FR 2904711 A1 20080208 FR 0607147 A 20060804 --> PROCEDE DE COMPENSATION NUMERIQUE DE NON LINEARITES DANS UN SYSTÈME DE COMMUNICATION ET DISPOSITIF RÉCEPTEUR DESCRIPTION DOMAINE TECHNIQUE ET ART ANTÉRIEUR L' invention concerne un procédé de compensation numérique de non linéarités dans un système de communication, ainsi qu'un dispositif récepteur réalisant une telle compensation. L'invention concerne plus particulièrement la compensaticn des non linéarités d'un signal, amplifié à l'émission et/ou à la réception, et déformé par les non linéarités des amplificateurs ou composants actifs présents à l'émission et/ou à la réception dans le système de communication . Des éléments non linéaires nécessaires à la transmission d'information, tels que des amplificateurs de puissance ou des amplificateurs faible bxuit, sont présents dans les systèmes de communication. Sous l'effet des non linéarités de ces éléments, un signal de puissance variable transmis dans un de ces systèmes de communication se retrouve déformé, perturbant la reconstitution de l'information portée par ce signal à la réception. Pour les systèmes utilisant des modulations à grande dynamique, tels que les systèmes UMTS (Universal Mobile Télécommunication System en anglais, ou système universel de télécommunication avec les mobiles), EDGE (Enhanced Data Rates for GSM Evolution -->en anglais, ou Débits augmentés pour l'évolution du GSM) ou multi porteuses de type OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing en anglais, ou Multiplexage à Répartition en Fréquence Orthogonale) , par exemple selon les normes 802.11a, 802.11n i . 802.16e, etc., il est nécessaire au bon fonctionnement du système que les amplificateurs utilisés à l'émission soient linéaires, au détriment de l'efficacité de ces amplificateurs et donc de la consommation énergétique du système. Afin de pallier à ce défaut de linéarité, il existe des solutions dites circuits , dont le but est d'aboutir à une amplification linéaire en corrigeant l'amplification réalisée. Il s'agit par exemple des méthodes de linéarisation d'amplificateurs telles que le contrôle dynamique de la polarisation de l'amplificateur ( dynamic biasing ) , la boucle cartésienne ( cartesian loop ) , la compensation analogique de l'erreur d'amplification ( feedforward ) , ou encore l'utilisation de deux amplificateurs en parallèle ( LINC ) . Il existe également des solutions dites numériques dont le but est de déformer le signal reçu de façon inverse par rapport aux non linéarités subies par le signal durant la transmission, par des procédés de traitement du signal. De nombreux schémas de pré-distorsion numérique ont été proposés, comme par exemple dans le document US 6 304 140, réalisant une table de prédistorsion ( look up table ) , ou du document WO 2006/019612 mettant en œuvre une pré-distorsion avec -->prise en compte des effets de mémoire de l' amplificateur. EXPOSÉ DE L'INVENTION Un but de la présente invention est de proposer un procédé permettant de compenser les non linéarités présentes dans tout ou une partie du système de communication de façon numérique. Pour cela, la présente invention propose un procédé de compensation numérique de non linéarités dans un système de communication comprenant un émetteur, un canal de transmission et un récepteur, comportant : - au moins une étape d'estimation des non linéarités présentes à l'émission et/ou à la réception à partir d'au moins une séquence d'apprentissage, ou pilote, reçue au niveau du récepteur et déformée par lesdites non linéarités, - au moins une étape de compensation des non linéarités déformant un signal reçu au niveau du récepteur à partir de l'estimation précédente des non linéarités. Ainsi, il est possible de compenser les non linéarités présentes au niveau de l'émetteur, par exemple engendrées par un amplificateur de puissance présent dans l'émetteur, et/ou du récepteur, engendrées par exemple par un amplificateur faible bruit ( Low Noise Amplifier en anglais, ou LNA) , par un mélangeur de fréquence ( mixer en anglais) ou un amplificateur à gain variable ( Variable Gain Amplifier en anglais, ou VGA) d'un système de communication. -->Contrairement à l'art antérieur existant, les non linéarités sont compensées à la réception et non à l'émission, c'est-à-dire après que le signal ait été émis et ait traversé le canal de transmission. Il est donc possible d'utiliser au niveau de l'émetteur un amplificateur non linéaire car la correction des non linéarités du signal s'effectue au niveau de la réception du système de communication. Selon l'invention, la complexité des algorithmes de compensation des non linéarités est reportée à la réception, ce qui est particulièrement avantageux, notamment dans le cas des réseaux cellulaires. Par exemple, dans le cas d'une liaison montante entre un terminal mobile et une station de base, il est préférable de reporter les contraintes sur la station de base, qui possède une plus grande capacité de traitement du signal par rapport au terminal mobile. Comme l'amplification de puissance représente une grande partie de la puissance consommée par le terminal mobile, le gain en efficacité obtenu à ce niveau par l'utilisation de composants non linéaires, tel l'amplificateur, permet d'augmenter de façon significative le temps d'utilisation du mobile ou reporter l'énergie économisée sur d'autres applications embarquées. L'invention peut aussi être mise en oeuvre dans une phase de calibration du récepteur. Les séquences connues (séquences apprentissage ou pilotes) ne proviennent plus alors de l'émetteur mais du récepteur. Dans ce cas, seules les non linéarités introduites par le récepteur sont compensées. -->L' estimation des non linéarités peut être réalisée par les étapes de : calcul d'une base orthonormée de polynômes de projection p 0 ,p l ,p n , - calcul de l'approximation des non linéarités gφφ pour une caractéristique AM/AM et/ou une caractéristique AM/PM d'un élément de gain g sur lequel est ramené l'ensemble des non linéarités du système de communication, respectivement en fonction de l'équation : MMI)| =Σ /t=o , et/ou de l' équation : angle(jg(\x\)) = ∑cφ k p k ή , avec cA ϋ ,cA l - - ^cA^ coefficients de la caractéristique AM/AM et cφ ϋ ,cφ λ - - -,cφ n ) coefficients de la caractéristique AM/PM, calcul de points d' interpolation d'abscisse α, et d'ordonnée b, de la caractéristique des non linéarités g pour la caractéristique AM/AM et/ou de points d'interpolation d'abscisse c, et d'ordonnée d t de la caractéristique des non linéarités g pour la caractéristique AM/PM. Selon l'invention, l'ensemble des non linéarités présentes dans le système de communication peut être ramené sur un seul élément de gain g, par exemple un amplificateur se trouvant au niveau de -->l'émetteur du système de communication. La caractéristique AM/AM de cet élément représente donc la courbe de l'amplitude du signal de sortie de cet élément en fonction de l'amplitude du signal en entrée de cet élément. La caractéristique AM/PM est alors la courbe de la phase du signal de sortie en fonction de l'amplitude du signal d'entrée de l'élément de gain g. La compensation des non linéarités peut être réalisée par : - une étape de compensation de la caractéristique AM/AM à partir d'un polynôme d' interpolation obtenu à partir de points d'interpolation inverse d'abscisse b t et d'ordonnée a t calculés préalablement, et/ou - une étape de compensation de la caractéristique AM/PM par soustraction d'une distorsion de phase évaluée à la phase du signal reçue. La compensation de la caractéristique AM/AM peut être obtenue par le calcul du signal : s 3 '( = ∑ α / TT : , - xpU- a ngle(s 2 (t))) , avec s 2 (t) le signal J b j -b, reçu et m le nombre de points d'interpolation inverse, le polynôme d' interpolation pouvant être un polynôme de Lagrange, et/ou la compensation de la caractéristique AM/PM pouvant être obtenue par le calcul du signal : s 3 (t) = s 3 '(t).exp(-j*angleg 3 '))) , s 3 (t) étant le signal reçu compensé des non linéarités. La compensation des non linéarités peut être réalisée par une compensation conjointe des caractéristiques AM/AM et AM/PM à partir d'un polynôme \\s :(')H, --> d' interpolation complexe par le calcul du signal s 2 (t)-b, ω=Σ -l 7=1 -l≠J b.-b. Le procédé de compensation numérique de non linéarités selon l λ invention peut comporter avant l'étape d'estimation des non linéarités, une étape d'estimation de la caractéristique du canal de transmission à partir d' au moins une autre séquence d'apprentissage transmise à travers le canal de transmission. Cette estimation permet de prendre en compte et de corriger la réponse impulsionnelle du canal de transmission. La caractéristique estimée du canal peut être prise en compte pour l'estimation des non linéarités . Le procédé de compensation numérique de non linéarités selon l'invention peut comporter après l'étape de compensation des non linéarités, une étape d'égalisation compensant le bruit du canal présent dans le signal reçu à partir de l'estimation de la caractéristique du canal de transmission. Le procédé de compensation numérique de non linéarités selon l'invention peut comporter après l'étape de compensation des non linéarités, une étape de démodulation et/ou de décodage. Les signaux et/ou séquences d'apprentissage reçus peuvent subir une transformation de Fourier rapide. La séquence d'apprentissage reçue au niveau du récepteur pour l'estimation des non linéarités peut être émise depuis l'émetteur ou le récepteur. -->La présente invention concerne également un dispositif récepteur destiné à recevoir des signaux émis par un émetteur à travers un canal de transmission, comportant des moyens de compensation numérique de non linéarités comprenant : des moyens d' estimation des non linéarités présentes à l'émission et/ou à la réception à partir d'au moins une séquence d'apprentissage reçue et déformée par lesdites non linéarités, - des moyens de compensation des non linéarités déformant un signal reçu à partir de l'estimation précédente des non linéarités. Les moyens d' estimation des non Linéarités peuvent comporter : - des moyens de calcul d'une . base orthonormée de polynômes de projection p ϋ ,p x " ,p n ) , - des moyens de calcul de l'approximation des non linéarités g(| |) pour une caractéristique AM/AM et/ou une caractéristique AM/PM d'un élément de gain g sur lequel est ramené l'ensemble des non linéarités du système de communication, respectivement en fonction de l'équation : |g(H)|=∑c Λ(W), k=Q et/ou de l ' équation : angle{g{\x\j) = ∑cφ kPk (|x|) , k=0 avec cA ϋ ,cA -,cA n coefficients de la caractéristique AM/AM et cφ ϋ ,cφ -,cφ n coefficients de la caractéristique AM/PM, -->des moyens de calcul de points d'interpolation d'abscisse a t et d'ordonnée b f de la caractéristique des non linéarités g pour la caractéristique AM/AM et/ou de points d'interpolation d'abscisse c, et d'ordonnée d t de la caractéristique des non linéarités g pour la caractéristique AM/PM. Les moyens de calcul d'une base orthonormée peuvent réaliser une orthonormalisation de Gram-Schmidt d'une base )l,x,x 2 ,x 3 ,- - -,x" f . Les moyens de calcul des coefficients cA 0 ,cA 1 -,cA n j de la caractéristique AM/AM et/ou des coefficients cφ 0 ,cφ l -,cφ n \ de la caractéristique AM/PM peuvent réaliser une projection de la séquence d'apprentissage sur la base orthonormée. Les moyens de calcul de points d'interpolation d'abscisse a t et d'ordonnée l pour la caractéristique AM/AM peuvent résoudre l'équation : b t = g{a l )^ ( =^ J cA k p k a l ) , et/ou les moyens de k=0 calcul des points d' interpolation d' abscis se c t et d' ordonnée d l pour la caractéristique AM/PM pouvant résoudre l ' équation : d t = angle{g{c l )) =^ j cφ k p k {c l ) . k=0 Les moyens de calcul d'une base orthonormée peuvent réaliser une orthonormalisation de Gram-Schmidt d'une base |1, :, : x ,xx ,---j et les moyens de calcul de l'approximation des non linéarités résolvant l'équation : -->?(H) = (N) eχ p j -angle s ( \4 Vt=o Λ ( ( exp ;* ∑cψkPi w J) \k= Les moyens de compensation des non linéarités peuvent comporter : des moyens de compensation de la caractéristique AM/AM à partir d'un polynôme d' interpolation obtenu à partir de points d'interpolation d'abscisse a x et d'ordonnée b [ calculés préalablement, et/ou des moyens de compensation de la caractéristique AM/PM par soustraction d'une distorsion de phase évaluée à la phase du signal reçue. Les moyens de compensation de la caractéristique AM/AM peuvent réaliser le calcul du A signal : ( = ^ fl ,l j I ,—( |-,—b, exp(j.angle(s2(t))) , avec s 2 (t) - 7=1 , , b. -b. le signal reçu et m le nombre de points d' interpolation, le polynôme d' interpolation étant un polynôme de Lagrange, et/ou les moyens de compensation de la caractéristique AM/PM pouvant réaliser le calcul du signal : s 3 (t) = s i '(t).exp(-j * angle(g î 'l))) , s 3 (t) étant le signal reçu compensé des non linéarités. Les moyens de compensation des non linéarités peuvent réaliser une compensation conjointe des caractéristiques AM/AM et AM/PM à partir d'un polynôme d'interpolation complexe par le calcul du m s2(t) -b, ;ignal ≠J b j - b, ;ignal m -->Le dispositif récepteur, objet de la présente invention, peut comporter des moyens d'estimation de caractéristique de canal de transmission à partir d'au moins une autre séquence d'apprentissage transmise à travers le canal de transmission. La caractéristique estimée du canal peut être prise en compte par les moyens d'estimation des non linéarités. Le dispositif récepteur, objet de la présente invention, peut comporter des moyens d'égalisation compensant le bruit du canal présent dans le signal reçu à partir de l'estimation de la caractéristique du canal de transmission. Le dispositif récepteur selon l' invention peut également comporter des moyens de démodulation et/ou de décodage. Le dispositif récepteur selon l'invention peut comporter des moyens de transformation ce Fourier rapide (FFT) réalisant une FFT des signaux et/ou séquences d'apprentissage reçus. Le dispositif récepteur peut être une station de base sans fil. BRÈVE DESCRIPTION DES DESSINS La présente invention sera mieux comprise à la lecture de la description d'exemples de réalisation donnés à titre purement indicatif et nullement limitatif en faisant référence aux dessins annexés sur lesquels : -->la figure 1 représente un déroulement temporel du procédé de compensation numérique de non linéarités dans un système de communication, objet de la présente invention, - la figure 2 représente des caractéristiques AM/AM et AM/PM réelies d'un amplificateur et l'approximation des caractéristiques AM/AM et AM/PM obtenues durant le procédé de compensation numérique des non linéarités, objet de la présente invention, la figure 3 représente un polynôme d' interpolation de Lagrange obtenu durant le procédé de compensation numérique des non linéarités, objet de la présente invention, - les figures 4A et 4B représentent des résultats d'une simulation de compensation des caractéristiques AM/AM et AM/PM, - la figure 5 représente le gain en terme de taux d'erreur binaire obtenu par le procédé, objet de la présente invention, la figure 6 représente un système de communication comportant un dispositif récepteur, également objet de la présente invention. Des parties identiques, similaires ou équivalentes des différentes figures décrites ci-après portent les mêmes références numériques de façon à faciliter le passage d'une figure à l'autre. EXPOSÉ DÉTAILLÉ DE MODES DE RÉALISATION PARTICULIERS On se réfère tout d'abord à la fiςfure 1 qui représente un déroulement temporel d'un procédé de -->2904635 CD ro Q. fM 5o fr h- 00 CO fr LO CO 03 CM_ CO co CD co CO fr LΩ co fr h- LO LO CD co " fr " h- " LΩ " h- " Lθ " CM " CD " o " oo " co " LO " o " o " fr " co " oo " h- " Lθ " co " o " h- " fr " co co CO CO CO co fr CO ^" fr fr co fr co fr fr co co co CO co co CO fr co co φ -C υ 3 o LO oo o CD CD 00 LO oo oo CM LO CD O | CD CM o h- CD LΩ fr fr LΩ fr fr CD CD i— CM CM CM o CO CM CM CQ LΩ LΩ LΩ LΩ LO LΩ fr fr o LO LΩ LO LO LO LO LO o CD LO LO fr LΩ LΩ LO LO LΩ LO LO LO " fr CD CD CD CD co 00 LΩ 00 o O CD O O LO CD h- oo CO CO fr CoD fr LΩ CD LO CD CD CD o fr CO fr fr o f fr fr CO CO co CO co co CO co co co co co co CO co co CO CO co s CM CO CO 1^ fr fr CD T— LO O LO CM LO r-. CD fr LO fr CD LO CO T"~ LO CD LO CO LΩ fr LΩ CD CD fr fr fr LΩ LO fr fr co LΩ fr fr fr CM LΩ CD LO LΩ φ 5 fr CO CD O O CM fr fr h O co CD LO co LΩ_ LΩ_ CM CM CO LΩ LO CO w o fr fr " LO " co " CM " co " oo " oo " oo " " _2 CM " fr " h- " LΩ " fr " CM " LΩ " Lθ " K " h- " co CO CO CO co Lθ " CO fr CO co co co CO fr co co co co cô co cô co CO CO CO co CO 3 O U I O T™" CM CM O O oo fr fr LΩ - oo LO CD fr co T™" co 1— CM CO CM CM CO CM CM 00 1" LΩ r-- CO CD CO oo oo o CD o T— CM CD CD LΩ o LO LO LO LΩ LO fr fr fr fr fr fr fr fr fr fr fr fr LΩ LΩ LO LO fr fr 5 σ LO O "5t LΩ 00 CM CD CM CM CD CM fr LO h-. o CD 00 CD fr fr CD O 00 oo oo 0000 CD 00 co CM LO CM CO CO fr co cô fr LO CD S- CD CD o co co CO co CO CO CO CO CO CO co CO CO co co co co co co CO CO CO CO CO fr CO o s k Φ ε *3- CM co LO o - co h* 03 CD 5 CM c - CM co ._ CM co fr 3 3 - s to CD f*- oo t φ -->(D i (t) = gi\s( (t) où g est le gain de l'amplificateur. g est fonction de l'amplitude du signal d'entrée s. Ce gain g peut modifier l'amplitude et/ou la phase du signal d'entrée s de manière non linéaire, introduisant des non linéarités dans le système de communication 300 lorsque la caractéristique AM/AM, c'est-à-dire la courbe de l'amplitude du signal de sortie en fonction de l'amplitude du signal d'entrée, et/ou la caractéristique AM/PM, c'est-à-dire la courbe de la phase du signal de sortie en fonction de l'amplitude du signal d'entrée, de l'élément de gain g, ici l'amplificateur 2, n'est pas linéaire. Dans le domaine fréquentiel, SI est le résultat de la convolution entre le gain G de l'amplificateur 2 et le signal S entrant dans l'amplificateur : S, (f) = G(S(f))* S(f) (2) Le signal amplifié SI est ensuite émis par une ou plusieurs antennes, et passe dans le canal de transmission 4. On obtient en sortie du canal de transmission 4 un signal S2 tel que : S 2 (f) = H(f).S l (f) + η(f) (3) où H représente la caractéristique de transmission du canal 4 dans le domaine fréquentiel et η un bruit additif blanc gaussien. Dans ce mode de réalisation, on utilise, préalablement à la transmission du signal d' information S, au moins une première séquence d'apprentissage, ou pilote, PI, pour réaliser une estimation de la -->caractéristique du canal 4. Pour cela, PI su t le même trajet de transmission que les signaux d'informations à transmettre, c'est-à-dire subissant tout d'abord une étape d'amplification par l'amplificateur de puissance 2, puis une traversée du canal de transmission 4. A la réception, c'est-à-dire en sortie du canal de transmission 4, PI subi, dans ce mode de réalisation, une transformation de Fourier rapide (FFT) (référence 6 sur la figure 1) afin de passer PI dans le domaine fréquentiel. Sur la figure 6, cette FFT est réalisée par des moyens de transformation de Fourier rapide 102. Cette FFT est par exemple utilisée dans le cas d'un système OFDM, comme c'est le cas dans ce mode de réalisation. Après cette FFT, on réalise alors . une estimation 8 de la caractéristique du canal 4. Cette estimation est réalisée par des moyens 104 d'estimation de caractéristique de canal. L'amplitude de PI est de préférence choisie sensiblement constante ou de faible dynamique, c'est-à-dire ayant un faible PAPR ( Peak to Average Power Ratio en anglais, correspondant au rapport de la puissance de crête sur la puissance moyenne). Seule la phase de PI change. Ainsi, les non linéarités présentes dans le système de communication 300 ne biaisent pas l'estimation du canal 4 car ainsi, elles n' ont pas ou peu d' influence sur ?1. Cette estimation du canal 4 est réalisée en mesurant, fréquence par fréquence, la différence entre la séquence reçue en sortie du canal 4 et la séquence d'apprentissage PI initiale. Par exemple, dans le cas d'un système OFDM, la caractéristique du canal 4 est -->obtenue directement à partir du rapport entre la séquence reçue et la séquence d'apprentissage PI initiale, cette séquence étant par exemple une suite alternée de symboles de valeurs +1 et -1. On réalise, après avoir obtenu l'estimation du canal 4, une estimation 10 des non linéarités présentes dans le système de communication 300. Dans l'exemple des figures 1 et 6, les non linéarités estimées sont celles de l'amplificateur de puissance 2. Cette estimation 10 des non linéarités consiste à déterminer des points d' interpolation de la caractéristique AM/AM et/ou de la caractéristique AM/PM de l'amplificateur 2. Pour cela, au moins un pilote P2 est tout d'abord amplifié par l'amplificateur de puissance 2 puis envoyé à travers le canal de transmission 4. Etant donné que le système de communication est de type OFDM, le pilote P2 subi une FFT 6 par les moyens de FFT 102, comme précédemment pour Pi lors de l'estimation du canal 4. Cette estimation 10 est réalisée par des moyens d'estimation de non linéarités 106. Pour réaliser l'estimation 10 des non linéarités, on calcul tout d'abord une base orthonormée de polynômes de projection \Po>Pι , ' "->P n ) Cette oase est obtenue à partir des moments de l' ampl tude des séquences d'apprentissage ou pilotes émis, c'est-à-dire à partir des moments de l'amplitude de P2 initial avant qu'il ne soit envoyé à travers l'amplificateur de puissance 2 et le canal 4. Après que P2 ait subi la FFT 6, on peut déterminer des coefficients \cA ϋ ,cA l - -^cA^ de la -->caractéristique AM/AM et/ou des coefficients cφ 0 ,cφ i /-,£>„} de la caractéristique AM/PM par projection de P2 sur la base orthonormée \Po->Pι, ' ">P n } Ces coefficients permettent d'obtenir une approximation des non linéarités telle que : sfH) = ( cA Po UNI) + C PX (H) +~ ip dHI)) e ι( * ( c P Po (IHI) + c (H) + ..£#,/?„ (4) Cette projection permet d'obtenir une bonne estimation de l'ensemble de la caractéristique des non linéarités malgré la présence de bruit dans le canal 4. Enfin, à partir de cette approximation, on calcule des points d' interpolation de coordonnées b t = g(α,) de la caractéristique des non linéarités g . Les différentes amplitudes des symboles formant la séquence d'apprentissage P2 seront choisies pour couvrir le plus possible toute la dynamique de l'amplitude des signaux transmis ultérieurement par le système de communication 300, afin de prendre en compte l'ensemble des non linéarités subies par les signaux transmis à travers le système de communication 300. L'estimation de la caractéristique AM/AM va maintenant être détaillée. Préalablement au calcul de la base orthonormée de polynômes de projection p 0 , Pι ",p n j , il convient de définir un produit scalaire adapté à l'espace vectoriel formé par cette base orthonormée. Dans le domaine temporel, le produit scalaire associé à cette orthonormalisation est l'espérance du produit sur une certaine durée d'observation T, tel que : --> Dans le domaine fréquentiel, le produit scalaire associé à cette orthonormalisation est l'espérance du produit de convolution sur une certaine bande de fréquence d'observation B, tel que : Ce produit scalaire choisi est bien une fonction bilinéaire, symétrique et définie positive. Une base orthonormée de polynômes de projection \Po>Pι , ' " > P π f peut être obtenue par la méthode d' orthonormalisation de Gram-Schmidt d'une base par exemple les trois premiers polynômes obtenus pour la base orthonormée dans le domaine temporel : --> Avec Zl = E[p] , χ 2 = E[p 2 ], χ 3 = E\p 3 ] , Z, = [ P 4 ] les moments de p, c'est-à-dire les moments de l'amplitude de P2 initial avant qu'il ne soit envoyé à travers l'amplificateur 2. Pour une estimation dans le domaine fréquentiel, on construit de même une base orthonormée en prenant les formules (7) et (8) pour les calculs de produit scalaire. Le nombre de polynômes formant cette base orthonormée est choisi en fonction de la précision souhaitée sur l'estimation des non linéarités, et de la complexité de l'algorithme qu'engendre un grand nombre de polynômes. L' estimation 8 de canal réalisée précédemment est alors utilisée pour obtenir y(t), l'amplitude de P2 corrigée des effets du canal de transmission 4. Ainsi, on obtient une amplitude y(t) du pilote P2 affectée uniquement par les non linéarités de l'amplificateur 2. On obtient alors une estimation de la caractéristique des non linéarités en effectuant la projection de y(t) sur la base orthonormée temporelle ou fréquentielle, préalablement calculée. Les Le calcul de l'approximation des non linéarités pour la caractéristique AM/AM peut donc être: --> Afin de pouvoir exploite c cette approximation, on calcule un certain nombre de points d' interpolation de la caractéristique des non linéarités g . On pourra par exemple choisir 5 points d' interpolation. Soit {a ] ,a 2 ,...,a m \ les abscisses et jb ! ,b 2 ,...,b m } les ordonnées des points d'interpolation de la caractéristique AM/AM. Afin d'obtenir une bonne description des non linéarités de l'amplificateur de puissance 2, on peut choisir les a t de façon à avoir une majorité des points d' interpolation correspondant aux faibles amplitudes de la caractéristique AM/AM, par exemple en les répartissant de façon exponentielle. Dans ce mode de réalisation, les ordonnées de ces points d' interpolation sont données par l'équation : préalable à partir du pilote utilisé P2, et des abscisses des points d'interpolation α, , une multiplication-accumulation permettant ensuite d' obtenir les b t . Les points d'interpolation sont donc obtenus au prix d'une faible complexité. Cette projection permet d'exploiter la totalité des --> échantillons de y(t) disponibles, et ainsi d'obtenir une estimation des non linéarités robuste au bruits. Afin d'obtenir une estimation de la caractéristique AM/PM, en choisissant la même base orthonormée temporelle, on projette la différence de phase φ(t) entre les séquences d'apprentissage ou pilotes, reçus et émis, sur cette base orthonormée. De manière analogue à la caractéristique AM/AM, le calcul de l'approximation des non linéarités pour la caractéristique AM/PM peut donc être : les ordonnées des points d' interpolatior de la caractéristique AM/PM. Dans ce mode de réalisation, les ordonnées de ces points d' interpolation sont données par l'équation : Afin d'obtenir une bonne description des non linéarités de l'amplificateur de puissance, on peut également choisir les abscisses c, de la caractéristique en phase de façon à avoir plus de points pour les faibles amplitudes, par exemple en les répartissant de façon exponentielle. Pour obtenir à la fois les caractéristiques AM/AM et AM/PM, on peut soit projeter successivement amplitude et phase du pilote reçu selon les équations (10) et (12), soit utiliser une base orthonormale de --> l'espace des polynômes complexes pour la norme considérée . Selon cette variante, l' orthonormalisation de Gram-Schmidt s'effectue alors à partir d'une base e pilote complexe reçu peut alors être projeté directement sur cette base. L'approximation des non linéarités est donc dans ce cas : Les points d' interpolation obtenus sont alors également complexes. La figure 2 représente l'approximation des caractéristiques AM/AM et AM/PM obtenue par projection sur une base orthonormée de trois polynômes d'une séquence d'apprentissage de 64 échantillons temporels déformés à l'émission par un amplificateur de puissance à l'état solide ( Solid State Power Amplifier en anglais, ou SSPA) . La courbe 1 représente la caractéristique AM/AM réelle. A partir de 4 points d'interpolation 3a à 3d, on obtient l'approximation de la caractéristique AM/AM représentée par la courbe 5. On voit sur la figure 2 que l'approximation de la caractéristique AM/AM 5 est quasiment superposée à la caractéristique AM/AM réelle 1. Un résultat analogue est obtenu pour la caractéristique AM/PM, la courbe 7 représentant la caractéristique AM/PM réelle et la -->courbe 11 représentant l'approximation de la caractéristique AM/PM obtenue par les points d'interpolation 9a à 9d. L'approximation de la caractéristique AM/PM 11 obtenue est quasiment superposée à la caractéristique AM/PM réelle 7. Les non linéarités étant estimées, il est maintenant possible de réaliser une compensation 12 des non linéarités subies par un signal s d'information transmis dans le système de communication 300. La compensation des non linéarités peut s'effectuer tout de suite après la conversion analogique-numérique du signal dans le système de communication 300, après la transmission signal s dans le canal 4. Ce signal est noté s 2 (t) sur la figure 1. Sur la figure 6, le signal reçu est envoyé à des moyens de compensation de non linéarités 108. Il est possible de réaliser une compensation de la caractéristique AM/AM, puis une compensation de la caractéristique AM/PM. Dans ce cas, on calcule un polynôme d'interpolation, par exemple un polynôme de Lagrange, grâce aux points d'interpolation (α,,b,) pour inverser la caractéristique en amplitude de l'amplificateur 2. On obtient alors le signal : m IL (t)\\ - b s 3 '(t) = ∑ IX " 2 " ' exp(j.angle(s 2 (t))) (15) ' ' b j - b x Les abscisses et ordonnées des points d'interpolation ont été interverties. De cette manière on interpole directement la caractéristique irverse des non linéarités à partir de points d'interpolation inverse d'abscisse b, et d'ordonnée a t . Les polynômes de -->Lagrange sont intéressants pour leur fiabilité à décrire une caractéristique bijective d'amplificateur et leur mise en œuvre adaptée. D'autres polynômes d'interpolation, autres que ceux de Lagrange, peuvent également être choisis (splines, Newton, ...) . Grâce à ce procédé de compensation, il n'est pas nécessaire d'avoir un polynôme de Lagrange d'ordre élevé pour avoir une bonne compensation des non linéarités . La figure 3 montre un polynôme d'interpolation de Lagrange 15, représentant la caractéristique AM/AM inverse, obtenu à partir de 4 points d'interpolation 13a à 13d dont les abscisses et les ordonnées ont été interverties. La caractéristique AM/AM étant compensée, on évalue ensuite la distorsion de phase en fonction de l'amplitude par l'équation : angle(g{\s 3 fl)) = ∑ (φ, p k )p k (\s 3 fl) ( 16 ) *=o Il suffit alors de retrancher cette phase à la phase du signal pour corriger la caractéristique AM/PM et obtenir en sortie de la compensation 12 des non linéarités : s 3 (t) = s 3 ' (t). exp(-y * angle(g(\s 3 fl))) ( 17 ) La figure 4A représente des résultats de simulation de compensation de la caractéristique AM/AM. L'ensemble de points 17 représente la caractéristique AM/AM obtenue en sortie sans procédé de compensation. L'ensemble de points 19 représente la caractéristique AM/AM obtenue avec le procédé de compensation selon l'invention, avec une séquence d'apprentissage de 64 -->symboles et en présence de bruit sur le canal de transmission. On voit que le procédé de compensation selon l'invention permet d'obtenir un signal compensé quasiment similaire à un signal linéaire. De même, la figure 4B représente des résultats de simulation de compensation de la caractéristique AM/PM. L'ensemble de points 21 représente la caractéristique AM/PM obtenue en sortie sans procédé de compensation. L'ensemble de points 23 représente la caractéristique AM/PM obtenue avec le procédé de compensation selon l'invention, avec une séquence d'apprentissage de 64 symboles et en présence de bruit sur le canal de transmission. Là encore, on voit que le procédé de compensation selon l'invention permet d'obtenir un signal compensé quasiment similaire à un signal linéaire. Au lieu de compenser d' abord la caractéristique AM/AM, puis la caractéristique AM/PM, il est également possible de réaliser une compensation conjointe des caractéristiques AM/AM et AM/PM. Dans ce cas, on utilise un polynôme de Lagrange complexe pour interpoler la caractéristique en amplitude et en phase de l'amplificateur : ™ s t) -b ' 3 ω = Σ 7=1 , rL , -r υ j U ι (18 ) où les couples ( Le gain en terme de taux d'erreur binaire est représenté sur la figure 5. Sur cette figure, les courbes représentent le taux d'erreur binaire ( Bit Error Rate en anglais, ou BER) en fonction du rapport signal à bruit ( Signal Noise Ratio en anglais, ou -->SNR) pour un système OFDM comportant un amplificateur de type tube à onde progressive (ou T T) . Les courbes 25, 27 et 29 représentent respectivement le cas d'un signal idéal, un signal non compensé, et un signal compensé par le procédé selon l'invention. Le signal dont les non linéarités ont été compensées peut ensuite être passé dans le domaine fréquentiel par une FFT 6 (figure 1) mise en œuvre par des moyens de FFT 110 sur la figure 6, par exemple dans le cas d'un système de communication de type OFDM. Ce signal peut ensuite passer par une phase d'égalisation 14 pour compenser le bruit du canal 4. Cette phase d'égalisation peut être mise en œuvre par des moyens d'égalisation 112. Cette égalisation 14 peut être obtenue en soustrayant l'estimation de canal 8 réalisée précédemment par les moyens 104 d'estimation de caractéristique de canal du signal reçu. Enfin, après la phase d'égalisation, le signal peut passer par une phase de décision 16 réalisant par exemple la démodulation et le décodage du signal, mise en œuvre par des moyens 114 sur la figure 6. L' invention est compatible avec un procédé de limitation ou d' écrêtage de la puissance à émettre ( clipping en anglais) en amont de l'amplificateur de puissance 2, ainsi qu'un procédé de compensation des distorsions dues à ces écrêtages au récepteur. Pour cela, l'amplitude maximale de la séquence d'apprentissage ou du pilote est définie comme étant inférieure au niveau d' écrêtage. Le procédé selon l'invention peut par exemple être mis en œuvre dans des systèmes de -->communication de type OFDM, CDMA, EDGE, ou plus généralement dans tous les systèmes de communication radio, filaire, optique, etc.... --> REVENDICATIONS 1. Procédé de compensation numérique de non linéarités dans un système de communication (300) comprenant un émetteur (200) , un canal de transmission (4) et un récepteur (100), comportant : - au moins une étape (10) d'estimation des non linéarités présentes à l'émission et/ou à la réception à partir d'au moins une séquence d'apprentissage reçue au niveau du récepteur (200) et déformée par lesdites non linéarités, - au moins une étape (12) de compensation des non linéarités déformant un signal reçu au niveau du récepteur à partir de l'estimation précédente des non linéarités. 2. Procédé selon la revendication 1, l'estimation (10) des non linéarités étant réalisée par les étapes de : - calcul d'une base orthonormée de polynômes de projection \Po,Pι ",P„ } , calcul de l'approximation des non linéarités gφφ pour une caractéristique AM/AM et/ou une caractéristique AM/PM d'un élément de gain g (2) sur lequel est ramené l'ensemble des non linéarités du système de communication (300), respectivement en fonction de l'équation : IsdHDhΣ k=0^Λψφ ' et/ou de l'équation -->angle(gφ ) = ∑cφ k p k φ!l) , k=0 avec cA 0 ,cA l ^ ,cA n \ coefficients de la caractéristique AM/AM et [cφ 0 ,cφ l -,cφ n \ coefficients de la caractéristique AM/PM, - calcul de points d'interpolation d'abscisse a t et d'ordonnée b t de la caractéristique des non linéarités g pour la caractéristique AM/AM et/ou de points d'interpolation d'abscisse c t et d'ordonnée d t de la caractéristique des non linéarités g pour la caractéristique AM/PM. 3. Procédé selon la revendication 2,- la base orthonormée étant obtenue p>ar une orthonormalisation de Gram-Schmidt d'une base 4. Procédé selon l'une des revendications 2 ou 3, le calcul des coefficients A^,cA - --,cA n de la caractéristique AM/AM et/ou des coefficients \cφ 0 ,cφ l - --,cφ n } de la caractéristique AM/PM étant obtenu par projection de la séquence d'apprentissage sur la base orthonormée. 5. Procédé selon l'une des revendications 2 à 4, le calcul des points d'interpolation d'abscisse , et d'ordonnée b t pour la caractéristique AM/AM étant réalisé selon l'équation : -->*,=|s( β ,)|=∑c4.Λ(.)' k=0 et/ou le calcul des points d' interpolation d'abscisse c l et d'ordonnée d t pour la caractéristique AM/PM étant réalisé selon l'équation : Λ n d, = angle(g(c, )) =∑cφ k p k (c l ) i=0 6. Procédé selon la revendication 2, la base orthonormée étant obtenue par une orthonormalisation de Gram-Schmidt d'u e base |l, , ,x ,xx , ] et le calcul de l'approximation des non linéarités étant effectué selon l'équation : g( |H| ) H Ψ I eχp f n j. angle] g(\ χ \) k=0 n ∑ C PΛ ( r exp ∑ c P*/ > *(Ml) ΛΛ \ >=o 7. Procédé selon l'une des revendications 1 à 6, la compensation des non linéarités (12) étant réalisée par : une étape de compensation de la caractéristique AM/AM à partir d'un polynôme d' interpolation obtenu à partir de points d'interpolation inverse d'abscisse b t et d'ordonnée a t calculés préalablement, et/ou une étape de compensation de la caractéristique AM/PM par soustraction d'une distorsion de phase évaluée à la phase du signal reçue. -->8. Procédé selon la revendication 7, la compensation de la caractéristique AM/AM étant obtenue par le calcul du signal : m IL (t)\\ - b V( = ∑ 7 l ~ L 'exp(y.αng/ 2 (θ)) , J b j - b, avec s 2 (t) le signal reçu, m le nombre de points d'interpolation inverse, le polynôme d' interpolation étant un polynôme de Lagrange, et/ou la compensation de la caractéristique AM/PM étant obtenue par le calcul du signal : * 3 (0 = * 3 '(0-exp(-y * angle(g(\s 3 f))) , s 3 (t) étant le signal reçu compensé des non linéarités . 9. Procédé selon l'une des revendications 1 à 6, la compensation des non linéarités (12) étant réalisée par une compensation conjointe des caractéristiques AM/AM et AM/PM à partir d' ur polynôme d'interpolation complexe par le calcul du signal : -jW =∑ ji β ,π" b b j -b, avec s 2 (t) le signal reçu, s 3 (t) Le signal reçu compensé des non linéarités, a x et b t étant respectivement les abscisses et les ordonnées de m points d'interpolation calculés préalablement. 10. Procédé selon l'une des revendications 1 à 9, comportant avant l'étape (10) d'estimation des non linéarités, une étape (8) d'estimation de la caractéristique du canal de transmission (4) à partir -->d'au moins une autre séquence d'apprentissage transmise à travers le canal de transmission (4) . 11. Procédé selon la revendicεition 10, l'amplitude de l'autre séquence d'apprentissage étant choisie sensiblement constante. 12. Procédé selon l'une des revendications 10 ou 11, la caractéristique estimée du canal (4) étant prise en compte pour l'estimation des non linéarités. 13. Procédé selon l'une des revendications 10 à 12, comportant après l'étape (12) de compensation des non linéarités, une étape (14) d'égalisation compensant le bruit du canal (4) présent dans le signal reçu à partir de l'estimation (10) de la caractéristique du canal de transmission (4). 14. Procédé selon l'une des revendications précédentes, comportant après l'étape (12) de compensation des non linéarités, une étape (16) de démodulation et/ou de décodage. 15. Procédé selon l'une des revendications précédentes, les signaux et/ou séquences d'apprentissage reçus subissant un transfor-nation de Fourier rapide (6) . 16. Procédé selon l'une des revendications précédentes, la séquence d'apprentissage reçue au niveau du récepteur (100) pour l'estimatior des non -->linéarités étant émise depuis l'émetteur (200) ou le récepteur (100) . 17. Dispositif récepteur (100) destiné à recevoir des signaux émis par un émetteur (200) à travers un canal de transmission (4), comportant des moyens de compensation numérique de non linéarités comprenant : des moyens (106) d'estimation des non linéarités présentes à l'émission et/ou à la réception à partir d'au moins une séquence d'apprentissage reçue et déformée par lesdites non linéarités, - des moyens (108) de compensaticn des non linéarités déformant un signal reçu à partir de l'estimation précédente des non linéarités. 18. Dispositif (100) selon la revendication 17, les moyens (106) d'estimation des non linéarités comportant : - des moyens de calcul d'une base orthonormée de polynômes de projection Po,P \ ",P n \ , - des moyens de calcul de l'approximation des non linéarités g(|.*fl) pour une caractéristique AM/AM et/ou une caractéristique AM/PM d'un élément de gain g sur lequel est ramené l'ensemble des non linéarités du système de communication, respectivement en fonction de l'équation : \H4)hΣ cA k pA χ \) k=0 et/ou de l'équation -->angle(g(\xl)) =∑cφ k p k (\xl) , k= avec cA Q ,cA l - --,cA n ) coefficients de la caractéristique AM/AM et cφ ϋ ,cφ λ - --,cφ n ) coefficients de la caractéristique AM/PM, - des moyens de calcul de points d'interpolation d'abscisse α, et d'ordonnée b t de la caractéristique des non linéarités g pour la caractéristique AM/AM et/ou de points d' interpolation d'abscisse c ( et d'ordonnée d t de la caractéristique des non linéarités g pour la caractéristique AM/EM. 19. Dispositif (100) selon la revendication 18, les moyens de calcul de la base orthonormée réalisant une orthonormalisation de Gram-Schmidt d'une base ^.,x,x 2 ,x 3 ,- - -,x" ) . 20. Dispositif (100) selon l'une des revendications 18 ou 19, les moyens de calcul des coefficients \cA 0 ,cA l - -^cA de la caractéristique AM/AM et/ou des coefficients {cφ 0 ,cφ x -,cφ n \ de la caractéristique AM/PM réalisant une projection de la séquence d'apprentissage sur la base orthonormée;. 21. Dispositif (100) selon l'une des revendications 18 à 20, les moyens de calcul de points d'interpolation d'abscisse α, et d'ordonnée b t pour la caractéristique AM/AM résolvant l'équation : -->b, =\\g(a,)\\=∑cA kPk (a,) , k=0 et/ou les moyens de calcul des points d'interpolation d'abscisse c, et d'ordonnée d t pour la caractéristique AM/PM résolvant l'équation : d, = angle(g(c, )) =∑ cφ k p k (c,) *=o 22. Dispositif (100) selon la revendication 18, les moyens de calcul de la base orthonormée réalisant une orthonormalisation de Gram-Schmidt d'une base |l, ,x ,x ,xx , ] et les moyens de calcul de l'approximation des non linéarités résolvant 1' équation : ^ ( W ) = ( H )eχp j. angle] g V f , f ∑C PΛ4 exp j* ( n \Y ∑ c( PkPkΨV =o ) .c=0 J) 23. Dispositif (100) selon l'une des revendications 17 à 22, les moyens (108) de compensation des non linéarités comportant : des moyens de compensation de la caractéristique AM/AM à partir d'un polynôme d'interpolation obtenu à partir de points d'interpolation d'abscisse α, et d'ordonnée b, calculés préalablement, et/ou des moyens de compensation de la caractéristique AM/PM par soustraction d'une cistorsion de phase évaluée à la phase du signal reçue. -->24. Dispositif (100) selon la revendication 23, les moyens de compensation de la caractéristique AM/AM réalisant le calcul du signal |Ls2(t)ll - b V(0 = ∑ a Xl , _, cx V (j.angle(s2(t))) 7=1 "j "ι avec s 2 (t) I e signal reçu, m le nombre de points d' interpolation et le polynôme d' interpolation étant un polynôme de Lagrange, et/ou les moyens de compensation de la caractéristique AM/PM réalisant le calcul du siςjnal : s 3 (t) = s 3 '(t).exv(-j * angle(g(ls 3 \))) , s 3 (t) étant le signal reçu compensé des non linéarités . 25. Dispositif (100) selon l'une des revendications 17 à 22, les moyens (108) de compensation des non linéarités réalisant une compensation conjointe des caractéristiques AM/AM et AM/PM à partir d'un polynôme d'interpolation complexe par le calcul du signal m iO ≈ Σ ^EU 7=1 2(t) ~b, b.-b. avec s 2 {t) le signal reçu, s 3 (t) le signal reçu compensé des non linéarités, α, et b t étant respectivement les abscisses et les ordonnées de m points d' interpolation calculés préalablement . 26. Dispositif (100) selon l''une des revendications 17 à 25, comportant des moyens (104) d'estimation de caractéristique de canal (4) de transmission à partir d'au moins une autre séquence -->d'apprentissage transmise à travers le canal de transmission (4). 27. Dispositif (100) selon la revendication 26, la caractéristique estimée du canal (4) étant prise en compte par les moyens (106) d'estimation des non linéarités . 28. Dispositif (100) selon l'une des revendications 26 ou 27, comportant des moyens (112) d'égalisation compensant le bruit du canal (4) présent dans le signal reçu à partir de l'estimation de la caractéristique du canal de transmission (4). 29. Dispositif (100) selon l'une des revendications 17 à 28, comportant des moyens (114) de démodulation et/ou de décodage. 30. Dispositif (100) selon l'une des revendications 17 à 29, comportant des moyens (102, 110) de transformation de Fourier rapide (FFT) réalisant une FFT aux signaux et/ou séquences d'apprentissage reçus. 31. Dispositif (100) selon l'une des revendications 17 à 30, ledit dispositif récepteur (100) étant une station de base sans fil.