FR 2911446 A1 20080718 FR 0700287 A 20070116 AMPLIFICATEUR A TRANSCONDUCTANCE A FILTRE DE REJECTION DE BRUIT HORS BANDE UTILE L'invention concerne un amplificateur à transconductance, destiné à fournir des variations de courant di lorsqu'il reçoit des variations de tension dv, et ceci avec un coefficient de conversion désiré Gm appelé transconductance : Gm=di/dv L'invention est applicable tout particulièrement pour réaliser certains types d'échantillonneurs-bloqueurs, plus précisément ceux qui fonctionnent en échantillonnant une quantité de charges plutôt qu'une valeur ponctuelle de tension. Par ailleurs, l'invention s'applique non seulement à des circuits destinés à convertir une variation de tension simple en une variation de courant simple, mais aussi à des circuits différentiels destinés à convertir une variation de tension différentielle en une variation de courant différentielle. Pour situer le contexte de cette invention, on peut rappeler que l'on préfère quelquefois échantillonner des charges plutôt que des tensions, pour réduire l'influence du bruit d'horloge (parfois aussi appelé "jitter" ou gigue d'horloge) lorsqu'on veut échantillonner un signal à haute fréquence sous le contrôle d'une horloge qui définit les phases d'échantillonnage périodique. En intégrant non pas un niveau de tension dans une capacité d'échantillonnage mais un courant pendant une durée d'échantillonnage connue, on réduit l'influence de ce bruit d'horloge. Mais alors, comme le signal d'entrée à convertir se présente généralement sous forme d'une tension (ou plus exactement de variations de tension à haute fréquence), il faut placer en amont de la ou l'es capacités d'échantillonnage un amplificateur à transconductance de grande qualité qui va convertir très précisément les variations de tension en variations de courant. Des échantillonneurs-bloqueurs utilisant un amplificateur à transconductance comme étage d'entrée sont employés notamment dans des applications d'échantillonnage de signaux de télécommunications à haute fréquence en vue d'une transposition de fréquence puis d'une conversion analogique-numérique des signaux. Les bandes de fréquence de signaux de télécommunications sont très encombrées. Un canal de télécommunications utilise une bande étroite de fréquences et tout ce qui se présente en dehors de cette bande constitue du bruit gênant. De manière générale, le signal de télécommunications émis sur un canal donné comporte un spectre utile centré sur une fréquence de porteuse Fo. La porteuse à fréquence Fo est modulée en amplitude ou en fréquence et un des buts de l'échantillonnage est en particulier de transposer le signal vers un spectre à fréquence intermédiaire (centré sur une fréquence intermédiaire Fi plus basse que Fo) ou même vers un spectre en bande de base (centré sur une fréquence zéro). Or il est connu que l'échantillonnage, à une fréquence d'échantillonnage Fe, d'un signal dont le spectre utile est centré sur une fréquence Fo produit d'une part un spectre utile dans une bande transposée centrée sur une fréquence intermédiaire Fi = Fe - Fo, mais produit aussi dans cette bande transposée ce qu'on appelle des repliements de spectre de bruit ; ce bruit replié provient non seulement du bruit présent dans la bande utile centrée sur Fo, mais aussi du bruit présent dans des bandes de même largeur centrées sur Fi+Fe, voire sur d'autres bandes encore liées aux harmoniques de Fe, telle qu'une bande centrée sur KFe + Fi ou KFe-Fi, K étant un entier. Tous ces bruits se replient vers la nouvelle bande de signal utile centrée sur la fréquence intermédiaire Fi, et le bruit résultant est la somme des bruits repliés car les bruits issus des différentes bandes sont non corrélés et restent non corrélés après repliement. Si on mettait un filtre à l'entrée de l'échantillonneur-bloqueur, cela éliminerait une partie du bruit, mais cela n'éliminerait pas le bruit propre de l'amplificateur d'entrée de l'échantillonneur. Si on filtre en sortie, c'est trop tard les bruits repliés sont déjà dans la bande passante utile de sortie. En pratique, il faudrait filtre à l'intérieur même de l'amplificateur d'entrée de l'échantillonneur. Malheureusement, la plupart des structures d'amplificateur d'entrée ne permettent pas un tel filtrage interne à l'amplificateur sans dégradation des performances de l'amplificateur. A titre d'exemple, l'article de B. Nauta "A CMOS transconductance-C Filter Technique for Very High Frequencies" dans IEEE Journal of Solid-State Circuits, vol 27 N 2 pp 142-153 Février 1992 décrit une structure d'amplificateur à transconductance qui a de bonnes caractéristiques de bande passante mais corrélativement un fort bruit et il ne permet pas facilement de réaliser un filtrage de ce bruit. r Un autre exemple est donné dans l'article de M. Koyama et al., "A 2.5-V Active Low-Pass Filter Using AIl-n-p-n Gilbert Cells with a 1-Vp-p Linear Input Range" dans IEEE Journal of Solid State Circuits, vol. 28, no. 12, pp 1246-1253, Décembre 1993. Il s'agit d'un amplificateur à deux étages qui peut supporter un filtrage interne, mais qui présente de la distorsion. Dans un autre exemple encore, T. Kwan and K. Martin., "An adaptive analog continuous-time CMOS biquadratic filter", dans IEEE Journal of Solid State Circuits, vol. 26, no. 6, pp 859-867, June 1991, l'introduction d'un filtre interne perturberait les signaux utiles. On a trouvé qu'on pouvait modifier la structure de l'étage de sortie d'un amplificateur à transconductance destiné à être placé en entrée d'un échantillonneur-bloqueur, pour y introduire un filtrage interne remplissant de la meilleure manière possible une fonction d'élimination du bruit qui est engendré par repliement lors de l'échantillonnage effectué en aval. L'étage de sortie est constitué selon l'invention en étage cascode replié absorbant tout le courant produit par l'amplificateur à transconductance et c'est à cet étage cascode replié qu'on relie un filtre capable de dériver les variations de courant qui ne sont pas dans la bande de fréquence utile du signal d'entrée à échantillonner, sans dériver les variations de courant qui sont dans la bande utile. Le filtre a une impédance élevée dans la bande utile centrée autour de la fréquence Fo de la porteuse. En conséquence, l'invention propose un amplificateur à transconductance comportant un premier transistor MOS d'un premier type fournissant des variations de courant à échantillonner ayant un spectre de fréquence utile centré sur une fréquence Fo, caractérisé en ce qu'il comporte un étage de sortie comportant un deuxième transistor d'un type opposé au premier, dont la source est reliée au drain du premier, dont la grille est polarisée à un potentiel constant, et dont le drain reçoit les variations de courant qui sont fournies par le premier transistor et qui doivent être appliquées à une capacité d'échantillonnage, et en ce qu'il comporte en outre un filtre à réponse en fréquence centrée sur la fréquence centrale Fo des signaux à convertir, ayant une très haute impédance autour de cette fréquence centrale et une faible impédance en dehors du spectre utile, le filtre étant connecté à la source du deuxième transistor de manière à dériver en dehors du deuxième transistor les variations de courant qui sont dans une bande de fréquences située hors du spectre utile. L'amplificateur selon l'invention est tout particulièrement destiné à être placé à l'entrée d'un échantillonneur-bloqueur en vue de la conversion 5 en variations de courant de signaux de tension à haute fréquence ayant un spectre utile centré sur une fréquence Fo, avant échantillonnage de ces variations de courant. L'amplificateur ainsi conçu est simple ou différentiel ; s'il est différentiel, il est constitué par deux amplificateurs simples et le filtre est 10 connecté entre les drains des premiers transistors respectifs des deux amplificateurs simples. Le filtre peut être un filtre passif simple à inductance et capacité. Grâce à l'invention, on peut réaliser un échantillonneur-bloqueur de très grande bande passante et à faible bruit. 15 D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront à la lecture de la description détaillée qui suit et qui est faite en référence aux dessins annexés dans lesquels : - la figure 1 représente un exemple d'amplificateur à 20 transconductance connu à partir duquel la présente invention peut être appliquée ; - la figure 2 représente l'amplificateur à transconductance selon l'invention ; - la figure 3 représente l'amplificateur selon l'invention pour un 25 mode non différentiel ; - la figure 4 représente une application de l'amplificateur à transconductance de la figure 3 à un schéma simplifié d'échantillonneur bloqueur différentiel. 30 L'amplificateur à transconductance de la figure 1 est un amplificateur différentiel ayant deux entrées E, E' entre lesquelles est appliquée une tension différentielle d'entrée (en petits signaux à haute fréquence) V+dv, V-dv, à convertir en courant différentiel I-di, I+di sur deux sorties différentielles en courant S et S'. V est une tension de mode commun sur les entrées, I est un courant de polarisation identique sur les deux sorties. L'amplificateur est symétrique puisqu'on travaille ici en différentiel et comporte donc deux moitiés identiques. La première moitié comporte un ensemble en série d'un premier et un deuxième transistors MOS (MP1, MN2) de type opposé reliés par leurs drains ;; la grille du premier transistor MP1 est reliée à l'entrée E ; la source est reliée à une source de courant constant IB1 ainsi qu'à une résistance de valeur R et au drain d'un troisième transistor MOS MN3 de même type que le deuxième ; la source du deuxième transistor MN2 et celle du troisième transistor MN3 sont à la masse (Vss) ; la grille du transistor MN3 est reliée aux drains des premier et deuxième transistors ; et l'amplificateur comporte en outre un quatrième transistor MN4 dont la fonction est de recopier vers la sortie S le courant qui parcourt le transistor MN3 ; les sources des deuxième et quatrième transistors, MN2 et MN4 sont donc reliées, leurs grilles aussi. Enfin, la grille du transistor MN2 est polarisée par une tension fixe Vbias pour que ce transistor agisse en source de courant et maintienne une valeur de courant bien fixe, de valeur IB2, dans les transistors MP1 et MN2. L'autre moitié de l'amplificateur est constituée par un ensemble identique de quatre transistors, désignés par les mêmes références affectées du signe 'prime', et raccordés de la même manière enivre l'entrée E' et la sortie S' ; les sources de courant sont identiques dans les deux moitiés d'amplificateur, les résistances aussi ainsi que les constitutions de transistors. Les résistances de valeur R sont reliées ensemble et constituent une seule résistance de valeur 2R partagée entre les deux moitiés de l'amplificateur ; cette résistance de valeur 2R relie en effet les drains des troisièmes transistors MN3, MN3' des deux ensembles. Ce schéma fonctionne idéalement de la manière suivante : le transistor MP1 parcouru par un courant constant est un suiveur de tension ; les petites variations dv sur sa grille se répercutent intégralement sur sa source. II en est de même de MP1', avec une variation opposée (-dv). La résistance de valeur 2R voit une variation de tension 2dv a ses bornes. Elle est parcourue par une variation de courant di = 2dv/2R = dv/R qui ne peut circuler ni dans la branche IB1 ni dans les transistors MP1, MN2, MP1', MN2' dont les courants sont fixés à IB2. La variation de courant 2dV/R ne peut circuler que dans les transistors MN3 (dans un sens) et MN3' (dans l'autre sens). Il circule en pratique dans le transistor MN3 un courant I-di et dans le transistor MN3' un courant I+di, où le courant de polarisation commun I est simplement 1B1-1B2. Les courants I-di et I+di sont recopiés par les transistors MN4 et MN4' pour constituer les courants différentiels de sortie I-di = I-dv/R dans un sens sur S, et l+di = I+ dv/R dans l'autre sens sur S'. L'amplificateur a donc une transconductance di/dv égale à 1/R pour les petits signaux ; cette transconductance est bien maîtrisée et très linéaire. On fait l'hypothèse simplificatrice que la recopie de courant est faite avec un facteur 1. On comprendra que ce facteur pourrait être différent en choisissant un rapport de géométries différent de 1 entre les transistors MN3 et MN4. La figure 2 représente le schéma de principe de la présente invention. Le coeur de l'amplificateur à transconductance de la figure 1, entouré par un trait tireté, est repris pour former le circuit selon l'invention. Il est désigné par AMPC sur la figure 2 (en traits tiretés également) et il possède deux entrées différentielles E et E' en tension et deux sorties différentielles en courant S et S' comme expliqué précédemment. Le coeur de l'amplificateur est suivi, sur chaque sortie, d'un étage de sortie dit "étage cascode replié", qui a pour fonction de restituer un courant di à partir du courant I+di et un courant ûdi à partir du courant I-di, en vue d'appliquer ces courants en principe à une capacité d'échantillonnage. L'ensemble de l'amplificateur à transconductance, de la ou les capacités d'échantillonnage, et les commutateurs d'échantillonnage avec leurs circuits de commande (non représentés sur la figure 2) constituera alors un circuit d'échantillonnage complet. L'étage de sortie cascode replié qui est connecté à la sortie S comprend un transistor MP5 (PMOS) identique au transistor MP1 du coeur AMPC et dont la source est reliée à la sortie S, donc au drain du transistor MN4. La fonction de ce transistor est d'éliminer une partie de la composante de courant I présente sur le drain de MN4. On rappelle que la composante I est égale à IB1-IB2. L'étage cascode comprend donc des sources de courant SC1 et SC2 qui établissent respectivement des courants 1B1 et 1B2 qu'on pourra soustraire du courant I. Le transistor MP5 est monté de manière à dériver les variations de courant di issues du coeur AMPC vers une sortie Se qui ne comportera plus que le courant di et non le courant I-di. Les deux sources de courant SC1 et SC2 de même valeurs IB1 et IB2 que les sources du coeur AMPC sont connectées de la manière suivante : la source de MP5 est reliée à la sortie S et également à la source de courant SC1 ( IBI) qui prend son alimentation de Vdd. Le drain de MP5 est relié à la source de courant SC2 (IB2) qui dirige son courant vers la masse Vss. La grille du transistor MP5 est à un potentiel de polarisation fixe Vref. La sortie de l'étage cascode est un noeud Se et représente la sortie de l'amplificateur à transconductance complété par son étage de sortie ; clans un échantillonneur, la sortie Se est destinée à être reliée à une capacité d'échantillonnage par l'intermédiaire d'un commutateur ou d'un système de commutateurs. Le montage et les paramètres numériques et géométriques sont rigoureusement les mêmes pour l'autre moitié de l'amplificateur ; les éléments portent les mêmes références avec le signe "prime". L'étage de sortie fonctionne de la manière suivante : puisque la sortie S fournit un courant I-di qui est égal à IB1-IB2-di, et du fait de la présence de la source de courant SC1 fournissant IB1, le courant qui circule dans le transistor MP5 est nécessairement égal à IB1-(IB1-IB2-di) donc à IB2+di. Et, du fait de la présence de la source SC2 qui fournit IB2, le courant de sortie final de l'amplificateur à transconductance est un courant sortant de valeur +di sur la sortie Se. De la même manière, c'est un courant sortant de valeur ûdi sur la sortie Se'. Ayant ainsi constitué deux sorties en courant de valeur di et -di sur les sorties Se et Se', on place entre les noeuds S et S', c'est-à-dire à l'intérieur de l'amplificateur à transconductance lui-même puisque c'est en amont des sorties finales Se et Se', un filtre FLT à bande étroite destiné à éliminer le bruit en amont de l'échantillonnage. Ce filtre a les propriétés suivantes : sa courbe de variation d'impédance en fonction de la fréquence est centrée sur la fréquence centrale Fo des signaux à convertir ; il a une très haute impédance autour de cette fréquence centrale et une faible impédance en dehors du spectre utile des signaux à transmettre, c'est-à-dire une faible impédance en dehors d'une bande relativement étroite autour de la fréquence centrale. Un tel filtre peut tout simplement être un circuit bouchon entièrement passif (une inductance en parallèle avec une capacité, répondant à la condition 2tLCFo2 = 1). Des filtres plus sophistiqués peuvent être prévus si on souhaite un gabarit de filtrage plus rectangulaire que celui d'un filtre LC simple. Le filtre est connecté entre les sorties S et S', donc entre les drains des transistors MN4 et MN4', de manière à dériver en dehors du transistor MP5 les variations de courant qui seraient dans une bande de fréquences située hors du spectre utile. En d'autres mots, le filtre FLT tend à ~o court-circuiter les drains des transistors MN4 et MN4' pour les fréquences non utiles (et notamment le bruit situé en dehors du spectre utile), de sorte que les courants di et ûdi, pour les fréquences inutiles, tendent à passer du drain du transistor MN4 vers le drain du transistor MN4' plutôt que vers les sorties Se et Se'. Au contraire, pour les fréquences utiles autour de Fo, le 15 filtre se comporte comme un circuit ouvert et n'empêche pas les variations de courant di d'être dirigées vers la sortie Se ou Se'. On notera que ce schéma est complètement transposable à un montage non différentiel dans lequel l'amplificateur à transconductance n'utilise qu'une moitié du schéma des figures 1 et 2. Un tel montage est 20 représenté à la figure 3. Le coeur AMPC de l'amplificateur à transconductance comprend la moitié du schéma de la figure 1, les éléments affectés du signe 'prime' étant supprimés. Il y a une seule entrée E pour recevoir une tension V+dv à convertir en courant et une seule sortie S pour fournir un courant I-di où I est égal à IB1-lB2. L'étage de sortie de 25 l'amplificateur à transconductance comporte seulement le transistor MP5 et les sources SC1 et SC2. La sortie finale est la sortie Se fournissant un courant de petit signal di où di=dv/R. Dans ce cas, le filtre FLT est connecté entre la sortie S et le potentiel bas de l'alimentation (masse Vss). Le fonctionnement est le même 30 qu'en différentiel : pour le spectre de fréquences utile centré sur la fréquence centrale Fo des signaux à convertir, le filtre présente une très forte impédance et ne joue aucun rôle. Pour les fréquences en dehors de la bande utile, le filtre tend à court-circuiter le courant di vers la masse, de sorte qu'il ne sort pas par la sortie Se. La figure 4 représente un schéma simplifié d'utilisation de l'amplificateur à transconductance pour réaliser une échantillonneur. Le schéma considéré à titre d'exemple est une application non différentielle pour sirnplifier la représentation, mais il est évidemment transposable à une application différentielle utilisant par exemple (mais pas obligatoirement) deux capacités d'échantillonnage séparées. La tension à échantillonner, dv en petits signaux, appliquée à l'entrée E, est convertie en un courant di sur la sortie Se par l'amplificateur à transconductance qui est celui de la figure 3. Ce courant di est intégré dans ~o une capacité d'échantillonnage CE pendant la durée d'une première demi-alternance CLK d'une impulsion d'une horloge d'échantillonnage et stocke un échantillon de charges dans la capacité CE. Pendant la durée de la demi-alternance suivante NCLK, la sortie Se est déconnectée de la capacité CE et celle-ci est reliée à une sortie de tension échantillonnée Vech qui peut être 15 exploitée, par exemple appliquée à un convertisseur analogique-numérique. Pour augmenter la cadence d'échantillonnage, on peut très bien prévoir, mais ce n'est pas obligatoire, qu'un autre échantillonnage a lieu pendant la demi-alternance suivante NCLK, dans une capacité C'E identique à la capacité CE. Ainsi, le courant di à échantillonner est appliqué 20 alternativement à la capacité CE et à la capacité C'E et pendant que la tension de l'une est lue et exploitée, l'autre reçoit le courant à échantillonner. Les capacités sont remises à zéro après chaque exploitation dans le cas d'un échantillonnage simple sans décimation, c'est-à-dire sans addition de séries de N échantillons dans la même capacité. Les interrupteurs de remise 25 à zéro ne sont pas représentés pour ne pas alourdir le schéma. L'amplificateur à transconductance selon l'invention peut être utilisé dans un échantillonneur bloqueur destiné à une conversion analogique-numérique, en simple ou en différentiel, et notamment dans un échantillonneur bloqueur fournissant deux échantillons en quadrature de 30 phase à chaque période d'échantillonnage (ce qui suppose de rnultiplier par deux le nombre de capacités d'échantillonnage). Il peut être utilisé aussi dans un filtre échantillonné à réponse impulsionnelle finie dans lequel on effectue une somme pondérée d'une succession de N échantillons de courant di et on fournit des échantillons à une fréquence réduite ou fréquence de décimation qui est la fréquence d'échantillonnage divisée par N. On notera que le principe d'amplificateur à transconductance selon l'invention a été décrit à propos d'un coeur d'amplificateur qui est celui de la figure 1, mais qu'il est applicable à d'autres schémas de coeur d'amplificateur, par exemple un schéma dans lequel le transistor MN2 aurait sa grille connectée non pas à une tensïon de polarisation fixe Vbias mais à la grille du transistor MP1. La seule condition à respecter est que le coeur d'amplificateur à transconductance fournisse un courant I-di ou I+di dont la composante I soit connue pour pouvoir être neutralisée par les sources de courant SC1 et SC2 du montage à transistor cascode replié. II est souhaitable alors que la source SC2 soit remplacée par un transistor NMOS dont la grille est portée au même potentiel que la grille de MP5, ce potentiel étant tel que le courant dans le transistor ainsi rajouté soit le même courant IB2 que celui qui forme une composante de I, c'est-à-dire le même courant IB2 que celui qui circule dans le transistor MN2 du coeur AMPC. REVENDICATIONS 1. Amplificateur à transconductance comportant un premier transistor MOS (MN4) d'un premier type fournissant les variations de courant à échantillonner, l'amplificateur étant caractérisé en ce qu'il comporte un étage de sortie comportant un deuxième transistor (MP5) d'un type opposé au premier, dont la source est reliée au drain du premier, dont la grille est polarisée à un potentiel constant (Vref), et dont le drain reçoit les variations de courant (I-di, I+di) qui sont fournies par le premier transistor et qui doivent être appliquées à une capacité d'échantillonnage, et en ce qu'il comporte en outre un filtre (FLT) à réponse en fréquence centrée sur la fréquence centrale Fo des signaux à convertir, ayant une très haute impédance autour de cette fréquence centrale et une faible impédance en dehors du spectre utile, le filtre étant connecté à la source du deuxième transistor (MP5) de manière à dériver en dehors du deuxième transistor les variations de courant qul sont dans une bande de fréquences située hors du spectre utile. 2. Amplificateur selon la revendication 1, caractérisé en ce que le filtre (FLT) est connecté par ailleurs à un potentiel d'alimentation (Vss). 3. Amplificateur différentiel à transconductance caractérisé en ce qu'il comporte deux amplificateurs simples selon la revendication 1 destinés à appliquer des variations de courant à deux capacités d'échantillonnage, et en ce que le filtre (FLT) est connecté entre les drains des premiers transistors respectifs (MN4, MN4') des deux amplificateurs simples. 4. Amplificateur à transconductance selon l'une des revendications 1 à 3, caractérisé en ce que le filtre (FLT) est un filtre passif à inductance et capacité. 5. Amplificateur à transconductance selon l'une des 30 revendications 1 à 4, caractérisé en ce que le drain du deuxième transistor (MP5) constitue une sortie (Se) d'amplificateur destinée à être reliée àtravers un système de commutateurs à au moins une capacité d'échantillonnage.