FR 2937808 A1 20100430 FR 0857358 A 20081029 Système de conversion d'un courant électrique alternatif d'entrée en un courant électrique continu de sortie, à correction de facteur de puissance, et équipement électrique de puissance comportant un tel système de conversion. La présente invention concerne un système de conversion d'un courant électrique alternatif d'entrée comportant au moins une phase, en un courant électrique continu de sortie, à correction de facteur de puissance, du type comprenant : - pour la ou chaque phase du courant d'entrée : + un circuit redresseur destiné à transformer la phase du courant alternatif d'entrée en un courant continu, + un circuit de filtrage disposé en sortie du circuit redresseur, et destiné à filtrer des ondulations du courant électrique, et + un circuit convertisseur de type Boost disposé en sortie du circuit de filtrage, comportant un premier composant électronique commandable de commutation, et - un circuit commun d'équilibrage délivrant le courant continu de sortie et disposé en sortie des circuits convertisseurs de type Boost respectifs. On connaît l'utilisation de convertisseurs de type Boost dans les circuits de correction de facteur de puissance (PFC, de l'anglais Power Factor Correction). Le but d'un tel circuit est d'assurer que la tension et l'intensité d'entrée de l'alimentation sont en phase ou, en d'autres termes, que la tension et l'intensité sont proportionnelles à chaque instant. Le but d'un convertisseur de type Boost est de convertir un courant continu de tension égal à une première valeur, en un courant continu converti de tension supérieure ou égale à la première valeur. L'invention concerne également un équipement électrique de puissance équipé d'au moins un tel système de conversion. L'article � Implementation of a single-phase boost power-factor-correction circuits in three-phase applications � rédigé par G. Spiazzi et F.C. Lee, et publié dans la revue IEEE Transactions on industrial electronics, vol.44, No.3, en juin 1997, décrit un système de conversion d'un courant triphasé d'entrée en un courant continu de sortie, du type précité. Toutefois, un tel système de conversion entraîne un échauffement important de ses composants, notamment lorsque le courant alternatif d'entrée est un courant de forte puissance et la fréquence de commutation est élevée. L'invention a pour but de proposer un système de conversion permettant de mieux dissiper la chaleur et de réduire l'échauffement en fonctionnement de ses composants. A cet effet, l'invention a pour objet un système de conversion du type précité, caractérisé en ce que pour la ou chaque phase du courant d'entrée, le circuit convertisseur de type Boost comporte un deuxième composant électronique commandable de commutation, et en ce qu'un seul parmi les deux composants électroniques commandables de commutation est piloté lorsque la tension de la phase du courant d'entrée est positive, l'autre parmi les deux composants électroniques commandables de commutation étant piloté lorsque la tension de la phase du courant d'entrée est négative. L'invention permet ainsi d'améliorer l'efficacité de chaque composant électronique commandable de commutation et de réduire leur échauffement respectif. Suivant d'autres modes de réalisation, le système de conversion comprend une ou plusieurs des caractéristiques suivantes, prises isolément ou suivant toutes les combinaisons techniquement possibles : - chaque composant électronique commandable de commutation est un transistor ; - chaque composant électronique commandable de commutation est un thyristor ; - chaque thyristor est associé à un circuit de résonance comportant une bobine électromagnétique et un condensateur ; - le circuit redresseur comporte un pont de diodes, destiné à réaliser un redressement double alternance. - le pont de diodes comporte deux diodes ; - le circuit de filtrage comporte deux bobines électromagnétiques ; - une seule parmi les deux bobines électromagnétiques est traversée par un courant lorsque la tension de la phase du courant d'entrée est positive, l'autre parmi les deux bobines électromagnétiques étant traversée par un autre courant lorsque la tension de la phase du courant d'entrée est négative ; - les deux bobines électromagnétiques sont identiques et enroulées autour d'un même noyau magnétique ; - le courant alternatif d'entrée comporte une pluralité de phases. L'invention a également pour objet un équipement électrique de puissance, caractérisé en ce qu'il comporte au moins un système de conversion tel que défini ci-dessus. L'invention et ses avantages apparaîtront plus clairement à la lecture de la description qui va suivre, donnée uniquement à titre d'exemple et faite en référence aux dessins annexés, sur lesquels : - la figure 1 est un schéma électrique d'un système de conversion d'un courant triphasé d'entrée en un courant continu de sortie, selon un premier mode de réalisation de l'invention, - la figure 2 est un schéma d'un circuit de commande d'un premier transistor et d'un deuxième transistor d'un circuit convertisseur de type Boost du système de la figure 1, - les figures 3 et 4 illustrent le fonctionnement d'un circuit de filtrage du système de la figure 1, et - la figure 5 est un schéma électrique analogue à celui de la figure 1, selon un deuxième mode de réalisation de l'invention. Sur la figure 1, un système 10 de conversion d'un courant électrique triphasé d'entrée en un courant électrique continu de sortie, comprend un étage redresseur 12, un étage de filtrage 14, un étage de conversion de type Boost 16 et un étage d'équilibrage 18. L'étage d'équilibrage 18 délivre le courant continu de sortie entre une première borne de sortie 19A et une deuxième borne de sortie 19B. La tension du courant de sortie entre les bornes de sortie 19A, 19B est Vs. Une alimentation triphasée fournit trois tensions sinusoïdales Vac1, V_ac2 et V_ac3 déphasées de 120° et un neutre N. Les courants dans chaque phase sont respectivement Ir1, Ir2 et Ir3. L'étage redresseur 12 comprend trois circuits redresseur 20, 22, 24 en parallèle, chacun étant associé à une phase respective. Chaque circuit redresseur 20, 22, 24 est destiné à transformer le courant dans la phase correspondante, en un courant unidirectionnel continu. Le premier circuit redresseur 20 comporte une diode Dl connectée en sens direct et une diode D4 connectée en sens inverse. La tension V ac1 est reliée à l'entrée d'un premier circuit de filtrage TRI par l'intermédiaire des diodes D1, D4. De manière analogue, le deuxième circuit redresseur 22 comporte deux diodes D2 et D5, respectivement connectées en sens direct et en sens inverse. La tension V_ac2 est reliée à l'entrée d'un deuxième circuit de filtrage TR2 par l'intermédiaire des diodes D2, D5. De manière analogue, le troisième circuit redresseur 24 comporte deux diodes D3 et D6, respectivement connectées en sens direct et en sens inverse. La tension V_ac3 est reliée à l'entrée d'un troisième circuit de filtrage TR3 par l'intermédiaire des diodes D3, D6. Les diodes Dl et D4, respectivement D2 et D5, respectivement D3 et D6, sont destinées à réaliser un redressement double alternance de la tension V ac1, respectivement V_ac2, respectivement V_ac3. L'étage de filtrage 14 comprend les trois circuits de filtrage TRI, TR2 et TR3. Chaque circuit de filtrage TRI , TR2, TR3 est destiné à filtrer des ondulations d'un courant continu, respectivement IL1 à IL6, en sortie du circuit redresseur 20, 22, 24 respectif, disposé en amont. Les ondulations dudit courant continu sont à la fréquence de commutation. Chaque circuit de filtrage TRI, TR2, TR3 comporte deux bobines électromagnétiques 26 identiques et enroulées autour d'un même noyau magnétique 28 dans l'exemple de réalisation de la figure 1. Les deux bobines électromagnétiques 26 de chaque circuit sont enroulées dans un même sens vis-à-vis du courant électrique, respectivement IL1 à IL6, destiné à les traverser. L'étage de conversion de type Boost 16 comprend trois circuits convertisseur de type Boost 30, 32 et 34. Chaque circuit convertisseur de type Boost 30, 32, 34 est destiné à convertir le courant continu de tension égale à une première valeur, en un courant continu converti de tension supérieure ou égale à la première valeur. Le premier circuit convertisseur de type Boost 30 est disposé en sortie du premier circuit de filtrage TRI , et comporte un premier transistor Ti associé à une diode de protection D7, et un deuxième transistor T4 associé à une diode de protection D12. De manière analogue, le deuxième circuit convertisseur de type Boost 32 est disposé en sortie du deuxième circuit de filtrage TR2, et comporte un premier transistor T2 et un deuxième transistor T5, respectivement associés aux diodes de protection D8 et D11. De manière analogue, le troisième circuit convertisseur de type Boost 34 est disposé en sortie du troisième circuit de filtrage TR3, et comporte un premier transistor T3 et un deuxième transistor T6, respectivement associés aux diodes de protection D9 et D10. Les électrodes de grille des transistors Ti à T6 sont respectivement G1 à G6. Chaque transistor Ti à T6 est, par exemple, associé à un radiateur de refroidissement non représenté. Les transistors Ti à T6 sont, par exemple, des transistors bipolaires à grille isolée (IGBT, de l'anglais Insulated Gate 8/polar Transistor), propres à commuter des courants électriques de forte puissance. Le premier transistor Ti et le deuxième transistor T4 du premier circuit convertisseur de type Boost 30 sont destinés à être pilotés par un premier circuit de commande 36, comme représenté sur la figure 1. De même, le premier transistor T2 et le deuxième transistor T5 du deuxième circuit convertisseur de type Boost 32 sont destinés à être pilotés par un deuxième circuit de commande 38. De même, le premier transistor T3 et le deuxième transistor T6 du troisième circuit convertisseur de type Boost 34 sont destinés à être pilotés par un troisième circuit de commande 40. Le premier circuit de commande 36, visible sur la figure 2, reçoit en entrée la tension de phase Vac1, la tension de sortie Vs, une tension Vref de consigne de la sortie du système de conversion, et les courants IL1 et IL4 circulant dans le premier circuit convertisseur de type Boost 30. Le premier circuit de commande 36 comporte un premier comparateur 42 destiné à soustraire la tension de sortie Vs de la tension de consigne Vref, de manière à obtenir une erreur sur la tension de sortie ÈVs. Cette erreur sur la tension de sortie ÈVs est appliquée à un régulateur de tension 44. Le régulateur de tension 44 est, par exemple, un régulateur PID (Proportionnel Intégral Dérivé). La tension de phase V_acl est appliquée à un extracteur d'alternance positive 46 dont la sortie V_ac1 + est multipliée à la sortie du régulateur de tension 44 par l'intermédiaire d'un premier multiplicateur 48, de manière à former une consigne d'intensité Iref+. La consigne d'intensité Iref+ est donc constamment proportionnelle à l'alternance positive V_ac1 + de la tension de phase, elle-même proportionnelle à la tension de phase V_acl, de sorte que Iref+ est en phase avec V ac1. L'intensité du courant IL1 est soustraite de cette intensité Iref+ à travers un deuxième comparateur 50 pour obtenir une première erreur en intensité AIL1 qui est elle-même appliquée à un premier régulateur d'intensité 52. La sortie du premier régulateur d'intensité 52 est destinée à commander l'électrode de grille G1 du premier transistor Ti. De même, la tension de phase V_ac est appliquée à un extracteur d'alternance négative 54 dont la sortie V_ac1- est multipliée par la sortie du régulateur de tension 44 à travers un deuxième multiplicateur 56 de manière à former une consigne d'intensité Iref-. La consigne d'intensité Iref- est donc constamment proportionnelle à V_ac1-, elle-même constamment proportionnelle à la tension de phase V_acl , de sorte que Iref- est en phase avec V_acl . L'intensité du courant IL4 est soustraite de cette intensité Iref- à travers un troisième comparateur 58 pour obtenir une deuxième erreur en intensité AIL4 qui elle-même appliquée à un deuxième régulateur d'intensité 60. La sortie du deuxième régulateur d'intensité 60 est destinée à commander l'électrode de grille G4 du deuxième transistor T4 du premier circuit convertisseur de type Boost 30. Le premier régulateur d'intensité 52 et le deuxième régulateur d'intensité 60 sont, par exemple, des comparateurs à hystérésis. On voit donc que le premier circuit convertisseur de type Boost 30 est un circuit de correction de facteur de puissance, puisque l'intensité des courants IL1 et IL4 est sensiblement toujours en phase avec la tension V_ac1. De manière analogue, le deuxième circuit de commande 38 et le troisième circuit de commande 40 comportent les mêmes composants que le premier circuit de commande 36, ces composants étant agencés selon un schéma identique à celui du premier circuit de commande 36, visible sur la figure 2. Le deuxième circuit de commande 38 reçoit en entrée la tension de phase V_ac2, la tension de sortie Vs, la tension de consigne Vref, et les courants IL2 et IL5 circulant dans le deuxième circuit convertisseur de type Boost 32. De manière analogue, le troisième circuit de commande 40 reçoit en entrée la tension de phase V_ac3, la tension de sortie Vs, la tension de consigne Vref, et les courants IL3 et IL6 circulant dans le troisième circuit convertisseur de type Boost 34. On voit donc que le deuxième circuit convertisseur de type Boost 32 et le troisième circuit de convertisseur du type Boost 34 sont des circuits de correction de facteur de puissance, puisque d'une part l'intensité des courants IL2 et IL5 est sensiblement en phase avec la tension V_ac2, et d'autre part l'intensité des courants IL3 et IL6 est sensiblement en phase avec la tension V_ac3. L'étage d'équilibrage 18, visible sur la figure 1, est un circuit d'équilibrage commun à toutes les phases et délivrant le courant continu de sortie. Le circuit d'équilibrage 18 est disposé en sortie et en série des circuits convertisseurs Boost 30, 32, 34 qui sont en parallèle les uns des autres. Le circuit d'équilibrage 18 comporte un point milieu capacitif relié au neutre N. Le circuit d'équilibrage 18 comprend d'un côté du neutre N une première résistance d'équilibrage Rel et un premier condensateur d'équilibrage CF1, et de l'autre côté du neutre N une deuxième résistance d'équilibrage Re2 et un deuxième condensateur d'équilibrage CF2. La première résistance d'équilibrage Rel et le premier condensateur d'équilibrage CF1 sont en parallèle, chacun présentant une borne reliée au neutre N, l'autre borne étant reliée à la première borne de sortie 19A. La tension mesurée entre le neutre N et la première borne de sortie 19A est Vcl . De même, la deuxième résistance d'équilibrage Re2 et le deuxième condensateur d'équilibrage CF2 sont en parallèle, chacun présentant une borne reliée au neutre N, l'autre borne étant reliée à la deuxième borne de sortie 19B. La tension mesurée entre la deuxième borne de sortie 19B et le neutre N est Vc2. La tension Vs du courant de sortie, mesurée aux bornes d'une résistance de charge R, est égale à la somme des tensions Vcl et Vc2. Le fonctionnement du système de conversion 10 va être à présent décrit à l'aide des figures 1 à 4. Plus précisément, le fonctionnement sera décrit pour la première phase, de tension sinusoïdale Vac1, le fonctionnement pour les autres phases, de tensions sinusoïdales V_ac2, V_ac3, étant identique. Lorsque la tension de phase V_acl est positive, la diode Dl est passante, et la diode D4 est bloquée. Un courant IL1 circule alors dans une bobine électromagnétique 26 du premier circuit de filtrage TRI , comme représenté sur la figure 3. Le courant filtré arrive ensuite à la cellule de commutation du premier circuit convertisseur de type Boost 30, formée par le transistor Ti et la diode D7. Lors de cette alternance positive, le transistor T4 n'est pas piloté et est bloqué. Plus précisément, lorsque la tension Vac1 est positive, la tension Vac1 + est égale à la tension V_acl et le courant IL1 est non nul, de sorte que le premier circuit de commande 36 pilote le premier transistor Ti par l'intermédiaire de la sortie du premier régulateur de courant 52 qui est appliqué à l'électrode de grille G1 (figure 2). Lors de cette alternance positive de la tension V_acl, la tension Vac1- est nulle et le courant IL4 est également nul, de sorte que le deuxième transistor T4 n'est pas commandé. Lorsque la tension de phase V_acl est négative, la diode D4 est passante, et la diode Dl est bloquée. Un courant IL4 circule alors dans l'autre bobine électromagnétique 26 du premier circuit de filtrage TRI , comme représenté sur la figure 4. Le courant filtré arrive ensuite à la cellule de commutation du premier circuit convertisseur de type Boost 30, formée par le transistor T4 et la diode D12. Lors de cette alternance négative, le transistor Ti n'est pas piloté et est bloqué. Plus précisément, lorsque la tension V_acl est négative, la tension Vac1-est égale à la valeur absolue de la tension de phase V_acl et le courant IL4 est non nul, de sorte que le premier circuit de commande 36 pilote le deuxième transistor T4 par l'intermédiaire de la sortie du deuxième régulateur de courant 60 qui est appliqué à l'électrode de grille G4 (figure 2). Lors de cette alternance négative de la tension de phase V_acl , la tension V_acl + est nulle et le courant IL1 est également nul, de sorte que le premier transistor Ti n'est pas commandé. Les tensions Vcl et Vc2 sont des tensions sinusoïdales régulées par les résistances d'équilibrage Rel et Re2. Les ondulations des tensions Vcl et Vc2 sont en opposition de phase. Par conséquent, on obtient une tension Vs filtrée d'amplitude égale à la somme des valeurs moyennes des tensions Vcl et Vc2. Le système de conversion 10 présente un facteur de puissance supérieur ou égal à 0,99. Dans l'exemple de réalisation décrit, le facteur de puissance est de préférence supérieur ou égal à 0,9991. Ainsi, lors de l'alternance positive de la tension de phase V_acl , le courant IL4 est nul, et lors de l'alternance négative de la tension de phase V_acl , le courant IL1 est nul. Par conséquent, une seule bobine parmi les deux bobines électromagnétiques 26 est traversée par le courant IL1 non nul, lorsque la tension de phase correspondante est positive. L'autre bobine parmi les deux bobines électromagnétiques 26 est traversée par le courant IL4 non nul, uniquement lorsque la tension de phase correspondante est négative. L'utilisation des bobines électromagnétiques 26 uniquement sur l'alternance positive d'une tension de phase, respectivement sur l'alternance négative d'une tension de phase, permet donc de réduire leur échauffement de manière importante. Les deux bobines électromagnétiques 26 d'un circuit de filtrage TRI, TR2, TR3 sont avantageusement enroulées autour d'un même noyau magnétique 28, afin de limiter le nombre de noyaux magnétiques 28 dans le système de conversion 10 pour des raisons de coût et d'encombrement. De manière analogue, l'utilisation des transistors Ti à T6 uniquement sur une demi-période des tensions Vac1, V_ac2, V_ac3 du courant triphasé, à savoir sur l'alternance positive d'une tension de phase, respectivement sur l'alternance négative d'une tension de phase, permet de réduire leur échauffement de manière importante et d'améliorer leur commutation. L'efficacité des transistors Ti à T6 est améliorée, leur meilleure commutation entraînant une réduction des pertes de courant totales. L'échauffement moindre des transistors Ti à T6 permet également de réduire la taille des radiateurs de refroidissement associés pour des raisons de coût et d'encombrement. La figure 5 illustre un deuxième mode de réalisation de l'invention pour lesquels les éléments analogues au premier mode de réalisation, décrit précédemment, sont repérés par des références identiques, et ne sont donc pas décrits à nouveau. Selon le deuxième mode de réalisation, les transistors Ti à T6 du premier mode de réalisation sont remplacés par des thyristors TH1 à TH6, chacun étant associé à un circuit de résonance respectif. Plus précisément, le premier circuit convertisseur de type Boost 30 comporte un premier thyristor TH1 associé à un premier circuit de résonance comportant une première bobine électromagnétique Lrl et un premier condensateur Cri, le premier circuit de résonance étant lui-même associé à la diode de protection D7. Le premier circuit convertisseur de type Boost 30 comporte également un deuxième thyristor TH4 associé à un deuxième circuit de résonance comportant une deuxième bobine électromagnétique Lr4 et un deuxième condensateur Cr4, le deuxième circuit de résonance étant lui-même associé à la diode de protection D12. De même, le deuxième circuit convertisseur de type Boost 32 comporte un premier thyristor TH2 et un deuxième thyristor TH5, respectivement associés à un premier circuit de résonance comportant une première bobine électromagnétique Lr2 et un premier condensateur Cr2, et à un deuxième circuit de résonance comportant une deuxième bobine électromagnétique Lr5 et un deuxième condensateur Cr5, les circuits de résonance étant eux-mêmes respectivement associés aux diodes de protection D8 et D11. De même, le troisième circuit convertisseur de type Boost 34 comporte un premier thyristor TH3 et un deuxième thyristor TH6, respectivement associés à un premier circuit de résonance comportant une première bobine électromagnétique Lr3 et un premier condensateur Cr3, et à un deuxième circuit de résonance comportant une deuxième bobine électromagnétique Lr6 et un deuxième condensateur Cr6, les circuits de résonance étant eux-mêmes respectivement associés aux diodes de protection D9 et D10. Chaque circuit de résonance est disposé entre le thyristor et la diode de protection respectifs, de sorte que la bobine électromagnétique du circuit de résonance, respectivement Lrl à Lr6, est en série avec la bobine électromagnétique 26 du circuit de filtrage en amont lorsque les diodes de protection sont passantes, et que le condensateur du circuit de résonance, respectivement Cri à Cr6, est connecté entre la bobine électromagnétique du circuit de résonance, respectivement Lrl à Lr6, et la diode de protection correspondante. Chaque circuit de résonance est un circuit oscillant utilisé pour garantir au thyristor, respectivement TH1 à TH6, un temps suffisant pour son ouverture afin d'obtenir un courant maximum dans la bobine électromagnétique 26 du circuit de filtrage en amont. Selon le deuxième mode de réalisation, le facteur de puissance du système de conversion 10 est de préférence supérieur ou égal à 0,994. Le fonctionnement de ce deuxième mode de réalisation est identique à celui du premier mode de réalisation et n'est donc pas décrit à nouveau. En particulier, chaque thyristor TH1 à TH6 de ce deuxième mode de réalisation est piloté de manière analogue à chaque transistor Ti à T6 du premier mode de réalisation. Les avantages de ce deuxième mode de réalisation sont identiques à ceux du premier mode de réalisation et ne sont donc pas décrits à nouveau. En particulier, l'utilisation des thyristors TH1 à TH6 uniquement sur une demi-période des tensions Vac1, V_ac2, V_ac3 du courant triphasé permet de réduire leur échauffement de manière importante et d'améliorer leur commutation. L'homme du métier comprendra que l'invention, décrite dans les modes de réalisation précédents pour un courant d'entrée triphasé, s'applique plus généralement à un courant d'entrée polyphasé comportant M phases. Dans ce cas, l'étage redresseur 12 comprend M circuits redresseur en parallèle, chacun étant associé à une phase respective, l'étage de filtrage 14 comprend M circuits de filtrage TRI à TRM, et l'étage de conversion de type Boost 16 comprend M circuits convertisseur de type Boost. REVENDICATIONS1.- Système de conversion (10) d'un courant électrique alternatif d'entrée comportant au moins une phase, en un courant électrique continu de sortie, à correction de facteur de puissance, du type comprenant : - pour la ou chaque phase du courant d'entrée : + un circuit redresseur (20, 22, 24) destiné à transformer la phase du courant alternatif d'entrée en un courant continu, + un circuit de filtrage (TRI, TR2, TR3) disposé en sortie du circuit redresseur, et destiné à filtrer des ondulations du courant électrique, et + un circuit convertisseur de type Boost (30, 32, 34) disposé en sortie du circuit de filtrage (TRI, TR2, TR3), comportant un premier composant électronique commandable de commutation (Ti, T2, T3 ; TH1, TH2, TH3), et - un circuit commun d'équilibrage (18) délivrant le courant continu de sortie et disposé en sortie des circuits convertisseurs de type Boost (30, 32, 34) respectifs, caractérisé en ce que, pour la ou chaque phase du courant d'entrée, le circuit convertisseur de type Boost (30, 32, 34) comporte un deuxième composant électronique commandable de commutation (T4, T5, T6 ; TH4, TH5, TH6), et en ce qu'un seul parmi les deux composants électroniques commandables de commutation (Ti à T6 ; TH1 à TH6) est piloté lorsque la tension (Vac1, V_ac2, V_ac3) de la phase du courant d'entrée est positive, l'autre parmi les deux composants électroniques commandables de commutation (Ti à T6 ; TH1 à TH6) étant piloté lorsque la tension (Vac1, V_ac2, V_ac3) de la phase du courant d'entrée est négative. 2.- Système de conversion (10) selon la revendication 1, caractérisé en ce que chaque composant électronique commandable de commutation est un transistor (Ti à T6). 3.- Système de conversion (10) selon la revendication 1, caractérisé en ce que chaque composant électronique commandable de commutation est un thyristor (TH1 à TH6). 4.- Système de conversion (10) selon la revendication 3, caractérisé en ce que chaque thyristor (TH1 à TH6) est associé à un circuit de résonancecomportant une bobine électromagnétique (Lrl à Lr6) et un condensateur (Cri à Cr6). 5.- Système de conversion (10) selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que le circuit redresseur (20, 22, 24) comporte un pont de diodes (Dl et D4, D2 et D5, D3 et D6), destiné à réaliser un redressement double alternance. 6.- Système de conversion (10) selon la revendication 5, caractérisé en ce que le pont de diodes comporte deux diodes (Dl et D4, D2 et D5, D3 et D6). 7.- Système de conversion (10) selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que le circuit de filtrage (TRI , TR2, TR3) comporte deux bobines électromagnétiques (26). 8.- Système de conversion (10) selon la revendication 7, caractérisé en ce qu'une seule parmi les deux bobines électromagnétiques (26) est traversée par un courant (IL1, IL2, IL3) lorsque la tension (V_ac1, V_ac2, V_ac3) de la phase du courant d'entrée est positive, l'autre parmi les deux bobines électromagnétiques (26) étant traversée par un autre courant (IL4, ILS, IL6) lorsque la tension (Vac1, V_ac2, V_ac3) de la phase du courant d'entrée est négative. 9.- Système de conversion (10) selon la revendication 7 ou 8, caractérisé en ce que les deux bobines électromagnétiques (26) sont identiques et enroulées autour d'un même noyau magnétique (28). 10.- Système de conversion (10) selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que le courant alternatif d'entrée comporte une pluralité (M) de phases. 11.- Equipement électrique de puissance, caractérisé en ce qu'il comporte au moins un système de conversion (10) selon l'une quelconque des revendications précédentes.