FR 3071621 A1 20190329 FR 1700992 A 20170928 DISPOSITIF DE LOCALISATION AVEC RECEPTEUR MULTIFREQUENCE Le domaine de l'invention concerne les systèmes de navigation par satellite et plus particulièrement les dispositifs de radiolocalisation par calcul de temps de propagation des signaux émis par les satellites. On entend ici par " système de navigation par satellite " tout système dédié à la navigation large zone, comme par exemple les systèmes existants GNSS (" Global Navigation Satellite System ") appelés GPS, GLONASS ou le futur système GALILEO, ainsi que tous leurs équivalents et dérivés. L'homme du métier connaît bien le principe de localisation des systèmes de navigation par satellite. Le signal radiofréquence émis par un satellite est codé et on utilise le temps mis par ce signal pour atteindre le récepteur à localiser pour déterminer la distance entre ce satellite et ce récepteur, appelée pseudo-distance. La précision des systèmes de navigation par satellite est affectée par un certain nombre d'erreurs. Ces erreurs peuvent se décliner en deux catégories : les contributions globales et les contributions locales. On peut citer pour les contributions globales, les erreurs liées au passage des ondes électromagnétiques dans l'ionosphère, dans la troposphère, ainsi que les erreurs liées aux satellites (erreurs d'orbite et erreurs d'horloge). En ce qui concerne les contributions locales, on peut citer les erreurs associées à la réflexion des signaux, les erreurs liées aux interférences ou encore le bruit des récepteurs. En environnement urbain, le dispositif de radiolocalisation est particulièrement affecté par le phénomène de réflexion des signaux sur les obstacles urbains comme par exemple les façades d'immeuble. Les multitrajets « MP » (soit l'ensemble des signaux réfléchis par l'environnement proche du récepteur) constituent la source d'erreur prépondérante pour la localisation. En effet, les muti-trajets (« MultiPath » ou « MP »), vont venir 2 s'ajouter au signal utile (« Une Of Sight » ou « LOS » pour trajet direct en ligne de visée), ce qui va biaiser l'estimation du temps de propagation du LOS, et finalement provoquer des erreurs de localisation du récepteur. Il est important de pouvoir supprimer ou estimer ces multi-trajets pour améliorer la 5 précision de localisation des dispositifs de localisation. Dans le cadre mono- fréquence, les solutions existantes proposent selon une première approche de discriminer le signal utile des signaux multi-trajets dans le domaine temporel (respectivement fréquentiel). On peut citer par exemple la publication " Theory and Performance of Narrow Correlator Spacing in a 10 GPS receiver ", A.J. Van Dierendonck, Journal of The Institute of the Navigation vol 39, no 3 fall 1992, ou encore la publication " The Multipath Estimating Delay Lock Loop : Approaching Theoretical Accuracy Limits " par R. Van Nee publiée en 1994 dans le journal IEEE pages 246-251. Cette première approche est mise en défaut pour les situations où les signaux 15 multi-trajets présentent un faible retard par rapport au signal direct. Une seconde approche consiste à discriminer le signal utile des multi-trajets par un filtrage spatial des signaux reçus à l'aide d'un réseau d'antennes. Cependant, les algorithmes multi-antennes classiques (soit les algorithmes de formation de faisceaux) souffrent de la forte corrélation entre 20 le signal direct et les multi-trajets. Cet effet est d'autant plus important que le réseau est de petite taille. En troisième approche on peut citer l'invention " Method of processing multipath navigation signais in a receiver having a plurality of antennas ", déposée aux Etats Unis dont le numéro du brevet délivré est US 25 6,437,733,B1. Cette approche se base sur une décomposition en valeurs singulières de l'espace engendré par les antennes du réseau de manière à identifier le sous-espace contenant le signal de navigation ciblé et ses multitrajets. L'estimation des retards des différents trajets étant ensuite effectuée par une méthode du type MEDLL (« Multipath Estimating Delay Lock Loop »). Cette approche est valable uniquement dans le cas où le nombre 3 d'antennes du réseau est supérieur au nombre de trajets reçus par le système. Dés lors qu'on considère un réseau de petite taille (typiquement 4 antennes), cette condition est mise en défaut dans un scénario urbain où le nombre d'écho dépasse facilement la dizaine. 5 Enfin, une autre approche consiste en une approche dite spatio- temporelle-fréquentielle utilisant un algorithme nommé " SAGE ". On connaît de l'état de la technique la publication nommée " Channel Parameter Estimation in Mobile Radio Environments. Using the Sage algorithm " de Bernard H.Fleury and al. ou la publication "Multipath Mitigation Methods 10 Based on Diversity Algorithms," Proceedings of the 26th International Technical Meeting of The Satellite Division of the Institute of Navigation (ION GNSS 2013), Nashville, TN, September 2013, pp. 1596-1605., de Rougerie, S., Carrie, G., Israel, J., Ries, L., Monnerat, M., Thevenon, P. Cet algorithme est capable d'estimer tous les paramètres caractérisant des signaux reçus 15 (soit le signal utile et les multi-trajets). La version de Rougerie et al. (Brevets FR 2964 199 et WO 2012/025306 A1) permet l'application en temps réel de cet algorithme. Dans le cadre multifréquences, des solutions ont également été proposées afin de prendre en compte les effets des multi-trajets. Dans un 20 contexte RTK, l'approche proposée par M. Sahmoudi et M. G. Amin dans "Fast Iterative Maximum-Likelihood Algorithm (FIMLA) for Multipath Mitigation in the Next Generation of GNSS Receivers", publiée dans IEEE Trans. On Wireless Communications, vol. 7, n° 11 en Novembre 2008 est une méthode par filtrage particulaire tri-fréquences et double différence afin 25 de lever les ambiguïtés de phase, estimer les biais ionosphériques et fournir un indicateur de présence de multitrajets. Toutefois, cette méthode n'estime pas les paramètres caractérisant les multitrajets mais détecte uniquement leur présence et n'est valable que dans un contexte RTK. 4 Dans "GNSS Multifrequency receivers in urban environment: Theoretical analysis" publié dans Proc. ION GNSS 2005, M. Musso, G. Gera, A. Cattoni et C. S. Regazzoni font l'hypothèse de canaux de propagation indépendants pour proposer une moyenne pondérée des estimateurs 5 appliqués sur chaque bande de fréquence. Cette approche, notée M. Musso par la suite, suppose en plus de manière implicite que les retards inter-bandes sont connus ou fournis par un dispositif extérieur et ne permet donc pas d'estimer de manière indépendante tous les paramètres caractérisant les canaux de propagation. 10 A l'inverse de cette approche, N.I. Ziedan suppose dans "Multi- Frequency Combined Processing for Direct and Multipath Signais Tracking Based on Particle Filtering" publié dans ION GNSS 2011 qu'il existe des relations purement déterministes entre les retards et phase des multi-trajets sur deux fréquences différentes. Il propose un filtrage particulaire tirant parti 15 de cette redondance. Cette approche présente plusieurs inconvénients. D'un point de vue de la modélisation, il s'appuie sur des relations déterministes incertaines, notamment sur les relations de phases à l'origine supposées égales entre le LOS et les MP. En outre, la fonction de vraisemblance proposée par N. I. Ziedan suppose implicitement que le bruit entre les sorties 20 de corrélateurs est blanc alors qu'il ne l'est pas: sa fonction de corrélation temporelle est celle du code local. L'objectif de l'invention est de proposer un dispositif de localisation par satellite peu ou pas affecté par les erreurs de localisation associées aux phénomènes de multi-trajets. La solution de l'invention n'est peu ou pas 25 affectée par les signaux multi-trajets présentant un faible retard par rapport au signal utile et permet une implémentation matérielle exigeant peu de ressources calculatoires en vue de s'adresser aux dispositifs de localisation grand public disposant d'une capacité calculatoire réduite. 5 Pour atteindre ce but ou d'autres, un premier aspect de l'invention propose un dispositif permettant la réception d'au moins deux signaux de radiolocalisation de fréquences différentes. Plus précisément, l'invention est un dispositif de localisation comportant un système de réception 5 multifréquences d'au moins deux signaux de radiolocalisation de fréquences différentes et un moyen de traitement des signaux apte à mettre en oeuvre un algorithme d'estimation du maximum de vraisemblance, caractérisé en ce que le signal de chaque fréquence est connecté à au moins deux lignes de traitement des signaux, chaque ligne de traitement comportant un corrélateur 10 et étant agencée de sorte que le moyen de traitement des signaux calcule les paramètres de signal utile et de signal multi-trajet à partir des signaux issus des lignes de traitement. Le dispositif de localisation selon l'invention peut comprendre une ou plusieurs caractéristiques suivantes, prises isolément ou en combinaison : 15 - des décalages temporels entre les différentes fréquences liés aux effets ionosphériques et RF sont corrigés par un module n°4 de la présente invention. - chaque ligne de traitement comporte également une ligne de retard connectée par une première extrémité à la sortie du corrélateur et par 20 une seconde extrémité à une entrée du moyen de traitement des signaux, le retard introduit correspondant à un multiple d'une durée d'intégration des corrélateurs. - un premier corrélateur d'une première ligne de traitement est espacé d'une fraction de la période symbole d'un code local par rapport à un 25 second corrélateur d'une seconde ligne de traitement. - l'algorithme d'estimation du maximum de vraisemblance est de type "SAGE". 6 - les dits paramètres sont le retard de propagation et la fréquence doppler. Un deuxième aspect de l'invention propose un procédé d'estimation des paramètres de signal utile et de signal multi-trajet originaires 5 d'un signal de radiolocalisation émis par un satellite au moyen d'un dispositif de localisation permettant la réception d'au moins deux signaux de fréquences différentes, caractérisé en ce qu'il comporte les étapes suivantes : a) Une première étape de mesure du signal de radiolocalisation 10 sur les dites fréquences, b) Une seconde étape de corrélation avec un code local du signal reçu sur les dites fréquences au moyen de corrélateurs, c) Une troisième étape de construction de l'évolution temporelle des sorties des corrélateurs par concaténation des données successivement 15 produites à la seconde étape, d) Une quatrième étape de construction de la fonction d'inter corrélation du signal, en retard et en temps par concaténation des données produites à la troisième étape, e) Une cinquième étape de construction d'une fonction d'inter 20 corrélation de référence de paramètres connus en retard et en temps. f) Une cinquième étape d'estimation des paramètres de signal utile et de signal multi-trajet au moyen d'un algorithme de maximum de vraisemblance appliqué au signal multifréquences par comparaison de la fonction d'inter corrélation construite à partir du signal mesuré et de la 25 fonction d'inter corrélation de référence. 7 D'autres particularités et avantages de la présente invention apparaîtront dans la description ci-après d'exemples de réalisation non limitatifs, en référence aux dessins annexés dans lesquels : La figure 1 est un schéma général d'une chaîne de traitement d'un 5 système GNSS « Global Navigation Satellite System », incluant l'invention. La figure 2 est un schéma détaillé du module n°1 de la figure 1. La figure 3 est un graphique des performances d'estimation des paramètres utiles, soit le retard de propagation et la fréquence Doppler, sur des données simulées (GALILEO E5A E5B), au moyen de chacune des trois 10 méthodes suivantes: dispositif conventionnel par traitement d'un algorithme SAGE (noté SAGE / STAP BPSK(10)), d'un dispositif selon l'invention (noté SAGE / STAP BPSK(10)/BPSK(10)) et d'un dispositif de référence (noté M. Musso). Cette estimation de performances est donnée en fonction du C/NO du signal reçu. 15 La figure 4 est un graphique des performances d'estimation des paramètres utiles, soit le retard de propagation et la fréquence Doppler, sur des données simulées (GALILEO E5A E5B), au moyen de chacune des trois méthodes suivantes: dispositif conventionnel par traitement d'un algorithme SAGE (noté SAGE / STAP BPSK(10)), d'un dispositif selon l'invention (noté 20 SAGE / STAP BPSK(10)/BPSK(10)) et d'un dispositif de référence (noté M. Musso). Cette estimation de performances est donnée en fonction du retard relatif d'un multi-trajet supposé être en phase sur chacune des deux voies. La figure 5 est un graphique des performances d'estimation des paramètres utiles, soit le retard de propagation et la fréquence Doppler, sur 25 des données simulées (GALILEO E5A E5B), au moyen de chacune des trois méthodes suivantes: dispositif conventionnel par traitement d'un algorithme SAGE (noté SAGE / STAP BPSK(10)), d'un dispositif selon l'invention (noté SAGE / STAP BPSK(10)/BPSK(10)) et d'un dispositif de référence (noté M. Musso). Cette estimation de performances est donnée en fonction du retard 8 relatif d'un multi-trajet supposé être en phase sur une voie et en opposition de phase sur l'autre voie. Comme illustré, les signaux bruts reçus sur chacune des NL bandes passent par un banc de corrélateur afin de compresser les données 5 et de faire ressortir le signal utile du bruit (module n°1). Leurs sorties sont concaténées au sein d'un vecteur XNL venant alimenter le module n°2 qui contient l'algorithme SAGE ainsi qu'un détecteur de multi-trajets. Dans le module n°2, l'algorithme SAGE fournit une estimation des paramètres recherchés du signal direct (retardit° , amplitude o et doppler 120), alors que 10 le détecteur de multi-trajets fournit une information binaire sur la présence de multi-trajets. Les paramètres du signal direct (fourni par l'algorithme SAGE dans le module n°2) vont alimenter une boucle de poursuite de retard (« Delay Lock Loop » ou « DLL ») ainsi qu'une boucle de poursuite de phase 15 (« Frequency and Phase Lock Loop » ou « FPLL ») classiques (Module n°3). Les sorties de ces modules sont les informations recherchées sur lesquelles s'effectue l'asservissement de l'ensemble du module de poursuite. L'information de détection des multi-trajets (fournie par le détecteur de multitrajets dans le module n°2) lance les discriminateurs inter-bandes 20 uniquement dans les portions de trajectoire sans multi-trajets, permettant d'estimer et de poursuivre (via une boucle DLL) les retards entre les différentes bandes de fréquences (Module n°4). Nous justifions et détaillons dans ce document l'originalité et la pertinence de cette solution. Il a déjà été démontré que l'algorithme SAGE/STAP (brevet 25 FR 2964199) présente de nombreux intérêts dans un cadre multi-antennes (estimation explicite des paramètres des multi-trajets, réduction de la charge mémoire et du coût calculatoire, robustesse aux limitations de l'étage RF, indépendance du système de navigation utilisé). Nous montrons ici que des 9 adaptations majeures sont nécessaires pour qu'il puisse être exploité dans un cadre multifréquences. L'algorithme décrit dans le brevet FR 2964199 permet d'estimer l'ensemble de variables yi = 1. [ 71 'rd]Toù 7/ , Tri et yr/ sont respectivement 5 l'amplitude, le retard relatif (par rapport au retard absolu du trajet direct 'ro) et le doppler relatif (par rapport au doppler absolu du trajet direct vo) de chaque multi-trajet /, l'indice 0 étant réservé au trajet direct. Pour cela, il est nécessaire de pouvoir décomposer l'ensemble de ces variables d'état sur des sous-espaces cachés liés à chacun des multi-trajets /. Ces sous-espaces 10 cachés sont par nature indépendants entre eux, ce qui constitue une hypothèse fondamentale de l'algorithme décrit dans le brevet FR 2964199. Dans le cadre multifréquences (où les fréquences /.' , LNI sont considérées), l'ensemble des variables que l'on cherche à estimer devient '11 =kif' L,...,Ar, °Ù1 15 Les 714 sont les amplitudes de chaque multi-trajet I sur la bande L, et sont tous indépendants entre eux. Les dopplers vrLi sont reliés par une simple relation de proportionnalité entre eux faisant intervenir le rapport des longueurs d'onde : =v,f/i2i Si on prend la bande L1 comme référence (soit la fréquence indicée par 1), 20 les retards Tifi' peuvent s'écrire à partir du retard sur la bande L1, et du décalage temporel entre les bandes L1 et L. Ce décalage temporel entre les deux bandes, noté 3,Li , est lié aux effets atmosphériques et aux chaînes de réception RF. Il est donc indépendant des multi-trajets (soit de l'indice " / "). En notant le retard de chaque multi-trajet sur la bande L1 Tri ---r,L11, nous 25 pouvons alors écrire : 10 A L, + rl Tri En prenant la fréquence L1 comme référence, l'ensemble des variables d'état s'écrit donc en fait ALe pour chaque multi-trajet: L' , LI LI le retard et le r avec '1;1 = Zrl ,v r1 = v rl , 5 doppler relatif sur LI. Les AL intervenant dans la définition de tous les multi-trajets, il n'est plus possible de décomposer les variables à estimer sur des sous-espaces indépendants liés à chaque multi-trajet. Il s'agit pourtant d'une hypothèse fondamentale de l'algorithme SAGE STAP (brevet FR 2964199) nécessaire à 10 son application. Pour contourner ce problème, nous proposons de séparer l'estimation des paramètres des chemins NI/ = Iffl e - - - 5 riLNL .1" ri 1 rl de l'estimation des biais inter-bandek,...,ge I. Le module n°4 permet d'estimer les biais inter-bandes 101z ,...,ALZL I dans le cas sans multi-trajets. Il utilise 15 donc les sorties du module n°2 qui informe sur la présence de multi-trajets à un instant donné. Le retard global inter-bandes est donc estimé avec fiabilité sur des portions de trajectoires sans multi-trajets. Ces estimations peuvent ensuite être utilisées dans toutes les portions de trajectoire car il a été démontré que la constante de temps de dérive de ces biais est faible (de 20 l'ordre de plusieurs minutes en dehors d'évènements ionosphériques extraordinaires). Le module n°1 (banc de corrélateurs) s'applique ainsi non pas aux signaux multi-fréquences bruts mais aux signaux multi-fréquences corrigés de ces biais inter-bandes. Dès lors, les variables à estimer pour l'algorithme SAGE (module n°2) sontw1 = [riL',---,r1NL . Les sous- 25 espaces définis par chaque multi-trajet sont bien indépendants entre eux et l'algorithme SAGE (module n°2) décrit plus bas peut effectivement s'appliquer. Nous détaillons maintenant dans la suite de la description les quatre modules selon l'invention, tel que schématisés sur la figure 1. Le module n°1 est également schématisé sur la figure 2 pour faciliter sa compréhension. 5 L'expression y(t) du signal ramené en bande de base en sortie de l'antenne peut se mettre sous la forme : x exp(2 jav» t)x cl (t ) L-1 + b(t) y(t) = i=0 7ILNL x exp(2 fin/ fl .11 Â Lt)x ci(t - ALLNL ) NLx1 1 _ où b(t) est le bruit de mesure sur chaque bande et ci désigne la séquence d'étalement du signal sur la bande i. Cette expression fait intervenir les 10 retards et les fréquences Doppler absolus sur la bande L1 de chaque multitrajet: -"r1 = -Vrl Considérons dans un premier temps l'architecture de la figure 2 avec un 15 nombre impair P de corrélateurs numérotés par l'indice p tel que p E [- (P -1)/2 (P -1)121 et un nombre N de prises ("Taps") post-corrélation. Chaque corrélation est effectuée sur une durée Tint. Considérons dans un premier temps la sortie Rio d'un corrélateur pour le chemin 'f d'amplitude unité sur la bande k. Le corrélateur est asservi sur le retard et le Doppler du 20 trajet direct en bande L1. La nième sortie de corrélation correspondant au Tap p pour la bande k s'écrit : \ 1 ni;e Ck(I- - Di - pT )ck (t - le) e Ric,i(r - AIZ,V p,n)-= -x Tint (ii-1)Tint x exp[- 2 prv IÀ.1/ exp[2 /Â,kt].dt 12 La sortie de corrélation avec le code local peut se réécrire : -Ri,/ (Tri ALLk ,11 rl P,n)= rk rl PT e x sin c[rr .v 2,krint] x exp[- 2ftrv,./.1/ Â.knTint]exp[ jz .1/ / AkTint où rk() désigne la fonction d'autocorrélation du code sur la bande k. 5 Les termes d'amplitude et de phase indépendants de n et p sont maintenant rassemblés dans l'amplitude complexe ek du chemin I. La sortie du corrélateur peut donc se mettre sous la forme : C AIZ P 1= ..kkl"ed rl 19,n) k 51,4 = fk sin c[z.v,./Â1 I ]exp[j2r.Vrl"1 .v I IlicTint] avec : 10 - ,ALZ p, n) = rk (t- - pTe - )xexp[- 2 jrcv riÀ,1 I ilknTint] On construit alors le vecteur de corrélation temporel iik du signal de la façon suivante : Dans un premier temps, les sorties multi-corrélateurs sont concaténées dans un vecteur colonne pour reconstruire une fonction d'inter 15 corrélation échantillonnée du signal reçu sur la bande k. Ces fonctions d'inter corrélation obtenues pour différents Taps post-corrélation sont concaténées toujours dans un vecteur colonne de manière à tracer l'évolution temporelle des fonctions d'inter corrélation. Cette évolution temporelle permettra de caractériser les Doppler relatifs des échos. 13 Les décalages Doppler relatifs sont supposés constants sur la durée de traitement N. Tint. Les retards relatifs en fonction des Taps post-corrélation évoluent suivant : Lk V Tint Lk = Lk ,r4 AL* ,r AL* ± V rl e rin r10 'l' int r1,0 ' int - e r1,0C 5 Le vecteur de corrélation temporel Rkest donc de la forme : \- 14 1- r1,1 - ALZ5Vrl' (P2 1) ,l, rIc 1 - r1,1 ALI1511 r1,(P 2 1) '1J X[Tri,2- ALZ ,v ri, (P 21) ,2j lk(i-r1,2- ALZ5V r1 5(P 21) '21 4 (P -1) ,N1 k X TrI,N A LI 911 rl , 2 Rk(-cri -ALL, NPx1 Ou encore : rk(Z r1,1 - +(P2 -1) Te) 2j7c.vriÂi I 21,7'''] rk(Zria - AL x exp[- P( 1) exp[- jn-vr1Â'l ilkTinti Te) x 2 I 2 k rl - rl )= rk (1- rl' 2 ALL (P2 1) T rkri ' 2 ' rk("1" - ' ALZ 2 1 Â.' 2.Tint e )x exp[- jirv ri.1,1 (P2 1) Te) x 2 /.1,k 2.T.1 exp[- jirvrl.Â1 (P ;1) exp[- jirv,./Â1 Te) x 2 / NPx1 14 Le modèle du signal reçu post-corrélation pour l'architecture multi-fréquences multi-corrélateurs proposée peut finalement se mettre sous la forme vectorisée suivante : 5 où 114 représente le vecteur des paramètres associés au chemin et X, X, et bNpTint sont des vecteurs colonnes de dimension 2NP et ONpxi représente un vecteur colonne nul de dimension NP. Le vecteur AL, représente les ,- décalages temporels entre la bande L1 et les bandes.fLk ik=2:NL - Le choix du nombre de corrélateurs P a été fixé afin de couvrir l'ensemble du domaine lo des retards [-Te, Ta] correspondant à ± 1 chip de code. Comme rappelé dans le brevet FR 2964199, le nombre de corrélateurs qui propose le meilleur compromis complexité / performances est donc: Pop, = ceil[2xTcxFe] L-1 X=111( A4)±b ArpNIA. 1) avec '11/ - ,- - -, ifiL"` ;cri, V rlf Ny+2> ;Li x (r',v,' ) ALNL _ rl YLNL xKiv,\"1,1-LI ,V ri) RI (Tri °NPx1 °NPx1 Ù2 (Tri Vr/) (NriT, ATL) 0 NpA ONF5d ÎLL (r' 0NP,1 °NPx1 NNIL xNL YrLNy _ NLx1 ouencore XI(W ,ATLI)=1(Tri,11,1, A4 )xir Le module n°2, tel que schématisé sur la figure 1, comprend au moins deux 15 sous-modules appelés le sous-module « SAGE » et le sous-module de 15 détections des multi trajets. Nous allons détaillons maintenant le module n°2 en commençant par le sous-module SAGE. Ici nous supposons que les retards inter-bandes ont déjà été estimés par le module n°4 et qu'ils sont compensés au niveau du banc de corrélateurs du 5 module n°2. Le modèle d'entrée est désormais: L-1 »If = R (r,./ , vri )x 'Y/ + bNpNL,7;nt 1=0 avec = [5-'1L ,- - L "L , Tri ,vri L+2).1 =LYl , Tri , vri etw=[w0 17. 11.1 L -1 -1(Ny +2 )LX1 X Les sous-espaces définis par chaque multi-trajet sont bien indépendants entre eux. On peut donc appliquer le processus itératif de l'algorithme SAGE pour estimer les paramètres (voir brevet FR 2964199). La log vraisemblance 10 (à une constante près) associée au sous-espace caché " I " est alors : A/41)= (5(/-R(zrl~Vrl~XYr)HC(5(/ -14(Trr,vix Yr) Avec X1 = [iL')T - - - 5CLNL)T l'estimation du chemin " I" issue de la E-STEP (voir algorithme SAGE brevet FR 2964199), et C la matrice de covariance associée au modèle de signal ci-dessus : 15 «bNpN, ,Tint xbNlipm, ,Tmt )= C = 612 X IN Ox êt,p ONP ONP U2XINOXC2P ONP ONP â2 XI OC N NL,P r, (0) r;(T e) r (0) - - - - - - ri (P .T e) r,(T e) r (Te) C,,P ri (Te) r1(0) r,(T e) r (0) r (Te) r,(T e) r (P .T e) - - - - r,. (Te) r, (0) 16 IN est la matrice identité de dimension N et ONp la matrice carrée nulle de dimension NP. On note que la fonction d'autocorrélation du bruit post-corrélation n'est plus celle d'un bruit blanc mais celle du code local pré-corrélation. Pour finir, 6k2représente la puissance de bruit en sortie du banc 5 de corrélateurs observée sur chaque bande de fréquence k. Pour simplifier la fonction coût, on peut utiliser la relation quadratique entre etA/(yr,), ainsi que les structures diagonales par bloc des différentes matrices. On a donc : fzikf ( r 1 D1'; rl)X 5(Lk) Rk (erl,e rI)Xiik(erl,e r1) NL 1 (rri,v,I)xj(4) À/(rd,v,r)=2.,,i_ k=1 " k -11%k ( kTrI,Vr1)Xâk(erl'VrI) 10 avec : 2 -T 1T (P -1) rk(rd'1+ 2 7'e) (P -1) z) rk(rd 2 x exp[- 2 jirtiriîi / ] gikqrd,11,-/ = ( (p, .\11 Xkicip x exp 2prvd2.1 / 2./c 2.77.' -T j Te) rk(Tri'2+ 2 (P -1) T rk(rri'2 2 e) T H x RkIP x exp[- 2/ / À.k.N .Ta] ( (P2 Te)\ rk(rri.N 2 rk(erl,N (P2 -1) Te) L 17 Nous allons maintenant détailler le sous-module de détection de multi-trajets (MP). La détection des multi-trajets s'obtient par un test du x2 sur la différence entre le signal observé et l'estimation que l'on a du trajet direct, cette différence étant normalisée par la puissance de bruit post corrélation et 5 sa covariance: ex= (x-xo(o)y{c-i(x_x0(q,')) Sous l'hypothèse HO, nous n'avons pas de multi-trajets. Dans le cas d'un canal Gaussien, AX suit alors une loi du x2 centrée à NxPx/VL. degrés de liberté. Sous l'hypothèse H1, des multi-trajets sont présents. AX suit alors 10 une loi du x2 non centrée à NXPXNL degrés de liberté. A partir d'une probabilité de fausse alarme (typiquement Pfa = 10-3), nous pouvons détecter si nous sommes sous l'hypothèse HO ou H1. Nous allons maintenant détailler le module n°3 : Ce module contient les boucles de poursuite DLL et FPLL standard bien 15 connues par les hommes du métier [Kaplan, " Understanding GPS: principles and applications ", 1 ed. Norwood, MA 02062, USA: Artech House, Inc, 1996]. Ce module prend en entrée l'estimation du retard, doppler et phase relatifs entre le signal reçu et le code de référence, et sort les commandes nécessaires pour piloter les corrélations dans le module n°2. 20 Nous allons maintenant détailler le module n°4 : Pour estimer les retards inter-bandes, nous proposons d'utiliser NL-1 boucles de poursuite de type DLL, connues par l'homme du métier. La boucle n°k prend en entrée la différence entre le discriminateur sur la fréquence L1 et le discriminateur sur la fréquence Lk: 25 DL:= ELk EL, , 18 où eLk est le discriminateur normalisé sur la bande Lk. Ces discriminateurs sont bien connus par l'homme du métier. Comme les phénomènes de retard inter-bandes ont des temps de corrélation longs, nous proposons d'utiliser des boucles DLL à des ordres inférieurs à 2 et de bandes inférieures à 5 0.5Hz. Cependant, ces boucles ne sont pas robustes aux multi-trajets. Ainsi, nous proposons d'utiliser un détecteur de multi-trajets issu du module n°2 afin de couper la boucle en présence de MP ou de fading. Dans le cas où la boucle est coupée, nous proposons de conserver la dernière estimation jusqu'au retour d'une situation moins dégradée. 10 Pour un dispositif de localisation comportant l'architecture décrite dans ce document, les calculs les plus longs (le module n°2) sont réalisés avec une matrice de taille réduite par rapport à une architecture conventionnelle utilisant le signal en bande de base. La taille de matrice est égale à NLXNXP, soit au nombre NL de fréquences, multiplié par le nombre N de lignes à 15 retard, multiplié par le nombre P de corrélateurs. Pour fixer les idées, dans le cadre mono-fréquence, à performance d'estimation équivalente, nous réduisons la taille des vecteurs à traiter d'un facteur 500 par rapport à un traitement direct sur signaux non compressés par le banc de corrélateurs. En termes de performances, l'invention proposée permet de réduire le 20 bruit d'un facteur .f.F. par rapport à un traitement mono fréquence (traitement des bandes GAULE() E5a et E5b). De plus, l'invention proposée permet d'améliorer les performances dans le cas de faible puissance par rapport aux méthodes issues de la littérature [Musso, Maristella, Gera, Gianluca, Cattoni, Andrea, Regazzoni, Carlo S., "GNSS Multifrequency 25 Receivers in Urban Environment: Theoretical Analysis," Proceedings of the 18th International Technical Meeting of the Satellite Division of The Institute of Navigation (ION GNSS 2005), Long Beach, CA, September 2005, pp. 2661-2669]. En présence de multi-trajets en phase ou en opposition de phase, l'invention proposée améliore nettement les performances de 19 réjection des multi-trajets par rapport au cas mono fréquence et par rapport aux méthodes de la littérature. L'invention s'applique aux stations sol de référence ou d'observation des constellations de satellites de navigation. Cette invention peut être 5 utilisée dans des terminaux mobiles pour améliorer la solution de navigation dans des environnements urbains, REVENDICATIONS1. Dispositif de localisation comportant un système de réception multifréquence d'au moins deux signaux de radiolocalisation de fréquences différentes (L1, L2) et un moyen de traitement des signaux (pP) apte à mettre en oeuvre un algorithme d'estimation du maximum de vraisemblance, caractérisé en ce que le signal de chaque fréquence (L1, L2) est connecté à au moins deux lignes de traitement des signaux, chaque ligne de traitement comportant un corrélateur (C11, C12) et étant agencée de sorte que le moyen de traitement des signaux (pP) calcule les paramètres de signal utile et de signal multi-trajet à partir des signaux issus des lignes de traitement. 2. Dispositif de localisation selon la revendication 1, caractérisé en ce 15 que des décalages temporels entre les différentes fréquences sont corrigés par un module n°4. 3. Dispositif de localisation selon la revendication 1, caractérisé en ce que chaque ligne de traitement comporte également une ligne de retard (R11m) connectée par une première extrémité à la sortie du corrélateur 20 (C11) et par une seconde extrémité à une entrée du moyen de traitement des signaux (pP), le retard introduit correspondant à un multiple d'une durée d'intégration des corrélateurs. 4. Dispositif de localisation selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'un premier corrélateur (C11) d'une première ligne de traitement est 25 espacé d'une fraction de la période symbole d'un code local par rapport à un second corrélateur (C12) d'une seconde ligne de traitement. 5. Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en ce que l'algorithme d'estimation du maximum de vraisemblance est de type "SAGE". 6. Dispositif selon la revendiCation 1, caractérisé en ce que les dits 30 paramètres sont le retard et la fréquence doppler. 7. Procédé d'estimation des paramètres de signal utile et de signal multi-trajet originaires d'un signal de radiolocalisation émis par un satellite au moyen d'un dispositif de localisation permettant la réception d'au moins deux 21 signaux de fréquences différentes, caractérisé en ce qu'il comporte les étapes suivantes : a) Une première étape de mesure du signal de radiolocalisation sur les dites fréquences, 5 b) Une seconde étape de corrélation avec un code local du signal reçu sur les dites fréquences au moyen de corrélateurs, c) Une troisième étape de construction de l'évolution temporelle des sorties des corrélateurs par concaténation des données successivement produites à la seconde étape, 10 d) Une quatrième étape de construction de la fonction d'inter corrélation du signal, en retard et en temps par concaténation des données produites à la troisième étape, e) Une cinquième étape de construction d'une fonction d'inter corrélation de référence de paramètres connus en retard et en temps. f) Une cinquième étape d'estimation des paramètres de signal utile et de signal multi-trajet au moyen d'un algorithme de maximum de vraisemblance appliqué au signal multifréquences par comparaison de la fonction d'inter corrélation construite à partir du signal mesuré et de la fonction d'inter corrélation de référence.20