FR 3117603 A1 20220617 FR 2013231 A 20201215 L’invention consiste en une méthode de pré-distorsion du signal avant son injection dans le câble de manière à prendre en compte les effets liés à l’atténuation et à la dispersion du signal ainsi que les effets liés au bruit de quantification de l’équipement de mesure. La pré-distorsion (800,801) consiste à appliquer une fonction d’amplification particulière en fréquence au signal dans le domaine fréquentiel de manière à amplifier les basses fréquences du signal avec un facteur dépendant du coefficient d’atténuation du signal dans le câble et à amplifier les hautes fréquences avec un niveau constant. Pour minimiser l’impact du bruit de quantification, le signal est décomposé (801) en une somme de signaux ayant chacun un niveau d’amplification constant dans une bande de fréquences donnée, les signaux étant injectés successivement dans le câble et les différentes intercorrélations réalisées sur les signaux réfléchis étant ensuite sommées. De cette manière, le bruit de quantification est moyenné et le rapport signal à bruit global est augmenté. Figure 8 Méthode et système de réflectométrie multi-porteuses avec prise en compte de l’atténuation et de la distorsion du signal L’invention concerne le domaine des systèmes de diagnostic filaires basés sur le principe de la réflectométrie pour identifier et caractériser des défauts électriques sur des câbles ou plus généralement des lignes de transmission. L’invention concerne plus précisément le domaine de la réflectométrie multi-porteuses qui utilise des signaux multi-porteuses générés à partir du principe de modulation OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing). Les câbles sont omniprésents dans tous les systèmes électriques, pour l’alimentation ou la transmission d’information. Ces câbles sont soumis à des contraintes et peuvent être sujets à des défaillances. Il est donc nécessaire de pouvoir analyser leur état et d’apporter des informations sur la détection de défauts qui impactent ces câbles, ces informations incluant l’existence de défauts mais aussi leur localisation et leur type. L’analyse de défauts permet d’aider à la maintenance des câbles. Les méthodes de réflectométrie usuelles permettent ce type d’analyse. Les méthodes de réflectométrie utilisent un principe proche de celui du radar : un signal électrique, le signal de sonde ou signal de référence, est injecté en un ou plusieurs endroits du câble à tester. Le signal se propage dans le câble ou le réseau de câbles et renvoie une partie de son énergie lorsqu’il rencontre une discontinuité électrique. Une discontinuité électrique peut résulter, par exemple, d’un branchement, de la fin du câble ou d’un défaut ou plus généralement d’une rupture des conditions de propagation du signal dans le câble. Elle résulte d’un défaut qui modifie localement l’impédance caractéristique du câble en provoquant une discontinuité dans ses paramètres linéiques. L’analyse des signaux renvoyés au point d’injection permet d’en déduire des informations sur la présence et la localisation de ces discontinuités, donc des défauts éventuels. Une analyse dans le domaine temporel ou fréquentiel est habituellement réalisée. Ces méthodes sont désignées par les acronymes TDR venant de l’expression anglo-saxonne « Time Domain Reflectometry » ou Réflectométrie Temporelle en français et FDR venant de l’expression anglo-saxonne « Frequency Domain Reflectometry » ou réflectométrie fréquentielle en français La réflectométrie MCR (« MultiCarrier Reflectometry » ou réflectométrie multiporteuses) utilise des signaux multi-porteuses. Son intérêt est la grande flexibilité avec laquelle on peut moduler le spectre du signal émis, ce qui permet ainsi de s'adapter à des contraintes propres au diagnostic en ligne. Par exemple, s'il est interdit d'émettre sur une bande de fréquence située au milieu du spectre du signal test, il est tout à fait possible d'annuler l'énergie du signal sur cette bande de fréquences. On connait également la réflectométrie MCTDR (« MultiCarrier Time Domain Reflectometry » ou réflectométrie multiporteuses temporelle), comme décrit dans le document référencé [1] ou encore la réflectométrie OMTDR (« Orthogonal Multicarrier Time Domain Reflectometry » ou réflectoémtrie temporelle à multiporteuses orthogonales). L’invention entre dans le champ d’application des méthodes de diagnostic filaire par réflectométrie et s’applique à tout type de câble électrique, en particulier des câbles de transmission d’énergie ou des câbles de communication, dans des installations fixes ou mobiles. Les câbles concernés peuvent être coaxiaux, bifilaires, en lignes parallèles, en paires torsadées ou autre pourvu qu’il soit possible d’y injecter un signal de réflectométrie en un point du câble et de mesurer sa réflexion au même point ou en un autre point. Les méthodes de réflectométrie temporelle sont basées sur la détection d’un pic d’inter-corrélation, dans le réflectogramme mesuré, résultant de l’intercorrélation entre le signal émis et le signal mesuré après réflexion et rétro-propagation du signal dans le câble à analyser. Ce pic d’inter-corrélation résulte de la réflexion du signal sur une discontinuité d’impédance correspondant à la présence d’un défaut sur le câble. Pour obtenir une bonne précision de détection et de localisation du défaut, il faut que le pic d’inter-corrélation associé ait une amplitude la plus élevée possible et une largeur d’impulsion la plus faible possible. Autrement dit, plus le pic d’inter- mesuré sur le réflectogramme est proche d’une fonction de Dirac, meilleure sera la précision de détection et de localisation du défaut. Par ailleurs, pour détecter correctement ce pic de corrélation, il convient de maximiser la puissance du signal rétrodiffusé par rapport à la puissance du bruit, en particulier le bruit de quantification de l’étage de réception (convertisseur analogique numérique). Lorsqu’un signal se propage le long d’un câble, il subit généralement deux phénomènes de distorsion : une atténuation et une dispersion. L’atténuation du signal est fonction de la distance parcourue et de la fréquence du signal, elle est généralement d’autant plus élevée que les fréquences sont hautes. L’atténuation a pour effet de diminuer l’amplitude du signal réfléchi et donc celle du pic de corrélation dans le réflectogramme. La dispersion a pour effet un élargissement du pic de corrélation ce qui entraine une perte de précision sur la localisation de ce pic et donc du défaut. La dispersion est une modification de la densité spectrale du signal, à la fois en phase et en amplitude. La dispersion est également dépendante de la fréquence. Un problème général à résoudre dans ce contexte est de compenser les phénomènes d’atténuation et de dispersion qui impactent le signal lors de sa propagation dans le câble afin d’améliorer la précision de détection et de localisation du pic d’inter-corrélation dans le réflectogramme mesuré. Une première solution connue pour compenser les phénomènes de distorsion liés à la propagation du signal consiste à choisir la forme du signal injecté dans le câble de sorte qu’il subisse le moins possible de distorsion lors de sa propagation. Par exemple, le signal choisi peut être un signal sinusoïdal. Un tel signal a un spectre défini par une seule fréquence. Il va donc subir uniquement une atténuation mais aucune dispersion. En pratique, cette solution ne peut pas toujours être retenue car les discontinuités d’impédance générées par des défauts de natures diverses ont un impact qui dépend le plus souvent de la fréquence. Il est donc en général nécessaire de réaliser une analyse dans une bande de fréquence large et pas uniquement pour une fréquence simple. Pour cette raison, des signaux multi-porteuses ou large bande, de type OFDM sont préférés pour réaliser une analyse spectrale qui couvre une large bande de fréquences. Ces signaux présentent naturellement une sensibilité plus accrue aux phénomènes de dispersion. Une solution connue pour corriger ces phénomènes consiste à appliquer un post traitement aux signaux mesurés, généralement au niveau de l’intercorrélation. Par exemple, la référence [2] décrit une méthode de corrélation dynamique qui applique une distorsion au signal de référence dépendant de l’atténuation théorique du signal, avant de réaliser le calcul d’intercorrélation. Un inconvénient de cette solution est qu’elle complexifie le calcul du réflectogramme et qu’elle ne permet pas de limiter le bruit de quantification. Une troisième solution consiste à appliquer un pré-traitement au signal avant de l’injecter dans le câble, de manière à prendre en compte les distorsions qu’il va subir lors de sa propagation. L’invention fait partie de ce troisième type de solutions. L’invention consiste en une méthode de pré-distorsion du signal avant son injection dans le câble de manière à prendre en compte les effets liés à l’atténuation et à la dispersion du signal ainsi que les effets liés au bruit de quantification de l’équipement de mesure. La pré-distorsion consiste à appliquer une fonction d’amplification particulière en fréquence au signal dans le domaine fréquentiel de manière à amplifier les basses fréquences du signal avec un facteur dépendant du coefficient d’atténuation du signal dans le câble et à amplifier les hautes fréquences avec un niveau constant. Pour minimiser l’impact du bruit de quantification, le signal est décomposé en une somme de signaux ayant chacun un niveau d’amplification constant dans une bande de fréquences donnée, les signaux étant injectés successivement dans le câble et les différentes intercorrélations réalisées sur les signaux réfléchis étant ensuite sommées. De cette manière, le bruit de quantification est moyenné et le rapport signal à bruit global est augmenté. L’invention a pour objet une méthode de caractérisation de défauts dans une ligne de transmission, comprenant les étapes de : Générer un signal numérique initial occupant une bande spectrale prédéfinie ayant une fréquence minimale et une fréquence maximale, Appliquer, au signal numérique, plusieurs masques fréquentiels de pré-distorsion élémentaires pour générer plusieurs signaux distordus, les masques fréquentiels élémentaires étant déterminés de manière à ce que leur somme approxime un masque fréquentiel global défini par une estimée de l’inverse de l’atténuation du signal limitée en amplitude à une valeur constante pour les fréquences supérieures à une fréquence seuil choisie strictement inférieure à la fréquence maximale, Convertir chaque signal distordu généré en signal analogique, au moyen d’un convertisseur numérique analogique, Injecter successivement dans la ligne de transmission les signaux distordus, Pour chaque signal distordu injecté, Mesurer une réflexion du signal, Convertir le signal mesuré dans le domaine numérique au moyen d’un convertisseur analogique numérique, Normaliser le signal en puissance, Calculer une intercorrélation moyenne des signaux réfléchis numérisés avec le signal numérique initial généré, Analyser le réflectogramme pour caractériser la présence d’un défaut sur la ligne de transmission en recherchant un pic d’amplitude caractérisant une discontinuité d’impédance. Selon un aspect particulier de l’invention, les masques fréquentiels élémentaires sont indexés chacun par une fréquence de la bande spectrale prise entre la fréquence minimale et la fréquence seuil, chaque masque fréquentiel élémentaire ayant une amplitude constante non nulle au-delà de son index de fréquence et nulle en deçà de son index de fréquence. Selon un aspect particulier de l’invention, chaque masque fréquentiel élémentaire est construit itérativement de la manière suivante, en faisant croitre l’index de fréquence de la fréquence minimale jusqu’à la fréquence seuil: l’amplitude spectrale du masque est nulle pour des fréquences inférieures à l’index de fréquence, l’amplitude spectrale du masque est égale à une valeur constante prédéterminée pour les fréquences supérieures à l’index de fréquence, la valeur constante prédéterminée est prise égale à une différence entre la valeur du masque fréquentiel global prise respectivement à l’index de fréquence courant et à l’index de fréquence précédent. Selon un aspect particulier de l’invention, la fréquence seuil est déterminée de manière à ce que le signal pré-distordu au moyen du masque fréquentiel global respecte une valeur prédéterminée de puissance. Selon un aspect particulier de l’invention, la valeur prédéterminée de puissance est choisie en fonction d’un paramètre de puissance du convertisseur numérique analogique. Selon un aspect particulier de l’invention, la fréquence seuil choisie est celle qui offre la meilleure précision de détection du pic d’amplitude caractérisant une discontinuité d’impédance. Selon un aspect particulier de l’invention, la fréquence seuil est choisie en fonction d’un compromis entre une compensation de la distorsion subie par le signal injecté dans la ligne et une limitation du bruit de quantification du convertisseur analogique numérique. Selon un aspect particulier de l’invention, le signal mesuré est normalisé au moyen d’un coefficient de normalisation dépendant de la valeur constante prédéterminée du masque fréquentiel élémentaire associé au signal distordu injecté. L’invention a aussi pour objet un système de caractérisation de défauts dans une ligne de transmission, le système comprenant : Un générateur de signal numérique initial occupant une bande spectrale prédéfinie ayant une fréquence minimale et une fréquence maximale, Un module de pré-distorsion du signal généré, configuré pour générer successivement plusieurs signaux pré-distordus à partir de plusieurs masques fréquentiels de pré-distorsion élémentaires, étant déterminés de manière à ce que leur somme approxime un masque fréquentiel global défini par une estimée de l’inverse de l’atténuation du signal limitée en amplitude à une valeur constante pour les fréquences supérieures à une fréquence seuil choisie strictement inférieure à la fréquence maximale, Un convertisseur numérique-analogique Un coupleur pour injecter le signal analogique dans la ligne de transmission, Un équipement de mesure pour mesurer une réflexion du signal, Un convertisseur analogique-numérique, Un module de normalisation du signal numérique, Des moyens de calcul configurés pour calculer intercorrélation moyenne des signaux réfléchis numérisés avec le signal numérique initial généré, Un module d’analyse du réflectogramme pour caractériser la présence d’un défaut sur la ligne de transmission en recherchant un pic d’amplitude caractérisant une discontinuité d’impédance. Dans une variante de réalisation, le système selon l’invention comporte en outre un module de conversion des signaux pré-distordus générés du domaine fréquentiel vers le domaine temporel. D’autres caractéristiques et avantages de la présente invention apparaîtront mieux à la lecture de la description qui suit en relation aux dessins annexés suivants. représente un schéma illustrant le principe connu de la réflectométrie temporelle, représente un schéma d’un exemple de système de réflectométrie, représente un exemple de réflectogramme temporel obtenu à l’aide du système de la , illustre les effets de l’atténuation et de la dispersion sur un réflectogramme, représente l’effet sur un réflectogramme temporel, d’une pré-distorsion du signal totalement adaptée à l’atténuation subie par le signal, représente l’effet sur la puissance du signal réfléchi d’une pré-distorsion du signal totalement adaptée à l’atténuation subie par le signal, représente plusieurs exemples de masques de pré-distorsion en fonction de la fréquence, représente un autre exemple de masques de pré-distorsion générés selon un mode de réalisation de l’invention, représente un organigramme détaillant les étapes de mise en œuvre d’une méthode de réflectométrie selon l’invention, représente un schéma d’un système de réflectométrie modifié selon un mode de réalisation de l’invention, représente un exemple de résultats comparatifs de différents réflectogrammes obtenus à partir de méthodes de l’art antérieur et de l’invention, représente un diagramme de distribution de l’erreur de localisation d’un défaut en fonction d’un paramètre de la méthode selon l’invention et en comparaison à une méthode de l’art antérieur. La schématise, pour rappel, le principe de fonctionnement d’une méthode de diagnostic par réflectométrie appliquée à une ligne de transmission L présentant un défaut non-franc DNF. L’exemple décrit ci-dessous correspond à une méthode de réflectométrie temporelle. Un signal de référence S est injecté dans la ligne de transmission en un point P. Le signal réfléchi R est mesuré au même point P (ou en un autre point de la ligne). Ce signal se propage dans la ligne et rencontre, au cours de sa propagation, une première discontinuité d’impédance à l’entrée du défaut non franc DNF. Le signal se réfléchit sur cette discontinuité avec un coefficient de réflexion . Si l’impédance caractéristique dans la zone du défaut non franc DNF est inférieure à l’impédance caractéristique avant l’apparition du défaut, alors le coefficient de réflexion est négatif et se traduit par un pic d’amplitude négative dans le signal réfléchi R. Dans le cas inverse, le coefficient de réflexion est positif et se traduit par un pic d’amplitude positive dans le signal réfléchi R. La représente un schéma d’un système 100 d’analyse de défaut dans une ligne de transmission L, telle qu’un câble, selon l’art antérieur. Un tel système comprend principalement un générateur GEN d’un signal de référence. Le signal de référence numérique généré est converti analogiquement via un convertisseur numérique-analogique DAC puis est injecté en un point de la ligne de transmission L au moyen d’un coupleur CPL ou tout autre dispositif permettant d’injecter un signal dans une ligne. Le signal se propage le long de la ligne et se réfléchit sur les singularités qu’elle comporte. En l’absence de défaut sur la ligne, le signal se réfléchit sur l’extrémité de la ligne si la terminaison de la ligne est non adaptée. En présence de défaut sur la ligne, le signal se réfléchit sur la discontinuité d’impédance provoquée par le défaut. Le signal réfléchi est rétro-propagé jusqu’à un point de mesure, qui peut être commun au point d’injection ou différent. Le signal rétro-propagé est converti numériquement par un convertisseur analogique numérique ADC. Optionnellement, un moyenneur MOY est ajouté en sortie du convertisseur ADC. Une corrélation COR est ensuite effectuée entre le signal numérique mesuré et une copie du signal numérique généré avant injection afin de produire un réflectogramme temporel R(t) correspondant à l’inter-corrélation entre les deux signaux. En outre, une unité de traitement (non représentée à la ), de type ordinateur, assistant numérique personnel ou autre est utilisée pour piloter le système de réflectométrie et afficher les résultats des mesures sur une interface homme-machine. Les résultats affichés peuvent comprendre un ou plusieurs réflectogrammes calculés à l’aide du procédé selon l’invention et/ou une information relative à l’existence et à la localisation d’un défaut sur le câble également produite par le procédé selon l’invention. Les résultats affichés peuvent aussi comprendre une ou plusieurs bandes de fréquence sélectionnés par l’invention pour être utilisée(s) pour le diagnostic de défauts sur un câble donné. La représente un exemple de réflectogramme R(t) obtenu en sortie du corrélateur COR. Ce réflectogramme comporte un premier pic d’amplitude 301, dit pic d’injection, qui correspond à la réflexion du signal sur la discontinuité créée par la connexion entre le coupleur CPL et le câble L. Le réflectogramme comprend ensuite un deuxième pic d’amplitude 302 qui correspond à une discontinuité d’impédance générée par un défaut. La durée T entre les deux pics 301,302 est convertie en distance D à partir de la vitesse de propagation V du signal : D= V.T. Le maximum du pic 302 donne la position précise du défaut. La illustre l’effet de l’atténuation et de la dispersion sur le réflectogramme. L’atténuation du signal entre le point d’injection et le défaut a pour effet de réduire l’amplitude du pic 302 d’un facteur Att par rapport au pic d’injection 301. Ainsi, le pic 302 peut se retrouver en dessous du niveau de bruit et devenir indétectable. La dispersion a pour effet d’élargir la durée du pic 302 d’un facteur Disp ce qui entraine une imprécision de localisation du fait que le maximum du pic 302 devient moins précisément identifiable. Par ailleurs, cette imprécision de localisation est d’autant plus importante en présence de bruit. La distorsion globale subie par le signal injecté dans le câble et se propageant jusqu’à une distance d du point d’injection peut être représentée par un coefficient de distorsion f(k,d)α k où f(k,d) est une fonction de compensation qui dépend de la fréquence k du signal et de la distance d et α k est le coefficient d’atténuation du signal (que l’on souhaite compenser). Le coefficient α k dépend de la fréquence et des caractéristiques physiques du câble. Il peut être déterminé à partir de mesures sur le câble ou fourni par le constructeur du câble. Plus précisément, si on se place dans le cas d’un signal multi-porteuses auquel est appliqué une pré-distorsion, le signal pré-distordu peut être exprimé au moyen de la relation suivante : S k correspond aux échantillons du signal OFDM initial. Le signal réfléchi peut être exprimé par la relation suivante : Avec ces notations, le rapport entre la puissance P r du signal réfléchi et la puissance P in du signal injecté est donné par la relation suivante : Une solution naturelle pour compenser les effets de l’atténuation sur le signal, consiste à fixer f(k,d) égal à 2d pour pré-distordre le signal émis d’un facteur qui correspond au facteur d’atténuation théorique que subit le signal en fonction de la distance d. Le facteur de pré-distorsion résultant croit exponentiellement avec la fréquence (pour une distance d donnée) comme représenté par le masque de pré-distorsion 601 de la . En appliquant cette pré-distorsion au signal, la densité spectrale de puissance du signal résultant n’est plus uniforme mais croissante exponentiellement avec la fréquence. En considérant que la puissance moyenne du signal est contrainte à une valeur constante (du fait notamment des contraintes du convertisseur numérique analogique utilisé pour générer le signal analogique à injecter dans le câble), plus la distance d est élevée, plus il faut fournir de puissance sur les hautes fréquences et donc en enlever sur les basses fréquences. La représente un pic d’intercorrélation caractéristique d’un défaut, respectivement obtenu pour un signal sans pré-distorsion (courbe 501) et pour un signal avec pré-distorsion en utilisant le masque de pré-distorsion 601 de la (courbe 502). On remarque que le pic d’intercorrélation est plus proche d’une fonction de Dirac lorsqu’on applique une pré-distorsion. Ainsi, la localisation du défaut sera rendue plus précise puisque le maximum du pic d’intercorrélation peut être identifié plus précisément. Pour un rapport signal à bruit donné, un pic d’intercorrélation plus fin (proche d’une fonction de Dirac) risque moins d’être affecté par le bruit, on peut donc en déduire que la pré-distorsion permet une localisation plus précise du défaut. La représente, sur un même diagramme, le rapport entre la puissance Pr du signal réfléchi et la puissance Pin du signal injecté, en fonction de la distance au défaut (en abscisse), pour une méthode sans pré-distorsion (courbe 510) et en appliquant au signal le masque de pré-distorsion 601 de la (courbe 520). On peut voir sur la que le signal réfléchi est très fortement atténué lorsqu’on applique une pré-distorsion qui vise à compenser exactement l’atténuation du signal. Ainsi, même si la pré-distorsion permet d’améliorer la précision de localisation d’un défaut, cette solution n’est pas envisageable en pratique car elle implique que le rapport signal à bruit du signal réfléchi est détérioré. En effet, le signal réfléchi étant trop fortement atténué, il va être noyé dans le bruit. On peut donc en déduire que le masque de pré-distorsion 601 qui vise à compenser exactement la courbe d’atténuation du signal en fréquence, ne convient pas à une mise en œuvre pratique dans un système de réflectométrie. Pour éviter une atténuation trop importante du signal réfléchi et une diminution du rapport signal à bruit, une solution consiste à écrêter le masque de pré-distorsion à une valeur constante au-delà d’une fréquence choisie k0. On obtient ainsi le masque 602 représenté à la . En utilisant ce masque, les basses fréquences (inférieures à k0) sont amplifiées en prenant en compte l’atténuation exponentielle du signal tandis que les hautes fréquences (supérieures à k0) sont amplifiées avec une valeur constante. Ce masque 602 correspond à une compensation partielle de l’atténuation du signal, contrairement au masque 601 qui correspond à une compensation totale. Pour obtenir le masque 602, la fonction f(k,d) est donnée par : En utilisant le masque de pré-distorsion 602, on améliore toujours significativement la précision du pic d’intercorrélation dans le réflectogramme tout en conservant un rapport entre puissance du signal injecté et puissance du signal réfléchi acceptable. La valeur maximale de est, par exemple, choisie de sorte à respecter une contrainte de puissance maximale ou de dynamique de puissance fixée par le convertisseur numérique analogique du système. La courbe 603 de la correspond à la courbe 601 multipliée par un facteur d’atténuation (inférieur strictement à 1) qui correspond à la puissance maximale du convertisseur numérique analogique. Ensuite, on fixe k 0 de sorte que la puissance moyenne du signal pré-distordu à l’aide du masque 603 est égale à la puissance moyenne du signal pré-distordu à l’aide du masque 602. La valeur précise de peut être choisie inférieure à la valeur qui donne l’égalité de puissances moyennes ci-dessus, comme cela sera explicité par la suite. Même en utilisant le masque de pré-distorsion 602, le signal obtenu souffre toujours d’une atténuation trop importante pour ne pas être impacté par le bruit de quantification du convertisseur analogique numérique. Autrement dit, une difficulté inhérente aux méthodes de pré-distorsion est de réussir à amplifier suffisamment le signal réfléchi (en compensant son atténuation) sans amplifier le bruit de quantification sur le signal réfléchi mesuré en sortie du convertisseur analogique numérique. Une solution permettant de réduire le niveau du bruit de quantification consiste à réaliser plusieurs mesures et à réaliser une moyenne des mesures afin de réduire le niveau de bruit. Cependant, le bruit de quantification étant par nature déterministe, réaliser plusieurs mesures du même signal ne modifie pas le bruit de quantification et ne permet pas d’augmenter le rapport signal à bruit. Pour remédier à l’ensemble des inconvénients précités, l’invention propose une solution consistant à décomposer le signal à injecter dans le câble en une somme de signaux élémentaires, d’injecter successivement chaque signal élémentaire et de réaliser une moyenne des intercorrélations réalisées respectivement pour chaque signal élémentaire réfléchi et mesuré. De cette manière, le bruit de quantification est moyenné et le rapport signal à bruit du réflectogramme final est augmenté. Le principe de décomposition du signal pré-distordu en signaux élémentaires est illustré à la . La représente le masque 602 de pré-distorsion précédemment introduit. Comme explicité ci-dessus, ce masque suit une courbe inverse à l’atténuation du signal pour les fréquences inférieures à k0 et présente une valeur constante pour les fréquences supérieures à k0. Les fréquences sont identifiées par des index entiers variant de 1 à K, avec K le nombre de sous-porteuses du signal OMTDR initialement généré. Le masque 602 est décomposé en k 0 masques élémentaires U 1 ,…U k0 . Chaque masque élémentaire U p a une amplitude nulle pour les fréquences inférieures à l’index p du masque et une amplitude constante pour les fréquences supérieures à p. L’amplitude constante est donnée par la différence entre la valeur du masque 601 pour la fréquence p et de la valeur du masque 601 pour la fréquence p-1. Chaque masque élémentaire correspond ainsi à une densité spectrale de puissance constante dans une bande spectrale donnée. Par ailleurs, la somme des k 0 masques élémentaires approxime le masque de pré-distorsion global 602. En injectant successivement les k 0 signaux élémentaires obtenus à l’aide des k 0 masques élémentaires U p dans le câble, puis en réalisant k 0 mesures de ces signaux réfléchis, le bruit de quantification est moyenné en sommant les k 0 mesures en sortie du convertisseur analogique numérique ou les k 0 réflectogrammes obtenus en sortie d’intercorrélation. De cette manière, on conserve la précision souhaitée sur le pic d’intercorrélation (du fait de la densité spectrale globale du signal résultant de la somme des signaux élémentaires) tout en évitant d’amplifier le bruit de quantification. Dans une variante de réalisation, seulement une partie des k 0 signaux élémentaires est utilisée, par exemple en sélectionnant un signal élémentaire sur deux, ou plus généralement un signal élémentaire sur n. La résume les étapes de mise en œuvre d’une méthode de caractérisation de défaut dans un câble, par réflectométrie, selon un mode de réalisation de l’invention. La représente un schéma d’un système de réflectométrie configuré pour mettre en œuvre la méthode de la . La première étape 800 consiste à générer numériquement, au moyen d’un générateur GEN, un signal large bande ou signal multi-porteuses, par exemple un signal de type OMTDR ou MCTDR ou plus généralement un signal OFDM (Orthogonal Frequency Divison Multiplexing ou modulation par répartition de fréquences). Le générateur numérique GEN peut également être remplacé par une simple mémoire dans laquelle sont stockés les échantillons du signal qui a été généré numériquement. Le signal initial généré à l’étape 800 présente une densité spectrale de puissance uniforme dans une bande de fréquence prédéterminée [Fmin ; Fmax]. A l’étape 801, on génère plusieurs signaux pré-distordus élémentaires à partir des masques de pré-distorsion Up définis à la . Chaque signal pré-distordu élémentaire est obtenu en multipliant le signal initial avec un masque de pré-distorsion Up. Cette étape est réalisée numériquement au moyen d’une unité numérique de pré-distorsion PRD. Ensuite, les signaux générés à l’étape 801 sont convertis dans le domaine temporel au moyen d’un module de transformée de Fourier inverse IFFT (étape 802). Les signaux temporels sont ensuite convertis analogiquement à l’étape 803 (via un convertisseur numérique analogique CNA) puis injectés 804 successivement dans la ligne L au moyen d’un coupleur CPL. Il convient de noter que les signaux pré-distordus peuvent être générés à l’étape 801 simultanément puis tous convertis temporellement 802 et analogiquement 803 avant d’être injecté l’un après l’autre. Alternativement, les étapes 801,802,803,804 peuvent être générés itérativement pour chaque signal pré-distordu élémentaire. Autrement dit, une boucle itérative est réalisée soit sur la succession des étapes 801,802,803,804 soit uniquement sur l’étape 804. Chaque signal injecté dans le câble L est réfléchi sur un défaut du câble (ou sur l’extrémité opposée du câble si aucun défaut n’est présent) puis rétro-propagé jusqu’au coupleur CPL qui mesure (étape 805) le signal réfléchi. Ce signal réfléchi est converti numériquement (étape 806) via un convertisseur analogique numérique (CAN) générant un bruit de quantification donné. Une étape 807 de normalisation du signal est ensuite appliquée de sorte à ce que tous les signaux numérisés aient la même puissance moyenne. Pour cela, si on note S r,p le signal réfléchi mesuré correspondant au masque de pré-distorsion U p , le coefficient de normalisation à appliquer à ce signal est donné par la relation suivante : . L’étape 807 consiste ainsi à diviser chaque échantillon numérique du signal S r,p par le coefficient n p au moyen d’un diviseur DIV. D p correspond au facteur de dynamique du convertisseur numérique analogique DAC. Les coefficients de normalisation sont pré-calculés par une unité de traitement NORM. Chaque signal normalisé est ensuite transmis à un corrélateur COR pour calculer (étape 808) un réflectogramme par intercorrélation entre le signal reçu et une copie du signal généré initialement (étape 800). Enfin, tous les réflectogrammes sont sommés, ou moyennés (étape 809) au moyen d’un additionneur ADD afin de générer le réflectogramme final R(t) ayant un rapport signal à bruit augmenté. Dans une alternative de réalisation, les différents signaux normalisés peuvent être sommés (ou moyennés) afin de générer un signal unique qui est fourni au corrélateur pour calculer le réflectogramme R(t). Dans ce cas, l’additionneur ADD est placé en amont du corrélateur COR. Autrement dit, la moyenne des signaux peut être réalisée avant ou après corrélation avec le signal initial. La illustre des résultats comparatifs de réflectogrammes R(t) obtenus avec différentes méthodes. La courbe 1001 correspond à un réflectogramme obtenu à partir de l’injection d’un signal non distordu (c’est-à-dire le signal directement prélevé en sortie de l’étape 800, sans appliquer l’étape 801). La courbe 1002 correspond à un réflectogramme obtenu en appliquant directement au signal initial le masque de pré-distorsion 602 et en injectant le signal résultant dans le câble. On remarque que le niveau de bruit sur le réflectogramme 1002 est important du fait d’une atténuation encore trop importante des basses fréquences du signal. Enfin, la courbe 1003 correspond au réflectogramme obtenu en appliquant la méthode selon l’invention décrite aux figures 8 et 9. On peut remarquer que le pic d’intercorrélation présente une largeur réduite par rapport à celui de la courbe de référence 1001, ce qui démontre une compensation de la dispersion subie par le signal. On remarque également que le rapport signal à bruit du réflectogramme 1003 est amélioré par rapport au rapport signal à bruit du réflectogramme 1002, ce qui démontre une réduction du bruit de quantification. Un paramètre important de l’invention est la valeur de la fréquence k 0 au-delà de laquelle le masque de pré-distorsion initial 602 est écrêté, cette valeur correspondant également au nombre de signaux élémentaires U p issus de la décomposition décrite à la . La illustre des résultats comparatifs de fonctions de répartition cumulée de l’erreur de localisation d’un défaut situé à une distance donnée (par exemple 180 m) du point d’injection du signal. La courbe 1101 correspond à une méthode sans pré-distorsion du signal initial. Les courbes 1102,1103,1104,1105 correspondent à la méthode selon l’invention avec des valeurs de k 0 respectivement égales à 3,15,26 et 6 sur un total de 256 sous porteuses fréquentielles. On remarque qu’une valeur de k0 trop importante (k0=26, courbe 1104) dégrade les performances de localisation par rapport à une méthode sans pré-distorsion. La valeur optimale de k0 (k0=6 sur l’exemple de la ) peut être obtenue par simulation et résulte d’un compromis. Si k0 est trop élevé, le bruit de quantification est trop important pour être compensé correctement. A l’inverse, si k0 est trop faible, l’effet de la dispersion du signal sur le pic d’intercorrélation du réflectogramme sera plus important. Bien que la représente un exemple pour lequel un nombre k0 de signaux élémentaires est utilisé pour décomposer le signal pré-distordu, ce nombre peut être inférieur à k0 si, pour des raisons d’optimisation du temps de calcul, on souhaite réduire le nombre de signaux élémentaires à générer. Le nombre de signaux élémentaires a cependant un impact sur l’approximation du masque de pré-distorsion 602 qui est d’autant plus précisément respecté que le nombre de signaux élémentaires est élevé. Le système de réflectométrie selon l’invention peut être mis en œuvre par une carte électronique sur laquelle sont disposés les différents composants. La carte peut être connectée au câble à analyser par un moyen de couplage CPL qui peut être un coupleur directionnel à effet capacitif ou inductif ou encore une connexion ohmique. Le dispositif de couplage peut être réalisé par des connecteurs physiques qui relient le générateur de signal au câble ou par des moyens sans contact, par exemple en utilisant un cylindre métallique dont le diamètre interne est sensiblement égal au diamètre externe du câble et qui produit un effet de couplage capacitif avec le câble. En outre, une unité de traitement, de type ordinateur, assistant numérique personnel ou autre dispositif électronique ou informatique équivalent peut être utilisé pour piloter le système selon l’invention et afficher les résultats des calculs effectués par le corrélateur COR sur une interface homme-machine, en particulier le réflectogramme R(t) et/ou les informations de détection et localisation de défauts sur le câble. Le système selon l’invention, en particulier les modules de traitement numérique GEN,PRD,IFFT, NORM,COR peuvent être implémentés dans un processeur embarqué ou non ou dans un dispositif spécifique. Le processeur peut être un processeur générique, un processeur spécifique, un circuit intégré propre à une application (connu aussi sous le nom anglais d’ASIC pour « Application-Specific Integrated Circuit ») ou un réseau de portes programmables in situ (connu aussi sous le nom anglais de FPGA pour « Field-Programmable Gate Array »). Le dispositif selon l’invention peut utiliser un ou plusieurs circuits électroniques dédiés ou un circuit à usage général. La technique de l'invention peut se réaliser sur une machine de calcul reprogrammable (un processeur ou un micro-contrôleur par exemple) exécutant un programme comprenant une séquence d'instructions, ou sur une machine de calcul dédiée (par exemple un ensemble de portes logiques comme un FPGA ou un ASIC, ou tout autre module matériel). Le système de réflectométrie selon l’invention peut comporter, au sein d’un même dispositif, à la fois les composants aptes à générer le signal de référence et à l’injecter dans une ou plusieurs ligne(s) de transmission et les composants aptes à mesurer le signal rétro-propagé et à réaliser les calculs nécessaires à l’élaboration d’un réflectogramme. Alternativement, ces deux parties peuvent être implémentées sur deux dispositifs distincts, chaque dispositif étant connecté indépendamment au câble à analyser au moyen de deux coupleurs distincts. Références [1] "On Line Wire Diagnosis using Multicarrier Time Domain Reflectometry for Fault Location" de A. Lelong et M. Olivas (Sensors Conference, IEEE, pages 751–754, Octobre 2009). [2] S. L., L. E. Sahmarany, and I. Luca, “Method to compensate dispersion effect applied to time domain reflectometry,” Electronic Letters, vol. 49, August 2013. Méthode de caractérisation de défauts dans une ligne de transmission, comprenant les étapes de : Générer (800) un signal numérique initial occupant une bande spectrale prédéfinie ayant une fréquence minimale et une fréquence maximale, Appliquer (801), au signal numérique, plusieurs masques fréquentiels de pré-distorsion élémentaires pour générer plusieurs signaux distordus, les masques fréquentiels élémentaires (U P ) étant déterminés de manière à ce que leur somme approxime un masque fréquentiel global (602) défini par une estimée de l’inverse de l’atténuation du signal limitée en amplitude à une valeur constante pour les fréquences supérieures à une fréquence seuil (k 0 ) choisie strictement inférieure à la fréquence maximale, Convertir (803) chaque signal distordu généré en signal analogique, au moyen d’un convertisseur numérique analogique (CNA), Injecter successivement (804) dans la ligne de transmission les signaux distordus, Pour chaque signal distordu injecté, Mesurer (805) une réflexion du signal, Convertir (806) le signal mesuré dans le domaine numérique au moyen d’un convertisseur analogique numérique (CAN), Normaliser le signal (807) en puissance, Calculer (808,809) une intercorrélation moyenne des signaux réfléchis numérisés avec le signal numérique initial généré, Analyser le réflectogramme pour caractériser la présence d’un défaut sur la ligne de transmission en recherchant un pic d’amplitude caractérisant une discontinuité d’impédance. Méthode de caractérisation de défauts selon la revendication 1 dans laquelle les masques fréquentiels élémentaires (U p ) sont indexés chacun par une fréquence (p) de la bande spectrale prise entre la fréquence minimale et la fréquence seuil (k 0 ), chaque masque fréquentiel élémentaire ayant une amplitude constante non nulle au-delà de son index de fréquence (p) et nulle en deçà de son index de fréquence. Méthode de caractérisation de défauts selon la revendication 2 dans laquelle chaque masque fréquentiel élémentaire (U p ) est construit itérativement de la manière suivante, en faisant croitre l’index de fréquence (p) de la fréquence minimale jusqu’à la fréquence seuil (k 0 ): l’amplitude spectrale du masque (U p ) est nulle pour des fréquences inférieures à l’index de fréquence, l’amplitude spectrale du masque (U p ) est égale à une valeur constante prédéterminée pour les fréquences supérieures à l’index de fréquence (p), la valeur constante prédéterminée est prise égale à une différence entre la valeur du masque fréquentiel global (602) prise respectivement à l’index de fréquence courant (p) et à l’index de fréquence précédent (p-1). Méthode de caractérisation de défauts selon l’une quelconque des revendications précédentes dans laquelle la fréquence seuil (k 0 ) est déterminée de manière à ce que le signal pré-distordu au moyen du masque fréquentiel global (602) respecte une valeur prédéterminée de puissance. Méthode de caractérisation de défauts selon la revendication 4 dans laquelle la valeur prédéterminée de puissance est choisie en fonction d’un paramètre de puissance du convertisseur numérique analogique (CNA). Méthode de caractérisation de défauts selon l’une quelconque des revendications 1,2 ou 3 dans laquelle la fréquence seuil choisie (k 0 ) est celle qui offre la meilleure précision de détection du pic d’amplitude caractérisant une discontinuité d’impédance. Méthode de caractérisation de défauts selon l’une quelconque des revendications 1,2 ou 3 dans laquelle la fréquence seuil (k 0 ) est choisie en fonction d’un compromis entre une compensation de la distorsion subie par le signal injecté dans la ligne et une limitation du bruit de quantification du convertisseur analogique numérique (CAN). Méthode de caractérisation de défauts selon l’une quelconque des revendications précédentes dans laquelle le signal mesuré est normalisé (807) au moyen d’un coefficient de normalisation dépendant de la valeur constante prédéterminée du masque fréquentiel élémentaire (U p ) associé au signal distordu injecté. Système de caractérisation de défauts dans une ligne de transmission, le système comprenant : Un générateur (GEN) de signal numérique initial occupant une bande spectrale prédéfinie ayant une fréquence minimale et une fréquence maximale, Un module de pré-distorsion (PRD) du signal généré, configuré pour générer successivement plusieurs signaux pré-distordus à partir de plusieurs masques fréquentiels de pré-distorsion élémentaires (U P ), étant déterminés de manière à ce que leur somme approxime un masque fréquentiel global (602) défini par une estimée de l’inverse de l’atténuation du signal limitée en amplitude à une valeur constante pour les fréquences supérieures à une fréquence seuil (k 0 ) choisie strictement inférieure à la fréquence maximale, Un convertisseur numérique-analogique (DAC) Un coupleur (CPL) pour injecter le signal analogique dans la ligne de transmission (L), Un équipement de mesure (CPL) pour mesurer une réflexion du signal, Un convertisseur analogique-numérique (ADC), Un module de normalisation (NORM,DIV) du signal numérique, Des moyens de calcul (COR,ADD) configurés pour calculer intercorrélation moyenne des signaux réfléchis numérisés avec le signal numérique initial généré, Un module d’analyse du réflectogramme pour caractériser la présence d’un défaut sur la ligne de transmission en recherchant un pic d’amplitude caractérisant une discontinuité d’impédance. Système de réflectométrie selon la revendication 9 comprenant en outre un module (IFFT) de conversion des signaux pré-distordus générés du domaine fréquentiel vers le domaine temporel.