FR 3115179 A1 20220415 FR 2010321 A 20201009 Un procédé pour linéariser un signal de transmission (RF_TX) résultant d’une modulation d’amplitude en quadrature (QAM mod) d’un signal en bande de base analogique (BB_TX) et une amplification en radiofréquence (RFPA), comprend une démodulation (QAM demod) d’un signal de rétroaction provenant du signal de transmission (RF_TX), une comparaison (COMP) entre le signal de rétroaction démodulé (BB_FB) et le signal en bande de base (BB_TX), un calcul numérique (DPD_CU) d’un signal de commande de prédistorsion (PD_CT) basé sur la comparaison, et une prédistorsion analogique (APD) du signal en bande de base analogique (BB_TX) commandée par le signal de commande de prédistorsion (PD_CT). Figure de l’abrégé : Figure 1 Procédé de linéarisation d’un signal de transmission et circuit intégré correspondant Les modes de réalisation concernent la communication sans fil, en particulier la linéarisation d’un signal de transmission résultant d’une modulation d’amplitude en quadrature et d’une amplification en radiofréquence. Les dispositifs de communication sans fil électroniques, comme les émetteurs-récepteurs, comportent généralement un dispositif de transmission du signal à haut rendement spectral qui utilise une modulation d’amplitude en quadrature numérique (M-QAM, « M-ary Quadrature Amplitude Modulation » en anglais) pour envoyer des signaux. Le dispositif de transmission à haut rendement spectral utilise généralement une méthode de modulation linéaire du signal de transmission et comporte des dispositifs de modulation en quadrature et des amplificateurs en radiofréquence. Mais les dispositifs de modulation en quadrature et la plupart des amplificateurs en radiofréquence sont des dispositifs électroniques non linéaires qui introduisent de la distorsion dans les signaux de transmission. Par conséquent, des circuits de linéarisation du signal incorporés dans le dispositif de transmission à haut rendement spectral sont connus pour appliquer une prédistorsion au signal à envoyer afin de compenser la distorsion introduite par les amplificateurs en radiofréquence et les dispositifs de modulation en quadrature. En outre, les caractéristiques non linéaires des amplificateurs en radiofréquence peuvent varier dans le temps, par exemple en raison du vieillissement des amplificateurs eux-mêmes, des variations de température ou des variations de l’alimentation électrique ; il existe donc un besoin de fournir des circuits de linéarisation adaptatifs. Les circuits de linéarisation adaptatifs connus sont habituellement exploités sur la radiofréquence de transmission ou sur une fréquence intermédiaire et sont efficaces quand le dispositif de transmission à haut rendement spectral est incorporé dans un dispositif de communication électronique sans fil qui comprend une seule antenne de transmission. À l’inverse, quand un dispositif de communication électronique comprend une pluralité de chaînes de transmission comportant chacune un dispositif de modulation en quadrature et un amplificateur en radiofréquence non linéaire, comme par exemple un système de réseau d’antennes à commande de phase active « APAA » (« Active Phased Antenna Array System » en anglais) qui peut comprendre des dizaines de chaînes de transmission, les circuits et procédés de linéarisation adaptative classiques présentent des problèmes fonctionnels dus au fait qu’ils doivent être fournis localement pour chaque chaîne de transmission, c’est-à-dire chaque segment d’antenne. En fait, les solutions locales soulèvent des problèmes liés à la consommation de surface, à la consommation d’énergie, et à la complexité de conception élevée du circuit intégré (CI). Par conséquent, ces conceptions de CI pour piloter localement chaque segment d’antenne poussent les capacités d’intégration de processus à leurs limites et ne sont pas économiques, dans le contexte de dispositifs de chaînes de transmission multiples tels que les systèmes APAA. En outre, les dispositifs de chaîne de transmission simple à faible énergie et à faible coût peuvent bénéficier d’une plus faible consommation de surface, d’une plus faible consommation électrique et d’une plus faible complexité de conception. Il existe donc un besoin de proposer une technique de linéarisation pour une chaîne de transmission à haut rendement spectral qui puisse surmonter les inconvénients de la technique connue, tout en ne réduisant ni ne détériorant les performances, telles que la portée de transmission élevée, le rendement élevé, le taux d’erreur faible et une interférence de canaux voisins faible. Les valeurs de ces performances peuvent être imposées de façon classique par des normes. Selon des modes de réalisation, une solution combinant une prédistortion adaptative analogique et numérique est proposée pour des émetteurs à haut rendement spectral compacts. La prédistorsion adaptative à signal mélangé (analogique et numérique) est directement appliquée sur des formes d’ondes en bande de base analogique I et Q et peut avantageusement être basée sur la surveillance combinée de la puissance hors bande d’intermodulation et du signal numérique d’erreur de symbole intégré obtenue à un taux d’échantillonnage allant jusqu’à une valeur bien inférieure à la fréquence de Nyquist. Selon un aspect, un procédé est proposé pour linéariser un signal de transmission résultant d’une modulation d’amplitude en quadrature d’un signal en bande de base analogique et d’une amplification en radiofréquence, comprenant une démodulation d’un signal de rétroaction provenant du signal de transmission, une comparaison entre le signal de rétroaction démodulé et le signal en bande de base, un calcul numérique d’un signal de commande de prédistorsion basé sur la comparaison, et une prédistorsion analogique du signal en bande de base commandée par le signal de commande de prédistorsion. Ainsi, puisque la prédistorsion est appliquée sur la basse fréquence du signal en bande de base analogique plutôt que sur un signal de fréquence intermédiaire ou un signal en radiofréquence, le calcul numérique et la conception de forme d’onde de prédistorsion analogique sont moins difficiles et moins critiques, et l’architecture peut être simplifiée en réduisant la consommation d’énergie et de surface. Selon un mode de réalisation, la comparaison est une comparaison numérique et le procédé comprend une conversion analogique-numérique du signal de rétroaction démodulé, et une conversion analogique-numérique du signal en bande de base. Les conversions analogique-numérique sont ainsi fournies pour la basse fréquence du signal en bande de base, dans une architecture plus simple et avec moins de consommation d’énergie que les techniques classiques qui exécutent des taux d’échantillonnage élevés, qui valent généralement plus de deux fois la bande passante du signal de transmission en bande de base (c’est-à-dire au-dessus de la fréquence de Nyquist). En effet, comme les caractéristiques non linéaires des amplificateurs en radiofréquence peuvent varier lentement dans le temps, par exemple en raison du vieillissement des amplificateurs eux-mêmes, des variations de la température ambiante, des variations de la tension d’alimentation ou du passage entre les canaux de transmission, les conversions analogique-numérique peuvent être réalisées bien en dessous de la fréquence de Nyquist du signal de transmission en bande de base. Selon un mode de réalisation, le procédé comprend un démappage de symboles du signal de rétroaction démodulé numérique, un démappage de symboles du signal en bande de base numérique, et la comparaison numérique entre les symboles du signal de rétroaction et les symboles du signal en bande de base. La comparaison des symboles donne une connaissance de la qualité du signal en radiofréquence transmis selon cette solution moins complexe, elle permet donc de réduire l’amplitude du vecteur d’erreur dans la constellation de symboles. Selon un mode de réalisation, le calcul numérique du signal de commande de prédistorsion est de plus basé sur une détection de la puissance hors bande du signal de rétroaction démodulé analogique. La détection de la puissance hors bande empêche les remontées spectrales (usuellement « spectral re-growth » en anglais) de provoquer des interférences dans les canaux voisins du spectre. En conséquence, le fait de revérifier à la fois la puissance d’intermodulation hors bande et le taux d’erreurs sur les symboles garantit que le procédé de prédistortion n’a pas d’impact sur l’intégrité des symboles transmis, tout en apportant une amélioration de l’intermodulation de troisième ordre d’environ 15 dB. Selon un autre aspect, il est proposé un procédé pour linéariser une pluralité de signaux de transmission d’un système de réseau d’antennes à commande de phase active, comprenant le procédé défini ci-dessus pour chaque signal de transmission. En effet, la grande simplification de l’architecture, la réduction de la dissipation d’énergie et de la consommation de surface, et les performances élevées fournies par le procédé pour linéariser chaque signal de transmission, permet de multiplier sa mise en œuvre dans un seul dispositif tel qu’un système de réseau d’antennes à commande de phase active. Selon un autre aspect, un circuit intégré comprenant un pilote de transmission configuré pour réaliser une modulation d’amplitude en quadrature et une amplification en radiofréquence d’un signal en bande de base analogique est proposé. Est proposé en outre un moyen de linéarisation comprenant un circuit démodulateur configuré pour démoduler un signal de rétroaction pris sur le signal de transmission, un circuit comparateur configuré pour comparer le signal de rétroaction démodulé au signal en bande de base, une unité de calcul numérique configurée pour calculer un signal de commande de prédistorsion basé sur un résultat de comparaison fourni par le circuit comparateur, et un circuit prédistordeur analogique configuré pour réaliser une prédistorsion du signal en bande de base analogique commandé par le signal de commande de prédistorsion. Selon un mode de réalisation, le circuit comparateur est un circuit comparateur numérique et le circuit intégré comprend un convertisseur analogique-numérique configuré pour convertir le signal de rétroaction démodulé et un convertisseur analogique-numérique configuré pour convertir le signal en bande de base. Selon un mode de réalisation, le circuit intégré comprend un démappeur de symboles, configuré pour démapper des symboles du signal de rétroaction démodulé numérique et un démappeur de symboles, configuré pour démapper des symboles du signal en bande de base numérique. En outre, le circuit comparateur numérique est configuré pour comparer les symboles du signal de rétroaction démodulé aux symboles du signal en bande de base. Selon un mode de réalisation, le circuit intégré comprend en outre un circuit détecteur de puissance hors bande configuré pour détecter la puissance d’intermodulation hors bande du signal de rétroaction démodulé analogique, et l’unité de calcul numérique est configurée pour calculer le signal de commande de prédistorsion basé en outre sur le résultat de la détection de puissance hors bande. Selon un autre aspect, il est proposé un système de réseau d’antennes à commande de phase active, le système comprenant une pluralité de pilotes de transmission et le circuit intégré défini ci-dessus pour chaque pilote de transmission. D’autres avantages et caractéristiques de l’invention apparaîtront à l’examen de la description détaillée de modes de réalisation non limitatifs de l’invention, et à l’étude des dessins annexés dans lesquels : ; représentent des modes de réalisation de l’invention. La illustre un circuit intégré IC, en particulier une chaîne de transmission TX_DRV, aussi appelée pilote d’antenne de transmission, incorporée dans un dispositif de transmission à haut rendement spectral DEV. Par exemple, le dispositif de transmission à haut rendement spectral DEV peut être un émetteur-récepteur de collecte 5G (ou « émetteur-récepteur backhaul », selon le vocable anglais usuel), ou un dispositif similaire. Une unité de traitement PU génère un signal en bande de base numérique qui transporte des données dans une modulation d’amplitude en quadrature numérique (M-QAM, « modulation d’amplitude en quadrature à M états de phase »), à la fois sur le canal en phase I et sur le canal en quadrature de phase Q. De telles données M-QAM sont des mots binaires de log 2 (M) bits codés selon une constellation de symboles identifiés dans le plan complexe par la phase et l’amplitude du signal. Un convertisseur numérique-analogique DAC fournit (en plus d’un pilote I/Q) le signal en bande de base analogique BB_TX converti à partir de la sortie numérique de l’unité de traitement PU. L’unité de traitement PU, le convertisseur numérique-analogique DAC et le pilote I/Q sont généralement extérieurs au dispositif de transmission à haut rendement spectral DEV, et font généralement partie d’une carte en bande de base numérique. Le pilote d’antenne de transmission TX_DRV comprend un mélangeur QAM_mod configuré pour réaliser une modulation d’amplitude en quadrature sur le signal de transmission en bande de base BB_TX, délivrant un signal modulé en radiofréquence RF_TX. Un oscillateur local RF_LO ou une autre source fournit le signal de porteuse en radiofréquence au mélangeur QAM_mod. Le terme « radiofréquence » est utilisé pour désigner la fréquence du signal de porteuse dépendant de l’application du dispositif de transmission, et peut être employé pour qualifier la capacité d’un élément à fonctionner à ces fréquences. Par exemple, la radiofréquence du signal de porteuse peut être supérieure à 24 GHz dans d’éventuelles applications 5G (normes « 5G NR » ou « LTE »), ou par exemple 2,4 GHz ou 5 GHz dans d’éventuelles applications WiFi (norme « ISO 802.11 »). Le pilote TX_DRV comporte un amplificateur en radiofréquence RFPA configuré pour réaliser une amplification de puissance du signal modulé en radiofréquence délivré par le mélangeur QAM_mod. L’amplificateur RFPA fonctionne avec un très petit recul de puissance par rapport à son point de saturation afin de permettre une portée et un rendement de transmission élevés. L’amplificateur RFPA fonctionne par exemple avec une saturation proche de 90 %. L’amplificateur RFPA fonctionne à ce type de niveau avec une caractéristique de puissance d’entrée sur puissance de sortie non linéaire, ce qui provoque une distorsion du signal de transmission radiofréquence RF_TX au niveau de l’antenne ANT. Le circuit intégré comprend donc un moyen de linéarisation pour linéariser la chaîne de transmission TX_DRV du dispositif de transmission sans fil à haut rendement spectral, en appliquant une prédistorsion au signal de transmission amplifié par l’amplificateur RFPA afin de compenser les caractéristiques non linéaires RFPA de l’amplificateur. Le moyen de linéarisation comprend un circuit de boucle d’asservissement, qui récupère le signal de transmission en radiofréquence RF_TX à travers un connecteur CPL, par exemple un connecteur inductif. Le connecteur CPL fournit un signal de rétroaction en radiofréquence RF_FB, égal au signal de transmission en radiofréquence RF_TX, à la boucle d’asservissement. Dans l’exemple illustré, le connecteur CPL peut comprendre un amplificateur de signal de rétroaction. Pour calculer la prédistorsion à appliquer à la forme d’onde, le moyen de linéarisation utilise donc le signal de rétroaction, qui est basé sur le signal de transmission courant RF_TX à la sortie de la chaîne de transmission TX_DRV. En conséquence, la prédistorsion prend en compte la variation dans le temps de la chaîne de transmission TX_DRV, comme le vieillissement de l’amplificateur RFPA, les variations de température ou la variation de l’alimentation. Le moyen de linéarisation comprend un circuit démodulateur QAM_demod configuré pour démoduler le signal de rétroaction RF_FB, en fournissant un signal de rétroaction en bande de base analogique (démodulé) BB_FB sur les canaux de rétroaction I et Q. Avantageusement, comme on le verra plus loin, ces canaux de rétroaction I et Q peuvent être fournis en entrée d’un circuit détecteur de puissance hors bande PWR DET. Dans l’exemple illustré, les entrées passent par des pré-filtres passe-bande BPF. Le circuit détecteur de puissance hors bande PWR DET est configuré pour détecter la puissance d’intermodulation hors bande du signal de rétroaction analogique démodulé BB_FB. Le signal de rétroaction analogique démodulé BB_FB est converti en un signal de rétroaction numérique en bande de base à travers des convertisseurs analogique-numérique ADC sur les canaux de rétroaction I et Q. Simultanément, le signal de transmission en bande de base analogique « originel » BB_TX est converti en un signal de transmission numérique en bande de base par l’intermédiaire de convertisseurs analogique-numérique ADC reliés aux canaux de transmission I et Q. On notera ici que les convertisseurs analogique-numérique ADC sont conçus pour les basses fréquences des signaux en bande de base BB_TX, BB_FB, et donc les taux d’échantillonnage qu’ils réalisent sont définis selon ces basses fréquences. En outre, comme on le verra plus loin, les convertisseurs analogique-numérique ADC sont conçus pour des taux d’échantillonnage qui peuvent être bien inférieurs (c’est-à-dire inférieurs à la moitié) à la fréquence d’échantillonnage de Nyquist. Par conséquent, en pratique, les convertisseurs analogique-numérique ADC du présent mode de réalisation sont grandement simplifiés et bien plus compacts et économes en énergie que les convertisseurs généralement utilisés avec un taux d’échantillonnage plus élevé. Le signal de rétroaction en bande de base converti en numérique et le signal de transmission en bande de base converti en numérique sont démappés par des circuits démappeurs de symboles respectifs SYMP_DEMAP. Les circuits démappeurs de symboles SYMP_DEMAP sont en conséquence configurés pour démapper les symboles du signal de rétroaction démodulé numérique et du signal en bande de base numérique. Démapper les symboles d’un signal signifie convertir la phase et l’amplitude du signal en une valeur codée en binaire correspondante, d’après une carte de référence des symboles dans le plan complexe. Les valeurs binaires obtenues BB_FB_bin correspondant aux symboles du signal de rétroaction démodulé numérique, et les valeurs binaires obtenues BB_TX correspondant aux symboles du signal de transmission en bande de base converti en numérique, sont comparées par un circuit comparateur numérique COMP. Le résultat de cette comparaison donne un taux d’erreur sur les symboles du signal de transmission RF_TX. Avantageusement en matière de commande numérique, la valeur instantanée du taux d’erreur sur les symboles est transmise à un circuit intégrateur INTG configuré pour intégrer le taux d’erreur sur les symboles en le fournissant à l’unité de calcul DPD_CU. L’intégrateur numérique INTG amène le signal d’erreur numérique à zéro. Dans la boucle d’asservissement, le circuit comparateur numérique COMP, configuré en conséquence pour comparer le signal de rétroaction démodulé RF_BB avec le signal de transmission en bande de base BB_TX, fournit la base pour le calcul de la prédistorsion qui compense les non linéarités de la chaîne de transmission TX_DRV. Une unité de calcul numérique DPD_CU est configurée pour calculer un signal de commande de prédistorsion PD_CT basé sur le taux d’erreur sur les symboles fourni par le circuit comparateur COMP. Dans l’exemple illustré, le résultat du circuit détecteur de puissance hors bande PWR_DET est en outre utilisé par l’unité de calcul numérique DPD_CU pour calculer le signal de commande de prédistorsion PD_CT. Le signal de commande de prédistorsion numérique PD_CT commande un circuit de prédistorsion analogique APD. Le circuit de prédistorsion analogique APD est configuré pour réaliser une prédistorsion du signal en bande de base analogique BB_TX dans la chaîne de transmission TX_DRV, c’est-à-dire pour concevoir la forme d’onde du signal en bande de base analogique BB_TX de façon inverse à la distorsion que le signal va subir à travers les éléments non linéaires dans la chaîne de transmission TX_DRV (principalement l’amplificateur RFPA). Par exemple, le signal de commande de prédistorsion contient des valeurs numériques de paramètres, tels que des coefficients de solutions polynomiales du troisième degré ou du cinquième degré pour minimiser le taux d’erreur sur les symboles (et pour minimiser la puissance d’intermodulation hors bande). Le circuit de prédistorsion analogique APD est configuré pour convertir les valeurs de paramètres numériques en signaux analogiques d’ajustement. Les signaux analogiques d’ajustement sont combinés au signal de transmission en bande de base analogique BB_TX, par exemple par l’intermédiaire d’éléments mélangeurs, afin d’ajuster (ou de concevoir) la forme d’onde du signal de transmission BB_TX. Ainsi, en considérant maintenant la fréquence d’échantillonnage des convertisseurs analogique-numérique ADC, puisque les signaux convertis en numérique sont utilisés pour la comparaison de symboles afin de régler de façon adaptative le signal de commande de prédistorsion PD_CT, les signaux convertis en numérique n’ont pas besoin de contenir précisément toutes les informations transportées par les signaux analogiques initiaux BB_TX, BB_FB. Par conséquent, les taux d’échantillonnage des convertisseurs analogique-numérique ADC peuvent être réglés sur une valeur bien inférieure à la fréquence d’échantillonnage de Nyquist. En d’autres termes, le moyen de linéarisation décrit dessine la forme d’onde du signal de transmission en bande de base analogique BB_TX ; il fait une comparaison numérique entre les symboles transmis et les symboles de rétroaction reçus. Le dispositif de prédistorsion numérique calcule ensuite les coefficients de prédistorsion, à la fois d’après la partie de signal hors bande et d’après l’intégration du taux d’erreur sur les symboles. Étant donné que la prédistorsion est appliquée sur la bande de base analogique de basse fréquence, la conception de la forme d’onde est moins difficile et moins critique à traiter par l’unité de calcul DPD_CU et à appliquer par le circuit de prédistorsion analogique APD, comparé aux conceptions de formes d’ondes classiques réalisées dans le domaine des radiofréquences. En outre, la réalisation de la prédistorsion directement sur le signal analogique et le traitement de la rétroaction dans le domaine numérique empêchent (comparé au fonctionnement tout numérique dans le domaine des radiofréquences) : - de faire revenir la bande de base analogique en numérique avec un convertisseur analogique-numérique de pointe complexe et qui consomme de l’énergie et de la surface, - de réaliser la prédistorsion de façon numérique avec un processeur de signal numérique qui consomme de l’énergie et de la surface, - et puis de revenir au domaine analogique au moyen d’un convertisseur numérique-analogique de pointe complexe et qui consomme de l’énergie et de la surface. En d’autres termes, le fait de réaliser la prédistorsion directement sur le signal en bande de base analogique et de traiter la rétroaction dans le domaine numérique simplifie grandement l’architecture et réduit la consommation électrique et la surface de silicium. En outre, le fait de revérifier à la fois la puissance d’intermodulation hors bande et le taux d’erreur sur les symboles garantit l’absence de conséquence du processus de prédistorsion sur l’intégrité des symboles transmis, tout en fournissant une amélioration de fréquence intermodulée de 3 e ordre d’environ 15 dB. La grande simplification de l’architecture et la réduction de la dissipation d’énergie et de la consommation de surface permettent de mettre en pratique un dispositif de transmission à haut rendement spectral DEV en intégration de portes numériques de moyenne densité avec un composant analogique dans une seule puce. Les technologies associant numérique et analogique sur une seule puce, souvent appelées technologies « BiCMOS » (en référence aux technologies de composants bipolaires et aux technologies de composants Métal Oxyde Semi-conducteur complémentaire), sont généralement confrontées à des compromis à la fois dans la partie analogique et dans la partie numérique résultant de la co-intégration des procédés de fabrication. En conséquence, la longueur de canal des composants numériques peut être limitée par exemple à 55 nm, ce qui correspond à une « moyenne densité ». Ces technologies BiCMOS sont ainsi généralement défavorables pour mettre en œuvre les techniques de linéarisation classiques, qui utilisent des unités de traitement du signal numérique « DSP » à hautes performances, des convertisseurs analogique-numérique à haute fréquence d’échantillonnage et des convertisseurs numérique-analogique à haute fréquence d’échantillonnage. En d’autres termes, les techniques de linéarisation tout numérique classiques ne sont pas pratiques pour les technologies à composants numériques et analogiques co-intégrés, alors que l’association de moyens de linéarisation analogiques et numériques qui agissent sur la forme d’onde en bande de base analogique, comme décrit en relation avec la , fournissent une solution pour mettre en œuvre un dispositif de transmission à haut rendement spectral DEV dans des puces simples de moyenne densité à technologies numérique et analogique co-intégrées (« BiCMOS »). En outre, la solution proposée permet à des systèmes d’application à faible consommation d’énergie et à bas coût d’incorporer un tel dispositif de transmission à haut rendement spectral DEV ayant une seule chaîne de transmission. Par exemple, un appareil de type drone à enregistrement vidéo sans fil pour le grand public peut tirer profit d’une telle chaîne de linéarisation à bon rendement énergétique, en permettant par exemple une diffusion en temps réel d’un signal vidéo à haute définition. Ces avantages permettent également de mettre en pratique une pluralité de moyens de linéarisation dans un seul circuit intégré, pour linéariser un grand nombre de chaînes d’émetteur TX_DRV, par exemple dans un dispositif de transmission sans fil à haut rendement spectral comportant un système de réseau d’antennes à commande de phase active. On se réfère à la . La représente un système de réseau d’antennes à commande de phase active SYS, comprenant un réseau d’antennes APAA. Les antennes APAA sont destinées à émettre le même signal de transmission, avec toutefois un déphasage individuel (non représenté) afin de superposer les fronts d’onde sphériques individuels pour créer un faisceau d’onde plane se propageant dans une direction ayant une orientation particulière. Chaque antenne est pilotée par une chaîne de transmission respective TX_DRV1, TX_DRV2, TX_DRV3, …, TX_DRVn qui peuvent se compter par exemple par dizaines. Les chaînes de transmission TX_DRV1-TX_DRVn sont toutes du même type que la chaîne de transmission TX_DRV décrite ci-dessus relativement à la , et comprennent chacune notamment un modulateur d’amplitude en quadrature QAM_mod et un amplificateur en radiofréquence PA1-PAn. Les techniques de linéarisation adaptative classiques sont complexes et coûteuses à mettre en œuvre dans de tels réseaux d’antennes, car elles doivent fournir pour chaque chaîne de transmission TX_DRV1-TX_DRVn des unités de traitement du signal numérique « DSP » à hautes performances, des convertisseurs analogique-numérique à haute fréquence d’échantillonnage et des convertisseurs numérique-analogique à haute fréquence d’échantillonnage. Par conséquent, les techniques de linéarisation classiques actuellement utilisées dans un tel réseau d’antennes sont exécutées en amont de l’unité de traitement numérique PU, ce qui génère un signal en bande de base numérique « prédistordu » pour une seule chaîne de transmission TX_DRV. Cette méthode de linéarisation numérique classique devient proportionnellement inefficace à mesure que le nombre de chaînes de transmission augmente dans les systèmes APAA. Comme mentionné précédemment, grâce à l’architecture simple, à la faible dissipation d’énergie et à la faible consommation de surface du moyen de linéarisation décrit ci-dessus relativement à la , chaque chaîne de transmission TX_DRV1-TX-DRVn du système de réseau d’antennes à commande de phase active SYS est pourvue de son moyen de linéarisation individuel, à savoir la boucle d’asservissement numérique FDB et le circuit de prédistorsion analogique APD tels que décrits relativement à la . Ainsi, la distorsion spécifique de chaque signal de transmission RF_TX1-RF_TXn, provoquée respectivement par la non linéarité des amplificateurs en radiofréquence PA1, PA2, PA3, …, PAn, est compensée de façon adaptative par le moyen de linéarisation respectif FDB, APD fourni pour chaque chaîne de transmission TX_DRV1-TX_DRVn. De plus, comme les moyens de linéarisation FDB, APD utilisent le mécanisme de rétroaction basé sur le signal de transmission courant RF_TX1-RF_TXn à la sortie de la chaîne de transmission TX_DRV1-TX_DRVn, comme décrit relativement à la , la prédistorsion s’adapte à la variation dans le temps de la chaîne de transmission TX_DRV1-TX_DRVn, comme le vieillissement de l’amplificateur PA1-PAn, les variations de température ou la variation de l’alimentation électrique. Par conséquent, la durée de vie et la fiabilité du système SYS sont améliorées. Procédé pour linéariser un signal de transmission (RF_TX) résultant d’une modulation d’amplitude en quadrature (QAM mod) d’un signal en bande de base analogique (BB_TX) et une amplification en radiofréquences (RFPA), comprenant une démodulation (QAM demod) d’un signal de rétroaction provenant du signal de transmission (RF_TX), une comparaison (COMP) entre le signal de rétroaction démodulé (BB_FB) et le signal en bande de base (BB_TX), un calcul numérique (DPD_CU) d’un signal de commande de prédistorsion (PD_CT) basé sur la comparaison, et une prédistorsion analogique (APD) du signal en bande de base analogique (BB_TX) commandée par le signal de commande de prédistorsion (PD_CT). Procédé selon la revendication 1, dans lequel la comparaison (COMP) est une comparaison numérique et le procédé comprend une conversion analogique-numérique (ADC) du signal de rétroaction démodulé (BB_FB), et une conversion analogique-numérique (ADC) du signal en bande de base (BB_TX). Procédé selon la revendication 2, dans lequel le procédé comprend un démappage de symboles (SYMB_DEMAP) du signal de rétroaction démodulé numérique, un démappage de symboles (SYMB_DEMAP) du signal en bande de base numérique, et la comparaison numérique (COMP) comprend une comparaison entre les symboles du signal de rétroaction et les symboles du signal en bande de base. Procédé selon l’une quelconque des revendications précédentes, dans lequel le calcul numérique (DPD_CU) du signal de commande de prédistorsion est en outre basé sur une détection de la puissance hors bande (PWR DET) du signal de rétroaction démodulé analogique (BB_FB). Procédé pour linéariser une pluralité de signaux de transmission (RF_TX1-RF_TXn) d’un système de réseau d’antennes à commande de phase active (SYS), comprenant le procédé selon l’une quelconque des revendications 1 à 4 pour chaque signal de transmission (RF_TX1-RF_TXn). Circuit intégré comprenant un pilote d’antenne de transmission (TX_DRV) configuré pour réaliser une modulation d’amplitude en quadrature (QAM mod) et une amplification en radiofréquences (RFPA) d’un signal en bande de base analogique (BB_TX), et un moyen de linéarisation comprenant un circuit démodulateur (QAM demod) configuré pour démoduler un signal de rétroaction (RF_FB) pris sur le signal de transmission (RF_TX), un circuit comparateur (COMP) configuré pour comparer le signal de rétroaction démodulé (RF_BB) au signal en bande de base (BB_TX), une unité de calcul numérique (DPD_CU) configurée pour calculer un signal de commande de prédistorsion (PD_CT) basé sur un résultat de comparaison fourni par le circuit comparateur (COMP), et un circuit prédistordeur analogique (APD) configuré pour réaliser une prédistorsion du signal en bande de base analogique (BB_TX) commandé par le signal de commande de prédistorsion (PD_CT). Circuit intégré selon la revendication 6, dans lequel le circuit comparateur (COMP) est un circuit comparateur numérique et le circuit intégré comprend un convertisseur analogique-numérique (ADC) configuré pour convertir le signal de rétroaction démodulé (BB_FB), et un convertisseur analogique-numérique (ADC) configuré pour convertir le signal en bande de base (BB_TX). Circuit intégré selon la revendication 7, dans lequel le circuit intégré comprend un circuit démappeur de symboles (SYMP_DEMAP) configuré pour démapper des symboles du signal de rétroaction démodulé numérique et un circuit démappeur de symboles (SYMP_DEMAP) configuré pour démapper des symboles du signal en bande de base numérique, et le circuit comparateur numérique (COMP) est configuré pour comparer les symboles du signal de rétroaction aux symboles du signal en bande de base. Circuit intégré selon l’une quelconque des revendications 6 à 8, comprenant en outre un circuit détecteur de puissance hors bande (PWR DET) configuré pour détecter la puissance d’intermodulation hors bande du signal de rétroaction analogique démodulé (BB_FB), et dans lequel l’unité de calcul numérique (DPD_CU) est configurée pour calculer le signal de commande de prédistorsion (PD_CT) basé en outre sur le résultat de la détection de puissance hors bande. Système de réseau d’antennes à commande de phase active (SYS), comprenant une pluralité de pilotes d’antenne de transmission (TX_DRV1-TX_DRVn) et un circuit selon l’une quelconque des revendications 6 à 9 pour chaque pilote d’antenne de transmission (TX_DRV1-TX_DRVn).