FR 3114658 A1 20220401 FR 2009772 A 20200925 La présente invention se rapporte à un dispositif de détection de fuites, ledit dispositif comprenant : - un espace destiné à accueillir la pièce à tester ; - au moins deux électrodes disposées de part et d’autre dudit espace d’accueil ; - une alimentation électrique en tension continue alimentant au moins une desdites électrodes par une tension de sortie VS ; - un détecteur de courant configuré pour mesurer le courant généré par la différence de tension entre lesdites électrodes ; caractérisé en ce que ladite alimentation électrique est une alimentation comprenant : - un transformateur (101) présentant un primaire à point milieu ; - un transistor (T) relié audit point milieu dudit transformateur ; - des interrupteurs (M1 et M2) dont la succession d’ouvertures et de fermeture présente au moins un rapport cyclique (α) et permet la transmission d’énergie à travers le transformateur ; - au moins un circuit de régulation régulant la valeur du rapport cyclique (α) et la tension alimentant la base dudit transistor (T). Dispositif de détection de fuites et alimentation électrique associée La présente invention se rapporte à un dispositif de détection de fuites par mise en évidence d’un défaut d’isolement électrique, notamment par la mesure d’un courant électrique. Plus particulièrement, l’invention concerne une alimentation électrique pour un tel dispositif. Un tel dispositif de détection de fuites est un dispositif permettant de détecter des ouvertures, trous ou défauts d’homogénéité dans les parties électriquement isolantes (telles que des parties réalisées dans des matériaux diélectriques) d’un objet. Ce type de dispositif trouve une application particulièrement avantageuse dans la vérification de l’intégrité de batteries électriques, telles que des batteries Lithium-Ion, Li-Po, etc. En effet, ce type de batterie présente une enveloppe isolante électriquement, généralement en matière plastique (ou un de ses dérivés), dans laquelle sont disposés une cathode, une anode et un électrolyte, généralement sous forme polymère. En effet, comme représenté à la figure 1, ledit dispositif 1 comprend un espace 3 configuré pour accueillir la pièce à tester 5, telle qu’une batterie mentionnée ci-dessus, des électrodes 7 et 9 disposées de part et d’autre de la pièce 5, une alimentation électrique 11 alimentant au moins l’une des électrodes 7, ainsi qu’un appareil 13 de mesure de courant électrique configuré pour mesurer le courant circulant entre lesdites électrodes 7 et 9 (par exemple « à travers » la pièce à tester). Plus particulièrement, l’une des électrodes 7, dite électrode d’injection, est reliée à l’alimentation électrique 11 et est alimentée par une tension prédéterminée, également désignée sous le terme « tension de test », tandis que l’autre électrode 9, dite électrode de réception, est reliée à la terre G et présente un potentiel proche de zéro. Il y a donc une différence de potentiel électrique entre les deux électrodes 7 et 9 et établissement d’un champ électrique qui ionise au moins partiellement la matière, telle que les éléments constitutifs de l’air (par exemple le dioxygène), entre les électrodes 7, 9 et l’objet à tester 5. Ainsi comme représenté à la figure 2, il y a ionisation de l’air, et création de porteurs de charges qui se déplacent sous l’effet du champ électrique. Ainsi, si la pièce à tester 5 présente un défaut ou une ouverture 5a, les porteurs de charges se fraient alors un chemin jusqu’à l’électrode de réception 9. Dans le cas où la pièce à tester 5 est une batterie électrique (c’est-à-dire des électrodes et un réservoir d’électrolytes entourés par une couche d’isolant électrique), et si la batterie présente un défaut au niveau de sa couche isolante, une partie de l’électrolyte est ionisée, engendrant un courant de porteurs de charges supplémentaire. En fonction du courant mesuré, on détermine si la batterie présente un défaut d’isolement et donc un défaut. L’avantage de cette méthode est de pouvoir détecter de très petits défauts ou ouvertures dans un matériau isolant électriquement. De plus, comme les courants mesurés sont faibles et par ailleurs limités, il n’y a pas création de chaleur ni de risques d’électrisation de l’opérateur manipulant le dispositif selon l’invention. Les pièces testées peuvent présenter une impédance comprise entre 5 mégohms (MΩ) et 5 gigohms (GΩ) (5 mégohms correspondant à une résistance de court-circuit du dispositif). L’importante variation de l’impédance est notamment liée à la présence ou non d’un défaut dans le matériau diélectrique de la pièce testée. De plus, en fonction des distances entre les électrodes et la pièce à tester, le milieu ambiant, etc. il peut être nécessaire de faire varier la valeur de la tension de test alimentant l’électrode d’injection entre quelques volts et un millier de volts. Ainsi, au regard des applications possibles et de la typologie des pièces à tester, la valeur du courant à mesurer pour déterminer l’état de la pièce peut donc varier de quelques nanoampères à quelques milliampères. Ainsi, les valeurs des courants à mesurer sont très faibles et peuvent varier d’un facteur d’environ 10 5 , il en résulte la nécessité d’avoir une alimentation électrique stable et faiblement bruitée. En effet, l’alimentation doit pouvoir délivrer une tension de test constante et variable malgré une variation de charge et/ou de l’impédance liée à la pièce testée. Il est donc nécessaire que l’asservissement permettant la régulation de la tension soit également stable. De plus, l’alimentation doit être faiblement bruitée, en effet, le bruit au niveau de la tension de test impacte la qualité de la mesure liée au courant et donc la détection de défauts sur la pièce testée. Par ailleurs, si le bruit est maintenu à un niveau acceptable, cela permet d’éviter un traitement de signal supplémentaire sur la mesure de courant. Ces contraintes de bruits et de stabilité s’accompagnent également du fait que l’alimentation électrique doit être variable, compacte, robuste et peu onéreuse à fabriquer. L’invention vise ainsi à remédier à au moins un des inconvénients cités précédemment et est un dispositif de détection de fuites, qui comprend : - au moins deux électrodes ; - un espace destiné à accueillir la pièce à tester ; - une alimentation électrique en tension continue alimentant au moins une desdites électrodes ; - un détecteur de courant configuré pour mesurer le courant circulant à travers la pièce à tester lorsque celle-ci est exposée à une différence de tension ; caractérisé en ce que ladite alimentation électrique est une alimentation variable comprenant : - un transformateur présentant un primaire à point milieu ; - un transistor relié audit point milieu dudit transformateur ; - des interrupteurs dont la succession d’ouvertures et de fermeture présente au moins un rapport cyclique α et permet la transmission d’énergie à travers le transformateur ; - des circuits de régulation régulant la valeur du rapport cyclique α et la tension alimentant la base du transistor. Ledit dispositif selon l’invention présente notamment l’avantage d’être compact et peu onéreux notamment par l’utilisation d’un transformateur à point milieu et d’un système permettant la génération d’une tension continue présentant peu de bruits et qui s’adapte, grâce aux circuits de régulation, aux variations d’impédances des objets testés par le dispositif selon l’invention. Le dispositif selon l’invention comporte ainsi une alimentation présentant un haut critère de stabilité et un faible bruit, insensible aux variations de charge pour une grande de variation de valeur de la tension de test. Selon une caractéristique possible, ladite alimentation électrique comprend un premier circuit de régulation qui régule l’alimentation de la base dudit transistor et un deuxième circuit de régulation qui régule la valeur du rapport cyclique α. La régulation du rapport cyclique α et de l’alimentation de la base du transistor est notamment fonction d’une tension de consigne V ref , et/ou de la tension de test V S appliquée à au moins une des électrodes et/ou de la valeur de la charge (ou la valeur de l’impédance à tester). Plus particulièrement, les régulations opérées par chacun des premier et deuxième circuits permettent d’avoir respectivement une dynamique de 10² et 10 3 (on entend par dynamique l’intervalle entre le maximum et le minimum de la grandeur physique considérée) Il est ainsi particulièrement avantageux d’utiliser un transformateur à point milieu au primaire et de reconstituer une sinusoïde, car cela est plus économique et plus compact qu’un générateur de sinusoïdes ou qu’un autre type de transformateur. Plus particulièrement, cette architecture présente un meilleur rendement énergétique, notamment pour les puissances recherchées, qu’un oscillateur associé à un amplificateur linéaire, cela permet également d’avoir des radiateurs de plus faible encombrement (dissipant donc moins d’énergie). De plus, le dispositif selon l’invention permet notamment l’utilisation d’une source électrique non idéale, donc particulièrement adaptée à une utilisation industrielle. Selon une autre caractéristique possible, ledit deuxième circuit régule la valeur du rapport cyclique en fonction d’une tension de consigne, de la tension de sortie V S et d’un signal de modulation présentant une fréquence f osc . Selon une autre caractéristique possible, le deuxième circuit de régulation comprend un circuit de commande de l’ouverture et de la fermeture desdits interrupteurs. Selon une autre caractéristique possible, ledit transformateur est un transformateur élévateur de tension. Selon une autre caractéristique possible, ledit dispositif comprend un circuit de redressement et de filtrage configuré pour redresser un signal alternatif issu du secondaire du transformateur avant que ledit signal ne soit appliqué à au moins une électrode. Selon une autre caractéristique possible, ledit dispositif comprend en outre un circuit de compensation configuré pour compenser la valeur de la tension effectivement délivrée en sortie par le transformateur lorsque l’impédance de ladite pièce à tester varie, au moins une entrée dudit circuit de compensation étant placé en sortie dudit circuit de redressement et de filtrage. L’invention sera mieux comprise, et d’autres buts, détails, caractéristiques et avantages de celles-ci apparaîtront plus clairement au cours de la description suivante de modes de réalisation particuliers de l’invention, donnée uniquement à titre illustratif et non limitatif, en référence aux dessins annexés, sur lesquels : est une représentation très schématique d’un dispositif de détection de fuites selon l’invention ; est une représentation très schématique des électrodes du dispositif de la figure 1 lors du test d’une pièce ; est une représentation très schématique d’une alimentation électrique du dispositif de la figure 1 ; est une vue schématique détaillée d’un circuit de redressement et de filtrage selon un mode de réalisation de l’invention ; est une vue détaillée du deuxième circuit de régulation de l’alimentation de la figure 3 ; est une vue détaillée du premier circuit de régulation de l’alimentation de la figure 3 ; est une vue schématique et détaillée d’une variante de réalisation de circuit de la figure 1 ; est un circuit équivalent simplifié du transformateur de l’alimentation de la figure 3 ; représente des exemples de signaux propres au circuit de régulation de la figure 3 ; représente les signaux reçus par les interrupteurs de l’alimentation de la figure 3 et le signal de sortie au secondaire du transformateur. La figure 1 est ainsi une représentation très schématique d’un dispositif 1 de détection de fuite selon l’invention qui comprend : - un espace 3 destiné à accueillir la pièce à tester 5 ; - deux électrodes 7 et 9 ; - une alimentation électrique 11 en tension continue alimentant au moins une desdites électrodes 7, l’électrode alimentée par ladite alimentation 11 étant appelée électrode d’injection ; - un appareil de mesure de courant 13, tel qu’un ampèremètre de type ampli-op transimpédance, configuré pour mesurer le courant circulant à travers la pièce testée 5 lorsque celle-ci est exposée à une différence de tension. Plus particulièrement, ladite alimentation électrique 11, notamment représentée à la figure 3, comprend : - un transformateur 101 présentant un primaire à point milieu ; - un transistor T relié au point milieu du primaire dudit transformateur 101 ; - des interrupteurs M1 et M2 dont la succession d’ouvertures et de fermeture présente au moins un rapport cyclique α et permet la transmission d’énergie à travers le transformateur 101 ; - au moins un circuit de régulation 105 et 103 régulant la valeur du rapport cyclique α et la tension alimentant la base dudit transistor T. On notera que, comme illustré en figure 3, l’alimentation 11 peut également comprendre une résistance R P , disposée entre le transistor T et le point milieu du primaire du transformateur 101. Ceci peut avoir comme intérêt de limiter l’intensité du courant électrique au niveau du primaire. On notera également que, comme illustré dans le mode de réalisation détaillé, l’alimentation 11 peut comprendre, au secondaire du transformateur 101, un circuit de redressement et de filtrage 107 configuré pour redresser et filtrer le signal alternatif au niveau du secondaire du transformateur 101, avant que ce signal n’alimente l’électrode d’injection 7. Ladite alimentation 11 peut également comprendre une résistance R S (illustrée notamment en figure 7), dite résistance de court-circuit, pour limiter le courant au niveau de l’électrode d’injection. Le circuit de redressement et de filtrage 107, plus particulièrement illustré à la figure 3a, comprend ici deux diodes D 1 et D 2 , ainsi que deux condensateurs C 1 et C 2 disposés pour former un doubleur de tension de type Schenkel. Ce type de montage permet à la fois de redresser et de filtrer la tension alternative présente au secondaire du transformateur T. Ladite alimentation 11 peut également comprendre un pont diviseur de tension disposé en sortie du circuit de redressement et de filtrage 107. Ce type de montage permet par exemple d’obtenir une image de la tension de test V S , cette tension image étant référencée V’ S ci-après et illustrée par exemple en figures 3a et 4. Plus particulièrement, le pont diviseur comprend deux résistances R 1 et R 2 , la tension aux bornes de la résistance R 2 étant la tension image V’ S . Cette tension image V’ S est liée à la tension de charge V S selon la formule suivante : , avec k étant donc un facteur dépendant des résistances R 1 et R 2 . Plus particulièrement, ledit au moins un circuit de régulation 105 et 103 présente en entrée : - une tension de consigne ou tension de référence V ref , la valeur de la tension de référence V ref étant proportionnelle à la valeur de tension de test V S qu’on souhaite obtenir en sortie ; - la tension image V’ S qui est une image de la tension de sortie V S , cette tension image V’ S étant par exemple obtenue par l’intermédiaire d’un pont diviseur ; - un signal de modulation S M qui détermine la variation du rapport cyclique α. Ladite alimentation 11 comprend ainsi un premier circuit de régulation 105 qui régule l’alimentation de la base dudit transistor T et un deuxième circuit de régulation 103 qui régule la valeur du rapport cyclique α . La régulation de rapport cyclique α est notamment réalisée en fonction des valeurs de la tension de consigne V ref , de la tension de charge V S (indirectement par l’intermédiaire de la tension image V’ S de la tension V S ) et du signal de modulation S M . Le premier circuit de régulation 105, plus particulièrement illustrée à la figure 5, comprend un amplificateur opérationnel AO 5 associé à deux résistances R 4 et R 5 montés en amplificateur non-inverseur recevant en entrée la tension de consigne V ref (par exemple les valeurs de résistances R 4 et R 5 sont égales). Le premier circuit de régulation 105 est configuré pour réguler la tension d’injection V S au niveau de l’électrode d’injection 7. La régulation opérée par le premier circuit 105 est prépondérante à vide, c’est-à-dire que ledit circuit 105 par l’intermédiaire du transistor T est prépondérant dans la fixation de la valeur de la tension d’injection à vide. Le transistor T est ainsi : - alimenté au niveau du collecteur par une tension continue V alim ; - relié au niveau de sa base à la sortie du premier circuit de régulation 105, qui en fonction de la tension V AO5 issue dudit premier circuit 105 permet de faire varier la tension au niveau du primaire du transformateur 101. L’émetteur du transistor délivrant une valeur de tension comprise entre la valeur de k V ref et zéro (où k est égal à 1 + R 5 /R 4 ), cette valeur étant régulée en fonction de la tension de consigne V ref . Le circuit de régulation 105 en fonction de la variation de la tension de consigne V ref permet de réguler la tension sur le point milieu du primaire et par conséquent d’obtenir la tension au secondaire souhaité, et donc également la tension de sortie V S . Plus particulièrement, la régulation de la tension délivrée par le transistor T permet ainsi d’asservir la tension de test à la tension de consigne demandée par l’opérateur, tandis que le deuxième circuit de régulation 103 entre en action pour compenser celle-ci et maintenir celle-ci dans le cas d’une variation de charge (c’est-à-dire d’une variation de la résistance d’isolement de la pièce testée). Chacun des circuits de régulation 105 et 103 joue le rôle d’un asservissement qui permet une régulation beaucoup plus fine sur une grande plage de valeurs de la tension de test V S . Le deuxième circuit de régulation 103, plus particulièrement illustré à la figure 4, comprend : - un circuit de mise en forme 103a comprenant un amplificateur opérationnel AO 3 , monté en comparateur-intégrateur, associé à un condensateur C 3 et à une résistance R 3 . - un circuit de commande 103b qui présente en entrée la sortie de l’amplificateur opérationnel AO 3 , ainsi que le signal de modulation S m de tension V osc et de fréquence f o s c , ledit circuit de commande 103b étant configurée pour générer un signal MLI (pour « Modulation de Largeur d’Impulsion » ou PWM en langue anglaise pour « Pulse Width Modulation »), de rapport cyclique α, commandant l’ouverture et la fermeture des interrupteurs M1 et M2. Ainsi, l’amplificateur opérationnel AO 3 reçoit en entrée la tension image V’ S et la tension de consigne V ref et délivre en sortie une tension résultante V AO3 de la forme . Ledit circuit de commande 103b (plus particulièrement visible à la figure 4) comprend lui-même : - un amplificateur opérationnel AO 4 monté en comparateur, dont les entrées reçoivent le signal modulant S M de fréquence f o s c et le signal de sortie V AO3 de l’amplificateur opérationnel AO 3 ; - Deux portes logiques P 1 et P 2 , déphasées de π l’une par rapport à l’autre, de manière à ce que la fermeture et l’ouverture desdits interrupteurs M1 et M2 soient réalisées en opposition de phase. Plus particulièrement, l’amplificateur opérationnel AO 4 compare ainsi la tension de sortie V AO3 du circuit de mise en forme 103a à la tension V osc du signal modulant S M (par exemple du type rampe ou dent de scie). La fréquence f osc de la modulante est une valeur fixée correspondant sensiblement à la fréquence de résonance de l’alimentation électrique 11 (c’est-à-dire de l’inductance du primaire ainsi que les capacités présentes au secondaire ramenées au primaire). On notera que dans une variante de réalisation partiellement représentée à la figure 6, la tension image V S ’ n’est pas issue seulement et directement d’un pont diviseur de tension comme précédemment expliqué. Plus particulièrement, comme illustré sur cette figure 6, en plus des résistances R 1 et R 2 du pont diviseur, il y a une résistance de shunt R SH disposée entre le circuit de redressement et de filtrage 107 et la résistance R 2 . L’alimentation 11 comprend ainsi un circuit de compensation de la variation de charge 109, ayant pour entrées les bornes de la résistance de shunt R SH , ainsi que la tension de sortie V S ’ du pont diviseur composé des résistances R 1 et R 2 . Ainsi, lorsque l’impédance de l’objet testé varie, par exemple diminue, le rendement du transformateur diminue, ledit circuit de compensation 109 permett alors de compenser la valeur de la tension effectivement délivrée en sortie par le transformateur. On peut ainsi augmenter la dynamique de mesure tout en conservant la même exactitude de mesure de courant. Ainsi, ledit circuit de compensation 109 comprend : - un premier amplificateur opérationnel AO 6 dont les entrées sont reliées aux bornes de la résistance de shunt R SH auquel un gain G prédéterminé est appliqué, on a donc une tension en sortie de l’ampli-op AO 6 qui est relative à la valeur du courant circulant au secondaire du transformateur 101 ; - un deuxième amplificateur opérationnel AO 7 qui additionne les valeurs des tensions issues du pont diviseur et de l’ampli-op AO 6 . On obtient donc en sortie du circuit 109, une image de la tension notée V S ’’ compensée des pertes de charge du secondaire, ladite image de la tension V S ’ est alors utilisée la valeur d’entrée du deuxième circuit de régulation 103. Par ailleurs, le choix de la fréquence f osc de la fermeture et l’ouverture des interrupteurs M 1 et M 2 en opposition de phases permet ainsi de reconstituer un signal sinusoïdal au secondaire du transformateur 101. Ceci permet notamment de maximiser le transfert d’énergie à travers le transformateur 101 en limitant la génération de bruits sur le courant délivré par le secondaire du transformateur 101. En effet, une partie d’alimentation de la figure 3 peut être modélisée sous forme d’un circuit équivalent simplifié. Ce circuit équivalent simplifié est, plus particulièrement illustré à la figure 7. Ainsi vue du primaire, le circuit peut être assimilé à un circuit RLC comportant une source de tension E, des résistances R S , R B , R P qui correspondent respectivement à la résistance interne (et à la résistance de court-circuit) du générateur, à la résistance du bobinage du primaire et à la résistance reliée au point milieu du transformateur 101, une inductance L MAG qui correspond à l’inductance magnétisante du primaire et une capacité C P correspondant à la capacité présente aux bornes de l’ensemble des deux primaires. On notera que la résistance du transistor permet d’obtenir l’équivalent d’un régulateur de tension variable. Dans le cas présent, on peut négliger la résistance de l’enroulement au primaire devant la valeur des autres résistances. Ainsi, la pulsation naturelle d’un tel circuit RLC est la suivante : De la même manière, on peut déterminer un coefficient d’amortissement réduit de la forme suivante : Il est ainsi possible, en régime pseudo-périodique, de définir une pseudo-pulsation tel que : Cependant, lorsque la fréquence de la modulante f osc est égale (ou sensiblement égale) à la fréquence du circuit équivalent, plus particulièrement en régime sous-critique entretenu, m est largement inférieur à 1 et . La tension U M délivrée par le transformateur est alors de la forme U M ≈ λ α E, où α est le rapport cyclique du premier circuit de régulation 103 et λ un coefficient dépendant de la fonction de transfert du circuit de commande MLI. Ainsi, comme illustré à la figure 8, le circuit de mise en forme 103a intègre la différence entre la tension image V’ S et la tension de consigne V ref , et délivre donc en sortie une tension continue V AO3 . Cette tension V AO3 est ainsi comparée à la tension modulante V osc , et permet de générer un signal carré S PWM . Le rapport cyclique α dudit signal carré est ainsi modifié en fonction de la variation du courant de charge. Plus particulièrement, si la tension de consigne V ref augmente, alors la tension V AO3 diminue, et la rapport cyclique α du signal carré S PWM résultant augmente. En effet, lorsque la valeur de la résistance (ou de la charge) de la pièce testée diminue, alors le rapport cyclique α augmente pour préserver la tension de test. Le signal carré S PWM est donc le signal de sortie du circuit de commande 103b qui commande l’ouverture et la fermeture des interrupteurs M 1 et M 2 . Le signal carré S PWM présente une fréquence f osc constante. L’ouverture et la fermeture des interrupteurs M1 et M2 alimente donc alternativement, avec un déphasage de π, chacune des parties du primaire du transformateur 101. Comme cela est représenté à la figure 9, chacune des fermetures et ouvertures desdits interrupteurs M 1 et M 2 permet ainsi de reconstruire la fondamentale d’un signal carré, c’est-à-dire par définition le signal S sec généré par un oscillateur à résonance parallèle fonctionnant en régime forcé sous-amorti. Ainsi, la modification du rapport cyclique α permet de jouer sur la quantité d’énergie transférée et donc sur la valeur de la tension du signal S sec alternatif au secondaire du transformateur 101. Dispositif de détection de fuites, ledit dispositif comprenant : - un espace destiné à accueillir la pièce à tester ; - au moins deux électrodes disposées de part et d’autre dudit espace d’accueil ; - une alimentation électrique en tension continue alimentant au moins une desdites électrodes par une tension de sortie V S ; - un détecteur de courant configuré pour mesurer le courant généré par la différence de tension entre lesdites électrodes ; caractérisé en ce que ladite alimentation électrique (11) est une alimentation comprenant : - un transformateur (101) présentant un primaire à point milieu ; - un transistor (T) relié audit point milieu dudit transformateur ; - des interrupteurs (M1 et M2) dont la succession d’ouvertures et de fermeture présente au moins un rapport cyclique (α) et permet la transmission d’énergie à travers le transformateur ; - au moins un circuit de régulation régulant la valeur du rapport cyclique (α) et la tension alimentant la base dudit transistor (T). Dispositif selon la revendication précédente, caractérisé en ce que ladite alimentation électrique (11) comprend un premier circuit (105) de régulation qui régule l’alimentation de la base dudit transistor et un deuxième circuit (103) de régulation qui régule le rapport cyclique (α) . Dispositif selon la revendication précédente, caractérisé en ce que ledit deuxième circuit (103) régule la valeur du rapport cyclique (α) en fonction d’une tension de consigne V ref , de la tension de sortie V S et d’un signal de modulation présentant une fréquence f o s c . Dispositif selon la revendication 1 ou 2, caractérisé en ce que le premier circuit (105) de régulation régule la tension délivrée par le transistor T au primaire du transformateur en fonction de la tension de consigne V ref . Dispositif selon l’une quelconque des revendications 2 à 4, caractérisé en ce que la fréquence d’ouverture et de fermeture des interrupteurs M 1 et M 2 est constante. Dispositif selon l’une quelconque des revendications 2 à 5, caractérisé en ce que la fréquence d’ouverture et de fermeture des interrupteurs (M 1 , M 2 ) présente une valeur plaçant le circuit en régime sous-amorti. Dispositif selon la revendication précédente, caractérisé en ce que le deuxième circuit de régulation (103) comprend un circuit de mise en forme (103a) des valeurs de tension de consigne V ref et de la tension de sortie V S et un circuit de commande (103b) de l’ouverture et de la fermeture desdits interrupteurs (M1, M2). Dispositif selon la revendication précédente, caractérisé en ce que ledit transformateur (101) est un transformateur élévateur de tension. Dispositif selon l’une quelconque d’une revendication précédente, caractérisé en ce que l’alimentation électrique (11) comprend un circuit de redressement et de filtrage (107) configuré pour redresser un signal alternatif issu du secondaire du transformateur (101) avant que ledit signal ne soit appliqué à au moins une électrode (7). Dispositif selon la revendication 9, caractérisé en ce que l’alimentation électrique (11) comprend en outre un circuit de compensation (109) configuré pour compenser la valeur de la tension effectivement délivrée en sortie par le transformateur lorsque l’impédance de ladite pièce à tester varie, au moins une entrée dudit circuit de compensation (109) étant placé en sortie dudit circuit de redressement et de filtrage (107).