FR 2937813 A1 20100430 FR 0805988 A 20081028 Procédé de reconstitution d'un signal découpé à intervalles variables et transpondeur mettant en oeuvre le procédé L'invention concerne un procédé de reconstitution d'un signal découpé à intervalles variables et un transpondeur mettant en oeuvre le procédé. Elle s'applique notamment aux domaines du traitement du signal, de l'électronique et des télécommunications. Un transpondeur est un dispositif susceptible de fonctionner sous l'action d'ondes entrantes provenant d'un ou de plusieurs systèmes ou milieux de transmission, et de fournir, à un ou à plusieurs autres systèmes ou milieux, des ondes sortantes correspondant aux ondes entrantes. Un transpondeur permet de recevoir un signal à onde entretenue et émission continue CW ("continuous wave" en langue anglaise) ou quasi CW, et de le réémettre sur la même antenne en cohérence de phase et d'amplitude avec le signal reçu. Ce signal reçu peut être soit un signal CW, soit un signal modulé avec une bande de modulation faible. Dans la pratique, le signal reçu et le signal réémis présentant les mêmes caractéristiques spectrales, le transpondeur ne peut fonctionner que sur la base d'un partage du temps entre l'émission et la réception. Dans un tel système, le signal réémis étant découpé pour laisser du temps pour la réception, il se produit donc un enrichissement spectral hors bande et ceci d'autant plus que le facteur de forme est différent de 1. En outre, le temps de traitement conduit à un retard inévitable dans la restitution des modulations, ce qui, même si l'asservissement est de très bonne qualité en mode CW, se traduit par une dégradation de la qualité de recopie de signaux plus complexes. La réponse d'un transpondeur à la réception d'un signal CW ou quasi CW, et sa capacité à reproduire les modulations du signal reçu sont des critères représentatifs de la qualité globale de l'asservissement et peut être mesurée par la différence entre le signal réémis et le signal reçu. Pour cela, hormis pour des signaux de type CW où cette mesure peut être menée dans le spectre, il est plus pratique de caractériser la qualité globale d'asservissement dans le domaine temporel après traitement (filtrage adapté typiquement). Ce type de système doit fonctionner de façon autonome sans connaître a priori la fréquence et la nature des signaux qu'il reçoit. II doit pouvoir détecter la présence d'un signal et se mettre automatiquement en marche. Dans la pratique, compte tenu des inévitables temps de traitement, analogique ou numérique, il apparaît indispensable de disposer d'une information de fréquence sur les signaux reçus, extraite par le système lui-même quel que soit le signal reçu avant de passer en mode asservissement. Comme indiqué précédemment, le signal réémis est habituellement découpé pour laisser du temps pour la réception. Cette découpe est réalisée à une fréquence, appelée dans la suite de la description fréquence de découpe, correspondant à l'inverse de la période de découpe Te, ladite période étant choisie constante. Ainsi le fonctionnement du transpondeur met-il en jeu une répétition de séquences de durée Te et comprenant une tranche de réception suivie d'une tranche d'émission. Toutes les Te secondes, une fenêtre d'émission permet au transpondeur de transmettre une tranche de signal de durée inférieure à Te à partir des informations acquises grâce aux portions de signal reçues au cours de la ou des tranches de réception précédentes. Dans le cas d'un transpondeur dit numérique, c'est-à-dire comportant des moyens de numérisation du signal reçu et des moyens numériques de traitement, cette tranche de signal est restituée sous la forme d'un signal analogique par l'intermédiaire d'un convertisseur numérique-analogique à partir d'un signal numérique obtenu par traitement d'une série d'échantillons issus d'une numérisation du signal reçu pendant la ou les tranches de réception, ces échantillons étant cadencés à une fréquence d'échantillonnage donnée fech proportionnelle à la fréquence d'horloge fc,ock du système. Le signal réémis est idéalement un signal CW ou quasi CW dont le spectre est réduit à une raie correspondant à la fréquence dudit signal. Or le découpage de l'émission induit en pratique un élargissement de spectre. Au lieu d'une seule raie spectrale, le spectre du signal réémis se présente sous la forme d'un peigne périodique de raies espacées de la fréquence de découpe 1 /Te et pondérées par une enveloppe présentant un lobe principal et plusieurs lobes secondaires dont les largeurs sont inversement proportionnelles à la durée de la tranche d'émission. Le signal réémis n'est donc pas une fréquence pure, d'autant plus que la puissance des lobes secondaires est importante relativement à celle du lobe principal. Une solution existante visant à réduire la contribution en puissance de ces lobes secondaires propose d'introduire une pondération du fenêtrage du signal avant réémission, cette pondération visant à adoucir les flancs de montée et descente du signal dont la forme peut être, par exemple, celle d'une demie fenêtre de Hanning en utilisant la partie montante ou descendante de ladite fenêtre suivant les cas. Or, la durée de la tranche d'émission étant, par principe, inférieure à la période de découpe, le lobe principal du signal réémis comporte automatiquement plusieurs raies de découpe autour de la raie centrale dudit lobe. Si le fenêtrage précédemment explicité réduit la contribution en puissance des lobes secondaires, il n'a que peu d'effet sur les raies de découpe situées autour de la raie centrale du lobe principal. Ceci est particulièrement gênant dans le sens où la raie image la plus proche de la raie centrale est exploitable au même titre que la raie utile. Une méthode existante permet de réduire les raies images du lobe principal. A la place d'émettre le signal suivant une succession régulière de séquences correspondant à une période de découpe prédéfinie, le transpondeur choisit la durée de séquence aléatoirement. Par exemple, un choix aléatoire parmi un nombre de valeurs prédéfinies de durées de séquence peut être mis en oeuvre. L'énergie perdue sous forme de raies images cohérentes est alors convertie en l'énergie d'un bruit incohérent. Or, dans une implémentation type de transpondeur, le signal reçu et le signal émis sont traités numériquement afin de rendre le signal émis cohérant en amplitude et en phase avec le signal reçu. Pour cela, le signal émis doit être rebouclé dans le transpondeur. Après conversion analogique-numérique dudit signal, celui-ci est traité numériquement dans le but notamment de le reconstituer. Cette reconstitution est rendue difficile lorsque l'intervalle de découpe est variable. Un filtre interpolateur classique réalisé, par exemple, à l'aide d'un filtre à réponse impulsionnelle finie ne sera pas efficace, car celui-ci générera un bruit basse fréquence important. Plus généralement, le même problème se posera au niveau d'un récepteur devant reconstituer un signal transmis par un émetteur distant ayant découpé ledit signal en utilisant des intervalles de découpe variables dans le temps. Un but de l'invention est notamment de pallier les inconvénients précités. A cet effet l'invention a pour objets un procédé de reconstitution d'un signal découpé en séquences non régulières d'indice k et de durée 0k, constituées d'une portion de signal de durée tk suivie d'un intervalle de découpe de durée 0k - tk ,chaque couple de durées {0k , tik}, lesdits couples étant choisi parmi N couples de valeurs prédéfinies ( {TI , ti}, {T2 , t2}, ..., {TN , tN} ). Afin de reconstituer le signal, le procédé comporte au moins trois étapes suivantes. Dans un premier temps, le signal découpé est traité par N voies de calcul distinctes numérotées de 1 à N, la voie d'indice n réalisant sur le signal une pondération pn(t) d'intégrale P,,, conduisant à une impulsion Ik,n(t) démarrant au début de chaque séquence d'indice k. Dans un deuxième temps, pour une séquence k et pour chaque voie n, une interpolation est effectuée par sommation de Mn impulsions Jk,n,m(t) d'indice m numéroté de 0 à (Mn-1) et obtenues par combinaison linéaire pondérée des impulsions Ik,n(t) et Ik+l,n(t). Dans un troisième temps, pour une séquence d'indice k donné, le signal est reconstitué en sélectionnant et en lui ajoutant, au fur et à mesure comme contribution de cette séquence de durée 0k, les résultats des calculs issus de la voie d'indice n tel que Tn = 0k. Selon un aspect de l'invention, les Mn impulsions utilisées pour l'interpolation réalisées sur la voie d'indice n sont décalées temporellement de mx(Tn/Mn). Les Mn impulsions Jk,n,m(t) sont obtenues, par exemple, en utilisant la 25 relation Jk,n,m(t) = mxlk+1,,,(t) + (Mn - m)xlk,n(t). Le produit MnPä du nombre d'impulsions interpolées et de l'intégrale de la fonction de pondération est, par exemple, proportionnel à la durée Tn. Le nombre d'impulsions interpolées Mn est, par exemple, indépendant de n et Pn proportionnel à Tn. 30 L'intégrale de la fonction de pondération Pn peut être indépendante de n et Mn proportionnel à Tn. La durée de la fenêtre de pondération peut être un sous multiple de la durée de l'intervalle de découpe associée à chaque voie de pondération. Suite à la reconstitution du signal, les fréquences images inutiles 35 résiduelles peuvent être éliminées par filtrage linéaire. La fenêtre de pondération peut être une fenêtre rectangulaire. Selon un autre aspect de l'invention, au moins une fenêtre de pondération est une fenêtre de Hanning. Dans un mode de réalisation, la longueur de séquence Ok est choisie 5 aléatoirement parmi les N valeurs possibles. Dans un autre mode de réalisation, la longueur de séquence Ok est sélectionnée parmi N valeurs en utilisant une séquence pseudo-aléatoire. Le rapport tn/Tn est, par exemple, indépendant de l'indice n caractérisant la voie de calcul. 10 Le procédé selon l'invention peut être appliqué à un transpondeur. L'invention a aussi pour objet un transpondeur comportant des moyens pour recevoir un premier signal et émettre un second signal sur une même bande de fréquence en multiplexant temporellement l'émission et la réception, la longueur d'une séquence de découpe, composée 15 successivement d'une phase de réception et d'une phase d'émission, étant choisie parmi N valeurs prédéfinies pour chaque séquence. Ledit transpondeur comporte au moins des moyens pour reconstituer le signal émis en utilisant le procédé décrit précédemment et des moyens pour calculer l'écart de phase et l'écart d'amplitude entre le signal reçu et le signal 20 émis reconstitué afin de contrôler la phase et l'amplitude du signal émis de manière à ce que celui-ci soit cohérent en phase et en amplitude avec le signal reçu. D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront à 25 l'aide de la description qui suit donnée à titre illustratif et non limitatif, faite en regard des dessins annexés parmi lesquels : la figure 1 illustre schématiquement les signaux reçus et réémis par un transpondeur ; la figure 2 présente un exemple de multiplexage temporel et de fenêtrage entre les signaux émis et reçus par un transpondeur; la figure 3 présente un exemple de spectre d'un signal émis par un transpondeur utilisant une période de découpe constante ; 30 35 la figure 4 présente un exemple de spectre d'un signal émis par un transpondeur utilisant un intervalle de découpe variable choisi aléatoirement ; - la figure 5 illustre schématiquement un mode de réalisation de transpondeur mettant en oeuvre l'invention ; la figure 6 donne un exemple de méthode permettant de reconstituer un signal émis par un transpondeur utilisant un intervalle de découpe variable choisi aléatoirement. La figure 1 illustre schématiquement les signaux reçus et émis par un transpondeur. Le signal réémis e(t) par un transpondeur fonctionnant sur une seule antenne servant à la fois à la réception et à l'émission dans la même gamme de fréquences est un signal découpé, cette découpe étant requise pour préserver des phases d'écoute du signal reçu r(t). Le signal réémis e(t) est donc le produit d'un signal continu, a priori proportionnel au signal reçu r(t), et d'une série d'impulsions périodiques de période Te et de réponse individuelle i(t). La découpe ainsi produite se traduit par le fait que le spectre E(f) de e(t) est plus riche que le spectre R(f) de r(t). Le transpondeur doit faire en sorte que E(f) et R(f) coïncident dans la bande utile du signal e(t). En se basant sur une réalisation idéale sans retard, en supposant que le système n'altère pas la bande du système autrement que par la découpe E/R (Emission/Réception), le spectre E(f) du signal émis peut s'écrire au moyen d'un produit de convolution par l'équation suivante : E(.f) û pe'wbn(f)R(.f) �[D(.f)n(.f )] (1) dans laquelle : f représente la fréquence du signal émis, en Hz ; R(f) représente le spectre du signal reçu, le signal reçu étant supposé sans dimension ; E(f) représente le spectre du signal émis ; pe''' est un facteur multiplicatif correctif destiné à obtenir que E(f) et R(f) coïncident dans la bande utile du signal e(t), p étant sans dimension et représentant le module de ce facteur correctif ; 35 cp représente la phase de ce facteur correctif exprimée en radians ; D(f) représente le spectre de l'enveloppe sans dimension d(t) d'une impulsion individuelle en émission ; et II(f), sans dimension, représente le peigne d'impulsions de Dirac de période fe=1/Te défini par l'équation suivante : n=+o. n(f)= s(f ùn/Te) T ä=-0. dans laquelle : Te représente la période de découpe en s ; et 10 Ô représente la distribution de Dirac. Par son principe même, le système conduit à un enrichissement spectral sous la forme d'une réplique périodique du spectre initial porté par le spectre D(f) de l'impulsion de découpe et de période égale à la fréquence de 15 découpe 1/Te du système. Pour ne pas subir les effets du repliement partiel du spectre associé à la découpe (qui agit un peu comme un échantillonnage) de tels systèmes ne peuvent donc reproduire que des signaux dont la bande instantanée est inférieure à la fréquence de découpe. Pour réduire cet encombrement spectral il y aura lieu, si possible, de 20 filtrer le spectre de l'impulsion de découpe de durée T en réalisant une convolution avec une pondération w(t) a priori symétrique de durée totale r et de spectre W(f), du type Hanning ou autre. Par ailleurs, plus le rapport T/Te est faible, plus l'encombrement spectral est important. Le spectre du signal émis E(f) vérifie alors l'équation suivante : 25 (2) n=+, E(%)= peigt 1(i) ~ sinc(nT/Te )W Te( \ ( \ n R f+ n (3) \Tel \ Tel dans laquelle : sinc(nT/Te) _sin(nl /Te) 30 nI /TQ (4) La fonction de pondération spectrale W(f) est, par principe, de bande passante plus large que ne l'est l'impulsion de découpe, et n'affecte donc que les lobes secondaires. Le spectre émis se compose donc : - de plusieurs images de niveau important situées dans la bande de l'impulsion de découpe dont le nombre est égal à l'inverse du taux de cycle ; d'une infinité d'images de niveau plus faible situées dans les lobes secondaires de cette impulsion. Dans le cas où l'on ne pondère pas les flancs de l'impulsion, le niveau maximum de ces images atteint -13 dB par rapport au signal utile. Pour que le niveau maximum d'émission soit indépendant de w(t), il est choisi par principe : 1 r/2 Tr/2w(t)dt=1 15 Dans ce cas, il apparaît que w(o)=i. Ainsi, si w(t) est symétrique, un facteur de forme ou taux de cycle équivalent à T/Te indépendant de w(t) est obtenu pour une durée totale d'émission égale à T+t et une durée d'écoute égale à Te ù(T+i). 20 Pour obtenir une recopie fidèle du signal dans la bande (n = 0), le spectre du signal reçu R(f) doit vérifier : R(.Î) = pe'ws'en(r) T R(f) soit çp = 0 et p= T (6) e Cette condition amène à augmenter la puissance crête, ou puissance 25 maximale, émise, dans un facteur égal au carré de l'inverse du taux de cycle, soit 6 dB pour un taux de cycle de 1/2 et près de 10 dB pour un taux de cycle de 1/3. Deux conclusions, déjà évoquées précédemment, doivent notamment être prises en compte dans le dimensionnement d'un tel système. D'une part 30 il est très important, tant pour l'encombrement spectral que pour la puissance crête d'obtenir un taux de cycle le plus grand possible et d'autre part, afin de réduire l'encombrement spectral il est fondamental d'utiliser une fréquence de découpe la plus grande possible. 10 (5) 9 Or la présence d'un retard de traitement 0, exprimé en s, est inévitable, ce qui amène à modifier l'écriture du spectre émis E(f) sous la forme suivante : n=+.e \ ( s' E(f) = Peiu~~6m(1) T sinc(nT/Te )W n R f + n e izn(J +ä/T) (7) Te T / Te / n=ù.. La condition de fidélité de la recopie dans la bande devient donc : 6m(1) i e-1ze0R(.f ) e (8) R(f)=Pe' 10 Le système ne donc peut pas recopier fidèlement d'autres signaux que des signaux dont le spectre, porté par une fréquence porteuse fo, est un spectre de raies espacées de 1/0 c'est-à-dire des signaux périodiques de 15 période sous-multiples de 0 portés par une fréquence porteuse fo. En théorie la fréquence porteuse fo de ces signaux devrait être un multiple de 1 /0 mais comme ces signaux sont à bande instantanée étroite (inférieure à la fréquence de découpe), cette fréquence porteuse fo peut être quelconque (pour peu qu'elle soit supérieure à la fréquence de découpe). Le système ne 20 peut donc reproduire fidèlement que des signaux périodiques de période sous-multiple du temps de traitement 0, de bande instantanée inférieure à la fréquence de découpe et portés par une fréquence porteuse fo supérieure à la fréquence de découpe. Les signaux CW (raie pure) de fréquence fo répondent à cette description. Dans ce cas la condition conduit à : 25 et ço= fo0 (9) cp étant non nul, il est impératif que le traitement de restitution effectué par le système passe par la reconstitution du signal complexe, cette 30 reconstitution faisant intervenir un filtrage de Hilbert destiné à éliminer la composante fréquentielle négative. Cette remarque reste valable pour tout type de signaux à recopier. Par contre la qualité de recopie des autres types de signaux ne peut être qu'imparfaite. Dans le cas de signaux présentant une modulation de phase rapide, la qualité de recopie est inversement proportionnelle au produit Bxe, B représentant la bande de modulation. Par contre, si la fréquence instantanée varie lentement avec le temps (cas des signaux de type FM linéaire ou non pour lesquels BTS est grand et B/TE est faible, TS étant la durée totale du signal) il est possible d'obtenir une très bonne qualité car le signal peut être considéré comme quasi-CW sur une période de temps suffisante, pour permettre d'ajuster la phase (p au fil du temps. La qualité de recopie instantanée de signaux présentant une modulation de phase rapide n'est pas toujours bonne car le système est incapable de restituer instantanément les variations rapides de la phase. Cependant, ces variations rapides n'intervenant que de façon épisodique, la qualité de restitution peut être bonne sur les plages de temps séparées par deux transitions de phase consécutives si bien que, globalement, la qualité de restitution moyenne sur la totalité du signal peut être acceptable. La figure 2 donne un exemple graphique de fenêtres temporelles 201, 202 pouvant être utilisées pour pondérer les signaux reçus et émis par un transpondeur. Le signal émis est découpé en séquences de découpe 205 de durées Ok. Pour chaque séquence de découpe, une tranche d'émission 203 est suivie d'une tranche de réception 204. La portion de signal émise est de durée 'rk. Il en résulte que deux portions de signal appartenant à deux séquences successives sont espacées par un intervalle de découpe de durée Ok - Tk. Sur l'exemple de la figure 2, la durée de séquence est choisie constante sur cette figure dans un but de clarté des explications, soit Ok = Te, mais les valeurs Ok et tk peuvent prendre des valeurs différentes d'une séquence à l'autre. La méthode de reconstitution d'un signal découpé proposée dans le cadre de l'invention et explicitée à l'aide des figures décrites ci-après permet notamment de reconstituer en un signal continu un signal émis découpé à intervalle variable. Les pondérations permettant de limiter l'encombrement spectral lié au fenêtrage sont essentielles pour le bon fonctionnement de l'asservissement. En effet, à cause du fenêtrage de l'émission, le signal comporte de nombreuses raies images dont il convient de limiter l'influence dans le traitement. Cette pondération permet également d'atténuer les rebonds créés par l'antenne sur le signal émis. A la réception une pondération de Hanning (i.e. w(t) = cos2(rrt/L) pour -L/2 t L/2 où L est la durée de la fenêtre de réception) apparaît comme un bon compromis entre atténuation des raies images et préservation du signal. A l'émission la fenêtre pourra par exemple, mais pas nécessairement être la somme de 3 pondérations de Hanning telles que définies pour la réception et décalées de T/2, tel qu'illustrées sur la figure. L'enveloppe ainsi réalisée comporte une partie centrale plate de durée T entourée de deux flancs de durée T/2 égaux à ceux d'une pondération de Hanning de durée T. Elle permet d'obtenir un facteur de forme de 1/2. Dans le cas précis d'une genèse par extrapolation cette décomposition peut correspondre à un moyen pratique de réaliser l'extrapolation consistant à reproduire 3 fois l'impulsion de réception avec les décalages appropriés. Le spectre normalisé Wx(f) d'une impulsion de durée ?, est : W~(.Î)=sinnfiîx 1z z 7112 1- f 2 L'impulsion d'émission, composée de 3 de ces impulsions décalées 20 chacune de aura donc comme spectre P(f) pouvant s'exprimer de la manière suivante : P(f) 1 sin na, 1+2cosnfX - 3 7r., 1-f272 25 La fenêtre a une longueur à mi-hauteur égale à T = 32^,/2 et une longueur de cycle égale à Te = 1/fe = 3X, fe = 1 /Te étant la fréquence de découpe du système. Le spectre peut donc s'écrire finalement : sin ni 30 P'(f) = ffe w (f) 3fe (10) 1+2cos 1 3fe \ 3fe i avec W(f)= 3 \ z 1ù f (12) La figure 3 présente un exemple de spectre d'un signal émis par un transpondeur utilisant une période de découpe constante. Comme explicité précédemment, un fenêtrage à l'émission en utilisant, par exemple, une pondération des flancs sous forme d'une demi-fenêtre de Nanning, permet de réduire la puissance des lobes secondaires. Par contre, à l'intérieur du lobe principal, la différence A d'amplitude entre la raie centrale 300 et la raie image la plus proche 301 n'est pas importante, typiquement de l'ordre de quelques décibels. Cette faible différence est problématique dans le sens où la raie image est exploitable au même titre que la raie utile, ce qui rend notamment le traitement de reconstitution du signal moins efficace. La figure 4 présente un exemple de spectre d'un signal émis par un transpondeur utilisant un arrangement de découpe à durée de séquence variable choisie aléatoirement. II est alors possible de convertir l'énergie perdue sous forme de raies images cohérentes en l'énergie d'un bruit incohérent. Pour cela, le transpondeur fait varier de façon aléatoire la durée de la séquence de découpe du signal. Par exemple, un choix aléatoire parmi N valeurs prédéfinies de durées de séquence de découpe peut être mis en oeuvre. L'avantage du choix aléatoire de la période de découpe est que la différence A d'amplitude entre la raie centrale 400 et la raie image la plus proche 401 est significativement plus importante que lorsqu'une période de découpe constante est utilisée, l'exemple de la figure montrant une différence A de l'ordre de 20 décibels. Par contre, si le transpondeur utilise cette méthode, le traitement de reconstitution du signal devra s'adapter à cette variation. La figure 5 illustre schématiquement un mode de réalisation de transpondeur. Cette architecture effectue un filtrage de Hilbert à la fréquence de l'horloge du convertisseur analogique-numérique, désigné dans la suite de la description par l'acronyme � CAN �. Ceci sous-entend que l'on dispose d'une fenêtre de mesure élargie du signal de réception R afin de disposer d'une information suffisamment riche. L'occupation spectrale de cette information est donnée par le spectre de la fenêtre de réception. Ce spectre est échantillonné par la périodisation temporelle associée à la découpe. II est important, pour éviter le repliement des fréquences images dans la bande utile, que la largeur de ce spectre soit plus faible que la demi-fréquence de cadencement du CAN. L'architecture de la figure 5 comporte deux voies de traitement identiques traitant l'une le signal reçu par l'antenne et l'autre le signal émis par l'antenne, ces signaux étant séparés temporellement. Chacune de ces voies comporte au moins un convertisseur CAN, une transposition du signal utile destinée à le ramener en bande de base, une pondération du fenêtrage et un filtrage de Hilbert. Il est important que ces voies soient les plus similaires possibles, aussi, par exemple, l'utilisation de convertisseurs doubles 500 réduira-t-elle les disparités. En l'absence de pondération, le spectre lié aux troncatures qu'impose le système a une forme de sinus cardinal dont les lobes décroissent lentement (en 1/f), ce qui peut poser des problèmes de repliement. Pour réduire le niveau de ces lobes, il est possible d'appliquer une pondération w'(t) aux deux signaux numérisés avant de les traiter par des filtres de Hilbert 501 et 502. La contrepartie de l'application d'une telle pondération est l'élargissement de la bande, ce qui n'est pas gênant car la fréquence de cadencement du CAN est suffisamment élevée pour que, malgré cet élargissement, les bandes images ne recouvrent pas la bande utile. C'est une condition indispensable au fonctionnement du système. Une pondération est également réalisée sur le signal d'émission par un module numérique spécifique 515 pour limiter l'enrichissement spectral du signal émis d'une part et limiter les rebonds issus de l'antenne pouvant gêner la mesure du signal reçu r(t) après coupure du signal émis e(t) d'autre part. Le signal émis e(t) est formé à partir du signal reçu r(t) et renvoyé directement après filtrage de Hilbert soit par interpolation, soit par extrapolation, par un module 503. Selon le mode de réalisation, le module 503 effectue une interpolation ou une extrapolation. Ce signal est corrigé d'un facteur multiplicatif complexe 504 fixé par la boucle d'asservissement amplitude/phase pour obtenir une recopie la meilleure possible, par un multiplicateur 505. Avant les filtres de Hilbert 501 et 502, les signaux e(t) et r(t) sont multipliés aux moyens de multiplicateurs respectifs 506 et 507 par les fonctions complexes 508 et 509 destinées à ramener les signaux utiles en bande de base. Les enveloppes de ces deux fonctions complexes 508 et 509 assurent la pondération et sont identiques en forme mais décalées d'un retard At correspondant à l'écart temporel entre émission et réception, par exemple l'écart minimum entre la plage temporelle de réception et la plage sur laquelle l'émission est constante. Les fonctions complexes 504, 508 et 509 sont fournies par un oscillateur local numérique, désigné habituellement par l'expression � OL numérique �, et ce à partir d'une information de fréquence fournie par un mesureur de fréquence IFM ("Instantaneous Frequency Measurement" en langue anglaise) 510 qui permet de déterminer la fréquence centrale fo 511. Un module 512 calcule l'écart d'amplitude M et l'écart de phase 0d) entre le signal reçu r(t) et le signal émis e(t). La sortie du module 512 est filtrée par un filtre passe-bande 513 et amplifiée par un module de gain 514. Le signal en sortie du multiplicateur 505 est fenêtré et pondéré par un module 515 mettant en oeuvre la pondération par fenêtrage par la fonction de pondération w(t). Le signal obtenu est transformé en signal analogique par un convertisseur numérique-analogique 516 et filtré par un filtre 517 et envoyé vers l'antenne non représentée après avoir été amplifié par un amplificateur également non représenté. Pour des raisons pratiques (latences de calcul et de conversion), la genèse par extrapolation ne semble envisageable que lorsque la fréquence fech de cadencement du CAN 500 est élevée. On peut considérer que, plus cette fréquence est grande, plus simple est le filtre de Hilbert et plus courte est sa réponse impulsionnelle. Ceci n'est cependant vrai que s'il existe un entier n tel que fech 4 lfo ù n.fechl car pour des fréquences supérieures l'écart minimum entre le signal et son image reste constant (et égal à 2.fo), si bien que la longueur de la réponse du filtre de Hilbert reste constante. Un transpondeur selon l'invention s'appuyant, par exemple, sur cette architecture, découpera le signal à émettre pour permettre la mesure du signal reçu par l'antenne, non pas en utilisant une période de découpe constante, mais en faisant varier la durée de la séquence d'émission/réception. Le choix de la longueur des séquences successives peut être contrôlé, par exemple, à l'aide d'un module de contrôle de la découpe 518. De manière à améliorer le traitement de reconstitution du signal émis en tenant compte de la variabilité de l'intervalle de découpe, le procédé selon l'invention décrit à l'aide de la figure 6 peut être utilisé. La durée de séquence peut être choisie aléatoirement parmi N valeurs temporelles distinctes. Une autre manière de faire est, par exemple, de sélectionner la durée de séquence parmi ces N valeurs en respectant une séquence pseudo-aléatoire. La figure 6 donne un exemple de méthode permettant de reconstituer 10 un signal émis par un transpondeur utilisant un intervalle de découpe variable. En réception, pour la restitution d'un signal généré avec un intervalle de découpe constant, il est habituel d'utiliser un filtre interpolateur réalisé, par exemple, à l'aide d'un filtre numérique à réponse impulsionnelle finie. 15 Lorsque le transpondeur utilise une période de découpe variable, un filtre interpolateur classique ne sera pas efficace, car celui-ci générera notamment un bruit basse fréquence important. II est donc nécessaire que le filtre interpolateur s'adapte localement au signal reçu. Pour cela, un procédé de filtrage d'interpolation s'adaptant à la durée de la séquence de découpe est 20 proposé dans le cadre de cette invention. Afin de le décrire clairement, l'exemple de la figure 6 suppose que la durée de séquence est choisie aléatoirement par le transpondeur parmi deux valeurs TI et T2. Le nombre de périodes d'horloge correspondant respectivement aux deux durées de séquence composés de N, et N2 25 échantillons de signal. Cela mène à un découpage non périodique du signal. Afin d'être cohérent avec le partage du temps entre émission et réception de l'exemple de la figure 2, NI et N2 peuvent être choisis comme étant des multiples de 3, soit NI = 3xni et N2 = 3xn2. NI et N2, toujours à titre d'exemple, peuvent être des multiples de deux entiers consécutifs tels que 30 N~ = 3n et N2 = 3(n+1), n étant un nombre entier supérieur ou égal à 1. Le filtrage proposé met en jeu deux voies de pondération et de calcul distinctes 601, 602 correspondant respectivement à des pondérations de Nanning à ni et n2 points permettant de générer deux séries non périodiques d'impulsions d'échantillonnage Ik,1(t) et Ik,2(t) démarrant aux mêmes instants, 35 t étant égal à 0 au début de l'impulsion. En d'autres termes t représente le temps local associé à l'impulsion. La somme des coefficients d'une pondération de Hanning à K points étant proportionnelle à K, ceci présente l'avantage de compenser exactement la variation de la durée de séquence et permettre ainsi d'utiliser ensuite un filtrage de type FIR pour reconstituer pleinement le signal en fin de traitement. Le traitement global d'interpolation permettant, au bout du compte, de restituer le signal à partir de ces deux séries d'impulsions, comporte au moins 3 étapes. La première étape réalise indépendamment sur chacune des voies 601, 602 une interpolation par 3. Cette interpolation consiste à générer et à sommer 3 impulsions Jk,1,m(t), Jk,2,m(t) (0 REVENDICATIONS1- Procédé de reconstitution d'un signal découpé en séquences non régulières d'indice k et de durée Ok ,constituées d'une portion de signal de durée tik suivie d'un intervalle de découpe de durée Ok - ik chaque couple de durées {0k , tk}, lesdits couples étant choisis parmi N couples de valeurs prédéfinies ( {TI , ti}, {T2 , t2}, ..., {TN , tN} ), le procédé étant caractérisé en ce qu'il comporte au moins les étapes suivantes : le signal découpé est traité par N voies de calcul distinctes (601, 602) numérotées de 1 à N, la voie d'indice n réalisant sur le signal une pondération pn(t) d'intégrale Pn, conduisant à une impulsion Ik,n(t) démarrant au début de chaque séquence d'indice k ; - pour une séquence k et pour chaque voie n, une interpolation est effectuée par sommation de Mn impulsions Jk,n,m(t) d'indice m numéroté de 0 à (Mn-1) et obtenues par combinaison linéaire pondérée des impulsions Ik,n(t) et Ik+,,n(t) pour une séquence d'indice k donné, le signal est reconstitué (600) en sélectionnant et en lui ajoutant (603), au fur et à mesure comme contribution de cette séquence de durée Ok, les résultats des calculs issus de la voie d'indice n tel que Tri = Ok. 2- Procédé selon la revendication 1 caractérisé en ce que les Mn impulsions utilisées pour l'interpolation réalisées sur la voie d'indice n sont décalées temporellement de mx(Tn/Mn). 3- Procédé selon l'une quelconque des revendications précédentes caractérisé en ce que les Mn impulsions Jk,n,m(t) sont obtenues en utilisant la relation Jk,n,m(t) = mxlk+1,n(t) + (Mn - m)xlk,n(t). 4- Procédé selon l'une quelconque des revendications 1 à 3 caractérisé en ce que le produit MnPn du nombre d'impulsions interpolées et de l'intégrale de la fonction de pondération est proportionnel à la durée Tn. 5- Procédé selon la revendication 4 caractérisé en ce que le nombre d'impulsions interpolées Mn est indépendant de n et Pn proportionnel à Tn. 6- Procédé selon la revendication 4 caractérisé en ce que l'intégrale de la fonction de pondération Pn est indépendant de n et Mn proportionnel à Tn. 7- Procédé selon l'une quelconque des revendications 1 à 4 caractérisé en ce que la durée de la fenêtre de pondération est un sous-multiple de la durée de l'intervalle de découpe associée à chaque voie de pondération. 8- Procédé selon l'une quelconque des revendications précédentes caractérisé en ce que suite à la reconstitution du signal, les fréquences images inutiles résiduelles sont éliminées par filtrage linéaire 9- Procédé selon l'une quelconque des revendications précédentes caractérisé en ce que la fenêtre de pondération est une fenêtre rectangulaire. 10- Procédé selon l'une quelconque des revendications précédentes caractérisé en ce qu'au moins une fenêtre de pondération est une fenêtre de Hanning. 11-Procédé selon l'une quelconque des revendications précédentes caractérisé en ce que la longueur de séquence Ok est choisie aléatoirement parmi les N valeurs possibles. 12- Procédé selon l'une quelconque des revendications 1 à 10 caractérisé en ce que la longueur de séquence Ok est sélectionnée parmi N valeurs en utilisant une séquence pseudo-aléatoire. 13- Procédé selon l'une quelconque des revendications précédentes caractérisé en ce que le rapport tn/Tä est indépendant de l'indice n caractérisant la voie de calcul. 14- Procédé selon l'une quelconque des revendications précédentes caractérisé en ce qu'il est appliqué à un transpondeur. 15- Transpondeur comportant des moyens pour recevoir un premier signal et émettre un second signal sur une même bande de fréquence en multiplexant temporellement l'émission et la réception, la longueur d'une séquence de découpe, composée successivement d'une phase de réception et d'une phase d'émission, étant choisie (518) parmi N valeurs prédéfinies (TI, T2, ..., TN) pour chaque séquence, ledit transpondeur étant caractérisé en ce qu'il comporte au moins des moyens pour : - reconstituer le signal émis (503) en utilisant le procédé selon l'une quelconques des revendications précédentes ; calculer (512) l'écart de phase (0d) ) et l'écart d'amplitude (M) entre le signal reçu et le signal émis reconstitué afin de contrôler (505) la phase et l'amplitude du signal émis de manière à ce que celui-ci soit cohérent en phase et en amplitude avec le signal reçu.