FR 3114166 A1 20220318 FR 2009413 A 20200917 Procédé de détection d’un signal électromagnétique d’intérêt et d’estimation de sa direction d’arrivée dans un goniomètre interférométrique large bande à réception numérique sous-échantillonnée Ce procédé (100) consiste à : détecter (110) la présence d’un signal d’intérêt en comparant l’énergie contenue dans les voies sans mélange à un seuil, et prélever (105), dans les grilles temps/fréquence délivrées par les voies de réception, les mesures associées au motif de bande latérale supérieure en tant que premier signal ( ) et les mesures associées au motif de bande latérale inférieure en tant que second signal ; élaborer (132) des vecteurs de mesure à partir des mesures prélevées ; estimer (134) les amplitudes et les vecteurs directionnels réduit aux voies sans mélange des premier et second signaux ; calculer (136) les phases interférométriques des premier et second signaux sur la voie de mélange ; calculer (138) l’amplitude de la composante du vecteur directionnel sur la voie de mélange, pour le premier signal ; et déterminer (140) la direction d’arrivée du premier signal considéré comme le signal d’intérêt. Figure pour l'abrégé : Figure 5 Procédé de détection d’un signal électromagnétique d’intérêt et d’estimation de sa direction d’arrivée dans un goniomètre interférométrique large bande à réception numérique sous-échantillonnée La présente invention concerne un procédé d’estimation du signal et de la direction d’arrivée des signaux électromagnétiques dans un goniomètre interférométrique large bande à réception numérique sous-échantillonnée. La présente invention se rapporte également à un produit programme d’ordinateur, à un support d’informations et à un interféromètre pour la mise en œuvre de ce procédé d’estimation. L’invention concerne le domaine général des systèmes d’écoute à très large bande instantanée, et, plus précisément, celui de la réception, dans une très large bande instantanée, de signaux électromagnétiques. Lorsqu’une précision angulaire sur la direction d’arrivée d’un signal électromagnétique incident est exigée, ces systèmes d’écoute sont des interféromètres, c’est-à-dire des goniomètres fondés sur la réception du signal par un ensemble d’antennes à diversité spatiale. Dans le présent document, on appelle signal d’intérêt un signal provenant d’une source électromagnétique, par opposition à du bruit seul. Dans ce domaine, un signal d’intérêt pouvant se trouver à des fréquences porteuses très variées, la bande de réception de l’interféromètre doit être très étendue. Les signaux d’intérêt sont à bande étroite mais peuvent se trouver à des fréquences porteuses très variées, la bande de réception de l’interféromètre doit être très étendue. Echantillonner cette bande de réception en respectant le critère de Nyquist-Shannon s’avère difficile car cela nécessiterait d’utiliser des composants de conversion analogiques - numériques ultra rapides. Or, soit de tels composants ne sont pas encore disponibles sur l’étendue de la bande de fréquence à traiter, soit, lorsqu’ils sont disponibles, de tels composants ne satisfont pas les contraintes de poids, volume et/ou consommation permettant leur intégration dans un système d’écoute embarqué. De plus, si de tels composants existaient, ils généreraient un flux de données qui serait incompatible non seulement avec les débits des bus de transfert de données, mais aussi avec les capacités de traitement des calculateurs usuellement mis en œuvre dans un module de traitement numérique. Pour contourner cette difficulté, on utilise un interféromètre d’un genre nouveau effectuant plusieurs échantillonnages à des fréquences d’échantillonnage ne respectant pas le critère de Nyquist-Shannon, c’est-à-dire très inférieures au double de largeur de la bande de réception pour des signaux réels. Ce sous-échantillonnage a l’avantage de lever les contraintes sur la conversion analogique - numérique, mais, sur chaque voie de réception (chaque voie étant indicée par l’entier entre 1 et M), il provoque le repliement de la bande de réception à traiter dans la bande . Les signaux reçus, réels et à bande étroite, sont caractérisés par le fait que leur spectre est composé de deux motifs à support respectivement dans et dans , appelés respectivement motif de bande latérale supérieure et motif de bande latérale inférieure. Ces deux motifs possèdent une symétrie hermitienne l’un par rapport à l’autre. Après repliement, l’un des deux motifs se retrouve dans la première zone négative de Nyquist , et l’autre motif se retrouve dans la première zone positive de Nyquist . Une conséquence du repliement spectral est que les fréquences mesurées dans la bande repliée sont ambiguës. Cependant, un choix judicieux des valeurs des fréquences d’échantillonnage d’une voie à l’autre permet de lever les ambiguïtés. Une autre conséquence est que, pour un signal d’intérêt dont la fréquence porteuse est proche d’un multiple de la demi-fréquence d’échantillonnage d’une des voies de réception, le motif de bande latérale supérieure (aussi dénommé premier signal dans la présente description) et le motif de bande latérale inférieure (aussi dénommé second signal dans la présente description) se replient l’un sur l’autre. Sur cette voie de réception, il y a donc mélange : le signal est parasité par lui-même. Cela est illustré dans les figures 1 et 2, respectivement dans le cas où la fréquence du signal est un multiple paire de la demi-fréquence d’échantillonnage et dans le cas où la fréquence du signal est un multiple impair de la demi-fréquence d’échantillonnage . Ce parasitage se produit sur une seule des voies de réception, car les fréquences d’échantillonnage sont choisies telles qu’une fréquence ne peut être simultanément multiple de deux demi-fréquences d’échantillonnages distinctes, c’est-à-dire tel que deux demi-fréquences d’échantillonnage distinctes ne peuvent avoir de multiple commun dans la bande de réception des fréquences à intercepter. Il y a donc un besoin de pouvoir traiter la situation où les deux motifs de bandes latérales d’un signal réel d’intérêt interfèrent l’un avec l’autre en raison du repliement spectral. On supposera dans la suite que le signal d’intérêt à traiter n’est parasité par aucun autre signal d’intérêt. Pour cela l’invention a pour objet un procédé de détection d’un signal électromagnétique d’intérêt et d’estimation de sa direction d’arrivée, ledit procédé étant mis en œuvre par un goniomètre interférométrique à large bande de réception et à réception numérique sous-échantillonnée, ledit goniomètre interférométrique comportant M voies de réception, M étant un entier supérieur ou égal à quatre, chaque voie de réception comportant successivement une antenne, un module de réception analogique et un module de réception numérique, le module de réception numérique fonctionnant à une fréquence d’échantillonnage qui lui est propre et délivrant périodiquement une grille temps-fréquence fournie par une succession d’analyses spectrales, chaque case de la grille temps-fréquence contenant une mesure complexe, caractérisé en ce que, dans le cas où, sur une voie de réception, une fréquence porteuse du signal d’intérêt est située au voisinage d’un multiple de la moitié de la fréquence d’échantillonnage de ladite voie de réception, le motif de bande latérale supérieure et le motif de bande latérale inférieure du spectre du signal d’intérêt se mélangeant après repliement dans ladite voie de réception, dite voie de mélange, les autres voies de réception étant dites voies sans mélange, le procédé comporte les étapes consistant à : définir des domaines temps/fréquence en subdivisant l’espace temps-fréquence, chaque domaine temps-fréquence correspondant chacun au produit cartésien d’un intervalle temporel égal à la durée de quelques analyses spectrales successives, par un intervalle fréquentiel égal à quelques canaux d’analyse spectrale, chaque domaine étant replié sur une fenêtre dans la voie de réception , une fenêtre comportant cases ; détecter la présence éventuelle d’un signal d’intérêt en comparant l’énergie contenue dans les fenêtres sans mélange à un seuil, et prélever, dans les M grilles temps-fréquence délivrées par chacune des voies de réception, les mesures des cases des fenêtres associées au domaine du motif de bande latérale supérieure en tant que premier signal et les mesures des cases de des fenêtres associées au domaine du motif de bande latérale inférieure en tant que second signal ; élaborer des vecteurs de mesure à partir des mesures prélevées de telle sorte que : les mesures du premier signal sur les voies sans mélange soient mises sous la forme de premiers vecteurs de mesures ; les mesures du second signal sur les voies sans mélanges soient mises sous la forme de seconds vecteurs de mesures ; et les mesures sur la voie mélangée correspondent à scalaires ; estimer d’une part les amplitudes complexes, à un coefficient de normalisation près, du premier signal et le vecteur directionnel réduit aux voies sans mélange et normalisé du premier signal, uniquement à partir des premiers vecteurs de mesure ; et d’autre part les amplitudes complexes, à un coefficient de normalisation près, du second signal et le vecteur directionnel réduit aux voies sans mélange et normalisé du second signal, uniquement à partir des seconds vecteurs de mesure ; calculer les phases interférométriques du premier signal sur la voie de mélange à partir des amplitudes complexes estimées à partir des mesures sur la voies de mélange ; calculer le module du vecteur directionnel réduit aux voies sans mélange, et l’amplitude de la composante du vecteur directionnel sur la voie de mélange, pour le premier signal ; et, déterminer la direction d’arrivée du premier signal à partir des phases interférométriques ou à partir du vecteur directionnel estimé pour le premier signal, considéré comme le signal d’intérêt. Suivant des modes particuliers de réalisation, le procédé comporte une ou plusieurs des caractéristiques suivantes, prises isolément ou suivant toutes les combinaisons techniquement possibles : - lequel les étapes d’estimation des premier et second signaux sur les voies sans mélange sont fondées sur les équations suivantes : , où : sont les premiers vecteurs de mesures ; sont les seconds vecteurs de mesures ; et sont les amplitudes complexes du premier signal et du second signal respectivement ; et sont des vecteurs directionnels réduits aux voies non mélangées ; et , sont des bruits gaussiens, centrés, indépendants en et entre eux. - les vecteurs directionnels réduits aux voies non mélangées, et , n’étant pas normés, un vecteur normé et un réel positif sont introduits, tels que et l’étape d’estimation consiste à : diagonaliser la matrice définie comme : ; déterminer le vecteur propre associée à la plus grande valeur propre de la matrice en tant qu’ estimée du vecteur ; déterminer les amplitudes complexes du premier signal, filtrées sur les voies non mélangées, au facteur réel positif près, , en calculant les grandeurs à partir du produit scalaire hermitien des vecteurs et selon la relation : ; diagonaliser la matrice définie comme : ; déterminer le vecteur propre associée à la plus grande valeur propre de la matrice en tant qu’ estimée du vecteur ; déterminer les amplitudes complexes du second signal, filtrées sur les voies non mélangées, à un facteur réel positif près, , en calculant les grandeurs à partir du produit scalaire hermitien des vecteurs et , selon la relation : . - calculer la phase interférométrique du premier signal sur la voie de mélange consiste à estimer le scalaire complexe , où est le module de la composante du vecteur directionnel sur la voie de mélange du premier signal, en recherchant la grandeur qui minimise l’erreur quadratique , où les sont les mesures scalaires sur la voie de mélange. - après l’étape d’estimation des phases interférométriques du premier signal, le procédé comporte une étape consistant à estimer le module du vecteur directionnel réduit aux voies de mélange, et l’amplitude de la composante du vecteur directionnel sur la voie de mélange, pour le premier signal : , . - l’étape consiste à estimer le vecteur directionnel du premier signal : . L’invention a également pour objet un produit programme d’ordinateur, comportant des instructions propres lorsqu’elles sont exécutées par un ordinateur à mettre en œuvre le procédé précédent. L’invention a également pour objet goniomètre interférométrique, ledit goniomètre comportant M voies de réception, M étant un entier supérieur ou égal à quatre, chaque voie de réception comportant successivement une antenne, un module de réception analogique et un module de réception numérique, le module de réception numérique fonctionnant à une fréquence d’échantillonnage qui lui est propre et délivrant périodiquement une grille temps-fréquence, chaque case de la grille temps/fréquence contenant une mesure complexe, l’espace temps/fréquence étant subdivisé en domaines, un domaine étant replié sur une fenêtre de la bande d’échantillonnage d’une voie de réception, une fenêtre comportant cases, caractérisé en ce que, dans le cas où, sur une voie de réception, une fréquence porteuse d’un signal d’intérêt est située au voisinage d’un multiple de la moitié de la fréquence d’échantillonnage de ladite voie de réception, le motif de bande latérale supérieure et le motif de bande latérale inférieure du spectre du signal d’intérêt se mélangeant alors dans la fenêtre correspondante de la bande d’échantillonnage de ladite voie de réception, dite voie de mélange, les autres voies de réception étant dites voies sans mélange, le goniomètre interférométrique est adapté pour exécuter les instructions du produit programme d’ordinateur précédent. L’invention et ses avantages seront mieux compris à la lecture de la description détaillée qui va suivre d’un mode de réalisation particulier, donné uniquement à titre d’exemple non limitatif, cette description étant faite en se référant aux dessins annexés sur lesquels : Les figures 1 et 2 illustrent deux situations de mélange entre les motifs de bande latérale d’un même signal réel dont la fréquence est à cheval sur deux zones de Nyquist voisines ; La figure 3 est une représentation schématique d’un interféromètre adapté pour mettre en œuvre le procédé selon l’invention ; La figure 4 illustre le repliement de la bande de réception ; et, La figure 5 est une représentation schématique sous forme de blocs du procédé selon l’invention. En se référant à la figure 3, un interféromètre 10 comprend une pluralité de antennes, 12 1 , …, 12 m , …12 M , où l'indice de chaque antenne est un nombre entier compris entre 1 et , avec entier supérieur ou égal à 4. Les antennes sont identiques entre elles. Il s’agit d’antennes très large bande. Pour la suite, l’indice sert également de référence à tous les éléments qui sont rattachés à une même antenne 12 m : moyens matériels, mesures, grandeurs diverses, etc. Chaque antenne est associée à une voie de réception comportant successivement une chaîne de réception analogique, 14 1 , …, 14 m , …14 M , et une chaîne de réception numérique 20 1 , …, 20 m , … 20 M. Chaque chaîne de réception analogique 14 m , placée immédiatement derrière l’antenne 12 m , comporte une chaîne d’amplification 15 m , un module de filtrage analogique 16 m . Ce dernier sélectionne une bande de réception, , qui est une très large bande de fréquence, typiquement quelques gigahertz à quelques dizaines de gigahertz. Chaque chaîne de réception numérique 20 m comporte un module de conversion analogique-numérique 22 m suivi d'un module de traitement numérique du signal 26 m . Le module de conversion analogique-numérique 22 m est associé à une fréquence d'échantillonnage . Il est propre à effectuer un échantillonnage des signaux réels délivrés par le module 16 m à la fréquence d'échantillonnage . La fréquence d’échantillonnage ne respecte pas le critère de Nyquist-Shannon, de telle sorte qu’il y a du repliement spectral. La fréquence d’échantillonnage reste cependant bien supérieure à l'étalement spectral des signaux d'intérêt. Ainsi le spectre des signaux d’intérêt est préservé, mais il est translaté d’un multiple de la fréquence d’échantillonnage , dans la bande repliée . Le module de traitement numérique du signal 26 m est propre à traiter les signaux réels échantillonnés. Il effectue des analyses spectrales du signal numérisé délivré en sortie du module 22 m . Il met par exemple et de préférence en œuvre des Transformées de Fourier Discrètes - TFD, de préférence pondérées. L’interféromètre 10 comporte également un calculateur 28, commun aux voies de réception de l’interféromètre et qui collecte les mesures obtenues en sortie de chacun des modules de traitement numérique du signal, 26 1 à 26 M . Le calculateur 28 est un ordinateur comportant des moyens de mémorisation et des moyens de calcul. Les moyens de mémorisation sont propres à stocker les instructions de programmes d’ordinateur. Les moyens de calcul sont propres à exécuter lesdites instructions. Le calculateur 28 est notamment propre à déterminer la direction d’arrivée de chacun des signaux d’intérêt reçus sur les antennes 12 1 à 12 M par l’exécution d’un programme permettant la mise en œuvre du procédé selon l’invention. Les fréquences d’échantillonnage sont choisies différentes les unes des autres. Dit autrement, une valeur de fréquence d’échantillonnage n’est affectée qu’à un seul module de conversion analogique-numérique 22 m . L'interféromètre 10 dispose donc de valeurs de fréquences d'échantillonnage afin de permettre de lever les ambiguïtés en fréquence lorsqu’on passe des fréquences mesurées dans la première bande de Nyquist des différentes voies de réception, à la fréquence finale déterminée dans la bande de réception. Chaque module de traitement numérique du signal 26 m effectue, au cours du temps, une succession de TFD du signal qui lui est présenté par le module 22 m . Les TFD successivement réalisées dans le temps sont « empilées » afin d’obtenir une représentation temps-fréquence, ou grille temps-fréquence . Chacune des TFD réalisée par le module 26 m prélève, pendant des intervalles temporels de durée , les signaux analytiques échantillonnés avec la fréquence , ; chacune des TFD prélève par conséquent un nombre d'échantillons : . Afin d’obtenir des informations de même résolution spectrale sur toutes les voies de réception, on impose, pour toutes les valeurs de : De plus, pour avoir des informations synchrones aux différentes TFD réalisées par les modules 26 m , on impose un début et une fin d’acquisition communes aux différentes TFD. On note que, si toutes les TFD n'ont pas la même résolution spectrale le fonctionnement du procédé selon l'invention est dégradé, mais reste possible. On note que les intervalles de temps successivement analysés peuvent être contigus ou partiellement recouvrants. Dans un souci de simplicité, on supposera, dans toute la suite, que les intervalles de temps sont contigus. En raison de la propriété de symétrie hermitienne du spectre des signaux réels bande étroite, on conserve, dans la grille temps-fréquence , uniquement les canaux d’analyse spectrale compris entre 0 et , sans que cela constitue une perte de généralité. Pour un signal réel S occupant dans la bande de réception un canal de largeur , centré sur la fréquence , la partie de son spectre prélevée par l’analyse spectrale dans l’intervalle est soit le motif de la bande latérale supérieure, soit le motif de la bande latérale inférieure : - si , le reste de la division entière de par , est compris strictement entre et , le motif de bande latérale supérieure du signal se replie dans l’intervalle , sur la fréquence ; et le motif de bande latérale inférieure du signal se replie dans l’intervalle . La partie du spectre prélevée dans est donc le motif de la bande latérale supérieure, . - Si , le reste de la division entière de par , est compris strictement entre et ; alors le motif de bande latérale supérieure du signal se replie dans l’intervalle , et le motif de bande latérale inférieure du signal se replie dans l’intervalle , sur la fréquence . La partie du spectre prélevée dans est donc le motif de la bande latérale inférieure, . - Si , le reste de la division entière de par , est égal à 0 ou , le signal est à cheval sur deux zones de Nyquist différentes. Ainsi, pour un signal réel occupant plusieurs canaux, la partie du spectre prélevé est soit la bande latérale supérieure, notée , soit la bande latérale inférieure, notée , soit un mélange de et de , si pour un indice donné, la fréquence porteuse dudit signal est proche de ou de . Chaque case de la grille contient un scalaire complexe qui est indicé par m indice de la voie (m est aussi l’indice de la fréquence d’échantillonnage associée à cette voie de l’interféromètre), par i en temps avec une résolution , et par j en fréquence avec une résolution . Les grilles en sortie des différentes voies sont mises à jour périodiquement et simultanément, au rythme des transformées de Fourier. Les traitements qui suivent peuvent être effectués dans le flot, au rythme des transformées de Fourier, ou sur des lots (« batchs » en anglais) de plusieurs transformées de Fourier consécutives. On note que les grilles sont superposables en temps et en fréquence, mais ne comportent pas le même nombre de cases selon l’axe fréquentiel, la largeur de la première bande de Nyquist étant fonction de la fréquence d’échantillonnage . La durée d’un intervalle de temps est, en général, plus courte que celle des signaux d’intérêt. En conséquence, un signal d’intérêt apparaît sur plusieurs cases temps/fréquence successives dans le temps, c’est-à-dire sur plusieurs cases adjacentes selon l’axe temporel. Un signal d’intérêt apparaît aussi dans plusieurs cases temps/fréquence adjacentes fréquentiellement, car son spectre n’est pas nécessairement centré dans un des canaux de la TFD, sa largeur spectrale pouvant être supérieure à . Un signal d’intérêt est ainsi généralement perçu, par les analyses spectrales successives dans le temps, sur un ensemble de plusieurs cases temps/fréquences adjacentes en temps et en fréquence. Un signal reçu est donc modélisé et traité sur des domaines temps/fréquence correspondant chacun au produit cartésien d’un intervalle temporel égal à quelques TFD successives, par un intervalle fréquentiel égal à quelques canaux. Les domaines temps/fréquence sont définis de manière à découper la bande de réception , en intervalles fréquentiels, de largeur fréquentielle , où est un entier naturel ; et l’axe temporel, en intervalles temporels, de durée , où est un entier naturel. Un domaine temps/fréquence est repéré par un indice temporel et par un indice fréquentiel , qu’on peut par exemple choisir respectivement égaux au minimum des indices de TFD sur ce domaine, et au minimum des indices des intervalles fréquentiels sur ce domaine. Ainsi, un domaine indicé par et correspond au produit cartésien de l’intervalle . Après sous-échantillonnage, un domaine temps/fréquence se replie dans intervalles temps / fréquence, appelés fenêtres. Comme illustré par la figure 4, à chaque domaine correspond ainsi, par repliement, une fenêtre de la grille temps-fréquence après échantillonnage à . Les fenêtres sont indicées par (indice de la voie), par et par , qui est le reste de la division entière de par . Ces fenêtres sont définies modulo . Autrement dit, les fenêtres sont composées de cases consécutives en temps (indices temporels consécutifs), et en fréquence modulo (indices fréquentiels consécutifs modulo ). Les domaines dont les fenêtres ne sont pas constituées de cases consécutives au sens strict, mais modulo , sont les domaines situés à la limite entre deux zones de Nyquist successives. C’est par exemple le cas du domaine de la figure 4, qui est replié sur la fenêtre comportant les cases d’indice fréquentiel 9, 10 et 0. Un ordre de lecture des cases d’une même fenêtre est choisi arbitrairement et identiquement pour toutes les fenêtres. Par exemple, les cases d’une fenêtre sont d’abord lues selon l’axe des fréquences, puis selon l’axe du temps. Ainsi, par commodité d’écriture, les indices de temps et de fréquence des cases sont remplacés par un indice unique selon l’ordre de lecture, de telle sorte qu’une case temps/fréquence est finalement désignée par deux indices, , l’indice de l’antenne, et , l’indice temps/fréquence. Dans la suite, on ne s’intéresse qu’aux domaines qui sont situés à la limite entre deux zones de Nyquist successives, pour une des fréquences d’échantillonnage. Sans que cela ait de caractère limitatif, on supposera que la voie de réception sur laquelle se produit ce phénomène est la voie d’indice . On supposera qu’aucune des fenêtres dans lesquelles se replie le domaine ne contient un mélange dû à la présence de plusieurs signaux différents. Sur ces prémices, un mode de réalisation du procédé 100 selon l’invention va être présenté en référence à la . Le procédé 100 débute par une étape 105, réalisable en temps réel ou hors ligne, qui permet, pour tout domaine temps/fréquence de de l’espace temps/fréquence (référencé par son indice temporel et son indice fréquentiel ) et pour toute voie m, d’extraire et de mémoriser l’indice , et d’établir la liste B des domaines , pour lesquels, dans une des voies d’indice , la fenêtre associée à ce domaine est à la limite entre deux bandes de Nyquist. L’étape 105 consiste également, pour chaque domaine de la liste B, à prélever, dans les M grilles temps/fréquence délivrées par chacune des voies de réception, les mesures des cases des fenêtres associées au domaine d’un motif de bande latérale supérieure en tant que premier signal ( ) et les mesures des cases de des fenêtres associées au domaine d’un motif de bande latérale inférieure en tant que second signal . Puis une étape de détection 110 examine l’ensemble des domaines de la liste B fournie en sortie de l’étape 105 et détecte ceux contenant effectivement un signal d’intérêt. Par exemple, on extrait les fenêtres correspondant au domaine considéré sur les différentes voies, dont la voie sur laquelle le domaine est repliée sur une fenêtre non-continue. On calcule la somme quadratique des échantillons des cases de l’ensemble des fenêtres correspondant au domaine, sauf la fenêtre d’indice . Puis, on compare la valeur obtenue à un seuil prédéfini, fixé pour respecter un taux de fausse alarme spécifié. Si la valeur est supérieure au seuil, on considère que l’on est dans une première situation où il y a présence d’un signal d’intérêt. A défaut, on considère que l’on est dans une seconde situation où il y a absence de signal d’intérêt (présence de bruit seul). Pour tout domaine relevant de la seconde situation, dans le mode de réalisation actuellement préféré, le procédé 100 passe à l’étape 120 où il est abandonné. Pour tout domaine relevant de la première situation, le procédé met en œuvre un traitement particulier 130. La première situation correspond donc à celle où un signal d’intérêt , émis par une source et présent dans un domaine, se parasite lui-même sur la fenêtre de la voie M. Le traitement 130 est fondé sur l’exploitation des mesures sur les fenêtres 1 à où il n’y a pas de mélange, puis sur l’exploitation des mesures sur la fenêtre où il y a mélange. Le traitement 130 débute par une étape 132, au cours de laquelle des vecteurs de mesures sont construits à partir des cases des fenêtres. Le signal d’intérêt est appelé . Le procédé considère que les motifs de bande latérale supérieure et de bande latérale inférieure sont les spectres de deux signaux différents, appelés premier signal et second signal . Les mesures des différentes fenêtres sans mélange du premier signal sont mises sous la forme de vecteurs . Un vecteur est donc de dimension : De même, les mesures des différentes fenêtres sans mélange du second signal, sont mises sous la forme de vecteurs Un vecteur est donc de dimension Enfin, les mesures prélevées sur la fenêtre où se produit le mélange correspondent à scalaires ( compris entre 1 et ). Le procédé 100 passe ensuite à l’estimation des paramètres des premier et second signaux. Cette estimation est fondée sur les équations suivantes : Dans cette modélisation, et sont respectivement les amplitudes complexes du premier signal et du second signal. Les et les sont conjugués deux à deux, mais le vecteur n’est pas égal à . Pour simplifier les calculs, intentionnellement, le procédé ne fait pas d’hypothèse sur la relation entre les et les . Ils sont considérés comme indépendants. Dans cette modélisation, les vecteurs « directionnels » des premier et second signaux sont conjugués l’un de l’autre, normés, et valent respectivement et , où est un réel positif ; est le vecteur directionnel (« steering vector » en anglais) réduit aux voies non mélangées ; et est le vecteur directionnel réduit à la voie où se produit le mélange, est le module du vecteur directionnel réduit à la voie de mélange, et la phase du vecteur directionnel (appelée ici phase interférométrique) sur la voie de mélange . Ces vecteurs sont normés de sorte que . Dans la suite on écrira , où est normé. Enfin, dans cette modélisation, les bruits , , sont gaussiens, centrés, indépendants en et entre eux. La difficulté de savoir de quoi est constitué le mélange est surmontée en considérant le motif de bande latérale supérieure comme un premier signal et le motif de bande latérale inférieure comme un second signal, indépendant du premier. Pour résoudre ces équations, dans une première étape 134, on considère d’abord uniquement les vecteurs , c’est-à-dire les mesures sans mélange du premier signal, , de manière indépendante des autres mesures. La matrice , matrice de covariance des mesures sans mélange pour le premier signal, est alors calculée à partir des vecteurs de mesures : où l’opérateur * dénote l’opérateur transposé conjugué. La matrice est ensuite diagonalisée afin d’obtenir l’estimée du vecteur , qui est le vecteur propre associé à la plus grande valeur propre de la matrice . Les amplitudes complexes du premier signal, filtrées sur les voies de mesure où il est observé seul, sont alors calculables à un facteur réel positif près, . Pour cela les grandeurs sont alors déterminées à partir du produit scalaire hermitien des vecteurs et : Les phases du vecteur directionnel du premier signal sur les voies sans mélange sont obtenues en calculant l’argument de chaque composante de . On considère ensuite uniquement les vecteurs , c’est-à-dire les mesures sans mélange du second signal, , de manière indépendante des autres mesures. La matrice , matrice de covariance des mesures sans mélange pour le premier signal, est alors calculée à partir des vecteurs de mesures : où l’opérateur * dénote l’opérateur transposé conjugué. La matrice est ensuite diagonalisée afin d’obtenir l’estimée du vecteur , qui est le vecteur propre associé à la plus grande valeur propre de la matrice . Les amplitudes complexes du second signal, filtrées sur les voies de mesure où il est observé seul, sont calculées au facteur à un facteur réel positif près. Pour cela, on détermine les grandeurs à partir du produit scalaire hermitien du vecteur , qui est le conjugué de l’estimée du vecteur , et de : . Le procédé 100 passe ensuite à l’étape 136 consistant à considérer maintenant également la voie sur laquelle il y a mélange des premier et second signaux pour estimer la phase interférométrique du premier signal dans la voie où se produit le mélange. Cette étape utilise les grandeurs et obtenues à l’étape 134 et les scalaires complexes de la voie M où se produit le mélange. Cette estimation est fondée sur la réécriture de l’équation sur la voie de mélange de la modélisation sous la forme suivante : Dont l’inconnue est : et où désigne l’opérateur « conjugué de ». L’estimation consiste alors à rechercher le scalaire complexe qui minimise . Ce qui est obtenu en calculant l’estimée de selon les relations suivantes : où : ; ; L’étape 136 se termine par le calcul de l’estimation de la phase du vecteur directionnel normé sur la voie de mélange : . A l’issue de cette étape, les estimées des phases de toutes les composantes de sont disponibles. Il est donc possible de calculer la direction d’arrivée du signal par goniométrie de phase. Dans une variante de réalisation, le procédé comporte une étape supplémentaire 138 permettant, après avoir calculé , de calculer les estimées suivantes : , , Ce qui permet d’obtenir une estimation du vecteur directionnel du signal d’intérêt : Le procédé 100 peut passer alors à l’étape 140 de calcul de la direction d’arrivée du signal d’intérêt par goniométrie d’amplitude et de phase. Dans la présente description a été traité en détail le cas où, sur une voie de réception, la fréquence porteuse du signal d’intérêt est située au voisinage d’un multiple de la moitié de la fréquence d’échantillonnage, ce qui a pour effet que le motif de bande latérale supérieure et le motif de bande latérale inférieure du spectre se mélangent dans le spectre du signal sous-échantillonné. L’homme du métier constatera qu’avec un récepteur mettant en œuvre le procédé précédent il est possible d’améliorer la détermination de la direction d’arrivée d’un signal intercepté en considérant, en plus des mesures sur les voies où les motifs du spectre ne se replient pas l’un sur l’autre, les mesures sur la voie où les motifs du spectre se replient l’un sur l’autre. L’invention permet de séparer, dans la phase des mesures, la contribution de la phase propre du signal d’intérêt et la contribution de la phase interférométrique, et ceci grâce au prélèvement de plusieurs mesures sur chaque voie de réception. L’invention tire également profit du fait que le mélange ne se produit que sur une voie de réception. Cette voie est unique puisque le plan de fréquences du récepteur interférométrique est choisi tel qu’une fréquence ne peut être simultanément multiple de deux demi-fréquences d’échantillonnages distinctes, c’est-à-dire tel que deux demi-fréquences d’échantillonnage distinctes de deux voies de réception ne peuvent avoir de multiple commun dans la bande large de fréquence à intercepter. En conséquence, les mesures sur les autres voies de réception ne sont pas mélangées et autorisent un traitement partiel du type mono-source. Cette remarque permet de proposer une modélisation simple conduisant à une solution approchée avec une quantité de calculs raisonnable. Ceci est adapté aux applications temps réel et aux applications embarquées. La modélisation du mélange correspond à un mélange entre deux sources distinctes, dont les vecteurs directionnels sont conjugués l’un de l’autre. Procédé (100) de détection d’un signal électromagnétique d’intérêt et d’estimation de sa direction d’arrivée, ledit procédé étant mis en œuvre par un goniomètre interférométrique à large bande de réception et à réception numérique sous-échantillonnée, ledit goniomètre interférométrique comportant M voies de réception, M étant un entier supérieur ou égal à quatre, chaque voie de réception comportant successivement une antenne (12 m ), un module de réception analogique (14 m ) et un module de réception numérique (20 m ), le module de réception numérique fonctionnant à une fréquence d’échantillonnage (fe m ) qui lui est propre et délivrant périodiquement une grille temps-fréquence (G m ) fournie par une succession d’analyses spectrales, chaque case de la grille temps/fréquence contenant une mesure complexe, caractérisé en ce que, dans le cas où, sur une voie de réception, une fréquence porteuse du signal d’intérêt est située au voisinage d’un multiple de la moitié de la fréquence d’échantillonnage de ladite voie de réception, le motif de bande latérale supérieure et le motif de bande latérale inférieure du spectre du signal d’intérêt se mélangeant après repliement dans ladite voie de réception, dite voie de mélange, les autres voies de réception étant dites voies sans mélange, le procédé comporte les étapes consistant à : - définir (105) des domaines temps/fréquence ( ) en subdivisant l’espace temps/fréquence, chaque domaine temps/fréquence correspondant chacun au produit cartésien d’un intervalle temporel égal à la durée de quelques analyses spectrales successives, par un intervalle fréquentiel égal à quelques canaux d’analyse spectrale, chaque domaine étant replié sur une fenêtre ( ) dans la voie de réception , une fenêtre comportant cases ; - détecter (110) la présence éventuelle d’un signal d’intérêt en comparant l’énergie contenue dans les fenêtres sans mélange à un seuil, et prélever (105), dans les M grilles temps/fréquence délivrées par chacune des voies de réception, les mesures des cases des fenêtres associées au domaine du motif de bande latérale supérieure en tant que premier signal ( ) et les mesures des cases de des fenêtres associées au domaine du motif de bande latérale inférieure en tant que second signal , - élaborer (132) des vecteurs de mesure à partir des mesures prélevées de telle sorte que : les mesures du premier signal sur les voies sans mélange soient mises sous la forme de premiers vecteurs de mesures ( ; les mesures du second signal sur les voies sans mélanges soient mises sous la forme de seconds vecteurs de mesures ; et les mesures sur la voie mélangée correspondent à scalaires ; - estimer (134) d’une part les amplitudes complexes, à un coefficient de normalisation près, du premier signal et le vecteur directionnel réduit aux voies sans mélange et normalisé du premier signal, uniquement à partir des premiers vecteurs de mesure ( ; et d’autre part les amplitudes complexes, à un coefficient de normalisation près, du second signal et le vecteur directionnel réduit aux voies sans mélange et normalisé du second signal, uniquement à partir des seconds vecteurs de mesure ( ; - calculer (136) les phases interférométriques du premier signal sur la voie de mélange à partir des amplitudes complexes estimées à partir des mesures sur la voies de mélange ; - calculer (138) le module du vecteur directionnel réduit aux voies sans mélange, et l’amplitude de la composante du vecteur directionnel sur la voie de mélange, pour le premier signal; et, - déterminer (140) la direction d’arrivée du premier signal à partir des phases interférométriques ou à partir du vecteur directionnel estimé pour le premier signal, considéré comme le signal d’intérêt. Procédé selon la revendication 1, dans lequel les étapes d’estimation des premier et second signaux sur les voies sans mélange sont fondées sur les équations suivantes : où : sont les premiers vecteurs de mesures ; sont les seconds vecteurs de mesures ; et sont les amplitudes complexes du premier signal et du second signal respectivement ; et sont des vecteurs directionnels réduits aux voies non mélangées ; et , sont des bruits gaussiens, centrés, indépendants en et entre eux. Procédé selon la revendication 2, dans lequel, les vecteurs directionnels réduits aux voies non mélangées, et , n’étant pas normés, un vecteur normé et un réel positif sont introduits, tels que et l’étape (134) d’estimation consiste à : - diagonaliser la matrice définie comme : ; - déterminer le vecteur propre associée à la plus grande valeur propre de la matrice en tant qu’ estimée du vecteur ; - déterminer les amplitudes complexes du premier signal, filtrées sur les voies non mélangées, au facteur réel positif près, , en calculant les grandeurs à partir du produit scalaire hermitien des vecteurs et selon la relation : - diagonaliser la matrice définie comme : ; - déterminer le vecteur propre associée à la plus grande valeur propre de la matrice en tant qu’ estimée du vecteur ; - déterminer les amplitudes complexes du second signal, filtrées sur les voies non mélangées, à un facteur réel positif près, , en calculant les grandeurs à partir du produit scalaire hermitien des vecteurs et , selon la relation : . Procédé selon la revendication 3, dans lequel calculer (136) la phase interférométrique du premier signal sur la voie de mélange consiste à estimer le scalaire complexe , où est le module de la composante du vecteur directionnel sur la voie de mélange du premier signal, en recherchant la grandeur qui minimise l’erreur quadratique , où les sont les mesures scalaires sur la voie de mélange. Procédé selon la revendication 4, dans lequel, après l’étape (136) d’estimation des phases interférométriques du premier signal, le procédé comporte une étape (138) consistant à estimer le module du vecteur directionnel réduit aux voies de mélange, et l’amplitude de la composante du vecteur directionnel sur la voie de mélange, pour le premier signal : , . Procédé selon la revendication 5, dans lequel l’étape (138) consiste à estimer le vecteur directionnel du premier signal : . Produit programme d’ordinateur, comportant des instructions propres lorsqu’elles sont exécutées par un ordinateur à mettre en œuvre un procédé, caractérisé en ce que ledit procédé est un procédé conforme à l’une quelconque des revendications 1 à 6. Goniomètre interférométrique (10), ledit goniomètre comportant M voies de réception, M étant un entier supérieur ou égal à quatre, chaque voie de réception comportant successivement une antenne (12 m ), un module de réception analogique (14 m ) et un module de réception numérique (20 m ), le module de réception numérique fonctionnant à une fréquence d’échantillonnage (fe m ) qui lui est propre et délivrant périodiquement une grille temps-fréquence (G m ), chaque case de la grille temps/fréquence contenant une mesure complexe, l’espace temps/fréquence étant subdivisé en domaines ( ), un domaine étant replié sur une fenêtre ( de la bande d’échantillonnage d’une voie de réception, une fenêtre comportant cases, caractérisé en ce que, dans le cas où, sur une voie de réception, une fréquence porteuse d’un signal d’intérêt est située au voisinage d’un multiple de la moitié de la fréquence d’échantillonnage de ladite voie de réception, le motif de bande latérale supérieure et le motif de bande latérale inférieure du spectre du signal d’intérêt se mélangeant alors dans la fenêtre correspondante de la bande d’échantillonnage de ladite voie de réception, dite voie de mélange, les autres voies de réception étant dites voies sans mélange, le goniomètre interférométrique est adapté pour exécuter les instructions d’un produit programme d’ordinateur conforme à la revendication 7.