FR 2950480 A1 20110325 FR 0904519 A 20090922 1 Circuit de détection avec circuit d'anti-éblouissement amélioré Domaine technique de l'invention L'invention est relative à un circuit de détection comportant : une photodiode connectée à une entrée d'un amplificateur transimpédance capacitif, un circuit d'anti-éblouissement connecté entre l'entrée et une sortie de l'amplificateur transimpédance capacitif, le circuit d'anti-éblouissement comportant un transistor à effet de champ connecté entre l'entrée et la sortie de l'amplificateur transimpédance capacitif. L'invention est également relative à un procédé de lecture du rayonnement d'un circuit de détection, ledit circuit comportant une photodiode connectée à une première entrée d'un amplificateur transimpédance capacitif, un circuit d'anti-éblouissement connecté entre la première entrée et une sortie de l'amplificateur transimpédance capacitif, le circuit d'anti- éblouissement comportant un transistor à effet de champ connecté entre l'entrée et la sortie de l'amplificateur transimpédance capacitif, un potentiel d'anti-éblouissement étant appliqué sur une électrode de grille dudit transistor, une tension de référence étant appliqué à une seconde entrée de l'amplificateur transimpédance capacitif. État de la technique Comme illustré à la figure 1, dans les circuits de détection conventionnels, une photodiode 1 polarisée en inverse délivre un courant représentatif d'une 2 scène observée. La photodiode 1 délivre ce courant, pendant une durée prédéfinie, à un dispositif intégrateur 2. Le dispositif intégrateur 2 est constitué par un amplificateur transimpédance capacitif qui comporte un amplificateur 3 connecté à un condensateur 4. La cathode de la photodiode 1 est connectée à une première entrée de l'amplificateur 3 et un potentiel de substrat Vsä b est appliqué à l'anode de la photodiode 1. Tant que le potentiel de la première entrée de l'amplificateur 3 est supérieur au potentiel de substrat Vsä b, la diode est polarisée en inverse 1 o et fonctionne de manière attendue. Le courant émis par la photodiode 1 est alors intégré par le condensateur 4 et l'intégrateur 2 délivre en sortie une tension Vs qui est représentative de l'éclairement de la scène observée par l'intermédiaire du condensateur 4. 15 Cependant, si la photodiode 1 est éclairée par un rayonnement trop intense le courant qui est intégré dans le condensateur 4 devient également important et la différence de potentiels qui existe aux bornes du condensateur 4 vient modifier le potentiel VE de la première entrée de 20 l'amplificateur 3 et donc la polarisation de la photodiode 1. Dans le cas où le courant délivré par la photodiode 1 est très important, la différence de potentiels aux bornes de la photodiode 1 évolue de sorte que la photodiode devient dépolarisée. Cette dépolarisation entraîne une modification, une augmentation, de la surface de collecte des photons dans les photodiodes 25 adjacentes. Ainsi, quand une photodiode est trop éclairée, il y a un effet d'éblouissement sur les photodiodes adjacentes qui délivrent un courant représentatif d'un éclairement plus important que la réalité. Dans le document US 2003/0034433, un transistor 5 de type nMOS est 30 connecté entre la première entrée et la sortie de l'amplificateur 3. Le transistor 5 de type nMOS est connecté, en parallèle, aux bornes du 3 condensateur 4. Ce transistor 5 a pour but d'éviter la dépolarisation de la photodiode 1 en empêchant que le potentiel VE de la première entrée de l'amplificateur 3 ne chute plus bas qu'une valeur limite. Une tension d'antiéblouissement VAB est donc appliquée sur l'électrode de grille pour que le transistor 5 devienne passant avant que la photodiode 1 ne soit dépolarisée. La tension d'anti-éblouissement VAB est choisie de sorte que la photodiode 1 soit toujours polarisée en inverse, c'est-à-dire qu'elle ne soit pas polarisée en direct. La tension d'anti-éblouissement VAB est définie par rapport au potentiel VE de la première entrée de l'amplificateur 3. Ainsi, au fur et à mesure que la photodiode tire du courant, l'amplificateur 3 fournit ce courant à travers la capacité, tout en maintenant la première entrée de l'amplificateur 3 à la tension imposée à la seconde entrée. Cette charge du condensateur 4 se traduit par une augmentation de la tension de sortie VS de l'amplificateur jusqu'à ce qu'à atteindre limite à partir de laquelle le potentiel VE à la première entrée de l'amplificateur 3 diminue jusqu'à ce que la différence de potentiel entre l'électrode de grille VAB et la première entrée de l'amplificateur 3 n'atteigne la tension de seuil du transistor 5. Une fois cette tension de seuil atteinte, le transistor devient passant, les charges supplémentaires sont évacuées et le potentiel VE de la première entrée de l'amplificateur 3 n'évolue plus. Ainsi, si le potentiel VE de la première entrée atteint un certain seuil prédéfini, le transistor nMOS devient passant et les charges supplémentaires sont évacuées. Le potentiel VE de la première entrée ne peut donc plus évoluer au-delà d'un potentiel limite. Le circuit proposé dans le document US 2003/0034433 répond de manière théorique à la problématique générale du phénomène d'éblouissement, mais ce circuit n'est pas satisfaisant car les contraintes qui pèsent sur une utilisation industrielle de cette architecture sont trop nombreuses et rendent ce circuit inutilisable d'un point de vue industriel. Objet de l'invention L'invention a pour objet un circuit de détection qui corrige les phénomènes d'éblouissement et qui soit facile à mettre en oeuvre tout en assurant une réalisation fiable et répétable pour une intégration industrielle. L'invention a également pour objet un procédé de protection du circuit de détection qui soit facile à mettre en oeuvre tout en assurant une réalisation fiable et répétable pour une intégration industrielle. Le dispositif selon l'invention est caractérisé en ce que l'entrée de l'amplificateur transimpédance capacitif étant connectée à une cathode de la photodiode, ledit transistor est de type pMOS, ou en ce que l'entrée de l'amplificateur transimpédance capacitif étant connectée à une anode de la photodiode, ledit transistor est de type nMOS. Le procédé selon l'invention est caractérisé en ce que la première entrée de l'amplificateur transimpédance capacitif étant connectée à une cathode de la photodiode, ledit transistor est de type pMOS, ou en ce que l'entrée de l'amplificateur transimpédance capacitif étant connectée à une anode de la photodiode, ledit transistor est de type nMOS et en ce que ledit potentiel d'anti-éblouissement est compris entre la tension de référence et un potentiel de sortie maximal de l'amplificateur transimpédance capacitif. Description sommaire des dessins D'autres avantages et caractéristiques ressortiront plus clairement de la description qui va suivre de modes particuliers de réalisation de l'invention 4 ,2950480 donnés à titre d'exemples non limitatifs et représentés aux dessins annexés, dans lesquels : la figure 1 représente, de manière schématique, un circuit de détection 5 avec un circuit d'anti-éblouissement selon l'art antérieur, la figure 2 représente, de manière schématique, un premier mode de réalisation d'un circuit de détection avec un circuit d'anti-éblouissement selon l'invention, la figure 3 représente, de manière schématique, un second mode de ~o réalisation d'un circuit de détection avec un circuit d'anti-éblouissement selon l'invention, la figure 4 représente, de manière schématique, une variante du premier mode de réalisation d'un circuit de détection avec un circuit d'antiéblouissement et un circuit de remise à zéro selon l'invention, 15 les figures 5A à 5E et 6A à 6E représentent l'évolution de tensions ou de courants pour des éléments caractéristiques d'un circuit selon l'invention, illustré aux figures 3 et 4. 20 Description d'un mode de réalisation préférentiel de l'invention Dans le circuit de l'art antérieur, illustré à la figure 1, le transistor 5 de type nMOS connecté, en parallèle, aux bornes du condensateur 4 doit éviter qu'un phénomène d'éblouissement n'apparaisse sur les photodiodes adjacentes. Il 25 faut donc que le transistor 5 évite la dépolarisation de la photodiode 1, mais il ne doit pas non plus empêcher le condensateur 4 de stocker un minimum de charges nécessaires au but premier du circuit de détection, définir l'éclairement de la scène observée. II ressort de ces deux conditions que le potentiel d'anti-éblouissement VAB appliqué à l'électrode de grille du transistor 30 5 de type nMOS doit être compris dans une gamme précise. Selon la première condition, le potentiel d'anti-éblouissement VAB appliqué sur l'électrode de grille du transistor 5 de type nMOS doit être inférieur au potentiel de référence VREF appliqué sur la seconde entrée de l'amplificateur 3 auquel s'ajoute la tension de seuil Vth du transistor 5. De cette manière, le transistor 5 de type nMOS n'est pas en conduction permanente, car le potentiel VE de la première entrée de l'amplificateur 3 ne peut être supérieure à VREF. Selon la seconde condition, le potentiel d'anti-éblouissement VAB appliqué sur l'électrode de grille du transistor 5 de type nMOS doit également être supérieur au potentiel du substrat VSUb qui est appliqué sur l'anode de la photodiode 1 auquel sont ajoutées la tension de seuil du transistor Vth et la tension minimale VDm;n pour laquelle il y a encore polarisation en inverse de la photodiode 1. Si le potentiel d'anti-éblouissement VAB est inférieur à ce potentiel limite cela veut dire que le potentiel VE de la première entrée de l'amplificateur 3 est inférieure au potentiel de substrat VBub auquel est ajouté la tension minimale de polarisation VDm;n. De ce fait, la différence de potentiels aux bornes de la photodiode 1 est inférieure à la tension minimale de polarisation VDmin et il y a donc dépolarisation de la photodiode 1. Ces contraintes sont représentées par les équations 1 et 2 suivantes : VAB VSub + Vth + VD min Au regard des conditions classiques d'alimentation d'un circuit de détection, on constate que la gamme de potentiels VAB qui doit être imposée sur l'électrode de grille pour éviter le phénomène d'éblouissement est de l'ordre de 30mV. A titre d'exemple, la tension de référence est égale à 1,1v, le potentiel de substrat VBub est égal à 1,05V, la tension de seuil Vth est de l'ordre de 850mV et la tension minimale de polarisation VDmin est de l'ordre de 20mV. La tension de seuil doit être comprise entre 1,92 et 1,95V. (1) (2) 7 La gamme de potentiels autorisés pour la tension d'anti-éblouissement VAB est donc très étroite pour assurer un bon fonctionnement du circuit. Cette gamme de réglage correspond typiquement à la dispersion qui est observée, de manière habituelle, sur la tension de seuil Vth des transistors nMOS. A titre d'exemple, la dispersion de la tension de seuil à froid est de l'ordre de 15mV à un sigma. On constate donc que l'intégration de cette architecture dans un réseau de photodiodes va conduire à la formation de cellules ayant des transistors en conduction permanente (pas de mesure de la scène observée), des cellules pour lesquelles il y aura dépolarisation de la photodiode, donc éblouissement, et des cellules pour lesquelles il y a effectivement un gain sur la maîtrise du phénomène d'éblouissement. Le résultat n'est donc pas satisfaisant. Le circuit de détection a donc été modifié afin de le rendre plus robuste vis-à-vis des aléas de son procédé de réalisation. Le circuit de détection a cependant conservé une surface réduite et une facilité d'intégration qui sont des éléments nécessaires à son utilisation dans de nombreux domaines d'activité. Comme illustré aux figures 2 et 3, le circuit de détection comporte une photodiode 1 qui est connectée à un dispositif intégrateur 2. Le dispositif intégrateur 2 comporte un amplificateur transimpédance capacitif. La photodiode 1 est connectée à une première entrée de l'amplificateur transimpédance capacitif. Une tension de référence VREF est appliquée sur une seconde entrée de l'amplificateur transimpédance capacitif. De manière générale, le circuit de détection comporte une photodiode associée à un circuit de lecture. L'amplificateur transimpédance capacitif comporte un amplificateur 3, typiquement un amplificateur opérationnel, et un condensateur 4. Le condensateur 4 est connecté entre la première entrée et la sortie de l'amplificateur 3. Un premier noeud électrique E est défini par la connexion de la photodiode 1 avec le condensateur 4 et la première entrée de l'amplificateur transimpédance capacitif. Un second noeud électrique S est défini par la connexion du condensateur 4 et de la sortie de l'amplificateur transimpédance capacitif. ~o Un potentiel de substrat Vsub est appliqué à une première borne de la photodiode 1 alors que la seconde borne est connectée à la première entrée de l'amplificateur 3. Le potentiel de la seconde borne de la photodiode 1 est donc égal au potentiel de la première entrée de l'amplificateur 3, c'est-à-dire au potentiel VE du premier noeud électrique E. La photodiode 1 est donc 15 polarisée entre le potentiel de substrat Vsäb et le potentiel VE de la première entrée de l'amplificateur 3. La photodiode 1 est polarisée en inverse pour fournir un courant représentatif de l'éclairement de la scène observée, les potentiels de substrat Vsä b et de la première entrée VE de l'amplificateur 3 sont choisis en conséquence. 20 Le circuit de lecture comporte également un circuit d'anti-éblouissement et avantageusement un circuit de remise à zéro. Le circuit de remise à zéro et le circuit d'anti-éblouissement sont tous les deux connectés entre la première entrée et la sortie de l'amplificateur transimpédance capacitif. Ils sont donc 25 connectés aux bornes du condensateur 4 et donc aux noeuds électriques E et S. Le circuit d'anti-éblouissement comporte un transistor 5 à effet de champ connecté entre la première entrée et la sortie de l'amplificateur 30 transimpédance capacitif. Le transistor 5 est donc connecté, en parallèle, aux bornes du condensateur 4. Le transistor 5 est connecté à l'amplificateur 3 en contre-réaction négative. Le circuit de remise à zéro peut également comporter un second transistor 6 connecté entre la première entrée et la sortie de l'amplificateur transimpédance capacitif. Le second transistor 6 est donc connecté, en parallèle, aux bornes du condensateur 4. Le second transistor 6 est connecté à l'amplificateur 3 en contre-réaction négative. Comme illustré à la figure 2, dans un premier mode de réalisation, le transistor 5 du circuit d'anti-éblouissement, connecté aux bornes du condensateur 4, est de type pMOS. Le potentiel de substrat VSUb est appliqué à l'anode de la photodiode 1 alors que la cathode est connectée à la première entrée de l'amplificateur transimpédance capacitif. Le transistor 5 est donc connecté par sa borne de drain à la cathode de la photodiode 1, typiquement au niveau de la première entrée de l'amplificateur transimpédance capacitif, c'est-à-dire du noeud E. La photodiode 1 étant polarisée en inverse, le potentiel VE au noeud E est supérieur au potentiel de substrat VsUb. Dans ce mode de réalisation, le transistor 5 étant de type pMOS, son état passant ou bloqué est défini par rapport à la différence de potentiel qui existe entre l'électrode de grille et la sortie S de l'amplificateur 3. Le potentiel d'antiéblouissement VAB appliqué sur l'électrode de grille du transistor 5 de type pMOS est défini par rapport à la sortie de l'amplificateur transimpédance capacitif et non plus par rapport à la première entrée comme dans le cas du transistor nMOS de l'art antérieur. De cette manière, une seule condition est nécessaire pour éviter le phénomène d'éblouissement. Il suffit que le transistor 5 devienne passant lorsque la valeur du potentiel sur la sortie de l'amplificateur 3 atteint une 10 valeur limite, une valeur maximale de sortie Vsmax• Cette condition est représentée à l'équation 3. VAB Dans le circuit de lecture, il y a évolution de la tension de sortie de l'amplificateur 3 au fur et à mesure de la charge du condensateur 4 par la photodiode 1. La tension de sortie Vs évolue jusqu'à atteindre sa valeur de saturation, typiquement de l'ordre de la tension d'alimentation de l'amplificateur 3. Alors que selon l'art antérieur, une fois la tension de saturation atteinte, c'est le potentiel de la première entrée qui évolue à son tour, l'utilisation d'un transistor 5 (comme illustré aux figures 2 à 4) dont le potentiel appliqué sur la grille est défini par apport à la tension de sortie Vs de l'amplificateur transimpédance capacitif permet d'éviter l'évolution du potentiel de la première entrée VE. Dans la mesure où la tension de sortie évolue entre la tension de référence VREF et la tension de saturation, il suffit de définir une tension de sortie maximale Vsmax qui soit comprise entre ces deux tensions, de préférence proche de la tension de saturation. De cette manière, le transistor 5 devient passant quand la tension en sortie est égale à la tension maximale Vsmax autorisée c'est-à-dire à une tension proche de la tension de saturation et on évite ainsi la dépolarisation de la photodiode 1 et la saturation de l'amplificateur. Comme le basculement du transistor 5 de l'état bloqué à l'état 11 passant est réalisé par rapport à la tension de sortie, donc par rapport à la différence de potentiels entre les bornes du condensateur 4, il y a toujours des charges accumulées dans le condensateur lorsque le transistor 5 change de l'état bloqué à l'état passant. Plus la tension de sortie maximale Vsmax est proche de la tension de saturation et plus la quantité de charges accumulées dans le condensateur 4 avant le basculement est importante. Ainsi, avec une tension de sortie maximale sensiblement égale à la tension de saturation, on profite de la plus grande dynamique possible dans l'utilisation du condensateur 4. Avantageusement, la tension de sortie maximale Vsmax est donc choisie juste en dessous de la tension de saturation de la sortie de manière à profiter pleinement de la dynamique du condensateur 4. Le passage d'un transistor 5 de l'état bloqué à l'état passant étant défini par rapport à la tension de sortie, la criticité des variations de tension de seuil Vth qui sont liées au procédé de fabrication est amoindrie. II suffit que le transistor 5 bascule dans un état passant, au plus tard, lorsque la tension de sortie Vs atteint la tension de saturation. Le potentiel d'anti-éblouissement VAB est donc choisi entre le potentiel de référence VREF et le potentiel de sortie maximal Vsmax. De cette manière, la limite inférieure VREF tient compte des variations sur la tension de seuil Vth liée au procédé de réalisation et la limite supérieure Vsmax est choisie assez éloignée de la tension de saturation en sortie pour également tenir compte des variations sur la tension de seuil Vth liée au procédé de réalisation. Le fonctionnement du circuit peut être décrit schématiquement de la manière suivante sur les figures 5A à 5E. A un temps to, le circuit de remise à zéro réalise le court-circuit des bornes du condensateur 4 qui devient donc déchargé. La figure 5A illustre le fonctionnement du circuit de remise à zéro de manière logique. La remise à zéro du condensateur 4 est réalisée au 12 moyen d'une impulsion (durée à l'état haut 1) à une tension de remise à zéro VRST. La tension de remise à zéro VRST est appliquée à un second transistor 6 qui est connecté en parallèle aux bornes du condensateur 4 qui devient alors passant. La différence de potentiels Vc aux bornes du condensateur 4 est alors nulle (figure 5C). La photodiode 1 est polarisée en inverse entre la tension de substrat VsUb (appliquée à l'anode sur la figure 2) et le potentiel VE de la première entrée de l'amplificateur transimpédance capacitif, typiquement la tension de référence VREF appliquée sur la seconde entrée de l'amplificateur 3. 10 Au temps to, le potentiel VE de la première entrée de l'amplificateur transimpédance capacitif est donc égal au potentiel de référence VREF (figure 5E) et la photodiode 1 est polarisée entre VREF et VsUb, c'est-à-dire à la tension VREF-VsUb. Le potentiel Vs en sortie de l'amplificateur transimpédance 15 capacitif est égal à VREF (figure 5D). Le potentiel en sortie Vs étant égal au potentiel de référence VREF, le transistor 5 du circuit d'anti-éblouissement est bloqué, il ne laisse pas passer de courant. Tout le courant I émis par la photodiode 1 passe par le circuit de remise à zéro. Le courant de charge du condensateur le est donc égal à O. 20 Entre le temps to et le temps t1, la photodiode 1 délivre un courant représentatif de la scène observée, ici de manière schématique un courant constant. Les charges composant ce courant sont stockées dans le condensateur 4 et entraînent une différence de potentiels Vc aux bornes du 25 condensateur 4. Cette différence de potentiels augmente au fur et à mesure de la charge du condensateur 4. II en résulte une évolution du potentiel Vs de la sortie de l'amplificateur transimpédance capacitif, la tension de sortie augmente au fur et à mesure de la charge du condensateur 4. Dans son fonctionnement normal, l'amplificateur 3 force le potentiel VE de la première 30 entrée à être égal au potentiel de la deuxième entrée, ici le potentiel de référence VREF. Entre les instants to et t1, le potentiel VE de la première entrée 13 et donc la différence de potentiels aux bornes de la photodiode 1 sont constant. Seule, la tension de sortie Vs évolue. Au temps t1i la tension de sortie Vs atteint la tension maximale de sortie Vsmax• Le transistor 5 devient passant et le courant circule maintenant depuis la photodiode 1 à travers le transistor 5. Les charges supplémentaires, envoyées par la photodiode 1, ne sont pas stockées par le condensateur 4. La différence de potentiels aux bornes du condensateur est donc constante à partir de t1. Comme la tension de sortie de l'amplificateur 3 n'atteint pas la tension de saturation (figure 5D), il n'y a pas d'évolution du potentiel VE de la première entrée de l'amplificateur 3 (figure 5E) et on évite la dépolarisation de la photodiode 1. Le condensateur 4 est ensuite déchargé à la fin de la période de mesure à l'instant t2, au moyen du circuit de remise à zéro. Le circuit retrouve alors les conditions de l'instant to. 20 Comme illustré à la figure 3, dans un second mode de réalisation, le transistor 5 du circuit d'anti-éblouissement est un transistor de type nMOS connecté à l'anode de la photodiode 1 par l'intermédiaire de la première entrée de l'amplificateur transimpédance capacitif. Dans ce mode de réalisation particulier, la tension de sortie évolue depuis la tension de 25 référence VREF qui est imposée sur la seconde entrée vers le potentiel de sortie maximal, la tension de référence étant supérieure à la tension seuil. Dans ce mode de réalisation, la tension de sortie diminue avec la charge du condensateur 4. Le principe de fonctionnement est identique au mode de fonctionnement précédent. A titre d'exemple, la tension de référence est 30 égale à 2,2V et la tension de sortie minimale est égale à 0,1 V. Les figures 6A à 6E représentent l'évolution de paramètres électrique du circuit de détection 10 15 14 selon le mode de réalisation de la figure 3. Les figures 6A à 6C et 6E sont identiques aux figures 5A à 5C et 5E, seule la tension de sortie VS des figures 5D et 6D sont différentes. Dans un cas particulier des modes de réalisation des circuits illustrés aux figures 2 et 3, le circuit d'anti-éblouissement ne comporte qu'un transistor 5 connecté entre la première borne d'entrée E et la borne de sortie S de l'amplificateur 3 et un circuit d'application de la tension d'anti-éblouissement VAB sur la grille du transistor 5 (non représenté). Dans un mode de réalisation particulier, illustré à la figure 4, le transistor 5 du circuit d'anti-éblouissement est de type opposé au second transistor 6 du circuit de remise à zéro. Les deux transistors 5 et 6, de types opposés, sont donc, tous les deux, connectés en parallèle aux bornes du condensateur 4. Dans un mode de réalisation particulier, illustré à la figure 4, le transistor 5 du circuit d'anti-éblouissement est de type pMOS et le second transistor 6 du circuit de remise à zéro est de type nMOS, ce mode de réalisation est particulièrement avantageux. Le transistor de type nMOS autorise une remise à zéro plus sure de la différence de potentiels aux bornes du condensateur 4 car la dynamique de tensions nécessaire au maintien du transistor dans un état ouvert est liée au potentiel appliqué sur la première entrée de l'amplificateur transimpédance capacitif qui est constante. Ainsi, on assure une remise à zéro de la différence de potentiel entre les bornes du condensateur 4 quel que soit le niveau de la tension en sortie VS de l'amplificateur transimpédance capacitif. II est également possible de changer le type des transistors 5 et 6 dans une variante de réalisation. Dans un autre mode de réalisation particulier, le transistor 5 du circuit d'antiéblouissement est du même type que le second transistor 6 du circuit de remise à zéro. Avantageusement, dans ce mode de réalisation, un même transistor est utilisé pour les deux circuits, le second transistor 6 est formé par le transistor 5. Les modes de réalisation illustrés aux figures 2 et 3 peuvent donc représenter un circuit de lecture qui comporte un circuit d'antiéblouissement et un circuit de remise à zéro matérialisé par le même transistor connecté aux bornes du condensateur 4. Il suffit alors de connecter l'électrode de grille de ce transistor 5 à un circuit d'application de la polarisation de remise à zéro VRST et à un circuit d'application de la polarisation d'anti-éblouissement VAB. Le fait que le circuit d'anti-éblouissement comporte un transistor connecté entre la première entrée et la sortie de l'amplificateur transimpédance capacitif est particulièrement avantageux, cela permet d'obtenir un circuit qui est compact. Par ailleurs, si les circuits d'anti-éblouissement et de remise à zéro partagent le même transistor, il en ressort un très grand gain de place ce qui permet d'augmenter la densité d'intégration. II est cependant possible d'utiliser des circuits plus complexes dans la mesure où le transistor 5 est connecté en parallèle aux bornes du condensateur.20 Revendications1. Circuit de détection comportant : - une photodiode (1) connectée à une entrée d'un amplificateur transimpédance capacitif (3, 4), un circuit d'anti-éblouissement (5) connecté entre l'entrée et une sortie de l'amplificateur transimpédance capacitif (3, 4), le circuit d'anti- éblouissement comportant un transistor (5) à effet de champ connecté entre l'entrée et la sortie de l'amplificateur transimpédance capacitif (3, 4), circuit de détection caractérisé en ce que l'entrée de l'amplificateur transimpédance capacitif (3, 4) étant connectée à une cathode de la photodiode (1), ledit transistor (5) est de type pMOS, ou en ce que l'entrée de l'amplificateur transimpédance capacitif (3, 4) étant connectée à une anode de la photodiode (1), ledit transistor (5) est de type nMOS. 2. Circuit selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'il comporte un circuit de remise à zéro comportant un second transistor (6) à effet de champ connecté entre l'entrée et la sortie de l'amplificateur transimpédance capacitif (3 ,4). 3. Circuit selon la revendication 2, caractérisé en ce que le second transistor (6) du circuit de remise à zéro est de type opposé au transistor (5) du circuit d'anti-éblouissement. 4. Circuit selon la revendication 2, caractérisé en ce que le second transistor (6) du circuit de remise à zéro est du même type que le transistor (5) du circuit d'anti-éblouissement. 1630 17 5. Procédé de lecture du rayonnement d'un circuit de détection, ledit circuit comportant une photodiode (1) connectée à une première entrée d'un amplificateur transimpédance capacitif (3, 4), un circuit d'anti-éblouissement (5) connecté entre la première entrée et une sortie de l'amplificateur transimpédance capacitif (3, 4), le circuit d'anti-éblouissement comportant un transistor (5) à effet de champ connecté entre l'entrée et la sortie de l'amplificateur transimpédance capacitif (3, 4), un potentiel d'anti-éblouissement étant appliqué sur une électrode de grille dudit transistor (5), une tension de référence étant appliqué à une seconde entrée de l'amplificateur transimpédance capacitif (3, 4), procédé caractérisé en ce que la première entrée de l'amplificateur transimpédance capacitif (3, 4) étant connectée à une cathode de la photodiode (1), ledit transistor (5) est de type pMOS, ou en ce que l'entrée de l'amplificateur transimpédance capacitif (3, 4) étant connectée à une anode de la photodiode (1), ledit transistor (5) est de type nMOS et en ce que ledit potentiel d'anti-éblouissement est compris entre la tension de référence (VREF) et un potentiel de sortie maximal (Vsmax) de l'amplificateur transimpédance capacitif (3, 4).25