FR 3084802 A1 20200207 FR 1857334 A 20180806 SYSTÈME ANALOGIQUE DE RÉCUPÉRATION DE PORTEUSE POUR RÉCEPTEUR DE SIGNAL N-PSK DESCRIPTION DOMAINE TECHNIQUE La présente invention s'applique de manière générale au domaine des systèmes de télécommunication sans fil et plus particulièrement à ceux offrant un très haut débit (plusieurs dizaines de Gb/s) dans des conditions de courte portée ou de vue directe ou LOS (Line Of Sight). ÉTAT DE LA TECHNIQUE ANTÉRIEURE Les systèmes de télécommunication sans fil à très haut débit (plusieurs Gb/s) et courte portée peuvent être envisagés dans de nombreuses applications que ce soit le raccordement d'appareils mobiles (smartphones, tablettes, cameras, appareils photo etc.) à un dispositif fixe (PC, station d'accueil, télévision, serveur, etc.), les communications peer to peer, les réseaux locaux (LAN), la connectique industrielle ou robotique (notamment pour permettre une transmission de données entre organes en mouvement ou soumis à des vibrations) ou la connexion de faisceaux de câbles dans le domaine aéronautique ou spatial. La plupart des architectures de transmission de données sans fil à haute efficacité énergétique (quelques pJ/bit) utilisent actuellement des modulations simples à faible efficacité spectrale (modulation OOK par exemple) et des récepteurs non cohérents, basés sur une simple détection de puissance ou d'enveloppe. Un exemple d'un tel système de communication est décrit dans l'article de H.J. Lee et al. intitulé « High-speed and lowpower OOK CMOS transmitter and receiver for wireless chip-to-chip communication » publié dans Proc. of IMWS 2015. Ce système permet d'obtenir théoriquement un débit de 12 Gb/s entre un émetteur et un récepteur séparé de 1 cm en utilisant une modulation 2 OOK (On-Off Keying) sur une porteuse à 80 GHz. La bande passante est de 15 GHz environ et la consommation du récepteur est de l'ordre de 3.8 pi/bit. En pratique, il est difficile d'obtenir des débits élevés avec ce type d'architecture, d'une part en raison de la limitation de la bande passante et d'autre part en raison de la 5 faible efficacité spectrale de la modulation utilisée. Il est toutefois possible d'utiliser des modulations d'ordre plus élevé (de phase, d'amplitude, de fréquence) pour atteindre des débits plus importants, mais il est alors nécessaire de recourir à un récepteur de type cohérent, c'est-à-dire à un récepteur dont la fréquence et la phase doivent être synchronisées avec celles de l'émetteur. La 10 synchronisation du récepteur est réalisée par une boucle à verrouillage de phase ou PLL (Phase Locked Loop). Qui plus est, un circuit numérique de traitement du signal est généralement utilisé en réception pour effectuer une synchronisation fine nécessaire à la démodulation du signal. Lorsque le traitement est effectué à une très grande fréquence d'échantillonnage (pour des débits élevés), la consommation énergétique des 15 convertisseurs analogiques/numériques et du circuit numérique devient alors importante. En outre, une boucle PLL consomme une puissance statique non négligeable. Ainsi les circuits de traitement utilisés pour la démodulation cohérente de signaux, par exemple au standard 802.11ad (WiGiG) à 60GHz consomment-ils de 0.5 à 3W pour des débits de 1.9 à 3.8 Gb/s, consommation qui s'avère bien trop élevée pour la plupart des récepteurs n'ayant 20 qu'une faible autonomie en énergie. Dans le cas d'une transmission à courte portée ou en conditions de vue directe (LOS), le traitement numérique du signal peut être simplifié dans la mesure où une égalisation du signal reçu n'est plus nécessaire. Il est alors envisageable de se passer des convertisseurs analogique/numérique ainsi que du circuit numérique, et de synchroniser le 25 récepteur en effectuant une récupération de porteuse dans le domaine analogique. Une première solution pour récupérer la porteuse à partir du signal reçu consiste à utiliser une boucle de Costas. On trouvera un exemple de récepteur analogique utilisant une boucle de Costas dans l'article de S.J. Huang et al. intitulé « W-band BPSK and QPSK transceivers with Costas-loop carrier recovery in 65-nm CMOS technology », publié dans IEEE Journal of Solid-State Circuits, vol. 46, N° 12, Dec. 2011, pp. 3033-3046. Si un tel 3 récepteur permet d'atteindre des débits de quelques Gb/s en utilisant une modulation QPSK dans la bande W (87 GHz), en revanche la consommation en énergie du récepteur est d'environ 50pJ/bit, soit un ordre de grandeur supérieur à la consommation des récepteurs non cohérents. 5 Une seconde solution pour récupérer la porteuse à partir du signal reçu consiste à utiliser un oscillateur verrouillé par injection ou ILO (Injection Locked Oscillator), comme décrit dans l'article de Z. He et al. intitulé «A 12Gbps analog QPSK baseband receiver based on injection-locked VCO », publié dans Proc. of 2015 IEEE MTT-S International Microwave Symposium, 2015, pp. 1-4. Le principe de fonctionnement en est le suivant : lorsqu'un 10 signal à la fréquence porteuse est directement injecté dans un oscillateur dont la fréquence propre est proche de cette fréquence, celui-ci se met à osciller en se verrouillant en fréquence et en phase sur le signal injecté. Cependant, lorsque le signal injecté est un signal modulé (comme c'est le cas avec le signal reçu), le verrouillage n'est pas efficace et la fréquence d'oscillation de l'ILO est instable, dérivant entre sa fréquence propre et celle du 15 signal injecté. Le but de la présente invention est par conséquent de proposer une architecture de récepteur cohérent, et plus particulièrement un système analogique de récupération de porteuse, capable de démoduler des signaux ayant un ordre de modulation élevé et 20 d'atteindre des débits de plusieurs dizaines de Gb/s, ce pour une consommation en énergie comparable à celle des récepteurs non cohérents inférieure à 10 pJ/b. EXPOSÉ DE L'INVENTION La présente invention est définie par un système de récupération de porteuse 25 pour récepteur cohérent destiné à recevoir un signal modulé en phase, S(t) ,au moyen d'une modulation N -PSK de ladite porteuse, ledit système étant particulier en ce qu'il comprend un circuit de pré-conditionnement de signal pour fournir, à partir dudit signal modulé en phase, un signal pré-conditionné possédant une composante non modulée à une harmonique Nf. de la fréquence porteuse f et un circuit de régénération de porteuse 4 pour générer un signal sinusoïdal à la fréquence porteuse en se verrouillant en phase sur ladite harmonique. Selon un premier mode de réalisation, le circuit de pré-conditionnement de signal comprend une pluralité K = -1 d'étages où N est un nombre pair, chaque étage (k) 2 5 comprenant un retard de valeur , et un mélangeur, le mélangeur d'un étage (k) Nt: multipliant le signal fourni par le mélangeur de l'étage précédent (k-1) avec le signal en sortie du retard de l'étage précédent, après l'avoir retardé par le retard de l'étage courant (k), le premier étage recevant ledit signal modulé en phase, le signal en sortie du mélangeur du dernier étage étant redressé au moyen d'un redresseur pour fournir le signal pré- 10 conditionné (SP(t) ) De manière équivalente, le circuit de pré-conditionnement de signal peut obtenir le signal pré-conditionné au moyen de SP(t) = 1 où N est un nombre pair. s N% y Selon un second mode de réalisation, le circuit de pré-conditionnement de signal comprend une pluralité N d'étages en cascade, chaque étage (k) comprenant un mélangeur 15 multipliant le signal en sortie de l'étage précédent (k-1) avec le signal modulé en phase, le premier étage recevant le signal modulé en phase et le multipliant avec lui-même, un filtre passe-bande ou passe-haut filtrant le signal en sortie du mélangeur en ne laissant passer que ladite harmonique supérieure, Nt. , pour fournir le signal pré-conditionné. De manière équivalente, le circuit de pré-conditionnement de signal obtient le 20 signal pré-conditionné au moyen de SP(t)= PFm. (t)0 (t) , où PI UJ désigne la réponse impulsionnelle d'un filtre passe-bande ou passe-haut destinée à ne laisser passer que l'harmonique supérieure, Nr. . Le circuit de régénération de porteuse peut être un diviseur de fréquence de facteur N. 25 Dans ce cas, le système de récupération de porteuse peut comprendre un diviseur de fréquence verrouillé en injection suivi d'au moins un diviseur de fréquence utilisant une 5 logique de commutation de courant CML et/ou au moins un diviseur de fréquence à base de bascules CMOS, le produit des facteurs de division de fréquence de ces diviseurs étant égal à N . Alternativement, le circuit de régénération de porteuse peut comprendre un 5 oscillateur à verrouillage par injection fonctionnant à la fréquence Nf' suivi d'un diviseur de fréquence de facteur N , l'oscillateur se verrouillant en phase sur ladite composante non modulée à Ag, du signal pré-conditionné et fournissant un signal purement sinusoïdal à la fréquence Nfil, le diviseur de fréquence divisant la fréquence de ce signal purement sinusoïdal d'un facteur N pour régénérer la porteuse. 10 Alternativement encore, le circuit de régénération de porteuse peut comprendre un oscillateur à verrouillage par injection fonctionnant à la fréquence -N f , où M est un M diviseur entier de N, suivi d'un diviseur de fréquence de facteur N' l'oscillateur se M verrouillant en fréquence et phase sur ladite composante non modulée à Nt du signal pré- conditionné et fournissant un signal purement sinusoïdal à la fréquence hi , le diviseur 15 de fréquence divisant la fréquence de ce signal purement sinusoïdal d'un facteur -N pour régénérer la porteuse. Si le signal modulé en phase est un signal QPSK, l'oscillateur à verrouillage par injection est avantageusement un oscillateur à paire croisée différentiel comprenant un circuit résonnant LC, dont la fréquence de résonance est proche de 2fc, l'injection du signal 20 pré-conditionné étant réalisée en mode commun, le diviseur de fréquence divise la fréquence du signal différentiel en sortie de l'oscillateur d'un facteur 2. Alternativement enfin, le circuit de régénération de porteuse peut comprendre un oscillateur à verrouillage par injection fonctionnant à la fréquence f., l'oscillateur se verrouillant en fréquence et phase sur ladite composante non modulée à Nt, du signal pré- 25 conditionné et fournissant un signal sinusoïdal à la fréquence f. pour régénérer la porteuse. 6 Dans ce cas, le circuit de régénération de fréquence peut comprendre deux oscillateurs à paire croisée différentiels en quadrature, utilisant des circuits résonants LC, dont la fréquence de résonance est proche de fc, les oscillateurs en quadrature se verrouillant par injection en mode commun, ladite injection en mode commun étant 5 réalisée par le circuit de pré-conditionnement, comprenant un transistor (To) polarisé de sorte que son point de polarisation appartienne à une partie non linéaire de sa caractéristique courant drain-source en fonction de sa tension grille source, ledit transistor recevant sur sa grille, à travers un condensateur de liaison, le signal modulé en phase. BRÈVE DESCRIPTION DES DESSINS 10 D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront à la lecture d'un mode de réalisation préférentiel de l'invention, décrit en référence aux figures jointes parmi lesquelles : La Fig. 1 représente de manière schématique l'architecture d'un récepteur cohérent utilisant un système de récupération de porteuse selon l'invention ; 15 La Fig. 2A représente de manière schématique un premier exemple de circuit de pré-conditionnement de signal pour le système de récupération de porteuse de la Fig. 1; La Fig. 2B représente les spectres de signaux en entrée et en sortie du circuit de la Fig. 2A ; La Fig. 3A représente de manière schématique un second exemple de circuit de 20 pré-conditionnement de signal pour le système de récupération de porteuse de la Fig. 1; La Fig. 3B représente les spectres de signaux en entrée et en sortie du circuit de la Fig. 3A ; La Fig. 4 représente de manière schématique un circuit de pré-conditionnement de signal pour un système de récupération de porteuse selon un premier mode de 25 réalisation de l'invention ; La Fig. 5 représente de manière schématique un circuit de pré-conditionnement de signal pour un système de récupération de porteuse selon un second mode de réalisation de l'invention ; 7 Les Figs. 6A-6D représentent de manière schématique différentes variantes du circuit de régénération de porteuse pour le système de récupération de porteuse selon la Fig. 1; La Fig. 7 représente de manière schématique un premier exemple 5 d'implémentation du circuit de régénération de porteuse ; La Fig. 8A représente de manière schématique un second exemple d'implémentation du circuit de régénération de porteuse ; La Fig. 8B représente le spectre de signaux en différents points du circuit de régénération de porteuse de la Fig. 8A; 10 La Fig. 9A représente de manière schématique un troisième exemple d'implémentation du circuit de régénération de porteuse ; La Fig. 9B représente le spectre de signaux en différents points du circuit de régénération de porteuse de la Fig. 9A; La Fig. 10A représente de manière schématique un exemple d'implémentation du 15 système de récupération de porteuse ; La Fig. 10B représente le spectre de signaux en différents points du système de récupération de porteuse de la Fig. 10A. EXPOSÉ DÉTAILLÉ DE MODES DE RÉALISATION PARTICULIERS 20 Nous considérerons dans la suite un récepteur de signal N-PSK autrement dit une porteuse modulée par des symboles appartenant à un alphabet de modulation de phase PSK (Phase Shift Keying) d'ordre N. L'alphabet de modulation est constitué par les symboles f 2.7.1 complexes ej = O...., N -1 . L'idée générale de l'invention est de récupérer la porteuse au moyen d'une 25 première étape d'obtention d'une harmonique non modulée de cette porteuse et d'une seconde étape de verrouillage d'un oscillateur par injection de cette harmonique. En effet, comme on l'a vu plus haut, l'injection directe du signal modulé (ici N-PSK) conduit à une fréquence d'oscillation instable et n'est donc pas utilisable en pratique. 8 La Fig. 1 représente de manière schématique l'architecture d'un récepteur cohérent, 100, utilisant un système de récupération de porteuse selon l'invention. Le signal N-PSK reçu par l'antenne 110 est amplifié classiquement par un amplificateur faible bruit 120 avant d'être démodulé en bande de base par deux 5 mélangeurs en quadrature 1301, 1302, les signaux en bande de base sur les voies I et Q étant ensuite convertis en données numériques par les convertisseurs CAN 1402, 1402. Optionnellement, un détecteur d'erreur de phase (et le cas échéant d'amplitude), 150, détermine l'erreur d'écart de phase entre les deux voies par rapport à la quadrature (le cas échéant également l'erreur de gain) et corrige cette erreur au moyen d'un déphaseur (le 10 cas échéant, l'erreur de gain au moyen d'un amplificateur) 160, pour fournir deux sinusoïdes en quadrature (et de même amplitude) aux mélangeurs. De nombreux dispositifs de correction de phase et de gain pour démodulateur en quadrature sont connus de l'état de la technique, par exemple de US-B-6 891 440. L'objet de l'invention ne concerne cependant pas un tel dispositif. 15 Le récepteur, 100, comprend en outre un système de récupération de porteuse 170 constitué d'une part, par un circuit de pré-conditionnement, 180, destiné à générer un signal non modulé à une harmonique supérieure Nt de la fréquence porteuse, f , à partir du signal N-PSK reçu, et d'autre part, par un régénération de fréquence porteuse, 190, pour générer à partir de cette harmonique deux signaux en quadrature, à la fréquence porteuse 20 Nous considérerons tout d'abord la structure du circuit de pré-conditionnement du système de récupération de porteuse. On supposera dans un premier exemple que le signal reçu, S(t) est un signal QPSK, 25 autrement dit N = 4, le circuit de pré-conditionnement correspondant étant illustré en Fig. 2A. Le signal S(t) est mélangé (autrement dit multiplié) dans le mélangeur 210 avec une version de S(t), déphasée de 90° (à la fréquence porteuse f) au moyen du déphaseur 220. De manière équivalente, le signal S(t) est retardé d'un quart de période de la 9 fréquence porteuse, soit 114f, , avant d'être mélangé avec lui-même. Le signal en sortie du mélangeur est donné par : S '(t) = S (t).S (t + 1 -) (1) 4f, 5 Ce signal est ensuite redressé par un redresseur 230, qui fournit le module S P (t) S '(t)1 en sortie du circuit de pré-conditionnement. Le signal reçu 5(t) étant un signal modulé QPSK, celui-ci peut s'exprimer sous la 10 forme: (t) = A, ces (22-1- Lt) + A ' sin (22-f t) (2) où A, =±1 et Agi, =±1 sont les amplitudes des symboles QPSK (à un coefficient multiplicatif 15 près) et donc (A, )2 = (A0)2 =1. Il en résulte que le signal pré-conditionné en sortie du redresseur n'est autre que : SP(t) S (t).S (t + 1 ) -Icos(2.7z-.2,f,t1 (3) 4f 20 Ce signal pré-conditionné est donc un signal sinusoïdal redressé, de période (du fait de la présence de la valeur absolue). On a représenté en Fig. 2B les spectres respectifs des signaux S(t), S1(t) et SP(t) où l'on a porté en abscisses la fréquence normalisée par la fréquence porteuse fr . On remarque que le signal pré-conditionné comporte, comme prévu, une raie prononcée, centrée sur 4f, alors que le signal QPSK lui- 1 4f, 10 même n'en comporte pas (les symboles de modulation sont statistiquement équidistribués). Un second exemple de réalisation de circuit de pré-conditionnement, toujours 5 pour un signal QPSK, est représenté en Fig. 3A. Dans cet exemple, le signal reçu S(t) est mélangé avec lui-même dans un premier mélangeur 310 et le signal de mélange est lui-même encore une fois mélangé avec lui-même dans un second mélangeur 320 pour fournir le signal pré-conditionné SP(t). Ce signal peut donc s'exprimer sous la forme : 3 (4) 10 S4(t)=-2+ 2A,A, sin (271-.2 ft)--1 cos(22-.4 ft) On remarque qu'il comporte une partie DC, un signal modulé à la fréquence 2f, et un signal non modulé à la fréquence quadruple de la fréquence porteuse. Le signal pré-conditionné SP(t) est obtenu en filtrant le signal 54(t) à l'aide d'un 15 filtre passe-haut ou d'un filtre passe-bande 330 laissant passer la composante à 4f et éliminant celle, modulée, à 2f . La Fig. 3B représente les spectres respectifs des signaux S(t), 52(t) et SP(t) où l'on a porté comme précédemment en abscisses la fréquence normalisée. On vérifie bien que le signal pré-conditionné SP(t) présente une raie spectrale prononcée, à 4f, . 20 De manière plus générale, la Fig. 4 représente un premier circuit de pré-conditionnement de signal pour un système de récupération de porteuse, lorsque le signal reçu est un signal N-PSK. Le circuit de pré-conditionnement comprend une batterie de K --N-1 (où N est 2 25 une valeur paire) mélangeurs en cascade, 4101,...,410K, et une série de K déphaseurs associés, 4201,...,420K, chaque déphaseur, 420k, introduisant un déphasage élémentaire de 2ir à a la fréquence f.. Ces déphaseurs peuvent être réalisés au moyen de retards de valeur 11 1 , autrement dit d'une fraction -1 de la période de la porteuse. Le signal en sortie d'un Nf, déphaseur est fourni d'une part à l'entrée du déphaseur suivant de la série et d'autre part à une entrée du mélangeur associé, 410k, du même étage k. Le premier déphaseur 4201 reçoit directement le signal 5(t) en entrée du circuit 5 de pré-conditionnement. Chaque mélangeur 410k effectue une multiplication entre la sortie du mélangeur précédent 410k4 et la sortie du kème déphaseur de la série, 420k. La sortie du dernier mélangeur, 410K, est reliée à l'entrée du redresseur, 430. Le signal pré-conditionné SP(t) en sortie du circuit du redresseur s'exprime en 10 définitive sous la forme : SP(t) = V 1 ( (5) k 2 fis k-0 Nfc y La Fig. 5 représente un second circuit de pré-conditionnement de signal pour un 15 système de récupération de porteuse, lorsque le signal reçu est un signal N-PSK. Ce circuit de pré-conditionnement comporte une pluralité N de mélangeurs en cascade, 5101,...510N, chaque mélangeur 510k effectuant une multiplication du signal en sortie du mélangeur précédent 510k4 avec le signal reçu , 5(t) . Le premier mélangeur effectue simplement une multiplication du signal S(t), avec lui-même. En définitive, le 20 signal en sortie du dernier mélangeur n'est donc autre que SA (t). Ce signal est soumis à un filtrage passe-haut ou passe-bande dans le filtre 520 pour ne laisser passer que la IVème harmonique supérieure, de fréquence Nf. , d'où : S P(t) = PE (t)0 (t) (6) 25 12 où PF désigne la réponse impulsionnelle d'un filtre (passe-bande ou passe-haut) ne laissant passer que l'harmonique à Nf. et 0 est l'opérateur de convolution. On remarque que, quel que soit le mode de réalisation envisagé, le signal pré-conditionné comprend une harmonique supérieure Nf. de la fréquence porteuse. Ce signal 5 est utilisé pour verrouiller en phase un oscillateur comme décrit ci-après. Selon une première variante, représentée en Fig. 6A, le circuit de régénération de porteuse peut être un simple diviseur de fréquence de rang N, apte à fournir deux signaux sinusoïdaux en quadrature à la fréquence . Pour de très hautes fréquences, de l'ordre de 10 plusieurs dizaines de GHz, on utilisera avantageusement un diviseur de fréquence verrouillé en injection ou ILFD (Injection Locked Frequency Divider) suivi d'un ou de plusieurs diviseurs de fréquence utilisant une logique de commutation de courant ou CML (Current Mode Logic) et/ou des diviseurs de fréquence conventionnels à base de bascules CMOS. Les diviseurs de fréquences CML peuvent être employés jusqu'à des fréquences de 15 l'ordre de 30 GHz et ceux à base de bascules CMOS jusqu'à quelques GHz. Ainsi, un premier rang de division peut être réalisé à l'aide d'un diviseur ILFD, un second par un diviseur CML et un troisième, si besoin, par un diviseur CMOS, étant entendu que le produit des facteurs de division successifs est choisi égal à N. 20 Selon une seconde variante, représentée par les exemples en Figs. 6B à 6D, le circuit de régénération de porteuse est réalisé à partir d'un oscillateur verrouillé par injection (ILO) du signal pré-conditionné, SP(t). Dans l'exemple de la Fig. 6B, le signal pré-conditionné SP(t) est injecté dans l'oscillateur ILO. Le verrouillage de phase de l'oscillateur sur la harmonique se traduit 25 par une réjection des parties du spectre contenant une modulation de phase et la régénération d'un signal non modulé, purement sinusoïdal à la fréquence Nf.. Ce signal est ensuite divisé en fréquence par un facteur N pour produire deux signaux en quadrature comme décrit précédemment en relation avec la Fig. 6A. 13 Dans l'exemple de la Fig. 6C, le signal pré-conditionné SP(t) est injecté dans l'oscillateur ILO et celui-ci oscille librement à une fréquence Nf, I M où M est un diviseur entier de N, en se verrouillant en phase sur la composante à Nf. du signal injecté. Ainsi, l'oscillateur ILO se comporte comme un diviseur de fréquence ILFD. Il effectue à la fois la 5 réjection des parties du spectre modulées en phase et une première division de fréquence, d'un facteur M . Cet oscillateur est suivi d'un diviseur de fréquence classique, par exemple à bascules CMOS, pour effectuer une division par le facteur restant N I M et régénérer ainsi la porteuse. Enfin, dans l'exemple de la Fig. 6D, le signal pré-conditionné SP(t) est injecté dans 10 l'oscillateur ILO et celui-d oscille librement à la fréquence f: en se verrouillant en phase sur la composante à Nf, du signal injecté. L'oscillateur se comporte comme un diviseur de fréquence ILFD de facteur N et les signaux en quadrature à la fréquence f sont directement fournis par l'oscillateur sans qu'il soit nécessaire de prévoir un étage de division supplémentaire. 15 La Fig. 7 représente de manière schématique un premier exemple d'implémentation du circuit de régénération de porteuse. Ce circuit est conforme à la première variante décrite précédemment en relation avec la Fig. 6A. Dans le cas présent, il s'agit d'un diviseur de fréquence de facteur 4, adapté 20 par conséquent à un système de récupération de porteuse pour un signal QPSK. Le circuit de régénération est constitué de deux diviseurs de fréquence par 2, 710 et 720, montés en cascade. Chaque diviseur de fréquence par 2 est réalisé en logique CML, au moyen de deux bascules 711 et 712, montées en boucle, les sorties de données de l'une (5M, SP) étant croisées pour fournir les entrées de données (DM, DP) de l'autre, les signaux d'horloge 25 d'une bascule (CKP, CKM) étant également inversés par rapport aux signaux d'horloge de l'autre. Le détail d'une bascule a été représenté en bas de la figure, la partie gauche (maître) comprenant une paire de transistors (sample and hold) contrôla nt la partie gauche (esclave), de manière connue en soi. 14 Le signal pré-conditionné SP(t) est utilisé en mode différentiel comme signal d'horloge (CKM, CKP) de la première bascule, 711, du premier diviseur de fréquence par 2 et le signal à la fréquence porteuse est fourni par la seconde bascule (non représentée) du second diviseur de fréquence par 2, 720. En pratique, pour générer les deux signaux en 5 quadrature, on utilisera deux seconds diviseurs de fréquence par 2, recevant les sorties SM, SP du premier diviseur par 2, les entrées des deux seconds diviseurs étant croisées entre elles. La Fig. 8A représente de manière schématique un second exemple 10 d'implémentation du circuit de régénération de porteuse pour un signal QPSK. Ce circuit est conforme à la seconde variante décrite précédemment, en relation avec la Fig. 6B. Il comprend un oscillateur verrouillé par injection (ILO), 810, fonctionnant autour de la fréquence 4f. et verrouillé sur la raie 4f. du signal pré-conditionné, SP(t). Autrement dit, la fréquence 4f. se trouve dans l'intervalle de verrouillage (lock-in range) 15 de l'oscillateur ILO. Il régénère la raie à 4f du signal SP(t) (ainsi que le bruit de phase autour de cette raie) et rejette les parties résiduelles du spectre correspondant à de la modulation de phase. La structure de l'oscillateur ILO, 810, est détaillée en bas de la figure. Il est basé sur un oscillateur à paire croisée différentiel utilisant un circuit résonant LC (LCtank). Le signal SP(t) est injecté en différentiel dans l'oscillateur. Celui-ci se verrouille sur 20 la raie de plus forte puissance se situant dans son intervalle de verrouillage, à savoir la raie à 4f. du signal SP(t). Le signal différentiel en sortie (Out,Out ) recopie cette raie. Il est ensuite divisé par un diviseur de fréquence de facteur 4, 820, tel que par exemple le diviseur à logique CML de la Fig. 7. La Fig. 8B représente le spectre de signaux intervenant dans le circuit de 25 régénération de porteuse de la Fig. 8A. On a tout d'abord représenté le spectreS(f) du signal QPSK reçu. Ce spectre est relativement étalé en raison de la modulation de phase. Le signal reçu est pré-conditionné par un circuit de pré-conditionnement comme illustré en Fig. 4 ou 5 (avec N=4) pour fournir un signal pré-conditionné dont le spectre SP(f) est également représenté en Fig. 8B. Comme on l'a vu, ce spectre comporte une raie très 15 prononcée, centrée sur 4f. (avec un bruit de phase autour), sur laquelle se verrouille l'oscillateur ILO. Le signal en sortie de l'oscillateur ILO, 810, désigné par SP/w(f), se présente sous forme d'une raie intense et fort rapport signal sur bruit. La fréquence de ce signal est divisée par un facteur 4 dans le diviseur de fréquence 820 pour donner un signal 5 de porteuse récupérée, dont le spectre est représenté par LO(f). Il peut être utilisé directement dans l'étage de démodulation en bande de base du récepteur 100. La Fig. 9A représente de manière schématique un troisième exemple d'implémentation du circuit de régénération de porteuse pour un signal QPSK. 10 Ce circuit est conforme à la seconde variante décrite précédemment, en relation avec la Fig. 6C. Il comprend un oscillateur (ILO) 910, fonctionnant autour de la fréquence . Il est basé sur un oscillateur à paire croisée différentiel utilisant un circuit résonant LC (LC-tank) et verrouillé par injection sur son mode commun (en push-push), au moyen du signal pré-conditionné, SP(t), comme indiqué dans la partie basse de la figure. 15 L'oscillateur ILO oscille à la fréquence 2f, et est verrouillé en phase sur la composante à 4f du signal SP(t), représenté en Fig. 9B, le reste du spectre correspondant à un signal résiduel modulé en phase, étant rejeté. Il agit ainsi comme un premier diviseur de fréquence à verrouillage par injection ou ILFD, régénérant à la fois la raie du signal à 4f. de SP(t) et divisant sa fréquence par 2. Le signal en sortie de 20 l'oscillateur, de spectre SP,'(f), est ensuite divisé en fréquence d'un facteur 2, par exemple au moyen d'un diviseur à logique CML de la Fig. 7, pour fournir le signal de porteuse récupérée, dont le spectre, LO(f) a également été représenté en Fig. 9B. La Fig. 10A représente de manière schématique un exemple d'implémentation du 25 système de récupération de porteuse pour un signal QPSK. Ce circuit est conforme à la seconde variante décrite précédemment, en relation avec la Fig. 6D. Il comprend un circuit oscillant verrouillé par injection (ILO), 1010, recevant cette fois-ci directement le signal modulé QPSK, S(t). Ce signal est pré-conditionné dans le circuit oscillant lui-même comme indiqué en bas de la figure. On tire ici parti du fait que 16 le transistor MOS, T, est polarisé (par 17,'',) de manière à fonctionner en régime non linéaire, autrement dit la caractéristique /', = f (17,) est exploitée dans une zone non- linéaire, ce qui donne lieu à des contributions de courant en S2(t), S3(t), correspondant au développement de Taylor de la fonction f . Les contributions en S(t), 5 S2(t) , S3(t) , sont modulées en phase alors que, pour un signal QPSK, la contribution en 54(t) présente une composante à 4fe non modulée. En outre, cette composante non modulée est de plus forte puissance (celle à 8t est de plus faible puissance). En définitive, on comprendra que le transistor d'injection To avec son circuit de polarisation à Vît, joue le rôle d'un circuit de pré-conditionnement. Le transistor To reçoit sur sa grille le signal 10 modulé en phase S(t) après suppression de sa composante DC par un condensateur de liaison. Le circuit oscillant comprend en outre un circuit de régénération de porteuse constitué par deux oscillateurs à paire croisée différentiels en quadrature, 1011, 1012, utilisant des circuits résonants LC (LC-tank), dont la fréquence de résonance est proche de 15 f . Ces oscillateurs en quadrature se verrouillent par injection de courant en mode commun (en mode 4-push, i.e. on injecte 4 fois par période de l'oscillateur ILO), sur la raie de plus forte puissance à 4fe, présente dans le signal pré-conditionné SP(t). Les signaux de sortie Outo.,attm, d'une part et Out,.,Outni., d'autre part, sont fournis en différentiel aux mélangeurs en quadrature du démodulateur en bande de base. 20 On a représenté en Fig. 10B le spectre du signal reçu, S(t), injecté dans le circuit oscillant et celui du signal à la fréquence porteuse LO(f) (c'est-à-dire le spectre de Ouro. - Out,' ou 0/44. - Ottr11,). ). L'homme du métier comprendra que l'exemple d'implémentation du système de récupération de porteuse illustré en Figs. 10A-10B est particulièrement compact et 25 efficace. On notera que le système de récupération de porteuse selon la présente invention est réalisé entièrement en analogique et permet donc de se passer avantageusement de dispositifs de traitement numérique du signal. 17 Le système de récupération de porteuse selon l'invention trouve à s'appliquer notamment dans le contexte des communications à haut débit et courte portée ne nécessitant qu'une très faible consommation d'énergie. Elle permet par exemple de remplacer efficacement des câbles et des connecteurs entre dispositifs fixes ou mobiles 5 (par exemple en milieu industriel). Elle permet aussi de réaliser des smartphones, tablettes, phablettes, complètement hermétiques en supprimant totalement les connecteurs USB traditionnels et en effectuant la recharge par induction. Enfin, elle peut s'appliquer à des liaisons de communication à plus longue distance, pour lesquelles la réduction de consommation au niveau du récepteur est essentielle, comme par exemple dans le 10 domaine de l'Internet des Objets (loT). REVENDICATIONS1. Système de récupération de porteuse pour récepteur cohérent destiné à recevoir un signal modulé en phase, S(t) ,au moyen d'une modulation N -PSI 2. Système de récupération de porteuse selon la revendication 1, caractérisé en ce que le circuit de pré-conditionnement de signal comprend une pluralité K = I±1 -1 2 d'étages où N est un nombre pair, chaque étage (k) comprenant un retard (420k) de valeur 1 , et un mélangeur (410k), le mélangeur d'un étage (k) multipliant le signal fourni par le mélangeur (4101,1) de l'étage précédent (k-1) avec le signal en sortie du retard (420 k-1) de l'étage précédent, après l'avoir retardé par le retard (420 k-1) de l'étage courant (k), le premier étage recevant ledit signal modulé en phase, le signal en sortie du mélangeur du dernier étage (410K) étant redressé au moyen d'un redresseur (430) pour fournir le signal pré-conditionné (SP(t) ). 3. Système de récupération de porteuse selon la revendication 1, caractérisé en ce que le circuit de pré-conditionnement de signal obtient le signal pré-conditionné au moyen de SP(t)- li où N est un nombre pair. s t+ =' 19 4. Système de récupération de porteuse selon la revendication 1, caractérisé en ce que le circuit de pré-conditionnement de signal comprend une pluralité N d'étages en cascade, chaque étage (k) comprenant un mélangeur (510k) multipliant le signal en sortie de l'étage précédent (k-1) avec le signal modulé en phase, le premier étage (5101) 5 recevant le signal modulé en phase et le multipliant avec lui-même, un filtre passe-bande ou passe-haut filtrant le signal en sortie du mélangeur (510N) en ne laissant passer que ladite harmonique supérieure, Nf, , pour fournir le signal pré-conditionné. 5. Système de récupération de porteuse selon la revendication 1, caractérisé 10 en ce que le circuit de pré-conditionnement de signal obtient le signal pré-conditionné au moyen de SP(t) = (t)0 S'y (t), où PF,t désigne la réponse impulsionnelle d'un filtre passe-bande ou passe-haut destinée à ne laisser passer que l'harmonique supérieure, Nt: - 15 6. Système de récupération de porteuse selon l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce que le circuit de régénération de porteuse est un diviseur de fréquence de facteur N . 7. Système de récupération de porteuse selon la revendication 6, caractérisé 20 en ce qu'il comprend un diviseur de fréquence verrouillé en injection suivi d'au moins un diviseur de fréquence utilisant une logique de commutation de courant CML et/ou au moins un diviseur de fréquence à base de bascules CMOS, le produit des facteurs de division de fréquence de ces diviseurs étant égal à N . 25 8. Système de récupération de porteuse selon l'une des revendications 1 à 5, caractérisé en ce que le circuit de régénération de porteuse comprend un oscillateur à verrouillage par injection fonctionnant à la fréquence Nf, , suivi d'un diviseur de fréquence de facteur N, l'oscillateur se verrouillant en phase sur ladite composante non modulée à Nf, du signal pré-conditionné et fournissant un signal purement sinusoïdal à la fréquence 20 Nf, , le diviseur de fréquence divisant la fréquence de ce signal purement sinusoïdal d'un facteur N pour régénérer la porteuse. 9. Système de récupération de porteuse selon l'une des revendications 1 à 5, 5 caractérisé en ce que le circuit de régénération de porteuse comprend un oscillateur à verrouillage par injection fonctionnant à la fréquence -N , où M est un diviseur entier M de N, suivi d'un diviseur de fréquence de facteur -N, l'oscillateur se verrouillant en M fréquence et phase sur ladite composante non modulée à Nt, du signal pré-conditionné et fournissant un signal purement sinusoïdal à la fréquence 1±1 f , le diviseur de fréquence M 10 divisant la fréquence de ce signal purement sinusoïdal d'un facteur -N pour régénérer la porteuse. 10. Système de récupération de porteuse selon la revendication 9, caractérisée en ce que le signal modulé en phase est un signal QPSK, l'oscillateur à verrouillage par 15 injection (910) étant un oscillateur à paire croisée différentiel comprenant un circuit résonnant LC, dont la fréquence de résonance est proche de 2f , l'injection du signal pré- conditionné étant réalisée en mode commun, le diviseur de fréquence divise la fréquence du signal différentiel en sortie de l'oscillateur d'un facteur 2. 20 11. Système de récupération de porteuse selon l'une des revendications 1 à 5, caractérisé en ce que le circuit de régénération de porteuse comprend un oscillateur à verrouillage par injection fonctionnant à la fréquence f, l'oscillateur se verrouillant en fréquence et phase sur ladite composante non modulée à Nf du signal pré-conditionné et fournissant un signal sinusoïdal à la fréquence f pour régénérer la porteuse. 25 12. Système de récupération de porteuse selon la revendication 11, caractérisé en ce que le circuit de régénération de fréquence comprend deux oscillateurs à paire 21 croisée différentiels en quadrature (1011,1012), utilisant des circuits résonants LC, dont la fréquence de résonance est proche de f,, les oscillateurs en quadrature se verrouillant par injection en mode commun, ladite injection en mode commun étant réalisée par le circuit de pré-conditionnement, comprenant un transistor (Ta) polarisé de sorte que son point de 5 polarisation appartienne à une partie non linéaire de sa caractéristique courant drain- source en fonction de sa tension grille source, ledit transistor recevant sur sa grille, à travers un condensateur de liaison, le signal modulé en phase.