FR 2921493 A1 20090327 FR 0757729 A 20070920 Circuit électronique comprenant un dispositif de mesure du bruit de phase d'un dispositif oscillant et/ou résonant. L'invention concerne, de manière générale, les circuits électroniques dans le domaine de l'électronique radiofréquences/hautes-fréquences RF/HF, notamment, ceux adaptés à des applications grand public dans un système de communication mobile et/ou à la métrologie. L'invention concerne plus précisément la mesure du bruit dans ces circuits électroniques, notamment, le bruit de phase d'au moins un dispositif oscillant et/ou résonant compris dans l'un des circuits et dont la fréquence d'oscillations et/ou de résonance reste à déterminer. De nos jours, le développement des systèmes de communication conduit, dans les circuits électroniques utilisés, à une évolution imposant un certain nombre d'exigences, notamment, en terme d'intégration, de coût et de fiabilité. La principale difficulté liée à ces exigences est de prédire le comportement de ce type de circuits électroniques, notamment face à l'augmentation des fréquences d'utilisation qui complexifie la mise en oeuvre de moyens de test. Ce comportement concerne un premier ensemble de caractéristiques de ce type de circuits en fonction d'un deuxième ensemble de caractéristiques. Le premier ensemble comprend la durée de vie du circuit électronique, ses capacités de montée en fréquence, sa précision, sa versatilité, et d'une manière plus générale ses diverses performances. Le deuxième ensemble de caractéristiques comprend les stress subis par ce type de circuits provenant généralement de la température ambiante, des vibrations externes, de l'environnement électromagnétique de ces circuits et donc des perturbations que cet environnement engendre. Pour modéliser ce comportement, une technique de mise en oeuvre de mesures particulière est habituellement utilisée. Elle consiste dans un premier temps à faire réaliser des prototypes de circuits, puis à effectuer une série de mesures de ces prototypes pour en dégager leurs courbes de performances. Puis dans un second temps, en fonction des résultats de mesure, ajuster divers paramètres des circuits pour se rapprocher des performances désirées. Ensuite, recommencer les étapes précédentes jusqu'à l'obtention enfin du circuit électronique offrant des performances optimales désirées. Il est donc nécessaire de mesurer les caractéristiques du circuit électronique le plus régulièrement possible pour déterminer ses performances initiales, et suivre leur évolution au sein d'une application. Une des mesures les plus importantes, et qui intéresse les concepteurs, dans un circuit électronique est la mesure de ses différents bruits, qui permet de traduire l'influence de l'ensemble des stress et ainsi de prédire ses performances. Dans un circuit comprenant au moins un dispositif oscillant et/ou résonant, on s'intéresse principalement à la mesure d'un type particulier de bruit du dispositif oscillant et/ou résonant : le bruit de phase. En effet, ce bruit de phase constitue un facteur limitatif pour une montée en fréquence et/ou une montée en débit des systèmes de communication mobile. On entend par mesure de bruit de phase d'un dispositif oscillant, les fluctuations de phase ou de fréquence autour de la fréquence centrale de ce dispositif. On entend par mesure de bruit de phase résiduel sur un dispositif résonant, les fluctuations de phase d'un signal qui traverse le dispositif résonant entre son entrée et sa sortie. La mesure de ce signal de bruit de phase, ainsi d'ailleurs que celle de tout autre paramètre, ne peut s'effectuer qu'en prévoyant, dès la conception du circuit électronique, des pistes de connexion supplémentaires pour pouvoir accéder directement à l'élément du circuit à mesurer, afin de le relier à un appareil de mesure externe à travers un banc de mesure conventionnel. Or, dans le cas des fréquences élevées des systèmes de communication mobile, ces pistes de connexion supplémentaires sont assimilées à des lignes de transmission pouvant introduire des dispersions dans le signal mesuré. De telles dispersions sont également présentes dans le fonctionnement principal du circuit électronique, même lorsque la mesure est inactive. De plus, un tel banc de mesure avec tous ses appareils constitutifs est très volumineux, et son coût est très important. Le but de l'invention est donc de remédier à ces inconvénients en proposant de réduire considérablement la taille des pistes de connexion supplémentaires du circuit électronique, en réduisant la taille du dispositif de mesure du bruit de phase et en le mettant au plus près du circuit. L'invention concerne à cet effet un circuit électronique comprenant au moins un premier dispositif oscillant et/ou résonant apte à produire un premier signal à une première fréquence d'oscillations et/ou de résonance représentatif du bruit de phase dudit premier dispositif ; un deuxième dispositif oscillant et/ou résonant apte à produire un deuxième signal à une deuxième fréquence représentatif du bruit de phase dudit deuxième dispositif, l'un de ces deux signaux servant de référence de mesure. Le circuit électronique de l'invention comprend en outre un dispositif de mesure du bruit de phase de l'un des deux dispositifs oscillant et/ou résonant à mesurer, ledit dispositif étant intégré sur une puce sur laquelle est également intégré ledit dispositif à mesurer. Le but de l'invention est d'intégrer le dispositif de mesure entièrement dans le circuit électronique afin de permettre une conception unique de l'ensemble de ce circuit. Ceci offre l'avantage de simplifier la mise en oeuvre des dispositifs de mesure en réduisant leur nombre et donc leur coût et leur encombrement par rapport aux bancs de mesure conventionnels externes. En outre, grâce à cet agencement, il est possible d'avoir des mesures de bruit de phase de manière régulière et automatisée. Il est également possible de réduire considérablement le temps consacré à la mesure et de minimiser les parasites introduits par le banc de mesure externe. Selon un premier mode de réalisation, le dispositif de mesure de l'invention comprend notamment une voie d'entrée recevant ledit premier signal ; une voie de sortie délivrant un signal de sortie ; un circuit diviseur de puissance pour séparer ledit premier signal en deux signaux identiques ; une première et une seconde voie de mesure parallèles, dont les entrées respectives sont reliées au circuit diviseur de puissance, et dont les sorties respectives sont reliées à un circuit mélangeur, la première voie de mesure étant connectée au deuxième dispositif oscillant et/ou résonant et délivrant le deuxième signal au circuit mélangeur, la deuxième voie de mesure comprenant un circuit déphaseur et délivrant au circuit mélangeur un cinquième signal déphasé par rapport audit deuxième signal, et un amplificateur faible bruit disposé avant la voie de sortie. Le dispositif de mesure de l'invention peut également comprendre un moyen de filtrage connecté à l'amplificateur. Selon un deuxième mode de réalisation, la seconde 20 voie de mesure du dispositif comprend un troisième dispositif oscillant et/ou résonant. Selon un troisième mode de réalisation, le dispositif de mesure comprend une voie supplémentaire de mesure destinée à remplacer ladite première voie de 25 mesure, cette voie supplémentaire de mesure comprenant un quatrième dispositif oscillant et/ou résonant. Préférentiellement, le circuit électronique de l'invention comprend des moyens de commutation entre la première voie et la voie supplémentaire de mesure. 30 En outre, le circuit électronique de l'invention peut comprendre une cellule numérique incluant notamment un processeur de signal numérique DSP apte à recevoir des données numériques d'un convertisseur analogique/numérique ADC et à délivrer des données numériques à un convertisseur numérique/analogique DAC. Par ailleurs, le processeur numérique comprend des moyens de stockage de la valeur du bruit de phase mesuré, des moyens de comparaison de cette valeur du bruit de phase mesuré avec une valeur du bruit de phase de référence et des moyens de décision pour déterminer le comportement ou l'évolution en bruit de phase des dispositifs oscillants et/ou résonants. Selon un premier exemple, au moins un dispositif oscillant et/ou résonant est un oscillateur à fréquence ajustable. Par exemple, l'oscillateur à fréquence ajustable comprend un résonateur à onde de volume BAW. Selon un deuxième exemple, le premier dispositif oscillant et/ou résonant est un synthétiseur de fréquences ou un oscillateur local OL ou un oscillateur commandé en tension. Selon une application spécifique de l'invention, le processeur numérique, le convertisseur analogique/numérique, le convertisseur numérique/analogique et les dispositifs oscillants et/ou résonants sont des composants habituels d'une chaîne d'émission-réception radiofréquence. Avantageusement, le dispositif de mesure est apte à caractériser le bruit de phase des dispositifs oscillants et/ou résonants pendant les intervalles de temps non communicants de ladite chaîne en utilisant les éléments qui sont déjà présents dans cette chaîne et qui sont inutilisés habituellement pendant ces intervalles non communicants. Le résonateur à ondes acoustiques de volume BAW est réalisé sur un support absorbant du point de vue acoustique, lui-même réalisé soit par un empilement de matériaux ayant des impédances acoustiques différentes sur un substrat du circuit, soit sur une membrane en dessous de laquelle le substrat est gravé. D'autre part, le résonateur BAW peut être directement intégré sur la puce du circuit, ou peut être réalisé sur une puce différente, puis intégré à la puce du circuit par des moyens de connexion. D'autres caractéristiques et avantages de la présente invention apparaîtront plus clairement à la lecture de la description suivante donnée à titre d'exemple illustratif et non limitatif et faite en référence aux figures annexées dans lesquelles : - la figure 1 est une représentation schématique d'un circuit électronique comprenant notamment des dispositifs oscillants et/ou résonants et un dispositif de mesure de bruit de phase selon l'invention ; - la figure 2 représente un graphe comportant une courbe montrant le bruit de phase d'un dispositif oscillant et/ou résonant du circuit électronique en fonction de la fréquence relative à la fréquence porteuse du signal ; - la figure 3 est une représentation schématique élémentaire d'un premier mode de réalisation du dispositif de mesure du circuit électronique de l'invention ; - la figure 4 illustre schématiquement la position du circuit électronique de l'invention dans une application spécifique concernant une chaîne d'émission/réception; - la figure 5 est une représentation schématique du premier mode de réalisation avec un premier exemple d'un dispositif oscillant et/ou résonant dans ladite application spécifique ; la figure 6 est une représentation schématique du premier mode de réalisation avec un deuxième exemple d'un dispositif oscillant et/ou résonant dans ladite application spécifique ; la figure 7 est une représentation schématique d'un deuxième mode de réalisation du dispositif de mesure de l'invention dans ladite application spécifique, et, la figure 8 est une représentation schématique d'un troisième mode de réalisation du dispositif de mesure de l'invention dans ladite application spécifique, ledit mode de réalisation regroupant les deux autres modes. L'invention va être décrite dans le cadre d'une application spécifique qui est un circuit incluant une chaîne d'émission-réception radiofréquences et pour lequel la caractérisation en bruit de phase est importante. En effet, dans les chaînes d'émission-réception radiofréquences, la pureté spectrale des dispositifs oscillants et/ou résonants est un paramètre essentiel de la qualité des liaisons dans la chaîne puisque leur bruit se superpose au signal utile lors d'une transposition de signal de type homodyne ou de type hétérodyne dans le cas des signaux analogiques ou ce bruit influence la qualité de détection des signaux numériques. De ce fait, il y a un besoin de mesurer le bruit de phase de ces dispositifs oscillants et/ou résonants, et d'en établir la densité spectrale pour ajuster les paramètres de la chaîne en fonction du bruit de phase du dispositif. Mais, il est bien entendu que l'invention peut être utilisée dans d'autres applications comme on le verra ultérieurement. Un circuit électronique 1 est montré dans toutes ses configurations sur la figure 1 et est destiné à être intégré dans des appareils de communication mobile d'architectures relativement complexes dans lesquels un suivi d'un ou de plusieurs paramètres doit être assuré. Plus particulièrement, ce circuit 1 est destiné à être utilisé dans tout type de circuit dit RF/HF, pour radiofréquence/haute fréquence, dont on veut caractériser le comportement en bruit, notamment en terme de bruit de phase. Le circuit électronique 1 comprend des ports de connexion d'entrée et de sortie, dont seul le port de sortie 11 est représenté sur la figure 1, pour le relier à l'extérieur, par exemple, à un appareil de mesure externe 2 tel qu'un analyseur de spectre. Le circuit électronique 1 comprend plusieurs composants 12a, 12b dans lesquels figurent des dispositifs oscillants et/ou résonants 13, 14. Ces composants peuvent être internes et intégrés dans le circuit électronique 1 lui-même ou intégrés dans d'autres circuits adjacents ou associés, non représentés. Dans la configuration particulière de la figure 1, un premier composant interne 12a est pourvu d'au moins un premier dispositif oscillant et/ou résonant 13 produisant un premier signal S1 à une première fréquence d'oscillations F1. Ce premier dispositif oscillant et/ou résonant 13 peut être soit une source stable à fréquence accordable et à haute pureté spectrale, dans le cas de la mesure du circuit résonant 14, soit tout type de dispositifs oscillants 13 dont le bruit de phase serait à mesurer. Dans le premier cas, et afin de servir de référence pour la mesure, la source stable est modélisée de façon connue en soi, par exemple, par une synthèse numérique directe DDS 131, DDS pour Direct Digital Synthesis en langue anglaise. Il est à noter que la synthèse digitale directe de fréquence DDS 131 est un bloc quasi digital qui génère différentes fréquences d'oscillations. Egalement dans l'exemple de la figure 1, un deuxième composant 12b est pourvu d'au moins un deuxième dispositif oscillant et/ou résonant 14 produisant un deuxième signal S2, à une deuxième fréquence d'oscillations F0. Ce dispositif est représenté par un résonateur à 25 onde de volume BAW 141, BAW pour Bulk Acoustic Wave en langue anglaise. Le signal S2 contient l'information sur le bruit de phase de ce résonateur BAW. Le résonateur BAW 141 est un résonateur mécanique 30 fonctionnant avec des ondes acoustiques. Il utilise les propriétés des vibrations mécaniques de couches minces piézoélectriques. Comme illustré sur la figure 1, le résonateur BAW est formé de deux électrodes métalliques 1411-1412 qui excitent un film piézoélectrique 1413 déposé entre celles-ci et fabriqué directement sur un substrat porteur. L'onde acoustique est excitée dans le plan vertical de la couche piézoélectrique. Ce qui confère 10 au résonateur ses petites dimensions. Afin de prévenir de l'atténuation de l'onde acoustique ainsi générée, le substrat doit être conditionné pour isoler acoustiquement le résonateur, soit par la formation d'un réflecteur de Bragg, soit 15 par la réalisation du résonateur sur une membrane qui se situe au dessus d'une cavité. Dans la première configuration, on utilise un résonateur acoustique basé sur l'empilement de couches sur un substrat en Silicium qui présentent des 20 propriétés acoustiques différentes. Un tel résonateur est connu sous l'appellation anglo-saxonne de � Surface Mounted Resonator � ou SMR. Dans la deuxième configuration, le résonateur est suspendu sur une membrane et ensuite séparé du substrat 25 par de l'air. Il est disposé en fait au dessus d'une cavité pour permettre le confinement des ondes acoustiques dans le milieu piézo-électrique. Un tel résonateur est connu sous l'appellation anglo-saxonne de � Film Bulk Acoustic Resonator � ou FBAR. 30 Dans la pratique, ces résonateurs ont une très grande facilité d'intégration avec une technologie CMOS et peuvent être implémentés sur un substrat en silicium. Cette particularité permet au résonateur BAW d'être compatible avec une intégration dans ou avec une technologie de circuits intégrés VLSI (pour Very Large Scale Integration), dont la densité d'intégration permet de supporter plus de 100 000 composants électroniques sur une seule puce. Dans le cas d'un résonateur FBAR, il est possible de l'intégrer, selon une technologie dite � above-IC �, directement sur le substrat du circuit électronique, une fois les couches du circuit fabriquées, en gravant le substrat en dessous d'une membrane isolant le résonateur du substrat. Plus particulièrement, le résonateur est réalisé directement au dessus de la couche de passivation finale du circuit électronique, les contacts électriques entre le résonateur et le reste du circuit seront produits sur la dernière couche de métal de ce circuit. La technique d'intégration du résonateur BAW du type SMR consiste généralement à réaliser un premier sous-ensemble comprenant le circuit électronique sur un substrat et un second sous-ensemble comprenant le résonateur sur un autre substrat et que l'on associe ces deux sous-ensembles par des reports de type � flipchip � et/ou par des moyens d'assemblage connus, par exemple, par collage ou � bonding � ou par une technique dite � bumping � ou tout autre technique similaire. Le résonateur BAW 141 est très sélectif et possède un facteur de surtension Q relativement élevé, de l'ordre de 1000. Il possède également un bruit de phase, dit bruit de phase résiduel, à la fréquence d'oscillations FO très petit. Les performances de ce résonateur BAW 141 sont meilleures que celles des résonateurs classiques à fréquence de résonance égale, d'où son utilisation de plus en plus fréquente dans les circuits radiofréquences actuels. Selon l'invention, le circuit électronique 1 comprend un dispositif de mesure 15 de bruit de phase de ces dispositifs oscillants et/ou résonants 13, 14 complètement intégré dans le circuit 1. Ce dispositif de mesure 15 de bruit de phase comprend une voie d'entrée 150 pour recevoir le premier signal S1, et une voie de sortie 151 pour fournir un signal de sortie X vers l'extérieur, par exemple, vers l'analyseur de spectre 2, comme visible sur la figure 1. Il comprend également un circuit diviseur de puissance 152 en série après la voie d'entrée 150 et comprenant une entrée 1521 et deux sorties supérieure 1522 et inférieure 1523. Ce circuit diviseur de puissance 152 est apte à séparer ledit premier signal S1 en un troisième S3 et un quatrième S4 signaux identiques, le troisième signal S3 étant prévu pour la sortie supérieure 1522, et le quatrième signal S4 pour la sortie inférieure 1523. Le dispositif de mesure 15 comprend en outre une première 153 et une deuxième voies 154 de mesure reliées par leurs entrées respectives 1531, 1541 aux deux sorties correspondantes 1521, 1522 du circuit diviseur de puissance 152. Elles sont reliées également par leurs sorties respectives 1532, 1542 à deux voies d'un circuit mélangeur 155 appelées respectivement RF et OL. Selon un premier mode de réalisation, le dispositif de mesure 15 de bruit de phase comprend un seul résonateur BAW 141 disposé sur la première voie de mesure 153 pour recevoir le troisième signal S3. Par la suite, ce dispositif de mesure de bruit de phase est appelé dispositif à un seul résonateur. Ce dispositif de mesure à un seul résonateur permet de mesurer le bruit de phase du résonateur BAW 141. Afin de tenir compte des dispersions du résonateur autour de sa fréquence de résonance, on introduit une contre-réaction dans le dispositif de mesure comme on le verra ultérieurement. Ainsi, la fréquence du dispositif de référence, ici matérialisé par la synthèse digitale directe de fréquences (DDS), est � recalée � exactement à la fréquence de résonance pour que la mesure soit exacte. La deuxième voie de mesure 154 recevant le quatrième signal S4 comprend un circuit déphaseur 1543 destiné à mettre en quadrature de phase la voie RF et la voie OL du circuit mélangeur 155 pour faire fonctionner ce dernier en détecteur de phase ou en comparateur. Plus précisément, la voie RF reçoit le deuxième signal S2 en sortie du résonateur BAW 141 correspondant au signal S3 reçu par le résonateur BAW 141 auquel se rajoute le bruit de phase résiduel de ce résonateur. La voie OL reçoit un cinquième signal S5, en sortie du circuit déphaseur 1543, déphasé de 90° par rapport au deuxième signal S2. Un sixième signal S6 est délivré par le circuit mélangeur 155 et qui est constitué d'une composante relative à une fréquence FO-F1 et une autre composante relative à une fréquence FO+F1. Or, comme expliqué ultérieurement dans l'exemple particulier de l'application spécifique d'une chaîne homodyne, les fréquences FO et F1 sont les mêmes. Ainsi, le signal S6 est constitué d'une première composante en bande de base et d'une seconde composante harmonique à deux fois la fréquence du signal F0. Préférentiellement, le circuit mélangeur 155 est éventuellement suivi d'un filtre passe-bas 156 pour éliminer un résidu de la composante haute fréquence à 2F0 du sixième signal S6. On retrouve alors en sortie du filtre passe-bas un septième signal S7 qui correspond à la composante en bande de base du signal S6, c'est-à-dire ramené autour de la fréquence � zéro �. Un amplificateur faible bruit 157 et à fort gain est connecté en série après le filtre passe-bas 156 qui délivre le signal de sortie X amplifié pour attaquer l'appareil de mesure 2 avec une puissance suffisante pour augmenter la précision de la mesure. Sur la figure 2 est représentée une courbe C de 30 réponse typique du signal de sortie X du dispositif de mesure 15 de l'invention. La courbe C de la figure 2 correspond à une réponse typique en signal d'un bruit de phase du résonateur BAW 141 en fonction de la fréquence F relative à la fréquence propre de la porteuse. Le dispositif de mesure 15 du bruit de phase peut être connecté en série avec une cellule numérique 16 déjà présente dans le circuit électronique 1 ou présente sur une autre puce. Cette cellule 16 peut être constituée d'un moyen de conversion 161 pour convertir le signal de sortie X en bande de base en un signal S8 numérique. Elle peut également comprendre un moyen de traitement numérique 162 permettant d'effectuer des traitements sur le signal numérique S10 obtenu. La cellule numérique 16 peut faire partie par exemple d'une chaîne d'émission/réception radiofréquence 17, comme montré sur la figure 4. En effet, la figure 4 illustre schématiquement le circuit électronique 1 selon l'invention comprenant le dispositif de mesure 15 et une chaîne d'émission-réception radiofréquence 17 intégrés tous les deux sur le même circuit. La chaîne d'émission-réception radiofréquence 17 est composée traditionnellement d'une première partie analogique 170 et d'une seconde partie numérique 171 comprenant notamment la cellule numérique 16 de la figure 3. Pour une meilleure intégration dans le circuit électronique 1, le dispositif de mesure 15 selon l'invention peut être a priori réalisé en technologie BiCMOS avec la partie analogique 170 de la chaîne d'émission-réception 17, la partie numérique 171 étant réalisée en technologie CMOS très avancée et le résonateur BAW 141 étant réalisé sur un substrat en Silicium. Une telle réalisation n'est pas limitative, puisque les deux parties analogique 170 et numérique 171 peuvent être réalisées avec une seule technologie, si cette technologie le permet. Préférentiellement, la chaîne d'émission-réception 17 est conçue de façon connue et présente une architecture homodyne qui est un cas particulier d'une architecture hétérodyne dans laquelle la fréquence image FI (représentant la différence entre les fréquences FO et F1) est nulle et la fréquence F1 de l'oscillateur local, en l'occurrence celle de la source DDS 131 F1, est égale à celle de la porteuse du signal radiofréquence qui est égale à celle du résonateur BAW 141 F0. Il en résulte qu'un signal radiofréquence entrant 20 dans cette chaîne est directement transposé en bande de base. Cette chaîne 17 comprend de manière classique une antenne d'émission-réception 172 pour recevoir et/ou émettre le signal radiofréquence SRF, un module de 25 réception ou récepteur 173 et un module d'émission ou émetteur 174. L'antenne 172 est connectée sélectivement au récepteur 173 et/ou à l'émetteur 174 par l'intermédiaire d'un commutateur 175. 30 De façon connue, la chaîne 17 peut inclure un moyen de commande, non représenté, du commutateur 175 pour passer automatiquement du récepteur 173 à l'émetteur 174 et inversement. La chaîne 17 comprend en outre un oscillateur local OL 177 délivrant un signal SOL pour être mélangé au signal radiofréquence SRF capté par l'antenne 172. Dans l'exemple de la figure 4, un synthétiseur de fréquences 1771 peut être monté en oscillateur local OL 177. Le synthétiseur de fréquences 1771 génère un plan de fréquences programmables et contenus dans une bande de fréquences spécifiée pour l'application. Il peut inclure un oscillateur réalisé par un résonateur du type BAW. Un déphaseur 178 est également connecté dans la chaîne 17 en série avec le synthétiseur de fréquences 1771 pour délivrer, sur une voie en sortie de ce synthétiseur, un signal SOL' dans lequel on a introduit un déphasage de 90° par rapport au signal SOL. La chaîne 17 comprend aussi un processeur de signal numérique 179, appelé DSP pour Digital Signal Processing, pour appliquer un traitement numérique aux différents signaux présents dans la chaîne 17. Ce processeur DSP 179 traite généralement des données numériques pour le récepteur 173 et l'émetteur 174. Ce processeur DSP est habituellement présent dans tout système de télécommunication et peut être utilisé, selon l'invention, temporairement le temps de la mesure. Le récepteur 173 comprend comme suit, en partant de l'antenne 172 : un premier filtre 1731 généralement large bande destiné à recevoir le signal radiofréquence SRF de l'antenne 172, ce filtre pouvant être un filtre à onde de volume BAW ; un amplificateur LNA 1732 à fort gain et faible bruit chargé d'amplifier le signal SRF ; un deuxième filtre 1733 à bande étroite, de préférence de type BAW, capable de sélectionner un canal particulier au sein d'une bande de fréquence du premier filtre 1731 ; une voie en sortie du filtre connectée en même temps aux composants 1735 (identifiée come I1) et respectivement 1736 (identifiée comme Q1) ; un premier mélangeur 1735 permettant de générer un signal I11 en bande de base à partir de la composante I1 du signal SRF mélangé au signal SOL' un deuxième mélangeur 1736 permettant de générer un signal Q11 en bande de base à partir de la composante Q1 du signal SRF mélangé au signal SOL ; deux étages commandés 1737, 1738 pour les 25 signaux I11 et Q11 respectivement, chaque étage 1737, 1738 comportant au moins un filtre passe-bas 17371 et au moins un amplificateur à gain variable 17372, 17382 commandés par un circuit de commande, non 30 représenté et pouvant être contenu dans le processeur DSP 179 ; 10 15 20 un convertisseur analogique/numérique ADC 1739 permettant de transformer les deux signaux I11 et Q11 filtrés et amplifiés en deux signaux numériques I111 et Q111 respectivement et de les envoyer au processeur du signal numérique DSP 179. Par analogie avec le récepteur 173, l'émetteur 174 comprend en partant du processeur du signal numérique DSP 179 : un convertisseur numérique/analogique 1741 recevant du processeur DSP 179 deux signaux en quadrature I1' et Q1' pour les convertir en signaux en bande de base I11' et Q11' ; deux étages commandés 1742, 1743 pour chacun des signaux I11' et Q11' comprenant au moins un filtre passe-bas 17421, 17431 et au moins un amplificateur à gain variable commandés également par ledit 20 circuit de commande dans le récepteur 173 ; un troisième mélangeur 1744 pour mélanger la composante I11' au signal SOL ; un quatrième mélangeur 1745 pour mélanger 25 la composante Q11' au signal SOL'. L'émetteur 174 comprend, en outre, un amplificateur tampon 1747 et un amplificateur de puissance 1748 pour adapter et amplifier le signal SRF' en sortie du cinquième mélangeur 1746. 30 Il comprend aussi un filtre harmonique 1749 pour filtrer les harmoniques du signal SRF' en dehors de la 15 fréquence RF et délivrer un signal SRF1 à l'antenne 172. Les éléments décrits ci-dessus succinctement ne voyant pas leur fonctionnement modifié dans le cadre de la présente invention, ils ne seront pas décrits plus en détail. D'une manière générale, ces éléments ne sont pas activés en dehors d'une transmission d'un signal, ce qui permet de les utiliser dans le cadre de l'invention lors de la mesure du bruit de phase d'un des dispositifs oscillants et/ou résonants. Selon l'invention, la chaîne d'émission-réception 17 décrite précédemment coopère avec le dispositif de mesure 15 de bruit de phase intégré pour fournir des mesures de bruit de phase des dispositifs oscillants et/ou résonants 13, 14 présents dans la chaîne 17 de manière automatique et régulière d'une part, et pour aider à la décision dans la chaîne d'émission-réception d'autre part. Pour ce faire, le circuit électronique 1 comprend des moyens de connexion 18, tels que des fils de connexion montrés en gras sur la figure 4, permettant de relier le processeur de signal numérique 179 aux étages commandés 1737, 1738 et 1742, 1743 et de relier le processeur 179 aux dits premier à quatrième mélangeurs 1735, 1736, 1744 et 1745. Le circuit comprend également des moyens de connexion 19 pour relier le dispositif de mesure 15 du bruit de phase au convertisseur analogique/numérique ADC 1739 pour envoyer le signal X directement du dispositif de mesure 15 audit convertisseur 1739, puis des moyens de connexion 20 pour acheminer au processeur numérique 179 ce signal numérisé X1. En référence aux figures 5 à 8, le circuit électronique 1 est succinctement illustré et comprend le dispositif de mesure 15 selon trois modes de réalisation, coopérant avec la chaîne d'émission-réception 17. Il est à noter que les éléments communs à ces figures 5 à 8 portent les mêmes références et ne seront décrits qu'une seule fois, seules les différences seront reprises dans le détail de chaque figure. Il est à noter également que le troisième mode de réalisation est un mode générique couvrant toutes les possibilités de réalisation du dispositif de mesure 15 de l'invention. En commun avec les figures 5 à 8, le circuit électronique 1 comprend une cellule de détection et de mesure 21 connectée à la première voie RF du circuit mélangeur 155 du dispositif de mesure 15 et au premier dispositif oscillant et/ou résonant 13. Cette cellule de détection 21 prévient d'un écart de fréquences AF sur la source DDS 131 pour ramener la fréquence d'oscillations F1 de cette source à la fréquence FO du résonateur BAW 141. Ladite première voie de mesure 153 comprend également deux moyens d'adaptation 1533, 1534 connectés de part et d'autre du résonateur BAW 141 pour l'adapter au circuit diviseur de puissance 152 et au circuit mélangeur 155 respectivement. Le circuit électronique 1 comprend aussi une boucle de calibration de puissance 22 pour étalonner la puissance d'entrée Pin en fonction de la fréquence du résonateur F0, afin d'obtenir une meilleure détection du signal utile. La voie de sortie 151 du dispositif de mesure 15 est connectée à la cellule numérique 16, à savoir au convertisseur analogique/numérique ADC 1739 suivi d'un filtre généralement passe-bas, puis au processeur de signal numérique 179. Il est à noter que pour effectuer le traitement numérique, le processeur de signal numérique 179 comprend un bloc 1791 utilisant une transformée de Fourier rapide classique à N points. Par ailleurs, le processeur DSP 179 peut envoyer à un système non représenté qui gère des commutateurs illustrés sur les figures 5 à 8 et décrits ultérieurement. Le processeur 179 peut générer également des signaux pour un circuit de décision 1794 et un circuit de commande pour la gestion des éléments 1700 de la chaîne 17. Les circuits de décision et de commande vont être associés afin de décider quel élément doit être commandé suite au résultat de la mesure du bruit de phase collecté. Ensuite, la sortie du processeur 179 est connectée à un bloc d'interface de parallèle/série 162 pour acheminer les signaux traités dans le processeur à ces éléments 1700. Sur la figure 5, est illustré le dispositif de 30 mesure 15 de bruit de phase dit à un seul résonateur selon le premier mode de réalisation. Ce dispositif 15 utilise la source DDS 131 comme premier dispositif oscillant et/ou résonant 13 à son entrée et le résonateur BAW 141 comme deuxième dispositif oscillant et/ou résonant 14 connecté à la première voie de mesure 153. Le résonateur BAW 141 peut provenir du synthétiseur de fréquences 1771 formant oscillateur local de la chaîne d'émission-réception 17. Dans cet exemple, la source DDS 131 délivre un signal de référence qui présente un bruit de phase autour de la fréquence FO qui est très inférieur au bruit de phase du premier résonateur BAW 141. Le bruit de phase à mesurer est donc celui du résonateur BAW 141. Dans le cas contraire, si le bruit de phase de la source DDS 131 est plus élevé que celui du résonateur BAW 141, c'est la source DDS 131 qui est mesurée pour déterminer son bruit de phase. Par ailleurs, le dispositif de mesure 15 ne fonctionne en détection de bruit de phase que si la fréquence F1 de la source DDS 131 est égale à la fréquence FO du résonateur BAW 141. En pratique, seule la composante fondamentale de la source DDS à la fréquence F1 est utile et doit être égale à la fréquence de résonance F0, tandis que les éventuelles harmoniques de la source DDS sont éliminées par la sélectivité du résonateur. L'exemple de la source DDS 131 n'est qu'un cas particulier car la source DDS a la particularité d'avoir un bruit de phase à la fréquence de résonance FO qui est inférieur à celui du résonateur BAW. D'autres sources ayant la particularité d'avoir une bonne pureté spectrale autour de la fréquence FO peuvent être prises en compte. Sur la figure 6, est représenté le circuit électronique 1 de l'invention comprenant un premier dispositif oscillant et/ou résonant 13 représenté par un oscillateur local OL. Cet oscillateur local 132 possède une fréquence d'oscillations F1, et son bruit de phase correspond au bruit de phase à mesurer, puisqu'il est connu que le fort coefficient de qualité du résonateur BAW 141 permet la mesure du bruit de phase d'un oscillateur local à F0, qui lui généralement possède un facteur de qualité plus faible. Dans ce circuit électronique 1, l'oscillateur local OL 132 est connecté à une source DDS 131 oscillant à la fréquence AF par l'intermédiaire d'une commutateur 23 d'une part, et à un part. 23 est apte à commuter de sa 231 à sa seconde borne 232 qui est source délivrant un signal d'horloge DDS 131 est connectée aussi audit 25 mélangeur 24. Ledit mélangeur 24 est capable de récupérer le signal de l'oscillateur local OL 132 à la fréquence F1 ainsi que le signal de la source DDS 131 à la fréquence AF, pour en délivrer le premier signal S1 à l'entrée du dispositif de mesure 15 calé sur la première borne d'un mélangeur 24 d'autre Le commutateur deuxième borne reliée à une Vclock. La source fréquence de résonance FO du résonateur BAW 141 de la première voie de mesure 153. Un amplificateur 25 de gain Al, préférentiellement de faible bruit, est prévu à l'entrée du dispositif de mesure 15 pour augmenter l'amplitude du signal S1 à la fréquence FO en provenance du mélangeur 24. Une cellule de calibration 26 de la puissance d'entrée du signal S1 est prévue en sortie de l'amplificateur 25 afin de calibrer le gain du signal S1 injecté dans le dispositif de mesure 15 en fonction de la fréquence F0. En outre, le premier dispositif oscillant et/ou résonant 13 peut comprendre un oscillateur commandé en tension VCO à la place de l'oscillateur local OL. La description ci-dessus reste valable en remplaçant l'oscillateur OL par un oscillateur VCO. Sur la figure 7 est représenté un circuit électronique 1 de l'invention avec un dispositif de mesure 15 selon un deuxième mode de réalisation. Le premier dispositif oscillant et/ou résonant 13 est formé par la source DDS 131, le deuxième dispositif oscillant et/ou résonant 14 est formé par le résonateur BAW 141. Selon ce deuxième mode de réalisation, la deuxième voie de mesure 154 est reliée à un deuxième résonateur BAW 1544 connecté aux deux circuits d'adaptation 1545, 1546 en série avec le circuit déphaseur 1543. La première voie de mesure 153 comprenant toujours le premier résonateur BAW 141, ce dispositif est alors 30 appelé dispositif à deux résonateurs BAW. Le dispositif de mesure de l'invention est donc reconfigurable puisqu'il est possible de passer d'un dispositif à un seul résonateur à un dispositif à deux résonateurs grâce à la présence du deuxième résonateur BAW 1544 sur la deuxième voie de mesure 154. Ce deuxième résonateur BAW 1544 est identique au premier résonateur BAW 141 et possède la même fréquence d'oscillations F0. Ce deuxième résonateur 1544 sert à aider la source 10 DDS 131 de façon que la contrainte sur le bruit de phase de la source DDS 131 soit relâchée. Dans cet exemple, on inclut la possibilité de mesurer en bruit le premier dispositif oscillant et/ou résonant, représenté par l'oscillateur local ou VCO, en 15 plus de la mesure en bruit du résonateur 141. Sur la figure 8, est représenté le circuit électronique 1 de l'invention avec un dispositif de mesure 15 du bruit de phase selon un troisième mode de réalisation. 20 Ce troisième mode de réalisation consiste à munir le dispositif de mesure 15, en plus de sa configuration dans les deux premiers modes de réalisation, d'une voie supplémentaire de mesure 158 pour remplacer la première voie de mesure 153 du premier mode de réalisation. 25 Cette voie supplémentaire 158 comprend un troisième résonateur BAW 1581 multiplexé au premier résonateur BAW 141 de la première voie 153, les moyens d'adaptation étant inchangés. On peut ainsi mesurer tout un ensemble de résonateurs en les multiplexant de 30 cette manière. Des circuits de commutation 27 sont prévus dans le circuit électronique pour passer du premier résonateur 141 de la première voie 153 au troisième résonateur 1581 de la voie supplémentaire 158, ainsi qu'à tous les résonateurs multiplexés. Le premier dispositif oscillant et/ou résonant 13 est celui illustré sur la figure 6. Il comprend un oscillateur local OL et/ou un oscillateur commandé en tension VCO 132 coopérant avec une source DDS 131 et une cellule de détection et de mesure 21 pour ramener le signal S1 à l'entrée du dispositif de mesure 15 à la même fréquence FO des résonateurs BAW 141, 1581. Les résonateurs BAW 1581 et 141 de la voie supplémentaire 158 ne sont pas reliés constamment au dispositif de mesure 15, c'est-à-dire que quand il n'y a pas de mesure, le commutateur 27 est ouvert pour ne plus avoir de contact entre les résonateurs BAW 1581 et 141 et le dispositif de mesure 15. Le résonateur BAW 1581 peut être un élément inclus dans le filtre 1731 ou dans le filtre 1733 de la chaîne 17 dans une variante de ce mode de réalisation. En outre, dans ce troisième mode de réalisation, une troisième voie de mesure 159 réalisée par une ligne de connexion est prévue en parallèle à la deuxième voie de mesure 154 entre la sortie inférieure 1523 du circuit diviseur 152 et le circuit déphaseur 1543. Le passage de la deuxième voie 154 à la troisième voie 159 se fait grâce à un commutateur 28 faisant commuter, selon le besoin, le dispositif de mesure 15 entre un dispositif à un seul résonateur et un dispositif à deux résonateurs illustrés sur les figures 5 et 6 respectivement. De ce fait, on obtient un dispositif de mesure générique reconfigurable à un seul résonateur ou à deux 5 résonateurs. Le fonctionnement du circuit électronique 1 comprenant le dispositif de mesure 15 selon l'invention dans son application spécifique liée à la chaîne d'émission-réception radiofréquence 17 est décrit ci- 10 après. Tout d'abord, de manière classique, le fonctionnement de la chaîne d'émission-réception 17 est brièvement comme suit : Lors d'une séquence d'émission et/ou de réception, 15 le signal SRF est capté par l'antenne 172, puis est transmis au récepteur 173 pour être ensuite acheminé vers le convertisseur analogique-numérique ADC 1739 puis au processeur 179 pour le traitement. Une fois le signal traité par le processeur 179, 20 il est converti en fréquence et acheminé vers l'antenne 172. Lors d'une séquence de repos, aucun signal n'est transmis sur le récepteur 173 et/ou sur l'émetteur 174. Selon l'invention, la chaîne d'émission-réception 25 17 coopère avec le dispositif de mesure 15 justement pendant cette séquence de repos pour optimiser les éléments 1700 de la chaîne 17 dans leur consommation. En effet, au moment de la conception d'un des éléments 1700 de la chaîne 17, lorsque ses 30 spécifications sont données, on le caractérise généralement dans les pires conditions d'utilisation, telles que, par exemple, dans une situation de dégradation en fonction du vieillissement du circuit, ou dans une situation de dérive en fonction de la température ambiante. Ensuite, on définit une consommation de cet élément qui fonctionnera suivant les spécifications imposées. Il en résulte que dans la plupart des cas, il existe une surconsommation de ce type d'éléments 1700, pouvant aller jusqu'à quatre fois la consommation dans des conditions normales d'utilisation. On dit alors que ces éléments sont sur-spécifiés. Pour s'affranchir de cet inconvénient, l'invention permet de fournir une mesure de bruit de phase régulière et en temps réel, de ces éléments 1700 présents dans la chaîne d'émission-réception 17, et pendant le temps de repos de cette chaîne 17, afin de caractériser leur comportement en termes de bruit et de consommation. Dans ce cas, on récupère un signal d'une source 131 de la chaîne à une certaine fréquence F1 (par exemple, détection FM). Le signal passe dans un diviseur de puissance 152, il est divisé en deux signaux sur deux voies OL et RF puis il est mélangé à nouveau pour avoir le signal en bande de base correspondant au bruit de phase le plus bruyant entre la source 131 et le résonateur BAW 141. Puis le signal est converti par un convertisseur ADC en numérique, et il est enfin transmis au processeur numérique 179. Dans le processeur DSP 179, la transformée de Fourier transforme le signal en un spectre de fréquences puis ce spectre est stocké dans la cellule mémoire 1792 pour le comparer grâce aux moyens de comparaison 1793 à des valeurs de référence de mesure des signaux de bruit de phase effectuées à un instant t. Lors de la comparaison, le circuit de décision 1794 voit si la valeur du bruit de phase de chaque élément 1700 de la chaîne 17 est égale à la valeur de référence ou si elle est supérieure ou inférieure à cette valeur de référence. Ensuite, une consigne sort du processeur DSP 179 vers les éléments 1700 de la chaîne 17, constitués notamment par les filtres passe-bas et les amplificateurs VGA 1737, 1738, 1742, 1743 et les premier à quatrième mélangeurs 1735, 1736, 1744, 1745 pour leur dire si leur consommation est suffisante ou non et s'il faut ajuster leurs caractéristiques, grâce à une commande prévue à cet effet, pour s'adapter au bruit de phase à l'instant t. Si le résultat de la mesure du bruit de phase paraît mauvais, le système envoie un signal à une boîte de dialogue non représentée qui comprend une unité d'affichage non représentée sur laquelle il est mentionné que la source est défectueuse. Ainsi, un usager de l'invention peut voir que la source a vieilli ou qu'elle est défaillante et peut décider de la changer. Cette méthode s'apparente à un type d'asservissement. En définitive, les éléments 1700 de la chaîne 17 sont fabriqués dans leur configuration maximale de pire cas, mais vont fonctionner avec exactement la consommation dont ils ont besoin grâce à cette aide à la décision. Conformément à l'invention, le dispositif de mesure 15 de bruit de phase aide donc à la gestion de consommation de cette chaîne 17 lorsqu'elle est au repos ou lors d'un intervalle de temps non communicant. C'est-à-dire, On appelle un intervalle de temps non communicant ou � timeslot mort � un intervalle de temps correspondant au temps de positionnement ou de la mise en route d'un élément, de re-réglage de cet élément, un temps perdu à cause des dispersions du procédé de fabrication de cet élément ou un temps d'absence de transmission. La mesure est régulière pendant les � timeslot mort �, selon les standards de communication de haut vers le bas, de l'Emetteur (station de base) vers le récepteur et inversement. Par conséquent, selon l'invention, la mesure du bruit de phase issue du dispositif de mesure 15 est traitée par les éléments 1700 de ladite chaîne 17 qui existent déjà pour la transmission et qui sont réutilisés pour le but de l'invention. L'invention n'est pas limitée aux dispositifs oscillants et/ou résonants de la chaîne d'émission-réception. Elle est applicable à toute dispositif oscillant 30 et/ou résonant présent habituellement dans un circuit électronique à architecture quelconque et dont on désire mesurer le bruit de phase. Par exemple, l'invention peut s'appliquer à un résonateur BAW ou à plusieurs résonateurs BAW en particulier dans le cas de fabrication des semi-conducteurs. En effet, lors d'un procédé de test dit EWS (pour Electrical Wafer Sort), qui a lieu avant le test final, toutes les puces sur lesquelles sont conçus les résonateurs BAW sont testées pour connaître leur rendement. Généralement, c'est un premier test qui permet de sélectionner des puces ou une partie de puces qui sont défectueuses. Dans le cas particulier des résonateurs BAW, ces derniers sont réalisés avec une électrode supérieure, une électrode inférieure et un matériau piézoélectrique. Ils ont un facteur de surtension relativement élevé (supérieur à 500) à une certaine fréquence de résonance prédéterminée F0. Or, pour faire résonner les résonateurs BAW à des fréquences différentes de F0, on les force en mettant une couche de métal au dessus du résonateur de sorte que leur fréquence de résonance FO soit décalée vers une fréquence basse F1, ces deux fréquences FO et F1 restant cependant très proches. L'écart en fréquences entre le résonateur BAW à FO et le résonateur BAW à F1 dépend de l'épaisseur de la couche que l'on met sur le résonateur à F1. Il en résulte que sur la même puce deux types de résonateurs à FO et F1 peuvent coexister. Cette technique et connue sous le nom de � mechanical loading �. Le dispositif de bruit de phase intégré dans le même circuit des précédents résonateurs BAW peut être 5 un indicateur de cette fréquence. Dans cette application, pour visualiser l'information, soit on prévoit des plots de connexion sur la puce dans laquelle sont intégrés les résonateurs BAW et le dispositif de bruit de phase pour la relier à 10 un analyseur de spectre, soit on intègre sur la puce une cellule de traitement numérique, comme c'est le cas de la chaîne d'émission-réception, suivie d'une unité d'affichage. L'invention peut également s'appliquer dans le 15 cadre de tests de vieillissement accéléré. Pour garantir un certain type de vieillissement à des éléments, les constructeurs font subir à ces éléments des tests accélérés de vieillissement, notamment en fonction de la température. 20 Pour ce faire, les circuits sont soumis à des températures très élevées pendant un certain temps (par exemple une dizaine d'heures équivalentes à une dizaine d'années de vie d'un oscillateur). Lorsque le résonateur BAW vieillit, son bruit de 25 phase augmente. Pour tracer son abaque de vieillissement, on peut intégrer dans le circuit électronique le dispositif de mesure et le résonateur BAW. Puis, on effectue des mesures du bruit de phase 30 automatiquement et en temps réel au fur et à mesure que le test de vieillissement est effectué. L'invention est aussi applicable dans le cadre d'une caractérisation d'un modèle électrique complet aux usagers des résonateurs BAW dans, par exemple, les logiciels de simulation. Pour fournir un modèle électrique d'un résonateur BAW pour chaque technologie, on intègre dans le circuit électronique le dispositif de mesure du bruit de phase et le résonateur BAW. Puis, on procède à une caractérisation de son bruit de phase. Ensuite, on rajoute cette information dans le modèle électrique du résonateur BAW dans les librairies de ces logiciels. Par ailleurs, au lieu de caractériser le bruit de phase d'un résonateur BAW on peut également procéder à une caractérisation du bruit de phase d'une source quelconque. Pour ce faire, le circuit électronique avec le dispositif de mesure intégré sur une puce vient se connecter sur la puce de la source. Puis, on procède à la caractérisation. Enfin, la courbe du bruit de phase de la source est visualisée par exemple sur un ordinateur ou un analyseur de spectre. Dans cette application également, on peut prévoir une unité de mémoire dans la puce pour stocker les résultats de mesure et une unité d'affichage pour les lire après la caractérisation. L'invention peut également s'appliquer dans le cadre d'une conception d'un synthétiseur à très haute 30 pureté spectrale. Pour ce faire, on mesure dans un premier temps le bruit de phase d'un résonateur BAW avec le dispositif de mesure de bruit de phase de l'invention. Puis, on cherche à générer une source possédant un bruit de phase corrélé et inverse au bruit de phase du résonateur BAW qui, par une contre réaction, vient annuler le bruit de phase de la source. Egalement une autre application de ce circuit avec le dispositif de mesure concerne l'auto-ajustabilité des appareils de communication dans le cas d'une chaîne de réception générique qui permet d'avoir desbandes de fréquences multiples telles que du GSM, du WCDMA et de la FM. En intégrant sur le circuit électronique le dispositif de mesure et la chaîne, on adapte les bandes passantes du filtre en fonction du signal à recevoir. L'avantage d'intégrer un dispositif de mesure dans un circuit électronique est d'utiliser un seul dispositif de mesure pour plusieurs centaines de résonateurs BAW. En effet, l'invention prévoit de réaliser des mesures de bruit de phase sur des batteries d'oscillateurs simples ou contrôlés ou sur des batteries de résonateurs en réalisant un multiplexage des éléments à mesurer, et à travers une possibilité de � reconfigurabilité � de l'invention pour s'adapter à chaque situation en passant d'un dispositif à un seul résonateur à un dispositif à deux résonateurs selon le besoin. En outre, selon l'invention, les mesures de bruit de phase sont effectuées sans intervention manuelle, de ce fait on automatise les mesures, donc on réduit les coûts car le dispositif non intégré est très cher et on réduit également le temps de mesure nécessaire. La description qui suit a été faite dans le cadre de la mesure d'un bruit de phase d'un résonateur BAW ou d'un bruit de phase d'un oscillateur tel qu'un oscillateur commandé en tension VCO ou un oscillateur local OL. Il est évident que l'invention n'est pas limitée au résonateur BAW et que toutes sortes de dispositifs oscillants et/ou résonants peuvent être considérées.15 REVENDICATIONS 1. Circuit électronique (1) comprenant au moins - un premier dispositif oscillant et/ou résonant (13) apte à produire un premier signal (Si) à une première fréquence d'oscillations (F1) représentatif de bruit de phase dudit premier dispositif (13) ; - un deuxième dispositif oscillant et/ou résonant (14) apte à produire un deuxième signal (S2) à une deuxième fréquence (FO) représentatif de bruit de phase dudit dispositif (14), l'un de ces deux signaux (Si, S2) servant de référence de mesure, caractérisé en ce qu'il comprend en outre un dispositif de mesure (15) du bruit de phase de l'un des deux dispositifs (13, 14) à mesurer, ledit dispositif étant intégré sur une puce sur laquelle est également intégré ledit dispositif (13, 14) à mesurer. 2. Circuit (1) selon la revendication 1, caractérisé en ce que le dispositif de mesure (15) comprend notamment . - une voie d'entrée (150) recevant ledit premier signal (Si) ; - une voie de sortie (151) délivrant un signal de sortie (X) ; - un circuit diviseur de puissance (152) pour diviser ledit premier signal (Si) en deux signaux identiques (S3) et (S4) ; - une première (153) et une seconde voie (154) de 30 mesure parallèles, dont les entrées respectives (1531)et (1541) sont reliées au circuit diviseur (152), et dont les sorties respectives (1532) et (1542) sont reliées à un circuit mélangeur (155), la première voie de mesure (153) étant connectée au deuxième dispositif oscillant et/ou résonant (14) et produisant le deuxième signal (S2) au circuit mélangeur (155), la deuxième voie de mesure (154) comprenant un circuit déphaseur (1543) et produisant au circuit mélangeur (155) un cinquième signal (S5) déphasé par rapport audit deuxième signal (S2) ; et - un amplificateur faible bruit (157) disposé avant la voie de sortie (151). 3. Circuit selon la revendication 2, caractérisé en ce que le dispositif de mesure (15) comprend en outre un moyen de filtrage (156) connecté à l'amplificateur (157). 4. Circuit selon l'une quelconque des revendications 2 ou 3, caractérisé en ce que la seconde voie de mesure (153) comprend un troisième dispositif oscillant et/ou résonant (1544). 5. Circuit selon l'une quelconque des revendications 2 à 4, caractérisé en ce que le dispositif de mesure (15) comprend une voie supplémentaire de mesure (158) destinée à remplacer ladite première voie de mesure (153) et en ce que cette voie supplémentaire de mesure (158) comprend un quatrième dispositif oscillant et/ou résonant (1581). 6. Circuit selon la revendication 5, caractérisé en ce qu'il comprend des moyens de commutation (27) entre la première voie (153) et la voie supplémentaire (158) de mesure. 7. Circuit selon l'une quelconque des revendications 1 à 6, caractérisé en ce qu'il comprend une cellule numérique (16) incluant notamment un processeur de signal numérique DSP (179) apte à recevoir des données numériques d'un convertisseur analogique/numérique ADC (1739) et à délivrer des données numériques d'un convertisseur numérique/analogique DAC (1741). 8. Circuit selon la revendications 7, caractérisé en ce que le processeur numérique (179) comprend des moyens de stockage (1792) du bruit de phase mesuré, en ce qu'il comprend en outre des moyens de comparaison (1793) de ce bruit de phase mesuré avec un bruit de phase de référence et en ce qu'il comprend également des moyens de décision (1794) pour déterminer le comportement ou l'évolution en bruit de phase des dispositifs oscillants et/ou résonants (13, 14, 1544, 1581). 9. Circuit selon l'une quelconque des revendications 1 à 8, caractérisé en ce qu'au moins un dispositif oscillant et/ou résonant (13, 14, 1544, 1581) est un oscillateur à fréquence ajustable ayant un facteur de surtension (Q) relativement élevé à sa fréquence d'oscillations (FO). 10. Circuit selon la revendication 9, caractérisé en ce que l'oscillateur à fréquence ajustable est un résonateur à onde de volume BAW. 11. Circuit selon l'une quelconque des revendications 1 à 10, caractérisé en ce que le premier dispositif oscillant et/ou résonant (13) est unsynthétiseur de fréquences (1771) ou un oscillateur local OL ou un oscillateur commandé en tension. 12. Circuit selon l'une quelconque des revendications 7 à 11, caractérisé en ce que le processeur numérique (179), le convertisseur analogique/numérique (1739), le convertisseur numérique/analogique (1741) et les dispositifs oscillants et/ou résonants (13, 14, 1544, 1581) sont des composants d'une chaîne d'émission-réception radiofréquence (17). 13. Circuit selon la revendication 12, caractérisé en ce que le dispositif de mesure (15) est apte à effectuer les mesures du bruit de phase des dispositifs oscillants et/ou résonants (13, 14, 1544, 1581) pendant les intervalles de temps non communicants de ladite chaîne (17) en utilisant les éléments déjà présents dans cette chaîne (17). 14. Circuit selon l'une quelconque des revendications 10 à 13, caractérisé en ce que le résonateur BAW (141, 1544, 1581) est réalisé sur un support absorbant du point de vue acoustique, lui-même réalisé soit par un empilement de matériaux ayant des impédances acoustiques différentes sur un substrat du circuit, soit sur une membrane au dessous de laquelle le substrat est gravé. 15. Circuit selon l'une quelconque des revendications 10 à 14, caractérisé en ce que le résonateur BAW (141, 1544, 1581) peut être directement intégré sur la puce du circuit, ou en ce que ledit résonateur peut être réalisé sur une puce différentepuis connecté à la puce du circuit par des moyens de connexion.