FR 2956939 A1 20110902 FR 1052138 A 20100324 Procédé et dispositif de transmission, signal et produits programmes d'ordinateur correspondants. 1. Domaine de l'invention Le domaine de l'invention est celui du codage spatio-temporel pour systèmes de 5 transmission à plusieurs antennes d'émission et plusieurs antennes de réception (« MIMO » pour « Multiple-In Multiple-Out » en anglais). 2. Art antérieur 2.1 Techniques MIMO Il existe dans la littérature de nombreuses techniques MIMO permettant d'augmenter IO soit la robustesse soit le débit des transmissions par rapport à un système SISO. On distingue 2 familles de techniques : les techniques de multiplexage spatial permettent d'augmenter le débit de la transmission, mais ces techniques offrent un faible degré de diversité et présentent des performances médiocres à forts rapports signal à bruit (SNR) ; 15 le codage spatio-temporel permet d'augmenter le degré de diversité et d' améliorer les performances à forts SNRs, mais cette augmentation s'accompagne en général d'une détérioration des performances à faibles SNRs en raison de la présence d'interférences entre antennes. D'autre part, l'augmentation du degré de diversité entraîne en général une augmentation 20 rédhibitoire de la complexité de détection en réception. 2.2 Codage Spatio-temporel (ST) Il existe notamment les types de codage spatio-temporel suivants : les codes spatio-temporels de rendement plein et à diversité maximale : par exemple les Golden codes, décrits par exemple dans le document « J. C. 25 Belfiore, G. Rekaya, and E. Viterbo, "The Golden code: a 2x2 full-rate spacetime code with non vanishing determinants", IEEE Trans. Inform. Theory, vol. 51, n° 4, pp. 1432-1436, April 2005 ». Un inconvénient de ces codes réside principalement dans la complexité de détection. Ainsi, pour un Golden code 2x2 (4 symboles de modulation transmis en 2 unités de temps, rendement égal 30 à 2), le degré de diversité est égal à 4 et la complexité de détection est proportionnelle à M4, si M est la taille de la constellation de la modulation. La complexité du détecteur est acceptable si M = 4 (QPSK par exemple), mais discutable si M = 16 (16-QAM par exemple) ; les codes spatio-temporels de rendement plein et à diversité maximale à complexité de détection réduite, décrits par exemple dans le document « S. Sezginer and H. Sari, "Recent results in space-time code design", Wireless World Research Forum Meeting 20, Ottawa, April 2008 (disponible à l'URL http:11www.wireless-world-research.orglindex.php?id=350) ». Ces codes présentent le même rendement, la même diversité et les mêmes performances que les Golden codes mais une complexité de détection proportionnelle à M2. Ce procédé de codage spatio-temporel et le principe de détection simplifié correspondant sont également décrits dans le document de brevet EP 1 978 666 Al, 2 avril 2007. En particulier, ce document de brevet décrit un tel codage spatio-temporel, dans le cas d'un système à nt = 2 antennes d'émission et ni. = 2 antennes de réception. Un groupe de 4 symboles de données complexes (st, s2, s3, S4) est transmis en utilisant le code spatio-temporel (ST) suivant la matrice X donnée ci-après : X= as1+bs3 cs2 CSZ + ds4 cs + ds3 où a, b, c et d sont des grandeurs complexes à fixer et où s* désigne le conjugué complexe de s. Dans cette représentation matricielle, la première colonne représente les combinaisons de symboles transmis lors du premier instant de temps et la seconde colonne représente les combinaisons de symboles transmis lors du second instant de temps. La première ligne donne les combinaisons de symboles transmises sur la première antenne et la seconde ligne correspond à la seconde antenne. Si les symboles s1, s2, S3 et S4 sont distincts, il s'agit d'un code ST de rendement plein (« full rate » en anglais, R = min (nt, nr) = 2) et de diversité maximale (degré de diversité d = nr x nt = 4). S'il y a égalité de certains de ces symboles, le rendement est inférieur à 2. Par exemple, si s3 = s4, il s'agit d'un code de rendement R = 312. La construction de tels codes ST est soumise à la contrainte suivante lal = Ibl = IcI = Idl. Cette contrainte permet de s'assurer que la puissance moyenne transmise par antenne, par instant de temps et par symbole est constante. L'avantage principal de cette structure particulière de code ST est sa faible complexité de décodage en réception. Si les symboles s appartiennent à des constellations de signaux de taille M (par exemple, M = 4 pour une modulation QPSK, M = 16 pour une modulation 16- QAM, ...), il est montré que le récepteur optimal a une complexité proportionnelle à M2 alors que dans le cas général, la complexité de décodage d'un code ST 2x2 de rendement plein et de diversité maximale est proportionnelle à M4, comme dans le cas des Golden codes, qui sont la référence pour les codes ST de rendement plein et de diversité maximale. D'autre part, il est montré que pour un choix des paramètres a, b, c et d basé sur des considérations de performances asymptotiques (justifié dans le document « J. M. Paredes, A. B. Gershman, and M. Gharavi-Alkansari, "A new full-rate full-diversity space-time block code with non vanishing determinants and simplified maximum-likelihood decoding", IEEE Trans. Signal Processing, vol. 56, n° 6, pp. 2461-2469, June 2008 »), les performances de ce code ST sont similaires à celles du Golden code. 3. Objectifs de l'invention L'invention a notamment pour objectif de pallier ces inconvénients de l'art antérieur. Plus précisément, un objectif de l'invention, selon au moins un mode de réalisation, est de fournir une technique de codage permettant d'augmenter le degré de diversité par rapport à l'état de l'art dans le domaine des transmissions MIMO, tout en gardant une complexité de détection raisonnable. 4. Exposé de l'invention L'invention propose une solution nouvelle qui ne présente pas l'ensemble de ces inconvénients de l'art antérieur, sous la forme d'un procédé de transmission d'un signal représentatif d'un signal source S, destiné à être transmis via un canal de transmission, dans un système multi-antennes à nt antennes d'émission et n,. antennes de réception. Selon l'invention, la constellation de modulation C du signal source S présente un degré de diversité n, n étant un entier supérieur ou égal à 2, et un tel procédé comprend les étapes suivantes : - codage spatio-temporel par application, au signal source S, d'une matrice de codage spatio-temporel X étendue de taille nt x (n x n,.), délivrant un signal codé ; - transmission du signal codé à l'aide des nt antennes d'émission. Ainsi, l'invention repose sur une approche nouvelle et inventive du codage spatio- temporel, permettant d'obtenir un degré de diversité égal à n x d, tout en conservant un niveau d'interférences entre antennes équivalent à celui d'un système MIMO de diversité d. En particulier, le procédé comprend les étapes suivantes : - obtention de N symboles source s représentés chacun par n composantes source, correspondant au signal source S ; détermination de n sous-ensembles de symboles, notés symboles séparés s', à partir des n composantes source, les symboles séparés s' contenant au plus une des composantes source d'un même symbole source s, pour chacun des sous-ensembles obtenus, et la matrice de codage X est constituée d'un ensemble de n sous-matrices élémentaires de codage spatio- temporel, les éléments de chacune des sous-matrices élémentaires étant déterminés à partir d'un sous-ensemble distinct de symboles séparés s'. Selon un aspect particulier de l'invention, au moins un paramètre de la matrice de codage spatio-temporelle X étendue a été optimisé en maximisant une variable 5' telle que 5' = min det XXn ] , avec X1 11a matrice transposée conjuguée de la matrice X. Ainsi, l'invention permet d'optimiser de façon simplifiée les paramètres de la matrice de codage X construite selon l'invention, de façon à optimiser la probabilité d'erreur en sortie du décodeur. Selon un mode de réalisation particulier de l'invention, nt = = 2, n étant égal à 2 et la matrice X est telle que : - n r , a ,* ,* S5n "5 + si X = S7 = CS7,* dss ,* s1 = as1 + bs2' s3 = CS3 ds4 = b6 s2 = as3 + bs4 s4 = cs1 + dsg s6 = as7 + bs8 s8 = ci; + ds6 avec if , j = 1 ... 8 les symboles séparés et a, b, c et d des paramètres du codage spatio-temporel. Par exemple, les symboles si] , j = 1 ... 8 sont tels que : si=Il+jQ7 82 =12 + jQ8 s5 =15 + jQ3 S6=I6+jQ4 et s3 I3 + jQ5 s7 I7 + jQ1 ' S4 =14 +jQ6 si _ I8 +.lQ2 avec I et Q les composantes desdits symboles source s. En particulier, le procédé comprend préalablement à l'étape de codage, une étape de rotation de la constellation de modulation C du signal source S. Cette rotation permet d'apporter de la diversité de constellation. Par exemple, les paramètres dudit codage spatio-temporel sont tels que : lal=lbl=[cl=ldl= = - angle(a)=angle(c)= 0° et angle(d)= angle (b) -90°, - et angle(b) appartient aux plages angulaires suivantes : - [116,25°, 153,75°] ; - [296,25°, 333,75°]. En particulier, les paramètres dudit codage spatio-temporel sont tels que : - angle(a)=angle(c)=0° et angle(b)= 135° et angle (d)=45°, - ou angle(a)=angle(c)=0° et angle(b) = 315° et angle (d)=225°. Selon un mode de réalisation particulier de l'invention, nt = n,. = 2, n étant égal à 2, le 5 procédé comprend, préalablement à l'étape de codage, une étape de rotation de la constellation de modulation C du signal source S, et la matrice X est telle que : s1 = as1 + bs2 s3 = --cs3 dsq s5 = as5 + bs6 s, _ cs, ds8 X S2'=as33 +bs4 A 4' s4=cS'I*+ds2'* s6" 8 =as7 '+ bs8 s'8'8=c.S5 *+ds6*6 avec s' , j = 1 ... 8 lesdits symboles séparés tels que : St=11+JQ7 s5=I5+.ÏQ3 s2 _ I2 +,Q$ et s6 I6 + ~Q4 , avec 1 et Q les composantes des symboles source s, s3 = 13 +JQ5 s7 = 17 +.]Ql S4 = 14 + iQ6 sâ = ls + jQ2 10 et les paramètres du codage spatio-temporel sont tels que : - la[°lbl=et=ldl= ; - angle(a)=angle(c)= 0° ; et angle(b)= 135° et angle (d)=45° ou angle(b) = 315° et angle (d)=225°. Selon un aspect particulier de l'invention, les composantes I et Q d'un symbole s du 15 signal source S appartiennent à deux des symboles s' affectés d'un même paramètre du codage spatio-temporel. Ainsi, l'invention permet, en réception, une détection simplifiée des signaux reçus, par application d'une contrainte à l'émission, au moment de la construction de la matrice de codage spatio-temporelle X. 20 L'invention concerne également un signal source destiné à être transmis selon le procédé de transmission décrit précédemment. Ainsi, le signal émis selon le procédé de transmission décrit précédemment, présente les caractéristiques précitées, et en particulier un angle(b) de valeur égale à 135° ou 315°, des valeurs lal =1bl = l c] = l dl = , et angle(a)=angle(c)=0° et angle(d)= angle (b) -90°. -fi 25 L'invention concerne également un produit programme d'ordinateur téléchargeable depuis un réseau de communication et/ou enregistré sur un support lisible par ordinateur et/ou exécutable par un processeur, comprenant des instructions de code de programme pour la mise en oeuvre du procédé de transmission décrit précédemment. Un autre aspect de I'invention concerne un dispositif d'émission d'un signal représentatif d'un signal source S, destiné à être transmis via un canal de transmission, dans un système multi-antennes à nt antennes d'émission et n,. antennes de réception. Selon un mode de réalisation de l'invention, la constellation de modulation C dudit signal source S présente un degré de diversité n, n étant un entier supérieur ou égal à 2, et un tel dispositif comprend : des moyens de codage spatio-temporel par application, au signal source S, d'une matrice de codage spatio-temporel X étendue de taille nt x (n x nr), délivrant un signal codé ; IO - des moyens de transmission du signal codé à l'aide des nt antennes d'émission. L'invention concerne également un procédé de réception d'un signal émis précédemment, via un canal de transmission, dans un système multi-antennes à nt antennes d'émission et n,. antennes de réception. Selon un mode de réalisation de l'invention, un tel procédé de réception comprend les 15 étapes suivantes : - réception sur chacune des n,. antennes de réception, de n x n,. signaux reçus ; décodage des signaux reçus, en fonction de la matrice de codage spatio-temporel X étendue de taille nt x (n x n étant un entier supérieur ou égal à 2, et d'une estimation du canal de transmission. 20 Ainsi, l'invention permet de décoder un signal émis selon le procédé de transmission de l'invention, en tenant compte à la fois de la matrice de codage spatio-temporelle utilisée à l'émission, et d'une estimation du canal de transmission. Il est à noter que le canal de transmission peut varier pendant la réception des signaux par Ies antennes de réception. L'invention utilise cette variation du canal pour obtenir une diversité maximale. 25 Ainsi, dans le cas où nt = = 2, on considère par exemple que le canal est constant sur les deux premiers instants de transmission (colonnes 1 et 2 de la matrice X) et sur les deux derniers instants de transmission (colonnes 3 et 4 de la matrice X). Ainsi, on considère deux matrices représentatives du canal différentes, notées H et H', respectivement pour la transmission des colonnes 1 et 2 de la matrice X et pour la transmission des colonnes 3 et 4 de 30 la matrice X. En particulier, l'étape de décodage met en oeuvre une détection à maximum de vraisemblance consistant à minimiser une distance tenant compte des nt x (n x n,.) signaux reçus par l'ensemble des antennes de réception. L'invention concerne enfin un produit programme d'ordinateur téléchargeable depuis un réseau de communication et/ou enregistré sur un support lisible par ordinateur et/ou exécutable par un processeur, comprenant des instructions de code de programme pour la mise en oeuvre du procédé de réception décrit précédemment. 5. Liste des figures D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront plus clairement à la lecture de la description suivante d'un mode de réalisation particulier, donné à titre de simple exemple illustratif et non limitatif, et des dessins annexés, parmi lesquels : la figure 1 présente les principales étapes du procédé de transmission selon un mode 10 de réalisation de l'invention ; la figure 2 présente les courbes de valeurs de S' et de l'élément non nul de la matrice XXH en fonction de l'angle de b pour quatre cas de canal, sur l'intervalle [0, Tc], pour une constellation C de type QPSK ; - la figure 3 présente des courbes de taux d'erreurs en sortie du détecteur MIMO pour le 15 schéma de diversité 8 proposé dans le cas d'une transmission de symboles QPSK (M 4) sur un canal à évanouissements de type Rayleigh. 6. Description d'un mode de réalisation de l'invention 6.1 Principe général L'abondante littérature sur les systèmes MIMO propose des schémas dont le degré de 20 diversité est au plus égal à nt x ni. pour n,. antennes d'émission et n,. antennes de réception. L'invention propose, pour le même nombre d'antennes en émission et en réception, un schéma de codage spatio-temporel permettant d'atteindre un degré de diversité supérieur à nt X n,.. Dans le cas où le système de transmission présente un degré de diversité de 25 constellation n (« signal space diversity ») supérieur à 1, il est possible, en respectant certaines contraintes, de construire une matrice de codage spatio-temporelle étendue permettant de multiplier le degré de diversité par n. Un des avantages de ce type de construction est l'augmentation de la diversité sans augmenter le niveau d'interférences entre antennes. 30 En particulier, dans le cas d'un système 2x2, l'invention permet de construire une matrice de codage spatio-temporel à 2 lignes et 4 colonnes, permettant d'obtenir un système de diversité 8, tout en limitant les interférences entre antennes afin d'obtenir de bonnes performances à faible rapport signal à bruit, ou « SNR », et tout en gardant une complexité de détection raisonnable. La diversité de constellation, de degré n = 2, peut être obtenue par exemple par l'application de la technique des constellations tournées, décrite dans le document de brevet WO 20091103746, et adoptée dans DVB-T2. En plus de '1a construction de la matrice, l'invention propose une méthode d'optimisation des paramètres de la matrice étendue, permettant de garantir de bonnes performances pour tout rapport signal à bruit et pour différents types de canaux de transmission, ce qui rend cette construction attractive lorsqu'elle est associée à un codage correcteur d'erreurs puissant. 6.2 Description d'un mode de réalisation On présente maintenant un mode de réalisation de l'invention, en relation avec la figure L On considère un système de transmission multi-antennes (MIMO) à nt antennes d'émission et n,. antennes de réception. On considère que les symboles à transmettre sont issus d'une constellation C de taille M et de dimension n. Chaque symbole de modulation s est représenté par ses n composantes c,, c2, ..., c,,. Si ces composantes sont corrélées et que chacune est porteuse de l'ensemble de l'information du symbole, le degré de diversité de la constellation est égal à sa dimension n. Par exemple, dans le cas classique où n = 2, c, = I est la voie en phase, c2 = Q est la voie en quadrature. Un degré de diversité égal à 2 peut être obtenu par le biais d'une rotation de la constellation, comme dans DVB-T2. Lors d'une étape 11 de codage, dans un premier temps, le procédé de codage selon ce mode de réalisation de l'invention permet de construire un code spatio-temporel (ST) à diversité augmentée, qui tire parti des deux types de diversité (du système MIMO et de la constellation) afin d'atteindre, sous certaines conditions, un degré de diversité maximal n x d, au plus égal à N = n x nt x nr, tout en conservant un niveau d'interférences entre antennes équivalent à celui d'un système MIMO de diversité d. L'augmentation du degré de diversité d'un système MIMO garantit une amélioration de ses performances à fort rapport signal à bruit. Dans un second temps, le procédé de codage prévoit d'utiliser des critères permettant 30 l'optimisation des paramètres du code ST résultant. Lors d'une étape 12 de transmission, le signal ainsi codé lors de l'étape 11 de codage est transmis, à l'aide des nt antennes de transmission. 6.2.1 Principe de construction de codes ST à diversité augmentée 6.2.1.1 Cas général On considère N = n x nt x min(nt,nr) symboles si, ..., sN d'une constellation C à n dimensions. Chaque symbole est constitué de n composantes ci) : s; = (i , , ct, ), pour i = 1 ... N. Une première étape consiste à séparer les composantes des N symboles s pour construire n sous-ensembles Si à Sn de nouveaux symboles s', chaque sous-ensemble S'j étant constitué de nt x min(nt,n,) symboles, en respectant la contrainte suivante : l'ensemble des symboles s' d'un même sous-ensemble Sf, pour j = 1 ... n, ne doit contenir au plus qu'une composante d'un même symbole s de la constellation de départ C. En conséquence, chaque symbole s fournit exactement une composante pour la construction de l'ensemble des symboles s' de chaque sous-ensemble Sf . L'ensemble des symboles s' des n sous-ensembles Si à s", forment alors une constellation virtuelle C' de taille MIZ. Une deuxième étape consiste à coder les N symboles s' ainsi obtenus à l'aide d'une matrice de codage ST X, constituée par un ensemble de n sous-matrices élémentaires de codage spatio-temporel carrées nt x nt , notées XI ... Xn, telle que : X=[X, ... XnI La ieme ligne de la matrice X contient la suite des signaux successivement transmis par la ieme antenne d'émission. La /me colonne de la matrice X contient l'ensemble des signaux 20 transmis au j me instant de temps ( appelé « time slot » en anglais). Les éléments de chaque sous-matrice Xi, i = 1 ... n, sont obtenus par combinaison linéaire des signaux s' du seul sous-ensemble S, . Les éléments de la matrice X appartiennent à une troisième constellation C", différente de Cet C On suppose que les coefficients du canal de transmission sont constants pendant les n,. 25 instants de temps correspondant à chaque sous-matrice Xi et qu'ils sont différents pour les sous-matrices de codage Xi et XJ si i ~ j. Cette caractéristique peut par exemple être obtenue, dans un système à modulation multiporteuse, en transmettant les signaux appartenant à une même sous-matrice sur des porteuses voisines et en transmettant deux sous-matrices sur des porteuses éloignées. On considère ainsi des matrices de canal différentes pour la transmission 30 de chacune des sous-matrices Xi. Dans ces conditions, si les sous-matrices de codage Xi sont de degré de diversité d, le code spatio-temporel ainsi construit est de degré de diversité n x d. Dans le cas où les sous-matrices de codage sont de diversité maximale et=nt x le degré de diversité du code spatio-temporel résultant est égal à n x nt x nr. Si les codes élémentaires sont de rendement plein (« full-rate » en anglais, R = min(n,, n.,.)), le nouveau code est également de rendement plein (R = min(n,, tir)). On entend par rendement R d'un code spatio-temporel le nombre moyen de symboles de modulation transmis par instant de temps. Si le code est de rendement plein, R = min(n nr). Il est possible de diminuer le rendement du code ST ainsi construit. Pour ce faire, il suffit d'introduire dans la matrice X des relations entre certains symboles s, , afin de transmettre de manière effective un nombre de symboles inférieur à N = n x nt x min(nt, nr). A titre d'exemples, les relations introduites entre certains symboles sont les suivantes : Egalité entre symboles : il est possible d'imposer s; = s; pour i ~ j dans la matrice X, Combinaison linéaire au niveau symbole : un symbole s; peut être construit sur la base d'une combinaison linéaire d'autres symboles sf , Combinaison linéaire au niveau bit : les bits portés par un symbole s' peuvent être construits sur la base d'une combinaison linéaire des bits portés par d'autres symboles s1. La diminution du rendement effectif du code ST peut par exemple être utile pour réduire la complexité du détecteur en réception, comme décrit dans l'exemple traité ci-après pour n = 2, ou à augmenter la robustesse du code en augmentant son gain de codage, voire les deux. 6.2.1.2 Cas n = nt = nr = 2 Dans le cas particulier où n = nt = n,. = 2, le procédé présenté précédemment permet de construire un code ST de diversité 8 pour un système MIMO 2x2. On considère huit symboles de modulation si issus d'une constellation de taille M pour lesquels les voies en phase I et en quadrature Q sont corrélées, c'est-à-dire que, pour chaque symbole, I et Q portent toutes deux l'ensemble de I'information du symbole. C'est le cas par exemple des constellations tournées de DVB-T2, décrites plus en détail ci-dessous. La représentation d'un tel symbole dans le plan complexe est donnée par : s, = I, + jQ, , i = 1 ... 8. La première étape consiste à construire huit nouveaux symboles s~ , j = 1 ... 8, à partir des seize composantes I et Q des symboles si ... s8. Pour respecter la contrainte indiquée précédemment, les quatre signaux s; ..-s4' s4' peuvent être constitués par la combinaison des composantes 1, , I2 , I3 ,14 et Q5 , Q6 ,Q, , Q8 et s4 ...sa par la combinaison des composantes s5 -15 +JQ3 s6 16 +JQ4 et S7 = 17 + JQI s8 =18 + JQ2 Toute autre Iépartition des composantes 1 et Q respectant la contrainte mentionnée précédemment est également valide. Les symboles sr appartiennent alors à une constellation virtuelle étendue C' de taille M2 La deuxième étape consiste à définir la matrice de codage ST X permettant de transmettre huit signaux sl • • . sg sur deux antennes et quatre instants de temps, telle que : N = as1 + b!s2 S3N = cs3 ,* ds4/* s5 N = / as5 + / bs6 s7'y = /cs7* ds8/* SI s2 = as3 + bs4 S4 = csl + ds2 s6 = as7 + bs8 s8 = cs5 + ds6 où s* désigne le complexe conjugué de s. Les signaux s" de la matrice X sont les signaux effectivement transmis sur le canal de transmission. La première ligne de la matrice contient les quatre signaux transmis successivement par la première antenne d'émission et la seconde ligne de la matrice désigne les quatre signaux transmis par la seconde antenne d'émission. Les signaux s" appartiennent à une constellation virtuelle C". Avec les expressions précédentes de si sg , la matrice X s'écrit : a(I, + jQ7) + b(I2 +JQ8) -c(I3-j ) ««r4 - »6) a(I5 +JQ3) + b(l, +JQ4) - c(17 1Qd - d(I8 -j~2) _a(I3+jQs)+b(I4+jQ,) c(l,jQ,)+d(I2jQ,) a(I,+jQ1)+b(Ie+JQ2) c(ISjQ3)+d(I6.l Q4) où a, b, c et d sont les paramètres du code ST, c'est-à-dire des grandeurs complexes dont les modules sont contraints par des considérations de puissance transmise. Par exemple, dans le cas où la puissance transmise est normalisée, le module des signaux s; à s" est égal à 1. On suppose que les coefficients du canal sont constants sur les deux premiers instants et sur les deux derniers instants de temps de la transmission. Cette caractéristique peut par exemple être obtenue, dans un système à modulation multiporteuse, en transmettant les signaux des colonnes 1 et 2 (respectivement 3 et 4) de X sur des porteuses voisines, les porteuses transmettant les signaux des colonnes 1 (respectivement 2) et 3 (respectivement 4) correspondant, au contraire, à des fréquences éloignées. complémentaires 15 , I6 ,17 , I8 et QI , Q2, Q3 , Q4 . On obtient par exemple : SI =Il+JQ7 s2=12+JQs s3 = 13 + jQ5 S4/ = 14 + JQS L'invention concerne également un dispositif de transmission, apte à mettre en oeuvre le procédé de transmission décrit ci-dessus. 6.2.2 Détection des signaux reçus dans le cas n = nt = n,. =2 On note r1 J le signal reçu par la j eme antenne de réception, pour j = 1, 2 à l'instant i et i=1, ..,4. Les quatre signaux reçus par la première antenne de réception s'expriment comme suit : rit h11[a(I1+ jQ7)+b(12+ jQ8)]+h12[a(I3+jQ5)+b(I4+jQ6)]+n r)' =h [c(I3 jQ5)/d(I4 jQ6)]+hi2[c(Il jQ7)+d(I2 jQB)]+n2 13 = yhi1 [a(I5 +jQ3)+b(16 +jQ4)]+h1'2 [a(17 +jQ1)+b{1/8+ jQ22) +n3 r4 =h1' [c(I7jQ1)d(18 jQ2)]+h1~,[c(15jQ3)+d(16jQ4)]+Yin Les quatre signaux reçus par la seconde antenne de réception s'expriment comme suit : rie =h21 [a(I1 +jQ7)+b(I2 +jQs)]+h [a(13 +jQ5)+b(I4 +jQ6)]+nl r2 = y21[_c(13_jQ5)d(14 jQ6)]+h,2[c(itjQ7)+d(I2jQ8)]+n, r3 =h21[a(I5+jQ3)+b(I6+jQ4)]+h27[a(I7+jQ1)+b(I8+jQ2)]+n3 r4 = h21 [c(I7 jQ1) _ d(I8 -' jQ2 )] +11;2 [c(I5 jQ3) + d(I6 jQ4 )] + n4 Les termes n , pour j = 1, 2 et i = 1, ..., 4, représentent des bruits additifs complexes. 6.2.2.1 Détection à maximum de vraisemblance (notée détection MV) La détection MV, connue de l'art antérieur, des signaux transmis selon l'invention consiste à minimiser le terme de distance suivant : Deux matrices de canal différentes sont alors à considérer : H pour la transmission des colonnes 1 et 2 et H' pour la transmission des colonnes 3 et 4 : H= [hIl h12 ~ et H'=[h'1 h1li2] h21 h22 ' ' "22 D(s,,s2,s3,s4,s5,s6,s7,s,) = 1112 l (1 [a(I,+jQ7)+b(12+jQ8)]+[a(I3+jQ5)+b(Ia+JQ6)])I2 +Iri (h,l [c(I3 jQ5) d(14 jQ6)] + h,2 [c(Il jQ7) + d(12 JQ8 )])I2 +Ir3 (hl'1[a(I5 +jQ3)+b(I6 +jQ4)]+jÿ? [a(I7 +jQ1)+b(I8 +iQ2)])I2 +Ira (h,', [c(I7 JQ,) d(I3 jQ2 )] + 42 [c( I5 jQ3) + d(I6 1 Q4 )})I2 +frl2 (h,l [a(I, +jQ7)+b(I2 + jQs) +h2, [a(I3 +jQ5)+b(I4 +jQ6)DI2 +I22; (h2l [c(I3 jQ5) d(I4 jQ6)] + h22 [c(I, iQ7 ) + d(I2 JQ8)])I2 +I r3 (hh,[a(I5+jQ3)+b(I6+jQ4)]+h22[a(I7+JQ,)+b(I8+jQ2)])I2 +Ir4 -(h ,[c(I7JQ,)d(Is jQ2)]+142 [c(I5 jQ3)+d(I6jQ4)])I2 Si la constellation de départ C est de taille M, cette distance doit être calculée pour les M8 configurations possibles des huit couples (Ii, Qt). M 8 termes de distance doivent ainsi être calculés. La complexité de la détection MV de ce code est donc proportionnelle à M8, ce qui est rédhibitoire sauf pour des valeurs très faibles de M (par exemple M = 2). On présente donc ci-dessous une technique de détection simplifiée, selon un mode de réalisation de l'invention. 6.2.2.2 Détection simplifiée Selon un mode de réalisation de l'invention, une détection simplifiée est possible si la structure de la matrice X respecte la contrainte suivante : les deux composantes I et Q d'un même symbole s appartiennent à deux signaux s' affectés du même coefficient multiplicatif a, b, c ou d. Cette contrainte est respectée dans la matrice X proposée ci-dessus en exemple. Pour l'ensemble des valeurs possibles des symboles s2, s4, s6, ss, soit M4 valeurs possibles, on calcule les huit termes intermédiaires suivants Yi = I1 b[h(I2+jQs)+1;2(14+jQ6)]=a[h11(I,+jQ7)+h12(I3+jQ5)]+n .%z =r2 d[h,2(12jQ8)h,,(I4 JQ6)]=c[h,2(Il .JQ7)h11(I3jQ5)]+n; 4'2 n y3=r3 b[hl,(I6+.jQ4)+(1 +jQ2)]=a[h1',(15+jQ3)+4'2(17+JQ,)]`n3 Y4 = 4 d[12'2(I6jQ4)h',(I8 jQ2)]=c[h2(I5 jQ3)h,',(I7jQ,)]+n4 Yi =rieb[h2l(I2+jQs)+h22(14+jQ6)]=a[h21(I,+jQ7)+h,2(13+ jQ5)]+n Yz = r,' d [h22( 12 jQs) h21(14 JQ6 )] = c [h22 (I, jQ7) hm (I3 jQ5) ] + n; Y r3 b[h21(I6+jQ4)+ 2(18+jQ2)]=a[h21(15+jQ3)+h22(I7+jQ,)]+n3 Yâ =r4 d[ 2(I6jQ4)h;,(IsjQ2)]=c[h;2(I5jQ3)(I7jQ,)]+n4 5 I0 En pratique, dans les expressions des termes y; et pour la suite du déroulement de la détection, il est possible d'échanger les rôles des termes multipliés par les coefficients a et b d'une part et des termes multipliés par les coefficients c et d d'autre part. On calcule ensuite les quatre termes Zl à Z4 suivants : = i z t* 2* Z` = Yi hz1y1 + ''1272 + 1122)"2 a c Z = hizyi +h22Y1 _ j~1Yz* * h2IYz Z * a c z3 _ h7'i Y3 + hny3 + h1,y4= + h22yâ* 3 J * a c Z = li12Y3 +1122)"3 _ h,:ya + h2iya a a c * On peut montrer que : Re{Z1}+ jTm{Za}=(Ihu+Ih,,12+ h2ll2+111222)1,+i( +Re{N,}+ jlrn{Na} h2' I2 Re{Z2}+ jIm{Z3} _ (hn 2 +1h12 2 + 112;12 +1"22 2)13+j(1k'1 2+1"1212+ 2 112,2 Q3 15 +Re{N2}+ jIm{N3} Re{Z3}+jlm{Z2}=(1h;,l2+1111'212+1/412+111;21')Is+j(hi,l2+14212+Ih2i 2+Ihz212)Q5 +Re{N3}+ jIm{N,} Re{Za }+ jIm{Z1} _ (1h' l 2 +Ihl2 2 4412 + h2212)I7 + i(h11 2 + h12 2 +1112; 2 +Ih2212)Q7 +Re{Na}+ jIm{Ni} i + h, n; h,,nz= + h22nz* h,,ni + h22n1 hi 11'4* + hz,nZ* + , * , N2 = c a c 2 s* 2* .= z ~* z= h?" n + h22na et N4 = h~,n3 hzzns _ 11, ana + hzina r = c a c Les expressions précédentes montrent que chacun des symboles s1, s3, s5 et s7 dépend du module au carré des huit coefficients de canal, d'où une diversité de degré 8. La détection de st consiste à minimiser le terme de distance suivant pour les M valeurs possibles de si (M distances à calculer) : a h 20 N3=;; a (h y,lll2 + hl~2 i12 + z} h 11[Im{Zl 1 (~"j, l~l Z + Ih2 2 +1+ h2)JI1CIlSI(S) = [Re{ZJ_ ~ 22 t J +"21 2 var(Re { N1 }) var(Im { Na }) La détection de s3, s5 et s7 est réalisée de manière similaire. Cette technique de détection selon l'invention permet de réaliser une détection 5 pondérée optimale. Une version sous-optimale faisant appel à la technique connue appelée « zero forcing » peut également être appliquée. Une fois les symboles si, s3, s5 et s7 détectés, on procède à la détection des quatre symboles restants s2, 54, s6 et s8 par minimisation du terme de distance D(sl,s2's3,s4'55,s6,S7 ,5g) défini précédemment, dans lequel on fixe les valeurs de si, s3, s5 10 et s7 à l'aide des valeurs détectées. La minimisation du terme de distance D ne nécessite alors plus que le calcul de M4 termes au lieu de M 8. On peut de plus remarquer que l'expression de D peut être déduite des termes y' précédemment calculés : D(s2,s4,s6,s8)-1Y: a[hll(1, +JQ7)+h2(I3 +JQ5)]12 + Yi cr (II h12 -1Q7)h31(I3 JQ5)]I2 +Y3a[hl1(I5+jQ3)+h12(I7+.1Q1)]2+ Y4c[hl2(I5.%Q3)hl1(I7.%QL)]I2 +IYI - a [h21(Il + .JQ7) + h22 (I3 + JQ5 )]I2 + IyZ - c [h,2 (Il JQ7) -- h21 (I3 JQ5 )] 2 +1Y3 a [121(15 (I5 + jQ3) + h-'22(17 + JQ1)]I2 +1Y,21 4142(15 iQ3) h2l (I7 iQl) ]I2 15 Dans le cas où, dans les expressions des termes y; , le rôle des termes multipliés par les coefficients a et b d'une part et des termes multipliés par les coefficients c et d d'autre part ont été échangés, la détection consiste à détecter tout d'abord les symboles d'indices pairs puis ensuite les symboles d'indices impairs. 20 6.2.2.3 Réduction de la complexité de détection Suivant le principe de détection simplifiée présenté ci-dessus, la détection des huit symboles est de complexité comparable à celle d'un Golden code 2x2 pour la détection de quatre symboles. Pour des rendements inférieurs, la complexité de détection peut encore être réduite : 25 Pour un code de rendement R = 714, par exemple si s; = s4 et s6 ~ s (ou vice versa), la détection requiert le calcul de M3 termes de distance D au lieu de M4. Pour un code de rendement R = 312, par exemple si s2 4 et 4 = s''8, la détection requiert le calcul de M2 termes de distance D. 16 + Pour un code de rendement R = 514, par exemple si s; = s''4 = s6 = sg , la détection requiert le calcul de M termes de distance D. 6.2.3 Optimisation des paramètres du code ST résultant 6.2.3.1 Principe général Classiquement, les paramètres des codes ST sont optimisés pour minimiser la probabilité d'erreur en sortie du détecteur optimal. Pour un code de degré de diversité maximale, ceci revient à maximiser le gain de codage du code ST. Le critère correspondant est appelé critère du déterminant (« deterininant criterion » en anglais). Selon ce critère du déterminant, le gain de codage du code ST est défini par : ~pdRg~ = min det [(X X') (X X')~` ] , xxx, où X et X' sont deux matrices transmises différentes et XH désigne la transposée conjuguée (ou transposée hermitienne) de X. Pour minimiser le taux d'erreurs en sortie du détecteur MI MO, le gain de codage doit être maximisé. Pour un jeu de paramètres a, b, c, d donné, la recherche du déterminant minimal est effectuée sur l'ensemble des couples possibles X et X', soit M1' couples pour une constellation d'ordre M dans le cas où n = n. = = 2. La recherche des paramètres par le biais de ce critère conduit à une complexité calculatoire qui peut s'avérer prohibitive même pour des modulations simples comme la modulation de type QPSK. Selon un mode de réalisation de l'invention, le critère du déterminant est remplacé précédent par un ensemble de critères simplifiés qui permettent, de plus, de prendre en compte les spécificités du canal de transmission. Ce critère peut être noté « critère du déterminant simplifié ». Le calcul du gain de codage décrit précédemment est remplacé par le calcul de la grandeur simplifiée suivante : 3' = min det [XXN ] x*x Dans ce cas, la recherche des paramètres est limitée à l'ensemble des X, soit M8 valeurs dans le cas où n = nt = = 2. On peut montrer que, dans le cas particulier de la construction de X présentée précédemment, l'espace des signaux de (X -- X'), pour X ~ X', peut se déduire de celui de X par une translation. En conséquence, le calcul du déterminant de XXH permet d'obtenir le gain de codage à un facteur multiplicatif près et les maxima de Scodage et 3' sont obtenus pour les mêmes jeux de paramètres. La recherche des paramètres peut également être réalisée pour un canal présentant des effacements. Dans ce cas, on remplace dans X Ies signaux effacés par des valeurs nulles pour calculer S' . Dans le cas où une seule antenne n'est pas affectée par des effacements, la matrice X se réduit à une ligne de valeurs non nulle et le déterminant de XXH est nul car cette matrice ne contient qu'un seul élément non nul. Dans ce cas, l'optimisation se réduit à la maximisation de cette valeur non nulle. 6.2.3.2 Application au cas n = nt = nr = 2 On suppose tout d'abord que la puissance transmise est normalisée. En conséquence, le module des signaux s" constituants de la matrice X est égal à 1. Dans ce mode de réalisation de l'invention, l'espace de recherche des paramètres complexes a, b, c et d a été limité, en les prenant tous de même module : lal=Ibl =~cI=Pl=* De plus, dans ce mode de réalisation, les paramètres a et c sont pris égaux à 1/-e pour simplifier le détecteur (cette contrainte n'est en fait pas limitative et on évite une division complexe dans le récepteur). D'autre part, pour optimiser la répartition des points de la constellation C" dans le plan complexe, on considère d = e '''-b , soit angle (d) = angle (b) - 2 . De plus, la recherche est limitée à l'angle de b : angle(b) = (D , c'est-à-dire que l'on considère : angle(a) = angle(c) = 0. On peut donc écrire angle(d) = - 2 . Il est à noter que le choix de prendre a et c réels n'est pas limitatif. On peut montrer que les résultats de la recherche de b dans les conditions énoncées précédemment sont également valables dans le cas où a et c ne sont pas à valeurs réelles, les relations entre les angles de a, b, c, d devenant alors : angle(a) = (Da, angle(c) = -rka, angle(b) _ eD + (Da et angle(d) = (D û (Da --e , quelle que soit la valeur de (Da. D'autre part, la recherche de l'angle de b peut être limitée à l'intervalle [0, r ], car une rotation de r sur b correspond à une symétrie par rapport à l'origine de la constellation C" . En conséquence, un angle a et un angle a + n. conduisent à des codes spatio-temporels équivalents vis-à-vis des critères énoncés précédemment. Le « critère du déterminant simplifié » de l'invention décrit ci-dessus peut être appliqué pour les quatre types de canaux suivants : Cas 1 : canal à évanouissements ; Cas 2 : canal à évanouissements avec effacement d'une antenne pendant deux instants de temps (instants 1 et 2 ou 3 et 4 dans une ligne de la matrice X). Dans ce cas, on annule les signaux s" correspondants dans la matrice X ; Cas 3 : canal à évanouissements avec effacement d'une antenne pendant quatre instants de temps. Dans ce cas, on annule une des lignes de la matrice X ; Cas 4 : canal à évanouissements avec effacement de deux antennes pendant deux instants de temps (instants 1 et 2 ou 3 et 4 dans deux lignes de la matrice X). On annule les signaux s" correspondants dans la matrice X. Dans les cas 1, 2 et 4, pour chaque jeu de paramètres considéré, on calcule la grandeur S' et on recherche les paramètres b conduisant à des valeurs de S' élevées. Dans le cas 3, la matrice ayant une ligne complète nulle, $' est nul. Dans ce cas, on recherche les paramètres b conduisant à des valeurs élevées de l'élément non nul de la matrice XXH Le but de l'optimisation est de trouver un ou des angles de compromis conduisant à de bonnes performances sur canal à évanouissements et se comportant également bien lorsque la transmission est affectée par des phénomènes d'effacements. 6.4 Résultats La figure 2 présente les courbes de valeurs de ô' et de l'élément non nul de la matrice XXH en fonction de l'angle de b pour les quatre cas cités précédemment, sur l'intervalle [0, 7c], pour une constellation C de type QPSK. Dans le cas 1 (canal à évanouissements) , on observe que l'angle 135° est l'angle optimal. Les angles proches de cette valeur sont également admissibles. On retient comme plage d'angle admissible la plage d'angles correspondant à la partie de la courbe de 5' pour le cas 1 située au-dessus de l'ensemble des pics secondaires, soit 5' > 3,675 et angle(b) e [116,25°, 153, 75°] . Sur canaux à évanouissements, en raison de la symétrie de C" par rapport à l'origine, l'intervalle [296,25°, 333,75°] est également admissible avec angle(b) = 315° comme valeur optimale. Pour les trois premiers cas, l'angle 135° est également l'angle optimal. Pour le cas 4 (canal à évanouissements avec effacement de deux antennes pendant deux instants de temps), des angles conduisent à des pics de la courbe plus hauts que l'angle 135°, mais l'angle 135° correspond néanmoins à un pic local de la courbe. Les angles 135° et 315° constituent par conséquent le meilleur compromis pour b, qu'il y ait des effacements ou non. L' application du même « critère du déterminant simplifié » dans le cas d'une constellation 16-QAM conduit aux mêmes intervalles admissibles et au même angle optimal. Ces résultats s'appliquent également à l'ensemble des modulations QAM. Il est à noter que les valeurs des paramètres obtenues a, b, c, et d sont indépendantes du rendement du code spatio-temporel R. La figure 3 présente des courbes de taux d'erreurs en sortie du détecteur MIMO pour le schéma de diversité 8 (cas n = nt = nr = 2) proposé dans le cas d'une transmission de symboles QPSK (M = 4) sur un canal à évanouissements de type Rayleigh. Les courbes ont été tracées avec les valeurs de paramètres suivantes : a = c = - , I bl = Pl = , angle(b) 135° et angle(d) = 45°. R désigne le rendement du codage spatio-temporel et D le degré de diversité. Pour le code de rendement plein, le schéma proposé selon l'invention est meilleur en performance que le Golden code 2x2, quel que soit le SNR considéré. A titre d'exemple, ce gain est supérieur à 1 dB à un SNR de 0 dB et plusieurs dBs à fort SNR. Il est à noter que l'on observe néanmoins un croisement des courbes de taux d'erreurs lorsqu'il est comparé avec un système à faible diversité de type multiplexage spatial, mais ce croisement se produit à des valeurs de SNR beaucoup plus faible qu'avec le Golden code. En revanche, quand on considère les rendements plus faibles, notamment R = 312, le schéma proposé par l'invention représente le meilleur compromis performance/efficacité spectrale/complexité. 6.5 Principe des constellations tournées A l'émission, cette technique consiste à remplacer le modulateur classique par un modulateur dont la constellation de points a subi une rotation d'un angle a et, d'autre part, à introduire un entrelacement entre les voies I et Q avant d'effectuer la transmission afin que les deux composantes I et Q d'un même symbole de constellation ne soient pas transmis sur une même sous-porteuse OPllM. En pratique, l'entrelacement peut être un simple décalage ou retard de un ou plusieurs temps symboles entre les voies I et Q. La valeur de l'angle de rotation a dépend de la constellation considérée. Celle-ci a été déterminée pour chaque modulation numérique suivant des critères de distances qui permettent d'améliorer les performances du système pour des transmissions sur des modèles classiques de canaux à évanouissements (canal de Rayleigh) mais également sur des canaux à évanouissements présentant des évènements d'effacements. REVENDICATIONS1. Procédé de transmission d'un signal représentatif d'un signal source S, destiné à être transmis via un canal de transmission, dans un système multi-antennes à nt antennes d'émission et n,. antennes de réception, caractérisé en ce que la constellation de modulation C dudit signal source S présente un degré de diversité n, n étant un entier supérieur ou égal à 2, et en ce que ledit procédé comprend les étapes suivantes : codage spatio-temporel par application, audit signal source S, d'une matrice de codage spatio-temporel X étendue de taille nt x (n x n,.), délivrant un signal codé ; - transmission dudit signal codé à l'aide desdites nt antennes d'émission. 2. Procédé de transmission selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'il comprend les étapes suivantes : obtention de N symboles source s représentés chacun par n composantes source, correspondant audit signal source S ; - détermination de n sous-ensembles de symboles, notés symboles séparés s', à partir desdites n composantes source, lesdits symboles séparés s' contenant au plus une desdites composantes source d'un même symbole source s, pour chacun desdits sous-ensembles obtenus, et en ce que ladite matrice de codage X est constituée d'un ensemble de n sous-matrices élémentaires de codage spatio-temporel, les éléments de chacune desdites sous-matrices élémentaires étant déterminés à partir d'un sous-ensemble distinct de symboles séparés s'. 3. Procédé de transmission selon la revendication 1, caractérisé en ce que au moins un paramètre de ladite matrice de codage spatio-temporelle X étendue a été optimisé en maximisant une variable S' telle que 8' = min det [XXH ] , avec x" la matrice transposée xx. conjuguée de ladite matrice X. 4. Procédé de transmission selon la revendication 2, caractérisé en ce que nt = n,. = 2, n étant égal à 2, et en ce que ladite matrice X est telle que : = aS1! + b,s2 s3 = CS3,* ds4 ,* SS A = asq , + b,s6s7s,'' - -CS7 8 ,* C!'S w Sl X S 2" = as/3 i- bs'4 S4A = )* + ds2'* s66e = as7 ' -i-bS'8 A = ci; i* +ds6,* CS1 s8 3 avec sf , j = 1 ... 8 lesdits symboles séparés et a, b, c et d des paramètres dudit codage spatio-temporel. 5. Procédé de transmission selon la revendication 4, caractérisé en ce que lesdits symboles sf , j = 1 ... 8 sont tels que :s]=11+.ÏQ7 s5=15+jQ3 s2 =12 +jQ8 et s6 =16 +jQ4 s3=13+jQ5 s7 =17+,]Ql s4 = 14 + jQ6 s8 = 18 + jQ2 avec I et Q les composantes desdits symboles source s. 6. Procédé de transmission selon la revendication 4, caractérisé en ce qu'il comprend, préalablement à ladite étape de codage, une étape de rotation de la constellation de modulation C dudit signal source S. 7. Procédé de transmission selon la revendication 5, caractérisé en ce que lesdits paramètres dudit codage spatio-temporel sont tels que : - I c i et=[dl = ; - angle(a)=angle(c)= 0° et angle(d)= angle (b) -90°, - et angle(b) appartient aux plages angulaires suivantes : [116,25°, 153,75° ; [296,25°, 333,75°]. 8. Procédé de transmission selon l'une quelconque des revendications 5 à 7, caractérisé en ce que lesdits paramètres dudit codage spatio-temporel sont tels que : angle(a)=angle(c)=0° et angle(b)= 135° et angle (d)=45°, ou angle(a)=angle(c)=0° et angle(b) = 315° et angle (d)=225°. 9. Procédé de transmission selon la revendication 1, caractérisé en ce que nt = n,. = 2, n étant égal à 2, et en ce que ledit procédé comprend, préalablement à ladite étape de codage, une étape de rotation de la constellation de modulation C dudit signal source S, et en ce que, ladite matrice X est telle que : [s= as~ + bs2 s3 = cs3 dsa s$ = as5 + bs6 s, = cs7 dsg X = as3 ; + bs4' S44 = cslI* + ds22* sb ~ = as7 ' + bs, s, = cS5 # + ds'+ 2 8 8 6 avec sj , j = 1 ... 8 lesdits symboles séparés tels que : s; =11 + jQ7 ss =15 + jQ3 s2 =12 + j0$ et s6 16 + JQ4 avec let Q les composantes desdits symboles source s, 33 = 13 -1- JQ5 s7 = 17 + jQ1 s4=14+.IQ6 s8=18+IQ2 et lesdits paramètres dudit codage spatio-temporel sont tels que : - (a[=bl=lcl=ldl= ;angle(a)=angle(c)= 0° ; et angle(b)= 135° et angle (d)=45° ou angle(b) = 315° et angle (d)=225°. 10. Procédé de transmission selon la revendication 4, caractérisé en ce que les composantes I et Q d'un symbole s dudit signal source S appartiennent à deux desdits symboles s' affectés d'un même paramètre dudit codage spatio-temporel. 11. Signal représentatif d'un signal source destiné à être transmis selon le procédé de transmission des revendications 1 à 10. 12. Produit programme d'ordinateur téléchargeable depuis un réseau de communication Clou enregistré sur un support lisible par ordinateur et/ou exécutable par un processeur, caractérisé en ce qu'il comprend des instructions de code de programme pour la mise en oeuvre du procédé de transmission selon l'une au moins des revendications 1 à 10. 13. Dispositif d'émission d'un signal représentatif d'un signal source S, destiné à être transmis via un canal de transmission, dans un système multi-antennes à nt antennes d'émission et n, antennes de réception, caractérisé en ce que la constellation de modulation C dudit signal source S présente un degré de diversité n, n étant un entier supérieur ou égal à 2, et en ce que ledit dispositif comprend : - des moyens de codage spatio-temporel par application, audit signal source S, d'une matrice de codage spatio-temporel X étendue de taille nt x (n x n,.), délivrant un signal codé ; - des moyens de transmission dudit signal codé à l'aide desdites nt antennes d'émission. 14. Procédé de réception d'un signal émis selon l'une quelconque des revendications 1 à 10, via un canal de transmission, dans un système multi-antennes à nt antennes d'émission et n,. antennes de réception, caractérisé en ce que ledit procédé comprend les étapes suivantes : réception sur chacune desdites nT antennes de réception, de n x n,. signaux reçus ; - décodage desdits signaux reçus, en fonction de ladite matrice de codage spatio- temporel X étendue de taille nt x (n x nr), n étant un entier supérieur ou égal à 2, et d'une estimation du canal de transmission. 15. Procédé de réception d'un signal selon la revendication 14, caractérisé en ce que ladite étape de décodage met en oeuvre une détection à maximum de vraisemblance consistant à minimiser une distance tenant compte des nt x (n x n,.) signaux reçus par l'ensemble des antennes de réception. 16. Produit programme d'ordinateur téléchargeable depuis un réseau de communicationet/ou enregistré sur un support lisible par ordinateur et/ou exécutable par un processeur, caractérisé en ce qu'il comprend des instructions de code de programme pour la mise en oeuvre du procédé de réception selon l'une quelconque des revendications 14 et 15.5