FR 2927485 A1 20090814 FR 0850835 A 20080211 B8687 - 07-GR2-395 1 AMPLIFICATEUR À ENTRÉES DIFFÉRENTIELLES Domaine La présente invention concerne de façon générale les circuits électroniques et, plus particulièrement, les amplificateurs à entrées différentielles. L'invention s'applique plus particulièrement aux amplificateurs réalisés en technologie bipolaire ou BiCMOS. Exposé de l'art antérieur Les amplificateurs à paire différentielle en entrée sont, notamment pour des petits signaux (de l'ordre de quelques dizaines de millivolts en entrée), particulièrement sensibles aux déséquilibres (offset) susceptibles d'être présents dans les courants entre les branches. On distingue un déséquilibre, dit aléatoire, lié à un défaut d'appariement (mismatch) entre les composants, d'un désé- quilibre, dit systématique, lié à la structure (schéma) de l'amplificateur. Le déséquilibre aléatoire varie d'une puce à l'autre dans des circuits d'une même plaquette tandis que le déséquilibre systématique est le même pour toutes les puces d'une même plaquette mais est sensible aux dispersions de fabrication (varia- tions d'une plaquette ou d'un lot de plaquettes à un autre) ainsi qu'à la température de fonctionnement du circuit. B8687 - 07-GR2-395 2 Le déséquilibre systématique est dû au prélèvement, sur une seule des deux branches différentielles, d'un courant à amplifier pour fournir le signal utile. Cela introduit un déséquilibre dans les courants des deux branches qui fausse la mesure du signal d'entrée, donc la précision de l'amplification. Le déséquilibre systématique a longtemps été négligé devant le déséquilibre aléatoire. Les progrès dans la correction des déséquilibres aléatoires font que le déséquilibre systématique n'est plus négligeable, en particulier pour des signaux d'entrée de faible amplitude (inférieurs à quelques dizaines de millivolts). Résumé Il serait souhaitable de disposer d'une solution pour corriger d'éventuels déséquilibres systématiques dans un ampli-15 ficateur. Il serait également souhaitable de disposer d'une solution transposable à différentes structures d'amplificateur à paire différentielle en entrée. La présente invention vise à pallier tout ou partie 20 des inconvénients des amplificateurs à entrées différentielles. Un objet vise plus particulièrement à réduire le désé- quilibre systématique. Un autre objet vise une solution auto-adaptable aux conditions de fonctionnement en température du circuit. 25 Un objet vise également une solution compatible avec différentes structures d'amplificateurs. Pour atteindre tout ou partie de ces objets ainsi que d'autres, il est prévu un amplificateur à entrées différentielles comportant, entre deux bornes destinées à recevoir une 30 tension d'alimentation continue : une première branche comportant une première borne d'application d'un signal différentiel à amplifier ; une deuxième branche comportant une deuxième borne d'application du signal différentiel à amplifier ; B8687 - 07-GR2-395 3 une troisième branche comportant un premier amplificateur bipolaire dont une borne d'entrée est connectée à la deuxième branche et dont une borne de sortie est destinée à être couplée à une charge, et un élément de mesure du courant dans cette troisième branche ; et une quatrième branche comportant un deuxième amplificateur bipolaire dont une borne d'entrée est connectée à la première branche, et un élément de recopie du courant mesuré dans la troisième branche. Selon un mode de réalisation, les éléments de mesure et de recopie sont respectivement associés à des résistances en série. Selon un mode de réalisation, les amplificateurs des troisième et quatrième branches sont réalisés au moyen de tran-15 sistors identiques. Selon un mode de réalisation, les éléments de mesure et de recopie sont formés de transistors identiques. Selon un mode de réalisation, l'élément de mesure comporte un premier transistor monté en diode et l'élément de 20 recopie comporte un deuxième transistor monté en miroir sur le premier transistor. Selon un mode de réalisation, l'amplificateur est réalisé en technologie bipolaire. Selon un mode de réalisation, l'amplificateur est 25 réalisé en technologie BiCMOS. Il est également prévu un procédé de compensation d'un déséquilibre entre une première branche et une deuxième branche d'un amplificateur à entrées différentielles, comportant les étapes de : 30 mesurer la valeur d'un courant induit par une charge couplée à la deuxième branche ; et reproduire un courant de même valeur dans la première branche. B8687 - 07-GR2-395 4 Brève description des dessins Ces objets, caractéristiques et avantages, ainsi que d'autres seront exposés en détail dans la description suivante de modes de réalisation particuliers faite à titre non-limitatif en relation avec les figures jointes parmi lesquelles : La figure 1 est un schéma électrique d'un d'amplificateur sans correction de déséquilibre systématique ; la figure 2 est un schéma électrique d'un amplificateur à correction de déséquilibre systématique ; la figure 3 est un schéma blocs d'un mode de réalisation d'un amplificateur à entrées différentielles ; la figure 4 est un schéma électrique d'un mode de réalisation d'amplificateur à entrées différentielles ; la figure 5 est un schéma électrique d'un autre mode de réalisation d'amplificateur à entrées différentielles ; la figure 6 est un schéma électrique d'encore un autre mode de réalisation d'amplificateur à entrées différentielles ; la figure 7 illustre partiellement une variante d'étage de sortie ; et la figure 8 illustre partiellement une autre variante d'étage de sortie. Description détaillée Par souci de clarté, de mêmes éléments ont été désignés par de mêmes références aux différentes figures. De plus, seuls les éléments utiles à la compréhension de l'invention ont été représentés et seront décrits. En particulier, la provenance des signaux à amplifier et la destination des signaux amplifiés n'ont pas été détaillées, l'invention étant compatible avec toute utilisation usuelle. Dans la description qui suit, on ne se préoccupe que du déséquilibre systématique et on considère les transistors appariés, c'est-à-dire sans déséquilibre aléatoire. Le cas échéant, le déséquilibre aléatoire est réglé par d'autres moyens. La figure 1 représente schématiquement un exemple d'amplificateur à paire différentielle en entrée sans correction B8687 - 07-GR2-395 de déséquilibre systématique. La paire différentielle comporte deux branches parallèles B1 et B2 comprenant chacune un transistor bipolaire Q1 ou Q2 en série avec une source de courant 11 ou 21. Les deux branches B1 et B2 sont en parallèle entre une 5 borne 1 d'application d'un premier potentiel d'alimentation (potentiel positif Vcc dans cet exemple) et une source de courant 9 de polarisation, elle-même connectée à une borne 2 d'application d'un deuxième potentiel d'alimentation (par exemple la masse). Dans cet exemple, les transistors Q1 et Q2 sont de type NPN et leurs émetteurs respectifs sont connectés ensemble à une borne de la source de courant 9 tandis que leurs collecteurs respectifs sont connectés aux sources de courant 11 et 21. Les bases respectives des transistors Q1 et Q2 définissent des bornes d'entrée 15 et 25 de l'amplificateur. Le collecteur du transistor Q2 est par ailleurs relié à la base d'un transistor Q3, par exemple de type PNP, d'une troisième branche B3 (branche d'amplification). L'émetteur du transistor Q3 est connecté directement à la borne 1 tandis que son collecteur est relié à la borne 2 par une source 39 de polarisation. Ce collecteur définit par ailleurs une borne S de sortie destinée à être connectée à une charge 8 (LOAD). Dans un amplificateur tel qu'illustré par la figure 1, le courant de base Ib3 du transistor de sortie Q3 engendre un déséquilibre systématique entre les branches B1 et B2. Le courant Ib3 rend différents les courants de collecteur Ici et Ic2 respectifs des transistors Q1 et Q2, alors même que les sources de courant 11 et 21 sont dimensionnées pour fournir des courants identiques. En supposant les transistors Q1 et Q2 parfaitement appariés (ce qui revient à négliger le déséquilibre aléatoire), la tension représentative du déséquilibre systéma- tique, notée Vio, correspond à la différence entre les tensions basse/émetteur Vbe1 et Vbe2 des transistors Q1 et Q2. En considérant que le courant de polarisation I9 fourni par la source de polarisation 9 correspond au double du courant fourni par chacune des sources 11 et 21, et en considérant que le B8687 - 07-GR2-395 6 courant de base Ib3 est très petit devant ce courant de polarisation, la tension Vio est approximativement égale à Vt(2*Ib3/I9), où Vt représente la tension thermodynamique (kT/q, avec T représentant la température, q la charge de l'électron et k la constante de Boltzmann). Le déséquilibre systématique dépend donc de la température T de fonctionnement du circuit et du courant de base Ib3, donc du courant Is tiré par la charge (Is=r33*Ib3, où 53 représente le gain du transistor Q3 d'amplification). La figure 2 est un schéma électrique d'une solution usuelle de correction du déséquilibre systématique dans un amplificateur tel que représenté en figure 1. Par rapport au schéma de la figure 1, le circuit comporte une quatrième branche B4, constituée d'une source de courant 49 et d'un transistor bipolaire Q4, de type PNP. La base du transistor Q4 est reliée au collecteur du transistor Q1 tandis que son émetteur est connecté à la borne 1 et que son collecteur est relié, par la source de courant 49, à la borne 2. Un tel montage revient à essayer de dupliquer la charge 8 sur la branche B1 de la paire différentielle d'entrée. Pour cela, la source de courant 49 est dimensionnée pour que le courant de base Ib4 du transistor Q4 corresponde au courant de base Ib3 du transistor Q3 dans un fonctionnement nominal. La tension de déséquilibre systématique dans le mon- tage de la figure 2 peut, avec les mêmes hypothèses que celles exposées en relation avec la figure 1, s'exprimer de la façon suivante : Vio = Vt (2 (Ib4-Ib3) /I9) . Ce déséquilibre systématique disparaît donc si les courants de base Ib4 et Ib3 sont égaux. En pratique, ces deux courants sont différents l'un de l'autre pour plusieurs raisons. Tout d'abord, le courant Ib3 varie en fonction du courant Is appelé par la charge 8 et la correction opérée par le circuit de la figure 2 ne permet pas de tenir compte d'une telle variation. De plus, un déséquilibre lié au miroir de courant servant à B8687 -07-GR2-395 7 former les sources 39 et 49 est susceptible d'engendrer des disparités entre les deux branches. Il en découle qu'une partie du déséquilibre systématique, qui peut s'exprimer sous la forme Vt(AIb/I9), où DIb représente la différence entre les courants Ibo et Ib3, n'est pas corrigée. Ce déséquilibre reste dépendant de la température, d'une variation de la charge, ou de variation de processus de fabrication entre des lots d'amplificateurs issus de plaquettes différentes. La figure 3 est un schéma blocs d'un mode de réalisation d'un amplificateur à entrées différentielles avec correction dynamique du déséquilibre systématique. L'étage d'entrée (paire différentielle) est symbolisé par deux branches B1 et B2 en parallèle entre deux bornes 1 et 2 d'application d'une tension d'alimentation continue Vcc, les branches B1 et B2 ayant des bornes d'entrée 15 et 25 d'application d'un signal différentiel à amplifier. La sortie de la branche B2 commande un amplificateur en technologie bipolaire 3 dont la sortie S est destinée à être connectée à une charge 8 (LOAD) à alimenter. Côté branche B1, un amplificateur 4 en technologie bipolaire, identique à l'amplificateur 3, est connecté à une sortie correspondante de la branche B1 et alimente une charge 48, le cas échéant fictive. Pour corriger dynamiquement le déséquilibre systématique, le courant dans l'amplificateur de sortie 3 est mesuré pour être recopié côté amplificateur 4, de façon à le faire varier de manière correspondante. Ainsi, si le courant dans la charge varie, cette variation est répercutée côté amplificateur d'équilibrage 4. Ce fonctionnement sera mieux compris de la description des figures suivantes. La figure 4 est un schéma électrique d'un mode de réalisation d'un amplificateur à paire différentielle en entrée dans lequel la paire différentielle 10' est côté tension posi- tive Vcc, c'est-à-dire que les sources de courant 11 et 21 des branches respectives B1 et B2 sont connectées à la borne 2 (par B8687 - 07-GR2-395 8 exemple la masse) et que la source de polarisation 9' est connectée à la borne 1. Dans cet exemple, les transistors Q1' et Q2' des branches B1 et B2 sont de type PNP. Les sources de courant 11 et 21 sont formées de transistors Q11 et Q21 de type NPN. Chaque transistor Q11, Q21 a son émetteur relié à la borne 2 par une résistance R11, R21, le transistor Q21 étant monté en miroir sur le transistor Q11 qui est monté en diode (collecteur et base interconnectés). Les résistances R11 et R21 sont idéalement de même valeur mais sont, en pratique, ajustées pour équilibrer au repos les branches B1 et B2. En variante, un transistor additionnel Q12 (représenté en pointillés), appelé booster, est utilisé pour réduire l'impact des courants de base de transistors Q11 et Q21 sur le courant dans le transistor Q11. La base du transistor Q12 est connectée au collecteur du transistor Q11 tandis que son émetteur est connecté aux bases communes des transistors Q11 et Q21 et que son collecteur est relié à la borne 1, ou à tout autre point fixe en tension. Côté branche d'amplification, un transistor Q31 de type NPN est intercalé entre l'émetteur du transistor Q3 et la borne 2. Le transistor Q31 est monté en diode (collecteur et base interconnectés) et sert à mesurer le courant d'émetteur du transistor Q3, donc indirectement son courant de collecteur qui varie en fonction du courant Is tiré par la charge 8. Une source de courant 39 de polarisation reste intercalée entre la borne 1 et le collecteur du transistor Q3 sur lequel est prélevé le courant de sortie Is. Une quatrième branche B4 sert à reproduire le désé- quilibre sur la branche B1. Cette branche B4 comporte, en série entre les bornes 1 et 2 un transistor Q4 de type NPN et une source de courant 41, formée d'un transistor Q41 de type NPN. Le transistor Q41 a son émetteur connecté à la borne 2 et son collecteur connecté à l'émetteur du transistor Q4. Le transistor Q41 est monté en miroir sur le transistor de mesure Q31, sa base étant connectée à celle transistor Q31. Le rôle du transistor B8687 -07-GR2-395 9 Q41 est de reproduire, côté transistor Q4, une variation du courant dans le transistor Q3. Le fait de rendre le courant dans le transistor Q4 dépendant de celui dans le transistor Q3 permet de compenser, à la fois en température et en variation du courant de charge, et également en variation de processus de fabrication, les courants respectifs des branches différentielles et, par voie de conséquence, de réduire considérablement le déséquilibre systématique de l'amplificateur. Cela revient à annuler (rendre négligeable) la différence AIb entre les courants de base Ibo et Ib3. Le cas échéant, des résistances R31 et R41 (représentées en pointillés) sont intercalées entre les émetteurs respectifs des transistors Q31 et Q41 et la borne 2. De telles résistances optionnelles améliorent la précision de l'équili- brage des branches B3 et B4, (donc B1 et B2), mais au prix d'une chute de tension supplémentaire. La figure 5 représente le schéma électrique d'un autre mode de réalisation d'amplificateur dans lequel la paire différentielle 10 est de position inversée par rapport à la figure 4, la source de courant 9 étant connectée à la borne 2 et les transistors Q1 et Q2 étant de type NPN. Par rapport au montage de la figure 4, des transistors Q11', Q21', Q31' et Q41' de type PNP forment des sources de courant 11', 21', 31' et 41' côté borne 1 et les transistors Q3' et Q4' d'amplification et de correction sont de type PNP. Dans l'exemple de la figure 5, un transistor booster Q12' de type PNP a été illustré. Le fonctionnement du montage de la figure 5 se déduit de celui exposé en relation avec les figures précédentes. Selon une variante de réalisation non représentée, le rôle du transistor Q4 de la figure 4 (respectivement Q4' de la figure 5) est joué par le transistor Q12 (respectivement Q12') qui est alors apparié avec le transistor Q3 (respectivement Q3'). Le collecteur du transistor Q41 (respectivement Q41') est connecté à l'émetteur du transistor Q12 (respectivement Q12'). Cela revient au même que de connecter le point milieu entre les B8687 -07-GR2-395 10 transistor Q4 et Q41 (respectivement Q4' et Q41') aux bases des transistors Q11 et Q21 (respectivement Q11' et Q21') sans lier ces bases au collecteur du transistor Q11 (respectivement Q11'). La figure 6 représente encore un autre mode de réalisation d'un amplificateur illustrant le fait que les transistors des sources de courant peuvent être des transistors MOS. Par rapport au schéma de la figure 4, des transistors MOS N11, N21, N31 et N41, à canal N, sont disposés à la place des transistors Q11, Q21, Q31 et Q41. Les transistors N11 et N31 sont montés en diode (grille et drain interconnectés), les transistors N21 et N41 étant montés en miroir, respectivement sur les transistors N11 et N31. La figure 7 représente partiellement une variante dans laquelle la charge 8 n'est pas connectée directement au col- lecteur du transistor Q3 mais par l'intermédiaire d'une branche additionnelle B5 comportant un transistor Q5 de type NPN dont la base est reliée au collecteur du transistor Q3, l'émetteur est relié à la borne 2 et le collecteur est relié à la borne 1 par une source de courant 59 de polarisation. Le collecteur du transistor Q5 définit la borne de sortie destinée à être connectée à la charge 8. Ce montage illustre qu'il n'est pas nécessaire de reproduire le système d'équilibrage sur une deuxième branche éventuelle d'amplification. En effet, les erreurs engendrées par cette branche peuvent être négligées car elles sont du deuxième ordre en raison de l'amplification déjà opérée par le transistor Q3, le courant prélevé sur son collecteur étant un courant de base à destination du transistor Q5. La figure 8 illustre une autre variante selon laquelle le transistor Q3 est remplacé par un montage amplificateur 3 de type Darlington (transistors Q34 et Q35). Dans une telle situation, il convient de mesurer (transistor Q31) le courant de la branche d'amplification complète, c'est-à-dire sur l'émetteur du transistor Q35 plutôt que sur celui du transistor Q34. D'autres montages amplificateurs sont envisageables. B8687 - 07-GR2-395 11 Les amplificateurs 3 et 4 sont choisis pour être identiques, ce qui signifie qu'en cas de montage de type Darlington ou autre, un montage similaire doit être reproduit côté amplificateur 4. Un avantage des modes de réalisation décrits est qu'ils compensent le déséquilibre systématique d'un amplificateur à entrées différentielles en rendant cette compensation stable en température et en variation de processus de fabrication. Divers modes de réalisation ont été décrits, diverses variantes et modifications sont envisageables et apparaîtront à l'homme de l'art. En particulier, le choix entre un montage exclusivement bipolaire ou bipolaire et MOS (BiCMOS) dépend des autres montages du circuit et de la technologie disponible, seuls les amplificateurs 3 et 4 peuvent être en technologie bipolaire, les autres constituants pouvant être bipolaires ou MOS. De plus, les dimensions à donner aux différents transistors et sources de courant dépendent de l'application et sont à la portée de l'homme du métier à partir des indications fonction- pelles données ci-dessus. En pratique, les transistors de la paire différentielle sont de même surface, de même que les transistors des sources de courant 11 et 21. En outre, les différentes variantes exposées sont combinables. REVENDICATIONS 1. Amplificateur à entrées différentielles comportant, entre deux bornes (1, 2) destinées à recevoir une tension d'alimentation continue (Vcc) : une première branche (B1) comportant une première borne (15) d'application d'un signal différentiel à amplifier ; une deuxième branche (B2) comportant une deuxième borne (25) d'application du signal différentiel à amplifier ; une troisième branche (B3) comportant un premier amplificateur bipolaire (3) dont une borne d'entrée est connectée à la deuxième branche et dont une borne de sortie (S) est destinée à être couplée à une charge (8), et un élément (Q31, Q31', N31) de mesure du courant dans cette troisième branche ; et une quatrième branche (B4) comportant un deuxième amplificateur bipolaire (4) dont une borne d'entrée est connectée à la première branche, et un élément (Q41, Q41', N41) de recopie du courant mesuré dans la troisième branche. 2. Amplificateur selon la revendication 1, dans lequel les éléments de mesure et de recopie sont respectivement associés à des résistances (R31, R41) en série. 3. Amplificateur selon la revendication 1 ou 2, dans lequel les amplificateurs (3, 4) des troisième et quatrième branches (B3, B4) sont réalisés au moyen de transistors identiques. 4. Amplificateur selon l'une quelconque des revendi- cations 1 à 3, dans lequel les éléments de mesure et de recopie 25 sont formés de transistors identiques. 5. Amplificateur selon la revendication 4, dans lequel l'élément de mesure comporte un premier transistor (Q31, Q31', N31) monté en diode et l'élément de recopie (Q41, Q41', N41) comporte un deuxième transistor monté en miroir sur le premier 30 transistor. 6. Amplificateur selon l'une quelconque des revendications 1 à 5, réalisé en technologie bipolaire. 7. Amplificateur selon l'une quelconque des revendications 1 à 5, réalisé en technologie BiCMOS. 5B8687 - 07-GR2-395 13 8. Procédé de compensation d'un déséquilibre entre une première branche (B1) et une deuxième branche (B2) d'un amplificateur à entrées différentielles, caractérisé en ce qu'il comporte les étapes de : mesurer la valeur d'un courant induit par une charge couplée à la deuxième branche ; et reproduire un courant de même valeur dans la première branche.