FR 2927203 A1 20090807 FR 0850676 A 20080204 Conversion analogique-numérique en parallèle d'un signal multiporteuse à la réception dans un système de communication La présente invention concerne une conversion analogique-numérique en parallèle d'un signal multiporteuse large bande à la réception dans un système de communication. Le système de communication supporte par exemple une modulation de signaux numériques selon un multiplexage par répartition en fréquences orthogonales OFDM ("Orthogonal Frequency Division Multiplexing" en anglais). En référence à la figure 1, un système de communication numérique multiporteuse connu comprend un dispositif de transmission DT et un dispositif de réception DR. Une communication numérique multiporteuse de type OFDM consiste à transmettre un signal numérique initial SNI incluant des données dans une bande de fréquence large depuis le dispositif de transmission DT. Selon le principe de l'OFDM, un modulateur MD dans le dispositif DT module les bits du signal SNI en des symboles complexes par exemple selon une modulation d'amplitude et de phase QAM. Les symboles sont groupés en des paquets de I symboles successifs. Les I symboles de chaque groupe sont mis en parallèle pour constituer I composantes numériques CNII, CNIi, CNII distinctes en entrée d'un module synthétiseur de Fourier MIFFT• Le module MIFFT effectue une transformation de Fourier rapide inverse IFFT ("Inverse Fast Fourier Transform" en anglais), c'est-à-dire une conversion fréquence-temps, pour moduler I porteuses à bandes de fréquence étroites de même largeur respectivement par les I symboles parallèles de chaque groupe. Chaque composante numérique est ainsi associée à une porteuse respective, également appelée "sous-porteuse". Dans le module MIFFT, les I porteuses modulées subissent une conversion parallèle-série à la fréquence des symboles pour être combinées en un signal numérique temporel SN_T qui correspond à la sortie du module MIFFT. Ce dernier comporte un niveau numérique temporel à chaque période des symboles correspondant à une somme des symboles sur les porteuses. Le signal numérique temporel est converti en un signal multiporteuse analogique SA Tl à large bande au moyen d'un convertisseur numérique-analogique CNA et est éventuellement amplifié dans un amplificateur. Un coupleur CPT adapté à un canal de transmission CT d'un réseau de communication connectant plusieurs dispositifs de communication entre eux émet le signal analogique amplifié SA T2 qui est transmis à un dispositif de réception DR d'un deuxième système de communication via le canal de transmission CT. Un tel réseau de communication reliant un dispositif de transmission d'un premier système de communication à un dispositif de réception d'un deuxième système de communication peut être un réseau téléphonique par exemple de type ADSL ("Asymmetric Digital Subscriber Line" en anglais), un réseau de radiocommunications par exemple pour de la radiodiffusion de type DAB (en anglais "Digital Audio Broadcasting") ou pour de la télédiffusion de type DVB (Digital Video Broadcast" en anglais), ou un réseau de communication sur ligne électrique de type CPL (Courants Porteurs en Ligne). Le canal de transmission CT pour chacun de ces exemples est alors respectivement : la paire de cuivre pour le réseau téléphonique, l'air pour le réseau de radiocommunications et les lignes électriques pour les systèmes à courant porteurs. Lors de la transmission par le canal de transmission, le signal émis SA T2 subit généralement des perturbations. Le signal analogique reçu SA R1 par le dispositif de réception DR est mis en forme dans un coupleur de réception CP_R adapté au canal CT et comportant un amplificateur à faible bruit pour amplifier le signal mis en forme. Le signal SA R2 en sortie du coupleur CP_R est converti en un signal numérique SNR dans un convertisseur analogique- numérique CAN. Après avoir été mis en parallèle sur I voies en entrée d'un module analyseur de Fourier MFFTr ce dernier effectue une transformation de Fourier rapide FFT ("Fast Fourier Transform" en anglais), c'est-à-dire une conversion temps- fréquence, pour démoduler les I porteuses en I symboles parallèles à chaque période de symbole et ainsi récupérer I composantes numériques CNF1,... CNFi,... CNF1. Ces I composantes numériques sont mises en série en sortie du module MFFT de manière à reconstituer le signal numérique de symboles. Celui-ci est démodulé dans un démodulateur DM afin de produire un signal numérique final SNF a priori identique au signal numérique initial émis SNI. Les convertisseurs analogiques-numériques CAN ont une plage de tension de fonctionnement limitée, par exemple entre -1 V et +1 V. Si l'amplitude du signal SA R2 issu du coupleur CP_R excède cette plage de tension et est par exemple comprise dans la plage de tension [-3 V, +3 V], le signal numérisé SNR est alors écrêté en sortie, engendrant ainsi des erreurs de conversion. Inversement, si l'amplitude du signal SA_R2 issu du coupleur est inférieure à la plage de tension de fonctionnement du convertisseur CAN et est par exemple comprise dans la plage de tension [- 0,2 V, +0,2 V], une partie de la plage de fonctionnement du convertisseur CAN ne peut être utilisée, ce qui augmente l'impact du bruit de quantification du convertisseur CAN. Le bruit de quantification correspond au bruit plancher du convertisseur CAN. Le niveau de ce bruit dépend du nombre de bits du convertisseur et de la plage de tension sur laquelle celui-ci fonctionne. Pour pallier ce problème, un contrôleur automatique de gain CAG (AGC "Automatic Gain Contrai" en anglais) entre la sortie du coupleur de réception CP_R et l'entrée du convertisseur analogique-numérique CAN ajuste au préalable l'amplitude du signal analogique reçu SA_R2 à la plage de fonctionnement du convertisseur CAN pour obtenir un signal adapté SA_GV à la plage de fonctionnement du convertisseur CAN. Cette opération ne modifie pas le rapport signal/bruit reçu, le bruit réel reçu étant amplifié ou atténué de la même façon que le signal utile reçu sur toute la bande de fréquence. Le rapport signal sur bruit vu par le système sur chaque porteuse i du signal reçu SA_R2 peut être exprimé selon la relation suivante, avec 1 I : RSbi = Ci * GCAG avec : - Ci : la composante utile du signal sur la porteuse i, - Bri : le bruit réel du signal sur la porteuse i, induit par le canal de transmission CT, Bri * GCAG + BrCAN - GCAG : le coefficient d'amplification du contrôleur CAG, et - BrCAN le bruit du convertisseur analogique-numérique. En augmentant le coefficient d'amplification GCAG du contrôleur CAG, le bruit BrCAN du convertisseur devient négligeable. Cependant le coefficient d'amplification GCAG dépend de l'amplitude totale du signal SA_R2 reçu délivré par le coupleur. Plus l'amplitude de ce signal est élevée, moins le coefficient GCAG l'est. Des tests en laboratoire sur des systèmes CPL ont montré que le bruit du convertisseur CAN est majoritairement supérieur au bruit réel du canal de transmission CT. La plupart des systèmes de communication, en raison de cette limitation du convertisseur CAN, fonctionnent en deçà de ce que permet la capacité du canal de transmission. En outre, lorsque quelques porteuses ont un niveau de puissance beaucoup plus élevé que les autres porteuses, l'amplitude du signal reçu SA_R2 est en très grande partie liée à la puissance du signal sur ces porteuses. Par conséquent, le contrôleur CAG amplifie moins le signal reçu en raison notamment du très fort niveau de puissance de ces quelques porteuses. Ceci implique alors une diminution du rapport signal/bruit y compris sur les porteuses de plus faible puissance, et ainsi une diminution du débit qu'il est possible de transmettre sur ces porteuses. La présente invention remédie aux inconvénients évoqués ci-dessus par un procédé de conversion analogique-numérique d'un signal analogique large bande mis en oeuvre par un dispositif de réception. Le procédé est caractérisé en ce qu'il comprend : N filtrages passe-bande simultanés du signal analogique selon N gabarits déterminés pour générer respectivement N signaux analogiques filtrés, N pondérations par application de N gains aux N signaux filtrés pour générer respectivement N signaux analogiques pondérés d'amplitudes respectives adaptées à des limites d'amplitude de N convertisseurs analogiques-numériques, N conversions analogiques-numériques par les N convertisseurs analogiques-numériques respectivement des signaux analogiques pondérés pour générer N signaux numériques, et une addition des N signaux numériques en un unique signal numérique. Par gain appliqué à un signal analogique filtré, on entend soit un gain positif correspondant à une amplification, soit un gain négatif correspondant à une atténuation. Ainsi, des groupes de porteuses du signal analogique filtrées respectivement selon des groupes de bandes de fréquences sont traités séparément afin d'optimiser les conversions analogiques-numériques ce qui conduit à une diminution de la puissance de bruit comparativement à celle du signal utile de données reçu et à une augmentation du débit du signal numérique issu des N signaux numériques. Selon une caractéristique de l'invention, les gabarits de bandes de fréquences peuvent être déterminés en fonction respectivement de plages de puissance spectrale pouvant être prédéfinies. Chaque gabarit définit une ou plusieurs sous-bandes de fréquence pouvant avoir une puissance spectrale comprise dans la plage de puissance spectrale respective. Selon une autre caractéristique de l'invention, les gabarits peuvent être déterminés dynamiquement en fonction de caractéristiques mesurées d'un canal de transmission transmettant le signal analogique multiporteuse et connecté au dispositif de réception, lors du fonctionnement du système de communication comprenant le dispositif de réception. La séparation du signal d'entrée en N signaux filtrés peut alors être effectuée au moyen de filtres ajustables. L 'invention a aussi pour objet un dispositif de réception d'un signal analogique multiporteuse, caractérisé en ce qu'il comprend : N filtres passe-bande pour filtrer simultanément le signal analogique selon N gabarits déterminés pour générer respectivement N signaux analogiques filtrés, N pondérateurs pour appliquer N gains aux N signaux filtrés et générer respectivement N signaux analogiques pondérés d'amplitudes respectives adaptées à des limites d'amplitude de N convertisseurs analogiques-numériques, N convertisseurs analogiques-numériques pour convertir respectivement les signaux analogiques pondérés en N signaux numériques, et un additionneur pour additionner les N signaux numériques en un unique signal numérique. D'autres caractéristiques et avantages de la présente invention apparaîtront plus clairement à la lecture de la description suivante de plusieurs réalisations de l'invention données à titre d'exemples non limitatifs, en référence aux dessins annexés correspondants dans lesquels : - la figure 1 est un bloc-diagramme schématique d'un système de communication multiporteuse commenté ci-dessus ; - la figure 2 est un bloc-diagramme schématique d'un dispositif de réception selon l'invention ; - la figure 3 est un algorithme d'un procédé de conversion parallèle selon l'invention ; - la figure 4 est un diagramme de courbes de puissance spectrale en fonction de la fréquence respectivement d'un signal analogique reçu et du bruit d'un canal de transmission ; et - les figures 5A à 5D sont des diagrammes montrant des gabarits de puissance spectrale représentatifs de filtres passe-bande ajustables. Selon un exemple auquel on se référera par la suite, l'invention est applicable aux réseaux et systèmes de communication CPL, acronyme de Courant Porteur de Ligne. Néanmoins, l'invention peut être généralisée à tous les réseaux et systèmes de communication de type OFDM ("Orthogonal Frequency Division Multiplexing" en anglais) et également aux réseaux et systèmes de communication à large bande de type UWB ("Ultra WideBand" en anglais). Comme montré à la figure 2, dans le système de communication un dispositif de réception DRa comprend de manière analogue au dispositif de réception connu montré à la figure 1, un coupleur CP recevant depuis le canal de transmission CT un signal analogique SA, un module de transformation de Fourier rapide MFFT et un démodulateur DM. Comme représenté à la figure 4, le signal SA reçu par le coupleur CP comprend un signal utile SUA et le bruit réel BcT introduit par le canal de transmission CT. Selon l'invention, un dispositif de conversion DC est interconnecté entre la sortie du coupleur CP et l'entrée du module de transformation MFFT. Le dispositif traite en sortie du coupleur CP le signal analogique reçu SA ayant subi éventuellement dans le coupleur CP une amplification à faible gain. Le signal analogique SA comporte I porteuses Ptl à Pt' qui ont été soumises à des modulations d'amplitudes et de phases différentes. Chaque porteuse Pti, avec 1 I, correspond au moins à une composante du signal numérique associée à une fréquence porteuse Fpi. Le dispositif de conversion comprend un répartiteur de puissance RP du signal analogique SA, un module de paramétrage MP, N étages de conversion FAn-CAGn-CANn comportant chacun un filtre passe-bande ajustable FAn, un contrôleur automatique de gain CAGn, appelé également pondérateur, et un convertisseur analogique-numérique CANn, avec 1 n N, et un additionneur AD pour obtenir en sortie du dispositif DC un signal numérique SN. Les N filtres ajustables FAl à FAN sont reliés au module de paramétrage MP par un bus bidirectionnel. Le module MP comprend ou est relié à une mémoire MR. Les entités RP, MP, FAl à FAN, CAG1 à CAGN, CAN1 à CANN et AD sont représentées sous forme de blocs fonctionnels dont la plupart assurent des fonctions ayant un lien avec l'invention et peuvent correspondre à des modules logiciels et/ou matériels. Le répartiteur de puissance RP répartit la puissance du signal analogique SA délivré par le coupleur CP dans N signaux analogiques SA' à SAN respectivement aux entrées des N étages de conversion. Chaque signal analogique SAn comporte les I porteuses modulées Ptl-Pt1 du signal SA. En variante, le répartiteur de puissance RP et les N filtres passe-bande FA' à FAN sont remplacés par un diviseur de fréquence divisant le signal large bande reçu en N signaux à bandes étroites. Dans chaque étage de conversion FAn-CAGn-CANn, le filtre passe-bande ajustable FAn sélectionne dans le signal analogique respectif SAn une ou plusieurs porteuses selon au moins une bande de fréquence BFn,b, définie par une fréquence de coupure basse FBn,b et une fréquence de coupure haute FHn,b, avec 1 b B, l'entier B correspondant au nombre de bandes de fréquence définies pour un filtre. Un filtre passe-bande ajustable peut comprendre plusieurs sous-bandes de fréquence, comme une superposition de bandes passantes sensiblement disjointes de filtres passe-bande, et est défini par un gabarit de puissance spectrale GBn déterminé par le module de paramétrage MP. En référence à l'une des figures 5A à 5D, un gabarit GBn d'un filtre passe-bande ajustable FAn fait correspondre une plage de puissance spectrale prédéfinie, par exemple de - 50 dBm à 0 dBm, supérieure à la plage de puissance spectrale maximale du signal SAn à filtrer, à une ou plusieurs sous-bandes de fréquence BFn,l à BFn,B. Le module MP détermine les sous-bandes de fréquence du gabarit GBn du filtre FAn en fonction d'une plage de puissance spectrale PPSn à appliquer au signal SAn. La plage de puissance spectrale PPSn est définie par un seuil de puissance spectrale minimal SPminn et un seuil de puissance spectrale maximal SPmaxn. Les N gabarits GB1 à GBN des N filtres passe-bande ajustables FA' à FAN sont respectivement déterminés en fonction de N plages de puissance spectrale PPS1 à PPSN distinctes successives recouvrant la plage de puissance spectrale maximale du signal analogique SA. Selon un exemple d'application, dans lequel le dispositif de conversion DC comprend 4 étages de conversion, le module de paramétrage MP détermine 4 gabarits GB1 à GB4 des filtres passe-bande ajustables FA' à FA4, illustrés respectivement aux figures 5A à 5D. Les 4 gabarits sont déterminés en fonction respectivement de plages de puissance spectrale successives PPS1 à PPS4, chacune définie par un seuil de puissance spectrale minimal respectif SPmini à SPmin4 et un seuil de puissance spectrale maximal respectif SPmaxi à SPmax4 listés dans le tableau suivant pour un signal Sa ayant une puissance variant entre -130 dBm et -50 dBm : n SPminn SPmaxn 1 -65 dBm > -65 dBm 2 -75 dBm -65 dBm 3 -80 dBm -75 dBm 4 mémoire MR. L'ensemble des fréquences des porteuses ainsi mémorisées définissent une bande de fréquence BFn du gabarit GBn qui est délimitée par une fréquence de coupure basse FBn relative à la plus petite fréquence des porteuses dans la bande de fréquence et une fréquence de coupure haute FHn relative à la plus grande fréquence des porteuses. La bande de fréquence BFn peut être continue et n'être constituée qu'une bande de fréquence, ou peut être discontinue et être constituée de plusieurs sous-bandes de fréquence disjointes. Par exemple le gabarit GB1 représenté à la figure 5A relatif au premier filtre FA1 comprend une unique sous-bande de fréquence BF1,1 pour filtrer les porteuses ayant une puissance spectrale supérieure à -65 dBm. Selon la figure 5B, le gabarit GB2 relatif au filtre FA2 comprend trois sous-bandes de fréquence distinctes BF2,1, BF2,2 et BF2,3 pour filtrer les porteuses du signal ayant une puissance spectrale comprise entre -75 dBm et -65 dBm. Selon la figure 5C, le gabarit GB2 relatif au filtre FA3 comprend six sous-bandes de fréquence distinctes BF3,1 à BF3,6 pour filtrer les porteuses du signal ayant une puissance spectrale comprise entre -80 dBm et - 75 dBm. Selon la figure 5D, le gabarit GB4 relatif au filtre FA4 comprend huit sous-bandes de fréquence distinctes BF4,1 à BF4,B = BF4,8 pour filtrer les porteuses du signal ayant une puissance spectrale inférieure à -80 dBm. Le signal filtré SAFn en sortie du filtre FAn comprend uniquement les porteuses sélectionnées dans la bande passante du filtre passe-bande ajustable FAn. Le contrôleur automatique de gain CAGn connecté à la sortie du filtre passe-bande ajustable FAn applique sur le signal filtré SAFn un gain Gn atténuant ou amplifiant la puissance des porteuses du signal SAFn en fonction de la plage de fonctionnement du convertisseur CANn connecté à la sortie du contrôleur de gain CAGn. Le contrôleur de gain CAGn adapte ainsi l'amplitude du signal SAFn en fonction de la limite d'amplitude LIMCANn du convertisseur CANn, et fournit un signal de puissance ajusté SAAn. Le gain à appliquer à un signal filtré SAFn supportant des porteuses ayant des puissances spectrales élevées, comme celles filtrées par le filtre FA', et donc ayant une amplitude élevée, est inférieur au gain à appliquer à un signal filtré SAFn supportant des porteuses ayant une puissance spectrale plus faible, comme celui filtré par le filtre FAN = FA4, afin que l'amplitude du signal SAAn soit adaptée à l'amplitude LIMCANn• Le convertisseur analogique-numérique CANn interconnecté entre le contrôleur CAGn et l'additionneur AD convertit le signal analogique adapté SAAn en un signal numérique SNn. Les convertisseurs analogiques-numériques CAN1 à CANN peuvent avoir des plages de fonctionnement identiques ou différentes et/ou des nombres de bits identiques ou différents. Chaque étage de conversion FAn-CAGn-CANn traite les porteuses du signal analogique SAn filtrées selon des bandes de fréquences non nécessairement continues, le signal analogique SAn ayant des puissances spectrales comprises dans une plage de puissance spectrale relativement similaire afin que l'étage délivre un débit maximal pour l'ensemble des porteuses traitées par l'étage. Ainsi le gain à appliquer à un groupe de porteuses de puissances spectrales faibles filtrées dans un étage de sélection est supérieur à un gain à appliquer à un groupe de porteuses de puissances spectrales plus élevées , afin d'ajuster la plage de tension des amplitudes des porteuses filtrées à la plage de fonctionnement du convertisseur associé et de limiter l'impact du bruit de quantification du convertisseur sur les porteuses de puissances spectrales faibles pour obtenir un débit maximal sur ces porteuses. Pour un groupe de porteuses de puissances spectrales élevées filtrées, le bruit de quantification est initialement négligeable par rapport au bruit réel du canal de transmission CT. Les porteuses des N signaux numériques en sortie des N étages de conversion ont un débit maximal. Le convertisseur parallèle-série ME convertit les N signaux numériques parallèles SNI à SNN, par exemple à la fréquence de symbole pour un signal de type OFDM, fournis en sortie respectivement des N convertisseurs CAN1 à CANN en un unique signal numérique SN. En sortie du dispositif de conversion DC, le signal numérique SN présente un débit global maximal. En référence à la figure 3, le procédé de conversion parallèle comprend des étapes El à E7 exécutées par le dispositif de conversion DC. A l'étape El, le répartiteur de puissance RP multiplie le signal SA en N signaux identiques SA1 à SAN et les répartit respectivement aux entrées des N étages de conversion FA1-CAGI-CAN1 à FAN-CAGN-CANN. A l'étape E2, le module de paramétrage MP paramètre les N filtres passe-bande ajustables FA1 à FAN en déterminant respectivement les N gabarits de bande passante GB1 à GBN selon respectivement N plages de puissance spectrale PPS1 à PPSN à appliquer respectivement sur les signaux SA1 à SAN. Aux étapes E31 à E3N exécutées parallèlement par le dispositif de conversion DC, les N filtres passe- bande ajustables FA1 à FAN filtrent respectivement dans les signaux SA1 à SAN des porteuses ayant des fréquences comprises dans les bandes de fréquence définies par les gabarits respectifs GB1 à GBN des filtres. En sortie de chaque filtre FAn, les porteuses filtrées ont une puissance spectrale comprise dans la plage de puissance spectrale correspondante PPSn. Aux étapes E41 à E4N exécutées parallèlement par le dispositif de conversion DC, les contrôleurs automatiques de gain CAG1 à CAGN appliquent respectivement N gains G1 à GN déterminés par les contrôleurs selon la plage de fonctionnement des convertisseurs CAN1 à CANN. Les contrôleurs automatiques de gain CAG1 à CAGN fournissent respectivement des signaux SA' à SAN dont les amplitudes sont adaptées aux plages de fonctionnement de tension des convertisseurs CAN1 à CANN respectifs. Aux étapes E51 à E5N exécutées parallèlement par le dispositif de conversion DC, les convertisseurs analogiques-numériques CAN1 à CANN convertissent respectivement les N signaux analogiques ajustés SA' à SAN en N signaux numériques SNI à SNN. A l'étape E6, l'additionneur AD additionne les N signaux numériques SNI à SNN en un unique signal numérique SN. A l'étape E7, le module de transformation de Fourier MFFT et le démodulateur DM traite de signal numérique SN afin de délivrer un signal numérique a priori identique à un signal de données initial SNI transmis par un autre système de communication à travers le canal de transmission CT. En variante, les gabarits sont déterminés dynamiquement par le module de paramétrage MP en fonction de caractéristiques mesurées du canal de transmission CT lors du fonctionnement du système de communication comprenant le dispositif de réception DRa. La séparation du signal d'entrée en N signaux est alors effectuée au moyen des filtres ajustables. REVENDICATIONS 1 - Procédé de conversion analogique-numérique d'un signal analogique multiporteuse (SA) mis en oeuvre par un dispositif de réception (DRa), caractérisé en ce qu'il comprend les étapes de : N filtrages passe-bande simultanés du signal analogique (SA) selon N gabarits de bandes de fréquence (BF1-BFN) déterminés pour générer respectivement N signaux analogiques filtrés (SAF1-SAFN), N pondérations par application de N gains (G1-GN) aux N signaux filtrés pour générer respectivement N signaux analogiques pondérés d'amplitudes respectives adaptées à des limites d'amplitude (LIMCAN1 -LIMCANN) de N convertisseurs analogiques-numériques, N conversions analogiques-numériques (E51-E5N) par les N convertisseurs analogiques-numériques respectivement des signaux analogiques pondérés (SAA1-SAAN) pour générer N signaux numériques (SN1-SNN), et une addition (E6) des N signaux numériques en un unique signal numérique (SN). 2 - Procédé conforme à la revendication 1, selon lequel les gabarits (GB1-GBN) de bandes de fréquences (BF, BFN) sont déterminés en fonction respectivement de plages de puissance spectrale (PPS1-PPSN). 3 - Procédé conforme à la revendication 1, selon lequel chaque gabarit (GBn) définit une ou plusieurs sous-bandes de fréquence (BFn) ayant une puissance spectrale comprise dans la plage de puissance spectrale respective (PPSn). 4 - Procédé conforme à la revendication 2 ou 3, selon lequel les plages de puissance spectrale (PPS1-PPSN) sont prédéfinies. 5 - Procédé conforme à la revendication 1, selon lequel les gabarits sont déterminés dynamiquement en fonction de caractéristiques mesurées d'un canal de transmission (LT) transmettant le signal analogique multiporteuse (SA) et connecté au dispositif de réception (Dra). 6 - Dispositif de réception (Dra) d'un signal analogique multiporteuse (SA), caractérisé en ce 15 qu'il comprend : N filtres passe-bande (FA1-FAN) pour filtrer simultanément le signal analogique (SA) selon N gabarits déterminés pour générer respectivement N signaux analogiques filtrés (SAF1-SAFN), 20 N pondérateurs (CAG1-CAGN) pour appliquer N gains (Gl-GN) aux N signaux filtrés et générer respectivement N signaux analogiques pondérés d'amplitudes respectives adaptées à des limites d'amplitude (LIMCAN1 -LIMCANN) de N convertisseurs 25 analogiques-numériques, N convertisseurs analogiques-numériques pour convertir respectivement les signaux analogiques pondérés (SAA1-SAAN) en N signaux numériques (SNl-SNN), et 30 un additionneur (AD) pour additionner les N signaux numériques en un unique signal numérique (SN).