FR 2937750 A1 20100430 FR 0805989 A 20081028 Transpondeur et procédé de compensation de l'erreur de phase initiale associée L'invention concerne un transpondeur et un procédé de compensation de l'erreur de phase initiale associée. Elle s'applique notamment aux domaines du traitement du signal, de l'électronique et des télécommunications. Un transpondeur est un dispositif susceptible de fonctionner sous l'action d'ondes entrantes provenant d'un ou de plusieurs systèmes ou milieux de transmission, et de fournir, à un ou à plusieurs autres systèmes ou milieux, des ondes sortantes correspondant aux ondes entrantes. Un transpondeur permet de recevoir un signal à onde entretenue et émission continue CW ("continuous wave" en langue anglaise) ou quasi CW, et de le réémettre sur la même antenne en cohérence de phase et d'amplitude avec le signal reçu. Ce signal reçu peut être soit un signal CW, soit un signal modulé avec une bande de modulation faible. Dans la pratique, le signal reçu et le signal réémis présentant les mêmes caractéristiques spectrales, le transpondeur ne peut fonctionner que sur la base d'un partage du temps entre l'émission et la réception. Dans un tel système, le signal réémis étant découpé pour laisser du temps pour la réception, il se produit donc un enrichissement spectral hors bande et ceci d'autant plus que le facteur de forme est différent de 1. En outre, le temps de traitement conduit à un retard inévitable dans la restitution des modulations, ce qui, même si l'asservissement est de très bonne qualité en mode CW, se traduit par une dégradation de la qualité de recopie de signaux plus complexes. La réponse d'un transpondeur à la réception d'un signal CW ou quasi CW, et sa capacité à reproduire les modulations du signal reçu sont des critères représentatifs de la qualité globale de l'asservissement et peut être mesurée par la différence entre le signal réémis et le signal reçu. Pour cela, hormis pour des signaux de type CW où cette mesure peut être menée dans le spectre, il est plus pratique de caractériser la qualité globale d'asservissement dans le domaine temporel après traitement (filtrage adapté typiquement). Ce type de système doit fonctionner de façon autonome sans connaître a priori la fréquence et la nature des signaux qu'il reçoit. II doit pouvoir détecter la présence d'un signal et se mettre automatiquement en marche. Dans la pratique, compte tenu des inévitables temps de traitement, analogique ou numérique, il apparaît indispensable de disposer d'une information de fréquence sur les signaux reçus, extraite par le système lui-même quel que soit le signal reçu avant de passer en mode asservissement. Comme indiqué précédemment, le signal réémis est habituellement découpé pour laisser du temps pour la réception. Cette découpe est réalisée à une fréquence, appelée dans la suite de la description fréquence de découpe, correspondant à l'inverse de la période de découpe Te, ladite période pouvant être choisie constante, mais pas nécessairement. Ainsi le fonctionnement du transpondeur met-il en jeu une répétition de séquences de durée Te et comprenant une tranche de réception suivie d'une tranche d'émission. Toutes les Te secondes, une fenêtre d'émission permet au transpondeur de transmettre une tranche de signal de durée inférieure à Te à partir des informations acquises grâce aux portions de signal reçues au cours de la ou des tranches de réception précédentes. Dans le cas d'un transpondeur dit numérique, c'est-à-dire comportant des moyens de numérisation du signal reçu et des moyens numériques de traitement, cette tranche de signal est restituée sous la forme d'un signal analogique par l'intermédiaire d'un convertisseur numérique-analogique à partir d'un signal numérique obtenu par traitement d'une série d'échantillons issus d'une numérisation du signal reçu pendant la ou les tranches de réception, ces échantillons étant cadencés à une fréquence d'échantillonnage donnée fech proportionnelle à la fréquence d'horloge fdock du système. Ce type de système agit comme une double boucle d'asservissement en amplitude d'une part et en phase/fréquence d'autre part. II génère, à une erreur près dépendant principalement du gain de boucle, un signal de sortie s(t) constituant une recopie en cohérence du signal présent à l'entrée e(t) de ladite boucle. Pour cela la double boucle du système contient un mécanisme permettant de mesurer l'écart d'amplitude et l'écart de phase entre le signal reçu e(t) et le signal généré s(t). Ces écarts d'amplitude et de phase sont ensuite filtrés et intégrés et le signal ainsi obtenu est utilisé comme amplitude a et phase Il) du signal de sortie Une variante, déjà utilisée dans l'état de l'art, consiste à multiplier ce signal ea+1l) par le signal d'entrée. Celle-ci est utile dans le cas de boucles présentant un faible gain dans lesquelles les erreurs résiduelles, et plus particulièrement celle de phase, peuvent être fortes. Dans le cas de la phase, l'erreur filtrée correspond à la fréquence instantanée qui, intégrée, conduit à la phase du signal de sortie. Ainsi, pour des signaux de type CW, cette erreur de phase est-elle sensiblement constante et d'autant plus forte que le gain de la boucle est faible. Une difficulté inhérente à de ce type de système est liée au contrôle de la phase, c'est-à-dire à la réduction de l'écart de phase entre le signal d'entrée et le signal de sortie. Elle réside dans un ou plusieurs temps de transit se traduisant par un écart de phase initial entre les signaux e(t) et s(t). Ce ou ces temps de transit sont notamment la conséquence des opérations de transposition en bande de base ou sur fréquence porteuse des signaux, de filtrage, des calculs et des temps requis pour les conversions. Par principe la boucle tend à compenser cet écart initial, mais le temps d'asservissement lié à la bande de la boucle peut être long. Cet effet est surtout notable sur des boucles numériques pour lesquelles le signal reçu de l'antenne e(t), appelé également signal de référence dans la suite de la description, est codé puis traité en numérique pour ensuite être restitué après conversion numérique-analogique. Ces temps de calcul peuvent alors être significatifs. Un but de l'invention est notamment de minimiser les inconvénients précités. A cet effet l'invention a pour objets un transpondeur comprenant des moyens pour recevoir un signal d'entrée e(t) et émettre un signal de sortie s(t), pour estimer l'écart de phase Ad) et l'écart d'amplitude dA entre le signal reçu et le signal émis à l'aide d'une boucle d'asservissement, pour générer le signal de sortie en cohérence de phase et d'amplitude avec le signal d'entrée. L'invention propose de compenser l'erreur de phase initiale par l'application d'une commande de compensation en phase Aç sur la phase du signal e(t) avant émission. Selon un aspect de l'invention, la fréquence centrale fc du signal d'entrée e(t) est mesurée par un mécanisme de mesure de fréquence IFM ("Instantaneous Frequency Measurement" en langue anglaise), cette mesure menant à une estimation fo de ladite fréquence. La mesure de fréquence centrale du signal d'entrée e(t) peut être effectuée de manière continue en utilisant une reconstitution dudit signal par interpolation. La commande de compensation en phase Acp est, par exemple, exprimée en fonction de la fréquence fo et du temps de transit de l'oscillateur local Toi. La commande de compensation en phase Ocp peut valoir, par exemple, 2nfoToL• Selon un mode de réalisation, les traitements d'estimation de la boucle d'asservissement du transpondeur sont numériques. Le temps de transit Toi peut être mesuré pendant la phase de conception du transpondeur. L'invention a aussi pour objet un procédé de compensation de l'erreur de phase initiale d'un transpondeur comportant un oscillateur local, recevant un premier signal r(t) et émettant un second signal e(t). L'erreur de phase initiale est compensée par l'application d'une commande de compensation en phase icp appliquée sur la phase du signal e(t) avant émission. Selon un aspect de l'invention, la commande de compensation en phase Acp est exprimée en fonction d'une estimation fo de la fréquence du signal d'entrée e(t) et du temps de transit de l'oscillateur local Toi. Selon un autre aspect de l'invention, la commande de compensation en phase Ocp vaut 27rfoToL. D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront à l'aide de la description qui suit donnée à titre illustratif et non limitatif, faite en regard des dessins annexés parmi lesquels : la figure 1 illustre schématiquement les signaux reçus et réémis par un transpondeur ; la figure 2 présente un exemple de multiplexage temporel et de fenêtrage entre les signaux reçus et réémis par un transpondeur; la figure 3 illustre schématiquement un mode de réalisation de transpondeur mettant en oeuvre l'invention ; la figure 4 et la figure 5 présentent deux modélisations possibles de la boucle d'asservissement du transpondeur présenté sur la figure 3 dans le but de déterminer une valeur de commande de compensation de la phase. La figure 1 illustre schématiquement les signaux reçus et émis par un transpondeur. Le signal réémis s(t) par un transpondeur fonctionnant sur une seule antenne servant à la fois à la réception et à l'émission dans la même gamme de fréquences est un signal découpé, cette découpe étant requise pour préserver des phases d'écoute du signal d'entrée e(t). Le signal réémis s(t) est donc le produit d'un signal continu, a priori proportionnel au signal reçu e(t), et d'une série d'impulsions périodiques de période Te et de réponse individuelle i(t). Il est à noter que la découpe ainsi produite se traduit par le fait que le spectre S(f) de s(t) est plus riche que le spectre E(f) de e(t). Le transpondeur doit faire en sorte que S(f) et E(f) coïncident dans la bande utile du signal s(t). La figure 2 donne un exemple graphique de fenêtres temporelles 201, 202 pouvant être utilisées pour pondérer les signaux reçus et émis par un transpondeur, dans le but notamment de réduire la puissance des lobes secondaire du spectre desdits signaux. Le signal émis est découpé en séquences de découpe 205 de durées Ok. Pour chaque séquence de découpe, une tranche d'émission 203 est suivie d'une tranche de réception 204. La portion de signal émise est de durée 'Lk. Il en résulte que deux portions de signal appartenant à deux séquences successives sont espacées par un intervalle de découpe de durée Ok - tk. Sur l'exemple de la figure 2, la durée de séquence est choisie constante sur cette figure dans un but de clarté des explications, soit Ok = Te, mais les valeurs Ok et tk peuvent prendre des valeurs différentes d'une séquence à l'autre. Les pondérations permettant de limiter l'encombrement spectral lié au fenêtrage sont essentielles pour le bon fonctionnement de l'asservissement. En effet, à cause du fenêtrage de l'émission, le signal comporte de nombreuses raies images dont il convient de limiter l'influence dans le traitement. Cette pondération permet également d'atténuer les rebonds créés par l'antenne sur le signal émis. A la réception une pondération de Nanning (i.e. w(t) = cos2(rrt/L) pour -L/2 t L/2 où L est la durée de la fenêtre de réception) apparaît comme un bon compromis entre atténuation des raies images et préservation du signal. A l'émission la fenêtre pourra par exemple, mais pas nécessairement être la somme de 3 pondérations de Hanning telles que définies pour la réception et décalées de T/2, telles qu'illustrées sur la figure. La figure 3 illustre schématiquement un mode de réalisation de transpondeur mettant en oeuvre l'invention. L'architecture présentée comporte deux voies de traitement identiques traitant l'une le signal reçu par l'antenne e(t) et l'autre le signal émis par l'antenne s(t), ces signaux étant séparés temporellement. Chacune de ces voies comporte au moins un convertisseur CAN 315, une transposition du signal utile destinée à le ramener en bande de base associée à une pondération par fenêtrage 306, 307 et un filtre de Hilbert 300, 303. II est important que ces voies soient les plus similaires possibles, aussi, par exemple, l'utilisation de convertisseurs doubles 315 réduira-t-elle les disparités. Le signal émis s(t) est formé à partir du signal reçu e(t) renvoyé 311 directement après filtrage de Hilbert soit par interpolation, soit par extrapolation 300, 303. Selon un mode de réalisation, le module 300, 303 effectue en plus du filtrage de Hilbert une interpolation ou une extrapolation dans le but de reconstituer le signal émis. Ce signal est corrigé d'un facteur multiplicatif complexe 302 fixé par la boucle d'asservissement amplitude/phase pour obtenir la meilleure recopie possible. Avant les filtres de Hilbert et les interpolateurs 300, 303, les signaux s(t) et e(t) sont multipliés aux moyens de multiplicateurs 304, 305 par les fonctions complexes 306, 307 destinées à ramener les signaux utiles en bande de base. Les enveloppes de ces deux fonctions complexes 306, 307 assurent une pondération permettant, par exemple, de réduire la puissance des lobes secondaires du signal émis et sont identiques en forme mais décalées d'un retard At correspondant à l'écart temporel entre émission et réception. L'écart minimum entre la plage temporelle de réception et la plage sur laquelle l'émission peut être choisi constante. Un mécanisme de mesure de fréquence IFM 319 ("Instantaneous Frequency Measurement" en langue anglaise) permet de déterminer une estimation fo 310 de la fréquence centrale ff du signal de référence. Un circuit d'aiguillage 316 permet de sélectionner le signal d'entrée de l'IFM 319. En phase initiale d'écoute, le signal e(t) est sélectionné, puis en régime établi, l'estimation de fréquence est effectuée sur le signal e(t) après transposition en bande de base 306 et filtrage 300. Cette estimation 317 est utilisée notamment pour calibrer les éléments d'architecture réalisant le passage en bande de base 306, 307 des signaux e(t) et s(t) rebouclé. Le module 302 calcule l'écart d'amplitude DA et l'écart de phase Act) entre le signal reçu e(t) et le signal émis s(t). La sortie du module 302 est filtrée par un filtre passe-bande et amplifiée, ces deux opérations pouvant être réalisées par un même module 308. Une conversion 309 du signal d'une représentation amplitude/phase en une représentation partie réelle/imaginaire est réalisée afin de préparer l'émission. Le signal résultant de cette conversion est multiplié 301 par le signal résultant du filtrage de Hilbert et de l'interpolation 300 de e(t). Le signal obtenu est ensuite filtré numériquement 312 afin, par exemple, de réduire la puissance des lobes secondaires du spectre dudit signal. En d'autres termes, le signal est traité par un module 312 mettant en oeuvre la pondération par fenêtrage par une fonction de pondération w(t). Le signal obtenu est transformé en signal analogique par un convertisseur numérique-analogique 313 puis filtré 314 et envoyé vers l'antenne non représentée après avoir été amplifié par un amplificateur également non représenté. Le système est composé d'une double boucle permettant de mesurer l'écart d'amplitude et l'écart de phase entre le signal reçu et le signal généré et de filtrer et intégrer lesdits écarts. Le temps de transit du signal à travers tout ou partie de la structure est inévitable et génère une erreur de phase initiale. Il est possible de distinguer deux temps de transit distincts TR et Toi définis ci-après. Le premier temps de transit TR est celui du signal démodulé le long de la boucle rapide, c'est-à-dire, le chemin de ladite boucle correspondant au bouclage du signal e(t), à sa transposition en bande de base 305, au filtrage 300 du résultat de ladite transposition, à sa réinjection 311 au niveau du multiplicateur 301 de la chaîne d'émission et aux diverses opérations de filtrage et de conversion effectuées avant émission 312, 313, 314. Le signal a pour fréquence porteuse fr fo où fo est la fréquence de l'oscillateur local du transpondeur, désigné dans la suite de la description sous le sigle OL, et fc la fréquence du signal reçu. Ce temps de transit TR génère une erreur de phase initiale égale à 2it(fc- fo)TR. Il est à noter que le temps TR comprend le temps de groupe du filtrage de Hilbert. Il y a donc intérêt à utiliser des architectures à temps de traitement rapide. Le second temps de transit Toi est celui de l'OL réalisant la transposition en bande de base et la mise sur fréquence porteuse entre ses deux points d'injection, c'est-à-dire de la mise sur porteuse 320 à la démodulation en bande de base 321. Par principe ce temps de transit Toi génère une erreur de phase initiale 2ltfoToL. La boucle tend à compenser l'écart initial en phase du à ces temps de transit correspondant au régime transitoire de la boucle, mais le temps d'asservissement, lié à la bande de boucle, peut être long. Afin d'accélérer la convergence de la boucle en phase, l'invention propose de compenser l'écart en phase initial résultant du temps de transit Toi. Comme la valeur de Toi est déterministe, il est possible de l'estimer ou de la mesurer, par exemple, au moment de la conception du transpondeur. En fonction de cette valeur ainsi que de l'estimation de la fréquence fo du signal de référence, une commande de correction A(p de l'écart de phase initial peut être calculée en fonction, par exemple, de Toi et fo puis introduite artificiellement 318 dans la boucle sur le signal reçu. La valeur de Ocp peut être choisie, par exemple, en utilisant l'expression suivante : ~cp = 2x1txfoxToL (1) La figure 4 représente une modélisation des retards introduits dans la boucle du transpondeur décrit à l'aide de la figure précédente. Le temps de transit t 400, 401 correspond au retard associé au filtrage et à la démodulation sur les deux voies de traitement des signaux e(t) et s(t), ces derniers étant respectivement les signaux de réception et d'émission dans le domaine du spectre de la phase. Pour chaque voie de 9 traitement des signaux e(t) et s(t), le passage en bande de base se traduit par une soustraction 403, 404 sur la phase de 2nfot puis de la répercussion sur la phase du temps de transit i 400, 401. L'écart de phase entre e(t) et s(t) est estimé en calculant la différence 405 entre la phase des signaux 5 résultants des deux voies de traitement après prise en compte du temps T. Le signal est ensuite amplifié et passé à travers un filtre de boucle. L'effet de ces opérations sur la phase est modélisé par l'application d'une fonction de transfert G(f) 402 suivie de la réponse 406 de l'intégrateur, ladite réponse étant égale à 1/(1-z 1). Au résultat en phase de ce filtrage est ajouté 2nfot 407 10 ainsi que la commande de compensation en phase Ocp 408. La prise en compte des retards associés au temps des calculs tels que, notamment, la conversion amplitude/phase vers un format de signal en partie réelle/partie imaginaire, est modélisée par l'introduction d'un retard 6 409 avant l'addition 410 de la phase du signal e(t). Enfin, le filtrage d'émission, la conversion 15 numérique-analogique et le filtrage analogique passe-bas effectué avant transmission sont pris en compte par l'introduction d'un retard T 411. Le temps de transit Toi décrit précédemment n'est autre que la somme des retards 6 et T. La réponse fréquentielle de la boucle s'exprime alors de la manière 20 suivante : (1ù0+ G( f )Z~ne+nr+nr) 2937750 ùj2,rTj s=e ùço)e-j2n?f +e-j2 . (2) dans laquelle : 25 (p est la transformée de Fourier de 2nfot ; est la transformée de Fourier de 4. En tenant compte notamment du fait qu'en régime établi le signal d'entrée e est la transformée de Fourier de la phase linéaire 2nfct, la réponse de la 30 boucle peut s'exprimer dans le domaine temporel par la formule suivante : 2n(foùfc)ZùI 1ùZ (nr+nr)+ Z (ne+nr)A01+ z -2i{y0 Z' 1ùZ (ne+nr) Je 1ùZ ' 2 Je 1ùZù' (3) s(t) = e(t)+ Fourier' Les deux termes du numérateur correspondent à deux composantes indépendantes caractérisant le régime transitoire. Le premier terme a une amplitude qui correspond à la phase 2n(fc-fo)TR du signal démodulé le long du chemin rapide de la boucle de retard TR = 0 + T. Il s'annule donc si fo = fc mais sa compensation n'est pas possible puisque fc n'est connue que par son estimation fo. Pour limiter son influence, il y a donc un grand intérêt à disposer d'une mesure de fréquence la plus précise possible et à l'améliorer de façon continue grâce à l'utilisation permanente du signal reconstitué pour alimenter l'IFM. Le second terme du numérateur fait intervenir le terme de compensation A (p qui doit donc être choisi pour compenser l'effet du temps de transit Toi = T + 0 de l'OL entre la mise sur porteuse et la démodulation dont la phase induite sur le signal est 2nfoToL. L'effet du dénominateur est double soit, d'une part une intégration permanente traduite par le terme 1-z-1, et d'autre part un filtrage décalé par le retard de boucle. Le début de la réponse transitoire correspond donc à l'intégration de la réponse du numérateur. Si l'intégrale de cette réponse est nulle, alors le début de réponse du transitoire retourne à 0 et se présente sous la forme d'une impulsion de durée 1+ne+nT, durée plus courte que le retard de boucle nt+ne+nT , nt, ne et nT représentant de nombre de périodes de découpe Te associées à chacun des retards T, 0 et T. Cette impulsion sera filtrée par G(f) dont la réponse de forme a + 3 z' est courte, puis intégrée, le résultat ainsi obtenu étant lui-même soumis au même traitement. II est à noter que G(f) peut être décomposé en la somme d'une partie dérivative correspondant à aù(3 et d'une partie de filtrage simple annulation correspondant à a+(3. L'effet de la partie dérivative, qui doit être de signe négatif, cumulé à celui de l'intégration tend à reproduire l'impulsion de proche en proche en alternant son signe, mais celui de la partie simple annulation cumulé à celui de l'intégration conduit à des intégrations successives des différentes impulsions ainsi crées. Lesdites impulsions ont donc chacune tendance à diverger, l'ensemble tendant cependant vers 0 par le biais de l'effet de compensation liée à l'alternance de signe introduite par la partie dérivative. Compte tenu de ce mécanisme, l'intérêt d'annuler l'intégrale de la 35 réponse du premier terme du numérateur apparaît. Cette annulation permet en effet de limiter les divergences décrites et donc d'accélérer la convergence de la boucle. Cette réponse est la différence de deux réponses constante de durées respectives 2 et ne+nT et d'amplitude respectives Acp/2 et 27tfo/fe. Le signal transitoire minimum sera donc obtenu pour : Acp = 2ttfo(T + 0) = 2ztfoToL (4) II faut voir dans ce résultat, le fait qu'il est introduit dans le système un biais de phase O(p = 2rrfo(T + 0) destiné à compenser le décalage de phase, 10 conséquence du temps de transit Toi = T + 0 de l'OL entre la mise sur porteuse et la démodulation. La figure 5 représente une modélisation des retards introduits dans la boucle du transpondeur tenant compte des retards tuo de l'antenne à 15 la transposition en bande de base. Tous les éléments de la figure précédente se retrouvent dans la modélisation proposée, à savoir : pour chaque voie de traitement des signaux e et s, la répercussion sur la phase du temps 'r 500, 501, l'application d'une fonction de transfert G(f) 502 et d'une fonction 503 égale à 1/(1-z') correspondant aux fonctions de filtrage de boucle et 20 d'amplification, l'ajout de la commande de compensation en phase Acp 504, l'introduction du retard 0 505 l'introduction du retard T 506. Les retards tira 507, 508 sont introduits en plus sur les voies de traitement des signaux e et s. Le filtre de boucle porte comme précédemment dans sa fonction 25 de transfert G(f), les temps de calculs de la différence amplitude/phase ainsi que ceux de son propre calcul. Dans la pratique, l'entrée du signal et la réinjection de la sortie sont retardés d'un retard tuo. L'équation de la réponse de boucle (15) devient alors : ((exe-i2nt REVENDICATIONS1- Transpondeur comprenant des moyens pour recevoir un signal d'entrée e(t) et émettre un signal de sortie s(t), pour estimer (302) l'écart de phase Ad) et l'écart d'amplitude DA entre le signal reçu et le signal émis à l'aide d'une boucle d'asservissement, pour générer le signal de sortie en cohérence de phase et d'amplitude avec le signal d'entrée, ledit transpondeur comportant un oscillateur local et étant caractérisé en ce que l'erreur de phase initiale est compensée (318) par l'application d'une commande de compensation en phase Acp appliquée sur la phase du signal e(t) avant émission. 2- Transpondeur selon la revendication 1 caractérisé en ce que la fréquence centrale fc du signal d'entrée e(t) est mesurée par un mécanisme de mesure IFM (319), cette mesure menant à une estimation fo de ladite fréquence. 3- Transpondeur selon la revendication 2 caractérisé en ce que la mesure de fréquence centrale du signal d'entrée e(t) est effectuée de manière continu en utilisant une reconstitution dudit signal par interpolation (300). 4- Transpondeur selon l'une quelconque des revendications 2 ou 3 caractérisé en ce que la commande de compensation en phase A (p est exprimée en fonction de la fréquence fo et du temps de transit de l'oscillateur local Toi. 5- Transpondeur selon la revendication 4 caractérisé en ce que la commande de compensation en phase 4 vaut 2lrfoToL. 6- Transpondeur selon l'une quelconque des revendications précédentes caractérisé en ce que les traitements d'estimation de la boucle d'asservissement (306, 307, 300, 303, 302, 308) sont numériques. 7- Transpondeur selon l'une quelconque des revendications précédentes caractérisé en ce que le temps de transit Toi est mesuré pendant la phase de conception du transpondeur. 8- Procédé de compensation de l'erreur de phase initiale d'un transpondeur comportant un oscillateur local, recevant un premier signal r(t) et émettant un second signal e(t), caractérisé en ce que l'erreur de phase initiale est compensée (318) par l'application d'une commande de compensation en phase A (p appliquée sur la phase du signal e(t) avant émission. 9- Procédé selon la revendication 8 caractérisé en ce que la commande de compensation en phase A (p est exprimée en fonction d'une estimation fo de la fréquence du signal d'entrée e(t) et du temps de transit de l'oscillateur local ToL. 10-Procédé selon la revendication 9 caractérisé en ce que la commande de compensation en phase 4 vaut 2nfoToL.