FR 2973610 A1 20121005 FR 1100960 A 20110331 Synthétiseur indirect de fréquences à faible bruit de phase La présente invention se rapporte au domaine de la génération de signaux hyperfréquence par des synthétiseurs de signaux hyperfréquence agiles en fréquence et plus particulièrement aux synthétiseurs basés sur l'utilisation d'une boucle à verrouillage de phase pour asservir, à un signal de référence, le signal hyperfréquence à la fréquence désirée. La génération d'un signal hyperfréquence à une fréquence désirée est 1'0 le plus souvent mise en oeuvre à l'aide d'un circuit à boucle à verrouillage de phase. Un tel circuit permet d'asservir la fréquence du signal en sortie à un multiple de la fréquence du signal de référence. La fréquence de sortie peut ainsi être choisie entre plusieurs valeurs en modifiant uniquement la valeur de division de fréquence de la boucle de retour. Un inconvénient d'un tel 15 circuit est qu'il engendre un bruit de phase important sur le signal de sortie. En effet, le bruit de phase de sortie est augmenté d'un facteur égal au facteur de division de la boucle de phase par rapport au bruit de phase du signal de référence. 20 L'invention propose un synthétiseur indirect de fréquences, basé sur le principe d'une boucle à verrouillage de phase, mais permettant de diminuer considérablement le bruit de phase affectant le signal de sortie tout en conservant la rapidité de commutation de la boucle à verrouillage de phase entre deux sauts de fréquence et en conservant la pureté spectrale du 25 signal généré. L'invention permet également d'améliorer la finesse du pas en fréquence du signal généré. L'invention trouve son application avantageusement pour tous les types de systèmes nécessitant la génération de signaux hyperfréquence 30 agiles en fréquence, de grande pureté spectrale et à faible bruit de phase. En particulier l'invention s'applique à la génération de signaux d'émission radar, aux synthétiseurs de fréquence utilisés en métrologie ainsi qu'aux circuits d'horloges de convertisseurs analogique-numérique ou numérique-analogique. L'invention a ainsi pour objet un synthétiseur de fréquence, à faible bruit de phase, comportant, agencés en série, un premier mélangeur recevant sur sa première entrée un signal de référence à une fréquence de référence Fr, un filtre de boucle et un oscillateur contrôlé en tension délivrant en sortie un signal hyperfréquence à une deuxième fréquence Fo comprise dans un intervalle [Fomin, Fomax] et asservie sur un multiple de ladite fréquence de référence Fr, caractérisé en ce qu'il comporte en outre ^ des moyens de multiplication de la fréquence Fo dudit signal hyperfréquence par un facteur N, des moyens de correction de la fréquence N.Fo du signal de sortie desdits moyens de multiplication configurés pour ramener cette fréquence N.Fo dans l'intervalle de variation [Fomin, Fomax] de la fréquence de sortie Fo, ^ des moyens de division de la fréquence Fi du signal de sortie dudit filtre passe-bas par un facteur égal au rapport attendu entre ladite fréquence Fi et la fréquence de référence Fr, lesdits moyens diviseur de fréquence étant reliés en sortie à la seconde entrée du premier mélangeur. Dans un aspect particulier de l'invention, les moyens de correction fréquentielle comportent au moins un second mélangeur, une pluralité d'oscillateurs locaux à faible bruit de phase et un filtre passe-bas agencés de telle sorte que ^ le second mélangeur reçoit, sur une première entrée le signal de sortie desdits moyens de multiplication fréquentielle à une première fréquence N.Fo, et sur une seconde entrée un signal délivré par un desdits oscillateurs locaux de fréquence FoLk 3o configurée pour corriger ladite première fréquence NFo pour la ramener dans l'intervalle de variation [Fomin, Fomax] de la fréquence de sortie Fo, ledit filtre passe-bas est configuré pour éliminer, dans le signal de sortie dudit second mélangeur, les composantes fréquentielles supérieures à la borne supérieure Fomax dudit intervalle [Fomin, Fomax] Dans une variante de réalisation de l'invention, la valeur de la fréquence du signal hyperfréquence de sortie est obtenue par le choix d'un des signaux de sortie desdits oscillateurs locaux présenté à la seconde entrée dudit ~o second mélangeur et par le choix de la valeur Mi de division en fréquence. Dans une variante de réalisation de l'invention, lesdits oscillateurs locaux sont des oscillateurs locaux à résonateur diélectrique. Dans une variante de réalisation de l'invention, la fréquence Foi_k des signaux délivrés par chaque oscillateur local est déterminée, pour k variant 15 de D à N-1, par la relation suivante : FoLk = (N-1).Fomin + k.(Fomax-Fomin) où k est égal à la partie entière du nombre N. (M' I ' avec M1 le rapport entre la fréquence de sortie la plus faible Fomin et la fréquence de référence Fr, M2 le rapport entre la fréquence de sortie la plus élevée Fomax et la fréquence de référence Fr, Mi le rapport entre la fréquence de sortie Fo désirée et la 20 fréquence de référence Fr. Dans une variante de réalisation de l'invention, le facteur de division Mi des moyens (208) est déterminé à l'aide de la relation suivante Mi = N.Mi [(N-1).M1 + k.(M2-M,)] 25 D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront à l'aide de la description qui suit, faite en regard de dessins annexés qui représentent - la figure 1, un schéma synoptique d'une boucle à verrouillage de phase selon l'art antérieur, 29736.10 la figure 2, un schéma synoptique du dispositif synthétiseur indirect de fréquences selon l'invention, la figure 3, un diagramme illustrant la détermination de la valeur de la correction fréquentielle introduite dans la boucle de retour du dispositif selon l'invention, la figure 4, une illustration de la diminution du bruit de phase sur le signal hyperfréquence généré par comparaison entre les performances des solutions connues et celles de l'invention. ~o La figure 1 illustre, par un schéma synoptique, le principe d'une boucle à verrouillage de phase 100 permettant l'asservissement d'un signal hyperfréquence So de fréquence Fo à un multiple de la fréquence Fr d'un signal de référence Sr Le signal de référence Sr est comparé, par l'intermédiaire d'un 15 mélangeur 101, à un signal Si résultant de la division en fréquence 104 du signal hyperfréquence de sortie So d'un facteur Mi. Le signal produit en sortie du mélangeur 101 comporte l'information de l'erreur en phase, ou en fréquence, entre les deux signaux qu'il reçoit en entrée. Ce signal de sortie est ensuite filtré 102, puis fourni en entrée d'un oscillateur local 103 contrôlé 20 en tension qui produit à sa sortie le signal hyperfréquence So dont la fréquence est égale à la fréquence Fr du signal de référence que multiplie le facteur Mi. L'ensemble constitué du mélangeur 101 et du filtre 102 réalise la fonction de comparateur de phase, ou de fréquence, entre le signal de référence Sr et le signal Si. Le fonctionnement en boucle fermée garantie une 25 convergence du système vers un signal de sortie dont la fréquence est telle que l'erreur en phase/fréquence en sortie du mélangeur 101 est sensiblement nulle, aux défauts des composants près. Ainsi, en faisant varier la valeur Mi de division de fréquence 104, il est possible de choisir la fréquence du signal de sortie So dans une plage de 30 valeurs [Forain, Fomax]= [MiFr, M2Fr]. Le bruit de phase, exprimé en dBc/Hz, affectant le signal de sortie Sc, dans la bande de fréquences égale à la bande du filtre de boucle 102, est égal à e0 = Bref + 20.log(Fo/Fr)= Bref + 20.log(M;) où Bref représente la somme des bruits de phase du signal de référence et du mélangeur 101 Le terme bruit de phase est utilisé ici en référence à la densité spectrale de puissance relative à la puissance du signal. Lorsque la fréquence Fo est élevée par rapport à la fréquence de référence Fr, le bruit de phase intégré du signal hyperfréquence So devient important. De façon générale, le bruit de phase du signal de sortie est augmenté du facteur M; par rapport à celui du signal ~o de référence. La seule façon de réduire le bruit de phase consiste alors à augmenter la fréquence du signal de référence. Or, une telle modification n'est, le plus souvent, pas souhaitable car elle nécessite le changement du circuit générateur du signal de référence, le plus souvent un oscillateur à quartz, ainsi que du diviseur de fréquence 104. De plus, l'augmentation de la 15 fréquence de référence introduit également l'inconvénient d'une augmentation du pas de la résolution fréquentielle du signal de sortie. La figure 2 illustre, par un schéma synoptique, le dispositif 200 synthétiseur indirect de fréquences selon l'invention. 20 Le dispositif 200 reçoit en entrée un signal de référence Sr de fréquence Fr. Le signal de référence Sr est comparé, au moyen d'un mélangeur 201, à un signal Si issu de la voie de retour du système bouclé 200 selon l'invention. Le signal résultant de la comparaison des signaux Sr et Si est ensuite filtré, au moyen d'un filtre de boucle 202, puis présenté en 25 entrée d'un oscillateur local 203 contrôlé en tension. Le signal hyperfréquence So à la fréquence désirée Fo, multiple de la fréquence Fr du signal de référence, est obtenu en sortie de l'oscillateur local 203 qui délivre un signal de fréquence proportionnelle à la tension appliquée à son entrée. L'ensemble constitué du mélangeur 201 et du filtre 202 réalise la fonction de 3o comparateur de phase, ou de fréquence, entre le signal de référence Sr et le signal Si. Une partie de la puissance du signal hyperfréquence So est ensuite prélevée et injectée en entrée d'un multiplieur de fréquence 204 qui produit en sortie un signal à la fréquence Fo multipliée par un facteur N. Un circuit mélangeur 205 est relié à une première entrée à la sortie du multiplieur 204 et à une seconde entrée à un commutateur 206 lui-même relié à un, parmi N, oscillateur local à faible bruit de phase 0L1, OLk, OLN. Chacun desdits oscillateurs locaux OLk délivre un signal à une fréquence FoLk prédéterminée en fonction de la fréquence Fo du signal hyperfréquence généré ainsi que de la plage de variations [Fomin, Fomax] de cette fréquence. Lesdits oscillateurs locaux OLk sont, par exemple, des oscillateurs locaux a résonateur diélectrique connus sous les sigles anglo-saxons DRO (Dielectric Resonator Oscillator) ou PDRO (Phase locked Dielectric Resonator Oscillator). Le signal de sortie du mélangeur 205 comporte au moins une composante à une fréquence égale à la différence des fréquences des deux 15 signaux appliqués à son entrée. Ce signal de sortie est appliqué en entrée d'un filtre passe bas 207 de fréquence de coupure égale à Fomax afin de ne conserver que la composante fréquentielle utile et de filtrer la composante correspondant à la somme des fréquences des deux signaux d'entrée. II est ensuite divisé en fréquence d'un facteur Mj par un diviseur 208 puis appliqué 20 à la seconde entrée du mélangeur 201. Un des objectifs du dispositif 200 selon l'invention consiste à limiter le bruit de phase eo sur le signal de sortie So, sans modifier la fréquence du signal de référence Sr, ni les valeurs du diviseur de fréquence 208 de la boucle de retour. L'introduction du multiplieur 204 permet de diminuer d'un 25 facteur N le bruit de phase eo qui est alors égal à eo = (MM) Bref. Cependant l'introduction du multiplieur 204 change le fonctionnement d'une boucle à verrouillage de phase classique et il convient de la modifier pour réaliser la fonction première souhaitée, à savoir la synthèse d'un signal hyperfréquence So à une fréquence Fo multiple, par un facteur Mi, de la 3o fréquence Fr de référence et ajustable en fréquence dans une plage de variations [Fomin, Fomax]= [M1.Fr, M2.Fr]. Pour cela, il est nécessaire de corriger la fréquence du signal de sortie du multiplieur 204. La fréquence de correction FoLk est déterminée de façon à ramener la fréquence du signal de sortie du mélangeur 205 dans la plage de variations [Fomin, Fomax] attendue par le diviseur 208 prévu pour un fonctionnement classique de l'état de l'art avant l'invention. La figure 3 illustre, par un diagramme, un exemple de détermination de la fréquence de correction FoLk. Sur l'axe des fréquences 300 est représenté, d'une part, l'intervalle 301 de variation de la fréquence du signal hyperfréquence S. généré et, d'autre part, l'intervalle 302 de variation de la ~o fréquence du signal de sortie du multiplieur 204 lui-même décomposé en sous-intervalles de largeur identique égale à la largeur Fomax-Fomin de l'intervalle 301. Le signal en sortie du multiplieur de fréquence 204, de fréquence Fi= N.Mi.Fr, comprise dans l'intervalle [N.Fomin+k.(Fomax-Fomin) ; N.Fomin+(k+l)-(Fomax-Fomin)], doit être corrigé d'une fréquence FoLk = (N- 15 1). Fomin + k.(Fomax-Fomin) comme illustré par la figure 3. Ainsi, un signal de fréquence FoLk est généré pour chaque valeur de k variant de O à N-1, par un oscillateur local distinct à faible bruit de phase. Le signal de sortie du mélangeur 205 aura, par construction, une fréquence Fi comprise dans l'intervalle 301 de variation du signal 20 hyperfréquence So de sortie. La valeur de k est déterminée à l'aide de la relation suivante : k = E[N. (Mi =M1)] , avec Mi=Fomin/Fr et M2=Fomax/Fr. Une division de fréquence 208 d'une valeur Mi = N.Mi [(N-1).M1 + k.(M2- MI)] est ensuite appliquée pour retrouver un signal, en entrée du 25 comparateur de phase 201, de fréquence sensiblement identique à la fréquence de référence Fr en régime établi. En régime transitoire, la fréquence Fi du signal de sortie du mélangeur 205 tend progressivement vers le produit entre la valeur du facteur de division Mi et la fréquence de référence Fr. En régime établi, cette valeur devient sensiblement égale au rapport entre entre la valeur du facteur de division Mi et la fréquence de référence Fr. Les avantages de l'invention par rapport aux solutions connues sont 5 multiples. En premier lieu, le bruit de phase résultant sur le signal hyperfréquence généré So est diminué d'un facteur N par rapport à une boucle à verrouillage de phase classique telle que décrite selon la figure 1. La figure 4 illustre, par deux diagrammes, le bruit de phase généré sur ~o le signal hyperfréquence de sortie du dispositif en fonction de la largeur de bande du filtre de boucle 102, 202. La partie gauche de la figure 4 représente le bruit de phase obtenu pour une boucle à verrouillage de phase classique. Il est sensiblement égal à 20.log(M;.Or) dans toute la bande du filtre de boucle 102, M; étant le facteur 15 de division de la boucle et 8r le bruit de phase du signal de référence. La partie droite de la figure 4 représente le bruit de phase obtenu en utilisant le dispositif selon l'invention. Il est diminué d'un facteur N dans toute la bande de fréquence considérée sauf dans une bande étroite autour de la fréquence Fo du signal généré qui correspond à la bande de boucle des 20 oscillateurs locaux OLk, typiquement d'une largeur égale à un centième de la largeur de la bande de boucle du dispositif. Le bruit de phase affectant le signal hyperfréquence est ainsi diminué dans une très large partie de la bande de boucle du dispositif selon l'invention. 25 L'invention présente également l'avantage de ne pas générer de raies d'intermodulations supplémentaires du fait de l'introduction du second mélangeur 205. En effet, celles-ci sont filtrées par le filtre de boucle 202 et il n'est donc pas nécessaire de mettre en oeuvre un filtrage passe-bande en sortie du second mélangeur 205, un simple filtre passe-bas 207 est 30 suffisant pour éliminer la composante fréquentielle issue du mélange 205 qui correspond à la somme des fréquences en entrée. L'invention présente encore l'avantage supplémentaire d'améliorer la résolution fréquentielle du signal hyperfréquence généré. En effet, le pas entre deux fréquences générées possibles devient égal à Fr/N au lieu de Fr pour une boucle à verrouillage de phase classique.