FR 3115178 A1 20220415 FR 2010297 A 20201008 PROCEDE DE TRAITEMENT D’UN SIGNAL BRUITE ET MICROCIRCUIT METTANT EN ŒUVRE LE PROCEDE L’invention concerne un procédé de traitement par un microcircuit (IC) d’un signal à traiter soumis à du bruit électromagnétique, le procédé comprenant des étapes consistant à : comparer le signal à traiter à une tension de seuil, augmenter à une première vitesse un écart de charge entre une valeur courante de charge d’un condensateur (ETC) et une valeur de charge initiale du condensateur, lorsque le signal à traiter est supérieur à la tension de seuil, diminuer l’écart de charge à une seconde vitesse inférieure à la première vitesse, indépendamment du signal reçu, et fournir une tension aux bornes du condensateur à un circuit de traitement numérique (DCS) du microcircuit, la tension aux bornes du condensateur étant représentative du signal à traiter. Figure pour l’abrégé : Fig. 3 PROCEDE DE TRAITEMENT D’UN SIGNAL BRUITE ET MICROCIRCUIT METTANT EN ŒUVRE LE PROCEDE La présente invention concerne le domaine des circuits intégrés, et notamment les microcircuits dotés d’un circuit de détection ou d’observation couplé à une entrée de signal à observer du microcircuit. La présente invention s’applique notamment aux puces sans contact telles que les puces NFC (Near Field Communication – à champ proche), notamment utilisées pour la lutte anticontrefaçon …), ou les objets connectés IoT (Internet of Things – internet des objets). Lorsque le microcircuit se trouve dans un environnement perturbé ou lorsque la tension d’alimentation du circuit de détection ou d’observation est bruitée, le signal à observer peut être trop fortement bruité pour pouvoir être traité sans risque d’erreur. Cette situation peut se produire notamment dans les microcircuits comportant des bornes de connexion connectées à un ou plusieurs circuits externes comme un circuit d’antenne RF ou un circuit de détection d’un signal à observer. En outre, les microcircuits comportant une interface de communication RF de type passif sont alimentés par un champ électrique reçu par le circuit d’antenne. Généralement, les signaux électriques reçus par les deux bornes connectées au circuit d’antenne sont symétriques par rapport à une masse locale du circuit, c’est-à-dire présentent à chaque instant une somme nulle. Si un fil recevant le signal à observer croise l’un ou les deux fils du circuit d’antenne dans ou à l’extérieur du microcircuit, le signal à observer peut être perturbé par un signal à somme ou moyenne de valeur nulle à chaque instant. Dans certains microcircuits comportant une interface de communication RF de type passif, les signaux reçus par les deux bornes connectées au circuit d’antenne peuvent être dissymétriques, c’est-à-dire à somme non nulle à chaque instant, par rapport à la masse locale du microcircuit. Cette situation peut se produire lorsque l’un de ces signaux présente une composante continue non nulle ou lorsque les signaux présentent des amplitudes différentes. Il en résulte qu’un fil croisant le circuit d’antenne peut recevoir par couplage, par exemple capacitif ou inductif, un signal à somme ou moyenne de valeur non nulle à chaque instant. L’état détecté (niveau analogique ou niveau logique – état haut / bas) du signal à observer peut alors être erroné si la somme ou la moyenne des signaux perturbateurs est supérieure en valeur absolue à la marge de bruit du circuit de détection/observation. De plus, la tension d’alimentation du circuit de détection ou d’observation peut être suffisamment bruitée pour perturber ce dernier au point de générer un signal de détection erronée. Il est donc souhaitable de garantir le bon fonctionnement d’un circuit de détection ou d’observation d’un signal, lorsque le signal observé est soumis à un bruit électromagnétique, notamment en raison d’un couplage du signal observé avec un signal à somme ou moyenne de valeur nulle ou non nulle à chaque instant. Il peut également être souhaitable de rendre le traitement d’un tel signal insensible à une tension d’alimentation bruitée. Des modes de réalisation concernent un procédé de traitement par un microcircuit d’un signal à traiter soumis à du bruit électromagnétique, le procédé comprenant des étapes consistant à : comparer le signal à traiter à une tension de seuil, augmenter à une première vitesse un écart de charge entre une valeur courante de charge d’un condensateur et une valeur de charge initiale du condensateur, lorsque le signal à traiter est supérieur à la tension de seuil, diminuer l’écart de charge à une seconde vitesse inférieure à la première vitesse, indépendamment du signal reçu, et fournir une tension aux bornes du condensateur à un circuit de traitement numérique du microcircuit, la tension aux bornes du condensateur étant représentative du signal à traiter. Selon un mode de réalisation, le condensateur est initialement déchargé à une tension de masse, est chargé à la première vitesse lorsque le signal à traiter est supérieur à la valeur de seuil, et est déchargé en permanence à la seconde vitesse. Selon un mode de réalisation, le condensateur est initialement chargé à une tension d’alimentation du microcircuit, est déchargé à la première vitesse lorsque le signal à traiter est supérieur à la valeur de seuil, et est chargé en permanence à la seconde vitesse. Selon un mode de réalisation, le signal à traiter : est représentatif de la rupture d’un fil ou d’une piste conductrice reliant deux bornes de connexion du microcircuit, ou bien est un signal analogique à convertir en signal numérique pour être traité par le circuit de traitement numérique du microcircuit. Selon un mode de réalisation, la tension de seuil est contrôlée par un composant alimenté par une tension d’alimentation bruitée. Selon un mode de réalisation, la tension d’alimentation bruitée est produite à partir d’un signal reçu par une borne de connexion du microcircuit prévue pour être connectée à un circuit d’antenne. Selon un mode de réalisation, la tension d’alimentation bruitée est générée de manière à être corrélée avec le bruit présent dans le signal à traiter. Des modes de réalisation peuvent également concerner un microcircuit comprenant : une entrée de signal recevant un signal à traiter, et un circuit numérique de traitement de signal relié à l’entrée de signal, le microcircuit étant configuré pour mettre en œuvre le procédé défini précédemment. Selon un mode de réalisation, le microcircuit comprend : un circuit de comparaison du signal à traiter à une tension de seuil, un condensateur, un circuit configuré pour augmenter à une première vitesse un écart de charge entre une valeur courante de charge du condensateur et une valeur de charge initiale du condensateur, lorsque le signal à traiter est supérieur à une tension de seuil, et un circuit configuré pour diminuer en permanence l’écart de charge à une seconde vitesse inférieure à la première vitesse, une tension aux bornes du condensateur étant fournie au circuit numérique de traitement de signal, la tension aux bornes du condensateur étant représentative du signal à traiter. Selon un mode de réalisation, le microcircuit comprend : un inverseur comparant le signal à traiter à une tension de seuil, un transistor commandé par un signal de sortie de l’inverseur pour charger le condensateur à la première vitesse, à partir d’une tension de masse, le transistor recevant une tension d’alimentation, et un circuit monté en parallèle du condensateur pour décharger le condensateur à la seconde vitesse. Selon un mode de réalisation, le microcircuit comprend : un inverseur comparant le signal à traiter à une tension de seuil, un transistor commandé par un signal de sortie de l’inverseur et monté en parallèle du condensateur, pour décharger le condensateur à la première vitesse, à partir d’une tension d’alimentation, et un circuit pour recevant la tension d’alimentation pour charger le condensateur à la seconde vitesse. Selon un mode de réalisation, le microcircuit comprend un tampon pour calibrer la tension aux bornes du condensateur à la tension d’alimentation. Selon un mode de réalisation, la tension d’alimentation est issue d’une borne de connexion du microcircuit prévue pour être connectée à un circuit d’antenne. Des exemples de réalisation de l’invention seront décrits dans ce qui suit, à titre non limitatif en relation avec les figures jointes parmi lesquelles : la figure 1 représente un dispositif de détection de contrefaçon comportant une interface de communication sans contact et un circuit de détection de contrefaçon, la figure 2 est un schéma électrique du dispositif de détection de contrefaçon, la figure 3 est un schéma électrique d’un microcircuit pouvant équiper le dispositif de détection de contrefaçon, selon un mode de réalisation, la figure 4 est un schéma électrique du microcircuit, selon un mode de réalisation, la figure 5 est un schéma électrique du microcircuit, selon un autre mode de réalisation, la figure 6 représente un exemple de réalisation du microcircuit représenté sur la figure 4, la figure 7 représente un exemple de réalisation du microcircuit représenté sur la figure 5, la figure 8 représente des chronogrammes de différents signaux dans le microcircuit de la figure 6, la figure 9 représente un exemple d’application du microcircuit. Les figures 1 et 2 représentent un dispositif 1 de détection de contrefaçon comprenant une piste conductrice ST et un microcircuit IC couplé à la piste conductrice et comportant une interface de communication RF, par exemple de type NFC, couplée à un circuit d’antenne RFC. Le dispositif 1 comprend un ruban SB de forme allongée, conçu pour être fixé sur un conteneur, par exemple une bouteille, de sorte qu’une partie centrale du ruban soit placée en travers d’un élément de fermeture du conteneur, par exemple un bouchon. Le ruban SB réalisé en une matière isolante, sert de substrat pour former la piste conductrice ST et le circuit d’antenne RFC selon les techniques courantes de fabrication d’étiquettes RFID. Le matériau formant le ruban est également choisi pour qu’il soit rompu, en provoquant également la rupture de la piste conductrice ST, lorsque la bouteille est ouverte, c'est-à-dire lorsque le bouchon est retiré. Pour cela, la fixation du ruban sur le conteneur peut être conçue pour présenter une résistance de rupture supérieure à la résistance de rupture du ruban. La partie centrale du ruban SB est agrandie pour loger, sur une face du ruban SB, le circuit d’antenne RFC comportant une piste conductrice formant plusieurs spires. La piste conductrice ST formée sur l’autre face du ruban, s’étend d’une extrémité à l’autre du ruban. Le microcircuit IC est disposé sur la même face que l’antenne, sur la partie centrale du ruban au voisinage du circuit d’antenne RFC. Le microcircuit IC comprend des bornes RF1, RF2, connectées à des bornes du circuit d’antenne RFC, une spire interne du circuit d’antenne étant reliée à une spire externe par l’intermédiaire de vias V1, V2. Le microcircuit IC comprend également des bornes ISP, GP reliées par l’intermédiaire de vias V3, V4, à la piste ST formée sur l’autre face du ruban SB. Le microcircuit IC est configuré pour communiquer à l’extérieur par l’intermédiaire du circuit d’antenne RFC et détecter une rupture de la piste conductrice ST. La piste conductrice ST se trouve à proximité de l’antenne ou des pistes de connexion de l’antenne au microcircuit IC. Il en résulte que la piste ST peut recevoir par couplage avec l’antenne RFC des signaux parasites susceptibles de perturber la détection par le microcircuit IC d’une rupture de la piste ST. En d’autres termes, si la piste conductrice ST entre les bornes ISP et GP est coupée, elle forme une antenne sensible au bruit électromagnétique environnant. Dans le cas contraire, le signal circulant dans la piste ST reste stable, car fixé à la masse. Si le signal reçu par la borne ISP est bruité, son amplitude peut être très importante. Si ce signal est échantillonné par le microcircuit IC à un instant où il atteint la tension de la masse (0 V), le microcircuit IC peut considérer que la piste conductrice ST n’est pas coupée. La figure 3 représente un microcircuit IC1 tel que le microcircuit IC, et en particulier, des circuits internes dont un circuit numérique DCS de traitement de signal numérique, connectés aux bornes ISP et GP. La borne GP est connectée à une ligne de masse du microcircuit IC1. Selon un mode de réalisation, le microcircuit IC1 comprend un circuit de traitement du bruit SHC connecté aux bornes ISP et GP. Le circuit SHC comprend un circuit d’intégration INC connecté à la borne ISP, un circuit de stockage d’énergie ETC connecté à une sortie du circuit INC et à la ligne de masse, un circuit de charge / décharge SC, connecté à la sortie du circuit INC, le circuit DCS étant connecté aux bornes du circuit ETC. Le circuit INC est configuré pour charger ou décharger le circuit ETC en fonction des variations du signal reçu par la borne ISP, à partir d’une valeur de charge initiale, lorsque le signal reçu excède une valeur de seuil. La valeur de seuil correspond à la tension de seuil de commutation du circuit INC. Le circuit SC est configuré pour charger, ou respectivement décharger le circuit ETC à une vitesse plus lente que le circuit INC, indépendamment du signal reçu par la borne ISP. Le circuit DCS reçoit en entrée la tension aux bornes du circuit de stockage d’énergie ETC, cette tension étant représentative du signal issu de la borne ISP, mais exempt de bruit. Le circuit DCS est configuré pour traiter cette tension, par exemple pour détecter une rupture de la liaison électrique ST à l’extérieur du microcircuit IC, entre les bornes ISP et GP. Le circuit INC est alimenté par une tension d’alimentation analogique ASV. Le circuit DCS est alimenté par une tension d’alimentation DSV utilisée pour alimenter d’autres circuits de traitement numériques du microcircuit IC. Les figures 4 et 5 représentent le microcircuit, selon divers modes de réalisation. Sur la figure 4, le circuit SC est connecté à la ligne de masse pour décharger le circuit ETC, tandis que le circuit INC est configuré pour charger le circuit ETC, à une vitesse plus élevée que la vitesse de décharge opérée par le circuit SC. Le circuit ETC est initialement totalement déchargé par le circuit SC. La figure 5 représente un microcircuit IC2 qui diffère du microcircuit IC1 en ce que le circuit SHC est remplacé par un circuit SHC1 comprenant le circuit ETC, un circuit INC1 et un circuit SC1. Le circuit INC1 est configuré pour décharger le circuit ETC en fonction des variations du signal reçu par la borne ISP, à partir d’une charge initiale, lorsque le signal reçu excède une valeur de seuil. La valeur de seuil correspond à la tension de seuil de commutation du circuit INC1. Le circuit SC1 est alimenté par la tension d’alimentation ASV et est configuré pour charger le circuit ETC à une vitesse moins élevée que la vitesse de décharge opérée par le circuit INC1, indépendamment de la valeur du signal reçu par la borne ISP. La charge initiale du circuit ETC correspond à la valeur obtenue lorsque le circuit ETC est soumis à la valeur maximum de la tension d’alimentation ASV. La figure 6 représente le microcircuit IC1 comprenant le circuit de traitement de bruit SHC (figure 4) selon un exemple de réalisation. Le circuit INC du circuit SHC comprend un inverseur I1 et un transistor P1 de type MOS à canal P. L’inverseur I1 comprend une entrée connectée à la borne ISP et une sortie connectée à une borne de grille du transistor P1. L’inverseur I1 est alimenté par la tension d’alimentation ASV. Le transistor P1 comprend une borne de source et de substrat recevant la tension d’alimentation ASV et une borne de drain reliée à une entrée du circuit de stockage d’énergie ETC et une entrée du circuit de décharge SC. Le circuit de stockage d’énergie ETC comprend un condensateur C1 connecté entre la borne de drain du transistor P1 et la masse. Le circuit de décharge SC comprend un transistor N1 de type MOS à cana N, monté en diode. Les bornes de drain et de grille du transistor N1 sont connectées à la borne de drain du transistor P1. La borne de source du transistor N1 est connectée à la masse. Le signal de sortie du circuit SHC fourni par la borne de drain du transistor P1 peut être calibré par un tampon B1 alimenté par la tension d’alimentation ASV. Le circuit de traitement DCS comprend une entrée connectée à la sortie du circuit SHC et un tampon B2 connecté à l’entrée du circuit DCS. Le tampon B2 est alimenté, comme le circuit DCS par la tension d’alimentation DSV, pour calibrer le signal d’entrée du circuit DCS entre la tension DSV et la masse. Dans le microcircuit IC1 des figures 4 et 6, le circuit INC est configuré pour devenir momentanément passant en présence de bruit, ce qui charge le circuit ETC par la tension d’alimentation ASV. La tension de seuil de commutation du circuit INC correspond à la tension de seuil de commutation de l’inverseur I1. Le circuit SC est configuré pour décharger le circuit ETC plus lentement qu’il ne se charge par le circuit INC. A cet effet, le transistor N1 comporte une grille de plus grande longueur et de plus petite largeur que la grille du transistor P1, pour tirer moins de courant que le transistor P1. La figure 7 représente le microcircuit IC2 comprenant le circuit de traitement de bruit SHC1 (figure 5), selon un exemple de réalisation. Le circuit INC1 du circuit SHC1 comprend deux inverseurs I2, I3 et un transistor N2 de type MOS à canal N. Les inverseurs I2, I3 sont montés en série entre la borne ISP recevant le signal d’entrée S1 et une borne de grille du transistor N2. Les inverseurs I2, I3 sont alimentés par la tension d’alimentation ASV et fournissent un signal S2’ à la grille du transistor N2. Le transistor N2 comprend une borne de source connectée à la masse et une borne de drain reliée à une entrée du circuit de stockage d’énergie ETC et une entrée du circuit de charge SC1. Le circuit de stockage d’énergie ETC du circuit SHC1 comprend un condensateur C1 connecté entre la borne de drain du transistor P1 et la masse. Le circuit de charge SC1 comprend un transistor P2 de type MOS à canal P, monté en diode. Des bornes de drain et de grille du transistor P2 sont connectées à la borne de drain du transistor N2 et des bornes de source et de substrat du transistor P2 reçoivent la tension d’alimentation ASV. Le signal S3 fourni par la borne de drain du transistor N2 peut être calibré par le tampon B1 alimenté par la tension d’alimentation ASV. L’entrée du circuit de traitement DCS connectée au tampon B2 est connectée à la sortie du tampon B1 fournissant le signal de sortie S4 du circuit SHC1. Dans le microcircuit IC2 des figures 5 et 7, le circuit INC1 est configuré pour devenir momentanément passant en présence de bruit, ce qui décharge le circuit ETC. La tension de seuil de commutation du circuit INC correspond à la tension de seuil de l’inverseur I2. Le circuit SC1 est configuré pour charger le circuit ETC plus lentement qu’il ne se décharge par le circuit INC1. A cet effet, le transistor P2 comporte une grille de plus grande longueur et de plus petite largeur que la grille du transistor N2, pour tirer moins de courant que le transistor N2. La figure 8 représente un exemple de chronogrammes des signaux ASV, DSV et de signaux S1 reçu sur la borne d’entrée ISP, S2 en sortie de l’inverseur I1, S3 en entrée du tampon B1, S4 en entrée du tampon B2 et S5 en sortie du tampon B2. Le signal ASV est un signal bruité dont la tension varie entre 7 V et 8,5 V. Dans cet exemple, le signal de détection S1 sur la borne d’entrée ISP du circuit forme, à partir d’une tension nulle, des créneaux entre les instants t1 et t3 et entre les instants t4 et t5. La tension du signal S1 entre les instants t1 et t3 et entre les instants t4 et t5 est fortement bruitée et varie entre 2,5 V et 7 V. La forme du signal S1 peut être obtenue en mettant en court-circuit la borne d’entrée ISP avec la borne de masse GP, et en déconnectant ces bornes entre les instants t1 et t3 et entre les instants t4 et t5. Si l’on place un comparateur à seuil dont le seuil de détection est fixé à la moitié de l’amplitude de variation du signal S1, soit 3,5 V, le signal de détection en sortie du comparateur à seuil va passer à 0 de nombreuses fois entre les instants t1 et t3 et entre les instants t4 et t5, uniquement en raison du bruit présent dans le signa S1. La tension du signal S2 en sortie de l’inverseur I1 est également fortement bruitée et varie avant l’instant t1, entre les instants t3 et t4 et après l’instant t5, comme le signal ASV, entre les tensions 7 V et 8,5 V. Entre les instants t1 et t3 et entre les instants t4 et t5, la tension du signal S2 varie entre 0 V et 8 V. Le bruit présent dans les signaux S3, S4, respectivement en entrée et en sortie du tampon B1 est notablement plus réduit. En effet, les signaux S3 et S4 sont à 0 V avant l’instant t1, entre les instants t3 et t4 et après l’instant t5. Entre les instants t1 et t3 et entre les instants t4 et t5, la tension du signal S3 varie entre 7 et 8 V, et la tension du signal S4 varie comme le signal d’alimentation ASV entre 7 et 8,5 V. La tension d’alimentation DSV est à 0 V avant qu’un signal non nul soit reçu par le microcircuit à l’instant t0. Entre les instants t0 et t2, la tension DSV croit linéairement jusqu’à atteindre une tension nominale d’alimentation à environ 1,8 V qui reste constante à partir de l’instant t2. Le signal S5 se trouve à la tension nominale d’alimentation DSV entre les instants t1 et t3 et entre les instants t4 et t5, et à 0 V entre les instants t0 et t1, entre les instants t3 et t4 et après l’instant t5. Le signal S5 est donc exempt de bruit. A la différence du signal S1 à l’entrée ISP, le signal S5 peut être comparé à une valeur de seuil pour détecter sans erreur un événement tel qu’une ouverture de la piste conductrice ST entre les bornes ISP et GP du microcircuit IC. Une fois que le signal attendu a été détecté par le circuit DCS, le circuit de détection SHC, SHC1 peut être désactivé pour limiter la consommation du microcircuit. Dans les exemples des figures 6 et 7, le bruit généré dans les circuits internes et externes connectés à la borne ISP a pour origine, notamment le rayonnement électromagnétique émis par le circuit d’antenne RFC connecté aux bornes RF1, RF2 (Figures 1, 2). Dans ce cas, la tension ASV est produite par une simple résistance R1 connectée à la borne RF1 (figures 1 et 2), selon un exemple de réalisation. La tension ASV peut donc être fortement bruitée comparativement à la tension DSV. En outre, il peut être constaté que l’efficacité du circuit SHC, SHC1 pour réduire le bruit dans le signal de détection S1 est plus grande lorsqu’il existe une corrélation entre le signal d’alimentation ASV et le bruit présent dans le signal S1, comme cela apparait dans la figure 8. Par ailleurs, l’utilisation de la tension ASV pour alimenter le circuit SHC, SHC1 au lieu de la tension DSV, permet d’éviter d’introduire du bruit dans la tension d’alimentation DSV. Il apparaîtra clairement à l'homme de l'art que la présente invention est susceptible de diverses variantes de réalisation et diverses applications. En particulier, l’invention n’est pas limitée aux modes de réalisation précédemment décrits, mais couvre également des alternatives évidentes de ces modes de réalisation. Ainsi, les circuits INC, INC1 peuvent être réalisés par un comparateur à seuil commandant un interrupteur. Les circuits SC, SC1 peuvent être réalisés par une résistance ou une diode, éventuellement montée en série avec une résistance, la valeur de la résistance étant ajustée en fonction de la vitesse de charge/décharge continue souhaitée du circuit de stockage d’énergie ETC. L’invention n’est pas non plus limitée à la détection de la rupture d’un fil ou d’une piste conductrice connectée à des bornes d’un microcircuit. Ainsi, le microcircuit peut comprendre par exemple un convertisseur analogique/numérique du type convertisseur flash pour mesurer la tension appliquée à la borne ISP. Ainsi, la figure 9 représente un microcircuit IC3 comprenant 2 N – 1 circuits SHC (ou SHC1) connectés en parallèle entre les bornes ISP, GP formant un convertisseur à N bits, la sortie de chaque circuit SHC (ou SHC1) étant connectée à une entrée respective du circuit de traitement numérique DCS. Les circuits SHC (ou SHC1) connectés en parallèle présentent des seuils de commutation (seuil de commutation du circuit INC ou INC1) respectifs différents, ajustés respectivement aux 2 N – 1 niveaux de quantification du convertisseur. Alternativement, tous les circuits SHC (ou SHC1 présentent un même seuil de commutation et le signal à convertir, reçu par la borne ISP, est transmis aux entrées des circuits SHC (ou SHC1) par l’intermédiaire d’un pont de résistances à 2 N résistances identiques. Selon une autre application, le circuit DCS peut également un convertisseur sigma-delta. Il convient d’observer que la tension de seuil de commutation du circuit INC ou INC1 et les vitesses de charge et de décharge du circuit ETC opérées par les circuits INC ou INC1 et SC ou SC1 sont ajustées en fonction de l’application visée. L’invention n’est pas non plus limitée à un microcircuit comportant une interface de communication RF, ou à un microcircuit de type passif comportant une telle interface, c’est-à-dire alimenté par l’énergie reçue par l’interface de communication. Procédé de traitement par un microcircuit (IC, IC1, IC2, IC3) d’un signal à traiter (S1) soumis à du bruit électromagnétique, le procédé comprenant des étapes consistant à : comparer le signal à traiter à une tension de seuil, augmenter à une première vitesse un écart de charge entre une valeur courante de charge d’un condensateur (C1) et une valeur de charge initiale du condensateur, lorsque le signal à traiter est supérieur à la tension de seuil, diminuer l’écart de charge à une seconde vitesse inférieure à la première vitesse, indépendamment du signal reçu, et fournir une tension aux bornes du condensateur à un circuit de traitement numérique (DCS) du microcircuit, la tension aux bornes du condensateur étant représentative du signal à traiter. Procédé selon la revendication 1, dans lequel le condensateur (C1) est initialement déchargé à une tension de masse, est chargé à la première vitesse lorsque le signal à traiter (S1) est supérieur à la valeur de seuil, et est déchargé en permanence à la seconde vitesse. Procédé selon la revendication 1, dans lequel le condensateur (C1) est initialement chargé à une tension d’alimentation du microcircuit, est déchargé à la première vitesse lorsque le signal à traiter est supérieur à la valeur de seuil, et est chargé en permanence à la seconde vitesse. Procédé selon l'une des revendications 1 à 3, dans lequel le signal à traiter (S1) : est représentatif de la rupture d’un fil ou d’une piste conductrice (ST) reliant deux bornes (ISP, GP) de connexion du microcircuit (IC), ou bien est un signal analogique à convertir en signal numérique pour être traité par le circuit de traitement numérique (DCS) du microcircuit (IC3). Procédé selon l'une des revendications 1 à 4, dans lequel la tension de seuil est contrôlée par un composant (I1, I2) alimenté par une tension d’alimentation bruitée (ASV). Procédé selon la revendication 5, dans lequel la tension d’alimentation bruitée (ASV) est produite à partir d’un signal reçu par une borne de connexion (RF1) du microcircuit (IC, IC1, IC2) prévue pour être connectée à un circuit d’antenne (RFC). Procédé selon la revendication 5 ou 6, dans lequel la tension d’alimentation bruitée (ASV) est générée de manière à être corrélée avec le bruit présent dans le signal à traiter (S1). Microcircuit comprenant : une entrée (ISP) de signal recevant un signal à traiter, et un circuit numérique (DCS) de traitement de signal relié à l’entrée de signal, caractérisé en ce qu’il est configuré pour mettre en œuvre le procédé selon l’une des revendications 1 à 7. Microcircuit selon la revendication 8, comprenant : un circuit de comparaison (I1, I2) du signal à traiter à une tension de seuil, un condensateur (C1), un circuit (INC, INC1) configuré pour augmenter à une première vitesse un écart de charge entre une valeur courante de charge du condensateur et une valeur de charge initiale du condensateur, lorsque le signal à traiter est supérieur à une tension de seuil, et un circuit (SC, SC1) configuré pour diminuer en permanence l’écart de charge à une seconde vitesse inférieure à la première vitesse, une tension aux bornes du condensateur étant fournie au circuit numérique de traitement de signal (DCS), la tension aux bornes du condensateur étant représentative du signal à traiter. Microcircuit selon la revendication 8 ou 9, comprenant : un inverseur (I1) comparant le signal à traiter à une tension de seuil, un transistor (P1) commandé par un signal de sortie de l’inverseur pour charger le condensateur (C1) à la première vitesse, à partir d’une tension de masse, le transistor recevant une tension d’alimentation (ASV), et un circuit pour (SC) monté en parallèle du condensateur (C1) pour décharger le condensateur à la seconde vitesse. Microcircuit selon la revendication 8 ou 9, comprenant : un inverseur (I2) comparant le signal à traiter à une tension de seuil, un transistor (N2) commandé par un signal de sortie de l’inverseur et monté en parallèle du condensateur (C1), pour décharger le condensateur à la première vitesse, à partir d’une tension d’alimentation (ASV), et un circuit (SC1) recevant la tension d’alimentation (ASV) pour charger le condensateur à la seconde vitesse. Microcircuit selon la revendication 10 ou 11, comprenant un tampon (B1) pour calibrer la tension aux bornes du condensateur (C1) à la tension d’alimentation (ASV). Microcircuit selon l'une des revendications 8 à 12, dans lequel la tension d’alimentation (ASV) est issue d’une borne de connexion (RF1) du microcircuit (IC, IC1, IC2) prévue pour être connectée à un circuit d’antenne (RFC).