FR 3117290 A1 20220610 FR 2012864 A 20201208 Procédé de génération et de démodulation d’un signal comprenant au moins un chirp, produits programme d’ordinateur et dispositifs correspondants L'invention concerne un procédé de génération d’un signal comprenant une première portion véhiculant des données et une deuxième portion véhiculant un mot de synchronisation du signal. La première portion comprend un ou plusieurs chirps modulés. La modulation correspond à une permutation circulaire du motif de variation de la fréquence instantanée d’un chirp de base sur le temps symbole Ts. Un tel procédé comprend : - une génération (E310) de la première portion du signal comprenant, pour la génération d’un chirp donné parmi le ou les chirps modulés, une modulation du chirp de base en fonction d’un symbole de modulation donné correspondant générant le chirp donné ; et - une génération (E320) de la deuxième portion du signal comprenant une modulation en amplitude de la deuxième portion du signal, une amplitude instantanée de la deuxième portion du signal étant proportionnelle à un module du mot de synchronisation. FIGURE D’ABRÉGÉ : Fig.3 Procédé de génération et de démodulation d’un signal comprenant au moins un chirp, produits programme d’ordinateur et dispositifs correspondants. Domaine de l'invention Le domaine de l’invention est celui de la transmission de données via l’utilisation d’une forme d’onde dite « chirp ». L’invention se rapporte plus particulièrement à une méthode de génération et de traitement d’une telle forme d’onde. Une telle forme d’onde est utilisée pour la transmission de données via des liens de communication de différentes natures, e.g. acoustique, radiofréquence, etc. Par exemple la technologie LoRa® dédiée à la transmission basse consommation par les objets connectés via un lien radiofréquence utilise une telle forme d’onde. L’invention a ainsi des applications, notamment, mais non exclusivement, dans tous les domaines de la vie personnelle et professionnelle dans lesquels les objets connectés sont présents. Il s’agit par exemple des domaines de la santé, du sport, des applications domestiques (sécurité, électroménager, etc.), suivi d’objets, etc. Art antérieur et ses inconvénients On s’attache plus particulièrement dans la suite de ce document à décrire une problématique existante dans le domaine des objets connectés à laquelle ont été confrontés les inventeurs de la présente demande de brevet. L’invention ne se limite bien sûr pas à ce domaine particulier d’application, mais présente un intérêt pour le traitement de tout signal de communication basé sur l’utilisation d’une forme d’onde dite « chirp » pour la transmission de données. Présentés comme la « troisième révolution de l’Internet », les objets connectés sont en train de s’imposer dans tous les domaines de la vie quotidienne et de l’entreprise. La plupart de ces objets sont destinés à produire des données grâce à leurs capteurs intégrés afin de fournir des services à valeur ajoutée pour leur propriétaire. De par les applications visées, ces objets connectés sont pour la plupart nomades. En particulier, ils doivent pouvoir transmettre les données produites, régulièrement ou à la demande, à un utilisateur déporté. Pour ce faire, la transmission radio longue portée du type radio mobile cellulaire (2G/3G/4G…) a été une technologie de choix. Cette technologie permettait en effet de bénéficier d’une bonne couverture réseau dans la plupart des pays. Cependant, l’aspect nomade de ces objets s’accompagne souvent d’un besoin en autonomie d’énergie. Or, même basés sur une des technologies radio mobile cellulaire les plus économes en énergie, les objets connectés actuels continuent de présenter une consommation rédhibitoire pour permettre un déploiement à grande échelle à un coût raisonnable. Face à la problématique de la consommation du lien radio pour de telles applications nomades, de nouvelles technologies radio basse consommation et bas débit dédiées spécifiquement aux réseaux « Internet des Objets », c’est-à-dire des technologies radio pour des réseaux dits LPWAN (pour « Low-Power Wide-Area Networks » en anglais), sont développées. En pratique, deux sortes de technologies peuvent être distinguées : - d’un côté, il existe des technologies propriétaires comme par exemple la technologie de la société Sigfox®, ou bien la technologie LoRa®, ou encore la technologie de la société Qowisio®. Ces technologies non standardisées reposent toutes sur l’utilisation de la bande de fréquences « Industriel, Scientifique et Médical », dite ISM, et sur la réglementation associée à son utilisation. L’intérêt de ces technologies est qu’elles sont déjà disponibles et permettent le déploiement rapide de réseaux sur la base d’investissements limités. En outre, ils permettent le développement d’objets connectés très économes en énergie et à faible coût ; - d’un autre côté, il existe plusieurs technologies promues par des organismes de normalisation. A titre d’exemple, on peut citer trois technologies standardisées auprès du 3GPP (pour « 3rd Generation Partnership Project » en anglais) : NB-IoT (pour « Narrow Band – Internet of Things » en anglais), LTE MTC (pour « Long Term Evolution - Machine Type Communication » en anglais) et EC-GSM-IoT (pour « Extended Coverage – GSM – Internet of Things » en anglais). De telles solutions reposent sur l’utilisation des bandes de fréquences licenciées, mais peuvent également être utilisées sur des bandes de fréquences non licenciées. Certains opérateurs de télécommunications se sont déjà intéressés à la technologie LoRa® pour déployer leur réseau dédié aux objets connectés. Par exemple, le brevet EP 2 449 690 B1 décrit une technique de transmission de l’information, sur laquelle se base la technologie LoRa®. Cependant, les premiers retours relèvent des expériences utilisateur peu satisfaisantes liées à des performances limitées du lien radio en conditions réelles. Notamment, la modulation utilisée apparaît être sensible à la synchronisation du récepteur. Par ailleurs, la forme d’onde « chirp » elle-même implique une équivalence entre erreur de synchronisation temporelle (résultant par exemple d’un décalage entre les instants d’échantillonnages idéaux et effectifs du signal reçu) et erreur de synchronisation fréquentielle (résultant par exemple d’un décalage entre la fréquence porteuse du signal reçu et l’oscillateur local générant le signal utilisé pour la transposition en fréquence du signal reçu) comme expliqué par exemple dans la demande de brevet internationale numéro PCT/EP2020/067276. De la sorte, l’estimation des paramètres de synchronisation de formes d’ondes chirps ne peut se faire que de manière conjointe entre les paramètres de synchronisation temporelle et les paramètres de synchronisation fréquentielle, ce qui peut nécessiter une charge de calcul importante. Alternativement, des solutions ont été envisagées afin de permettre un découplage entre erreur de synchronisation temporelle et erreur de synchronisation fréquentielle lors de l’estimation des symboles d’information véhiculés par de telles formes d’ondes. Par exemple, la demande de brevet internationale précitée décrit une technique d’encodage différentiel des symboles d’information avant modulation des chirps. Une telle technique permet de rendre l’estimation des symboles en question indépendante d’erreurs de synchronisation fréquentielle à la réception. Dans une telle situation, seuls les paramètres de synchronisation temporelle sont nécessaires à l’estimation des symboles d’information véhiculés par les chirps. L’estimation des paramètres de synchronisation fréquentielle devient ainsi superflue. Il existe ainsi un besoin pour une technique permettant d’estimer les paramètres de synchronisation temporelle d’un signal comprenant des chirps sans avoir à estimer les paramètres de synchronisation fréquentielle. Par ailleurs, les paramètres de synchronisation temporelle doivent être estimés précisément même en présence de désynchronisation fréquentielle. Dans un mode de réalisation de l’invention, il est proposé un procédé de génération d’un signal comprenant une première portion véhiculant des données et une deuxième portion véhiculant un mot de synchronisation du signal. La première portion comprend au moins un chirp parmi M chirps, un s-ème chirp parmi les M chirps étant associé à un symbole de modulation de rang s d’une constellation de M symboles, s étant un entier de 0 à M-1. Le s-ème chirp résulte d’une modulation d’un chirp de base dont une fréquence instantanée varie entre une première fréquence instantanée et une deuxième fréquence instantanée pendant un temps symbole T. La modulation correspond, pour le symbole de modulation de rang s, à une permutation circulaire du motif de variation de la fréquence instantanée sur le temps symbole T, obtenue par un décalage temporel de s fois une durée temporelle élémentaire Tc, telle que M*Tc=T. Un tel procédé comprend : - une génération de la première portion du signal comprenant, pour la génération d’un chirp donné parmi ledit au moins un chirp, une modulation du chirp de base en fonction d’un symbole de modulation donné correspondant générant le chirp donné ; et - une génération de la deuxième portion du signal comprenant une modulation en amplitude de la deuxième portion du signal, une amplitude instantanée de la deuxième portion du signal étant proportionnelle à un module du mot de synchronisation. Ainsi, l’invention propose une solution nouvelle et inventive pour estimer les paramètres de synchronisation temporelle d’un signal comprenant des chirps, sans avoir à estimer les paramètres de synchronisation fréquentielle du signal en question. Plus particulièrement, le module du mot de synchronisation étant ici véhiculé par l’amplitude instantanée du signal, la synchronisation temporelle peut se baser à la réception sur une détection du module de l’enveloppe complexe du signal reçu (le module en question correspondant à l’amplitude instantanée du signal en question). Un tel module est indépendant de la phase du signal, et donc de toute erreur fréquentielle présente entre le récepteur et le signal reçu. Les paramètres de synchronisation temporelle peuvent ainsi être estimés sans avoir à estimer les paramètres de synchronisation fréquentielle. Par ailleurs, les paramètres de synchronisation temporelle peuvent être estimés précisément, même en présence de désynchronisation fréquentielle. Dans des modes de réalisation, la première portion comprend une succession temporelle de chirps parmi les M chirps. La succession temporelle de chirps comprend le chirp donné. La génération de la première portion comprend : - un encodage différentiel entre, d’une part, un symbole de modulation associé à un chirp précédant le chirp donné dans la succession temporelle de chirps et, d’autre part, un symbole d’information donné de la constellation de M symboles, l’encodage différentiel délivrant le symbole de modulation donné. Ainsi, l’encodage différentiel des symboles d’information avant la modulation proprement dite des chirps permet de rendre l’estimation des symboles indépendante d’erreurs de synchronisation fréquentielle à la réception. L’estimation des symboles reçus ne nécessite donc pas l’estimation par le récepteur des paramètres de synchronisation fréquentielle du signal à démoduler. Dans des modes de réalisation, l’encodage différentiel met en œuvre une addition modulo M entre, d’une part, un premier opérande fonction du symbole de modulation associé au chirp précédant le chirp donné et, d’autre part, un deuxième opérande fonction du symbole d’information donné délivrant le symbole de modulation donné. Ainsi, l’implémentation est simple et robuste. Dans des modes de réalisation, l’encodage différentiel et la modulation sont mis en œuvre itérativement pour une succession de symboles d’information délivrant une suite de chirps dans la succession temporelle de chirps. Ainsi, l’ensemble des symboles d’information véhiculés dans la suite de chirps peuvent être estimés à la réception sans avoir à estimer les paramètres de synchronisation fréquentielle du signal ainsi généré. L’invention concerne également un procédé de démodulation d’un signal généré selon le procédé de génération décrit ci-dessus (selon l’un quelconque des modes de réalisation précités). Un tel procédé de démodulation comprend : - une estimation d’une information de synchronisation temporelle du signal mettant en œuvre une fonction de corrélation entre, d’une part, une amplitude instantanée du signal et, d’autre part, le module du mot de synchronisation du signal ; et - pour une portion donnée de la première portion représentative d’un chirp donné parmi ledit au moins un chirp, la portion donnée étant déterminée en fonction de l’information de synchronisation temporelle, une démodulation de la portion donnée délivrant un estimé d’un symbole de modulation de la constellation de M symboles associé au chirp donné. Ainsi, la structure du signal généré selon la technique décrite permet de mettre en œuvre à la réception une estimation de l’information de synchronisation temporelle via une fonction de corrélation entre le module de l’enveloppe complexe du signal reçu (le module en question correspondant à l’amplitude instantanée du signal modulé) et le mot de synchronisation. Un tel module est indépendant de la phase du signal, et donc de toute erreur fréquentielle présente entre le récepteur et le signal reçu. Les paramètres de synchronisation temporelle du signal peuvent ainsi être estimés simplement sans avoir à estimer les paramètres de synchronisation fréquentielle. Dans des modes de réalisation, la première portion comprend une succession temporelle de chirps parmi les M chirps. Le procédé de démodulation comprend : - un décodage différentiel entre, d’une part, l’estimé du symbole de modulation associé au chirp donné et, d’autre part, un estimé d’un symbole de modulation préalablement obtenu par mise en œuvre de la démodulation appliquée à une autre portion donnée de la première portion du signal représentative d’un chirp précédant le chirp donné dans la succession temporelle de chirps, le décodage différentiel délivrant un symbole décodé. Un estimé d’un symbole d’information véhiculé par le signal est fonction du symbole décodé. Ainsi, le décodage différentiel des symboles de modulation (les symboles de modulation résultant d’un encodage différentiel des symboles d’information à l’émission) permet de rendre l’estimation des symboles reçus indépendante d’erreurs de synchronisation fréquentielle. L’estimation des symboles reçus ne nécessite donc pas l’estimation par le récepteur des paramètres de synchronisation fréquentielle du signal ainsi généré. Dans des modes de réalisation, le décodage différentiel met en œuvre une différence modulo M entre, d’une part, un premier opérande fonction de l’estimé du symbole de modulation associé au chirp donné et, d’autre part, un deuxième opérande fonction de l’estimé du symbole de modulation préalablement obtenu délivrant l’estimé du symbole d’information véhiculé par le signal. Ainsi, l’implémentation est simple et robuste. Dans des modes de réalisation, la démodulation et le décodage différentiel sont mis en œuvre itérativement pour une succession de portions données de la première portion du signal représentatives d’une suite de chirps dans la succession temporelle de chirps délivrant une suite correspondante de symboles décodés. Une suite d’estimés de symboles d’information véhiculés par le signal étant fonction de la suite de symboles décodés. Ainsi, l’ensemble des symboles d’information véhiculés dans la suite de chirps sont estimés sans avoir à estimer les paramètres de synchronisation fréquentielle du signal ainsi généré. Dans des modes de réalisation, le mot de synchronisation comprend des termes successifs, une valeur de chacun des termes appartenant au groupe comprenant une première valeur nulle et une deuxième valeur prédéterminée non nulle. Ainsi, la forme d’onde de la deuxième portion du signal ainsi généré présente une amplitude instantanée soit sensiblement nulle soit sensiblement constante. L’amplitude instantanée des chirps de la première portion du signal étant également constante, aucune adaptation majeure des émetteurs/récepteurs déjà existants pour le traitement de signaux chirps n’est nécessaire afin de supporter la technique décrite. Par exemple des amplificateurs de puissance saturés tels que classiquement utilisés pour des raisons de rendement pour l’amplification de signaux chirps peuvent également être utilisés pour l’amplification de la deuxième portion du signal selon les caractéristiques ci-dessus. Une telle forme d’onde présentant une amplitude instantanée soit sensiblement nulle soit sensiblement constante peut par exemple être directement générée au niveau d’un tel amplificateur de puissance en le commutant selon le schéma de commutation entre les première et deuxième valeurs du mot de synchronisation. Dans des modes de réalisation, le mot de synchronisation comprend N bp = 2 n − 1 termes successifs. Une fonction d’autocorrélation du mot de synchronisation présente un lobe principal et au moins un lobe secondaire. Un ratio entre une amplitude du lobe principal et une amplitude d’un lobe secondaire d’amplitude maximale parmi ledit au moins un lobe secondaire est supérieur ou égal à N bp / (2 (n+2)/2 + 1). Ainsi, l’estimation de l’information de synchronisation temporelle est précise via l’utilisation de mots de synchronisation présentant de bonnes propriétés d’autocorrélation, comme par exemple les séquences de Gold, de Kasami, de Zadoff-Chu, etc. Dans des modes de réalisation, le mot de synchronisation appartient à une pluralité de mot de synchronisation de N bp = 2 n − 1 termes successifs. Une fonction d’intercorrélation entre, d’une part, le mot de synchronisation et, d’autre part, un autre mot de synchronisation de la pluralité de mot de synchronisation présente un lobe principal et au moins un lobe secondaire. Un ratio entre une amplitude du lobe principal et une amplitude d’un lobe secondaire d’amplitude maximale parmi ledit au moins un lobe secondaire est supérieur ou égal à N bp / (2 (n+2)/2 + 1). Ainsi, même en présence de collisions entre signaux, le récepteur peut se synchroniser sur un signal donné en recherchant le mot de synchronisation associé au signal en question. Ceci est possible via l’utilisation de mots de synchronisation présentant de bonnes propriétés d’intercorrélation, comme par exemple les séquences de Gold, les séquences de Kasami, les séquences de Zadoff-Chu, etc. Par exemple, il peut être attribué un mot de synchronisation par utilisateur, ou bien un mot de synchronisation par facteur d’étalement dans un cas d’utilisation similaire à celui de la technologie LoRa®. L’invention concerne également un programme d’ordinateur comprenant des instructions de code de programme pour la mise en œuvre d’un procédé tel que décrit précédemment, selon l’un quelconque de ses différents modes de réalisation, lorsqu’il est exécuté sur un ordinateur. L’invention concerne également un dispositif de génération d’un signal comprenant une première portion véhiculant des données et une deuxième portion véhiculant un mot de synchronisation du signal. Un tel dispositif de génération comprend une machine de calcul reprogrammable ou une machine de calcul dédiée configurée pour mettre en œuvre les étapes du procédé de génération selon l’invention (selon l’un quelconque des différents modes de réalisation précités). Ainsi, les caractéristiques et avantages de ce dispositif sont les mêmes que ceux des étapes correspondantes du procédé de génération décrit précédemment. Par conséquent, ils ne sont pas détaillés plus amplement. L’invention concerne également un dispositif de démodulation d’un signal généré selon le procédé de génération décrit ci-dessus (selon l’un quelconque des modes de réalisation précités). Un tel dispositif de démodulation comprend une machine de calcul reprogrammable ou une machine de calcul dédiée configurée pour mettre en œuvre les étapes du procédé de démodulation selon l’invention (selon l’un quelconque des différents modes de réalisation précités). Ainsi, les caractéristiques et avantages de ce dispositif sont les mêmes que ceux des étapes correspondantes du procédé de démodulation décrit précédemment. Par conséquent, ils ne sont pas détaillés plus amplement. Liste des figures D'autres buts, caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront plus clairement à la lecture de la description suivante, donnée à titre de simple exemple illustratif, et non limitatif, en relation avec les figures, parmi lesquelles : représente un objet connecté à une station de base d’un réseau de radiocommunication selon un mode de réalisation de l’invention ; illustre la fréquence instantanée d’un chirp de base ; illustre la modulation du chirp de base de la via une permutation circulaire du motif de variation de sa fréquence instantanée ; illustre la fréquence instantanée du chirp résultant de la modulation du chirp de base de la via la permutation circulaire illustrée sur la ; représente les étapes d’un procédé de génération d’un signal comprenant une première portion véhiculant des données et une deuxième portion véhiculant un mot de synchronisation selon un mode de réalisation de l’invention ; représente les étapes d’un procédé de démodulation d’un signal généré par mise en œuvre du procédé de la selon un mode de réalisation de l’invention ; représente un exemple de structure de dispositif permettant la mise en œuvre de certaines étapes du procédé de génération de la et/ou du procédé de démodulation de la selon un mode de réalisation de l’invention. Description détaillée de modes de réalisation de l'invention Le principe général de l'invention repose sur l’utilisation d’une forme d’onde différente pour véhiculer, d’une part, les données utiles et, d’autre part, pour véhiculer l’information permettant la synchronisation du récepteur et du signal à traiter (i.e. le mot de synchronisation ou mot d’apprentissage). Plus particulièrement, les données sont ici véhiculées via des chirps modulés. Or comme décrit ci-dessus en relation avec l’art antérieur, une telle forme d’onde implique une équivalence entre erreur de synchronisation temporelle et erreur de synchronisation fréquentielle. Une estimation d’informations de synchronisation effectuée à partir de chirps implique ainsi d’estimer conjointement l’erreur de synchronisation temporelle et l’erreur de synchronisation fréquentielle du récepteur. Selon la technique proposée, l’information permettant la synchronisation du récepteur sur le signal à traiter est véhiculée par l’amplitude instantanée d’une portion du signal à traiter. La synchronisation temporelle peut ainsi se baser à la réception sur une détection du module de l’enveloppe complexe de la portion en question du signal à traiter (le module en question correspondant à l’amplitude instantanée de la portion en question). Un tel module est indépendant de la phase du signal, et donc de toute erreur fréquentielle présente entre le récepteur et le signal à traiter. Les paramètres de synchronisation temporelle peuvent ainsi être estimés sans avoir à estimer les paramètres de synchronisation fréquentielle. Par ailleurs, les paramètres de synchronisation temporelle peuvent être estimés précisément, même en présence de désynchronisation fréquentielle. La illustre un objet 100 connecté à une station de base 110 d’un réseau de radiocommunication (par exemple un réseau du type bas débit et basse consommation) selon un mode de réalisation de l’invention. Plus particulièrement, le réseau de radiocommunication met en œuvre une forme d’onde dite « chirp » afin de véhiculer les données utiles et une autre forme d’onde afin de véhiculer les mots de synchronisation comme détaillé ci-dessous. On présente désormais, en relation avec les , et , la modulation d’un chirp de base via une permutation circulaire du motif de variation de sa fréquence instantanée. Un tel chirp de base est défini comme le chirp à partir duquel sont obtenus les autres chirps utilisés pour la transmission de l’information suite au processus de modulation par les symboles de modulation. Plus particulièrement, la phase instantanée (i.e. la phase de l’enveloppe complexe représentant le chirp considéré) du chirp de base s’exprime pour t dans l’intervalle (Fig.2a) comme avec : T : la durée symbole (également appelée intervalle de signalisation par exemple dans le standard LoRa®) ; B = 2 SF / T : la bande passante du signal, avec SF le facteur d’étalement ou nombre de bit par symbole. M = 2 SF est ainsi le nombre total de symboles dans la constellation de symboles de modulation. Sur la base de ces notations, la fréquence instantanée du chirp de base, qui correspond à la dérivée de la phase instantanée , s’exprime comme . La fréquence instantanée est ainsi liée à la vitesse de rotation angulaire dans le plan complexe du vecteur dont les coordonnées sont données par les signaux en phase et en quadrature représentant le signal modulant (i.e. les parties réelle et imaginaire de l’enveloppe complexe en pratique) destiné à moduler la porteuse radiofréquence de manière à transposer le signal chirp de base sur une fréquence porteuse. La fréquence instantanée du chirp de base illustrée sur la est linéaire dans le temps, i.e. varie linéairement entre une première fréquence instantanée, ici -B/2, et une deuxième fréquence instantanée, ici +B/2, pendant la durée T d’un symbole. Par exemple, un chirp présentant une fréquence instantanée linéaire est utilisé en tant que chirp de base (également appelé chirp « brut ») dans le standard LoRa®. Dans d’autres modes de réalisation, d’autres types de chirps de base sont considérés, par exemple des chirps de base dont la fréquence instantanée présente une pente négative, ou bien dont la fréquence instantanée ne varie pas linéairement en temps. De retour aux , et , la modulation d’un chirp correspond, pour un symbole de modulation ayant un rang s dans la constellation de symboles de modulation, à une permutation circulaire du motif de variation de ladite fréquence instantanée sur ledit temps symbole T, obtenue par un décalage temporel de s fois une durée temporelle élémentaire Tc, telle que M*Tc=T. Plus particulièrement, on peut noter comme étant la fréquence instantanée du chirp transmis par l’objet 100 connecté sur l’intervalle de temps . La fréquence instantanée du chirp en question est obtenue par décalage temporel d’une durée de et permutation circulaire comme illustré sur les Fig.2b et Fig.2c. Ici, est une valeur entière entre 0 et M-1 qui représente le symbole de modulation véhiculé par le chirp transmis par l’objet 100 connecté sur l’intervalle de temps . De la sorte, s’exprime comme la dérivée de la phase instantanée : On obtient ainsi sur l’intervalle de temps : Et sur l’intervalle de temps : Ainsi, si l’on note l’enveloppe complexe de la portion de signal transmis par l’objet 100 connecté et véhiculant les données utiles via chirps modulés, on peut écrire : où représente la fonction indicatrice de l’intervalle temporel . Par ailleurs, le signal transmis par l’objet 100 suit une structure de trame. Plus particulièrement, le signal transmis par l’objet 100 comprend une première portion de signal véhiculant des données utiles (i.e. le signal décrit ci-dessus) et une deuxième portion de signal véhiculant un mot de synchronisation (ou mot d’apprentissage) de durée . On suppose dans la suite que la deuxième portion de signal est positionnée temporellement en amont des données utiles. Cette hypothèse n’enlève aucune généralité au problème traité dans la présente demande. Par ailleurs, la nature de la deuxième portion sera détaillée plus avant ci-dessous en relation avec les Fig.3 et Fig.4. L’enveloppe complexe du signal transmis transmis par l’objet 100 s’écrit alors : De la sorte, le signal reçu au niveau de la station de base 110 s’exprime, après échantillonnage à la fréquence 1/Ts : Avec : , où avec et représente la désynchronisation temporelle du signal reçu ; est la fréquence Doppler et la phase à l’origine liée à la fréquence Doppler. Sans perte de généralité, on suppose que contient également tout résidu de décalage de fréquence provenant d’une différence entre des oscillateurs locaux utilisés pour générer les fréquences porteuses d’émission et de réception ; h(t) est la réponse impulsionnelle du canal de propagation ; est le bruit vu du récepteur, supposé additif blanc et Gaussien. On présente désormais, en relation avec la Fig.3, les étapes d’un procédé de génération du signal , dont une expression est donnée par [Math.5], selon un mode de réalisation de l’invention. Lors d’une étape E310 , la première portion du signal est générée. Plus particulièrement, pour la génération d’un chirp donné (e.g. un chirp d’indice k ) parmi les chirps qui composent la première portion , une modulation du chirp de base est effectuée en fonction d’un symbole de modulation donné associé au chirp donné. est ainsi une valeur entière comprise entre 0 et M-1 s’identifiant à la grandeur m k précitée. Une telle modulation correspond au mécanisme décrit ci-dessus en relation avec les , et (permutation circulaire du motif de variation de la fréquence instantanée du chirp de base sur le temps symbole Ts). Lors d’une étape E320 , la deuxième portion du signal est générée. Pour ce faire, la deuxième portion du signal est modulée en amplitude en fonction d’un mot de synchronisation (ou mot d’apprentissage). Plus particulièrement, une amplitude instantanée (définie dans la présente demande comme égale au module de l’enveloppe complexe en question) de la deuxième portion est modulée de sorte à être proportionnelle à un module du mot de synchronisation (dont l’enveloppe complexe peut être réelle ou complexe suivant les implémentations). Par exemple, la deuxième portion est générée par modulation en amplitude d’une porteuse sinusoïdale en fonction du module du mot de synchronisation. Ainsi, le module du mot de synchronisation étant véhiculé par l’amplitude instantanée du signal, la synchronisation temporelle peut se baser à la réception sur une détection du module de l’enveloppe complexe du signal reçu. Un tel module est indépendant de la phase du signal, et donc de toute erreur fréquentielle présente entre le récepteur et le signal reçu. Les paramètres de synchronisation temporelle peuvent ainsi être estimés sans avoir à estimer les paramètres de synchronisation fréquentielle. Plus de détails sur la synchronisation ainsi que sur la nature du mot de synchronisation sont donnés ci-dessous en relation avec la . De retour à la Fig.3, on suppose que la première portion comprend une succession temporelle de plusieurs chirps (i.e. que est strictement supérieur à 1). On suppose par ailleurs que le chirp donné considéré ci-dessus (et modulé par le symbole de modulation donné ) fait partie de la succession temporelle de chirps. Ainsi, lors d’une étape E310a , le symbole de modulation est obtenu par encodage différentiel entre, d’une part, un symbole de modulation associé à un chirp précédant le chirp donné dans la succession temporelle de chirps et, d’autre part, un symbole d’information donné de la constellation de M symboles. Comme décrit par exemple dans la demande de brevet internationale précitée, un tel encodage différentiel des symboles d’information avant modulation des chirps permet de rendre l’estimation des symboles en question indépendante d’erreurs de synchronisation fréquentielle à la réception. Il y a ainsi un effet de synergie entre, d’une part, un tel encodage différentiel et, d’autre part, la nature de la deuxième portion du signal selon la présente technique permettant d’obtenir un lien de communication à la fois robuste aux erreurs de synchronisation fréquentielle et mettant en œuvre une synchronisation temporelle simple comme détaillé ci-dessous en relation avec la . Dans des modes de réalisation, l’encodage différentiel permettant d’obtenir le symbole de modulation met en œuvre une addition modulo M entre, d’une part, un premier opérande fonction du symbole de modulation et, d’autre part, le deuxième opérande fonction du symbole d’information donné. Par exemple, l’encodage différentiel implémente l’équation . Lors de la première mise en œuvre de l’encodage différentiel (i.e. pour k=0), un symbole de constellation prédéterminé est utilisé en lieu et place du symbole de modulation . Dans des modes de réalisation, le chirp donné et le chirp précédant le chirp donné ne sont pas adjacents dans la succession temporelle de chirps. En d’autres termes, le symbole de modulation donné est obtenu par encodage différentiel entre un symbole de modulation , avec p un entier supérieur à 1, et un symbole d’information donné de la constellation de M symboles, par exemple via une somme modulo M. Ainsi, dans la présente demande, la terminologie « chirp précédant le chirp donné dans la succession temporelle de chirps » couvre aussi bien le cas de chirps adjacents temporellement que le cas de chirps non adjacents temporellement. Dans des modes de réalisation, des encodages différentiels additionnels sont en outre implémentés. Chaque encodage différentiel additionnel est mis en œuvre entre, d’une part, un symbole de modulation associé à un p-ème chirp précédant le chirp donné dans la succession temporelle de chirps, p étant un entier supérieur à 1, et, d’autre part, un symbole d’information de rang k-p’, p’ étant un entier supérieur à 1 différent de p, dans une suite de symboles d’information de la constellation de M symboles. L’encodage différentiel additionnel délivre un symbole de modulation intermédiaire correspondant. Les encodages différentiels additionnels mis en œuvre pour K couples ( , ) délivrent K symboles intermédiaires correspondants. Les K symboles intermédiaires sont sommés ensemble modulo M avec le symbole obtenu dans le cas précité correspondant à un seul encodage différentiel avec p’=0, afin de délivrer le symbole de modulation . Dans des modes de réalisation, les étapes précitées E310a et E310b (quel que soit leur mode de réalisation) sont mises en œuvre itérativement pour une succession de symboles d’information afin de générer une suite temporelle de chirps modulés comprise dans le signal à transmettre. Dans d’autres modes de réalisation, un tel encodage différentiel n’est pas mis en œuvre. Par exemple, une modulation directe des chirps sans encodage différentiel est mise en œuvre avec une deuxième portion du signal selon la présente technique. Une telle combinaison permet une démodulation des données utiles dans des cas comme un lien statique dans lequel aucune variation de fréquence à lieu (e.g. décalage Doppler, erreur de fréquence porteuse entre l’émission et la réception, etc.). Par ailleurs, d’autres techniques que l’encodage différentiel peuvent être envisagées afin d’obtenir que la démodulation des données utiles ne nécessite qu’une synchronisation temporelle pour la démodulation. Par exemple, le signal émis peut être pré-distordu de sorte à compenser l’erreur de fréquence subie pendant la propagation (e.g. Doppler) et/ou au moment des traitements mis en œuvre à la réception (e.g. erreur de fréquence porteuse entre l’émission et la réception). On présente désormais, en relation avec la Fig.4, les étapes d’un procédé de démodulation du signal , dont une expression est donnée par [Math.6], selon un mode de réalisation de l’invention. Lors d’une étape E410 , une information de synchronisation temporelle du signal est estimée en mettant en œuvre une fonction de corrélation entre, d’une part, une amplitude instantanée du signal (i.e. un module de l’enveloppe complexe en question : ) et, d’autre part, le module du mot de synchronisation du signal. L’information de synchronisation temporelle est par exemple donnée par l’indice de l’échantillon n correspondant au maximum, en module, de la fonction de corrélation en question. Par exemple, la fonction de corrélation prend la forme suivante : avec le nombre total d’échantillons de la deuxième portion de signal véhiculant le mot de synchronisation . Dans le mode de réalisation considéré, la fonction de corrélation est normalisée, i.e. varie entre une valeur minimale et une valeur maximale prédéterminées. Par exemple, il est décidé que l’information de synchronisation temporelle correspond à un signal effectivement détecté, et donc que l’information de synchronisation temporelle peut être utilisée, si le module de la fonction de corrélation dépasse un seuil prédéterminé. Le niveau d’un tel seuil est par exemple décidé afin d’obtenir un taux de détections manquées donné (ou une probabilité de fausse alarme donnée). Dans des modes de réalisation, la fonction de corrélation n’est pas normalisée. Quel que soit le mode de réalisation considéré, la structure du signal permet d’estimer l’information de synchronisation temporelle via une fonction de corrélation mettant en œuvre le module de l’enveloppe complexe du signal reçu (le module en question correspondant à l’amplitude instantanée du signal modulé) et le mot de synchronisation. Un tel module est indépendant de la phase du signal, et donc de toute erreur fréquentielle présente entre le récepteur et le signal reçu. Les paramètres de synchronisation temporelle du signal peuvent ainsi être estimés simplement, notamment sans avoir à estimer les paramètres de synchronisation fréquentielle. Par ailleurs, comme décrit ci-dessus en relation avec la Fig.3, l’amplitude instantanée (égale au module de l’enveloppe complexe en question) de la deuxième portion du signal est proportionnelle au module du mot de synchronisation. Ainsi, grâce à cette caractéristique, la fonction de corrélation précitée met en œuvre une fonction d’autocorrélation du mot de synchronisation. De la sorte, dans certains modes de réalisation, l’estimation de l’information de synchronisation temporelle est précise via l’utilisation de mots de synchronisation présentant de bonnes propriétés d’autocorrélation, comme par exemple les séquences de Gold, de Kasami, de Zadoff-Chu, etc. Par exemple, pour les séquences de Gold comprenant N bp = 2 n − 1 termes successifs, le ratio entre l’amplitude du lobe principal et l’amplitude des lobes secondaires ne peut prendre que les trois valeurs N bp , N bp / (2 (n+1)/2 + 1) et N bp / (2 (n+1)/2 − 1) si n est impair, et N bp , N bp / (2 (n+2)/2 + 1) et N bp / (2 (n+2)/2 − 1) si n est pair. De la sorte, dans certains modes de réalisation, le mot de synchronisation comprend N bp = 2 n − 1 termes successifs. Une fonction d’autocorrélation du mot de synchronisation présente un lobe principal et au moins un lobe secondaire. Un ratio entre une amplitude dudit lobe principal et une amplitude d’un lobe secondaire d’amplitude maximale parmi le ou les lobes secondaires étant supérieur ou égal à N bp / (2 (n+2)/2 + 1). Par ailleurs, les séquences précitées présentent également de bonnes propriétés d’intercorrélation. Par exemple, reconsidérant les séquences de Gold comprenant N bp = 2 n − 1 termes successifs, le ratio entre l’amplitude du lobe principal et l’amplitude des lobes secondaires de fonctions d’intercorrélation entre séquences spécifiquement choisies ne peut également prendre que les trois valeurs N bp , N bp / (2 (n+1)/2 + 1) et N bp / (2 (n+1)/2 − 1) si n est impair, et N bp , N bp / (2 (n+2)/2 + 1) et N bp / (2 (n+2)/2 − 1) si n est pair. Ainsi, dans certains modes de réalisation, le mot de synchronisation appartient à une pluralité de mot de synchronisation de N bp = 2 n − 1 termes successifs. Une fonction d’intercorrélation entre, d’une part, le mot de synchronisation et, d’autre part, un autre mot de synchronisation de la pluralité de mot de synchronisation présente un lobe principal et au moins un lobe secondaire. Un ratio entre une amplitude du lobe principal et une amplitude d’un lobe secondaire d’amplitude maximale parmi le ou les lobes secondaires est supérieur ou égal à N bp / (2 (n+2)/2 + 1). Ainsi, même en présence de collisions entre signaux, le récepteur peut se synchroniser sur un signal donné en recherchant le mot de synchronisation associé au signal en question. Par exemple, il peut être attribué un mot de synchronisation différent, parmi une pluralité donnée de mot de synchronisation, par utilisateur. Alternativement, il peut être attribué un mot de synchronisation différent par facteur d’étalement, e.g. dans un cas d’utilisation similaire à celui de la technologie LoRa®. Dans certains modes de réalisation, la valeur des termes successifs du mot de synchronisation appartient au groupe comprenant une première valeur nulle et une deuxième valeur prédéterminée non nulle. Ainsi, la forme d’onde de la deuxième portion du signal ainsi généré présente une amplitude instantanée soit sensiblement nulle soit sensiblement constante. L’amplitude instantanée des chirps de la première portion du signal étant également constante, aucune adaptation majeure des émetteurs/récepteurs déjà existants pour le traitement de signaux chirps n’est nécessaire afin de supporter la technique décrite. Par exemple des amplificateurs de puissance saturés tels que classiquement utilisés pour des raisons de rendement pour l’amplification de signaux chirps peuvent également être utilisés pour l’amplification de la deuxième portion du signal selon les caractéristiques ci-dessus. Une telle forme d’onde présentant une amplitude instantanée soit sensiblement nulle soit sensiblement constante peut par exemple être directement générée au niveau d’un tel amplificateur de puissance en le commutant selon le schéma de commutation entre les première et deuxième valeurs du mot de synchronisation. De retour à la Fig.4, lors d’une étape E420, une portion donnée de la première portion représentative d’un chirp donné parmi les chirps véhiculés par la première portion en question est déterminée en fonction de l’information de synchronisation temporelle déterminée lors de la mise en œuvre de l’étape E410. Par exemple, la portion donnée correspond à une fraction de la première portion sur une fenêtre temporelle d’une durée égale à la durée d’un chirp. La fenêtre temporelle en question est sélectionnée autour du pic de corrélation qui a été déterminé lors de la mise en œuvre de l’étape E410. De retour à l’étape E420, une démodulation de la portion donnée délivre un estimé d’un symbole de modulation associé au chirp donné (e.g. un chirp d’indice k ). Par exemple, le symbole de modulation associé au chirp donné est estimé selon les principes exposés dans le document de brevet EP 2 449 690 B1. De retour à la Fig.4, on suppose dans ce mode de réalisation que la première portion comprend une succession temporelle de chirps (i.e. que est strictement supérieur à 1). On suppose par ailleurs que le chirp donné considéré ci-dessus fait partie de la succession temporelle de chirps. Ainsi, lors d’une étape E430 , un estimé d’un symbole d’information véhiculé par la première portion est obtenu par décodage différentiel entre d’une part, l’estimé du symbole de modulation associé au chirp donné et, d’autre part, un estimé d’un symbole de modulation préalablement obtenu par une mise en œuvre de l’étape E420 appliquée à une autre portion de la première portion représentative d’un chirp précédant le chirp donné dans la succession temporelle de chirps. Dans des modes de réalisation, le décodage différentiel met en œuvre une différence modulo M entre, d’une part, un premier opérande fonction de l’estimé du symbole de modulation associé au chirp donné et, d’autre part, un deuxième opérande fonction de l’estimé du symbole de modulation préalablement obtenu. Par exemple, le décodage différentiel implémente l’équation . Lors de la première mise en œuvre du décodage différentiel (i.e. pour k=0), un symbole de constellation prédéterminé est utilisé en lieu et place de l’estimé . Dans les modes de réalisation précités en relation avec la Fig.3 dans lesquels le symbole de modulation est obtenu par encodage différentiel entre un symbole de modulation , avec p un entier supérieur à 1, et un symbole d’information donné de la constellation de M symboles, un décodage différentiel entre l’estimé et un estimé du symbole de modulation véhiculé par le p-ème chirp précédant le chirp donné dans la succession temporelle de chirps, i.e. , est mis en œuvre pour délivrer l’estimé du symbole d’information, par exemple via une différence modulo M. Dans ces modes de réalisation, le rang k-p (i.e. relativement au chirp donné) du chirp précédant le chirp donné dans la succession temporelle de chirps est identique pour la mise en œuvre du décodage différentiel et de l’encodage différentiel tel que décrit ci-dessus en relation avec le . De même, dans les modes précités en relation avec la Fig.3 dans lesquels des encodages différentiels additionnels sont en outre implémentés, des décodages différentiels additionnels correspondant sont également mis en œuvre entre d’une part, un estimé du symbole de modulation associé à un p-ème chirp précédant le chirp donné dans la succession temporelle de chirps, p étant un entier supérieur à 1, et, d’autre part, un estimé du symbole de modulation associé à un p’-ème chirp précédant le chirp donné dans la succession temporelle de chirps, p’ étant un entier supérieur à 1 différent de p. Le décodage différentiel additionnel en question délivre un symbole décodé correspondant. Plus précisément, les indices k-p et k-p’ des composantes de chaque couple d’estimés sur lequel un décodage différentiel est appliqué correspondent aux indices d’un couple correspondant ( , ) pour lequel un encodage différentiel a été mis en œuvre lors de la génération de la succession temporelle de chirps. Un tel décodage différentiel mis en œuvre pour K couples ( , ) délivre K symboles décodés correspondants. Les K symboles décodés en question sont sommés ensemble modulo M avec le symbole décodé obtenu dans le cas précité correspondant à un seul décodage différentiel avec p’=0, afin de délivrer l’estimé du symbole d’information. Dans des modes de réalisation, les étapes précitées E420 et E430 (quel que soit leur mode de réalisation) sont mises en œuvre itérativement pour une succession de portions de la première portion représentatives d’une suite de chirps dans la succession temporelle de chirps afin d’extraire une suite de symboles d’information véhiculés par le signal. Dans les modes de réalisation discutés ci-dessus en relation avec la dans lesquels aucun encodage différentiel n’est mis en œuvre lors de la mise en œuvre de l’étape E310, aucun décodage différentiel n’est mis en œuvre dans le présent procédé de démodulation. En d’autres termes, l’étape E430 n’est pas mise en œuvre dans certains modes de réalisation. On présente désormais, en relation avec la un exemple de structure de dispositif 500 permettant de mettre en œuvre certaines étapes du procédé de génération de la et/ou du procédé de démodulation de la selon un mode de réalisation de l’invention. Le dispositif 500 comprend une mémoire vive 503 (par exemple une mémoire RAM), une unité de traitement 502 équipée par exemple d'un processeur, et pilotée par un programme d'ordinateur stocké dans une mémoire morte 501 (par exemple une mémoire ROM ou un disque dur). A l'initialisation, les instructions de code du programme d'ordinateur sont par exemple chargées dans la mémoire vive 503 avant d’être exécutées par le processeur de l’unité de traitement 502. Cette illustre seulement une manière particulière, parmi plusieurs possibles, de réaliser le dispositif 500 afin qu’il effectue certaines étapes du de génération de la et/ou du procédé de démodulation de la (selon l’un quelconque des modes de réalisation et/ou variantes décrit(e)s ci-dessus en relation avec les et ). En effet, ces étapes peuvent être réalisées indifféremment sur une machine de calcul reprogrammable (un ordinateur PC, un processeur DSP ou un microcontrôleur) exécutant un programme comprenant une séquence d’instructions, ou sur une machine de calcul dédiée (par exemple un ensemble de portes logiques comme un FPGA ou un ASIC, ou tout autre module matériel). Dans le cas où le dispositif 500 est réalisé avec une machine de calcul reprogrammable, le programme correspondant (c’est-à-dire la séquence d’instructions) pourra être stocké dans un médium de stockage amovible (tel que par exemple un CD-ROM, un DVD-ROM, une clé USB) ou non, ce médium de stockage étant lisible partiellement ou totalement par un ordinateur ou un processeur. Dans certains modes de réalisation, le dispositif 500 est inclus dans la station de base 110. Dans certains modes de réalisation, le dispositif 500 est inclus dans l’objet 100. Dans certains modes de réalisation, le dispositif 500 est inclus dans un équipement de surveillance du réseau de radiocommunications. Procédé de génération d’un signal comprenant une première portion véhiculant des données et une deuxième portion véhiculant un mot de synchronisation dudit signal, ladite première portion comprenant au moins un chirp parmi M chirps, un s-ème chirp parmi lesdits M chirps étant associé à un symbole de modulation de rang s d’une constellation de M symboles, s étant un entier de 0 à M-1, ledit s-ème chirp résultant d’une modulation d’un chirp de base dont une fréquence instantanée varie entre une première fréquence instantanée et une deuxième fréquence instantanée pendant un temps symbole T, ladite modulation correspondant, pour ledit symbole de modulation de rang s, à une permutation circulaire du motif de variation de ladite fréquence instantanée sur ledit temps symbole T, obtenue par un décalage temporel de s fois une durée temporelle élémentaire Tc, telle que M*Tc=T, ledit procédé comprenant : - une génération (E310) de ladite première portion dudit signal comprenant, pour la génération d’un chirp donné parmi ledit au moins un chirp, une modulation (E310b) dudit chirp de base en fonction d’un symbole de modulation donné correspondant générant ledit chirp donné, caractérisé en ce qu ’il comprend : - une génération (E320) de ladite deuxième portion dudit signal comprenant une modulation (E320a) en amplitude de ladite deuxième portion dudit signal, une amplitude instantanée de ladite deuxième portion dudit signal étant proportionnelle à un module dudit mot de synchronisation. Procédé de génération selon la revendication 1 dans lequel, ladite première portion comprenant une succession temporelle de chirps parmi lesdits M chirps, ladite succession temporelle de chirps comprenant ledit chirp donné, ladite génération de ladite première portion comprend : - un encodage différentiel (E310a) entre, d’une part, un symbole de modulation associé à un chirp précédant ledit chirp donné dans ladite succession temporelle de chirps et, d’autre part, un symbole d’information donné de ladite constellation de M symboles, ledit encodage différentiel délivrant ledit symbole de modulation donné. Procédé de démodulation d’un signal comprenant : - une première portion dudit signal comprenant au moins un chirp parmi M chirps, un s-ème chirp parmi lesdits M chirps étant associé à un symbole de modulation de rang s de ladite constellation de M symboles, s étant un entier de 0 à M-1, ledit s-ème chirp résultant d’une modulation d’un chirp de base dont une fréquence instantanée varie entre une première fréquence instantanée et une deuxième fréquence instantanée pendant un temps symbole T, ladite modulation correspondant, pour ledit symbole de modulation de rang s, à une permutation circulaire du motif de variation de ladite fréquence instantanée sur ledit temps symbole T, obtenue par un décalage temporel de s fois une durée temporelle élémentaire Tc, telle que M*Tc=T ; et - une deuxième portion dudit signal, une amplitude instantanée de ladite deuxième portion étant proportionnelle à un module d’un mot de synchronisation dudit signal, caractérisé en ce qu ’il comprend : - une estimation (E410) d’une information de synchronisation temporelle dudit signal mettant en œuvre une fonction de corrélation entre, d’une part, une amplitude instantanée dudit signal et, d’autre part, dudit module dudit mot de synchronisation dudit signal ; et - pour une portion donnée de ladite première portion représentative d’un chirp donné parmi ledit au moins un chirp, ladite portion donnée étant déterminée en fonction de ladite information de synchronisation temporelle, une démodulation (E420) de ladite portion donnée délivrant un estimé d’un symbole de modulation de ladite constellation de M symboles associé audit chirp donné. Procédé de démodulation selon la revendication 3, dans lequel ladite première portion comprend une succession temporelle de chirps parmi lesdits M chirps, ledit procédé comprenant : - un décodage différentiel (E430) entre, d’une part, ledit estimé dudit symbole de modulation associé audit chirp donné et, d’autre part, un estimé d’un symbole de modulation préalablement obtenu par mise en œuvre de ladite démodulation appliquée à une autre portion donnée de ladite première portion dudit signal représentative d’un chirp précédant ledit chirp donné dans ladite succession temporelle de chirps, ledit décodage différentiel délivrant un symbole décodé, un estimé d’un symbole d’information véhiculé par ledit signal étant fonction dudit symbole décodé. Procédé de génération selon la revendication 1 ou 2, ou procédé de démodulation selon la revendication 3 ou 4, dans lequel ledit mot de synchronisation comprend des termes successifs, une valeur de chacun desdits termes appartenant au groupe comprenant une première valeur nulle et une deuxième valeur prédéterminée non nulle. Procédé de génération selon l’une quelconque des revendications 1, 2 ou 5, ou procédé de démodulation selon l’une quelconque des revendications 3, 4 ou 5, dans lequel ledit mot de synchronisation comprend N bp = 2 n − 1 termes successifs, une fonction d’autocorrélation dudit mot de synchronisation présentant un lobe principal et au moins un lobe secondaire, un ratio entre une amplitude dudit lobe principal et une amplitude d’un lobe secondaire d’amplitude maximale parmi ledit au moins un lobe secondaire étant supérieur ou égal à N bp / (2 (n+2)/2 + 1). Procédé de génération selon la revendication 6, ou procédé de démodulation selon la revendication 6, dans lequel ledit mot de synchronisation appartient à une pluralité de mot de synchronisation de N bp = 2 n − 1 termes successifs, une fonction d’intercorrélation entre, d’une part, ledit mot de synchronisation et, d’autre part, un autre mot de synchronisation de ladite pluralité de mot de synchronisation présentant un lobe principal et au moins un lobe secondaire, un ratio entre une amplitude dudit lobe principal et une amplitude d’un lobe secondaire d’amplitude maximale parmi ledit au moins un lobe secondaire étant supérieur ou égal à N bp / (2 (n+2)/2 + 1). Produit programme d’ordinateur comprenant des instructions de code de programme pour la mise en œuvre du procédé selon l’une quelconque des revendications 1 à 7, lorsque ledit programme est exécuté sur un ordinateur. Dispositif (500) de génération d’un signal d’un signal comprenant une première portion véhiculant des données et une deuxième portion véhiculant un mot de synchronisation dudit signal, ladite première portion comprenant au moins un chirp parmi M chirps, un s-ème chirp parmi lesdits M chirps étant associé à un symbole de modulation de rang s d’une constellation de M symboles, s étant un entier de 0 à M-1, ledit s-ème chirp résultant d’une modulation d’un chirp de base dont une fréquence instantanée varie entre une première fréquence instantanée et une deuxième fréquence instantanée pendant un temps symbole T, ladite modulation correspondant, pour ledit symbole de modulation de rang s, à une permutation circulaire du motif de variation de ladite fréquence instantanée sur ledit temps symbole T, obtenue par un décalage temporel de s fois une durée temporelle élémentaire Tc, telle que M*Tc=T, ledit dispositif comprenant une machine de calcul reprogrammable (502) ou une machine de calcul dédiée configurée pour effectuer : - une génération de ladite première portion dudit signal comprenant, pour la génération d’un chirp donné parmi ledit au moins un chirp, une modulation dudit chirp de base en fonction d’un symbole de modulation donné correspondant générant ledit chirp donné, caractérisé en ce que ladite machine de calcul reprogrammable (502) ou ladite machine de calcul dédiée est configurée pour effectuer : - une génération de ladite deuxième portion dudit signal comprenant une modulation en amplitude de ladite deuxième portion dudit signal, une amplitude instantanée de ladite deuxième portion dudit signal étant proportionnelle à un module dudit mot de synchronisation. Dispositif (500) de démodulation d’un signal d’un signal comprenant : - une première portion dudit signal comprenant au moins un chirp parmi M chirps, un s-ème chirp parmi lesdits M chirps étant associé à un symbole de modulation de rang s de ladite constellation de M symboles, s étant un entier de 0 à M-1, ledit s-ème chirp résultant d’une modulation d’un chirp de base dont une fréquence instantanée varie entre une première fréquence instantanée et une deuxième fréquence instantanée pendant un temps symbole T, ladite modulation correspondant, pour ledit symbole de modulation de rang s, à une permutation circulaire du motif de variation de ladite fréquence instantanée sur ledit temps symbole T, obtenue par un décalage temporel de s fois une durée temporelle élémentaire Tc, telle que M*Tc=T ; et - une deuxième portion dudit signal, une amplitude instantanée de ladite deuxième portion étant proportionnelle à un module d’un mot de synchronisation dudit signal, caractérisé en ce qu ’il comprend une machine de calcul reprogrammable (502) ou une machine de calcul dédiée configurée pour effectuer : - une estimation d’une information de synchronisation temporelle dudit signal mettant en œuvre une fonction de corrélation entre, d’une part, une amplitude instantanée dudit signal et, d’autre part, dudit module dudit mot de synchronisation dudit signal ; et - pour une portion donnée de ladite première portion représentative d’un chirp donné parmi ledit au moins un chirp, ladite portion donnée étant déterminée en fonction de ladite information de synchronisation temporelle, une démodulation de ladite portion donnée délivrant un estimé d’un symbole de modulation de ladite constellation de M symboles associé audit chirp donné.