FR 2903546 A1 20080111 FR 0606204 A 20060707 1 Procédé et dispositif de réduction de la composante continue d'un signal transposé en bande de base, en particulier dans un récepteur du type à conversion directe L'invention concerne la transposition de fréquence de signaux, notamment la réduction de la composante continue d'un signal transposé en bande de base, en particulier dans un récepteur du type à conversion directe. Un récepteur à conversion directe, encore appelé récepteur à fréquence intermédiaire nulle , convertit (transpose) le signal reçu, par exemple un signal radiofréquence, directement en bande de base, c'est-à-dire autour de la fréquence 0 Hertz. Les intérêts d'une telle architecture à structure homodyne sont les éliminations du traitement de l'image et des filtres de fréquences intermédiaires. De ce fait, un tel récepteur est plus facile à intégrer qu'un récepteur hétérodyne dans lequel la conversion en bande de base s'effectue par le biais d'une ou de plusieurs transpositions intermédiaires à des fréquences intermédiaires. Cependant, une telle architecture possède des inconvénients qui sont notamment la présence dans le signal transposé d'une tension de décalage continue (connue également par l'homme du métier sous la dénomination anglosaxonne de DC offset ), le bruit de scintillement ( Flicker Noise ), une plus grande sensibilité aux fuites de l'oscillateur local générant le signal de transposition de fréquence, ainsi qu'aux disparités entre les deux voies en quadrature I et Q de la chaîne de réception. La tension de décalage continue ou DC offset est un inconvénient majeur d'une architecture à conversion directe. Le phénomène consiste en fait en l'apparition d'une tension de décalage (d'offset) continue (DC offset) autour du 0 Hertz entraînant alors une dégradation des performances du récepteur. Par ailleurs, il est important de supprimer cette tension de décalage dans la partie analogique de la chaîne de réception, avant la conversion analogique 2903546 2 numérique afin d'éviter la saturation des éléments de traitement numérique en bande de base. En effet, une telle saturation provoque de très fortes distorsions du signal. On distingue deux types de tensions de décalage continues (DC 5 offset), à savoir une tension de décalage continue statique et une tension de décalage dynamique, c'est-à-dire qui varie dans le temps. Parmi les phénomènes à l'origine du DC offset statique, on peut citer l'automélange de l'oscillateur local ou l'autotransposition du signal de transposition fourni par cet oscillateur local résultant des 10 fuites du signal de transposition vers l'entrée de signal RF de l'oscillateur, le déséquilibre entre les deux voies différentielles du mélangeur et la disparité entre les voies I et Q. Parmi les phénomènes à l'origine du DC offset dynamique, on peut citer encore les fuites du mélangeur vers l'antenne qui seront 15 modifiées en fonction de l'environnement et recaptées, provoquant là encore un automélange, les fuites de signal RF vers l'oscillateur et les distorsions harmoniques d'ordre pair. Comme indiqué ci-avant, l'automélange résulte de l'apparition de fuites du signal de transposition générées par l'oscillateur local 20 vers l'entrée de signal du mélangeur ou encore vers l'entrée de l'amplificateur faible bruit généralement disposé en amont de ce mélangeur (et qui amplifiera alors cette fuite). Le signal de transposition délivré par l'oscillateur local se mélange alors avec lui-même (autotransposition) créant ainsi une composante continue soit 1 25 DC offset. Le niveau de ce décalage (offset) dépend des fuites et du décalage de phase entre le signal de transposition et les fuites. Le niveau du DC offset résultant peut être alors plus important que celui du signal désiré. Il s'agit là d'un DC offset statique. Par ailleurs, puisque le signal de transposition se situe dans la 30 bande passante du filtre de présélection disposé juste après l'antenne, il est tout à fait envisageable que des fuites parviennent jusqu'à l'antenne pour ensuite être retournées. Dans ce cas-là, les fuites de l'oscillateur local peuvent interférer avec d'autres récepteurs du système de communication sans fil, mais aussi être réfléchies sur des 2903546 3 objets externes. Etant donné que l'environnement peut changer, le signal de fuite changera en amplitude et en phase, créant alors un DC offset dynamique. Plusieurs méthodes de suppression des parasites continus 5 existent. Parmi celles-ci, on peut citer notamment celle consistant à placer un filtre passe-haut capacitif sur le chemin de réception en aval de l'étage de transposition de fréquence afin de couper le signal continu. Cependant, un tel système est lent à s'adapter, ce qui pose des problèmes lors de l'établissement des communications. Par ailleurs, le 10 signal est coupé aux très basses fréquences, ce qui provoque une dégradation du signal (perte de données). Une autre solution consiste à créer une boucle de contre-réaction sur le chemin radiofréquence qui forme alors une rétroaction négative aux fréquences proches de celle du DC offset, permettant 15 ainsi de le filtrer. On peut encore citer comme solution possible l'extraction du DC offset du signal utile afin de pouvoir l'éliminer en temps réel en utilisant une architecture maître-esclave consistant notamment à utiliser une seconde voie, dite esclave , ayant les mêmes caractéristiques que la voie principale. Cependant, une telle 20 solution ne permet de supprimer que les DC offsets statiques et non les DC offsets dynamiques. En outre, comme tous les composants sont doublés, la consommation du circuit augmente. Une autre solution consiste à disposer en aval de l'étage de transposition de fréquence de chacune des voies I et Q un intégrateur 25 de Miller en contre-réaction pour supprimer l'offset. Cette boucle est construite autour d'un amplificateur à gain variable. La différence de tension continue en sortie de chaque mélangeur est captée par l'intégrateur de Miller, ce qui a pour conséquence de faire varier la tension différentielle à la sortie du mélangeur. Cependant, une telle 30 solution présente un inconvénient pour les systèmes de communication du type CDMA ou WCDMA ( Wide Bande Code Division Multiple Access ) dans lesquels la modulation QPSK est utilisée. En effet, le spectre du signal contient de l'énergie à 0 Hertz. 2903546 4 Or, une telle solution avec intégrateur de Miller en contre-réaction réalise une suppression aveugle du signal continu, c'est-à-dire qu'il ne différencie pas l'offset du signal utile de l'offset parasite. En conséquence, le spectre final du signal n'aura quasiment plus aucune 5 énergie autour de 0 Hertz. De plus, l'intégrateur de Mille dégrade également le signal proche de 0 hertz. Il en résulte par conséquent que le DC offset parasite est éliminé mais au détriment de la qualité du signal reçu conduisant à de nombreuses erreurs de décodage et à une réception de 10 piètre qualité. L'invention vise à apporter une solution radicalement différente de celle de l'art antérieur pour éliminer le DC offset, qu'il soit statique ou dynamique. L'invention a également pour but de permettre une réduction, 15 voire une élimination de ce DC offset tout en ne dégradant pas la qualité du signal autour de 0 Hertz. L'invention a également pour but de permettre une réduction partielle du bruit de scintillement (bruit en 1/f) créé dans la chaîne de réception, en particulier en raison de la présence de transistors MOS 20 dans la chaîne de réception, en particulier dans l'étage de transposition de fréquence de chacune des voix I et Q. L'invention a également pour but de permettre une réduction du DC offset en temps continu, ce qui est particulièrement utile dans les systèmes WCDMA qui fonctionnent sur le principe du full duplex 25 (transmission et réception simultanées). Selon un aspect de l'invention, il est proposé un procédé de réduction de la composante continue du signal principal transposé en bande de base délivré par un étage principal de transposition de fréquence à partir d'un signal initial, par exemple un signal 30 radiofréquence, et d'un signal de transposition. Selon une caractéristique générale de cet aspect de l'invention, le procédé comprend une amplification du signal transposé dans un amplificateur principal recevant sous son entrée de compensation de décalage de tension continue un signal principal de compensation tiré 2903546 5 du signal de sortie d'un amplificateur auxiliaire subissant une compensation de sa tension continue de décalage et recevant alternativement en entrée un premier signal auxiliaire résultant d'une autotransposition du signal de transposition dans un étage auxiliaire de 5 transposition de fréquence, structurellement analogue à l'étage principale de transposition de fréquence, et un deuxième signal auxiliaire résultant de la transposition du signal initial dans l'étage auxiliaire de transposition avec ledit signal de transposition. En d'autres termes, l'invention prévoit en particulier d'utiliser 10 un mélangeur auxiliaire recevant le signal de transposition délivré par l'oscillateur local et dont l'entrée de signal peut être ou non connectée sur la voie considérée (voie I ou voie Q). Un amplificateur auxiliaire reçoit le signal délivré par le mélangeur auxiliaire et subit en permanence une compensation de sa tension continue de décalage 15 (offset). Par ailleurs, un autre amplificateur, dénommé ici amplificateur principal , est connecté à la sortie du mélangeur de la voie considérée, et reçoit également sur son entrée de compensation d'offset un signal de compensation qui est quelle que soit l'alternance considérée, toujours tiré du signal de sortie de l'amplificateur 20 auxiliaire. Le signal de sortie de l'amplificateur principal présente alors un signal ayant une composante continue réduite par rapport au signal délivré par le mélangeur de la voie considérée. Selon un mode de mise en oeuvre de l'invention, lorsque 25 l'amplificateur auxiliaire reçoit en entrée le deuxième signal auxiliaire, c'est-à-dire le signal résultant de la transposition du signal initial avec le signal de transposition, on filtre le signal de sortie de l'amplificateur auxiliaire dans un filtre passe-bas résistif capacitif, on charge le condensateur du filtre avec ledit signal de sortie de 30 l'amplificateur auxiliaire et le signal principal de compensation est alors le signal filtré. Par contre, lorsque l'amplificateur auxiliaire reçoit en entrée le premier signal auxiliaire, c'est-à-dire le signal résultant de 2903546 6 l'autotransposition du signal de transposition, le signal principal de compensation est le signal restitué par le condensateur du filtre. Selon un mode de mise en oeuvre de l'invention, lorsque l'amplificateur auxiliaire reçoit en entrée le premier signal auxiliaire, 5 la compensation de la tension continue de décalage de l'amplificateur auxiliaire comprend un rebouclage de la sortie de l'amplificateur auxiliaire sur son entrée de compensation de décalage de tension continue par l'intermédiaire d'un intégrateur capacitif, et lorsque l'amplificateur auxiliaire reçoit en entrée le deuxième signal 10 auxiliaire, la compensation de la tension continue de décalage de l'amplificateur auxiliaire comprend la restitution du signal stocké dans le condensateur de l'intégrateur. L'intégrateur est par exemple un intégrateur de Miller. Il convient de noter ici que contrairement à l'art antérieur dans 15 lequel l'intégrateur de Miller était directement connecté sur la voie principale ne permettant pas de conserver l'énergie du signal contenue à 0 hertz, l'intégrateur de Miller est ici connecté à la sortie de l'amplificateur auxiliaire durant l'une des alternances, ce qui permet de ne pas dégrader la qualité du signal. 20 Afin de conserver continuellement une compensation de la tension de décalage continue de l'amplificateur auxiliaire, la constante de temps de l'intégrateur est avantageusement choisie inférieure à la durée de chacune des alternances. Par ailleurs, la fréquence du signal initial est par exemple 25 supérieure à la fréquence de commutation des deux alternances. Selon un autre aspect de l'invention, il est également proposé un dispositif, comprenant une entrée principale pour recevoir signal principal transposé en bande de base délivré par un étage principal de transposition de fréquence à partir d'un signal initial et d'un signal de 30 transposition, des moyens de traitement possédant une sortie pour délivrer un signal de sortie ayant une composante continue réduite par rapport à celle du signal principal. Selon une caractéristique générale de cet autre aspect de l'invention, les moyens de traitement comportent un amplificateur 2903546 7 principal connecté entre l'entrée principale et la sortie et possédant une entrée de compensation de décalage de tension continue, un étage auxiliaire de transposition de fréquence, structurellement analogue à l'étage principal de transposition de fréquence, apte à délivrer 5 alternativement un premier signal auxiliaire résultant d'une auto-transposition du signal de transposition et un deuxième signal auxiliaire résultant de la transposition du signal initial avec ledit signal de transposition, un amplificateur auxiliaire dont l'entrée est connectée à la sortie de l'étage auxiliaire de transposition de 10 fréquence, des moyens auxiliaires de compensation aptes à compenser la tension de décalage continue de l'amplificateur auxiliaire, des moyens d'élaboration aptes à élaborer un signal de compensation à partir du signal de sortie de l'amplificateur auxiliaire et à le délivrer sur l'entrée de compensation de l'amplificateur principal. 15 Selon un mode de réalisation de l'invention, les moyens auxiliaires de compensation comportent un intégrateur capacitif dont la sortie est connectée à l'entrée de compensation de l'amplificateur auxiliaire, dont l'entrée est apte à être connectée à la sortie de l'amplificateur auxiliaire lorsque l'étage auxiliaire de transposition 20 délivre le premier signal auxiliaire et apte à être déconnectée de la sortie de l'amplificateur auxiliaire lorsque l'étage auxiliaire de transposition délivre le deuxième signal auxiliaire. Selon un mode de réalisation de l'invention, les moyens d'élaboration comportent un filtre passe-bas résistif capacitif, la borne 25 commune entre la résistance et le condensateur du filtre étant connectée à l'entrée de compensation de l'amplificateur principal, et l'entrée du filtre passe-bas étant apte à être connectée à la sortie de l'amplificateur auxiliaire lorsque l'étage auxiliaire de traitement délivre le deuxième signal auxiliaire et apte à être déconnectée de la 30 sortie de l'amplificateur auxiliaire lorsque l'étage auxiliaire de traitement délivre le premier signal auxiliaire. Selon un mode de réalisation de l'invention, l'étage auxiliaire de transposition de fréquence comporte une première entrée pour recevoir le signal de transposition et une deuxième entrée, les moyens 2903546 8 de traitement comportent en outre une entrée auxiliaire pour recevoir le signal initial, un premier moyen d'interruption connecté entre ladite deuxième entrée de l'étage auxiliaire de transposition de fréquence et l'entrée auxiliaire, et des moyens de commande aptes à placer 5 alternativement le premier moyen d'interruption dans un état ouvert de façon à obtenir ledit premier signal auxiliaire et dans un état fermé de façon à obtenir ledit deuxième signal auxiliaire. Selon un mode préféré de réalisation, un deuxième moyen d'interruption est connecté entre la sortie de l'amplificateur auxiliaire 10 et l'entrée de l'intégrateur, un troisième moyen d'interruption est connecté entre la sortie de l'amplificateur auxiliaire et l'entrée du filtre passe-bas, et les moyens de commande sont aptes à placer le deuxième moyen d'interruption dans un état fermé et le troisième moyen d'interruption dans un état ouvert lorsque le premier moyen 15 d'interruption est ouvert, et à placer le deuxième moyen d'interruption dans un état ouvert et le troisième moyen d'interruption dans un état fermé lorsque le premier moyen d'interruption est fermé. La fréquence du signal initial est avantageusement supérieure à la fréquence de commutation des deux alternances. 20 L'invention propose également un récepteur du type à conversion directe incorporant un dispositif tel que défini ci-avant. Ce récepteur peut faire partie d'un système de communication sans fil du type CDMA et former par exemple un téléphone mobile cellulaire. 25 D'autres avantages et caractéristiques de l'invention apparaîtront à l'examen de la description détaillée de modes de mise en oeuvre et de réalisation nullement limitatifs, et des dessins annexés sur lesquels : - la figure 1 illustre un mode de réalisation d'un 30 récepteur du type à conversion directe incorporant un dispositif selon l'invention, - la figure 2 illustre plus en détails un mode de réalisation d'un dispositif selon l'invention, 2903546 9 les figures 3 et 4 illustrent schématiquement deux phases de fonctionnement alternativement mises en oeuvre dans un dispositif selon l'invention, et, les figures 5 à 11 illustrent des courbes 5 représentatives du fonctionnement d'un dispositif selon l'invention et d'une mise en oeuvre du procédé selon l'invention. Sur la figure 1, la référence TP désigne un récepteur du type à conversion directe, par exemple un téléphone mobile cellulaire 10 faisant partie d'un système de communication sans fil, par exemple du type WCDMA, bien que l'invention ne soit pas limitée à ce type de système. Le récepteur TP comporte de façon classique une antenne recevant un signal radiofréquence qui est tout d'abord filtré dans un 15 filtre passe-bande F1 afin d'atténuer les signaux hors-bande puis amplifier dans un amplificateur faible bruit LNA avant d'être converti directement vers la bande de base au sein de deux étages de transposition de fréquence ou mélangeurs, référencés MXI et MXQ. Chacun de ces mélangeurs reçoit un signal de transposition ST 20 délivré par un oscillateur local et dont la fréquence est égale à celle du canal désiré contenue dans le signal initial SI délivré par l'amplificateur LNA. Bien entendu, de façon classique, le signal de transposition délivré au mélangeur MXQ est déphasé de 90 par rapport au signal 25 de transposition délivré au mélangeur MXI de façon à obtenir après mélange les deux voies classiques de traitement I et Q en quadrature de phase. Outre les mélangeurs, les deux voies I et Q comportent également de façon classique des filtres passe-bas FPB destinés à 30 éliminer les résidus de mélange. L'étage analogique ETA est ensuite relié à un étage numérique de traitement en bande de base ETN par l'intermédiaire d'un étage de conversion analogique numérique CAN. 2903546 10 Cela étant, le signal issu du mélangeur de chacune de voies, par exemple le signal délivré sur la voie I et référencé SP qui deviendra par la suite signal principal présente un décalage de tension continue. 5 A titre d'exemple, un tel signal principal ST est illustré sur la figure 5. Dans cet exemple, la fréquence de l'oscillateur local est égale à 2 GhZ. Le signal principal délivré sur la voie I par le mélangeur MXI possède une amplitude crête-à-crête de 6 millivolts environ mais également un important offset (tension de décalage 10 continue) ayant ici une valeur de 10 millivolts. Si ce signal était traité directement ainsi, les étages suivants seraient indéniablement saturés et la réception complètement erronée. C'est pourquoi l'invention prévoir de disposer en aval de chaque mélangeur MXI ou MXQ, un dispositif capable de réduire la 15 composante continue du signal principal SP transposé en bande de base. Un tel dispositif, qui sera décrit plus en détails en référence à la figure 2, comporte une entrée principale El pour recevoir le signal principal SP transposé en bande de base délivré par l'étage de 20 transposition de fréquence, que l'on dénomme ici étage principal de transposition de fréquence . Le dispositif comporte également des moyens de traitement MTR comportant comme on le verra ci-après des moyens de correction MCR commandés par des moyens de contrôle MCTL. 25 Les moyens de traitement MTR, et plus particulièrement les moyens de correction MCR possèdent une sortie S1 pour délivrer un signal de sortie SPS ayant une composante continue réduite par rapport à celle du signal principal d'entrée SP. Bien entendu, la voix Q est également équipée des mêmes 30 moyens de traitement MTR. Cela étant, les moyens de contrôle MCTL peuvent être en commun pour chacun des moyens de correction MCR placés sur chacune des voies I et Q. 2903546 11 Dans la suite, on ne s'attachera qu'à une seule des deux voies I et Q, par exemple la voie I, étant donné que tout ce qui va être décrit ci-après s'applique également à la voie Q. On se réfère maintenant plus particulièrement à la figure 2 pour 5 décrire un mode de réalisation du dispositif selon l'invention. Sur cette figure 2, on a représenté une architecture du type à entrée unique ( Single ended ). Bien entendu, l'invention s'applique également pour une architecture du type différentiel. 10 Les moyens de correction MCR des moyens de traitement comportent un amplificateur principal AP3 connecté entre l'entrée principale El et la sortie S1. Cet amplificateur principal AP3 possède une entrée de compensation de décalage de tension continue. Cette entrée est une 15 entrée supplémentaire pour éliminer 1 REVENDICATIONS 1. Procédé de réduction de la composante continue d'un signal principal transposé en bande de base délivré par un étage principal de transposition de fréquence à partir d'un signal initial et d'un signal de transposition, caractérisé par le fait qu'il comprend une amplification du signal transposé dans un amplificateur principal recevant sur son entrée de compensation de décalage de tension continue un signal principal de compensation tiré du signal de sortie d'un amplificateur auxiliaire subissant une compensation de sa tension continue de décalage et recevant alternativement en entrée un premier signal auxiliaire résultant d'une auto-transposition du signal de transposition dans un étage auxiliaire de transposition de fréquence, structurellement analogue à l'étage principal de transposition de fréquence et un deuxième signal auxiliaire résultant de la transposition du signal initial dans l'étage auxiliaire de transposition avec ledit signal de transposition. 2. Procédé selon la revendication 1, dans lequel lorsque l'amplificateur auxiliaire reçoit en entrée le deuxième signal auxiliaire, on filtre le signal de sortie de l'amplificateur auxiliaire dans un filtre passe-bas résistif capacitif, on charge le condensateur du filtre avec ledit signal de sortie de l'amplificateur auxiliaire et ledit signal principal de compensation est le signal filtré, tandis que lorsque l'amplificateur auxiliaire reçoit en entrée le premier signal auxiliaire, ledit signal principal de compensation est le signal restitué par le condensateur du filtre. 3. Procédé selon l'une des revendications précédentes, dans lequel lorsque l'amplificateur auxiliaire reçoit en entrée le premier signal auxiliaire, la compensation de la tension continue de décalage de l'amplificateur auxiliaire comprend un rebouclage de la sortie de l'amplificateur auxiliaire sur son entrée de compensation de décalage de tension continue par l'intermédiaire d'un intégrateur capacitif, et lorsque l'amplificateur auxiliaire reçoit en entrée le deuxième signal auxiliaire, la compensation de la tension continue de 2903546 19 décalage de l'amplificateur auxiliaire comprend la restitution du signal stocké dans le condensateur de l'intégrateur. 4. Procédé selon la revendication 3, dans lequel l'intégrateur est un intégrateur de Miller. 5 5. Procédé selon la revendication 3 ou 4, dans lequel la constante de temps de l'intégrateur est inférieure à la durée de chacune des alternances. 6. Procédé selon l'une des revendications précédentes, dans lequel la fréquence du signal initial est supérieure à la fréquence 10 de commutation des deux alternances. 7. Procédé selon l'une des revendications précédentes, dans lequel le signal initial est un signal radiofréquence. 8. Procédé selon la revendication 7, dans lequel le signal radiofréquence est un signal conforme à la norme CDMA. 15 9. Dispositif, comprenant une entrée principale pour recevoir signal principal transposé en bande de base délivré par un étage principal de transposition de fréquence à partir d'un signal initial et d'un signal de transposition, des moyens de traitement possédant une sortie pour délivrer un signal de sortie ayant une 20 composante continue réduite par rapport à celle du signal principal, caractérisé par le fait que les moyens de traitement comportent un amplificateur principal connecté entre l'entrée principale et la sortie et possédant une entrée de compensation de décalage de tension continue, un étage auxiliaire de transposition de fréquence, structurellement 25 analogue à l'étage principal de transposition de fréquence, apte à délivrer alternativement un premier signal auxiliaire résultant d'une auto-transposition du signal de transposition et un deuxième signal auxiliaire résultant de la transposition du signal initial avec ledit signal de transposition, un amplificateur auxiliaire dont l'entrée est 30 connectée à la sortie de l'étage auxiliaire de transposition de fréquence, des moyens auxiliaires de compensation aptes à compenser la tension de décalage continue de l'amplificateur auxiliaire, des moyens d'élaboration aptes à élaborer un signal de compensation à 2903546 20 partir du signal de sortie de l'amplificateur auxiliaire et à le délivrer sur l'entrée de compensation de l'amplificateur principal. 10. Dispositif selon la revendication 9, dans lequel les moyens auxiliaires de compensation comportent un intégrateur 5 capacitif dont la sortie est connectée à l'entrée de compensation de l'amplificateur auxiliaire, dont l'entrée est apte à être connectée à la sortie de l'amplificateur auxiliaire lorsque l'étage auxiliaire de transposition délivre le premier signal auxiliaire et apte à être déconnectée de la sortie de l'amplificateur auxiliaire lorsque l'étage 10 auxiliaire de transposition délivre le deuxième signal auxiliaire. 11. Dispositif selon la revendication 10, dans lequel ledit intégrateur capacitif est un intégrateur de Miller. 12. Dispositif selon la revendication 9 ou 10, dans lequel la constante de temps de l'intégrateur est inférieure à la durée de 15 chacune des alternances. 13. Dispositif selon l'une des revendications 9 à 12, dans lequel les moyens d'élaboration comportent un filtre passe-bas résistif capacitif, la borne commune entre la résistance et le condensateur du filtre étant connectée à l'entrée de compensation de l'amplificateur 20 principal, et l'entrée du filtre passe-bas étant apte à être connectée à la sortie de l'amplificateur auxiliaire lorsque l'étage auxiliaire de traitement délivre le deuxième signal auxiliaire et apte à être déconnectée de la sortie de l'amplificateur auxiliaire lorsque l'étage auxiliaire de traitement délivre le premier signal auxiliaire. 25 14. Dispositif selon l'une des revendications 9 à 13, dans lequel l'étage auxiliaire de transposition de fréquence comporte une première entrée pour recevoir le signal de transposition et une deuxième entrée, les moyens de traitement comportent en outre une entrée auxiliaire pour recevoir le signal initial, un premier moyen 30 d'interruption connecté entre ladite deuxième entrée de l'étage auxiliaire de transposition de fréquence et l'entrée auxiliaire, et des moyens de commande aptes à placer alternativement le premier moyen d'interruption dans un état ouvert de façon à obtenir ledit premier 2903546 21 signal auxiliaire et dans un état fermé de façon à obtenir ledit deuxième signal auxiliaire. 15. Dispositif selon les revendications 10, 13 et 14, dans lequel un deuxième moyen d'interruption est connecté entre la sortie 5 de l'amplificateur auxiliaire et l'entrée de l'intégrateur, un troisième moyen d'interruption est connecté entre la sortie de l'amplificateur auxiliaire et l'entrée du filtre passe-bas, et les moyens de commande sont aptes à placer le deuxième moyen d'interruption dans un état fermé et le troisième moyen d'interruption dans un état ouvert lorsque 10 le premier moyen d'interruption est ouvert, et à placer le deuxième moyen d'interruption dans un état ouvert et le troisième moyen d'interruption dans un état fermé lorsque le premier moyen d'interruption est fermé. 16. Dispositif selon l'une des revendications 9 à 15, dans 15 lequel la fréquence du signal initial est supérieure à la fréquence de commutation des deux alternances. 17. Dispositif selon l'une des revendications 9 à 16, dans lequel le signal initial est un signal radiofréquence. 18. Récepteur du type à conversion directe, incorporant un 20 dispositif selon l'une des revendications 9 à 17. 19. Récepteur selon la revendication 18, faisant partie d'un système de communication sans fil du type CDMA. 20. Récepteur selon la revendication 18 ou 19, formant un téléphone mobile cellulaire.