FR 2911452 A1 20080718 FR 0752721 A 20070117 Procédé et dispositif de traitement d'un signal incident, en particulier de transposition de fréquence La présente invention concerne le traitement d'un signal analogique, et plus particulièrement la transposition de fréquence d'un tel signal. L'invention s'applique avantageusement mais non limitativement au traitement des signaux, en particulier radiofréquences, comportant une pluralité de canaux fréquentiels et subissant une ou plusieurs transpositions de fréquence pour sélectionner un canal particulier et le ramener en bande de base. C'est le cas par exemple pour des signaux de télévision numérique terrestre, ou plus généralement pour des signaux véhiculés dans les systèmes de transmission à multiplexage fréquentiel. Un signal analogique incident, par exemple comportant des informations situées dans une plage fréquentielle désirée (canal désiré par exemple) et des composantes fréquentielles situées en-dehors de ladite plage fréquentielle désirée (canaux adjacents au canal désiré), subit généralement après amplification dans un étage amplificateur, par exemple un étage amplificateur faible bruit (LNA : Low Noise Amplifier), une ou plusieurs transpositions de fréquences afin de le ramener en bande de base. Le signal incident descendu en bande de base est alors destiné, après filtrage, à être converti sous forme numérique pour subir ensuite des traitements spécifiques, comme par exemple des traitements de décodage de canal comportant notamment une démodulation et des traitements de décodage de source. Lorsque la transposition de fréquence est réalisée en inversant successivement le signe du signal analogique incident au rythme d'un signal périodique (signal de transposition) commandant un jeu de commutateurs, et que le signal transposé est délivré à un condensateur de sortie, appartenant à ou formant par exemple un filtre, il peut notamment en résulter une dégradation du gain de la chaîne en raison de capacités parasites de l'étage amplificateur provoquant à certains instants une décharge partielle du condensateur de sortie. I1 est ainsi proposé, par exemple, un dispositif et un procédé permettant d'améliorer la transposition de fréquence tout en limitant la dégradation du gain. Selon un aspect, il est proposé un procédé de traitement d'un signal incident, dans lequel on délivre le signal incident à un étage transconducteur, on relie une sortie en courant de l'étage transconducteur à un condensateur de sortie de façon à délivrer au condensateur de sortie un signal en courant et son opposé respectivement au cours des deux demi périodes de chaque période d'un signal périodique et obtenir ainsi un signal transposé en fréquence au niveau du condensateur de sortie. Lors de l'occurrence de chaque demi période du signal périodique, la tension de ladite sortie en courant, vue dudit condensateur de sortie, est initialisée à une valeur égale à celle de la tension dudit condensateur de sortie. Le signal considéré ici est un signal en courant. Lors de la transposition en fréquence, le dispositif de transposition de fréquence délivre au condensateur de sortie, le signal en courant et son opposé durant chaque demi période du signal de transposition. Le dispositif initialise d'abord la tension de la sortie en courant, c'est-à-dire qu'on égalise la tension de la sortie en courant et la tension du condensateur. I1 n'y a pas alors de mouvement de charges (courant parasite) dû à une différence de tension lorsque la sortie en courant initialisée et le condensateur de sortie sont reliés, c'est-à-dire lors de l'occurrence d'une demi période du signal périodique. Le gain n'est alors pas dégradé. L'étage transconducteur peut comprendre deux sorties en courant délivrant respectivement deux signaux en courant de signe opposé. Dans un tel mode de mise en oeuvre, on relie, à chaque première demi période du signal périodique, la première sortie en courant au condensateur de sortie et, à chaque deuxième demi période du signal périodique, la deuxième sortie en courant au condensateur de sortie. De plus, l'initialisation de la tension de la première sortie en courant comprend la fixation, au moins à la fin, et de préférence pendant la totalité, de chaque deuxième demi période du signal périodique, de la tension de ladite première sortie en courant à la valeur de la tension du condensateur de sortie, et l'initialisation de la tension de la deuxième sortie en courant comprend la fixation, au moins à la fin, et de préférence pendant la totalité, de chaque première demi période du signal périodique, de la tension de ladite deuxième sortie en courant à la valeur de la tension du condensateur de sortie. Durant la première demi période, la tension du condensateur de sortie évolue en même temps que celle de la première sortie en courant, en fonction du signal, alors que la tension de la deuxième sortie en courant évolue de manière indépendante en fonction des charges qui en sortent. Ainsi, une différence entre la tension du condensateur de sortie et la tension de la deuxième sortie en courant apparaît durant la première demi période c'est-à-dire durant la demi période au cours de laquelle la deuxième sortie en courant n'est pas reliée au condensateur de sortie. Afin d'éviter, lors de l'occurrence de la deuxième demi période, les courants parasites dus à cette différence de tension, on initialise la tension de la deuxième sortie en courant avant de relier cette deuxième sortie en courant au condensateur de sortie. Cette initialisation consiste ici à imposer la tension du condensateur de sortie à la deuxième sortie en courant. De cette façon, la différence de tension est nulle, les charges sortant de la deuxième sortie en courant sont absorbées et les courants parasites sont évités. En d'autres termes, préférentiellement, lors de chaque demi période du signal périodique, une sortie en courant de l'étage transconducteur est reliée au condensateur de sortie tandis qu'on impose la tension du condensateur de sortie à l'autre sortie en courant de l'étage transconducteur. Préférentiellement, on fixe la tension d'une des sorties en courant à la valeur de la tension du condensateur de sortie par l'intermédiaire d'un étage amplificateur monté en suiveur entre le condensateur de sortie et les sorties en courant. L'étage amplificateur monté en suiveur permet d'imposer la tension d'entrée à la sortie, sans modifier la tension d'entrée. Dans le cas présent, la tension d'entrée de l'étage amplificateur est la tension du condensateur de sortie et la tension de sortie de l'étage amplificateur est la tension de la sortie en courant de l'étage transconducteur qui n'est pas reliée au condensateur de sortie par le dispositif de transposition. Ainsi, l'étage amplificateur permet d'imposer la tension du condensateur de sortie à la sortie en courant qui sera reliée audit condensateur lors de la prochaine demi période, sans modifier la tension du condensateur de sortie, c'est-à-dire en limitant la dégradation du signal. De cette façon, lorsque la sortie en courant est reliée au condensateur de sortie lors de l'occurrence de la demi période suivante du signal périodique, la tension de la sortie en courant et la tension du condensateur de sortie sont égales. Selon un autre mode de mise en oeuvre, l'étage transconducteur comprend une seule sortie en courant délivrant un signal en courant, dans lequel : - chaque première demi période du signal périodique comprend une première partie durant laquelle on relie ladite sortie en courant au condensateur de sortie, et - chaque deuxième demi période du signal périodique comprend une première partie durant laquelle on relie ladite sortie en courant au condensateur de sortie de façon opposée à celle effectuée durant la première partie de la première demi période du signal périodique, et dans lequel l'initialisation de la tension de la sortie en courant comprend : -la fixation de la tension de la sortie en courant à la valeur opposée de la tension du condensateur de sortie au moins à la fin de la deuxième partie de chaque première demi période du signal périodique, et - la fixation de la tension de la sortie en courant à la valeur de la tension du condensateur de sortie au moins à la fin de la deuxième partie de chaque deuxième demi période du signal périodique. Dans ce mode de mise en oeuvre, on inverse la connexion entre l'étage de transposition et le condensateur de sortie à chaque demi période du signal périodique. Or, la sortie de l'étage transconducteur peut présenter une capacité parasite qui est également inversée à chaque demi période. Ainsi, lors de l'occurrence de chaque demi période, le condensateur de sortie est relié à la capacité parasite dont la tension est inversée par rapport à celle du condensateur de sortie. Pour éviter alors un courant parasite et donc une dégradation du signal, on impose la tension opposée du condensateur de sortie à la sortie en courant, avant l'inversion par l'étage de transposition de fréquence. De cette façon, lors de l'occurrence de la demi période suivante, la tension de la sortie en courant vue du condensateur de sortie est égale à la tension dudit condensateur. La fixation de la tension de la sortie en courant à la valeur correspondante est effectuée par exemple durant toute la deuxième partie de la demi période correspondante du signal périodique. Là encore, préférentiellement, on fixe la tension de la sortie en courant à la valeur de la tension du condensateur de sortie ou l'opposée de cette valeur par l'intermédiaire d'un étage amplificateur monté en suiveur entre le condensateur de sortie et la sortie en courant. Quel que soit le mode de mise en oeuvre, la ou les sorties en courant de l'étage transconducteur sont avantageusement mais non nécessairement différentielles. Dans une application particulière, le signal incident est un signal radiofréquence et l'étage transconducteur appartient à un étage amplificateur faible bruit. Dans une application particulière, le condensateur de sortie forme tout ou partie d'un filtre analogique apte à filtrer les composantes fréquentielles du signal transposé situées en-dehors d'une plage fréquentielle désirée ; le procédé comprend alors avantageusement en outre : - une conversion du signal transposé filtré en un signal numérique, - une remise en forme du signal numérique dans une forme sensiblement identique, au moins dans ladite plage fréquentielle désirée, à la forme du signal transposé en fréquence et - un filtrage numérique final du signal numérique remis en forme de façon à filtrer les composantes fréquentielles situées en dehors de ladite plage fréquentielle désirée. La plage fréquentielle désirée est par exemple la largeur de bande du signal utile ou la largeur du canal fréquentiel désiré. Le filtrage analogique, dont le condensateur de sortie fait partie, a ainsi pour but de filtrer par exemple les résidus de canaux adjacents. De cette façon, le filtrage analogique permet d'une part de limiter la dynamique d'entrée du convertisseur analogique/numérique, et d'autre part d'adapter la fréquence d'échantillonnage du convertisseur analogique/numérique à la largeur de bande du signal utile transposé. La conversion analogique/numérique se trouve ainsi améliorée par rapport au signal utile à convertir. Cependant, en particulier lorsque le filtre analogique est réalisé avec des condensateurs dits condensateurs mémoires tels que le condensateur de sortie, l'ordre du filtre analogique est bas, par exemple inférieur ou égal à 2, et ne permet pas d'obtenir une bonne coupure des adjacents . Le filtrage analogique entraîne également une déformation, dans la plage fréquentielle désirée, du signal transposé. Cette déformation a pour conséquence une perte d'informations ou une dégradation du signal utile. L'étape de remise en forme permet notamment de corriger la déformation du signal provoquée par le filtrage analogique. On peut ainsi, malgré un filtrage analogique d'ordre bas, par exemple d'ordre 1, d'une part limiter la dynamique du convertisseur analogique/numérique, et d'autre part limiter la dégradation du signal utile. L'étape de remise en forme permet de récupérer, au moins sur la plage fréquentielle désirée, un signal identique ou quasi- identique au signal transposé avant filtrage analogique. Le filtrage numérique final permet alors de filtrer les fréquences situées en-dehors de la plage fréquentielle désirée. Ce filtrage final est effectué numériquement et peut donc présenter une fonction de transfert élaborée et adaptée au spectre du signal à filtrer, sans être encombrant ni coûteux pour autant. I1 permet aussi de filtrer efficacement les adjacents sans déformation de la bande utile du signal transposé en fréquence. On reporte ainsi l'étape de filtrage du signal utile transposé en fréquence durant la partie de traitement numérique. I1 est en effet plus facile et moins coûteux de réaliser une fonction de transfert élaborée avec un filtre numérique qu'avec un filtre analogique. De plus, grâce notamment au condensateur de sortie, on limite la dynamique du convertisseur analogique/numérique lors de la conversion du signal, tout en évitant la perte d'information ou la dégradation du signal utile. Selon un mode de mise en oeuvre, la remise en forme est effectuée au sein d'un filtre numérique de remise en forme ayant une fréquence de travail égale à la fréquence d'échantillonnage de la conversion analogique/numérique et présentant une fonction de transfert inverse de la fonction de transfert du filtrage analogique au moins dans ladite plage fréquentielle désirée. On obtient donc, à la sortie du filtre de remise en forme, dans la plage fréquentielle, un signal identique à celui qu'on aurait obtenu en absence de filtrage analogique. La fonction de transfert du filtre numérique de remise en forme peut être calculée à partir de la fonction de transfert du filtrage analogique. La conversion d'une fonction de transfert analogique en fonction de transfert numérique est classique pour l'homme du métier. Ce calcul est de plus simplifié par le fait que la fréquence de travail du filtre numérique est égale à la fréquence d'échantillonnage. Selon un autre mode de mise en oeuvre, la remise en forme est effectuée au sein d'un filtre numérique de remise en forme ayant une fréquence de travail différente, de préférence inférieure à la fréquence d'échantillonnage de la conversion analogique/numérique, et présentant une fonction de transfert dont les coefficients résultent d'une approximation de l'inverse de la fonction de transfert du filtrage analogique, au moins dans ladite plage fréquentielle désirée. Ce mode de mise en oeuvre concerne plus particulièrement le cas où le convertisseur analogique/numérique sur-échantillonne le signal analogique. Le sur-échantillonnage permet d'obtenir un signal numérique plus fidèle au signal analogique transposé en fréquence et filtré. Cependant, il n'est pas nécessaire d'utiliser la même fréquence de sur-échantillonnage pour le traitement numérique. Ainsi, il est fréquent d'utiliser une fréquence de travail plus petite que la fréquence d'échantillonnage. Dans ce cas, le calcul de l'équivalent numérique de la fonction de transfert inverse du filtrage analogique se fait de manière différente et peut en particulier être calculé plus facilement par approximation dans la plage fréquentielle désirée. Plus précisément, la détermination des coefficients comporte avantageusement une sélection de fréquences de référence choisies dans ladite plage fréquentielle désirée et, pour chacune de ces fréquences de référence, une minimisation de l'écart entre la valeur correspondante de la fonction de transfert inverse du filtrage analogique et la valeur correspondante de la fonction de transfert du filtre de remise en forme. En d'autres termes, la fonction de transfert du filtre de remise en forme est calculée dans cet exemple en considérant un nombre fini de fréquences choisies dans la plage fréquentielle désirée et pour lesquelles on minimise l'écart entre la valeur réelle de la fonction de transfert de filtre de remise en forme et la valeur souhaitée égale à l'inverse de la fonction de transfert du filtrage analogique. Préférentiellement, les fréquences de références sont choisies de manière uniforme dans la plage fréquentielle désirée. Le choix uniforme des fréquences de référence permet d'obtenir une approximation correcte de la fonction de transfert inverse du filtrage analogique par la fonction de transfert du filtre de remise en forme sur toute la largeur de la plage fréquentielle désirée. La fonction de transfert du filtre de remise en forme est par exemple du type à réponse impulsionnelle finie. La fonction de transfert peut alors s'écrire sous une forme polynomiale dont seuls les coefficients sont à déterminer. En particulier, des méthodes de minimisation d'écart permettent de déterminer les coefficients pour ce type de filtre. Préférentiellement, on effectue la remise en forme et le filtrage numérique final au sein d'un même filtre dont la fonction de transfert, au moins dans la plage fréquentielle désirée, est égale au produit de la fonction de transfert du filtre de remise en forme par la fonction de transfert du filtre numérique final. Ce mode de mise en oeuvre peut être appliqué que la fréquence de travail du filtre soit égale ou différente de la fréquence d'échantillonnage. Ce mode de mise en oeuvre permet d'effectuer l'étape de remise en forme et l'étape de filtrage numérique final en même temps. Cela permet d'éviter l'obtention d'un signal numérique avec un grand nombre de bits entre le filtre de remise en forme et le filtrage numérique final, en raison de la remise en forme du signal même en-dehors de la plage fréquentielle désirée. I1 suffit pour cela de multiplier les deux fonctions de transfert pour n'en obtenir qu'une. Le signal obtenu à la sortie du filtre reste le même mais la réalisation du dispositif s'en trouve simplifiée. Selon un autre aspect, il est proposé un dispositif de traitement d'un signal incident comprenant : - un étage transconducteur comprenant une entrée pour recevoir le signal incident, -un condensateur de sortie, - des moyens de transposition de fréquence connectés entre l'étage transconducteur et le condensateur en sortie comportant : - des moyens de génération aptes à délivrer un signal périodique, - un jeu de commutateurs configurable en réponse à un signal de commande, - des moyens de commande aptes à délivrer le signal de commande à partir du signal périodique pour configurer le jeu de commutateurs de façon à relier une sortie en courant de l'étage transconducteur au condensateur de sortie et délivrer au condensateur de sortie un signal en courant et son opposé respectivement au cours des deux demi périodes de chaque période du signal périodique et obtenir ainsi un signal transposé en fréquence au niveau du condensateur de sortie. Le dispositif comprend en outre des moyens d'initialisation aptes à initialiser, lors de l'occurrence de chaque demi période du signal périodique, la tension de la sortie en courant, vue dudit condensateur de sortie, à une valeur égale à celle de la tension dudit condensateur de sortie. Selon un mode de réalisation du dispositif, l'étage transconducteur comprend deux sorties en courant aptes à délivrer respectivement deux signaux en courant de signe opposé. Le jeu de commutateurs possède un premier état dans lequel il relie la première sortie en courant au condensateur de sortie et un deuxième état dans lequel il relie la deuxième sortie en courant au condensateur de sortie. Les moyens de commande sont aptes à délivrer le signal de commande de façon à configurer ledit jeu de commutateurs dans le premier état durant chaque première demi période du signal périodique et dans le deuxième état durant chaque deuxième demi période du signal périodique. De plus, les moyens d'initialisation sont aptes à : - fixer la tension de la première sortie en courant à la valeur de la tension du condensateur de sortie au moins à la fin de chaque deuxième demi période du signal périodique, -fixer la tension de la deuxième sortie en courant à la valeur de la tension du condensateur de sortie au moins à la fin de chaque première demi période du signal périodique. Préférentiellement, les moyens d'initialisation comprennent un jeu supplémentaire de commutateurs configurable en réponse à un signal de commande supplémentaire ainsi que des moyens supplémentaires de commande aptes à délivrer le signal de commande supplémentaire à partir du signal périodique. Le jeu supplémentaire de commutateurs possède un premier état dans lequel il relie le condensateur de sortie à la deuxième sortie en courant et un deuxième état dans lequel il relie le condensateur de sortie à la première sortie en courant. Les moyens supplémentaires de commande sont aptes à délivrer le signal de commande supplémentaire de façon à configurer ledit jeu supplémentaire de commutateurs dans le premier état au moins à la fin de chaque première demi période du signal périodique et dans le deuxième état au moins à la fin de chaque deuxième demi période du signal périodique. Les moyens supplémentaires de commande sont par exemple aptes à délivrer le signal de commande supplémentaire de façon à configurer ledit jeu supplémentaire de commutateurs dans respectivement le premier état et le deuxième état durant respectivement toute la première demi période et toute la deuxième demi période du signal périodique. Selon un autre mode de réalisation, l'étage transconducteur comprend une seule sortie en courant apte à délivrer le signal en courant. Le jeu de commutateurs configurable possède un premier état dans lequel il relie la sortie en courant au condensateur de sortie, un deuxième état dans lequel il relie, de façon opposée à celle effectuée dans le premier état, la sortie en courant au condensateur de sortie et un troisième état dans lequel il déconnecte électriquement la sortie en courant du condensateur de sortie. Les moyens de commande sont aptes à délivrer le signal de commande de façon à configurer ledit jeu de commutateurs dans le premier état durant la première partie de chaque première demi période du signal périodique, dans le deuxième état durant la première partie de chaque deuxième demi période du signal périodique et dans le troisième état durant la deuxième partie de chaque première demi période et deuxième demi période du signal périodique. Les moyens d'initialisation sont aptes à : - fixer la tension de la sortie en courant à la valeur opposée de la tension du condensateur de sortie au moins à la fin de la deuxième partie de chaque première demi période du signal périodique, - fixer la tension de la sortie en courant à la valeur de la tension du condensateur de sortie au moins à la fin de la deuxième partie de chaque deuxième demi période du signal périodique. Préférentiellement, les moyens d'initialisation comprennent un jeu supplémentaire de commutateurs configurable en réponse à un signal de commande supplémentaire ainsi que des moyens supplémentaires de commande aptes à délivrer le signal de commande supplémentaire à partir du signal périodique. Le jeu supplémentaire de commutateurs possède un premier état dans lequel il relie le condensateur de sortie à la sortie en courant, un deuxième état dans lequel il relie, de façon opposée à celle effectuée dans le premier état, le condensateur de sortie à la sortie en courant et un troisième état dans lequel il déconnecte électriquement le condensateur de sortie de la sortie en courant. Les moyens supplémentaires de commande sont aptes à délivrer le signal de commande supplémentaire de façon à configurer ledit jeu supplémentaire de commutateurs dans le premier état au moins à la fin de la deuxième partie de chaque première demi période du signal périodique, dans le deuxième état au moins à la fin de la deuxième partie de chaque deuxième demi période du signal périodique et dans le troisième état durant la première partie de chaque première et deuxième demi période du signal périodique. Les moyens supplémentaires de commande sont par exemple aptes à délivrer le signal de commande supplémentaire de façon à configurer ledit jeu supplémentaire de commutateurs dans respectivement le premier état et le deuxième état durant toute la deuxième partie de respectivement la première demi période et la deuxième demi période du signal périodique. Préférentiellement, les moyens d'initialisation comprennent en outre un étage amplificateur monté en suiveur entre le condensateur de sortie et la ou les sorties en courant par l'intermédiaire du jeu supplémentaire de commutateurs. Préférentiellement, le dispositif présente une architecture différentielle. Dans une application particulière, il est proposé un dispositif dans lequel le condensateur de sortie forme tout ou partie d'un filtre analogique apte à filtrer le signal transposé en fréquence de façon à filtrer les composantes fréquentielles situées en dehors d'une plage fréquentielle désirée. Le dispositif comprend en outre un convertisseur analogique/numérique apte à convertir le signal transposé filtré en un signal numérique, des moyens de remise en forme aptes à remettre en forme le signal numérique dans une forme sensiblement identique à la forme initiale du signal incident, au moins dans la plage fréquentielle désirée, et des moyens additionnels de filtrage aptes à effectuer un filtrage numérique final du signal numérique remis en forme de façon à filtrer les composantes fréquentielles situées en-dehors de ladite plage fréquentielle désirée. Selon un mode de réalisation, les moyens de remise en forme comportent un filtre numérique de remise en forme ayant une fréquence de travail égale à la fréquence d'échantillonnage du convertisseur analogique/numérique et présentant une fonction de transfert inverse de la fonction de transfert du filtre analogique au moins dans ladite plage fréquentielle désirée. Selon un autre mode de réalisation, les moyens de remise en forme comportent un filtre numérique de remise en forme ayant une fréquence de travail différente et de préférence inférieure à la fréquence d'échantillonnage du convertisseur analogique/numérique et présentant une fonction de transfert dont les coefficients résultent d'une approximation de l'inverse de la fonction de transfert du filtre analogique au moins dans la plage fréquentielle désirée. Les coefficients sont par exemple déterminés de sorte que pour chaque fréquence prise dans un groupe de fréquences de référence choisies dans ladite plage fréquentielle, l'écart entre la valeur correspondante de la fonction de transfert inverse du filtre analogique et la valeur correspondante de la fonction de transfert du filtre de remise en forme est minimal. Le filtre de remise en forme est par exemple du type à réponse impulsionnelle finie. Préférentiellement, les moyens de remise en forme et les moyens additionnels de filtrage numérique comportent un même filtre dont la fonction de transfert est égale au produit de la fonction de transfert du filtre de remise en forme par la fonction de transfert du filtre numérique final. Le dispositif peut être réalisé sous la forme d'un circuit intégré. Selon un autre aspect, il est proposé un récepteur de signal radio-fréquence comprenant un dispositif de traitement d'un signal radiofréquence tel que défini précédemment. D'autres avantages et caractéristiques apparaîtront à l'examen de la description détaillée de modes de mise en oeuvre et de réalisation, nullement limitatifs, et des dessins annexés sur lesquels : - la figure 1 est un schéma synoptique dela structure interne d'un mode de réalisation d'un dispositif ; - la figure 2 représente un premier mode de réalisation d'un étage de transposition de fréquence ; - les figures 3 et 4 représentent différents états de configuration de l'étage de transposition de la figure 2 ; - la figure 5 représente un exemple de signal périodique permettant de configurer l'étage de transposition de la figure 2 ; - la figure 6 représente un deuxième mode de réalisation d'un étage de transposition de fréquence ; - les figures 7 à 10 représentent différents états de configuration de l'étage de transposition de la figure 6 ; - la figure 11 représente un exemple de signal périodique permettant de configurer l'étage de transposition de fréquence de la figure 6 ; et - les figures 12 à 16 illustrent schématiquement d'autres modes de réalisation et de mise en oeuvre. Sur la figure 1, la référence REC désigne un récepteur d'un signal radio-fréquence. Le récepteur REC comprend une antenne ANT captant le signal, un étage ETA de traitement analogique du signal et un étage ETN de traitement numérique du signal. L'étage ETA de traitement analogique et l'étage ETN de traitement numérique sont séparés par un étage de conversion analogique/numérique CANI et CANQ. On considère que le signal capté par l'antenne ANT comprend, par exemple, plusieurs canaux fréquentiels présentant chacun une fréquence centrale propre à chaque canal et une largeur identique qu'on appellera plage fréquentielle . L'étage ETA de traitement analogique comporte en tête un étage amplificateur faible bruit LNAI, LNAQ connecté à l'antenne ANT. Cet étage amplificateur LNAI, LNAQ est suivi d'un étage de transposition de fréquence MTRI, MTRQ. Chaque étage de transposition de fréquence MTRI, MTRQ reçoit le signal issu de l'étage amplificateur LNAI, LNAQ et délivre ici un signal transposé en bande de base à partir d'un signal de transposition. Les signaux de transposition sont mutuellement déphasés de 90 entre les deux étages de transposition MTRI, MTRQ. Le signal de transposition a une fréquence égale à la fréquence centrale du canal désiré. En conséquence, le signal utile se retrouve avec une fréquence centrale égale ou environ égale à la fréquence nulle. En d'autres termes, on obtient en sortie des deux étage de transposition MTRI et MTRQ, sur les deux voies de traitement I et Q, deux signaux analogiques en quadrature, en bande de base, c'est-à-dire présentant le signal utile centré autour de la fréquence nulle. Dans la suite du texte, on ne décrira maintenant que l'une des deux voies de traitement, par exemple la voix I, étant bien entendu que la voie Q présente une structure analogue. A la sortie du mélangeur MTRI, est disposé un filtre passe-bas analogique FPBAI. Le filtre FPBAI a pour but de filtrer les canaux adjacents au signal utile, c'est-à-dire les canaux situés au-delà de la plage fréquentielle du canal désiré et centré sur la fréquence nulle. Le signal analogique en sortie du filtre FPBAI est numérisé dans un convertisseur analogique/numérique CANI. Le signal numérisé est alors traité dans un étage numérique ETN de structure classique et connue en soi et comportant notamment un bloc BTDS de traitement et de démodulation du signal. Le bloc BTDS reçoit également un signal de la voie Q et peut alors effectuer les traitements classiques de décodage de canal, notamment la démodulation, et de source. Le bloc BTDS peut être réalisé de façon logicielle au sein d'un processeur. La figure 2 représente un premier mode de réalisation de l'étage de transposition de fréquence MTRI, en architecture différentielle. I1 va de soi que ce premier mode de réalisation n'est pas limité à une architecture différentielle, et l'homme du métier saura aisément adapter la description qui suit à une architecture non différentielle. Dans ce premier mode de réalisation, l'étage amplificateur LNAI comprend deux étages transconducteurs de sortie LNAI1 et LNAI2 à architecture différentielle. L'étage transconducteur LNAI1 présente par exemple une transconductance égale à Gm, et l'étage LNAI2 présente par exemple une transconductance égale à ûGm. On obtient ainsi respectivement aux deux sorties différentielles en courant de l'étage amplificateur LNAI deux signaux en courant de signe opposé. Les signaux en courant de signe opposé sont alors transmis d'abord à l'étage de transposition de fréquence MTRI, puis au filtre passe-bas FPBAI constitué dans le cas présent d'un condensateur dit condensateur mémoire CIIR. L'étage de transposition MTRI comprend un générateur de signal GEN et des moyens de commande MC 1. Le générateur GEN délivre un signal périodique SP (figure 5) aux moyens de commande MC1 qui délivrent à partir dudit signal périodique SP un signal de commande SC1. Le signal de commande SC1 permet de commander un jeu de commutateurs configurable. Le jeu de commutateurs relie d'une part la sortie différentielle de l'amplificateur LNAI1 aux deux bornes du condensateur de sortie CIIR par l'intermédiaire de deux transistors Tl, T2, et d'autre part la sortie différentielle de l'amplificateur LNAI2 aux deux bornes du condensateur de sortie CIIR par l'intermédiaire de deux transistors T3, T4. Les transistors Tl, T2, T3, T4, par exemple des transistors MOS, sont utilisés comme interrupteurs et sont commandés respectivement par leur tension de grille G1, G2, G3, G4. Le signal de commande SC1 est élaboré à partir du signal périodique SP de façon à relier alternativement, au rythme des demi périodes du signal SP, la sortie de l'amplificateur LNAI1 et la sortie de l'amplificateur LNAI2 au condensateur de sortie CIIR. Le signal SC1 désigne ici, à des fins de simplification, globalement le signal de commande des transistors T l à T4, étant précisé bien entendu que ce signal SC1 se compose en fait de quatre signaux élémentaires commandant respectivement les grilles des transistors. Les moyens MC1 sont par exemple réalisés à partir de portes logiques. Le générateur GEN délivre également le signal périodique SP à des moyens supplémentaire de commande MC2 qui délivrent à partir dudit signal périodique SP un signal de commande supplémentaire SC2. Les moyens MC2 sont également réalisés à partir de portes logiques. Le signal de commande supplémentaire SC2 permet de commander un jeu supplémentaire de commutateurs. Le jeu supplémentaire de commutateurs relie les deux bornes du condensateur Ci.R à la sortie différentielle de l'amplificateur LNAI1 par l'intermédiaire de deux transistors T5, T6 et d'un bloc amplificateur suiveur à architecture différentielle comportant deux amplificateurs montés en suiveurs S1, S2. Le jeu supplémentaire de commutateurs relie également les deux bornes du condensateur de sortie CIIR à la sortie différentielle de l'amplificateur LNAI2 par l'intermédiaire de deux transistors T7, T8 et des deux amplificateurs S1, S2. Les transistors T5, T6, T7, T8 sont utilisés comme interrupteurs et sont commandés respectivement par leur tension de grille G5, G6, G7, G8 à partir de quatre signaux logiques formant globalement le signal de commande SC2. Le bloc amplificateur S1, S2 est monté en suiveurs et est donc capable d'imposer à sa sortie, son potentiel d'entrée. Le signal de commande SC2, qui commande les grilles G5, G6, G7, G8, permet donc d'imposer la tension U du condensateur CIIR à la sortie de l'amplificateur LNAI1 ou de l'amplificateur LNAI2, c'est-à-dire d'imposer la valeur de la tension U comme valeur de la tension V1 ou V2. La figure 3 représente le premier état de configuration de l'étage de transposition MTRI. Dans ce premier état, les moyens de commande MC 1 bloquent les transistors T3 et T4 via les tensions de grille G3, G4, tandis que les transistors Tl et T2 sont rendus passants. Ainsi, dans le premier état, le condensateur CIIR est relié à la sortie différentielle de l'amplificateur LNAI1 qui délivre un courant proportionnel au signal incident, et la tension U du condensateur CIIR est égale à la tension V1. De plus, toujours pour le premier état, les moyens supplémentaires de commande MC2 bloquent les transistors T5 et T6, tandis que les transistors T7 et T8 sont rendus passants. Ainsi, les amplificateurs montés en suiveur S1, S2 peuvent imposer la valeur de la tension U comme valeur de la tension V2 de la sortie différentielle de l'amplificateur LNAI2. La figure 4 représente le deuxième état de configuration de l'étage de transposition MTRI. Dans ce deuxième état, les moyens de commande MC1 bloquent les transistors Tl et T2 via les tensions de grille G1, G2, tandis que les transistors T3 et T4 sont rendus passants. Ainsi, dans le deuxième état, le condensateur CIIR est relié à la sortie différentielle de l'amplificateur LNAI2 qui délivre un courant proportionnel au signal incident et de signe opposé, et la tension U du condensateur CIIR est égale à la tension V2. De plus, toujours pour le deuxième état, les moyens supplémentaires de commande MC2 bloquent les transistors T7 et T8, tandis que les transistors T5 et T6 sont rendus passants. Ainsi, les amplificateurs montés en suiveur S1, S2 peuvent imposer la valeur de la tension U comme valeur de la tension V1 de la sortie différentielle de l'amplificateur LNAI1. La figure 5 représente un exemple de signal périodique SP délivré par le générateur GEN aux moyens de commandes MC1 et aux moyens supplémentaires de commande MC2. Le signal périodique SP présente une période Tc qui correspond à la fréquence de transposition, en l'occurrence la fréquence centrale du canal à traiter. Durant la première demi période du signal périodique SP, les moyens de commande MC1 et les moyens supplémentaires de commande MC2 vont configurer l'étage de transposition MTRI dans le premier état, tandis que durant la deuxième demi période du signal périodique SP, les moyens de commande MC1 et les moyens supplémentaires de commandes MC2 vont configurer l'étage de transposition MTRI dans le deuxième état. Ainsi, le condensateur CIIR reçoit un signal en courant dont le signe est inversé toutes les demi périodes du signal périodique. Le signal aux bornes du condensateur est donc un signal transposé en fréquence. De plus, afin d'éviter des courants parasites à chaque changement d'état de l'étage de transposition de fréquence MTRI, on impose la valeur de la tension U du condensateur CIIR comme valeur de la tension de la sortie différentielle de l'amplificateur LNAI1 ou LNAI2 qui n'est pas relié au condensateur CIIR. La figure 6 représente un deuxième mode de réalisation de l'étage de transposition de fréquence MTRI', en architecture différentielle. I1 va de soi que ce deuxième mode de réalisation n'est pas limité à une architecture différentielle, et l'homme du métier saura aisément adapter la description qui suit à une architecture non différentielle. Dans ce deuxième mode de réalisation, l'étage amplificateur LNAI comprend un seul étage transconducteur présentant par exemple une transconductance égale à Gm et par conséquent une seule sortie différentielle en courant. Le signal en courant est transmis d'abord à l'étage de transposition de fréquence MTRI', puis au filtre passe-bas FPBAI qui est choisi ici identique au premier mode de réalisation. L'étage de transposition MTRI' comprend un générateur de signal GEN' et des moyens de commande MC1'. Le générateur GEN' délivre un signal périodique SP' (figure 11) aux moyens de commande MC1' qui délivrent à partir dudit signal périodique SP' un signal de commande SC1'. Le signal de commande SC1' permet de commander un jeu de commutateurs configurable. Le jeu de commutateurs relie la sortie différentielle de l'amplificateur LNAI, aux deux bornes du condensateur de sortie CIIR, soit directement par l'intermédiaire de deux transistors Tl', T2', soit de manière inversée par l'intermédiaire de deux transistors T3' et T4'. Les transistors Tl', T2', T3', T4' sont utilisés comme interrupteurs et sont commandés par leur tension de grille, à partir de quatre signaux logiques formant globalement le signal SC1'. Le générateur GEN' délivre également le signal périodique SP' à des moyens supplémentaire de commande MC2' qui délivrent à partir dudit signal périodique SP' un signal de commande supplémentaire SC2'. Le signal de commande supplémentaire SC2' permet de commander un jeu supplémentaire de commutateurs configurable. Le jeu supplémentaire de commutateurs relie les bornes du condensateur CijR à la sortie différentielle de l'amplificateur LNAI par l'intermédiaire de transistors T5', T6', T7', T8', et de deux amplificateurs montés en suiveurs S1, S2. Les transistors T5', T6', T7', T8' sont utilisés comme interrupteurs et sont commandés par leur tension de grille, à partir de quatre signaux logiques formant globalement le signal SC2'. Dans le cas présent, le bloc amplificateur différentiel suiveur S1, S2 permet d'imposer la tension U du condensateur CIIR ou son opposée à la sortie de l'amplificateur LNAI, c'est-à-dire d'imposer la valeur de la tension U ou son opposée (-U) comme valeur de la tension V. La figure 7 représente le premier état de configuration de l'étage de transposition MTRI'. Dans ce premier état, les moyens de commande MC1' bloquent les transistors T3' et T4', tandis que les transistors Tl' et T2' sont rendus passants. Ainsi, dans le premier état, le condensateur CIIR est relié directement la sortie différentielle de l'amplificateur LNAI et reçoit un courant proportionnel au signal incident. La valeur de la tension V de la sortie différentielle de l'amplificateur LNAI est la même que la valeur de la tension U du condensateur CIIR. De plus, toujours pour le premier état, les moyens supplémentaires de commande MC2' bloquent les transistors T5', T6', T7', T8'. La figure 8 représente le deuxième état de configuration de l'étage de transposition MTRI'. Dans ce deuxième état, les moyens de commande MC1' bloquent les transistors Tl', T2', T3', T4' de sorte que le condensateur CIIR n'est pas électriquement relié à la sortie différentielle de l'amplificateur LNAI. Par contre, les moyens supplémentaires de commande MC2' rendent passants les transistors T5' et T6', tandis que les transistors T7' et T8' sont bloqués. Ainsi, les amplificateurs montés en suiveur S1, S2 peuvent imposer l'opposée de la valeur de la tension U, comme valeur de la tension V de la sortie différentielle de l'amplificateur LNAI, avant l'inversion des connexions entre l'amplificateur LNAI et le condensateur CIIR. La figure 9 représente le troisième état de configuration de l'étage de transposition MTRI'. Dans ce troisième état, les moyens de commande MC1' bloquent les transistors Tl' et T2', tandis que les transistors T3' et T4' sont rendus passants. Ainsi, dans le troisième état, le condensateur CIIR est relié de manière inversée à la sortie différentielle de l'amplificateur LNAI et reçoit un courant proportionnel au signal incident mais de signe opposé. La valeur de la tension V de sortie de l'amplificateur LNAI est égale mais de signe opposé à la tension U du condensateur CIIR. De plus, pour le troisième état comme pour le premier état, les moyens supplémentaires de commande MC2' bloquent les transistors T5', T6', T7', T8'. La figure 10 représente le quatrième état de configuration de l'étage de transposition MTRI'. Dans ce quatrième état, les moyens de commande MC1' bloquent les transistors Tl', T2', T3', T4' de sorte que le condensateur CIIR n'est pas relié à la sortie différentielle de l'amplificateur LNAI. Par contre, les moyens supplémentaires de commande MC2' rendent passants les transistors T7' et T8', tandis que les transistors T5' et T6' sont bloqués. Ainsi, les amplificateurs montés en suiveur S1, S2 peuvent imposer la valeur de la tension U comme valeur de la tension V de la sortie différentielle de l'amplificateur LNAI, avant l'inversion des connexions entre l'amplificateur LNAI et le condensateur CIIR. La figure 11 représente un exemple de signal périodique SP' délivré par le générateur GEN' aux moyens de commandes MC1' et aux moyens supplémentaires de commande MC2'. Le signal périodique SP' présente une période Tc qui correspond à la fréquence de transposition, en l'occurrence la fréquence centrale du canal à traiter. Durant la première demi période du signal périodique SP', les moyens de commande MC1' et les moyens supplémentaires de commande MC2' vont configurer l'étage de transposition MTRI' dans le premier état et le deuxième état, tandis que durant la deuxième demi période du signal périodique SP', les moyens de commande MC1' et les moyens supplémentaires de commandes MC2' vont configurer l'étage de transposition MTRI' dans le troisième état et le quatrième état. Durant une première partie Pl de la première demi période, le signal SP' configure, par l'intermédiaire des moyens de commande MC1 et des moyens supplémentaires de commandes MC2, l'étage de transposition dans le premier état. Durant ce premier état, l'étage amplificateur LNAI délivre au condensateur CIIR un signal en courant proportionnel et non inversé du signal incident. La tension V de sortie de l'amplificateur LNAI est de même valeur que la tension U du condensateur CIIR. Puis durant la deuxième partie P2 de la première demi période, le signal périodique SP' configure l'étage de transposition dans le deuxième état jusqu'à la fin de la première demi période. Dans le deuxième état, la sortie différentielle de l'étage amplificateur LNAI n'est plus reliée au condensateur CIIR, mais la valeur opposée de la tension U dudit condensateur CIIR est imposée comme valeur de la tension V de la sortie différentielle de l'amplificateur LNAI. On a donc une valeur de tension V égale à (ùU). Durant une première partie Pl de la deuxième demi période du signal périodique SP', l'étage de transposition est configuré dans le troisième état dans lequel les sorties différentielles de l'étage amplificateur LNAI sont reliée au condensateur CIIR de manière inversée. Au début de la deuxième demi période, la tension U du condensateur est donc égale à l'opposée (-V) de la tension de la sortie différentielle de l'amplificateur LNAI vu dudit condensateur. Durant ce troisième état, l'étage amplificateur LNAI délivre au condensateur CIIR un signal en courant proportionnel et inversé du signal incident. La tension V de sortie de l'amplificateur LNAI est de même valeur que l'opposée (-U) de la tension du condensateur CIIR. Puis durant la deuxième partie P2 de la deuxième demi période, le signal périodique SP' configure l'étage de transposition dans le quatrième état jusqu'à la fin de la deuxième demi période. Dans le quatrième état, la sortie différentielle de l'étage amplificateur LNAI n'est plus reliée au condensateur CIIR, mais la valeur de la tension U dudit condensateur CIIR est imposée comme valeur de la tension V de la sortie différentielle de l'amplificateur LNAI. On a donc une valeur de tension V égale à la tension U du condensateur CIIR. Ainsi, le condensateur CIIR reçoit, durant une partie Pl de chaque demi période, un signal en courant dont le signe est inversé toutes les demi périodes du signal périodique. Le signal aux bornes du condensateur CIIR est donc un signal transposé en fréquence. De plus, afin d'éviter des courants parasites à chaque demi période du signal périodique SP', on impose la valeur de la tension U ou son opposée (-U) comme valeur de la tension V de la sortie différentielle de l'amplificateur LNAI durant une partie P2 de la deuxième partie de chaque demi période. Enfin, la première partie Pl de la première demi période et la première partie Pl de la deuxième demi période pourront être choisies de manière à présenter une durée égale ou différente. I1 en va de même pour la deuxième partie P2 de chacune des demi périodes. De plus, la durée relative de la première partie Pl et de la deuxième partie P2 d'une même demi période sera adaptée selon les cas, de manière à permettre un fonctionnement optimum de ce premier mode de réalisation. On se réfère maintenant plus particulièrement aux figures 12 et suivantes pour illustrer un autre mode de réalisation qui permet, en combinaison avec celui illustré sur les figures 1 à 11, d'améliorer encore les performances de la chaîne de réception. Dans cet exemple, le filtre FPBAI est un filtre analogique d'ordre de filtrage bas. Dans le cas particulier d'un filtre passe-bas d'ordre 1 et de fréquence de coupure fo, cela signifie qu'un signal à une fréquence égale à 10.fo sera atténué de 20 décibels. Si on souhaite avoir une atténuation plus importante à la fréquence 10.fo, soit on choisit un filtre d'ordre plus élevé (un filtre d'ordre 2 donnera une atténuation de 40 décibels à 10.fo), soit on choisit une fréquence de coupure f'o plus petite que fo (car l'atténuation augmente entre 10.f'o et 10.fo). L'ordre du filtre étant fixé pour des raisons de coût, d'encombrement et de réalisation, un filtrage efficace des canaux adjacents se fait en choisissant une fréquence de coupure située dans la plage fréquentielle désirée, c'est-à-dire dans le canal désiré. Cela a cependant comme conséquence de filtrer également le signal utile. Ainsi, pour les fréquences de la plage fréquentielle désirée qui sont plus grandes que la fréquence de coupure, l'atténuation est d'au moins 3 décibels (cela correspond à l'atténuation de la fréquence de coupure). Le filtre FPBAI déforme donc une partie du signal. En contrepartie, les canaux adjacents sont filtrés malgré l'ordre bas du filtre FPBAI. Ainsi, la conversion analogique/numérique du signal obtenu en sortie du filtre FPBAI nécessitera une dynamique moins élevée, c'est-à-dire un nombre de bits plus petit. Idéalement, l'échantillonnage permet de conserver l'intégralité de l'information lorsque la fréquence d'échantillonnage est égale à au moins deux fois la fréquence la plus élevée du signal à échantillonner. Grâce à la fréquence de coupure du filtre FPBAI choisie volontairement basse, la fréquence d'échantillonnage pourra également être choisie basse. De plus, comme le filtrage analogique a été important, la quantité d'informations du signal filtré, y compris en dehors du signal utile, est réduite. Le signal peut alors être numérisé avec un nombre plus petit de bits. On va décrire maintenant plus en détail la structure interne de l'étage ETN de traitement numérique utilisé dans ce mode de réalisation. L'étage ETN comprend un filtre de remise en forme FRFI. Le filtre FRFI est un filtre numérique, par exemple un filtre à réponse impulsionnelle finie dont la fonction de transfert est choisie égale ou sensiblement égale à l'inverse de la fonction de transfert du filtre FPBAI sur au moins la plage fréquentielle désirée, c'est-à-dire dans le canal du signal désiré. Ce filtre FRFI permet de reconstruire le signal incident aussi bien à l'intérieur qu'en-dehors de la plage fréquentielle désirée. On retrouve donc en sortie du filtre FRFI un signal proche de celui sortant du mélangeur MTRI. On effectue alors à nouveau un filtrage numérique, par exemple passe-bas ou passe-bande, afin de filtrer à nouveau les canaux adjacents remis en forme par le filtre FRFI. L'étage ETN de traitement numérique comprend ainsi un filtre FPBNI numérique permettant de filtrer les canaux adjacents. Cependant, le filtre numérique FPBNI peut maintenant présenter un ordre élevé, puisqu'il est plus facile, moins encombrant et moins coûteux de réaliser un filtre numérique d'ordre élevé qu'un filtre analogique d'ordre élevé. I1 est donc possible de réaliser un filtre FPBNI capable de filtrer les canaux adjacents en déformant peu ou pas le signal utile. Ainsi, grâce au dispositif tel que décrit, il est possible de réaliser le filtrage du signal utile avec un filtre numérique sans avoir besoin pour autant d'un convertisseur analogique-numérique présentant une dynamique élevée. Le filtre FRFI et le filtre FPBNI peuvent être réalisés au sein d'un même filtre numérique FNI. I1 suffit pour cela de multiplier les fonctions de transfert respectives des deux filtres FRFI et FPBNI et de réaliser numériquement le filtre FNI qui en résulte. La réalisation d'un seul et même filtre réalisant à la fois la remise en forme du signal et le filtrage passe-bas d'ordre élevé, permet de simplifier la réalisation du dispositif et d'améliorer le signal utile obtenu. Le signal final obtenu sur la voie I est alors envoyé au bloc BTDS. La figure 13 représente un diagramme sur lequel sont mentionnées les différentes étapes d'une mise en oeuvre du procédé correspondant à l'architecture de la figure 12. Ainsi, il est prévu une première étape 1 durant laquelle on effectue un filtrage analogique du signal incident transposé en fréquence. Le filtrage analogique est choisi ici volontairement bas, c'est-à-dire qu'on filtre également au moins une partie du signal utile, afin de limiter la largeur fréquentielle du signal filtré. Le filtrage analogique peut être réalisé facilement par exemple à l'aide du condensateur CIIR dit condensateur mémoire qui présente un ordre de filtrage bas. Dans une seconde étape 2, on convertit le signal analogique en signal numérique. Grâce au filtrage analogique, le signal numérique nécessite un nombre de bits moins important. Dans une troisième étape 3, on remet en forme le signal numérique afin de compenser la déformation du signal utile transposé en fréquence. Cette remise en forme peut être effectuée notamment en utilisant un filtre dont la fonction de transfert est égale à l'inverse de celle du filtrage analogique. Une fois le signal numérique remis en forme, on filtre à nouveau les canaux adjacents car ils ont également été remis en forme durant la troisième étape 3. Ainsi, la quatrième étape 4 comprend un filtrage numérique du signal remis en forme afin de ne garder que le signal utile. En particulier, le filtrage numérique final peut être effectué avec un ordre beaucoup plus élevé que le filtrage analogique, ce qui permet le filtrage des canaux adjacents sans la déformation du signal utile. On va maintenant décrire plus en détail la troisième étape 3. On considère dans un premier mode de mise en oeuvre que le filtre FRFI de remise en forme est cadencé à une fréquence de travail égale à la fréquence d'échantillonnage du convertisseur analogique/numérique CANI. Le filtre FRFI présente alors une fonction de transfert égale à l'inverse de la fonction de transfert du filtre FPBAI. Par exemple, le filtre FPBAI est un filtre d'ordre 1 dont la fonction de transfert équivalente F en numérique s'écrit sous la forme : F( f - -2i1r Fa ù.fie 1 où (3 est un entier et Fs est la fréquence d'échantillonnage. Le filtre FRFI est alors choisi de façon à présenter une fonction de transfert H égale à : L'homme du métier saura aisément réaliser cette fonction de transfert H en numérique. On considère dans un autre mode de mise en oeuvre le cas où le filtre FRFI est cadencé à une fréquence de travail Fs/Ndi, différente de celle d'échantillonnage Fs du convertisseur analogique/numérique CANI. La fonction H ne peut plus être déterminée comme précédemment et la fonction de transfert du filtre FRFI de remise en forme est alors une approximation Happrox de l'inverse H de la fonction de transfert du filtre FPBAI. Cette approximation Happrox est la plus proche de la fonction H dans la bande du signal que l'on souhaite remettre en forme. La figure 14 représente un diagramme de détermination d'une fonction de transfert approximative de la fonction H. On considère le cas dans lequel le filtre FRFI est un filtre à réponse impulsionnelle finie d'ordre Nfir. La fonction de transfert Happrox du filtre FRFI s'écrit alors sous la forme : f 2 f INfir i tf T rr i rr i rr e ITi;. FsIdi;TP Ndiv Fs Ha prcrx = t i + } . t f I fir La détermination de la fonction de transfert approximée Happrox comporte la détermination des coefficients [ao ;ai ;... ;aNfir_1] minimisant l'écart entre la fonction de transfert H et la fonction Happrox sur la largeur de bande du signal utile. Dans une première étape 10, on choisit donc la forme de la fonction de transfert Happrox et plus particulièrement l'ordre de la fonction de transfert Happrox qui fournit le nombre de coefficients [ao ;ai ;... ;aNfir_1] à déterminer. Dans une deuxième étape 20, on choisit un nombre fini de fréquences de référence f2, ..., fNfrq pour lesquelles on va minimiser l'écart entre les deux fonctions de transfert H et HapproX. Le choix de ces fréquences et leur nombre vont déterminer directement la précision de l'approximation, ainsi que la complexité du calcul de HapproX. Ainsi, on choisit préférablement des fréquences de référence uniformément réparties dans la plage fréquentielle désirée. On construit alors un vecteur Fref dont les coordonnés sont les fréquences de référence déterminées précédemment, puis, dans une troisième étape 30, on calcule le vecteur Href dont les coordonnées sont les valeurs de la fonction de transfert H pour chacune des fréquences de référence. On a donc : Fref_ et : Hf) H(f2) H(fNrq) frq Enfin, dans une quatrième et dernière étape 40, on calcule les coefficients [ao ;ai ;... ;aNfir_1] de manière matricielle, de façon à minimiser l'écart entre la fonction de transfert souhaitée H et la fonction approximée Happrox. Le calcul utilise une première matrice E définie par : E=exp 2 ù Iir fNfi.rfNfir-1 1 2 .N;frq 2 Nfrq lfir--1 f Nfrq à partir de laquelle on calcule les coefficients de formule suivante Happrox avec la Les figures 15 et 16 illustrent de manière graphique un exemple d'approximation d'une fonction de transfert H par un filtre FIR d'ordre 3 (Nf,r=3), cadencé à une fréquence 6 fois plus petite (Nd,v=6) et de fonction de transfert Happrox. La figure 15 représente le module des deux fonctions de transfert et la figure 16 représente le déphasage. On constate que sur la plage fréquentielle PFD [-10MHz ; 10MHz] représentant un canal fréquentiel, les courbes ont des valeurs similaires. I1 est ainsi notamment possible de reporter la difficulté de conception de filtres et du convertisseur analogique-numérique vers la partie numérique, quelle que soit la fréquence de travail des filtres numériques et la fréquence d'échantillonnage du convertisseur. REVENDICATIONS 1. Procédé de traitement d'un signal incident, dans lequel on délivre le signal incident à un étage transconducteur (LNAI, LNAQ), on relie une sortie en courant de l'étage transconducteur (LNAI, LNAQ) à un condensateur de sortie (CIIR) de façon à délivrer au condensateur de sortie (CIIR) un signal en courant et son opposé respectivement au cours des deux demi périodes de chaque période d'un signal périodique (SP, SP') et obtenir ainsi un signal transposé en fréquence au niveau du condensateur de sortie (CIIR), caractérisé par le fait que, lors de l'occurrence de chaque demi période du signal périodique (SP, SP'), la tension de ladite sortie en courant, vue dudit condensateur de sortie, est initialisée à une valeur égale à celle de la tension dudit condensateur de sortie (CIIR). 2. Procédé selon la revendication 1 dans lequel l'étage transconducteur (LNAI1, LNAI2) comprend deux sorties en courant délivrant respectivement deux signaux en courant de signe opposé et dans lequel : - à chaque première demi période du signal périodique (SP), on relie la première sortie en courant au condensateur de sortie (CIIR), - à chaque deuxième demi période du signal périodique (SP), on relie la deuxième sortie en courant au condensateur de sortie (CIIR), et dans lequel : -l'initialisation de la tension (V1) de la première sortie en courant comprend la fixation, au moins à la fin de chaque deuxième demi période du signal périodique (SP), de la tension (V1) de ladite première sortie en courant à la valeur de la tension (U) du condensateur de sortie (CIIR), et - l'initialisation de la tension (V2) de la deuxième sortie en courant comprend la fixation, au moins à la fin de chaque première demi période du signal périodique (SP), de la tension (V2) de ladite deuxième sortie en courant à la valeur de la tension (U) du condensateur de sortie (CIIR). 3. Procédé selon la revendication 2 dans lequel l'initialisation d'une des sorties en courant lors de l'occurrence de la demi période correspondante du signal périodique (SP), comprend la fixation de latension (V 1, V2) de ladite sortie en courant à la valeur de la tension (U) du condensateur de sortie (CIIR) durant toute la demi période précédente du signal périodique (SP). 4. Procédé selon la revendication 2 ou 3 dans lequel on fixe la tension (V1, V2) d'une des sorties en courant à la valeur de la tension (U) du condensateur de sortie (CIIR) par l'intermédiaire d'un étage amplificateur (Si, S2) monté en suiveur entre le condensateur de sortie (CIIR) et les sorties en courant. 5. Procédé selon l'une des revendications 2 à 4 dans lequel les 10 sorties en courant de l'étage transconducteur (LNAI1, LNAI2) sont des sorties différentielles. 6. Procédé selon la revendication 1 dans lequel l'étage transconducteur (LNAI) comprend une seule sortie en courant délivrant un signal en courant, dans lequel : 15 - chaque première demi période du signal périodique (SP') comprend une première partie durant laquelle on relie ladite sortie en courant au condensateur de sortie (CIIR), et - chaque deuxième demi période du signal périodique (SP') comprend une première partie durant laquelle on relie ladite sortie en courant au 20 condensateur de sortie (CIIR) de façon opposée à celle effectuée durant la première partie de la première demi période du signal périodique (SP'), et dans lequel l'initialisation de la tension (V) de la sortie en courant comprend : - la fixation de la tension (V) de la sortie en courant à la valeur opposée 25 de la tension (U) du condensateur de sortie (CIIR) au moins à la fin de la deuxième partie de chaque première demi période du signal périodique (SP'), et - la fixation de la tension (V) de la sortie en courant à la valeur de la tension (U) du condensateur de sortie (CIIR) au moins à la fin de la 30 deuxième partie de chaque deuxième demi période du signal périodique (SP'). 7. Procédé selon la revendication 6, dans lequel la fixation de la tension (V) de la sortie en courant à la valeur correspondante esteffectuée durant toute la deuxième partie de la demi période correspondante du signal périodique (SP'). 8. Procédé selon la revendication 6 ou 7 dans lequel on fixe la tension (V) de la sortie en courant à la valeur (U) de la tension du condensateur de sortie (CIIR) ou l'opposée (-U) de cette valeur par l'intermédiaire d'un étage amplificateur (Si, S2) monté en suiveur entre le condensateur de sortie (CIIR) et la sortie en courant. 9. Procédé selon l'une des revendications 6 à 8, dans lequel la sortie en courant de l'étage transconducteur (LNAI) est une sortie différentielle. 10. Procédé selon l'une des revendications précédentes, dans lequel le signal incident est un signal radiofréquence et l'étage transconducteur appartient à un étage amplificateur faible bruit. 11. Procédé selon l'une des revendications précédentes dans lequel le condensateur de sortie (CIIR) forme tout ou partie d'un filtre analogique (1) apte à filtrer les composantes fréquentielles du signal transposé situées en dehors d'une plage fréquentielle désirée, et le procédé comprend en outre - une conversion (2) du signal transposé filtré en un signal numérique, - une remise en forme (3) du signal numérique dans une forme sensiblement identique, au moins dans ladite plage fréquentielle désirée, à la forme du signal transposé en fréquence et - un filtrage numérique final (4) du signal numérique remis en forme de façon à filtrer les composantes fréquentielles situées en dehors de ladite plage fréquentielle désirée. 14. Procédé selon la revendication 11 dans lequel, ladite remise en forme (3) est effectuée au sein d'un filtre numérique de remise en forme ayant une fréquence de travail égale à la fréquence d'échantillonnage de la conversion analogique/numérique et une fonction de transfert inverse de la fonction de transfert du filtrage analogique au moins dans ladite plage fréquentielle désirée. 15. Procédé selon la revendication 11 dans lequel ladite remise en forme (3) est effectuée au sein d'un filtre numérique de remise en forme ayant une fréquence de travail différente et de préférenceinférieure à la fréquence d'échantillonnage de la conversion analogique/numérique, et une fonction de transfert dont les coefficients résultent d'une approximation de l'inverse de la fonction de transfert du filtrage analogique, au moins dans ladite plage fréquentielle désirée. 14. Procédé selon la revendication 13 dans lequel la détermination des coefficients comporte une sélection de fréquences de référence (20) choisies dans ladite plage fréquentielle désirée et, pour chacune de ces fréquences de référence, une minimisation (40) de l'écart entre la valeur correspondante de la fonction de transfert inverse du filtrage analogique et la valeur correspondante de la fonction de transfert du filtre de remise en forme. 15. Procédé selon la revendication 14 dans lequel les fréquences de références sont choisies de manière uniforme dans la plage fréquentielle désirée. 16. Procédé selon la revendication 14 ou 15, dans lequel la fonction de transfert est du type à réponse impulsionnelle finie. 17. Procédé selon l'une des revendications 12 à 16, dans lequel on effectue la remise en forme et le filtrage numérique final au sein d'un même filtre dont la fonction de transfert, au moins dans la plage fréquentielle désirée, est égale au produit de la fonction de transfert du filtre de remise en forme par la fonction de transfert du filtre numérique final. 18. Dispositif de traitement d'un signal incident comprenant : - un étage transconducteur (LNAI, LNAQ) comprenant une entrée pour recevoir le signal incident, - un condensateur de sortie (CIIR), - des moyens de transposition de fréquence (MTRI, MTRQ) connectés entre l'étage transconducteur (LNAI, LNAQ) et le condensateur en sortie (CIIR) comportant : - des moyens de génération (GEN, GEN') aptes à délivrer un signal périodique (SP, SP'), - un jeu de commutateurs configurable (Tl, T2, T3, T4, Tl', T2', T3', T4') en réponse à un signal de commande (SC1, SCl'),- des moyens de commande (MCl, MCl') aptes à délivrer le signal de commande (SC1, SC1') à partir du signal périodique (SP, SP') pour configurer le jeu de commutateurs (Tl, T2, T3, T4, Tl', T2', T3', T4') de façon à relier une sortie en courant de l'étage transconducteur (LNAI, LNAQ) au condensateur de sortie (CIIR) et délivrer au condensateur de sortie (CIIR) un signal en courant et son opposé respectivement au cours des deux demi périodes de chaque période du signal périodique (SP, SP') et obtenir ainsi un signal transposé en fréquence au niveau du condensateur de sortie (CIIR), caractérisé en ce qu'il comprend en outre des moyens d'initialisation aptes à initialiser, lors de l'occurrence de chaque demi période du signal périodique (SP, SP'), la tension de la sortie en courant, vue dudit condensateur de sortie (CIIR), à une valeur égale à celle de la tension (U) dudit condensateur de sortie (CIIR). 19. Dispositif selon la revendication 18 dans lequel : - l'étage transconducteur (LNAI1, LNAI2) comprend deux sorties en courant aptes à délivrer respectivement deux signaux en courant de signe opposé, - le jeu de commutateurs (Tl, T2, T3, T4) possède un premier état dans lequel il relie la première sortie en courant au condensateur de sortie (CIIR) et un deuxième état dans lequel il relie la deuxième sortie en courant au condensateur de sortie (CIIR), - les moyens de commande (MC1) sont aptes à délivrer le signal de commande (SC1) de façon à configurer ledit jeu de commutateurs (Tl, T2, T3, T4) dans le premier état durant chaque première demi période du signal périodique (SP) et dans le deuxième état durant chaque deuxième demi période du signal périodique (SP), et dans lequel les moyens d'initialisation sont aptes à : - fixer la tension (Vl) de la première sortie en courant à la valeur de la tension (U) du condensateur de sortie (CIIR) au moins à la fin de chaque deuxième demi période du signal périodique (SP),- fixer la tension (V2) de la deuxième sortie en courant à la valeur de la tension (U) du condensateur de sortie (CIIR) au moins à la fin de chaque première demi période du signal périodique (SP). 20. Dispositif selon la revendication 19 dans lequel les moyens d'initialisation comprennent un jeu supplémentaire de commutateurs (T5, T6, T7, T8) configurable en réponse à un signal de commande supplémentaire (SC2) ainsi que des moyens supplémentaires de commande (MC2) aptes à délivrer le signal de commande supplémentaire (SC2) à partir du signal périodique (SP), - le jeu supplémentaire de commutateurs (T5, T6, T7, T8) possédant un premier état dans lequel il relie le condensateur de sortie (CIIR) à la deuxième sortie en courant et un deuxième état dans lequel il relie le condensateur de sortie (CIIR) à la première sortie en courant, -les moyens supplémentaires de commande (MC2) étant aptes à délivrer le signal de commande supplémentaire (SC2) de façon à configurer ledit jeu supplémentaire de commutateurs (T5, T6, T7, T8) dans le premier état au moins à la fin de chaque première demi période du signal périodique (SP) et dans le deuxième état au moins à la fin de chaque deuxième demi période du signal périodique (SP). 21. Dispositif selon la revendication 20 dans lequel les moyens supplémentaires de commande (MC2) sont aptes à délivrer le signal de commande supplémentaire (SC2) de façon à configurer ledit jeu supplémentaire de commutateurs (T5, T6, T7, T8) dans respectivement le premier état et le deuxième état durant respectivement toute la première demi période et toute la deuxième demi période du signal périodique (SP). 22. Dispositif selon la revendication 18 dans lequel : - l'étage transconducteur (LNAI) comprend une seule sortie en courant apte à délivrer le signal en courant, - le jeu de commutateurs (Tl', T2', T3', T4') configurable possède un premier état dans lequel il relie la sortie en courant au condensateur de sortie (CIIR), un deuxième état dans lequel il relie, de façon opposée à celle effectuée dans le premier état, la sortie en courant au condensateurde sortie (CIIR) et un troisième état dans lequel il déconnecte électriquement la sortie en courant du condensateur de sortie (CIIR), - les moyens de commande (MC1') sont aptes à délivrer le signal de commande (SC1') de façon à configurer ledit jeu de commutateurs (Tl', T2', T3', T4') dans le premier état durant la première partie de chaque première demi période du signal périodique (SP'), dans le deuxième état durant la première partie de chaque deuxième demi période du signal périodique (SP') et dans le troisième état durant la deuxième partie de chaque première demi période et deuxième demi période du signal périodique (SP'), et dans lequel les moyens d'initialisation sont aptes à : - fixer la tension (V) de la sortie en courant à la valeur opposée (-U) de la tension du condensateur de sortie (CIIR) au moins à la fin de la deuxième partie de chaque première demi période du signal périodique (SP'), - fixer la tension (V) de la sortie en courant à la valeur (U) de la tension du condensateur de sortie (CIIR) au moins à la fin de la deuxième partie de chaque deuxième demi période du signal périodique (SP'). 23. Dispositif selon la revendication 22 dans lequel les moyens d'initialisation comprennent un jeu supplémentaire de commutateurs (T5', T6', T7', T8') configurable en réponse à un signal de commande supplémentaire (SC2') ainsi que des moyens supplémentaires de commande (MC2') aptes à délivrer le signal de commande supplémentaire (SC2') à partir du signal périodique (SP'), le jeu supplémentaire de commutateurs (T5', T6', T7', T8') possédant un premier état dans lequel il relie le condensateur de sortie (CIIR) à la sortie en courant, un deuxième état dans lequel il relie, de façon opposée à celle effectuée dans le premier état, le condensateur de sortie (CIIR) à la sortie en courant et un troisième état dans lequel il déconnecte électriquement le condensateur de sortie (CIIR) de la sortie en courant, les moyens supplémentaires de commande (MC2') étant aptes à délivrer le signal de commande supplémentaire (SC2') de façon à configurer ledit jeu supplémentaire de commutateurs (T5', T6', T7', T8') dans le premier état au moins à la fin de la deuxième partie de chaque première demipériode du signal périodique (SP'), dans le deuxième état au moins à la fin de la deuxième partie de chaque deuxième demi période du signal périodique (SP') et dans le troisième état durant la première partie de chaque première et deuxième demi période du signal périodique (SP'). 24. Dispositif selon la revendication 23 dans lequel les moyens supplémentaires de commande (MC2') sont aptes à délivrer le signal de commande supplémentaire (SC2') de façon à configurer ledit jeu supplémentaire de commutateurs (T5', T6', T7', T8') dans respectivement le premier état et le deuxième état durant toute la deuxième partie de respectivement la première demi période et la deuxième demi période du signal périodique (SP'). 25. Dispositif selon l'une des revendications 18 à 24 dans lequel les moyens d'initialisation comprennent en outre un étage amplificateur (Si, S2) monté en suiveur entre le condensateur de sortie (CIIR) et la ou les sorties en courant par l'intermédiaire du jeu supplémentaire de commutateurs (T5', T6', T7', T8'). 26. Dispositif selon l'une des revendications 18 à 25 présentant une architecture différentielle. 27. Dispositif selon l'une des revendications 18 à 26 dans lequel le condensateur de sortie (CIIR) forme tout ou partie d'un filtre analogique (FPBAI, FPBAQ) apte à filtrer le signal transposé en fréquence de façon à filtrer les composantes fréquentielles situées en dehors d'une plage fréquentielle désirée, le dispositif comprenant en outre : - un convertisseur analogique/numérique (CANI, CANQ) apte à convertir le signal transposé filtré en un signal numérique, - des moyens de remise en forme aptes à remettre en forme le signal numérique dans une forme sensiblement identique à la forme initiale du signal en courant, au moins dans la plage fréquentielle désirée, et - des moyens additionnels de filtrage aptes à effectuer un filtrage numérique final du signal numérique remis en forme de façon à filtrer les composantes fréquentielles situées en-dehors de ladite plage fréquentielle désirée.28. Dispositif selon la revendication 27 dans lequel les moyens de remise en forme comportent un filtre numérique de remise en forme (FRFI, FRFQ) ayant une fréquence de travail égale à la fréquence d'échantillonnage du convertisseur analogique/numérique (CANI, CANQ) et présentant une fonction de transfert inverse de la fonction de transfert du filtre analogique (FPBAI, FPBAQ) au moins dans ladite plage fréquentielle désiré. 29. Dispositif selon la revendication 27 dans lequel les moyens de remise en forme comportent un filtre numérique de remise en forme (FRFI, FRFQ) ayant une fréquence de travail différente et de préférence inférieure à la fréquence d'échantillonnage du convertisseur analogique/numérique (CANI, CANQ) et présentant une fonction de transfert dont les coefficients résultent d'une approximation de l'inverse de la fonction de transfert du filtre analogique (FPBAI, FPBAQ) au moins dans la plage fréquentielle désirée. 30. Dispositif selon la revendication 29 dans lequel lesdits coefficients sont déterminés de sorte que pour chaque fréquence prise dans un groupe de fréquences de référence choisies dans ladite plage fréquentielle, l'écart entre la valeur correspondante de la fonction de transfert inverse du filtre analogique et la valeur correspondante de la fonction de transfert du filtre de remise en forme est minimal. 31. Dispositif selon la revendication 30, dans lequel le filtre de remise en forme (FRFI, FRFQ) est du type à réponse impulsionnelle finie. 32. Dispositif selon l'une des revendications 27 à 31, dans lequel les moyens de remise en forme et les moyens additionnel de filtrage numérique comportent un même filtre (FNI, FNQ) dont la fonction de transfert est égale au produit de la fonction de transfert du filtre de remise en forme (FRFI, FRFQ) et la fonction de transfert du filtre numérique final (FPBNI, FPBNQ). 33. Dispositif selon l'une des revendications 18 à 32, réalisé sous la forme d'un circuit intégré.34. Récepteur de signal radio-fréquence (REC) comprenant un dispositif de traitement d'un signal radiofréquence selon l'une des revendications 18 à 33.