FR 3114171 A1 20220318 FR 2009405 A 20200917 L’invention concerne une source de tension électrique (1) comprenant - un circuit intégré (2) comportant deux bornes d’entrée configurées pour recevoir un signal électrique de commande, deux bornes de sortie configurées pour délivrer une tension de sortie (Vs), au moins une jonction de Josephson et qui est couplé aux bornes d’entrées et aux bornes de sortie de façon que la valeur de la tension de sortie (Vs) dépende de la fréquence du signal électrique de commande (6), - un module cryogénique (3), - un générateur de micro-ondes (4) configuré pour délivrer le signal électrique de commande (6). La source de tension électrique (1) comporte un module d’ajustement (5) configuré pour ajuster l’amplitude du signal électrique de commande (6) en fonction de sa fréquence selon une règle prédéterminée. L’invention concerne en outre un procédé de calibration d’une telle source. Figure pour l’abrégé : 1 Source de tension et procédé de calibration de cette source de tension La présente invention concerne le domaine technique des sources de tension, plus précisément des sources de tension de haute précision, notamment de précision métrologique. En particulier, l’invention concerne une source de tension et un procédé de calibration de la source de tension. Arrière-plan technologique Dans le domaine ci-dessus, il existe des sources de tension comportant un circuit intégré placé dans un état supraconducteur et comportant une ou plusieurs jonctions dites « de Josephson ». Ces sources de tension, dont le fonctionnement est basé sur l’effet Josephson alternatif, permettent de fournir une tension électrique avec une très haute précision, typiquement une précision d’au moins 100 picovolts pour 1 volt . Ces sources sont notamment utilisées pour fournir une valeur standard du volt. L’utilisation de l’effet Josephson alternatif pour produire des tensions électriques est décrit notamment dans l’article « Sidney Shapiro, Josephson Currents in Superconducting Tunneling: The Effect of Microwaves and Other Observations, Phys. Rev . Lett . 11, 80, 1963 ». Toutefois, ces sources ne permettent pas un ajustement continu de la tension qu’elle délivre, ou à tout le moins ne permettent pas un ajustement suffisamment fin ou exempt de discontinuités. En particulier, le pas de réglage de ces sources est inférieur au pas de réglage de certaines sources de tension classiques, ou non métrologiques, c’est-à-dire par exemple une résolution moins bonne que 10 microvolts pour 1 volt. Par ailleurs, pour les sources de type PJVS (« Programmable Josephson Voltage Standard » en langue anglaise, ou « étalon de tension Josephson programmable » en langue française), l’ajustement de telles sources génère des signaux qui peuvent présenter des états transitoires imprécis. Ainsi il n’est pas possible d’employer ces sources à haute précision en tant que générateur de fonctions arbitraires afin notamment de fournir des signaux arbitraires à des dispositifs électriques en fonctionnement. Bien que certaines sources, notamment les sources de type JAWS (« Josephson Arbitrary Waveform Synthesizer » en langue anglaise, ou « Synthétiseur de formes d'ondes arbitraires Josephson » en langue française), permettent la génération de tensions variables d'amplitude RMS de précision métrologique, elles présentent d’autres défauts, notamment une précision inférieure et une discrétisation résiduelle dans la variation de la tension, ce qui limite la résolution. En outre, cette technique ne permet pas de produire une tension strictement continue. Dans certains domaines, notamment celui de la physique mésoscopique ou celui des ordinateurs quantiques, le manque de précision des sources de tension ajustables classiques et les défauts des sources de tension métrologiques sont des freins à l’amélioration des performances des dispositifs électroniques. La présente invention propose une solution aux problèmes susmentionnés. Selon un aspect, il est proposé une source de tension électrique comprenant - un circuit intégré comportant une première borne d’entrée et une deuxième borne d’entrée configurées pour recevoir un signal électrique de commande, une première borne de sortie et une deuxième borne de sortie configurées pour délivrer une tension de sortie, un module à jonction comportant au moins une jonction de Josephson et qui est couplé aux première et deuxième bornes d’entrées et aux première et deuxième bornes de sortie de telle façon que la valeur de la tension de sortie dépende de la fréquence du signal électrique de commande, - un module cryogénique configuré pour maintenir le circuit intégré dans des conditions dans lesquelles le circuit intégré est dans un état supraconducteur, - un générateur de micro-ondes couplé aux première et deuxième bornes d’entrée et configuré pour délivrer le signal électrique de commande, caractérisé en ce que la source de tension électrique comporte un module d’ajustement configuré pour ajuster l’amplitude du signal électrique de commande en fonction de sa fréquence selon une règle prédéterminée. Un tel dispositif permet avantageusement de fournir une tension ajustable avec une précision métrologique. En particulier, la présence d’une jonction de Josephson et l’ajustement de la fréquence en lien avec l’amplitude du signal de commande permettent un ajustement stable de la tension de sortie pour une large bande de fréquence du signal de commande. Selon un mode de réalisation, le module d’ajustement est configuré pour ajuster la fréquence du signal électrique de commande dans une bande de fréquence prédéterminée. Selon un mode de réalisation, la bande de fréquence prédéterminée présente une largeur d’au moins 5 GHz. Selon un mode de réalisation, le module d’ajustement est configuré pour ajuster la fréquence du signal électrique de commande avec un pas d’ajustement inférieur ou égal à 100 KHz. Par exemple, dans un mode de réalisation, le pas d’ajustement est inférieur ou égal à 1 Hz. Selon un mode de réalisation, une variation d’1 Hz de la fréquence du signal de commande entraîne une variation de 2.06783383 femtovolts de la tension de sortie. Avec un signal de commande de fréquence maximum 40 GHz, ceci correspond à une résolution de 2.5*10^-11. Selon un mode de réalisation, le module à jonction est couplé aux première et deuxième bornes d’entrée par l’intermédiaire d’un circuit de couplage large bande. Un circuit de couplage large bande est entendu ici comme un circuit configuré pour transmettre un signal de fréquence micro-onde avec un taux de variation de l’atténuation inférieur à 5dB/10MHz dans toute la bande de fréquence prédéterminée. Selon un mode de réalisation, le circuit de couplage large bande comporte un chemin électrique qui couple le module à jonction aux première et deuxième bornes d’entrée et dont la longueur est inférieure à la longueur d’onde du signal de commande dans le circuit intégré, à la fréquence maximale de ladite bande de fréquence prédéterminée. Selon un mode de réalisation, la première borne d’entrée et la deuxième borne d’entrée sont couplées au générateur de micro-ondes par l’intermédiaire d’une ligne de transmission micro-onde. Une ligne de transmission est entendue ici comme un moyen matériel de transmission d’un signal de fréquence micro-onde, caractérisé par une impédance caractéristique constante sur sa longueur, évitant ainsi l'apparition de réflexions internes créant des modes longitudinaux, donc des résonances. Une ligne de transmission peut inclure des composants tels que des atténuateurs ou des amplificateurs, sous réserve qu'ils ne produisent pas de discontinuité d'impédance. Préférentiellement, la ligne de transmission est un câble coaxial, présentant par exemple une impédance caractéristique de 50 Ohm. Selon un mode de réalisation, le module à jonction comporte une première électrode de jonction couplée à la première borne de sortie et couplée à la première borne d’entrée par l’intermédiaire d’un premier condensateur de découplage, et une deuxième électrode de jonction couplée à la deuxième borne de sortie et couplée à la deuxième borne d’entrée par l’intermédiaire d’un deuxième condensateur de découplage. Les condensateurs de découplage peuvent être réalisés directement sur le circuit intégré ou par toute autre méthode assurant un bon couplage du signal alternatif entre la ligne de transmission et le module à jonction, tout en minimisant le couplage du courant continu. Selon un mode de réalisation, le module à jonction comporte une pluralité de jonctions de Josephson. Selon un mode de réalisation, au moins deux des jonctions de la pluralité de jonctions sont montées en parallèle. Cela permet d’augmenter le courant maximum délivré par la source. Selon un mode de réalisation, au moins deux des jonctions de la pluralité de jonctions sont montées en série. Cela permet d’augmenter la tension délivrée par la source. Selon un mode de réalisation, la règle prédéterminée comporte l’association d’au moins certaines valeurs de fréquence du signal de commande à une valeur d’amplitude optimale respective par l’emploi d’une table de correspondance, le module d’ajustement étant configuré pour faire passer la source de tension d’une première configuration dans laquelle le signal de commande présente une première valeur de fréquence et une première valeur d’amplitude optimale correspondante de la table de correspondance, à une deuxième configuration dans laquelle le signal de commande présente une deuxième fréquence et une deuxième amplitude optimale correspondante de la table de correspondance. Une table de correspondance est particulièrement avantageuse pour lier des valeurs de fréquence et d’amplitude du signal de commande en l’absence de relation mathématique entre ces deux grandeurs. Selon un mode de réalisation, le module d’ajustement est configuré pour interpoler une valeur d’amplitude intermédiaire en fonction d’au moins deux valeurs d’amplitude associées à des valeurs de fréquences consécutives dans la table de correspondance. Cela permet avantageusement de réduire la taille de la table de correspondance, qui ne contient alors que certaines fréquences de la bande de fréquences prédéterminée, en densité suffisante pour permettre l’interpolation. Par exemple, un espacement maximal des fréquences consécutives dans la table de correspondance de 100MHz convient à l’interpolation de valeurs intermédiaire. Un espacement maximal différent, par exemple 200MHz, 40 Mhz ou 20Mhz peut aussi convenir. L’homme du métier saura choisir l’espacement maximal en fonction de la méthode d’interpolation employée et des caractéristiques du chemin électrique entre le générateur du signal de commande et le module à jonction. Selon un aspect, il est proposé un procédé de calibration d’une source de tension selon l’invention, comportant, pour chaque fréquence d’un ensemble de fréquences du signal de commande, une détermination d’une amplitude optimale du signal de commande pour laquelle un courant de Shapiro du module à jonction 12 est maximal et l’établissement d’une règle prédéterminée permettant d’associer chaque fréquence à une amplitude optimale correspondante. Selon un mode de mise en œuvre, la règle prédéterminée comporte l’association d’au moins certaines valeurs de fréquence du signal de commande à une valeur d’amplitude optimale respective par l’emploi d’une table de correspondance. Selon un mode de réalisation, le courant de Shapiro est un courant de Shapiro d’ordre 1 ou un courant de Shapiro d’ordre 2. Le courant de Shapiro d’ordre n d’une jonction de Josephson est le courant continu qui circule entre les électrodes d’une jonction de Josephson lorsqu’on applique une tension alternative auxdites électrodes en présence d’une composante continue de la tension entre les électrodes de la jonction égale à avec h la constante de Planck, e la charge élémentaire d’un électron et f la fréquence de la tension alternative, ici le signal de commande. Le courant de Shapiro d’ordre 0, pour lequel la composante continue de la tension entre les électrodes de la jonction est nulle, est classiquement appelé « supercourant ». Selon un mode de mise en œuvre, la détermination de l’amplitude optimale comporte une polarisation du module à jonction de façon que la tension de sortie soit nulle et qu’un courant non nul traverse le module à jonction, une mesure de la tension de sortie, la mesure étant caractérisée par une incertitude de mesure, une détermination d’une valeur minimale d’amplitude du signal de commande à laquelle la tension de sortie varie avec une amplitude prédéterminée, une application d’un coefficient prédéterminé à la valeur minimale d’amplitude de façon à obtenir ladite valeur d’amplitude optimale. Selon un mode de mise en œuvre, l’amplitude prédéterminée est égale à quatre fois l’incertitude de mesure. Selon un mode de mise en œuvre, lesdites fréquences de l’ensemble de fréquences sont espacées au maximum de 100 MHz. Cela permet avantageusement de déduire de façon précise, par exemple par interpolation, des valeurs de fréquences intermédiaires qui n’ont pas été mesurées et les valeurs d’amplitude optimale qui y sont associées. Ainsi, il n’est pas nécessaire d’obtenir une table de correspondance contenant toutes les fréquences de la bande de fréquence prédéterminée et le procédé de calibration est donc simplifié. Les différentes caractéristiques, variantes et formes de réalisation de l'invention peuvent être associées les unes avec les autres selon diverses combinaisons dans la mesure où elles ne sont pas incompatibles ou exclusives les unes des autres. Brève description des figures Diverses autres caractéristiques de l'invention ressortent de la description annexée effectuée en référence aux dessins qui illustrent des formes, non limitatives, de réalisation de l'invention et où : la figure 1 est un diagramme illustrant une source de tension selon l’invention, la figure 2 est un schéma électrique d’un circuit intégré d’une source de tension selon l’invention qui alimente un dispositif électronique, la figure 3 illustre un premier masque employé dans une étape de fabrication du circuit intégré de la figure 2, la figure 4 illustre un deuxième masque employé dans une deuxième étape de fabrication du circuit intégré de la figure 2, la figure 5 est une vue topographique de dessus du circuit intégré de la figure 2, la figure 6 illustre une première face d’une carte à circuit imprimé intégrant le circuit intégré de la figure 2, la figure 7 illustre une deuxième face de la carte à circuit imprimé de la figure 6, la figure 8 illustre un circuit de polarisation employé dans un procédé de calibration de la source de tension selon l’invention, la figure 9 illustre un système de calibration de la source de tension selon l’invention, la figure 10 illustre un procédé de calibration de la source de tension selon l’invention, la figure 11 illustre l’évolution de la tension de sortie de la source de tension et du seuil de basculement d’une jonction lors d’une mise en œuvre du procédé selon l’invention, la figure 12 illustre une variante de réalisation du circuit intégré de la figure 2, la figure 13 illustre une autre variante de réalisation du circuit intégré de la figure 2. Il est à noter que sur ces figures les éléments structurels et/ou fonctionnels communs aux différentes variantes peuvent présenter les mêmes références. Diverses autres modifications peuvent être apportées à l’invention dans le cadre des revendications annexées. Description détaillée La source de tension 1 illustrée sur la figure 1 comporte un circuit intégré 2 placé à l’intérieur d’un module cryogénique 3, un générateur de micro-onde 4 et un module d’ajustement 5. Un dispositif électrique DUT est ici alimenté par la source de tension 1. Le circuit intégré 2 est réalisé sur un substrat semi-conducteur ou isolant, par exemple ici du silicium non dopé, et comporte des portions conductrices, par exemple ici de l’aluminium, et des portions isolantes, par exemple ici de l’oxyde d’aluminium. Les matériaux du circuit intégré 2 sont ici choisis de façon que le circuit intégré 2 puisse être dans un état supraconducteur, sous réserve des conditions de température adaptées imposées notamment par le module cryogénique. Ce circuit 2 est configuré pour délivrer une tension de sortie Vs et sera décrit plus en détail ci-après. Le module cryogénique 3 est ici un cryostat à dilution comportant classiquement un caisson thermiquement isolant abritant une chambre à vide comportant un espace de mélange alimenté par un circuit de pompage et de circulation de fluides. Les fluides employés sont ici classiquement deux isotopes de l’hélium, l’hélium 3 et l’hélium 4. Le module cryogénique 3 permet d’atteindre, dans sa partie inférieure comportant le circuit intégré 2, des températures inférieures à 100 mK, en particulier ici une température de 10mK. A cette température, le circuit intégré 2 est dans un état supraconducteur, c’est-à-dire un état dans lequel ses éléments conducteurs ne présentent pas de résistance électrique. Le circuit intégré 2 est commandé par le générateur de micro-ondes 4 qui délivre un signal de commande 6, ici une tension alternative, pouvant prendre des valeurs de fréquences inférieures à 300 GHz. Le module d’ajustement 5 est ici configuré pour ajuster l’amplitude du signal électrique de commande 6 en fonction de sa fréquence, selon une règle prédéterminée. Ici, le module d’ajustement 5 est configuré pour commander le générateur de micro-ondes 4, notamment en imposant la fréquence et l’amplitude du signal de commande 6. Par exemple ici, le module d’ajustement 5 est un ordinateur comprenant classiquement un processeur, une mémoire abritant un code programme, et une interface homme-machine permettant à un utilisateur d’entrer certains paramètres, notamment la valeur de la tension de sortie Vs souhaitée. Ici, le code programme est configuré pour implémenter un algorithme traduisant la valeur de tension de sortie Vs souhaitée, entrée par l’utilisateur, en un couple de valeurs de fréquence et d’amplitude optimale du signal de commande 6, liées entre elles par la règle prédéterminée. Par exemple, le module d’ajustement est configuré pour délivrer au générateur de micro-ondes un signal de réglage 7 comportant des instructions de réglage relatives aux valeurs du couple fréquence-amplitude optimale du signal de commande 6. Les valeurs possibles du couple fréquence-amplitude optimale du signal de commande sont ici enregistrées dans une table de correspondance mémorisée dans la mémoire du module d’ajustement 5. La table de correspondance définit ici la règle prédéterminée. Par exemple ici, la table de correspondance comporte une liste de fréquences comprises dans une bande de fréquence prédéterminée dont la largeur est d’au moins 5 GHZ, et en particulier ici dont la largeur est de 40 GHz et qui s’étend dans cet exemple entre 0 et 40 GHz. Les fréquences de la table de correspondance sont ici espacées d’un pas de 100 MHz, chacune de ces fréquences étant associée à une amplitude optimale correspondante. Le module d’ajustement 5 est ici configuré pour interpoler les fréquences intermédiaires, c’est-à-dire les fréquences comprises dans la bande de fréquence prédéterminée mais non présentes dans la table de correspondance, ainsi que les amplitudes optimales intermédiaires correspondant aux fréquences intermédiaires. Ainsi, bien que les fréquences de la table de correspondance soient séparées d’un pas de 100 MHz, le module d’ajustement 5 peut ajuster le signal de commande avec d’autres valeurs de fréquences et d’amplitude que celles présentes dans la table de correspondance, au moyen d’une interpolation utilisant les valeurs d’amplitude associées respectivement à au moins deux fréquences de la table de correspondance, par exemple ici deux fréquences. Par exemple, le module d’ajustement 5 est configuré pour ajuster la fréquence du signal de commande avec un pas de 10 KHz. Dans la configuration de la source de tension 1 présentement illustrée, le générateur de micro-ondes 4 est configuré pour générer le signal de commande 6 dans la bande de fréquence prédéterminée. Le circuit intégré 2, illustré de façon schématique sur la figure 2, comporte une première borne d’entrée 8 et une deuxième borne d’entrée 9 configurées pour recevoir le signal de commande 6. Le circuit intégré 2 comporte en outre une première borne de sortie 10 et une deuxième borne de sortie 11 configurées pour délivrer la tension de sortie Vs. Le circuit intégré 2 comporte un module à jonction 12 comportant ici une jonction de Josephson 13, dont une première électrode de jonction 14 est couplée conductivement, c’est-à-dire par une connexion avec contact (non capacitive) à la première borne de sortie 10 et à la première borne d’entrée 8 par l’intermédiaire d’un premier condensateur de découplage 16, et dont une deuxième électrode de jonction 15 est couplée conductivement à la deuxième borne de sortie 11 et à la deuxième borne d’entrée 9 par l’intermédiaire d’un deuxième condensateur de découplage 17. Le premier condensateur de découplage 16 possède ici une capacité de 10 pF et le deuxième condensateur de découplage 17 possède ici une capacité de 10 pF. Le chemin électrique allant des bornes d’entrée 8 et 9 jusqu’aux électrodes de jonctions 14 et 15, et comportant le premier condensateur 16 et le deuxième condensateur 17, forme ici un circuit de couplage large bande. Un module capacitif 18 est couplé entre la première borne de sortie 10 et la deuxième borne de sortie 11. Ici, le module capacitif 18 comporte un troisième condensateur 19 et un quatrième condensateur 20 couplés en série entre la première borne de sortie 10 et la deuxième borne de sortie 11. Le rôle du module capacitif 18 est de réduire la composante alternative du courant circulant à travers le module à jonction en procurant un chemin de basse impédance aux signaux de haute fréquence, réduisant ainsi les éventuels effets chaotiques issus de la rétroaction entre le module à jonction et le signal de commande. Le troisième condensateur 19 et le quatrième condensateur 20 présentent des valeurs au moins 100 fois supérieures à la valeur de la capacité intrinsèque du module à jonction 12, par exemple ici des valeurs d’au moins 10 picofarads. Ainsi la tension Vs est la composante continue de la tension entre les électrodes de jonction 14 et 15. Les première et deuxième bornes d’entrée 8, 9 sont couplées au générateur de micro-onde 4 par l’intermédiaire d’une ligne de transmission micro-onde 21 comportant un premier conducteur 22 couplé à la première borne d’entrée 8 et un deuxième conducteur 23 couplée à la deuxième borne d’entrée 9 et à la masse GND. Par exemple ici, la ligne de transmission 21 est un câble coaxial d’impédance 50 Ohms. La première borne de sortie 10 et la deuxième borne de sortie 11 sont ici couplées au dispositif électronique DUT de façon qu’il soit alimenté par la source de tension 1. Grâce au circuit intégré 2 qui vient d’être décrit et aux propriétés de la jonction de Josephson 13, la tension de sortie Vs dépend de la fréquence du signal de commande 6. Par exemple ici, la tension de sortie Vs dépend de la fréquence du signal de commande de telle façon qu’une variation de 1 Hz de la fréquence du signal de commande 6 entraîne une variation de la tension de sortie Vs de 2.06783383 femtovolts. Les figure 3 à 5 illustrent des étapes de fabrication du circuit intégré 2. Lors d’une première étape de fabrication, on réalise un dépôt d’un premier empilement du circuit au travers d’un premier masque M1 (représenté sur la figure 3) constitué de deux couches de résines superposées, la couche inférieure ayant une épaisseur d’environ 2 µm et la couche supérieure, d’épaisseur environ 1.5 µm, étant photosensible. Le masque M1 comporte une première ouverture M10 et une deuxième ouverture M11 réalisées par lithographie optique suivie d’un développement. La structure bicouche du premier masque M1 permet la formation d’un pont PT formé par la couche de résine supérieure, c’est-à-dire une zone d’environ 1 µm par 4 µm qui sépare les deux ouvertures M10 et M11, la couche de résine inférieure étant entièrement dissoute sous le pont. Ce pont, notamment connu sous l’appellation « pont de Dolan » permet la réalisation d’une jonction Josephson, comme décrit ci-après. La formation du premier empilement du circuit comporte un dépôt d’une première sous-couche d’aluminium de 30 nanomètres d’épaisseur selon un angle de dépôt non nul, de façon qu’une partie du dépôt se fasse sous le pont PT. Par exemple ici, l’angle de dépôt est un angle de +26°, défini par rotation autour de l’axe longitudinal du pont PT, l’angle nul correspondant à une direction perpendiculaire au substrat. La première étape de fabrication comporte en outre une oxydation de la première sous-couche d’aluminium sous 200 millibars d’oxygène pendant 10 minutes, de façon à former une couche d’oxyde d’aluminium sur la première sous-couche d’aluminium, et un dépôt d’une deuxième sous-couche d’aluminium de 50 nanomètres d’épaisseur selon un deuxième angle de dépôt opposé au premier angle de dépôt, ici un angle de -26°, de façon qu’une partie du dépôt se fasse sous le pont PT, par-dessus la couche d’oxyde d’aluminium, formant ainsi sous le pont PT la jonction de Josephson 13. Cette étape de réalisation d’une jonction de Josephson, classique et connue en soi, est notamment décrite plus en détail dans l’article « Dolan, G.J. (Sep 1977). Offset masks for lift-off photoprocessing . Applied Physics Letters , 31(5), 337-339. » Le masque M1 est ensuite dissout afin de se débarrasser de la matière évaporée lors de la première étape sur les zones non-développées. Une première portion du premier empilement du circuit, située au-dessus d’une première zone du substrat correspondant à la première ouverture M10, formera, une fois le procédé de fabrication achevé, la première borne de sortie 10, une première électrode du premier condensateur 16, une première électrode du troisième condensateur 19, et la première électrode de jonction 14. Une deuxième portion du premier empilement du circuit, située au-dessus d’une deuxième zone du substrat correspondant à la deuxième ouverture M11, formera la deuxième borne de sortie 11, une première électrode du deuxième condensateur 17, une première électrode du quatrième condensateur 20, et la deuxième électrode de jonction 15. Lors d’une deuxième étape de fabrication, on réalise par deux dépôts successifs à l’aide d’un deuxième masque M2 (représenté sur la figure 4) comportant une première ouverture M20, une deuxième ouverture M21 et une troisième ouverture M22, un deuxième empilement du circuit comprenant une couche inférieure isolante d’épaisseur 100 nanomètres, par exemple ici une couche d’oxyde d‘aluminium, et une couche supérieure d’épaisseur 200 nanomètres, par exemple ici une couche d’aluminium. Le masque M2 est ensuite dissout afin de se débarrasser de la matière évaporée lors de la deuxième étape sur les zones non-développées du masque. Une première portion du deuxième empilement du circuit forme la première borne d’entrée 8 et forme, là où elle recouvre partiellement la première portion du premier empilement du circuit au-dessus de la première zone du substrat, le diélectrique et une deuxième électrode du premier condensateur 16. Une deuxième portion du deuxième empilement du circuit forme la deuxième borne d’entrée 9 et forme, là où elle recouvre partiellement la deuxième portion du premier empilement du circuit au-dessus de la deuxième zone du substrat, le diélectrique et la deuxième électrode du deuxième condensateur 17. Une troisième portion du deuxième empilement du circuit recouvre partiellement la première portion et partiellement la deuxième portion du premier empilement au-dessus d’une troisième zone 34 du substrat correspondant à la troisième ouverture M22 et forme ainsi la deuxième électrode du troisième condensateur 19 et la deuxième électrode du quatrième condensateur 20°. Une vue de dessus du circuit intégré 2 obtenu par le procédé de fabrication précédemment décrit est illustré sur la figure 5. Le circuit intégré 2 s’étend ici sur une surface de 280x205 micromètres carrés, et pourrait en variante s’étendre sur toute surface dans la mesure où le circuit permet un couplage large bande du signal de commande entre les bornes d’entrée 8, 9 et les électrodes de jonction 14, 15. Ici, les dimensions des ouvertures des masques M1 et M2, et donc les dimensions du circuit intégré 2, sont choisies de telle manière qu’un signal électrique circulant entre la première borne d’entrée 8 ou la deuxième borne d’entrée 9 et le module à jonction 12 parcourent une distance inférieure à la longueur d’onde du signal de commande 6 à la fréquence maximale de la bande de fréquences prédéterminées (ici 40 GHz). Par exemple ici, cette distance est égale à 140 micromètres. Les figure 6 et 7 illustrent respectivement une première face 35 et une deuxième face 36 d’une carte à circuit imprimé 37 à laquelle est fixé et connecté le circuit intégré 2. Par exemple, la carte à circuit imprimé 37 peut être équipée de connecteurs et placée dans un boîtier de protection et de blindage électrique. La première borne de sortie 10 et la deuxième borne de sortie 11 sont ici électriquement couplées respectivement à une première piste métallique 38 de la carte 37 via un premier fil conducteur 40 et à une deuxième piste métallique 39 de la carte 37 par un deuxième fil conducteur 41. Les pistes métalliques 38, 39 sont ici réalisées en cuivre et les fils conducteurs 40, 41 sont ici en aluminium et réalisés par microsoudure. De préférence, les fils 45 et 46 présentent une longueur inférieure à 1 millimètre. Les première et deuxième pistes métalliques 38, 39 s’étendent ici sur la première face 35 de la carte à circuit imprimé 37, jusqu’à respectivement un premier via traversant 42 et un deuxième via traversant 43 configurés pour permettre un contact électrique depuis la deuxième face 36 de la carte. Les vias traversants 42, 43 sont par exemple ici configurés pour permettre la connexion d’un connecteur sur la deuxième face 36 de la carte. La première borne d’entrée 8 et la deuxième borne d’entrée 9 sont chacune couplée à un connecteur 44 pour ligne de transmission micro-ondes, ici un connecteur pour câble coaxial, respectivement par un troisième fil conducteur 45 et un quatrième fil conducteur 46, par exemple ici des fils d’aluminium réalisés par microsoudure. Le connecteur 44 est ici connecté en surface par compression au niveau de la deuxième face 36, et électriquement couplé à la première face 35 par un via adapté à transmettre des signaux de fréquences micro-onde. La figure 8 illustre un circuit de polarisation 47 configuré pour être couplé au circuit intégré 2 lors d’un procédé de calibration selon l’invention. Le circuit de polarisation 47 est notamment configuré pour faire circuler un courant à travers le module à jonction 12 et pour faire varier la valeur de ce courant. Le circuit de polarisation 47 comporte une première borne de polarisation 48 et une deuxième borne de polarisation 49 configurées pour être couplées respectivement à la première borne de sortie 10 et à la deuxième borne de sortie 11. Le circuit de polarisation 47 est ici couplé à un générateur de tension 50 configuré pour délivrer une tension de polarisation Vb et comporte une première résistance R1 et une deuxième résistance R2 d’une valeur de 10 kilo-ohms chacune, une troisième résistance R3 et une quatrième résistance R4 d’une valeur de 50 ohms chacune, et une cinquième résistance R5 d’une valeur de 20 ohms. Une première borne BC1 de la cinquième résistance R5 est commune à la première résistance R1 et à la troisième résistance R3 et une deuxième borne BC2 de la cinquième résistance R5 est commune à la deuxième résistance R2 et à la quatrième résistance R4. Une deuxième borne de la première résistance R1 est couplée à la borne positive du générateur de tension 50, une deuxième borne de la deuxième résistance R2 est couplée à la borne négative du générateur de tension. Une deuxième borne de la troisième résistance R3 est couplée à la première borne de polarisation 48 et une deuxième borne de la quatrième résistance R4 est couplée à la deuxième borne de polarisation 49. Le système de calibration 51 illustré sur la figure 9 comporte la source de tension 1 telle que décrite précédemment en lien avec la figure 1, un boîtier de calibration 52 comportant le circuit de polarisation 47, le générateur de tension 50, un module de mesure 54, ici un oscilloscope, configuré pour mesurer la tension de sortie Vs et le courant au travers du module à jonction 12, qui est égal à la tension aux bornes de la résistance R3 divisée par la valeur de la résistance R3, et pour transmettre les valeurs mesurées au module d’ajustement 5, ainsi qu’un module de commutation 53 configuré pour faire passer le système d’une première configuration dans laquelle le système 51 peut être calibré vers une deuxième configuration dans laquelle le système 51 est, d’un point de vue fonctionnel, identique à la source de courant 1 illustré sur la figure 1. Le module de commutation 53 comporte par exemple un système électrique de contrôle d’un relais électromécanique permettant d’ouvrir ou de fermer simultanément le chemin électrique entre la borne 48 du module de polarisation et la borne 10 du module à jonction, et le chemin électrique entre la borne 49 du module de polarisation et la borne 11 du module à jonction. Ainsi le module de commutation 53 commande le couplage du circuit de polarisation 47 au circuit intégré 2. Le générateur de tension 50 et le module de commutation 53 sont commandés par le module d’ajustement 5. Le procédé de calibration de la source de tension 1 est mis en œuvre ici par le système de calibration 51. Il comporte, pour chaque fréquence du signal de commande 6 dans la bande de fréquences prédéterminée, une détermination de l’amplitude optimale du signal de commande 6 pour laquelle le courant de Shapiro d’ordre 1 du module à jonction 12 est maximal. Le procédé comporte en outre un enregistrement dans une table de correspondance mémorisée dans la mémoire de l’ordinateur 50 de chaque couple fréquence-amplitude optimale ainsi déterminé. La figure 10 illustre les étapes E1 à E7 d’un exemple de mise en œuvre du procédé selon l’invention. Lors d’une première étape E1, l’amplitude du signal de commande 6 est réglée sur une valeur nulle. Ici, l’amplitude est réglée par le module d’ajustement 5 via le signal de réglage 7, qui désactive la source micro-onde 4. Lors d’une deuxième étape E2, le module d’ajustement 5 règle le générateur de tension 50 de façon que la tension de polarisation Vb soit telle que le module à jonction présente une tension nulle entre ses électrodes 14, 15 et est traversé par un faible courant, ou courant de calibration Ib. La tension de polarisation Vb est choisie de façon que la valeur du courant Ib soit inférieure au courant critique Ic de la jonction, par exemple inférieur au dixième du courant critique Ic de la jonction. Dans cet exemple le courant de calibration est égal au trentième de la valeur du courant critique Ic, c’est-à-dire ici égal une valeur de 10 nA. La tension de sortie Vs est ainsi nulle. La valeur de la tension de polarisation Vb est par exemple déterminée selon les valeurs des résistances R1, R2, R3, R4 et R5 du circuit de polarisation 47, les caractéristiques du module à jonction 12, notamment le nombre de jonctions, le matériau et les dimensions de chaque jonction et selon les performances du système de mesure 54. Le courant critique Ic d’une jonction de Josephson, ou ici du module à jonction 12, est classiquement définit comme étant la valeur maximale de supercourant pouvant traverser la jonction ou le module à jonction, c’est-à-dire ici la valeur maximale du courant pouvant circuler entre les électrodes de jonction 14 et 15 à tension nulle. Par exemple ici, la valeur du courant critique du module à jonction 12 est égale à 300 nanoampères. Lors d’une troisième étape E3, le module d’ajustement 5 règle la fréquence du signal de commande 6 de façon que le signal de commande présente une fréquence courante dont la valeur est choisie dans la bande de fréquence prédéterminée. Lors d’une quatrième étape E4, le module d’ajustement 5 fait varier l’amplitude du signal de commande 6, entre une valeur d’amplitude initiale Ai, par exemple ici -60 dBm et une valeur d’amplitude finale Af, par exemple ici 0 dBm. La variation de l’amplitude peut se faire de façon continue, ou de façon discrète, par exemple en choisissant les valeurs d’amplitude dans une liste préétablie. La variation peut se faire de façon linéaire ou de façon logarithmique entre la valeur d’amplitude initiale Ai et la valeur finale Af. L’application du signal de commande 6 au module à jonction 12 a pour effet de modifier le seuil de basculement I0 du supercourant, c’est-à-dire le seuil de supercourant pour lequel le module à jonction bascule. Le basculement d’une jonction de Josephson initialement traversée par un courant de Shapiro d’ordre n correspond à un changement d’état de la jonction lors duquel, en particulier, la composante continue de la tension entre les électrodes de la jonction, ici la tension de sortie Vs, passe de sa valeur courante Vn, ici la valeur nulle, à une autre valeur. Le basculement est déclenché par une augmentation du courant de Shapiro d’ordre n, ici le supercourant (ordre 0), de façon à atteindre le seuil de basculement. Et, en faisant varier l’amplitude du signal de commande, on fait varier le seuil de basculement I0 du supercourant. Sur la figure 11, la courbe en trait plein représente l’évolution du seuil de basculement I0 du supercourant en fonction de l’amplitude A du signal de commande 6 ; la courbe en trait discontinu représente schématiquement l’évolution de la tension de sortie Vs en fonction de l’amplitude A. On observe sur cette courbe qu’en l’absence de signal de commande 6, ou en d’autres termes pour une valeur nulle d’amplitude du signal de commande 6, la valeur du seuil de basculement du supercourant est proche ou égale à sa valeur critique Ic, la différence entre le seuil de basculement et la valeur critique dépendant notamment des perturbations expérimentales. Par exemple, cet écart peut être de l’ordre de 10%. Alors que l’amplitude du signal de commande 6 varie entre la valeur d’amplitude initiale Ai, ici égale à zéro et la valeur d’amplitude finale Af, on mesure la valeur de la tension de sortie Vs de façon à déterminer la valeur minimale d’amplitude du signal de commande 6 pour laquelle le seuil de basculement I0 du supercourant est égal ou inférieur à la valeur du courant de calibration Ib circulant dans la jonction, ici appelée première amplitude d’annulation. En effet, lorsque la valeur du seuil de basculement I0 devient inférieure ou égale à la valeur du courant de polarisation, alors le module à jonction 12 bascule, c’est-à-dire ici se comporte comme un circuit ouvert, et la tension entre les électrodes de jonction 14, 15 augmente et devient non nulle. Comme l’illustre la figure 11, on mesure ici des valeurs de la tension Vs non nulles autour de trois valeurs d’amplitude A1, A2, A3. Plus précisément ici, autour de chacune de ces trois valeurs d’amplitudes A1, A2, A3, la tension Vs présente une déviation mesurable formant un pallier de tension. Ainsi, en ces point, le module à jonction se comporte comme un circuit ouvert et la tension de sortie Vs est non nulle. On peut donc déduire qu’autour de ces trois valeurs d’amplitude A1, A2, A3, le seuil de basculement I0 du supercourant est inférieur ou égal au courant de calibration Ib. Ici, la valeur minimale d’amplitude est la valeur A1. De plus, en tirant partie de la quasi-symétrie du profil d’évolution du seuil de basculement I0 autour des plateaux de tension non-nulle, on peut estimer les valeur A1, A2 et A3 comme les valeurs situées au milieu de chacun des plateaux de tension. La valeur A1 est une approximation raisonnable de la première amplitude d’annulation. Lors d’une sixième étape E6, on applique un premier coefficient prédéterminé à la première amplitude d’annulation A1, de façon à obtenir la valeur d’amplitude optimale pour laquelle, à la fréquence courante, le courant de Shapiro d’ordre 1 du module à jonction est maximal. Le premier coefficient prédéterminé est déterminé heuristiquement en début de calibration à une valeur de fréquence quelconque et correspond au rapport entre la première amplitude optimale et la première amplitude d’annulation. Le coefficient prédéterminé est identique pour toutes les fréquences de la bande de fréquence prédéterminée. Le coefficient prédéterminé est inférieur à 1. La détermination heuristique du coefficient prédéterminé peut se faire sur la base d’une mesure de la caractéristique courant-tension du module à jonction, en fonction de l’amplitude du signal de commande, par recherche de manière itérative l’amplitude du signal de commande qui minimise le supercourant. Une bonne valeur de départ pour la recherche du coefficient prédéterminé est par exemple 0,7656. La caractéristique courant-tension d’un module à jonction est définie comme l’ensemble des points (I,V) tels que V est la tension continue aux bornes du module à jonction et I le courant continu traversant le module à jonction, égal à la tension aux bornes de la résistance R3 divisée par la valeur de la résistance R3 du circuit de polarisation 47. On obtient la caractéristique courant-tension en mesurant les valeurs I,V pour plusieurs valeurs de la tension de polarisation Vb produite par le générateur 50 dans un ensemble approprié. Un ensemble approprié de tensions de polarisation Vb pour la mesure de la caractéristique courant-tension est par exemple un ensemble de 1000 valeurs comprises entre une valeur minimale et une valeur maximale, la valeur minimale et la valeur maximale étant préférentiellement opposées, la valeur maximale entraînant une valeur de tension aux bornes du module à jonction égale à au moins 2*D/e, avec e la charge de l’électron et D l’énergie du gap supraconducteur du matériau des électrodes du module à jonction. Ici, les électrodes sont en aluminium et D = 200 µeV environ. On enregistre le couple fréquence courante / amplitude optimale dans la table de correspondance. Lors d’une septième étape E7, si la valeur de la fréquence courante n’est pas égale à la valeur maximale de fréquence de la bande de fréquence prédéterminé, la valeur de la fréquence courante est incrémentée et le procédé reprend à la troisième étape. L’incrémentation de la valeur de la fréquence courante est ici une incrémentation de 100MHz, mais peut prendre toute valeur adaptée à la mise en œuvre d’une interpolation, par exemple 50Hz, 10 KHz ou même 1Hz. Le procédé de calibration prend fin lorsque les étapes E3 à E6 ont été mise en œuvre pour toutes les valeurs de fréquence possible de la bande de fréquences prédéterminée, compte tenu de l’incrémentation choisie. Une fois le procédé de calibration achevé, la source de tension 1 telle que décrite précédemment peut être utilisée selon les étapes suivantes. Le module de basculement déconnecte le circuit de polarisation 47 de la source de tension 1. On renseigne une valeur de tension de sortie souhaitée Vss via le module d’ajustement 5, par exemple via l’interface homme machine du module d’ajustement 5. Le module d’ajustement 5 détermine la fréquence f correspondante à la tension de sortie souhaitée Vss, de façon que Vss=1*hf/2e. Lors d’une étape dite de verrouillage, le signal de commande 6 ayant la fréquence f et l’amplitude d’annulation A1 est appliqué au module à jonction 12, afin de minimiser le seuil de basculement du supercourant. Ainsi, le seuil de basculement à tension nulle étant zéro, les fluctuations de courant, notamment les fluctuation parasites produites par l’environnement expérimental entraînent un basculement de la jonction vers un état de tension non-nulle. En raison de l’absence de circuit de polarisation 47, donc de l’environnement à très haute impédance du module à jonction, la tension de sortie Vs bascule vers la valeur de tension de sortie souhaitée Vss=hf/2e, et un courant de Shapiro d’ordre 1 apparaît. L’amplitude du signal de commande 6 est ensuite réglée à la valeur optimale, de façon que le seuil de basculement du courant de Shapiro d’ordre 1 soit maximal, ce qui permet à la source de tension 1 de fournir un courant maximum. La présence d’un courant maximum minimise la sensibilité de la source aux fluctuations parasites qui pourraient faire basculer le module à jonction vers une tension différente non définie, évitant ainsi un défaut de fonctionnement de la source de tension 1. Lorsqu’une tension de sortie souhaitée différente est renseignée, le module d’ajustement sélectionne un couple fréquence/amplitude optimale dans la table de correspondance et applique le signal de commande présentant ces valeurs de fréquence et d’amplitude. Le temps de passage d’un couple de valeurs à un autre est préférentiellement inférieur à 1 ms . Le mode de mise en œuvre du procédé de calibration décrit ici n’est nullement limitatif et il est possible d’appliquer le procédé de calibration à un courant de Shapiro d’ordre supérieur. En particulier, l’utilisation d’un courant de Shapiro d’ordre n permet de diviser par n la fréquence du signal de commande requise pour obtenir une même tension Vs. Selon un exemple de mise en œuvre, le procédé de calibration selon l’invention comporte, pour chaque fréquence du signal de commande 6 dans la bande de fréquences prédéterminée, une détermination de l’amplitude optimale du signal de commande 6 pour laquelle le courant de Shapiro d’ordre 2 du module à jonction 12 est maximal. Le procédé selon ce mode de réalisation se déroule de façon analogue à ce qui a été décrit précédemment en lien avec la figure 10. Toutefois, à l’étape E6, on détermine une deuxième valeur optimale, qui correspond à l’amplitude du signal de commande qui maximise le courant de Shapiro d’ordre 2. La deuxième valeur optimale est égale à la première amplitude d’annulation à laquelle on a appliqué un deuxième coefficient prédéterminé, qui est déterminé de façon analogue au premier coefficient prédéterminé, à la différence qu'il correspond au rapport entre la deuxième amplitude optimale et la première amplitude d’annulation. Une valeur indicative de ce coefficient est 1,2700. Les deuxièmes valeurs d’amplitudes optimales sont enregistrées dans la table de correspondance de façon à être associées chacune à leur fréquence courante respective. Une fois la procédure de calibration achevée, la source de tension 1 peut être utilisée de façon analogue à ce qui a été décrit précédemment en lien avec le fonctionnement sur un courant de Shapiro d'ordre 1, à la différence que : En fonctionnement, lors de l’étape de verrouillage, après déconnexion du circuit de polarisation 47 de la source de tension 1, on renseigne la valeur de tension de sortie souhaitée Vss via le module d'ajustement 5, et le module d'ajustement 5 détermine la fréquence f correspondante à la tension de sortie souhaitée Vss de façon que Vss = 2*hf/2e Le signal de commande 6 ayant la fréquence f et la première amplitude d’annulation est appliqué au module à jonction 12, afin de minimiser le seuil de basculement du supercourant. De façon analogue à ce qui a été décrit précédemment en lien avec le courant de Shapiro d'ordre 1, la tension de sortie Vs bascule vers la valeur de tension Vs=1*hf/2e. Une étape supplémentaire comporte une minimisation du courant de Shapiro d'ordre 1 par l’application d’une deuxième amplitude d’annulation, c’est-à-dire ici de l’amplitude minimale non nulle du signal de commande 6 qui annule le courant de Shapiro d’ordre 1. A cette amplitude, le courant de Shapiro d'ordre 2 est non-nul et les fluctuations de courant provoquent le basculement de la jonction vers un état stable à la valeur de tension souhaitée. La deuxième amplitude d’annulation est égale à la première amplitude d’annulation à laquelle on a appliqué un troisième coefficient prédéterminé. Le troisième coefficient est déterminé de façon analogue au premier coefficient prédéterminé, à la différence qu'il correspond au rapport entre la deuxième amplitude d’annulation et la première amplitude d’annulation. Une valeur indicative de ce coefficient est 1,5933. Dans une dernière étape, le courant de Shapiro d'ordre 2 est maximisé en ajustant l'amplitude du signal de commande 6 à la deuxième valeur optimale. Dès lors, la source de tension est verrouillée sur le courant de Shapiro d'ordre 2. Lorsqu'une autre valeur de tension souhaitée est renseignée, le module d'ajustement 5 sélectionne un couple fréquence/deuxième amplitude optimale dans la table de correspondance et applique le signal de commande présentant ces valeurs. Les tables de correspondance décrites précédemment comportent les couples fréquence/amplitude optimale, les amplitudes optimales de chaque couple étant obtenues par application d’un coefficient prédéterminé aux premières valeurs d’annulation. En variante, il serait possible que les tables de correspondance comportent les couples fréquence/première amplitude d’annulation, et que les moyens d’ajustement soient configurés pour appliquer automatiquement le coefficient prédéterminé adapté lors du fonctionnement de la source de tension. Selon un mode de réalisation, il est possible de paramétrer la source de façon qu’elle délivre séquentiellement différentes valeurs de tension de sortie, chaque valeur de tension de sortie étant obtenue par le procédé décrit précédemment. Dans la source de tension 1 décrite précédemment, le module à jonction 12 comporte une seule jonction de Josephson 13. En variante il serait parfaitement possible que le module jonction 12 comporte une pluralité de jonctions de Josephson. Par exemple, comme l’illustre la figure 12 le module à jonction pourrait comprendre une pluralité de jonctions de Josephson montées en série ou, comme l’illustre la figure 13 le module à jonction 12 pourrait comprendre une pluralité de jonctions de Josephson montées en parallèle. Le module à jonction 12 pourra en outre comprendre à la fois des jonctions de Josephson montées en série et des jonctions de Josephson montée en parallèle. Dans le cas d’un module à jonction constitué d’une pluralité de jonctions en série et/ou en parallèle, les jonctions Josephson sont préférentiellement réalisées de façon à être identiques les unes aux autres afin que les événements de basculement se produisent simultanément pour toutes les jonctions du module. Bien que l’invention ait été décrite en lien avec un module cryogénique étant un cryostat à dilution, l’invention est compatible avec tout type de cryostat dans la mesure où celui-ci permet de placer le circuit intégré 2 dans un état supraconducteur, c’est-à-dire sous réserve d’adapter éventuellement les matériaux du circuit intégré 2. L’invention est par exemple compatible avec un cryostat à bain d’hélium et avec un cryostat à tube pulsé qui permettent d’atteindre des températures proches de 4K, les éléments conducteurs du circuit intégré étant alors réalisés par exemple en Nobium. La procédure de réalisation de la barrière isolante séparant les deux électrodes 14, 15 de la jonction 12 peut alors comprendre un dépôt de quelques nanomètres de matériau isolant, ou le dépôt de quelques nanomètres d’aluminium suivi d’une oxydation totale ou quasi-totale de cette couche d’aluminium. Le module d’ajustement 5 décrit précédemment permet d’ajuster l’amplitude et la fréquence du signal de commande en commandant le générateur de micro-onde 4. En variante, il est parfaitement possible que le module d’ajustement 5 ne commande pas le générateur de micro-ondes 4 mais comporte des atténuateurs et/ou des amplificateurs configurés pour recevoir le signal de commande 6, pour réaliser des opérations d’amplification et/ou d’atténuation, et pour transmettre le signal de commande amplifié et/ou atténué au circuit intégré 2. Par exemple dans ce cas, le module d’ajustement 5 comprend un ordinateur qui commande lesdits atténuateurs et/ou lesdits amplificateurs. Enfin, bien que le procédé de calibration décrit précédemment comporte une mesure de la tension de sortie Vs et une détection d’une variation de la tension de sortie Vs qui correspond, après application d’un coefficient prédéterminé, à une valeur d’amplitude optimale pour laquelle le courant de Shapiro d’ordre 1 du module à jonction 12 est maximal, il serait possible, afin de déterminer cette valeur d’amplitude, de déterminer la caractéristique courant-tension du module à jonction pour chaque amplitude possible ou pour une pluralité d’amplitude possibles de chaque fréquence courante du signal de commande, et de déterminer pour chaque valeur de fréquence, la caractéristique courant-tension établie présentant la valeur de courant de Shapiro d’ordre 1 la plus haute afin d’obtenir directement l’amplitude optimale. Source de tension électrique (1) comprenant - un circuit intégré (2) comportant une première borne d’entrée (8) et une deuxième borne d’entrée (9) configurées pour recevoir un signal électrique de commande (6), une première borne de sortie (10) et une deuxième borne de sortie (11) configurées pour délivrer une tension de sortie (Vs), un module à jonction (12) comportant au moins une jonction de Josephson (13) et qui est couplé aux première et deuxième bornes d’entrées (8, 9) et aux première et deuxième bornes de sortie (10, 11) de telle façon que la valeur de la tension de sortie (Vs) dépende de la fréquence du signal électrique de commande (6), - un module cryogénique (3) configuré pour maintenir le circuit intégré (2) dans des conditions dans lesquelles le circuit intégré (2) est dans un état supraconducteur, - un générateur de micro-ondes (4) couplé aux première et deuxième bornes d’entrée (8, 9) et configuré pour délivrer le signal électrique de commande (6), caractérisé en ce que la source de tension électrique (1) comporte un module d’ajustement (5) configuré pour ajuster l’amplitude du signal électrique de commande (6) en fonction de sa fréquence selon une règle prédéterminée. Source de tension selon la revendication 1, dans laquelle le module d’ajustement (5) est configuré pour ajuster la fréquence du signal électrique de commande (6) dans une bande de fréquence prédéterminée. Source de tension selon la revendication 2, dans laquelle la bande de fréquence prédéterminée présente une largeur d’au moins 5 GHz. Source de tension selon l’une quelconque des revendications 1 à 3, dans laquelle le module d’ajustement (5) est configuré pour ajuster la fréquence du signal électrique de commande (6) avec un pas d’ajustement inférieur ou égal à 100 KHz. Source de tension selon l'une quelconque des revendications 1 à 4, dans laquelle le module à jonction (12) est couplé aux première et deuxième bornes d’entrée (8, 9) par l’intermédiaire d’un circuit de couplage large bande. Source de tension selon la revendication 5 prise dans la dépendance directe ou indirecte de la revendication 2, dans laquelle le circuit de couplage large bande comporte un chemin électrique qui couple le module à jonction aux première et deuxième bornes d’entrée (8, 9) et dont la longueur est inférieure à la longueur d’onde du signal de commande (6) dans le circuit intégré, à la fréquence maximale de ladite bande de fréquence prédéterminée. Source de tension selon l’une quelconque des revendications précédentes, dans laquelle la première borne d’entrée (8) et la deuxième borne d’entrée (9) sont couplées au générateur de micro-ondes (4) par l’intermédiaire d’une ligne de transmission micro-onde (21). Source de tension selon l’une quelconque des revendications 1 à 7, dans laquelle le module à jonction (12) comporte une première électrode de jonction (14) couplée à la première borne de sortie (10) et couplée à la première borne d’entrée (8) par l’intermédiaire d’un premier condensateur de découplage (16), et une deuxième électrode de jonction (15) couplée à la deuxième borne de sortie (11) et couplée à la deuxième borne d’entrée (9) par l’intermédiaire d’un deuxième condensateur de découplage (17). Source de tension selon l’une quelconque des revendications 1 à 8, dans laquelle le module à jonction (12) comporte une pluralité de jonctions de Josephson. Source de tension selon la revendication 9, dans laquelle au moins deux des jonctions de la pluralité de jonctions sont montées en parallèle. Source de tension selon la revendication 9 ou 10, dans laquelle au moins deux des jonctions de la pluralité de jonctions sont montées en série. Source de tension selon l’une quelconque des revendications 1 à 11 dans laquelle la règle prédéterminée comporte l’association d’au moins certaines valeurs de fréquence du signal de commande (6) à une valeur d’amplitude optimale respective par l’emploi d’une table de correspondance, le module d’ajustement (5) étant configuré pour faire passer la source de tension (1) d’une première configuration dans laquelle le signal de commande (6) présente une première valeur de fréquence et une première valeur d’amplitude optimale correspondante de la table de correspondance, à une deuxième configuration dans laquelle le signal de commande (6) présente une deuxième fréquence et une deuxième amplitude optimale correspondante de la table de correspondance. Source de tension selon la revendication 12, dans laquelle le module d’ajustement (5) est configuré pour interpoler une valeur d’amplitude intermédiaire en fonction d’au moins deux valeurs d’amplitude associées à des valeurs de fréquences consécutives dans la table de correspondance. Procédé de calibration d’une source de tension (1) selon l’une quelconque des revendications 1 à 13 comportant, pour chaque fréquence d’un ensemble de fréquences du signal de commande (6), une détermination d’une amplitude optimale du signal de commande (6) pour laquelle un courant de Shapiro du module à jonction (12) est maximal et l’établissement d’une règle prédéterminée permettant d’associer chaque valeur de fréquence à une amplitude optimale correspondante. Procédé selon la revendication 14, dans lequel la règle prédéterminée comporte l’association d’au moins certaines valeurs de fréquence du signal de commande à une valeur d’amplitude optimale respective par l’emploi d’une table de correspondance. Procédé de calibration selon la revendication 14 ou 15, dans lequel le courant de Shapiro est un courant de Shapiro d’ordre 1. Procédé selon la revendication 16, dans lequel la détermination de l’amplitude optimale comporte une polarisation du module à jonction (12) de façon que la tension de sortie (Vs) soit nulle et qu’un courant non nul (Ib) traverse le module à jonction (12), une mesure de la tension de sortie (Vs), la mesure étant caractérisée par une incertitude de mesure, une détermination d’une valeur minimale (A1) d’amplitude du signal de commande (6) à laquelle la tension de sortie (Vs) varie d’une amplitude prédéterminée, une application d’un coefficient prédéterminé à ladite valeur minimale (A1) d’amplitude de façon à obtenir ladite amplitude optimale. Procédé selon la revendication 17, dans lequel l’amplitude prédéterminé est au moins égale à quatre fois l’incertitude de mesure. Procédé selon l’une quelconque des revendications 14 à 18, dans lequel lesdites fréquences de l’ensemble de fréquences sont espacées au maximum de 100 MHz.