FR 3091963 A1 20200724 FR 1900407 A 20190117 Description Titre de l'invention : Procédé de réception d'un signal SOQPSK-TG en décomposition PAM [0001] DOMAINE TECHNIQUE GENERAL [0002] L'invention concerne le domaine des télécommunications numériques sur porteuse unique notamment appliquées au domaine de la télémesure aéronautique. Et l'invention concerne plus particulièrement un procédé de démodulation d'un signal de type OQPSK (en anglais, « Offset Quadrature Phase Keying ») présentant. un décalage différentiel permettant de fournir des sorties souples. Technique antérieure [0003] A titre liminaire, on se place dans un contexte d'une la communication de données binaires depuis deux antennes émettrices vers une ou plusieurs antennes de réception. Les deux antennes émettrices envoient chacune un signal OQPSK ou issu d'une modulation de type CPM (en anglais « Continuous Phase Modulation ») pouvant s'écrire sous forme d'une modulation OQPSK. [0004] Si les deux antennes transmettent le même signal et sont séparées d'une distance su- périeure à la longueur d'onde, le diagramme de rayonnement fait apparaître de nombreux lobes, créés par alternance d'une addition constructive (en phase) ou destructive (en opposition de phase) des deux signaux. 100051 Ce phénomène engendre une rupture du lien de télécommunication dans certaines di- rections et polarisations. 100061 Une solution pour répondre à ce problème, est d'émettre sur chaque antenne des signaux à la même fréquence et au même rythme mais qui interfèrent peu. La technique la plus répandue pour ce faire est le codage spatio-temporel qui consiste à créer deux séquences binaires modulantes conçues de telle façon que les signaux émis depuis les deux antennes ne soient pas en opposition de phase à chaque instant. Cette solution peut être mise en oeuvre par un code en Hoc sur chacune des deux voies émettrices. 100071 D'autre part, du fait du mouvement relatif entre les différentes antennes émettrices et réceptrices, le signal reçu est la somme du signal émis depuis une antenne et du signal émis depuis l'autre antenne avec un certain retard temporel. Ce décalage temporel (aussi appelé décalage différentiel) peut alors détruire la qualité de la liaison de télécommunication. 100081 Un cas d'application est la télémesure aéronautique qui utilise des formes d'onde CPM. 100091 De manière classique, dans les applications de télémesure en aéronautique, un 2 aéronef est en communication permanente avec une station de réception en général au [0010] Afin de garantir une liaison de données permanente, deux antennes ou plus sont installées à bord de l'aéronef et séparées pour couvrir une zone de rayonnement différente. Ainsi, les phénomènes précédemment décrits peuvent se produire. [0011] La recommandation IRIG-106, qui décrit la couche physique des systèmes de té- lémesure ce qui permet de garantir r interoperahilite entre les applications aéro- nautiques de télémesure, propose une solution pour lutter contre ce problème. [0012] Cette recommandation préconise ainsi l'utilisation d'un code en bloc particulier, appelé code STC (en anglais « Space Tinte Coding ») lorsque deux antennes émettrices envoient les données par l'intermédiaire d'une modulation SOQPSK-TG (en anglais « Shaped Offset Quadrature Phase Shili Keying - Telemetry Group»). Cette technique d'émission des signaux est appelée STC-SOQPSK. [0013] Des solutions de démodulation mettant en oeuvre un codage STC appliqué à la mo- dulation SOQPSK-TG ont été proposées dans les documents : [0014] (Al): N. T. Nelson, "Space-time coding with offset modulations", Brigham [0015] Young University - Provo, 2007; [0016] (A2): M. Rice, T. Nelson, J. Palmer, C. Lavin and K. Temple, "Space-Titne Coding for Aeronautical Telemetry: Pari Decoder and System Performance," in IEEE Transactions on Aerospace and Electronic Systems, vol. 53, no. 4, pp. 1732-1754, Aug. 2017 [0017] Avant de mettre en oeuvre la technique de démodulation décrite dans ces précédentes références, le signal reçu est traité selon le schéma de réception décrit sur la figure 1. [0018] Comme on peut le voir sur cette figure, le signal reçu est dans un premier temps filtré par un filtre de réception. Ce signal filtré est alors numérisé au moyen cl' un convertisseur analogique/numérique. [0019] Un traitement d'estimation de paramètres (voir à ce titre le document [A3] : M. Rice, J. Palmer, C. Lavin and T. Nelson, "Space-Time Coding for Aeronautical Telemetry : Part I Estimators," in IEEE Transactions on Aerospace and Electronic Systems, vol. 53, no. 4, pp. 1709-1731, Aug. 2017) est alors utilisé pour synchroniser le signal en temps et en fréquence, estimer les retards entre les deux signaux reçus et les gains des canaux grâce à des séquences pilotes. [0020] On utilise alors l'estimation de l'offset de fréquence pour corriger l'offset de fréquence présent dans le signal reçu pour obtenir un signal noté [0021] [Math.1] ro(n) [0022] [0023] Le signal, noté 3 [0024] [Math.2] rO(P/ [0025] , entre alors dans le démodulateur, dont le principe de fonctionnement sera décrit par la suite. Cc démodulateur permet d'obtenir unc séquence binaire. [0026] La séquence binaire ainsi démoduléc alimente un décodeur qui, en sortie, rend une séquence d'informations binaires. [0027] Le principe de fonctionnement du démodulateur de l'état de l'art est décrit dans la figure 2. [0028] Le signal [0029] [Math.3] ro(n) 100301 est d'une part échantillonné au rythme symbole puis, à l'aide du bloc d'estimation permettant d'estimer le décalage différentiel, on échantillonne ce même signal 100311 I Math.41 1'0(11) 100321 au rythme symbole décalé du décalage différentiel estimé. 100331 Les deux séquences d'échantillons alimentent alors un démodulateur utilisant un al- gorithme de Viterbi basé sur un treillis XTCQM XTCQM (en anglais, « CrossCorrelated Trellis-Coded Quadrature Modulation ») par exemple à 16 états. La forme du treillis XTCQM est illustrée sur les figures 3 et 4 respectivement pour le cas d'un décalage temporel positif et pour le cas d'un décalage temporel négatif. Ces treillis XTCQM ont la particularité d'être de taille variable en plus d'être dépendant du signe du décalage différentiel. 100341 Ensuite, l'algorithme de Viterbi recherche la séquence binaire la plus probablement émise en utilisant le treillis XTCQM. Pour cela, l'algorithme de Viterbi compare le signal reçu à l'ensemble des signaux qui peuvent être émis suivant le procédé de modulation STC-SOQPSK. [0035] En pratique, cette solution ne peut pas être mise en oeuvre car elle possède une complexité déraisonnable. Ainsi, au lieu de comparer le signal reçu à l'ensemble des signaux qui peuvent être émis suivant le procédé de modulation STC-SOQPSK, on compare le signal reçu à une version approximée des signaux émis par le procédé de modulation STC-SOQPSK. [0036] Cette approximation est obtenue au moyen de la décomposition XTCQM qui est décrite dans le document (A1). [0037] Cette décomposition XTCQM permet d'approximer un signal SOQPSK au moyen de 128 formes d'ondes dont l'allure dépend de la valeur d'un bloc de 7 bits consécutifs. [0038] Ainsi, lors de l'émission de signaux de signaux STC-SOQPSK et en fonction de la valeur du décalage différentiel, un nombre différent de bits sont nécessaires pour pouvoir approximer au mieux le signal reçu, ce qui explique donc les treillis différents ainsi que les nombre d'états variables des treillis XTCQM. [0039] Une structure d'implémentation d'un tel récepteur, appelée ici STBC-XTCQM (en anglais « Space-Titne Block Coding - Cross-Correlated Trellis-Coded Quadrature Modulation » est décrite dans le document (Al). [0040] Cette architecture de démodulation offre des performances acceptables pour des décalages temporels faibles mais présente les inconvénients et les limitations suivantes : [0041] - Une dégradation relativement importante des performances lorsque le décalage temporel entre les deux signaux dépasse un demi-temps symbole. [0042] - Les estimateurs et le démodulateur ne tiennent compte que de l'interférence entre symboles inhérente au procédé de modulation STC-SOQPSK. En présence d'un canal multi-trajets (avec des réflexions), les autres interférences ne sont pas prises en compte, ce qui engendre une dégradation du taux d'erreur binaire. [0043] - Les sous-treillis de l'algorithme présentent un nombre important d'états à savoir 256 et diffèrent selon le sens du décalage temporel entre les deux signaux (avance ou retard) du fait de l'emploi de la représentation XTCQM du signal STC-SOQPSK. [0044] - Les sorties souples c'est-à-dire des symboles pondérés par leur probabilité LLR (en anglais, « Log-Likelihood Ratio ») ne sont pas disponibles avec cette architecture de démodulation ce qui ne permet donc pas d'exploiter pleinement les avantages des codes correcteurs d'en-eurs à entrées souples tels que les LDPC ou les turbo-codes. Exposé de l'invention [0045] L'invention propose de pallier au moins un dc ces inconvénients. [0046] A cc titre, l'invention concerne selon un premier aspect un procédé de réception d'un signal CPM avec codage spatio temporel de préférence SOQPSK-TG basé sur la recommandation IRIG-106 émis depuis deux antennes émettrices AI, A2 le signal rcçu modifiant une pluralité de bits [0047] [Math.51 (/) b 100481 j=0 ou I et correspond aux bits émis sur l'antenne AI et A2 respectivement, ledit signal reçu présentant un décalage différentiel 100491 I Math.61 r 100501 , ledit signal étant reçu sur une ou plusieurs antennes réceptrices A3 ; 100511 - obtention sur une antenne d'un signal numérique échantillonné y(k) et de sa version décalée yAT(k) tenant compte du décalage différentiel entre les deux antennes chacun comprenant les contributions des signaux issus des deux antennes émettrices, lesdits signaux numériques pouvant s'exprimer selon la décomposition suivante [0052] [Math.7] s7(t) (t - v i(t -2iT ± -2iT (t -.2iT1)) [0053] où : [0054] [Math.8] T b [0055] est la durée d'un bit ; [0056] [0057] [Math.9] p c 10,1 [0058] [0059] [Math .10] n [0060] [0061] [Math.11] P ° 1, [0062] sont des pseudo-symboles correspondant aux bits d'information [0063] [Math.121 b (0) [0064] émis sur l'antenne Al, [0065] [Math.13] pi i [0066] [0067] [Math.14] P i [0068] sont des pseudo-symboles correspondant aux bits d'information [0069] [Math.151 b" [0070] émis sur l'antenne A2; [0071] [0072] [Math.16] w0(t) et w1(t) [0073] sont des impulsions de mise en forme. [0074] - définition d'un algorithme de Viterbi ayant un treillis fixe et des métriques 6 également fonction d'au moins ladite impulsion principale ; [0075] - obtention au moyen dudit algorithme de Viterbi, de LLR sur les bits d'information émis. [0076] L'invention est avantageusement complétée par les caractéristiques suivantes, prises seules ou en une quelconque de leur combinaison techniquement possible : [0077] Les signaux numériques obtenus ont pour expression [0078] [Math.17] k T + roi y ( k ) VI V = () + - vi -0 [0079] [Math.18] F' - 1 (i)+Z kr+ LXT1 .\(" - ( k ) = KI ^ = - 0 m , k - f (1)- II Tri = [0080] où : [0081] [0082] [Math.19] AT= Ar- AT0 [0083] où [0084] [Math.20] A T [0085] est le retard du trajet direct depuis l'antenne Al et [0086] [Math.21] A Ti [0087] est le retard du trajet direct depuis l'antenne A2, [0088] [Math.22] A r [0089] est le décalage différentiel ; [0090] [0091] [Math.23] A E [0092] est l'entier le plus proche de la division de [0093] [Math.24] A 1- [0094] par [0095] [Math.25] [0096] [0097] 7 [0098] [Math.26] 0 il 0 o, [0099] sont des pseudo-symboles correspondant aux bits d'information émis sur l'antenne Al, [0100] [Math.271 0, [0101] sont des pscudo-symboles correspondant aux bits d'information émis sur l'antenne A2; [0102] [0103] [Malh.281 t ) [0104] est l'impulsion de Dirac centrée en 0 ; [0105] [0106] [Math.291 xr m iv t [0107] est la longueur des filtres [0108] [Math.30] ,O, r r I t /12 [0109] [0110] [0111] [Math.31] [0112] est un bruit additif [0113] Les valeurs [0114] [Math.32] -O T f' in ' rn rn [0115] sont définies de la manière suivante [0116] [Math.33] ( ) = (I- = T) [0117] [Math.34] Ç (i) tru(t-iT+ E T) [0118] [Math.351 AT fin (i)= fo(t iT- aa-T) [0119] avec 8 [0120] [Math.36] P fin(0= f(e)g(6# -Ode [0121] et [0122] [Math.37] in) ( t)w ( t ) (h 05 ( t ) + () ih (t - ( 21 - r 0)) , m {0,1} [0123] [Math.38] f(t) =w ( t )* (1115 (t) = ,h 2i + 5 (e A T 2i +1 - A ),ni E{0,i} [0124] où N0, NI sont le nombre de trajets multiples respectivement issu de l'antenne Al et de l'antenne A2. [0125] Le procédé comprend préalablement à l'étape d'obtention des signaux y(k) et de sa version décalée yA-r(k) d'une étape de filtrage du signal reçu au moyen d'un filtre passe-bas à réponse impulsionnelle finie FIR de type Equiripple construit numériquement de telle façon que la fréquence de coupure normalisée est 0,45. [0126] En l'absence de trajets-multiples, les signaux numériques obtenus sont regroupés par groupes de 4 échantillons, et ont pour expression [0127] [Math.39] -hi-v _ y (4k) hol"1 pu v;.. (racé r - Azi)--hip WILAE1 1+1-1(-Ikl) É- -1 oilk- I [0128] [Math.40] ?),, (4k ) = El_ jp ,(3], iT ,LAFT)-k _( A ET) - h II: _ (0) + F-k ET) O129] où [0130] [Math.41] W0 et 17%7 O131] sont des versions filtrées d'une impulsion principale O132] [Math.421 w0 [0133] et d'une impulsion secondaire O134] [Math.43] w 1 p13.5] [0136] Les métriques de l'algorithme de Viterbi sont définies par O137] [Math.44] ( , - snun 2,77 _ pe, ( ) 2 I sjni n B(0) rH , [0138] avec [0139] [Math.451 y(-1n I nt)- h, t>_.: ,(i1 ) É pci' fv,(0),)-h,(Yi - 1) 9 [0140] [Math.46] *Jin ^ = [0141] où [0142] [Math.47] itir 0 et it [0143] sont des versions filtrées d'une impulsion principale [0144] [Math.48] 14'0 [0145] et d'une impulsion secondaire [0146] [Math.49] w1 [0147] [0148] En présence de trajets multiples, le procédé comprend une étape d'estimation du canal de propagation de manière à obtenir les estimés de [0149] [Math.50] - 0rÇO,ZXT 71 I 371' t 'm' in in 101501 ,l'algorithme de Viterbi utilisant les paramètres estimés du canal, les métriques de l'algorithme de Viterbi étant définies par 101511 IMath.511 À ((i) S'( j)) =Ï 2m [ [0152] avec [0153] [Math.52] -y-In m) [0154] [Math.53] pr (0) Bni, n (1 , [0155] En présence de trajets multiples, le procédé comprend une étape d'égalisation, l'algorithme de Viterbi utilisant, le signal égalisé, la métrique pour chaque noeud du Viterbi étant définie par 2 h1 [0156] fin 101571 avec 101581 IMath.541 cent3 c(P., Dçsq.-3) Axten 12 si ccen-, Dcgri+.3) Axign 12 si = 4k ± 1 CX fin - DCan-3 C(Pn-3) AXIfinI2 si n-= 4k + 2 D(_1 '- CCAT+3) 4,11finiz si n re--' 4k ÷ 3 [0159] ; [0160] [Math.55] -/m(hohi) [0161] IMath.561 -1(io(0)-FiVo(AET)) [0162] [Math.57] [0163] [Math.58] D = ( 0( T ) + Wo(T £ T)) [01641 où 101651 IMath.591 Vii0 et *1 [0166] sont des versions filtrées d'une impulsion principale [0167] IMath.601 w0 [0168] et d'une impulsion secondaire [0169] IMath.611 w [0170] 101711 Les pseudo-symboles [0172] IMath.621 o n 0 pi, [0173] correspondant aux bits d'informations émis sur les antennes Al A2, ont pour ex- pression [0175] Le procédé comprend une étape de décodage des LLRs au moyen d'un décodeur de canal ou l'obtention des bits de poids fort des LLRs [0176] L'invention concerne également un dispositif de réception comprenant une unité de traitement configurée pour mettre en oeuvre un procédé selon l'invention. [0177] L'invention concerne également un produit programme d'ordinateur comprenant des [01741 2 b?) si t est pair 2hiP) - 1) sl t est impair 11 instructions de codes pour l'exécution d'un procédé selon l'invention, lorsque celui-ci est exécuté par un processeur. Brève description des dessins [0178] [fig.11 [0179] [fig.21 [0180] [fig.31 [0181] [fig.41 [0182] D'autres caractéristiques, buts et avantages de l'invention ressortiront de la des- cription qui suit, qui est purement illustrative et non limitative, et qui doit être lue en regard des dessins annexés sur lesquels, outre les figures 1 à 4 déjà discutées : [0183] W8.51 la figure 5 illustre un schéma d'émission-réception selon l'invention ; [0184] [fig.6] la figure 6 illustre un schéma d'émission selon l' invention [0185] [fig.7] la figure 7 illustre une impulsion pour la décomposition PAM - OQPSK selon l' invention [0186] [fig.8] la figure 8 illustre une impulsion pour la décomposition PAM-FQPSK-JR selon l'invention [0187] [fig.9] la figure 9 illustre un précodcur récursif selon l'invention ; [0188] [fig.10] la figure 10 illustre une impulsion pour la décomposition PAM-MSK selon l' invention ; [0189] [fig.11] la figure 11 illustre une impulsion pour la décomposition PAM-GMSK avec une largeur BT=0,25 selon l'invention ; [0190] [fig.12] la figure 12 illustre une impulsion pour la décomposition PAM- SOQPSK-MIL selon l'invention ; [0191] [fig.13] la figure 13 illustre une impulsion pour la décomposition PAM- SOQPSK-TG selon l'invention ; [0192] [fig.14] la figure 14 illustre un schéma de réception selon l'invention ; [0193] W8.151 la figure 15 illustre un schéma de démodulation selon un premier mode de réalisation de l'invention ; [0194] [fig.16] la figure 16 illustre un filtre réduisant l'interférence entre symboles utilisé dans le premier mode de réalisation de l'invention ; [0195] [fig.17] la figure 17 illustre un treillis utilisé dans le premier et le deuxième modes de réalisation de l'invention ; [0196] [fig.18] la figure 18 illustre un schéma de démodulation selon un deuxième mode de réalisation ; [0197] [fig.19] la figure 19 illustre un estimateur de canal de type connu ; [0198] [fig.20] la figure 20 illustre un estimateur de canal utilisé dans le deuxième de mode de réalisation de l'invention ; 12 101991 Ifig.21 I la figure 21 illustre le principe de l'estimation de canal ; [0200] [fig.22] la figure 22 illustre schéma de démodulation selon un troisième mode de réa- lisation de l'invention ; [0201] [fig.23] la figure 23 illustre un filtre réduisant l'interférence entre symboles utilisé dans le troisième mode de réalisation de l'invention ; [0202] [fig.24] la figure 24 illustre un treillis utilisé dans le troisième mode de réalisation de l' invention. Description des modes de réalisation [0203] 1. Description du procédé d'émission [0204] En relation avec la figure 5, deux antennes émettrices Al et A2, qui peuvent être mobiles selon des vitesses respectives [0205] [Math.63] vi [0206] et [0207] [Math.641 V2 [0208] envoient respcctivement un signal [0209] [Math.651 s0(t) 102101 et 102111 I Math.661 Si(t) 102121 vers plusieurs antennes réceptrices 31, 1 variant de 1 à N. qui peuvent, elles aussi, être mobiles selon une vitesse 102131 IMath.671 V 3/ [0214] [0215] Les antennes d'émission Al et A2 sont alimentées par un dispositif d'émission 20 décrit ci-après. [0216] L'antenne de réception A3 reçoit alors un signal qui alimente un dispositif de réception 10 décrit lui aussi ci-après. [0217] La figure 6 décrit le dispositif d'émission 20 alimentant les antennes émettrices. [0218] Une suite de bits [0219] [Math.681 bd = b kd +. 1, [0220] peut avantageusement être encodée par un code correcteur d'erreur (codeur 21 de type LDPC ou Turbo-Code par exemple) afin de rendre le système robuste face au 13 bruit. Une suite de bits [0221] [Math.69] b - --bk,bk+1, - [0222] est obtenue à la sortie du codeur 21 ou sans codage canal et est ensuite encodée selon un codage de réarrangement binaire de sorte que deux trains de bits [0223] [Math.70] b (0) -Ck,Ck+1, [0224] et [0225] [Math.711 --- dk, dk +1, [0226] sont obtenus en sortie du codeur 22. [0227] Ce code de réarrangement binaire est une combinaison d'opérations de permutation binaire et d'inversion binaire. [0228] Sur chacun des trains binaires [0229] [Math.72] b(0) , et [0230] [Math.73] (.1) vu [0231] , des bits de préambules notés P(0) et P(1) sont ajoutés. Ainsi sur la séquence [0232] [Math.74] (0) 19. [0233] (respectivement [0234] [Math.75] (1) b, [0235] ), on insère le préambule P(0) (respectivement P(1)) de taille [0236] [Math.76] L 102371 entre 2 blocs de données de taille 102381 1Math.771 L 102391 [0240] Les trames [0241] [Math.78] b(0) 14 et 102421 IMath.791 b(1) 102431 composées de bits de préambule et de bits correspondant aux données utiles sont re- présentées en bas de la figure 6. 102441 Ces trames ainsi obtenues sont modulées par une modulation de type CPM pouvant s'écrire comme une modulation OQPSK au moyen de deux modulateurs 23, 24, recevant respectivement les trames afin d'obtenir les deux signaux 102451 IMath.801 s0(t) et si(i) [0246] qui sont émis sur chacune des antennes 1, 2. [0247] Un signal issu d'une modulation de type CPM s'écrit de la façon suivante : [0248] [Ma th.811 S = Texp j2 TF h -a - q (I- - T)) [0249] avec : [0250] [0251] [Math.82] a i [0252] est un symbole d'information issu de l'alphabet [0253] [Math.83] 10, ± 2, ... , [0254] lorsque M est impair et [0255] [Math.84] I ±1, ±3, ... , [0256] lorsque [0257] [Math.85] [0258] est pair. [0259] - E est l'énergie du symbole d'information [0260] - Test la durée du symbole d'information [0261] [0262] [Math.86] h1 [0263] est l'indice de modulation [0264] [0265] [Math.87] Cl(t) = 'dg (r )(Ir [0266] est défini comme l'impulsion de phase et g(t) est l'impulsion pulse de fréquence. [0267] Le cas STC-SOQPSK tel que décrit dans la recommandation IRIG-106 est un cas particulier de ce modèle où [0268] - les antennes émettrices 1 et 2 sont mobiles ; [0269] - il n'y a qu'une seule antenne de réception (N=1) ; [0270] - le code correcteur d'erreur est un code LDPC tel que décrit dans la recommandation TRIO-106 [0271] - le code de réarrangement binaire construit à partir de la séquence [0272] [Math.88] b = --- b4k, b4k -1-1, 21 b + 3e [0273] les séquences 102741 1Math.891 b(6) = [0275] et [0276] [Math.90] vu = 4k+2' b 4k + 3m b 13 4k. + le 102771 où l'opération 102781 1Math.911 X 102791 représente l'opération d'inversion binaire du bit [0280] [Math.92] [0281] - les préambules P(0) et P(1) sont tels que décrits dans la recommandation IRIG-106 avec [0282] [Math.93] L= 128 7, [0283] et [0284] [Math.9*1 L - 3200 [0285] - M=3 [0286] - Les symboles [0287] [Math.951 a f [0288] sont tels que décrits dans la recommandation IRIG-106. --- b 4k, b -4k + D b 4k + ;2, b -1k + 3e e- - 16 [0289] [0290] [Math.96] h1= 1 / 2 [0291] - q(t) et g(t) sont tels que décrits dans la recommandation IRIG-106 1. Signaux CPM pouvant s'écrire sous forme de modulation OQPSK [0292] Un signal issu d'une modulation dc type CPM pouvant s'écrire comme une mo- dulation OQPSK permet d'écrire de manière exacte ou approximative le signal [0293] [Math.97] s(t) [0294] précédemment défini comme : [0295] [Math.98] t - kiw ,(t -271 T ) (:>: , p wo(t -2E1 - I) -pw1(t -211 h)) [0296] où : [0297] [0298] [Math.99] p e 1} [0299] [0300] [Math.100] p et 103011 sont des pseudo-symboles ayant l'expression analytique suivante : 103021 1Math.1011 n P r- ' [0303] 103041 1Math.1021 (0) (11 b, et b [0305] sont respectivement les bits d'information alimentant le modulateur SOQPSK de la voie 1 et de la voie 2. [0306] [0307] 17 1Math.1031 w0(t) et W1(t) 10308] sont des impulsions de mise en forme. 10309] L'obtention de cette expression analytique est décrite en détails dans le document (A4). 10310] (A4): R. Othman, A. Skrzypczak, Y. Louét, Decomposition of Tertzary CPM with Duohinary Etzending", IEEE Transactions on Communications, vol. 65, no. 10, pp. 4274-4284, Oct. 2017; 10311] La décomposition ci-dessus peut être appliquée à certaines modulations telles que la modulation OQPSK. Dans ce cas de figure, les impulsions [0312] [Math.104] w o 10313] et 10314] [Math.105] 14'1 sont représentés sur la figure 7. [0315] De même, la modulation FQPSK-JR (en anglais « Feher's patented Quadrature Phase Sie Keying »), décrite dans PI RIG 106, peut aussi s'exprimer sous cette forme avec les impulsions 10316] [Math.106] w0 et w ] représentés sur la figure 8. 103171 Enfin, toute modulation CPM d'indice h=1/2 contenant un précodeur récursif de la forme décrite dans la figure 9, peut être écrite sous cette forme. 103181 En particulier, la modulation MSK (en anglais « Minimum Shift Keying ») entre dans ce cas de figure. Les impulsions 103191 1Math.1071 w 0 103201 et 103211 1Math.1081 associés sont représentés sur la figure 10. 103221 En particulier aussi, la modulation GMSK (en anglais « Gaussian Minimum Shift Keying ») peut aussi s'écrire sous cette forme. Pour le cas particulier de la GMSK avec BT=0,25, les impulsions 103231 1Math.1091 w 0, et w 18 associés sont représentés sur la figure 11. [0324] En particulier, la modulation SOQPSK-MIL telle que décrite dans l'IR1G 106 entre aussi dans ce cadre. Les impulsions [0325] IMath.1101 w0 et w1 associés sont représentés sur la figure 12. [0326] Enfin, la modulation SOQPSK-TG telle que décrite dans l'IRIG 106 entre dans ce cadre. Les impulsions [0327] [Math.1111 14'o et w1 associés sont représentés sur la figure 13. [0328] On modélise maintenant l'expression du signal en entrée du dispositif de réception E2 de la figure 1. Ce signal reçu sur l'antenne I, notée [0329] [Math.112] r [0330] , avec I variant de 1 à N. a pour expression analytique : [0331] [Math.113] ri(t) - [ ho, /sa t - t01) + h1, 127-1-1 t - ti, ) e +z(r) [0332] avec [0333] [0334] [Math.114] h 0, / [0335] le gain complexe associé à la propagation en ligne directe du signal [0336] [Mat-11.1151 s 0(0 [0337] depuis l'antenne émettrice 1 vers l'antenne réceptrice [0338] IMath.1161 [0339] [0340] [0341] IMath.1171 h1, [0342] le gain complexe associé à la propagation en ligne directe du signal [0343] IMath.1181 .5' ( t ) 103441 depuis l'antenne émettrice 2 vers l'antenne réceptrice 19 [0345] [Math.119] [0346] [0347] [0348] [Math.120] a. toi [0349] est le retard dû à la propagation du signal [0350[ [Math.121] Se) [0351] entre l'antenne émettrice 1 et Pantenne réceptrice [0352] IMath.1221 [0353] [0354] [0355] IMath.1231 ti, [0356] est le retard dû à la propagation du signal [0357] IMath.1241 i(t) [0358] entre l'antenne émettrice 2 et l'antenne réceptrice [0359] [Math.1251 [0360] ; [0361] [0362] [Math.1261 Af [0363] le décalage (ou offset) de fréquence vu depuis l'antenne réceptrice [0364] IMath.1271 [0365] - [0366] [0367] IMath.1281 zi t [0368] un bruit additif sur l'antenne [0369] [Math.1291 [0370] [0371] On nomme par la suite [0372] [Math.130] A Tj = L t 1. - toi [0373] le décalage différentiel vu sur l'antenne [0374] [Math.131] [0375] [0376] Le dispositif de réception de ce signal est décrit dans la figure 14. [0377] Sur chaque voie de réception [0378] [Math.132] [0379] correspondant à la voie de traitement du signal reçu sur l'antenne [0380] [Math.133] [0381] [0382] [Math.134] [0383] variant de 1 à N, le signal est d'abord filtré (étape H) par un filtre de réception. Ce signal filtré est ensuite numérisé (étape E2). [0384] Un procédé de synchronisation (étape E3) identique à celui décrit dans le document (A3) est utilisé afin de synchroniser le signal en temps et en fréquence (en estimant [0385] [Math.135] A fi ) [0386] et afin d'estimer les retards [0387] [Math.136] t et a. 1-1. [0388] ainsi que les gains de canaux [0389] [Math.137] h 0, 1 et h 1, 1 [0390] [0391] On corrige (étape E4) l'offset de fréquence grâce à l'estimation de l'offset de fréquence précédemment réalisée. [0392] On obtient alors N séquences d'échantillons [0393] [Math.1381 ro,i( n ) ro, \ ,(n) [0394] qui alimentent le démodulateur. De la même manière, les différentes estimations des retards 21 [0395] [Math.139] A 1-0, / [0396] et [0397] [Math.140] 1-1, 1 103981 et des gains de canaux 103991 IMath.1411 h0,1 et h 1, / [0400] interviennent comme paramètres du démodulateur. [0401] En sortie de démodulateur, une séquence de LLR est obtenue. Cette séquence de LLR alimente alors un décodeur. [0402] La présente invention décrite ici consiste en la démodulation (étape E.5, E5', E.5") du signal.par le démodulateur en utilisant l'expression avantageuse du signal STCSOQPSK basé sur la recommandation IRIG-106 modélisé comme décrit ci-avant. Une telle expression permet de simplifier les traitements du démodulateur. [0403] Selon un premier mode de réalisation (voir partie 4) ci-après), la démodulation (étape E5) s'affranchit des trajets multiples (et ne prend en compte que les deux trajets principaux) de sorte que les [0404] [Math.142] pst [0405] séquences d'échantillons [0406] [Math.143] r0,1 ( n ) , - - , ro, N(n) [0407] qui alimentent le démodulateur présentent des expressions qui se simplifient. Comme on le verra plus en détail, chaque séquence d'échantillons est d'abord filtrée par un filtre adapté (étape E.51) puis le signal est échantillonné (étape E52) en utilisant les paramètres [0408] [Maih.144] A tu. , et A t1.1 [0409] estimés aux instants kT et d'autre part aux instants [0410] [Math.145] k T + A 17 [0411] [0412] On obtient alors respectivement les séquences d'échantillons [0413] [Math.146] y i(k), y j(k) et y (k r1'. [0414] ) étant la version décalée du décalage différentiel du signal [0415] [Math.147] y1(k) [0416] . Ces signaux ainsi échantillonnés alimentent alors un algorithme de Viterbi (Treillis I) (étape E53) ayant des métriques de branches spécifiques aux expressions des signaux. On obtient alors en sortie du Treillis I une séquence de bits démodulés avec sortie souple de type LLR (en anglais, « Log Likelihood Ratio »). Cette séquence de bits démodulés est alors décodée (étape E6). [0417] Selon un deuxième mode de réalisation (voir partie 5) ci-après), la démodulation (étape E5') considère les trajets multiples en plus des trajets directs, les expressions les N séquences d'échantillons [0418] [Math.148] r 0,1( n ) , r N(n) 104191 qui alimentent le démodulateur sont certes plus complexes que celles du premier mode de réalisation, mais la démodulation est plus performante. Comme pour le premier mode de réalisation, chaque séquence d'échantillons est d'abord filtrée par un filtre adapté (étape E51') puis le signal est échantillonné (étape E52') en utilisant les paramètres 104201 IMath.1491 A to, 1 et A t1, 1 [0421] estimés aux instants kT et d'autre part aux instants [0422] [Math.1501 kT + A t1 [0423] . On obtient alors respectivement les séquences d'échantillons 104241 IMath.1511 y I ( k ) et y ( k ik [0425] ). Ce second mode de réalisation diffère du premier en ce qu'il comprend une étape d'estimation des paramètres des canaux de propagation (étape E54') qui sont utilisés par l'algorithme de Viterbi qui utilise les paramètres des canaux pour estimer les gains [0426] [Math.152] h01, h 1 , h0 A,h1,A, [0427] et égaliser les signaux en même temps que la démodulation. Ainsi, les signaux échantillonnés et paramètres des canaux de propagation alimenter un algorithme de Viterbi (Treillis 1) (étape E53') ayant des métriques de branches spécifiques aux expressions des signaux. On obtient alors en sortie du Treillis 1 une séquence de bits démodulés avec sortie souple de type LLR. Cette séquence de bits démodulés est alors 23 décodée (étape E6). [0428] Selon un troisième mode de réalisation (voir partie 6)), la démodulation (étape E5") considère, comme pour le deuxième mode de réalisation, les trajets multiples en plus des trajets directs. La différence entre cc troisième mode de réalisation et le deuxième mode de réalisation est que les signaux sont égalisés avant l'entrée dans l'algorithme de Viterbi (Treillis 2). Ici encore, chaque séquence d'échantillons est d'abord filtrée par un filtre adapté (étape E51") puis le signal est échantillonné (étape E52") en utilisant les paramètres [0429] [Math.153] A t01 - et A t11 [0430] estimés aux instants [0431] [Math.154] k T [0432] et d'autre part aux instants [0433] [Math.155] kT 104341 . On obtient alors respectivement les séquences d'échantillons 104351 IMath.1561 y1(k) et y ri(k) 104361 Ces signaux échantillonnés sont alors égalisés (étape E54") au moyen des es- timations des gains de canaux 104371 IMath.1571 ho, et h1,1 [0438] , et les signaux égalisés alimentent alors un algorithme de Viterbi (Treillis 2) (étape E53"). On obtient. alors en sortie du Treillis 2 une séquence de bits démodules avec sortie souple de type LLR (en anglais, « Log Likelihood Ratio »). Cette séquence de bits démodulés est alors décodée (étape E6). [0439] On démit ci-après les différents modes de réalisation présentés. 1. Premier mode de réalisation, sans trajets multiples [0440] Cette architecture de démodulation est décrite sur la figure 15. Cette architecture possède [0441] [Math.158] [0442] entrées correspondant aux N séquences d'échantillons [0443] [Math.159] ( ri) 0,1 N(n) 24 [0444] qui alimentent le démodulateur. Cette architecture nécessite aussi les estimations des retards [0445] [Math.160] A t 0 1, A t1 1, t 0, , t 1, N [0446] ainsi que les estimations des gains de canal [0447] [Math.161] h01, h 1,1, , h 0, N, h1 N 104481 . En sortie de cette architecture de démodulation, on obtient une séquence de bits démodulés avec sortie souple (LLR). 104491 La séquence d'échantillons 104501 IMath.1621 ro,i(n) [0451] avec I variant de 1 à N est d'abord filtrée par un filtre permettant d'optimiser le rapport signal à bruit en entrée de démodulation. Ce filtre peut être simplement un filtre adapté ou matched filter. [0452] A l'aide des paramètres [0453] [Math.163] A t et A t 1 1 [0454] , on échantillonne d'une part le signal aux instants [0455] [Math.164] T [0456] et d'autre part aux instants [0457] [Math.1651 kr+ A t, [0458] . On obtient alors respectivement les séquences d'échantillons [0459] [Math.166] yr( k ) et)' TT( k ) . [0460] Les deux séquences [0461] [Math.167] Yri(k),_ .\(k), Y k) [0462] alimentent alors un treillis 1. Ce procédé nécessite aussi la connaissance des pa- ramètres [0463] [Math.168] A t A t , A t r1 104641 0, N 1, N 104641 ainsi que des paramètres 104651 [Math.169] h 0,1 h11, h " h N 104661 104671 En notant L le nombre de bits intervenant dans le codage spatio-temporel, le treillis utilisé possède alors 2L états et 22,- branches. 104681 L'utilisation de ce treillis permet alors d'estimer la séquence binaire émise la plus probable. D'autre part, l'utilisation d'un treillis unique ayant un nombre d'états fixe permet de calculer des LLR. 104691 Le calcul des LLR sur les bits d'information peut alors être réalisé par l'intermédiaire d'un algorithme SOVA (en anglais « Soft Output Viterbi Algorithm »). La description de cet algorithme est donnée dans le document (A5). 104701 (A5) : J. Flagenauer et P. Hocher, «A Viterbi Algorithm with Soft-Decision Outputs and its Application », Global Telecommunications Conference and Exhibition (IEEE GLOBECOM), pp. 1680-1686, vol. 3, Nov. 1989. 104711 Les avantages de cette architecture sont multiples. 104721 1. La présence du filtrage de réduction de l'interférence entre symboles présent à l'entrée du démodulateur permet de réduire fortement la complexité des blocs d'égalisation et de simplifier le treillis utilisé pour l'algorithme de Viterbi. [0473] 2. La décomposition particulière du signal CPM sous forme de modulation de type OQPSK a pour conséquence de pouvoir utiliser un treillis fixe. [0474] 3. Le treillis unique et fixe utilisé dans l'algorithme de Viterbi a pour avantage d'utiliser un algorithme de type SOVA afin de calculer les LLR sur les bits démodulés. [0475] 4. L'ensemble du procédé de démodulation est plus robuste aux fortes valeurs du décalage différentiel [0476] [Math.170] to, N [0477] comparativement à la solution de l'état de l'art. [0478] 5. Le treillis possède l'avantage de nécessiter des ressources de calcul moins im- portantes comparativement à la solution de l'état de l'art. [0479] 6. Même sans décodeur dc canal pour décoder les LLRs, l'utilisattion d'une décision dure (en anglais, « Most Significant Bit », (MSB)) sur les LLRs conduit à une amélioration des performances. [0480] Cette architecture de démodulation exploite le fait que le signal reçu peut être écrit via une approximation très précise des signaux. [0481] Dans le cas particulier du STC-SOQPSK basé sur la recommandation IRIG-106, supposant que l'offset de fréquence ait été parfaitement corrigé, le signal reçu peut être écrit de la manière suivante : 26 [0482] [Math.171] -zr)] 1141" (nT» -iT - Ar) I 'pl TI nrHiT- r'0,), '1,41" wo(nT -iT) I I" E , E ) 104831 : 104841 104851 1Math.1721 Tr [0486] est le temps d'échantillonnage du convertisseur analogique-numérique (en conséquence [0487] [Math.1731 Tr [0488] ) [0489] 104901 1Math.1741 104911 est l'impulsion principale de la décomposition du signal CPM sous forme de mo- dulation OQPSK, présenté figure 13 104921 104931 1Math.1751 w 1 104941 est l'impulsion secondaire de la décomposition du signal CPM sous forme de mo- dulation OQPSK, présenté figure 13 104951 104961 1Math.1761 h3, h iet r [0497] sont respectivement le gain de canal issus de la propagation entre l'antenne émettrice 1 et l'antenne de réception, le gain de canal issus de la propagation entre l'antenne émettrice 2 et l'antenne de réception et le décalage différentiel défini comme [0498] [Math.1771 A -r=,Atl- Ato. [0499] [0500] [Math.178] 105011 est un bruit additif et pl- 105021 i, i 105031 1Math.1791 n 0 n 0, 27 [0504] et sont des pseudo-symboles dont l'expression analytique est espectivement : [0505] st p pair 2 [0506] [0507] [Math.1801 b et b [0508] sont respectivement les bits d'information alimentant le modulateur SOQPSK de la voie 1 et de la voie 2 (voir la figure 6). [0509] On rappelle que [0510] [Math.181] b i et b (0) (1 [0511] sont liées entre eux par l'intermédiaire du code de réarrangement binaire défini dans la recommandation IRIG-106. Le code de réarrangement binaire construit à partir de la séquence [0512] [Math.182] b - h4, b 4k + b 4k + 29 b 4k + 3e -- - 1941,5 114k +19 b4k [0513] les séquences : b4k9 4k +19 -- [0514] [0515] [Math.183] L(0) (0)7 (0) L(()) '03) -- v4k, 174k +19 v4k + ri4k +35 [0516] [0517] [Math.184] ka) ,(1) (1) in (1) (1) Vu - .- 11-1k 4k +15 v4k +2, 4k + [0518] où l'opération [0519] [Math.185] X [0520] représente l'opération d'inversion binaire du bit [0521] [Math.186] [0522] . On a par conséquent L=4. [0523] Les échantillons 28 [0524] [Math.187] r 0( n ) [0525] sont alors filtrés par un filtre permettant de réduire l'interférence entre symboles. En effet, comme [0526] [Math.188] W0 et w1 [0527] sont des impulsions ayant un support temporel plus grands que T, une interférence entre symboles est présente dans le signal reçu. [0528] Ce filtre doit posséder les caractéristiques suivantes : Il ne doit pas colorer la composante de bruit présente dans le signal reçu Il doit avoir une bande passante plus large que celle du signal utile. Il doit réduire l'interférence entre symboles. [0529] Un filtre adapté ou matched filter peut être suffisant. Cependant, il a l'inconvénient de colorer le bruit. [0530] Différents filtres satisfaisant les conditions ci-dessus sont possibles. La référence (A6) présente plusieurs filtres pouvant être utilisés dans ce cas de figure. [0531] (A6) Geoghegan, Mark, "Optimal Linear Delection SOQPSK," in International Te- lemetering Conference Proceedings, Oct. 2002 [0532] Le filtre [0533] [Math.189] [0534] présenté dans la figure 16 a été déterminé de sorte à satisfaire les conditions ci- dessus. [0535] Le filtre choisi est un filtre passe-bas à réponse impulsionnelle finie FIR (en anglais « Finite Impulse Response ») de type Equiripple construit numériquement de telle façon que la fréquence de coupure normalisée est 0,45. [0536] Ainsi, en sortie de ce filtre et après les opérations d'échantillonnage au rythme symbole, nous avons : [0537] [Math.190] y (4k ) = h0E:.4k Wo( iT ) + h p0,4kl iWOOT- A E T) f 4k T) 0, - [0538] [Math.191] y sr (4k) = Jvc)(iT + a £ T) - h = p itiv ( T ) + + a e T) 0.4k 1 0,4k [0539] où [0540] [Math.192] W 0 [0541] est le résultat du produit de convolution entre l'impulsion [0542] 29 [Math.193] 14'0 [0543] et le filtre [0544] [Math.194] g [0545] [0546] [Math.195] h [0547] est le résultat du produit de convolution entre le bruit z et le filtre g et AE étant l'entier le plus proche de la division deAr par T. [0548] Ainsi, en sortie de cc filtre et après les opérations d'échantillonnage, nous avons : [0549] [Math.196] 37(4k) = hoE,I= 0(11-) + hop 14,,(0) - il - A e (_ A en +fi(4l) k - [0550] [Math.197] A El ) h jp?,, ( A Er) hi>-;:/9.1,4,(ii.) I (D) I /1(41(1.I AT) [0551] Ces deux séquences d'échantillons alimentent alors un treillis qui a pour but de trouver une séquence binaire peimettant de maximiser ou de minimiser une fonction de coût donnée. [0552] Dans ce cas de figure, ce treillis cherche à minimiser l'erreur quadratique moyenne entre le signal reçu et le signal reconstruit par approximation. [0553] En d'autres termes, on utilise un algorithme de Viterbi cherchant à trouver la meilleure séquence de bits 105541 IMath.1981 [0555] permettant de résoudre le problème suivant : [0556] [Math.199] S = argmin A ( S ) 105571 avec : 105581 I Math.2001 A (S) = IN-1_ 2 (0) r) 21 ) /2 = 01 = -1F m, [0559] En notant : iv'(LT - ,ET)-Epttirmr, LIET1) [0560] [Math.201] If1fl*p74 [0561] [Math.202] 0,4,2 Br.' I I 8E1)1 z E- -.1) h ik ifi ) ivi(0 [0562] On récupère donc les bits d'information en employant un algorithme de Viterbi associé au treillis illustré sur la figure 17. [0563] Le treillis considéré décrit les transitions d'un état [0564] [Math.203] S h =Ill L b 4n +1b42 P4n ±3] [0565] vers un état [0566] [Math.2041 S n + 1 - [b 4 b471+ 5 h17 6 b + 71 [0567] . Les transitions sont pondérées via la métrique de branche suivante : [0568] [Math.205] tO) 2 r À (Sr, _ ( ) Sn(j)) = m _ir -u m, [0569] Le treillis comporte donc 16 états, décrivant les 16 états possibles de la variable [0570] IMath.2061 [0571] Le nombre de branches à calculer est alors de 256. [0572] L'utilisation du treillis associé à cette architecture permet donc, à l'aide des métriques de branche définies ci-dessus, d'utiliser un algorithme de type SOYA afin de calculer les LLR sur les bits d'information. [0573] On obtient des sorties souples sous forme de LLR et/ou des sorties dures en faisant les opérations qui suivent. [0574] On calcule dans un premier temps les métriques cumulées [0575] [Math.207] Fn(S,(1)) [0576] des noeuds [0577] IMath.2081 Sn (i ) [0578] à l'époque n: [0579] IMath.2091 En (S (i ) ) =min y '(5,-1(0, Sn(j))1,(ij)e 11, ..., 1612 [0580] avec [0581] IMath.2101 y,(Sn-i(i),Sn(j)) -1-n-I(Sn -1( )) (S ( ) ) [0582] On calcule la différence de vraisemblance : [0583] [Math.211] (i, j) ei:11' 16112 105841 Ensuite on calcule le maximum du logarithme de la probabilité conjointe : 31 [0585] [Math.212] (j))+Rn( n-i(i) n(i)) [0586] P(Sn-101, (j),rf (S avec [0587] [Math.213] ,61(Sn-1(1))= illin1[Ru(Sn- (i)) +13 Un] [0588] Les sorties souples (ou LLR) du symbole [0589] [Math.214] S n [0590] , estimée du symbole [0591] [Math.2151 Su [0592] , sont : [0593] [Math.216] LLR(H)=P 105941 avec 105951 1Math.2171 P(--S'(i)\rf) =min [ (5,2 _10 S i), [0596] La conversion des LLRs symbole [0597] [Math.218] S n [0598] aux LLRs bits ( [0599] [Math.219] 106001 4ni ti; 4ti + 1, 4n 2, h4 n + se fait de la manière suivante : 106011 1Math.2201 min 10,194'+,, b,' 4, b4 b4 4-1P 106021 1Math.2211 LLR(1;4,+1)= min (1.1,R(' = b4 131 (Lnd=g' = 106031 1Math.2221 Ltx(+2)=min (LLR(.'=[frin, ,1))-min (L.LRLç',,,= P..)4',b4,+1, ,1)) [0604] [Math.223] LLR(b4',1) = min (LLR(,Ç = [b b_in1,h4' 2,01 )) (LLR = [b.D, b4, , ph, _ 1)) [0605] Les sorties dures sont ainsi obtenues par : [0606] [Math.224] A \ 1;4, = sign(LLR(b H)) 32 [0607] [Math.225] A = sign (LLR(1;4n +1) ) [0608] [Matli.2261 ii94' +2 = sign(LLR(b4, +2)) [0609] [Math.227] b4,, 1_3 = Sign (LLR( It\i4, ) [0610] Avec sign(x) une fonction qui renvoi 1 si [0611] [Math.228] 1, si x 0, -1 si X 2 partir des bits de préambule P(0) et P(1) ainsi que des signaux [0803] [Math.303] y ( k ) [0804] et [0805] [Math.304] y sy(k) [0806] , on procède au calcul de deux fonctions d'erreur définies de la manière suivante : [0807] [Math.305] P,--)'(k) _ up; , Énç.,pt [0808] [Math.306] .1 C L7-1,Pr H) I ç.11pÙf (0 I i.Çrip I (i) I Y. ,Us'', il ri.,1H) 108091 pour 108101 IMath.3071 = 2 , [0811] avec [0812] [Math.308 J N - k =L 1 11 2 [0813] 43 [0814] La mise à jour des coefficients des filtres peut être réalisée par différents algorithmes d'estimation dont les plus classiques sont les suivants : L'algorithme LMS (en anglais « Least Mean Square ») L'algorithme RLS (en anglais « Recursive Least Square ») Filtrage dc Kalman Tout algorithme dérivé des techniques précédentes. Dans le cas particulier d'utilisation de l'algorithme LMS, on procède de la manière suivante. A partir de ces fonctions d'erreurs et des bits de préambule P(0) et PO ), les coefficients des huit filtres sont mis à jour de la manière suivante : avec p le pas d'adaptation (sa valeur est constante et fixée au préalable), l'opérateur 0* représente le complexe conjugué. Après cette étape d'estimation de canal, on injecte les estimations ainsi obtenues ainsi que les échantillons [Math.3091 y ( k ) et y ( k ) et dans un Treillis 1 qui a pour but de détecter la séquence binaire la plus probable et d'estimer les LLRs sur chaque bit d'information. Le principe de construction du treillis est strictement identique à ce qui a été décrit dans l'architecture générique. On utilise un algorithme de Viterbi cherchant à trouver la meilleure séquence de bits [Math.310] 2 Pek-i , Peur 2 pou Ne-3 Nt - 3 2 ' 2 x (3,Kp? )* pote k f PM-Zr (I) !:7() ± if X ek X (111(1)k-4 Poit [0815] ik Nt-- - 2 2 1 1..ft t'UT e--\ 1,k+1 tk, II,k t x ek x I 1 ) po {foe>i,eici) - i,Ar(i) + /4 X fi°,ti-ti Ci ) = ietcr (i) ± P x fj,k+ (t) filk, I (I) - ( + p x x p Xek x Pienf = Nt - 1 Ne -i Nt-1 2 2 2 44 permettant de résoudre le problème suivant : [Math.311] S = argmin A (S) avec : [0816] Math. 312] c P 4i A (S) 11' n =0 avec : (0) I 2 I(ar) B + 1B m, n m, n 108171 IMath.3131 [0818] [Math.314] [0819] On récupère donc les bits d'information en employant un algorithme de Vitcrbi associé au treillis illustré sur la figure 17. [0820] Le treillis considéré décrit les transitions d'un état [0821] [Math.315] Sn - [b h4n +1 /241.1 + 2 b4n +3] 108221 vers un état 108231 IMath.3161 S+ = [114n +4 /14/2 + 5 b4n + b4+7] [0824] . Les transitions sont pondérées via la métrique de branche suivante : [0825] [Math.3171 R(0) 2 2 "ajni n À (sn_1(1) snti)) m = - 108261 Le treillis comporte donc 16 états, décrivant les 16 états possibles de la variable S. 108271 IMath.3181 [0828] Le nombre de branches à calculer est alors de 256. [0829] L'utilisation du treillis associé à cette architecture permet donc, à l'aide des métriques de banche définies ci-dessus, d'utiliser un algorithme de type SOVA afin de calculer les LLR sur les bits d'information. [0830] La manière d'obtenir les LLRs sur les bits d'information est identique à celle utilisée dans le premier mode de réalisation. 1. Troisième mode de réalisation - architecture incluant un procédé d'égalisation avant démodulation par l'algorithme de Viterbi [0831] Cette architecture de démodulation est &mite sur la figure 22. Cette architecture possède [0832] [Math .319] [0833] entrées correspondant aux [0834] [Math.320] [0835] séquences d'échantillons [0836] [Math.321] r 0, 1 ( n ) r0 \.(ti 108371 qui alimentent le démodulateur. Cette architecture nécessite aussi les estimations des retards 108381 IMath.3221 A t A 1-0 , , A 1, A. 0,1, A t1,1, 108391 ainsi que les estimations des gains de canal 108401 IMath.3231 h91, h11, h,1, ". , o.. \ h 1, N [0841] . En sortie de cette architecture de démodulation, on obtient une séquence de bits démodulés avec sortie souple (LLR). [0842] La séquence d'échantillons 108431 IMath.3241 ro, 1(n ) [0844] avec [0845] [Math.325] [0846] variant de 1 à N est d'abord filtrée par un filtre permettant d'optimiser le rapport signal à bruit. Il est possible alors d'utiliser un simple filtre adapté. [0847] A l'aide des paramètres [0848] [Math.326] A t0, / [0849] et [0850] [Math.327] A t r [0851] , on échantillonne d'une part le signal aux instants [0852] [Math.328] kTi [0853] et d'autre part aux instants 46 [0854] [Math.329] kT + A t1 [0855] . On obtient alors respectivement les séquences d'échantillons [0856] [Math.330J ri [0860] alimente alors un procédé d'égalisation qui, à l'aide des estimations des gains de canaux [0861] [Math.332] 110,1 et h1.1 [0862] permet de d'obtenir un vecteur [0863] [Math.333] XI [0864] qui entrent dans un treillis 2 [0865] Le fait d'utiliser la somme [0866] [Math.334] y1(k) +y (k) 108671 en entrée d'égalisation possède l'avantage de formuler simplement le procédé d'égalisation. 108681 Les valeurs du vecteur 108691 1Math.3351 [0870] sont alors adaptées à l'utilisation d'un treillis unique ayant un nombre d'états fixe. [0871] L'utilisation de ce treillis permet alors d'estimer la séquence binaire émise la plus probable. D'autre part, l'utilisation d'un treillis unique ayant un nombre d'états fixe permet de calculer des LLR. [0872] Le calcul des LLR sur les bits d'information peut alors être réalisé par l'intermédiaire d'un algorithme SOVA (en anglais « Soft Output Viterbi Algorithm »). La description de cet algorithme est donnée dans le document (A3). [0873] Les avantages de cette architecture sont multiples. [0874] 1. La présence du filtrage de réduction de l'interférence entre symboles présent à l'entrée du démodulateur permet de réduire fortement la complexité des blocs d'égalisation et de simplifier le treillis utilisé pour l'algorithme de Vitcrbi. y1(k) et [0857] [0858] La somme [0859] [Math.3311 y(k) +y (k) 47 [0875] 2. La décomposition particulière du signal CPM sous forme de modulation dc type OQPSK a pour conséquence de pouvoir utiliser un algorithme d'égalisation en amont du treillis et utiliser un treillis fixe. [0876] 3. La présence du bloc d'égalisation permet d'alimenter le treillis avec des données optimisées qui permettent d'utiliser un critère de maximum de vraisemblance dans l'algorithme de Viterbi. [0877] 4. Le treillis unique et fixe utilisé dans l'algorithme de Viterbi a pour avantage d'utiliser un algorithme de type SOYA afin de calculer les LLR sur les bits démodulés. [0878] 5. Même sans décodeur de canal pour décoder les LLRs, l'utilisation d'une décision dure (en anglais, hard decision par extraction du « Most Significant Bit », (MSB)) sur les LLRs conduit à une amélioration des performances. [0879] Dans le cas particulier du STC-SOQPSK basé sur la recommandation IRIG-106, il est possible d'écrire le signal reçu en entrée dc démodulateur sous la forme ap- proximative suivante, supposant que l'offset de fréquence ait été parfaitement corrigé : [0880] [Math.336] ro(n) hi)>: wo(nT -iT)+hiY pl wn(nTr -ir- Ar)+z nT :---; 0, 1 D sa( ) [0881] : [0882] [0883] [Math.337] [0884] est le temps d'échantillonnage du convertisseur analogique-numérique (en conséquence [0885] [Math.338] Tr REVENDICATIONSProcédé de réception d'un signal CPM avec codage spatio temporel de préférence SOQPSK-TG basé sur la recommandation IRIG-106 émis depuis deux antennes émettrices Al, A2 le signal reçu modulant une pluralité de bits L, j=0 ou 1 et correspond aux bits émis sur l'antenne " Al et A2 respectivement, ledit signal reçu présentant un décalage différentiel A-t, ledit signal étant reçu sur une ou plusieurs antennes réceptrices A3 ; - obtention sur une antenne d'un signal numérique échantillonné y(k) et de sa version décalée yAr(k) tenant compte du décalage différentiel entre les deux antennes chacun comprenant les contributions des signaux issus des deux antennes émettrices, lesdits signaux numériques pouvant s'exprimer selon la décomposition suivante ((),L-.,p70S2,,,(1 2iTt,2 pivv,(1 2i) ,, T,,) 01,0(I 214 T,) p 2i où : - T, est la durée d'un bit; P e 10,11- pc'0 sont des pseudo-symboles correspondant i' Pt, aux bits d'information /(0) émis sur l'antenne Al, pi pl sont i0,1 L des pseudo-symboles correspondant aux bits d'information b ) émis sur l'antenne A2 ; - w0 ( t ) et w 101 sont des impulsions de mise en forme. - définition d'un algorithme de Viterbi (Treillis 1. Treillis 2) ayant un treillis fixe et des métriques également fonction d'au moins ladite impulsion principale ; - obtention au moyen dudit algorithme de Viterbi, de LLR sur les bits d'information émis. Procédé de réception selon la revendication 1, dans lequel les signaux numériques obtenus ont pour expression st -I - 0 1.7'(i) ffiftuar(i)-1kr+ (0-FZIkT- où : - Ar= Ar] - A To où A t0 est le retard du trajet direct depuis l'antenne Al et A 1- est le retard du trajet direct depuis 55 l'antenne A2, Au est le décalage différentiel ; - AE est l'entier le plus proche de la division de A-r, par T; _ ' n0 p 0 sont des pseudo-symboles correspondant aux bits d'information émis sur l'antenne AI, pI p I sont des pseudo- 0, 1' 1, I symboles correspondant aux bits d'information émis sur l'antenne A2 ; - t ) est l'impulsion de Dirac centrée en 0 ; - l\rin est la longueur des filtres -0 _ 0, A r 1 -1, r f,, fn, f in' f ni - + est un bruit additif [Revendication 3] Procédé selon la revendication 2, dans lequel les valeurs frn' fr -0, r -F1, 'I- T sont définies de la manière suivante f f I un (i) =ï T) frfr, ( ) = ru 1 = T + r) f tri ( rri -17-- SE T) avec ?t) = fm(e)g(9 -Ode et [Revendication 4] Al() [Revendication 5] ro»), e [0,11 r(t)=w,,,(0"(1116 +1'',..."1h2;,15(t-(A-r2,+,- ATM,iiie I0,11 où No, N -1 sont le nombre de trajets multiples respectivement issu de l'antenne Al et de l'antenne A2. Procédé selon l'une des revendications précédentes, comprenant préalablement à l'étape d'obtention des signaux ytk.) et de sa version décalée yA-r(k) d'une étape de filtrage (E51) du signal reçu au moyen d'un filtre passe-bas à réponse impulsionnelle finie FIR de type Equiripple construit numériquement de telle façon que la fréquence de coupure normalisée est 0,45. Procédé selon l'une des revendications précédentes, dans lequel en l'absence de trajets-multiples, les signaux numériques obtenus sont regroupés par groupes de 4 échantillons, et ont pour expression 1p4 1' I I) -H h nii71.JO)+h1t 117 h 4, ,17)? n(i7 - )+h Ph)",(- A £ I ) - F )'(4k)=h>:]. aFT: ( ;Ti I h 1;. ) h 'PLV, (0) Irt (4kT a;+) où 14./0 et ftill sont des versions filtrées d'une impulsion principale w0 et d'une impulsion secondaire W. 56 [Revendication 6] Procédé selon la revendication précédente, dans lequel les métriques de l'algorithme de Viterbi sont définies par D,(A r) 1-) , dl 2 [Revendication 7] avec - v eln rpt, (0])- _ -y ar(4r, où 0 et W sont des versions filtrées d'une impulsion principale 0 et d'une impulsion secondaire 1'v 1. Procédé selon l'une des revendications 1 à 3, dans lequel en présence de trajets multiples, le procédé comprend une étape (E54') d'estimation du canal de propagation de manière à obtenir les estimés de - 1 , l'algorithme de Viterbi utilisant les f ' t paramètres estimés du canal, les métriques de l'algorithme de Viterbi étant définies par 2 u 2 A ( S TI -1( S". n(1)) -v - 1 II. . B , n avec [Revendication 81 Procédé selon l'une des revendications 1 à 3, dans lequel en présence de trajets multiples, le procédé comprend une étape d'égalisation, l'algorithme de Viterbi utilisant le signal égalisé, la métrique pour chaque noeud du Viterbi étant définie par 2(n) ier,.(2x.- - «144_3- cCA,_Ei- D4in-3) AXif?"12 si ft -= 4 si n = 4k +1 avec X = d9,,(21ri - (D - Cg fin 4-1 - ()M n-3) - AXifin12 si n = 4re ± 2 si n := 4k + 3 Pr,(2zu - (D - C)57; D(P, +1 - e(f4-3) AXienr Pn(2"Cn - - cgins.,) - 7 o h il- = lm (h 01 A .?5('770(0) 12Ï.7 A £ T)) où W0 et lei sont des versions filtrées d'une impulsion principale 57 [Revendication 9] w 0 et d'une impulsion secondaire W1- Procédé selon l'une des revendications précédentes, dans lequel les pseudo-symbolesp correspondant aux bits d'informations 0, i' 1, émis sur les antennes Al, A2, ont pour expression [Revendication 10] Procédé selon l'une des revendications précédentes, comprenant une étape de décodage des LLRs au moyen d'un décodeur de canal ou l'obtention des bits dc poids fort des LLRs. [Revendication 11] Dispositif de réception comprenant une unité de traitement configurée pour mettre en oeuvre un procédé selon l'une des revendications précédentes. [Revendication 12] Produit programme d'ordinateur comprenant des instructions de codes pour l'exécution d'un procédé selon l'une des revendications 1 à 10, lorsque celui-ci est exécuté par un processeur. ) si t *st pair i t est impair Zbfl - 1) ( b?"I - (2b/f) - si i est pair (2/4e1 ) P) - t est urtpatr