FR 2972316 A1 20120907 FR 1100642 A 20110303 Emetteur électromagnétique émettant simultanément selon trois axes orthogonaux pour détection de position et d'orientation d'objets Le domaine de l'invention est celui des émetteurs électromagnétiques pour des systèmes de détection de position et ou d'orientation. Ces systèmes sont utilisés en particulier en aéronautique pour la détection de position de casque, permettant ainsi d'asservir un ensemble de systèmes à la position de la tête du pilote. Ces systèmes peuvent être, par exemple, des systèmes de visualisation. Il existe différents principes physiques permettant de localiser un objet mobile dans l'espace sans contact. Un des systèmes couramment utilisés consiste à disposer, dans un repère fixe connu, un émetteur électromagnétique émettant dans des directions différentes des champs électromagnétiques de répartition connue, ces champs étant captés par un récepteur électromagnétique disposé sur l'objet mobile. De la connaissance de ces champs, on déduit la position de l'objet par rapport à l'émetteur. L'invention a pour objet l'amélioration d'un dispositif d'émission de champs électromagnétiques suivant des directions précises par rapport à un référentiel X, Y et Z. Classiquement, l'émission de champ électromagnétique s'effectue en asservissant un courant alternatif à une fréquence donnée dans un bobinage. Dans tous les cas de réalisation, la bobine complète comporte trois enroulements, un pour chaque axe géométrique X, Y et Z. Chaque enroulement est composé de deux demi-enroulements, la tension aux bornes de la totalité de l'enroulement étant symétrique par rapport à la masse, afin de minimiser le champ électrique émis. Le problème de l'alimentation et de la commande électrique des bobines n'est pas si simple. La figure 1 représente le principe des premières réalisations connues de commande électrique selon un axe d'émission, l'amplification pour chaque axe étant différentielle. Sur cette figure et sur les suivantes, on a adopté les conventions classiques concernant la représentation des composants ou des fonctions électroniques. Dans le cas de l'utilisation d'un amplificateur linéaire 2 de classe AB, on utilise généralement l'effet de résonance afin de limiter la consommation du dispositif. Grâce à la résonance, la tension aux bornes des demi-enroulements 1 peut être beaucoup plus élevée que la tension d'alimentation VP de l'amplificateur. Pour émettre sur les 3 axes X, Y et Z, le dispositif de commande électronique comporte trois montages électroniques identiques à celui de la figure 1. Dans le montage de la figure 1, plus le coefficient de qualité du circuit accordé est élevé, plus le gain de tension est important. Mais, dans ce cas, la sélectivité augmente. Comme il faut tenir compte des dispersions et des dérives des différents composants, un compromis est nécessaire. Un facteur de qualité d'environ 5 à 10 peut convenir. L'accord est réalisé pour une fréquence d'émission donnée. Si on désire changer de fréquence, alors il faut changer la valeur de certains composants pour centrer la résonance sur cette nouvelle fréquence, ce qui constitue une première difficulté. Une autre difficulté technique importante vient du couplage entre les axes. Bien que la géométrie du bobinage soit optimisée, des couplages indésirables persistent, principalement une mutuelle inductance entre les enroulements d'axes différents, théoriquement orthogonaux. En regardant le schéma électrique de la figure 1, on pourrait estimer que, le courant dans chaque axe étant asservi par un amplificateur, grâce à l'utilisation d'un fort gain de boucle, on puisse le forcer à être l'image exacte de l'excitation de consigne. En réalité, cette solution n'est pas possible. Un gain de boucle ouverte supérieur à 103 serait nécessaire à la fréquence d'émission. Pour satisfaire aux conditions de stabilité de la boucle, la bande passante de celle-ci deviendrait très élevée, atteignant des dizaines de MHz. Ainsi l'amplificateur devrait avoir un produit gain-bande de plusieurs dizaines de GHz. Même s'il s'agit d'un produit gain-bande et non pas d'une bande passante, sa réalisation n'est pas possible, car le dispositif deviendrait beaucoup trop sensible à des perturbations extérieures internes liées aux éléments parasites du bobinage, au câblage pour connecter l'amplificateur à la bobine, ainsi qu'aux bruits thermiques des composants électroniques. Pour résoudre les problèmes de couplage, le brevet FR 2 685 491 propose un système de commande de l'émetteur dans lequel on n'émet que sur un seul axe à la fois. Le dispositif est basé sur un alternat de quatre phases : émission X, puis émission Y, ensuite émission Z et enfin une phase d'auto-calibration. Lorsque l'on émet sur un axe, on force les enroulements des deux autres axes en circuit ouvert. Ainsi aucun courant issu de mutuelle inductance ne peut circuler dans ces enroulements. Le schéma de principe du dispositif existant est représenté en figure 2. Comme on le voit sur cette figure, la position ouverte ou fermée des interrupteurs 4 permet d'alimenter un seul bobinage. Ce dispositif exploite avantageusement l'utilisation de transformateurs 3. Ainsi, un seul amplificateur 2 est utilisé. La symétrie d'alimentation des enroulements 1 est assurée par le secondaire des transformateurs. La mise en circuit ouvert des enroulements est réalisée grâce à des transistors de type MOSFETs utilisés en interrupteurs 4, la diaphonie entre axes étant minimisée grâce à la mise en court-circuit des transformateurs par des interrupteurs 5. En jouant sur les rapports de transformation on peut optimiser la tension à appliquer sur chaque bobine. Mais le dispositif existant se complique dès lors qu'il faut commuter la fréquence d'émission. Cela nécessite l'addition de relais électromagnétiques pour commuter des enroulements sur les transformateurs. En résumé, les inconvénients de ce dispositif sont L'impossibilité de programmer une fréquence particulière parmi un grand nombre de choix possibles ; L'émission en alternat, un axe après l'autre, ce qui réduit le temps 20 d'intégration pour la mesure ; Le volume de l'électronique d'émission du aux transformateurs et aux relais utilisés. Une solution pour éliminer l'amplification à résonance accordée et 25 pour éviter l'emploi de volumineux transformateurs est d'utiliser des amplificateurs à découpage. L'utilisation de trois amplificateurs de type « PWM » différentiels n'est pas pénalisante en volume par rapport à la solution existante. Mais la réalisation d'interrupteurs de faible diaphonie à base de transistors MOSFETs pour couper le courant dans les bobinages est 30 a priori très complexe. On résout bien le problème de flexibilité en fréquence d'émission, mais cela nécessite de continuer à émettre en alternance, sur un seul axe à la fois. Comme la solution d'amplification directe large bande à très fort taux de contre-réaction n'est pas réaliste, le dispositif de la présente invention utilise une technique de compensation numérique pour éliminer les effets des couplages entre les axes. Plus précisément, l'invention a pour objet un dispositif d'émission électromagnétique pour système de détection de position de casque comprenant un émetteur électromagnétique et une électronique de commande, l'émetteur comprenant trois bobinages disposés perpendiculairement, l'électronique de traitement trois chaînes électroniques de structure semblable, chaque chaîne électronique étant associée à un bobinage donné et générant un signal électronique d'alimentation dudit bobinage, les chaînes électroniques fonctionnant simultanément, caractérisé en ce que chaque chaîne électronique comporte des moyens d'asservissement agencés de façon que le signal généré associé comporte trois composantes analogiques : une première composante dite stimulus modulée à une fréquence dite d'émission du bobinage associé à ladite chaîne électronique, chacune des trois fréquence d'émission étant différente d'un bobinage à l'autre, et une seconde et une troisième composantes dites de correction, chacune de ces deux composantes étant modulée à une fréquence d'émission d'un autre bobinage et dont la phase et l'amplitude sont calculées de façon à compenser les signaux parasites reçus par ledit bobinage provenant des deux autres bobinages ; de façon que chaque bobinage rayonne en régime stabilisé un rayonnement électromagnétique à sa seule fréquence d'émission et avec 25 une intensité et une phase prédéterminées. Avantageusement, chaque chaîne électronique comporte trois ensembles principaux : Un premier ensemble d'asservissement générant trois composantes numériques d'émission, la première composante d'émission 30 « stimulus » numérique correspondant à la première composante « stimulus » analogique, la seconde composante d'émission « de correction » numérique correspondant à la seconde composante « de correction » analogique, la troisième composante d'émission « de correction » numérique correspondant à la troisième composante « de 35 correction » analogique ; Un second ensemble de mise en forme assurant la conversion numérique-analogique des composantes numériques en composantes analogiques, le mélange et la mise en forme des dites composantes analogiques de façon à obtenir le signal électronique d'alimentation du bobinage ; Un troisième ensemble de mesure assurant la mesure du signal émis par le bobinage, la conversion analogique-numérique du signal émis et sa démodulation en trois composantes, chaque composante étant à une des trois fréquences d'émission, une première composante mesurée « stimulus » à la fréquence d'émission du bobinage, une seconde composante mesurée « de correction » à la fréquence d'émission d'un second bobinage et une troisième composante mesurée « de correction » à la fréquence d'émission du troisième bobinage. Avantageusement, chaque premier ensemble d'asservissement comporte trois sous-ensembles d'asservissement sensiblement identiques, le premier sous-ensemble « stimulus » générant la première composante d'émission « stimulus » numérique à partir de la première composante mesurée « stimulus » ; le second sous-ensemble générant la seconde composante 20 d'émission « de correction » numérique à partir de la seconde composante mesurée « de correction » et ; le troisième sous-ensemble générant la troisième composante d'émission « de correction » numérique à partir de la troisième composante mesurée « de correction ». 25 Avantageusement, chaque sous-ensemble d'asservissement « stimulus » comporte : Trois blocs électroniques principaux qui sont : - un bloc dit « zone angulaire » qui définit des zones angulaires dans le plan de Fresnel des parties réelle et imaginaire de la 30 composante d'émission « stimulus » ; - Un bloc dit « correction de module et de phase » qui calcule, en fonction de la zone angulaire dans laquelle se trouve la composante d'émission « stimulus », des corrections élémentaires des partie réelles et imaginaire dites 35 « forfaitaires », on entend par correction élémentaire « forfaitaire » une correction ne pouvant prendre qu'un nombre limité de valeurs ; Un bloc dit « décision » qui, en fonction des parties réelle et imaginaire de la composante mesurée « stimulus » numérique et des corrections élémentaires, délivre le type et le signe des actions à effectuer sur le module et la phase de la composante d'émission « stimulus », de façon que l'écart entre la composante mesurée « stimulus » et une composante de référence « stimulus » diminue. Avantageusement, chaque sous-ensemble d'asservissement « de correction » comporte : Trois blocs électroniques principaux qui sont : - un bloc dit « zone angulaire » qui définit des zones angulaires dans le plan de Fresnel des parties réelle et imaginaire de la composante d'émission «de correction» ; Un bloc dit « correction de module et de phase » qui calcule, en fonction de la zone angulaire dans laquelle se trouve la composante d'émission « de correction», des corrections élémentaires des partie réelles et imaginaire dites « forfaitaires », on entend par correction élémentaire « forfaitaire » une correction ne pouvant prendre qu'un nombre limité de valeurs ; Un bloc dit « décision » qui, en fonction des parties réelle et imaginaire de la composante mesurée « de correction» numérique et des corrections élémentaires, délivre le type et le signe des actions à effectuer : o sur le module de la composante d'émission « de correction », de façon que la composante mesurée « de correction » s'annule, o sur la phase de la composante d'émission « de correction », en l'absence de composante de correction, les bornes de la phase du signal parasite émis à la même fréquence que ladite composante étant prédéterminées soit par calcul, soit par mesure. Avantageusement, les zones angulaires sont au nombre de huit et divisent le plan de Fresnel en huit zones de taille identique, à l'intérieur d'une zone, l'appartenance d'une composante à une zone dépendant des trois critères suivants : signe de la partie réelle de ladite composante, signe de la partie imaginaire de ladite composante, signe de la différence des valeurs absolues des parties réelle et imaginaire de ladite composante. Avantageusement, le bloc dit « décision » corrige, en fonction des parties réelle et imaginaire de la composante mesurée numérique et des corrections élémentaires soit uniquement le module, soit uniquement la phase de la composante d'émission. L'invention sera mieux comprise et d'autres avantages apparaîtront à la lecture de la description qui va suivre donnée à titre non limitatif et grâce aux figures annexées parmi lesquelles : La figure 1 déjà commentée représente un schéma de commande électrique d'un bobinage sur un axe d'émission selon l'art antérieur ; La figure 2 également commentée représente un schéma de commande électrique des trois bobinages sur trois axes d'émission selon l'art antérieur ; La figure 3 représente le schéma d'une chaine électronique de commande d'un bobinage hors ensembles d'asservissement ; La figure 4 représente un premier mode de réalisation du sous-ensemble d'asservissement de la composante dite « stimulus » d'une chaine électronique de commande selon l'invention ; La figure 5 représente un second mode de réalisation d'un des sous-ensembles d'asservissement d'une chaine électronique de commande selon l'invention ; La figure 6 représente les zones angulaires dans le plan de Fresnel du bloc dit « zone angulaire » des sous-ensembles 30 d'asservissement ; La figure 7 représente les corrections élémentaires dans une zone particulière du bloc dit « zone angulaire » ; La figure 8 représente le principe de correction appliqué à la composante d'émission « stimulus » dans le plan de Fresnel, du bloc dit 35 « décision » ; La figure 9 représente le principe de correction appliqué à la phase de la composante d'émission « stimulus » dans le plan de Fresnel, du bloc dit « décision » ; Les figures 10 et 11 représentent un synoptique électronique du 5 couplage d'un bobinage sur un autre ; La figure 12 représente, dans le plan de Fresnel, des différentes composantes du signal émis par un bobinage ; Les figures 13 et 14 représentent, dans le plan de Fresnel, le principe simplifié d'asservissement des composantes « de correction » du 10 signal émis par un bobinage ; La figure 15 représente, dans le plan de Fresnel, le principe général d'asservissement des composantes « de correction » du signal émis par un bobinage. 15 Le dispositif d'émission selon l'invention est dédié aux systèmes de détection de position de casque électromagnétique. Il comprend un émetteur électromagnétique et une électronique de commande. L'émetteur est classique. Il comporte trois bobinages disposés perpendiculairement. L'électronique de traitement est constituée 20 essentiellement de trois chaînes électroniques de structure semblable, chaque chaîne électronique étant associée à un bobinage donné et générant un signal électronique d'alimentation dudit bobinage, les chaînes électroniques fonctionnant simultanément. Pour émettre simultanément sur les trois axes, on utilise trois fréquences d'émission différentes qui sont 25 notées dans la suite de la description FI, F2 et F3, chaque fréquence étant attribuée à une chaîne d'émission. Pour résoudre les problèmes de couplage inter-bobinage, chaque chaîne électronique comporte des moyens d'asservissement agencés de façon que le signal généré associé comporte trois composantes 30 analogiques : une première composante dite stimulus modulée à la fréquence d'émission du bobinage associé à ladite chaîne électronique, et une seconde et une troisième composantes dites de correction, chacune de ces deux composantes étant modulée à une fréquence 35 d'émission d'un autre bobinage et dont la phase et l'amplitude sont calculées de façon à compenser les signaux parasites reçus par ledit bobinage provenant des deux autres bobinages ; de façon que chaque bobinage rayonne en régime stabilisé un rayonnement électromagnétique à sa seule fréquence d'émission et avec 5 une intensité et une phase prédéterminées. Le schéma de principe d'une chaîne électronique de commande d'un bobinage avec ensembles d'asservissement est représenté en figure 3. Dans le cas de la figure 3, la fréquence émise sur l'axe considéré est FI. Par 10 conséquent, la composante d'émission est à la fréquence FI et les composantes de correction aux fréquences F2 et F3. Celle-ci comprend essentiellement trois ensembles principaux : Un premier ensemble d'asservissement 100 générant les trois composantes numériques d'émission, une première composante dite 15 stimulus modulée à la fréquence d'émission du bobinage associé à ladite chaîne électronique et une seconde et une troisième composantes dites de correction modulée aux deux autres fréquences ; Un second ensemble de mise en forme 200 réalisé au moyen de convertisseurs analogique-numérique ou DAC assurant la conversion 20 numérique-analogique des composantes numériques en composantes analogiques, le mélange et la mise en forme des dites composantes analogiques de façon à obtenir le signal électronique d'alimentation du bobinage. Sur la figure 3, la conversion est assurée au moyen de deux convertisseurs DAC, on pourrait utiliser un seul DAC par axe, à condition 25 qu'il ait une résolution suffisante ; Un troisième ensemble de mesure 300 assurant la mesure du signal émis par le bobinage, la conversion analogique-numérique du signal émis et sa démodulation en trois composantes, chaque composante étant à une des trois fréquences d'émission F1, F2 et F3, une première composante 30 mesurée « stimulus » à la fréquence d'émission du bobinage, une seconde composante mesurée « de correction » à la fréquence d'émission d'un second bobinage et une troisième composante mesurée « de correction » à la fréquence d'émission du troisième bobinage. Pour réaliser les ensembles d'asservissement, on rencontre deux types de difficultés: - La complexité de la réalisation car l'objectif est de miniaturiser le volume de l'électronique, et non de l'augmenter ; - Le problème de générer la bonne amplitude et la bonne phase d'un signal de compensation, c'est à dire de calculer deux variables, alors que la consigne de phase est indéterminée pour les composantes de correction. Il est à noter que le synoptique de la figure 3 et le principe de compensation associé ne s'appliquent pas nécessairement à des amplificateurs à découpage de type PWM ou de classe « D ». La même solution peut être utilisée avec d'autres types d'amplificateurs, de classe « AB » en particulier. Dans le cas d'amplificateurs accordés, on perd l'avantage de la flexibilité en fréquence. Il est à noter également que l'on peut utiliser les mêmes solutions de compensation dans le cas d'une émission en alternatif, c'est à dire un axe d'émission après l'autre, ce qui évite le besoin de couper le courant dans les bobines. Il existe plusieurs possibilités pour générer le signal d'émission dit « stimulus ». Dans ce cas, l'amplitude et la phase du signal que l'on cherche à obtenir sont parfaitement déterminées. En absence de contraintes d'encombrement et de consommation, et si l'on dispose de moyens de calcul procurant en particulier toutes les fonctions trigonométriques, la solution pour générer les stimuli est relativement facile. Un exemple de réalisation est représenté en figure 4. En fonction de l'erreur de phase et de l'erreur sur le module, on corrige la phase et le module du signal d'excitation par le biais d'une régulation proportionnelle-intégrale. L'action proportionnelle est choisie pour créer un zéro qui compense le pole correspondant au filtre passe-bas de la démodulation synchrone. Deux conversions trigonométriques sont donc nécessaires pour passer des parties réelle et imaginaire du signal mesuré aux informations de module et de phase, soit des conversions de type XY->pO, soit l'inverse. La difficulté est que ces conversions nécessitent un « calcul dynamique » car effectué pour chaque nouvelle acquisition d'un échantillon de mesure, par opposition à un « calcul statique », uniquement calculé à la mise sous tension, ou à chaque changement de configuration. Les « calculs statiques » qui sont effectués peu fréquemment peuvent être réalisés par un calculateur central, les données étant récupérées dans des registres via une liaison numérique. L'objectif est de trouver une solution électronique facilement intégrable dans un très petit circuit programmable de type « FPGA » signifiant « Field-Programmable Gate Array », de préférence à mémoire rémanente en technologie « Flash PROM» insensible aux « SEUs » signifiant « Single Event Upsets ». Ce circuit peut être, par exemple, un FPGA de marque « IGLOO » de la société ACTEL. Les « calculs dynamiques » sont effectués à une fréquence de quelques MHz. Comme la fréquence d'horloge du FPGA peut être de quelques dizaines de MHz à une centaine de MHz, les calculs sont effectués de façon séquentielle en consommant à chaque fois quelques dizaines de périodes d'horloge. On réalise ainsi des multiplications, des divisions ou d'autres fonctions voisines par des combinaisons d'additions ou de soustractions successives. II serait donc possible de réaliser l'électronique de la figure 4, en faisant les fonctions trigonométriques à l'aide de l'algorithme dit de « CORDIC » signifiant « COordinate Rotation Digital Computer » ou bien en utilisant des approximations polynomiales. Cependant, cette solution ne peut s'appliquer pour générer les composantes de correction. En effet, le schéma de la figure 4 est complètement inutilisable dans le cas de l'asservissement pour compenser les composantes de couplage parce que, si la valeur du module est connue et en l'occurrence de valeur zéro, sa phase est indéterminée. Faute d'information additionnelle, l'asservissement correspondant au schéma électronique de la figure 4 n'est pas capable de déterminer la bonne phase et le module des signaux de compensation. L'objet essentiel du dispositif d'émission selon l'invention est de proposer une solution électronique plus simple qui permet de fabriquer à la fois le signal d'émission mais aussi et surtout les signaux de compensation ou de correction. Bien entendu, le coeur de l'invention est l'ensemble d'asservissement. L'asservissement selon l'invention repose sur trois principes : Le sens de variation de la phase et du module d'une composante d'émission ou de correction est déterminé en fonction du résultat de la comparaison de la composante mesurée associée avec la composante de consigne associée ; La phase théorique des composantes d'émission ou de correction est connue de façon approximative ; Le signe des incréments de la phase et du module d'une composante d'émission ou de correction est fonction de la phase la dite composante mesurée. Chaque ensemble d'asservissement 100 comporte donc trois sous-ensembles d'asservissement sensiblement identiques 110, le premier 15 dédié à la composante d'excitation ou stimulus, le second et le troisième dédiés aux composantes de correction. Chaque sous-ensemble d'asservissement comporte des circuits logiques répartis principalement en trois blocs électroniques principaux qui sont : un bloc dit « zone angulaire » 120 qui définit des zones angulaires dans le plan de Fresnel des parties réelle et imaginaire des composantes d'émission « stimulus » ou de « correction ». Ce bloc est le même pour les différents sous-ensembles d'asservissement ; Un bloc dit « correction de module et de phase » 130 qui calcule, en fonction de la zone angulaire dans laquelle se trouve la composante d'émission « stimulus » ou de « correction », des corrections élémentaires des partie réelles et imaginaire dites « forfaitaires », on entend par correction élémentaire « forfaitaire » une correction ne pouvant prendre qu'un nombre limité de valeurs Ce bloc est le même pour les différents sous-ensembles d'asservissement ; Un bloc dit « décision » 140 dont les fonctions diffèrent selon la composante à corriger : o en fonction des parties réelle et imaginaire de la composante mesurée « stimulus » numérique et des 10 20 25 30 35 corrections élémentaires, ce bloc délivre le type et le signe des actions à effectuer sur le module et la phase de la composante d'émission « stimulus », de façon que l'écart entre la composante mesurée « stimulus » et une composante de référence « stimulus » diminue ; o en fonction des parties réelle et imaginaire de la composante mesurée « de correction» numérique et des corrections élémentaires, délivre le type et le signe des actions à effectuer sur le module de la composante d'émission « de correction », de façon que la composante mesurée « de correction » s'annule, et sur la phase de la composante d'émission « de correction », en l'absence de composante de correction, les bornes de la phase du signal parasite émis à la même fréquence que ladite composante étant prédéterminées soit par calcul, soit par mesure. 20 Chacune de ces opérations peut être réalisée par des fonctions logiques très simples. Les seules fonctions mathématiques « dynamiques » un peu complexes sont les multiplications. Celles-ci sont effectuées de façon séquentielle. Les autres fonctions « dynamiques » sont des fonctions élémentaires, principalement constituées d'additions et de comparaisons. 25 Dans la suite de la description et dans les figures, on adopte les notations suivantes : Les composantes des parties réelle et imaginaire des composantes mesurée sont notées Imes et Qmes (I pour Incidence et Q pour Quadrature) ; 30 Les composantes des parties réelle et imaginaire des composantes de référence sont notées Iref et Qref ; Les composantes des parties réelle et imaginaire des composantes d'émission sont notées Istim et Qstim ; Les corrections à appliquer aux composantes sont notées Di et zq. 10 15 35 Le synoptique des ensembles d'asservissement est représenté en figure 5. Les corrections Di et Aq en amont des régulateurs « proportionnelle-intégrale » pour Istim et Qstim sont pondérées par le signal « sum-écart » qui est la somme des erreurs en valeur absolue sur Imes et Qmes. Ainsi, quand la cible est atteinte, le signal de correction des régulateurs PI s'annule. La génération des signaux numériques sinusoïdaux Fx_inc et Fx_quad peut être faite en utilisant un générateur à deux intégrateurs câblés en boucle et stabilisés, ou bien avec équation polynomiale de sinus et cosinus. Dans le cas de la solution polynomiale, comme il s'agit d'un signal évoluant progressivement dans le temps, la génération des fonctions carré, cube et autres est réalisée avec de simples intégrateurs ce qui évite l'emploi de multiplieurs. Le détail des blocs électroniques est donné ci-dessous. II s'agit, bien entendu d'un exemple de réalisation qui peut subir des adaptations ou des variations de détail tout en conservant les principes généraux de l'asservissement qui repose sur trois blocs fonctionnels réalisés avec des fonctions logiques élémentaires. Cependant, il constitue un excellent compromis technique en termes de complexité et de performance. Bloc dit « zone angulaire » II définit des zones angulaires ou quadrant dans le plan de Fresnel (i, q) des parties réelle et imaginaire des composantes d'émission « stimulus » ou de « correction ». Ce bloc est le même pour les différents sous-ensembles d'asservissement. Des simulations du dispositif montrent qu'une définition en huit zones est amplement suffisante. Cette définition est très intéressante dans la mesure où elle ne nécessite que trois comparaisons simples pour définir le quadrant d'appartenance d'une composante. Ces comparaisons sont les suivantes: istim>_0 - qstim>_0 - ABS(qstim) ABS(istim) avec la convention classique : ABS = valeur absolue. Dans ce cas, le bloc « zone angulaire » sort un signal de sortie codés sur 3 bits notés u, v et w et qui valent : u = signe(istim) - v = signe(qstim) w = signe[ABS(istim) - ABS(qstim)] On utilise la convention de signe des signaux signés en complément à 2, c'est à dire que le signe est égal à 0 quand la variable est positive ou nulle et le signe vaut 1 quand la variable est négative. Ces huit quadrants sont représentés dans le plan de Fresnel (i, q) de la figure 6. Bien entendu, dans la suite de la description, on conserve cette répartition en huit quadrants. Sur cette figure 6, les quadrants sont numérotés de 0 à 7 en fonction de la valeur du triplet (u, v, w). Bloc dit de « correction » Le bloc dit « correction de module et de phase » calcule, en fonction de la zone angulaire dans laquelle se trouve la composante d'émission « stimulus » ou de « correction », des corrections élémentaires des parties réelles et imaginaire dites « forfaitaires », on entend par correction élémentaire « forfaitaire » une correction ne pouvant prendre qu'un nombre limité de valeurs. Ce bloc est le même pour les différents sous-ensembles d'asservissement. Suivant la zone angulaire dans laquelle se situe la phase du signal d'excitation, pour une même correction, par exemple une rotation dans le sens trigonométrique, le signe des incréments va changer. Par exemple, dans la zone 0, l'incrément Aq est positif alors que dans la zone 4, il est négatif. Idéalement, la rotation devrait être orthogonale au vecteur [istim,qstim] et l'augmentation de module colinéaire. En regardant la figure 6, on peut voir que cela est faisable à condition d'effectuer le ratio Air/Aqr égal à qstim/istim. Cela nécessite d'effectuer une division dynamique qui n'est pas impossible mais complique les calculs. Mais la simulation du dispositif montre qu'on peut faire beaucoup plus simple, c'est à dire que, pour chaque zone, on se contente de corrections forfaitaires, sans calculer le ratio qstim/istim ou son inverse. Ainsi, on atteint la bonne correction par approximations successives. A titre d'exemple, la figure 7 représente les corrections dans la zone O. On note « rotation O+ » une correction de la rotation de la phase dans le sens trigonométrique et « rotation e» une correction de la rotation de la phase dans le sens contraire. On note également « module » une correction tendant à augmenter le module et « module e » une correction tendant à diminuer le module. Les corrections élémentaires correspondantes à effectuer sur les parties réelle et imaginaire de la composante sont les suivantes : - rotation O+ = Air = -1 et Aqr = +2 - rotation e = Air = +1 et Aqr = -2 module 9 = Aim = +2 et Aqm = +1 module e = Aim = -2 et Aqm = -1 S'il y a rotation et variation du module simultanément, on additionne les corrections à effectuer. On obtient : - Ai = Air +Dim Aq = Aqr +Aqm Pour les différentes zones, pour les corrections de « rotation O+ » et de « modulation O+ », on obtient le tableau I suivant: 15 TABLEAU I Rotation O Module u v w Air Aqr Aim Aqm 0 0 0 -1 2 2 1 0 0 1 -2 1 1 2 1 0 1 -2 -1 -1 2 1 0 0 -1 -2 -2 1 1 1 0 1 -2 -2 -1 1 1 1 2 -1 -1 -2 0 1 1 2 1 1 -2 0 1 0 1 2 2 -1 On peut établir les correspondances suivantes : Rotation e correspond à SIGROT=0 Module © correspond à SIGMOD=O. 20 Pour généraliser le calcul des incréments, on écrit : Quand ROT=0 alors Air = Aqr = 0 Quand MOD=0 alors Aim = Aqm = 0 Quand SIGROT=1 alors Air et Aqr s'inversent 25 Quand SIGMOD=1 alors Aim et Aqm s'inversent Enfin pour obtenir l'incrément complet on additionne les incréments de la rotation avec ceux de la variation du module: Ai = Air +Aim et Aq = Aqr +Aqm. Les signaux de sortie du bloc de correction sont codés sur 3 bits en complément à 2, soit Ai[2:0] et Aq[2:0]. Les équations booléennes sont les suivantes: - Air[2] = [non(v)*non(SIGROT) + v*SIGROT]*ROT Air[1] = [w + non(v)*non(SIGROT) + v*SIGROT]*ROT Air[0] = non(w)*ROT Aqr[2] = [u*non(SIGROT) + non(u)*SIGROT]*ROT Aqr[l] = [non(w) + u*non(SIGROT) + non(u)*SIGROT]*ROT Aq r[0] = w*ROT Aim[2] = [u*non(SIGMOD) + non(u)*SIGMOD]*MOD Aim[1] = [non(w) + u*non(SIGMOD) + non(u)*SIGMOD]*MOD Aim[0] = w*MOD Aqm[2] = [v*non(SIGMOD) + non(v)*SIGMOD]*MOD - Agm[1] = [w + v*non(SIGMOD) + non(v)*SIGMOD]*MOD Agm[0] = non(w)*MOD Bloc dit de « décision» - Cas de la composante « stimulus » Un bloc dit « décision » qui, en fonction des parties réelle et imaginaire de la composante mesurée « stimulus » numérique et des corrections élémentaires, délivre le type et le signe des actions à effectuer sur le module et la phase de la composante d'émission « stimulus ». En général, on choisit iref positif et qref nul. On veut éviter de calculer le module RACINE (imes2 + qmes2). II est possible d'éviter ce calcul en adoptant des règles simples permettant soit de corriger le module, soit la phase de la composante d'émission « stimulus ». Dans l'exemple de réalisation représenté en figure 8, les règles suivantes sont adoptées : Si ABS(imes) _ ABS(iref) ET ABS(qmes) >_ ABS(qref), alors diminution du module. Sur la figure 8, les augmentations ou diminutions du module sont indiquées par des flèches droites verticales et les augmentations ou diminutions de la phase sont indiquées par des signes « + » et « - » cerclés. Dans les deux autres cas, on ne peut pas déterminer la correction à apporter sur le module mais on est, a contrario, sûr du sens de la rotation de phase. Pour améliorer la rapidité de convergence, on utilise alors un calcul un peu plus compliqué moyennant l'usage de deux multiplications dynamiques. Le principe est expliqué par la figure 9. Pour tous les points situés au dessus de la droite passant par [iref, qref], la rotation est dans le sens horaire (SIGROT = 1). Pour les autres points, on a SIGROT = 0. Quand les points sont sur la droite alors ROT = 0 et SIGROT n'a pas d'importance. On peut résumer les équations du bloc : SIGROT = SIGNE ( qref * imes - iref * qmes ) Si ( qref * imes - iref * qmes ) = 0 alors ROT = 0 sinon il vaut 1. SI ABS(imes) Bloc dit de « décision» - Cas de la composante « de correction » On est alors dans le cas où la consigne vérifie qref = iref = O. La consigne de phase est donc totalement indéterminée. Pour lever cette indétermination, on calcule les ordres de grandeurs des déphasages dans le dispositif, ce qui permet de connaître approximativement la phase du couplage à compenser ainsi que celle du signal d'excitation de compensation. Une autre solution possible est de réaliser une mesure en l'absence de compensation afin de déterminer la phase du couplage. Pour simplifier, on s'intéresse uniquement à l'annulation du couplage d'un second bobinage fonctionnant à la fréquence F2 sur un premier bobinage fonctionnant à la fréquence FI, sachant que la procédure est totalement identique pour éliminer le couplage à la fréquence F3 en provenance du troisième axe de bobinage. Dans ce cadre, le système électronique dont il faut calculer les déphasages est représenté en figure 10. Le couplage étant principalement inductif, par mutuelle inductance entre les axes, on peut calculer les valeurs nominales des phases avec une précision suffisante, le dispositif étant tolérant. Le coefficient de couplage du second bobinage sur le premier bobinage est appelé M12. Le déphasage de l'amplificateur 0A est généralement négligeable par rapport à celui 0o du filtre et à celui 01 du bobinage. Par application du théorème de Thévenin et Norton, on passe du schéma de la figure 10 à celui de la figure 11. Si on calcule le courant 112 à la fréquence F2 circulant dans le premier bobinage, on obtient: 112=U12/(R+Lp+ZF(p))-M12*P*122/(R+Lp+ZF(p))- En l'absence d'un dispositif de compensation, le terme de couplage vaut : Couplage = - M12 * p * 122 / ( R + Lp +ZF(p) ). La figure 12 montre un diagramme de Fresnel représentant la phase des différents signaux notés « Excitation désirée », « Couplage » et « compensation à réaliser ». Par définition, on considère que l'émission des stimuli est sur l'axe des incidences (i). On observe que : La phase du signal d'excitation à générer est (00 + 90°), déphasage du filtre à vide ; La phase du couplage à compenser est - ( 01 + 90° ). Les phases 0o et 01 dépendent de la fréquence choisie. Afin de faciliter la compréhension du dispositif, la figure 13 représente une solution simplifiée. Dans le cas représenté, les corrections MOD et ROT ne dépendent que du quadrant auquel le vecteur [imes, qmes] mesuré appartient. Ainsi, dans le quadrant [i>0, q>0], le module doit diminuer, dans le quadrant [i>0, q 0], la phase doit tourner dans le sens horaire et enfin, dans le quadrant [i Autrement dit, on reprend le principe des quatre quadrants de la figure 13 qui correspondent aux quatre cas de compensation (MOD+, ROT+, MOD-, ROT), mais on les fait tourner en fonction de la valeur de 01. Ainsi le quadrant dans lequel on est certain qu'il faut augmenter le module est centré à ± 45° autour de la direction nominale du vecteur couplage. Cela donne une bonne marge de robustesse qui permet de s'affranchir des dispersions et des dérives des composants. A titre d'exemple, la solution avec ses équations pour un angle 01 compris entre 45° et 135° est représentée en figure 15 qui représente les équations du bloc de décision pour la compensation. Les équations de la figure 15 ne sont valables que si 45° Bien entendu quand imes = qmes = 0, les actions MOD et ROT s'annulent, la cible étant atteinte. Les équations logiques du bloc fonctionnel sont les suivantes: SI imes = 0 ET qmes = 0 alors pas de correction à apporter donc MOD = ROT = 0. SIGMOD et SIGROT sont indifférents dans ce 30 cas. - Sinon: Cas du quadrant imes >_ 0 et qmes 0 o SI SIGNE[ imes * cos(a) + qmes * sin(a) ] = 0, alors : MOD = 1 35 SIGMOD = 1 (diminuer amplitude) ROT = 0 SIGROT = X (indifférent) o Sinon : MOD = 0 SIGMOD = X (indifférent) ROT = 1 SIGROT = 1 Cas du quadrant imes 0 et qmes Seulement deux fonctions de multiplication sont à implanter physiquement pour réaliser la fonction: « A * cos(a) + B * sin(a) », les valeurs de A et B étant réaffectées suivant le quadrant [ imes , qmes ] . Sur le synoptique de la figure 5, il est indiqué que des limites peuvent être imposées au signal d'excitation, que ce soit le stimulus d'émission ou la compensation du couplage. Connaissant l'ordre de grandeur de la phase 00, on peut ainsi borner la phase et le module du signal d'excitation dans des limites raisonnables compte-tenu des dispersions et des dérives des composants. De même, à l'initialisation, la valeur de la phase du signal d'excitation est initialisée à (00 + 90°) afin d'obtenir la convergence la plus rapide possible. Les valeurs de 00, 01, sin(a), cos(a) sont pré-calculées en fonction des valeurs de fréquences choisies. C'est à dire que l'on a effectué tous ces calculs au préalable et chargé par exemple des tables. Un calculateur principal peut également effectuer les opérations pour chaque demande de changement de configuration et les résultats sont transmis à l'émetteur électromagnétique par une petite liaison numérique. Plutôt que de pré-calculer les déphasages, on peut tout simplement les mesurer lors d'une séquence d'initialisation pour chaque configuration. Par exemple, on fait une émission sans compensation et on mesure les couplages obtenus. Cela a l'avantage d'une meilleure précision par rapport aux valeurs calculées, en particulier si le couplage n'est pas principalement par mutuelle inductance ou bien si le signe de ces mutuelles n'est pas suffisamment décentré par construction, c'est à dire si le signe de la mutuelle n'est pas connu a priori. Il faut éviter, lors de la transition entre deux configurations, un temps mort pendant lequel on procède à cette sorte de calibration et pendant 5 lequel la fonction d'asservissement électromagnétique de position n'est plus assurée. Pour rendre cette méthode complètement « transparente » à l'utilisateur, il ne faut pas allouer comme nouvelle fréquence à un axe une fréquence en cours d'utilisation sur un autre. 10 Moyennant l'ajout des ressources matérielles appropriées, et en particulier la réserve de dynamique sur les émetteurs, cette solution permet de procéder au calibrage pour les fréquences qui seront utilisées avec la nouvelle configuration. 15 Les caractéristiques principales du dispositif selon l'invention sont les suivantes : Absence de couplages entre les axes, par génération de signaux de compensation aux fréquences considérées ; Utilisation de fonctions logiques élémentaires dans le dispositif 20 d'asservissement basé sur trois blocs fonctionnels ; Possibilité d'utiliser des amplificateurs à découpage sans circuits accordés à des fréquences d'émission particulières ; Utilisation d'un composant de type « FPGA » pour réaliser l'asservissement de façon numérique. 25 Les avantages du dispositif selon l'invention sont les suivants : Flexibilité en fréquence d'émission ; Utilisation de plusieurs fréquences simultanées pour un même axe pour améliorer l'insensibilité aux perturbations, dans la limite d'une puissance d'émission raisonnable ; 30 Emission simultanée sur les trois axes, ce qui est favorable pour la latence et le temps d'intégration ; Auto-calibration des récepteurs pouvant être simultanée également, sur des fréquences très voisines encadrant celles utilisées ; 35 Gain en volume et en poids. REVENDICATIONS1. Dispositif d'émission électromagnétique pour système de détection de position de casque comprenant un émetteur électromagnétique et une électronique de commande, l'émetteur comprenant trois bobinages disposés perpendiculairement, l'électronique de traitement trois chaînes électroniques de structure semblable, chaque chaîne électronique étant associée à un bobinage donné et générant un signal électronique d'alimentation dudit bobinage, les chaînes électroniques fonctionnant simultanément, caractérisé en ce que chaque chaîne électronique comporte des 10 moyens d'asservissement (100, 200, 300) agencés de façon que le signal généré associé comporte trois composantes analogiques : une première composante dite stimulus modulée à une fréquence dite d'émission du bobinage associé audit ensemble électronique, chacune des trois fréquences d'émission étant différente d'un bobinage à l'autre, et 15 une seconde et une troisième composantes dites de correction, chacune de ces deux composantes étant modulée à une fréquence d'émission d'un autre bobinage et dont la phase et l'amplitude sont calculées de façon à compenser les signaux parasites reçus par ledit bobinage provenant des deux autres bobinages ; 20 de façon que chaque bobinage rayonne en régime stabilisé un rayonnement électromagnétique à sa seule fréquence d'émission et avec une intensité et une phase prédéterminées. 2. Dispositif d'émission électromagnétique selon la revendication 25 1, caractérisé en ce que chaque chaîne électronique comporte trois ensembles principaux : Un premier ensemble d'asservissement (100) générant trois composantes numériques d'émission, la première composante d'émission « stimulus » numérique correspondant à la première composante 30 « stimulus » analogique, la seconde composante d'émission « de correction » numérique correspondant à la seconde composante « de correction » analogique, la troisième composante d'émission « decorrection » numérique correspondant à la troisième composante « de correction » analogique ; Un second ensemble de mise en forme (200) assurant la conversion numérique-analogique des composantes numériques en composantes analogiques, le mélange et la mise en forme des dites composantes analogiques de façon à obtenir le signal électronique d'alimentation du bobinage ; Un troisième ensemble de mesure (300) assurant la mesure du signal émis par le bobinage, la conversion analogique-numérique du signal émis et sa démodulation en trois composantes, chaque composante étant à une des trois fréquences d'émission, une première composante mesurée « stimulus » à la fréquence d'émission du bobinage, une seconde composante mesurée « de correction » à la fréquence d'émission d'un second bobinage et une troisième composante mesurée « de correction » à la fréquence d'émission du troisième bobinage. 3. Dispositif d'émission électromagnétique selon la revendication 2, caractérisé en ce que chaque premier ensemble d'asservissement (100) comporte trois sous-ensembles d'asservissement (110) sensiblement identiques, le premier sous-ensemble « stimulus » générant la première composante d'émission « stimulus » numérique à partir de la première composante mesurée « stimulus » ; le second sous-ensemble générant la seconde composante 25 d'émission « de correction » numérique à partir de la seconde composante mesurée « de correction » et ; le troisième sous-ensemble générant la troisième composante d'émission « de correction » numérique à partir de la troisième composante mesurée « de correction ». 30 4. Dispositif d'émission électromagnétique selon la revendication 3, caractérisé en ce que chaque sous-ensemble d'asservissement « stimulus » (110) comporte : Trois blocs électroniques principaux qui sont :un bloc dit « zone angulaire » (120) qui définit des zones angulaires dans le plan de Fresnel des parties réelle et imaginaire de la composante d'émission « stimulus » ; Un bloc dit « correction de module et de phase » (130) qui calcule, en fonction de la zone angulaire dans laquelle se trouve la composante d'émission « stimulus », des corrections élémentaires des partie réelles et imaginaire dites « forfaitaires », on entend par correction élémentaire « forfaitaire » une correction ne pouvant prendre qu'un nombre limité de valeurs ; Un bloc dit « décision » (140) qui, en fonction des parties réelle et imaginaire de la composante mesurée « stimulus » numérique et des corrections élémentaires, délivre le type et le signe des actions à effectuer sur le module et la phase de la composante d'émission « stimulus », de façon que l'écart entre la composante mesurée « stimulus » et une composante de référence « stimulus » diminue. 5. Dispositif d'émission électromagnétique selon la revendication 20 3, caractérisé en ce que chaque sous-ensemble d'asservissement « de correction » (110) comporte : Trois blocs électroniques principaux qui sont : un bloc dit « zone angulaire » (120) qui définit des zones angulaires dans le plan de Fresnel des parties réelle et 25 imaginaire de la composante d'émission «de correction» ; - Un bloc dit « correction de module et de phase » (130) qui calcule, en fonction de la zone angulaire dans laquelle se trouve la composante d'émission « de correction», des corrections élémentaires des partie réelles et imaginaire dites 30 « forfaitaires », on entend par correction élémentaire « forfaitaire » une correction ne pouvant prendre qu'un nombre limité de valeurs ; Un bloc dit « décision » (140) qui, en fonction des parties réelle et imaginaire de la composante mesurée « de correction» 10 15numérique et des corrections élémentaires, délivre le type et le signe des actions à effectuer : o sur le module de la composante d'émission « de correction », de façon que la composante mesurée « de correction » s'annule, o sur la phase de la composante d'émission « de correction », en l'absence de composante de correction, les bornes de la phase du signal parasite émis à la même fréquence que ladite composante étant prédéterminées soit par calcul, soit par mesure. 6. Dispositif d'émission électromagnétique selon l'une des revendications 4 ou 5, caractérisé en ce que les zones angulaires sont au nombre de huit et divisent le plan de Fresnel en huit zones de taille identique, 15 à l'intérieur d'une zone, l'appartenance d'une composante à une zone dépendant des trois critères suivants : signe de la partie réelle de ladite composante, signe de la partie imaginaire de ladite composante, signe de la différence des valeurs absolues des parties réelle et imaginaire de ladite composante. 20 7. Dispositif d'émission électromagnétique selon l'une des revendications 4 ou 5, caractérisé en ce que le bloc dit « décision » corrige, en fonction des parties réelle et imaginaire de la composante mesurée numérique et des corrections élémentaires soit uniquement le module, soit 25 uniquement la phase de la composante d'émission. 10