FR 2966634 A1 20120427 FR 1058687 A 20101022 -1- Codage/Décodage paramétrique stéréo amélioré pour les canaux en opposition de phase La présente invention concerne le domaine du codage/décodage des signaux numériques. Le codage et le décodage selon l'invention est adapté notamment pour la transmission et/ou le stockage de signaux numériques tels que des signaux audiofréquences (parole, musique ou autres) Plus particulièrement, la présente invention se rapporte au codage/décodage paramétrique de signaux audio multicanaux, notamment de signaux stéréophoniques ci-après nommés signaux stéréo. Ce type de codage/décodage se base sur l'extraction de paramètres d'information spatiale pour qu'au décodage, ces caractéristiques spatiales puissent être reconstituées pour l'auditeur, afin de recréer la même image spatiale que dans le signal original. Une telle technique de codage/décodage paramétrique est par exemple décrite dans le document de J. Breebaart, S. van de Par, A. Kohlrausch, E. Schuijers, intitulé "Parametric Coding of Stereo Audio" dans EURASIP Journal on Applied Signal Processing 2005:9, 1305-1322. Cet exemple est repris en référence aux figures 1 et 2 décrivant respectivement un codeur et un décodeur stéréo paramétrique. Ainsi, la figure 1 décrit un codeur recevant deux canaux audio, un canal gauche (noté L pour Left en anglais) et un canal droit (noté R pour Right en anglais). Les canaux temporels L(n) et R(n), où n est l'indice entier des échantillons, sont traités par les blocs 101, 102, 103 et 104 respectivement qui effectuent une analyse de Fourier court-terme. Les signaux transformés Lü] et R[j], où j est l'indice entier des coefficients fréquentiels, sont ainsi obtenus. Le bloc 105 effectue un traitement de réduction de canaux ou "downmix" en anglais pour obtenir dans le domaine fréquentiel à partir des signaux gauche et droit, un signal monophonique ci-après nommé signal mono qui est ici un signal somme. Une extraction de paramètres d'information spatiale est également effectuée dans le bloc 105. Les paramètres extraits sont les suivants. Les paramètres ICLD (pour "InterCha)?nel Level Difference" en anglais), encore appelés différences d'intensité intercanal, caractérisent les ratios d'énergie par sous-bande fréquentielle entre les canaux gauche et droit. Ces paramètres permettent de positionner des sources sonores dans le plan horizontal stéréo par "pannirng". Ils sont définis en dB par la formule suivante: 2966634 -2 ' S[k+I ]-IL \ ICLD k =10.10g~j=6[k~ ~~~ L~ ~~~ dB (1) IO\, J=e[kk] Rj ~ J R*[ _ j~ où L[j] et RU] correspondent aux coefficients spectraux (complexes) des canaux L et R, les valeurs B[kJ et B[k+l], pour chaque bande de fréquence d'indice k, définissent la découpe en sous-bandes du spectre discret et le symbole * indique le conjugué complexe. 5 Les paramètres ICPD (pour "InterChannel Phase Difference" en anglais), encore appelés différences de phase, sont définis suivant la relation suivante: k L a[k+ij-i 1CPD - R. [ ] ~j=B[k] ~[~~) (~) où L indique l'argument (la phase) de l'opérande complexe. On peut également définir de façon équivalente à l'ICPD, un décalage temporel intercanal 10 appelé ICTD (pour "InterChannel rime D fference" en anglais) et dont la définition connue de l'homme de l'art n'est pas rappelée ici. A contrario des paramètres ICLD, ICPD et ICTD qui sont des paramètres de localisation, les paramètres ICC (pour "InterChannel Coherence" en anglais) représentent quant à eux la corrélation (ou cohérence) intercanal et sont associés à la largeur spatiale des 15 sources sonores; leur définition n'est pas rappelée ici, mais il est noté dans l'article de Breebart et al. que les paramètres ICC ne sont pas nécessaires dans les sous-bandes réduites à un seul coefficient fréquentiel - en effet les différences d'amplitude et de phase décrivent complètement la spatialisation dans ce cas "dégénéré". Ces paramètres ICLD, ICPD et ICC sont extraits par analyse des signaux stéréo, par 20 le bloc 105. Si les paramètres ICTD étaient également codés, ceux-ci pourraient également être extraits par sous-bande à partir des spectres L[j] et R[j] ; cependant l'extraction des paramètres ICTD est en général simplifiée en supposant un décalage temporel intercanal identique pour chaque sous-bande et dans ce cas ces paramètres peuvent être extraits à partir des canaux temporels L(n) et R(n) par le biais d'inter-corrélations. 25 Le signal mono M[j] est transformé dans le domaine temporel (blocs 106 à 108) après synthèse de Fourier court-terme (FFT inverse, fenêtrage et addition-recouvrement dite OverLap-Add ou OLA en anglais) et un codage mono (bloc 109) est ensuite réalisé. En parallèle les paramètres stéréo sont quantifiés et codés dans le bloc 110. En général le spectre des signaux (L j~ ,R[j] ) est divisé suivant une échelle 30 fréquentielle non-linéaire de type ERB (Équivalent Rectangular Bandwidth) ou Bark, avec un nombre de sous-bandes allant typiquement de 20 à 34 pour un signal échantillonné de 16 à 48 kHz. Cette échelle définit les valeurs de B[k] et B[k+l] pour chaque sous-bande k. Les paramètres (ICLD, ICPD, ICC) sont codés par quantification scalaire éventuellement suivie d'un codage entropique et/ou d'un codage différentiel. Par exemple, dans l'article 2966634 -3- précédemment cité, l'ICLD est codée par un quantificateur non-uniforme (allant de -50 à +50 dB) avec codage entropique différentiel. Le pas de quantification non-uniforme exploite le fait que plus la valeur de l'ICLD est grande plus la sensibilité auditive aux variations de ce paramètre est faible. 5 Pour le codage du signal mono (bloc 109), plusieurs techniques de quantification avec ou sans mémoire sont possibles, par exemple le codage à "Modulation par Impulsions Codées" (MIC), sa version adaptative dite "Modulation par Impulsions Codées Différentielle Adaptative" (MICDA) ou des techniques plus évoluées comme le codage perceptuel par transformée ou le codage "Code Excited Linear Prediction" (CELP). 10 On s'intéresse ici plus particulièrement à la recommandation UIT-T G.722 qui utilise le codage MICDA à codes imbriqués en sous-bandes (ou ADPCM pour "Adoptive Diffèrent/al Pulse Code Modulation" en anglais). Le signal d'entrée d'un codeur de type G.722 est en bande élargie de largeur de bande minimale de [50-7000 Hz] avec une fréquence d'échantillonnage de 16 kHz. Ce signal 15 est décomposé en deux sous-bandes [0-4000 Hz] et [4000-8000 Hz] obtenues par décomposition du signal par des filtres miroir en quadrature dit Quadrature Mirror Filters (QMF) en anglais, puis chacune des sous-bandes est codée séparément par un codeur MICDA. La bande basse est codée par un codage MICDA à codes imbriqués sur 6, 5 et 4 bits 20 tandis que la bande haute est codée par un codeur MICDA de 2 bits par échantillon. Le débit total est de 64, 56 ou 48 bit/s suivant le nombre de bits utilisé pour le décodage de la bande basse. La recommandation G.722 datant de 1988 a d'abord été utilisée dans le RNIS (Réseau Numérique à Intégration de Services) pour des applications d'audio et 25 vidéoconférence. Depuis plusieurs années, ce codeur est utilisé dans les applications de téléphonie améliorée de qualité voix HD (Haute Définition) ou HD vo/ce en anglais sur réseau IP fixe. Une trame de signal quantifié selon la norme G.722 est constituée d'indices de quantification codés sur 6, 5 ou 4 bits par échantillon en bande basse (0-4000 Hz) et 2 bits par 30 échantillon en bande haute (4000-8000 Hz). La fréquence de transmission des indices scalaires étant de 8 kHz dans chaque sous-bande, le débit est de 64, 56 ou 48 kbit/s. Au décodeur 200, en référence à la figure 2, le signal mono est décodé (bloc 201), un dé-corrélateur est utilisé (bloc 202) pour produire deux versions M(n) et M'(n) du signal mono décodé. Cette décorrélation permet d'augmenter la largeur spatiale de la source mono 35 M(n) et d'éviter ainsi qu'elle soit ponctuelle. Ces deux signaux M(n) et NI" '(n) sont passés dans le domaine fréquentiel (blocs 203 à 206) et les paramètres stéréo décodés (bloc 207) sont -4 utilisés par la synthèse (ou mise en forme) stéréo (bloc 208) pour reconstruire les canaux gauche et droit dans le domaine fréquentiel. Ces canaux sont enfin reconstruits dans le domaine temporel (blocs 209 à 214). Ainsi, comme mentionné pour le codeur, le bloc 105 effectue un traitement de réduction des canaux ou "downmix" en combinant les canaux stéréo (gauche, droit) pour obtenir un signal mono qui est ensuite codé par un codeur mono. Les paramètres spatiaux (ICLD, ICPD, ICC, ...) sont extraits à partir des canaux stéréo et transmis en plus du train binaire issu du codeur mono. Plusieurs techniques ont été développées pour le traitement de réduction des canaux ou "downmix" stéréo à mono. Ce "downmix" peut être effectué dans le domaine temporel ou fréquentiel. On distingue en général deux types de "downmix": - Le "downmix" passif qui correspond à un matriçage direct des canaux stéréo pour les combiner en un seul signal; - Le "downmix" actif (adaptatif) qui inclut un contrôle de l'énergie et/ou de la phase en plus de la combinaison des deux canaux stéréo. L'exemple le plus simple de "downmix" passif est donné par le matriçage temporel suivant: 1/2 0 L(n) 0 1/2 R(n) Ce type de "downmix" a cependant l'inconvénient de ne pas bien conserver l'énergie 20 des signaux après la conversion stéréo à mono lorsque les canaux L et R ne sont pas en phase: dans le cas extrême où L(n)= - R(n), le signal mono est nul, ce qui n'est pas souhaitable. Un mécanisme de "downmix" actif améliorant la situation est donné par l'équation M(n) = 2 -(L(n) + R(n» = (3) suivante: M(n) = y(L(n) + R(n) 2 (4) 25 où y(n) est un facteur qui vient compenser une éventuelle perte d'énergie. Cependant, le fait de combiner les signaux L(n) et R(n) dans le domaine temporel ne permet pas de contrôler finement (avec suffisamment de résolution fréquentielle) les différences de phase éventuelles entre canaux L et R; lorsque les canaux L et R ont des amplitudes comparables et de phases quasiment opposées, des phénomènes d' " effacement " 30 ou "atténuation" (perte d' "énergie") sur le signal mono peuvent être observés par sous-bandes fréquentielles par rapport aux canaux stéréo. C'est pourquoi il est souvent plus avantageux en termes de qualité de réaliser le "downmix" dans le domaine fréquentiel, même si cela implique de calculer des transformées 2966634 -5- temps/fréquence et induit un retard et une complexité additionnels par rapport à un "downmix" temporel. On peut ainsi transposer le "downmix" actif précédent avec les spectres des canaux gauche et droit, de la façon suivante: 5 M[k] = y[k] L[k] + R[k] (5) où k con-espond à l'indice d'un coefficient fréquentiel (coefficient de Fourier par exemple représentant une sous-bande fréquentielle). On peut fixer le paramètre de compensation, comme suit: y[k] = max 2, L[k]I2 +IR[k] 2 IL[k] + R[k]I2 /2 (6) 10 On s'assure ainsi que l'énergie globale du "downmix" est la somme des énergies des canaux gauche et droit. Le facteur y[k] est ici saturé à une amplification de 6dB. La technique de "downmix" stéréo à mono du document de Breebaart et al. cité précédemment est effectuée dans le domaine fréquentiel. Le signal mono M [k] est obtenu par une combinaison linéaire des canaux L et R suivant l'équation: 15 M [k] = w,.L [k] + w,R [k] (7) où w, wz sont des gains à valeur complexe. Si w, = wz = 0.5 , le signal mono est considéré comme une moyenne des deux canaux L et R. Les gains wz sont en général adaptés en fonction du signal court-terme en particulier pour aligner les phases. Un cas particulier de cette technique de "downmix" fréquentiel est proposé dans le document intitulé "A stereo to mono downmixing scheme for MPEG-4 parametric stereo encoder" par Samsudin, E. Kurniawati, N. Boon Poh, F. Sattar, S. George, dans IEEE Trans., ICASSP 2006. Dans ce document, les canaux L et R sont alignés en phase avant d'effectuer le traitement de réduction des canaux. Plus précisément, la phase du canal L pour chaque sous-bande fréquentielle est 25 choisie comme la phase de référence, le canal R est aligné selon la phase du canal L pour chaque sous-bande par la formule suivante: R'[k] = e' .R [k] (8) où i =,,/-1 , R'[k] est le canal R aligné, k est l'indice d'un coefficient dans la b'e'"e sous- bande fréquentielle, ICPD[b] est la différence de phase inter-canal dans la b'~me sous-bande 30 fréquentielle donnée par: [CPD[b] = L(~k-R'+'-1 L[k] R, [k]) (9) k _4, 2966634 -6- où kh définit les intervalles fréquentiels de la sous-bande correspondante et * est le conjugué complexe. A noter que lorsque la sous-bande d'indice b est réduite à un coefficient fréquentiel, on trouve: R'[k] _ R[k] jLL[k] (10) 5 Finalement le signal mono obtenu par le "downmix" du.document de Samsudin et al. cité précédemment est calculé en moyennant le canal L et le canal R' aligné, selon l'équation suivante: m [k] = L[k] + R'[k] 2 L'alignement en phase permet donc de conserver l'énergie et d'éviter les problèmes 10 d'atténuation en éliminant l'influence de la phase. Ce "downmix" correspond au "downmix" décrit dans le document de Breebart et al. où: M [k] = w L [k] + wzR [k] avec w, = 2 et wz = ICPD[b] (12) Une conversion idéale d'un signal stéréo à un signal mono doit éviter les problèmes d'atténuation pour toutes les composantes fréquentielles du signal. 15 Cette opération de "downmix" est importante pour le codage stéréo paramétrique car le signal stéréo décodé n'est qu'une mise en forme spatiale du signal mono décodé. La technique de "downmix" dans le domaine fréquentiel décrite précédemment conserve bien le niveau d'énergie du signal stéréo dans le signal mono en alignant le canal R et le canal L avant d'effectuer le traitement. Cet alignement de phase permet d'éviter les 20 situations où les canaux sont en opposition de phase. La méthode de Samsudin et al. repose cependant sur une dépendance totale du traitement de "downmix" au canal (L ou R) choisi pour fixer la phase de référence. Dans les cas extrêmes, si le canal de référence est nul (silence "total") et que l'autre canal est non nul, la phase du signal mono après "downmix" devient constante, et le signal mono résultat sera en général de mauvaise qualité ; de même, si le canal de référence est un signal aléatoire (bruit ambiant, etc...), la phase du signal mono peut devenir aléatoire ou être mal conditionnée avec là encore un signal mono qui sera en général de mauvaise qualité. Une technique de downmix fréquentiel alternative a été proposée dans le document intitulé " Parametric stereo extension of ITU-T G.722 based on a new downmixing scheme" par T.,M.N Hoang, S. Ragot, B. Kovësi, P. Scalart, Proc. IEEE MMSP, 4-6 Oct. 2010. Ce document propose une technique de "downmix" qui résout des inconvénients du "downmix" proposé par Samsudin et al.. Selon ce document, le signal mono M[k] est calculé à partir des canaux stéréo L[q et R[k] par la formule suivante: M [k] _ M [k] eiLM[k] k]) L'amplitude de M[k] est la moyenne des amplitudes des canaux L et R. La phase de M[kJ est 5 donnée par la phase du signal sommant les deux canaux stéréo (L+R). La méthode de Hoang et al. préserve l'énergie du signal mono comme la méthode de Samsudin et al., et elle évite le problème de dépendance totale d'un des canaux stéréo (L ou R) pour le calcul de phase LM [k~ . Cependant, elle présente un désavantage quand les canaux L et R sont en quasi-opposition de phase dans certaines sous-bandes (avec comme cas 10 extrême L = -R). Dans ces conditions, le signal mono résultant sera de mauvaise qualité. Il existe ainsi un besoin d'une méthode de codage/décodage qui permette de combiner des canaux en gérant les signaux stéréo en opposition de phase ou dont la phase est mal conditionnée pour éviter les problèmes de qualité que ces signaux peuvent créer. L'invention vient améliorer la situation de l'état de l'art. 15 A cet effet, elle propose un procédé de codage paramétrique d'un signal audionumérique stéréo comportant une étape de codage d'un signal mono issu d'un traitement de réduction de canaux appliqué au signal stéréo et de codage d'informations de spatialisation du signal stéréo. Le procédé est tel que le traitement de réduction de canaux comporte les 20 étapes suivantes: - détermination pour un ensemble prédéterminé de sous-bandes fréquentielles, d'une différence de phase entre deux canaux stéréo; - obtention d'un canal intermédiaire par rotation d'un premier canal prédéterminé du signal stéréo, d'un angle obtenu par réduction de ladite différence de phase; 25 - détermination de la phase du signal mono à partir de la phase du signal sommant le canal intermédiaire et le second signal stéréo et à partit- d'une différence de phase entre d'une part le signal sommant le canal intermédiaire et le second canal et d'autre part le second canal du signal stéréo. 30 Ainsi, le traitement de réduction des canaux permet de résoudre à la fois les problèmes liés aux canaux stéréo en quasi-opposition de phase et le problème de dépendance éventuelle du traitement à la phase d'un canal référence (L ou R) -7 où l'amplitude ~M[k]1 et la phase LM[k] pour chaque sous-bande sont définis par: M~k~ . L[kil+ R[k] 2 LM [Ici = L(L[k] +R[ 2966634 - s - En effet, ce traitement comportant une modification d'un des canaux stéréo par rotation d'un angle inférieur à la valeur de la différence de phase des canaux stéréo (ICPD), pour obtenir un canal intermédiaire, il permet d'obtenir un intervalle angulaire adapté au calcul d'un signal mono dont la phase (par sous-bande fréquentielle) ne dépend pas d'un canal de référence. En effet, les canaux ainsi modifiés ne sont pas alignés en phase. La qualité d'obtention du signal mono issu du traitement de réduction de canaux en est améliorée, notamment dans le cas où les signaux stéréo sont en opposition de phase ou proche de l'opposition de phase. Les différents modes particuliers de réalisation mentionnés ci-après peuvent être 10 ajoutés indépendamment ou en combinaison les uns avec les autres, aux étapes du procédé de codage défini ci-dessus. Dans un mode particulier de réalisation, le signal mono est déterminé selon les étapes suivantes: - obtention, par bande de fréquence, d'un signal mono intermédiaire à partir dudit 15 canal intermédiaire et du second canal du signal stéréo; - détermination du signal mono par rotation dudit signal mono intermédiaire de la différence de phase entre le signal mono intermédiaire et le second canal du signal stéréo. Dans ce mode de réalisation, le signal mono intermédiaire a une phase qui ne 20 dépend pas d'un canal référence du fait que les canaux à partir duquel il est obtenu, ne sont pas alignés en phase. De plus, les canaux à partir duquel le signal mono intermédiaire est obtenu n'étant pas non plus en opposition de phase, même si les canaux stéréo d'origine le sont, le problème de moindre qualité en résultant est résolu. 25 Dans un mode particulier, le canal intermédiaire est obtenu par rotation du premier canal prédéterminé de la moitié (ICPD[]/2) de la différence de phase déterminée. Ceci permet d'obtenir un intervalle angulaire dans lequel la phase du signal mono est linéaire pour des signaux stéréo en opposition de phase ou proches de l'opposition de 30 phase. Pour s'adapter à ce traitement de réduction de canaux, les informations de spatialisation comportent une première information sur l'amplitude des canaux stéréo et une seconde information sur la phase des canaux stéréo, la seconde information comportant, par sous-bande fréquentielle, la différence de phase définie entre le signal mono et un premier 35 canal stéréo prédéterminé. -9- Ainsi, seules les informations de spatialisation utiles pour la reconstruction du signal stéréo, sont codées. Un codage bas débit est alors possible tout en permettant d'obtenir au décodeur un signal stéréo de bonne qualité. Dans un mode particulier de réalisation, la différence de phase entre le signal mono 5 et le canal stéréo prédéterminé est fonction de la différence de phase entre le signal mono intermédiaire et le second canal du signal stéréo. Ainsi, il n'est pas utile, pour le codage de l'information de spatialisation, de déterminer une autre différence de phase que celle déjà utilisée dans le traitement de réduction de canaux. Ceci apporte donc un gain en capacité et en temps de traitement. 10 Dans une variante de réalisation, le premier canal prédéterminé est le canal dit dominant dont l'amplitude est la plus forte parmi les canaux du signal stéréo. Ainsi, le canal dominant se détermine de la même façon au codeur et au décodeur sans échange d'informations. Ce canal dominant sert alors de référence pour la détermination des différences de phases utiles pour le traitement de réduction de canaux au codeur ou pour 15 la synthèse des signaux stéréo au décodeur. Dans une autre variante de réalisation, pour au moins un ensemble prédéterminé de sous-bandes fréquentielles, le premier canal prédéterminé est le canal dit dominant pour lequel l'amplitude du canal correspondant décodé localement est la plus forte parmi les canaux du signal stéréo. 20 Ainsi, la détermination du canal dominant se fait sur des valeurs décodées localement au codage et sont donc identiques à celles qui seront décodées au décodeur. De même, l'amplitude du signal mono est calculé en fonction de valeurs d'amplitude des canaux stéréo décodées localement. Les valeurs d'amplitude correspondent ainsi aux vraies valeurs décodées et 25 permettent d'obtenir au décodage une meilleure qualité de spatialisation. Dans une variante de réalisation de tous les modes, adaptée à un codage hiérarchique, la première information est codée par une première couche de codage et la seconde information est codée par une seconde couche de codage. La présente invention se rapport également à un procédé de décodage paramétrique 30 d'un signal audionumérique stéréo comportant une étape de décodage d'un signal mono reçu, issu d'un traitement de réduction de canaux appliqué au signal stéréo original et de décodage d'informations de spatialisation du signal stéréo original. Le procédé est tel que les informations de spatialisation comportent une première information sur l'amplitude des canaux stéréo et une seconde information sur la phase des canaux stéréo, la seconde 35 information comportant, par sous-bande fréquentielle, la différence de phase définie entre le signal mono et un premier canal stéréo prédéterminé. Le procédé comporte également les étapes suivantes: 2966634 -10- - à partir de la différence de phase définie entre le signal mono et un premier canal stéréo prédéterminé, calcul d'une différence de phase entre un canal mono intermédiaire et le premier canal prédéterminé pour un ensemble de sous-bandes fréquentielles; - détermination d'une différence de phase intermédiaire entre le deuxième canal du 5 signal stéréo modifié et un signal mono intermédiaire à partir de la différence de phase calculée et de la première information décodée; - détermination de la différence de phase entre le deuxième canal et le signal mono à partir de la différence de phase intermédiaire; - synthèse des signaux stéréo, par coefficient fréquentiel, à partir du signal mono 10 décodé et des différences de phases déterminées entre le signal mono et les canaux stéréo. Ainsi au décodage, les informations de spatialisation permettent de retrouver les différences de phase adaptées pour effectuer la synthèse des signaux stéréo. Les signaux obtenus ont une énergie conservée par rapport aux signaux stéréo 15 originaux sur tout le spectre fréquentiel, avec une bonne qualité même pour des signaux originaux en opposition de phase. Selon un mode de réalisation particulier, le premier canal stéréo prédéterminé est le canal dit dominant dont l'amplitude est la plus forte parmi les canaux du signal stéréo. Ceci permet de retrouver au décodeur, le canal stéréo utilisé pour l'obtention d'un 20 canal intermédiaire au codeur sans transmission d'informations supplémentaires. Dans une variante de réalisation de tous les modes, adaptée au décodage hiérarchique, la première information sur l'amplitude des canaux stéréo est décodée par une première couche de décodage et la seconde information est décodée par une seconde couche de décodage. 25 L'invention se rapporte également à un codeur paramétrique d'un signal audionumérique stéréo comportant un module de codage d'un signal mono issu d'un module de traitement de réduction de canaux appliqué au signal stéréo et des modules de codage d'informations de spatialisation du signal stéréo. Le codeur est tel que le module de traitement de réduction de canaux comporte: 30 - des moyens de détermination pour un ensemble prédéterminé de sous-bandes fréquentielles, d'une différence de phase entre les deux canaux du signal stéréo; - des moyens d'obtention d'un canal intermédiaire par rotation d'un premier canal prédéterminé du signal stéréo, d'un angle obtenu par réduction de ladite différence de phase déterminée; 35 - des moyens de détermination de la phase du signal mono à partir de la phase du signal sommant le canal intermédiaire et le second signal stéréo et à partir d'une différence de phase entre d'une part le signal sommant le canal intermédiaire et le second canal et d'autre part le second canal du signal stéréo. Elle se rapporte aussi à un décodeur paramétrique d'un signal audionumérique d'un signal audionumérique stéréo comportant un module de décodage d'un signal mono reçu, issu d'un traitement de réduction de canaux appliqué au signal stéréo original et des modules de décodage d'informations de spatialisation du signal stéréo original. Le décodeur est tel que les informations de spatialisation comportent une première information sur l'amplitude des canaux stéréo et une seconde information sur la phase des canaux stéréo, ta seconde information comportant, par sous-bande fréquentielle, la différence de phase définie entre le signal mono et un premier canal stéréo prédéterminé. Le décodeur comporte: - des moyens de calcul d'une différence de phase ou entre un canal mono intermédiaire et le premier canal prédéterminé pour un ensemble de sous-bandes fréquentielles, à partir de la différence de phase définie entre le signal mono et un premier canal stéréo prédéterminé,; - des moyens de détermination d'une différence de phase intermédiaire entre le deuxième canal du signal stéréo modifié et un signal mono intermédiaire à partir de la différence de phase calculée et de la première information décodée; - des moyens de détermination de la différence de phase entre le deuxième canal et le signal mono à partir de la différence de phase intermédiaire; - des moyens de synthèse des signaux stéréo, par sous-bande fréquentielle, à partir du signal mono décodé et des différences de phases déterminées entre le signal mono et les canaux stéréo. Enfin, l'invention se rapporte à un programme informatique comprenant des 25 instructions de code pour la mise en oeuvre des étapes d'un procédé de codage selon l'invention et/ou d'un procédé de décodage selon l'invention. L'invention se rapporte enfin à un moyen de stockage lisible par un processeur mémorisant un programme informatique tel que décrit. D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront plus clairement à la 30 lecture de la description suivante, donnée uniquement à titre d'exemple non limitatif, et faite en référence aux dessins annexés, sur lesquels: - la figure 1 illustre un codeur mettant en oeuvre un codage paramétrique connu de l'état de l'art et précédemment décrit; - la figure 2 illustre un décodeur mettant en oeuvre un décodage paramétrique connu 35 de l'état de l'art et précédemment décrit; -12- - la figure 3 illustre un codeur paramétrique stéréo selon un mode de réalisation de l'invention; - les figures 4a et 4b illustrent sous forme d'organigrammes, les étapes d'un procédé de codage selon des variantes de réalisation de l'invention; - la figure 5 illustre un mode de calcul des informations de spatialisation dans un mode de réalisation particulier de l'invention; - les figures 6a et 6b illustrent le train binaire des informations de spatialisation codés dans un mode particulier de réalisation; - les figures 7a et 7b illustrent dans un cas la non linéarité de la phase du signal 10 mono dans un exemple de codage ne mettant pas en oeuvre l'invention et dans l'autre cas dans un codage mettant en oeuvre l'invention; - la figure 8 illustre un décodeur selon un mode de réalisation de l'invention; - la figure 9 illustre un mode de calcul selon un mode de réalisation de l'invention, des différences de phase pour la synthèse des signaux stéréo au décodeur, à partie des 15 informations de spatialisation; - les figures 10a et 10b illustrent sous forme d'organigrammes, les étapes d'un procédé de décodage selon des variantes de réalisation de l'invention; - les figures l 1 a et 11 b illustrent respectivement un exemple matériel d'un équipement incorporant un codeur et un décodeur aptes à mettre en oeuvre le procédé de 20 codage et le procédé de décodage, selon un mode de réalisation de l'invention. En référence à la figure 3, un codeur paramétrique de signaux stéréo selon un mode de réalisation de l'invention, délivrant à la fois un signal mono et des paramètres d'information spatiale du signal stéréo est maintenant décrit. 25 Ce codeur stéréo paramétrique tel qu'illustré utilise un codage mono G.722 à 56 ou 64 kbiüs et étend ce codage en opérant en bande élargie avec des signaux stéréo échantillonnés à 16 kHz avec des trames de 5 ms. Il est à noter que le choix d'une longueur de trames de 5 ms n'est en aucun cas restrictif dans l'invention qui s'applique pareillement dans des variantes du mode de réalisation où la longueur de trames est différente, par exemple de 30 10 ou 20 ms. Par ailleurs, l'invention s'applique pareillement à d'autres types de codage mono, tels qu'une version améliorée et interopérable de G.722, ou d'autres codeurs opérant à la même fréquence d'échantillonnage (par exemple G.711.1) ou à d'autres fréquences (par exemple 8 ou 32 kHz). Chaque canal temporel (L(n) et R(n)) échantillonné à 16 kHz est d'abord pré-filtré 35 par un filtre passe-haut (HPF pour High Pass Filter en anglais) éliminant les composantes en dessous de 50 Hz (blocs 301 et 302). 2966634 -13- Les canaux L'(n) et R'(n) issus des blocs de pré-filtrage sont analysés en fréquences par transformée de Fourier discrète avec fenêtrage sinusoïdal à recouvrement de 50% de longueur 10 ms soit 160 échantillons (blocs 303 à 306). Pour chaque trame, le signal (L'(n), R«n» est donc pondéré par une fenêtre d'analyse symétrique couvrant 2 trames de 5 ms soit 5 10 ms (160 échantillons). La fenêtre d'analyse de 10 ms couvre la trame courante et la trame future. La trame future correspond à un segment de signal "futur" communément appelé "lookahead" de 5 ms. Pour la trame courante de 80 échantillons (5 ms à 16 kHz), les spectres obtenus, L[j] et R[j] (j=0...80), comprennent 81 coefficients complexes, avec une résolution de 100 Hz par coefficient fréquentiel. Le coefficient d'indice j=0 correspond à la composante continue (0 Hz), il est réel. Le coefficient d'indice j=80 correspond à la fréquence de Nyquist (8000 Hz), il est aussi réel. Les coefficients d'indice 0 Ce retard pourrait être différent. Dans une variante de réalisation, on pourrait obtenir un retard d'une trame avec une fenêtre optimisée avec un recouvrement plus faible entre fenêtres adjacentes avec un bloc 311 n'introduisant pas de retard (T=0). On considère dans un mode particulier de réalisation de l'invention, illustré ici à la figure 3, que le bloc 313 introduit un retard de deux trames sur les spectres L[j], RU] et MU] 30 afin d'obtenir les spectres Lei f{j], Reuf[j] et Meuf[i]. On pourrait de façon plus avantageuse en termes de quantité de données à stocker, décaler les sorties du bloc 314 d'extraction des paramètres ou encore les sorties des blocs de quantification 315 et 316. On pourrait également introduire ce décalage au décodeur à la réception des couches d'amélioration stéréo. 35 Parallèlement au codage mono, le codage de l'information spatiale stéréo est mis en oeuvre dans les blocs 314 à 316. 2966634 -14- Les paramètres stéréo sont extraits (bloc 314) et codés (blocs 315 et 316) à partir des spectres LU], R[j] et M[j] décalés de deux trames: Lbuf[j], Rb,aj] et MbA]. Le bloc de traitement de réduction de canaux 307 ou "downmix" est maintenant décrit plus en détails. 5 Celui-ci réalise selon un mode de réalisation de l'invention, un "downmix" dans le domaine fréquentiel pour obtenir un signal mono M[ j] . Selon l'invention, le principe de traitement de réduction de canaux s'effectue selon les étapes E400 à E404 ou selon les étapes E410 à E414 illustrées aux figures 4a et 4b. Ces figures montrent deux variantes équivalentes d'un point de vue résultat. 10 Ainsi, selon la variante de la figure 4a, une première étape E400 détermine la différence de phase, par raie fréquentielle j, entre les canaux L et R définis dans le domaine fréquentiel. Cette différence de phase correspond aux paramètres ICPD tels que décrits précédemment et définis par la formule suivante: 1CPD[= L(L[ j].R[ j]s) (13) 15 où j=0, ...,80 et 20 représente la phase (argument complexe). A l'étape E401, une modification du canal stéréo R est effectuée pour obtenir un canal intermédiaire R'. La détermination de ce canal intermédiaire s'effectue par rotation du canal R d'un angle obtenu par réduction de la différence de phase déterminée à l'étape E400. Dans un mode particulier de réalisation décrit ici, la modification s'effectue par une 20 rotation d'un angle de ICPD/2 du canal initial R pour obtenir le canal R' selon la formule suivante: R ] = R ei./CPD[;j/2 j Ainsi, la différence de phase entre les deux canaux du signal stéréo est réduite de moitié pour obtenir le canal intermédiaire R'. 25 Dans un autre mode de réalisation, la rotation se fait avec un angle différent par exemple, un angle de 3.ICPD[j]/4. Dans ce cas la différence de phase entre les deux canaux du signal stéréo est réduite de 3/4 pour obtenir le canal intermédiaire R' A l'étape E 402, un signal mono intermédiaire est calculé à partir des canaux L [ j et R' j ] . Ce calcul est effectué par coefficient fréquentiel. L'amplitude du signal mono intermédiaire est obtenue par la moyenne des amplitudes du canal intermédiaire R' et du canal L et la phase est obtenue par la phase du signal sommant le second canal L et le canal intermédiaire R' (L+R'), selon la formule suivante: (14) 2 2 -15- (15) LM [j]=L(L[j]+R'[j]) où'. représente l'amplitude (module complexe). A l'étape E403, la différence de phase (a'[j]) entre le signal mono intermédiaire et le second canal du signal stéréo, ici le canal L, est calculé. Cette différence s'exprime de la façon 5 suivante: ati=L(L[j].M'Cif) (16) A partir de cette différence de phase, l'étape E404 détermine le signal mono M par rotation du signal mono intermédiaire de l'angle a'. Le signal mono M se calcule selon la formule suivante: 10 M[i] =m ~[~~-L~ia'~l'] (17) A noter que si le canal modifié R' avait été obtenu par rotation de R d'un angle 3.ICPD [ , alors une rotation de M' d'un angle de 3.a' serait nécessaire pour obtenir M; le signal mono M serait cependant différent du signal mono calculé à l'équation 17. La figure 5 illustre les différences de phase mentionnées dans le procédé décrit à la 15 figure 4a et montre ainsi le mode de calcul de ces différences de phase. L'illustration est faite ici avec les valeurs suivantes: ICLD=-12dB et ICPD=165°. Les signaux L et R sont donc en quasi opposition de phase. Ainsi, on peut remarquer l'angle ICPD/2 entre le canal R et le canal intermédiaire R', l'angle a' entre le canal mono intermédiaire M' et le canal L. On peut ainsi voir que l'angle a' 20 est aussi la différence entre le canal mono intermédiaire M' et le canal mono M, par construction du canal mono. Ainsi, comme représenté sur la figure 5, la différence de phase entre le canal L et le canal mono a[J] = L(L[i].m[ir) (18) 25 vérifie la relation: a= 2a'. Ainsi, le procédé tel que décrit en référence à la figure 4a requiert le calcul de trois angles ou différences de phase: - la différence de phase entre les deux canaux stéréo d'origine L et R (ICPD) - la phase du signal mono intermédiaire LM'[ j] 30 - l'angle a'[j] pour appliquer la rotation de M' pour obtenir M. La figure 4b montre une seconde variante du procédé de "downmix", dans laquelle la modification du canal stéréo est effectuée sur le canal L (au lieu de R) tourné d'un angle de 2966634 -16- -ICPD/2 (au lieu de ICPD/2) pour obtenir un canal intermédiaire L' (au lieu de R'). Les étapes E410 à E414 ne sont pas présentées ici en détails car elles correspondent aux étapes E400 à E404 adaptées au fait que le canal modifié n'est plus R' mais L'. On peut montrer que les signaux mono M obtenu à partir des canaux L et R' ou les canaux R et L' sont identiques. Ainsi, le signal mono M est indépendant du canal stéréo à modifier (L ou R) pour un angle de modification de ICPD/2. On peut également remarquer d'autres variantes mathématiquement équivalentes au procédé illustré aux figures 4a et 4b sont possibles. Dans une variante équivalente, l'amplitude M [j] et la phase LM [ j] de M' ne sont pas calculés explicitement. En effet il suffit de calculer directement M' sous la forme: L[ j] + R'[ j] )/2 L[ j]+R'[ j] -(L[j]+R'[j]) (19) Ainsi seuls deux angles (ICPD) et a'[ j] doivent être calculés. Cependant cette variante requiert de calculer l'amplitude de L+R' et d'effectuer une division et la division est une opération souvent coûteuse en pratique. Dans une autre variante équivalente, on calcule directement M [ ji sous la forme: M [j] LM + 2 R[j] / 2 LM[j]=LL[j]-L1+ 1 R'[j] =LL[j]-L 1+ L[j] ou de façon équivalente: ICPD[j1 ~` e~ / 1+ LM [1= -L ICPDH A - \ 2 - L[ j] e L[j] R[j] (20) Y On peut montrer mathématiquement que le calcul de LM [ j] donne un résultat identique aux 20 procédés des figures 4a et 4b. Cependant, dans cette variante l'angle a'[j] n'est pas calculé, ce qui est un désavantage car cet angle est utilisé par la suite dans le codage des paramètres stéréo. Dans une autre variante, le signal mono M pourra être déduit à partir du calcul suivant: -17- M[j~ = L[j] 2 R[J] LM[ji=LL[j] -2.a'[j] Les variantes précédentes ont considéré différentes façons de calculer le signal mono suivant les figures 4a ou 4b. On remarque que le signal mono peut être calculé soit directement au travers de son amplitude et de sa phase, soit indirectement par rotation du canal mono intermédiaire M'. Dans tous les cas, la détermination de la phase du signal mono s'effectue à partir de la phase du signal sommant le canal intermédiaire et le second signal stéréo et à partir d'une différence de phase entre d'une part le signal sommant le canal intermédiaire et le second canal et d'autre part le second canal du signal stéréo. Une variante générale du calcul du "downmix" est maintenant présentée où l'on distingue un canal dominant X et un canal secondaire Y. La définition de X et Y est différente suivant les raies j considérées: o pour j=2, ..., 9, les canaux X et Y sont définis à partir des canaux localement 15 décodés î,[ j] et R[ j] tels que ~ [J ] X = L[J]- ~ fL[J]l YU] = RU]. ~z[j] 1R[j] et lx [ j] = R[j]- IR[j]l Y[J] = Lm.. cl[i] où I[j] représente le rapport d'amplitude entre les canaux L[j] et R[j] décodés; le 20 rapport I[j] est disponible au décodeur comme au codeur (par décodage local). Le décodage local du codeur n'est pas représenté sur la figure 3 par souci de clarté. La définition exacte du rapport I[ j] est donnée plus loin dans la description détaillée du décodeur. On notera qu'en particulier les amplitudes des canaux L et R décodés donnent: si I[j] _ 1 (j=2,...9) ou > 1 (autres valeurs de j), on applique le "downmix" explicité à la figure 4b en remplaçant respectivement L et R par X et Y Cette variante, plus complexe à mettre en oeuvre, est strictement équivalente au procédé de "downmix" détaillé précédemment pour les raies fréquentielles d'indice j en dehors de l'intervalle [2,9]; par contre pour les raies d'indice j=2, ..., 9, cette variante 20 "déforme" les canaux L et R en prenant des valeurs d'amplitude décodées ci[j] pour L et c2[j] pour R - cette "distorsion" d'amplitude a pour effet de légèrement dégrader le signal mono pour les raies considérées mais en retour elle permet d'adapter le "downmix" au codage/décodage des paramètres stéréo décrit plus loin et par la même d'améliorer la qualité de la spatialisation au décodeur. 25 Dans une autre variante du calcul du "downmix", le calcul est effectué suivant les raies j considérées: o pour j=2,..., 9, le signal mono est calculé par la formule suivante: -19- M MI L[J] 2 LM[j]=LI, [j]-L / 1 ICPD[ j] ` 1 + ' e~ ~ I [~] Id j] i où I[ j] représente le rapport d'amplitude entre les canaux L[ j] et R[ j] décodés. Le rapport I[ j] est disponible au décodeur comme au codeur (par décodage local). o pour j en dehors de l'intervalle [2,9], le signal mono est calculé par la formule 5 suivante: M [j] RH RH L[j] LM[j]=LL[j]-L 1+ ICPD[j1 ~2 e~ 2 i 20 Cette variante est strictement équivalente au procédé de "downmix" détaillé précédemment pour les raies fréquentielles d'indice] en dehors de l'intervalle [2,9]; par contre pour les raies d'indice j=2 ..., 9, elle utilise le rapport des amplitudes décodées pour adapter 10 le "downmix" au codage/décodage des paramètres stéréo décrit plus loin. Ceci permet d'améliorer la qualité de la spatialisation au décodeur. Afin de rendre compte d'autres variantes rentrant dans le cadre de l'invention, on mentionne également ici un autre exemple de "downmix" appliquant les principes exposés précédemment. On ne répète pas ici les étapes préliminaires de calcul de la différence (ICPD) 15 de phase entre les canaux stéréo (L et R) et la modification d'un canal prédéterminé. Dans le cas de la figure 4a, à l'étape E 402, un signal mono intermédiaire est calculé à partir des canaux L[ j] et R[ j] avec: Dans une variante possible, on calculera plutôt le signal mono M' comme suit: L[j]+R'[j] Ce calcul remplace l'étape E 402, par contre les autres étapes sont préservées (étapes 400, 401, 403, 404). Dans le cas de la figure 4b, on pourrait de la même façon calculer le signal M' comme suit (en remplacement de l'étape E 412): M [ j]- L'[j]+R[j] M [ j] 2 - 2 LM' H=L[L[j]+R'[jp L[j]1+IRIj] _ L[j] + R[j]l 2 -20- La différence entre ce calcul du "downmix" intermédiaire M' et le calcul présenté précédemment réside uniquement dans l'amplitude (M' j] du signal mono M' qui sera ici ou ILIj] + Cette variante est donc moins 2 légèrement différente de + LM REM 2 avantageuse car elle ne préserve pas complètement 1' " énergie " des composantes des signaux stéréo, par contre elle est moins complexe à mettre en oeuvre. Il est intéressant de remarquer que la phase du signal mono résultant reste cependant identique ! Ainsi, les codage et décodage des paramètres stéréo présentés par la suite restent inchangés si cette variante du "downmix" est mise en oeuvre puisque les angles codés et décodés restent les mêmes. Ainsi, le "downmix" suivant l'invention diffère de la technique de Samsudin et al. dans le sens où un canal (L, R ou X) est modifié par rotation d'un angle inférieur à la valeur d'ICPD, cet angle de rotation est obtenu par réduction de l'ICPD d'un facteur Les figures 6a et 6b présentent la structure du train binaire pour le codeur dans un mode de réalisation privilégié. Il s'agit d'une structure de train binaire hiérarchique issue du codage scalable avec pour codage coeur, le codage de type G.722. Le signal mono est ainsi codé par un codeur G.722 à 56 ou 64 kbit/s. A la figure 6a, le codage coeur G.722 fonctionne à 56 kbit/s et une première couche 30 d'extension stéréo (Ext.stereo 1) est ajoutée. (22) 2966634 -22- A la figure 61), le codage coeur G.722 fonctionne à 64 kbit/s et deux couches d'extension stéréo (Ext.stereo 1 et Ext.stereo 2) sont ajoutées. Le codeur fonctionne donc selon deux modes (ou configurations) possibles: - un mode avec un débit de 56+8 kbit/s (figure 6a) avec un codage du signal mono 5 (downmix) par un codage G.722 à 56 kbit/s et une extension stéréo de 8 kbit/s. - un mode avec un débit de 64+16 kbit/s (figure 6b) avec un codage du signal mono (downmix) par un codage G.722 à 64 kbit/s et une extension stéréo de 16 kbit/s. Pour ce deuxième mode, on suppose que les 16 kbit/s additionnels sont divisés en deux couches de 8 kbit/s dont la première est identique en termes de syntaxe (i.e. paramètres 10 codés) à la couche d'amélioration du mode 56+8 kbit/s. Ainsi le train binaire représenté en figure 6a comporte l'information sur l'amplitude des canaux stéréo, par exemple les paramètres ICLD tels que décrits ci-dessus. Dans une variante du mode de réalisation privilégié du codeur, un paramètre ICTD de 4 bits est également codé dans la première couche de codage. 15 Le train binaire représenté en figure 6b comporte à la fois l'information sur l'amplitude des canaux stéréo dans la première couche d'extension (et un paramètre ICTD dans une variante) et l'information de phase des canaux stéréo dans la deuxième couche d'extension. Le découpage en deux couches d'extension montré aux figures 6a et 6b pourrait se généraliser au cas où au moins l'une des deux couches d'extension comprend à la fois une 20 partie de l'information sur l'amplitude et une partie de l'information sur la phase. Dans le mode de réalisation décrit précédemment, les paramètres qui sont transmis dans la deuxième couche d'amélioration stéréo sont des différences de phase OU] pour chaque raie j=2, ..., 9 codés sur 5 bits dans l'intervalle [-it, 7c] suivant une quantification scalaire uniforme de pas it /16. On décrit dans les paragraphes suivant comment ces 25 différences de phase 8[ j] sont calculées et codées pour former la deuxième couche d'extension après multiplexage des indices de chaque raie j=2, ..., 9. Dans le mode de réalisation privilégié des blocs 314 et 316, on détermine un canal dominant X et un canal secondaire Y pour chaque raie de Fourier d'indice j à partir des canaux L et R de la façon suivante: Xbuf[i]-Lbuf[~] Sllb:cf[j]~1 Ybuf [ j ] = Rbuf [i] et {Xbuf = Rbuf [j] Ybuf [jJ = Lb, f [j]si Ibuf[j] C 1 2966634 -23- où I[j] correspond au rapport d'amplitude des canaux stéréo, calculé à partir des paramètres ICLD suivant la formule: lCLDQh'i. kj720 (23) où ICLDqbu f. [k] est le paramètre ICLD décodé (q comme quantifié) pour la sous-bande 5 d'indice k dans laquelle se situe la raie fréquentielle d'indice j. A noter que dans la définition de Xb,,f [Yb,,f [~], et Ibuf[j] ci-dessus, les canaux utilisés sont les canaux originaux Lhuf [ j] et Rbuf [ j] décalés d'un certain nombre de trames; puisqu'il s'agit de calculer des angles, le fait que l'amplitude de ces canaux soit l'amplitude originale ou l'amplitude décodée localement n'a pas d'influence. Par contre il est important d'utiliser 10 comme critère de distinction entre X et Y l'information Ib, f[ j] de sorte que les codeur et décodeur utilisent les mêmes conventions de calcul/décodage de l'angle OU] . L'information Ih, f [ J] est disponible au codeur (par décodage local) et décalage d'un certain nombre de trames. Le critère de décision Ibuf[j] utilisé pour le codage et le décodage de 9[j] est donc identique pour le codeur et le décodeur. 15 A partir de Xb, f [ j], Yb, f [ j] on peut définir la différence de phase entre le canal secondaire Yb, f [j] et le signal mono comme B[j] = L(Yb'f[j]mh'f[j].) La différentiation entre canaux dominant et secondaire dans le mode de réalisation privilégié est motivée principalement par le fait que la fidélité de la synthèse stéréo est 20 différente selon que les angles transmis par le codeur sont ab,f [ j] ou /3buf [j] en fonction du rapport d'amplitude entre L et R. Dans une variante de réalisation, on ne définira pas les canaux Xhuf H, Yb,,r H mais on calculera 0[j] de façon adaptative comme: ahuf [j] = L (Lb'f[.nmbuf )64t[j] = L(Rbuf[j]mbuf) si j] 1 25 Par ailleurs, dans le cas où le signal mono est calculé suivant la variante distinguant les canaux X et Y, on pourra réutiliser l'angle 0[j] déjà disponible à partir du calcul du downmix (à un décalage d'un certain nombre de trames près). 2966634 -24- A l'illustration de la figure 5, le canal L est secondaire et en appliquant l'invention on trouve 9[j]=ab'r.[j] - pour alléger les notations des figures, l'indice "buf' n'est pas présenté à la figure 5 qui sert à la fois à illustrer le calcul du "downmix" et l'extraction des paramètres stéréo. Il faut cependant noter que les spectres 4,4 [ j] et Rbuf [I] sont décalés 5 de 2 trames par rapport à L [ j ] et R [1. Dans une variante de l'invention dépendante du fenêtrage utilisé (blocs 303, 304) et du retard appliqué au "downmix" (bloc 311) ce décalage n'est que d'une trame. Pour une raie j donnée, les angles a[ j] et Q[ j] vérifient: la[il = 2a'[ j] P[j] = 2/j '[j] 10 où les angles a'[ j] et fl'[ j] sont les différences de phase entre le canal secondaire (ici L) et le canal mono intermédiaire (M') et entre le canal dominant retourné (ici R') et le canal mono intermédiaire (M') respectivement (figure 5): a '[j] _ z(L[j]-M '[jf ) f = (R '[j]-M '[j]* ) Ainsi il est possible pour le codage de a[ j] de réutiliser le calcul de a'[ j] effectué 15 lors du calcul du downmix (bloc 307), et ainsi éviter de calculer un angle supplémentaire; à noter qu'il faut dans ce cas appliquer un décalage de deux trames aux paramètres a'[j] ou a[ j] calculés dans le bloc 307. Dans une variante les paramètres codés seront les paramètres 0'[j] définis par: 0'[ j] = abuJ [j] = L(L ~ ` ) buJ [.~ ] -Mbuf [.~ ] Pb'14f = (Rb' tif [i]-Mb' tif [Al siÎ[j] nombre réduit de raies fréquentielles ou au contraire supérieur et peut permettre de coder un plus grand nombre de raies fréquentielles. De même le codage de ces informations de spatialisation sur deux couches d'extension est un mode de réalisation particulier. L'invention s'applique également au cas où 5 ces informations sont codées dans une seule couche de codage d'amélioration. Les figures 7a et 71:1 illustrent à présent les avantages que peuvent apporter le traitement de réduction de canaux de l'invention par rapport à d'autres méthodes. Ainsi, la figure 7a illustre la variation de LM [ j pour le traitement de réduction de canaux décrit en référence à la figure 4, en fonction de ICLD[ j] et LR[ j] . Pour faciliter la 10 lecture, on pose ici LL [ j] = 0 ce qui donne deux degrés de libertés restants: ICLD[ j] et LR [ j ] (qui correspond alors à -ICPD [ j ] ). II apparaît que la phase du signal mono M est quasi-linéaire en fonction de LR [ j] sur tout l'intervalle [-PI, PI]. Ceci ne serait pas vérifié dans le cas où le traitement de réduction de canaux se ferait sans modifier le canal R en canal intermédiaire par une diminution de la différence de 15 phase ICLD. En effet, dans ce cas de figure, et comme illustré à la figure 7b qui correspond au "downmix" de Hoang et al. (voir le document IEEE MMSP cité précédemment), on voit que: Quand la phase LR [ j] est dans l'intervalle [-PI/2, PI/2], la phase du signal mono M est quasi-linéaire en fonction de LR [ j] 20 En dehors de l'intervalle [-PI/2, PI/2], la phase LM [ j] du signal mono est non-linéaire en fonction de LR [ j] ; Ainsi, quand les canaux L et R sont quasiment en opposition de phase (+/-PI) Al[j] prend des valeurs atttour de 0, PI/2, ou +/-PI suivant les valeurs du paramètre ICLDW. Pour ces signaux en opposition de phase et proche de l'opposition de phase, la 25 qualité du signal mono peut devenir médiocre à cause du comportement non-linéaire de la phase du signal mono LM{ j] . Le cas limite correspond à des canaux opposés ( R[j]=-L[ j] ) où la phase du signal mono devient mathématiquement indéfinie (en pratique constante, de valeur nulle). On comprend bien ainsi que l'intérêt de l'invention est de contracter l'intervalle 30 angulaire afin de restreindre le calcul du signal mono intermédiaire sur l'intervalle [-PI/2, PI/2] pour lequel la phase du signal mono a un comportement quasi-linéaire. 2966634 -26- Le signal mono obtenu à partir du signal intermédiaire a alors une phase linéaire dans tout l'intervalle [-PI, PI] même pour des signaux en opposition de phase. Ceci améliore donc la qualité du signal mono pour ce type de signaux. Dans une variante de réalisation du codeur, on pourra coder systématiquement la 5 différence de phase ab'f[ j] entre les canaux L et M, au lieu de coder OU] ; cette variante ne distingue pas les canaux dominant et secondaire, elle est donc plus simple à réaliser mais elle donne une qualité de synthèse stéréo moindre. En effet, si la différence de phase transmise au codeur est ab'f[ j] (au lieu de OU] ), le décodeur pourra décoder directement l'angle abuf[ j] entre L et M mais il devra "estimer" l'angle f/ne [ j] entre R et M manquant (non codé); on 10 peut montrer que la précision de cette "estimation" est moins bonne lorsque le canal L est dominant que lorsque le canal L est secondaire. On notera également que la mise en oeuvre du codeur présentée précédemment s'est appuyée sur un "downmix" utilisant une réduction de la différence de phase ICPD par un facteur 1/2. Lorsque le "downmix" utilise un autre facteur de réduction «1) , par exemple de 15 valeur 3/4, le principe du codage des paramètres stéréo restera inchangé. Au codeur, la seconde couche d'amélioration comportera la différence de phase (B[ j] ou ab'f[ j]) définie entre le signal mono et un premier canal stéréo prédéterminé. En référence à la figure 8 un décodeur selon un mode de réalisation de l'invention 20 est maintenant décrit. Ce décodeur comporte un démultiplexeur 501 dans lequel le signal mono codé est extrait pour être décodé en 502 par un décodeur de type G.722 dans cet exemple. La partie du train binaire (scalable) correspondant à G.722 est décodée à 56 ou 64 kbit/s suivant le mode sélectionné. On suppose ici qu'il n'y a pas de perte de trames ni d'erreurs binaires sur le train 25 binaire pour simplifier la description, cependant des techniques connues de correction de perte de trames peuvent bien évidemment être mises en oeuvre dans le décodeur. Le signal mono décodé correspond à m"(n) en l'absence d'erreurs de canal. Une analyse par transformée de Fourier discrète à court-terme avec le même fenêtrage qu'au codeur est réalisée sur M(n) (blocs 503 et 504) pour obtenir le spectre M[ j] . 30 La partie du train binaire associée à l'extension stéréo est aussi dé-multiplexée. Les paramètres ICLD sont décodés pour obtenir {ICLDq Pl} (bloc 505). Les détails de k =0,..., ( 9 mise en oeuvre du bloc 505 ne sont pas présentés ici car ils dépassent le cadre de l'invention. 2966634 -27- La différence de phase 8[j] entre le canal L et le signal M par raie fréquentielle est décodée pour les raies fréquentielles d'indice j = 2,..,9 (bloc 506) pour obtenir B[ j] selon un premier mode de réalisation. Les amplitudes des canaux gauche et droit sont reconstruites (bloc 507) en 5 appliquant les paramètres ICLD décodés par sous-bande. Les amplitudes des canaux gauche et droit sont décodées (bloc 507) en appliquant les paramètres ICLD décodés par sous-bande. A 56+8 kbit/s la synthèse stéréo est réalisée comme suit pour j = 0,...,80 : L[j] = ci [jlm^ [A, R[j) = cz[j]-M[j (24) ~ où cl [j] et cz j] sont les facteurs qui sont calculés à partir des valeurs d'ICLD par sous-10 bande. Ces facteurs ci [j] et cz [j] sont sous la forme: c2.I [j] 1+1[1 ] (25) 2 où 1[ j] - loiaD"[k]i2o et k est l'indice de la sous-bande dans laquelle se trouve la raie d'indice j. A noter que le paramètre ICLD est codé/décodé par sous-bandes et non par raie fréquentielle. 15 On considère ici que les raies fréquentielles d'indice j appartenant à la même sous-bande d'indice k (donc dans l'intervalle [B[k],...,B[k+l]-1]) ont pour valeur d'ICLD la valeur d'ICLD de la sous-bande. On remarque que î [ j i correspond au rapport entre les deux facteurs d'échelle: I[ j] _ ['] 2[j] 20 et donc au paramètre ICLD décodé (sur une échelle linéaire et non logarithmique). Ce rapport est obtenu à partir des informations codées dans la première couche d'amélioration stéréo à 8 kbit/s. Les codages et décodages associés ne sont pas détaillés ici, mais pour un budget de 40 bits par trame on peut considérer que ce rapport est codé par sous-bande et non pas raie fréquentielle, avec une découpe en sous-bandes non uniforme. 25 Dans une variante du rnode de réalisation privilégié, un paramètre ICTD de 4 bits est décodé à partir de la première couche de codage. Dans ce cas, la synthèse stéréo est modifiée pour- les raies j=0,...,15 correspondant aux fréquences inférieures à 1.5 kHz et est sous la forme: (26) 2966634 -28- zg.j.IcrD L[j]=cl [j]-M[j]-e " (27) où ICTD est le décalage temporel entre L et R en nombre d'échantillons pour la trame courante et N est la longueur de la transformée de Fourier (ici N=160). 5 Si le décodeur fonctionne à 64+16 kbit/s, le décodeur reçoit en plus les informations codées dans la deuxième couche d'amélioration stéréo, ce qui permet de décoder les paramètres Ô[ j ] pour les raies d'indice j=2 à 9 et d'en déduire le paramètre â [ j ] et /3 [ j] comme expliqué maintenant en référence à la figure 9. La figure 9 illustre de façon géométrique les différences de phase (angles) décodés 10 suivant l'invention. Pour simplifier la présentation, on considère ici que le canal L est le canal secondaire (Y) et le canal R est le canal dominant (X). Le cas inverse se déduit facilement des développements qui suivent. Ainsi on a: Ô[j]=â[j] j=2,..,9. De plus, on retrouve la définition des angles â[j] et â'[j] du codeur, avec comme seules différences l'utilisation ici de la notation ^ pour indiquer des paramètres décodés. 15 L'angle intermédiaire â'[ j] entre L et M' est déduit à partir de l'angle â [ j] par la relation: â'[ j] = a [7] L'angle intermédiaire 41 j] est défini comme la différence de phase entre M' et R' comme suit: 20 et la différence de phase entre M et R est définie par: l3[j] = L(R[j]-M[j]~) (29) A noter que dans le cas de la figure 9, on suppose que les relations géométriques définies à la figure 5 pour le codage sont encore valides, que le codage de M[ j] est 25 quasiment parfait et que les angles a [ j] sont aussi codés très précisément. Ces hypothèses sont en général vérifiées pour le codage G.722 dans la zone de fréquences j=2, ..., 9 et pour un codage de a[j] avec un pas de quantification assez fin. Dans la variante où le "downmix" est calculé en distinguant les raies dont l'indice est dans l'intervalle [2,9] ou non, 2 2966634 -29- cette hypothèse est vérifiée car les canaux L et R sont "déformés" en amplitude pour que le rapport d'amplitude entre L et R corresponde au rapport I [j] utilisé au décodeur. Dans le cas contraire la figure 9 resterait toujours valable, mais avec des approximations sur la fidélité des canaux L et R reconstruits, et en général une qualité de 5 synthèse stéréo moindre. Comme illustré sur la figure 9, à partir des valeurs connues R[ j] L[j] et â'M, on peut déduire l'angle /3'[ j] par projection de R' sur la droite reliant 0 et L+R', où on trouve la relation trigonométrique: L[j] sin /P[J ] R '[J] sin â'[ j] R[j] sin â'[ j] 10 Donc on peut trouver l'angle /3'[ j] avec la relation: R[j] L[ j] soit R[j] /3'[ j] = s. aresin sin â'[ j] (30) L[ j] i où s = +l ou -1 de sorte que le signe de ,8-'[j] soit opposé à celui de â'[j], plus 15 précisément: s = j [J] a [J] > 0 (31) si La différence de phase /3[ j] entre le canal R et le signal M est déduite par la relation: ,Q[ j] = 2.fl'[ j] (32) 20 Enfin, le canal R est reconstruit à partir de la formule: R[j ] = c2 [jl ÛMe`.Mj] (33) Le décodage (ou "estimation") de â[j] et L [ j ] à partir de Ô[j]=î3{ j ] dans le cas où le canal L est le canal dominant (X) et le canal R est le canal secondaire (Y) suit la même démarche et n'est pas détaillé ici. 25 Ainsi à 64+16 kbit/s la synthèse stéréo est réalisée par le bloc 507 de la figure 8 comme suit pour j=2,..,9: sin /3'[ j] sin â'[ si L[.I = CI [/ ]-m[J]er.iz[J, R[J] _ C2 Ulm" [ilei./qii et sinon identique à la synthèse stéréo précédente pour j=0,...,80 en dehors de 2,...,9. Les spectres R[ j] et L[j] sont ensuite convertis dans le domaine temporel par FFT inverse, fenêtrage, addition et recouvrement (blocs 508 à 513) pour obtenir les canaux synthétisés R(n) et L(n). Ainsi, le procédé mis en oeuvre au décodage est représenté pour des variantes de réalisation par des organigrammes illustrés en référence aux figures 10a et 10b, en supposant qu'un débit de 64+16 kbit/s est disponible. Comme dans la description détaillée précédente associée à la figure 9, on présente d'abord le cas simplifié de la figure 10a où le canal L est le canal secondaire (Y) et le canal R est le canal dominant (X), et donc 0 [ j] =â [ j] . A l'étape E1001, le spectre du signal mono est M [ j] est décodé. Les angles â[j] pour les coefficients fréquentiels j=2,..,9 sont décodés à l'étape El 002, à partir de la deuxième couche d'extension stéréo. L'angle a représente la différence de phase entre un premier canal prédéterminé des canaux stéréo, ici le canal L et le signal mono. Les angles al j] sont ensuite calculés à l'étape E1003 à partir des angles â[j] décodés. La relation est telle que â'[ j] = â H/2 . A l'étape E1004, une différence de phase intermédiaire p' entre le deuxième canal du signal stéréo modifié ou intermédiaire, ici R' et le signal mono intermédiaire M' est déterminé à partir de la différence de phase a' calculée et de l'information sur l'amplitude des canaux stéréos, décodée dans la première couche d'extension , au bloc 505 de la figure 8. Le calcul est illustré à la figure 9, les angles j] sont ainsi déterminés selon les équations suivantes: -30- (34) /3'[ j] = s. aresin sin â'[ j]l = s. aresin lsin â[ j] 2 (35) i R[j] R[j] L[j] A l'étape E1005, la différence de phase R entre le deuxième canal R et le signal mono M, est déterminé à partir de la différence de phase intermédiaire P'. Les angles /3[ j] sont déduits par l'équation suivante: -31 - j] = 2.4' [ ji = 2.s. aresin sin â[j] 2 RU] L[j] et -1 si 4'[I.â[j]>_0 s= 1 si 4[4â[j] ] !~[J] = e[J] siI[j] Les angles ~3[ j] sont déduits par l'équation suivante: /3[ j] = 2.f3' [ j l = 2.s. aresin sin a[j] 2 R[j] i et -1 si s= 1 siMj].â[j]>0 Enfin, à l'étape E1112 la synthèse des signaux stéréo, par coefficient fréquentiel, est effectuée à partir du signal mono décodé et des différences de phases déterminées entre le signal mono et les canaux stéréo. Les spectres R Li ] et L [ j] sont ainsi calculés et ensuite convertis dans le domaine temporel par FFT inverse, fenêtrage, addition et recouvrement (blocs 508 à 513) pour obtenir 20 les canaux synthétisés R (n) et L (n) . On notera également que la mise en oeuvre du décodeur présentée précédemment s'est appuyée sur un "downmix" utilisant une réduction de la différence de phase ICPD par un facteur 1/2. Lorsque le "downmix" utilise un autre facteur de réduction «1), par exemple de valeur 3/4, le principe du décodage des paramètres stéréo restera inchangé. Au décodeur, la 25 seconde couche d'amélioration comportera la différence de phase (OU] ou ab, f[J]) définie entre le signal mono et un premier canal stéréo prédéterminé. Le décodeur pourra déduire la différence de phase entre le signal mono et le deuxième canal stéréo à partir de cette information. -33- Le codeur présenté en référence à la figure 3 et le décodeur présenté en référence à la figure 8 ont été décrits dans le cas d'application particulière de codage et décodage hiérarchique. L'invention peut également s'appliquer dans le cas où les informations de 5 spatialisation sont transmises et reçues au décodeur dans une même couche de codage et pour un même débit. De plus, l'invention a été décrite à partir d'une décomposition des canaux stéréo par transformée de Fourier discrète. L'invention s'applique également à d'autres représentations complexes, comme par exemple la décomposition MCLT (Modulated Complex Lapped 10 Transform) combinant une transformée discrète en cosinus modifiée (MDCT) et transformée discrète en sinus modifiée (MDST), ainsi qu'au cas de bancs de filtres de type Pseudo-Quadrature Mirror Filter (PQMF). Ainsi le terme de "coefficient fréquentiel" utilisé dans la description détaillé peut être étendu à la notion de "sous-bande" ou de "bande de fréquence", sans changer la nature de l'invention. 15 Les codeurs et décodeurs tels que décrits en référence aux figures 3 et 8 peuvent être intégrés dans des équipements multimédia de type décodeur de salon, "set top box" ou lecteur de contenu audio ou vidéo. Ils peuvent également être intégré dans des équipements de communication de type téléphone mobile ou passerelle de communication. La figure 11a représente un exemple de réalisation d'un tel équipement dans lequel 20 un codeur selon l'invention est intégré. Ce dispositif comporte un processeur PROC coopérant avec un bloc mémoire BM comportant une mémoire de stockage et/ou de travail MEM. Le bloc mémoire peut avantageusement comporter un programme informatique comportant des instructions de code pour la mise en oeuvre des étapes du procédé de codage 25 au sens de l'invention, lorsque ces instructions sont exécutées par le processeur PROC, et notamment les étapes de codage d'un signal mono issu d'un traitement de réduction de canaux appliqué au signal stéréo et de codage d'informations de spatialisation du signal stéréo. Lors de ces étapes, le traitement de réduction des canaux comporte la détermination pour un ensemble prédéterminé de sous-bandes fréquentielles, d'une différence de phase entre deux 30 canaux stéréo, l'obtention d'un canal intermédiaire par rotation d'un premier canal prédéterminé du signal stéréo, d'un angle obtenu par réduction de ladite différence de phase, la détermination de la phase du signal mono à partir de la phase du signal sommant le canal intermédiaire et le second signal stéréo et à partir d'une différence de phase entre d'une part le signal sommant le canal intermédiaire et le second canal et d'autre part le second canal du 35 signal stéréo. Le programme peut comporter les étapes mises en oeuvre pour coder les informations adaptées à ce traitement. 2966634 -34- Typiquement, les descriptions des figures 3, 4a, 4b et 5 reprennent les étapes d'un algorithme d'un tel programme informatique. Le programme informatique peut également être stocké sur un support mémoire lisible par un lecteur du dispositif ou équipement ou téléchargeable dans l'espace mémoire de celui-ci. Un tel équipement ou codeur comporte un module d'entrée apte à recevoir un signal stéréo comportant les canaux R et L pour droit et gauche, soit par un réseau de communication, soit par lecture d'un contenu stocké sur un support de stockage. Cet équipement multimédia peut également comporter des moyens de capture d'un tel signal stéréo. Le dispositif comporte un module de sortie apte à transmettre les paramètres d'informations spatiales codées Pe et un signal mono M issus du codage du signal stéréo. De la même façon, la figure 1lb illustre un exemple d'équipement multimédia ou dispositif de décodage comportant un décodeur selon l'invention. Ce dispositif comporte un processeur FROC coopérant avec un bloc mémoire BM 15 comportant une mémoire de stockage et/ou de travail MEM. Le bloc mémoire peut avantageusement comporter un programme informatique comportant des instructions de code pour la mise en oeuvre des étapes du procédé de décodage au sens de l'invention, lorsque ces instructions sont exécutées par le processeur PROC, et notamment les étapes de décodage d'un signal mono reçu, issu d'un traitement de réduction de 20 canaux appliqué au signal stéréo original et de décodage d'informations de spatialisation du signal stéréo original, les informations de spatialisation comportant une première information sur l'amplitude des canaux stéréo et une seconde information sur la phase des canaux stéréo, la seconde information comportant, par sous-bande fréquentielle, la différence de phase définie entre le signal mono et un premier canal stéréo prédéterminé. Le procédé de décodage 25 comporte à partir de la différence de phase définie entre le signal mono et un premier canal stéréo prédéterminé, le calcul d'une différence de phase entre un canal mono intermédiaire et le premier canal prédéterminé pour un ensemble de sous-bandes fréquentielles, la détermination d'une différence de phase intermédiaire entre le deuxième canal du signal stéréo modifié et un signal mono intermédiaire à partir de la différence de phase calculée et de la 30 première infonnation décodée, la détermination de la différence de phase entre le deuxième canal et le signal mono à partir de la différence de phase intermédiaire, la synthèse des signaux stéréo, par coefficient fréquentiel, à partir du signal mono décodé et des différences de phases déterminées entre le signal mono et les canaux stéréo. Typiquement, la description des figures 8, 9 et 10 reprend les étapes d'un algorithme 35 d'un tel programme informatique. Le programme informatique peut également être stocké sur un support mémoire lisible par un lecteur du dispositif ou téléchargeable dans l'espace mémoire de l'équipement. 2966634 -35- Le dispositif comporte un module d'entrée apte à recevoir les paramètres d'information spatiale codés P, et un signal mono M provenant par exemple d'un réseau de communication. Ces signaux d'entrée peuvent provenir d'une lecture sur un support de stockage. 5 Le dispositif comporte un module de sortie apte à transmettre un signal stéréo, L et R, décodé par le procédé de décodage mis en oeuvre par l'équipement. Cet équipement multimédia peut également comporter des moyens de restitution de type haut-parleur ou des moyens de communication apte à transmettre ce signal stéréo. Bien évidemment, un tel équipement multimédia peut comporter à la fois le codeur et 10 le décodeur selon l'invention. Le signal d'entrée étant alors le signal stéréo original et le signal de sortie, le signal stéréo décodé.15 REVENDICATIONS1. Procédé de codage paramétrique d'un signal audionumérique stéréo comportant une étape de codage (312) d'un signal mono (M) issu d'un traitement de réduction de canaux 5 (307) appliqué au signal stéréo et de codage d'informations de spatialisation (315,316) du signal stéréo, caractérisé en ce que le traitement de réduction de canaux comporte les étapes suivantes: détermination (E400) pour un ensemble prédéterminé de sous-bandes 10 fréquentielles, d'une différence de phase (ICPD[j]) entre deux canaux stéréo (L, R); - obtention (E401) d'un canal intermédiaire (R'[j], L'[j] ou X'[j]) par rotation d'un premier canal prédéterminé (RU], L[j]ou X[j]) du signal stéréo, d'un angle obtenu par réduction de ladite différence de phase; - détermination de la phase du signal mono (E402 à E404) à partir de la phase du 15 signal sommant le canal intermédiaire et le second signal stéréo (L(L + R') , X(L'+R) ou L(X'+Y) ) et à partir d'une différence de phase (a'[ j] ) entre d'une part le signal sommant le canal intermédiaire et le second canal (L+R', L'+R ou X'+Y) et d'autre part le second canal du signal stéréo (L, R ou Y). 20 2. Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que le signal mono est déterminé selon les étapes suivantes: - obtention (E402), par bande de fréquence, d'un signal mono intermédiaire (M') à partir dudit canal intermédiaire et du second canal du signal stéréo; - détermination du signal mono (M) (E404) par rotation dudit signal mono 25 intermédiaire de la différence de phase entre le signal mono intermédiaire et le second canal du signal stéréo (E403). 3. Procédé selon la revendication I, caractérisé en ce que le canal intermédiaire est obtenu par rotation du premier canal prédéterminé de la moitié (ICPD[j]/2) de la différence de 30 phase déterminée. 4. Procédé selon l'une des revendications 1 à 3, caractérisé en ce que les informations de spatialisation comportent une première information (ICLD) sur l'amplitude des canaux stéréo et une seconde information sur la phase des canaux stéréo, la seconde 35 information comportant, par sous-bande fréquentielle, la différence de phase (0[j]) définie entre le signal mono et un premier canal stéréo prédéterminé. 2966634 -37- 5. Procédé selon la revendication 4, caractérisé en ce que la différence de phase entre le signal mono et le canal stéréo prédéterminé est fonction de la différence de phase entre le signal mono intermédiaire et le second canal du signal stéréo. 6. Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que le premier canal prédéterminé est le canal dit dominant dont l'amplitude est la plus forte parmi les canaux du signal stéréo. 10 7. Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que pour au moins un ensemble prédéterminé de sous-bandes fréquentielles, le premier canal prédéterminé est le canal dit dominant pour lequel l'amplitude du canal correspondant décodé localement est la plus forte parmi les canaux du signal stéréo. 15 8. Procédé selon la revendication 7, caractérisé en ce que l'amplitude du signal mono est calculé en fonction de valeurs d'amplitude des canaux stéréo décodées localement. 9. Procédé selon la revendication 4, caractérisé en ce que la première information est codée par une première couche de codage et la seconde information est codée par une seconde 20 couche de codage. 10. Procédé de décodage paramétrique d'un signal audionumérique stéréo comportant une étape de décodage (502) d'un signal mono reçu, issu d'un traitement de réduction de canaux appliqué au signal stéréo original et de décodage (505, 506) 25 d'informations de spatialisation du signal stéréo original, caractérisé en ce que les informations de spatialisation comportent une première information sur l'amplitude des canaux stéréo (ICLD[j]) et une seconde information sur la phase des canaux stéréo, la seconde information comportant, par sous-bande fréquentielle, la différence de phase ( a [ j] ou f3[ j] ) définie entre le signal mono ( M[ j] ) et un premier canal 30 stéréo prédéterminé ( L[ j] , R[ j] ou Y[ j] ) et en ce que le procédé comporte les étapes suivantes: - â partir de la différence de phase définie entre le signal mono et un premier canal stéréo prédéterminé, calcul (E1003) d'une différence de phase ( a'[ j] ou /61 j] ) entre un canal mono intermédiaire (MU]) et le premier canal prédéterminé pour un ensemble de 35 sous-bandes fréquentielles; 2966634 -38- - détermination (E1004) d'une différence de phase intermédiaire (,(3'[j] ou al j]) entre le deuxième canal du signal stéréo modifié (RI j],L'[j] ou X'[j]) et un signal mono intermédiaire à partir de la différence de phase calculée et de la première information décodée; 5 - détermination (E1005) de la différence de phase ( f3[ j] ou a [j] ) entre le deuxième canal ( R[ j] , L[ j] ou X[j] ) et le signal mono à partir de la différence de phase intermédiaire; - synthèse (E1006 et E1007) des signaux stéréo, par coefficient fréquentiel, à partir du signal mono décodé et des différences de phases déterminées entre le signal mono et les canaux stéréo. 11. Procédé selon la revendication 10, caractérisé en ce que la première information est décodée par une première couche de décodage et la seconde information est décodée par une seconde couche de décodage. 12. Procédé selon la revendication 10, caractérisé en ce que le premier canal stéréo prédétenniné est le canal dit dominant dont l'amplitude est la plus forte parmi les canaux du signal stéréo. 20 13. Codeur paramétrique d'un signal audionumérique stéréo comportant un module de codage (312) d'un signal mono (M) issu d'un module de traitement de réduction de canaux (307) appliqué au signal stéréo et des modules de codage d'informations de spatialisation (315,316) du signal stéréo, caractérisé en ce que le module de traitement de réduction de canaux comporte: 25 - des moyens de détermination pour un ensemble prédéterminé de sous-bandes fréquentielles, d'une différence de phase (ICPD[j]) entre les deux canaux du signal stéréo; - des moyens d'obtention d'un canal intermédiaire (R'[j], L'[j] ou X'[j]) par rotation d'un premier canal prédéterminé (RU], L[j] ou X[j]) du signal stéréo, d'un angle obtenu par réduction de ladite différence de phase déterminée; 30 - des moyens de détermination de la phase du signal mono (M) à partir de la phase du signal sommant le canal intermédiaire et le second signal stéréo ( L(L + R') , L(L'+R) ou L(X'+Y) ) et à partir d'une différence de phase (a'[ j] ) entre d'une part le signal sommant le canal intermédiaire et le second canal (L+R', L'+R ou X'+Y) et d'autre part le second canal du signal stéréo (L, R ou Y). 35-39- 14. Décodeur paramétrique d'un signal audionumérique d'un signal audionumérique stéréo comportant un module de décodage (502) d'un signal mono reçu, issu d'un traitement de réduction de canaux appliqué au signal stéréo original et des modules de décodage (505, 506) d'informations de spatialisation du signal stéréo original, caractérisé en ce que les informations de spatialisation comportent une première information sur l'amplitude des canaux stéréo (ICLD[j]) et une seconde information sur la phase des canaux stéréo, la seconde information comportant, par sous-bande fréquentielle, la différence de phase ( a [ j] ou fl[ j] ) définie entre le signal mono ( M[j] ) et un premier canal stéréo prédéterminé ( L[ j] ou YU] ) et en ce que le décodeur comporte: - des moyens de calcul d'une différence de phase (a'[ j] ou f3'[ j]) entre un canal mono intermédiaire (MU]) et le premier canal prédéterminé pour un ensemble de sous- bandes fréquentielles, à partir de la différence de phase définie entre le signal mono et un premier canal stéréo prédéterminé,; - des moyens de détermination d'une différence de phase intermédiaire ('3'[j] ou a'[j]) entre le deuxième canal du signal stéréo modifié (R'[j] ou XIA) et un signal mono intermédiaire à partir de la différence de phase calculée et de la première information décodée; - des moyens de détermination de la différence de phase ( fl[ j ] ou a [ j ] ) entre le deuxième canal ( R[ j] ou X[ j] )et le signal mono à partir de la différence de phase 20 intermédiaire; - des moyens de synthèse des signaux stéréo, par sous-bande fréquentielle, à partir du signal mono décodé et des différences de phases déterminées entre le signal mono et les canaux stéréo. 25 15. Programme informatique comprenant des instructions de code pour la mise en oeuvre des étapes d'un procédé de codage selon l'une des revendications 1 à 9 et/ou d'un procédé de décodage selon l'une des revendications 10 à 12, lorsque celles-ci sont exécutées par un processeur. 30 35