FR 3082684 A1 20191220 FR 1800611 A 20180614 CONVERTISSEUR AC-DC Le domaine de l'invention est celui de l'électronique de puissance. Il concerne plus particulièrement la conversion d'énergie électronique à 5 découpage. L'invention se rapporte aux convertisseurs AC-DC, c'est à dire aux convertisseurs alternatifs-continus ou redresseurs, à découpage du type aptes à être utilisés en tant que correcteurs du facteur de puissance ou PFC en référence à l'expression anglo-saxonne « Power Factor Correction ». Ce ut type de convertisseurs permet de garantir un niveau d'harmoniques, une masse et un volume plus faibles que les autotransformateurs-redresseurs dits « ATRU » (en référence à l'expression anglo-saxonne « AutoTransformer Rectifier Unit ») ou que les transformateurs-redresseurs « TRU » (en référence à l'expression anglo-saxonne « Transformer Rectifier 15 Unit »). Les convertisseurs à découpage utilisés comme PFC permettent de garantir un facteur de puissance élevé et un taux d'harmoniques très bas. Les solutions actuellement mises en oeuvre sont le plus souvent constituées de deux étages de conversion, un étage PFC proprement dit, non isolé et élévateur, et un étage de conversion DC-DC abaisseur, le plus 20 souvent isolé. Généralement, en triphasé, le système est composé de 3 chaînes de conversion monophasées isolées câblées en « triangle » ou en « étoile » sur le bus AC triphasé et interconnectées en parallèle sur le bus DC de sortie. Les systèmes de conversion naturellement triphasés (Pont complet de type Boost) n'offrent pas un niveau de rendement très élevé. 25 Un exemple de convertisseur AC-DC dépourvu de pont de diodes en entrée et pouvant être utilisé en PFC est divulgué dans la demande de brevet US 20100259240. Ce convertisseur est destiné aux applications monophasées. Comme visible sur la figure 1, ce convertisseur comprend, pour une 30 tension d'entrée VAg appliquée entre une borne d'entrée et une borne commune : - une inductance d'entrée L1 comprenant une première borne reliée à la borne d'entrée et une deuxième borne reliée à un interrupteur d'entrée commandable, bidirectionnel en tension Svg, également relié à la borne 35 commune, 2 - une branche connectée à la deuxième borne de l'inductance d'entrée Li et comprenant, en série, un condensateur d'entrée Cr et une inductance de résonance Lr dont la valeur est très inférieure à celle de l'inductance d'entrée L1, s - une première diode de sortie CRi comprenant une anode reliée à la borne commune et une cathode connectée à l'inductance de résonance Lr, - une deuxième diode de sortie CR2 comprenant une cathode connectée à une borne de sortie du convertisseur et une anode connectée l'inductance de résonance Lr. 10 Le convertisseur est apte à délivrer une tension continue Vs entre la borne commune et la borne de sortie du convertisseur connectées à un condensateur de sortie Co. La tension Vs de sortie alimente une charge R. Cette tension Vs est réglée en jouant sur le rapport cyclique de la commande de l'interrupteur d'entrée Sv. 15 Ce convertisseur dépourvu de pont de diodes en entrée, permet de délivrer en sortie, une tension de même signe, aussi bien pour une tension d'entrée positive que pour une tension d'entrée négative. Un problème de cette topologie réside dans le volume du condensateur de sortie. 20 Un but de l'invention est de proposer une topologie permettant de limiter le problème précité. A cet effet, l'invention a pour objet un convertisseur AC-DC à découpage destiné à délivrer une tension de sortie Vo c continue entre une 25 première borne de sortie B1 et une deuxième borne de sortie B2, ledit convertisseur comprend au moins une chaîne de conversion destinée à convertir une tension alternative d'entrée appliquée entre une borne d'entrée E et un point neutre N, la chaîne de conversion comprenant : - une inductance d'entrée L comprenant une première borne de 30 l'inductance d'entrée reliée à la borne d'entrée E et une deuxième borne de l'inductance d'entrée, - un interrupteur d'entrée S comprenant une première borne reliée à la deuxième borne de l'inductance d'entrée L, l'interrupteur d'entrée S étant un interrupteur commandable bidirectionnel en tension et en courant, 3 - un circuit LC comprenant une première borne reliée à la deuxième borne de l'inductance d'entrée L et une deuxième borne reliée à un point intermédiaire PI, le circuit LC comprenant entre sa première borne et sa deuxième borne, une inductance de résonance Lc de valeur inférieure à celle de l'inductance d'entrée L, et un condensateur de liaison C relié en série avec l'inductance de résonance Lc, - un premier interrupteur de sortie D1 comprenant une première borne reliée à la première borne de sortie B1 et une deuxième borne reliée au point intermédiaire PI, laissant passer le courant uniquement du point to intermédiaire PI vers la première borne de sortie B1, - un deuxième interrupteur de sortie D2 comprenant une première borne reliée à la deuxième borne de sortie B2 et une deuxième borne reliée au point intermédiaire PI, le deuxième interrupteur laissant passer le courant uniquement de la deuxième borne B2 vers le point intermédiaire, 15 le convertisseur comprenant en outre : - un premier condensateur de sortie C1 comprenant une borne reliée à la première borne de sortie B1 et une autre borne reliée à une deuxième borne de l'interrupteur d'entrée S, - un deuxième condensateur de sortie C2 de même capacité que le premier 20 condensateur de sortie C1 et de capacité supérieure à la capacité du condensateur de liaison C, le deuxième condensateur de sortie C2 comprenant une borne reliée à la deuxième borne de sortie B2 et une autre borne reliée à la deuxième borne de l'interrupteur d'entrée S. 25 Avantageusement, le convertisseur selon l'invention comprend au moins une des caractéristiques suivantes prise seule ou en combinaison : - le convertisseur est destiné à transformer une tension polyphasée comprenant plusieurs phases en une tension continue, ledit convertisseur comprenant plusieurs chaînes de conversion identiques, 30 chaque chaîne de conversion recevant une des phases sur sa borne d'entrée, - le convertisseur comprend des moyens de commande configurés pour commander l'interrupteur d'entrée S de sorte que la chaîne de conversion fonctionne en abaisseur pendant une phase de démarrage du 35 convertisseur, 4 - le convertisseur comprend des moyens de commandes configurés pour commander l'interrupteur d'entrée S de sorte que, pendant une phase de démarrage du convertisseur, la tension de sortie Vout est une fonction monotone croissante du temps et rejoint une tension de consigne en 5 passant par une tension de sortie intermédiaire non nulle et inférieure à la tension de consigne puis pour commander le convertisseur, pendant une phase de régime établi, débutant lorsque la tension de sortie atteint la tension de consigne, de sorte à maintenir la tension de sortie sensiblement fixe à la tension de consigne pendant une durée non nulle, - les moyens de commande sont configurés pour que la phase de démarrage du convertisseur comprenne une phase d'augmentation de la tension de sortie V0 du convertisseur avec une dérivée continue d'une tension initiale à la tension de consigne, - l'inductance d'entrée est reliée à la borne d'entrée par 15 l'intermédiaire d'un filtre passe-bas, - l'inductance de résonance présente un circuit magnétique de fréquence de coupure inférieure à 10 MHz. L'invention se rapporte également à une procédé de commande 20 d'un convertisseur AC-DC selon l'invention. Ce procédé comprend une étape de démarrage du convertisseur lors de laquelle l'interrupteur d'entrée S est commandé de sorte que la chaîne de conversion fonctionne en abaisseur. Le procédé comprend avantageusement au moins une des 25 caractéristiques suivantes prise seule ou en combinaison : - le procédé comprend une phase de démarrage du convertisseur débutant au démarrage du convertisseur, pendant laquelle on commande l'interrupteur d'entrée S de sorte que la tension de sortie Vout est une fonction monotone croissante du temps et rejoint une tension de consigne en passant 30 par une tension de sortie intermédiaire non nulle et inférieure à la tension de consigne, le procédé comprenant une phase de régime établi, débutant lorsque la tension de sortie atteint la tension de consigne, pendant laquelle on commande l'interrupteur de sorte à maintenir la tension de sortie sensiblement fixe à la tension de consigne pendant une durée non nulle, 5 - la phase de démarrage comprend une phase d'augmentation de la tension de sortie Vout du convertisseur avec une dérivée continue d'une tension initiale à la tension de consigne, - la chaîne de conversion fonctionne en élévateur lors d'une phase 5 de régime établi ultérieure à la phase de démarrage. D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront à la lecture de la description détaillée qui suit, faite à titre d'exemple non limitatif et en référence aux dessins annexés dans lesquels : 10 - la figure 1 déjà décrite représente un schéma électrique d'un convertisseur de l'art antérieur, - la figure 2 représente schématiquement un réseau électrique comprenant un convertisseur AC monophasé - DC, - la figure 3 représente schématiquement la chaîne de conversion du 15 convertisseur de la figure 2, - la figure 4 représente schématiquement un ensemble de conversion d'un convertisseur destiné à convertir une tension triphasée en une tension continue, - les figures 5a et 5b représentent les allures des courants et tension 20 dans la chaîne de conversion de la figure 3 en fonction du temps, - la figure 6 représente un exemple des moyens de commande dans le cas d'un convertisseur destiné à convertir une tension polyphasée en une tension continue, - la figure 7 représente un autre exemple des moyens de commande 25 dans le cas d'un convertisseur destiné à convertir une tension polyphasée en une tension continue. D'une figure à l'autre, les mêmes éléments sont repérés par les mêmes références. 30 L'invention se rapporte à un convertisseur AC-DC à découpage du type sans pont de diodes en entrée et pouvant être utilisé en tant que circuit de correction de facteur de puissance ou convertisseur PFC en référence à l'expression anglo-saxonne « Power factor corrector ». Comme représenté sur la figure 2, le convertisseur 100 comprend une chaîne de conversion 6 AC-DC destinée à être reliée directement en entrée à une ligne délivrant une tension alternative Vin et à délivrer une tension continue V't entre deux bornes de sortie B1 et B2 du convertisseur 100. Le courant 1't délivré par le convertisseur 100 alimente une charge Z pouvant être purement résistive ou 5 non. Sur la figure 3, on a représenté un exemple de chaîne de conversion CH destinée à convertir la tension alternative d'entrée V,, appliquée entre une borne d'entrée E et un point neutre N en une tension continue \fout délivrée entre la première borne de sortie B1 et la deuxième borne de sortie to B2 du convertisseur. La chaîne de conversion CH comprend : - une inductance d'entrée L comprenant une première borne de l'inductance d'entrée reliée à la borne d'entrée E et une deuxième borne de l'inductance d'entrée, - un interrupteur d'entrée S comprenant une première borne reliée à la 15 deuxième borne de l'inductance d'entrée L, l'interrupteur d'entrée S étant un interrupteur commandable bidirectionnel en tension et en courant, - un circuit LC comprenant une première borne reliée à la deuxième borne de l'inductance d'entrée L et une deuxième borne reliée à un point intermédiaire PI, le circuit LC comprenant entre sa première borne et sa 20 deuxième borne, une inductance de résonance Lc de valeur inférieure à celle de l'inductance d'entrée L, et un condensateur C, dit condensateur de liaison, relié en série avec l'inductance de résonance Lc, - un premier interrupteur de sortie D1, comprenant une première borne reliée à la première borne de sortie B1 et une deuxième borne reliée au point 25 intermédiaire PI, configuré pour laisser passer le courant uniquement du point intermédiaire PI vers la première borne de sortie B1, le premier interrupteur de sortie D1 est, dans l'exemple de la figure 3, une diode comprenant une cathode reliée à la première borne de sortie B1 et une anode reliée au point intermédiaire PI, 30 - un deuxième interrupteur de sortie D2 comprenant une première borne reliée à la deuxième borne de sortie B2 et une deuxième borne reliée au point intermédiaire PI, le deuxième interrupteur étant configuré pour laisser passer le courant uniquement de la deuxième borne B2 vers le point intermédiaire, le deuxième interrupteur de sortie D2 est, dans l'exemple de la 7 figure 3, une diode comprenant une anode reliée à la deuxième borne de sortie B2 et une cathode reliée au point intermédiaire PI. Selon l'invention, le convertisseur 100 comprend en outre : - un premier condensateur de sortie C1 comprenant une borne reliée à 5 la première borne de sortie B1 et une autre borne reliée à une deuxième borne de l'interrupteur d'entrée S, - un deuxième condensateur de sortie C2 de même capacité c2 que le premier condensateur de sortie C1 (de capacité cl) et de capacité c2 supérieure à la capacité c du condensateur de liaison C, le deuxième lo condensateur de sortie C2 comprenant une borne reliée à la deuxième borne de sortie B2 et une autre borne reliée à la deuxième borne de l'interrupteur d'entrée S. Les condensateurs de sortie C1, C2 peuvent être polarisés, c'est-à-dire comprendre chacun une borne positive et une borne négative, mais ce n'est pas obligatoire. Dans le cas de la figure 3 où les condensateurs sont polarisés, la borne positive du premier condensateur de sortie C1 est relié à la première borne de sortie B1 et sa borne négative est reliée à la borne positive du deuxième condensateur de sortie C2 et à la deuxième borne de l'interrupteur d'entrée S, la borne positive du deuxième condensateur de sortie C2 est reliée à la deuxième borne de sortie B2. Les condensateurs de sortie présentent une capacité au moins cent fois plus élevée que la capacité du condensateur de liaison et de préférence au moins mille fois plus élevée. (cl > 1000 * c et c2 = cl). De même l'inductance d'entrée L présente une valeur d'inductance I 25 au moins mille fois plus élevée que la valeur Ic l'inductance Lc. Autrement dit, 1> 1000 * Ic. L'interrupteur d'entrée S est un interrupteur commandable bidirectionnel en tension et en courant. Autrement dit, cet interrupteur d'entrée S est apte, dans un état ouvert, à bloquer un courant quelle que soit 30 la polarité de la tension à ses bornes et, dans un état fermé, à conduire le courant dans les deux directions de sa première borne à sa deuxième borne et de sa deuxième borne à sa première borne. Un tel interrupteur comprend, par exemple, deux transistors montés en série avec une source commune. Ces transistors peuvent être des transistors bipolaires à grille isolée ou IGBT, 35 de l'anglais Insulated Gate Bipolar transistor ou des transistors à effet de 8 champ ou FET en référence à l'expression anglo-saxonne « field effect transistor » comme par exemple des transistors à effet de champ à grille isolée de type N ou MOSFET (acronyme anglais de « Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor ». 5 En variante à la réalisation de la figure 3, au moins un des interrupteurs de sortie D1, D2 est un interrupteur commandé de sorte à obtenir laisser passer le courant uniquement dans un sens. Avantageusement, au moins un interrupteur de sortie comprend un interrupteur commandé relié à B1 ou B2 et à PI. Cet interrupteur commandé 10 est commandé de sorte à laisser passer le courant uniquement dans le sens souhaité. A cet effet, l'interrupteur comprend des moyens de commande configurés pour commander l'interrupteur de sortie de sorte que de dernier laisse passer le courant uniquement dans le sens souhaité. Cette solution est plus complexe que l'utilisation de diodes mais a un intérêt dans le domaine 15 des puissances élevées. L'interrupteur peut par exemple comprendre un thyristor ou un transistor à effet de champ à grille isolée plus couramment nommé MOSFET (acronyme anglais de l'expression « Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor » ) à redressement synchrone. Le convertisseur 100 comprend également, comme représenté sur la 20 figure 2, des moyens de commande COM aptes à commander l'interrupteur d'entrée S visible sur la figure 3. Ces moyens de commande COM comprennent des moyens d'établissement de commande ECOM pour générer une commande de rapport cyclique d et des moyens d'actionnement ACT comprenant au moins un actionneur pour actionner l'interrupteur d'entrée S. Autrement dit, l'actionneur est actionné par les moyens d'établissement de commande ECOM de sorte à actionner l'interrupteur d'entrée S pour qu'à chaque période de découpage T, l'interrupteur d'entrée S soit fermé de l'instant 0 à l'instant d*T et ouvert de l'instant d*T à l'instant T. L'interrupteur d'entrée S est alors ouvert, à chaque période de découpage, pendant une durée d'*T, où d' = 1-d. L'état ouvert ou fermé de l'interrupteur d'entrée S a un effet sur le blocage ou la conduction du courant à travers chacun des deux interrupteurs de sortie, D1 et D2, de la chaîne de conversion. D1, D2 sont configurés et disposés (dans le cas des diodes) ou aptes à être commandés pour bloquer ou conduire le courant en fonction de la polarité de la tension en entrée de la 9 chaîne de conversion de sorte qu'un courant continu de même polarité est obtenu en sortie de la chaîne de conversion quelle que soit la polarité de la tension en entrée de la chaîne de conversion. Le rapport entre la tension d'entrée maximale (crête de la tension en s AC) et la tension de sortie V't dépend du rapport cyclique de l'interrupteur d'entrée S. L'inductance résonante Lc et le condensateur de liaison C forment un circuit résonant LC lorsque l'interrupteur d'entrée S est fermé, quelle que soit la polarité du courant d'entrée. Ce circuit résonant est actif seulement 10 pendant une demi-période de résonance, à la fermeture de l'interrupteur S. La période de résonance Tr du circuit LC est donnée par la formule suivante: Tr = 2 * * *C La topologie de la figure 3 permet de délivrer en sortie une tension de 15 même signe, et réglable quel que soit le signe de la tension d'entrée W. Du fait de l'agencement des condensateurs de sortie selon l'invention, les chaînes de conversion, lorsqu'elles sont commandées pour être élévatrices, sont faiblement élévatrices. Elles sont deux fois moins élévatrices que des topologies en pont de Vienna du type de celle décrite 20 dans l'article « 3-Phase Power Factor Correction, Using Vienna Rectifier Approach and Modular Construction for Improved Overall Performance, Efficiency and Reliability », Mr.Abhijit D. Pathak, et Al. En effet, comme nous le verrons par la suite, Vaut = Vinc / (1-d) où Vine est la valeur crête de la tension alternative d'entrée Mn. Le condensateur de liaison C du circuit LC se 25 charge à ±V't/2 (suivant le signe de Vin). Cette solution peu élévatrice peut permettre de s'affranchir d'un étage abaisseur de tension selon la tension de sortie souhaitée. La présence d'un seul interrupteur d'entrée bidirectionnel en tension et en courant, l'absence de pont de redressement d'entrée (pont complet de 30 diodes en entrée) et la simplicité de la topologie permettent d'atteindre un haut niveau d'intégration et un rendement de conversion élevé. Lorsque le convertisseur est utilisé en PFC, l'interrupteur d'entrée est commandé de sorte que le courant prélevé IL en entrée est proportionnel et 10 en phase avec la tension d'entrée Vin. Cela permet d'obtenir un faible niveau d'harmoniques et donc un facteur de puissance élevé. Dans un système polyphasé, comme les capacités des condensateurs de sortie C1 et C2 sont identiques ou sensiblement identiques, le point M, s c'est-à-dire le point de liaison entre les deux condensateurs de sortie C1 et C2 ou point milieu, est un neutre fictif de même potentiel que le point neutre N du réseau d'entrée. L'invention trouve alors une utilité particulière pour les véhicules (avions gros porteurs, avions d'armes, bâtiments de surface, sous-marins, 10 drones de surface ou sous-marin etc.), dont le neutre de la génération de bord (ou réseau de bord) n'est pas distribué ou dans lesquels il n'est pas possible de prélever du courant sur le neutre. Un autre avantage concerne la sécurité. En effet, un défaut entre une phase et le neutre se traduit par une surintensité qu'il est facile de détecter pour protéger le réseau. La topologie 15 proposée permet d'éviter un raccordement à la masse mécanique. Un avantage de cette configuration est d'éviter la circulation de certains harmoniques sur le réseau. Par exemple, dans le cas d'un réseau triphasé, l'harmonique 3 transite facilement sur le neutre avion. Un autre avantage de cette configuration est d'éviter le déclenchement de protections en cas de 20 défaut simple entre une phase et la carcasse permettant ainsi une continuité de service même en cas de défaut. Le point M et le point neutre peuvent être reliés ou non selon les avantages souhaités. Un autre but est de proposer un convertisseur AC/DC destiné à 25 recevoir en entrée une tension polyphasée, permettant son utilisation dans les applications de puissance plus élevée. On propose donc une variante dans laquelle le convertisseur est destiné à convertir une tension polyphasée véhiculée par une ligne polyphasée en une tension continue délivrée entre les deux bornes de sortie 30 du convertisseur. Le convertisseur comprend alors un ensemble de conversion comprenant plusieurs chaînes de conversion transformant chacune une tension alternative, correspondant à une des phases de la ligne polyphasée, appliquée entre les deux bornes d'entrée de cette chaîne de conversion, en une tension continue délivrée entre les deux bornes de sortie 35 B1 et B2 du convertisseur. 11 Un tel ensemble de conversion ENS est représenté sur la figure 4. Cet ensemble de conversion ENS comprend plusieurs chaînes de conversion identiques CH1, CH2, CH3. Chacune de ces chaînes est identique à la chaîne de conversion de la figure 3. Ces chaînes sont reliées aux 5 condensateurs C1 et C2 de sortie de l'ensemble de conversion ENS, c'est à dire du convertisseur, de la même façon que la chaîne CH. Les différentes chaînes de conversion sont reliées à des phases différentes de la ligne polyphasée (phases 1, 2 et 3 sur la figure 4) et soumises à leurs bornes d'entrée respectives E1, E2, E3 à des tensions respectives V1, V2, V3 10 correspondant aux tensions des phases respectives de la ligne polyphasé. Le nombre de chaînes de conversion est égal au nombre de phases du réseau de la tension d'entrée. La figure 4 illustre un exemple non limitatif de convertisseur de puissance comprenant trois chaînes de conversion destiné à être relié à un réseau d'entrée triphasé mais le nombre de phases de la 15 ligne polyphasée d'entrée et donc le nombre de chaînes de conversion pourrait être différent. Chacune de ces chaînes comprend un point intermédiaire P11, P12, PI3 de la chaîne. Comme les phases sont équilibrées (le réseau délivrant des phases de même amplitude et de même fréquence mais déphasées) et comme les 20 chaînes de conversion sont toutes identiques, le courant absorbé sur les différentes phases est le même (au déphasage près entre les phases). Le point M, est donc un neutre fictif de même potentiel que le neutre N du réseau d'entrée, même si ce dernier n'est pas distribué, c'est-à-dire même si ces points M et N ne sont pas reliés l'un à l'autre. 25 Nous allons maintenant décrire le fonctionnement des chaînes de conversion CH en référence à la figure 3 et aux figures 5a et 5b. La valeur de l'inductance d'entrée L est très supérieure à celle de l'inductance résonante L, et la capacité du condensateur d'entrée est faible 30 par rapport à la capacité de chacun des condensateurs C1 et C2, les condensateurs C1 et C2 présentant une capacité identique. La période de découpage T est très inférieure à la période de la tension alternative d'entrée Vin. 12 L'analyse consiste à découper la période de découpage en trois phases de fonctionnement. L'interrupteur d'entrée S, les composants inductifs et capacitifs sont considérés ici comme parfaits. Le fonctionnement est décrit pendant une alternance positive de la 5 tension d'entrée. Pendant une alternance négative, les courants s'inversent et les rôles des diodes D1 et D2 sont également échangés (Di sert à inverser la charge de C et D2 conduit pendant une durée de (1-d)*T ). On se place dans une phase dite de régime établi lors de laquelle l'interrupteur S est commandé de sorte que Vout est fixe (tension de sortie en régime établi) et on considère une période de découpage pendant laquelle la tension d'entrée Vin peut être considérée constante (car l'évolution de la tension Vin est lente par rapport à une période de découpage). Le fonctionnement est le même pour chacune des chaînes de la figure 15 4. Phase 1 L'instant initial t = 0 correspond au début de la période T de découpage. 20 L'interrupteur d'entrée S est fermé de 0 à t1 ce qui bloque la diode D2. Comme visible sur la figure 5b, la tension Vc aux bornes de C diminue par résonance entre L, et C jusqu'à annulation du courant dans la diode D2 qui se bloque naturellement alors que S reste fermé. Le courant Is est le courant circulant dans l'interrupteur d'entrée S 25 vers le point milieu M. Le courant lac est le courant absorbé par le circuit LC. Le courant 4, est le courant absorbé par la chaîne de conversion : A tout instant IS (t) = - Itc(t) + 4.(t) IL (t) = Vin * t/L + (t = 0) 30 IL (t) croit comme représenté sur la figure 5a en traits pointillés. Vix (t) =. + Volai ruc,(t = co - V out/ 2)* cos(w * t) avec co - 1/k, * c D2 se bloque à l'instant t1 : 13 tl = * L, * sin(w * t) ce qui n'est valable que si (Vc(t = 0) - Vaut/ 2) ILC (t) = 17c(t = 0) est supérieur à V°ut/2. Ainsi la valeur absolue de //,c (t) augmente 5 jusqu'au blocage de la diode puis diminue jusqu'à tl comme visible sur la figure 5a en traits pleins. Phase 2 L'interrupteur d'entrée S est toujours fermé mais D2 est bloquée de tl à d*T avec T la période de découpage (T = 1/F où F est la fréquence de découpage). Comme visible sur la figure 5a : 15 A tl, ILc=0 comme visible sur la figure 3, Lut = 0 et Is (t) = IL (t) IL (t) = Vin * t / L + IL(t=t1) la charge de l'inductance L est linéaire comme visible sur la figure 5a. Phase 3 20 L'interrupteur S est ouvert à l'instant t2 = d*T et le reste jusqu'à la fin de la période de découpage T. Lors de cette troisième phase, une partie de l'énergie stockée dans L est restituée à C et à C1. Cette durée (T-d*T) est très courte par rapport à la période de la fréquence de résonance du circuit LC. On se retrouve à 25 travailler autour de w*t = 7r/2 avec w = y , L'allure du courant IL V (L, + L) *C est quasi-linéaire comme visible sur la figure 5a. Pendant la troisième phase, on peut donc écrire : IL (t) = ILc 14 It (t) (Vin - Vota/ 2) I 1(L c L) *C * Sin(w* + 4,(t = d * La décharge en courant de l'inductance d'entrée L est quasi-linéaire et le courant IL(t) dans L décroit, alors que C se charge en tension et Vc (t) augmente de façon quasi-linéaire comme visible sur la figure 5b. On note que pour que la charge moyenne du condensateur de liaison 5 C, c'est-à-dire V, moyenne, soit constante, il faut qu'il y ait égalité entre l'énergie déstockée pendant la phase 1 et celle déstockée pendant la phase 3 ; ceci correspond à une égalité entre les aires positive et négative du courant ILc représentées en hachuré sur la figure 5a. On constate qu'à chaque période de découpage T, on transfère la même énergie aux deux condensateurs de sortie C1 et C2 de même capacité, vers C2 de t=0 à tl et vers C1 de t=d*T à T. Ainsi les condensateurs se chargent à la fréquence de découpage et non à la fréquence du réseau très inférieure à la fréquence de découpage. Cette configuration permet de limiter le stockage de l'énergie et donc la taille des condensateurs ce qui 15 permet d'atteindre un haut niveau d'intégration et/ou de délivrer une tension de sortie stable, en limitant les ondulations de la tension de sortie (la tension moyenne est la même aux bornes des deux condensateurs pendant une période de découpage). Il est à noter que dans le cas d'un montage du type pont de Vienna comme dans l'article « 3-Phase Power Factor Correction, 20 Using Vienna Rectifier Approach and Modular Construction for lmproved Overall Performance, Efficiency and Reliability », Mr.Abhijit D. Pathak, et Al, un des condensateurs de sortie est chargé sur l'alternance positive du réseau et l'autre condensateur de sortie est chargé sur l'alternance négative du réseau. Dans le montage selon l'invention, la charge de Cl et C2 est 25 donc réalisée à la fréquence de découpage au lieu de la fréquence du réseau. Détermination de la tension de sortie Vaut: 30 L'amplitude de la variation de courant IL est la même entre 0 et d*T qu'entre d*T et T dans un régime pendant lequel le courant IL en début de période est identique à celui de fin de période. 15 De t=0 à d*T : AIL = V,,*d*T / L De t=d*T à T : AIL = (Voui/2 + Vc - Vin )*(1 - d)*T / L = (VourVin)*(1 - d)*T / L avec V, = V't/2 5 On en déduit : (Voui - Vin)*(1 - d) = Med c'est-à-dire : Vont = Vin / (1 - d) C'est l'équation d'un convertisseur élévateur (ou « Boost » en terminologie Anglo-saxonne). Cette condition est vérifiée si le produit d*T est supérieur ou égal à Tr/2 (Tr étant la période de résonance du circuit LC formé par 1_, et C ), sinon la décharge du condensateur C n'est pas possible pendant la période de découpage, c'est-à-dire entre 0 et d*T, et le fonctionnement en élévateur décrit ci-avant ne peut pas s'installer. 15 Lorsque d*T est inférieur à Tr/2, alors la décharge du condensateur C n'est pas possible entre 0 et d*T. Le convertisseur fonctionne alors en abaisseur. Ainsi, le fonctionnement élévateur est obtenu lorsque les moyens d'établissement de commande ECOM commandent l'interrupteur d'entrée S 20 de sorte que le rapport cyclique d soit supérieur ou égal à Tr/2. Les moyens d'établissement de commande ECOM peuvent être en outre configurés pour que Vout soit égale à une valeur de consigne Vc',' prédéterminée. En d'autres termes, il ne peut pas y avoir de mise en résonance de Lc et C et donc fonctionnement en élévateur tant que la charge de C (W) n'a 25 pas rallié la valeur de la tension Vout/2 (soit la charge de C2). En fonctionnement élévateur régulé, c'est-à-dire lorsque la tension de sortie est fixe, la tension Vc moyenne aux bornes de C est égale à V't/2. En courant alternatif monophasé ou polyphasé, la tension Vin utilisée 30 dans les équations données ci-avant est la valeur crête de la tension simple du réseau (entre phase et neutre). En fonctionnement élévateur, la tension de sortie V,ut est donc toujours supérieure à la valeur crête maximale de la tension simple entre phase et neutre V'-,. 35 Commutations : 16 A la fermeture de l'interrupteur d'entrée S, les inductances L et Lc s'opposent à l'établissement du courant et on réalise une commutation par courant nul aussi appelée Zéro Current Switching ou ZCS en terminologie 5 anglo-saxonne. L'interrupteur d'entrée S n'est pas parfait, il présente une capacité parasite, l'ouverture de cet interrupteur charge alors sa capacité parasite. L'inductance Lc s'oppose à l'établissement du courant vers la diode D1. Il s'en suit un régime oscillant ou bruit de commutation dû à la mise en 10 résonance de la capacité parasite de l'interrupteur d'entrée S avec l'inductance Lc, ce qui peut entrainer des surtensions aux bornes de l'interrupteur d'entrée S. La fréquence des oscillations peut être très élevée (>10MHz). Afin de limiter l'amplitude et la durée du bruit de commutation dû au 15 blocage de l'interrupteur d'entrée, l'inductance Lc peut être configurée de façon que son circuit magnétique dissipe au moins partiellement l'énergie du bruit de commutation de sorte à limiter et de préférence supprimer les surtensions au blocage de l'interrupteur de sortie S. A cet effet, le circuit magnétique de l'inductance Lc présente une fréquence de coupure inférieure 20 à 10 MHz. La fréquence du bruit de commutation est typiquement supérieure à 10 MHz. L'inductance de résonance Lc qui contribue au bruit de commutation, comprend par exemple un circuit magnétique à entrefer réparti. Ce type d'inductance est, par exemple, réalisé en un matériau à faible perméabilité 25 magnétique, par exemple, inférieur à 100 nH/spire2. La faible énergie du bruit de commutation, à une fréquence supérieure à quelques MHz, sera dissipée dans le matériau magnétique. Utilisation en PFC 30 Au passage par zéro de la tension Vc, la charge de C doit s'inverser ce qui ne peut être fait instantanément et peut affecter l'allure du courant absorbé. Les valeurs des composants Lc et C sont avantageusement choisies 35 pour assurer le retournement de la tension Vc sur le condensateur C dans un 17 temps suffisamment court pour autoriser une plage de variation du rapport cyclique suffisamment importante pour tenir la dynamique de tension d'entrée et pour limiter le pic de courant ls qui circule dans l'interrupteur d'entrée. Cela permet de limiter un surdimensionnement conséquent de 5 l'interrupteur d'entrée. Démarrage Au démarrage du convertisseur, c'est-à-dire lors de l'établissement de 10 la tension d'entrée Vin sur la borne d'entrée, lorsque l'interrupteur de sortie S n'est pas commandé, il apparait un appel de courant inhérent aux interrupteurs D1 et D2 (le convertisseur se comporte comme un redresseur). Cet appel de courant est traditionnellement limité en prévoyant un dispositif de pré-charge en aval ou en amont du convertisseur du type comprenant un 15 interrupteur ou un contacteur venant court-circuiter, en régime établi, des résistances montées en série avec les phases ou un interrupteur (transistor) de puissance sur le bus continu, qui court-circuite, en régime établi, une résistance montée en série, en amont des condensateurs de sortie. Le dispositif de pré-charge permet la charge des condensateurs de sortie au 20 démarrage du convertisseur. Or, ce type de dispositif de pré-charge est volumineux. Un avantage du convertisseur selon l'invention est de permettre de régler la tension Vout délivrée à une valeur prédéterminée comprise entre zéro et une valeur supérieure à la valeur crête de la tension simple, ce qui 25 peut permettre de limiter l'appel de courant au démarrage en intégrant la montée de la tension de sortie sur un temps long de plusieurs périodes AC de Vin. Cela s'applique aussi bien dans le cas monophasé que polyphasé. La limitation du courant d'appel au démarrage est réalisée par une commande judicieuse de l'interrupteur d'entrée. 30 En effet, en l'absence de découpage, les condensateurs C, C1 et C2 se chargent à des valeurs de tension inversement proportionnelles à leurs capacités. En conséquence, V, est quasiment égale à Vin car C est de très faible valeur comparativement à C1 et C2. La tension de sortie V't reste alors minime (dans le rapport inverse des valeurs des capacités des 35 condensateurs C et C1 ou C2) suivant l'alternance considérée. 18 Quand le convertisseur découpe, le condensateur de liaison C peut rester chargé à une tension moyenne supérieure à V't/2, si le rapport cyclique d est réglé de façon à empêcher sa décharge complète durant le début de la période de découpage T, la tension de sortie V0,4 est alors égale s à Vin - Vo et Vout est d'autant plus faible que V, est importante. Ceci n'est possible que si le rapport cyclique d est tel que d*T est d'une durée inférieure à la demi-période de résonance du circuit LC (couple C et Lc), soit * T DS, alors Vout est supérieure à Vin. Avantageusement, les moyens de commande COM sont configurés pour 25 commander l'interrupteur d'entrée de sorte que le convertisseur fonctionne en abaisseur au démarrage du convertisseur. Autrement dit, les moyens de commande COM sont configurés pour régler la valeur du rapport cyclique d de façon que ci * T REVENDICATIONS1. Convertisseur AC-DC à découpage destiné à délivrer une tension de sortie Vout continue entre une première borne de sortie (B1) et une deuxième borne de sortie (B2), ledit convertisseur comprend au moins une chaîne de conversion destinée à convertir une tension alternative d'entrée appliquée entre une borne d'entrée (E) et un point neutre (N), la chaîne de conversion comprenant : - une inductance d'entrée (L) comprenant une première borne de l'inductance d'entrée reliée à la borne d'entrée (E) et une deuxième borne de 10 l'inductance d'entrée, - un interrupteur d'entrée (S) comprenant une première borne reliée à la deuxième borne de l'inductance d'entrée (L), l'interrupteur d'entrée (S) étant un interrupteur commandable bidirectionnel en tension et en courant, 15 - un circuit LC comprenant une première borne reliée à la deuxième borne de l'inductance d'entrée (L) et une deuxième borne reliée à un point intermédiaire (PI), le circuit LC comprenant entre sa première borne et sa deuxième borne, une inductance de résonance (Lc) de valeur inférieure à celle de l'inductance d'entrée (L), et un condensateur de liaison C relié en 20 série avec l'inductance de résonance (Lc), - un premier interrupteur de sortie D1 comprenant une première borne reliée à la première borne de sortie B1 et une deuxième borne reliée au point intermédiaire PI, laissant passer le courant uniquement du point intermédiaire PI vers la première borne de sortie B1, 25 - un deuxième interrupteur de sortie D2 comprenant une première borne reliée à la deuxième borne de sortie B2 et une deuxième borne reliée au point intermédiaire PI, le deuxième interrupteur laissant passer le courant uniquement de la deuxième borne B2 vers le point intermédiaire, le convertisseur comprenant en outre : 30 - un premier condensateur de sortie (Ci) comprenant une borne reliée à la première borne de sortie (B1) et une autre borne reliée à une deuxième borne de l'interrupteur d'entrée (S), - un deuxième condensateur de sortie (C2) de même capacité que le premier condensateur de sortie (C1) et de capacité supérieure à la capacité du 25 condensateur de liaison (C), le deuxième condensateur de sortie (C2) comprenant une borne reliée à la deuxième borne de sortie (B2) et une autre borne reliée à la deuxième borne de l'interrupteur d'entrée (S). 5 2. Convertisseur AC-DC selon la revendication précédente, le convertisseur étant destiné à transformer une tension polyphasée comprenant plusieurs phases en une tension continue, ledit convertisseur comprenant plusieurs chaînes de conversion identiques, chaque chaîne de conversion recevant une des phases sur sa borne d'entrée. 3. Convertisseur AC-DC selon l'une quelconque des revendications précédentes, comprenant des moyens de commande (COM) configurés pour commander l'interrupteur d'entrée (S) de sorte que la chaîne de conversion fonctionne en abaisseur pendant une phase de démarrage du convertisseur. 4. Convertisseur AC-DC selon l'une quelconque des revendications précédentes, comprenant des moyens de commandes configurés pour commander l'interrupteur d'entrée (S) de sorte que, pendant une phase de démarrage du convertisseur, la tension de sortie Vout est une fonction monotone croissante du temps et rejoint une tension de consigne en passant par une tension de sortie intermédiaire non nulle et inférieure à la tension de consigne puis pour commander le convertisseur, pendant une phase de régime établi, débutant lorsque la tension de sortie atteint la tension de consigne, de sorte à maintenir la tension de sortie sensiblement fixe à la tension de consigne pendant une durée non nulle. 5. Convertisseur AC-DC selon la revendication précédente, dans lequel les moyens de commande sont configurés pour que la phase de démarrage du convertisseur comprenne une phase d'augmentation de la tension de sortie Vout du convertisseur avec une dérivée continue d'une tension initiale à la tension de consigne. 6. Convertisseur AC-DC selon l'une quelconque des revendications précédentes, dans lequel l'inductance d'entrée est reliée à la borne d'entrée 35 par l'intermédiaire d'un filtre passe-bas. 26 7. Convertisseur AC-DC selon l'une quelconque des revendications précédentes, dans lequel l'inductance de résonance présente un circuit magnétique de fréquence de coupure inférieure à 10 MHz. 5 8. Procédé de commande d'un convertisseur AC-DC selon l'une quelconque des revendications précédentes, comprenant une étape de démarrage du convertisseur lors de laquelle l'interrupteur d'entrée (S) est commandé de sorte que la chaîne de conversion fonctionne en abaisseur. 10 9. Procédé de commande d'un convertisseur AC-DC selon l'une quelconque des revendications 1 à 7, le procédé comprenant une phase de démarrage du convertisseur débutant au démarrage du convertisseur, pendant laquelle on commande l'interrupteur d'entrée (S) de sorte que la tension de sortie Vota est une fonction monotone croissante du temps et 15 rejoint une tension de consigne en passant par une tension de sortie intermédiaire non nulle et inférieure à la tension de consigne, le procédé comprenant une phase de régime établi, débutant lorsque la tension de sortie atteint la tension de consigne, pendant laquelle on commande l'interrupteur de sorte à maintenir la tension de sortie sensiblement fixe à la 20 tension de consigne pendant une durée non nulle. 10. Procédé de commande d'un convertisseur AC-DC selon la revendication précédente, dans lequel la phase de démarrage comprend une phase d'augmentation de la tension de sortie Vout du convertisseur avec une 25 dérivée continue d'une tension initiale à la tension de consigne. 11. Procédé de commande selon l'une quelconque des revendications 9 à 10, dans lequel la chaîne de conversion fonctionne en élévateur lors d'une phase de régime établi ultérieure à la phase de démarrage. 30