FR 2959077 A1 20111021 FR 1052956 A 20100419 1 Amplificateur à faible facteur de bruit, à qain variable et de puissance La présente invention se rapporte à un amplificateur à faible bruit, à gain variable et de puissance, utilisable sur une large bande de fréquences (par exemple de 700 MHz à 2,6 GHz) pour les stations de base des infrastructures mobiles de télécommunication sans fil. Dans un système émetteur/récepteur de signal radiofréquence, la chaîne de réception comprend de manière connue une antenne de réception du signal qui est transmis au circuit d'amplification d'un récepteur ayant pour fonction de filtrer et d'amplifier le signal représentatif de l'information transmise. L'amplificateur à pour rôle principal d'amener le signal à un niveau adapté pour le circuit de démodulation en réduisant la dégradation du rapport signal/bruit et la distorsion apportée par l'amplification du signal utile. Dans le cas des récepteurs pour les infrastructures de télécommunication sans fil, il y a un besoin important d'amplificateurs à très faible bruit et très linéaires. En outre, ces amplificateurs doivent être capables de d'adapter les exigences des différents fabricants de récepteurs car ces derniers ne réclament pas toujours les mêmes compromis de performances. De plus, les diverses configurations du terrain nécessitent d'avoir des performances facilement ajustables pour répondre à la majorité des cas. Par exemple, les pertes de signal dans le câble, qui relie l'antenne disposée en haut d'un mât ou d'un pylône au récepteur placé dans un châssis dans la station de base, dépendent de la longueur de ce câble. Par exemple encore, les caractéristiques du filtre peuvent différer d'un constructeur à l'autre. Le récepteur doit avoir un faible facteur de bruit (ou "NF" pour "Noise Factor" en anglais) et un gain en puissance réglable afin d'ajuster le niveau du signal à l'entrée du démodulateur et de garantir la gamme de variation du gain la plus large possible en fonction de la configuration du terrain. À cette fin, un amplificateur à faible facteur de bruit et à gain variable est inséré dans la chaîne de réception juste après l'antenne, le câble et le filtre. Le bruit provenant de l'amplificateur doit être suffisamment faible pour ajouter peu de bruit dans la chaîne de réception, et l'amplificateur doit afficher une linéarité et une puissance de sortie suffisante pour permettre l'amplification simultanée de signaux d'amplitude de haut niveau et de bas niveau sans distorsion, dans toute la gamme de variation du gain considérée. En outre chez certains constructeurs, la possibilité d'ajuster le gain de l'amplificateur permet de compenser les variations de température dans la chaîne de réception afin de maintenir une valeur du gain sensiblement constante. Une solution connue à ce jour, utilisée notamment dans les tuners de télévision, est constitué d'un atténuateur variable linéairement, suivi d'un étage d'amplification à gain variable placé après un amplificateur faible bruit à gain fixe et un mélangeur. Cette solution, utilisant la technologie MOSFET ("Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor" en anglais), permet d'avoir un niveau de gain en sortie constant en limitant la dégradation du facteur de bruit. Cela répond bien à l'application pour la réception de signaux de télévision. Toutefois les performances accessibles par ce type de solution ne répondent pas au besoin dans le domaine des infrastructures de télécommunications mobiles. Aujourd'hui, les performances d'un amplificateur à faible bruit et à gain variable pour station de base, dans la bande autour de 900MHz par exemple, sont habituellement de moins de 1dB de facteur de bruit, un gain d'environ 30 dB et un produit d'intermodulation d'ordre 3 en entrée supérieure à 0 dBm dans toute la gamme de température et pour une gamme de variation du gain d'environ 15-20 dB. On cherche donc à obtenir un amplificateur intégrable à faible bruit, à gain variable et à forte linéarité qui puisse être réalisé en grande série et à faible coût dans une technologie microélectronique à base de silicium, ceci afin de réduire le coût des récepteurs des stations de base. La topologie doit pouvoir être adaptée afin de couvrir les besoins des applications à fréquences plus élevées telles que les radiofréquences. On cherche aussi à atteindre une variation du gain en puissance par pas très de faible amplitude (par exemple inférieur à 0,1 dB) afin d'obtenir une valeur de gain la plus précise et la plus proche possible de la valeur de gain souhaitée dans toute la gamme de variation du gain, dans toute la bande de fréquences et pour toutes les températures. L'objet de la présente invention est un amplificateur intégré à faible facteur de bruit et à gain variable comportant un étage d'amplification de type cascode comprenant, montés en série, un transistor MOSFET à faible tension monté en grille commune suivi d'un transistor bipolaire à tension d'avalanche élevée monté en base commune. Un amplificateur intégré est un amplificateur qui peut être réalisé en utilisant une technologie microélectronique de semiconducteurs qui permet d'intégrer la majorité des composants actifs et passifs nécessaire à la réalisation de la fonction. L'étage de type cascode (contraction de "cascade to cathode" en anglais) fonctionne comme un étage d'amplification dont le gain peut varier de quelques décibels de façon continue. Il est destiné à assurer la linéarité et de permettre des pas de variation du gain les plus petits possible, sans dégrader le facteur de bruit. L'augmentation de la linéarité et de la puissance passent par l'augmentation de l'excursion en tension et en courant. L'utilisation de la combinaison d'un transistor MOSFET à faible tension et d'un transistor bipolaire à tension de claquage élevée conduit à une très bonne linéarité de l'amplificateur. Cette combinaison est réalisée dans une technologie dite BiCMOS (pour "Bipolar Complementary Metal Oxide Semiconductor" en anglais). Le transistor MOSFET en grille commune permet d'améliorer la linéarité de l'amplificateur, et la tension d'avalanche élevée du transistor bipolaire augmente l'excursion en tension à la sortie de l'étage cascode, et donc permet aussi d'améliorer la linéarité de l'amplificateur. Les performances en fréquences sont peu dégradées par l'utilisation d'un transistor bipolaire à base commune et à tension de claquage élevée, ce qui permet de réduire la taille des transistors utilisés. Selon un premier mode de réalisation, l'amplificateur peut comprendre en outre au moins un atténuateur commutable à la sortie de l'étage cascode. Pour atteindre la gamme de variation du gain souhaitée (de l'ordre de 15-20 dB), un ou plusieurs atténuateurs commutables très linéaires et à faible perte peuvent être ajoutés à la sortie de l'étage cascode. Cet atténuateur commutable introduit des pertes et augmente peu la valeur du bruit si le gain de l'amplificateur est suffisant. En contrepartie, la linéarité de cet atténuateur doit être élevée pour maintenir la linéarité de l'ensemble du récepteur. Par ailleurs, cet atténuateur commutable présente une impédance constante à la sortie de l'étage cascode, quel que soit le niveau d'atténuation. Selon un deuxième mode de réalisation, l'amplificateur peut comprendre en outre au moins un atténuateur commutable à l'entrée de l'étage cascode. La linéarité peut ainsi être améliorée aux réglages de gain plus faible au détriment du facteur de bruit, grâce à l'ajout d'un atténuateur d'entrée dont la topologie est similaire à celle de l'atténuateur commutable éventuellement placé à la sortie de l'étage cascode. Cet atténuateur commutable en entrée permet d'étendre l'utilisation du circuit à toutes les configurations du terrain ou bien à des signaux radiofréquences reçus qui peuvent être de niveaux très importants. Selon un troisième mode de réalisation, la tension d'alimentation imposée à l'entrée du circuit de commande de l'atténuateur commutable, qui est relié à la grille du transistor MOSFET, est du même ordre de grandeur que la tension d'alimentation de l'étage cascode, une tension inférieure à la tension d'alimentation de l'étage cascode étant imposée sur la source et le drain du transistor MOSFET de l'atténuateur commutable. Selon un quatrième mode de réalisation, l'amplificateur peut comprendre en 10 outre une résistance placée entre le collecteur du transistor bipolaire et la grille du transistor MOSFET de l'étage cascode. Cette résistance a pour fonction d'améliorer la linéarité et la bande passante, et de réduire les variations d'impédance à l'entrée et à la sortie de l'étage cascode en cas de variations de la tension de base du transistor bipolaire. 15 Selon un cinquième mode de réalisation, l'amplificateur peut comprendre en outre un circuit d'interface pour la commande de la tension de base du transistor bipolaire en fonction du gain à obtenir. Le circuit d'interface est destiné à commander la tension de base du transistor bipolaire à base commune de l'étage cascode, sans entraîner de dégradation sensible du bruit. La commande des premiers décibels de gain 20 est une commande analogique par variation de la tension de base du transistor bipolaire à base commune de l'étage cascode. La tension de base appliquée est préférentiellement limitée par le circuit d'interface régulant la tension, afin de maintenir une faible valeur du bruit et la linéarité d'entrée de l'étage cascode Selon un sixième mode de réalisation, le circuit d'interface peut comprendre en 25 outre une résistance associée à une capacité afin de filtrer le bruit extérieur transmis à l'amplificateur, généré par ailleurs et transmis via le circuit d'alimentation de l'étage cascode. Selon un septième mode de réalisation, l'amplificateur peut comprendre en outre au moins un convertisseur numérique/analogique pour le pilotage numérique de 30 l'amplificateur. Le circuit d'interface est entraîné par un convertisseur numérique/analogique 8-bits (ou DAC pour "Digital to Analogic Converter" en anglais) qui permet de contrôler le gain par une entrée numérique. L'étage cascode et le circuit d'interface permettent d'atteindre les spécifications avec une gamme de variation du gain d'environ 2 dB. On obtient ainsi un amplificateur intégré à faible bruit et à gain variable, qui peut être à large bande ; il est conçu pour couvrir la plupart des standards Telecom 5 de 700 MHz à plus de 2,6 GHz, mais il n'est pas limité à cette gamme de fréquences et peut couvrir d'autres applications radiofréquences. Un autre avantage de l'invention est notamment la réduction du nombre de composants électroniques discrets dans le récepteur par l'intégration en un circuit unique des fonctions d'amplification à faible bruit, de contrôle du gain et d'atténuation. La surface occupée sur une carte d'application récepteur est ainsi réduite d'un facteur supérieur à 5. L'ajustement du gain en usine est facilité grâce à l'ajout d'un circuit de contrôle de l'entrée numérique et d'un convertisseur numérique/analogique dans l'amplificateur. On obtient un moyen de commande numérique du gain sur toute sa gamme de variation avec une précision meilleure que 0,1 dB. D'autres caractéristiques et avantages de la présente invention apparaîtront à la lecture de la description qui suit d'un mode de réalisation, donné bien entendu à titre illustratif et non limitatif, et dans le dessin annexé sur lequel - la figure 1 est une vue schématique d'un mode particulier de réalisation d'une chaîne 20 de réception d'une station de base, - la figure 2 est un diagramme schématique d'un mode de réalisation d'un amplificateur intégré à faible facteur de bruit et à gain variable, - la figure 3 est une vue schématique d'un mode de réalisation d'un étage de type cascode, 25 - la figure 4 est une vue schématique d'un mode de réalisation d'un circuit d'interface pour la commande de la tension de base, - la figure 5 est une vue schématique d'un mode de réalisation d'un atténuateur commutable. 30 La figure 1 montre une chaîne de réception de station de base. Une antenne reçoit un signal RF 100 à amplifier. Le câble, reliant l'antenne à l'émetteur-récepteur frontal 101, transmet le signal 100 à un filtre duplexeur 102 qui permet de faire un premier filtrage des signaux utiles tout en atténuant fortement les signaux en dehors de la bande de fréquence de réception. Le signal 100 filtré entre dans un récepteur 103 permettant d'adapter le signal 100 filtré provenant du filtre duplexeur 102 avant de l'envoyer dans un circuit de démodulation 104, qui comprend un mélangeur et un démodulateur. Le récepteur 103 comporte un premier amplificateur 105 à très faible bruit et à gain fixe (dit LNA pour "Low Noise Amplifier" en anglais), suivi d'un second amplificateur 106 à très faible bruit et à gain variable (dit VGA pour "Variable Gain Amplifier" en anglais), puis d'un répartiteur de puissance 107. Le répartiteur de puissance 107 permet de distribuer le signal RF 100 amplifié dans le circuit de démodulation 104. Un processeur numérique 108 permet notamment de commander le second amplificateur 106. Le second amplificateur VGA 106 à très faible bruit et à gain variable est conçu pour avoir une linéarité à l'entrée constante dans toute la gamme de variation du gain. Le gain du premier amplificateur LNA 105, ou amplificateur de tête, est d'environ 20 dB afin de garantir un faible facteur de bruit dans la chaîne réception lorsque le gain est minimum. A partir d'une gamme de variation du gain de l'ordre de 20 dB et du facteur de bruit de l'amplificateur 105 de tête à gain fixe, on détermine les performances souhaitées pour le second amplificateur 106 à gain variable. Dans le cas présent, le second amplificateur VGA 106 à gain variable a un gain d'environ 12 dB, un facteur de bruit maximum de 5 dB, et un produit d'intermodulation d'ordre 3 en entrée qui est supérieur à 25 dBm pour une plage de réglage de gain d'environ 15-20 dB. D'une part, augmenter le gain du premier amplificateur LNA 105 obligerait à diminuer le gain et à augmenter la consommation du second amplificateur 106 afin de maintenir la linéarité. D'autre part, diminuer le gain du premier amplificateur LNA 105 aurait pour conséquence de rendre le facteur de bruit du second amplificateur VGA 106 à gain variable, très difficile à garantir sur toute la gamme de variation du gain. On a besoin d'une précision importante sur les pas de variation du gain (inférieur à 0,1 dB par exemple, voire inférieure à 0,5dB) afin d'obtenir une valeur de gain du récepteur 103 la plus précise et la plus proche possible de la valeur de gain souhaitée. La figure 2 montre le schéma d'un mode particulier de réalisation en technologie BiCMOS d'un amplificateur 1 à faible facteur de bruit, à gain variable et de puissance (bonne linéarité). Un amplificateur de puissance est un amplificateur ayant des caractéristiques de sortie en termes de linéarité et de puissance telles que le produit d'intermodulation d'ordre 3 soit supérieur à 1 watt et que la puissance de sortie soit très supérieure à 0,1 watt (20 dBm). L'amplificateur 1 comporte, entre une entrée 2 et une sortie 3, un étage d'amplification de type cascode 4. Selon une première forme d'exécution, l'amplificateur 1 peut comporter en outre 5 un circuit d'interface 5 relié à l'étage cascode 4, par une liaison 6 comportant un point B, pour la commande de la tension de base de l'étage cascode 4. Selon une deuxième forme d'exécution, l'amplificateur 1 peut comporter en outre un convertisseur numérique/analogique 7 recevant des données numériques 8. Le convertisseur 7 transforme ces données numériques 8 en une tension analogique qui est 10 transmise au circuit d'interface 5, par la liaison 9 comportant un point A. Le circuit d'interface 5 adapte cette tension pour obtenir la tension souhaitée sur l'étage cascode 4, permettant ainsi d'obtenir une variation de gain par petits pas, par exemple de 0,1dB ou moins. Selon une troisième forme d'exécution, l'amplificateur 1 peut comporter en outre 15 un ou plusieurs atténuateurs commutables 10a, 10b, ... 10i ajoutés en sortie de l'étage cascode 4 pour augmenter la plage de variation du gain sans dégrader le bruit et la linéarité de l'amplificateur. Une liaison 11 comportant un point C relie les atténuateurs commutables 10a, 10b, ... 10i à l'étage cascode 4 dont ils reçoivent un signal numérique. Il est aisé d'ajouter autant d'atténuateurs commutables 10a, 10b, ... 10i que 20 souhaité afin d'atteindre les spécifications pour la gamme de variation du gain. Un étage cascode 20 est représenté en détail sur la figure 3. L'étage cascode 20 est construit avec un transistor MOSFET 21 monté en grille commune suivi d'un transistor bipolaire 22 à tension d'avalanche élevée monté en base commune, ces deux transistors 21, 22 étant reliés en série afin d'optimiser la linéarité et l'isolement 25 d'entrée/sortie de l'étage d'amplification cascode 20. II est possible de choisir un transistor bipolaire 22 avec une tension d'avalanche plus ou moins importante en fonction des performances souhaitées et de la tension d'alimentation disponible. L'utilisation d'un montage "cascode" permet d'améliorer la linéarité de l'étage cascode 20 en utilisant des transistors 21, 22 de dimension importante et des courants élevés sans 30 dégrader significativement les performances radiofréquences. Une capacité 23 est placée entre le transistor MOSFET 21 et l'entrée 2 de l'amplificateur La tension de grille Vgg du transistor MOSFET 21 définit le courant électrique traversant l'étage cascode 20. Le courant électrique est polarisé à travers une résistance 24 de forte valeur pour ne pas dégrader le facteur de bruit de l'étage cascode 20. L'étage cascode 20 est alimenté électriquement avec une tension Voe de l'ordre de 6 V à travers une self 25 afin d'assurer le découplage entre le courant continu et le signal RF tout en limitant la chute de potentiel aux bornes de la self 25. Ceci permet la plus grande excursion en tension possible en sortie de l'étage cascode 20 pour une tension d'alimentation donnée. L'utilisation d'un étage cascode 20 comprenant un transistor bipolaire 22 à tension d'avalanche élevée permet d'augmenter la tension de polarisation, et donc d'augmenter l'excursion en tension en sortie de l'étage cascode 20. Une résistance de rétroaction 26 permet d'augmenter la bande passante, de rendre plus plate la courbe de gain et d'améliorer la linéarité de l'étage cascode 20 pour lo une variation de gain donné et une excursion en tension au point B donnée. La résistance de rétroaction 26 permet aussi de définir avec précision le gain maximum de l'étage et d'améliorer la stabilité. La résistance de rétroaction 26 permet encore de minimiser la variation de l'impédance à l'entrée de l'étage cascode 20 lorsque le gain est modifié en changeant la tension appliquée au point B. La capacité 23, et une capacité 27 15 montée en série avec la résistance 26, permettent de découpler les tensions continues. Lorsque la tension au point B varie, la tension drain-source du transistor MOSFET 21 change, ce qui modifie le gain de l'amplificateur. Dans une certaine gamme de tension au point B donnée, le facteur de bruit et la linéarité en entrée sont peu affectées par la variation du gain. Cette gamme de tension est utilisée pour obtenir une 20 variation de gain de l'ordre de 2dB. Comme la tension base-collecteur du transistor bipolaire 22 augmente très légèrement quand la tension au point B diminue, on peut constater une légère augmentation de la linéarité de l'étage cascode 20 sans dégradation importante du bruit. Un circuit d'interface 30, représenté sur la figure 4, permet de commander ce 25 gain sans dégrader le facteur du bruit, et d'assurer l'interface entre l'entrée (point B) de l'étage d'amplification cascode et la sortie du convertisseur numérique/analogique (point A). Le facteur de bruit et la linéarité sont maintenus pour une variation de gain d'environ 2 dB. Des transistors 31 bipolaires permettent de maintenir une polarisation constante sur l'étage cascode dans toute la gamme de température d'utilisation. Une 30 résistance 32 associée à une capacité 33 a pour fonction de filtrer le bruit qui provient de l'alimentation électrique. Sans ce filtrage, on constate une dégradation importante du facteur de bruit lié à la fréquence de travail et au découplage sur l'amplificateur VGA à gain variable. . Un atténuateur commutable 40, commandé par 1-bit avec un décaleur de niveau continu, est représenté sur la figure 5. L'atténuateur commutable 40 peut être ajouté à la sortie ou à l'entrée de l'étage cascode pour améliorer la linéarité de l'amplificateur lorsque le gain diminue. L'atténuateur commutable 40 comprend un atténuateur résistif, de type pi dans ce cas, constitué des résistances 41, 42 qui peuvent être mises en court-circuit ou en circuit ouvert par des transistors MOSFET 43. L'atténuateur résistif 41, 42 pourrait tout aussi bien être remplacé par un autre type d'atténuateur. Les atténuateurs commutables 40 ont été réalisés avec un transistor MOSFET 43 (3.3Volt) dont le drain et la source sont polarisés à une tension légèrement inférieure à la tension maximum du transistor MOSFET 43 (dans le cas présent 3 V pour une tension maximum de 3.3 V) pour améliorer la linéarité et l'excursion en tension de sortie.. Pour augmenter la linéarité, il peut être nécessaire de modifier les tensions de drain-source des transistors MOSFET 43. Par ailleurs, la tension de grille-source des transistors MOSFET 43 est décalée pour obtenir une tension grille-source de -1 Volt (MOSFET OFF) et 3 Volt (MOSFET ON) afin d'améliorer principalement les pertes d'insertion de l'atténuateur commutable 40. On peut diminuer les pertes et augmenter la linéarité des atténuateurs numériques de sortie en utilisant une tension d'alimentation (6 V), imposée à l'entrée 44 du circuit de commande 45 de l'atténuateur commutable 40, de même valeur que la tension d'alimentation Vcc de l'étage cascode. Les tailles des transistors MOSFET 43 sont différentes selon que les transistors MOSFET 43 sont en parallèle avec la résistance 41 ou en série avec les résistances 42. Les tailles des transistors MOSFET 43 sont déterminées pour obtenir le meilleur compromis entre les pertes d'insertion minimum à l'état passant, la fréquence de fonctionnement et la linéarité souhaitée. L'atténuateur 40 peut être commuté entre un état passant (perte d'insertion minimum = x en dB) et un état atténué (pertes d'insertion maximum = y en dB). La différence d'atténuation entre les deux états permettant de définir un pas d'atténuation z tel que z = (y - x) en dB. Les pertes d'insertion minimum x sont principalement dues à la résistance équivalente Ro, des transistors MOSFET 44 à l'état passant et à la capacité équivalente Coff des transistors MOSFET 44 à l'état atténué, ainsi qu'aux différents éléments parasites et aux pertes par désadaptation. Lors de la réalisation de l'amplficateur dans la technologie microélectronique à base de silicium, les pertes d'insertion minimum x à 1GHz étaient d'environ 0.25 dB. Les pertes d'insertion maximum y dans l'état atténué sont liées aux résistances 41, aux éléments parasites et à la désadaptation. On utilise un nombre limité d'atténuateurs pour couvrir X z avec n donné par la valeur de pas d'atténuation z la plus faible. Afin de garantir que l'on puisse obtenir le gain et la précision souhaités, on prend une valeur de pas d'atténuation z inférieure à la gamme de variation du gain que l'on a définit pour l'étage cascode. Par ailleurs, il est difficile de réaliser des pas d'atténuation très faible ( REVENDICATIONS1. Amplificateur intégré à faible facteur de bruit et à gain variable caractérisé en ce qu'il comporte un étage d'amplification de type cascode comprenant, montés en série, un transistor MOSFET à faible tension monté en grille commune suivi d'un transistor bipolaire à tension d'avalanche élevée monté en base commune. 2. Amplificateur selon la revendication 1, comprenant en outre au moins un atténuateur commutable à la sortie de l'étage cascode. 3. Amplificateur selon l'une des revendications 1 et 2, comprenant en outre au moins un atténuateur commutable à l'entrée de l'étage cascode. 4. Amplificateur selon l'une des revendications 2 et 3, dans lequel la tension d'alimentation imposée à l'entrée du circuit de commande de l'atténuateur commutable est du même ordre de grandeur que la tension d'alimentation de l'étage cascode, une tension inférieure à la tension d'alimentation de l'étage cascode étant imposée sur la source et le drain du transistor MOSFET de l'atténuateur commutable. 5. Amplificateur selon l'une des revendications précédentes, comprenant en outre une résistance placée entre le collecteur du transistor bipolaire et la grille du transistor MOSFET de l'étage cascode. 6. Amplificateur selon l'une des revendications précédentes, comprenant en outre un circuit d'interface pour la commande de la tension de base du transistor bipolaire en fonction du gain à obtenir. 7. Amplificateur selon la revendication 6, dans lequel le circuit d'interface peut comprendre en outre une résistance associée à une capacité, afin de filtrer le bruit extérieur transmis à l'amplificateur. 8 Amplificateur selon l'une des revendications précédentes, comprenant en outre au moins un convertisseur numérique/analogique pour le pilotage numérique de l'amplificateur. 11