FR 2937482 A1 20100423 FR 0805834 A 20081021 Récepteur comportant un dispositif de correction de l'effet Doppler Domaine technique de l'invention La présente invention concerne le domaine des télécommunications et plus spécifiquement un récepteur de communications numériques à multiporteuses 10 comportant un dispositif de correction de l'effet Doppler. Etat de la technique 15 Les télécommunications numériques porteuses multiples û désignées sous l'appellation anglo-saxonne OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) connaissent un vif intérêt en raison du développement des télécommunications mobiles, et notamment les standards les plus récents : DVB-T (Digital Video 20 Broadcasting û Terrestrial), WLAN (IEEE802.11n) (Wireless Local Area Network), Wimax (Worldwide lnteroperability for Microwave Access), WiBro (Wireless Broadband), DVB-H (Digital Video Broadcasting û Handheld), T-DMB (Terrestrial Digital Multimedia Broadcasting).... Dans une transmission numérique à porteuses multiples, une bande de fréquence est divisée en N multiples sous-canaux 25 correspondant chacun à une sous-porteuse qui se voit affecter une bande de fréquence égale à la largeur de bande divisée par le nombre de porteuses. Chaque porteuse se voit donc attribuée une largeur de canal relativement étroite, ce qui rend la transmission sensible à l'effet doppler qui, comme on le sait, intervient lorsque le récepteur est mobile. 30 Cet effet Doppler est d'autant plus gênant qu'il n'est absolument pas homogène sur toutes les sous-porteuses en raison des existences de trajets multiples distincts pour chacune des fréquences. ST07-GR2-294 -2 Pour compenser cet effet Doppler, on met classiquement en oeuvre, dans les récepteurs de communications multiporteuses, des procédés et dispositifs de compensation adéquat qui tiennent précisément compte de l'existence de trajets multiples et différenciés pour chacune des porteuses. Ce traitement est effectué au moyen d'algorithmes plus ou moins sophistiqués d'estimation et de correction du canal mis en oeuvre par un processeur de signal DSP (ou Digital Signal Processor) ou bien par un circuit spécifique dédié to intégré dans le récepteur. Sans entrer dans le détail des différentes techniques connues pour permettre l'estimation et la correction du canal, on se bornera à rappeler que l'estimation est en général basée sur l'utilisation de pilotes particuliers, supposés connus, qui sont 15 insérés périodiquement dans le spectre de, et qui permettent à l'algorithme d'estimation, au moyen d'interpolations successives, d'évaluer les caractéristiques du canal et ce pour chacune des fréquences porteuses. D'une manière générale, il convient de souligner que toutes ces techniques 20 connues présentent la caractéristique commune de solliciter d'importantes ressources de calcul de la part du processeur DSP qui devra donc présenter une puissance de calcul suffisante. En outre, il convient de souligner que les algorithmes d'estimation requièrent des calculs d'intégration et de moyenne sur de grandes profondeurs ce qui nécessite alors de doter le puissant processeur DSP d'une unité 25 mémoire de taille suffisante. Comme on le voit, les algorithmes d'estimation du canal mettent en oeuvre des micro-circuits électroniques complexes et coûteux. 30 De plus, il convient de souligner que ces techniques d'estimation fonctionnent de manière satisfaisante tant que l'effet Doppler reste limité à une valeur faible, de l'ordre de 10% de l'espace inter-porteuse allouée à la sous-porteuse , c'est à dire, en pratique, une centaine de Hz pour un espacement inter-porteuses de l'ordre de 1 khz. ST07-GR2-294 -3 On atteint ce seuil lorsque le récepteur mobile se déplace à une vitesse élevée, de l'ordre d'une centaine de kilomètres par heure, ce qui est, dans notre contexte contemporain de mobilité accrue, une situation de plus en plus courante. Pour tenir compte de cette situation dans laquelle le récepteur mobile évolue à une vitesse importante, les techniques d'estimation et de correction du canal qui ont été évoquées précédemment doivent alors être combinées à des techniques supplémentaires pour tenir compte de la valeur élevée de l'effet doppler et pour to permettre l'annulation de l'interférence entre porteuses, techniques que l'on désigne couramment sous l'appellation Inter Carrier Interference (ICI) Cancellation ou simplement ICI Cancellation . La mise en oeuvre de ces techniques supplémentaires complexifient, bien 15 évidemment, l'architecture des récepteurs numérique multi-porteuses. Exposé de l'invention La présente invention a pour but de proposer un procédé et dispositif simplifié de compensation d'effet doppler pour un récepteur de communication multi-fréquence permettant de réduire la complexité du récepteur. Un autre but de la présente invention consiste à proposer un procédé et un système de communication numérique multiporteuses permettant de nouvelles fonctionnalités, dont la compensation de l'effet DOPPLER . 30 Un troisième but consiste à réaliser un procédé de commande de hand-over amélioré, permettant notamment la gestion du traffic. L'invention réalise ces buts au moyen d'un récepteur de communication numérique OFDM pour la réception d'un signal transmis sur N porteuses sur une ST07-GR2-294 20 25 - 4 bande de fréquence donnée. Le récepteur comporte des moyens d'estimation du canal et d'annulation de l'inter fréquence inter porteuse (ICI) basé sur l'utilisation de filtres numériques comportant des jeux de coefficients numériques et opérant dans les domaines temps et fréquences. Suivant un des aspects de l'invention, on simplifie le filtrage temporel mis en oeuvre dans le bloc d'estimation et de correction du canal, notamment par la simplification du calcul de remise à jour du jeu des coefficients. Des méthodes connues par l'homme du métier sous le nom de méthodes du gradient ou du double to gradient sont en effet extrêmement coûteuses en puissance de calcul. La méthode proposée dans l'invention permet de s'affranchir de cette étape en pré-calculant à-priori différents jeux de coefficients en fonction du modèle mathématique du spectre Doppler, de la fréquence Doppler (Fd) et du rapport Signal à bruit (Signal-to-Noise ratio, SNR). 15 Le récepteur comporte en outre : - des moyens de stockage permettant le stockage de n tables de lecture LUT(n) correspondant chacune à un jeu de coefficients numériques donnés chaque jeu de 20 coefficients étant calculé a priori en fonction de trois paramètres : le modèle mathématique du spectre Doppler (modèle de Jakes ou modèle Gaussien par exemple), de la fréquence Doppler (Fd) et du rapport signal à bruit (SNR). Chacune desdites tables LUT(n) comporte en outre un pointeur d'entrée ; - des moyens de lecture de chacune desdites tables de stockage en utilisant 25 comme pointeur d'entrée une information dérivée de la vitesse du récepteur par rapport à un référentiel terrestre et du rapport signal à bruit; - des moyens d'estimation du canal permettant la détermination de la table de stockage particulière correspondant au modèle optimal. - des moyens de filtrage par un filtre numérique utilisant le jeu de coefficients 30 sélectionné par les moyens cités précédemment. Ainsi, en procédant à une simple lecture des tables de stockages LUT(n), on lit un jeu de coefficients approprié, qui intègre directement la correction de l'effet Doppler qu'il convient d'adopter dans l'opération de filtrage. ST07-GR2-294 Dans un mode de réalisation particulier, le système de communication OFDM intègre un récepteur de positionnement de type GPS fournissant une information permettant le calcul préliminaire de la vitesse afin de permettre le calcul du pointeur d'entrée aux dites tables lecture LUT(n). Plus particulièrement, le récepteur GPS fournit les informations (P, V, T) respectivement représentatives de la position, de la vitesse et du temps. io Très avantageusement, et dans un mode de réalisation particulier, l'information V générée par le récepteur GPS sert à calculer la fréquence Doppler Fd qui elle-même combinée à l'information de rapport signal à bruit (SNR) sert à sélectionner le jeu de coefficients approprié du filtre temporel dans les tables Lut(n)utilisé dans la correction de l'effet Doppler. Ce mode de réalisation particulier is est présenté dans le schéma de la FIG 1C. De manière complémentaire, et dans un mode de réalisation particulier, l'information P générée par le récepteur GPS sert à la commande d'une procédure de commutation (hand-over) entre deux émetteurs. Dans un mode de réalisation particulier, la commutation handover est sous la commande d'un serveur extérieur communiquant avec le récepteur et recevant de ce dernier l'information P générée par le récepteur GPS. 25 L'invention permet également la réalisation d'un procédé de commande de la commutation d'un récepteur numérique de type OFDM entre deux émetteurs situés à proximité l'un de l'autre, ledit procédé comportant les étapes suivantes : - génération d'une information P représentative de la position du récepteur comportant le capteur GPS, 30 - accès à une base de données identifiant une liste d'émetteurs situés à proximité dudit récepteur OFDM ; - calcul des distances du récepteur par rapport aux dits émetteurs ; - identification du meilleur récepteur pour un basculement de fréquence ; - commande du basculement du récepteur sur le nouvel émetteur identifié. ST07-GR2-294 20 25 - 6 Alternativement, l'invention permet la réalisation d'un procédé de commande de la commutation (hand-over) en impliquant l'intervention d'un serveur extérieur, 5 suivant les étapes : - génération d'une information P représentative de la position du récepteur comportant le capteur GPS, - transmission de ladite information P vers un serveur extérieur au moyen de moyens de communication ; io - détermination par ledit serveur d'une liste d'émetteur et de fréquences utilisables ; - transmission au récepteur OFDM de la liste des fréquences utilisables ; - commande du basculement en fonction des informations reçues du serveur. Alternativement, le serveur intègre un outil de gestion du traffic et de la 15 qualité de service pour identifier et déterminer la liste des émetteurs à retourner au récepteur numérique. Ainsi, l'invention permet notamment une combinaison innovante et extrêmement avantageuse des informations fournies par un récepteur GPS pour la 20 commande des fonctions essentielles du récepteur OFDM. L'invention est particulièrement adaptée à la réalisation d'un téléphone mobile comportant un modem OFDM. Description des dessins D'autres caractéristiques, buts et avantages de l'invention apparaîtront à la lecture 30 de la description et des dessins ci-après, donnés uniquement à titre d'exemples non limitatifs. Sur les dessins annexés : La figure 1A illustre l'architecture matérielle d'un mode de réalisation d'un récepteur OFDM. ST07-GR2-294 -7 La figure 1B illustre le schéma général d'un mode de réalisation d'un récepteur de communication numérique de type OFDM comportant un filtrage numérique de correction de la fréquence Doppler basée sur une information 5 représentative de la vitesse. La figure 1C illustre un mode de réalisation particulier dans lequel le rapport signal sur bruit (SNR) est calculé en fréquence en utilisant les porteuses pilotes. La figure 2 représente un diagramme d'un procédé de basculement d'un émetteur sur un autre (handover) dans un récepteur numérique basé sur une information P transmise par un récepteur de positionnement de type GPS. 15 La figure 3 illustre une seconde réalisation d'un procédé de handover d'un récepteur basé sur un serveur externe. 20 Description d'un mode de réalisation préféré Le procédé qui est décrit ci-après est applicable à toute communication multiporteuse sans fils. On citera de manière non limitative le système de télévision 25 numérique terrestre DVB-T (Digital Video Broadcasting û Terrestrial), le système de télévision mobile DVB-H (Digital Video Broadcasting-Handheld),, les communications suivant le protocole 4G, WIFI et également WIMAX. Bien évidemment un homme du métier pourra adapter les principes décrits 30 ci-après à d'autres systèmes de communication numérique à fréquences multiples de type OFDM. La figure 1A illustre la chaîne de traitement du signal d'un mode de réalisation d'un récepteur OFDM basé sur une architecture numérique qui ST07-GR2-294 i0 2937482 -8 comprend une antenne 1 connectée à un circuit de bout (Front-end) 2 assurant le traitement RF conventionnel : à savoir la sélection de canaux, l'annulation d'interférence et l'amplification. Un bloc 3 réalise la conversion du signal RF en une fréquence intermédiaire (IF) qui est ensuite filtrée par un bloc 4 avant d'être introduit dans un convertisseur analogique numérique 5 pour la conversion du signal IF en échantillons numériques susceptibles d'être traités par un processeur de signal (DSP) 6. Le processeur numérique (DSP) apporte les traitements numériques à w réaliser sur les échantillons numérisés et notamment un filtrage numérique implanté dans le bloc d'estimation et de correction du canal et destiné à la correction de l'effet Doppler. De multiples algorithmes de correction sont utilisables pour l'invention et il n'est pas utile pour la clarté de l'exposé de les citer tous. is D'une manière classique, le mécanisme de correction de l'effet Doppler est, comme on l'a rappelé précédemment, associé à un mécanisme d'estimation et de correction du canal qui reste complexe à concevoir et à mettre en oeuvre. Suivant un mode de réalisation de l'invention, on peut simplifier de manière 20 considérable les algorithmes d'estimation et de correction du canal en utilisant un double filtrage numérique temps/fréquence. Dans le cas de l'invention, le filtre temporel comporte des jeux de coefficients qui ne sont plus adaptatifs dans le temps mais fixes et stockés dans une table de lecture (look-up table) à laquelle on accède simplement au moyen d'un pointeur d'entrée V qui est une information 25 représentative de la vitesse et, optionnellement, du rapport signal à bruit dans le canal. Ce mécanisme très simple û et pourtant efficace û peut se combiner avec de 30 multiples algorithmes filtrage fréquentiel et d'annulation d'interférence inter-porteuse (ICI cancellation en anglais) qu'un homme du métier pour appliquer à un contexte particulier. On rappellera simplement que, contrairement aux procédés connus, il n'est plus nécessaire de recourir à un mécanisme complexe tels que la méthode du sTO7-GR2-294 2937482 -9 Gradient ou du double Gradient pour déterminer, d'une manière adaptive, le jeu de coefficients adéquats à utiliser pour le filtrage temporel. Dans le mécanisme qui est proposé, les jeux de coefficients à utiliser sont 5 simplement � lus � et non plus � calculés � , comme cela se faisait auparavant. On substitue ainsi, aux complexes algorithmes de mise à jour régulière des coefficients, un simple mécanisme de lecture de table pour la détermination des coefficients du filtrage numérique pour la correction de l'effet Doppler. i0 Suivant un mode de réalisation, le récepteur comporte une table de coefficients adressables (ou table de look-up suivant la terminologie anglo-saxonne) comportant, en entrée , une information V fournie par un élément extérieur au récepteur, qui pourra être, par exemple un opérateur de télécommunications ou 15 un prestataire de services. Suivant un autre mode de réalisation, l'information V est directement générée par un récepteur de positionnement de type GPS de type Global Positionning System permettant de fournir des informations (PVT) relatives au 20 positionnement du récepteur (P), à sa vitesse (V) ainsi qu'une information temporelle (T). Ainsi le récepteur GPS fournit la variable V. 25 Alternativement un mécanisme d'estimation du rapport signal à bruit basé sur les pilotes fournit la valeur du rapport signal à bruit (SNR) qui est combiné à la variable V. Les deux variables sont combinées et la combinaison sert de pointeur 30 d'entrée à la table de lecture (look-up) des coefficients du filtrage numérique servant à corriger l'effet Doppler. Dans un mode d'implémentation particulier, le rapport signal à bruit (SNR) est calculé en fréquence en utilisant les porteuses pilotes. ST07-GR2-294 io La FIG 1C représente ce mode d'implémentation.particulier. Comme on le voit, ce mécanisme très simple de lecture d'une table de coefficients permet de se substituer à de complexes algorithmes d'estimation du canal pour chacune des sous porteuses. La conception du récepteur numérique n'en sera que simplifiée et, par suite, le coût de fabrication. Par ailleurs, on a observé que l'intégration d'un récepteur de positionnement io de type GPS au sein d'un récepteur de communication, ou communiquant avec celui-ci, permettant d'apporter de nouvelles fonctionnalités inédites et particulièrement avantageuses. Dans un mode de réalisation, le récepteur de positionnement GPS fournit les trois 15 variables (P, V , T) qui sont respectivement représentatives de la position P du récepteur par rapport à un référentiel terrestre, de la vitesse de ce même récepteur et du temps. L'information relative à la vitesse est directement utilisée ; comme on l'a vu, 20 comme paramètre permettant de calculer le pointeur de lecture de la table de coefficients (look-up) utilisés dans le filtrage numérique de correction de l'effet Doppler. La figure 1B illustre un mode de réalisation spécifiquement permettant 25 l'intégration, au sein d'un récepteur OFDM des informations (pi, vi, ti) générées périodiquement par un récepteur GPS . Le système de réception numérique OFDM 100 comporte une unité générale de commande 110, une unité de positionnement de type GPS 130 et un émetteur-30 récepteur numérique 120. Le émetteur-récepteur numérique 120 comporte une chaîne de transmission Tx et une chaine de réception Rx. ST07-GR2-294 -11- La chaîne de transmission comporte, en série, un encodeur FEC 121, un bloc � mapping � de constellation 122, un bloc de calcul IFFT complexe à N points 123 intégrant un mécanisme d'insertion d'un intervalle de garde (cet intervalle de garde correspond à un certain nombre d'échantillons temporels ajoutés en entête du symbole OFDM ù désigné par l'appellation anglosaxonne � guard interval � et noté GI dans la suite), un modulateur IQ 124 permettant de moduler le signal temporel en Phase (1=1n-Phase) et en Quadrature (Q), un frontal Tx 125 composé d'un convertisseur Numérique-Analogique, d'un émetteur radio fréquence. to La chaîne de réception comporte, quant à elle, un frontal Rx de réception 126, un démodulateur IQ 127 permettant la démodulation en Phase (I=In-phase) et en Quadrature (Q) du signal réel, un bloc de calcul de transformée de Fourrier FFT complexe à N points 128 intégrant un mécanisme d'élimination de l'intervalle de garde Gl, un bloc d'estimation et de correction du canal 129, un bloc optionnel 15 d'annulation d'Interférence entre porteuse (ICI cancellation) 129a, un bloc de demapping de constellation 129b, suivi enfin d'un décodeur FEC 129c. Par ailleurs, la synchronisation temporelle et fréquentielle du récepteur OFDM est réalisée par le bloc de synchronisation et de commande 129d. 20 De façon duale, Le bloc OFDM Rx FE 126 regroupe, comme on le voit dans la figure AB, les fonctions analogiques conventionnelles du circuit RF de réception, du tuner, et du convertisseur analogique numérique. Les échantillons du signal fournis par le bloc 126 sont ensuite démodulés en phase et en quadrature par le 25 bloc 127 qui génère par conséquent une suite d'échantillons temporels complexes (I et Q). Ces échantillons sont regroupés en un vecteur complexe de N points pour être présenté au bloc de transformée de Fourrier FFT 128 de manière à générer un vecteur complexe correspondant à une décomposition du spectre sous-porteuse par sous-porteuse (BIN). 30 Les méthodes de démodulation IQ pour mettre en oeuvre le traitement à réaliser dans le bloc 128 sont bien connues d'un homme du métier et ne seront pas détaillées plus avant. ST07-GR2-294 - 12- Les vecteurs sont ensuite traités par le bloc 129 permettant l'estimation et la correction du canal et par le bloc optionnel 129a réalisant l'annulation de l'interférence inter-porteuse. . Les blocs 129 et 129a génère une suite d'échantillons complexes qui sont fournis au bloc � de-mapping � de constellation 129b lequel fournit pour chaque point complexe une suite de M-bits où M est le degré de la constellation et 2M son nombre d'états. Les bits en sortie du bloc 129b sont traités par le décodeur FEC 129c mettant en œuvre notamment les techniques de correction d'erreur (Forward Error Correction Code) basées sur un codage approprié, tels que le décodage de VITERBI combiné au décodage de REED SOLOMON par exemple. Pour permettre la simplification de l'estimation et de la correction du canal et de l'annulation de l'effet DOPPLER, le système 100 comporte outre l'unité de commande 110, un récepteur de positionnement de type GPS 130, ce dernier comportant d'une part les circuits analogiques amont GPS FE 31 ainsi que le récepteur 32 proprement dit. Ce récepteur 32 génère de façon périodique des échantillons (p;, v;, t;), respectivement relatifs à la position, à la vitesse et au temps. Dans un premier mode de réalisation représenté par le � carré 1 � sur la figure 1B, ces échantillons (pi, v;, t;) sont transmis à l'unité de commande 110 qui pourra notamment calculer la valeur instantanée de la vitesse à partir des informations émanant du GPS, en particulier le vecteur (xi, yi, z;) identifiant la position précise du récepteur à l'instant suivant la formule : (xi -x1) +(y; yi-1 )2 + (fi -z, )2 2 ti Une fois la vitesse connue, l'unité de commande 110 est donc en mesure de 30 calculer la fréquence doppler Fd; suivant la formule : ST07-GR2-294 V. Fdi=ii*FcIc où Fc est la fréquence de la porteuse considérée, et c la célérité de la lumière. En général, cette fréquence Fc est connue de l'unité de commande 110. s On rappellera, par exemple que pour les systèmes de télévision mobile comportant une bande de fréquence de 474 MHz à 852 MHz, une phase d'initialisation est prévue pour scanner les fréquences et identifier la fréquence Fc de fonctionnement. L'information Fdi est ensuite transmise au récepteur 120, par exemple via le lo bloc 129d de synchronisation et de commande comme cela est représenté par la référence 141, afin d'assister les algorithmes d'estimation et de correction du canal. Différentes techniques d'estimation du canal pourront avantageusement utiliser cette information (Fdi) dérivée de la vitesse du récepteur. Pour simplifier 15 l'exposé on ne reprendra pas en détail les techniques d'estimation classiques qui sont bien connues. On rappellera simplement que, en général, la méthode la plus classique qui est utilisée pour estimer et corriger le canal consiste en un double filtrage temps-fréquence. La complexité des algorithmes résident dans le calcul des coefficients des filtres temporel et fréquentiel. 20 Différents algorithmes peuvent être envisagés, tels que par exemple un filtrage de Wiener, forçage du zéro, maximum de vraisemblance...) , chacun d'entre eux dépendant bien évidemment du décalage de fréquence Doppler Fdi Dans un mode d'implémentation particulier, le schéma de la FIG 1C décrit le 25 bloc d'estimation et de correction du canal 129. Dans ce mode d'implémentation, les coefficients du filtre temporel 152 sont calculés a-priori pour différentes valeurs de décalage Doppler Fdi et de SNR et stockés ensuite dans des tables LUT(n) 151. Les tables LUT(n) sont lues au moyen d'un pointeur calculé à partir de la valeur de la fréquence Doppler Fdi fournie par le 30 récepteur GPS et du rapport signal à bruit (SNR) calculé par les blocs 153, 154 et 155. Le bloc 153 calcule une estimation de la réponse du canal H sur les porteuses pilotes notée Hp dans la suite. Le bloc 154 réalise la soustraction entre la réponse temporelle du canal filtrée et l'estimée du canal calculée sur les porteuses pilotes. ST07-GR2-294 -13- - 14 - Cette différence sert d'entrée au bloc 155 réalisant le calcul du rapport signal à bruit (SNR) lequel sert d'entrée aux tables LUT(n) 151 tout comme la fréquence Doppler Fdi. Les échantillons filtrés par le bloc 152 sont ensuite fournis au bloc de filtrage fréquentiel 156 qui utilisent les coefficients fournis par le bloc 157. D'une manière générale, on peut envisager différents modèles de canaux correspondants à différentes situations considérées. Chaque modèle est défini par une formule mathématique qui, elle aussi, dépend du décalage de fréquence lo Doppler Fdi . Le calcul des coefficients du filtre temporel s'obtient par le calcul matriciel suivant : C= R-1. r ou R-1 est l'inverse de la matrice d'auto-correlation temps-fréquence c'est-à-dire 15 R = E(Yn,k, Y*n,k-m) où Y est l'observation bruitée et r est le vecteur d'auto-correlation en fréquence r= E(Xn, Y*n,k-m) ou X est la valeur cherchée et Y l'observation bruitée. La matrice d'auto-correlation ne dépend que de trois paramètres : le modèle mathématique du spectre Doppler (modèle de Jakes ou modèle 20 Gaussien par exemple), la fréquence Doppler Fdi le rapport signal à bruit dans le canal noté SNR. En faisant varier les valeurs de ces trois paramètres, il y a moyen de calculer à-25 priori les valeurs des coefficients du filtre et de tabuler ces valeurs dans des tables LUTn). Dans un mode d'implémentation particulier, il est possible de fixer à-priori le modèle mathématique du spectre Doppler. Par exemple, dans le cas d'une application telle que la télévision mobile, le modèle de canal appelé COST 207 TU6 est très bien 30 approximé par le modèle mathématique de Jakes. Dans ce mode d'implémentation particulier, on calculera les coefficients du filtre temporel en utilisant le modèle de Jakes. De fait, la valeur des coefficients ne dépendra plus que de deux paramètres : la valeur de la fréquence Doppler Fdi et la valeur du rapport signal à bruit SNR. ST07-GR2-294 -15- Dans un autre mode d'implémentation particulier pour lequel le fonctionnement du système est garanti pour une certaine valeur de SNR , le paramètre SNR pourra être également fixé a-priori, ce qui conduit à une lecture des tables LU(n) sur la base d'un unique pointeur qui est alors uniquement représentatif de la vitesse. Par conséquent, on voit qu'il devient possible, grâce à l'information Fd; dérivée des informations reçues du GPS et, le cas échéant, du SNR, de calculer d'une manière simplifier les coefficients de filtrage permettant l'estimation du canal et l'annulation de l'ICI. i0 A cet effet, on organise, pour chaque modèle (n) de canal considéré, une table de lecture LUT(n) (look-up table) au sein du bloc 129 comportant un jeu de coefficients et un point d'entrée correspondant à l'information Fd; et au SNR. Ainsi, pour le modèle de spectre Doppler retenu, la combinaison valeur de Fd; pourra is renvoyer directement le jeu de coefficients approprié à la vitesse du récepteur correspondant. Enfin, pour effectuer le choix entre les différents � modèles � - et par conséquent le choix entre les différents tables LUTn , on pourra soit fixer a-priori le 20 modèle mathématique du spectre Doppler en fonction de l'application soit utiliser des techniques bien connues, notamment basées sur un critère de rapport signal /bruit (Carrier to Noise Ratio C/N) ou encore sur le critère du minimum d'erreur au niveau bit (Bit-Error Rate BER) 25 Alternativement, suivant un second mode de réalisation (représenté par l'option � 2 � sur la figure 1B), les échantillons (p;, v;, t;) qui sont générés par le récepteur 32 sont directement présentés, comme on le voit avec la référence 142, à l'unité de synchronisation et de commande 129d communiquant avec chacun des blocs de la chaîne de réception. Les informations fournies par le GPS peuvent être 30 insérés intégrés directement aux algorithmes d'estimation du canal mis en oeuvre par le bloc 129. Suivant un autre mode de réalisation particulièrement avantageux, on pourra envisager une interface standardisée entre le récepteur GPS et l'unité de ST07-GR2-2945 -16- commande 110 voire l'émetteur-récepteur 120 de manière à faciliter l'utilisation des informations produits par le premier et leur intégration au sein du second. CLK_PVT [1 bit]: signal d'horloge générée par le récepteur et accessible sur 5 l'interface standardisée DATA [3+ N bits]: port de données parallèle, définissant le type de données disponible (x, y, z, t) DATA VALID [1 bit]: signal généré par le récepteur GPS vers l'interface OFDM du modem. Lorsque égal à "1", il indique qu'une donnée x,y,z,v ou t est valide et peut être lue par l'unité 110 ou le récepteur OFDM ;. DATA VALID : devrait rester à l'état haut jusqu'à la réception par le récepteur GPS du signal DATA_ACK généré par l'unité de commande 110 ou le modem OFDM. DATA ACK : signal généré par l'unité de commande 110 ou le modem OFDM. Lorsqu'égal à `1', il indique que des données ont été convenablement extraites de l'unité de commande 110 ou du modem OFDM. Le récepteur GPS peut ensuite commuter le signal de validation DATA VALID. Suivant un autre mode de réalisation particulièrement avantageux, on apporte une amélioration significative à la procédure de basculement (hand-over 25 dans la littérature anglo-saxonne) qui régit le passage d'un récepteur numérique d'un premier émetteur sur un second émetteur. Comme on le sait, la procédure de basculement ou � hand-over � est classiquement gérée suivant des critères divers, comme par exemple la mesure de 30 la puissance du signal reçu qui est particulièrement rapide à obtenir, ou encore la mesure du rapport signal/bruit qui nécessite un traitement plus long et plus complexe... ST07-GR2-294 10 15 20 -17- Ces procédures à mettre en oeuvre pour la gestion du � hand-over � sont, comme on le voit coûteuses en puissance de calcul et surtout en énergie électrique puisque l'on ne peut � éteindre � complètement les émetteurs hors de la période d'émission... Une partie non négligeable du temps non utile sert alors à � écouter � ou � scanner � les différents canaux pour effectuer les mesures requises pour la gestion de la procédure de basculement entre plusieurs émetteurs. On apporte une solution simple et élégante à ce problème supplémentaire grâce à un mode de réalisation de l'invention qui permet d'utiliser l'information P fournie par le récepteur de positionnement de type GPS pour identifier et déterminer les émetteurs les plus opportuns à utiliser. La figure 2 illustre un premier mode de réalisation d'un procédé de gestion du hand-over à partir de l'information P fournie par le récepteur GPS. Le procédé démarre par une étape 210 correspondant à la génération û périodique û de l'information P par le récepteur GPS contenu dans le récepteur de communication numérique. 20 Dans une étape 220, l'unité de commande 110 accède à une base de données interne au récepteur comportant une liste d'émetteurs potentiels candidats à reprendre la suite de la communication. Dans une étape 230, l'unité de commande effectue un calcul de distances 25 sur la base de l'information P générée par le récepteur GPS pour déterminer les distances relatives du récepteur par rapport aux différents émetteurs. Puis, dans une étape 240, l'unité de commande identifie, sur la base du calcul fait précédemment, le meilleur candidat pour rependre la communication lors 30 du basculement. Enfin, dans une étape 250, l'unité de commande provoque le basculement du fonctionnement du récepteur sur les caractéristiques du nouvel émetteur identifié lors de l'étape 240. ST07-GR2-294 15 -18- Comme on le voit, la procédure de basculement ne requiert plus la mise en oeuvre de longues (et coûteuses en énergie) périodes d'écoute (scanning) sur les différents canaux pour déterminer le meilleur émetteur à utiliser. s La figure 3 illustre un autre mode de réalisation dans lequel l'identification de l'émetteur est sous le contrôle d'un serveur extérieur communiquant avec le récepteur pour la mise en oeuvre de la procédure de basculement (hand-over). Le procédé démarre par une étape 310 correspondant à la génération ù io périodique ù de l'information P par le récepteur GPS contenu dans le récepteur de communication numérique. Dans une étape 320, cette information est transmise via des moyens de communications classiques à un serveur extérieur. Dans une étape 330, ledit serveur utilise l'information P pour déterminer et identifier une liste d'émetteurs et de fréquences de fonctionnement susceptibles d'être utilisés par le récepteur numérique. 20 Cette liste d'émetteurs et de fréquences de fonctionnement est transmise dans une étape 340 au récepteur numérique via le même canal de transmission que celui utilisé lors de l'étape 320, pour y être reçu au sein de l'unité de commande. Dans un mode de réalisation particulier, le récepteur numérique utilise les 25 éléments de la liste reçue pour commander la commutation sur une nouvelle fréquence et, par suite, sur le nouvel émetteur. Dans un autre mode de réalisation on pourra envisager que le serveur fournisse une liste d'émetteurs et de fréquences en fonction, non seulement de la 30 proximité du récepteur par rapport aux dits émetteurs, mais également en fonction d'une politique de qualité de service et de gestion de trafic. De cette manière on pourra ainsi permettre le soulagement d'un émetteur particulièrement chargé en raison de la présence d'un grand nombre de récepteurs ST07-GR2-294 -19- dans sa proximité immédiate.... Un émetteur légèrement plus distant pourra alors servir de relais sous la commande du serveur de hand-over qui pourra décider, en fonction des demandes, l'attribution des ressources aux différents utilisateurs. Comme on le voit, la procédure qui est décrite ci-dessus présente bien des avantages et pourra permettre de multiples modalités de gestion de trafic, des plus simples aux plus complexes. En outre, du fait qu'il n'est plus nécessaire de � scanner � plusieurs bandes de 10 fréquences hors de la période d'activité � utile �, il en découle également une moindre consommation électrique au sein du récepteur numérique. ST07-GR2-294 Revendications1. Récepteur de communication numérique OFDM pour la réception d'un signal 5 transmis sur N porteuses sur une bande de fréquence donnée, chacune des porteuses ayant un espace bande qui lui est attribué, ledit récepteur comportant des moyens d'estimation et de correction du canal et d'annulation de l'interférence inter porteuse basés sur l'utilisation d'un filtre numérique temporel comportant un jeu de coefficients numériques ; 10 caractérisé en ce que le récepteur comportant en outre : des moyens de stockage (129, 151) permettant le stockage de n tables de lecture LUT(n) correspondant chacune à un jeu de coefficients numériques donnés, chaque jeu de coefficients étant calculé à priori en fonction : 15 - du modèle mathématique du spectre Doppler, - de la fréquence Doppler (Fd) et - du rapport signal à bruit (SNR), chacune desdites tables LUT(n) comportant en outre un pointeur d'entrée ; - des moyens de lecture (129, 151) de chacune desdites tables de stockage en 20 utilisant comme pointeur d'entrée une information dérivée de la vitesse du récepteur par rapport à un référentiel terrestre et, optionnellement du rapport signal à bruit; - des moyens d'estimation du canal permettant la détermination de la table de stockage particulière correspondant au modèle optimal. - des moyens de filtrage par un filtre numérique (129, 152) utilisant le jeu de 25 coefficients sélectionné au moyen dudit pointeur d'entrée. 2. Récepteur de communication numérique OFDM selon la revendication 1 caractérisé en ce que l'estimation du canal est basée sur un critère de rapport signal /bruit ou sur le critère du minimum d'erreur au niveau bit (Bit-Error Rate 30 BER) 3. Récepteur de communication numérique multifréquence selon la revendication 1 ou 2 caractérisé en ce qu'il comporte un récepteur de positionnement de type GPS ST07-GR2-294-21- (130) permettant de générer l'information V représentative de la vitesse servant au calcul du pointeur d'entrée desdites tables de lecture LUT(n). 4. Récepteur de communication numérique selon la revendication 3 caractérisé en 5 ce que ledit récepteur GPS (130) fournit les informations (P, V, T) respectivement représentatives de la position, de la vitesse et du temps. 5. Récepteur selon la revendication 3 ou 4 caractérisé en ce que le récepteur comporte une procédure de commutation (hand-over) basée sur l'utilisation de 10 l'information P fournie par le récepteur GPS. 6. Récepteur selon la revendication 5 caractérisé en ce qu'il comporte des moyens de transmission de l'information P et/ou V à un serveur extérieur et des moyens pour recevoir dudit serveur une liste de fréquences à utiliser. 15 7. Procédé de commande de la commutation d'un récepteur numérique de type OFDM selon l'une des revendications 3 à 6 entre deux émetteurs, ledit procédé comportant les étapes suivantes : - génération (210) d'une information P représentative de la position du récepteur 20 comportant le capteur GPS, - accès à une base de données identifiant une liste d'émetteurs situés à proxmité dudit récepteur OFDM ; - calcul des distances du récepteur (230) par rapport aux dits émetteurs ; - identification du meilleur récepteur (240) pour un basculement de fréquence ; 25 - commande du basculement du récepteur sur le nouvel émetteur identifié. 8. Procédé de commande de la commutation d'un récepteur numérique de type OFDM selon l'une des revendications 3 à 6 entre deux émetteurs, ledit procédé comportant les étapes suivantes : 30 - génération (210) d'une information P représentative de la position du récepteur comportant le capteur GPS, - transmission (220) de ladite information P vers un serveur extérieur au moyen de moyens de communication ; ST07-GR2-294 35-22- - détermination (230) au sein du serveur d'une liste d'émetteurs et de fréquences exploitables, - transmission (240) de ladite liste vers le récepteur numérique et commande du disposition de basculement en fonction des informations contenues dans ladite liste. 9. Procédé de commande suivant la revendication 6 caractérisé en ce que le serveur intègre un outil de gestion du traffic et de la qualité de service pour identifier et déterminer la liste des émetteurs à retourner au récepteur numérique. io 10. Téléphone mobile comportant un modem OFDM doté d'un récepteur comportant des moyens d'estimation et de correction du canal et d'annulation de l'interférence inter porteuse (ICI) basés sur l'utilisation d'un filtre numérique temporel comportant un jeu de coefficients numériques ; 15 caractérisé en ce que le récepteur comportant en outre : des moyens de stockage (129, 151) permettant le stockage de n tables de lecture LUT(n) correspondant chacune à un jeu de coefficients numériques donnés ; chaque jeu de coefficients étant calculé à-priori en fonction de trois paramètres : le 20 modèle mathématique du spectre Doppler, de la fréquence Doppler (Fd) et du rapport signal à bruit (SNR), chacune desdites tables LUT(n) comportant en outre au moins un pointeur d'entrée ; - des moyens de lecture (129, 151) de chacune desdites tables de stockage en utilisant comme pointeur d'entrée une information dérivée de la vitesse du récepteur 25 par rapport à un référentiel terrestre et, optionnellement, du rapport signal à bruit; - des moyens d'estimation du canal permettant la détermination de la table de stockage particulière correspondant au modèle optimal. - des moyens de filtrage par un filtre numérique (129, 152) utilisant le jeu de coefficients sélectionné par les moyens cités précédemment. 30 11. Téléphone mobile caractérisé en ce qu'il comporte un récepteur de positionnement de type GPS (130) permettant de générer l'information V représentative de la vitesse servant au calcul du pointeur d'entrée desdites tables de lecture LUT(n). ST07-GR2-2945