FR 2898746 A1 20070921 FR 0602368 A 20060317 Procédé de réduction des effets sur la voie de réception du signal de fuite issu de la voie d'émission d'un dispositif du type à transmission bi-directionnelle simultanée, et dispositif correspondant L'invention concerne d'une façon générale les systèmes de communication sans fil, notamment les systèmes du type à transmission bidirectionnelle simultanée ( Full Duplex ), et plus particulièrement les systèmes CDMA-FDD ( Code Division Multiple Access-Frequency Iivision Duplex ). L'invention concerne plus particulièrement la minimisation des effets sur la voie de réception de la fuite de signal de la voie d'émission vers la voie de réception, ou TX leakage selon une dénomination anglo-saxonne bien connue de l'homme du métier. Dans un système de communication sans fil, une station de base communique avec une pluralité de terminaux distants, tels que des téléphones mobiles cellulaires. Les accès multiples par division de fréquence (FDMA "Frequency-Division Multiple Access" en langue anglaise) et les accès multiples par division temporelle (TDMA : "Time Division Multiple Access" en langue anglaise) sont les schémas d'accès multiples traditionnels pour délivrer des services simultanés à un certain nombre de terminaux. L'idée de base sous-jacente aux systèmes FDMA et TDMA consiste à partager la ressource disponible, respectivement en plusieurs fréquences ou en plusieurs intervalles temporels, de telle sorte que plusieurs terminaux peuvent fonctionner simultanément sans provoquer d'interférence. Les téléphones fonctionnant selon la norme GSM appartiennent aux systèmes FDMA et TDMA en ce sens que l'émission et la réception s'effectuent à des fréquences différentes et également à des intervalles temporels différents. A l'opposé de ces systèmes utilisant une division de fréquence ou une division temporelle, les systèmes CDMA (Système à accès multiples par division de code; "Code Division Multiple Access" en langue anglaise) permettent aux utilisateurs multiples de partager une fréquence commune et un canal temporel commun en utilisant une modulation codée. Parmi les systèmes CDMA on peut citer le système CDMA 2000, le système WCDMA ("Wide Band CDMA" en langue anglaise; CDMA large bande) ou la norme IS-95. Dans les systèmes CDMA, comme il est bien connu par l'homme du métier, un code d'embrouillage ("scrambling code" en langue anglaise) est associé à chaque station de base et permet de distinguer une station de base d'une autre. En outre, un code orthogonal, connu par l'homme du métier sous la dénomination de "Code OVSF", est alloué à chaque terminal distant (comme par exemple un téléphone mobile cellulaire). Tous les codes OVSF sont orthogonaux entre eux, ce qui permet de distinguer un terminal distant d'un autre. Avant d'émettre un signal sur le canal de transmission à destination d'un terminal distant, le signal a été embrouillé et étalé ("spread " en langue anglaise) par la station de base en utilisant le code d'embrouillage de la station de base et le code OVSF du terminal distant. Dans les systèmes CDMA, on peut encore distinguer les systèmes dit à transmission bidirectionnelle simultanée (systèmes Full Duplex ) qui utilisent une fréquence distincte pour l'émission et la réception (système CDMA-FDD) de façon à émettre et recevoir simultanément et ceux qui utilisent une fréquence commune pour l'émission et la réception, mais des domaines temporels distincts pour l'émission et la réception (système CDMA-TDD). L'invention s'applique avantageusement aux systèmes de communication du type à transmission bidirectionnelle simultanée, et plus particulièrement aux systèmes du type CDMA-FDD. Un dispositif du type à transmission bidirectionelle simultanée peut simultanément transmettre et recevoir des informations. Généralement, un tel dispositif comporte une voie d'émission et une voie de réception couplées via un duplexeur à une antenne commune. Bien que le duplexeur soit un composant qui permette une certaine isolation entre la voie d'émission et la voie de réception, une partie du signal émis fuit généralement de la voie d'émission vers la voie de réception via le duplexeur. Un tel signal de fuite, également connu sous la dénomination anglo-saxonne de TX leakage , peut ainsi causer des interférences préjudiciables au bon décodage du signal reçu. Et, la non-linéarité des composants de la voie de réception, comme par exemple l'étage de transposition de fréquence, ainsi que l'éventuelle interaction du signal de fuite avec un signal de brouillage, créent généralement des signaux de distorsion ou d'intermodulation qui se situent dans la bande du signal utile. Une solution pour s'affranchir des effets du signal de fuite consiste à utiliser (les filtres du type à ondes acoustiques de surface (filtres SAW) généralement disposés entre l'amplificateur faible bruit et l'étage de transposition de fréquence de la voie de réception. Cependant, l'utilisation de tels filtres limite la possibilité d'une intégration du récepteur sur une seule puce, requiert l'utilisation de composants discrets pour l'appariement en entrée et en sortie des différentes puces, et augmente le coût du système total. La demande de brevet US 2005/01 07 051 décrit une autre solution pour résoudre ce problème des effets du signal de fuite. Cette autre solution, entièrement analogique, est basée sur un filtrage adaptatif analogique comportant une estimation du signal de fuite et une soustraction de ce signal de fuite estimé sur la voie de réception. Néanmoins, une telle solution nécessite la réalisation analogique d'un estimateur adaptatif comportant des multiplieurs, des intégrateurs, des filtres. Ceci conduit par conséquent à une réalisation relativement complexe et coûteuse à mettre en oeuvre. L'invention vise à apporter une solution radicalement différente au problème du signal de fuite entre la voie d'émission et la voie de réception dans un dispositif du type à transmission bidirectionnelle simultanée. Selon un aspect de l'invention, il est proposé un procédé de réduction des effets sur la voie de réception du signal de fuite issu de la voie d'émission d'un dispositif du type à transmission bidirectionnelle simultanée, dans lequel on estime numériquement une composante numérique en bande de base d'un signal d'intermodulation d'ordre 2 présent sur la voie de réception, et on supprime numériquement cette composante estimée du signal numérique incident en bande de base présent sur la voie de réception. Cette solution est donc totalement différente de celles de l'art antérieur car d'une part elle est entièrement numérique et d'autre part, elle fait intervenir une composante en bande de base du signal d'intermodulation d'ordre 2 qui s'avère être une image du signal de fuite entre la voie d'émission et la voie de réception du dispositif. Cette estimation numérique de la composante en bande de base du signal d'intermodulation d'ordre 2 est avantageusement effectuée avec un filtrage numérique adaptatif faisant intervenir le signal numérique incident et un signal numérique de référence qui est élaboré à partir de deux composantes numériques de signal en quadrature de phase prélevées sur la voie d'émission. En d'autres termes, par comparaison avec la solution classique de l'art antérieur dans laquelle le signal de fuite est filtré de façon analogique au même titre que tout autre signal perturbateur extérieur ( blocker en langue anglaise), l'invention utilise ici le fait que les caractéristiques de cette perturbation (le signal de fuite) sont connues puisque les données émises sur la voie d'émission sont connues. En conséquence, l'invention propose ici avantageusement d'utiliser ce comportement déterministe du signal de fuite pour le supprimer de façon numérique. En effet, ce comportement déterministe rend le signal de fuite complètement différent de tout autre signal perturbateur inconnu et l'invention utilise avantageusement cette différence. Selon un mode de mise en oeuvre de l'invention, le filtrage numérique adaptatif comporte une estimation adaptative numérique à partir du signal de référence d'un signal numérique estimé représentatif de ladite composante en bande de base du signal d'intermodulation d'ordre 2, et une soustraction de ce signal estimé dudit signal numérique incident. Bien qu'il existe de nombreuses possibilités pour générer le signal numérique de référence, qui est un signal qui présente une corrélation non nulle avec le signal perturbateur, c'est-à-dire la composante en bande de base du signal de fuite, une façon particulièrement simple d'élaborer ce signal numérique de référence comporte la sommation des deux composantes de signal élevées au carré et respectivement prélevées sur les deux branches en quadrature de phase de la voie d'émission, de façon à obtenir un signal numérique sommé à partir duquel est obtenu ledit signal de référence. L'obtention du signal numérique de référence à partir du signal sommé peut comprendre un filtrage numérique avec un filtre numérique correspondant aux différents filtres de la voie de réception. L'obtention du signal numérique de référence peut comprendre également une adaptation par une valeur correctrice de gain représentative de la puissance d'émission. Le signal numérique incident peut être reçu par un dispositif appartenant à un système CDMA. Selon un autre aspect de l'invention, il est proposé un dispositif du type à transmission bi-directionnelle simultanée, comprenant un bloc analogique et un bloc numérique incorporant une voie de réception et une voie d'émission. Selon une caractéristique générale de cet autre aspect de l'invention, le bloc numérique comprend des moyens de traitement, avantageusement connectés entre la voie de réception et la voie d'émission, aptes à estimer numériquement une composante numérique en bande de base d'un signal d'intermodulation d'ordre 2 présent sur la voie de réception et à supprimer cette composante estimée du signal numérique incident en bande de base présent sur la voie de réception. Selon un mode de réalisation, les moyens de traitement comportent : des moyens d'élaboration aptes à élaborer un signal numérique de référence à partir de deux composantes numériques de signal en quadrature de phase prélevées sur la voie d'émission, un filtre numérique adaptatif possédant une première entrée pour recevoir un signal numérique incident en bande de base présent sur la voie de réception, une deuxième entrée pour recevoir ledit signal de référence, et une sortie connectée sur la voie de réception pour délivrer sur la voie de réception un signal numérique de sortie débarrassé de la composante en bande de base du signal d'intermodulation d'ordre 2 présent sur la voie de réception. Selon un mode de réalisation de l'invention, le filtre numérique adaptatif comporte un estimateur adaptatif numérique apte à délivrer un signal numérique estimé représentatif de ladite composante en bande de base du signal d'intermodulation d'ordre 2, à partir dudit signal de référence, et un soustracteur possédant une première entrée apte à recevoir ledit signal numérique incident, une deuxième entrée apte à recevoir ledit signal numérique estimé, et une sortie pour délivrer ledit signal numérique de sortie. Selon un mode de réalisation de l'invention, la voie d'émission comprend deux branches en quadrature de phase, et les moyens d'élaboration comportent des moyens de calcul possédant deux entrées respectivement connectées sur lesdites deux branches et aptes à effectuer la sommation desdites deux composantes numériques de signal élevées au carré et respectivement présentes audites deux entrées, et une sortie pour délivrer un signal numérique sommé, des moyens intermédiaires aptes à élaborer le signal numérique de référence à partir du signal numérique sommé. Les moyens intermédiaires peuvent comprendre un filtre numérique correspondant aux différents filtres de la voie de réception. Les moyens intermédiaires peuvent également comprendre des moyens de correction aptes à corriger le signal numérique sommé par une valeur correctrice de gain représentative de la puissance d'émission. Le dispositif peut appartenir à un système CDMA et former avantageusement un terminal, par exemple un téléphone mobile cellulaire. D'autres avantages et caractéristiques de l'invention apparaîtront à l'examen de la description détaillée de modes de mise en oeuvre et de réalisation, nullement limitatifs, et des dessins annexés sur lesquels les figures 1 à 4 illustrent schématiquement un mode de réalisation d'un dispositif selon l'invention, et, la figure 5 illustre schématiquement un mode de mise en oeuvre du procédé selon l'invention. Sur la figure 1, la référence DIS désigne un terminal distant, tel qu'un téléphone mobile cellulaire, qui est en communication avec une station de base, par exemple selon un schéma de communication du type CDMA-FDD. Le téléphone mobile cellulaire comprend, de façon classique, un bloc analogique BLTA connecté à une antenne ANT par l'intermédiaire d'un duplexeur DP pour recevoir un signal incident sur la voie de réception RX. La voie de réception comprend un amplificateur faible bruit LNA, un étage de transposition de fréquence de réception ETFR suivi dans le cas présent d'un amplificateur à gain variable post-mélange. Un filtre passe-bas FPB, pour éliminer les résidus de mélange est connecté entre l'amplificateur PMA et un étage de conversion analogique numérique ADC. Cet étage de conversion ADC relie le bloc analogique BLTA à un bloc de traitement numérique BLTN. Ce bloc de traitement numérique BLTN comprend notamment, de façon classique, un récepteur communément désigné par l'homme du métier sous le vocable récepteur RAKE , suivi par des moyens classiques de démodulation qui effectuent la démodulation de la constellation délivrée par le récepteur RAKE. En fait, l'étage de transposition de fréquence ETFR comprend deux mélangeurs qui reçoivent respectivement de la part d'une boucle à verrouillage de phase deux signaux de transposition LO présentant mutuellement une différence de phase de 90 . Après cette transposition de fréquence (effectuée ici par exemple directement en bande de base), la voie de réception comporte deux branches définissant respectivement un flux I (flux direct) et un flux Q (flux en quadrature) selon une dénomination bien connue de l'homme du métier. En ce qui concerne la voie d'émission TX, celle-ci se comporte classiquement d'un étage de transposition de fréquence d'émission ETFE de façon à effectuer la transposition depuis la bande de base vers la fréquence d'émission. Cet étage de transposition de fréquence d'émission ETFE est suivi ici d'un préamplificateur de puissance à gain variable PPA, lui- même connecté à un amplificateur de puissance PA dont la sortie est connectée au duplexeur DP. En général, compte tenu des puissances d'émission spécifiées dans la norme WCDMA, la présence d'un amplificateur de puissance PA après le préamplificateur de puissance est nécessaire. Et, cet amplificateur de puissance est généralement réalisé sur une puce séparée, par exemple en technologie AsGa. Par contre, le préamplificateur de puissance PPA est quant à lui réalisé sur la même puce que celle incorporant tous les autres composants du dispositif DIS, à l'exception bien entendu du duplexeur. En Europe. dans la norme WCDMA, la fréquence d'émission est comprise entre 1920 et 1980 MHz tandis que la fréquence de réception est comprise entre 2110 et 2170 MHz. Bien entendu, ces plages de fréquences peuvent varier selon les pays. Le dispositif DIS est dit à transmission bidirectionnelle simultanée , c'est-à-dire que la réception du signal incident et l'émission d'un signal se font simultanément. Par ailleurs, on doit généralement émettre un signal de forte puissance pendant que l'on reçoit un signal de faible puissance. Le duplexeur DP est un composant qui permet également d'isoler la voie d'émission TX de la voie de réception RX. Cela étant, cette isolation n'est pas parfaite et il en résulte un signal de fuite TXL ( TX leakage selon une dénomination anglo- saxonne bien connue de l'homme du métier) depuis la voie d'émission vers la voie de réception. Le mode de réalisation de la figure 1 est une solution selon l'invention permettant de minimiser le niveau de ce signal de fuite TXL dans le signal présent sur la voie de réception avant l'étage de transposition de fréquence de réception ETFR. La voie de réception comporte des composants présentant une non-linéarité d'ordre 2, c'est-à-dire dont la fonction de transfert F peut s'exprimer sous la forme : y(t) = a-, x(t)+a., x2 (t) dans laquelle x2(t) désigne le signal d'entrée et y2(t) le signal de sortie du dispositif. Un tel dispositif présentant une non-linéarité d'ordre 2 est par exemple l'étage de transposition de fréquence de référence ETFR. Si l'on considère un signal radiofréquence incident complexe modulé x(t), ayant la formulation suivante : x(t)= I(t)cos(wo)t ) ù Q(t)sin(w0t) on obtient à la sortie du dispositif présentant la non-linéarité d'ordre 2, le signal y(t) défini par : y(t)=a, x(t)+ 2 (t)+Q2 t))+ a2 [(I2 (t)ùQ2 (t))cos(2wot)ù2I(t)Q(t)sin(2w0t)] On voit donc que le signal de sortie de ce dispositif comporte une composante linéaire proportionnelle au signal d'entrée, et un signal d'intermodulation d'ordre 2 présentant une composante en 30 bande de base proportionnelle au carré du module de la modulation complexe initiale, ainsi qu'une composante fréquentielle à la fréquence de (no. Aussi, si le signal d'entrée est le signal de fuite TXL, la composante linéaire ainsi que la composante 2a~o seront filtrées notamment par le filtre passe-bas post-mélange FPB. Par contre, la composante en bande de base du signal d'intermodulation d'ordre 2 va se superposer avec la composante en bande de base du signal de réception après transposition à la fréquence de réception dans l'étage de transposition ETFR. L'invention prévoit par conséquent de supprimer numériquement cette composante en bande de base du signal d'intermodulation d'ordre 2 qui s'avère être une image du signal de fuite TXL. A cet égard, le bloc numérique BLTN comprend, comme illustré en particulier sur la figure 1, des moyens d'élaboration MEB aptes à élaborer un signal numérique de référence à partir de deux composantes numériques du signal en quadrature de phase prélevées sur la voie d'émission. Il est également prévu un filtre numérique adaptatif FNA possédant une première entrée pour recevoir le signal numérique incident en bande de base présent sur la voie de réception, une deuxième entrée pour recevoir le signal de référence, et une sortie connectée sur la voie de réception pour délivrer sur la voie de réception un signal numérique de sortie débarrassé de la composante en bande de base du signal d'intermodulation d'ordre 2 présent sur la voie de réception. Comme illustré sur la figure 2, le filtre numérique adaptatif comporte un estimateur adaptatif ESTA et un soustracteur MS. Le soustracteur reçoit sur une première entrée le signal désiré S auquel lui est adjointe une interférence (en l'espèce, la composante en bande de base d'intermodulation d'ordre 2 IM2) et sur son autre entrée, une estimation de cette interférence produite par l'estimateur adaptatif. Cet estimateur adaptatif ESTA estime cette interférence à partir d'un signal de référence de l'interférence qui est obtenu à partir des composantes de signaux prélevés aux endroits EN30, et de la sortie du soustracteur. La sortie du soustracteur MS délivre le signal désiré débarrassé de l'interférence SD. Le signal de référence est un signal qui présente une fonction de corrélation non nulle avec l'interférence. Par ailleurs, puisque le filtre adaptatif va chercher à supprimer dans le signal S tout ce qui est corrélé avec le signal de référence, il va également chercher à supprimer toute portion éventuelle du signal désiré qui se trouverait dans ce signal de référence. Mais dans le cas présent, ceci est sans objet car le signal de référence n'est élaboré qu'à partir de composantes de signal prélevées sur la voie d'émission. Le fonctionnement de ce filtre est repris sur la figure 5. Plus précisément, à l'étape 50, on estime la composante en bande de base IM2 du signal d'intermodulation d'ordre 2. Cette estimation s'effectue à partir notamment du signal de référence IM2ief élaboré (étape 52) à partir des données de la voie d'émission. Cette composante IM2 est soustraite du signal numérique incident S présent sur la voie de réception en aval du convertisseur analogique numérique (étape 51) et le signal résultant SD, débarrassé de cette composante en bande de base, et par conséquent du signal de fuite TXL, est réinjecté sur la voie de réception. On se réfère maintenant plus particulièrement aux figures 1 et 3 pour décrire plus en détail les moyens d'élaboration MEB qui permettent d'élaborer le signal de référence Ir ou IM2ref. Ces moyens d'élaboration MEB comportent des moyens de calcul MCL possédant deux entrées respectivement connectées aux endroits EN30, et aptes à effectuer la sommation des deux composantes de signal élevées au carré et respectivement présentes à ces deux endroits EN30. La sortie de l'additionneur ADD des moyens de calcul MCL délivre ainsi un signal numérique sommé SNS. Les moyens d'élaboration MEB comportent également des moyens intermédiaires MINT aptes à élaborer un signal numérique de référence IM2ref à partir du signal numérique sommé SNS. On reviendra plus en détail sur ces moyens intermédiaires MINT qui peuvent être en tout état de cause optionnels. Le filtre numérique adaptatif FNA est apte à recevoir le signal de référence IM2rt,f et le signal numérique en bande de base S prélevé sur la voie de réception à l'endroit EN2, sur la voie IRX et sur la voie QRX. Comme indiqué précédemment, le filtre numérique FNA comporte l'estimateur adaptatif ESTA ainsi qu'un soustracteur MS qui fait partie intégrante de la voie numérique de réception de façon à délivrer le signal soustrait SD sur cette voie de réception. En fait, comme illustré plus précisément sur la figure 3, le filtre numérique FNA est dupliqué de façon à pouvoir réinjecter sur chacune des branches IRX et QRX de la voie de réception, le signal SD débarrassé de la composante en bande de base du signal d'intermodulation d'ordre 2. L'estimateur adaptatif peut utiliser un algorithme des moindres carrés pour minimiser l'erreur quadratique résiduelle, c'est-à-dire la puissance de l'erreur. Un tel estimateur utilisant un algorithme des moindres carrés est connu en soi. A titre indicatif, l'équation finale conduisant à une implémentation itérative est donnée par la formule (1) ci-dessous : r f> +1)= (n ) + ,u SD(n)IM2,.e (n) (1) dans laquelle : W(n)=[ (n) Wv-1 (III (2) et dans laquelle : IM 2,ef (n) = I L112,.e, (n) IM 2,.e. (n ù N+l) (3) N est ici la longueur du filtre adaptatif. Le paramètre est un paramètre garantissant la convergence de l'algorithme. Ce paramètre doit satisfaire aux inéquations suivantes : 0(,u(2/N6' IM2,e, dans laquelle a-2 1M2 et désigne la variance du signal de référence d'interférence. Cette valeur de variance est aisément déterminable à partir de la puissance d'émission désirée, et qui est connue par dispositif. C'est la raison pour laquelle il est prévu une table dans laquelle sont stockées les différentes valeurs de convenant pour une convergence et une stabilité de l'algorithme pour différentes valeurs de puissance d'émission. En pratique, cette table pourra par exemple contenir 10 valeurs pour la variable la correspondant à 10 pas de 1 dB pour les 10 dB de la plage de puissance maximum d'émission. On revient maintenant plus en détail sur les moyens intermédiaires MINT qui permettent de déterminer le signal de référence IM2,ef à partir du signal sommé SNS. Une première adaptation, optionnelle, consiste à affecter le signal numérique sommé SNS d'une valeur de gain (atténuation) GC en fonction de la variation de puissance d'émission. En fait, cette adaptation de gain est optionnelle car elle permet simplement une convergence plus rapide de l'estimateur adaptatif. De même, il est préférable, mais non nécessairement obligatoire, que les moyens intermédiaires comprennent un filtre numérique correspondant aux différents filtres (analogique et numérique) de la voie de réception. A cet égard, on peut prévoir que le filtre numérique II comprenne un filtre dit Root Raised Cosine , référencé RRCL, bien connu en soi par l'homme du métier, et ayant en particulier comme propriétés que sa réponse impulsionnelle passe par zéro à la fréquence des symboles. Le filtre H peut également comporter un filtre FLT passe-haut dans l'hypothèse ou un tel filtre est présent bien entendu sur la voie de réception. Enfin, dans ][a réalisation illustrée sur la figure 3, une mémoire FF du type premier entré-premier sorti (FIFO) est utilisée pour des raisons de synchronisation. La figure 4 illustre une réalisation possible de l'estimateur adaptatif EFTA utilisant un algorithme des moindres carrés à trois coefficients. L'estimateur adaptatif ESTA de la figure 4 comporte par conséquent un premier port d'entrée PT1 pour recevoir le signal de référence IM2ief, un deuxième port PT2 pour recevoir le paramètre , un troisième port PTIN pour recevoir le signal S prélevé à l'endroit 2 de la voie de réception, et un port de sortie PTOUT pour délivrer la composante en bande de base estimée du signal d'intermodulation d'ordre 2. L'estimateur adaptatif comporte ici essentiellement trois branches identiques formées chacune d'un multiplieur MLT, d'un additionneur ADD et d'un moyen de retard DL capable de retarder d'un échantillon. Ces trois moyens MLT, ADD et DL sont connectés en série à la sortie d'un multiplieur d'entrée MLTE dont les deux entrées sont respectivement reliées aux ports PT2 et PTIN. La sortie du moyen de retard DL de chacune des branches est reliée à un autre multiplieur MLTA ainsi qu'à l'entrée de l'additionneur ADD de la branche. Ce rnultiplieur MLTA est connecté au port PT1 soit directement, soit par l'intermédiaire d'autres moyens de retard DLA analogues au moyen de retard DL. Enfin, les sorties des trois multiplieurs MLTA sont sommées (additionneurs ADDA) avant d'être délivrées au port de sortie PTOUT. Le mode de réalisation décrit sur les figures 1 à 4 permet également aisément d'obtenir une réjection d'au moins 14 dB du signal de fuite TXL tout en permettant de relâcher les contraintes sur la non-linéarité d'ordre de l'étage de transposition de fréquence de réception. REVENDICATIONS 1. Procédé de réduction des effets sur la voie de réception du signal de fuite issu de la voie d'émission d'un dispositif du type à transmission bi-directionnelle simultanée, caractérisé par le fait qu'on estime numériquement (50) une composante numérique en bande de base d'un signal d'intermodulation d'ordre 2 présent sur la voie de réception, et on supprime numériquement (51) cette composante estimée (IM2) du signal numérique incident en bande de base (S) présent sur la voie de réception. 2. Procédé selon la revendication 1, dans lequel on estime ladite composante en bande de base du signal d'intermodulation d'ordre 2 (IM2) avec un filtrage numérique adaptatif (FNA) faisant intervenir ledit signal numérique incident (S) et un signal numérique de référence (IM2ref) élaboré à partir de deux composantes numériques de signal en quadrature de phase prélevées sur la voie d'émission. 3. Procédé selon la revendication 2, dans lequel le filtrage numérique adaptatif comporte une estimation adaptative numérique (ESTA), à partir dudit signal de référence, d'un signal numérique estimé représentatif de ladite composante en bande de base du signal d'intermodulation d'ordre 2, et une soustraction (MS) de ce signal estimé dudit signal numérique incident. 4. Procédé selon la revendication 2 ou 3, dans lequel la voie d'émission comprend dans sa partie numérique deux branches en quadrature de phase, et l'élaboration du signal numérique de référence comporte la sommation desdites deux composantes de signal (ITx, QTX) élevées au carré et respectivement prélevées sur lesdites deux branches de façon à obtenir un signal numérique sommé (SNS) à partir duquel est obtenu ledit signal de référence. 5. Procédé selon la revendication 4, dans lequel l'obtention du signal numérique de référence à partir du signal sommé comprend un filtrage numérique avec un filtre numérique (H) correspondant aux différents filtres de la voie de réception. 6. Procédé selon la revendication 4 ou 5, dans lequel l'obtention du signal numérique de référence comprend une adaptation par une valeur correctrice de gain (GC) représentative de la puissance d'émission. 7. Procédé selon l'une des revendications précédentes, dans lequel le signal numérique incident est reçu par un dispositif appartenant à un système CDMA. 8. Dispositif du type à transmission bi-directionnelle simultanée, comprenant un bloc analogique et un bloc numérique incorporant une voie de réception et une voie d'émission, caractérisé par le fait que le bloc numérique (BLTN) comprend des moyens de traitement (MEB, FNA) aptes à estimer numériquement une composante numérique en bande de base d'un signal d'intermodulation d'ordre 2 présent sur la voie de réception et à supprimer cette composante estimée du signal numérique incident en bande de base présent sur la voie de réception ; 9. Dispositif selon la revendication 8, dans lequel les moyens de traitement comportent : - des moyens d'élaboration (MEB) aptes à élaborer un signal numérique de référence à partir de deux composantes numériques de signal en quadrature de phase prélevées sur la voie d'émission, un filtre numérique adaptatif (FNA) possédant une première entrée pour recevoir le signal numérique incident en bande de base présent sur la voie de réception, une deuxième entrée pour recevoir ledit signal de référence, et une sortie connectée sur la voie de réception pour délivrer sur la voie de réception un signal numérique de sortie débarrassé de la composante en bande de base du signal d'intermodulation d'ordre 2 présent sur la voie de réception. 10. Dispositif selon la revendication 9, dans lequel le filtre numérique adaptatif comporte un estimateur adaptatif numérique (ESTA) apte à délivrer un signal numérique estimé représentatif de ladite composante en bande de base du signal d'intermodulation d'ordre 2 àpartir dudit signal de référence, et un soustracteur (MS) possédant une première entrée apte à recevoir ledit signal numérique incident, une deuxième entrée apte à recevoir ledit signal numérique estimé, et une sortie pour délivrer ledit signal numérique de sortie. 11. Dispositif selon la revendication 9 ou 10, dans lequel la voie d'émission comprend deux branches en quadrature de phase, et les moyens d'élaboration comportent des moyens de calcul (MCL) possédant deux entrées respectivement connectées sur lesdites deux branches et aptes à effectuer la sommation desdites deux composantes numériques de signal élevées au carré et respectivement présentes audites deux entrées, et une sortie pour délivrer un signal numérique sommé, des moyens intermédiaires (MINT) aptes à élaborer le signal numérique de référence à partir du signal numérique sommé. 12. Dispositif selon la revendication 11, dans lequel les moyens intermédiaires comprennent un filtre numérique (H) correspondant aux différents filtres de la voie de réception. 13. Dispositif selon la revendication 11 ou 12, dans les moyens intermédiaire comprennent des moyens de correction (ADP) aptes à corriger le signal numérique sommé par une valeur correctrice de gain représentative de la puissance d'émission. 14. Dispositif selon l'une des revendications 9 à 13, appartenant à un système CDMA. 15. Dispositif selon la revendication 14, formant un terminal. 16. Dispositif selon la revendication 15, dans lequel le terminal est un téléphone mobile cellulaire.