FR 3101431 A1 20210402 FR 1910613 A 20190926 L’invention concerne un procédé d’imagerie radar utilisant une antenne active comprenant N voies d’émission et M voies de réception, émettant par rafales de cycles de pointage, caractérisé en ce que ladite antenne couvrant un domaine angulaire donné pendant une unité temporelle de détection de durée T, ladite unité temporelle correspond à une rafale dans laquelle les N voies d’émission sont focalisées successivement dans un nombre D e de directions de pointage (di) de telle façon que : la direction de pointage à l’émission (di) est modifiée de récurrence à récurrence (42) ; chaque unité temporelle de durée T comportant une répétition périodique d’un nombre C de cycles de pointage identiques, chacun de ces cycles comportant un nombre P de récurrences, l’ensemble de ces P récurrences couvre les D e directions de pointage (di) ; au moins un faisceau est formé en réception à chaque récurrence (42) dans une direction incluse dans le domaine angulaire focalisé à l’émission dans la direction de pointage correspondant à ladite récurrence. Figure pour l’abrégé : Fig. 4 Procédé d’imagerie radar, et radar mettant en œuvre un tel procédé. L’invention se situe dans le domaine des radars à antenne active, et plus particulièrement des radars destinés à couvrir un angle solide donné avec une discrimination angulaire élevée. Dans les applications visées, on cherche à produire une image d’une scène donnée, correspondant à un secteur angulaire donné, à l’aide de multiples faisceaux antennaires relativement fins permettant de séparer angulairement les différents objets présents dans le champ de vision du radar. L’invention peut être mise en œuvre par un radar implanté sur une structure fixe ou sur une structure mobile. Cependant, une application préférentielle concerne les radars sur des plateformes en mouvement, par exemple les radars permettant la visualisation des pistes d’atterrissage sur avions de lignes réalisant une fonction de type EVS (Enhanced Vision System) ou encore les radars automobiles pour les fonctions d’anticollision ou d’imagerie destinées notamment au futur « véhicule autonome ». Plus généralement, les domaines d’applications possibles de l’invention sont par exemple : - l’aide à l’atterrissage pour les avions (voir EVS ci-dessus) ; - les radars d’évitement d’obstacles pour les aéronefs pilotés ou non ; - les radars anti-collision pour véhicule au sol : automobiles, convois ferroviaires, drones terrestres notamment. Un problème à traiter est de présenter une image quasi-instantanée et à haute résolution angulaire de la scène présente dans l’ensemble du champ de vision d’un radar, tout en limitant les besoins en traitement numérique nécessaires pour assurer cette fonction. Cette capacité est particulièrement intéressante sur un porteur qui se déplace rapidement vis-à-vis de la scène à observer, ou quand la scène évolue elle-même rapidement, ou encore quand ces deux conditions sont réunies simultanément. Pour produire une image simultanée de l’ensemble d’une scène observée, il est nécessaire dans un radar à balayage angulaire par scanning de recaler temporellement les détections obtenues dans les différentes directions visées successives. De tels recalages peuvent être complexes à mettre en œuvre et nécessiter le recours à une centrale inertielle en présence de mouvements parasites du porteur du radar pour compenser ces mouvements. Même après de telles compensations, des défauts de conformité peuvent persister du fait de la non stationnarité de la scène pendant le temps nécessaire à l’observation. Dans les solutions de l’art antérieur, pour obtenir le résultat souhaité, les solutions conventionnelles de type balayage mécanique ou électronique mettant en œuvre un faisceau étroit pour balayer le domaine d’observation ne conviennent pas, à cause du temps de cycle nécessaire pour rafraichir l’information. Les solutions basées sur la formation de faisceau par le calcul, mettant en œuvre une émission par une unique antenne à champ large et une antenne réseau multivoies en réception permettent une observation instantanée du domaine angulaire, mais souffrent d’une faible discrimination angulaire, à cause du manque de sélectivité de l’antenne d’émission. Ces solutions peuvent également nécessiter un émetteur de puissance importante, compte tenu du faible gain d’antenne à l’émission. Cet émetteur peut alors rendre complexe voire impossible la mise en œuvre, selon l’application et la fréquence de fonctionnement du radar D’autres solutions, de type MIMO (« Multiple Input Multiple Output »), associant plusieurs voies d’émission et plusieurs voies de réception sont possibles. Dans ce cas, on dispose de N canaux d’émission et M canaux de réception, et la puissance d’émission élémentaire peut rester modeste. Cependant, le traitement radar doit être appliqué à l’ensemble de ces N x M canaux, ce qui peut nécessiter un volume de calcul extrêmement important, en particulier pour une application temps réel. Ceci peut être hors de portée pour des raisons de coût, d’intégration et de consommation. D’autre part, dans un radar MIMO, la séparation des canaux d’émission est effectuée en réception, ce qui nécessite l’orthogonalité des signaux issus de différents émetteurs non seulement à l’émission, mais aussi après réflexion sur les cibles. Ceci peut être délicat à obtenir, selon la forme d’onde émise, la disposition des antennes d’émission et de réception, en particulier sur les échos diffus comme le clutter de sol, et quand le réseau antennaire est lacunaire à l’émission ou à la réception, ce qui est généralement le cas. Un cas particulier de modulation MIMO est connu sous le nom de DDMA (« Doppler Division Multiple Access »). Le principe consiste à réaliser pour chaque voie d’émission une modulation de phase linéaire d’impulsion à impulsion qui est équivalente à une modulation Doppler à l’émission. L’orthogonalité des voies d’émission est obtenue sur la durée d’une rafale comprenant un grand nombre de récurrences, les signaux reçus étant situés dans des bandes de fréquence Doppler différentes selon l’émetteur considéré. Ce principe est notamment décrit dans le document Radar International Conference – Belfast 2017 Marc Lesturgie – Laurent Savy, pages 58 et 59. Dans un tel procédé, les fréquences de modulation doppler sont différentes pour chaque voie d’émission et sont des multiples entiers de la fréquence de récurrence Fr du radar, divisée par le nombre d’émetteurs N. Par ailleurs, les fréquences de modulation augmentent de façon linéaire le long du réseau d’antennes, ce qui revient à réaliser un balayage électronique régulier du domaine d’observation d’impulsion à impulsion. Ainsi, pour le premier émetteur TX 1 , la fréquence de modulation est 0, pour l’émetteur suivant TX 2 la fréquence de modulation est Fr/N, pour l’émetteur TX i le fréquence est iFr/N, et pour l’émetteur TX N la fréquence est (N-1)Fr/N. Il est à noter que ce principe ne s’applique pas dans le cadre d’un balayage angulaire sur deux plans. Dans ce procédé, la séparation des signaux des différentes voies d’émission est obtenue par filtrage doppler en réception et est par conséquent limitée par la largeur spectrale occupée par les échos radar dans le domaine doppler. Par ailleurs cette solution implique la formation des faisceaux d’émission à la réception, et le volume de calcul croit directement avec le nombre de faisceaux formés, ce qui réduit les possibilités de créer un nombre de faisceaux supérieurs au nombre de voies d’émission, les ressources de calcul étant souvent limitées. Un but de l’invention est notamment de résoudre le problème technique précédemment exposé. A cet effet, l’invention a pour objet un procédé d’imagerie radar utilisant une antenne active comprenant N voies d’émission et M voies de réception, émettant par rafales de cycles de pointage, ladite antenne couvrant un domaine angulaire donné pendant une unité temporelle de détection de durée T, ladite unité temporelle correspondant à une rafale dans laquelle les N voies d’émission sont focalisées successivement dans un nombre D e de directions de pointage de telle façon que : la direction de pointage à l’émission est modifiée de récurrence à récurrence ; chaque unité temporelle de durée T comportant une répétition périodique d’un nombre C de cycles de pointage identiques, chacun de ces cycles comportant un nombre P de récurrences, l’ensemble de ces P récurrences couvre les D e directions de pointage ; au moins un faisceau est formé en réception à chaque récurrence dans une direction incluse dans le domaine angulaire focalisé à l’émission dans la direction de pointage correspondant à ladite récurrence. L’invention a également pour objet un radar à antenne active comprenant un nombre N de voies d’émission et un nombre M de voies de réception, apte à mettre en œuvre ce procédé. D’autres caractéristiques et avantages de l’invention apparaîtront à l’aide de la description qui suit, faite en regard de dessins annexés qui représentent : La figure 1, une illustration du principe de fonctionnement d’une antenne de type ASEA ; La figure 2, une illustration du principe de fonctionnement d’une antenne de type MIMO ; La figure 3a, un exemple de réseau antennaire plein ; La figure 3b, un premier exemple de réseau antennaire lacunaire à l’émission et plein à la réception ; La figure 3c, un deuxième exemple de réseau antennaire lacunaire à l’émission et plein à la réception ; La figure 3d, un exemple de réseau antennaire lacunaire à l’émission et à la réception ; La figure 4, une illustration du principe de l’invention ; La figure 5a, une illustration du gain d’antenne avec deux faisceaux de pointage adjacents ; La figure 5b, une illustration du gain d’antenne avec recouvrement de faisceaux en cas de sur-échantillonnage ; La figure 6a, en combinaison avec la figure 6b, une illustration de l’amélioration des contrastes entre deux milieux étendus, la figure 6a représentant le cas sans sur-échantillonnage ; La figure 6b, une représentation du cas avec sur-échantillonnage ; La figure 7, une illustration d’une application où la répartition temporelle des directions de pointage n’est pas uniforme ; La figure 8, un exemple de réalisation d’une antenne active utilisée par un radar selon l’invention. La solution selon l’invention s’appuie sur une architecture d’antenne active, qui peut être une antenne à balayage électronique conventionnelle de type AESA (« Active Electronique Scanned Array ») ou une antenne de type MIMO. Les figures 1 et 2 rappellent par des représentations simplifiées, respectivement la structure d’une antenne AESA et d’une antenne MIMO. Dans la structure ASEA illustré par la figure 1, chaque élément rayonnant d’émission et de réception 1 est connecté à un module hyperfréquence 2 qui réalise par commutation 21, 22, à la fois l’émission 23 et la réception 24. Les modules hyperfréquences seront appelés par la suite TR modules (modules d’émission et de réception). Pour effectuer les fonctions précitées, un TR module comporte des moyens d’amplification de puissance 23 (HPA), des moyens d’amplification faible bruit 24 en réception (LNA). Il comporte également des déphaseurs 25, 26 pour déphaser le signal d’émission et pour déphaser le signal de réception sur chaque voie élémentaire. Les déphaseurs sont commandés par des moyens de commande numérique non représentés. Les TR modules 2 sont reliés à un ensemble 10 d’émission et de réception comportant notamment les générations d’onde et les circuits de conversion analogique numérique. Les commandes numériques des déphaseurs peuvent être situées dans cet ensemble 10. Dans la structure MIMO illustrée par la figure 2, les éléments rayonnants d’émission 1’ sont séparés des éléments rayonnants de réception 1’’ contrairement au cas AESA où un même élément rayonnant est utilisé en émission et en réception. Un élément rayonnant d’émission 1’ et un élément de réception 1’’ sont donc associés respectivement à un module d’émission 2’ et à un module de réception 2’’. Chaque module d’émission 2’ comprend un amplificateur de puissance 23’ et un déphaseur 25’. Chaque module de réception 2’’ comprend un amplificateur faible bruit 24’’ et un déphaseur 26’’. Le déphasage en réception est, de façon préférentielle, réalisé numériquement après codage analogique-numérique du signal de réception. Les modules d’émission et de réception sont reliés à un ensemble d’émission et de réception 10’ analogue à celui de la figure 1. Dans une configuration de type MIMO comme illustré par la figure 2, l’émission et la réception peuvent être simultanées. Dans l’une ou l’autre de ces deux configurations, l’invention met en œuvre une architecture multivoies à l’émission et à la réception, dans laquelle on réalise par déphasage des voies d’émission une focalisation dans une direction différente de l’espace d’impulsion à impulsion, et une formation de faisceau numérique en réception d’au moins un faisceau dans la direction de focalisation, pour chaque impulsion émise. Selon l’invention les directions de pointage peuvent être séquencées dans un ordre quelconque, suivant une répartition spatiale uniforme ou non, selon un plan ou selon deux plans. Pour la mise en œuvre de l’invention, on considère un radar à antenne active, constituée d’une antenne réseau de N voies en émission et de M voies en réception. Dans le cas particulier d’une antenne AESA à modules actifs, M = N. Chaque voie d’émission et de réception comprend un sous-réseau antennaire (composé d’un nombre donné d’éléments rayonnants) dont l’ouverture angulaire correspond au domaine de couverture global du radar. Par exemple, dans le cas général d’une antenne 2D, l’ouverture dans un premier plan est notée Δθx et dans le second plan, perpendiculaire au premier, Δθy. Ces angles correspondent typiquement à l’ouverture angulaire dans le plan horizontal et dans le plan vertical (ou angle circulaire et angle d’élévation). L’émission du radar est constituée d’une succession de rafales, elles-mêmes constituées d’un nombre P de récurrences successives, la durée d’une rafale correspondant à un temps de cycle de traitement T nécessaire pour couvrir le domaine de détection du radar. L’émission peut être pulsée, continue ou quasi-continue, par exemple dans le cas d’un radar FMCW. Les figures 3a, 3b, 3c et 3d présentent plusieurs configurations de réseau antennaire. Ce dernier peut être plein, lacunaire en émission, lacunaire en réception ou lacunaire en émission et en réception. La figure 3a présente un réseau antennaire plein composé de sous-réseaux d’émission 31 et de sous-réseaux de réception 32 disposés à la surface de l’antenne. Par la suite, on notera TX les sous-réseaux d’émission et RX les sous-réseaux de réception. Dans le cas d’un réseau plein, les sous-réseaux sont tous adjacents entre eux. La figure 3a présente un réseau plein à l’émission et à la réception composé à titre d’exemple de deux lignes de sous-réseaux TX et trois lignes de sous-réseaux RX, l’ensemble de l’antenne comportant huit colonnes de sous-réseaux. La figure 3b présente un réseau lacunaire à l’émission et plein à la réception. Dans cet exemple, l’espace entre deux sous-réseaux TX consécutifs non adjacents est multiple d’une longueur donnée, cette longueur donnée étant égale à la largeur d’un sous-réseau dans l’exemple de la figure 3b. La figure 3c présente également un réseau lacunaire à l’émission et plein à la réception, mais dans cet exemple l’espace entre deux sous-réseaux TX consécutifs non adjacents n’est pas un multiple d’une longueur donnée. La figure 3d présente un réseau lacunaire à l’émission et à la réception (les sous-réseaux d’émission TX et les sous-réseaux de réception RX pouvant ici être imbriqués), où l’espace entre sous-réseaux consécutifs non adjacents est un multiple d’une longueur donnée. En pratique, la position des antennes d’émission et de réception est optimisée pour permettre de former des faisceaux focalisés par déphasage des différentes voies d’émission et de réception dans l’ensemble du domaine de couverture défini par Δθ x selon x (définissant le plan horizontal) et par Δθ y selon y (définissant le plan vertical) avec un niveau de lobes secondaires ou ambigus le plus faible possible. Par ailleurs : si Le est la longueur de l’antenne selon x et He est sa longueur selon y en émission ; et si Lr la longueur de l’antenne selon x et Hr la longueur de l’antenne selon y en réception, la focalisation permet d’obtenir une résolution angulaire en radian sensiblement égale à λ/Le et λ/Lr respectivement en émission et en réception selon l’axe x et égale à λ/He et λ/Hr respectivement en émission et en réception selon l’axe y, λ étant la longueur d’onde de fonctionnement du radar. Dans le cas particulier de la figure 3d, Le = Lr et He = Hr. Le type de réseau utilisé, lacunaire ou non, est notamment fonction du nombre de voies d’émission et de réception dont on dispose et de la couverture angulaire souhaitée. Les méthodes d’optimisation de des différents paramètres, et notamment la disposition des sous-réseaux, sont connues de l’homme du métier et peuvent être mise en œuvre par simulation. La figure 4 illustre le principe de l’invention. Selon l’invention, le domaine angulaire à couvrir par le radar est décomposé en un nombre donné D e de directions de pointage à l’émission, selon une résolution de faisceau de l’ordre de λ/Le selon l’axe Ox et de λ/He selon l’axe Oy. L’émission du radar est contrôlée de façon à : rayonner successivement dans les D e directions de pointage d e i ; en changeant de direction d’impulsion à impulsion 41, c’est-à-dire de récurrence à récurrence 42 ; au cours d’un cycle 43 de pointage comportant P récurrence de durée Tr, puis à répéter l’opération selon C cycles de pointages successifs. L’ensemble de ces cycles 43 constitue un bloc de détection 44 de durée T, correspondant à une rafale R de CxP récurrences. Dans l’exemple de la figure 3, trois cycles sont représentés. Dans une récurrence donnée, le faisceau d’antenne est focalisé dans une direction d i et dans la récurrence suivante, il est focalisé dans une autre direction d e i+1 , réalisant ainsi un balayage électronique d’une passage d’une récurrence à l’autre (ou d’une impulsion à l’autre). Cela permet notamment avantageusement de couvrir un domaine large avec un temps de re-visite faible en raison de changement de direction de faisceau d’impulsion à impulsion. Il est à noter que les directions successives de pointage d i peuvent être choisies dans un ordre quelconque pour un cycle de pointage donné. Dans l’exemple de la figure 4, l’ordre des directions est quelconque par rapport aux angles des directions de pointage. En d’autres termes, les ordres 1, 2, …i … P d’activation des directions (correspondant aux ordres de récurrences) ne coïncident pas avec les valeurs successives des directions. Les directions sont représentées les mêmes d’un cycle à l’autre dans la figure 4, mais ce n’est pas une obligation. L’ordre des directions à l’intérieur des cycles peut également être modifié de rafale à rafale. Cette possibilité est notamment intéressante pour limiter les risques d’interférence avec d’autres radars ou équipements de communication fonctionnant dans la même bande de fréquence. Par ailleurs, l’espacement angulaire entre les différentes directions de pointage peut être inférieur à la résolution angulaire d’un faisceau élémentaire pour réaliser un sur-échantillonnage du domaine angulaire couvert. Cela permet notamment de limiter les pertes de balayage sur les échos ponctuels et à favoriser les détections de contraste entre deux milieux étendus, homogènes mais présentant une réflectivité différente. Les figures 5a et 5b illustrent la limitation des pertes de balayage sur les échos ponctuels. Plus précisément les figures 5a et 5b illustrent les gains d’antennes en fonction de l’angle θ, respectivement dans le cas de faisceaux adjacents sans sur-échantillonnage et dans le cas de faisceaux adjacents avec sur-échantillonnage. Un faisceau 51 pointe dans une direction d ei et son faisceau adjacent 52 pointe dans une direction d ej . Dans la figure 5a, le gain d’antenne maximum G MAX est dans les directions d ei et d ej , le gain d’antenne minimum est dans la direction d c , direction de la cible 51. Il y a une perte de gain ΔG dans la direction de la cible. Dans la figure 5b, un faisceau supplémentaire 54 pointe dans la direction d c en couvrant partiellement les deux faisceaux adjacents. Ce sur-échantillonnage permet d’obtenir un gain maximum G MAX dans la direction d c de la cible. Il est à noter que les faisceaux 51, 52, 53 sont représentés de façon statique sachant qu’ils ne sont pas émis en même temps, un seul faisceau étant émis à la fois. Les figures 6a et 6b illustrent l’amélioration des contrastes entre deux milieux étendus. Plus particulièrement, ces figures présentent un exemple montrant l’intérêt du sur-échantillonnage angulaire lorsque l’on cherche à détecter la position de la frontière entre deux milieux relativement homogènes et de réflectivités différentes, typiquement entre de l’herbe 61 et du bitume 62. C’est un cas d’application par exemple d’un radar aéroporté d’aide à l’atterrissage dont la fonction est de détecter le contour de la piste d’atterrissage. C’est également le cas par exemple d’un radar automobile embarqué cherchant à détecter les bords de la route à l’avant d’un véhicule. Les figures 6a et 6b présentent cet exemple, respectivement sans et avec sur-échantillonnage angulaire, le radar étant dans une position 60. Dans le cas de la figure 6a, les faisceaux émis sont adjacents, un premier faisceau F i pointant dans une direction di et un deuxième faisceau F j pointant dans une direction dj. Dans cette configuration, deux cellules de résolution radar adjacentes 63, 64 ont une probabilité importante de contenir des réflexions provenant à la fois des deux milieux différents 61, 62. Cela rend difficile la détection de la frontière entre les deux milieux 61, 62. Dans le cas de la figure 6b, un faisceau F k couvre partiellement les faisceaux F i et F j . Dans cette configuration avec sur-échantillonnage angulaire, la probabilité pour que deux cellules de résolution radar adjacentes 65, 66 ne contienne que des réflexions venant d’un même milieu augmente, ce qui favorise la détection de frontière entre les deux milieux 61, 62. Comme pour les figures 5a et 5b, les faisceaux sont représentés de façon statique alors qu’ils ne sont jamais émis en même temps. La répartition temporelle des directions de pointage peut être non uniforme, de façon à différencier le bilan de portée selon les angles de visée. Cette propriété est notamment intéressante dans le cas d’un radar cherchant à imager une zone relativement rectangulaire à incidence rasante. C’est par exemple le cas d’un radar anticollision pour automobile ou encore d’un radar aéroporté pour la fonction EVS. Dans les deux cas, la zone à imager est sensiblement rectangulaire et correspond typiquement aux cas d’application des figures 6a et 6b repris par la figure 7. La figure 7 présente donc un radar positionné en un point 60 pointant ses faisceaux vers une deux milieux différents relativement homogènes 61, 62, par exemple une piste d’atterrissage (ou une route) traversant une zone recouverte d’herbe. Dans cet exemple, les faisceaux émis ne sont pas constant en portée. Trois faisceaux émis à des instants différents sont représentés. Parmi ces faisceaux, deux faisceaux F i , F j ont même portée, et un troisième faisceau F m a une portée plus grande. Le besoin en portée de détection est une distance D1 pour les faisceaux Fi, Fj, portée nécessaire pour détecter le bord le plus proche du rectangle composé des deux milieux 61, 62 (bord inférieur sur la figure). Le faisceau Fm couvre le milieu central 62, par exemple une piste d’atterrissage. Le besoin en portée de détection pour ce faisceau Fm est une distance D2 permettant de couvrir la totalité du milieu 62, par exemple de la piste d’atterrissage, ou au moins une longueur la plus grande possible de ce milieu. A cet effet, la portée D2 atteint le bord le plus éloigné du rectangle (bord supérieur sur la figure). En considérant par exemple un rapport D1/D2 = ½, le besoin en sensibilité radar est 12 dB plus faible aux forts dépointages que dans l’axe de l’antenne du radar, et le gain d’intégration du radar peut être réduit typiquement dans un rapport 16 dans le cas d’une intégration cohérente. Le temps d’illumination total pour les faisceaux Fi et Fj peut dans ce cas être réduit d’un facteur 16 en regard du temps d’illumination du faisceau Fm. Ainsi selon l’invention, au cours d’un intervalle de détection de durée T, le nombre de répétitions des pointages de l’antenne dans une direction donnée peut être optimisé selon la sensibilité recherchée. Ayant décrit le principe d’émission, on aborde maintenant le principe de réception. En réception, le traitement radar réalise à chaque récurrence de durée Tr la formation d’au moins un faisceau dans la direction de l’émission. Cette opération peut s’effectuer de façon analogique, par sommation des voies de réception après déphasage, ou de façon numérique après codage analogique-numérique, selon les méthodes connues de l’homme du métier. Dans ce dernier cas, la formation de faisceau intervient avant ou après traitement adapté et séparation des signaux reçus selon l’axe distance. Dans tous les cas, la formation de faisceau en réception est réalisée à chaque récurrence, c’est-à-dire avant traitement d’intégration sur la durée T d’une rafale correspondant à CxP récurrences. La formation de faisceau peut s’effectuer sur l’ensemble des récepteurs en une seule opération, ou en divisant l’antenne en différents quadrants composés chacun d’une partie des voies de réception, par exemple lorsque l’on souhaite réaliser un traitement d’écartométrie monopulse. Après formation de faisceau en réception et filtrage adapté selon l’axe distance, le signal reçu est décomposé selon un certain nombre de cases distances couvant la portée instrumentée du radar. Le traitement d’intégration est ensuite appliqué pour chaque case distance sur la durée de la rafale, pour chacune des directions de pointage en émission et en réception. Typiquement, le radar est un radar Doppler. L’intégration est cohérente sur la durée de l’intervalle de détection et s’effectue par décomposition spectrale de type FFT ou DFT. Les principes décrits peuvent cependant s’appliquer à une intégration non cohérente, typiquement pour un radar non Doppler, en remplaçant le traitement FFT par une post-intégration selon les méthodes connues de l’homme du métier. Dans ce qui suit, on se limite au cas d’une intégration cohérente par traitement FFT, considéré comme un mode d’application particulier de l’invention. La figure 8 présente un exemple de réalisation d’un radar selon l’invention, en montrant son antenne active constitué d’un ensemble de sous-réseaux d’émission 81 et des sous-réseaux de réception 82 disposés selon l’axe horizontal Ox et selon l’axe vertical Oy, un sous-réseau d’émission étant associé à une voie d’émission et un sous-réseau de réception étant associé à une voie de réception. Le radar comprend un nombre N de voies d’émission et un nombre M de voies de réception. Les antennes d’émission et de réception sont toutes identiques, elles ont une ouverture angulaire Δθx selon l’axe Ox et une ouverture angulaire Δθy selon l’axe Oy Ces sous-réseaux sont répartis par exemple sur une longueur totale Le=Lr selon l’axe Ox et sur une hauteur He + Hr selon l’axe Oy conformément à la représentation de la figure 8, dans laquelle N = 12 et M = 16. Dans cet exemple, l’antenne comprend donc une ligne de 12 sous-réseaux d’émission de hauteur He et deux lignes de 8 sous-réseaux de réceptions de hauteur Hr, telles que Hr = 2He. L’antenne est lacunaire en réception, les sous-réseaux de réception étant disposés de façon optimale pour obtenir une couverture donnée selon des méthodes connues de l’homme du métier. Ainsi constitué, après focalisation, le réseau antennaire possède une résolution angulaire : - en émission, sensiblement égale à λ/Le dans le plan horizontal et λ/He dans le plan vertical ; - en réception, sensiblement égale à λ/Le = λ/Lr dans le plan horizontal et λ/Hr = λ/2He dans le plan vertical. La période de répétition du radar est égale à Tr et la durée d’une rafale est fixée à T, une rafale comportant C cycles de P récurrences. Dans le mode de réalisation de la figure 8, P = 16 et C = 32, soit 32 de cycles de 16 récurrences. Toujours dans l’exemple de réalisation de la figure 8, le balayage est effectué uniquement dans le plan horizontal selon un nombre D e de directions successives à l’intérieur du domaine angulaire d’extension θx, avec D e = 16. Selon les règles connues de l’homme du métier, on obtient la focalisation du faisceau à l’émission dans la direction de i correspondant à l’angle Өe i (angle de pointage dans le plan horizontal par rapport à la normale au plan d’antenne), en appliquant un déphasage à l’émission entre deux sous-réseaux d’émission TX adjacents selon l’axe Ox, tel que : Où ∆L est la distance entre les centres de phase de deux sous-réseaux TX adjacents suivant Ox, et λ est la longueur d’onde du radar. En choisissant par exemple une répartition des directions de pointage à l’émission uniforme en sinus directeur dans le domaine angulaire correspondant à ∆Өx : = = et Le domaine angulaire est sur-échantionné en émission d’un facteur 4/3, et le pas élémentaire de déplacement angulaire est fixé par : , correspondant à : Au cours d’un même cycle de pointage, prend les valeurs 0, 2π/D e , 4π/D e, ….,(D e -1) π/D e, soit dans notre exemple 0, 2π/16, 4π/16 , ….,15π/16, les différentes valeurs de pouvant se succéder dans un ordre quelconque, cet ordre restant identique au cours d’une même rafale. A la réception, le signal reçu sur chaque antenne Rx est numérisé, et on applique à chaque récurrence, selon l’axe horizontal, et sur chacune des lignes de sous-réseaux de réception RX un premier déphasage entre deux sous réseaux adjacents tel que : pour former des faisceaux de réception dans la même direction que le faisceau d’émission. On applique par exemple de plus un second déphasage , entre deux sous réseaux adjacents tel que : pour former des faisceaux de réception dans une direction décalée sensiblement d’un demi-pas angulaire en retard par rapport à la direction d’émission, et par exemple un troisième déphasage entre deux sous réseaux adjacents , tel que : pour former des faisceaux de réception dans une direction décalée sensiblement d’un demi-pas angulaire en avance par rapport à la direction d’émission. Le procédé est destiné à sur-échantillonner angulairement en réception les faisceaux formés à l’émission. Dans cet exemple, le taux de sur-échantillonnage est de 3, les trois faisceaux étant formés dans les directions correspondant à : Après déphasage des signaux en réception, le traitement radar effectue la formation de faisceaux monopulse selon la technique connue de l’homme du métier. Une voie somme est obtenue en réalisant la sommation en amplitude et en phase de l’ensemble des signaux reçus sur les M=16 récepteurs, pour chacun des déphasages : , et Une voie différence élévation est obtenue en faisant la différence en amplitude et en phase ligne à ligne des sommes des signaux reçus sur chacune des deux lignes de M/2 =16 récepteurs, pour chacun des déphasages : , et , conformément à l’opération suivante : (RX1+RX2+RX3+RX4+RX5+RX6+RX7+RX8) – (RX9+RX10+RX11+RX12+RX13+RX14+RX15+RX16). Une voie différence azimut est obtenue en faisant la différence en amplitude et en phase entre les sommes des signaux reçus sur chacune les deux moitiés gauche et droite de l’antenne de M/2 =16 récepteurs, pour chacun des déphasages : , et , conformément à l’opération suivante : (RX1+RX2+RX3+RX4+RX9+RX10+RX11+RX12) – (RX5+RX6+RX7+RX8+RX13+RX14+RX15+RX16). A chaque récurrence de rang i du cycle d’indice k, correspondant à la direction de pointage à l’émission selon sin( . On dispose ainsi de trois faisceaux somme, correspondant à la formation de faisceaux émission réception, notés respectivement : ∑ 0 ( k) pour le pointage selon ; ∑ 1 ( k) pour le pointage selon ; ∑ 2 ( k) pour le pointage selon . De façon identique on dispose de trois faisceaux différence élévation, notés respectivement : ∆el 0 ( k) pour le pointage selon ; ∆el 1 ( k) pour le pointage selon ; ∆el 2 ( k) pour le pointage selon . Et de trois faisceaux différence azimut, noté respectivement : ∆az 0 ( k) pour le pointage selon ; ∆az 1 ( k) pour le pointage selon ; ∆az 2 ( k) pour le pointage selon . Le filtrage adapté et la décomposition des signaux en N cd cases distance sont ensuite réalisés de façon à constituer 9 vecteurs correspondant respectivement aux voies somme ∑( k), différence élévation ∆ el ( k) et différence azimut ∆ az ( k) à chaque récurrence, pour les trois directions de pointage en réception. Les éléments de ces vecteurs correspondent au signal codé en amplitude et en phase, dans chacune des N cd cases distance pour la direction de pointage concernée. Cette opération est répétée pour les D e directions de pointage, pour chacun des C=32 cycles de pointage constituant une rafale. Par ce procédé, toutes les C=32 récurrences, les mêmes faisceaux sont formés dans les mêmes directions : Au temps iTr correspondant à la récurrence i du cycle 1, 9 vecteurs ∑( 1), ∆ el ( 1), ∆ az ( 1) ; Puis au temps (i+P)Tr=(i+16)Tr correspondant à la récurrence i du cycle 2, 9 vecteurs ∑( 1), ∆ el ( 1), ∆ az ( 1) ; Puis au temps (i+kP)Tr=(i+16k)Tr correspondant à la récurrence i du cycle k, 9 vecteurs ∑( 1), ∆ el ( 1), ∆ az ( 1) ; Jusqu’au temps (i+CP)Tr=(i+512)Tr correspondant à la récurrence i du cycle 32, 9 vecteurs ∑( 1), ∆ el ( 1), ∆ az ( 1). On effectue alors pour chaque faisceau formé une intégration cohérente par FFT sur 32 points, terme à terme, pour chaque élément de la suite des matrices : ∑( k), ∆ el ( k), ∆ az ( k). Cette opération correspond à un traitement doppler. Le résultat de cette opération est une matrice 2 D distance/Doppler représentant l’amplitude et la phase du signal reçu après intégration cohérente, cette carte ainsi constituée comprend Ncd cases distance et 32 filtres vitesses pour chaque faisceau somme∑, différence en élévation ∆ e et différence en azimut ∆ az , et pour chacune des trois directions de pointage TX/RX. En répétant l’opération pour toutes les directions d’émission, on obtient finalement une répartition des signaux reçus selon Ncd cases distance, C=32 filtres vitesse et 3De = 48 directions de pointage en émission/réception, pour une voie somme, une voie différence élévation et une voie différence azimut. A partir de ces résultats et en réalisant un arrangement des données selon une progression monotone des directions de pointage, on peut extraire finalement, pour chaque filtre vitesse : une matrice représentant le signal complexe en sortie traitement sur le faisceau somme, en fonction de la case distance et du sinus directeur pour les 48 directions de pointage émission/réception ; une matrice représentant le signal complexe en sortie traitement sur le faisceau différence élévation, en fonction de la case distance et du sinus directeur pour les 48 directions de pointage émission/réception ; une matrice représentant le signal complexe en sortie traitement sur le faisceau différence azimut, en fonction de la case distance et du sinus directeur pour les 48 directions de pointage émission/réception. A partir de ces trois matrices, la détection des cibles est effectuée par exemple par seuillage en amplitude, ou par toute autre méthode connue, et la position angulaire des cibles détectées est affinée dans les plans élévation et azimut par écartométrie monopulse, ce qui permet de produire une image affinée en 2D ou en 3D de la scène, selon l’application visée. Avantageusement, l’invention peut être mise en œuvre par différents types de radars. En particulier le radar peut être réalisé en ondes millimétriques, par exemple à partir de modules MMIC notamment développés pour des radars automobiles, ces modules comprenant chacun plusieurs voies d’émission TX et plusieurs voies de réception RX Procédé d’imagerie radar utilisant une antenne active (80) comprenant N voies d’émission et M voies de réception, émettant par rafales de cycles de pointage, caractérisé en ce que ladite antenne couvrant un domaine angulaire donné pendant une unité temporelle de détection de durée T, ladite unité temporelle correspond à une rafale dans laquelle les N voies d’émission sont focalisées successivement dans un nombre D e de directions de pointage (di) de telle façon que : la direction de pointage à l’émission (di) est modifiée de récurrence à récurrence (42) ; chaque unité temporelle de durée T comportant une répétition périodique d’un nombre C de cycles de pointage identiques, chacun de ces cycles comportant un nombre P de récurrences, l’ensemble de ces P récurrences couvre les D e directions de pointage (di) ; au moins un faisceau est formé en réception à chaque récurrence (42) dans une direction incluse dans le domaine angulaire focalisé à l’émission dans la direction de pointage correspondant à ladite récurrence. Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que l’espacement angulaire entre deux directions de pointage à l’émission (d ei , d ej ) angulairement voisines est inférieur à l’ouverture angulaire du faisceau focalisé (51, 52) dans lesdites directions voisines (d ei , d ej ). Procédé selon l’une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce qu’au cours d’un cycle de pointage (43), le nombre de pointages à l’émission dans une direction (d ei ) est ajusté en fonction de la portée nécessaire dans cette direction. Procédé selon l’une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce qu’au cours d’un cycle de pointage (43), les D e directions d’émission sont parcourues dans un ordre quelconque. Procédé selon l’une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que le traitement des signaux en réception comprend à chaque récurrence, au moins successivement : une formation de faisceau en réception dans la direction de pointage affectée à ladite récurrence ; un filtrage adapté en distance ; puis pour chaque case distance et chaque direction de formation de faisceau en réception, une intégration temporelle des signaux reçus sur les C cycles de pointage successifs d’une même rafale. Procédé selon l’une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que plusieurs faisceaux sont formés en réception pour une même direction (d ei ) à l’intérieur d’une rafale. Procédé selon l’une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que l’intégration des signaux reçus dans chaque direction sur les C cycles de pointage successifs d’une même rafale est une intégration cohérente. Procédé selon l’une quelconque des revendications 1 à 6, caractérisé en ce que l’intégration des signaux reçus dans chaque direction sur les C cycles de pointage successifs d’un même intervalle de temps dudit temps T est une intégration par transformée de Fourrier numérique dans le domaine Doppler. Procédé selon l’une quelconque des revendications 1 à 6, caractérisé en ce que l’intégration des signaux reçus dans chaque direction sur les C cycles de pointage successifs d’une même rafale est une intégration non cohérente. Procédé selon l’une quelconque des revendications 1 à 8, caractérisé en ce qu’on établit, pour chaque faisceau formé en émission et en réception, une carte à deux dimensions représentant l’amplitude du signal reçu selon les axes distances pour toutes les valeurs de pointage en émission et en réception. Procédé selon la revendication 10, caractérisé en ce que ladite carte est établie pour un filtre Doppler donné. Procédé selon l’une quelconque des revendications 5 à 11, caractérisé en ce que les faisceaux formés correspondent au moins à une voie somme et à une voie différence. Procédé selon la revendication 12, caractérisé en ce qu’un traitement d’écartométrie monopulse est appliqué pour affiner la position angulaire des cibles. Radar à antenne active comprenant un nombre N de voies d’émission et un nombre M de voies de réception, caractérisé en ce qu’il est apte à mettre en œuvre le procédé selon l’une quelconque des revendications précédentes.