FR 2924539 A1 20090605 FR 0703974 A 20070604 SYSTEMES, PROCEDES ET APPAREILS POUR EMETTEURS A ELIMINATION ET RESTAURATION D'ENVELOPPE LINEAIRE DEMANDE CONNEXE [0001]^ La présente demande est antérieure à la demande provisoire US No. de série 60 803 871, intitulée � Systems, Methods and Apparatus for Linear Polar Transmitters � (en français � Systèmes, procédés et appareils pour émetteurs polaires linéaires �), enregistrée le 4 juin 2006 qui est incorporée ici en référence telle qu'en intégralité. DOMAINE DE L'INVENTION [0002] L'invention concerne en général les émetteurs à élimination et restauration d'enveloppe (EER) linéaires et, plus particulièrement, les systèmes, méthodes et appareils destinés à l'amélioration des performances des amplificateurs de puissance à fréquence radio (RF). ARRIERE-PLAN DE L'INVENTION [0003] Dans les émetteurs mobiles sensibles aux coûts, les compromis en terme de performance doivent être gérés avec prudence afin d'obtenir une efficacité élevée et une puissance de sortie importante au gain et à la linéarité souhaités. Avec un amplificateur de puissance (PA) intrinsèquement non linéaire seul, l'unique manière d'obtenir un meilleur fonctionnement linéaire est de restreindre la plage dynamique des signaux à une petite partie de la capacité globale du PA. Malheureusement, une telle restriction de la plage dynamique afin d'obtenir un fonctionnement plus linéaire est assez inefficace, car elle requiert la construction d'un amplificateur qui soit de taille plus importante et consomme davantage d'énergie. [0004] En raison de l'exigence d'une augmentation des vitesses de transmission des données et de la capacité de communication, le GSM à débit amélioré (EDGE) a été introduit dans les spécifications et l'infrastructure GSM (système mondial de communication mobile) existantes. Le GSM se fonde sur un schéma de modulation à enveloppe constante de décalage de fréquence à minimum gaussien (GMSK), tandis que l'EDGE se fonde sur un schéma de modulation à enveloppe variable de décalage à 8 phases à un décalage de 3n/8 (8-PSK), principalement afin d'améliorer l'efficacité spectrale. Du fait de ce schéma de modulation à enveloppe variable, les émetteurs EDGE sont plus sensibles aux non linéarités des PA, ce qui peut affecter de manière significative et négative la performance d'un combiné EDGE. Par ailleurs, l'accès multiple par répartition en code à large bande (WCDMA) est une autre technologie de communication qui possède un débit de données bien plus élevé (- 2 Mbps) que le débit (384 kbps) de l'EDGE. Il s'agit des principales normes de communication à large bande sans fil mondiales destinées à offrir des applications multimédias 3G telles que la visioconférence, l'imagerie et la vidéo, les jeux en 3D et la stéréo de pointe aux utilisateurs de portables. La combinaison de la technologie GSM/EDGE et WCDMA sur une seule architecture de système rentable apporte aux utilisateurs de portables une expérience unique lorsqu'ils surfent sur les réseaux qu'offrent ces deux technologies en profitant en même temps de la vitesse de connexion réseau la plus élevée qui existe. La complexité de conception des appareils portables est également minimisée en combinant les technologies sans fil et multimédia portables de pointe dans un système unique. Cependant, de même que l'EDGE, le WCDMA se fonde sur un schéma de modulation à enveloppe variable de décalage de phase hybride (HPSK). En conséquence, les émetteurs WEGDE (WCDMA et EDGE) nécessitent un contrôle précis d'amplitude et de phase avec des blocs supplémentaires afin de compenser la distorsion provoquée par les caractéristiques non linéaires des PA et la variation de l'enveloppe non constante. [0005] Afin d'offrir des transmissions de signal efficacement amplifiés, de nombreuses architecture de émetteurs EER ont été proposées sous la forme soit d'une boucle ouverte avec schéma de préaccentuation numérique ou d'une boucle fermée avec schéma de retour analogique. [0006] Tout d'abord, dans la boucle ouverte conventionnelle avec schéma de préaccentuation numérique, le PA se caractérise par les données d'étalonnage comprenant les puissances, les températures et les fréquences. Les données d'étalonnage sont ensuite stockées dans des tableaux de conversion (LUT). Les bons coefficients pour les conditions de service, qui sont issus des LUT, sont sélectionnés par logique numérique et appliqués pour la préaccentuation. La linéarisation fondée sur le DSP peut fournir un fonctionnement stable, précis, ainsi qu'une modification aisée par la puissance de la programmation logicielle. Cependant, cette technique nécessite un étalonnage long sur la chaîne de production afin de compenser les variations pièce à pièce et: ne peut pas corriger facilement les effets du vieillissement du système. Dans le cas de l'utilisation d'une voie de retour destinée à refléter les changements en sortie de PA, les circuits deviennent coûteux et consomment une quantité considérable d'énergie en CC. [0007] Ensuite, un contrôle à réaction d'enveloppe à boucle fermée est en général utilisé pour une linéarisation analogique. Dans une telle structure de contrôle à réaction, un récepteur précis doit être inclus dans l'émetteur et la largeur de bande de la boucle de contrôle doit être largement supérieure à la largeur de bande du signal. De plus, la caractéristique de réduction de gain intrinsèque dans la réaction négative peut provoquer une grave restriction pour les amplificateurs qui ne présentent pas un gain de transmission suffisant. Par ailleurs, les systèmes à boucles fermées conventionnels renvoient à la fois la distorsion et la puissance du signal, réduisant ainsi la stabilité des systèmes à boucles fermées. De même, les amplificateurs de puissance utilisés dans ces systèmes de modulation polaires conventionnels fonctionnent à des modes de commutation extrêmement non linéaires pour l'efficacité de sorte que l'annulation des composantes de distorsion d'ordre élevé devient plus importante. BREF RESUME DE L'INVENTION [0008] Les modes de réalisation de l'invention peuvent fournir une architecture d'émetteur EER linéaire analogique en utilisant la technique de préaccentuation récursive orthogonale. Cette architecture d'émetteur peut fonctionner en mode basse puissance et atteindre une largeur de bande supérieure en renvoyant les composantes de distorsion d'ordre pair à basse fréquence (c'est-à-dire l'écart par rapport au gain linéaire). En outre, les composantes de distorsion peuvent ne pas être ajoutées au signal d'entrée en tant que retour, mais peuvent plutôt être utilisées afin de préaccentuer le signal d'entrée d'une manière multiplicatrice. En particulier, les composantes de distorsion d'ordre pair à basse fréquence peuvent générer des termes de distorsion en bande d'ordre impair lorsqu'elles sont multipliées par le signal fondamental. Par conséquent, une telle architecture peut être, de manière inhérente, plus stable que les systèmes de boucles polaires additifs conventionnels. [0009] Selon un mode de réalisation de l'invention, il existe une méthode destinée à fournir un émetteur à élimination et restauration d'enveloppe linéaire. La méthode peut comprendre la génération d'un signal d'amplitude d'entrée et d'un signal de phase d'entrée, où le signal d'amplitude d'entrée et le signal de phase d'entrée sont des composantes orthogonales d'un signal d'entrée et où le signal d'amplitude d'entrée et le signal de phase d'entrée sont générés sur les première et deuxième voies de signal respectives. La méthode peut également comprendre le traitement du signal d'amplitude sur la première voie de signal en utilisant un signal d'erreur d'amplitude afin de générer un signal d'amplitude préaccentué, le traitement du signal de phase d'entrée sur la deuxième voie de signal en utilisant un signal d'erreur de phase afin de générer un signal de phase préaccentué, et l'envoi du signal d'amplitude préaccentué sur la première voie de signal et du signal de phase préaccentué sur la deuxième voie de signal à un amplificateur de puissance afin de générer un signal de sortie. La méthode peut en plus comprendre l'application d'un premier amplificateur logarithmique au signal de sortie de l'amplificateur de puissance afin d'obtenir un signal de sortie détecté par logarithme et l'application d'un deuxième amplificateur logarithmique au signal d'amplitude préaccentué afin d'obtenir un signal d'amplitude préaccentué détecté par logarithme. La méthode peut également comprendre l'application d'un premier limiteur d'amplitude au signal de sortie de l'amplificateur de puissance afin d'obtenir un signal de sortie à amplitude limitée, et l'application d'un deuxième limiteur d'amplitude au signal de phase préaccentué afin d'obtenir un signal de phase préaccentué à amplitude limitée, où le signal d'erreur d'amplitude est généré à partir d'une comparaison d'au moins un signal de sortie détecté par logarithme avec le signal d'amplitude préaccentué détecté par logarithme, et où le signal d'erreur de phase est généré à partir d'une comparaison d'au moins le signal de sortie à amplitude limitée avec le signal de phase préaccentué à amplitude limitée. [0010] Selon un mode de réalisation de l'invention, il existe un système pour un émetteur à élimination et restauration d'enveloppe linéaire. Le système peut comprendre un signal d'amplitude d'entrée et un signal de phase d'entrée, où le signal d'amplitude d'entrée et le signal de phase d'entrée sont des composantes orthogonales d'un signal d'entrée et où le signal d'amplitude d'entrée et le signal de phase d'entrée sont fournis sur les première et deuxième voies de signal respectives. Le système peut également comprendre un premier module de préaccentuation qui traite le signal d'amplitude d'entrée sur la première voie de signal en utilisant un signal d'erreur d'amplitude inverse afin de générer un signal d'amplitude préaccentué, un deuxième module de préaccentuation qui traite le signal de phase d'entrée sur la deuxième voie de signal en utilisant un signal d'erreur de phase inverse afin de générer un signal de phase préaccentué, et un amplificateur de puissance qui reçoit le signal d'amplitude préaccentué sur la première voie de signal et le signal de phase préaccentué sur la deuxième voie de signal et génère un signal de sortie sur la base du signal d'amplitude préaccentué et du signal de phase préaccentué. Le système peut en plus comprendre au moins un amplificateur logarithmique qui récupère un signal de sortie détecté par logarithme à partir du signal de sortie de l'amplificateur de puissance et qui récupère un signal d'amplitude préaccentué détecté par logarithme à partir du signal d'amplitude préaccentué, et au moins un limiteur d'amplitude qui récupère un signal de sortie limité à partir du signal de sortie de l'amplificateur de puissance et qui récupère un signal de phase préaccentué limité à partir du signal de phase préaccentué, où le signal d'erreur d'amplitude est généré à partir d'une comparaison d'au moins le signal de sortie détecté par logarithme avec le signal d'amplitude préaccentué détecté par logarithme et où le signal d'erreur de phase est généré à partir d'une comparaison d'au moins le signal de sortie à amplitude limitée avec le signal de phase préaccentué à amplitude limitée. [0011] Selon encore un autre mode de réalisation de l'invention, il existe un système destiné à fournir un émetteur polaire linéaire. Le système peut comprendre un signal d'amplitude d'entrée et un signal de phase d'entrée, où le signal d'amplitude d'entrée et le signal de phase d'entrée sont des composantes orthogonales d'un signal d'entrée et où le signal d'amplitude d'entrée et le signal de phase d'entrée sont fournis sur les première et deuxième voies de signal respectives. Le système peut également comprendre un premier moyen destiné à traiter le signal d'amplitude d'entrée sur la première voie de signal en utilisant un signal d'erreur d'amplitude inverse afin de générer un signal d'amplitude préaccentué, un deuxième moyen destiné à traiter le signal de phase d'entrée sur la deuxième voie de signal en utilisant un signal d'erreur de phase inverse afin de générer un signal de phase préaccentué, et un amplificateur de puissance qui reçoit le signal d'amplitude préaccentué sur la première voie de signal et le signal de phase préaccentué sur la deuxième voie de signal et génère un signal de sortie sur la base du signal d'amplitude préaccentué et du signal de phase préaccentué. Le système peut en plus comprendre un troisième moyen destiné à générer le signal d'erreur d'amplitude inverse à partir du signal de sortie et du signal d'amplitude préaccentué, et un quatrième moyen destiné à générer le signal d'erreur de phase inverse à partir du signal de sortie et du signal de phase préaccentué. BREVE DESCRIPTION DES DIFFERENTES VUES DU OU DES DESSINS [0012] L'invention ayant été ainsi décrite en termes généraux, il va maintenant être fait référence aux dessins joints qui ne sont pas nécessairement à l'échelle et dans lesquels : [0013] Les figures lA et 1B représente des organigrammes fonctionnels d'un exemple de système d'émetteur EER selon un mode de réalisation de l'invention. [0014] La figure 2 représente une boucle de correction d'erreur d'amplitude selon un mode de réalisation de l'invention. [0015] La figure 3 représente une boucle de correction d'erreur de modulation de phase selon un mode de réalisation de l'invention. [0016] La figure 4 représente un schéma de modulation d'amplitude selon un mode de réalisation de l'invention. [0017] Les figures 5A et 5B représente les caractéristiques d'amplificateur de puissance (PA) simulées sans préaccentuation et avec préaccentuation, respectivement, selon un mode de réalisation de l'invention. [0018] Les figures 6A et 6B représentent les résultats de constellation simulés d'un signal WCDMA sans préaccentuation (61 pour Ventrée et 62 pour Vcharge) (EVMrms : 14,0%) et avec préaccentuation (63 pour Ventrée et 64 pour Vcharge) (EVMrms : 0,07%), selon un mode de réalisation de l'invention. [0019] Les figures 7A et 7B représentent les résultats spectraux simulés d'un signal WCDMA, selon un mode de réalisation de l'invention. DESCRIPTION DETAILLEE DE L'INVENTION [0020] L'invention va maintenant être décrite ci- après de manière plus complète en faisant référence aux dessins joints dans lesquels certains, mais non la totalité, des modes de réalisation de l'invention sont présentés. En effet, ces inventions peuvent être réalisées sous de nombreuses formes différentes et ne doivent pas être considérées comme limitées aux modes de réalisation exposés ici ; ces modes de réalisation sont au contraire fournis de façon que la présente description respecte les exigences légales applicables. Les numéros identiques font référence à des éléments identiques tout au long de la présente description. [0021] Les modes de réalisation de l'invention peuvent proposer des émetteurs EER qui sont basés sur une technique de modulation polaire utilisant deux chemins orthogonaux pour l'amplitude et la phase, et une technique de linéarisation de préaccentuation récursive. La technique de modulation polaire peut augmenter la durée de vie de la batterie en ajustant dynamiquement le niveau de polarisation. En outre, la préaccentuation résursive orthogonale analogique peut assurer une correction sensiblement instantanée des erreurs d'amplitude et de phase dans un RF PA, augmentant ainsi la capacité de puissance de sortie linéaire et l'efficacité du PA. En outre, les modes de réalisation de l'invention peuvent utiliser des composantes de distorsion d'ordre égal pour préaccentuer le signal d'entrée d'une manière multiplicative, ce qui permet la correction de toute déformation qui peut se produire au sein de la largeur de bande de boucle de correction, comprenant les effets de mémoire d'enveloppe. [0022] La figure 1A illustre un exemple simplifié de schéma de principe d'un système d'émetteur EER illustratif 100 selon un mode de réalisation de l'invention. Comme le montre la figure 1A, le système d'émetteur EER 100 peut comprendre un module de préaccentuation d'amplitude 118, un module de préaccentuation de phase 120, un module de commande de puissance d'amplificateur (APC) 110, un détecteur d'enveloppe à diodes 111 à l'entrée du module APC 110, un module amplificateur de puissance 112, un module de détection d'erreur de modulation d'amplitude 114 et un module de détection d'erreur de modulation de phase 116. Pendant le fonctionnement du système de détecteur EER 100, un signal RF complexe peut être modulé avec deux signaux d'entrée de bande de base orthogonauxù un représentant l'amplitude et un représentant la phase du signal d'entrée. Le signal d'entrée RF complexe peut être fourni au module de préaccentuation d'amplitude 118 pour la linéarisation de l'amplitude et au module de préaccentuation de phase 120 pour la linéarisation de phase. Il sera entendu qu'alors que les deux signaux d'entrée orthogonaux sont associés à l'amplitude et la phase, respectivement, d'autres modes de réalisation de l'invention peuvent utiliser des composantes I et Q pour un système cartésien. En outre, d'autres signaux d'entrée orthogonaux peuvent être également utilisés sans s'écarter des modes de réalisation de l'invention. [0023] Nous allons maintenant décrire le module de préaccentuation d'amplitude 118 et le module de préaccentuation de phase 120 par rapport à la figure 1B, qui fournit un schéma de principe plus détaillé du système de détecteur EER 100 de la figure 1A. Comme illustré, le module de préaccentuation d'amplitude 118 peut être un amplificateur de gain variable (VGA) et le module de préaccentuation de phase 120 peut être un sommateur de phase tel qu'un déphaseur variable à tension contrôlée (VVP). Le module amplificateur de puissance 112 peut inclure un amplificateur de puissance 124 ayant une fonction de transfert G{•}. En outre, le module d'amplificateur de puissance 112 peut inclure en plus un ou plusieurs circuits d'adaptation d'entrée (IM - Input Matching) 122 et des circuits d'adaptation de sortie (OM - Output Matching) 126. Le circuit IM 122 peut assurer l'adaptation de l'impédance à l'entrée de l'amplificateur de puissance 124 alors que le circuit 0M 126 peut assurer l'adaptation d'impédance à la sortie de l'amplificateur de puissance 124. [0024] Toujours sur la figure 1B, le module de détection d'erreur de modulation d'amplitude 114 peut inclure un dispositif de soustraction 132 comme un amplificateur d'erreur différentielle, un atténuateur 128 avec une atténuation de 1/al et des amplificateurs logarithmiques 140, 130 pour produire la valeur détectée de logarithme zA(t) du préaccentueur d'amplitude 118 output raz(t) et la sortie à logarithme détecté yA(t) du module PA 112, respectivement. Le module de détection d'erreur de modulation de phase 116 peut inclure un multiplicateur 136 et des limiteurs d'amplitude 134, 138 pour produire la sortie limitée en amplitude rzp(t) du module de préaccentuation de phase 120 et la sortie limitée en amplitude ryp(t) du module PA 112, respectivement. [0025] Comme nous le décrirons ci-après en détail, le module de préaccentuation de phase 118 et le module de préaccentuation de phase 120 peuvent être opérationnels pour déformer le signal d'amplitude et le signal de phase du signal RF d'entrée rx(t), respectivement. En particulier, la partie orthogonale d'amplitude xA(t) du signal RF rx(t) peut être déformée par un signal d'erreur d'amplitude inverse eA(t) à partir du module de détection d'erreur de modulation d'amplitude 114, pour produire un signal RF préaccentué en amplitude raz(t). Pour produire le signal d'erreur en amplitude inverse eA(t), le module de détection d'erreur de modulation d'amplitude 114 effectue généralement: une comparaison de la sortie à logarithme détecté zA(t) de la sortie du module de préaccentuation 118 raz(t) avec la sortie à logarithme détecté yA(t) de la sortie de module PA 112 ry(t). Selon un mode de réalisation de l'invention, le signal d'erreur d'amplitude inverse eA(t) peut être déterminé en soustrayant la sortie à logarithme détecté yA(t) de la sortie à logarithme détecté zA(t). Ce procédé peut être effectuée de manière récursive pour obtenir la linéarisation de préaccentuation optimale. [0026] Ce la même manière, la partie orthogonale de phase xp(t) du signal RF rx(t) peut être préaccentuée par un signal d'erreur de phase inverse ep(t) du module de détection de modulation de phase 116, produisant un signal RF à déformation de phase rpz(t). Pour produire le signal d'erreur de phase inverse ep(t), le module de détection d'erreur de modulation de phase 116 effectue généralement une comparaison de la sortie limitée en amplitude rzp(t) de la sortie du module de préaccentuation 120 rpz(t) avec la sortie limitée en amplitude ryp(t) de la sortie de module d'amplification de puissance 112 ry(t). Selon un mode de réalisation de l'invention, le signal d'erreur de phase inverse ep(t) peut être déterminé en multipliant la sortie limitée en amplitude rzp(t) avec la sortie limitée en amplitude ryp(t). [0027] Sur la figure 1B, le système de détecteur EER 100 peut fournir un schéma de linéarisation pour observer tout changement de la sortie PA ry(t) et préaccentuer presque instantanément le signal d'entrée rx(t). Plus spécifiquement, le mécanisme de préaccentuation selon un mode de réalisation de l'invention peut utiliser le signal préaccentué vers le PA 124 en tant que référence pour la préaccentuation récursive de sorte que les sorties eA(t) et ep(t) des modules de détection d'erreur de modulation 114, 116 puissent être simplement les réciproques de la fonction de transfert du PA 124 G{•}. En conséquence, le calcul de la fonction de préaccentuation peut être effectué par des composantes analogiques. [0028] Si l'on considère que les deux chemins sont totalement synchronisés, le signal d'entrée à bande de base complexe z(t) vers le PA 124 peut être défini comme suit : z(t) = zA (t)Lz p (t) -lx = A (t) eA (t) }L Ix p (t) + e p (t) } (1) = x(t) • e(t) où xA (t) et xp (t) sont les signaux d'entrée d'amplitude et de phase en bande de base orthogonaux, respectivement. De la même manière, eA(t) and ep(t) sont les sorties du module de détection d'erreur de modulation d'amplitude 114 et du module de détection d'erreur de modulation de phase 116, respectivement. Lorsqu'une analyse de forme complexe est employée à des fins de simplicité, la sortie en bande de base y(t) du PA 124 peut être décrite comme suit : e(t) = a~ • G-' -tzA' (t) } (2) 2 0 y(t) = z(t) G °zA' (t) } =[x(t).e(t)]•GJzA'(t)} (3) où G{} est la fonction de transfert 124 du PA, e (t) le signal d'erreur de modulation complexe, x(t) le signal d'entrée de système complexe, z(t) le signal d'entrée PA préaccentué complexe, y(t) le signal de sortie PA 25 complexe, zA'(t) le signal d'amplitude à détection par diode pour commander le contrôleur de puissance 110. En conséquence, à partir des équations (1) à (3) ci- dessus, un signal amplifié linéairement al•x(t) peut simplement être généré avec cette architecture. [0029] Correction d'erreur d'amplitude. La boucle de correction d'erreur d'amplitude, qui comprend le module de détection d'erreur de modulation d'amplitude 114 sera décrit en détail en faisant référence à la figure 2. Le signal préaccentué en amplitude zA(t) peut être extrait de la sortie de signal RF raz(t) d'un module de préaccentuation d'amplitude 118 (par exemple, un amplificateur de gain variable (VGA)) par un amplificateur logarithmique 140. En outre, le signal d'amplitude yA(t) de la sortie RF PA 112 ry(t) par le biais d'un atténuateur 128 est extrait par un amplificateur logarithmique 130. Le signal préaccentué en amplitude zA(t) est ensuite comparé avec le signal d'amplitude yA(t) en utilisant un dispositif de soustraction 132 tel qu'un amplificateur d'erreur différentielle pour obtenir le signal d'erreur d'amplitude eA(t). Le signal d'erreur d'amplitude eA(t) peut ensuite être ajouté de façon logarithmique à l'amplitude orthogonale xA(t) de l'entrée RF rx(t) par le biais du module de préaccentuation d'amplitude 118 (e.g., VGA) pour produire un signal RF préaccentué en amplitude rpz(t). A savoir, au niveau du module de préaccentuation d'amplitude 118, le signal d'erreur d'amplitude eA(t) peut être multiplié linéairement avec l'amplitude xA(t) du signal RF d'entrée rx(t). [0030] Correction d'erreur de phase. La figure 3 illustre la boucle de correction d'erreur de phase, qui comprend le module de détection d'erreur de modulation de phase 116. Comme le montre la figure 3, le signal d'erreur de phase ep(t) peut être obtenu en comparant la sortie limitée en amplitude rzp(t) d'un module de préaccentuation de phase 120 (par exemple, déphaseur) et la sortie limitée en amplitude ryp(t) de la sortie PA ry(t) par le biais des limiteurs d'amplitude 138, 134, respectivement. Le signal d'erreur de phase ep(t) peut ensuite être ajouté à la phase orthogonale xp(t) de l'entrée RF rx(t) pour produire le signal RF à phase préaccentuée rpz(t). [0031] Modulation d'amplitude. Dans les systèmes de communication TDMA tels que GSM/EDGE, la commande de puissance d'une sortie PA peut devoir répondre au masque de temps nécessaire, tout en préservant l'efficacité de l'alimentation. Ceci peut être obtenu en utilisant un régulateur linéaire, un régulateur de commutation ou une structure combinée. A la différence du système GSM, le système EDGE ou WCDMA selon un mode de réalisation de l'invention requiert le suivi des signaux d'enveloppe RF ainsi que la commande de puissance. Le suivi du signal d'enveloppe demande une largeur de bande de fonctionnement plus large. La figure 4 montre un exemple d'un schéma de contrôleur PA combiné 110 qui peut être employé pour l'efficacité d'alimentation et un fonctionnement large bande. Comme le montre la figure 4, le convertisseur CC-CC 404 peut fournir le courant de charge CC et basse fréquence, alors que l'amplificateur linéaire de catégorie AB 402 peut fournir le courant de charge haute fréquence, tout en maintenant la boucle de suivi fermée. Le convertisseur CC-CC 404 peut être contrôlé par le courant de sortie de l'amplificateur de catégorie AB 402. Le contrôleur de courant hystérique du convertisseur CC-CC 404 peut tenter de minimiser le courant de sortie de l'amplificateur de catégorie AB 402, pour maximiser l'efficacité globale. La capacitance de sortie 428 de l'architecture peut être faible pour conserver la largeur de bande élevée de la boucle de l'amplificateur de catégorie AB 402. De plus, le courant ondulatoire du convertisseur CC-CC 404 peut être principalement absorbé par l'amplificateur linéaire de catégorie AB 402 fonctionnant en conjugaison avec une boucle d'asservissement. Ainsi, cette architecture assistée linéairement peut avoir une largeur de bande de suivi d'enveloppe élevée, préservant une bonne linéarité et efficacité. [0032] Résultats de simulation. Le test de signal de domaine temporel représenté sur les figures 5A et 5B illustre la performance accrue d'un PA 124 selon un mode de réalisation de l'invention. En particulier, la figure 5A affiche les résultats obtenus sans l'utilisation du linéarisateur, alors que la figure 5B montre les résultats avec l'utilisation du linéarisateur mis en œuvre en utilisant la préaccentuation fournie selon un mode de réalisation de l'invention. Comme le montre la figure 5B, la sortie du PA 124 avec le linéariseur activé suit bien le signal d'entrée d'origine, et la non-linéarité de l'amplitude et de la phase est bien linéarisée, même dans le cas d'effets de mémoire qui présentent des caractéristiques de PA 124 diffuses pour la puissance. [0033] La mesure de la grandeur du vecteur d'erreur (EVM) fournit un moyen de caractériser les variations d'amplitude et de phase introduites par le comportement non-linéaire du PA sur une large plage dynamique. Par rapport aux résultats représentés sur les figures 6A et 6B, les résultats de simulation d'EVM présentent les améliorations de 13,9 % de la moyenne quadratique (RMS) par utilisation de la préaccentuation fournie par les modes de réalisation de l'invention. Les figures 7A et 7B montrent les résultats du spectre. Sans préaccentuation, une grande quantité de distorsions intermodulation sont produites, comme le montre la figure 7A (71 pour Spectre_entrée et 72 pour Spectre sortie). D'autre part, la simulation avec préaccentuation affiche que les distorsions sont presque corrigées et éliminées, comme le montre la figure 7B (73 pour Spectre_entrée et 74 pour Spectre sortie). [0034] De nombreuses modifications et autres modes de réalisation des inventions définis dans les présentes viennent à l'esprit de l'homme du métier auquel appartiennent ces inventions ayant le bénéfice des enseignements présentés dans les descriptions précédentes et les dessins associés. Par conséquent, il doit être entendu que les inventions ne sont pas limitées aux modes de réalisation spécifiques décrits et que des modifications et autres modes de réalisation sont sensés être inclus dans la portée des revendications annexées. Bien que des termes spécifiques soient employés dans les présentes, ils sont utilisés dans un sens générique et descriptif uniquement et non à des fins de limitation. REVENDICATIONS 1. Procédé pour fournir un émetteur d'élimination et de restauration d'enveloppe linéaire, comprenant les étapes consistant à : générer un signal d'amplitude d'entrée et un signal de phase d'entrée, dans lequel le signal d'amplitude d'entrée et le signal de phase d'entrée sont des composants orthogonaux d'un signal d'entrée, et dans lequel le signal d'amplitude de phase et le signal de phase d'entrée sont générés sur les premier et deuxième chemins de signaux respectifs ; traiter le signal d'amplitude d'entrée le long du premier chemin de signal en utilisant un signal d'erreur d'amplitude pour générer un signal d'amplitude pré-distordu ; traiter le signal de phase d'entrée le long du deuxième chemin de signal en utilisant un signal d'erreur de phase pour générer un signal de phase pré-distordu ; fournir le signal d'amplitude pré-distordu le long du premier chemin de signal et le signal de phase pré-distordu le long du deuxième chemin de signal à un amplificateur de puissance (124) pour générer un signal de sortie ; et appliquer un premier amplificateur logarithmique (130) au signal de sortie de l'amplificateur de puissance (124) pour obtenir un signal de sortie à détection logarithmique et appliquer un deuxième amplificateur logarithmique (140) au signal d'amplitude pré-distordu pour obtenir un signal d'amplitude pré- distordu à détection logarithmique ; etappliquer un premier limiteur d'amplitude (134) au signal de sortie de l'amplificateur de puissance (124) pour obtenir un signal de sortie d'amplitude limitée et appliquer un deuxième limiteur d'amplitude (138) au signal de phase pré-distordu pour obtenir un signal de phase pré-distordu d'amplitude limitée, dans lequel le signal d'erreur d'amplitude est généré à partir d'une comparaison au moins du signal de sortie à détection logarithmique au signal d'amplitude pré-distordu à détection logarithmique, et dans lequel le signal d'erreur de phase est généré à partir d'une comparaison au moins du signal de sortie d'amplitude limitée au signal de phase pré-distordu d'amplitude limitée. 2. Procédé selon la revendication 1, dans lequel le traitement du signal d'amplitude d'entrée comprend la multiplication du signal d'amplitude d'entrée par le signal d'erreur d'amplitude. 3. Procédé selon la revendication 2, dans lequel le signal d'amplitude d'entrée est multiplié par le signal d'erreur d'amplitude en utilisant un amplificateur de gain variable (VGA). 4. Procédé selon la revendication 1, dans lequel le signal de phase d'entrée est ajouté au signal d'erreur de phase en utilisant un dispositif de décalage de phase variable contrôlé par tension (VVP). 5. Procédé selon la revendication 1, dans lequel la génération d'un signal d'amplitude d'entrée et d'un signal de phase d'entrée comprend la génération d'un vecteur d'amplitude d'entrée sur le premier chemin de signal et d'un vecteur de phase d'entrée sur le deuxième chemin de signal. 6. Procédé selon la revendication 1, dans lequel le signal d'erreur d'amplitude comprend un inverse approximatif du gain de l'amplificateur de puissance (124). 7. Procédé selon la revendication 1, dans lequel le signal d'erreur d'amplitude est généré en soustrayant le signal de sortie à détection logarithmique au signal d'amplitude pré-distordu à détection logarithmique. 8. Procédé selon la revendication 7, dans lequel le signal de sortie à détection logarithmique est soustrait au signal d'amplitude pré-distordu à détection logarithmique en utilisant un amplificateur d'erreur différentielle. 9. Procédé selon la revendication 1, dans lequel le signal d'erreur de phase est généré en multipliant le signal de sortie d'amplitude limitée par le signal de phase pré-distordu d'amplitude limitée. 10. Système (100) pour un émetteur d'élimination et de restauration d'enveloppe linéaire, comprenant : un signal d'amplitude d'entrée et un signal de phase d'entrée, dans lequel le signal d'amplitude d'entrée et le signal de phase d'entrée sont des composants orthogonaux d'un signal d'entrée, et dans lequel le signal d'amplitude d'entrée et le signal de phase d'entrée sont fournis sur les premier et deuxième chemins de signaux respectifs ; un premier module de pré-distorsion (118) qui traite le signal d'amplitude d'entrée le long du premier chemin de signal en utilisant un signald'erreur d'amplitude inverse pour générer un signal d'amplitude pré-distordu ; un deuxième module de pré-distorsion (120) qui traite le signal de phase d'entrée le long du deuxième chemin de signal en utilisant un signal d'erreur de phase inverse pour générer un signal de phase pré-distordu ; un amplificateur de puissance (124) qui reçoit le signal d'amplitude pré-distordu le long du premier chemin de signal et le signal de phase pré-distordu le long du deuxième chemin de signal et génère un signal de sortie sur la base du signal d'amplitude pré-distordu et du signal de phase pré-distordu ; au moins un amplificateur logarithmique (130) qui extrait un signal de sortie à détection logarithmique du signal de sortie de l'amplificateur de puissance (124) et qui extrait un signal d'amplitude pré-distordu à détection logarithmique du signal d'amplitude pré-distordu ; et au moins un limiteur d'amplitude (134) qui extrait un signal de sortie d'amplitude limitée du signal de sortie de l'amplificateur de puissance (124) et qui extrait un signal de phase pré-distordu d'amplitude limitée du signal de phase pré-distordu, dans lequel le signal d'erreur d'amplitude est généré à partir d'une comparaison au moins du signal de sortie à détection logarithmique au signal d'amplitude pré-distordu à détection logarithmique, et dans lequel le signal d'erreur de phase est généré à partir d'une comparaison au moins du signal de sortie d'amplitude limitée au signal de phase pré-distordu limité. 11. Système (100) selon la revendication 10, dans lequel le premier module de pré-distorsion (118) traite le signal d'amplitude d'entrée en multipliant le signal d'amplitude d'entrée par le signal d'erreur d'amplitude. 12. Système (100) selon la revendication 10, dans lequel le premier module de pré-distorsion (118) comprend un amplificateur de gain variable pour multiplier le signal d'amplitude d'entrée par le signal d'erreur d'amplitude. 13. Système (100) selon la revendication 10, dans lequel le second module de pré-distorsion comprend un dispositif de décalage de phase variable contrôlé par tension (VVP) pour ajouter le signal de phase d'entrée au signal d'erreur de phase. 14. Système (100) selon la revendication 10, dans lequel le signal d'amplitude d'entrée comprend un vecteur d'amplitude d'entrée sur le premier chemin de signal, et dans lequel le signal de phase d'entrée comprend un vecteur de phase d'entrée sur le deuxième chemin de signal. 15. Système (100) selon la revendication 10, dans lequel le signal d'erreur d'amplitude comprend un inverse approximatif du gain de l'amplificateur de puissance (124). 16. Système (100) selon la revendication 10, dans lequel le signal d'erreur d'amplitude est généré en soustrayant le signal de sortie à détection logarithmique au signal d'amplitude pré-distordu à détection logarithmique. 17. Système (100) selon la revendication 16, comprenant en outre un amplificateur d'erreur différentielle pour soustraire le signal de sortie à détection logarithmique au signal d'amplitude pré- distordu à détection logarithmique. 18. Système (100) selon la revendication 10, dans lequel le signal d'erreur de phase est généré en multipliant le signal de sortie d'amplitude limitée par le signal de phase pré-distordu limité. 19. Système (100) pour fournir un émetteur polaire linéaire, comprenant : un signal d'amplitude d'entrée et un signal de phase d'entrée, dans lequel le signal d'amplitude d'entrée et le signal de phase d'entrée sont des composants orthogonaux d'un signal d'entrée, et dans lequel le signal d'amplitude d'entrée et le signal de phase d'entrée sont fournis sur les premier et deuxième chemins de signaux respectifs ; des premiers moyens pour traiter le signal d'amplitude d'entrée le long du premier chemin de signal en utilisant un signal d'erreur d'amplitude inverse pour générer un signal d'amplitude pré-distordu ; des deuxièmes moyens pour traiter le signal de phase d'entrée le long du deuxième chemin de signal en utilisant un signal d'erreur de phase inverse pour générer un signal de phase pré-distordu ; un amplificateur de puissance (124) qui reçoit le signal d'amplitude pré-distordu le long du premier chemin de signal et le signal de phase pré-distordu le long du deuxième chemin de signal et génère un signalde sortie sur la base du signal d'amplitude pré-distordu et du signal de phase pré-distordu ; des troisièmes moyens pour générer le signal d'erreur d'amplitude inverse du signal de sortie et le 5 signal d'amplitude pré-distordu ; et des quatrièmes moyens pour générer le signal d'erreur de phase inverse du signal de sortie et le signal de phase pré-distordu. 20. Système (100) selon la revendication 19, dans 10 lequel les troisièmes moyens comprennent au moins un amplificateur :Logarithmique (130) qui extrait un signal de sortie à détection logarithmique du signal de sortie de l'amplificateur de puissance (124) et qui extrait un signal d'amplitude pré-distordu à détection 15 logarithmique du signal d'amplitude pré-distordu, et dans lequel les quatrièmes moyens comprennent au moins un limiteur d'amplitude (134) qui extrait un signal de sortie d'amplitude limitée du signal de sortie de l'amplificateur de puissance (124) et qui extrait un 20 signal de phase pré-distordu d'amplitude limitée du signal de phase pré-distordu.