 5 V s'applique à la tension VM_NEG. En régime établi, le thyristor SCR_F2 est rendu conducteur de façon intermittente pendant chaque alternance positive de la tension V ac et est rendu non conducteur pendant chaque alternance négative de la tension V ac . Le thyristor SCR_F1 est rendu non conducteur pendant chaque alternance positive de la tension V ac et est rendu conducteur de façon intermittente pendant chaque alternance négative de la tension V ac . La est une figure analogue à la illustrant la circulation du courant IDFL' dans le convertisseur 70 de la , pendant la durée PI, pour un mode de réalisation du procédé de fonctionnement du convertisseur 70. Le transistor M_NEG est commandé par PWM pendant chaque alternance négative de la tension V ac (la tension V GS_ NEG alternant entre environ 15 V et 0 V) et représenté comme étant rendu non passant (la tension V GS_ NEG étant alors égale à environ à 0 V) pendant chaque alternance positive de la tension V ac pour simplifier les chronogrammes, même si, en pratique, le transistor M_NEG est de préférence commandé simultanément au transistor M_POS pendant chaque alternance positive. En outre, le transistor M_POS est commandé par PWM pendant chaque alternance positive de la tension V ac et est rendu non passant pendant chaque alternance négative de la tension V ac , même si, en pratique, il est de préférence commandé de façon simultanée au transistor M_NEG pendant chaque alternance négative. En régime établi, la recharge du condensateur C_FL2 est réalisée, lors de chaque alternance positive de la tension V ac , pendant chaque phase pendant laquelle le transistor M_POS est commandé pour être conducteur. Lors que le transistor M_POS est commandé pour être conducteur, la tension source-drain V M_NEG du transistor M_NEG augmente depuis une valeur négative, sensiblement égale à la différence entre les tensions V DD _HS et V C_ FL2 , à une valeur proche de zéro, au plus précisément de +0,6 V nécessaire à rendre passante la diode intrinsèque du transistor MOS M_NEG lorsque sa tension V GS_NEG reste au niveau bas. Au début de chaque alternance positive de la tension Vac, notamment pendant la durée PI de la et représentée sur la , chaque phase pendant laquelle le transistor M_POS est commandé pour être conducteur présente une succession de deux sous-phases PI_1 et PI_2. Pendant la sous-phase PI_1, tant que la tension VM_NEG reste inférieure à +0,6 V, la charge du condensateur C_FL2 est réalisée principalement par la circulation du courant IDFL' dû à la tension VDD_HS au travers de la diode DFL', de la résistance RFL', de l'inductance L_PFC, de la tension Vac, et du transistor M_POS, ce qui est illustré par la ligne en traits tiretés courts en . Lorsque tension VM_NEG devient supérieure à environ +0,6 V, pendant la sous-phase PI_2, la charge du condensateur C_FL2 se fait par la circulation du courant IDFL' dû à la tension VDD_HS au travers de la diode DFL', de la résistance RFL', et la diode intrinsèque du transistor M_NEG, ce qui est illustré par la ligne en traits tiretés longs en , c'est-à-dire de la même façon que décrit précédemment en relation à la . La est une vue de détail des chronogrammes de la tension VC_FL2, et du courant IDFL' de la , pendant la durée PII, postérieure à la durée PI, et de chronogrammes de la tension VM_NEG source-drain du transistor M_NEG et de l'opposé du courant IM_NEG, noté -IM_NEG. Sur l'axe des ordonnées, l'échelle variant de 14 V à 16 V s'applique à la tension VC_FL2 et l'échelle variant de -15 V à 5 V s'applique à la tension VM_NEG. La diode intrinsèque du transistor M_NEG devient passante dès que le transistor M_POS est commandé pour être conducteur, la charge du condensateur C_FL2 se fait par la circulation du courant IDFL' dû à la tension VDD_HS au travers de la diode DFL', de la résistance RFL', et du transistor M_NEG, ce qui est illustré par la ligne en traits tiretés longs en . Dans le mode de réalisation décrit précédemment en relation avec la , le thyristor SCR_F2 est un thyristor à gâchette de cathode et le thyristor SCR_F1 est un thyristor à gâchette de cathode. Toutefois, il peut être souhaitable que les thyristors SCR_F1 et SCR_F2 soient choisis de manière que leurs commandes soient référencées au même point de manière analogue à la solution présentée à la . La représente, de façon schématique, un autre mode de réalisation d'un convertisseur 80 alternatif-continu à interrupteur alternatif et à correction du facteur de puissance. Le convertisseur 80 comprend l'ensemble des éléments du convertisseur 70 représenté en à la différence qu'il comprend le circuit d'alimentation 30, décrit précédemment en relation avec la , pour la commande du thyristor SCR_F1. Selon un mode de réalisation, la source SHS comprend un condensateur C_HS, une diode DHS, une résistance RHS, et est reliée à une source SDD d'une tension de référence VDD. Une première électrode du condensateur C_HS est couplée, de préférence connectée, au point milieu 20. La deuxième électrode du condensateur C_HS est couplée, de préférence connectée, à l'anode de la diode DFL. La cathode de la diode DFL est couplée, de préférence connectée, à une borne de la résistance RFL. L'autre borne de la résistance RFL est couplée, de préférence connectée, à une électrode du condensateur C_FL1. L'autre électrode du condensateur C_FL1 est couplée, de préférence connectée, à la borne 16. Les positions de la diode DFL et de la résistance RFL peuvent être inversées. La résistance RFL qui sert de limiteur de courant peut ne pas être présente mais l’est préférablement. L'anode la diode DHS est couplée, de préférence connectée, à la borne positive de la source SDD. La cathode de la diode DHS est couplée, de préférence connectée, à une borne de la résistance RHS. L'autre borne de la résistance RHS est couplée, de préférence connectée, à l'anode de la diode DLF et à la deuxième électrode du condensateur C_HS. Les positions de la diode DHS et de la résistance RHS peuvent être inversées. La résistance RHS qui sert de limiteur de courant peut ne pas être présente mais l’est préférablement. On appelle VGS_POS la tension entre la grille du transistor M_POS et le point milieu 26. Le drain du transistor MOS M_NEG est couplé, de préférence connecté, au point milieu 22 et la source du transistor MOS M_NEG est couplée, de préférence connectée, au point milieu 26. On appelle IDHS le courant circulant dans la diode DHS. La est une figure analogue à la et représente des chronogrammes des tensions VDD_HS, VGS_POS, Vdc, et Vac et des courants IDHS, et IM_NEG du circuit 80 au cours de la première charge suivie du fonctionnement en régime établi pour un mode de réalisation du procédé de fonctionnement du circuit 80 de la . Certains chronogrammes de la sont représentés dans une vue agrandie pour une durée PIII du régime établi sur la . La est une figure analogue à la illustrant la circulation du courant IDHS dans le convertisseur 80 au cours de la première charge du condensateur C_HS entre les instants t1 et t2 de la , c’est-à-dire pendant une alternance négative de la tension Vac avant le régime établi. Pendant les alternances positives, en régime permanent, le transistor M_POS est commandé pour être conducteur en direct. Pendant les alternances négatives, il conduit en inverse depuis sa source vers son drain, ce qui peut se faire à travers sa diode intrinsèque s’il n’est pas commandé. Lorsque la source SDD est activée et que la tension VDD est stabilisée, le transistor M_POS est commandé à l'instant t1', entre les instants t1 et t2, pour être conducteur pendant une partie du reste de l'alternance négative de la tension Vac. Le condensateur C_HS est alors chargé par le courant IDHS dû à la tension VDD et circulant à travers la diode DHS, la résistance RHS, et le transistor M_POS. Le courant IDHS augmente depuis 0 A, passe par un maximum, puis diminue jusqu'à 0 A. La tension VC_HS s'élève jusqu'à un maximum. En régime établi, la recharge du condensateur C_F est réalisée, lors de chaque alternance négative de la tension V ac , pendant chaque phase pendant laquelle le transistor M_NEG est commandé pour être conducteur et que le transistor M_POS devient conducteur en inverse soit à travers sa diode intrinsèque, soit à travers son canal s’il est rendu passant par sa commande. La est une vue de détail des chronogrammes de la tension VDD_HS, et du courant IDHS (multiplié par un facteur 10) de la , pendant la durée PIII, et de chronogrammes de l'opposée de la tension VM_POS drain-source du transistor M_POS, notée -VM_POS, et de l'opposé du courant IM_POS, noté -IM_POS. Sur l'axe des ordonnées, l'échelle variant de 14 V à 15 V s'applique à la tension VDD_HS et l'échelle variant de -3 V à 1 V s'applique à la tension -VM_POS. La diode intrinsèque du transistor M_POS devient passante dès que le transistor M_NEG est commandé pour être conducteur. La charge du condensateur C_HS se fait par la circulation du courant chargé par le courant IDHS dû à la tension VDD et circulant à travers la diode DHS, la résistance RHS, et la diode intrinsèque du transistor M_POS ou son canal si sa grille est commandée, comme cela est illustré en . La est une figure analogue à la et représente des chronogrammes des tensions VDD_HS, VC_FL1, Vdc, et Vac et des courants IDFL, et ID3 du circuit 80 au cours de la première charge suivie du fonctionnement en régime établi pour un mode de réalisation du procédé de fonctionnement du circuit 80 de la . Certains chronogrammes de la sont représentés dans une vue agrandie sur la pour une durée PIV du régime établi. La est une vue de détail des chronogrammes de la tension VC_FL1, et des courants IDHS et ID3 de la , pendant la durée PIV, et du chronogramme de la tension VD3. Sur l'axe des ordonnées, l'échelle variant de 7 V à 11 V s'applique à la tension VC_FL1 et l'échelle variant de -400 V à 100 V s'applique à la tension VD3. Le condensateur C_FL1 est chargé à la première alternance positive de la tension V ac en régime établi et après que le condensateur C_HS a été chargé. La est une figure analogue à la illustrant la circulation des courants IDFL et ID3 dans le convertisseur 80 au cours de la charge du condensateur C_FL1 après l'instant t2 de la , pendant une alternance positive de la tension Vac en régime établi. Pendant chaque alternance positive de la tension Vac, lorsque la diode D3 devient passante, le condensateur C_FL1 est chargé par le courant IDFL dû à la tension aux bornes du condensateur C_HS et circulant à travers la diode DFL, la résistance RFL, et à travers la diode D3 de sa cathode vers son anode. Le courant IDFL peut traverser la diode D3 en inverse dans la mesure où celle-ci conduit un courant total ID3 qui reste positif de l'anode vers la cathode. Dans le mode de réalisation décrit précédemment en relation avec la , le thyristor SCR_F2 est un thyristor à gâchette de cathode et le thyristor SCR_F1 est un thyristor à gâchette de cathode. Toutefois, il peut être souhaitable que le thyristor SCR_F2 soit choisi à gâchette d’anode de manière que sa commande soit référencée à la borne 18 au cas où un circuit de commande du convertisseur soit référencé à ce point. De même le thyristor SCR_F1 pourra être choisi à gâchette d’anode de manière à ce que son circuit de commande de gâchette soit alimenté par le circuit 40. La représente, de façon partielle et schématique, un mode de réalisation d'un circuit 85 comprenant un alternatif-continu à interrupteur alternatif et à correction du facteur de puissance relié à un autre circuit 88, représenté seulement en partie en , par exemple un convertisseur continu-continu ou un convertisseur continu-alternatif. Le convertisseur 88 comprend une association en série des deux commutateurs M1 et M2 entre les deux bornes 16 et 18. Le convertisseur 86 comprend l'ensemble des éléments du convertisseur 80, à la différence que l'électrode du condensateur C_HS du circuit d'alimentation SHS qui, pour le convertisseur 80, est reliée au point milieu 20 des deux diodes D3 et D4, est, pour le convertisseur 86, reliée au point milieu 56 des deux commutateurs M1 et M2. Selon un mode de réalisation, chaque commutateur M1, M2 correspond à un transistor MOS à enrichissement, par exemple de type N. Le drain du transistor MOS M1 est couplé, de préférence connecté, à la borne 16 et la source du transistor MOS M1 est couplée au point milieu 56. Le drain du transistor MOS M2 est couplé par exemple à travers un élément inductif Lp et/ou LT1 comme présenté à la , ou directement connecté au point milieu 56 et la source du transistor MOS M2 est couplée, de préférence connectée, à la borne 18. Dans le présent mode de réalisation, le circuit d'alimentation SHS a la structure représentée en . La est une figure analogue à la d'un autre mode de réalisation d'un convertisseur 90 alternatif-continu à interrupteur alternatif et à correction du facteur de puissance. Le convertisseur 90 comprend l'ensemble des éléments du convertisseur 70 représenté en à la différence que le thyristor SCR_F1 est un thyristor à gâchette d’anode. La structure de la gâchette du thyristor SCR_F1 est configurée pour permettre une commande du thyristor SCR_F1 par un courant de gâchette positif alors qu'un thyristor à gâchette d’anode est en général commandé par un courant de gâchette négatif, c’est-à-dire qui est extrait depuis la gâchette. Le thyristor SCR_F1 étant un thyristor à gâchette d’anode, sa commande est donc référencée au point milieu 22. Le thyristor SCR_F2 est un thyristor à gâchette de cathode. Sa commande est donc référencée au même point milieu 22. Ce mode de réalisation permet, de façon avantageuse, d'utiliser le circuit d'alimentation 30 pour le thyristor SCR_F2 et également pour le thyristor SCR_F1. La représente, de façon partielle et schématique, un mode de réalisation d'un circuit 100 comprenant un convertisseur alternatif-continu 102 à montage en pont partiellement actif (en anglais mixed active bridge) relié à un autre circuit 104, représenté seulement en partie en , par exemple un convertisseur continu-continu ou un convertisseur continu-alternatif. Le convertisseur 104 comprend une association en série des deux commutateurs M1 et M2 entre les deux bornes 16 et 18. Le convertisseur alternatif-continu 102 comprend l'ensemble des éléments du convertisseur 62 représenté en à la différence que : - l'inductance L_PFC n'est pas présente. - les deux thyristors SCR_F1 et SCR_F2 sont des thyristors à gâchette de cathode et sont disposés en anti-série entre les bornes 12 et 14, l'anode du thyristor SCR_F2 étant connectée à la borne 14 ; - la diode D1 est disposée en série avec le thyristor SCR_F1, l'anode de la diode D1 étant connectée à la borne 18 et la cathode de la diode D1 étant connectée à l'anode du thyristor SCR_F1, la borne 12 étant connectée au point milieu entre le thyristor SCR_F1 et la diode D1 ; - la diode D2 est disposée en série avec le thyristor SCR_F2, l'anode de la diode D2 étant connectée à la borne 18 et la cathode de la diode D2 étant connectée à l'anode du thyristor SCR_F2, la borne 14 étant connectée au point milieu entre le thyristor SCR_F2 et la diode D2 ; - les transistor M_HS et M_LS ne sont pas présents, le convertisseur alternatif-continu 100 comprenant des diodes D3 et D4, l'anode de la diode D3 étant connectée à la borne 12, l'anode de la diode D4 étant connectée à la borne 14, la cathode de la diode D4 étant connectée à la cathode de la diode D3 ; et - la résistance R_ICL est connectée entre la cathode de la diode D3 et la borne 16. Les deux thyristors SCR_F2 et SCR_F1 sont des thyristors à gâchettes d'anode alimentées par le circuit d'alimentation 30. A titre de variante, les diodes D1 et D2 peuvent être remplacées par des transistors MOS. Les premières charges et les recharges des condensateurs C_FL1 et C_HS du circuit 100 peuvent être réalisées comme cela a été décrit précédemment pour le circuit 60. En particulier, le condensateur C_FL1 est chargé par la tension d'alimentation VDD_HS à travers la résistance RFL et la diode DFL. Le condensateur C_HS peut être chargé à partir d'une tension d'alimentation VDD, non représentée en , comme cela a été décrit précédemment. Les circuits d'alimentation 30 et 40 du convertisseur selon les modes de réalisation décrits précédemment ont, de façon avantageuse, une structure simple et peuvent être réalisés par des circuits occupant une surface réduite par rapport à la surface totale du convertisseur. Les circuits d'alimentation 30 et 40 selon les modes de réalisation décrits précédemment peuvent, de façon avantageuse, être réalisées par des circuits à coût de fabrication réduit. Divers modes de réalisation et variantes ont été décrits. La personne du métier comprendra que certaines caractéristiques de ces divers modes de réalisation et variantes pourraient être combinées, et d’autres variantes apparaîtront à la personne du métier. Enfin, la mise en oeuvre pratique des modes de réalisation et variantes décrits est à la portée de la personne du métier à partir des indications fonctionnelles données ci-dessus. En particulier, la programmation du microcontrôleur dépend de l'application et les réalisations décrites sont compatibles avec les applications usuelles utilisant un microcontrôleur ou équivalent pour commander un convertisseur. A titre de variante, la résistance R_ICL et/ou la diode D1 et/ou la diode D2 peuvent être supprimées. La précharge du condensateur C_DC peut alors s’effectuer par commande par variation de phase des thyristors SCR_F2 et SCR_F1 à retard à l’amorçage régulièrement décroissant afin d’assurer une charge progressive du condensateur C_DC et la limitation du courant d’appel à la mise sous tension du convertisseur 10. Dans un tel mode de réalisation, le thyristor SCR_F2 sera préférentiellement à gâchette d’anode ou alors à gâchette de cathode et commandé à l’aide d’un opto-Triac (comme cela est décrit dans la demande de brevet FR20/09057) ou tout autre solution à la portée de l’homme de l’art. Convertisseur comprenant un étage (10 ; 60 ; 65 ; 66 ; 67 ; 68 ; 70 ; 80 ; 90 ; 100) de conversion alternatif-continu comprenant un premier thyristor (SCR_F1 ; SCR_F2), un premier circuit d'alimentation (SHS ; SDD) fournissant une première tension de référence (V DD_HS ; V DD ) entre un premier noeud (20 ; 26 ; 56 ; 18) et un deuxième noeud et un deuxième circuit d'alimentation (30 ; 40) fournissant une deuxième tension de référence (V C_FL1 ; V C_FL2 ) entre des troisième et quatrième noeuds, la cathode du premier thyristor étant couplée au premier noeud du premier circuit d'alimentation par un premier commutateur (D3 ; M_HS ; M1 ; M_NEG ; D2) et étant connectée au quatrième noeud, le deuxième circuit d'alimentation comprenant un premier élément redresseur (DFL ; DFL') couplé au deuxième noeud du premier circuit d'alimentation et couplé au troisième noeud. Convertisseur selon la revendication 1, dans lequel le premier élément redresseur (DFL) est une première diode. Convertisseur selon la revendication 1 ou 2, dans lequel le deuxième circuit d'alimentation (30, 40) comprend un premier condensateur (C_FL1, C_FL2) comprenant une première électrode connectée à la cathode du premier thyristor (SCR_F1). Convertisseur selon l'une quelconque des revendications 1 à 3, dans lequel le premier commutateur est un premier transistor MOS (M_HS ; M_LS). Convertisseur selon l'une quelconque des revendications 1 à 3, dans lequel le premier commutateur est une deuxième diode (D3, D2). Convertisseur selon la revendication 4, dans lequel l'étage (10 ; 60 ; 65 ; 66 ; 67 ; 68) de conversion alternatif-continu comprend des première et deuxième bornes (12, 14) pour la réception d'une tension alternative (V ac ) et des troisième et quatrième bornes (16, 18) pour la fourniture d'une tension continue (V dc ). Convertisseur selon la revendication 6, dans lequel, avant le régime établi, pendant une alternance positive de la tension alternative (V ac ), le premier circuit d'alimentation (SHS) est activé après que la tension continue (V dc ) a dépassé un seuil, de façon qu’ensuite le premier condensateur (C_FL1) soit chargé par un courant (I DBL ) circulant par le premier élément redresseur (DBL) lorsque le premier commutateur (M_HS) est commandé à l’état passant. Convertisseur selon la revendication 6, comprenant en outre un deuxième transistor MOS (M_LS) couplant le premier noeud (20) du premier circuit d'alimentation (SHS) à la quatrième borne (18), dans lequel la troisième borne (16) est connectée à la cathode du premier thyristor (SCR_F1), et dans lequel la deuxième borne (14) est connectée à l'anode du premier thyristor (SCR_F1). Convertisseur selon la revendication 6, comprenant en outre un deuxième transistor MOS (M2) couplé au premier noeud (56) du premier circuit d'alimentation (SHS) par l'intermédiaire d'une inductance (Lp) et connecté à la quatrième borne (18), dans lequel la troisième borne (16) est connectée à la cathode du premier thyristor (SCR_F1), et dans lequel la deuxième borne (14) est connectée à l'anode du premier thyristor (SCR_F1). Convertisseur selon la revendication 6, dans lequel la deuxième borne (14) est connectée à l'anode du premier thyristor (SCR_F1) et dans lequel la première borne (12) est couplée au premier noeud (20) du premier circuit d'alimentation (SHS) par l'intermédiaire d'une inductance (L_PFC). Convertisseur selon la revendication 6, comprenant en outre un deuxième transistor MOS (M_POS) connecté au premier noeud (26) du premier circuit d'alimentation (SHS), dans lequel la deuxième borne (14) est connectée à la cathode du premier thyristor (SCR_F2), dans lequel la première borne (12) est couplée au deuxième transistor MOS (M_POS) par l'intermédiaire d'une inductance (L_PFC), et dans lequel l'anode du premier thyristor est connectée à la quatrième borne (18). Convertisseur selon la revendication 9, comprenant en outre un deuxième thyristor (SCR_F1), dans lequel la cathode du deuxième thyristor est connectée à la cathode du premier thyristor (SCR_F2), et dans lequel la première borne (12) est connectée à l'anode du deuxième thyristor. Convertisseur selon la revendication 6, dans lequel la première borne (12) est couplée au premier transistor MOS (M_LS) par l'intermédiaire d'une inductance (L_PFC), et dans lequel la deuxième borne (14) est connectée à la cathode du premier thyristor (SCR_F2), l’anode du premier thyristor (SCR_F2) étant reliée à la quatrième borne (18). Convertisseur selon la revendication 13, comprenant un deuxième commutateur (SW_Rech) couplant la cathode du premier thyristor (SCR_F2) à la quatrième borne (18). Convertisseur selon la revendication 5, dans lequel l'étage (70 ; 80 ; 90 ; 100) de conversion alternatif-continu comprend des première et deuxième bornes (12, 14) pour la réception d'une tension alternative (V ac ) et des troisième et quatrième bornes (16, 18) pour la fourniture d'une tension continue (V dc ). Convertisseur selon l'une quelconque des revendications 1 à 10, comprenant un deuxième thyristor (SCR_F2) en série avec le premier thyristor (SCR_F1), un troisième circuit d'alimentation (SDD) fournissant une troisième tension de référence (V DD ) entre la quatrième borne (18) et un cinquième noeud, et un quatrième circuit d'alimentation (40) fournissant une quatrième tension de référence (V C_FL2 ) entre des sixième et septième noeuds (22), la cathode du deuxième thyristor étant connectée au septième noeud (22), le quatrième circuit d'alimentation comprenant un deuxième élément redresseur (DFL') couplé au cinquième noeud du troisième circuit d'alimentation. Convertisseur selon la revendication 16, dans lequel le deuxième élément redresseur (DFL') est une troisième diode. Convertisseur selon la revendication 16 ou 17, dans lequel le quatrième circuit d'alimentation (40) comprend un deuxième condensateur (C_FL2) comprenant une première électrode connectée au point milieu des premier et deuxième thyristors (SCR_F1, SCR_F2). Convertisseur selon l'une quelconque des revendications 1 à 18, comprenant des quatrième et cinquième diodes (D1, D2) couplées en série entre les troisième et quatrième bornes (16, 18). Convertisseur selon la revendication 19, comprenant un deuxième thyristor (SCR_F2) en série avec le premier thyristor (SCR_F1), et dans lequel le point milieu des quatrième et cinquième diodes (D1, D2) est relié au point milieu des premier et deuxième thyristors (SCR_F1, SCR_F2) par une première résistance (R_ICL). Convertisseur selon la revendication 20, comprenant des premier et deuxième transistors MOS (M_HS, M_LS) couplés en série entre les troisième et quatrième bornes (16, 18), dans lequel le deuxième élément redresseur (DFL') est une troisième diode, et dans lequel, avant le régime établi, pendant une alternance positive de la tension alternative (V ac ), le deuxième condensateur (C_FL2) est chargé par un courant (I DFL' ) circulant par la première diode (DFL') et la cinquième diode (D2). Convertisseur selon l'une quelconque des revendications 1 à 11 et 13 à 21, comprenant un deuxième thyristor (SCR_F2) en série avec le premier thyristor (SCR_F1), et dans lequel le premier thyristor (SCR_F1) est un thyristor à gâchette de cathode et dans lequel le deuxième thyristor (SCR_F2) est un thyristor à gâchette de cathode. Convertisseur selon l'une quelconque des revendications 1 à 11 et 13 à 22, comprenant un deuxième thyristor (SCR_F2) en série avec le premier thyristor (SCR_F1), dans lequel le premier thyristor (SCR_F1) est un thyristor à gâchette de cathode, et dans lequel le deuxième thyristor (SCR_F2) est un thyristor à gâchette d'anode à commande par courant de gâchette positif ou négatif.