FR 2954516 A1 20110624 FR 0906171 A 20091218 PROCEDE DE DETECTION RADAR, NOTAMMENT POUR DES RADARS AEROPORTES METTANT EN îUVRE UNE FONCTION DE DETECTION ET D'EVITEMENT D'OBSTACLES La présente invention concerne un procédé de détection radar, notamment pour les radars dans lesquels la forme d'onde est constituée d'une suite de rampes de fréquence et où le temps de propagation aller-retour à une cible peut être supérieur à la durée d'une rampe élémentaire. L'invention s'applique en particulier pour la fonction de détection et d'évitement d'obstacle encore appelée « Sense & Avoid » équipant des aéronefs. La réalisation d'une fonction radar de détection d'obstacles aériens non coopérative pour aéronefs, en particulier pour des drones, est essentielle pour permettre l'insertion d'aéronefs autopilotés dans le domaine aérien non ségrégué. Elle participe à la fonction de détection et d'évitement d'obstacles connue sous le nom de « Sense and Avoid ». Le domaine d'application de l'invention est notamment celui des radars de courte et moyenne portée, ne nécessitant pas une grande surface d'antenne, mais nécessitant une très bonne précision angulaire. Ceci est le cas en particulier des radars destinés à la fonction « Sense & Avoid ». Certains problèmes rencontrés pour la réalisation de radar de type « Sense & Avoid » peuvent se rencontrer dans d'autres contextes dans la mesure où 20 les contraintes pesant sur la définition du radar sont analogues. On considère pour les applications concernées des architectures radar à émission et réception simultanées et continues, permettant d'exploiter au mieux la puissance moyenne disponible au niveau des amplificateurs de puissance à état solide, notamment selon les solutions exposées dans les 25 demandes de brevets français dont les numéros de dépôt sont FR 09 03799 et FR 09 04394. Un problème à résoudre est la définition d'une forme d'onde continue et d'un traitement de détection associé permettant à la fois : un traitement non ambigu dans le domaine Doppler ; 30 un domaine distance instrumenté important ; un rendement maximal de la forme d'onde ; une résolution distance suffisante pour permettre de limiter la dynamique du signal reçu sur le fouillis de sol, de filtrer les échos de pluie à distance proche et de réduire l'impact des fuites d'émission et de réception sur la sensibilité du radar. Les solutions généralement mises en oeuvre pour une telle problématique consistent à utiliser des formes d'onde modulées linéairement sous forme de rampe de fréquence, de type FMCW. Il est également possible de prévoir des intervalles de temps entre les rampes. De façon classique, le traitement des mesures de distance, en réception, consiste pour chaque rampe à démoduler le signal reçu par l'image du signal émis, à échantillonner le signal ainsi démodulé, puis à effectuer une transformée de Fourrier numérique sur le signal échantillonné. Cette première étape permet de séparer les cibles dans le domaine distance. Une deuxième transformée de Fourrier effectuée de rampe à rampe permet de séparer les cibles par traitement Doppler dans le domaine vitesse. Pour pouvoir utiliser une telle forme d'onde, la portée instrumentée du radar doit être telle qu'à la distance maximum détectable le retard de propagation aller-retour de l'onde émise soit très inférieur à la durée d'une rampe. La rampe de réception est alors pratiquement en coïncidence avec la rampe d'émission. Dans ce cas, le rendement de la forme d'onde est voisin de 1 et quasi-totalité de la puissance d'émission disponible peut être utilisée pour assurer le bilan de portée du radar. En revanche, lorsque le retard de propagation aller-retour est plus important que la durée d'une récurrence, le rendement de forme d'onde n'est plus assuré. C'est typiquement le cas pour des radars mettant en oeuvre la fonction « Sense & Avoid ». En particulier, dans ce cas deux contraintes antagonistes apparaissent. II est en effet impossible d'optimiser simultanément le rendement de la forme d'onde du radar et de minimiser le 3o bruit lié à la fuite d'émission. Un but de l'invention est notamment de surmonter cet antagonisme. A cet effet, l'invention a pour objet un procédé de détection radar comportant au moins les étapes suivantes : générer un signal continu modulé en fréquence, une séquence d'émission étant formée de rampes successives centrées sur une fréquence porteuse F1 ; fixer la bande de modulation àF et la durée Tr d'une récurrence de façon à ce qu'en limite de portée, une rampe de réception apparaisse décalée d'au moins une fréquence donnée par rapport à la rampe d'émission correspondante, du fait du retard de propagation aller-retour à une cible kTr + 8, k étant un nombre entier et 8 une durée inférieure à Tr ; - démoduler le signal reçu par le signal émis, le signal résultant étant composé d'une première sinusoïde à la fréquence SFdim = (1-(e I Tr). AF et d'une deuxième sinusoïde à la fréquence SFd = (81 Tr).AF ; échantillonner le signal résultant et effectuer une première transformation de Fourrier rapide FFT sur ce signal résultant sur la durée de chaque rampe d'émission ; détecter dans le spectre résultant les raies apparaissant aux fréquences SFd et SFdim, et effectuer la somme vectorielle de ces deux rais après remise en phase de l'une par rapport à l'autre ; effectuer une détection en comparant le module de la somme vectorielle avec un seuil prédéterminé. Pour effectuer la somme des raies on effectue par exemple la somme cohérente des sorties des filtres distance de la FFT de rang k et k+N AF.Tr, N étant le nombre de points de la FFT. Une deuxième transformée de Fourrier rapide FFT Doppler de rampe à rampe est par exemple effectuée, après avoir compensé pour chaque filtre Doppler le retard correspondant à l'asynchronisme des deux tronçons de sinusoïdes reçues au sein d'une même rampe, la FFT Doppler étant suivie de la somme cohérente des sorties des filtres de rang k et N-k sur l'axe so distance, pour chaque filtre Doppler. La compensation s'effectue par exemple en déphasant à la sortie de chaque filtre Doppler, pour toutes les valeurs de k, d'un déphasage 2n(kp/MN) le signal correspondant au deuxième tronçon de sinusoïdes par rapport au signal correspondant au premier tronçon de sinusoïde, p correspondant au rang du filtre FFT Doppler et M au nombre de points sur lequel est effectué la FFT Doppler. Dans un mode de mise en oeuvre possible, les rampes de fréquence débutent sur un état de phase identique, par exemple à phase nulle. Le signal RF d 'émission décrit par exemple un nombre entier de périodes pendant la durée de la rampe d'émission. La fréquence d'échantillonnage est par exemple choisie égale à la bande de modulation de la rampe d'émission. Le nombre de périodes parcourues par le signal d'émission étant entier pendant la durée de la rampe, et la fréquence d'échantillonnage étant égale à la bande de modulation de la rampe de fréquence, les deux sinusoïdes à la fréquence SFdim = (1 - (0 / Tr). AF et à la fréquence 8Fd = (8 / Tr).LF se somment par exemple de façon cohérente dans le même filtre FFT, sans aucune opération complémentaire. Deux durées de rampes Tri, Tr2 sont par exemple utilisées alternativement d'une rafale de N rampes à la suivante. Deux rampes de même durée que la rampe d'émission, décalées temporellement entre elles sont par exemple utilisées simultanément ou alternativement. Le radar fonctionnant en bande X, la fréquence donnée peut être sensiblement égale à 1 MHz. Avantageusement, le procédé selon l'invention peut être utilisé dans une fonction radar de détection et d'évitement d'obstacles, fonction dite « Sense & Avoid ». L'invention a également pour objet un radar mettant en oeuvre un procédé de détection selon l'une quelconque des revendications précédentes, ce radar étant par exemple apte à équiper un aéronef. D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront à l'aide de la description qui suit faite en regard de dessins annexés qui représentent : la figure 1, une on d'émission, en forme de rampes modulées linéairement en fréquence, chaque rampe correspondant à une récurrence ; la figure 2, la forme d'onde d'émission précédente et la forme d'onde d'écho en réception, dans le cas où le retard de propagation aller-retour est suffisamment faible pour que l'onde d'émission et de réception soient en quasi-coïncidence ; - la figure 3, les deux formes d'onde précédentes dans le cas où le retard de propagation est plus important que la durée de récurrence ; la figure 4, les deux formes d'onde de la figure 3 montrant l'application d'une FFT sur une rampe d'émission ; la figure 5, le signal après démodulation synchrone d'une rampe d'émission formé de deux tronçons de sinusoïdes ; la figure 6, le spectre de fréquence en sortie d'une FFT correspondant au signal de la figure 5. La figure 1 présente, dans un système d'axes où les abscisses représentent le temps t et les ordonnées la fréquence f, une forme d'onde modulée linéairement sous forme de rampes de fréquence 1 d'amplitude, ou bande modulation, LF et de durée Tr. Une telle forme d'onde est classiquement appelée FMCW selon l'expression anglo-saxonne « Frequency Modulation Continue Wave ». De façon classique, le traitement des mesures de distance, en réception, consiste pour chaque rampe à démoduler le signal reçu par l'image du signal émis, à échantillonner le signal ainsi démodulé, puis à effectuer une transformée de Fourrier numérique sur le signal échantillonné. Cette première étape permet de séparer les cibles dans le domaine distance. Une deuxième transformée de Fourrier effectuée de rampe à rampe permet de séparer les cibles par traitement Doppler dans le domaine vitesse. La figure 2 présente la forme d'onde 21 du signal reçu, en forme de rampes de fréquence, en regard de la forme d'onde du signal émis 1 de la figure 1. Les deux séries de rampe sont séparée d'un temps tmax correspondant au temps de propagation aller-retour. Pour pouvoir utiliser une forme d'onde du type de la figure 1, la portée instrumentée du radar définie par la distance maximum atteignable Dmax, doit être telle qu'à cette distance maximum Dmax le temps de propagation aller-retour Tmax = 2 Dmax/c soit très inférieur à la durée de la rampe, conformément à l'exemple illustré par la figure 2. La rampe de réception 21 tombe alors en quasi-coïncidence avec la rampe émise 1. Dans ces conditions, pour chacune des rampes, le signal utile est présent 5 pendant un temps Tr - tmax et rendement de la forme d'onde ï est donné par la relation suivante : r) _ (Tr-tmax)/Tr (1) La première partie de la rampe reçue, comprise entre 0 et 'Umax, n'est pas 10 exploitée pour la détection. Dans la mesure où le retard de propagation imax est faible devant la durée de récurrence Tr des rampes, le rendement de la forme d'onde est voisin de 1 et la quasi-totalité de la puissance disponible au niveau des amplificateurs de puissance peut être utilisée pour assurer le bilan de portée radar. Par ailleurs, aucune condition n'est imposée sur la 15 cohérence de phase de l'oscillateur de référence du radar, de rampe à rampe. Pour une cible à la distance D = c.'r / 2, la fréquence de battement 8Fd est donnée par la relation suivante : 20 8Fd = (t / Tr).OF (2) Cette fréquence croît donc linéairement avec la distance D et est maximum à la portée maximum Dmax. Or, le bruit de phase porté par la fuite d'émission dans le récepteur du radar décroît en fonction de la fréquence f, en suivant 25 une loi en 1/fa, ce qui est équivalent ici à 1/Da pour a La figure 3 illustre un cas où le retard de propagation est plus important que la durée de récurrence Tr, le signal reçu 21 arrivant (kTr + e) après le signal reçu, e La solution selon l'invention effectue notamment les étapes suivantes : génération d'un signal continu modulé en fréquence, constitué de rampes successives centrées sur une porteuse à une fréquence FI ; fixation de la bande de modulation LF et de la durée de la récurrence Tr de façon à ce qu'en limite de portée Dmax, la rampe reçue apparaisse décalée d'au moins 1 MHz par exemple par rapport à la rampe émise, du fait du retard de propagation ; - démodulation du signal reçu par le signal émis, échantillonnage du signal résultant et calcul d'une FFT sur le résultat, à chaque récurrence correspondant à une rampe de fréquence, soit entre kTr et (k+1)Tr; association dans le spectre résultant des raies apparaissant aux fréquences 8Fd = (8 / Tr).LF et SFdim = (1 - 8 / Tr). LF ; - calcul de la somme vectorielle de ces deux raies, après remise en phase de l'une par rapport à l'autre, cette opération étant à effectuer pour toutes les valeurs de 0 ; calcul d'une détection en comparant le module du signal résultant à un seuil prédéterminé ; calcul de la mesure de distance ambiguë en estimant la phase du signal résultant ; on lève l'ambiguïté distance en répétant le même processus sur une porteuse F2 en comparant les phases reçues sur les signaux résultant à FI et à F2, ceci pouvant être effectué de façon séquentielle ou en émission simultanée selon les principes d'émission colorée décrits notamment dans les demandes de brevets FR 09 03799 et FR 09 04394 précitées, dans ce cas une partie de l'antenne d'émission émettant sur la fréquence FI pendant que l'autre partie émet sur la fréquence F2 ; éventuellement, si cela s'avère nécessaire, atténuation des éclipses en répétant séquentiellement l'ensemble du processus avec une deuxième forme d'onde de même bande de modulation mais utilisant une durée de rampe différente, dans le cas où l'agilité de fréquence étant utilisée conformément à la demande de brevet FR 09 04394, ces deux formes d'onde peuvent être générées de façon synchrone avec le changement de fréquence. La figure 4 présente une suite de rampes 1 émises par un radar, conformément à la forme d'onde de la figure 1. Elle présente aussi le signal écho 21 obtenu après un retard de propagation pouvant être supérieur à la durée de la récurrence Tr comme dans le cas de la figure 3. Ce retard est égal à (kTr + 0), k étant un nombre entier positif. Dans une récurrence donnée, correspondant à la durée d'une rampe, le signal obtenu en réception après démodulation synchrone d'une rampe élémentaire d'émission est constitué de deux tronçons 51, 52 de sinusoïdes comme illustré par la figure 5, la première sinusoïde ayant une fréquence f, et la deuxième ayant une fréquence f2. En particulier, en se référant par exemple à la récurrence k+1, la rampe 35 d'émission k+1 est démodulée avec la partie 41 de la rampe de réception de la récurrence précédente coïncidant avec la récurrence d'émission k+1, la fréquence f, de la première sinusoïde 51 est alors égale à û SFdim, SFdim étant la fréquence de battement SFdim = (1 - A / Tr). LF, image de la fréquence de battement SFd. Puis la rampe d'émission k+1 est démodulée avec la partie 42 de la rampe de réception suivante coïncidant avec la rampe d'émission k+1, la fréquence f2 de la deuxième sinusoïde 52 est alors égale à SFd = (A / Tr).AF. Ainsi, pour les récurrences de rang supérieur à k, en choisissant l'origine des temps t = 0 au début de la récurrence en cours, la première sinusoïde SM) est présente entre l'instant t = 0 et l'instant t = A. Elle s'écrit selon la relation suivante : S, (t) = sin[û 2,r(AF /Tr)(Tr û 9).t + ] (3) 15 où (Pi est la phase à l'origine, donnée par la relation suivante : rp, =2,r[fo(Tr-9)+(LF/2Tr)(Tr-9)2] (4) 20 fo étant la fréquence porteuse F1 précitée, sur laquelle est centrée la rampe. La seconde sinusoïde S2(t) est présente entre l'instant t = A et l'instant t = Tr. Elle s'écrit selon la relation suivante : S2 (t) = sin[2,r(AF /Tr).9.t + Y'2 ] (5) où En sortie de la FFT, en ne considérant que les fréquences positives, les deux signaux SI et S2 répondent respectivement dans les filtres : - de rang k + N û iF.Tr ; - et de rang k conformément à la figure 6. Cette figure 6 illustre le spectre de fréquences 61 obtenu en sortie de FFT avec les pics 61, 62 aux fréquences 5Fdim et 5Fd. Les amplitudes respectives des signaux aux fréquences 5Fdim et 5Fd sont k/N et (N-k/N), et leur déphasage est 4. Si on choisit une fréquence d'échantillonnage double de la bande de 20 fréquence, soit Fech = 2OF, les raies 61, 62 apparaissent dans les filtres de rang k et k + N/2. 25 En déphasant la sortie du filtre FFT de rang k + N û OF.Tr de Acp tel que défini par la relation (7), sans prise en compte du Doppler, et en effectuant la somme de ce signal déphasé avec la sortie du filtre de rang k, on réalise une somme cohérente des deux signaux, ce qui permet de restituer un filtrage 30 adapté à la forme d'onde émise, quelle que soit le retard de propagation, et ainsi de maximiser le rapport signal sur bruit. En présence de Doppler, cette opération peut être effectuée après FFT Doppler de rampe à rampe, après avoir compensé pour chaque filtre Doppler le retard correspondant à l'asynchronisme des deux tronçons de sinusoïdes 51, 52 reçus au sein d'une même rampe. Ceci s'effectue en déphasant à la sortie de chaque filtre Doppler, pour toutes les valeurs de k, le signal S2 correspondant au deuxième tronçon de sinusoïde 52 par rapport au signal SI correspondant au premier tronçon de sinusoïde 51. Ce déphasage est égal à 2~r M k.p .N où p correspond au rang du filtre FFT Doppler et M au nombre de points sur lesquels est effectuée la FFT Doppler. L'exemple d'application présenté par la suite est adapté à la fonction 10 « Sense & Avoid ». Afin d'obtenir le maximum de sensibilité à longue portée, on cherche à obtenir une fréquence de battement supérieure à 1 Mhz à longue distance, sur 5Fd=AF6/Tr et 5Fdmin=AF(1-6/Tr) Par exemple, en choisissant une durée de rampe Tr1=23,3 us, on obtient à 15 7 Nm un retard de propagation t=3Tr1+61. Il s'ensuit que : - 01=16,5 µs - 5Fd = 0,7zF - 5Fdim = 0,3AF 20 En choisissant AF=10 Mhz, et Fech = 20 Mhz, on obtient : - SFd = 7 Mhz - 5Fdim = -3Mhz la détection s'effectue sur la somme cohérente des raies 5Fd et 5Fdim. 25 La raie à SFdim apporte une contribution plus importante que la raie à 5Fd à la détection. Pour une distance telle que 01=Tr1/2, soit 6,6 Nm, les deux raies ont la même contribution énergétique et apparaissent à 5 Mhz et -5 Mhz En deçà de cette distance, la raie à 5Fd devient prépondérante et c'est elle 30 qui permet principalement d'obtenir la détection. Pour une distance inférieure à 5,9 Nm, correspondant à retard de 72,23 µs, cas où 01 La raie « image » SFdim est supérieure à 9 Mhz mais n'est présente dans la fenêtre d'observation que pendant 10% du temps. Elle n'est donc pas exploitable pour la détection. Pour une distance égale à 5,66 Nm, SFd=8Fdim=0. La détection est 5 impossible car le signal est noyé dans la fuite d'émission. La sensibilité est restaurée à la distance de 5,42 Nm, correspondant à un retard de 67,5 µs. En effet à cette distance, 61=21 µs, SFdim=1 Mhz. En généralisant le raisonnement, il apparaît que des éclipses périodiques apparaissent, situées entre (k-0,1)Trl et (k+0,1)Trl, pour toutes valeurs de k 10 supérieures ou égales à 1. Pour éviter les éclipses, on peut utiliser une deuxième forme d'onde, identique à la première, mais dont la durée de rampe est différente. La durée de cette deuxième rampe Tr2 est choisie pour que les éclipses des deux formes d'ondes ne se trouvent jamais en coïncidence, quelle que soit la 15 distance. Par exemple, en prenant Tr2>Tr1, la condition de non coïncidence s'écrit : Tr2>1,2 Tri, Ce qui traduit le fait que la borne inférieure de l'éclipse sur Tr2 doit être supérieure à la borne supérieure de l'éclipse sur Tri pour k=2 et k=3. 20 Par exemple, une deuxième valeur de la durée de la rampe peut être fixée à Tr2=25,7 µs. La sensibilité radar est alors maximale quelle que soit la distance, sur au moins une des deux formes d'ondes. 25 Une autre façon d'éviter les éclipses est de réaliser la démodulation complexe du signal reçu à partir de l'image de la rampe d'émission, décalée temporellement. En utilisant au moins deux rampes de démodulation décalées l'une par rapport à l'autre d'un temps égal à moitié de la durée de la rampe, on est 30 certain que quelque soit la distance de la cible, le signal démodulé apparaît avec une fréquence suffisante (par exemple f>1 Mhz) pour être situé hors éclipse sur au moins une des deux démodulations Cette solution est avantageuse car les deux modulations peuvent être appliquées sur le signal reçu au cours d'une même récurrence, sans perte de temps de cycle ni de sensibilité de l'extracteur radar. Elle est également intéressante dans la mesure où la bande de modulation AF peut dans ce cas être limitée à une valeur plus faible, par exemple 3 Mhz, tout en garantissant en permanence une fréquence de signal démodulé supérieure à 1 Mhz. La mise en oeuvre de cette variante peut s'effectuer directement en 10 hyperfréquence. Dans ce cas deux générateurs de forme d'onde synchronisés et cohérents entre eux utilisant des circuits DDS sont utilisés. La mise en oeuvre peut également s'effectuer en numérique, après transposition en fréquence intermédiaire et après codage. 15 Il est en effet possible avec les composants numériques disponibles sur le marché de générer un signal de démodulation synchrone et parfaitement cohérent du signal d'émission. Le signal de démodulation est dans ce cas constitué à partir d'une suite de phases discrètes décrivant la même modulation que le signal de modulation 20 utilisé pour I 'émission, l'ensemble étant transposé en fréquence intermédiaire. Dans ce dernier cas, la démodulation suivie de la transformée de Fourrier correspond à une corrélation numérique analogue à une compression d'impulsion sur un signal Chirp. 25 Si une telle technique est utilisée, il est facile de lever les éclipses en réalisant deux démodulations à l'aide de deux rampes numériques décalées temporellement entre elles d'une demi rampe. Avantageusement, l'invention permet d'augmenter la portée du radar, 30 d'atténuer, voire de faire disparaître les éclipses liées aux ambiguïtés distance, tout en restant compatible avec les exigences de non ambiguïté Doppler. De plus l'invention est facile à mettre en oeuvre et ne nécessite pas de moyens complémentaires vis-à-vis d'un radar de type FMCW classique. En particulier, le corrélateur est constitué simplement d'une démodulation, d'une FFT et d'une somme vectorielle pour chaque filtre FFT. L'invention est également compatible avec les techniques d'émission colorée et d'agilité de fréquence et facilite la levée d'ambiguïté angle/distance et l'estimation de la distance décrite notamment dans la demande de brevet FR 09 04394, dans la mesure où la mesure primaire effectuée sur une porteuse unique donne accès à une estimation de la distance ambiguë. Enfin, la bande de modulation nécessaire reste faible. 10 Dans le cas particulier où l'onde RF est continue en phase de rampe à rampe et que la fréquence d'échantillonnage Fech est choisie égale à 3,F, le traitement peut se simplifier . En sortie de la FFT, en ne considérant que les fréquences positives, les deux signaux SI et S2 répondent respectivement dans les filtres 15 - de rang k + N û AF.Tr ; et derangk avec AF.Tr =Fech Tr =N, ce qui revient à dire que les deux signaux répondent dans le même filtre 20 De plus, l'onde RF étant continue en phase, le signal démodulé est lui aussi continu en phase. Le signal après échantillonnage correspond à une sinusoïde sans rupture de phase sur la durée de la rampe. La FFT réalise alors l'intégration cohérente des N échantillons constituant la rampe et le rendement de la forme d'onde est égal à un quelle que soit la distance de la 25 cible. REVENDICATIONS1. Procédé de détection radar, caractérisé en ce qu'il comporte au moins les étapes suivantes : générer un signal continu modulé en fréquence, une séquence d'émission étant formée de rampes successives (1) centrées sur une 5 fréquence porteuse (F1) ; fixer la bande de modulation dF et la durée Tr d'une récurrence de façon à ce qu'en limite de portée, une rampe de réception (21) apparaisse décalée d'au moins une fréquence donnée par rapport à la rampe d'émission (1) correspondante, du fait du retard de propagation 10 aller-retour à une cible kTr + e, k étant un nombre entier et 8 une durée inférieure à Tr ; - démoduler le signal reçu (21) par le signal émis (1), le signal résultant étant composé d'une première sinusoïde (51) à la fréquence SFdim = (1 - (e I Tr). ©F et d'une deuxième sinusoïde (52) à la '15 fréquence SFd = (e l Tr).AF ; échantillonner le signal résultant (51, 52) et effectuer une première transformation de Fourrier rapide FFT sur ce signal résultant sur la durée de chaque rampe d'émission (1) ; détecter dans le spectre résultant les raies (61, 62) apparaissant aux 20 fréquences SFd et 8Fdim, et effectuer la somme vectorielle de ces deux rais après remise en phase de l'une par rapport à l'autre ; effectuer une détection en comparant le module de la somme vectorielle avec un seuil prédéterminé. 25 2. Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que pour effectuer la somme des raies (61, 62) on effectue la somme cohérente des sorties des filtres distance de la FFT de rang k et k+N LF.Tr, N étant le nombre de points de la FFT. 30 3. Procédé selon la revendication 2, caractérisé en ce qu'une deuxième transformée de Fourrier rapide FFT Doppler de rampe à rampe est effectuée, après avoir compensé pour chaque filtre Doppler le retard correspondant à l'asynchronisme des deux tronçons de sinusoïdes (51, 52) reçues au sein d'une même rampe, la FFT Doppler étant suivie de la somme cohérente dessorties des filtres de rang k et N-k sur l'axe distance, pour chaque filtre Doppler. 4. Procédé selon la revendication 3, caractérisé en ce que la compensation s'effectue en déphasant à la sortie de chaque filtre Doppler, pour toutes les valeurs de k, d'un déphasage 2n(kpIMN) le signal correspondant au deuxième tronçon de sinusoïdes (52) par rapport au signal correspondant au premier tronçon de sinusoïde (51), p correspondant au rang du filtre FFT Doppler et M au nombre de points sur lequel est effectué la FFT Doppler. 5. Procédé selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que les rampes de fréquence (1) débutent sur un état de phase identique. 6. Procédé selon la revendication 5, caractérisé en ce que les rampes de fréquence (1) débutent avec une phase nulle. 7. Procédé selon la revendication 5, caractérisé en ce que le signal RF d 'émission décrit un nombre entier de périodes pendant la durée de la 20 rampe d'émission (1). 8. Procédé selon la revendication 5, caractérisé en ce que la fréquence d'échantillonnage est choisie égale à la bande de modulation de la rampe d'émission (1). 25 9. Procédé selon les revendications 1, 5, et 8, caractérisé en ce que le nombre de périodes parcourues par le signal d'émission étant entier pendant la durée de la rampe, et la fréquence d'échantillonnage étant égale à la bande de modulation de la rampe de fréquence (1), les deux sinusoïdes (51, 30 52) à la fréquence SFdim = (1 - (8 / Tr). dF et à la fréquence SFd = (81 Tr).©F se somment de façon cohérente dans le même filtre FFT, sans aucune opération complémentaire. 10. Procédé selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que deux durées de rampes (Tri, Tr2) sont utilisées alternativement d'une rafale de N rampes (1) à la suivante. 11 Procédé selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que deux rampes de même durée que la rampe d'émission (1), décalées temporellement entre elles sont utilisées simultanément ou alternativement. 12 Procédé selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que le radar fonctionnant en bande X, la fréquence donnée est sensiblement égale à 1 MHz. 13. Procédé selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce qu'il est utilisé dans une fonction radar de détection et d'évitement d'obstacles, fonction dite « Sense & Avoid ». 14. Radar, caractérisé en ce qu'il met en oeuvre un procédé de détection 20 selon l'une quelconque des revendications précédentes. 15. Radar selon la revendication 14, caractérisé en ce qu'il est apte à équiper un aéronef. 25