FR 2914511 A1 20081003 FR 0754034 A 20070326 DISPOSITIF D'EQUILIBRAGE DE PUISSANCE FOURNIE PAR DES GENERATEURS ELECTRIQUES La présente invention concerne un dispositif d'équilibrage de puissance fournie par des générateurs électrique notamment applicable à la mise en parallèle de tels générateurs afin de fournir la puissance sur un réseau d'alimentation d'un aéronef. Dans le cadre de l'alimentation d'un calculateur de commandes de vol d'un aéronef, sont par exemple utilisées des génératrices hydrauliques de puissance limitée et, dans le cas d'un calculateur ayant besoin d'une puissance de 100W et de quatre génératrices pouvant fournir 25W, il est nécessaire de tirer la pleine puissance sur chacune des génératrices et ce de façon équilibrée. Il n'est toutefois pas possible de connecter directement en parallèle de telles génératrices et il est connu que pour permettre un cumul des courants délivrés, il est nécessaire d'associer de telles génératrices à des convertisseurs continu-continu abaisseurs de tension (DC/DC Buck converters selon la terminologie anglo-saxonne) constitués de boucles de régulation, la mise en parallèle des sorties des convertisseurs étant alors possible. Les convertisseurs habituels sont basés sur une cellule élémentaire 1 de conversion dont le schéma de principe représenté en figure 1. Une telle cellule comprend un interrupteur 2 piloté par un premier comparateur 3 recevant, sur ses entrées une rampe en dent de scie 4 et une tension issue d'un amplificateur opérationnel 5 et correspondant à la mesure de la différence entre une image 6 du courant de charge IL de la cellule lissé par un dispositif de filtre à self 8 et capacité 9 et une tension d'erreur générée par un second amplificateur 7 recevant sur ses entrées la tension de sortie Vo de la cellule et une tension de référence Vref. Pour coupler plusieurs cellules de convertisseurs et mettre en parallèle leurs sorties, plusieurs types de boucles de régulation sont connus. Les divers schémas résultants de ces solutions de l'art antérieur sont représentés aux figures 2 à 8 portant la mention art antérieur. Ces schémas concernent deux modes de réalisation de boucles de régulation qui sont particulièrement utilisés. Un premier mode principal utilisant une boucle en courant disposée après la boucle de régulation en tension de la cellule, (que l'on appellera boucle OLR selon la terminologie anglo-saxonne outer loop regulation) est représenté en figure 2 et un second mode principal utilisant une boucle en courant disposée avant la boucle de régulation en tension de la cellule (que l'on appellera boucle ILR selon la terminologie anglo-saxonne inner loop regulation) est représenté aux figures 3A et 3B. Le principe de régulation à boucle externe OLR représentée à la figure 2 consiste à rajouter sur chaque convertisseur une boucle en courant après la boucle de tension, moins rapide que les boucles de la cellule de base, pour gérer la répartition des charges entre les différents convertisseurs. La boucle de régulation OLR comporte une voie d'entrée pourvue d'un amplificateur 10 recevant sur sa voie d'entrée négative une image 11 du courant de sortie de la cellule et sur son entrée positive une information CS_Bus commune aux convertisseurs mis en parallèle. Elle comprend en outre un composant 12, permettant de configurer 25 différents modes de fonctionnement, qui est connecté entre les deux entrées de chacun des amplificateurs 10. L'erreur mesurée entre le courant de sortie du convertisseur et la voie CS_Bus va alors être ajoutée à une tension de référence Vref au niveau d'un sommateur 13 permettant ainsi d'asservir la cellule d'un convertisseur en fonction 30 des courants des autres convertisseurs et de mettre les convertisseurs en parallèle. Le principe de la boucle ILR représentée aux figures 3A et 3B est d'ajouter une boucle en courant avant la boucle de tension de la cellule élémentaire pour gérer la répartition des charges entre les convertisseurs. Le bus sur lequel transite l'information CS_Bus gère alors la différence 5 d'erreur en tension entre les convertisseurs. La figure 3A correspond à un schéma pour lequel un amplificateur 14, intercalé entre les deuxième 5 et troisième 7 amplificateurs de la cellule, reçoit sur son entrée négative une image 11 du courant de sortie de la cellule et sur son entrée positive la sortie du troisième amplificateur connecté suivant le mode choisi 10 au travers d'un composant 15 à une information CS_Bus commune aux convertisseurs. Il est aussi possible, comme représenté sur le schéma de la figure 3B, de n'utiliser qu'une seule boucle pour réguler le courant et gérer la répartition des courants, l'information CS_Bus étant connectée au travers d'un composant 16 15 avec la sortie du troisième amplificateur 7 de la cellule, la combinaison des erreurs étant introduite directement dans le second amplificateur 5. Dans le cas de ce schéma, il est nécessaire de trouver un compromis entre la régulation et la répartition de la charge. Suivant le type de composant 12, 15 ou 16 disposé sur la voie CS_Bus, le 20 fonctionnement est basé sur trois principes, un principe de maître automatique (AM automatic master en terminologie anglo-saxonne), un principe de programme moyen (AP pour average program en terminologie anglo-saxonne), et un principe de maître dédié (DM pour dedicated master en terminologie anglo-saxonne). Les principes de fonctionnement AM, AP et DM de la voie CS_Bus pour le 25 mode de régulation OLR sont représentés respectivement aux figures 4 à 6 alors que les principes de régulation AM et DM pour la boucle ILR sont représentés aux figures 7 et 8. L'exemple de la figure 4 correspond à une régulation OLR, régulation à boucle extérieure, de type AM, maître automatique, représentée dans le cadre 30 d'un couplage de quatre génératrices, les cellules unitaires 101a à 101d correspondent à la cellule élémentaire 1 de la figure 1 dont le troisième amplificateur 7, donnant une mesure de comparaison de tensions, a été extrait de la cellule comme faisant partie de la boucle de régulation. Cet amplificateur référencé 7a à 7d pour chaque cellule unitaire reçoit, sur son entrée négative une mesure de la tension de sortie de la cellule et, sur son entrée positive, une sommation d'une tension de référence Vrefl à Vref4 avec la sortie d'un amplificateur 10a à 10d fournissant une tension de comparaison représentative de la différence du courant sortant de la cellule concernée avec une valeur de courant maximal délivré par l'ensemble des cellules. Les amplificateurs 10a à 10d reçoivent sur leur entrée négative l'image 11 a à 11d du courant de la cellule élémentaire à laquelle il sont reliés et, sur leur entrée positive, la valeur CS_Bus correspondant à la mesure du courant le plus important délivré par l'une des cellules, les diodes 121a à 121d permettant au convertisseur ayant le courant de sortie le plus élevé de jouer le rôle de maître, les autres convertisseurs recevant une information d'erreur en courant, par exemple pour le convertisseur n 2 si le convertisseur n 1 est maître, de valeur loi-lo2 en plus de l'information d'erreur en tension au niveau de l'amplificateur 7b qui lui est associé. Il en est de même pour les troisième et quatrième convertisseurs qui reçoivent dans la même configuration respectivement les informations d'erreur loi -103 et loi -1o4. L'avantage de ce schéma est que si un convertisseur tombe en panne 20 l'autre ou les autres continuent à fonctionner. Par contre ce schéma cause une ondulation entre les courants de sortie des convertisseurs qui vont prendre tour à tour la main. Dans l'exemple de la figure 5, de type OLR+AP, grâce à un montage sommateur, la moyenne des mesures 11 a à l' Id de courants de sortie des cellules 25 loi à lo4 est comparée au niveau des amplificateurs 10a à 10d de chaque cellule à la mesure du courant de sortie de la cellule pour générer une tension de consigne s'ajoutant à une tension de référence de la cellule. Le schéma électrique du montage OLR+AP est le même que celui du schéma OLR+AM de la figure 4 à la différence que la diode est remplacée par une 30 résistance et donc que ce n'est pas le convertisseur qui mesure le courant le plus élevé qui envoie la consigne aux autres mais une moyenne des courants mesurés sur tous les convertisseurs qui constitue la consigne. Les avantages de ce principe sont qu'il ne crée pas d'ondulation entre les courants des convertisseurs et qu'il permet une répartition précise des charges des convertisseurs, les inconvénients étant qu'en cas de panne de l'un des convertisseurs le système fournit une valeur de courant erronée et s'arrête et que la mise au point du système est difficile. L'exemple de la figure 6 est un schéma à régulation par boucle externe OLR avec principe de régulation à maître dédié DM. Selon ce principe, la première cellule 101a correspond à un convertisseur maître dont la mesure de courant 11 a va être comparée à la mesure de courant 11b à 11d de chacune des autres cellule au niveau d'amplificateurs 10b à 10d pour compenser lesdites autres cellules. Dans cette méthode, un convertisseur fonctionne de façon classique et autonome comme maître et envoie sa consigne en courant par la voie CS_Bus aux autres convertisseurs qui se référencent à son niveau. L'avantage de ce montage est sa simplicité et sa stabilité par contre il est souvent limité à deux convertisseurs "Buck" en mode tension. L'inconvénient pour ce type de configuration est que la perte du maître engendre la perte du système. L'exemple de la figure 7 correspond au principe de la boucle interne ILR avec la voie CS_Bus fonctionnant sur le principe de maître automatique AM. La voie CS_Bus véhicule l'information de la plus importante erreur de tension de l'un des convertisseurs par rapport aux autres du fait de la présence des diodes 123a à 123c en sortie des comparateurs 7a à 7d de la tension de sortie commune des convertisseurs avec une tension de référence Vrefl a Vref4. Dans ce cas, c'est l'erreur en tension la plus élevé des quatre boucles qui est envoyée sur les quatre convertisseurs à travers le bus. Ce montage reste un montage théorique non repris dans les produits du marché. Il en est de même pour le schéma de la figure 8 correspondant à une régulation à boucle interne ILR avec maître dédié DM pour lequel un seul convertisseur pilote les autres au travers d'un amplificateur 7a recevant la tension de sortie de l'ensemble des convertisseurs et une tension de référence Vrefl pour fournir une tension d'erreur commune aux quatre cellules 101a à 101 d. Selon ce schéma, un seul convertisseur fonctionne de façon classique et autonome (convertisseur maître) et envoie sa consigne en tension aux autres convertisseurs ( convertisseurs esclaves) qui n'ont pas leurs propres boucle en tension et qui se référencent sur le convertisseur maître. Il s'agit d'un montage simple et stable et du schéma le plus répandu dans les système à modulation de largeur d'amplitude PWM pour deux sources. Par contre les conséquences d'une panne sont à analyser, notamment la perte du système de régulation si une panne touche la boucle de contrôle est à considérer. En outre, aucune structure de ce type n'existant dans le commerce pour plus de deux sources, la seule réalisation possible passe par l'utilisation de composants discrets ce qui a pour conséquences une perte de place et une diminution du temps de fonctionnement moyen avant panne (MTBF selon l'acronyme anglo-saxon). De plus ces systèmes ne permettent pas de gérer des cas de pannes. Du fait des contraintes avioniques qui imposent d'utiliser des montages en mode courant pour faciliter la limitation des courants en cas de court-circuit, les solutions à montage en mode tension ne sont pas utilisables. En outre, les inconvénients pour chaque méthode énumérée ci-dessus sont 20 des problèmes tels que des problèmes de complexité de mise en oeuvre et de gestion des cas de pannes. De plus les composants PWM monolithiques répondant aux besoins ci-dessus et gérant plus de deux convertisseurs n'existent pas, ce qui impose soit de réaliser cette fonction à l'aide de composants discrets soit d'adapter les 25 composants existants. Partant de ce constat, la présente invention a pour but de réaliser un dispositif d'équilibrage de générateurs électriques, comportant une pluralité de convertisseurs comprenant chacun une cellule de conversion élémentaire et pourvu d'une boucle de régulation simple et stable et utilisant une régulation en 30 mode courant. Pour ce faire, la présente invention prévoit un dispositif d'équilibrage de générateurs électriques, comportant une pluralité de convertisseurs comprenant chacun une cellule de conversion élémentaire munie d'un interrupteur piloté par un comparateur recevant, sur l'une de ses entrées, une rampe de commande et, sur l'autre de ses entrées, une tension issue d'un amplificateur de pilotage, pour lequel les amplificateurs de pilotage, recevant sur leur entrée négative une image du courant de la cellule, ont leur entrée positive connectée à une boucle de régulation comprenant une voie commune CS_Bus, cette voie CS_BUS reliant directement les entrées positives des amplificateurs de pilotage aux sorties d'amplificateurs à transconductance, associés aux cellules de conversion élémentaires et, recevant sur leur entrée négative la tension de sortie de l'ensemble des convertisseurs et sur leur entrée positive une tension de référence par cellule. Avantageusement, les sorties des amplificateurs à transconductance sont directement mises en parallèle et fournissent un courant proportionnel à la somme des erreurs sur la tension de sortie de l'ensemble des convertisseurs par rapport aux tensions de référence. Les avantage de la présente invention sont la simplicité du montage, l'indépendance de chaque cellule et la robustesse en cas de panne simple. D'autres caractéristiques et avantages de l'invention ressortiront à la lecture de la description d'un exemple non limitatif qui suit accompagnée des dessins qui représentent: en figure 1: une représentation schématique d'une cellule élémentaire de convertisseur discuté ci-dessus; en figure 2: une représentation schématique d'une cellule élémentaire utilisant une boucle en courant disposée après la boucle de régulation en tension de la cellule discutée ci-dessus; aux figures 3A et 3B: des représentations schématiques d'une cellule élémentaire utilisant une boucle en courant disposée avant la boucle de régulation en tension de la cellule discutées ci-dessus en figure 4: une représentation schématique d'un circuit de régulation pour quatre génératrices utilisant une régulation à boucle extérieure de type maître 30 automatique discutée ci-dessus; en figure 5: une représentation schématique d'un circuit de régulation pour quatre génératrices utilisant une régulation à boucle extérieure de type maître automatique discutée ci-dessus pour laquelle la consigne est une moyenne des courants mesurés sur tous les convertisseurs. en figure 6: une représentation schématique d'un circuit de régulation pour quatre génératrices utilisant une régulation par boucle externe avec principe de 5 régulation à maître dédié discutée ci-dessus; en figure 7: une représentation schématique d'un circuit de régulation pour quatre génératrices utilisant une régulation par boucle interne avec voie CS_Bus fonctionnant sur le principe de maître automatique discutée ci-dessus; en figure 8: une représentation schématique d'un circuit de régulation pour 10 quatre génératrices utilisant une régulation à boucle interne avec maître dédié comme discuté ci-dessus; en figure 9: une représentation schématique d'un circuit de régulation pour quatre génératrices utilisant une régulation selon l'invention. Le dispositif d'équilibrage de générateurs électriques représenté à la figure 15 9 comporte une pluralité de convertisseurs destinés à permettre de coupler des génératrices pour alimenter une charge commune 18. Les génératrices non représentées, au nombre de quatre selon l'exemple fournissent une tension de sortie Vin 1, Vin2, Vin3, Vin4. Elles sont chacune raccordée à un circuit convertisseur comprenant chacun 20 une cellule de conversion élémentaire munie d'un interrupteur 2 piloté par un comparateur 3. Chaque génératrice alimentant un convertisseur, il y a donc quatre convertisseurs selon l'exemple. Les interrupteurs permettent le raccordement de la génératrice à un circuit 25 de charge à self/condensateur, l'interrupteur 2, le comparateur 3 et le circuit de charge formant une cellule élémentaire telle que décrite précédemment en rapport avec l'art antérieur. Le comparateur 3 reçoit sur l'une de ses entrées, l'entrée négative en l'occurrence, une rampe en dent de scie 4 et sur l'autre de ses entrées une 30 tension issue d'un amplificateur de pilotage 5a, 5b, 5c, 5d en sorte de fermer l'interrupteur lorsqu'il est nécessaire de charger le filtre du circuit de charge. Chaque cellule comporte un amplificateur de pilotage et les amplificateurs de pilotage, reçoivent sur leur entrée négative une image du courant de charge de la cellule et sur leur entrée positive le signal d'une voie CS_Bus commune aux quatre convertisseurs. Les amplificateurs de pilotage sont partie d'une boucle de régulation comprenant la voie commune CS_Bus, cette dernière, contrairement aux dispositifs d'art antérieur, reliant directement les entrées positives des amplificateurs de pilotage 5a, 5b, 5c, 5d, ... aux sorties d'amplificateurs à transconductance 71a, 71b, 71c, 71d, ... associés aux cellules de conversion élémentaires et recevant, sur leur entrée négative la tension de sortie de l'ensemble des convertisseurs et sur leur entrée positive une tension de référence Vrefl, Vref2, Vref3, Vref4, ... par cellule. Selon un mode de réalisation particulier, les tensions de référence Vrefl, Vref2, Vref3, Vref4, ... par cellule sont identiques. Il est à noter que l'exemple représenté l'est dans le cadre d'un montage à quatre générateurs mais que le principe de l'invention peut être généralisé à plus 15 de quatre générateurs. Selon l'invention, lesdits amplificateurs associés aux cellules de conversion élémentaires sont des amplificateurs à transconductance fournissant un courant de sortie proportionnel à la différence de tension vue à leurs entrées et disposant d'une impédance de sortie importante. 20 L'usage de tels amplificateurs à transconductance à l'avantage de permettre une mise en parallèle directe de ces amplificateurs pour réaliser une sommation des courants, images des erreurs de tensions, issus de la comparaison de la tension au niveau de la charge 18 du dispositif avec les tensions de référence Vrefl , Vref2, Vref3, Vref4 des cellules. 25 De cette façon aucun composant tel que diode ou résistance n'est nécessaire et on obtient pour chaque amplificateur 71a à 71d un courant de sortie proportionnel aux écarts lus sur ses entrées. Les sorties des amplificateurs à transconductance 71a, 71b, 71c, 71d, associés aux cellules de conversion élémentaires sont directement mises en 30 parallèle et fournissent un courant proportionnel à la somme des erreurs sur la tension de sortie de l'ensemble des convertisseurs par rapport aux tensions de référence Vrefl, Vref2, Vref3, Vref4. Pour obtenir une tension de consigne représentative de la somme des courants générés par les amplificateurs à transconductance, la voie CS_Bus est chargée par une résistance RA déterminant une tension proportionnelle au courant issu des amplificateurs à transconductance et donc proportionnelle à la somme des courants représentatifs des erreurs. Afin de réaliser une intégration la voie CS_Bus est chargée par une capacité CA réalisant une correction intégrale sur la somme des courants issus des amplificateurs à transconductance. Avantageusement, la résistance RA et la capacité ou condensateur CA sont câblés en série, la forte impédance de sortie des amplificateurs à transconductance n'imposant pas la tension au niveau de la voie CS_Bus mais permettant à cette voie de se positionner à une tension intermédiaire fonction du pont crée d'un côté par la mise en parallèle des impédances de sortie des amplificateurs 71a à 71d et de l'autre par la résistance RA et la capacité CA. Plus généralement, la résistance RA et la capacité CA sont câblées en en sorte de réaliser une correction de type proportionnelle/intégrale sur la somme des courants issus des amplificateurs à transconductance. Comme pour les schémas de l'art antérieur, les rampes en dents de scie sont générées par une horloge 17 de pilotage des convertisseurs. Les rampes de commande des convertisseurs sont préférablement décalées par des déphasages (p1, cp2, 93, 94 entre chaque cellule. La valeur optimale du déphasage est une valeur de 360 divisé par le nombre de cellules pour optimiser le lissage de la tension de sortie de l'ensemble des convertisseurs. L'invention s'applique en particulier à un réseau d'alimentation en puissance comportant un dispositif d'équilibrage selon le principe de l'invention et à un aéronef comportant un tel réseau d'alimentation en puissance. L'invention n'est pas limitée à l'exemple représenté et notamment le nombre de convertisseurs et de génératrices peut être différent de quatre.30 REVENDICATIONS 1 - Dispositif d'équilibrage de générateurs électriques, comportant une pluralité de convertisseurs comprenant chacun une cellule de conversion élémentaire munie d'un interrupteur (2) piloté par un comparateur (3) recevant, sur l'une de ses entrées, une rampe de commande (4) et, sur l'autre de ses entrées, une tension issue d'un amplificateur de pilotage (5a, 5b, 5c, 5d), caractérisé en ce que les amplificateurs de pilotage, reçoivent sur leur entrée négative une image du courant de la cellule, ont leur entrée positive connectée à une boucle de régulation comprenant une voie commune CS_Bus, et en ce que la voie CS_BUS relie directement les entrées positives des amplificateurs de pilotage (5a, 5b, 5c, 5d) aux sorties d'amplificateurs à transconductance (71 a, 71 b, 71 c, 71 d), associés aux cellules de conversion élémentaires et, recevant sur leur entrée négative la tension de sortie de l'ensemble des convertisseurs et sur leur entrée positive une tension de référence (Vrefl , Vref2, Vref3, Vref4) par cellule. 2 - Dispositif d'équilibrage de générateurs électriques selon la 15 revendication 1 pour lequel les tensions de référence (Vrefl, Vref2, Vref3, Vref4) par cellule sont identiques. 3 - Dispositif d'équilibrage de générateurs électriques selon la revendication 1 ou 2 pour lequel les sorties des amplificateurs à transconductance (71a, 71b, 71c, 71d), associés aux cellules de conversion élémentaires sont 20 directement mises en parallèle et fournissent un courant proportionnel à la somme des erreurs sur la tension de sortie de l'ensemble des convertisseurs par rapport aux tensions de référence (Vrefl, Vref2, Vref3, Vref4). 4 - Dispositif d'équilibrage selon l'une des revendications 1 à 3 pour lequel les rampes en dents de scie sont générées par une horloge (17) de pilotage 25 des convertisseurs. 5 - Dispositif d'équilibrage selon la revendication 4 pour lequel les rampes de commande des convertisseurs sont décalées (91, 92, 93, 94) entre chaque cellule. 6 - Dispositif d'équilibrage selon la revendication 5 pour lequel les 30 rampes de commande des convertisseurs sont décalées d'une valeur de 360 divisée par le nombre de cellules. 7 - Dispositif d'équilibrage selon l'une des revendications précédentes pour lequel la voie CS_Bus est chargée par une résistance (RA) déterminant une tension proportionnelle au courant issu des amplificateurs à transconductance. 8 - Dispositif selon l'une des revendications précédentes pour lequel la voie CS_Bus est chargée par une capacité (CA) réalisant une correction intégrale sur la somme des courants issus des amplificateurs à transconductance. 9 - Dispositif d'équilibrage selon les revendications 7 et 8 pour lequel la résistance (RA) et la capacité (CA) sont câblées en sorte de réaliser une correction de type proportionnelle/intégrale sur la somme des courants issus des amplificateurs à transconductance. 10 - Dispositif d'équilibrage selon les revendications 7 et 8 pour lequel la résistance (RA) et la capacité (CA) sont câblées en série. 11 - Réseau d'alimentation en puissance comportant un dispositif d'équilibrage selon l'une des revendications précédentes. 12 - Aéronef comportant un réseau d'alimentation en puissance selon la revendication 11.