FR 2966665 A1 20120427 FR 1058688 A 20101022 PROCEDE ET DISPOSITIF DE COMMUNICATION RADIO POUR ANTENNES D'USAGER MULTIPLES L'invention concerne les systèmes de communication numériques sans fil. Plus précisément, elle concerne une technique d'émission/réception dans le contexte de communications mettant en jeu une pluralité d'antennes d'usager, ces antennes pouvant appartenir à un seul usager ou à plusieurs usagers, chaque usager ayant un nombre d'antennes supérieur ou égal à 1. De manière générale, la mise en ceuvre de communications de type point-multipoint et multi-antennes pose le problème du partage de l'accès à la ressource spectrale, c'est-à-dire le partage du canal de propagation. Le défi que doit relever une technique d'accès multiple est de permettre la transmission en parallèle de données ou messages différents à destination de récepteurs distincts en partageant une ressource physique commune, et en minimisant les interférences qui en résultent. Différentes techniques d'accès sont aujourd'hui utilisées dans les systèmes radio. On connaît notamment des techniques exploitant une orthogonalité (temporelle, fréquentielle ou spatiale) afin de réaliser la mise en parallèle de la transmission de l'information : le partage en temps TDMA (initiales des mots anglais « Time Division Multiple Access » signifiant « Accès Multiple par Séparation dans le Temps »), le partage en fréquence FDMA (initiales des mots anglais « Frequency Division Multiple Access » signifiant « Accès Multiple par Séparation en Fréquence ») tel que l'OFDMA (initiales des mots anglais « Orthogonal Frequency Division Multiple Access» signifiant « Accès Multiple par Séparation Orthogonale en Fréquence »), le partage par codes CDMA (initiales des mots anglais « Code Division Multiple Access » signifiant « Accès Multiple par Séparation par Codes »), ou le partage en espace SDMA (initiales des mots anglais « Space Division Multiple Access » signifiant « Accès Multiple par Séparation dans l'Espace »). Les techniques TDMA, FDMA et CDMA, ou les techniques d'accès multiple « mixtes » (temps-fréquence-code) reposant sur elles, représentent des réponses simples au problème de l'accès multiple, mais atteignent rapidement leurs limites lorsque le nombre d'usagers augmente. Le SDMA utilise des opérations matricielles complexes appliquées à la matrice du canal MIMO (initiales des mots anglais « Multiple-In Multiple-Out » signifiant « Entrée Multiple Sortie Multiple ») entre un réseau d'antennes en émission et un réseau d'antennes en réception (la matrice du canal MIMO a pour coefficient, à la i-ème ligne et à la j-ème colonne, le gain du canal de propagation entre la j-ème antenne d'émission et la i-ème antenne de recéption). De plus, dans la plupart des systèmes radio, le canal MIMO varie d'une fréquence à l'autre, ce qui impose d'effectuer les calculs du SDMA via une décomposition en valeurs singulières (« Singular Value Decomposition », ou SVD en anglais), ou via une inversion de matrice, pour chaque fréquence ou au moins à intervalles de fréquence suffisament réguliers, en fonction de la bande de cohérence du canal (« coherence bandwidth » en anglais) (on rappelle que la « bande de cohérence » d'un canal est par définition inversement proportionnelle à l'étalement temporel (« delay spread » en anglais) de la réponse impulsionnelle de ce canal). Plus précisément, dans la première de ces variantes du SDMA, les signaux sont « orthogonalisés » en espace par une décomposition SVD du canal MIMO ; le réseau d'antennes d'émission applique un précodage fondé sur la SVD, et le réseau d'antennes de réception applique un décodage basé sur la même SVD ; cette technique ne peut donc s'appliquer que lorsque le réseau d'antennes de réception appartient à un seul usager, qui peut ainsi procéder au décodage. Dans la deuxième de ces variantes du SDMA, dite de « forçage à zéro » (« Zero Forcing », ou ZF, en anglais), la matrice du canal MIMO est inversée au sens matriciel, et cette matrice inverse est appliquée par le réseau d'antennes d'émission ; à la réception, chaque antenne reçoit son signal sans interférence de la part des autres signaux, c'est pourquoi l'on dit que l'interférence est « forcée à zéro » ; cette technique peut donc s'appliquer dans le cas où le réseau d'antennes de réception appartient à un seul usager ou à plusieurs usagers, chaque usager ayant un nombre d'antennes de réception supérieur ou égal à 1. II est bien connu de l'homme du métier que le SDMA ne peut apporter de gain de qualité par rapport au CDMA, FDMA et au TDMA que lorsque le canal de propagation s'y prête, et qu'il peut même avoir des performances inférieures au CDMA, FDMA et au TDMA. Deux conditions nécessaires (et non suffisantes) pour que le SDMA apporte un gain de qualité par rapport au CDMA, FDMA et au TDMA sont, d'une part, que les rapports signal-sur-bruit au niveau des antennes de réception soient élevés, et d'autre part que le rang de la matrice du canal MIMO soit supérieur ou égal au nombre de flux multiplexés ; par conséquent, si le nombre de flux à multiplexer est égal au nombre d'antennes de réception, il faut un nombre d'antennes d'émission supérieur ou égal au nombre d'antennes de réception. On connaît également une technique appelée « IR-UWB multibande », qui est décrite dans l'article de S. Paquelet et L.-M. Aubert intitulé « An Energy Adaptive Demodulation for High Data Rates with Impulse Radio », Proceedings of IEEE Radio and Wireless Conference, pages 323 à 236, sept. 2004. Cet article propose un système de transmission multibande utilisant une forme d'onde impulsionnelle. Dans ce système, le message à émettre est constitué d'impulsions modulées OOK (initiales des mots anglais « On-Off Keying » signifiant « Modulation par Allumage-Extinction »), multiplexées en fréquence sur une pluralité de sous-bandes de fréquences adjacentes et disjointes. Il s'agit donc d'une mise en parallèle sur l'axe fréquentiel (« Frequency Division Multiplexing », ou FDM) de signaux IR-UWB (initiales des mots anglais « Impulse Radio Ultra-Wide Band » signifiant « Communications Radio par Impulsions à Bande Ultra-Large »). L'article s'intéresse en détail à la mise en oeuvre d'un récepteur à faible coût effectuant des opérations simples de détection non-cohérente de la présence d'un signal dans du bruit. Mais cet article ne traite pas des aspects multi-usagers et allocation de puissance. Le récepteur proposé n'est donc pas utilisable en présence d'interférences entre usagers. L'application aux communications numériques des techniques dites de « retournement temporel » a permis d'envisager une alternative à la gestion de l'accès multiple. On rappelle que le retournement temporel est une technique de focalisation des ondes (à l'origine utilisée dans le domaine des ondes acoustiques) qui repose sur l'invariance par renversement du temps de l'équation d'onde. Ainsi, une onde temporellement inversée se propage comme une onde directe qui remonterait le temps. Lorsqu'une impulsion brève émise par un point d'origine se propage dans un milieu de propagation, et qu'une partie de cette onde reçue par un point destinataire est retournée temporellement avant d'être renvoyée dans le milieu de propagation, l'onde converge vers le point d'origine en y reformant une impulsion brève. Le signal recueilli au point d'origine est quasi-identique dans sa forme au signal d'origine émis par le point d'origine. La technique du retournement temporel est appliquée aux réseaux de communication radio pour annuler l'effet du canal de propagation sur le signal d'antenne en un point focal, notamment en réduisant l'étalement du canal par concentration de l'énergie au point focal, et pour simplifier le traitement de symboles reçus après la traversée du canal. Pour ce faire, le signal d'antenne émis par une antenne de l'entité communicante d'origine est pré-égalisé par application de coefficients obtenus à partir du retournement temporel de la réponse impulsionnelle du canal de propagation que ce signal d'antenne doit traverser. La mise en couvre du retournement temporel nécessite donc la connaissance du canal de propagation par l'entité communicante d'origine dans la bande de fréquence dédiée aux communications issues de cette entité. L'application des techniques de retournement temporel à la gestion de l'accès multiple exploite le fait que le canal de propagation entre un point d'émission et un point de réception possède une signature électromagnétique unique, qui peut être utilisée à des fins de séparation de messages entre des points de réception différents. Une telle approche, qui se place dans le cadre du SDMA, a été appliquée aux communications à bande ultra-large (« Ultra-Wide Band », ou UWB, en anglais) (cf. l'article de H.T. Nguyen intitulé « On the performance of one bit time reversa/ for mu/ti-user wire/ess communications», IEEE ISWCS, pages 672 à 676, Trondheim, Norvège 2007) : dans cette approche, chaque signal émis occupe entièrement la bande exploitée par le système et présente une forme d'onde de type impulsionnel occupant une bande de fréquences de plusieurs centaines de MHz. Cette technique est plus simple à mettre en couvre que les techniques SDMA décrites ci-dessus, car elle ne nécessite pas d'opération matricielle complexe répétée en fréquence. On peut utiliser ici un filtre fréquentiel au lieu d'un filtre temporel, ce qui simplifie l'opération matricielle associée ; en effet, pour une fréquence donnée, il suffit de calculer la transposée conjuguée de la matrice du canal MIMO à cette fréquence, et de l'appliquer au réseau d'antennes d'émission (la transposée conjuguée d'une matrice est beaucoup moins complexe à calculer que la SVD ou que l'inverse de la matrice). Enfin, cette technique s'applique aussi bien lorsque le réseau d'antennes appartient à un seul usager que lorsqu'il appartient à plusieurs usagers (étant entendu que chaque usager a au moins une antenne de réception). L'inconvénient de cette technique, comme pour les deux techniques SDMA décrites précédemment, est qu'elle n'apporte un gain de qualité par rapport au CDMA, FDMA ou au TDMA que lorsque le canal de propagation s'y prête, et qu'elle peut même provoquer une perte de qualité lorsque le canal de propagation ne s'y prête pas. La présente invention concerne donc un procédé de communication radio multi-antennes, dans lequel des sous-bandes de fréquences Bsk , où k=1,..., P , ont été attribuées respectivement à P antennes d'usager si ,..., sp appartenant à un seul usager ou à plusieurs usagers, au sein d'une bande totale de fréquences BT. Ledit procédé est remarquable en ce qu'au moins une de ces antennes d'usager communique avec une station de base sur sa sous-bande de fréquences respective Bsk au moyen d'un signal filtré par retournement temporel. Ainsi, la technique d'accès multiple selon l'invention peut être vue comme un compromis entre un accès par répartition en fréquence et un accès par retournement temporel pur. L'aspect multibande permet de gérer la séparation des signaux que le retournement temporel ne pourrait pas, à lui seul, gérer correctement. Grâce à ces dispositions, on réduit la complexité des récepteurs par rapport aux procédés multibande sans filtrage à retournement temporel, tels que le FDMA ou la technique « IR-UWB multibande » décrite ci-dessus. En effet, le signal est ici par principe pré-égalisé et focalisé temporellement, de sorte qu'à la réception, la démodulation et notamment l'égalisation du canal sont plus simples (vu du récepteur, le canal est quasi-gaussien). Par ailleurs, on réduit la complexité des émetteurs par rapport aux autres procédés de pré-égalisation que le retournement temporel, tels que le SDMA en variante SVD ou en variante ZF. Enfin, on réduit la complexité des récepteurs par rapport au SDMA UWB, tel que divulgué dans l'article de H.T. Nguyen décrit ci-dessus (même dans le cas où l'on n'a qu'un seul usager) : cela résulte de la bande relativement étroite dans laquelle le signal reçu va être échantillonné par comparaison avec la bande de préférence large utilisée par l'émetteur (à savoir, BT) pour permettre une bonne focalisation (la focalisation temporelle est d'autant plus efficace que la bande BT utilisée pour effectuer le retournement temporel est large). Selon des caractéristiques particulières, pour au moins une paire 10 d'antennes d'usager si et sj , où id=1,..., P et i j , les sous-bandes de fréquences respectives Bs. et Bs. se chevauchent de bBs s , ledit chevauchement bBs s étant une fonction prédéterminée de la corrélation , entre les canaux de propagation respectifs de ces deux antennes d'usager avec ladite station de base. 15 On organise ainsi une répartition des signaux sur la bande totale du système, en autorisant les réutilisations de sous-bandes, totales ou partielles, en fonction de la corrélation entre les canaux affectés respectivement à chaque antenne d'usager. Ainsi, contrairement aux approches FDMA, les signaux ne sont pas nécessairement séparés en 20 fréquence, mais peuvent être répartis avec une certaine proportion de recouvrement spectral. Plus précisément, deux antennes d'usager dont les canaux sont fortement intercorrélés exploiteront préférablement des sous-bandes disjointes, alors que deux antennes d'usager dont les canaux sont suffisamment décorrélés pourront exploiter la même sous- 25 bande. De façon intermédiaire, des recouvrements partiels peuvent être prévus en fonction des niveaux d'interférence résiduelle, comme expliqué en détail ci-dessous. Le retournement temporel permet en effet de séparer les signaux émis dans la même bande ou se recouvrant partiellement en fréquence. On notera que les systèmes de communication FDMA selon l'état de l'art évitent au contraire tout chevauchement entre les sous-bandes associées à ces canaux. Par ailleurs, la contrainte de l'approche SDMA monobande selon laquelle le nombre d'antennes d'émission doit être d'autant plus important que le nombre d'antennes de réception est lui-même important est avantageusement supprimée. On notera également que l'invention ne requiert aucune orthogonalité. Grâce à ces dispositions, on améliore avantageusement l'efficacité spectrale. En outre, la présente invention a l'avantage d'apporter un gain de qualité, ou du moins d'éviter toute perte de qualité, par rapport au CDMA, FDMA ou au TDMA, quel que soit le canal de propagation, c'est-à-dire même quand les rapports signal-sur-bruit ne sont pas très élevés, et même quand le rang de la matrice du canal MIMO a un rang inférieur à 2. En effet, selon l'invention, on contrôle le chevauchement partiel des bandes de fréquences en fonction des canaux de propagation. Selon des caractéristiques encore plus particulières, ladite corrélation entre les canaux de propagation de deux antennes d'usager si et s~ est évaluée à partir des fonctions d'autocorrélation et 20 d'intercorrélation entre les réponses impulsionnelles hi (t) et hi (t) de ces deux canaux. Grâce à ces dispositions, on peut commodément, comme décrit en détail ci-dessous, construire une métrique pour évaluer l'effet du canal d'une antenne d'usager sur le canal d'une autre antenne d'usager, et par 25 suite, la corrélation entre ces deux canaux. Selon d'autres caractéristiques encore plus particulières, pour inclure une antenne d'usager supplémentaire, ledit procédé comprend les étapes suivantes : - calcul, pour chaque paire d'antennes d'usager st et s~ , où i,j=1,..., P et i j , d'un chevauchement cible (573s.,s. ; - redistribution de P sous-bandes de fréquences aux P antennes d'usager, à présent référencées col ,..., cop, de telle sorte que les sous- bandes de chaque paire de sous-bandes successives Bwl et Bwi Grâce à ces dispositions, et contrairement à l'approche SDMA de type SVD ou ZF, l'optimisation de l'utilisation de la ressource spectrale ne requiert pas d'opérations matricielles complexes et répétées en fréquence. Corrélativement, l'invention concerne un dispositif de communication radio multi-antennes possédant des moyens pour communiquer avec P antennes d'usager si ,..., sp appartenant à un seul usager ou à plusieurs usagers à qui des sous-bandes de fréquences Bs, , où k=1,..., P , ont été attribuées respectivement au sein d'une bande totale de fréquences BT . Ledit dispositif est remarquable en ce qu'au moins une de ces antennes d'usager communique avec ledit dispositif sur sa sous- bande de fréquences respective Bsk au moyen d'un signal filtré par retournement temporel. Selon des caractéristiques particulières, pour au moins une paire d'antennes d'usager s, et si , où i j=1,..., P et i j , les sous-bandes de fréquences respectives Bs. et Bs se chevauchent de bBs s , ledit chevauchement bBs s étant une fonction prédéterminée de la corrélation entre les canaux de propagation respectifs de ces deux antennes d'usager avec ledit dispositif. Selon des caractéristiques encore plus particulières, ladite 10 corrélation entre les canaux de propagation de deux antennes d'usager sl et s~ est évaluée à partir des fonctions d'autocorrélation et d'intercorrélation entre les réponses impulsionnelles h, (t) et hi (t) de ces deux canaux. Les avantages offerts par ces dispositifs sont essentiellement les 15 mêmes que ceux offerts par les procédés corrélatifs succinctement exposés ci-dessus. L'invention vise également une station de base comprenant l'un quelconque des dispositifs succinctement décrits ci-dessus. On notera qu'il est possible de réaliser les dispositifs succinctement 20 décrits ci-dessus dans le contexte d'instructions logicielles et/ou dans le contexte de circuits électroniques. L'invention vise également un programme d'ordinateur téléchargeable depuis un réseau de communication et/ou stocké sur un support lisible par ordinateur et/ou exécutable par un microprocesseur. Ce 25 programme d'ordinateur est remarquable en ce qu'il comprend des instructions pour l'exécution des étapes de l'un quelconque des procédés de communication radio multi-antennes succinctement exposés ci-dessus, lorsqu'il est exécuté sur un ordinateur. Les avantages offerts par ce programme d'ordinateur sont essentiellement les mêmes que ceux offerts par lesdits procédés. D'autres aspects et avantages de l'invention apparaîtront à la lecture de la description détaillée ci-dessous de modes de réalisation particuliers, donnés à titre d'exemples non limitatifs. La description se réfère aux dessins qui l'accompagnent, dans lesquels : - la figure 1 représente schématiquement la structure d'un signal d'émission à destination d'une pluralité d'antennes de réception, selon un mode de réalisation de l'invention, - la figure 2 est un exemple d'allure du spectre associé au signal illustré sur la figure 1, et - la figure 3 illustre une procédure de redistribution de sous-bandes de fréquences, selon un mode de réalisation de l'invention. On considère, à titre d'exemple de réalisation, un système de communication mettant en jeu un point d'émission central E (station de base) équipé d'une antenne de transmission et des points de réception Rk (terminaux d'usager) équipés chacun d'une antenne de réception, où k=1,...,K, distribués dans l'environnement spatial du point d'émission. Pour simplifier les notations, nous appelerons « antenne k » l'antenne du point de réception Rk. La station de base sélectionne des usagers, et alloue à chacun une sous-bande de la bande totale de fréquences Br du système. Les différentes réponses impulsionnelles des canaux reliant l'antenne du point E et chacune des antennes k sont supposées connues de la station de base, suite à une phase classique d'apprentissage de canal. Fort de cette connaissance, l'émetteur forme, comme illustré schématiquement sur la figure 1, un signal d'émission composé des différents messages, dans lequel xk(t) est le message à destination de l'antenne k, hk (t) est la réponse impulsionnelle du canal entre la station de base et l'antenne k, et fk est la fréquence porteuse utilisée pour transmettre le message xk(t) vers le récepteur k. Le signal émis est donc de la forme : K s(t) - V Pk vxk (t) ® hk (-t)) cos(27ffkt) , k=l où Pk est la puissance utilisée pour transmettre vers l'antenne k, et le symbole « ® » désigne le produit de convolution. La notation hk (-t) (par opposition à hk (t)) désigne l'application d'un filtre à retournement temporel, tel que décrit par exemple dans l'article de H.T. Nguyen cité ci-dessus ; ce filtre à retournement temporel est appliqué sur une bande plus large que celle de chaque message individuel. Enfin, le signal est filtré passe-bande sur la bande totale du système BT, cette bande étant largement supérieure à la bande minimale nécessaire à la transmission de chaque message xk(t). On notera que, contrairement à l'art antérieur, ce signal combine une transmission multibande avec un filtrage à retournement temporel. Un exemple d'allure du spectre du signal résultant est présenté sur la figure 2 dans le cas de signaux xk(t), dont les durées de symbole TS sont éventuellement différentes entre elles mais toujours telles que 1/TS Au point de réception Rk, le récepteur n° k filtre le signal qui lui est destiné autour d'une sous-bande qui lui est associée. La réduction des interférences résiduelles issues d'autres signaux ou bribes de signaux présents dans la même bande est gérée par la focalisation spatiale résultant du retournement temporel. La généralisation à un système comprenant une station de base équipée de plusieurs antennes d'émission et/ou des usagers équipés d'une ou plusieurs antenne(s) de réception, peut être facilement réalisée par l'Homme du Métier. On va décrire à présent les étapes d'un mode de réalisation du procédé de distribution de sous-bandes de fréquences selon l'invention. Étape 0 : allocation de ressources initiale On suppose que la station de base a alloué des sous-bandes (disjointes ou non) à des antennes du système, et que ces sous-bandes couvrent ensemble la totalité de la bande BT disponible. Soit P le nombre d'antennes sélectionnées, et S = {sl...sp} l'ensemble de ces antennes. On suppose que la station de base connaît le canal de propagation MIMO. On suppose que, connaissant le canal MIMO, la station de base est capable de prédire le débit atteignable par chaque antenne en réception si le retournement temporel était appliqué pour focaliser un flux de données vers l'antenne considérée. On suppose qu'elle peut faire cette prédiction en fonction de la bande de fréquence, de la puissance, de la modulation et du codage qui seraient alloués à l'antenne considérée. On suppose, de plus, que la station de base connaît le débit cible de chaque antenne sk , et qu'elle est capable de déterminer en conséquence, au moyen d'algorithmes de contrôle de puissance et d'adaptation de lien et d'ordonnancement connus (par exemple l'ordonnancement dit « proportionnellement équitable », ou « proportional fair scheduling» en anglais), la puissance, dont la densité spectrale sera notée pk , et la bande de fréquences, notée Bsk , requises pour atteindre ce débit cible, sous hypothèse de retournement temporel. On suppose qu'après cette étape initiale, les deux conditions suivantes sont réunies : - certaines antennes d'usager n'ont pas encore été sélectionnées (autrement dit, on veut passer de K = P à K = P + 1) ; et - la puissance de transmission maximum de la station de base n'est pas encore atteinte. On va chercher à présent à libérer une bande de fréquences pour une antenne supplémentaire, de manière à augmenter le débit total du système, mais sans toutefois dégrader le débit des antennes déjà sélectionnées. Dans ce but, on va introduire un chevauchement entre les bandes déjà allouées de manière à réduire l'occupation de la bande de fréquences du système. Ce chevauchement est calculé de manière à ce que les interférences entre antennes déjà sélectionnés restent suffisamment faibles pour préserver le débit de ces antennes. Étape 1 : Estimation de canal, et retournement temporel Dans le présent mode de réalisation, le calcul de la répartition des antennes sur la bande totale du système utilise les fonctions d'autocorrélation et d'intercorrélation entre les réponses impulsionnelles hk (t) des différents canaux. Plus précisément, on peut commodément évaluer l'effet du canal de l'antenne s. sur le canal de l'antenne st au 15 moyen de la métrique suivante : 1h; (nTe)hj(nTe) n=1 où i et j désignent les indices de deux antennes, Te est la période d'échantillonnage (égale à 1/BT), et n est l'indice de l'échantillon parmi les N échantillons successifs requis pour décrire la réponse impulsionnelle 20 hk (t) du canal n° k. Plus les canaux i et j possèdent des réponses impulsionnelles décorrélées, et plus cette métrique est forte. Ainsi, une mise en oeuvre simple de la répartition en fréquences consiste à appliquer un chevauchement entre les sous-bandes de fréquences des antennes s; et s~ qui est fonction des valeurs de la métrique associées à la corrélation ~ht (nTe )~ n=1 N ' N 2 Fu du canal de l'antenne si avec le canal de l'antenne s, , et la corrélation du canal de l'antenne s; avec le canal de l'antenne si . On définit les quantités suivantes : y, (t) = h,(-t) © h; (t) , yu (t) = hi (-t) © h, (t) , Ts; = E[l yi (d' ] , et rs;s, = E[K (t)l 2 ] , où la notation « M...] » désigne la moyenne temporelle (moyenne sur la durée de la réponse impulsionnelle du canal). Ainsi : Fu =rs /rs;s, . Les quantités Fsr et 1"s/si sont estimées par la station de base lors d'une phase d'apprentissage. Par exemple, hi (t) et hj (t) sont estimés à partir de signaux pilotes envoyés par les antennes i et j et reçus par la station de base, puis les rsr . et Ts.s. sont calculés à partir de h;(t) et r ~ h.(t) . Étape 2 : Calcul des chevauchements Cette étape 2 est mise en oeuvre à chaque fois que de besoin lors de la mise en oeuvre de l'étape 3 décrite ci-dessous. On définit un chevauchement maximum tolérable par l'antenne s, avec l'antenne s~ de la façon suivante : S = au si a j > min , et ~.r >s = 0 Si au.. C min où ÔB,,in est un chevauchement minimum (dû à la granularité en fréquence de l'allocation de ressource), et au est une quantité, qui sera appelée « facteur d'interférence », dont le calcul est explicité ci-dessous. On définit finalement le chevauchement entre les canaux des 5 antennes si et si comme suit : bBsl ,s; = mm Bs; tes, , bBsi tes; En effet, ce chevauchement est tolérable à la fois par si et par sj . On va expliquer à présent comment calculer le facteur d'interférence au , selon plusieurs variantes. 10 Variante 1 On définit un coefficient de proportionnalité B prédéterminé pour limiter les interférences entre deux antennes. Le facteur d'interférence a associé aux antennes i et j est calculé de la manière suivante : T,S ai.. = BS ' 9 rS 15 Dans cette variante 1, la nouvelle densité spectrale de puissance qui sera attribuée respectivement à chaque antenne lors de l'étape 3 ci-dessous sera préférablement égale à la précédente. Variante 2 On définit un seuil minimum nirn,;n de rapport bruit sur interférence 20 toléré pour que l'introduction des chevauchements ne dégrade pas le débit de l'antenne si . On peut prendre par exemple : nirn'n =100 . Le facteur d'interférence a; associé est calculé de la manière suivante : Î ps L s,si IllYmin Dans cette variante 2, la nouvelle densité spectrale de puissance qui sera attribuée respectivement à chaque antenne lors de l'étape 3 ci-dessous sera préférablement égale à la précédente. Variante 3 Cette variante, ainsi que les variantes 4 et 5 ci-dessous, se réfèrent au rapport signal sur bruit et interférence (« Signal over Interference and Noise Ratio », ou SINR en anglais) produit par l'antenne si sur l'antenne si lorsque les bandes BS et Bs se chevauchent de 673 , et qui sera noté t sin rs.--+st (bB) . Compte tenu du fait que les signaux des antennes s. et si sont transmis en retournement temporel, ce SINR a pour expression : sin rs,_,s, (SB) = Psi rsi bB No + Psi rss~ B st où No désigne la densité spectrale du bruit. Dans cette variante 3, le facteur d'interférence au est calculé en fonction d'un ratio prédéterminé X faible des débits des antennes. Plus précisément, au est défini comme étant la valeur maximum de bB qui vérifie l'inégalité suivante : Bsi log 1+ Psi rsi No + psl rsisi I. Bi log 1+ ~N s` No 1 bB Donc a~ vaut : Psi rs; No P r si Dans cette variante 3, la nouvelle densité spectrale de puissance qui sera attribuée respectivement à chaque antenne lors de l'étape 3 ci-5 dessous sera préférablement égale à la précédente. Variante 4 Le facteur d'interférence au est calculé de manière à limiter la dégradation des SINR des antennes déjà sélectionnés à un ratio prédéterminé X de leur SINR initial. 10 La station de base calcule ale comme étant la valeur maximum de bB qui vérifie l'inégalité suivante : Ps; rs No +,ose rs;sf B 1- S' > B ~ i B s; s, Le facteur d'interférence au est calculé de manière à contraindre le rapport signal sur interférence des antennes st déjà sélectionnés à excéder un seuil prédéterminé ys. La station de base calcule au comme étant la valeur maximum de bB qui vérifie l'inégalité suivante : 19 Ps; rs; dB PSj rS'Sj B s; > Ys; . 10 Donc au. vaut : a,~ = BS PS` rs' 1 PS; rS;S; Ys; Afin de garantir, dans la mise en ceuvre de cette variante 5, que le bruit est effectivement négligeable, la nouvelle densité spectrale de 15 puissance qui sera attribuée respectivement à chaque antenne lors de l'étape 3 ci-dessous sera préférablement augmentée par rapport à la précédente (par exemple, en multipliant l'ancienne densité spectrale de puissance par un facteur constant prédéterminé strictement supérieur à 1). 20 D'autres variantes pour le calcul du facteur d'interférence ale sont naturellement possibles. Étape 3 : Redistribution de sous-bandes et de puissances Lors de cette étape 3, on construit une séquence ordonnée S2 avec les éléments de S , c'est-à-dire un classement des antennes en fréquence : pour v =1,..,P, on attribue à l'antenne cov une bande de 5 fréquence Ba,, située entre f,,min et f,,max . Ce reclassement est agencé de telle sorte que les sous-bandes de chaque paire de sous-bandes successives Bwi et Ba,r+i se chevauchent de bBs s , où l'antenne col était précédemment référencée st et l'antenne wl+, était précédemment référencée s~ . 10 En particulier, lorsque les chevauchements sont calculés comme décrit dans l'étape 2 ci-dessus, on augmente de manière contrôlée l'interférence entre flux en fonction des canaux de propagation. On améliore ainsi le débit total du système, tout en conservant (ou en dégradant de manière contrôlée) les débits des antennes déjà 15 sélectionnées. Par ailleurs, on réattribue à chaque antenne une densité spectrale de puissance la liste de ces densités spectrales formant un ensemble noté (D . On notera qu'avant de passer à l'étape 4, il est possible de réitérer 20 les étapes 0, 1, 2, et 3 ci-dessus, en prenant comme allocation de départ dans la nouvelle étape 0, l'allocation calculée à l'itération précédente dans l'étape 3. Ce processus itératif doit s'arrêter lorsque le résultat de l'étape 2 ne libère pas de la bande ou que le nombre maximum d'antennes concerné a été atteint. On notera que l'amélioration apportée par ces 25 réitérations est particulièrement sensible lorsque les sous-bandes de fréquences allouées à l'étape 0 initiale (i. e. avant réitération) ne se chevauchent pas. Un algorithme pour réaliser cette redistribution de sous-bandes et de puissances est présenté, à titre d'exemple, en Annexe 1, dans le cadre des variantes dans lesquelles la densité spectrale de puissance attribuée à chaque antenne reste inchangée. Un exemple de mise en oeuvre de cette étape 3 est illustré sur la figure 3. On suppose ici qu'au départ, trois antennes (P = 3) se partagent la bande BT selon des sous-bandes respectives BSi , BS2 et BS3 . Suite à l'étape 4 : l'antenne précédemment référencée sl est à présent référencée col , et se voit attribuer une sous-bande comprise entre f ,min et f ,nmx ; l'antenne précédemment référencée s2 est à présent référencée a)3 , et se voit attribuer une sous-bande 1j' u,3 comprise entre f3,,,,in et A,. ; et l'antenne précédemment référencée s3 est à présent référencée w2 , et se voit attribuer une sous-bande B~ 2 comprise entre f2,min et f2,.. Soit A la liste des chevauchements associés aux interfaces de la séquence S2. Les multiples chevauchements permettent de dégager une p sous-bande supplémentaire de taille BEP _ 12,, . Cette bande pourra v=1 être avantageusement attribuée à une antenne qui n'appartenait pas à la liste S ou à la liste S2 et qui, du fait que la bande BT était entièrement occupée, n'avait pas pu précédemment communiquer avec la station de base comme souhaité. En variante, on peut répartir cette sous-bande supplémentaire sur une pluralité d'antennes supplémentaires, puis, optionnellement, réitérer la procédure de distribution de sous-bandes selon l'invention afin de maximiser l'efficacité spectrale. Par exemple, sur la figure 3, le fait que f2,min D'autre part, le support d'informations peut être un support transmissible tel qu'un signal électrique ou optique, qui peut être acheminé via un câble électrique ou optique, par radio ou par d'autres moyens. Le programme d'ordinateur selon l'invention peut être en particulier téléchargé sur un réseau de type Internet. En variante, le support d'informations peut être un circuit intégré dans lequel le programme est incorporé, le circuit étant adapté pour exécuter ou pour être utilisé dans l'exécution du procédé de communication radio multi-antennes selon l'invention. 25 ANNEXE 1 Initialisa fion : i=1, 5 v =1. sl est considéré. wl = st f2 = COQ J I = ~/ l,min J l,max J l,min = - BT 2 J l,max - J l,min 10 F=[f] El) =p~ Boucle : Tant que v REVENDICATIONS1. Procédé de communication radio multi-antennes, dans lequel des sous-bandes de fréquences Bisk , où k=1,...,P, ont été attribuées respectivement à P antennes d'usager sl ,..., sp appartenant à un seul usager ou à plusieurs usagers, au sein d'une bande totale de fréquences BT, caractérisé en ce qu'au moins une de ces antennes d'usager communique avec une station de base sur sa sous-bande de fréquences respective Bsk au moyen d'un signal filtré par retournement temporel. 2. Procédé de communication radio multi-antennes selon la revendication 1, caractérisé en ce que, pour au moins une paire d'antennes d'usager s; et si, où ij=1,..., P et i j , les sous-bandes de fréquences respectives Bs. et Bs _ se chevauchent de bBs s. , ledit chevauchement b'B s; étant une fonction prédéterminée de la corrélation entre les canaux de propagation respectifs de ces deux antennes d'usager avec ladite station de base. 3. Procédé de communication radio multi-antennes selon la revendication 2, caractérisé en ce que ladite corrélation entre les canaux de propagation de deux antennes d'usager s; et si est évaluée à partir des fonctions d'autocorrélation et d'intercorrélation entre les réponses impulsionnelles h; (t) et hi(t) de ces deux canaux. 4. Procédé de communication radio multi-antennes selon la revendication 2 ou la revendication 3, caractérisé en ce que, pour inclure une antenne d'usager supplémentaire, ledit procédé comprend les étapes suivantes :- calcul, pour chaque paire d'antennes d'usager st et si, où i j=1,..., P et i j , d'un chevauchement cible bBs. s i , - redistribution de P sous-bandes de fréquences aux P antennes d'usager, à présent référencées col ,..., cop, de telle sorte que les sous- bandes de chaque paire de sous-bandes successives licol et 13,,i+i se chevauchent de bB, où l'antenne coi était précédemment référencée s; et l'antenne cor+1 était précédemment référencée si ; - attribution à ladite nouvelle antenne d'usager, référencée cop+1, dans la bande Br, d'une sous-bande de fréquences B,,p+i de largeur 10 égale à une partie au moins de la somme des chevauchements bBs; sJ ; et signalisation à chacune des (P + 1) antennes d'usager de la nouvelle sous-bande de fréquences Bwk , où k=1,..., P +1, qui lui est respectivement attribuée. 15 5. Dispositif de communication radio multi-antennes, possédant des moyens pour communiquer avec P antennes d'usager si ,..., sp appartenant à un seul usager ou à plusieurs usagers à qui des sous-bandes de fréquences Bsk , où k=1,..., P , ont été attribuées respectivement au sein d'une bande totale de fréquences Br , ledit 20 dispositif étant caractérisé en ce qu'il possède des moyens pour communiquer avec au moins une de ces antennes d'usager sur sa sous- bande de fréquences respective Bsk au moyen d'un signal filtré par retournement temporel. 6. Dispositif de communication radio multi-antennes selon la 25 revendication 5, caractérisé en ce qu'il possède des moyens pourattribuer à au moins une paire d'antennes d'usager si et si, où i,j=1,..., P et i j , des sous-bandes de fréquences respectives Bs, et BSf se chevauchant de SBs, , , ledit chevauchement bBsi S, étant une fonction ,of , prédéterminée de la corrélation entre les canaux de propagation 5 respectifs de ces deux antennes d'usager avec ledit dispositif. 7. Dispositif de communication radio multi-antennes selon la revendication 6, caractérisé en ce qu'il possède des moyens pour évaluer ladite corrélation entre les canaux de propagation de deux antennes d'usager s; et si à partir des fonctions d'autocorrélation et 10 d'intercorrélation entre les réponses impulsionnelles hi(t) et hi(t) de ces deux canaux. 8. Station de base, caractérisée en ce qu'elle comprend un dispositif selon l'une quelconque des revendications 5 à 7. 9. Moyen de stockage de données inamovible, ou partiellement 15 ou totalement amovible, comportant des instructions de code de programme informatique pour l'exécution des étapes d'un procédé selon l'une quelconque des revendications 1 à 4. 10. Programme d'ordinateur téléchargeable depuis un réseau de communication et/ou stocké sur un support lisible par ordinateur et/ou 20 exécutable par un microprocesseur, caractérisé en ce qu'il comprend des instructions pour l'exécution des étapes d'un procédé de communication radio mufti-antennes selon l'une quelconque des revendications 1 à 4, lorsqu'il est exécuté sur un ordinateur.