FR 3106454 A1 20210723 FR 2000558 A 20200121 Décharge de condensateur La présente description concerne un procédé comprenant une décharge d'un élément capacitif (160) dont les bornes (162, 164) sont reliées entre elles par deux thyristors (234, 244) électriquement en antiparallèle, ladite décharge comprenant l'application d'un courant de gâchette à un thyristor polarisé en inverse parmi lesdits thyristors. Figure pour l'abrégé : Fig. 2 Décharge de condensateur La présente description concerne de façon générale les dispositifs électroniques, en particulier les dispositifs électroniques de conversion d'énergie électrique. Des dispositifs électroniques tels que des convertisseurs d'énergie électrique sont utilisés pour fournir une tension et/ou un courant à partir d'une alimentation ayant des valeurs de tension/courant différentes des valeurs des tension/courant à fournir. Dans certaines applications, des tensions continues ou alternatives sont fournies par le convertisseur à partir d'une tension alternative. Dans d'autres applications, des tensions alternatives sont fournies par le convertisseur à partir d'une tension continue. Il existe un besoin, lorsque l'on arrête un dispositif électronique, de décharger un élément capacitif chargé auparavant au cours du fonctionnement du dispositif, en particulier dans le cas où une tension alternative est appliquée aux bornes de l'élément capacitif au cours du fonctionnement du dispositif. Un mode de réalisation pallie tout ou partie des inconvénients des circuits connus de décharge d'élément capacitif. Un mode de réalisation pallie tout ou partie des inconvénients des procédés connus de décharge d'élément capacitif. Un mode de réalisation prévoit un procédé comprenant une décharge d'un élément capacitif dont les bornes sont reliées entre elles par deux thyristors électriquement en antiparallèle, ladite décharge comprenant l'application d'un courant de gâchette à un thyristor polarisé en inverse parmi lesdits thyristors. Selon un mode de réalisation, pour chacun des deux thyristors, un interrupteur et le thyristor sont électriquement en série entre les bornes de l'élément capacitif. Selon un mode de réalisation, pour chacun des deux thyristors, une diode et le thyristor sont électriquement en anti-série entre les bornes de l'élément capacitif. Selon un mode de réalisation, le procédé comprend, avant ladite décharge, l'application d'une tension alternative entre les bornes de l'élément capacitif, ladite décharge étant provoquée par une détection d'une absence de la tension alternative. Selon un mode de réalisation, le procédé comprend, pendant une demi-alternance de la tension alternative, la mise à l'état passant d'un thyristor polarisé en direct parmi les deux thyristors. Selon un mode de réalisation, ladite mise à l'état passant comprend l'application d'un courant de gâchette de même valeur que le courant de gâchette appliqué pendant ladite décharge. Un mode de réalisation prévoit un circuit configuré pour mettre en œuvre un procédé tel que défini ci-dessus. Selon un mode de réalisation, le circuit comprend un détecteur de présence d'une tension à décharger aux bornes de l'élément capacitif et un circuit de commande relié audit détecteur, le circuit de commande étant configuré pour fournir, en fonction d'un signal fourni par le détecteur, le courant de gâchette appliqué pendant ladite décharge. Selon un mode de réalisation, ledit détecteur comprend un détecteur de signe de tension aux bornes de l'élément capacitif, et ledit circuit de commande est configuré pour que l'absence de tension alternative soit détectée lorsque ledit signe ne change pas pendant une durée donnée. Selon un mode de réalisation, une même partie du circuit de commande est utilisée pour effectuer ladite mise à l'état passant et pour appliquer le courant de gâchette pendant ladite décharge. Selon un mode de réalisation, le circuit de commande comprend une unité de traitement séquentiel de données. Selon un mode de réalisation, le circuit comprend un circuit de fourniture, à partir de la tension aux bornes de l'élément capacitif, d'une tension d'alimentation commune audit détecteur et au circuit de commande, et, de préférence, d'une ou plusieurs tensions d'alimentation de commande des deux thyristors. Selon un mode de réalisation : - les deux thyristors sont à gâchette de cathode ; - les deux thyristors sont à types de gâchette opposés ; ou - les deux thyristors sont à gâchette d'anode. Un mode de réalisation prévoit un correcteur de facteur de puissance comprenant un circuit tel que défini ci-dessus. Un mode de réalisation prévoit un convertisseur comprenant un circuit tel que défini ci-dessus ou un correcteur tel que défini ci-dessus. Ces caractéristiques et avantages, ainsi que d'autres, seront exposés en détail dans la description suivante de modes de réalisation particuliers faite à titre non limitatif en relation avec les figures jointes parmi lesquelles : la figure 1 représente un exemple de convertisseur auquel s'appliquent les modes de réalisation décrits ; la figure 2 représente, de manière schématique, un exemple d'un mode de réalisation d'un convertisseur ; la figure 3A représente, de manière schématique, un autre exemple d'une partie du convertisseur de la figure 2 ; la figure 3B représente, de manière schématique, encore un autre exemple d'une partie du convertisseur de la figure 2 ; la figure 3C représente, de manière schématique, encore un autre exemple d'une partie du convertisseur de la figure 2 ; la figure 4 représente, par des chronogrammes schématiques, un mode de réalisation d'un procédé mis en œuvre par un circuit du convertisseur de la figure 2 ; la figure 5 représente, de manière schématique, des allures d'un courant de fuite en fonction d'un courant de gâchette d'un thyristor polarisé en inverse ; la figure 6 représente, de manière schématique, un exemple d'un autre mode de réalisation d'un convertisseur ; la figure 7 représente, de manière schématique, un exemple d'encore un autre mode de réalisation d'un convertisseur ; et la figure 8 représente, de manière schématique, un exemple de mode de réalisation d'un circuit de commande d'un convertisseur, relié à un thyristor du convertisseur. De mêmes éléments ont été désignés par de mêmes références dans les différentes figures. En particulier, les éléments structurels et/ou fonctionnels communs aux différents modes de réalisation peuvent présenter les mêmes références et peuvent disposer de propriétés structurelles, dimensionnelles et matérielles identiques. Par souci de clarté, seuls les étapes et éléments utiles à la compréhension des modes de réalisation décrits ont été représentés et sont détaillés. En particulier, des éléments de convertisseur, tels que des étages de conversion recevant une tension continue, et une unité de traitement de données, ne sont pas décrits en détails, les modes de réalisation décrits étant compatibles avec de tels éléments de convertisseurs usuels. En outre, un procédé de commande d'interrupteurs d'un convertisseur pour convertir et/ou fournir une tension alternative, n'est pas décrit en détails, les modes de réalisation décrits étant compatibles avec les procédés mis en œuvre dans les convertisseurs usuels. En particulier, des procédés de commande d'interrupteurs d'un correcteur de facteur de puissance recevant une tension alternative ne sont pas décrits en détails, les modes de réalisation étant compatibles avec de tels procédés usuellement mis en œuvre dans les correcteurs de facteur de puissance. Sauf précision contraire, lorsque l'on fait référence à deux éléments connectés entre eux, cela signifie directement connectés sans éléments intermédiaires autres que des conducteurs, et lorsque l'on fait référence à deux éléments reliés (en anglais "coupled") entre eux, cela signifie que ces deux éléments peuvent être connectés ou être reliés par l'intermédiaire d'un ou plusieurs autres éléments. Dans la description qui suit, lorsque l'on fait référence à des qualificatifs de position absolue, tels que les termes "avant", "arrière", "haut", "bas", "gauche", "droite", etc., ou relative, tels que les termes "dessus", "dessous", "supérieur", "inférieur", etc., ou à des qualificatifs d'orientation, tels que les termes "horizontal", "vertical", etc., il est fait référence sauf précision contraire à l'orientation des figures. Sauf précision contraire, les expressions "environ", "approximativement", "sensiblement", et "de l'ordre de" signifient à 10 % près, de préférence à 5 % près. La figure 1 représente un exemple de convertisseur 100 auquel s'appliquent les modes de réalisation décrits. Le convertisseur 100 comprend un circuit 110 constituant un étage de conversion d'une tension alternative VAC (en anglais "AC voltage") en une tension continue VDC. La tension continue VDC (en anglais "DC voltage") est, par exemple, appliquée aux bornes d'un élément capacitif 112 connecté en sortie de l'étage 110. A titre d'exemple, l'étage 110 comprend un pont de diodes 120, reliant des nœuds 122 et 124 d'application de la tension alternative VAC à des nœuds 126 et 128 d'application de la tension continue VDC. Le pont de diodes 120 comprend des branches 130 et 140 électriquement en parallèle entre les nœuds 122 et 124. La branche 130 comprend deux diodes 132 et 134 électriquement en série entre les nœuds 122 et 124. Le nœud 126 connecte les diodes 132 et 134 entre elles. Les diodes 132 et 134 ont leurs cathodes tournées vers le nœud 126. Ainsi, les diodes 132 et 134 sont électriquement en anti-série. Des composants électroniques, tels que les diodes 132 et 134, sont dit électriquement en anti-série lorsqu'ils sont électriquement en série et qu'ils ont des électrodes de même polarité, ici les cathodes des diodes 132 et 134, tournées l'une vers l'autre. La branche 140 comprend deux autres diodes 142 et 144 électriquement en série entre les nœuds 122 et 124. Le nœud 128 connecte les diodes 142 et 144 entre elles. Les diodes 142 et 144 ont leurs anodes tournées vers le nœud 128, et sont donc électriquement en anti-série. Le convertisseur 100 comprend en outre un étage de conversion 150 (DC) recevant la tension continue VDC. L'étage 150 convertit la tension continue VDC en une tension et/ou un courant. La tension et/ou le courant fourni par l'étage 150 peuvent être continus ou alternatifs. L'étage 150 est typiquement de type à découpage, c’est-à-dire comprenant un ou plusieurs interrupteurs mis alternativement à des états passant et bloqué à une fréquence de découpage, la fréquence de découpage étant supérieure à la fréquence de la tension alternative. La fréquence de découpage est par exemple plus de 100 fois, de préférence plus de 1000 fois supérieure à celle de la tension alternative VAC. Les modes de réalisation décrits sont compatibles avec les étages usuels de conversion par découpage. Le convertisseur 100 convertit ainsi la tension alternative VAC en tension/courant continu ou alternatif. L'exemple du convertisseur 100 décrit ici n'est pas limitatif. Dans d'autres exemples, une ou plusieurs des diodes 132, 134, 142, et 144 sont remplacées par des interrupteurs tels que des transistors. Des procédés de commande usuels des interrupteurs permettent d'obtenir le fonctionnement souhaité du convertisseur 100. Dans encore d'autres exemples, le convertisseur fournit une tension alternative telle que la tension alternative VAC à partir d'une tension continue. On utilise des convertisseurs recevant et/ou fournissant une tension alternative par exemple pour la charge de batteries de dispositifs mobiles tels que des ordinateurs portables, des téléphones mobiles ou encore, par exemple, des tablettes, à partir d'une source de tension alternative telle qu'un réseau de distribution électrique. La tension alternative VAC peut alors avoir une fréquence égale à 50 Hz ou 60 Hz, et une valeur crête élevée, c’est-à-dire supérieure à 100 V, voire supérieure à 300 V. D'autres applications utilisent un convertisseur pour piloter un éclairage, tels qu'un éclairage à diodes électroluminescentes (en anglais "Light Emitting Diode"), ou pour commander un moteur électrique. Dans encore d'autres applications, le convertisseur reçoit un courant/tension continu d'un panneau photovoltaïque ou une tension alternative d'un alternateur. La puissance convertie par le convertisseur est typiquement une puissance élevée, c’est-à-dire supérieure à environ 30 W, par exemple supérieure à 30 W, de préférence supérieure à 70 W, et pouvant aller jusqu'à 50 kW. Dans le cas, non représenté, où les diodes 132, 134, 142 et 144 sont remplacées par des interrupteurs, l'étage 110 peut en outre être configuré pour constituer un correcteur de facteur de puissance PFC (en anglais "Power Factor Corrector"). Autrement dit, l'étage 110 met en œuvre un procédé usuel de commande des interrupteurs permettant d'effectuer une correction de facteur de puissance. Dans ce cas, l'étage 110 a pour fonction de rendre le courant que le convertisseur consomme ou fournit proportionnel, ou sensiblement proportionnel, à la tension alternative VAC. La tension continue VDC peut alors comprendre une composante variable, par exemple d'amplitude crête inférieure à 50 %, de préférence inférieure à 20 % d'une valeur moyenne de la tension continue VDC. Dans l'exemple représenté, l'étage 150 peut également comprendre un PFC. Les convertisseurs et PFC des exemples décrits ci-dessus comprennent généralement un élément capacitif 160. La tension alternative est appliquée aux bornes de l'élément capacitif 160. Autrement dit, l'élément capacitif 160 a une borne 162 reliée, par exemple connectée, au nœud 122, et une borne 164 reliée, par exemple connectée, au nœud 124. L'élément capacitif 160 est non polarisé, c’est-à-dire qu'il est adapté pour que la tension à ses bornes prenne successivement les deux sens opposés. Ceci permet à l'élément capacitif 160 de recevoir la tension alternative VAC. Par élément capacitif, on entend que cet élément peut être constitué par un condensateur, ou par plusieurs condensateurs en série et/ou en parallèle. L'élément capacitif 160 peut comprendre un condensateur bipolaire, c’est-à-dire être constitué de condensateurs polarisés agencés de sorte de constituer ensemble un élément capacitif non polarisé. L'élément capacitif 160 est typiquement compris dans un filtre d'interférence électromagnétique (en anglais Electro-Magnetic Interference Filter). Un tel filtre est typiquement prévu pour réduire le niveau de perturbations électromagnétiques émis par le convertisseur. Cependant, en fin de fonctionnement, lorsque l'on stoppe le convertisseur en arrêtant d'appliquer la tension alternative (par exemple lorsque l'on débranche le convertisseur) l'élément capacitif 160 reste chargé. On souhaite alors décharger l'élément capacitif 160. En effet, la présence d'une charge dans l'élément capacitif représenterait un risque pour la sécurité, notamment en raison des valeurs crêtes élevées de la tension alternative VAC. On souhaite typiquement effectuer une décharge conforme aux standards IEC 62368-1, IEC 60335, ou par exemple IEC 60730. La figure 2 représente, de manière schématique, un exemple d'un mode de réalisation d'un convertisseur 200. Le convertisseur 200 comprend des éléments identiques ou similaires à ceux du convertisseur 100 de la figure 1. Ces éléments ne sont pas décrits ici à nouveau. Seules les différences sont mises en exergue. Le convertisseur 200 diffère du convertisseur 100 de la figure 1 en ce que les diodes 134 et 144 ont été remplacées chacune par un thyristor, respectivement 234 et 244. Autrement dit, l'étage 110 du convertisseur 100 de la figure 1 est remplacé, dans le convertisseur 200, par un étage 210 qui diffère de l'étage 110 en ce que le pont de diodes 120 est remplacé par un pont 220 comprenant les thyristors 234 et 244. Ainsi, les branches 130 et 140 du convertisseur 100 de la figure 1 sont remplacées par des branches respectives 230 et 240 comprenant les thyristors respectifs 234 et 244. Les thyristors 234 et 244 sont positionnés dans le même sens que les diodes respectives 134 et 144 de la figure 1, c’est-à-dire que le thyristor 234 a sa cathode tournée vers le nœud 126 et que le thyristor 244 a son anode tournée vers le nœud 128. Ainsi, les thyristors 234 et 244 sont électriquement en antiparallèle entre les bornes 162 et 164 de l'élément capacitif 160. Par antiparallèle entre deux bornes ou nœuds, s'agissant de composants tels que les thyristors, on entend que les composants sont électriquement en parallèle entre ces bornes ou nœuds et, pour chacune de ces bornes ou nœuds, les composants présentent des électrodes de polarités différentes tournées vers la borne ou le nœud. Autrement dit : - la borne 162 de l'élément capacitif 160 est reliée, par la diode 132 dans l'exemple représenté, à la cathode du thyristor 234, et, par la diode 142 dans l'exemple représenté, à l'anode du thyristor 244 ; et - la borne 164 de l'élément capacitif 160 est reliée à l'anode du thyristor 234, et à la cathode du thyristor 244. De préférence, les thyristors 234 et 244 sont, comme dans l'exemple représenté, électriquement en parallèle entre les nœuds 122 et 124 reliés aux bornes respectives 162 et 164 de l'élément capacitif 160. Selon le présent mode de réalisation, chacune des branches 230 et 240 comprend la diode respective 132, 142 électriquement en anti-série avec le thyristor respectif 234, 244 de la branche. Dans d'autres modes de réalisation, les diodes 132 et 142 peuvent être remplacées par des interrupteurs tels que des transistors, comme ceci est décrit ci-après en relation avec la figure 6. Le convertisseur 200 comprend en outre un circuit de commande 250 (CTRL). Le circuit de commande 250 a une sortie 252 reliée, par exemple connectée, à une gâchette G1 du thyristor 234. Le circuit de commande 250 a une autre sortie 254 reliée, de préférence connectée, à une gâchette G2 du thyristor 244. Dans l'exemple représenté en figure 2, les deux thyristors 234 et 244 sont à gâchette de cathode. Les figures 3A à 3C représentent, de manière schématique, le pont 220 dans d'autres exemples. Dans ces exemples, les types anode/cathode de gâchette des thyristors 234 et/ou 244 diffèrent de ceux de l'exemple de la figure 2. Dans l'exemple de la figure 3A, le thyristor 234 est à gâchette de cathode, et le thyristor 244 est à gâchette d'anode. Dans l'exemple de la figure 3B, le thyristor 234 est à gâchette d'anode, et le thyristor 244 est à gâchette de cathode. Ainsi, en figures 3A et 3B, l'un des thyristors 234 et 244 est à gâchette d'anode et l'autre des thyristors 234 et 244 est à gâchette de cathode, autrement dit les thyristors sont à types de gâchette opposés. Dans l'exemple de la figure 3C, les deux thyristors 234 et 244 sont à gâchette d'anode. Le choix du type de chaque gâchette G1, G2, entre gâchette d'anode et gâchette de cathode, est effectué en fonction de sources de tension disponibles pour délivrer les courants de gâchette aux thyristors 234 et 244 et ainsi de faciliter l'application du courant de gâchette . En se référant à nouveau à la figure 2, le convertisseur 200 comprend, de préférence, un détecteur 260 (DET) d'absence d'une tension alternative entre les bornes 162 et 164 de l'élément capacitif 160. Le détecteur 260 a une sortie 262 reliée, de préférence connectée, à une entrée 256 du circuit de commande 250. Dans un exemple, le détecteur 260 comprend un détecteur du signe de la tension aux bornes de l'élément capacitif 160. L'absence de tension est détectée lorsque le signe de la tension ne change pas pendant une durée donnée supérieure à la durée d'une demi-alternance de la tension alternative VAC. Par demi-alternance, on entend une période pendant laquelle la tension alternative VAC a un signe constant. Le détecteur de signe peut fournir au circuit de commande 250 un signal SGN, représentatif du signe de la tension aux bornes de l'élément capacitif 160. La détection de l'absence de la tension alternative VAC (correspondant à l'absence de changement de signe de la tension aux bornes de l'élément capacitif 160) peut alors être effectuée par le circuit de commande 250 en fonction du signal SGN. Cet exemple n'est pas limitatif, le détecteur 260 pouvant être constitué par tout circuit adapté à détecter la présence ou l'absence d'une tension alternative entre les bornes 162 et 164, en particulier adapté à discerner entre des tensions alternative et continue aux bornes de l'élément capacitif 160. Le détecteur peut aussi être constitué par tout circuit adapté à envoyer au circuit de commande 250 un signal permettant de détecter l'absence de la tension alternative VAC. La figure 4 représente, par des chronogrammes schématiques, un mode de réalisation d'un procédé mis en œuvre par l'étage 210 du convertisseur de la figure 2. Plus précisément, la figure 4 représente, en fonction du temps t, des allures : - d'une tension V160 aux bornes de l'élément capacitif 160 ; - du signal SGN représentatif du signe de la tension aux bornes de l'élément capacitif 160. Par exemple, un niveau bas du signal SGN représente un signe positif de la tension V160 (c’est-à-dire que le potentiel de la borne 162 est supérieur à celui de la borne 164), et un niveau haut du signal SGN représente un signe négatif de la tension V160 ; - des courants IG2 et IG1 appliqués sur les gâchettes respectives G2 et G1. Chaque courant IG2 et IG1 est orienté dans le sens dans lequel ce courant est susceptible de déclencher le thyristor concerné respectif 244, 234, c’est-à-dire de commander l'état passant de ce thyristor. Autrement dit, dans le cas où la gâchette concernée, respectivement G1, G2, est de cathode, le courant IG1, IG2 est, de préférence, entrant dans la gâchette. Dans le cas contraire, le courant IG1, IG2 est, de préférence sortant de la gâchette. Les courants peuvent avoir des sens opposés aux sens préférés ci-dessus, par exemple lorsque le thyristor considéré est compris dans un composant tel qu'un triac. La tension alternative VAC est appliquée aux bornes de l'élément capacitif 160 jusqu'à un instant t0. Jusqu'à l'instant t0, la tension V160 aux bornes de l'élément capacitif 160 est égale, ou approximativement égale, à la tension alternative VAC (figure 2). Le signal SGN est alors un signal en créneaux, dans lequel les créneaux ont la durée (durée TAC) d'une demi-alternance de signe positif de la tension alternative VAC, ou demi-alternance positive. La durée entre créneaux, correspondant à celle des demi-alternances négatives, est typiquement la même que la durée TAC des créneaux. A partir de l'instant t0, la tension alternative VAC n'est plus appliquée à l'élément capacitif 160. Par exemple, on a débranché le convertisseur de la source de tension alternative. Ceci peut être fait de manière manuelle en débranchant une prise, ou en ouvrant un relais, non représenté, situé entre la source de tension alternative et le convertisseur. Dans une variante, le circuit de détection est omis. Le circuit de détection peut alors être remplacé par tout dispositif permettant de fournir un signal représentatif de l'état branché/non branché de la prise, ou de l'état du relais. Dans l'exemple représenté, l'instant t0 a lieu au cours d'une demi-alternance positive débutant à un instant t1. Après l'instant t0, l'élément capacitif 160 conserve d'abord la charge qu'il avait à l'instant t0. On cherche à décharger l'élément capacitif. Autrement dit, l'arrêt de l'application de la tension alternative correspond à la présence d'une tension à décharger aux bornes de l'élément capacitif 160. A un instant t2, l'absence de changement de niveau du signal SGN pendant un délai DLY après l'instant t1 provoque la détection de l'absence de la tension alternative VAC. Autrement dit, la présence d'une tension continue à décharger est détectée à l'instant t2. Le délai DLY est supérieur à la durée TAC des demi-alternances. Le circuit de commande 250 est configuré pour fournir le courant de gâchette IG1 au thyristor 234 à partir de l'instant t2. Le thyristor 234 est alors polarisé en inverse. L'application du courant IG1 sur la gâchette du thyristor polarisé en inverse permet de créer un courant de fuite dans le transistor, de la manière décrite ci-après en relation avec la figure 5. Ce courant de fuite traverse le thyristor dans le sens inverse, c’est-à-dire circule dans le thyristor de la cathode vers l'anode. Ceci permet de décharger l'élément capacitif 160. Dans l'exemple représenté, le courant passe par la diode 132. En effet, du fait que la diode 132 et le thyristor 234 sont en anti-série dans la branche 230, la diode 132 est polarisée en direct lorsque le thyristor 234 est polarisé en inverse. A un instant t3, l'élément capacitif 160 est déchargé, ou sa tension est inférieure à un seuil prédéfini, par exemple de l'ordre de 60 V, ou supérieur à 60 V. Ce seuil peut être choisi en fonction de la valeur de capacité de l'élément capacitif 160. Le courant de gâchette IG1 est annulé. Dans un exemple où le circuit de commande 250 est alimenté à partir de l'énergie contenue dans l'élément capacitif 160, l'instant t3 peut être celui auquel l'alimentation du circuit de commande 250 n'est plus suffisante pour appliquer le courant IG1. Le convertisseur est ainsi à l'arrêt après l'instant t3. Ainsi, l'étage 210 joue le rôle d'un circuit de décharge de l'élément capacitif. Du fait que l'élément capacitif 160 est déchargé, on assure la sécurité des personnes manipulant le convertisseur à l'arrêt ou entrant en contact avec des conducteurs reliés au convertisseur à l'arrêt. Dans le cas où l'instant t0 a lieu pendant une demi-alternance négative, le thyristor 244 est polarisé en inverse à partir de l'instant t0. A partir de l'instant t2 de détection d'absence de tension alternative, on applique le courant IG2 sur la gâchette du thyristor 244. Le fonctionnement est alors similaire à celui décrit ci-dessus. Ainsi, le fait de prévoir les deux thyristors 234 et 244 électriquement en antiparallèle reliés aux bornes de l'élément capacitif, permet, par rapport à la prévision d'un seul thyristor, de décharger l'élément capacitif quel que soit le sens de la tension aux bornes de l'élément capacitif non polarisé 160. Dans le cas où chacun des thyristors 234 et 244 est en anti-série avec des diodes telles que les diodes 132 et 142, les courants IG1 et IG2 peuvent être appliqués simultanément sur les gâchettes respectives G1 et G2. Ceci est représenté par des pointillés 306. Le courant de décharge passe par le thyristor qui, parmi les thyristors 234 et 244, est polarisé en inverse. Pour l'autre des thyristors 234 et 244, la diode en anti-série, respectivement 132, 142, est à l'état bloqué et empêche tout autre courant de décharge. Le fonctionnement du circuit de commande 250 pour effectuer la décharge est alors plus simple que dans le cas où les thyristors 234 et 244 sont commandés de manière différente. Pour décharger un élément capacitif, on aurait pu penser connecter une résistance de décharge en parallèle de l'élément capacitif. Il en aurait résulté une perte d'énergie dans la résistance lorsque la tension alternative est appliquée. En comparaison, le dispositif de décharge prévu dans le convertisseur 200 a l'avantage d'un meilleur rendement énergétique. Dans une variante, on prévoit en outre, en parallèle de l'élément capacitif à décharger, un interrupteur, de préférence en série avec une résistance de décharge. L'interrupteur est alors rendu non passant en dehors de la décharge, en sorte d'éviter la perte d'énergie dans la résistance ou dans cet interrupteur. En comparaison avec cette variante, le fait de décharger l'élément capacitif 160 seulement par le courant de fuite dans le thyristor polarisé en inverse, permet de limiter le courant sans prévoir une telle association en série interrupteur-résistance, en particulier sans ajouter d'interrupteur dédié à la fonction de décharge. En effet, les mêmes thyristors peuvent être utilisés pour obtenir la tension continue VDC à partir de la tension alternative VAC et pour décharger l'élément capacitif. Le circuit de décharge 210 de l'élément capacitif est donc simplifié, en particulier pour les valeurs crête élevées de la tension alternative. Le convertisseur 200 est donc plus simple qu'un convertisseur comprenant un circuit de décharge par un interrupteur et une résistance en série. On aurait encore pu penser décharger un élément capacitif de convertisseur en utilisant un transistor relié en parallèle de l'élément capacitif. Un tel transistor pourrait être relié à l'élément capacitif par d'autres composants tels que des diodes, des interrupteurs et/ou des inductances, ou connecté en parallèle de l'élément capacitif. La décharge pourrait alors être effectuée en mettant le transistor en régime saturé, de manière à limiter le courant de décharge. La décharge pourrait aussi être effectuée en mettant le transistor alternativement à des états passant et bloqué à une fréquence de découpage. En comparaison avec un tel procédé de décharge, dans le convertisseur 200, les thyristors 234 et 244 sont plus robustes qu'un transistor, en particulier en cas de pics de tension ou de courant, ce qui permet une fiabilité plus élevée du convertisseur 200. Ainsi, le procédé de décharge d'élément capacitif mis en œuvre par l'étage 210, est simple à mettre en œuvre, et permet d'obtenir en même temps un rendement élevé et un niveau de fiabilité élevé. De préférence, lorsque la tension alternative VAC est appliquée, c’est-à-dire avant l'instant t0, le thyristor 234 est mis à l'état passant à chaque demi-alternance de signe négatif de la tension alternative VAC. Ceci est obtenu par application d'une impulsion 302 de courant IG1 sur la gâchette IG1 au début de la demi alternance, par exemple suite à la détection du changement de signe de la tension alternative marquant le début de la demi-alternance. Le sens du courant de gâchette pendant l'impulsion est le même que pendant la phase de décharge. De manière similaire, le thyristor 244 est mis à l'état passant à chaque demi-alternance de signe positif de la tension alternative VAC (impulsion 304). Ainsi, à chaque demi-alternance, on met à l'état passant le thyristor qui, parmi les thyristors 234 et 244, est polarisé en direct. Ceci permet d'obtenir, dans l'exemple du convertisseur 200, un fonctionnement similaire à celui de l'exemple particulier du convertisseur 100 de la figure 1, à la différence que l'on évite les pertes d'énergie liées aux chutes de tension dans les diodes 132 et 134. De préférence, chacun des courants IG1 et IG2 a la même valeur pour mettre le thyristor respectif 234, 244 à l'état passant pendant les demi-alternances de la tension alternative VAC et lorsque ce courant est appliqué pendant la décharge. En comparaison avec des variantes dans lesquelles le courant de gâchette IG1 et/ou IG2 a des valeurs différentes en présence de la tension alternative VAC et pendant la décharge, les valeurs égales permettent de simplifier l'application des courants de commande, et notamment permettent de réduire le nombre et/ou de simplifier le circuit de commande. Les modes de réalisation ne se limitent pas au cas particulier du convertisseur 200 de la figure 2. Ainsi, des variantes de réalisation comprennent les mêmes éléments que ceux d'un convertisseur du type de celui de la figure 1, agencés de manière identique ou similaire, et comprennent en outre un circuit de décharge connecté en parallèle de l'élément capacitif 160 du convertisseur de la figure 1. Le circuit de décharge est alors constitué par n'importe quel circuit comprenant deux thyristors en antiparallèle entre les bornes de l'élément capacitif 160, configuré pour décharger l'élément capacitif en appliquant un courant de gâchette au thyristor polarisé en inverse. Le circuit de décharge est alors, par exemple, utilisé seulement pour décharger l'élément capacitif 160. Le circuit de décharge peut être similaire au circuit 210 du convertisseur de la figure 2. Par exemple, le circuit de décharge n'est pas connecté à un élément capacitif tel que l'élément 112 et les diodes 132 et 142 sont remplacées par des connexions directes. Cependant, par rapport à de telles variantes, l'étage 210 du convertisseur 200 de la figure 2 présente l'avantage que les mêmes thyristors 234 et 244 sont utilisés pour fournir la tension continue VDC et pour décharger l'élément capacitif 160. On évite ainsi de prévoir des composants dédiés exclusivement à la décharge de l'élément capacitif. Il en résulte une simplification du convertisseur 200 et une amélioration de sa fiabilité. La figure 5 représente, de manière schématique, des allures d'un courant de fuite IT dans un exemple de thyristor en fonction d'une tension VT de polarisation en inverse du thyristor, pour diverses valeurs du courant de gâchette appliqué au thyristor. Le courant IT et la tension VT, étant en inverse, sont représentées en valeurs négatives. Le courant IT est ici en milliampères (mA, graduations -2 , -4, -6, -8 et -10 de l'axe des ordonnées) et la tension VT est ici en volts (V, graduations -100, -200, -400). Les courbes correspondent à des courants de gâchette respectifs de 2, 4, 6, 8, 10, 12, 14 et 16 mA. Pour chaque valeur du courant de gâchette, le courant IT est sensiblement constant lorsque la tension VT varie, en valeur absolue, entre environ 10 V et 500 V, voire plus de 500 V. Autrement dit, le courant en inverse dépend approximativement du seul courant de gâchette. Ainsi l'application d'une valeur prédéfinie du courant de gâchette, indépendamment de la valeur de tension VT, permet d'obtenir un courant de décharge approximativement constant. Par rapport à une décharge par un élément résistif, ceci présente l'avantage, pour un même temps de décharge, de réduire un pic de puissance dissipée en début de décharge. La figure 6 représente, de manière schématique, un exemple d'un autre mode de réalisation d'un convertisseur 500. Le convertisseur 500 comprend des éléments identiques ou similaires aux éléments du convertisseur 200 de la figure 2, agencés de manière identique ou similaire. Ces éléments ne sont pas décrits à nouveau. Seules les différences sont mises en exergue. Le convertisseur 500 de la figure 6 diffère du convertisseur 200 de la figure 2 en ce que les diodes 132 et 142 comprennent, ou sont constituées par, des jonctions entre des régions semiconductrices dopées internes de transistors 502 et 504 de type dit Métal-Oxyde-Semiconducteur, MOS (en anglais "metal-oxide-semiconductor"). Bien que le type MOS désignait à l'origine des transistors ayant leur grille en métal et l'isolant de grille en oxyde, le type MOS est maintenant, suite au développement de ce type de transistor, compris comme englobant des transistors à effet de champ dont la grille est en n'importe quel conducteur électrique, et dont l'isolant de grille est en n'importe quel diélectrique ou isolant électrique. Dans l'exemple représenté, les transistors 502 et 504 sont à canal N. La diode 132, 142 a alors son anode formée par la source du transistor respectif 502, 504 et sa cathode formée par le drain de ce transistor. Les transistors 502 et 504 forment donc des interrupteurs en parallèle des diodes respectives 132 et 142. Ainsi, chacune des branches 230 et 240 comprend, outre la diode, respectivement 132, 142, un interrupteur en série avec le thyristor, respectivement 234, 244. Le circuit de commande 250 (CTRL) comprend alors des sorties reliées, de préférence connectées, aux grilles G3 et G4 des transistors 502 et 504. De préférence, dans le convertisseur 500, la liaison entre la borne 162 de l'élément capacitif 160 et le nœud 122 comprend des éléments inductifs 512 et 513 reliés en série par un nœud 515. Le nœud 515 est relié, par un élément capacitif 522, à un nœud d'application d'un potentiel de référence GND, par exemple une masse. La liaison entre la borne 164 de l'élément capacitif 160 et le nœud 124 peut comprendre un élément inductif 514. Le nœud 124 est alors, de préférence, relié au nœud GND par un élément capacitif 524. La valeur de l'élément inductif 514 est adaptée à effectuer un filtrage sans modifier sensiblement le fonctionnement décrit ci-dessus. L'élément inductif 514 peut être omis. En présence de la tension alternative VAC, l'étage 210 fonctionne de manière à obtenir, à l'entrée de l'étage 150, la tension continue VDC souhaitée, et/ou de manière à obtenir une fonction souhaitée de correction de facteur de puissance. Pour obtenir la correction de facteur de puissance, un procédé de commande des transistors 502 et 504 peut être typiquement obtenu à partir des procédés usuels permettant de commander les interrupteurs d'un PFC du type décrit en relation avec la figure 1 et comprenant des éléments inductifs tels que les éléments 512, 513 et optionnellement 514. Par rapport à un tel procédé usuel, on ajoute des mises à l'état passant des thyristors 234 et 244 aux moments où, dans le procédé usuel, les diodes respectives 134 et 144 sont passantes. Pour obtenir la tension continue VDC, un procédé de commande des transistors 502 et 504 peut être obtenu d'une manière similaire à celle décrite ci-dessus, à partir des procédés usuels permettant de commander les interrupteurs d'un convertisseur du type de celui de la figure 1 dans lequel les diodes 132 et 142, et/ou 134 et 144, sont remplacées par des interrupteurs. Après l'arrêt de l'application de la tension alternative VAC, l'absence de tension alternative est détectée de la manière décrite ci-dessus en relation avec la figure 4. L'élément capacitif 160 est alors déchargé, également de la manière décrite en relation avec la figure 4. L'étage 210 ainsi obtenu constitue alors, selon le procédé de commande, un PFC et/ou un étage de conversion de la tension alternative VAC en tension continue VDC. Les avantages apportés par les thyristors 234 et 244 pour décharger l'élément capacitif 160 sont similaires à ceux décrits ci-dessus en relation avec la figure 4. Dans le mode de réalisation de la figure 6, chacun des transistors 502 et 504 peut être remplacé, en variante, par toute association en parallèle d'un interrupteur et de la diode respective 132, 142. La figure 7 représente, de manière schématique, un exemple d'encore un autre mode de réalisation d'un convertisseur 600. Ce mode de réalisation est combinable avec celui de la figure 6, en prévoyant que les diodes 132 et 142 soient comprises dans des transistors 502 et 504 (figure 6), ou soient en parallèle de ces transistors, et, de préférence, en prévoyant les éléments 512, 513, et optionnellement 514 (figure 6). Le convertisseur 600 comprend des éléments identiques ou similaires aux éléments du convertisseur 200 de la figure 2, agencés de manière identique ou similaire. Ces éléments ne sont pas décrits à nouveau. Seules les différences sont mises en exergue. Le convertisseur 600 comprend un nœud 610. Le nœud 610 est relié : - au nœud 124 par une résistance 620, la résistance 620 pouvant être constituée par n'importe quel élément résistif ; - au nœud 126 par une diode 630 dont l'anode est tournée vers le nœud 610, et ; - au nœud 128 par une diode 640 dont l'anode est tournée vers le nœud 128. Ainsi, les diodes 630 et 640 sont en série entre les nœuds 126 et 128. Au démarrage du convertisseur 600, l'élément capacitif 112 d'application de la tension continue VDC n'est initialement pas chargé. On applique la tension alternative VAC. On maintient les thyristors 234 et 244 à l'état bloqué (non passant). L'élément capacitif 112 est chargé à travers la résistance 620 et à travers le pont de diodes formé par les diodes 132, 142, 630 et 640. La résistance 620 permet alors de limiter le courant de charge initial de l'élément capacitif 112. On évite ainsi qu'un pic de courant endommage le convertisseur ou réduise la fiabilité du convertisseur, ou encore perturbe le fonctionnement, voire endommage, la source de la tension alternative VAC. Dans un convertisseur du type de celui de la figure 1, comprenant les diodes 132 et 142 ou dans lequel les diodes 132 et 142 sont remplacées par des transistors, pour éviter le pic courant au démarrage, on aurait pu penser prévoir qu'une des liaisons entre le pont de diodes 120 (figure 1) et l'élément capacitif 112 (figure 1) comprenne une résistance. Afin de limiter les pertes d'énergie en fonctionnement dans cette résistance, on aurait également pu penser : - mettre un relais électromécanique en parallèle de cette résistance afin de la court-circuiter une fois la charge terminée ; et/ou - prévoir que la résistance ait une valeur qui diminue en fonction de la température de la résistance. En comparaison, un avantage d'utiliser les thyristors 234 et 244 pour obtenir la tension continue VDC est qu'ils ne sont pas passants dans le sens direct en l'absence de courant de gâchette. C'est ainsi que les thyristors 234 et 244 restent à l'état bloqué au cours du démarrage. On évite ainsi d'utiliser un relais électromécanique, ce qui augmente la fiabilité du convertisseur. La figure 8 représente, de manière schématique, un exemple de mode de réalisation de circuits d'un convertisseur, reliés à un thyristor du convertisseur. Plus précisément, les circuits représentés comprennent les circuits de commande 250 et le détecteur 260 des convertisseurs des figures 2, 5 et 6, ainsi qu'un circuit 710 de fourniture de tensions V0, V1 et V2 entre des nœuds, respectivement V0+ et V0-, V1+ et V1-, V2+ et V2-, à partir de la tension entre les bornes 162 et 164 de l'élément capacitif 160 (figures 1, 2, 5 et 6). La tension V0 constitue une tension d'alimentation commune au détecteur 260 et au circuit de commande 250. Dans l'exemple représenté, le circuit 710 comprend deux diodes 712 en anti-série entre les bornes 162 et 164. Les diodes 712 ont leurs cathodes reliées, de préférence connectées, à un nœud 714. Le nœud 714 est relié au nœud GND par un condensateur 716, de préférence polarisé. En parallèle du condensateur 716, entre le nœud 714 et le nœud GND, le circuit 710 comprend une diode 718 et un interrupteur 720 électriquement en série. La diode 718 a sa cathode tournée du côté du nœud 714. A titre d'exemple, l'interrupteur 720 est situé, par rapport à la diode 718, du côté du nœud GND. Par rapport à l'exemple représenté, les sens des diodes 712, 718 et du condensateur 716 peuvent être échangés. Le circuit 710 comprend en outre un transformateur 730. Le transformateur 730 comprend un enroulement 732 connecté en parallèle de la diode 718. Pour chacune des tensions V0, V1 et V2, le transformateur 730 comprend un enroulement 734. Chaque enroulement 734 du transformateur 730 est en série avec une diode 736 entre les bornes d'un élément capacitif 738. Chaque diode 736 a, à titre d'exemple, son anode tournée vers l'enroulement 734. A titre d'exemple, le nœud V0- est relié, de préférence connecté, au nœud GND. En fonctionnement, l'interrupteur 720 est mis alternativement aux états passant et bloqué à une fréquence de découpage. On obtient ainsi les trois tensions V0, V1 et V2. Dans des variantes, le nombre de tensions obtenues peut être inférieur ou supérieur à trois. L'exemple représenté n'est pas limitatif, le circuit 760 pouvant être constitué par tout circuit adapté à fournir la tension V0, et, de préférence, une ou plusieurs autres tensions telles que les tensions V1 et V2. Dans l'exemple représenté, le circuit de commande 250 comprend, de préférence, une unité 740 (MCU) de traitement séquentiel de données. L'unité 740 comprend un microprocesseur, et, de préférence, une mémoire. L'unité 740 est alimentée par la tension V0, c’est-à-dire qu'elle est connectée entre les nœuds V0+ et V0-. Une entrée de l'unité 740 constitue l'entrée 256 (figure 2) du circuit de commande 250. Le circuit de commande 250 comprend en outre un optocoupleur 744 dont la photodiode de commande relie une sortie 742 de l'unité 740 au nœud V0-. Dans l'exemple représenté, l'optocoupleur a un collecteur relié, de préférence par une résistance 745, au nœud V1+, et un émetteur relié, de préférence connecté, à la gâchette G1 du thyristor 234. Dans cet exemple, le nœud V1- est relié, de préférence connecté, à la cathode du thyristor 234. Dans un autre exemple où le thyristor est à gâchette d'anode, le nœud V1- peut être relié, de préférence par une résistance, à l'optocoupleur pour recevoir le courant de gâchette, et le nœud V1+ peut être relié, de préférence connecté, à l'anode du thyristor 234. L'optocoupleur 744 ainsi agencé fournit un courant sur la gâchette G1 à partir de la tension V1 lorsque la sortie 742 est mise à un niveau haut. De préférence, le circuit de commande comprend un autre optocoupleur, non représenté, agencé de manière similaire à l'optocoupleur 744, pour fournir un courant sur la gâchette G2 à partir de la tension V2 lorsqu'une autre sortie, non représentée, de l'unité 740 est mise à un niveau haut. L'optocoupleur 744 et cet autre optocoupleur peuvent être remplacés par tout dispositif configuré pour fournir, à partir des tensions V1 et/ou V2, des courants de gâchette en fonction d'un niveau de sortie de l'unité de traitement 740. Les tensions V1 et/ou V2 constituent ainsi des tensions d'alimentation des commandes des thyristors. L'unité de traitement de données 740 comprend, de préférence, un programme dont l'exécution par le microprocesseur provoque : - la mise en œuvre de la détection de l'absence de tension alternative aux bornes de l'élément capacitif 160 à partir du signal SGN fourni par le détecteur 260 ; et - l'application du ou des courants de gâchette aux thyristors 234 et 244 pour décharger l'élément capacitif 160, de la manière décrite ci-dessus en relation avec la figure 4. En fonctionnement, le courant de gâchette appliqué au thyristor 234 a la même valeur pendant les phases de décharge et pour rendre le thyristor passant pendant des demi-alternances de la tension alternative VAC. Par rapport à des variantes où le courant de gâchette est différent pour la décharge et pour rendre le thyristor passant, on évite de prévoir des composants supplémentaires destinés à produire plusieurs valeurs différentes de courant de gâchette. Autrement dit, on peut utiliser les mêmes éléments du circuit de commande, tels que la sortie 742 et l'optocoupleur 744, pour rendre le thyristor passant pendant des demi-alternances de la tension alternative et pour la décharge de l'élément capacitif 160. Le fait d'utiliser ainsi des mêmes parties du circuit de commande pour décharger l'élément capacitif 160 que pour la conversion de la tension alternative permet donc de simplifier le convertisseur et de réduire le nombre de composants. Dans l'exemple représenté, le détecteur 260 comprend, entre les bornes 162 et 164 de l'élément capacitif 160, un élément résistif 770 en série avec une photodiode de commande d'un optocoupleur 772. La photodiode de commande de l'optocoupleur 772 est par exemple du côté de la borne 164. Par exemple, la cathode de la photodiode de commande de l'optocoupleur 772 est tournée vers la borne 164. L'optocoupleur 772 a un collecteur relié, de préférence connecté, à la sortie 262 du détecteur 260. Le collecteur de l'optocoupleur 772 est en outre relié au nœud V0+ par un élément résistif 774. L'optocoupleur 772 a un émetteur relié, de préférence connecté, au nœud V0-. Optionnellement, on prévoit une diode 776 électriquement en antiparallèle de la photodiode de commande de l'optocoupleur 772. Cet exemple n'est pas limitatif, le détecteur 260 pouvant être constitué par tout dispositif adapté à fournir un signal numérique à partir duquel l'absence de tension alternative peut être déduit. Divers modes de réalisation et variantes ont été décrits. La personne du métier comprendra que certaines caractéristiques de ces divers modes de réalisation et variantes pourraient être combinées, et d’autres variantes apparaitront à la personne du métier. En particulier, bien que les circuits de décharge décrits ci-dessus soient prévus pour décharger des éléments capacitifs de convertisseurs et/ou de correcteurs de facteur de puissance, les modes de réalisation décrits de circuits de décharge peuvent être mise en œuvre pour décharger tout élément capacitif non polarisé, destiné à recevoir une tension dont le signe est susceptible de changer. De préférence, un détecteur de présence d'une tension à décharger aux bornes de l'élément capacitif provoque la mise en œuvre de la décharge. Enfin, la mise en œuvre pratique des modes de réalisation et variantes décrits est à la portée de la personne du métier à partir des indications fonctionnelles données ci-dessus. Procédé comprenant une décharge d'un élément capacitif (160) dont les bornes (162, 164) sont reliées entre elles par deux thyristors (234, 244) électriquement en antiparallèle, ladite décharge comprenant l'application d'un courant de gâchette (IG1, IG2) à un thyristor polarisé en inverse parmi lesdits thyristors. Procédé selon la revendication 1, dans lequel, pour chacun des deux thyristors (234, 244), un interrupteur et le thyristor sont électriquement en série entre les bornes (162, 164) de l'élément capacitif (160). Procédé selon la revendication 1 ou 2, dans lequel, pour chacun des deux thyristors (234, 244), une diode et le thyristor sont électriquement en anti-série entre les bornes (162, 164) de l'élément capacitif (160). Procédé selon l'une quelconque des revendications 1 à 3, comprenant, avant ladite décharge, l'application d'une tension alternative (VAC) entre les bornes (162, 164) de l'élément capacitif (160), ladite décharge étant provoquée par une détection d'une absence de la tension alternative. Procédé selon la revendication 4, comprenant, pendant une demi-alternance de la tension alternative (VAC), la mise à l'état passant d'un thyristor polarisé en direct parmi les deux thyristors (234, 244). Procédé selon la revendication 5, dans lequel ladite mise à l'état passant comprend l'application d'un courant de gâchette (IG1, IG2) de même valeur que le courant de gâchette appliqué pendant ladite décharge. Circuit (210) de décharge d'un élément capacitif, comprenant deux thyristors électriquement en antiparallèle reliant entre elles les bornes de l'élément capacitif, et configuré pour mettre en œuvre un procédé selon l'une quelconque des revendications 1 à 6. Circuit selon la revendication 7, comprenant un détecteur (260) de présence d'une tension à décharger aux bornes de l'élément capacitif et un circuit de commande (250) relié audit détecteur, le circuit de commande étant configuré pour fournir, en fonction d'un signal (SGN) fourni par le détecteur, le courant de gâchette (IG1, IG2) appliqué pendant ladite décharge. Circuit selon la revendication 8 dans sa dépendance à la revendication 4, dans lequel ledit détecteur (260) comprend un détecteur de signe de tension aux bornes de l'élément capacitif, et ledit circuit de commande (250) est configuré pour que l'absence de tension alternative (VAC) soit détectée lorsque ledit signe ne change pas pendant une durée donnée (DLY). Circuit selon la revendication 9 dans sa dépendance à la revendication 5 ou 6, dans lequel une même partie (742, 744) du circuit de commande (250) est utilisée pour effectuer ladite mise à l'état passant et pour appliquer le courant de gâchette (IG1) pendant ladite décharge. Circuit selon l'une quelconque des revendications 8 à 10, dans lequel le circuit de commande (250) comprend une unité de traitement séquentiel de données (740). Circuit selon l'une quelconque des revendications 8 à 11, comprenant un circuit (710) de fourniture, à partir d'une tension (V160) aux bornes de l'élément capacitif (160), d'une tension d'alimentation (V0) commune audit détecteur et au circuit de commande, et, de préférence, d'une ou plusieurs tensions d'alimentation (V1, V2) de commande des deux thyristors (234, 244). Circuit selon l'une quelconque des revendication 7 à 12, dans lequel : les deux thyristors (234, 244) sont à gâchette de cathode ; les deux thyristors sont à types de gâchette opposés ; ou les deux thyristors sont à gâchette d'anode. Correcteur de facteur de puissance (210) comprenant un circuit selon l'une quelconque des revendications 7 à 13. Convertisseur (200, 500, 600) comprenant un circuit selon l'une quelconque des revendications 7 à 13 ou un correcteur selon la revendication 14.