FR 2950754 A1 20110401 FR 0956686 A 20090928 B9517 - 08-T0-355 1 DIMENSIONNEMENT D'UN CIRCUIT DE COMMANDE D'UNE ALIMENTATION À DÉCOUPAGE Domaine de l'invention La présente invention concerne de façon générale les circuits électroniques et, plus particulièrement les convertisseurs de puissance ou alimentations à découpage. L'invention concerne plus précisément le dimensionnement des composants des circuits de commande de tels convertisseurs. L'invention s'applique plus particulièrement à des convertisseurs élévateurs de tension destinés à alimenter des afficheurs à cristaux liquides. Exposé de l'art antérieur L'alimentation d'un écran plat de type à cristaux liquides nécessite l'utilisation d'un convertisseur continu- continu de type élévateur de tension. Un tel convertisseur a pour rôle de fournir l'énergie requise par le panneau de cellules à cristaux liquide pour l'affichage. Le convertisseur comporte un circuit de commande ou d'asservissement (également appelé correcteur) de la tension de sortie sur une valeur de consigne. Un tel circuit prélève une information sur la tension de sortie du convertisseur de puissance et fournit un signal de commande à l'interrupteur de découpage. Les convertisseurs de puissance continu-continu sont basés sur un découpage à haute B9517 - 08-T0-355 2 fréquence (de l'ordre de la centaine de kilohertz) d'une tension d'alimentation continue. Le dimensionnement des composants du circuit correcteur conditionne la précision de la régulation. En particulier, dans l'application aux écrans à cristaux liquide (par exemple équipant des ordinateurs portables, des moniteurs ou des téléviseurs), la charge connectée en sortie est susceptible de varier de façon importante (en fonction des caractéristiques de l'image à afficher). Cette variation de charge engendre une variation de la tension de sortie qui, si elle n'est pas corrigée suffisamment rapidement, provoque une déformation de l'affichage. On cherche donc généralement à augmenter la fréquence de coupure en boucle ouverte du convertisseur de façon à accélérer la prise en compte et la correction d'une variation de la tension de sortie. Toutefois, plus la réponse du système est rapide, plus il a un risque de devenir instable. Le dimensionnement des composants du circuit de commande est effectué, lors de la conception, en fonction des caractéristiques de la charge (du panneau d'affichage). Il serait souhaitable de pouvoir optimiser le dimensionnement des composants d'un circuit de correction pour convertisseur à découpage. Résumé Un objet de la présente invention est de pallier tout ou partie des inconvénients des méthodes de dimensionnement usuelles des composants d'un circuit correcteur pour convertisseur de puissance. Un autre objet d'un mode de réalisation vise une 30 solution plus particulièrement adaptée aux écrans à cristaux liquides. Un autre objet d'un autre mode de réalisation de la présente invention vise à rechercher une fréquence de coupure maximale en boucle ouverte en préservant la stabilité du 35 système. B9517 - 08-T0-355 3 Pour atteindre tout ou partie de ces objets ainsi que d'autres, la présente invention prévoit un procédé de dimensionnement d'un circuit correcteur d'un convertisseur de puissance de type alimentation à découpage élévateur de tension, comportant : un amplificateur à transconductance mesurant un écart entre une information proportionnelle à une tension de sortie fournie par le convertisseur et un niveau de référence, cette information étant prélevée au point milieu d'un pont diviseur résistif aux bornes duquel est appliquée ladite tension de sortie ; un comparateur dudit écart à une rampe de tension de même fréquence que la fréquence de découpage ; une bascule déclenchée par un signal à la fréquence de découpage et réinitialisée par un changement d'état de la sortie dudit comparateur, ladite bascule fournissant un signal de commande de l'interrupteur du convertisseur ; et entre la sortie de l'amplificateur et une borne d'application d'un potentiel de référence, une première résistance en parallèle avec un premier condensateur et avec une association en série d'un deuxième condensateur avec une deuxième résistance, procédé dans lequel : la valeur de la première résistance est choisie en 25 fonction de l'erreur statique souhaitée pour la tension de sortie ; la valeur du premier condensateur est choisie en fonction de la fréquence de coupure souhaitée ; et les valeurs des deuxième résistance et deuxième 30 condensateur sont choisies en fonction des variations attendues d'une charge alimentée par le convertisseur. Selon un mode de réalisation de la présente invention, les valeurs des première et deuxième résistances et des premier et deuxième condensateurs sont déterminées à partir du système 35 d'équations : B9517 - 08-T0-355 Vin = Vout.(1-î), Vaut = 11(1 û cc), R gm~Vref ù Rl Vout = VCe Rl+R2 RO VCe aVp Vin • a2 • Ts (1ù a) 2 • Ts • (Vont ù Vin) IL = ù ù RdsON RdsON 2.L 2.L où . R représente la résistance nominale de la charge à laquelle est destinée le convertisseur ; L représente la valeur d'une inductance du convertisseur ; Vin représente la tension d'alimentation du convertisseur ; RdsON représente la résistance drain-source à l'état passant d'un interrupteur de découpage ; gm représente la transconductance de l'amplificateur ; a représente le rapport cyclique ; Ts représente la période de découpage ; IL représente le courant dans l'élément inductif ; et 4 VCe condensateur.représente la tension aux bornes du deuxième On prévoit également un convertisseur à découpage dimensionné par la mise en oeuvre du procédé ci-dessus. Brève description des dessins Ces objets, caractéristiques et avantages, ainsi que d'autres seront exposés en détail dans la description suivante de modes de réalisation particuliers faite à titre non-limitatif en relation avec les figures jointes parmi lesquelles : la figure 1 est une représentation très schématique d'un écran du type auquel s'applique à titre d'exemple la présente invention ; la figure 2 représente le schéma électrique d'un convertisseur à découpage équipé d'un circuit de correction selon un mode de réalisation de la présente invention ; B9517 - 08-T0-355 la figure 3 illustre un exemple d'allure de la tension de sortie au cours du temps ; la figure 4 illustre sous forme de blocs, un exemple de mise en oeuvre du procédé de dimensionnement des composants 5 selon l'invention ; et la figure 5 est un exemple de diagramme de Nyquist obtenu par la mise en oeuvre d'un mode de réalisation de la présente invention. Description détaillée De mêmes éléments ont été désignés par de mêmes références aux différentes figures. Pour des raisons de clarté, seules les étapes et éléments utiles à la compréhension de l'invention ont été représentés et seront décrits. En particulier, les outils informatiques de calcul et de simulation permettant d'obtenir les informations souhaitées pour dimensionner les composants n'ont pas été détaillés, l'invention étant compatible avec les outils de simulation usuels. La figure 1 est un schéma bloc simplifié d'un écran à cristaux liquides (LCD) du type auquel s'applique à titre d'exemple la présente invention. Un tel écran comporte une dalle ou panneau 10 formant un réseau matriciel de cellules à cristaux liquides (non détaillé). Le panneau d'affichage 10 est commandé par des amplificateurs (drivers) de ligne 11 et de colonne 12 qui reçoivent des signaux de commande (liaisons 111 et 121) et d'alimentation (liaisons 113 et 123) d'un circuit 13. Le circuit 13 comporte, entre autres, un convertisseur de puissance 2 (DC/DC) dont le rôle est de fournir une tension Vaut aux amplificateurs de ligne et de colonne. La consommation de l'écran 10 est fortement dépendante de l'image à afficher. Or, l'image change plusieurs fois par seconde. Par conséquent, la charge constituée par le panneau sur le convertisseur 2 varie fortement. Cette variation requiert que le convertisseur soit rapide en terme de réaction à une variation de la charge. Par conséquent, le circuit de commande B9517 - 08-T0-355 6 du convertisseur doit être rapide, c'est-à-dire présenter une fréquence de coupure élevée. La figure 2 représente le schéma électrique d'un exemple de convertisseur de puissance 2, de type élévateur de tension (boost converter), généralement utilisé dans l'application de la figure 1. L'invention sera décrite par la suite en relation avec un convertisseur SEPIC (Single Ended Primary Inductor Converter) mais s'applique également à un convertisseur à inductances couplées (Flyback ou Forward). Le convertisseur 2 comporte, entre des bornes 31 et 32 d'application d'une tension d'alimentation continue Vin (par exemple issue d'une batterie 33 ou d'un transformateur alternatif-continu branché sur le réseau de distribution électrique), un élément inductif 21 en série avec un interrupteur de découpage 22. L'interrupteur 22 est souvent un transistor MOS, mais on peut également rencontrer des interrupteurs bipolaires. Pour un convertisseur élévateur, le point milieu 23 entre l'inductance 21 et l'interrupteur 22 est également connecté à la borne de référence 32 de l'alimentation continue (généralement la masse) par une diode de roue libre 24 en série avec un condensateur 25. Les électrodes du condensateur 25 sont reliées à des bornes 33 et 34 de sortie, fournissant une tension continue régulée Vout à une charge Q (les bornes 32 et 34 sont en pratique confondues). Dans l'exemple décrit, la charge est constituée par les circuits 11 et 12 d'alimentation du panneau. Le fonctionnement d'un convertisseur à découpage élévateur de tension est usuel. Quand l'interrupteur 22 est fermé, de l'énergie est accumulée dans l'élément inductif 21. Cette énergie est restituée au condensateur de sortie 25 par l'intermédiaire de la diode de roue libre 24 pendant les périodes d'ouverture de l'interrupteur 22. La fréquence de commutation de l'interrupteur 22 définit la fréquence de découpage de la tension continue Vin. Pour réguler la tension Vout, une information relative à cette tension est prélevée pour B9517 - 08-T0-355 7 être traitée par un circuit 4 de commande ou de correction dont le rôle est d'adapter les périodes de conduction de l'interrupteur 22. Le circuit 4 comporte deux bornes d'entrée 51 et 52 respectivement reliées aux bornes 33 et 34. Le circuit 4 comporte des éléments de comparaison de la tension de sortie par rapport à un niveau de référence (correspondant à une tension de sortie nominale souhaitée) et des éléments de génération d'un signal de commande à destination de l'interrupteur 22. Ce signal de commande est généralement un train d'impulsions de fréquence fixe dont le rapport cyclique est modifié en fonction des périodes de conduction souhaitées pour l'interrupteur 22. Un amplificateur à transconductance 41 compare une tension VB proportionnelle à la tension Vout à une tension de référence Vref. La tension VB est prélevée au point milieu 53 d'un pont diviseur résistif formé de deux résistances R2 et R1 en série entre les bornes 51 et 52. La tension VB est appliquée en entrée inverseuse de l'amplificateur 41 tandis que la tension de référence Vref, obtenue par exemple par un régulateur intégré, est appliquée sur l'entrée non-inverseuse. Un condensateur C2 en série avec une résistance Rf relie la borne 51 à l'entrée inverseuse 53 de l'amplificateur 41. Les éléments C2 et Rf servent au démarrage progressif (soft start) du convertisseur en diminuant virtuellement la valeur de la résistance R2 lors du démarrage du convertisseur. La constante de temps de la cellule RC (Rf-C2) est élevée et n'intervient donc pas (ou de façon négligeable) lors des variations de charge. La sortie 54 de l'amplificateur 41 fournit une information relative à la variation de la tension Vout (à l'écart entre cette tension et la valeur nominale souhaitée). Cette sortie 54 est reliée directement à une entrée non inverseuse d'un comparateur 42 (en pratique, un amplificateur opérationnel) chargé de définir le rapport cyclique de fermeture de l'interrupteur 22. La sortie du comparateur 42 est reliée à B9517 - 08-T0-355 8 l'entrée R de remise à zéro d'une bascule 45 de type RS dont l'entrée S de mise à un reçoit un signal déclencheur périodique ou signal d'horloge (bloc 46, CLOCK) dont la fréquence fixe la fréquence de découpage. La sortie directe Q de la bascule 45 fournit le signal de commande de l'interrupteur 22. Ce signal est appliqué, généralement par l'intermédiaire d'un amplificateur 48 ou, pour un convertisseur à transformateur, par l'intermédiaire d'un élément d'isolement galvanique. L'entrée inverseuse du comparateur 42 reçoit le résultat d'une addition (bloc 43) d'un signal en dent de scie fourni par un générateur de rampe 44 (RAMP) et du potentiel du noeud 43. La fréquence du générateur de rampe 44 est identique à la fréquence du signal d'horloge appliqué sur la borne S de mise à un de la bascule 45 et chaque début de rampe est synchronisé avec chaque front du signal d'horloge déclenchant la mise à un de la bascule. L'amplitude de la rampe est relativement faible et est inférieure au niveau de référence Vref. Son rôle est de permettre la génération du train d'impulsions de commande de l'interrupteur 22. A chaque front du signal d'horloge, la sortie de la bascule 45 passe à l'état haut et provoque l'ouverture de l'interrupteur 22. Quand la différence de niveau entre la tension Vaut et la tension de référence dépasse la valeur courante de la rampe majorée du potentiel du noeud 43 (qui représente le produit du courant dans l'inductance par la résistance à l'état passant de l'interrupteur 22), la sortie du comparateur 42 bascule. Cela provoque la remise à zéro de la bascule 45 qui provoque l'ouverture de l'interrupteur 22. Ce fonctionnement est reproduit à chaque nouvelle période de découpage. Le signal de sortie de l'amplificateur 41 est filtré pour stabiliser le système en boucle fermée. Ce filtre comporte une résistance RO et un condensateur CO en parallèle entre la borne 54 de sortie de l'amplificateur 41 et la masse 52. B9517 - 08-T0-355 9 En outre, une résistance Re et un condensateur Ce en série relient la borne 54 à la masse. La figure 3 est un chronogramme illustrant un exemple d'allure de la tension Vout sur trois trames d'image. On suppose qu'une période ou trame d'image intermédiaire II entre deux périodes I et III requiert un courant plus important que pendant les périodes I et III. Il en découle qu'aux instants tl et t2 de commutation de la période d'image, on assiste à une brusque variation de la tension Vout en raison d'un fort appel de courant à l'instant tl et d'une forte diminution de cet appel à l'instant t2. En régime statique (entre deux commutations d'image), la tension Vout varie légèrement d'une trame à une autre. Cette variation due à l'hystérésis intrinsèque au comparateur 42 est faible (généralement inférieure à 0,1 volt) devant la tension Vout nominale (de quelques volts à quelques dizaines de volts). Plus la fréquence de coupure du circuit 4 est élevée, plus les intervalles de temps T1 et T2 nécessaires pour récupérer le niveau considéré comme nominal sont courts et plus l'image s'établit rapidement. Toutefois, plus cette fréquence de coupure en boucle ouverte est élevée, plus la tension Vout présente des pics transitoires d'amplitude AVout élevée lors d'une variation de charge. Ce problème est particulièrement présent dans des applications où la charge est susceptible de varier brusquement, ce qui est notamment le cas d'un écran LCD où le besoin d'énergie peut varier considérablement d'une image à une autre (à l'extrême pour le passage d'une image blanche à une image noire). Les brusques variations de la tension Vout peuvent engendrer un dysfonctionnement côté charge, par exemple des variations de luminosité de l'image. Les différents composants (résistances et conden- sateurs) associés au correcteur 4 ont pour rôle de satisfaire aux caractéristiques souhaitées pour le convertisseur parmi les- quelles une précision statique acceptable, une bonne stabilité B9517 - 08-T0-355 10 (pas d'oscillation en boucle fermée) une fréquence de coupure la plus élevée possible en boucle ouverte et une atténuation élevée à la fréquence de commutation de l'interrupteur pour éviter de perturber la mesure. Le dimensionnement de ces composants s'effectue, en utilisant des méthodes de simulation, lors de la conception du circuit d'alimentation en fonction de l'écran (la charge) auquel il est destiné. La figure 4 illustre par un organigramme simplifié, les étapes successives d'un procédé de dimensionnement des composants d'un circuit correcteur tel qu'illustré en figure 2. Une première étape (bloc 61, C2, Rf) consiste à déterminer les valeurs à donner au condensateur C2 et à la résistance Rf pour assurer un démarrage correct du convertisseur. Les valeurs C2 et Rf sont déterminées de façon habituelle. Puis (bloc 62, R1, R2), on détermine les valeurs à donner aux résistances R1 et R2 du pont diviseur permettant de fixer la valeur de la tension Vout. Connaissant la valeur de la tension de référence Vref utilisée par le circuit 4, les valeurs R1 et R2 sont déterminées à partir de la relation Vout=(R1+R2/R1)Vref. De préférence, ces valeurs tiennent en compte du fait que la consommation du circuit de commande doit être minimisée. Typiquement, on choisit des valeurs telles que le courant circulant dans les résistances R1 et R2 est inférieur à quelques centaines de microampères (de préférence, inférieur à 100 microampères). Une fois les valeurs R1, R2, C2 et Rf fixées, On doit détermine les valeurs à donner aux résistances RO et Re et aux 30 condensateurs CO et Ce. Jusqu'à présent, ce dimensionnement s'effectuait en calculant une fréquence de coupure pour l'ensemble du système (convertisseur + écran), en appliquant successivement les formules suivantes : 2950754 B9517 - 08-T0-355 11 Vin min 2' • I Oep ù ( Vin min ù "1ù Vin min [Ft.L.1,21 Vout ~ frhp z 10 (R1R2 + RfRl + RfR2) Fc 27L Vout 0,7RdsON 0,8C 1,2 R1 • (R2 + Rf) 2,2 Vinmin ' 1,3 gm 10 2. 'n . Re• Fco 1,2 1,2 Ioutmax Vout L Vinmin Re C2 = 1.106 • Ce • (R1+ R2) R1•R2+Rf•R1+Rf•R2 où . frhpz représente la fréquence dite d'interpole zéro ; Iocp représente le courant limite acceptable en court-10 circuit ; Ft représente la fréquence de commutation ; L représente la valeur de l'inductance 21 ; Vinmin représente la tension d'alimentation minimale du convertisseur ; Fc représente la fréquence de coupure en boucle ouverte du système ; RdsON représente la résistance drain-source à l'état passant du transistor M0S constituant l'interrupteur 22 ; C représente la valeur du condensateur 25 ; gm représente la transconductance de l'amplificateur 41 ; et Ioutmax représente le courant de sortie maximal (appelé par la charge). La résistance RO est choisie en fonction de l'erreur 25 statique souhaitée sur la tension de sortie. Un circuit de commande dimensionné d'après les formules ci-dessus n'est pas optimal en raison des nombreuses frhpz = Fc = Re = Ce = 5 CO = 15 20 B9517 - 08-T0-355 12 approximations ayant conduit à ces formules qui sont déduites d'une moyenne sur quelques périodes de commutation. Selon le mode de réalisation de la figure 4, une fois les valeurs des composants R1, R2, Rf et C2 fixées, la détermination des valeurs à donner aux composants RO, CO, Re et Ce s'effectue de la façon suivante. On commence par déterminer (bloc 63, ROmin) la valeur minimale à donner à la résistance RO. Cette valeur fixe la fréquence de coupure. Cette détermination revient à fixer l'excursion acceptable AVout (figure 3) pour la tension Vout. Cette valeur ROmin est choisie pour obtenir une erreur statique minimale. Ce point d'équilibre est représenté par les équations suivantes : Vin = Vout. (1-a) , Vout = Il(1 ù a) , R gmVref - RI Vout-\= VCe Rl+R2 ~ RO VCe aVp Vin • a2 • Ts (1- a) 2 • Ts • (Vont - Vin) IL = - - - RdsON RdsON 2.L 2.L où . R représente la résistance nominale d'une charge à 20 laquelle est destinée le convertisseur ; a représente le rapport cyclique ; gm représente la transconductance de l'amplificateur 41 ; Ts représente la période de découpage ; 25 IL représente le courant dans l'élément inductif 21 ; L représente la valeur de l'inductance 21 ; VCe représente la tension aux bornes du condensateur Ce ; et RdsON représente la résistance à l'état passant de 30 l'interrupteur 22. La valeur a dépend des tensions d'entrée et de sortie du convertisseur. Le gain en transconductance gm est fixé par la B9517 - 08-T0-355 13 constitution de l'amplificateur en courant 41. La tension VCe dépend de la résolution du système d'équation ci-dessus. Puis (bloc 64, GminFs (C0) , Fcmax (C0)) , on évalue la fréquence de coupure maximale pouvant être obtenue pour une valeur de la capacité CO fixée et le gain statique GFs minimal GminFs (l'atténuation maximale) à la fréquence de découpage Fs. On cherche à minimiser le gain statique. Cette détermination s'effectue en fixant arbitrairement des valeurs CO successives (par exemple 0, 1 picofarad, 2 picofarads, etc. et en traçant la réponse dans le plan de Nyquist. La figure 5 illustre un exemple de représentation dans le plan de Niquist du système pour des valeurs arbitraires. De façon classique, si la courbe de réponse n pour une fréquence de coupure de 0 à l'infini laisse le point critique (-1, 0) sur sa gauche, le système est stable. En pratique, on détermine un rayon minimal rmin représentant la distance critique par rapport au point (-1, 0) et on trace les courbes par simulation pour différentes valeurs. La méthode de détermination consiste par la suite à étudier l'influence d'une variation de la charge Q (bloc 65) pour s'assurer que la variation de la tension Vaut est acceptable. L'utilisation de méthodes de simulation et l'étude des systèmes en boucle ouverte et en boucle fermée est en elle-même connue et ne sera pas plus détaillée. La mise en oeuvre de l'invention est à la portée de l'homme de métier à partir des indications fonctionnelles données ci-dessus. REVENDICATIONS1. Circuit correcteur d'un convertisseur de puissance de type alimentation à découpage élévateur de tension, comportant : un amplificateur à transconductance (41) mesurant un écart entre une information proportionnelle à une tension de sortie (Vout) fournie par le convertisseur et un niveau de référence (Vref) ; un comparateur (42) dudit écart à une rampe de tension de même fréquence que la fréquence de découpage (Fs) ; une bascule (45) déclenchée par un signal à la fréquence de découpage et réinitialisée par un changement d'état de la sortie dudit comparateur, ladite bascule fournissant un signal de commande de l'interrupteur du convertisseur ; et entre la sortie de l'amplificateur et une borne d'application d'un potentiel de référence, une première résistance (RO) en parallèle avec un premier condensateur (CO) et avec une association en série d'un deuxième condensateur (Ce) avec une deuxième résistance (Re), dans lequel : la valeur de la première résistance est choisie en fonction de l'erreur statique souhaitée pour la tension de sortie ; la valeur du premier condensateur est choisie en fonction de la fréquence de coupure souhaitée ; et les valeurs des deuxième résistance et deuxième condensateur sont choisies en fonction des variations attendues d'une charge alimentée par le convertisseur. 2. Circuit selon la revendication 1, dans lequel les valeurs des première et deuxième résistances et des premier et deuxième condensateurs sont déterminées à partir du système d'équations : Vin = Vout. (1-a) , Vout ` I1(1 - a), R 2950754 B9517 - 08-TO-355 RdsON RdsON 2.L 2.L où . R représente la résistance nominale de la charge à 5 laquelle est destinée le convertisseur ; L représente la valeur d'une inductance (21) du convertisseur ; Vin représente la tension d'alimentation du convertisseur ; 10 RdsON représente la résistance drain-source à l'état passant d'un interrupteur de découpage (22) ; gm représente la transconductance de l'amplificateur (41) ; a représente le rapport cyclique ; 15 Ts représente la période de découpage ; IL représente le courant dans l'élément inductif ; et VCe représente la tension aux bornes du deuxième condensateur (Ce). 3. Convertisseur à découpage comportant un circuit 20 selon la revendication 1 ou 2. 15 gm( Vref - R1R TZ2 Vout VCe VCe aVp Vin • a2 Ts (1 a)2 Ts (Vout -- Vin) IL = - ,