FR 2969885 A1 20120629 FR 1005100 A 20101223 SYSTEME DE RECHERCHE RAPIDE DE CANAL EN AVEUGLE Domaine technique de l'invention L'invention est relative aux démodulateurs de transmissions numériques, et 5 plus particulièrement à la recherche en aveugle de canaux de transmission présents dans un signal modulé. État de la technique La figure 1 représente schématiquement plusieurs canaux de télévision véhiculés sur un signal modulé d'une transmission par satellite. La bande 10 passante utile pour les canaux est située entre 950 et 2150 MHz. Un premier canal a une fréquence centrale Fc1 et une largeur de bande Fs1. Un deuxième canal a une fréquence centrale Fc2 et une largeur de bande Fs2... La fréquence centrale d'un canal est aussi la fréquence de modulation utilisée pour le signal transmis dans le canal. La largeur de bande à mi-puissance 15 correspond au débit du canal, et elle est le plus souvent égale à la fréquence symbole, un « symbole » étant une portion de signal correspondant à un ou plusieurs bits, selon le type de modulation utilisé. La fréquence symbole peut aujourd'hui atteindre 50 MBauds. Comme cela est représenté pour les trois premiers canaux, un canal est censé 20 avoir une enveloppe de forme normalisée, trapézoïdale et symétrique par rapport à la fréquence centrale. En outre, les parties ascendantes et descendantes présentent des transitions douces avec les parties horizontales. L'amplitude des signaux d'un canal à l'autre est variable. De nombreux canaux d'un satellite, exploités par des fournisseurs de 25 programme bien établis, sont connus et invariables (en fréquence centrale et fréquence symbole). Les équipements de démodulation peuvent donc être préréglés pour recevoir ces canaux sans l'intervention de l'utilisateur. Les utilisateurs souhaitent néanmoins pouvoir recevoir tous les programmes disponibles sur les satellites. Il s'agit alors de trouver des canaux de paramètres 30 inconnus ou variables, exploités par des fournisseurs inconstants ou qui ne publient pas les paramètres. Il faut pour cela que le démodulateur soit capable de faire une recherche « en aveugle » des canaux existants, c'est-à-dire trouver les canaux sans connaître leurs paramètres. Pour qu'un démodulateur se verrouille sur un canal, il doit posséder la fréquence centrale et la fréquence symbole du canal. La recherche en aveugle est donc une recherche à deux dimensions. Une méthode brutale, par essais successifs, consiste à régler la fréquence symbole par incréments et à parcourir toute la plage de fréquences centrales pour chaque incrément de la fréquence symbole. A chaque essai de réglage, on doit attendre la stabilisation du démodulateur et la transmission de plusieurs milliers de symboles pour vérifier si le réglage correspond à un canal. Les incréments de fréquence sont limités par la plage de capture du démodulateur, aussi bien pour la fréquence centrale que la fréquence symbole. Compte tenu des contraintes actuelles des transmissions, la plage de capture est de l'ordre de 1 °/O de la fréquence réglée. Le nombre d'essais qu'il faudrait pour parcourir toutes les possibilités avec un pas si petit prendrait trop de temps. La demande de brevet US2006044477 décrit une méthode permettant d'accélérer la recherche, basée sur la forme normalisée des enveloppes des canaux. Elle consiste à balayer une fenêtre sur la plage de fréquences centrales et à trouver, par analyse de spectre dans la fenêtre, les centres des flancs des enveloppes. Les fréquences centrales sont alors estimées à mi-chemin entre les flancs ainsi identifiés. Toutefois, du fait de conditions de réception ou d'émission peu optimales rencontrées de plus en plus souvent, les canaux, comme le dernier représenté à la figure 1, peuvent être soumis à une distorsion telle que leur enveloppe n'est plus conforme aux normes. De tels canaux ne peuvent pas être trouvés avec la solution de la demande de brevet susmentionnée. Résumé de l'invention On aurait donc besoin d'une méthode rapide de recherche de canaux en aveugle permettant de trouver des canaux dont l'enveloppe est distordue. On tend à satisfaire ce besoin en prévoyant un procédé de recherche d'une transmission numérique de fréquence de porteuse et de fréquence symbole inconnues dans un signal de réception modulé, comprenant les étapes suivantes : procéder par essais successifs de plusieurs fréquences de porteuse et de symbole, en procédant par valeurs décroissantes de la fréquence symbole ; démoduler le signal de réception par la fréquence de porteuse essayée ; filtrer le signal démodulé dans une bande de largeur correspondant à la fréquence symbole d'essai courante ; et produire des échantillons du signal filtré. Pour une fréquence symbole d'essai courante, le procédé comprend les étapes suivantes : former un indicateur complexe ayant une composante réelle et une composante imaginaire établies à partir d'échantillons successifs du signal filtré de manière qu'elles aient des propriétés cyclostationnaires et que l'une tend à s'annuler quand l'autre tend vers un maximum relatif ; construire le spectre de l'évolution de l'indicateur complexe ; chercher un pic singulier dans le spectre ; et déterminer la fréquence symbole réelle à partir de la fréquence du pic. Selon un mode de mise en oeuvre, le procédé comprend les étapes suivantes : si le pic est situé dans une première moitié de ladite bande, déterminer la fréquence symbole réelle à partir de la fréquence du pic ; sinon réitérer avec une nouvelle fréquence symbole d'essai inférieure à la moitié de la fréquence symbole d'essai courante. Selon un mode de mise en oeuvre, l'une des composantes de l'indicateur complexe représente un critère d'erreur de rythme de l'algorithme de Gardner, et les échantillons du signal filtré sont produits au double de la fréquence symbole d'essai. Selon un mode de mise en oeuvre, l'autre composante de l'indicateur complexe 20 représente un critère de verrouillage d'une boucle de réglage des instants de prise des échantillons. Selon un mode de mise en oeuvre, le critère de verrouillage représente la variation du carré de l'amplitude des échantillons entre les échantillons pairs et impairs. 25 Selon un mode de mise en oeuvre, le spectre est construit selon les étapes suivantes : calculer les transformées de Fourier de plusieurs groupes de valeurs consécutives de l'indicateur complexe ; et calculer les moyenne des puissances par fréquence des transformées de Fourier. Selon un mode de mise en oeuvre, les composantes de l'indicateur complexe 30 sont considérées comme nulles si le vecteur correspondant à l'échantillon courant a tourné de moins de 90° par rapport au vecteur de l'échantillon précédent. Description sommaire des dessins D'autres caractéristiques ressortiront plus clairement de la description suivante de modes de réalisation particuliers donnés à titre d'exemples non limitatifs et illustrés à l'aide des figures jointes, parmi lesquelles : - la figure 1, précédemment décrite, représente schématiquement des canaux dans une bande d'émission par satellite ; la figure 2 représente schématiquement un démodulateur utilisable pour traiter des signaux émis par satellite ; la figure 3 représente schématiquement une succession de symboles dans un signal démodulé, échantillonnés à des instants optimaux pour reconstruire les bits transmis ; - les figures 4a à 4c représentent des spectres des évolutions de différents critères servant à retrouver une fréquence symbole inconnue ; et la figure 5 représente schématiquement un démodulateur du type de la figure 2 configuré pour effectuer une recherche en aveugle rapide. Description d'un mode de réalisation préféré de l'invention La figure 2 représente schématiquement un démodulateur, adapté aux signaux satellite, paramétrable pour démoduler un canal de fréquence centrale Fc et fréquence symbole Fs connues. Un signal modulé entrant IN a été transposé dans la bande de 950 à 2150 MHz par la tête de réception d'une antenne satellite. Le signal IN a été modulé en quadrature de phase, selon la méthode dite QPSK, et véhicule deux signaux 1 et Q en bande de base. Pour extraire les signaux 1 et Q, le signal IN est appliqué à la première entrée de deux multiplieurs 10 et 11 qui reçoivent, sur une deuxième entrée, respectivement, un signal de démodulation Fco, et ce même signal retardé de 90°. Le signal Fco est un signal dont la fréquence est idéalement égale à la fréquence de canal réelle Fc, mais cette fréquence varie dans une marge d'incertitude. Le couple de signaux 1 et Q issus des multiplieurs 10 et 11 subit un filtrage passe-bas en 13, et une conversion analogique-numérique en 15. La fréquence de démodulation Fco appliquée sur les multiplieurs 10 et 11 étant approchée, le vecteur ayant pour composantes les signaux 1 et Q tourne à une vitesse correspondant à l'erreur de la fréquence de démodulation. Cette rotation est corrigée par un circuit de rotation inverse 17 qui reçoit une consigne Fcerr correspondant, en régime établi, à l'erreur de fréquence de porteuse. Les signaux 1 et Q corrigés en rotation sont fournis à un circuit de filtrage passe- bande et d'échantillonnage 19 cadencé par une horloge 2Fs à deux fois la fréquence symbole Fs. La bande du filtre est réglée à ±' Fs, et le circuit prend deux échantillons pour chaque symbole, l'un idéalement au centre du symbole, et l'autre à la transition entre deux symboles. Les échantillons des signaux 1 et Q sont ensuite normalisés par un circuit de réglage de gain automatique 21 pour un traitement ultérieur. Les valeurs normalisées des échantillons sont utilisées par deux boucles de réglage 23 et 24. La boucle 23 règle la consigne Fcerr du circuit de correction de rotation 17. La boucle 24, sous la forme d'une boucle à verrouillage de phase, règle la fréquence et la phase du signal d'échantillonnage 2Fs du circuit 19, afin de caler l'échantillonnage de manière optimale sur les symboles véhiculés par les signaux 1 et Q. La boucle utilise une fréquence de référence Fso idéalement égale à la fréquence symbole réelle Fs. Chacune des boucles 23 et 24 a une plage de capture de l'ordre de ±1 % de sa 20 fréquence de référence (Fco, Fso) dans les conditions de rapport signal-sur-bruit (SNR) exigées par les normes actuelles. La figure 3 illustre, sous forme de « diagramme de l'oeil », l'ensemble des évolutions possibles sur plusieurs symboles des signaux 1 et Q à l'entrée du circuit d'échantillonnage 19. Un « symbole » est ici la portion du signal 1 ou Q 25 représentant un bit, les valeurs binaires du bit étant représentées au départ par des niveaux de tension de même amplitude mais de signes opposés, niveaux représentés ici par les valeurs normalisées 1 et -1. L'horloge d'échantillonnage 2Fs a ici été représentée à sa fréquence et phase optimales, conditions vers laquelle la boucle 24 cherche à tendre. Les fronts 30 montants de l'horloge 2Fs d'une première parité, disons paire, coïncident avec les centres des symboles. Les valeurs échantillonnées au centre des symboles, que l'on désigne par « échantillons symbole », sont notées Sn, Sn+1, etc. Les fronts montants impairs de l'horloge 2Fs coïncident avec les transitions entre 2969885 s symboles. Les valeurs échantillonnées aux transitions sont désignées « échantillons intersymbole » et notées Sn-1/2, Sn+1/2... Dans le cas d'une modulation QPSK, où on dispose de deux signaux démodulés 1 et Q, chaque échantillon S est en fait un vecteur ou une valeur 5 complexe dont la composante réelle est formée d'un échantillon du signal 1 et la composante imaginaire d'un échantillon correspondant du signal Q. On propose ici de trouver une application pratique de certaines études théoriques qui tendent à démontrer que des moments statistiques d'ordre 2 ou supérieur élaborés à partir du signal de sortie d'un démodulateur ont des 10 propriétés cyclostationnaires, même si le démodulateur est mal réglé. L'article [ "ML-based blind symbol rate detection for multi-rate receivers", from Henk Wymeersch and Marc Moeneclaey, ICC May 2005, Seoul ], par exemple, propose une telle étude. Un moment statistique d'ordre 2 pour des échantillons successifs est, par exemple, le carré de chaque échantillon, ou le produit de 15 deux échantillons consécutifs. Dans le cas d'échantillons complexes, un tel moment statistique pourrait être le carré du module de l'échantillon. La figure 4a représente le spectre des évolutions du carré du module dans le cadre d'un exemple avec un mauvais SNR, voisin de 1, c'est-à-dire le pire cas prévu par les normes récentes. Ce spectre, tel qu'on veut l'exploiter, n'est pas fourni directement par une transformée de Fourier. II est construit en commençant par le calcul de plusieurs transformées de Fourier d'un nombre représentatif de valeurs consécutives du carré du module. On calcule, par exemple, une dizaine de transformées de 8192 valeurs. Le spectre est alors obtenu en moyennant, pour chaque fréquence, les puissances fournies par les transformées de Fourier. La fréquence d'échantillonnage est réglée à 2Fso. Cela place la bande du filtre 19 entre -1 Fso et +1h Fso, correspondant aux limites du spectre étudié. Le spectre est représenté centré sur 0, sachant qu'on retrouve le même spectre aux multiples de la fréquence de porteuse choisie Fco. On suppose que la fréquence symbole réelle Fs est comprise entre 1/2Fso et Fso. Comme cela est indiqué sur la figure 4a, le spectre comporte des pics correspondants symétriques en Fs-Fso et Fso-Fs. Ces pics sont à peine discernables à l'ceil nu ; il serait difficile de les détecter de manière automatisée. De plus, sans connaître la fréquence Fs, il faut lever l'incertitude sur le choix du pic. En effet, en notant Fs = Fso-f, les pics pourraient aussi bien correspondre à une fréquence Fs = f, correspondant à un canal que l'on peut également trouver dans la bande du filtre. On souhaite ainsi construire un moment statistique d'ordre 2, autrement dit un critère cyclostationnaire, dont le spectre est plus facile à exploiter, notamment dans lequel les pics sont plus faciles à discriminer et ne posent pas d'ambiguïté quant au choix. L'ambiguïté du choix peut être levée en construisant un indicateur complexe Ct dont les parties réelle et imaginaire évoluent en quadrature de phase. Le spectre d'un tel indicateur présente un pic unique par fréquence effectivement présente dans la bande étudiée. L'obtention d'un pic d'amplitude exploitable s'effectue par un choix optimal des 15 composantes de l'indicateur complexe Ct. On propose ci-après un choix offrant de bons résultats. Dans la boucle 24 on utilise souvent l'algorithme de Gardner pour corriger la phase et la fréquence de l'horloge d'échantillonnage 2Fs. Cet algorithme utilise un critère d'erreur de rythme (« timing error » en anglais) construit à partir de 20 trois échantillons S successifs en sortie du démodulateur. II s'avère qu'il est cyclostationnaire. II est calculé tous les deux échantillons, c'est-à-dire à chaque symbole, et vaut plus spécifiquement : G n+1 _ (Sn - Sn+1)'Sn+Y2. Si on a affaire à des échantillons complexes, on préfère l'écrire : 25 Gn+1 = R,[(Sn - Sn+1)'S*n+y2], où désigne la partie réelle et * la valeur complexe conjuguée. Ce critère d'erreur est pris, par exemple, pour la partie réelle de notre indicateur complexe Ct. Il reste à trouver pour la partie imaginaire un signal cyclostationnaire évoluant en quadrature de phase par rapport au critère 30 d'erreur. Un tel signal peut être un critère de verrouillage de la boucle 24. En effet, un critère de verrouillage présente un maximum relatif lorsque l'erreur de rythme s'annule. Si les critères d'erreur et de verrouillage sont cyclostationnaires, il en découle qu'ils sont de même fréquence et en quadrature de phase. On propose le critère cyclostationnaire suivant pour la partie imaginaire, calculé à chaque symbole : Ln+1 = ISnl2 + ISn+112 - 21Sn,' 12. Ce critère représente la variation du carré de l'amplitude des échantillons entre les échantillons symbole et les échantillons intersymbole (échantillons pairs et 10 impairs). La figure 4b représente le spectre de l'évolution d'un indicateur obtenu avec ce choix, dans les mêmes conditions qu'à la figure 4a. On obtient un seul pic que l'on peut qualifier de singulier, ayant une amplitude distinctement supérieure à celle des autres pics. 15 On observe que l'enveloppe du spectre, présentant un minimum au voisinage de 0, a tendance à croître en allant vers la limite inférieure. Selon les conditions opératoires, l'enveloppe du spectre pourrait même atteindre l'amplitude du pic singulier dans cette zone et rendant moins facile la détection du pic singulier. Pour améliorer la situation, on propose d'annuler l'indicateur Ct lorsqu'il ne 20 correspond vraisemblablement pas à une transition de la valeur du symbole. Cette condition peut être indiquée par le fait que le vecteur correspondant à un échantillon Sn a tourné de moins de 90° par rapport à celui de l'échantillon précédent Sn-1, ce qui est aussi indiqué par : [Sn'S*n.1] > 0. 25 Pour résumer les règles de construction optimales de l'indicateur complexe Ct, on a donc : Si [Sn-S*n_I] G 0, Ctn = Gn + jLn, Sinon Ctn = 0. La figure 4c illustre le spectre obtenu avec cette optimisation, dans les mêmes 30 conditions que dans la figure 4b. On s'aperçoit que l'enveloppe du spectre est sensiblement plate. Dans ces conditions, le pic singulier pourra être détecté par simple extraction de la valeur maximale du spectre. Les composantes du critère Ct sont de préférence normalisées de sorte que le module de ce critère reste sensiblement constant ou, en d'autres termes, que le vecteur représentant ce critère décrive sensiblement un cercle. En effet, si la figure décrite par le vecteur est une ellipse, on verra apparaître dans le spectre un pic parasite symétrique au pic recherché, dont l'amplitude tend vers celle du pic recherché lorsque l'ellipse s'aplatit. On remarquera que tout canal contenu dans la bande du filtre 19 produira un pic dans le spectre. Un canal majoritairement contenu dans la bande produira également un pic ; un pic reste discernable si plus de 90 °/U, environ, du canal est contenu dans la bande. Le canal peut même être plus large d'environ 10 °/O à la bande, auquel cas on verra apparaître un pic légèrement au-delà de Y2Fso. Si le canal est contenu à moins de 90 % dans la bande, il ne produit pas de pic, ou des pics indiscernables assimilables à du bruit. Afin de faire une recherche de canal en aveugle à l'aide de ces enseignements, on procède de la manière suivante. La recherche est basée sur des essais successifs des fréquences de porteuse Fc et symbole Fs. Pour une valeur d'essai donnée Fco de la fréquence de porteuse, on commence par essayer une fréquence symbole Fso légèrement supérieure à la fréquence symbole maximale attendue, réglant ainsi la bande initiale du filtre 19 à ±Y2Fs0. Si les essais successifs de la fréquence de porteuse s'effectuent par pas croissants, le premier pas pourra être choisi pour que la bande initiale du filtre démarre au début de la bande de transmission, c'est-à-dire à 950 MHz pour les transmissions par satellite. Dans un cas pratique, sachant que la fréquence symbole maximale est de l'ordre de 40 MBauds, on règle la bande initiale du filtre à Fso = 50 MHz, et la première valeur de la fréquence de porteuse est à 975 MHz. A chaque essai, on construit le spectre, de préférence selon la figure 4c. En 30 supposant qu'il n'y ait qu'un pic, on a deux cas à traiter de manière différente : 1. Le pic, de fréquence Fpk = Fso-Fs, est situé entre 0 et Y2Fso (cas représenté) Cela signifie qu'il y a vraisemblablement un canal dont la fréquence symbole est Fs = Fso-Fpk. Le canal correspondant occupe plus de la moitié de la bande, disons 30 MHz, et il est entièrement contenu dans la bande, à une marge de tolérance près. Un seul canal peut répondre à ces caractéristiques. Sa fréquence de porteuse Fc est située dans une plage restreinte de largeur Fso-Fs = 20 MHz centrée sur la fréquence de porteuse essayée Fco. On est ramené au problème bien connu de la recherche d'un canal connaissant la fréquence symbole, mais ayant une incertitude sur la fréquence porteuse. La fréquence de porteuse peut donc être cherchée en essayant des valeurs Fco successives pour balayer cette plage restreinte. Il n'est pas utile de reconstruire le spectre pour chacun de ces essais. La fréquence de porteuse sera trouvée dès qu'elle arrive dans la plage de capture de la boucle 26 et que cette boucle parvient à se verrouiller. En fait, dans le cadre d'une modulation QPSK, on peut trouver directement le décalage entre les fréquences Fc et Fco comme la fréquence du pic produit par une transformée de Fourier calculée sur la puissance 4e du signal d'entrée, complexe, du filtre 19. Ce calcul est généralisable à une modulation M-PSK, où M est le nombre de points de la constellation de la modulation, la transformée de Fourier étant alors calculée sur la puissance M-ième du signal d'entrée du filtre 19. 2. Le pic à la fréquence Fpk est situé entre -Y2Fso et 0 La largeur du canal, disons 15 MHz, est inférieure à la moitié de la bande. La bande peut donc contenir plusieurs canaux ayant cette même largeur. Si on veut trouver tous ces canaux, il faut faire un nouvel essai en diminuant la largeur de la bande du filtre pour que ces canaux « ambigus » ne puissent pas être compris ensemble dans la nouvelle bande. La nouvelle fréquence symbole à essayer Fso pourra être choisie légèrement supérieure à la fréquence correspondant au pic, disons 20 MHz, réglant la nouvelle largeur de bande à une valeur inférieure à la moitié de la bande courante. La fréquence de porteuse Fco est réajustée pour que la nouvelle bande démarre au début de la bande courante, 950 MHz dans l'exemple, avec Fco = 960 MHz. Des fréquences de porteuse successives sont alors essayées, en observant le spectre à chaque fois, jusqu'à ce qu'un pic apparaisse dans le spectre. Un 2969885 Il premier canal ambigu a alors été trouvé, mais cette fois on se trouve dans la situation 1 où le pic correspond à un canal unique. On poursuit les essais de fréquence de porteuse pour trouver d'éventuels autres canaux ambigus, jusqu'à ce que la totalité de la bande initiale du filtre, 50 5 MHz, a été balayée. Une fois qu'on a ainsi parcouru une première bande initiale du filtre, on recommence avec une nouvelle bande maximale qui pourra démarrer à la suite du canal le plus haut en fréquence trouvé. Si le pic Fpk a une fréquence négative proche de 0 (disons dans une marge de 10 10 °/G de la fréquence Fso) il peut aussi y avoir un canal à Fso + IFpkl. Il convient en pratique étudier aussi cette hypothèse. Bien entendu, il y a des cas où le spectre contient plusieurs pics. Un seul pic peut être situé entre 0 et '/2Fso, et il pourra être traité selon le cas 1 décrit ci-dessus. Qu'il y ait un pic ou non entre 0 et' Fso, on peut trouver plusieurs pics 15 entre -'/2Fso et 0. Dans ce cas on identifie le pic de fréquence la plus élevée, et on procède avec celui-ci selon le cas 2 décrit ci-dessus. On réitère cette procédure, pour les pics de fréquence inférieure, c'est-à-dire en réduisant encore la bande du filtre, jusqu'à ce qu'on trouve tous les canaux correspondant à ces pics. 20 En d'autres termes, plutôt que d'essayer des fréquence de porteuse et de symbole par un quadrillage bidimensionnel, on procède en parcourant un arbre décisionnel dont les sommets sont découverts par balayage de la fréquence de porteuse. La figure 5 représente le démodulateur de la figure 2 dans une configuration 25 modifiée pour effectuer une recherche rapide de canal en aveugle à l'aide des éléments qui viennent d'être décrits. Le démodulateur comprend un circuit 26 pour élaborer l'indicateur complexe Ct à partir des échantillons S produits par le circuit 19. Le spectre de ce critère est construit par un circuit de calcul 28. Ce spectre est analysé par un circuit 30 qui trouve les pics et décide de la 30 fréquence symbole Fs ou d'une nouvelle itération avec une bande de filtre moins large. La fréquence de porteuse essayée peut être réglée en deux endroits. Un réglage grossier peut être effectué au niveau des multiplieurs 10, 11, et un réglage fin, dFco, peut être effectué au niveau du circuit de correction de rotation 17. De nombreuses variantes et modifications des modes de réalisation décrits ici apparaîtront à l'homme du métier. On a décrit un exemple particulier de composantes réelle et imaginaire d'un critère complexe. Les valeurs de ces composantes peuvent être échangées ou bien constituer des combinaisons linéaires (ou autres fonctions) des valeurs données à titre d'exemple ; la nature du spectre calculé changera en conséquence, tout en restant exploitable. REVENDICATIONS1. Procédé de recherche d'une transmission numérique de fréquence de porteuse et de fréquence symbole inconnues dans un signal de réception modulé, comprenant les étapes suivantes : ^ procéder par essais successifs de plusieurs fréquences de porteuse (Fc) et de symbole (Fs), en procédant par valeurs décroissantes de la fréquence symbole, - démoduler le signal de réception (IN) par la fréquence de porteuse essayée (Fco), - filtrer le signal démodulé (I, Q) dans une bande de largeur correspondant à la fréquence symbole d'essai courante (Fso), et - produire des échantillons (Sn, Sn+1r2) du signal filtré ; caractérisé en ce qu'il comprend les étapes suivantes pour une fréquence symbole d'essai courante : - former un indicateur complexe (Ct) ayant une composante réelle et une composante imaginaire établies à partir d'échantillons successifs (Sn, Sn+Y2, Sn+,) du signal filtré de manière qu'elles aient des propriétés cyclostationnaires et que l'une tend à s'annuler quand l'autre tend vers un maximum relatif ; - construire (28) le spectre de l'évolution de l'indicateur complexe ; - chercher (30) un pic singulier dans le spectre ; et - déterminer la fréquence symbole réelle à partir de la fréquence du pic. 2. Procédé selon la revendication 1, comprenant les étapes suivantes : - si le pic est situé dans une première moitié de ladite bande, déterminer la fréquence symbole réelle à partir de la fréquence du pic ; sinon - réitérer avec une nouvelle fréquence symbole d'essai inférieure à la moitié de la fréquence symbole d'essai courante. 13 3. Procédé selon la revendication 1, dans lequel l'une des composantes de l'indicateur complexe représente un critère d'erreur de rythme de l'algorithme de Gardner, et les échantillons du signal filtré sont produits au double de la fréquence symbole d'essai. 4. Procédé selon la revendication 3, dans lequel l'autre composante de l'indicateur complexe représente un critère de verrouillage d'une boucle de réglage (24) des instants de prise des échantillons. 5. Procédé selon la revendication 4, dans lequel le critère de verrouillage représente la variation du carré de l'amplitude des échantillons entre les 10 échantillons pairs et impairs. 6. Procédé selon la revendication 1, dans lequel le spectre est construit selon les étapes suivantes : - calculer les transformées de Fourier de plusieurs groupes de valeurs consécutives de l'indicateur complexe ; et 15 calculer les moyenne des puissances par fréquence des transformées de Fourier. 7. Procédé selon la revendication 1, dans lequel les composantes de l'indicateur complexe sont considérées comme nulles si le vecteur correspondant à l'échantillon courant a tourné de moins de 90° par rapport 20 au vecteur de l'échantillon précédent.