FR 2936113 A1 20100319 FR 0805013 A 20080912 DISPOSITIF CONVERTISSEUR ET ALIMENTATION SANS INTERRUPTION ÉQUIPÉE D'UN TEL DISPOSITIF DOMAINE TECHNIQUE DE L'INVENTION L'invention relève du domaine des convertisseurs tels que des redresseurs, par exemple ceux utilisés dans les alimentations sans interruption, en particulier dans les alimentations sans interruption de forte puissance, c'est-à-dire dont la puissance est généralement comprise entre environ 100 et 500 kVA. L'invention concerne plus particulièrement un dispositif convertisseur unidirectionnel destiné à fournir une tension de sortie sensiblement continue sur une ligne de sortie, ledit dispositif étant équipé d'au moins une unité de commutation comprenant : - une entrée d'alimentation sur laquelle est appliquée une tension d'entrée, généralement variable, - des moyens redresseurs connectés à ladite entrée d'alimentation pour fournir la tension de sortie, - des moyens de commutation connectés à ladite entrée d'alimentation pour obtenir un amorçage principal ou un blocage principal d'un courant d'entrée de sorte que, lors du blocage principal, ledit courant d'entrée est dévié vers lesdits moyens redresseurs, - des moyens de commande desdits moyens de commutation, et - un circuit d'aide à la commutation disposé entre l'entrée d'alimentation et la ligne de sortie pour établir, avant l'amorçage principal, une tension de commutation sensiblement égale à zéro, ledit circuit d'aide à la commutation comportant des moyens inductifs, des moyens de dérivation d'un courant d'entrée, et des moyens d'accumulation d'énergie montés en parallèle sur les moyens de commutation pour établir une résonance dudit courant dans les moyens inductifs avant l'amorçage principal. ÉTAT DE LA TECHNIQUE Les alimentations sans interruption sont couramment développées pour améliorer leur rendement et pour réduire les nuisances sonores engendrées par des fréquences de découpage souvent basses, de l'ordre de quelques milliers d'hertz. Dans ce contexte, il a été montré qu'il était intéressant d'utiliser des alimentations sans interruption présentant des topologies sur plusieurs niveaux, généralement trois niveaux, en utilisant des composants plus performants permettant d'améliorer les problèmes évoqués ci-dessus. En référence à la figure 1, une telle alimentation sans interruption 11 comprend une entrée réseau 12 sur laquelle est connecté un réseau électrique d'alimentation et permettant d'appliquer à ladite alimentation sans interruption I 1 une tension d'entrée variable le plus souvent alternative. L'alimentation sans interruption comprend également une sortie réseau 13 sur laquelle sont connectées des charges et permettant de fournir une alimentation électrique dite secourue, c'est-à-dire une alimentation électrique pour laquelle la tension et la fréquence sont maîtrisées. L'alimentation sans interruption 11 comprend un redresseur ou un convertisseur AC/DC 15 connecté à l'entrée réseau 12, des lignes 16, 17 de tensions sensiblement continues, et une référence de tension 18 connectée en sortie du redresseur. L'alimentation sans interruption I1 comprend également un convertisseur DC/DC 19 comprenant des moyens de stockage d'énergie électrique 20, ledit convertisseur et lesdits moyens de stockage étant connectés sur les lignes 16, 17 de tension sensiblement continue. L'alimentation sans interruption 11 comprend en outre des condensateurs de découplage 21, 22 connectés entre la référence de tension 18 et les lignes 16, 17 de tension sensiblement continue, et un onduleur ou convertisseur DC/AC réversible 23 connecté entre lesdites lignes 16, 17 et la sortie réseau 13. Le redresseur 15 de l'alimentation sans interruption I 1 représenté à la figure 2 comprend six circuits de commutation 31 à 36. Plus précisément, le redresseur 15 comporte deux circuits de commutation pour chacune des trois phases, l'un dédié aux alternances positives et l'autre dédié aux alternances négatives. Par ailleurs, le redresseur 15 est de type unidirectionnel, c'est-à-dire qu'il n'est pas réversible et permet uniquement de réaliser une conversion AC/DC. Pour réaliser cette conversion AC/DC, le redresseur 15 comporte des transistors 41 à 46 et des diodes 51 à 56. 2 Comme cela est visible sur les figures 1 et 2, l'alimentation sans interruption 11 présente une topologie sur trois niveaux, c'est-à-dire que le redresseur 15 fournit une tension sensiblement continue sur trois niveaux, à savoir un niveau positif sur la ligne 16, un niveau négatif sur la ligne 17 et un niveau zéro sur la référence de tension 18. Les niveaux positif et négatif présentent généralement un même potentiel électrique en valeur absolue sensiblement égal à la moitié de la tension VDC entre les lignes 16 et 17. Lors de l'utilisation de l'alimentation sans interruption 11 représentée à la figure 1 et en particulier du dispositif redresseur 15 dans sa fonction de convertisseur AC/DC, les vitesses de commutation des transistors 41 à 46 et les forts courants y circulant imposent des contraintes structurelles très importantes. Par ailleurs, les pertes en commutation dans ces composants actifs d'électronique de puissance limitent l'augmentation de la fréquence de découpage. Une solution pour remédier à ces inconvénients est d'utiliser des circuits d'aide à la commutation dans chaque circuit de commutation pour obtenir des commutations douces, c'est-à-dire pour diminuer les pertes en commutation et pou:- contrôler les variations de courant. Dans le dispositif redresseur 111 partiellement représenté à la figure 3, de tels circuits d'aide à la commutation sont utilisés. Dans le dispositif représenté à la figure 3, seuls sont représentés deux circuits de commutation associés à l'une des trois phases. Il est à noter que le circuit redresseur 111 n'est pas réversible et ne peut donc être utilisé que pour réaliser une conversion de type AC/DC. Plus précisément, en référence à la figure 3, le dispositif redresseur 111 comporte une source de tension 112 délivrant une tension alternative, un premier circuit de commutation 113 permettant de fournir sur une ligne de sortie 115 une tension sensiblement constante ayant une valeur positive et un second circuit de commutation 116 permettant de fournir sur une ligne de sortie 117 une tension sensiblement constante ayant une valeur négative. Une première branche du dispositif redresseur 111 comprenant une diode DP permet d'alimenter le premier circuit de commutation 113 pour les alternances positives de la tension d'entrée. De la même façon, une seconde branche du dispositif redresseur 111 comportant une diode DN permet d'alimenter le second circuit de commutation 116 pour les alternances négatives de la tension d'entrée. Entre la source de tension et les deux branches précitées, une inductance 118 permet de faire une adaptation d'impédance à l'échelle de la période de découpage. Chaque circuit de commutation 113, 116 comprend une entrée d'alimentation 121, 122 dans laquelle est injecté un courant d'entrée IE. Des moyens redresseurs, en l'occurrence des diodes Dl, D4 connectées à leurs entrées d'alimentation 121, 122 respectives permettent de fournir une tension de sortie VS en passant successivement d'un état bloqué à un état passant. Claque circuit de commutation 113, 116 comprend des moyens de commutation, en l'occurrence des transistors principaux T2, T3 connectés à leurs entrées d'alimentation 121, 122 respectives et permettant d'obtenir un changement d'état, en l'occurrence un amorçage principal ou un blocage principal du courant d'entrée. Lors de l'amorçage principal, le courant d'entrée IE passe dans le transistor principal. Lors du blocage principal, ce courant d'entrée IE est dévié vers les moyens redresseurs. La diode DP, les moyens redresseurs Dl et les moyens de commutation T2 forment une topologie souvent qualifiée de structure élévateur, ou en anglais � boost �. Il en est de même pour la diode DN, les moyens redresseurs D4 et les moyens de commutation T3. Ainsi, la topologie représentée à la figure 3 est souvent qualifiée, en anglais, de � double boost �. Cependant, l'invention peut également s'appliquer à une topologie souvent qualifiée de structure abaisseur. Comme cela est visible sur la figure 3, le dispositif redresseur est équipé de circuits d'aide à la commutation 131, 132, le circuit 131 étant disposé entre l'entrée d'alimentation 121 et la ligne de sortie 115, le circuit 132 étant quant à lui disposé entre l'entrée d'alimentation 122 et la ligne de sortie 117. Ces circuits d'aide à la commutation ont pour fonction principale de réduire les pertes en commutation dans les transistors de puissance T2 et T3 en limitant, voire en annulant, le courant ou la tension dans lesdits transistors T2 et T3 lors des changements d'état. En particulier, ces circuits d'aide à la commutation permettent d'obtenir un amorçage principal des moyens de commutation T2 et T3 sous tension nulle. Ce mode de commutation est souvent qualifié en anglais de Le dispositif redresseur représenté à la figure 3 fonctionne de la façon suivante. Avant d'amorcer les moyens de commutation T2, T3, le courant d'entrée IE est dévié par l'entremise des moyens de dérivation 135, 136. L'intensité du courant IRP, IRN circulant dans les moyens inductifs 133, 134 croît en même temps que le courant circulant dans les moyens redresseurs Dl, D4 décroît. Lorsque le courant IRP, IRN dans les moyens inductifs 133, 134 atteint la valeur du courant d'entrée IE, les moyens redresseurs Dl, D4 se bloquent. On obtient alors une phase de résonance du courant entre les moyens inductifs 133, 134 et les moyens d'accumulation d'énergie 137, 138. Cette phase de résonance permet d'obtenir l'annulation de la tension V2, V3 aux bornes des moyens de commutation T2, T3. Il est alors possible d'amorcer ces moyens de commutation T2, T3 avec une tension de commutation sensiblement égale à zéro. Durant toute cette phase, il se crée dans les moyens inductifs une magnétisation, c'est-à-dire que la valeur du champ magnétique croît. Les circuits d'aide à la commutation des dispositifs convertisseurs de l'art antérieur ne permettent généralement pas d'obtenir une démagnétisation complète des moyens inductifs avant le blocage principal des moyens de commutation. De ;surcroît, ils comportent des composants électroniques de puissance, en particulier des transistors, dont le calibre et la quantité d'énergie dissipée ne sont pas optimisés. EXPOSÉ DE L'INVENTION L'invention vise à remédier aux inconvénients des dispositifs convertisseurs de l'art antérieur en proposant un dispositif convertisseur unidirectionnel destiné à fournir une tension de sortie sensiblement continue sur une ligne de sortie, ledit dispositif étant équipé d'au moins une unité de commutation comprenant : - une entrée d'alimentation sur laquelle est appliquée une tension d'entrée, - des moyens redresseurs connectés à ladite entrée d'alimentation pour fournir la tension de sortie, - des moyens de commutation connectés à ladite entrée d'alimentation pour obtenir un amorçage principal ou un blocage principal d'un courant d'entrée de sorte que, lors du blocage principal, ledit courant d'entrée est dévié vers lesdits moyens redresseurs, - des moyens de commande desdits moyens de commutation, et un circuit d'aide à la commutation disposé entre l'entrée d'alimentation et la ligne de sortie pour établir, avant l'amorçage principal, une tension de commutation sensiblement égale à zéro, ledit circuit d'aide à la commutation comportant des moyens inductifs, des moyens de dérivation d'un courant d'entrée pour établir une dérivation du courant d'entrée sur lesdits moyens inductifs avant l'amorçage principal, et des moyens d'accumulation d'énergie montés en parallèle sur lesdits moyens de commutation pour établir une résonance dudit courant dans lesdits moyens inductifs avant l'amorçage principal. Le dispositif convertisseur selon l'invention est caractérisé en ce que les moyens inductifs sont essentiellement constitués par un transformateur directement connecté à l'entrée d'alimentation et comportant des enroulements bobinés en inverse, et en ce que les moyens de dérivation comportent des moyens de commutation auxiliaires directement connectés entre lesdits moyens inductifs et une référence de tension ou entre lesdits moyens inductifs et la ligne de sortie. De préférence, le transformateur comporte : - un premier enroulement connecté entre l'entrée d'alimentation et les moyens de dérivation, et - un second enroulement couplé magnétiquement au premier enroulement et connecté entre ladite entrée d'alimentation et la ligne de sortie ou entre l'entrée d'alimentation et la référence de tension. De préférence, le transformateur présente un rapport de transformation inférieur à l'unité. Avantageusement, une première diode anti-retour est connectée entre le premier enroulement et la ligne de sortie ou entre le premier enroulement et la référence de tension. De préférence, une seconde diode anti-retour est connectée entre le second enroulement et la ligne de sortie ou entre le second enroulement et une référence de tension. Avantageusement, les moyens de commutation auxiliaires sont essentiellement constitués par un transistor auxiliaire connecté directement entre le premier enroulement et la référence de tension ou entre le premier enroulement et la ligne de sortie, ledit transistor auxiliaire permettant, lors du blocage principal et au moment de l'amorçage dudit transistor auxiliaire, de fournir sur les enroulements du transformateur une tension ayant une valeur fonction de la tension de sortie. Selon un mode de réalisation, les moyens de commande comportent un module de retard conçu pour forcer un amorçage principal retardé après une durée supérieure à une durée prédéterminée. De préférence, les moyens de commande sort appliqués aux moyens de commutation auxiliaires et comportent un module conçu pour amorcer la dérivation du courant pendant une durée supérieure à la durée prédéterminée. De préférence, les moyens redresseurs comprennent une diode comprenant une entrée de courant, ladite entrée étant connectée à l'entrée d'alimentation. Avantageusement, les moyens d'accumulation d'énergie comportent un premier condensateur monté en parallèle avec les moyens redresseurs et un second condensateur monté en parallèle avec les moyens de commutation. L'invention concerne également une alimentation sans interruption comprenant une entrée d'alimentation sur laquelle est appliquée une tension d'entrée variable, un redresseur connecté à ladite entrée, au moins une ligne de tension sensiblement continue connectée en sortie du redresseur, un onduleur connecté à ladite ligne de tension et comportant une sortie destinée à fournir une tension de sortie variable, caractérisée en ce que le redresseur est un dispositif convertisseur selon l'une des revendications précédentes et fournit une tension de sortie sensiblement continue sur ladite ligne. BRÈVE DESCRIPTION DES FIGURES D'autres avantages et caractéristiques ressortiront plus clairement de la description qui suit de modes particuliers de réalisation de l'invention, donnés à titre d'exemples non limitatifs, et représentés dans les figures annexées. La figure 1 représente une alimentation sans interruption selon l'art antérieur. La figure 2 représente le redresseur de l'alimentation sans interruption représentée à la figure 1. La figure 3 représente partiellement un dispositif redresseur avec un circuit d'aide à la commutation selon l'art antérieur. La figure 4 représente partiellement un dispositif convertisseur selon un premier mode de l'invention. La figure 5 représente schématiquement les moyens de commande d'un dispositif convertisseur. Les figures 6A à 6M sont des chronogrammes illustrant le fonctionnement du dispositif convertisseur représenté à la figure 4 pendant la majeure partie de l'alternance. Les figures 7A à 7K sont des chronogrammes illustrant le fonctionnement du dispositif convertisseur représenté à la figure 4 en début et en fin d'alternance. La figure 8 représente partiellement un dispositif abaisseur selon un second mode de l'invention. La figure 9 représente une alimentation sans interruption selon l'invention. DESCRIPTION DETAILLEE D'UN MODE DE RÉALISATION Le dispositif convertisseur 211 représenté partiellement à la figure 4 est un dispositif redresseur comportant des éléments déjà décrits précédemment et indiqués par les mêmes références numériques. Comme pour la figure 3, seuls les deux circuits de commutation associés à l'une des trois phases ont été représentés. Le dispositif convertisseur 211 comporte une source de tension 112 délivrant une tension alternative VE et un courant d'entrée IE. Comme dans le cas représenté à la figure 3, un premier circuit de commutation 213 permet de fournir sur la ligne de sortie 115 une tension sensiblement constante ayant une valeur positive. De même, un second circuit de commutation 216 permet de fournir sur une ligne de sortie 117 une tension sensiblement constante ayant une valeur négative. Comme pour la figure 3, ces circuits de commutation sont du type élévateur. Chaque circuit de commutation 213, 216 comprend une entrée d'alimentation 121, 122 sur laquelle est appliquée la tension d'entrée VE et dans laquelle est injecté le courant d'entrée 1E. La tension d'entrée VE est variable, généralement alternative et souvent sinusoïdale. La diode DP, les moyens redresseurs Dl et les moyens de commutation T2 forment une première structure de type élévateur. Il en est de même pour la diode DN, les moyens redresseurs D4 et les moyens de commutation T3 qui forment une seconde structure de type élévateur. Chaque transistor principal T2, T3 des moyens de commutation comporte généralement une diode D2, D3 montée en parallèle et orientée dans le sens contraire par rapport au sens du courant dans le transistor. Le dispositif convertisseur 211 est équipé de circuits d'aide à la commutation 231, 232, le circuit 231 étant disposé entre l'entrée d'alimentation 121 et la ligne de sortie 115, le circuit 232 étant disposé entre l'entrée d'alimentation 122 et la ligne de sortie 117. Dans le mode de réalisation représenté à la figure 4, les composants référencés DP et DN sont des diodes. Dans d'autres modes de réalisation, ces composants peuvent être des thyristors. En référence à la figure 4, chaque circuit d'aide à la commutation 231, 232 comprend des moyens inductifs essentiellement constitués par un transformateur TP, TN. Chaque transformateur TP, TN est directement connecté à l'entrée d'alimentation 121, 122 du circuit de commutation considéré. En d'autres termes, les deux enroulements du transformateur sont directement connectés à l'entrée d'alimentation. Du fait que les moyens inductifs de chaque circuit d'aide à la commutation soient essentiellement constitués par un transformateur, et que ce dernier soit directement connecté à l'entrée d'alimentation 121, 122, la topologie du dispositif convertisseur 211 et de ses circuits d'aide à la commutation 231, 232 s'en trouve simplifiée. Chaque circuit d'aide à la commutation 231, 232 représenté à la figure 4 comprend également des moyens de dérivation du courant d'entrée IE comportant des moyens de commutation auxiliaires, en l'occurrence un transistor auxiliaire TX2, TX3. Chaque transistor auxiliaire est connecté au transformateur TP, TN pour établir, avant l'amorçage principal, une dérivation du courant d'entrée IE dans ledit transformateur. Plus précisément, chaque transistor auxiliaire TX2, TX3 est directement connecté entre le transformateur TP, TN et la référence de tension. Par directement connecté, on entend que les moyens de connexion entre le transistor auxiliaire et la référence de tension, et entre ce même transistor auxiliaire et le transformateur, sont essentiellement constitués par des conducteurs électriques ou/et des résistances équivalentes de ces conducteurs. Chaque circuit d'aide à la commutation 231, 232 représenté à la figure 4 comprend, en outre, des moyens d'accumulation d'énergie 137, 138 montés en parallèle sur les moyens de commutation, c'est à dire sur chaque transistor T2, T3, et sur les moyens redresseurs, c'est-à-dire les diodes Dl, D4. Plus précisément, les moyens d'accumulation d'énergie 137 comportent un condensateur CRI monté en parallèle avec la diode Dl et un condensateur CR2 monté en parallèle avec le transistor principal T2. De la même façon, les moyens d'accumulation d'énergie 138 comportent un condensateur CR4 monté en parallèle avec la diode D4 et un condensateur CR3 monté en parallèle avec le transistor T3. Ces moyens d'accumulation permettent, entre autres, d'établir avant l'amorçage principal une résonance du courant dans les transformateurs TP, TN. Comme cela est représenté à la figure 4, le transformateur TP, TN de chaque circuit de commutation 231, 232 comporte un premier enroulement 251, 252 connecté entre l'entrée d'alimentation 121, 122 et les moyens de commutation auxiliaires TX2, TX3. Ce transformateur TP, TN comporte également un second enroulement 253, 254 couplé magnétiquement au premier enroulement 251, 252 et connecté entre cette même entrée d'alimentation 121, 122 et la ligne de sortie 115, 117, plus précisément entre l'entrée d'alimentation 121, 122 et la diode DA1, DA4. Par ailleurs, le second enroulement 253, 254 est bobiné en inverse par rapport au premier enroulement 251, 252. Cette configuration du transformateur TP, TN permet, lorsque les transistors auxiliaires TX2, TX3 sont amorcés, de dévier plus de courant dans chacun des enroulements du transformateur TP, TN. En effet, grâce au bobinage inversé des enroulements et à la connexion des extrémités contiguës desdits enroulements à l'entrée d'alimentation, le courant d'entrée IE est dévié pour être partagé dans chacun des enroulements. Ainsi le courant d'entrée IRP, IRN est amplifié par induction mutuelle. Ceci permet une réduction du calibre en courant du transistor auxiliaire TX1, TX2. Après le blocage de la diode Dl, D4, la tension V2, V3 aux bornes du transistor principal T2, T3 décroît jusqu'à une valeur sensiblement égale à zéro, et la diode D2, D3 correspondante devient passante, ce qui permet d'amorcer ledit transistor principal sous une tension nulle. Cette configuration du transformateur TP, TN permet, en outre, une fois que le transistor principal T2, T3 est amorcé, de démagnétiser ledit transformateur, c'est-à-dire qu'aucun courant ne circule plus dans les enroulements du transformateur. Ceci permet d'éviter une accumulation d'énergie dans le transformateur qui finirai.: par détruire le dispositif convertisseur. Cette démagnétisation est rendue possible grâce à la diode DX1, DX4, qui permet d'appliquer la tension de sortie VS en inverse sur l'enroulement 251, 252, lorsque le transistor auxiliaire TX2, TX3 est bloqué et lorsque ladite diode devient passante. Le transformateur TP, TN présente généralement des fuites magnétiques sur chacun des enroulements que l'on ne peut généralement pas négliger. On peut ainsi définir une inductance équivalente créée par les fuites et lier cette inductance à une inductance de résonance équivalente. Cette inductance de résonance détermine la pente de montée du courant dans les enroulements du transformateur. Avantageusement, le transformateur TP, TN comporte une matière électriquement isolante séparant les enroulements. Un choix de l'épaisseur de cette matière isolante permet, entre autres, de régler l'inductance de fuite du transformateur et donc la pente de montée du courant. Comme cela est visible sur la figure 4, une première diode DX1, DX4 est connectée entre le premier enroulement 251, 252 et la ligne de sortie 115, 117. Lorsque le transistor auxiliaire TX2, TX3 est bloqué, cette diode permet le passage du courant dans le premier enroulement 251, 252 dans un seul sens. Cette diode permet également de limiter la tension aux bornes du transistor auxiliaire TX2, TX3. Une seconde diode DA I, DA4 est connectée entre le second enroulement 253, 254 et la ligne de sortie 115, 117. Cette diode permet le passage du courant dans un seul sens dans ce second enroulement. La présence de ces diodes DAI, DA4 empêche tout fonctionnement réversible des circuits d'aide à la commutation du convertisseur 211, et permet la démagnétisation du transformateur TP, TN. Ce fonctionnement unidirectionnel est intéressant ptisqu'il limite le temps de fonctionnement du circuit de commutation 231, 232, et donc limite les pertes dans ledit circuit. Les transistors principaux T2, T3 des moyens de commutations peuvent être utilisés en mode thyristor dual, c'est-à-dire que l'amorçage se fait de manière naturelle. En général, l'amorçage principal se fait de façon naturelle lorsque la tension de commutation V2, V3 des moyens de commutation devient sensiblement égale à zéro et que la diode D2, D3 devient passante. Cependant, dans le cas où l'intensité du cotrant d'entrée IE sur l'entrée d'alimentation 121, 122 est trop basse, c'est-à-dire pour une amplitude de la tension VE inférieure à environ 10% de sa valeur maximum, ce qui correspond généralement au début ou à la fin de l'alternance de ladite tension VE, la tension de sortie n'a pas le temps d'atteindre la valeur de la tension de ligne VS visée et l'amorçage naturel des transistors principaux n'est pas possible. En effet, dans ce cas les condensateurs des moyens d'accumulation d'énergie n'ont pas le temps de se charger et il est difficile d'obtenir une résonance du courant entrant dans les moyens inductifs. Pour remédier à cet inconvénient, les moyens de commande 301, représentés à la figure 5, comportent un module de retard 315 conçu pour forcer un amorçage principal retardé après une durée supérieure à une durée prédéterminée TMAX. Ce mode de fonctionnement forcé est principalement mis en oeuvre lors du début et de la fin de l'alternance de la tension VE, lorsque la valeur du courant d'entrée IE n'est pas suffisante pour charger les condensateurs des moyens d'accumulation d'énergie. Les moyens de commande 301 sont représentés sur la figure 5 uniquement pour l'unité de commutation 213. Des moyens équivalents pour l'unité de commutation 216, ainsi que les unités de commutation des autres phases peuvent être utilisées mais n'ont pas été représentés. Plus précisément, comme cela est représenté sur la figure 5, les moyens de commande 301 comportent un module référencé 311 pour générer un premier signal de commande 302 à modulation de largeur d'impulsion, en abrégé MLI et en anglais PWM. Ce premier signal de commande est déterminé à partir des mesures de la tension de sortie VS, de la tension d'entrée VE, et du courant d'entrée IE. Un module 316 permet d'amorcer le transistor auxiliaire TX2 pendant une durée TMAX'. Cette durée court à compter du front montant du premier signal de commande 302. En fonctionnement normal et pendant cette durée TMAX', le transistor auxiliaire TX2 peut donc être amorcé, ce qui permet d'annuler la tension V2 pour réaliser un amorçage du transistor principal T2. Pour cela, les moyens de commande comportent un comparateur 312 permettant de détecter le passage par zéro de la tension V2 aux bornes du transistor principal T2. La sortie de ce comparateur est connectée à une entrée d'un premier opérateur booléen du type � ET � logique référencé 313. Une autre entrée de cet opérateur est connectée à la sortie du module 311 porteuse du premier signal de commande à modulation de largeur d'impulsion 302. Ainsi, le passage par zéro de la tension V2 et la présence simultanée d'un signal à modulation de largeur d'impulsion actif permettent d'activer la sortie de cet opérateur booléen 313. Cette sortie de l'opérateur 313 est connectée à un deuxième opérateur booléen de type � OU � référencé 314 dont la sortie est connectée à l'entrée de commande du transistor principal T2. Ainsi, en fonctionnement normal, lorsque la sortie de l'opérateur � ET � 313 est activée, la sortie de l'opérateur 314 est également activée, ce qui permet de commander l'amorçage du transistor principal T2 au moment où la tension V2 passe par zéro. En fonctionnement forcé, c'est-à-dire au début ou à la fin d'une alternance de la tension d'entrée VE, la valeur du courant d'entrée IE n'est pas suffisante pour annuler la tension V2 aux bornes du transistor principal T2. La sortie de l'opérateur � ET � 313 reste donc inactive. Ainsi, pour amorcer le transistor principal T2 de manière forcée, le module de retard 315 mentionné précédemment est utilisé. A l'entrée de ce module 315 est connectée la sortie du module 311 porteuse du premier signal de commande 302, la sortie de ce module 315 étant quant à elle connectée à sur une entrée de l'opérateur � OU � logique 314. Ainsi, en fonctionnement forcé, le transistor T2 est automatiquement amorcé au bout d'un temps prédéterminé TMAX. Le choix du rapport cyclique utilisé dans le module de modulation 311 est généralement réalisé en prenant en compte le temps de démagnétisation du transformateur TP, TN, qui est généralement de l'ordre de la moitié du temps d'amorçage. Ceci permet d'éviter une saturation de ces transformateurs. En référence aux chronogrammes des figures 6A à 6M, le fonctionnement du circuit de commutation 213 du dispositif convertisseur de la figure 4 est décrit ci-après, dans le cas où l'intensité du courant d'entrée IE sur l'entrée d'alimentation du dispositif convertisseur est suffisante pour obtenir un amorçage naturel des transistors principaux. En d'autres termes, le fonctionnement décrit ci-après exclut dans une certaine mesure le début et la fin de l'alternance de la tension VE. Au départ le transistor principal T2 est dans un état amorcé ou passant, ce qui est indiqué par la présence d'un trait gras sur la figure 6A. Le transistor auxiliaire TX2 est quant à lui dans un état bloqué, ce qui est indiqué par l'absence de trait gras sur la figure 6B. Comme cela est visible sur la figure 6F, la diode Dl est bloquée. Le transistor T2 voit passer un courant IT2, représenté sur la figure 6E, sensiblement égal au courant d'entrée IE. La tension V2 aux bornes du transistor T2 représentée sur la figure 6D est de ce fait sensiblement égale à zéro. La diode DA1 ne voit passer aucun courant comme cela est représenté à la figure 6G et se trouve à l'état bloqué. La tension VDA1 à ses bornes représentée à la figure 6H est donc sensiblement égale à la valeur de la tension de sortie VS sur la ligne de sortie 115. Au temps tl, le transistor T2 est bloqué (Figure 6A), le courant d'entrée IE est dérivé dans les moyens de stockage 137, ce qui permet de diminuer les pertes dudit transistor. Comme cela est visible sur la figure 6D, la tension V2 aux bornes du transistor principal T2 commence à augmenter progressivement en chargeant le condensateur CR2 monté en parallèle. La diode DAI est toujours à l'état bloqué, et la tension VDA1 à ces bornes commence à diminuer (figure 6H) jusqu'à atteindre une valeur nulle. En même temps, comme cela est visible sur la figure 6K, la tension VTX2 aux bornes du transistor auxiliaire TX2 augmente jusqu'à la valeur de la tension de sortie VS. Au temps t2, la tension V2 aux bornes du transistor principal T2 atteint la valeur de la tension de sortie VS (Figure 6D), et la diode Dl se met à conduire un courant IDI dont la valeur est sensiblement égale à la valeur du courant d'entrée IE représenté sur la Figure 6F. Au temps t3, le transistor auxiliaire TX2 est amorcé (Figure 6B), ce qui va entraîner une décroissance du courant ID1 dans la diode Dl (Figure 6F) qui est dévié vers ledit transistor auxiliaire TX2 qui est devenu passant. Comme cela est visible sur la figure 6J, le transistor auxiliaire TX2 voit donc un courant ITX2 qui augmente progressivement. Ainsi, le courant IRP entrant dans le transformateur TP, représenté sur la figure 6C, va augmenter en même temps que le courant ID 1 diminue. Après un amorçage de la diode DA I , ce courant IRP résulte de la somme du courant ITX2 dans le premier enroulement 251 du transformateur TP (figure 6J) et du courant IDA 1 dans le second enroulement 253 de ce même transformateur TP (figure 6G). Dès que la diode DA1 est amorcée, la tension de sortie VS est appliquée aux deux enroulements 251, 253 du transformateur TP. A cause des fuites magnétiques de ce transformateur, l'enroulement 251 sera soumis à une tension VSEC à ses bornes, représentée sur la figure 6M, sensiblement égale à la tension de sortie VS. Le rapport de transformation du transformateur TP étant très proche de l'unité, le courant ITX2 dans l'enroulement 251 représenté sur la figure 6J et le courant IDA1 dans l'enroulement 253 représenté à la figure 6G sont sensiblement égaux à la moitié de la valeur du courant IRP entrant dans le transformateur TP, c'est-à-dire égaux à la moitié du courant d'entrée IE. Au temps t4, aucun courant ne circule plus dans la diode Dl, ce qui entraîne son blocage (figure 6F). La tension V2 aux bornes du transistor T2 (figure 6D), commence donc à diminuer. En même temps, comme cela est visible sur les figures 6C, 6G, et 6J, le courant IRP à l'entrée du transformateur TP ainsi que les courants 1 DA 1 et ITX2 dans chaque enroulement vont continuer à augmenter par induction mutuelle. De cette façon, le courant IRP entrant dans le transformateur va entrer en résonance. En effet, au temps t4, le condensateur CRI qui est déchargé va se charger au fur et à mesure que la tension V2 aux bornes du transistor principal T2 diminue jusqu'à zéro. En même temps, le condensateur CR2 qui est initialement chargé va commencer à se décharger. Entre les temps t4 et t5, lorsque la tension V2 aux bornes du transistor principal T2 est sensiblement égale à la moitié de la tension de sortie VS, le courant IRP entrant dans le transformateur TP va atteindre un pic de résonance (figures 6C et 6D). Pendant ce laps de temps, la tension VSEC aux bornes de l'enroulement 251 du transformateur TP va diminuer (figure 6M) et la tension VPRI aux bornes de l'enroulement 253 de ce même transformateur va augmenter (figure 6I). En d'autres termes, la tension de sortie VS va simultanément basculer de l'enroulement 251 à l'enroulement 253. Au temps t5, alors que la tension V2 au bornes du transistor principal T2 s'annule (figure 6D), un faible courant va circuler dans la diode D2 montée en inverse parallèlement au transistor T2. Ceci est visible sur la figure 6E représentant le courant IT2 circulant dans le module constitué par le transistor principal T2 et la diode D2. Le transistor principal T2 est amorcé entre le temps t5 et le temps t6, avec une tension V2 à ces bornes qui est donc sensiblement égale à zéro (figure 6D). Ainsi, l'énergie dissipée lors de cet amorçage s'en trouve minimisée. Au temps t6, le courant IT2 dans le transistor principal T2 augmente progressivement (figure 6E) en même temps l'intensité des courants ITX2 et IDA1 respectivement dans le premier et le second enroulement 251, 253 diminuent (figures 6J, 6G). Au temps t7, aucun courant ne circule plus dans la diode DAI et dans le second enroulement 253 du transformateur TP (figure 6G), ce qui entraîne le blocage de ladite diode. Un courant de faible intensité IMAG représenté à la figure 6J, dû à la magnétisation du transformateur TP, continue de circuler dans le transistor TX2 ainsi que dans le premier enroulement dudit transformateur. Entre le temps t7 et le temps t8, les tensions VPRI, VSEC aux bornes des enroulements 253, 251 du transformateur TP étant sensiblement égales à zéro (figures 6I, 6M), la valeur de ce courant IMAG reste sensiblement constante. Au temps t8, le transistor TX2 est commandé dans un état bloqué (Figure 6B) et la diode DX1 permet d'évacuer complètement le courant de magnétisation IMAG circulant dans le premier enroulement 251, comme cela est représenté sur la figure 6L. Ainsi une démagnétisation complète du transformateur TP se produit avant le blocage principal du transistor principal T2. Comme cela est visible sur la figure 6K, la valeur de la tension aux bornes du transistor TX2 est sensiblement égale à la tension de sortie VS. Comme cela est visible sur la figure 6H, la tension aux bornes de la diode DAI est, quant à elle, sensiblement égale à deux fois la valeur de la tension de sortie VS. Ainsi, pendant la démagnétisation du transformateur TP, la tension VTX2 aux bornes du transistor auxiliaire TX2 est deux fois plus faible que la tension VDA1 aux bornes de la diode DAI. C'est donc la diode DAI qui encaisse une tension de démagnétisation importante à la place du transistor auxiliaire TX2, ce qui permet de choisir un transistor TX2 de moindre calibre, donc moins coûteux et fonctionnant avec une consommation énergétique plus faible. Au temps t9, le transformateur TP est complètement démagnétisé, c'est-à-dire que la valeur moyenne de la tension à ses bornes est nulle. De ce fait, le courant IMAG devient nul, et la diode DX1 se bloque (figure 6L). Ainsi on retrouve la situation initiale précédant le temps tl. En référence aux figures 7A à 7K, le fonctionnement du circuit de commutation 213 du dispositif convertisseur de la figure 4 est décrit ci-après, dans le cas particulier où l'intensité du courant d'entrée IE sur l'entrée d'alimentation est insuffisante pour obtenir un amorçage naturel des transistors principaux. Le fonctionnement décrit ci-après est donc généralement applicable au début et à la fin de l'alternance de 1 a tension VE. Au départ, le transistor T2 est amorcé ou passant, comme cela est visible sur la figure 7A, et conduit un courant IT2 représenté sur la figure 7E dont la valeur est sensiblement égale au courant d'entrée IE. Comme cela est visible sur les figures 7D et 7F, la valeur de la tension V2 aux bornes du transistor principal T2 est quasiment nulle et la diode Dl est dans un état bloqué. Au temps tl, le transistor principal T2 passe de l'état amorcé à l'état bloqué (Figure 7A), et le courant d'entrée IE est dérivé dans les moyens de stockage 137. Comme cela est visible sur la figure 7D, la tension V2 aux bornes du transistor principal T2 commence à augmenter progressivement en chargeant le condensateur CR2 monté en parallèle. L'intensité du courant d'entrée IE étant trop faible, la tension V2 aux bornes du transistor T2 augmente très lentement et ne parvient pas à atteindre la valeur de la tension de sortie VS. De ce fait, la diode Dl ne peut pas être amorcée et ne conduit donc pas (figure 7F). Au temps t2, le transistor auxiliaire TX2 est amorcé (Figure 7B). Comme cela est visible sur la figure 7I, le transistor auxiliaire TX2 voit donc un courant ITX2 qui augmente progressivement. De la même façon, le courant IRP entrant dans le transformateur TP (figure 7C) et le courant IDA 1 dans la diode DA I (figure 7G) augmentent. Le courant IRP entrant dans le transformateur TP va ensuite entrer dans une phase de résonance. En effet, le condensateur CRI qui est initialement déchargé va se charger au fur et à mesure que la tension V2 aux bornes du transistor principal T2 diminue jusqu'à zéro. En même temps, le condensateur CR2 qui est initialement chargé va commencer à se décharger. Le courant IRP entrant dans le transformateur TP va ensuite atteindre un pic de résonance (figure 7C), qui va se poursuivre par une baisse. Comme cela est visible sur les figures 7C, 7D, 7G, 7H, 7I et 7K, la phase de résonance se traduit par des oscillations sans que la tension V2 aux bornes du transistor principal T2 ne puisse s'annuler. Le transistor T2 ne peut donc pas s'amorcer du fait que la sortie de l'opérateur booléen � ET � logique 313 des moyens de commande 301 reste dans un état inactif Au temps t3, après le laps de temps TMAX défini par le module de retard 316 des moyens de commande 301, le transistor principal T2 est amorcé automatiquement (figure 7A). En même temps, la tension V2 aux bornes du transistor principal T2 est brutalement ramenée vers zéro (Figure 7D), ce qui génère un pic de courant dans le transistor principal T2 (Figure 7E). Le courant IRP décroît (Figure 7C) et la diode DA1 se retrouve dans un état bloqué (Figure 7G). Seul, un courant magnétisant IMAG circule dans le transistor TX2 (Figure 7I). Au temps t4, après une durée TMAX' définie par le module 315 des moyens de commande 301, le transistor auxiliaire TX2 est bloqué (Figure 7B). La diode DX1 permet d'obtenir une démagnétisation complète du transformateur TP au temps t5 (Figure 7H, 7I et 7J). Au temps t5, le transformateur TP est complètement démagnétisé. De ce fait, le courant IMAG devient nul, et la diode DX 1 se bloque (figure 7J). Ainsi on retrouve la situation initiale précédant le temps tl. Le dispositif convertisseur représenté à la figure 4 dont le fonctionnement a été décrit précédemment correspond à un montage de type hacheur élévateur. Le dispositif convertisseur selon l'invention peut également être adapté à un montage de type hacheur abaisseur, comme dans le mode de réalisation représenté à la figure 8. Le dispositif convertisseur représenté partiellement à la figure 8 comporte des éléments déjà décrits précédemment en référence à la figure 4. Pour simplifier, seul le circuit de commutation pour le traitement des alternances positives et associé à l'une des trois phases a été représenté. Le dispositif convertisseur représenté sur la figure 8 comporte une source de tension 402 délivrant une tension d'entrée alternative VE et un courant d'entrée IE, et des moyens de commutation 404. Le circuit de commutation représenté permet de fournir, sur la ligne de sortie 415, une tension VS sensiblement constante et ayant une valeur positive. La sortie du circuit convertisseur est représentée comme une source de tension continue VS. Une inductance 403 sert à adapter l'impédance entre les deux sources de tension. Le circuit de commutation représenté comprend une entrée d'alimentation 405 sur laquelle est appliquée la tension d'entrée VE et dans laquelle est injecté le courant d'entrée IE. Les moyens redresseurs Dl et le transistor principal T2 forment une structure de type abaisseur. Le dispositif convertisseur est équipé d'un circuit d'aide à la commutation disposé entre l'entrée d'alimentation 405 et la ligne de sortie 415 comprenant des moyens inductifs 412 essentiellement constitués par un transformateur TP directement connecté à l'entrée d'alimentation 405. Le circuit d'aide à la commutation comprend également des moyens de dérivation 411 du courant d'entrée, en l'occurrence un transistor auxiliaire TX2 connecté au transformateur TP, TN pour établir, avant l'amorçage principal, une dérivation du courant d'entrée IE dans ledit transformateur. Plus précisément, l'interrupteur auxiliaire TX2 est connecté entre le premier enroulement 451 et la ligne de sortie 415. Le circuit d'aide à la commutation comprend, en outre, des moyens d'accumulation d'énergie 413 montés en parallèle sur les moyens de commutation 404. Comme cela est représenté à la figure 8, le transformateur TP comporte un premier enroulement 451 connecté entre l'entrée d'alimentation 405 et les moyens de dérivation TX2, et un second enroulement 453 bobiné en inverse, couplé magnétiquement au premier enroulement et connecté entre ladite entrée d'alimentation 405 et la ligne de sortie et une référence de tension. Une première diode anti-retour DX1 est connectée entre le premier enroulement 451 et la référence de tension. Une seconde diode anti-retour DA I est connectée entre le second enroulement 453 et la référence de tension. Le fonctionnement de ce montage abaisseur est essentiellement le même que celui du montage élévateur précédemment décrit. Les dispositifs convertisseurs décrits précédemment, et en particulier les dispositifs redresseurs, peuvent être utilisés dans une alimentation sans interruption 501 telle que celle représentée à la figure 9. Cette alimentation sans interruption comprend une entrée d'alimentation 502 sur laquelle est appliquée une tension d'entrée variable d'un premier réseau triphasé. L'alimentation sans interruption comprend un redresseur 503 du type de celui décrit précédemment, ledit redresseur étant connecté entre, d'un côté, l'entrée d'alimentation 502 et, de l'autre côté, deux lignes de sortie 504 ou bus de tension sensiblement continue. L'alimentation sans interruption comprend un onduleur 506 connecté entre les lignes de sortie 504 et une sortie 507 destiné à fournir une tension alternative triphasée sécurisée à une charge 508. Le bus de tension continue 504 est également connecté à une batterie 509 par l'entremise d'un convertisseur DC/DC 510. Comme cela est visible sur la figure 9, des contacteurs statiques 511 et 512 permettent de sélectionner entre l'entrée d'alimentation 502 du premier réseau triphasé et une entrée d'alimentation 513 d'un second réseau également triphasé. Ainsi, il est possible d'alimenter la charge par l'intermédiaire du premier réseau sécurisé par l'alimentation sans interruption 501, et le cas échéant commuter sur le second réseau. REVENDICATIONS1. Dispositif convertisseur unidirectionnel destiné à fournir une tension de sortie (VS) sensiblement continue sur une ligne de sortie (115, 117), ledit dispositif étant équipé d'au moins une unité de commutation (213, 216) comprenant : une entrée d'alimentation (121, 122) sur laquelle est appliquée une tension d'entrée (VE), des moyens redresseurs (Dl, D4) connectés à ladite entrée d'alimentation pour fournir la tension de sortie (VS), des moyens de commutation (T2, T3) connectés à ladite entrée d'alimentation pour obtenir un amorçage principal ou un blocage principal d'un courant d'entrée de sorte que, lors du blocage principal, ledit courant d'entrée est dévié vers lesdits moyens redresseurs, des moyens de commande (301) desdits moyens de commutation, et un circuit d'aide à la commutation (231, 232) disposé entre l'entrée d'alimentation (121, 122) et la ligne de sortie (115, 117) pour établir, avant l'amorçage principal, une tension de commutation (V2, V3) sensiblement égale à zéro, ledit circuit d'aide à la commutation comportant des moyens inductifs, des moyens de dérivation d'un courant d'entrée (IE) pour établir une dérivation du courant d'entrée sur lesdits moyens inductifs avant l'amorçage principal, et des moyens d'accumulation d'énergie (137, 138) montés en parallèle sur lesdits moyens de commutation pour établir une résonance dudit courant dans lesdits moyens inductifs avant l'amorçage principal, caractérisé en ce que lesdits moyens inductifs sont essentiellement constitués par un transformateur (TP, TN) directement connecté à l'entrée d'alimentation (121, 122) et comportant des enroulements bobinés en inverse, et en ce que lesdits moyens de dérivation comportent des moyens de commutation auxiliaires (TX2, TX3) directement connectés entre lesdits moyens inductifs et une référence de tension ou entre lesdits moyens inductifs et la ligne de sortie. 2. Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en ce que ae transformateur (TP, TN) comporte : 21un premier enroulement (251, 252) connecté entre l'entrée d'alimentation (121, 122) et les moyens de dérivation (TX2, TX3), et un second enroulement (253, 254) couplé magnétiquernent au premier enroulement et connecté entre ladite entrée d'alimentation (121, 122) et la ligne de sortie (115, 117) ou entre l'entrée d'alimentation (121, 122) et la référence de tension. 3. Dispositif selon l'une des revendications 1 ou 2, caractérisé en ce que le transformateur présente un rapport de transformation inférieur à l'unité. 4. Dispositif selon l'une des revendications 2 ou 3, caractérisé en ce qu'une première diode anti-retour (DX1, DX4) est connectée entre le premier enroulement (251, 252) et la ligne de sortie (115, 117) ou entre le premier enroulement (251, 252) et la référence de tension. 5. Dispositif selon la revendication 4, caractérisé en ce qu'une seconde diode anti-retour (DA1, DA4) est connectée entre le second enroulement (253, 254) et la ligne de sortie (115, 117) ou entre le second enroulement (253, 254) et une référence de tension. 6. Dispositif selon l'une des revendications 2 à 5, caractérisé en ce que les moyens de commutation auxiliaires sont essentiellement constitués par un transistor auxiliaire (TX2, TX3) connecté directement entre le premier enroulement (251, 252) et la référence de tension ou entre le premier enroulement (251, 252) et la ligne de sortie (115, 117), ledit transistor auxiliaire permettant, lors du blocage principal et au moment de l'amorçage dudit transistor auxiliaire (TX2, TX3), de fournir sur les enroulements du transformateur une tension ayant une valeur fonction de la tension de sortie (VS). 7. Dispositif selon l'une des revendications 1 à 6, caractérisé en ce que les moyens de commande (301) comportent un module de retard (315) conçu pour forcer un amorçage principal retardé après une durée supérieure à une durée prédéterminée (TMAX). 8. Dispositif selon la revendication 7, caractérisé en ce que les moyens de commande (301) sont appliqués aux moyens de commutation auxiliaires (TX2, TX3) et30comportent un module (316) conçu pour amorcer la dérivation du courant pendant une durée supérieure à la durée prédéterminée (TMAX'). 9. Dispositif selon l'une des revendications 1 à 8, caractérisé en ce que les moyens redresseurs comprennent une diode (Dl, D4) comprenant une entrée de courant, ladite entrée étant connectée à l'entrée d'alimentation (121, 122). 10. Dispositif selon l'une des revendications 1 à 9, caractérisé en ce que les moyens d'accumulation d'énergie (137, 138) comportent un premier condensateur (CRI, CR4) monté en parallèle avec les moyens redresseurs et un second condensateur (CR2, CR3) monté en parallèle avec les moyens de commutation. 11. Alimentation sans interruption (301) comprenant une entrée d'alimentation (302) sur laquelle est appliquée une tension d'entrée variable, un redresseur (303) connecté à ladite entrée, au moins une ligne de tension sensiblement continue connectée en sortie du redresseur, un onduleur (306) connecté à ladite ligne de tension et comportant une sortie (307) destinée à fournir une tension de sortie variable, caractérisée en ce que le redresseur est un dispositif convertisseur selon l'une des revendications précédentes et fournit une tension de sortie sensiblement continue sur ladite ligne .20