FR 2967541 A1 20120518 FR 1059454 A 20101117 Domaine technique [0001] La présente invention concerne un procédé et un dispositif de démodulation de signaux à résidu de porteuse, par exemple des signaux SP-L/PM (de l'anglais : Split Phase-Level/Phase Modulation) et plus généralement de signaux constitués de symboles modulés BPSK avec une certaine mise-en-forme, et un résidu de porteuse, la mise en forme des symboles BPSK étant orthogonale ou quasi-orthogonale au résidu de porteuse, et pouvant désigner des séquences d'étalement de spectre. Etat de la technique [0002] L'approche classique de démodulation de signaux SP-L/PM est illustrée à la figure 1. Elle consiste en la récupération de la porteuse sur le résidu de porteuse à l'aide d'une boucle à verrouillage de phase (PLL, phase-locked loop) d'ordre 2 ou 3, l'extraction de la partie du signal modulée par les symboles de données, ensuite la récupération de l'horloge symbole et finalement l'échantillonnage des bits de données. Les bits de données démodulés sont ensuite typiquement envoyés vers un bloc de décision ou un algorithme de Viterbi pour retrouver l'information encodée dans le cas d'un encodage convolutif à l'émission. Un exemple de cette approche est discuté dans l'article « Analysis and Optimization of the Performance of a Convolutionally Encoded Deep-Space Link in the Presence of Spacecraft Oscillator Phase Noise » de S. Shambayati (TMO Progress Report 42-140, 2000) [0003] L'article "The Behavior of a Costas Loop in the Presence of Space Telemetry Signais" de T. M. Nguyen (IEEE Transactions on Communications, vol. 40, no. 1, 1992) décrit la suppression de la porteuse d'un signal de télémétrie à l'aide d'une boucle de Costas. [0004] A la connaissance de l'inventeur, tous les démodulateurs de signaux SPL/PM traditionnels suppriment la porteuse à l'aide d'une structure en boucle en amont de l'étage de récupération de l'horloge de symboles. Un point faible des démodulateurs traditionnels est le manque de robustesse en présence de bruit de phase de porteuse important. 1 Objet de l'invention [0005] Un objet de la présente invention est de fournir une structure de démodulateur permettant de recevoir un signal entaché d'un fort bruit de phase et avec un faible rapport signal à bruit. Description générale de l'invention [0006] Afin de résoudre le problème mentionné ci-dessus, la présente invention propose un procédé de démodulation d'un signal comprenant une séquence de données, représentées par des symboles BPSK avec mise en forme biphase, et un résidu de porteuse. Dans le procédé selon l'invention, le signal en entrée est multiplié avec une réplique de porteuse dont la fréquence est une estimée de la fréquence instantanée de la porteuse du signal. En aval de cette multiplication, on extrait le résidu de porteuse par un filtre NRZ (c.-à-d. un filtre dont la réponse impulsionnelle est une mise en forme NRZ ou, autrement dit, une fonction porte) synchronisé sur l'échantillon optimal (c.-à-d. l'échantillon qui maximise le rapport signal-à-bruit pour les symboles en sortie du filtre biphase). On effectue ensuite une estimation de canal (c.-à-d. une estimation du facteur multiplicatif complexe sur les symboles) par un moyenneur en aval du filtre NRZ, à partir de laquelle on calcule l'estimée de la fréquence instantanée de la porteuse (utilisée pour constituer la réplique de porteuse). Quant aux données, elles sont extraites à l'aide d'un filtre biphase (c.-à-d. un filtre dont la réponse impulsionnelle est une mise-en-forme biphase) et la compensation de la phase de porteuse est effectuée en aval du filtre biphase sur la base de l'estimation de canal. Un aspect de l'invention concerne un programme d'ordinateur comprenant des instructions conçues pour mettre en oeuvre le procédé lorsqu'il est exécuté par un ordinateur. [0007] Un autre aspect de l'invention concerne un démodulateur configuré pour mettre en oeuvre le procédé énoncé ci-dessus. Un tel démodulateur comprend un mélangeur pour multiplier le signal avec la réplique de porteuse dont la fréquence est une estimée de la fréquence instantanée de la porteuse du signal, un filtre NRZ synchronisé sur l'échantillon optimal pour extraire le résidu de porteuse, un moyenneur en aval du filtre NRZ pour effectuer une estimation de canal, un estimateur pour calculer ladite estimée de la fréquence instantanée de la porteuse à partir de l'estimation de canal, un filtre biphase pour extraire la séquence de données et des moyens pour compenser la phase de porteuse avec l'estimation de canal. 2 3 [0008] Selon l'invention, la récupération de la phase porteuse est donc effectuée au moyen d'une structure directe (c.-à-d. un estimateur) et la poursuite de fréquence porteuse est basée sur un estimateur instantané utilisant la sortie de l'estimateur de phase. [0009] On appréciera que la démodulation selon l'invention permette de recevoir avec seulement une faible dégradation un signal à résidu de porteuse entaché d'un fort bruit de phase et avec un rapport de signal à bruit défavorable. Par conséquent, l'invention permet notamment d'envisager au niveau émetteur, récepteur ou répéteur (dans le cas d'un satellite relais) l'utilisation d'oscillateurs de moindre qualité (et donc de moindre coût) sans dégrader le bilan de liaison. [0010] En présence d'une rampe Doppler importante sur la liaison et d'un faible rapport signal-à-bruit, il convient de compenser la fréquence (p.ex. à partir de données orbitographiques dans le cas d'une liaison avec une satellite) préalablement à la démodulation. [0011] On notera que l'invention s'applique particulièrement aux liaisons à faible débit (100 à quelques 10 Kbits/s), à haute fréquence (p.ex. en bandes S, X, Ku, Ka, Q/V), et faible rapport signal à bruit, dont notamment : o les liaisons de relais TMTC (télémétrie/télécommande) d'un satellite en orbite basse (satellite LEO : Low Earth Orbit) via un satellite géostationnaire (satellite GEO : Geostationary Earth Orbit) en bande X ou Ka ; o les liaisons de TMTC entre une sonde spatiale lointaine et une station terrestre en bande X ou Ka. [0012] De préférence, on récupère l'horloge de symboles en aval de la correction de fréquence porteuse (c.-à-d. en aval de la multiplication du signal avec la réplique de porteuse). On utilise l'horloge symbole pour synchroniser le sous-échantillonnage en sortie du filtre NRZ et du filtre biphase. Contrairement au cas classique, la récupération de l'horloge symbole est donc opérée en amont de la récupération de la phase de la porteuse. Selon un mode de réalisation avantageux de l'invention, on utilise une raie spectrale après non-linéarité en sortie du filtre biphase pour la récupération de l'horloge de symboles. D'autres approches à moindre complexité et/ou plus performantes, telles que des structures bouclées après non-linéarité en sortie du filtre biphase peuvent être envisagées. 4 [0013] L'estimateur de la fréquence instantanée comprend de préférence un filtre intégrateur. [0014] De préférence, l'estimation de canal fournit des valeurs d'estimation de canal au rythme des symboles par intégration d'un nombre N de valeurs de sortie du filtre NRZ. Pour estimer la fréquence instantanée de la porteuse, on peut alors calculer l'argument du produit de la valeur d'estimation de canal actuelle et du conjugué complexe de la valeur d'estimation de canal précédente, ou du produit du conjugué complexe de la valeur d'estimation de canal actuelle et de la valeur d'estimation de canal précédente. La valeur obtenue est de préférence lissée au moyen du filtre intégrateur avant de servir de valeur d'entrée pour la réplique de porteuse. Brève description des dessins [0015] D'autres particularités et caractéristiques de l'invention ressortiront de la description détaillée de quelques modes de réalisation avantageux présentés ci-dessous, à titre d'illustration, avec référence aux dessins annexés. Ceux-ci montrent: Fig. 1: est un schéma de principe d'un procédé de démodulation de signal à résidu de porteuse classique ; Fig. 2: est le diagramme de constellation d'une modulation SP-L/PM avec un indice de modulation de 65° ; Fig. 3: est une représentation en fonction du temps des voies 1 et Q de la modulation de la figure 2 ; Fig. 4: est une représentation du spectre de la modulation de la figure 2 ; Fig. 5 : est un schéma de principe d'un exemple préféré d'un démodulateur selon l'invention pour la réception d'un signal avec encodage convolutif modulé SP-L/PM ; Fig. 6 : est un schéma de principe plus détaillé du bloc de gauche de la figure 5 ; Fig. 7 : est une illustration d'une simulation de l'estimation de la fréquence porteuse par un démodulateur tel que montré aux figures 5 et 6 en présence de bruit de phase porteuse ; Fig. 8 : est une illustration d'une simulation de la récupération de l'horloge de symboles par un démodulateur tel que montré aux figures 5 et 6 ; Fig. 9 : est une illustration du gabarit de bruit de phase considéré pour une simulation des performances de l'invention ; Fig. 10 est une illustration de la dégradation du taux d'erreur (BER, de l'anglais Bit Error Rate) en fonction du rapport de l'énergie par bit Eb sur la densité spectrale de bruit N0, en l'absence de bruit de phase ; Fig. 11 est une illustration de la dégradation du taux d'erreur en fonction du rapport Eb/N0, en présence d'un bruit de phase avec le gabarit de bruit de phase montré à la figure 9 et un débit binaire égal à 1 Kbits/s avec codage convolutif (soit 2 Kbauds). Description d'une exécution préférée [0016] Fig. 2 montre le diagramme de constellation de la modulation d'un signal SPL/PM. Un tel signal peut être exprimé sous la forme : r(t) _ (a +13Ldks(t-kTs))p exp(i2nft+i6) k où r(t) désigne le signal reçu, p l'amplitude réelle du signal reçu, s(t) la mise-enforme biphase, Ts la durée d'un symbole, dk le k-ième bit de donnée modulé BPSK (valeur +1 ou -1), f la fréquence de la porteuse et 8 la phase de la porteuse. a et [3 sont des valeurs réelles dépendant de l'indice de modulation telles que a2+oa2=1. Plus précisément, a=cos((P) et [3=sin((P), où (P représente l'indice de modulation. Sur la figure 2, (P correspond à l'angle entre l'axe horizontal et la droite qui relie l'origine et le point supérieur de la constellation. [0017] La figure 3 montre l'évolution temporelle de la forme d'onde de modulation (c.-à-d. la partie sans porteuse) d'un signal SP-L/PM (avec p=1). On reconnaît la modulation biphase de la voie Q. La voie 1 est constante et correspond au résidu de porteuse. Celui-ci peut être interprété comme une série continue de symboles pilotes. Ces pilotes et les symboles de données (de la voie Q) sont orthogonaux (c.- à-d. la corrélation croisée des symboles pilotes et des symboles de données est nulle). [0018] La figure 4 montre la densité spectrale d'une modulation SP-L/PM. Le pic central correspond au résidu de porteuse, les lobes sont dus à la modulation biphase. [0019] L'architecture d'un exemple préféré d'un démodulateur 10 selon l'invention est montrée à la figure 5. Le signal r(t) est supposé suréchantillonné au rythme L.Rs, où Rs désigne le rythme des symboles de données et L > 1. Le mélangeur 12 multiplie d'abord le signal reçu avec une réplique de porteuse dont la fréquence résulte d'une estimation directe de la fréquence instantanée de la porteuse du signal. Le démodulateur 10 exploite le fait que les symboles de données et les symboles pilotes sont orthogonaux : pour extraire le résidu de porteuse, on opère un filtrage NRZ (convolution avec une fonction porte dont le support est de longueur TS), tandis que pour extraire la séquence de bits de données, on opère un filtrage biphase (convolution avec un symbole biphase). Le filtre NRZ 14 et le filtre biphase 16 sont synchronisés sur l'horloge de symboles pour sélectionner les échantillons optimaux respectifs. [0020] Dans la suite, on appellera yk les échantillons de résidu de porteuse en sortie du filtre NRZ et xk les échantillons de bits de données modulées en sortie du filtre biphase. Si on suppose que la fréquence de la porteuse est exactement compensée (fk = f ) et que les filtres NRZ et biphase sont de puissance unitaire, on a yk = ak + nk(» avec ak = ap exp(i6) , et = ciakdk + nk(2) _ iakuk + nk(2) , a où nkcl> et nkc2> sont des termes de bruit. On note que si l'estimée Jk diffère de la fréquence de porteuse, on doit tenir compte de cette différence dans l'amplitude complexe ak. [0021] A chaque pas de temps (au rythme des symboles Rs) les valeurs yk sont écrites dans un registre 18 de longueur N et un moyenneur (représenté par Z) calcule la somme du contenu du registre. La moyenne (notée âk) est obtenue par division par N. En parallèle, les valeurs xk sont écrites dans une ligne à retard 20. Dans un étage de multiplication 21, le conjugué complexe de la valeur d'estimation de canal âk est multipliée avec la valeur xk pour compenser la phase de porteuse. La partie imaginaire de ce produit sert de donnée d'entrée pour un algorithme de Viterbi 22. [0022] L'estimateur de fréquence instantanée de porteuse, situé en aval de l'estimateur de canal, est désigné par le numéro de référence 24. L'estimateur 24 comprend un étage de multiplication 26 qui calcule le produit de la valeur d'estimation de canal actuelle âk et du conjugué complexe de la valeur d'estimation de canal précédente âk_l. L'estimateur calcule ensuite l'argument de ce produit (à l'étage 28). Le résultat obtenu correspond à la différence de phase entre âk_1 et âk (c.-à-d. sur un intervalle de temps de durée TS), donc à une fréquence. On obtient finalement l'estimée Jk de la fréquence porteuse f par un filtre intégrateur 30 : fk - (1 - c». arg(ak_1ak) /(27t ) + c'- fk_1 . [0023] Le paramètre de l'estimateur de fréquence est le facteur d'oubli c' (nombre réel entre 0 et 1). On peut traduire c' en le nombre de symboles moyennés équivalent par 1/(1-c'). Avec c' = 0,95, on trouve, par exemple, un nombre de symboles moyennés de 20. [0024] L'estimée de la fréquence porteuse sert de donnée d'entrée pour le générateur de la réplique de porteuse 32. Le générateur 32 est montré plus en détail à la figure 6. Comme l'estimateur de fréquence porteuse fournit une estimée Jk au rythme de symboles mais le signal reçu r(t) est suréchantillonné d'un facteur L, l'estimée fk est convertie en un incrément de phase cpl par intervalle de temps TS/L. A chaque pas de temps (au rythme LRs), on produit un échantillon de réplique de porteuse en augmentant de l'incrément cpl la phase d'un nombre complexe. La figure 6 illustre également l'étage de récupération d'horloge de symboles 34. De manière générale, la récupération d'horloge est réalisée d'une manière similaire à celle exposée dans l'article « Digital Filter and Square Timing Recovery », de M. Oerder et H. Meyr (IEEE Transactions on Communications, vol. 36, no. 5, 1988). Le signal de sortie du filtre biphase 16 est échantillonné au rythme MRs, avec 4 M L. Le module de ces échantillons est ensuite élevé au carré. La série d'échantillons filtrés et élevés au carré possède une composante spectrale au rythme des symboles, dont la phase est proportionnelle au décalage entre le filtre biphase et les symboles du signal reçu. Le terme exp(i2nm/(M/2)) montré sur le schéma varie à chaque nouvel échantillon reçu (m augmente d'une unité). Par sommation dans le 8 filtre intégrateur, on obtient El 1 exp(127[m /(M / 2» , ce qui correspond à une transformée de Fourier. En sortie du filtre intégrateur, on calcule l'argument (angle(.)) de cette transformée de Fourier. angle(.)/(2pi).Ts donne finalement le décalage entre l'instant de référence du filtre et celui de l'échantillonnage optimal. L'étage de récupération d'horloge de symboles 34 effectue donc juste un choix d'échantillons en sortie des filtres. [0025] La figure 7 montre une simulation de l'estimation de la fréquence de porteuse, en présence de bruit, par un démodulateur tel que montré aux figures 5 et 6. La figure 8 montre une simulation de la récupération de l'horloge symbole en présence d'une dérive du rythme de symboles de 10-4.Sur la figure 8, l'instant d'échantillonnage optimal est exprimé en échantillons par rapport à une référence, sur l'exemple à L=128 échantilllons par symbole. [0026] Pour illustrer les performances de l'invention, les figures 10 et 11 montrent la dégradation (simulée) du taux d'erreur en fonction rapport Eb/NO en l'absence, respectivement en présence de bruit de phase. Pour la simulation, on a assumé un débit de 2 kbaud (équivalent à 1 kbits/s avec le codage convolutif), un indice de modulation (P de 55° et un gabarit de bruit de phase tel qu'illustré à la figure 9 (correspondant à une variance d'Allan de 90 Hz). [0027] A la figure 9, la courbe pointillée représente la densité spectrale (dsp) en dBRad2/Hz du filtre utilisé pour modéliser la densité spectrale en dBRad2/Hz du bruit de phase visée (gabarit) représentée par la courbe en tirets. La courbe mixte représente le bruit de phase mesurable sur la porteuse en dBc/Hz. Comme on se trouve dans des ordres de grandeurs de bruit de phase très difficilement mesurables (en dBc/Hz) à moins de 100 Hz de la porteuse, le passage à la variance d'Allan est justifié. [0028] Pour les simulations des figures 10 et 11, la récupération d'horloge symbole est supposée parfaite (pas simulée), raison pour laquelle les paramètres y associés n'ont pas besoin d'être indiqués. A côté du symbole de chaque courbe on a indiqué le nombre N (longueur du moyenneur) en symboles (derrière le mot phase) et le facteur 1/(1-c') (derrière le mot freq). Légende: 10 Démodulateur 12 Mélangeur 14 Filtre NRZ 16 Filtre biphase 18 registre 20 Ligne à retard 22 Algorithme de Viterbi 24 Estimateur de fréquence de porteuse 26 Etage de multiplication 28 Etage de calcul d'argument 30 Filtre intégrateur 32 Générateur de réplique de porteuse 34 Etage de récupération d'horloge de symboles REVENDICATIONS1. Procédé de démodulation d'un signal numérique suréchantillonné, le signal comprenant une séquence de données, représentées par des symboles BPSK avec mise en forme biphase, et un résidu de porteuse, le signal étant fourni comme signal numérique suréchantillonné ; le procédé étant caractérisé par les étapes : multiplication du signal avec une réplique de porteuse dont la fréquence est une estimée de la fréquence instantanée de la porteuse du signal ; extraction du résidu de porteuse par un filtre NRZ synchronisé sur l'échantillon optimal ; estimation de canal par un moyenneur en aval du filtre NRZ ; calcul de ladite estimée de la fréquence instantanée de la porteuse à partir de l'estimation de canal ; extraction des données par un filtre biphase et compensation de la phase de porteuse avec l'estimation de canal. 2. Procédé selon la revendication 1, dans lequel le calcul de ladite estimée de la fréquence instantanée comprend un filtrage intégrateur. 3. Procédé selon la revendication 1 ou 2, comprenant une récupération de l'horloge de symboles en aval de la multiplication du signal avec la réplique de porteuse, horloge symbole sur la base de laquelle on effectue la synchronisation du filtre NRZ et/ou du filtre biphase. 4. Procédé selon l'une quelconque des revendications 1 à 3, dans lequel l'estimation de canal fournit des valeurs d'estimation de canal au rythme de l'horloge de symbole. 5. Procédé selon la revendication 4, dans lequel le calcul de l'estimée de la fréquence instantanée de la porteuse comprend le calcul de l'argument du produit de la valeur d'estimation de canal actuelle et du conjugué complexe de la valeur d'estimation de canal précédente, ou du produit du conjugué complexe de la valeur d'estimation de canal actuelle et de la valeur d'estimation de canal précédente. 10 Il 6. Démodulateur (10) pour démoduler un signal comprenant une séquence de données représentées par des symboles BPSK avec mise en forme biphase et un résidu de porteuse, le signal étant fourni comme signal numérique suréchantillonné ; caractérisé par un mélangeur (12) pour multiplier le signal avec une réplique de porteuse dont la fréquence est une estimée de la fréquence instantanée de la porteuse du signal ; un filtre NRZ (14) synchronisé sur l'échantillon optimal pour extraire le résidu de porteuse ; un moyenneur g) en aval du filtre NRZ pour effectuer une estimation de canal ; un estimateur (24) pour calculer ladite estimée de la fréquence instantanée de la porteuse à partir de l'estimation de canal ; un filtre biphase (16) pour extraire la séquence de données et des moyens (21) pour compenser la phase de porteuse avec l'estimation de canal. 7. Démodulateur (10) selon la revendication 6, dans lequel l'estimateur (24) de la fréquence instantanée comprend un filtre intégrateur (30). 8. Démodulateur (10) selon la revendication 6 ou 7, comprenant un étage de récupération du rythme de symboles (34) pour la synchronisation du filtre NRZ (14) et/ou du filtre biphase (16). 9. Démodulateur (10) selon l'une quelconque des revendications 1 à 8, dans lequel l'estimateur (24) de la fréquence instantanée est configuré pour calculer l'argument du produit de la valeur d'estimation de canal actuelle et du conjugué complexe de la valeur d'estimation de canal précédente, ou du produit du conjugué complexe de la valeur d'estimation de canal actuelle et de la valeur d'estimation de canal précédente. 10. Programme d'ordinateur comprenant des instructions conçues pour mettre en oeuvre le procédé selon l'une quelconque des revendications 1 à 5 lorsqu'il est exécuté par un ordinateur.