FR 3105661 A1 20210625 FR 1915275 A 20191220 Circuit de détection d'enveloppe et récepteur incorporant ce circuit Ce circuit de détection d'enveloppe comporte : - un premier multiplieur (40) apte à multiplier un premier exemplaire d'un signal reçu sur un port d'entrée (P 34 ) par lui-même - un modificateur (42) apte à modifier l'amplitude du spectre de puissance, d'un second exemplaire du signal reçu sur le port d'entrée, à la fréquence f c sans modifier l'amplitude de ce spectre de puissance dans une bande utile de fréquences, - un second multiplieur (44) apte à multiplier le signal modifié par lui-même, - un soustracteur (46) apte à soustraire entre eux les signaux délivrés par les multiplieurs, - un filtre (50) apte à éliminer les composantes de fréquence supérieure ou égale à 2f c dans un signal obtenu à partir du signal délivré par le soustracteur, ce filtre étant apte à délivrer le résultat de ce filtrage sur une sortie raccordée à un port de sortie du circuit de détection d'enveloppe. Fig. 3 Circuit de détection d'enveloppe et récepteur incorporant ce circuit L’invention concerne un circuit et un procédé de détection d'enveloppe ainsi qu'un récepteur incorporant ce circuit de détection d'enveloppe. L'invention concerne également un émetteur spécialement agencé pour travailler avec ce récepteur. Dans ce texte, l'expression "bande haute-fréquence" désigne une bande continue de fréquences située au-delà de 30 GHz ou au-delà de 90 GHz. Généralement, une telle bande haute-fréquence ne s'étend pas au-delà de 1000 GHz ou au-delà de 1000 THz ou 3000 THz. La demande croissante en débit de la part des utilisateurs a conduit à l’émergence de nouvelles solutions technologiques dans les réseaux de télécommunication mobile de dernière génération, telles que le MIMO (Multiple Input Multiple Output) massif, la densification cellulaire au moyen de petites cellules, l’accès multi-RAT (Radio Access Technology) exploitant conjointement une bande inférieure à 6 GHz et la bande millimétrique. Plus récemment il a été proposé d’utiliser des bandes hautes-fréquences entre 100 et 300 GHz, dites sub-THz, pour des communications à très haut débit. Ces communications sub-THz sont envisagées par exemple pour les liaisons point à multipoint où une station de base transmet des données à très haut débit et faible distance à une pluralité de terminaux mobiles sur la voie descendante. Elles sont aussi envisagées pour établir des liaisons point-à-point entre stations de base dans un réseau de Backhaul, ou encore des liaisons de très courtes portées. L’exploitation des bandes hautes-fréquences suppose toutefois de résoudre des problèmes de consommation énergétique et de stabilité des oscillateurs hautes-fréquences. La difficulté à réaliser des oscillateurs hautes-fréquences stables dans cette gamme de fréquences fait que les systèmes de communication sub-THz sont très sensibles au bruit de phase. Le bruit de phase affecte aussi bien l’oscillateur haute fréquence de l’émetteur que celui du récepteur. À ce bruit de phase s’ajoute le problème classique de décalage entre la fréquence de l’oscillateur du récepteur et celle de l’oscillateur de l’émetteur ou CFO (Carrier Frequency Offset). Le taux d’erreur symbole peut alors devenir très élevé. Différentes stratégies ont été proposées dans l’état de la technique pour minimiser l’impact du bruit de phase des oscillateurs haute-fréquences sur les performances de communications. À ce titre, nous pouvons citer l’optimisation de la modulation et de la démodulation pour les canaux avec bruit de phase. Cependant, cette stratégie mène à des algorithmes et des architectures radiofréquences complexes, ce qui ne répond pas toujours aux conditions requises par les applications sub-THz envisagées. De plus les taux d’erreur symbole dans ce cas sont limités par un plancher d’erreur, possiblement élevé. Une alternative est de considérer l’emploi d’un récepteur utilisant la détection d’enveloppe et ainsi éviter l'utilisation d'un oscillateur haute-fréquence dans le récepteur ainsi que l’impact négatif de son bruit de phase. Cependant, à ce jour, la détection d’enveloppe ne permet qu’une démodulation non-cohérente. Ceci est problématique pour atteindre les débits élevés envisagés pour les applications sub-THz, l’éfficacité spectrale des communications non-cohérentes étant limitée. Enfin, il convient de mentionner l’article de H. Voelcker intitulé « Demodulation of single-sideband signals via envelope detection », IEEE Transactions on Communications Technology, vol. 14, n° 1, Février 1966. Cet article démontre que l’insertion d’une porteuse pure dans le spectre permet de démoduler de manière cohérente le signal d’intérêt à partir d’une détection enveloppe. On parle d’auto mélange. Toutefois, cette dernière stratégie n’est pas optimale dans la mesure où elle requiert la transmission d’une porteuse pure de puissance élevée comparé au signal utile et entraîne ainsi une importante augmentation de la puissance d’émission. De plus, le récepteur décrit dans l'article de H. Voelcker nécessite la réalisation d'opérations complexes sur le signal reçu comme une transformée de Hilbert. Ceci rend ce récepteur difficile à mettre en œuvre. L'invention vise à proposer une nouvelle architecture radiofréquence de transmission qui résout au moins l'un des inconvénients précités. Elle a donc pour objet un circuit de détection d'enveloppe qui permet de réaliser un récepteur cohérent pour un signal modulé dans la bande haute-fréquence sans utiliser d'oscillateur local haute-fréquence. Ce circuit de détection d'enveloppe pour un signal modulé dans une bande haute-fréquence, c'est-à-dire une bande de fréquences située au-delà de 30 GHz, ce circuit comportant : - un port d'entrée apte à recevoir le signal modulé dans la bande haute-fréquence, ce signal modulé comportant une enveloppe modulée par une porteuse à une fréquence f c prédéterminée comprise dans la bande haute-fréquence, l'enveloppe comportant une constante ν 1 additionnée à un signal utile s fi (t), l'essentiel de la puissance du signal utile s fi (t) étant comprise à l'intérieur d'une bande utile de fréquences centrée sur une fréquence intermédiaire f i et de largeur L u , - un port de sortie par l'intermédiaire duquel est délivré l'enveloppe détectée, dans lequel ce circuit de détection d'enveloppe comporte : - un premier multiplieur raccordé au port d'entrée et apte : à multiplier un premier exemplaire du signal reçu sur le port d'entrée par lui-même, et à délivrer sur une sortie ce premier exemplaire du signal reçu multiplié par lui-même, - un modificateur raccordé, en parallèle du premier multiplieur, au port d'entrée, ce modificateur étant apte : à modifier l'amplitude du spectre de puissance, d'un second exemplaire du signal reçu sur le port d'entrée, à la fréquence f c sans modifier l'amplitude de ce spectre de puissance dans la bande utile de fréquences, et à délivrer sur une sortie le signal modifié, - un second multiplieur raccordé à la sortie du modificateur et apte : à multiplier le signal modifié par lui-même, et à délivrer sur une sortie le signal modifié multiplié par lui-même, - un soustracteur comportant une première et une seconde entrées raccordées, respectivement, aux sorties des premier et second multiplieurs, ce soustracteur étant apte : à soustraire le signal reçu sur sa première entrée au signal reçu sur sa seconde entrée, et à délivrer sur une sortie le résultat de cette soustraction, - un filtre apte à éliminer les composantes de fréquence supérieure ou égale à 2f c dans un signal obtenu à partir du signal délivré par la sortie du soustracteur, ce filtre comportant à cet effet une fréquence de coupure à - 3 dB comprise entre f i +L u /2 et 2f c , ce filtre étant apte à délivrer le résultat de ce filtrage sur une sortie raccordée au port de sortie du circuit de détection d'enveloppe. Les modes de réalisation de ce circuit peuvent comporter la caractéristique suivante : 1) Le circuit comporte un diviseur d'amplitude raccordé entre la sortie du soustracteur et une entrée du filtre, ce diviseur étant apte à diviser l'amplitude du signal délivré sur la sortie du soustracteur par une constante égale à (ν 1 -ν 2 ) et à délivré sur l'entrée du filtre le signal ainsi divisé, les constantes ν 1 et ν 2 étant égales aux amplitudes des porteuses à la fréquence f c dans les signaux délivrés en entrée, respectivement, des premier et second multiplieurs.2) L’invention a également pour objet un récepteur pour recevoir un signal modulé comportant une enveloppe modulée par une porteuse à une fréquence f c prédéterminée comprise dans la bande haute-fréquence, l'enveloppe comportant une constante ν 1 additionnée à un signal utile s fi (t), l'essentiel de la puissance du signal utile s fi (t) étant comprise à l'intérieur d'une bande utile de fréquences centrée sur une fréquence intermédiaire f i prédéterminée et de largeur L u , ce récepteur comportant : - un point d'entrée du signal modulé reçu dans la bande haute-fréquence, - un filtre passe-bande raccordé au point d'entrée, ce filtre passe bande étant apte : à atténuer le bruit qui se trouve, dans le signal modulé reçu, en dehors de la bande utile et de la fréquence f c , et à délivrer sur une sortie un signal filtré, dans lequel le récepteur comporte le circuit ci-dessus de détection d'enveloppe comportant un port d'entrée raccordé à la sortie du filtre passe-bande et un port de sortie sur laquelle est délivrée l'enveloppe détectée. Les modes de réalisation de ce récepteur peuvent comporter une ou plusieurs des caractéristiques suivantes : 1) Le récepteur comporte : - un circuit d'isolation de sous-porteuses raccordé au port de sortie du circuit de détection d'enveloppe, ce circuit d'isolation de sous-porteuses étant aptes à séparer les uns des autres différents signaux transmis simultanément par l’intermédiaire de différentes sous-porteuses toutes situées à l'intérieure de la bande utile de fréquences, et - des démodulateurs raccordées à des sorties respectives du circuit d'isolation et aptes chacun à démoduler le signal isolé sur une sous-porteuse. 2) Le point d'entrée est une antenne apte à recevoir le signal modulé par l'intermédiaire d'une liaison sans fil. L’invention a également pour objet un émetteur apte à émettre un signal modulé dans la bande haute-fréquence et destiné à être reçu par le récepteur ci-dessus, cet émetteur comportant : - un circuit apte à générer un signal utile s fi (t) modulé, l'essentiel de la puissance du signal utile s fi (t) étant comprise à l'intérieur d'une bande intermédiaire de fréquences centrée sur une fréquence intermédiaire f i prédéterminée et de largeur L u prédéterminée, - un générateur d'une constante ν 0 , l'amplitude de la constante ν 0 étant telle que le résultat de la somme de cette constante ν 0 avec le signal utile s fi (t) est systématiquement positif ou nul à tout instant t, - un additionneur comportant une première entrée sur laquelle est reçu le signal utile s fi (t) et une seconde entrée sur laquelle est reçu la constante ν 0 générée, cet additionneur étant apte à additionner le signal utile s fi (t) et la constante ν 0 et à délivrer sur une sortie un signal d'enveloppe correspondant au résultat de cette addition, - un oscillateur apte à générer une porteuse à la fréquence f c prédéterminée, la fréquence f c étant comprise dans la bande haute-fréquence, - un multiplieur comportant une première entrée raccordée à l'oscillateur et une seconde entrée raccordée à la sortie de l'additionneur, ce multiplieur étant apte à délivrer sur une sortie le signal résultant de la multiplication de la porteuse par le signal d'enveloppe délivré par l'additionneur, - un point de sortie du signal modulé dans la bande haute-fréquence, dans lequel l'émetteur comporte également un filtre comportant une entrée raccordée à la sortie du multiplieur et une sortie raccordée au point de sortie du signal modulé, ce filtre étant apte à atténuer la puissance du signal reçu sur son entrée à la fréquence f c sans atténuer la puissance du signal utile de manière à délivrer en sortie, en tant que signal modulé dans la bande haute-fréquence, un signal dans lequel la puissance de la porteuse à la fréquence f c est inférieure ou égale à la puissance du signal utile. Les modes de réalisation de cet émetteur peuvent comporter une ou plusieurs des caractéristiques suivantes : 1) Le filtre est également configuré pour éliminer une des deux bandes latérales situées de part et d'autre de la fréquence f c dans le signal délivré en sortie du multiplieur, chacune de ces bandes latérales contenant une image du signal utile. 2) Le filtre comporte une fréquence de coupure à -3 dB située entre f c -Δ et f c +Δ, où Δ est la largeur d'une bande de garde située entre la fréquence f c et chacune des bandes latérales, la puissance du signal utile dans cette bande de garde étant nulle. 3) Le circuit apte à générer le signal utile s fi (t) est apte à répartir plusieurs signaux modulés sur des sous-porteuses respectives et à combiner ces différentes sous-porteuses pour obtenir le signal utile s fi (t). 4) Le point de sortie est une antenne apte à rayonner dans l'air le signal modulé dans la bande haute-fréquence. L’invention a également pour objet un procédé de détection d'enveloppe pour un signal modulé dans une bande haute-fréquence, c'est-à-dire une bande de fréquences située au-delà de 30 GHz, ce procédé comportant : - la réception sur un port d'entrée du signal modulé dans la bande haute-fréquence, ce signal modulé comportant une enveloppe modulée par une porteuse à une fréquence f c prédéterminée comprise dans la bande haute-fréquence, l'enveloppe comportant une constante ν 1 additionnée à un signal utile s fi (t), l'essentiel de la puissance du signal utile s fi (t) étant comprise à l'intérieur d'une bande utile de fréquences centrée sur une fréquence intermédiaire f i et de largeur L u , - la délivrance de l'enveloppe détectée sur un port de sortie, dans lequel ce procédé de détection d'enveloppe comporte : - la multiplication d'un premier exemplaire du signal reçu sur le port d'entrée par lui-même, - en parallèle, la modification d'un second exemplaire du signal reçu sur le port d'entrée de manière à obtenir un signal modifié dans lequel l'amplitude de la porteuse à la fréquence f c est modifiée alors que l'amplitude du signal utile est laissée inchangée, puis - la multiplication du signal modifié par lui-même, - la soustraction du signal modifié multiplié par lui-même au premier exemplaire du signal reçu multiplié par lui-même pour obtenir un signal d fi (t), - le filtrage des composantes de fréquence supérieure ou égale à 2f c dans le signal d fi (t) à l'aide d'un filtre comportant à cet effet une fréquence de coupure à - 3 dB comprise entre f i +L u /2 et 2f c et la délivrance du résultat de ce filtrage sur le port de sortie. L’invention sera mieux comprise à la lecture de la description qui va suivre, donnée uniquement à titre d’exemple non limitatif et faite en se référant aux dessins sur lesquels : - la figure 1 est une illustration schématique de l'architecture d'un émetteur d'un signal modulé dans une bande haute-fréquence ; - la figure 2 est une illustration schématique de l'architecture d'un récepteur d'un signal émis par l'émetteur de la figure 1; - la figure 3 est une illustration schématique de l'architecture d'un circuit de détection d'enveloppe mis en œuvre dans le récepteur de la figure 2; - la figure 4 est un organigramme d'un procédé d'émission et de réception d'un signal modulé dans une bande haute-fréquence l'aide de l'émetteur de la figure 1 et du récepteur de la figure 2; - la figure 5 est un organigramme d'un procédé de détection d'enveloppe à l'aide du circuit de la figure 3. Dans ces figures, les mêmes références sont utilisées pour désigner les mêmes éléments. Dans la suite de cette description, les caractéristiques et fonctions bien connues de l’homme du métier ne sont pas décrites en détail. Chapitre I : Exemples de mode de réalisation : Dans ce chapitre, une description analytique et détaillée d'un mode de réalisation de la chaîne de transmission radiofréquence est donnée en référence aux figures 1 à 5. Ce mode de réalisation est décrit dans le cas particulier d'un système de communication avec N sous-porteuses, où N est un nombre entier supérieur à deux. En effet, la parallélisation des sous-porteuses permet d'atteindre des débits de symboles numériques très important tout en utilisant des convertisseurs analogique-numérique lents. Par exemple, N est supérieur à 2 2 ou 2 3 ou 2 4 . De plus, généralement, N est inférieur à 2 20 . Par la suite, l'indice j est utilisé pour identifier une sous-porteuse. Cet indice j est donc compris entre 1 et N. Chacune de ces sous-porteuses forme un canal de transmission d'informations indépendant des autres canaux. Ainsi, les informations transmises sur un de ces canaux peuvent être totalement indépendantes des informations transmises en parallèle sur les autres canaux. Par la suite, l'indice j est aussi utilisé pour identifier un canal particulier parmi l'ensemble des canaux disponibles. Par la suite, les architectures matérielles d'un émetteur 2 et d'un récepteur 4 utilisés pour mettre en œuvre le procédé de transmission de la figure 4 sont brièvement introduites. Les détails sur le fonctionnement de chacun des éléments de ces architectures matérielles sont ensuite données en référence aux figures 4 et 5. L'émetteur 2 comporte N ports d'entrée P 1 à P N . Chaque port P j est raccordé à une source respective de symboles numériques non représentée sur les figures. Dans la figure 1, comme dans les autres figures, le symbole "..." indique que certains éléments n'ont pas été représentés pour simplifier l'illustration. Toutefois, les éléments non représentés se déduisent sans difficulté des explications données dans ce texte. Chaque port P j est raccordé à une entrée d'un modulateur M j . Le modulateur M j module chaque symbole S j [k] reçu sur son entrée pour générer en sortie un signal analogique modulé S j (t) correspondant. Les sorties des modulateurs M j sont raccordées à des entrées respectives d'un circuit 10 de répartition des N signaux S j (t) sur N sous-porteuses distinctes. Le circuit 10 génère en sortie un signal s fi (t) dans une bande intermédiaire de fréquence et dans lequel chaque signal s j (t) module une sous-porteuse respective. Pour cela, le circuit 10 comporte, pour chaque signal s j (t), un multiplieur Xe j dont une entrée reçoit le signal s j (t) et une entrée est raccordée à la sortie d'un oscillateur respectif Oe j . L'oscillateur Oe j génère sur sa sortie une porteuse à la fréquence f j . Le multiplieur Xe j multiplie les signaux reçus sur ses entrées et délivre le résultat de cette multiplication sur sa sortie. Le circuit 10 comporte aussi un additionneur 14 qui comporte N entrées raccordées chacune à une sortie d'un multiplieur Xe j respectif. L'additionneur 14 additionne les sorties de chacun des multiplieurs Xe j et délivre en sortie le signal s fi (t). La sortie du circuit 10 est raccordée à une entrée d'un additionneur 16. Une autre entrée de l'additionneur 16 est raccordée à une sortie d'un générateur 18 de tension continue. Le générateur 18 délivre une tension continue d'amplitude constante ν 0 . L'additionneur 16 génère en sortie un signal s DC (t). La sortie de l'additionneur 16 est raccordée à une entrée d'un multiplieur 20. Une autre entrée du multiplieur 20 est raccordée à une sortie d'un oscillateur haute-fréquence 22. L'oscillateur 22 génère sur sa sortie une porteuse à la fréquence f c . Le multiplieur délivre sur sa sortie un signal s fc (t) qui est le résultat de la multiplication l'un par l'autre des signaux reçus sur ses entrées. La sortie du multiplieur 20 est raccordée à une entrée d'un filtre 24. En sortie, le filtre 24 délivre le signal filtré s(t). Le signal s(t) est émis vers le récepteur 4 par l'intermédiaire d'un point 26 de sortie. Ici, le point 26 de sortie est une antenne qui rayonne dans l'air le signal s(t) en direction du récepteur 4. Le récepteur 4 (Figure 2) comporte point 30 d'entrée qui reçoit le signal rayonné par l'émetteur 2. Ici, ce point 30 est une antenne. Le point 30 délivre un signal électrique reçu r(t) sur une entrée d'un filtre 32. Le filtre 32 délivre sur sa sortie un signal filtré r b (t). La sortie du filtre 32 est raccordée à un port P e34 d'entrée d'un circuit 34 de détection d'enveloppe. Le circuit 34 génère sur un port P s34 de sortie un signal r fi (t). Le circuit 34 est utilisé pour la translation en fréquence de la bande haute-fréquence à la bande intermédiaire. Cette fonction est habituellement réalisée par un oscillateur haute-fréquence associé à un mélangeur. Néanmoins, comme précédemment indiqué, les oscillateurs haute-fréquence présentent des performances médiocres et induisent de forts bruit de phase dont l’impact sur les performances de communication est désastreux. Le circuit 34 réalise cette translation en fréquence tout en atténuant l’impact du bruit de phase. Le port P s34 est raccordé à l'entrée d'un circuit 36 d'isolation de sous-porteuses. Le circuit 36 réalise l'opération inverse de celle réalisée par le circuit 10. Pour cela, le circuit 36 comporte N multiplieurs Xr j . Chaque multiplieur Xr j comporte une entrée raccordée au port P s34 du circuit 34 est une autre entrée raccordée à un oscillateur respectif Or j . L'oscillateur Or j génère sur sa sortie une porteuse à la fréquence f j . Chaque multiplieur Xr j délivre sur sa sortie un signal r j (t) qui est le résultat de la multiplication des signaux reçus sur ses entrées. La sortie de chaque multiplieur Xr j est raccordée à l'entrée d'un démodulateur respectif D j . Le démodulateur D j construit, à partir du signal r j (t), une estimation ŝ j [k] du symbole s j [k] émis par l'émetteur à l'instant k sur la canal j. Le démodulateur D j réalise donc l'opération inverse de celle réalisée par le modulateur M j . La figure 3 représente plus en détail un exemple d'architecture matérielle du circuit 34 de détection d'enveloppe. Le port P e34 d'entrée du circuit 34 est raccordé d'un coté à une entrée d'un multiplieur 40 et de l'autre coté à une entrée d'un modificateur 42. Ainsi, le multiplieur 40 et le modificateur 42 reçoivent tous les deux un exemplaire ou une copie du même signal r b (t). Le multiplieur 40 multiplie le signal reçu sur son entrée par lui-même et délivre sur sa sortie le résultat de cette multiplication, c'est-à-dire ici un signal s v1 (t) 2 . Par exemple, le multiplieur 40 est un auto-mélangeur de fréquences. Dans ce mode de réalisation, le modificateur 42 est un filtre qui filtre le signal r b (t) et délivre sur sa sortie le signal modifié s v2 (t). La sortie du modificateur 42 est raccordée à l'entré d'un multiplieur 44. Le multiplieur 44 multiplie par lui-même le signal s v2 (t) pour obtenir un signal s v2 (t) 2 . Le signal s v2 (t) 2 est délivré sur la sortie du multiplieur 44. Les sorties des multiplieurs 40 et 44 sont raccordées aux entrées respectives d'un soustracteur 46. Le soustracteur 46 soustrait les signaux reçus sur ses entrées pour obtenir un signal de différence d fi (t). Le signal d fi (t) est délivré sur la sortie du soustracteur 46. La sortie du soustracteur 46 est raccordée à l'entrée d'un diviseur 48. Le diviseur 48 divise l'amplitude du signal reçu sur son entrée par une constante pour obtenir un signal s fi+ (t). Le résultat de cette division est délivré sur une sortie du diviseur 48. La sortie du diviseur 48 est raccordée à une entrée d'un filtre 50. Le filtre 50 génère le signal r fi (t) sur le port P s34 de sortie du circuit 34. Le procédé de la figure 4 se décompose en deux grandes phases parallèles, à savoir une phase 60 d'émission du signal par l'émetteur 2 et, en parallèle, une phase 80 de réception de ce signal émis par le récepteur 4. La phase 60 débute par une étape 62 d'acquisition des différents symboles numériques S j [k] à émettre en parallèle à un instant k sur chacun de N ports d'entrée P 1 à P N . Chaque symbole S j [k] acquis est, typiquement, codé en binaire. Lors d'une étape 64, pour chacun des canaux j, les symboles S j [k] reçu sur ce canal j sont modulés par le modulateur M j . La modulation utilisée par le modulateur M j pour moduler un symbole numérique sur un canal est quelconque. Par exemple, il peut s'agir d'une modulation cohérente telle qu'une modulation QAM ("Quadrature Amplitude Modulation"), d'une modulation PSK ("Phase Shift Keying"). Il peut aussi s'agir d'une modulation orthogonale telle qu'une modulation FSK ("Frequency Shift Keying"), une modulation PPM ("Pulse Position Modulation") ou autres. Dans cet exemple, il s'agit d'une modulation cohérente. Dans ce cas, le signal analogique modulé s j (t) généré par le modulateur M j est exprimé par la relation (1) suivante : où : - s j (t) est le signal analogique modulé sur le canal j à l'instant t, - s j [k] est le symbole numérique modulé à l'instant k sur le canal j, - T est la durée d'un symbole numérique, - g est la réponse impulsionnelle d'un filtre de mise en forme de bande limitée et d’énergie unité. Dans cette description, le symbole "." désigne l'opération de multiplication. À titre d'illustration, ici, le filtre de mise en forme est un filtre de mise en forme qui vérifie le critère de Nyquist. Toutefois, d'autres filtres de mise en forme sont possibles. Pour transmettre en parallèle chaque signal s j (t), chacun des signaux s j (t) est transmis sur un canal respectif j. Pour cela, lors d'une étape 66, le circuit 10 répartie chaque signal s j (t) sur une sous-porteuse respective Ψ j (t) d'une base orthogonale {Ψ j } de N sous-porteuses. Cette étape de répartition des signaux modulés s j (t) sur les sous-porteuses respectives est connue sous le terme anglais de "carrier mapping" ou sous le terme d’ « opérateur de synthèse » en algèbre linéaire. Le signal temporel s fi (t) comportant les N sous-porteuse et codant les N signaux s j (t) transmis en parallèle est défini par la relation (2) suivante : Dans ce texte, chaque somme en fonction de l'indice j est une somme qui varie de j = 1 à j = N. L'essentiel de la puissance du signal s fi (t) est comprise dans une bande intermédiaire B fi de fréquences. Dans ce texte, par "l'essentiel de la puissance d'un signal est compris dans une bande [f min , f max ] de fréquences", cela signifie qu'au moins 80% ou 90% ou 95% de la puissance de ce signal est comprise dans la bande [f min , f max ]. Autrement dit, la surface du spectre de puissance de ce signal comprise dans l'intervalle [f min , f max ] représente plus de 80% ou 90% ou 95% de la surface totale de ce spectre de puissance. La bande intermédiaire B fi est centrée sur une fréquence intermédiaire notée f i par la suite. La largeur de la bande intermédiaire B fi est noté L u par la suite. Généralement, la fréquence f i est inférieure ou égale à 2L u . Par exemple, ici, la fréquence f i est comprise entre 0,5L u et 1,5L u . La bande B fi est séparée de la fréquence nulle par une bande de garde. La largeur de cette bande de garde est notée Δ. La puissance du signal s fi (t) à l'intérieur de la bande de garde est nulle ou négligeable. Ici, les fréquences f j des sous-porteuses sont choisies pour atteindre le meilleure compris possible entre les deux critères suivants : 1) La largeur Δ doit être aussi petite que possible pour maximiser l'efficacité spectrale. 2) La largeur Δ doit être assez grande pour limiter la complexité du filtre 24 et du modificateur 42. En effet, plus la largeur Δ est grande plus le filtre 24 et le modificateur 42 sont simples. De préférence, les fréquences f j contenues dans la bande B fi sont des fréquences basses, c'est-à-dire, au moins deux ou cinq ou dix fois inférieure à la fréquence f c . Par exemple, dans ce mode de réalisation, les fréquences f i sont inférieures à 10 GHz ou 6 GHz. En effet, les oscillateurs Oe j capables de générer de telles fréquences f j sont simples et présentent généralement un très faible bruit de phase. Dès lors, le signal s fi (t) qui est généré en utilisant de tels oscillateurs basses fréquences présente lui aussi un faible bruit de phase. Par la suite, ce signal s fi (t) est aussi appelé "signal en bande intermédiaire". Ici, à titre d’exemple, la base orthogonale {Ψ j } est une base orthogonale de Fourier définie par la relation (3) suivante : où : - w j est égal à 2πf j , où f j est une fréquence intermédiaire choisie dans la bande intermédiaire B fi , - m est un entier naturel supérieur à 1, - F[..] est la fonction partie entière ("floor function" en anglais) qui retourne la partie entière du nombre entre crochets, et - θ j est un déphasage initial. Le déphasage initial θ j est égal à θ 0 lorsque j est pair et égal à θ 0 - π/2 lorsque j est impair. De plus, par la suite, nous considérons que chaque canal j est idéalement compensé au niveau du récepteur et donc que θ 0 est égal à zéro. Ici, m est choisi strictement supérieur à 1 car cela facilite le filtrage des images après la transposition en fréquences de la bande intermédiaire vers la bande haute-fréquence. Avec cette base orthogonale {Ψ j }, le signal s fi (t) est défini par la relation (4) suivante : Étant donné que le bruit de phase des oscillateurs qui génèrent les porteuses aux fréquences f j est très faible, il est négligé dans les relations qui suivent. Avant la transposition du signal s fi (t) de la bande intermédiaire B fi vers la bande haute-fréquence, lors d'une étape 68, l'additionneur 16 ajoute une constante ν 0 au signal s fi (t) pour obtenir le signal s DC (t). Le signal s DC (t) est donc défini par la relation suivante : De plus, la constante ν 0 est choisie de manière à vérifier la relation (6) suivante et cela pour toutes les valeurs possibles de t : où "min s fi (t)" est la fonction qui retourne la plus petite valeur du signal s fi (t) lorsque t appartient à l'ensemble des nombres réels positifs. Dans ces conditions, le signal s DC (t) est un signal qui est toujours supérieur ou égal à zéro. Dès lors, ce signal s DC (t) peut être utilisé pour moduler l'enveloppe d'une porteuse dans la bande haute-fréquence. Par exemple, pour cela le signal s DC (t) est directement utilisé pour commander un amplificateur de la puissance de la porteuse haute-fréquence. Lors d'une étape 70, le multiplieur 20 réalise une transposition en fréquence. La transposition en fréquence permet de déplacer le signal s fi (t) de la bande intermédiaire B fi vers une bande haute-fréquence. Cette transposition transforme le signal s fi (t) en un signal s fc (t) située dans la bande haute-fréquence. Le signal s fc (t) est défini par la relation (7) suivante : où : - w c est égal à 2πf c , où f c est la fréquence de la porteuse haute-fréquence générée par l'oscillateur 22, - Φ fc (t) est le bruit de phase introduit par l'oscillateur 22 qui génère la porteuse à la fréquence f c . La fréquence f c est située dans la bande haute-fréquence. Le bruit de phase Φ fc (t) de l’oscillateur qui génère la porteuse à la fréquence f c est donc généralement important. La relation (7) peut aussi s'écrire à l'aide de la relation (8) suivante : La relation (8) montre que l'essentiel de la puissance du spectre de puissance du signal s fc (t) se répartie entre : - une composante d'amplitude ν 0 à la fréquence f c , - une bande latérale basse fréquence située à gauche de la fréquence f c et constituée par les termes comportant l'expression (w c -w j ).t, et - une bande latérale haute fréquence située à droite de la fréquence f c et constituée par les termes comportant l'expression (w c +w j ).t. Chacune de ces bandes latérales contient une image du signal utile, c'est-à-dire ici une image du signal s fi (t). Ici, lors d'une étape 72, pour améliorer l’efficacité spectrale, la bande latérale basse fréquence est éliminée afin d’obtenir un signal s(t) à bande latérale unique. ou SSB ("Single Side Band"). Pour cela, le signal s fc (t) est filtré par le filtre 24. Le signal s(t) filtré est défini par la relation (9) suivante : où : - * est le symbole de l'opération de convolution, et - g h (t) est la réponse impulsionnelle du filtre 24. De plus, pour limiter la consommation d'énergie de l'émetteur, lors de l'étape 72, la puissance de la porteuse à la fréquence f c est également diminuée pour diminuer le rapport P c /P s , où : - P c est la puissance de la porteuse à la fréquence f c , et - P s est la puissance du signal utile dans bande latérale haute fréquence. Ici, le filtre 24 est apte à diminuer la puissance P c de sorte que le rapport P c /P s soit inférieur à trois et, de préférence, inférieur ou égal à un. Ici, le filtre 24 est configuré pour que le rapport P c /P s soit compris entre 0,1 et 1 ou entre 0,3 et 0,9. Par exemple, ici le filtre 24 est telle que le rapport P c /P s est égal à 0,9. Pour cela, ici, le filtre 24 est un filtre passe bande. La fréquence de coupure basse f cb24 à -3 dB du filtre 24 est typiquement comprise entre f c et f c +Δ ou entre f c et f c +Δ/2, où Δ est la largeur de la bande de garde. Sa fréquence de coupure haute f ch24 à -3 dB est supérieure à f c +Δ+ L u . Après la transposition en fréquence, la bande de garde s'étend depuis la fréquence f c jusqu'au début de la bande latérale haute fréquence. À l'intérieur de la bande de garde la puissance du signal s f c (t) est négligeable ou nulle. Le signal s(t) obtenu à l'issu de l'étape 72 est défini par la relation (10) suivante : où ν 1 est l'amplitude de la porteuse à la fréquence f c . Ici, le filtre 24 possède une énergie de 2 pour compenser le facteur 1/2 de la relation (8). L'amplitude ν 1 est inférieure ou égale à l'amplitude ν 0 . L'essentiel de l'énergie du signal s(t) est comprise dans une bande haute-fréquence B tot comprise entre une fréquence f min et une fréquence f max . La fréquence f min est égale à la fréquence f c . La fréquence f max est égale à f c +f i +L u /2. La fréquence f max est aussi égale à f c +Δ+L u . Lors d'une étape 74, le signal s(t) est émis vers le récepteur 4 par l'intermédiaire du point 26. Ici, le signal s(t) est émis dans l'air par l'antenne vers le récepteur 4 en ligne de vue direct. Les étapes 62 à 44 sont réitérées pour chaque symbole numérique à transmettre. En parallèle de la phase 60 d'émission, le récepteur exécute la phase 80 de réception du signal s(t). Lors d'une étape 82, le récepteur 4 reçoit le signal r(t) par l'intermédiaire de l'antenne réceptrice du point 30 d'entrée. La propagation du signal s(t) dans l'air introduit un bruit b(t) dans ce signal. Dans la bande haute-fréquence, le bruit b(t) peut être modélisé par un bruit blanc additif gaussien. Le bruit blanc b(t) est un processus stochastique stationnaire de moyenne nulle et de densité spectrale N 0 . Le signal r(t) reçu est donc défini par la relation (11) suivante: Lors d'une étape 84, tout d'abord, le signal r(t) est filtré par le filtre 32. Le filtre 32 est configuré pour éviter le repliement du spectre du bruit b(t) qui s'étend au-delà de la bande B tot dans le récepteur. En effet, un tel repliement dégraderait le rapport signal sur bruit à l'intérieur du récepteur. À cet effet, le filtre 32 est un filtre passe bande. La bande passante du filtre 32 est suffisamment grande pour englober complètement la bande B tot et suffisamment petite pour atténuer autant que possible le bruit situé en dehors de la bande B tot . La bande passante du filtre 32 s'étend entre deux fréquences de coupure à - 3 dB notées, respectivement, f c32min et f c32max . Par exemple, la fréquence f c32min est comprise entre f min -Δ et f min . La fréquence f c32max est comprise entre f max et f max +Δ. L'opération réalisée par le filtre 32 afin d'obtenir le signal filtré r b (t) est définie par la relation (12) suivante: où g b (t) est la réponse impulsionnelle du filtre 32. Le signal r b (t) obtenu à la sortie du filtre 32 est approximée par la relation (13) suivante : où b'(t) est le bruit introduit par le canal de transmission est situé à l'intérieur de la bande B tot . Le bruit b'(t) est donc un bruit de bande limitée à la bande B tot . Lors d'une étape 86, le circuit 34 de détection d'enveloppe reçoit le signal r b (t) et réalise une transposition de fréquences de ce signal r b (t) dans la bande intermédiaire. De plus, ici, le circuit 34 est conçu pour atténuer le fort bruit de phase Φ fc (t). Le fonctionnement détaillé du circuit 34 est décrit plus loin en référence à la figure 5. Le signal r fi (t) délivré par le circuit 34 est défini par la relation (14) suivante : où Q est la fonction qui représente les opérations réalisée par le circuit 34 pour extraire l'enveloppe du signal r b (t). L'enveloppe r fi (t) détectée par le circuit 34 peut être exprimée sous la forme de la relation (15) suivante : où "c" est une constante dont l'origine est expliquée plus loin en référence à la figure 5. Lors d'une étape 88, le circuit 36 réalise l’opérateur d’analyse (terme issu de l’algèbre linéaire, ou « carrier demapping » en anglais) des différentes sous-porteuses les unes des autres. Pour cela, pour chaque canal j, le circuit 36 réalise l'opération définie de façon générique par la relation (16) suivante : Dans le cas particulier de la base orthogonale de Fourier utilisée par l'émetteur 2, la relation (16) s'écrit également sous la forme de la relation (17) suivante : où Φ fi (t) est le bruit de phase introduit par l'oscillateur O rj qui génère la porteuse à la fréquence f j . Étant donné que les fréquences intermédiaire f j sont beaucoup plus petites que la fréquence f c , le bruit de phase Φ fi (t) est petit et négligeable. La relation (17) s'écrit aussi sous la forme de la relation (18) suivante : où l'indice n 0 est un indice qui varie de 1 à N. La constante "c" présente dans la relation (18) n’a aucun impact puisque sa projection sur Ψ j (t) est nulle. Enfin, lors d'une étape 90, pour chaque canal j, le symbole S j [k] modulé à l’instant k sur le canal j est démodulé, par le démodulateur D j . Le démodulateur D j est par exemple conventionnel. Typiquement, l'opération réalisée par le démodulateur D j est définie par la relation (18) suivante : où : - ŝ j [k] est l'estimation du symbole s j [k] construite par le démodulateur Dj, et - g*(t) est la réponse impulsionnelle du filtre adapté. Enfin, lors d'une étape 92, chaque symbole estimé ŝ j [k] est délivré sur son port de respectif P sj . Les étapes 82 à 92 sont réitérées pour chacun des symboles numériques émis. Le fonctionnement du circuit 34 est maintenant décrit plus en détail en référence au procédé de la figure 5. Lors d'une étape 100, le circuit 34 reçoit le signal r b (t) sur son port P e34 . Par la suite, pour expliquer le fonctionnement du circuit 34, le bruit b'(t) dans le signal r b (t) est négligé. Le signal r b (t) dans lequel le bruit a été négligé est noté s ν1 (t). Le signal s ν1 (t) est défini par la relation (19) suivante : Par la suite, ce signal s ν1 (t) est écrit sous la forme définie par la relation (20) suivante : où s fc+ (t) correspond aux termes en cos(w c +w j ) de la relation (19), c'est-à-dire au signal utile contenu dans la bande latérale haute fréquence. Lors d'une étape 102, le signal s ν1 (t) est dupliqué pour obtenir deux exemplaires identiques de ce signal. Chaque exemplaire du signal s ν1 (t) est ensuite traité en parallèle dans deux branches séparées du circuit 34. Lors d'une étape 104, la copie du signal s ν1 (t) qui empreinte la branche du haut dans le schéma représenté dans la figure 3, est multiplié par lui-même par le multiplieur 40 pour obtenir un signal s ν1 (t) 2 . Le multiplieur 40 réalise donc l'opération définie par la relation (21) suivante : Le terme du milieu dans la relation (21) peut également s'écrire sous la forme définie par la relation (22) suivante : Ainsi, ce terme du milieu de la relation (21) s'écrit également sous la forme abrégée définie par la relation (23) suivante : où s 2fc (t) correspond aux termes en cos(2w c +w j )t de la relation (22). En parallèle, dans la branche inférieure du circuit 34, lors d'une étape 106, la copie du signal s ν1 (t) est filtrée par le modificateur 42 pour obtenir un signal s ν2 (t). Le signal s ν2 (t) est identique au signal s ν1 (t) sauf que la constante ν 1 est remplacée par une constante ν 2 différente. Ici, la constante ν 2 est plus petite que la constante ν 1 . À cet effet, le modificateur 42 est configuré pour atténuer la puissance de la porteuse à la fréquence f c sans affecter le signal utile qui se trouve dans la bande latérale haute fréquence. Par exemple, pour cela, le modificateur 42 est un filtre passe haut dont la fréquence de coupure f c42 à -3 dB est comprise entre f c et f c +Δ ou entre f c et f c +Δ/2, où Δ est la largeur de la bande de garde qui s'étend depuis la fréquence f c jusqu'au début de la bande latérale haute fréquence. Ensuite, lors d'une étape 108, le signal s ν2 (t) est multiplié par lui-même par le multiplieur 44 pour obtenir un signal s ν2 (t) 2 . Cette étape est identique à l'étape 104 sauf que le signal multiplié par lui-même est le signal s ν2 (t) au lieu du signal s ν1 (t). Lors d'une étape 110, les signaux s ν1 (t) 2 et s ν2 (t) 2 sont soustrait l'un à l'autre, par le soustracteur 46, pour obtenir le signal d fi (t). Le soustracteur 46 exécute donc l'opération définie par la relation (24) suivante : Lors d'une étape 112, le signal d fi (t) est divisé par une constante égale à (ν 1 -ν 2 ) par le diviseur 48 pour obtenir un signal s fi+ (t). Le diviseur 48 réalise donc l'opération définie par la relation (25) suivante : La relation (25) montre que le signal s fi+ (t) se compose du signal utile s fi (t) additionné à une constante (ν 1 +ν 2 )/2 et des signaux de fréquences supérieures ou égales à 2f c . Lors d'une étape 114, le filtre 50 élimine les composantes du signal s fi+ (t) dont les fréquences sont supérieures ou égale à 2f c pour obtenir le signal r fi (t). À cet effet, ici, le filtre 50 est un filtre passe haut dont la fréquence de coupure f c50 à -3 dB est comprise entre f i +L u /2 et 2f c . Dans ces conditions, le filtre 50 n'élimine pas la constante (ν 1 +ν 2 )/2 dont l’effet est éliminé par l’opérateur d’analyse défini par la relation (16). Le filtre 50 exécute donc l'opération définie par la relation suivante : où g l (t) est la réponse impulsionnelle du filtre 50. Ainsi, en sortie du filtre 50, le signal r fi (t) est celui définie par la relation (15) introduire précédemment. Le circuit 34 permet donc bien de faire une transposition du signal utile de la bande haute-fréquence vers la bande intermédiaire sans pour cela utiliser un oscillateur local qui génère un signal à la fréquence f c . Lors d'une étape 116, le signal r fi (t) est délivré sur le port de sortie P s34 . Chapitre II : Variantes Ce qui a été décrit dans le cas particulier d'une transmission sans fil du signal modulé s(t) entre l'émetteur et le récepteur peut aussi s'appliquer au cas où le signal s(t) se propage à l'intérieur d'une liaison filaire reliant le point de sortie de l'émetteur au point d'entrée du récepteur. Par exemple, cette liaison filaire est une fibre optique. Dans un mode de réalisation simplifié, le nombre N de sous-porteuses est égal à un. Dans ce cas, l'émetteur 2 comporte un seul modulateur M 1 , un seul multiplieur X e1 , un seul oscillateur O e1 . L'additionneur 14 est omis et la sortie du multiplieur X e1 est directement raccordée à l'entrée de l'additionneur 16. De façon correspondante, le récepteur comporte un seul multiplieur X r1 , un seul oscillateur O r1 et un seul démodulateur D 1 . Dans le cas où les symboles numériques sont modulés par modulation orthogonale sur une sous-porteuses j par le modulateur M j , le signal temporelle s j (t) est donné par la relation suivante : où : - i j [k] est l'indice modulé à l'instant k sur la porteuse j, - {φi()} est un ensemble de signaux orthogonaux appartenant à L 2 ([0, T]). Dans le cas où une modulation orthogonale est utilisée sur le canal j, le démodulateur D j doit être adapté de façon correspondante. Par exemple, le démodulateur D j est dans ce cas un bloc de corrélation. Un tel bloc de corrélation est par exemple décrit dans le document suivant : John G. Proakis : "Digital Communication", 4ième édition. Il est possible d'utiliser d'autres bases orthogonales qu'une base orthogonale de Fourier comme décrit dans l'exemple précédent. Par exemple, il est aussi possible d'utiliser une base orthogonale d'Hadamard ou une base orthogonale polynomiale ou encore une base d'ondelettes. Pour obtenir des références bibliographiques d'implémentation d'une base orthogonale polynomiale, le lecteur peut consulter l'article suivant : M. Srinivasan, ʺComparision of prime codes, extended prime codes and quadratic congruence code using normalized throughput metricʺ, Transparent Optical Networks, 2004. Proceedings of 2004 6th International Conference on, vol 2, pp 168-171, 4-8 juil 2004. Lors de l'étape 72, il est possible d'éliminer la bande latérale haute fréquence et ainsi conserver la bande latérale basse fréquence. On obtient alors aussi dans ce cas un signal avec une seule bande latérale. Le procédé de réception décrit doit alors être adapté pour tenir compte du fait que la bande latérale qui contient le signal utile se trouve maintenant à gauche, et non plus à droite, de la fréquence f c . En particulier, le filtre 24 doit être adapté pour atténuer l'amplitude de la porteuse à la fréquence f c sans atténuer le signal utile. Par exemple, dans ce cas, le filtre 24 est un filtre passe-bas et non plus un filtre passe-haut. Sa fréquence de coupure f c24 est choisie pour atténuer l'amplitude ν 0 sans atténuer le signal utile. Dans un autre mode de réalisation, le signal émis comporte à la fois les bandes latérales haute fréquence et basse fréquence. Pour cela, la réponse impulsionnelle du filtre g h (t) du filtre 24 est adaptée pour obtenir un signal s(t) comportant les deux bandes latérales. Par exemple, le filtre 24 est un filtre passe-bande qui atténue uniquement la puissance de la porteuse à la fréquence f c sans modifier la puissance du signal utile dans les bandes latérales. Le récepteur précédemment décrit est apte à recevoir un tel signal s(t) et peut donc être laissé inchangé. Toutefois, dans ce cas, à cause du filtre 32, seul le signal utile dans l'une des deux bandes latérales du signal reçu est exploité par ce récepteur. En variante, le filtre 32 est modifié pour laisse passer les deux bandes latérales. Dans ce dernier cas, le modificateur 42 du circuit 34 doit aussi être adapté pour atténuer l'amplitude ν 1 de la porteuse à la fréquence f c sans atténuer le signal utile compris dans les bandes latérales haute et basse fréquences du signal reçu. Le récepteur ainsi adapté exploite alors le signal utile compris dans les deux bandes latérales du signal reçu. Dans un mode de réalisation très simplifié, le filtre 24 n'atténue pas non plus l'amplitude de la porteuse à la fréquence f c . Dans ce cas, la constante ν 1 est égale à la constante ν 0. Dans un mode de réalisation simplifié, le diviseur 48 est omis. Dans ce cas, le signal r fi (t) délivré par le circuit 34 n'a pas la même amplitude que le signal s fi (t) émis. Toutefois, cette différence d'amplitude entre le signal émis et le signal à démoduler peut être corrigée ultérieurement dans la chaîne de réception du signal. Par exemple, cette différence d'amplitude peut aussi être corrigée par le circuit 36 ou par les démodulateur D j . En variante, le filtre 50 peut aussi être un filtre passe-bande configuré pour éliminer à la fois les composantes du signal s fi+ (t) dont les fréquences sont supérieures ou égales à 2f c mais aussi la constante (ν 1 +ν 2 )/2. Les différentes variantes décrites ici peuvent être combinées entre elles. Chapitre III: Avantages des modes de réalisation décrits Le circuit 34 permet de transposer le signal utile contenu dans une bande latérale haute-fréquence vers la bande intermédiaire sans utiliser d'oscillateur local qui génère une porteuse à la fréquence f c comme c'est habituellement le cas. De plus, le circuit 34 est plus simple que celui divulgué dans l'article de Voelcker. En particulier, le circuit 34 permet de réaliser la transposition de fréquences sans faire intervenir une transformée de Hilbert. Enfin, contrairement au récepteur divulgué dans l'article de Voelcker, le circuit 34 est capable de traiter correctement un signal reçu r(t) dans lequel la constante ν 1 ne satisfait pas la condition énoncée par la relation (6). Par conséquent, le circuit 34 est capable de traiter des signaux de meilleur efficacités énergétique que ceux susceptibles d'être traités par le récepteur de l'article de Voelcker. Ce sont les calculs et les hypothèses faites dans l'article de Voelcker qui font que le circuit décrit dans cet article ne peut fonctionner que si, dans le signal reçu, la puissance de la porteuse à la fréquence f c est beaucoup plus importante que la puissance du signal utile. Il a été estimé que le circuit décrit dans l'article de Voelcker fonctionne correctement que si la puissance de la porteuse à la fréquence f c est au moins trois ou quatre fois supérieure à la puissance du signal utile. Le diviseur 48 permet au circuit 34 de délivrer sur sa sortie un signal r fi (t) dans lequel l'amplitude du signal utile s fi (t) est identique à l'amplitude du signal utile émis. Il n'est donc pas nécessaire de corriger ailleurs l'amplitude du signal r fi (t). Grâce au circuit 34, le récepteur 4 est capable de réaliser une démodulation cohérente en s’affranchissant de l’impact du bruit de phase des oscillateurs hautes-fréquence sur les performances des communications. Grâce au circuit 36 d'isolation de sous-porteuses, la fréquence des symboles à démoduler transmis sur chacune de ces sous-porteuses est diminuée. Cela permet donc d'utiliser des démodulateurs D j , plus lent tout en conservant un débit de transmission d'informations sur la liaison entre l'émetteur 2 et le récepteur 4 très élevé. Le fait que l'émetteur atténue la puissance P c de la porteuse à la fréquence f c de manière à obtenir un signal s(t) dans lequel la puissance P c est inférieure ou égale à la puissance P s du signal utile dans ce même signal s(t) permet d’améliorer l’efficacité énergétique de l'émetteur 2 par rapport à celui décrit dans l'article de Voelcker. Le fait d'émettre un signal à bande latérale unique limite la consommation d'énergie de l'émetteur 2 et améliore l’efficacité spectrale. Circuit de détection d'enveloppe pour un signal modulé dans une bande haute-fréquence, c'est-à-dire une bande de fréquences située au-delà de 30 GHz, ce circuit comportant : - un port d'entrée (P 34 ) apte à recevoir le signal modulé dans la bande haute-fréquence, ce signal modulé comportant une enveloppe modulée par une porteuse à une fréquence f c prédéterminée comprise dans la bande haute-fréquence, l'enveloppe comportant une constante ν 1 additionnée à un signal utile s fi (t), l'essentiel de la puissance du signal utile s fi (t) étant comprise à l'intérieur d'une bande utile de fréquences centrée sur une fréquence intermédiaire f i et de largeur L u , - un port de sortie (P s34 ) par l'intermédiaire duquel est délivré l'enveloppe détectée, caractérisé en ce que ce circuit de détection d'enveloppe comporte : - un premier multiplieur (40) raccordé au port d'entrée et apte : à multiplier un premier exemplaire du signal reçu sur le port d'entrée par lui-même, et à délivrer sur une sortie ce premier exemplaire du signal reçu multiplié par lui-même, - un modificateur (42) raccordé, en parallèle du premier multiplieur, au port d'entrée, ce modificateur étant apte : à modifier l'amplitude du spectre de puissance, d'un second exemplaire du signal reçu sur le port d'entrée, à la fréquence f c sans modifier l'amplitude de ce spectre de puissance dans la bande utile de fréquences, et à délivrer sur une sortie le signal modifié, - un second multiplieur (44) raccordé à la sortie du modificateur et apte : à multiplier le signal modifié par lui-même, et à délivrer sur une sortie le signal modifié multiplié par lui-même, - un soustracteur (46) comportant une première et une seconde entrées raccordées, respectivement, aux sorties des premier et second multiplieurs, ce soustracteur étant apte : à soustraire le signal reçu sur sa première entrée au signal reçu sur sa seconde entrée, et à délivrer sur une sortie le résultat de cette soustraction, - un filtre (50) apte à éliminer les composantes de fréquence supérieure ou égale à 2f c dans un signal obtenu à partir du signal délivré par la sortie du soustracteur, ce filtre comportant à cet effet une fréquence de coupure à - 3 dB comprise entre f i +L u /2 et 2f c , ce filtre étant apte à délivrer le résultat de ce filtrage sur une sortie raccordée au port de sortie du circuit de détection d'enveloppe. Circuit selon la revendication 1, dans lequel le circuit comporte un diviseur (48) d'amplitude raccordé entre la sortie du soustracteur (46) et une entrée du filtre (50), ce diviseur étant apte à diviser l'amplitude du signal délivré sur la sortie du soustracteur par une constante égale à (ν 1 -ν 2 ) et à délivré sur l'entrée du filtre (50) le signal ainsi divisé, les constantes ν 1 et ν 2 étant égales aux amplitudes des porteuses à la fréquence f c dans les signaux délivrés en entrée, respectivement, des premier et second multiplieurs. Récepteur pour recevoir un signal modulé comportant une enveloppe modulée par une porteuse à une fréquence f c prédéterminée comprise dans la bande haute-fréquence, l'enveloppe comportant une constante ν 1 additionnée à un signal utile s fi (t), l'essentiel de la puissance du signal utile s fi (t) étant comprise à l'intérieur d'une bande utile de fréquences centrée sur une fréquence intermédiaire f i prédéterminée et de largeur L u , ce récepteur comportant : - un point (30) d'entrée du signal modulé reçu dans la bande haute-fréquence, - un filtre passe-bande (32) raccordé au point (30) d'entrée, ce filtre passe bande étant apte : à atténuer le bruit qui se trouve, dans le signal modulé reçu, en dehors de la bande utile et de la fréquence f c , et à délivrer sur une sortie un signal filtré, caractérisé en ce que le récepteur comporte un circuit (34) de détection d'enveloppe comportant un port d'entrée (P e34 ) raccordé à la sortie du filtre passe-bande (32) et un port de sortie (P s34 ) sur laquelle est délivrée l'enveloppe détectée, ce circuit (34) de détection d'enveloppe étant conforme à la revendication 1. Récepteur selon la revendication 3, dans lequel le récepteur comporte : - un circuit (36) d'isolation de sous-porteuses raccordé au port de sortie du circuit (34) de détection d'enveloppe, ce circuit (36) d'isolation de sous-porteuses étant aptes à séparer les uns des autres différents signaux transmis simultanément par l’intermédiaire de différentes sous-porteuses toutes situées à l'intérieure de la bande utile de fréquences, et - des démodulateurs (D j ) raccordées à des sorties respectives du circuit d'isolation et aptes chacun à démoduler le signal isolé sur une sous-porteuse. Récepteur selon la revendication 3 ou 4, dans lequel le point (30) d'entrée est une antenne apte à recevoir le signal modulé par l'intermédiaire d'une liaison sans fil. Émetteur apte à émettre un signal modulé dans la bande haute-fréquence et destiné à être reçu par un récepteur conforme à l'une quelconque des revendications 3 à 5, cet émetteur comportant : - un circuit (10) apte à générer un signal utile s fi (t) modulé, l'essentiel de la puissance du signal utile s fi (t) étant comprise à l'intérieur d'une bande intermédiaire de fréquences centrée sur une fréquence intermédiaire f i prédéterminée et de largeur L u prédéterminée, - un générateur (18) d'une constante ν 0 , l'amplitude de la constante ν 0 étant telle que le résultat de la somme de cette constante ν 0 avec le signal utile s fi (t) est systématiquement positif ou nul à tout instant t, - un additionneur (16) comportant une première entrée sur laquelle est reçu le signal utile s fi (t) et une seconde entrée sur laquelle est reçu la constante ν 0 générée, cet additionneur étant apte à additionner le signal utile s fi (t) et la constante ν 0 et à délivrer sur une sortie un signal d'enveloppe correspondant au résultat de cette addition, - un oscillateur (22) apte à générer une porteuse à la fréquence f c prédéterminée, la fréquence f c étant comprise dans la bande haute-fréquence, - un multiplieur (20) comportant une première entrée raccordée à l'oscillateur (22) et une seconde entrée raccordée à la sortie de l'additionneur (16), ce multiplieur étant apte à délivrer sur une sortie le signal résultant de la multiplication de la porteuse par le signal d'enveloppe délivré par l'additionneur, - un point (26) de sortie du signal modulé dans la bande haute-fréquence, caractérisé en ce que l'émetteur comporte également un filtre (24) comportant une entrée raccordée à la sortie du multiplieur et une sortie raccordée au point de sortie du signal modulé, ce filtre étant apte à atténuer la puissance du signal reçu sur son entrée à la fréquence f c sans atténuer la puissance du signal utile de manière à délivrer en sortie, en tant que signal modulé dans la bande haute-fréquence, un signal dans lequel la puissance de la porteuse à la fréquence f c est inférieure ou égale à la puissance du signal utile. Émetteur selon la revendication 6, dans lequel le filtre (24) est également configuré pour éliminer une des deux bandes latérales situées de part et d'autre de la fréquence f c dans le signal délivré en sortie du multiplieur, chacune de ces bandes latérales contenant une image du signal utile. Émetteur selon la revendication 7, dans lequel le filtre (24) comporte une fréquence de coupure à -3 dB située entre f c -Δ et f c +Δ, où Δ est la largeur d'une bande de garde située entre la fréquence f c et chacune des bandes latérales, la puissance du signal utile dans cette bande de garde étant nulle. Émetteur selon l'une quelconque des revendications 6 a 8, dans lequel le circuit (10) apte à générer le signal utile s fi (t) est apte à répartir plusieurs signaux modulés sur des sous-porteuses respectives et à combiner ces différentes sous-porteuses pour obtenir le signal utile s fi (t). Émetteur selon l'une quelconque des revendications 6 a 9, dans lequel le point (26) de sortie est une antenne apte à rayonner dans l'air le signal modulé dans la bande haute-fréquence. Procédé de détection d'enveloppe pour un signal modulé dans une bande haute-fréquence, c'est-à-dire une bande de fréquences située au-delà de 30 GHz, ce procédé comportant : - la réception (100) sur un port d'entrée du signal modulé dans la bande haute-fréquence, ce signal modulé comportant une enveloppe modulée par une porteuse à une fréquence f c prédéterminée comprise dans la bande haute-fréquence, l'enveloppe comportant une constante ν 1 additionnée à un signal utile s fi (t), l'essentiel de la puissance du signal utile s fi (t) étant comprise à l'intérieur d'une bande utile de fréquences centrée sur une fréquence intermédiaire f i et de largeur L u , - la délivrance (116) de l'enveloppe détectée sur un port de sortie (P s34 ), caractérisé en ce que ce procédé de détection d'enveloppe comporte : - la multiplication (104) d'un premier exemplaire du signal reçu sur le port d'entrée par lui-même, - en parallèle, la modification (106) d'un second exemplaire du signal reçu sur le port d'entrée de manière à obtenir un signal modifié dans lequel l'amplitude de la porteuse à la fréquence f c est modifiée alors que l'amplitude du signal utile est laissée inchangée, puis - la multiplication (108) du signal modifié par lui-même, - la soustraction (110) du signal modifié multiplié par lui-même au premier exemplaire du signal reçu multiplié par lui-même pour obtenir un signal d fi (t), - le filtrage (114) des composantes de fréquence supérieure ou égale à 2f c dans le signal d fi (t) à l'aide d'un filtre comportant à cet effet une fréquence de coupure à - 3 dB comprise entre f i +L u /2 et 2f c et la délivrance du résultat de ce filtrage sur le port de sortie.