FR 2889011 A1 20070126 FR 0507857 A 20050722 Procédé et dispositif de réception d'un signal numérique transmis au voisinage d'un signal analogique. 1. Domaine de l'invention Le domaine de l'invention est celui de la réception de signaux, qui peuvent être de type audio, émis notamment par des systèmes du type DAB (de l'anglais Digital Audio Broadcasting pour radiodiffusion numérique ), ou DRM (pour Digital Radio Mondiale ), dans des bandes de fréquences inférieures à 30 MHz. Plus précisément, l'invention concerne la réception de signaux numériques transmis simultanément avec des signaux analogiques dans un même canal de propagation, et le traitement de ces signaux numériques dans un récepteur. L'invention s'applique ainsi notamment, mais non exclusivement, à la réception de signaux numériques issus d'un signal simulcast , correspondant à la diffusion simultanée, depuis le même point d'émission, d'un signal numérique de type DRM, mettant en oeuvre une modulation de type OFDM, et d'un signal analogique portant un signal audio modulant l'amplitude d'une porteuse AM ( Amplitude Modulation en anglais, Modulation d'Amplitude en français). 2. L'art antérieur 2.1. Rappel sur le principe de la modulation OFDM La modulation OFDM consiste à répartir dans l'espace temps/fréquence des symboles de durée Tu (dit temps-symbole utile) sur une pluralité de fréquences porteuses modulées indépendamment, par exemple en QPSK (de l'anglais Quadrature Phase Shift Keying pour modulation à déplacement de phase en quadrature ) ou QAM (de l'anglais Quadrature Amplitude Modulation pour Modulation d'amplitude en quadrature ) notamment à 16, 64, 256, ..., états. L'OFDM découpe ainsi le canal en cellules selon les axes du temps 11 et des fréquences 12, comme illustré sur la figure 1. Chacune des porteuses est orthogonale à la précédente. Le canal, de largeur prédéterminée 13, est décomposé en une suite de sous30 bandes de fréquence 14 et d'une suite de segments temporels 15 (encore appelés intervalles de temps). A chaque cellule temps/fréquence est attribuée une porteuse dédiée. On va donc répartir l'information à transporter sur l'ensemble de ces porteuses, modulée chacune à faible débit, par exemple par une modulation du type QPSK ou QAM. Un symbole OFDM comprend l'ensemble des informations portées par l'ensemble des porteuses à un instant t. Cette technique de modulation est notamment efficace dans les situations où l'on rencontre des multitrajets. Ainsi, comme illustré sur la figure 2 qui présente un ensemble de symboles OFDM 21, une même suite de symboles arrivant à un récepteur par deux chemins différents se présente comme la même information arrivant à deux instants différents et qui s'additionnent. Ces échos provoquent deux types de défauts: l'interférence intra symbole: addition d'un symbole avec lui-même légèrement déphasé ; l'interférence inter symbole: addition d'un symbole avec le suivant et/ou le précédent légèrement déphasé. Entre chaque symbole transmis, on insère une zone morte appelée intervalle de garde 22, dont la durée A est choisie suffisamment grande par rapport à l'étalement des échos. Ces précautions vont limiter l'interférence inter-symbole (celle-ci étant absorbée par l'intervalle de garde). Ainsi chaque symbole OFDM 21 comprend un intervalle de garde 22 et des données 23. A la réception, les porteuses peuvent avoir subi en outre soit une atténuation (échos destructifs), soit une amplification (échos constructifs) et/ou une rotation de phase. Pour calculer la fonction de transfert du canal, en vue d'effectuer une égalisation du signal avant démodulation, on insère également des porteuses pilotes de synchronisation (d'amplitude souvent supérieure aux porteuses de données utiles), encore appelées pilotes de référence. La valeur et l'emplacement de ces pilotes de référence dans l'espace temps/fréquence sont prédéfinis et connus des récepteurs. Après une interpolation en temps et en fréquence, on obtient une estimation de la réponse du canal, plus ou moins précise en fonction du nombre de pilotes de référence et de leur répartition dans le domaine temps/fréquence. Ainsi, les pilotes de référence insérés dans le signal multiporteuse sont utilisés pour estimer le canal de propagation. L'estimation du canal de propagation permet notamment de corriger les données reçues, encore appelées pilotes de données, au niveau du récepteur (égalisation), et d'obtenir la réponse impulsionnelle du canal de propagation. La réponse impulsionnelle obtenue peut alors être utilisée pour affiner la synchronisation temporelle du (ou des) récepteur(s). 2.2. Application dans les bandes AM (DRM) La modulation OFDM est de plus en plus utilisée dans la diffusion numérique car elle très bien adaptée aux variations du canal radio, qui sont essentiellement liées aux échos et à l'effet Doppler. Elle a ainsi été sélectionnée pour la radiodiffusion numérique dans les bandes AM (DRM). La figure 3 présente ainsi la structure OFDM en mode A d'un ensemble de symboles DRM, en illustrant la répartition des pilotes de référence 31 dans l'espace temps/fréquence. Cette structure est notamment décrite dans la norme DRM ETSI ES 201 980. 2.3. Diffusion d'un signal numérique DRM La diffusion numérique, par exemple de type DRM, remplace progressivement la diffusion AM analogique dans les bandes de fréquence inférieures à 30MHz, ce qui nécessite, durant au moins une période de transition, la diffusion (éventuellement simultanée) de signaux numériques et analogiques portant une information similaire, depuis un même site d'émission. La diffusion de ces deux signaux, portés par une même fréquence porteuse, dans un même canal de propagation, provoque une dégradation du signal audio restitué par les récepteurs analogiques. En effet, le signal numérique perturbe le signal analogique, et gêne sa démodulation. Une première technique de diffusion de tels signaux a été proposée par D. Schill et J. Wildhagen, dans le document EP 1 276 257. Selon cette technique, un signal numérique et un signal analogique sont combinés dans un signal dit simulcast, le signal numérique étant modulé sur une bande latérale d'une porteuse du canal de propagation et un signal de correction étant modulé sur l'autre bande latérale. Selon cette technique de l'art antérieur, le signal de correction est déterminé de sorte que l'enveloppe temporelle du signal reçu corresponde à l'enveloppe temporelle d'un signal analogique double bande. Cette technique permet ainsi de diffuser dans un même canal un signal numérique et un signal analogique, en modifiant la parie analogique du signal simulcast pour que l'enveloppe globale de ce signal soit vue comme un signal AM double bande pour un récepteur analogique classique. 2.4. Réception d'un signal numérique DRM La réception de signaux diffusés dans le cadre d'une telle diffusion simulcast nécessite alors l'installation de récepteurs numériques capables de démoduler le signal simulcast reçu composé d'un signal analogique et d'un signal numérique portés par la même fréquence porteuse. Lors de la réception numérique, les récepteurs utilisés pour la démodulation OFDM exploitent essentiellement la réponse du canal calculée à partir des pilotes de référence, après avoir séparé les parties numérique et analogique du signal simulcast reçu. La précision de cette estimation dépend de la proportion de pilotes de référence insérés dans les symboles OFDM. Ainsi, la qualité de la restitution du signal audio par les récepteurs numériques est tributaire du nombre de pilotes de référence insérés dans les symboles OFDM. 2.5. Inconvénients des techniques de l'art antérieur Selon la technique présentée dans le document EP 1 276 257, le signal simulcast est obtenu, avant émission, par itérations successives, de sorte à conserver la modulation d'enveloppe du signal analogique, c'est-à-dire de sorte que le signal simulcast global soit assimilable à un signal AM double bande dans le domaine temporel. Un récepteur démodulant l'enveloppe du signal n'est ainsi que peu perturbé par la partie numérique du signal simulcast. Cependant, une telle technique itérative est non linéaire, et demande un réglage fin des paramètres pour obtenir un résultat satisfaisant, notamment en termes de dégradation pour un signal audio démodulé. Par conséquent, cette technique requiert une puissance de calculs importante pour un traitement en temps réel. Un autre inconvénient majeur de cette technique, en réception, est qu'elle n'est pas adaptée aux récepteurs mettant en oeuvre une démodulation synchrone, notamment adaptée à la démodulation d'un signal à bande latérale unique (BLU). 3. Objectifs de l'invention L'invention a notamment pour objectif de pallier ces inconvénients de l'art antérieur. Plus précisément, un objectif de l'invention est de fournir une technique permettant d'optimiser la réception d'un signal numérique lors de la diffusion de ce signal numérique et d'un signal analogique dans un même canal de propagation. Notamment, un objectif de l'invention est de fournir une telle technique permettant l'amélioration des performances de réception d'un signal numérique DRM dans le cadre d'une diffusion simulcast . Un objectif supplémentaire de l'invention est de proposer une telle technique qui soit facile à mettre en oeuvre. Encore un autre objectif de l'invention est de fournir une telle technique permettant d'augmenter les variations d'un signal de masquage, afin d'améliorer l'inaudibilité du signal numérique en réception, c'est-à- dire d'améliorer la réception du signal audio porté par le signal analogique. 4. Caractéristiques principales de l'invention Ces objectifs, ainsi que d'autres qui apparaîtront par la suite, sont atteints à l'aide d'un procédé de réception d'un signal numérique formé d'éléments de données et transmis au voisinage d'un signal analogique portant un signal audio source modulant l'amplitude d'une porteuse AM (de l'anglais Amplitude Modulation , en français Modulation d'Amplitude ). Selon l'invention, un tel procédé comprend une étape d'obtention d'un signal de masquage représentatif d'une courbe de masquage psychoacoustique du signal audio source, et une étape d'égalisation du signal numérique en fonction du signal de masquage. Ainsi l'invention propose de déterminer ou de récupérer, en réception, un signal de masquage, issu du signal analogique portant un signal audio, pris en compte lors de l'étape d'égalisation du signal numérique reçu pour améliorer la qualité du décodage. Un tel signal de masquage représentatif d'une courbe de masquage psychoacoustique du signal audio source peut également avoir été préalablement appliqué avant émission au signal numérique, pour masquer ce signal numérique dans le signal analogique portant un signal audio source modulant l'amplitude d'une porteuse AM lors d'une diffusion simulcast. L'invention permet ainsi d'améliorer la réception d'un signal numérique modulé par un signal de masquage dans le cadre d'une diffusion simulcast. L'invention est notamment remarquable en ce que les signaux numérique et analogique sont transmis dans un même canal de propagation et sont portés par la même fréquence porteuse AM. Préférentiellement, l'invention comprend une étape de démodulation à la fréquence porteuse AM délivrant un signal complexe, et une étape de séparation du signal numérique et du signal analogique AM, à partir du signal complexe. Lors de l'étape de démodulation, le signal simulcast est démodulé à la fréquence porteuse du signal analogique AM au niveau du récepteur, pour fournir un signal complexe composé du signal numérique et du signal analogique. L'étape de séparation permet ensuite de traiter le signal complexe pour séparer le signal numérique, par exemple de type DRM, du signal analogique AM. Selon un premier mode de réalisation de l'invention, l'étape d'obtention met en oeuvre une étape de détermination du signal de masquage à partir de la courbe de masquage, et de filtrage passe-bas dans le domaine fréquentiel et/ou dans le domaine temporel. Un tel filtrage passe-bas permet notamment de lisser la courbe de masquage, et donc d'améliorer (ou à tout le moins de ne pas dégrader) l'estimation de canal mise en oeuvre en réception du signal numérique. De façon préférentielle, la courbe de masquage est obtenue selon au moins une des étapes suivantes: - transformation mathématique du signal audio source du domaine 5 temporel vers le domaine fréquentiel; détermination d'un masque absolu, correspondant à un seuil d'audition pour chacune des fréquences correspondant aux composantes délivrées par la transformation mathématique; - identification des composantes tonales et des composantes non-tonales 10 parmi les composantes; décimation des composantes, par suppression des composantes inférieures au masque absolu; calcul de masques individuels pour un nombre prédéterminé de composantes; - calcul du signal de masquage correspondant à une somme linéaire des masques individuels. Selon l'invention, la courbe de masquage est obtenue en adaptant la méthode classique à la bande passante du signal audio dans les bandes AM. Une courbe de masquage psycho-acoustique classique utilisable est notamment décrite dans les spécifications MPEG 1 ou MPEG2. Selon un second mode de réalisation de l'invention, l'étape d'obtention met en oeuvre une étape de récupération du signal de masquage transmis conjointement au signal analogique AM. L'étape de récupération met notamment en oeuvre une étape de 25 démodulation d'une voie en quadrature avec le signal analogique, portant le signal de masquage. On peut ainsi transmettre le signal de masquage dans la bande allouée au signal analogique AM. Ainsi, il n'est plus nécessaire de recalculer la courbe de masquage psycho-acoustique. La récupération du signal de masquage est alors mise en oeuvre au niveau du récepteur. Une telle transmission limite les manipulations effectuées sur le signal simulcast reçu au niveau du récepteur, mais rend plus complexe le signal d'émission. De façon préférentielle, l'invention comprend une étape d'application d'un retard sur le signal numérique avant l'égalisation, de façon que les étapes d'égalisation et d'obtention du signal de masquage soient synchronisées. La compensation du retard introduit lors de l'obtention du signal de masquage est appliquée sur le signal numérique de manière à ce que le signal de masquage et le signal numérique soient synchronisés. Le signal numérique extrait, par exemple de type DRM, est ensuite égalisé par le signal de masquage, en appliquant la fonction de transfert inverse du signal de masquage obtenu. L'invention est notamment remarquable en ce qu'elle comprend une étape de calcul d'une confiance pour chaque élément de données du signal numérique en tenant compte du signal de masquage. De façon préférentielle, l'invention comprend une étape de décodage de canal qui tient compte du calcul de confiances. Préférentiellement, l'étape de décodage de canal met en oeuvre un décodage multi-niveau (ou MLC en anglais pour Multi Level Coding). L'étape de calcul d'une confiance, qui correspond à la puissance du canal en chaque point, est notamment mise en oeuvre pour améliorer l'efficacité du décodeur de canal. Les variations introduites à l'émission par la courbe de masquage sont prises en compte dans ce calcul des confiances. L'invention concerne également un dispositif de réception d'un signal numérique formé d'éléments de données correspondant. Un tel dispositif comprend des moyens d'obtention d'un signal de masquage représentatif d'une courbe psycho-acoustique du signal audio source, et des moyens d'égalisation du signal numérique en fonction du signal de masquage. L'invention concerne encore un programme d'ordinateur qui comprend des instructions de code de programme pour l'exécution des étapes du procédé de réception d'un signal numérique selon l'invention lorsque ce programme est exécuté dans ou par un microprocesseur. 5. Liste des figures D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront plus clairement à la lecture de la description suivante d'un mode de réalisation 5 préférentiel, donné à titre de simple exemple illustratif et non limitatif, et des dessins annexés, parmi lesquels: les figures 1 et 2, précédemment décrites en préambule, illustrent le principe général de la modulation OFDM à partir d'une représentation temps/fréquence d'un canal OFDM; la figure 3, également décrite en préambule, présente un exemple de structure OFDM pour un ensemble de symboles DRM en mode A; la figure 4 illustre une diffusion simulcast d'un signal numérique et d'un signal analogique portant un signal audio, modulés sur une même fréquence porteuse; la figure 5 présente l'algorithme de réception d'un signal DRM modulé selon un signal de masquage à l'aide d'un schéma bloc, selon un premier mode de réalisation de l'invention; les figures 6A à 6D illustrent, dans le domaine fréquentiel, les différentes sous-étapes du calcul de la courbe de masquage intervenant 20 dans la démodulation du signal numérique; la figure 7 présente l'algorithme de réception d'un signal DRM modulé selon un signal de masquage à l'aide d'un schéma bloc, selon un second mode de réalisation de l'invention. 6. Description d'un mode de réalisation de l'invention L'invention concerne donc la réception d'un signal simulcast correspondant à la transmission, dans un même canal de propagation, d'un signal numérique et d'un signal analogique. Avantageusement, le signal numérique est modulé avant émission par un signal de masquage issu d'un signal analogique portant le signal audio. 2889011 10 Selon l'invention, un signal de masquage (qui peut correspondre à celui modulant le signal numérique avant émission) est obtenu en réception, soit en le calculant, soit en le récupérant lorsqu'il est transmis conjointement au signal analogique, et est pris en compte lors de l'égalisation du signal numérique, après séparation des composantes analogique et numérique du signal simulcast, pour optimiser le traitement du signal numérique. On présente ci-après deux modes de réalisation de l'invention, selon lesquels le signal reçu par le dispositif de réception est un signal simulcast composé d'un signal numérique et d'un signal analogique portant le même signal audio source et transmis dans un même canal de propagation. A. Premier mode de réalisation de l'invention A.1. Le signal émis La figure 4 illustre le signal simulcast tel qu'il a été émis. Le signal numérique 41 modulé en amplitude par un signal de masquage, et le signal analogique 42 sont diffusés simultanément (mode simulcast), et sont portés par la même fréquence porteuse 43, dans les bandes AM. Ainsi, une première bande latérale 44 de la porteuse 43 porte le signal analogique, et l'autre bande latérale 45 porte le signal numérique modulé. A.2. Réception du signal Selon un premier mode de réalisation l'invention, la réception numérique d'un tel signal numérique modulé par le signal de masquage est mise en oeuvre à partir du procédé de réception tel que présenté en relation avec la figure 5. A.2.1 Démodulation à la fréquence porteuse (51) Une première étape 51 de démodulation consiste à démoduler, à la fréquence porteuse 43 du signal analogique AM, le signal simulcast transmis au niveau du récepteur. Cette étape de démodulation fournit un signal complexe 511 composé du signal numérique et du signal analogique. A.2.2 Séparation du signal DRM et du signal analogique AM (52) Après l'étape de démodulation 51 à la fréquence porteuse du signal simulcast, le signal complexe 511 est traité afin de séparer (52) le signal numérique de type DRM 521 du signal analogique AM 522. 2889011 11 L'étape de séparation 52 assure donc notamment l'extraction du signal numérique 521 à partir du signal complexe obtenu 511. A.2.3 Détermination de la courbe de masquage (53) Une fois le signal numérique et le signal analogique séparés, une courbe de masquage global du signal analogique portant le signal audio source modulant l'amplitude de la porteuse AM est calculée au cours d'une troisième étape 53 de détermination d'un signal de masquage. On rappelle que la bande passante du signal audio est de 4,5 ou 5kHz. On présente en relation avec les figures 6A à 6D les différentes sousétapes du calcul de la courbe de masquage selon un mode de réalisation préférentiel. Ce calcul repose sur une adaptation du modèle de courbe de masquage psycho-acoustique classique issu de la spécification MPEG1 ou MPEG2, pour s'adapter à la bande passante du signal audio dans les bandes AM. Cette étape 53 de calcul de la courbe de masquage met donc en oeuvre les sous-étapes suivantes: - conversion temps-fréquence par transformée de Fourier; détermination du masque absolu; mise en évidence des composantes tonales et non-tonales; décimation des différentes composantes; - calcul des masques individuels; - calcul du masque global. Conversion temps fréquence Le signal analogique portant un signal audio source modulant l'amplitude de la porteuse AM est tout d'abord transposé dans le domaine fréquentiel, à partir d'une transformation mathématique de type transformée de Fourrier (FFT Fast Fourier Transform). Plus précisément, le calcul de la courbe de masquage nécessitant une estimation de la densité spectrale de puissance pour chacune des fréquences du signal audio, on met en oeuvre une transformation de Fourrier à 1024 échantillons pour une fréquence d'échantillonnage de 48kHz afin d'obtenir les différentes 2889011 12 fréquences et leurs densités spectrale de puissance. La transformée est calculée à partir du signal analogique d'entrée auquel on applique une fenêtre de Hanning. On rappelle ci-après la définition d'une fenêtre de Hanning, et l'expression de la densité spectrale de puissance: - Fenêtre de Hanning: h(i) 2-j%{l cos(27r/N)J 0 Détermination du masque absolu La deuxième sous-étape du calcul de la courbe de masquage du signal analogique nécessite la détermination d'un masque absolu, correspondant au seuil d'audition pour chacune des fréquences correspondant aux composantes délivrées par la transformée de Fourier. Les seuils d'audition pour les différentes fréquences, notés LTq(k), sont issus de la norme MPEG1, et présentés en annexe 1. Mise en évidence des composantes tonales et non-tonales La troisième sousétape met en oeuvre une discrimination entre les composantes tonales et les composantes non-tonales. En effet, la tonalité d'une composante a une influence sur la contribution de la composante dans le calcul de la courbe de masquage. La séparation des composantes tonales et non-tonales s'effectue en 25 plusieurs phases: détermination des maxima locaux, extraction des composantes tonales, et calcul de l'intensité des composantes non-tonales d'une bande critique. (i) Détermination des maxima locaux Par définition, une composante de la densité spectrale obtenue par la transformation de Fourier sera dite maximum local si: X(k)> X(k l) et X(k) ? X(k+ 1) Selon le mode de réalisation préférentiel de l'invention, on analyse les composantes fréquentielles par paquet de trois, et si la composante centrale possède un niveau supérieur aux deux autres, elle est considérée comme un maximum local. La figure 6A illustre notamment la technique de détermination des maxima locaux, à partir d'un exemple de spectre fréquentiel 61 du signal analogique. On analyse tout d'abord les trois premières composantes fréquentielles (porteuses 1, 2 et 3) d'une portion 61 du spectre du signal analogique. Ici, la composante centrale (porteuse 2) possédant un niveau, c'est-àdire une densité spectrale de puissance, supérieur aux deux autres (porteuses 1 et 3), elle est considérée comme un maximum local. On recommence ensuite cette analyse pour les autres composantes fréquentielles (porteuses 2, 3 et 4, puis porteuses 3, 4 et 5, ...). Finalement, dans cet exemple, les maxima locaux correspondent aux porteuses 2, 5, 7, 13, 15 et 17. (ii) Extraction des composantes tonales Les composantes tonales correspondent au regroupement des raies contribuant à la même composante harmonique. Par définition, un maximum local est considéré comme appartenant à la liste des composantes tonales si les conditions suivantes sont respectées: X(k) X(k+ j) 7 dB avec j tel que: si 2 En effet, pour tenir compte de la meilleure résolution fréquentielle de l'oreille dans la région des basses fréquences, on modifie la largeur de la bande d'analyse autour des maxima locaux déterminés en fonction de la position des maxima dans le spectre, ce qui implique que la valeur de j varie en fonction des valeurs de k. Ainsi, comme définie dans la spécification MPEG1, la largeur d'analyse est modifiée de la façon suivante: Af (Hz) Fréquence (kHz) MPEG1 125 0 Le niveau de pression acoustique Xtm(k) est déterminé par la relation suivante: dB 1 X(k+n) n=-1 La figure 6B illustre notamment la détermination d'une composante tonale, à partir des maxima locaux tels que déterminés précédemment. Dans cet exemple, si on considère l'indice k égal à 7, les composantes du spectre ayant été utilisées pour la détermination des composantes tonales sont mises à un niveau infiniment bas: les composantes d'indice 4, 5, 6, 8, 9, 10 et I l disparaissent. (iii) Calcul de l'intensité des composantes non-tonales Les composantes non-tonales correspondent au regroupement des raies n'ayant aucun lien avec des composantes harmoniques. Comme illustré en figure 6C, on utilise toutes les composantes de densité spectrale subsistant après le calcul des composantes tonales pour déterminer le niveau des composantes non-tonales dans une bande critique. On rappelle que les bandes critiques sont définies par E. Zwicker et al dans Audio Engineering and Psychoacoustics: Matching Signais to the Final Receiver, the Human Auditory System (Journal of Audio Engineering Society, Xr (k)= 101og vol. 39, No. 3, Mars 1991, pp. 115-126), et reprises à titre informatif en annexes 1 et 2. Ainsi, dans chaque bande critique, on effectue une somme linéaire de la puissance des composantes spectrales restantes (après avoir mis à une puissance infiniment faible les composantes du spectre ayant été utilisées pour la détermination des composantes tonales) afin de déterminer le niveau de pression acoustique de la composante non-tonale Xnm(k) correspondant à cette bande critique. Le niveau de pression acoustique de la composante non-tonale Xnm(k) estalors défini par la relation: Xnm(k) = 101og r où Bc est la bande critique considérée, et k correspond à l'indice de la composante la plus proche du centre géométrique de la bande critique. Finalement, la figure 6D présente la portion de spectre restant après extraction des composantes tonales et non-tonales, et détermination de leurs niveaux de pression acoustique. Décimation des différentes composantes La quatrième sous-étape du calcul de la courbe de masquage du signal analogique met en oeuvre une réduction du nombre de composantes des masques individuels, en éliminant certaines composantes tonales et non-tonales du spectre restant en fonction des conditions suivantes: les composantes tonales et non-tonales sont conservées si leurs niveaux (c'est-à-dire leurs densités spectrales de puissance) sont supérieurs au masque absolu (où le masque absolu correspond au seuil d'audition pour les différentes composantes, et est présenté en annexe I) : Xtn(k)LTq(k) et Xnyn(k)>_ LT.(k) seule la composante tonale de puissance la plus élevée sera conservée dans une bande de 0,5 bark à l'intérieur d'une bande critique. Cette opération nécessite l'utilisation d'une fenêtre glissante de largeur 0,5 bark. On rappelle que E. Zwicker et al, dans Audio Engineering and Psychoacoustics: Matching Signais to the Final Receiver, the Human Auditory System (Journal of Audio Engineering Society, vol. 39, No. 3, Mars 1991, pp. 115-126), a défini une échelle pour représenter la largeur et la position des bandes critiques dans le spectre fréquentiel. Il s'agit d'une échelle non-linéaire des fréquences, variant de 0 à 24 barks, où chacune des 24 bandes critiques possède une largeur de 1 bark. Calcul des masques individuels De tous les échantillons calculés lors de la sous-étape de transformation de Fourier, seul un certain nombre est conservé pour le calcul du masque global (par exemple 72 ou 75 échantillons pour le niveau 1 de la spécification MPEG). Selon la spécification MPEG1, tous les échantillons des six premières sous-bandes sont utilisés, puis un sur deux pour les six sous-bandes suivantes, et enfin un sur quatre pour le reste du spectre audio de largeur 4,5 ou 5kHz. On peut remarquer que chacune des composantes tonales et non-tonales, déterminée lors de la sous-étape d'extraction des composantes tonales et non-tonales, doit exister dans la nouvelle sélection (pour le calcul du masque global) avec un indice aussi proche que possible (voire identique) de l'indice original. Après ces opérations de sélection, on obtient: LTT,,,[z(j),z(i)] = Xrm[z(j)]+avt,n[z(j)]+vf[z(j),z(i)] dB LT,,,,,[z(J),z(i)] = X,,,,,[z(j)]+ av,,,,,[z(j)]+vf[z(j),z(i)] dB où : LTtm et LTnm sont les masques individuels (composantes tonale et non-tonale) de la composante masquante z(j) en z(i) ; 2889011 17 - Xt,n et Xnn, sont les niveaux de pression acoustique des composantes tonales et non-tonales; - av l'index de masquage de la composante en z(j) ; - vf la fonction de masquage de la composante en z(j). L'index av de masquage de la composante possède une valeur différente selon qu'il s'agisse d'une composante tonale ou d'une composante nontonale. Ainsi, dans le cas d'une composante tonale, on a: avtn = -6.025 0.275z(j) dB; et dans le cas d'une composante non-tonale, on a: av,,,n = -2.025 0. 175z( j) dB. La fonction vf de masquage, identique pour les composantes tonales et nontonales, est caractérisée par la distance, dans le domaine fréquentiel, entre la composante masquante (issue du signal analogique) et la composante masquée (issue du signal numérique) : Az=z(i)-z(j). Ainsi, la fonction de masquage est égale à : vf = 17(Az +1) (0.4X[z(j)] + 6) dB pour -3 5 Az Selon la spécification MPEG, le masquage issu des composantes situées à des valeurs supérieures à 8 barks ou inférieures à -3 barks de la composante masquée n'est pas utilisé, pour des raisons de complexité d'implémentation et de non pertinence, ces composantes étant trop éloignées de la composante masquante pour perturber sa densité spectrale de puissance. Calcul du masque global Le masque sur l'échantillon i, noté LTg(i), est égal à la somme linéaire des masques individuels des échantillons situés dans la gamme 18;-31 barks et du masque absolu: L710+ 10 LT,,o + n 1O LTn, n[z (i),z U))o j=1 j=1 LTg(i) représente le niveau de la courbe de masquage pour l'échantillon i (pour le calcul du masque global, 72 ou 75 échantillons i sont utilisés, en fonction de la bande passante audio, selon la spécification MPEG 1). On rappelle notamment que les échantillons ne possèdent pas la même largeur en fréquence en fonction de leurs positions dans le spectre (de 62,5 à 250Hz selon la spécification MPEG1). A.2.4 Filtrage du masque global (54) Une fois la courbe de masquage calculée, un signal de masquage est obtenu par filtrage 54 dans le domaine fréquentiel et/ou temporel de la courbe de masquage correspondant au masque global. En effet, en réception, un récepteur classique de type à détection d'enveloppe démodule le signal dit simulcast (signal analogique sur une première bande latérale, et signal numérique modulé en amplitude par le signal de masquage sur la seconde bande latérale), et délivre un signal de base correspondant à la somme des signaux modulants sur chacune des deux bandes latérales de la porteuse. Selon les techniques présentées dans la spécification MPEG1, le masquage fréquentiel permet de rendre inaudible tout signal qui suit les variations en amplitude de la courbe de masquage. Cependant, selon l'invention, si le masquage est appliqué directement en fréquence sur le signal numérique de type DRM, les variations en temps et en fréquence de la courbe de masquage seraient trop importantes pour le signal DRM, du fait de sa structure multiporteuse (OFDM). Il apparaît donc nécessaire de lisser la courbe de masquage. L'invention propose ainsi de limiter ces variations en temps et en fréquence en mettant en oeuvre un filtrage 54 passe-bas de la courbe de masquage dans les domaines temporel et fréquentiel délivrant le signal de masquage, selon un mode de réalisation préférentiel de l'invention, afin d'améliorer (ou à tout le LTg(i) = 101og moins de ne pas dégrader) l'estimation de canal mise en oeuvre en réception du signal numérique. L'estimation de canal suit ainsi l'évolution du signal de masquage. Il est alors possible d'augmenter les variations temporelles et 5 fréquentielles du signal de masquage (c'est-à-dire de la courbe de masquage après filtrage) en augmentant la bande passante des filtres passe-bas à l'émission et à la réception. A.2.5 Transposition dans le domaine fréquentiel (55) En parallèle, une fois le signal numérique et le signal analogique séparés au cours de l'étape de séparation 52, le signal numérique 521 est transposé (55) dans le domaine fréquentiel à partir d'une transformation de type transformée de Fourier, par exemple sur 1024 points, telle que décrite au paragraphe A.2.3. Dès lors, le signal numérique DRM peut s'écrire sous la forme mathématique proposée ci-après: Srk=HkÉMkÉSek+Wk avec: Hk: la fonction de transfert liée au canal de propagation, Mk: la fonction de transfert liée à la courbe de masquage appliquée à l'émission, Sek: le signal émis (DRM) A.2.6 Compensation du retard (56) Une compensation 56 du retard introduit lors du traitement parallèle de détermination du signal de masquage 53, 54 des différentes fonctions est ensuite appliquée sur le signal numérique DRM, pour que ce signal soit synchronisé avec le signal de masquage déterminé afin de réaliser l'égalisation du signal numérique extrait. A.2.7 Egalisation du signal numérique par le signal de masquage déterminée (57) Une fois le retard compensé, le signal numérique peut être égalisé au cours 30 d'une étape 57 en fonction du signal de masquage déterminé au cours de l'étape 54 de filtrage telle que décrite au paragraphe précédent. L'étape d'égalisation 57 du signal numérique reçu peut se mettre sous la forme mathématique suivante: S r i Mk- = Hk (Mk É Mk') Sek + Wk.Mj- où M' est la fonction de transfert inverse du signal de masquage déterminé. 5 A. 2.8 Estimation de canal (58) Cette étape 58 repose par exemple sur une analyse, connue en soi, des pilotes de référence du signal OFDM. Si le produit MI É M-' est sensiblement égal à 1, pour tout k avec k entier, alors l'estimation de canal 58 classique ('k) basée sur les pilotes de référence de 10 la structure OFDM suivra les variations du canal de propagation. A.2.9 Calcul des confiances en utilisant les données du signal de masquage (59) Afin d'obtenir une bonne efficacité lors de l'utilisation d'un décodeur de canal multi niveau (ou MLC en anglais pour Multi Level Coding ), une étape 15 59 de calcul des confiances C est mise en oeuvre. Ces confiances correspondent à la puissance du canal en chaque point, et peuvent s'écrire sous la forme suivante: C = avec k entier On introduit donc les variations introduites à l'émission par la courbe de masquage. Chaque confiance peut alors s'écrire sous la forme mathématique suivante en tenant compte du signal de masquage: z Ck = fi/2 M B. Second mode de réalisation de l'invention Selon un second mode de réalisation, le signal simulcast émis peut porter lui-même le signal de masquage. En particulier, le signal de masquage est transmis conjointement avec le signal analogique 42, ce qui permet de simplifier la réception puisqu'il n'est plus nécessaire de calculer la courbe de masquage. Cette technique de transmission du signal de masquage conjointement avec le signal analogique s'applique notamment à la technique de diffusion telle que décrite dans la demande de brevet français n 04 12546 déposée le 25 novembre 2004 au nom du même déposant ( Procédé de diffusion d'un signal numérique transmis au voisinage d'un signal analogique, dispositif de diffusion et signal numérique correspondants ). Plus précisément, selon cette technique de transmission, le signal de masquage représentatif d'une courbe de masquage psycho-acoustique du signal audio source modulant le signal numérique est transmis en quadrature avec le signal analogique portant le signal audio source. Ainsi, le signal simulcast émis comprend le signal numérique modulé en amplitude par le signal de masquage, et le signal analogique et le signal de masquage transmis en quadrature. Bien entendu, le signal en quadrature peut porter d'autres informations, et non uniquement le signal de masquage (par exemple une partie du signal numérique DRM, des informations annexes images, titre, données de rehaussement, notamment pour améliorer la qualité du signal, ...). La figure 7 illustre notamment la réception d'un tel signal simulcast comprenant le signal de masquage. Les étapes 51, 52 et 55 à 59, identiques à celles du premier mode de réalisation et déjà décrites en relation avec la figure 5, ne sont pas détaillées plus amplement. Selon ce second mode de réalisation, une fois le signal analogique et le signal numérique séparés au cours de l'étape 52, le signal de masquage est récupéré au cours d'une étape 71 de récupération du signal masquage. Plus précisément, le signal de masquage transmis conjointement au signal analogique, est récupéré à partir de la partie analogique AM 522 extraite du signal complexe 511, après une transposition dans le domaine fréquentiel à partir d'une transformation de type transformée de Fourier, par exemple sur 1024 points, telle que décrite au paragraphe A.2.3. Cette étape de récupération 71 du signal de masquage, transmis conjointement au signal analogique AM, est réalisée au niveau du récepteur. Un des avantages d'une telle transmission conjointe du signal de masquage et du signal analogique AM selon ce second mode de réalisation de l'invention, un est de simplifier la complexité des récepteurs, et notamment de supprimer les étapes de détermination (53) et de filtrage (54) de la courbe de masquage. Cela ne complexifie pas, ou peu, l'émission, puisque la courbe de masquage a déjà été calculée, et ne perturbe pas le débit utile, puisque aucune information n'était transmise en quadrature avec le signal analogique L'invention propose ainsi une technique de réception d'un signal numérique DRM modulé par un signal de masquage dans le cadre d'une diffusion simulcast, reposant sur des étapes principales de séparation du signal numérique et du signal analogique, d'obtention d'un signal de masquage, représentatif d'une courbe de masquage psycho-acoustique du signal audio source par calcul de la courbe de masquage ou récupération du signal de masquage transmis conjointement au signal analogique. L'invention apporte ainsi une amélioration de la réception d'un signal DRM issu d'une diffusion simulcast (correspondant à la transmission d'un signal numérique de type DRM et d'un signal analogique portant un signal audio modulant l'amplitude d'une porteuse AM dans un même canal de propagation de 9 ou 10 kHz de bande passante, ce qui correspond à la bande passante allouée par l'ITU (de l'anglais International Telecommunication Union , en français Union Internationale des Télécommunications ) pour la radiodiffusion AM dans les bandes de fréquences inférieures à 30 MHz), en estimant la modulation introduite à l'émission. Pour une bonne réception du signal numérique, il est cependant nécessaire de limiter les variations de la courbe de masquage en fonction de la structure du signal numérique (par exemple en fonction des symboles OFDM d'un signal DRM). Il est donc nécessaire de trouver un compromis entre le masquage du signal numérique et les performances de la réception analogique ou numérique vis-à-vis du canal de propagation. Bien entendu, la présente invention ne se limite pas aux détails des formes de réalisation décrits ici à titre d'exemple, mais s'étend au contraire aux modifications à la portée de l'homme de l'art, sans sortir du cadre de l'invention. On notera d'ailleurs que l'invention ne se limite pas à une implantation purement matérielle mais qu'elle peut aussi être mise en oeuvre sous la forme d'une séquence d'instructions d'un programme informatique ou toute forme mixant une partie matérielle et une partie logicielle. Dans le cas où l'invention serait implantée partiellement ou totalement sous forme logicielle, la séquence d'instructions correspondante pourra être stockée dans un moyen de stockage amovible (tel que par exemple une disquette, un CD-ROM ou un DVD-ROM) ou non, ce moyen de stockage étant lisible partiellement ou totalement par un ordinateur ou un microprocesseur. ANNEXES Annexe 1: Tableau des masques absolus en fonction des fréquences audio Fréquence Taux Masque (Hz) bande Absolu critique (z) LTq (dB) 62.50 0.617 33.44 125.00 1.232 19.20 187.50 1.842 13.87 250.00 2.445 11.01 312.50 3. 037 9.20 375.00 3.618 7.94 437.50 4.185 7.00 500.00 4.736 6.28 562.50 5. 272 5.70 625.00 5.789 5.21 687.50 6.289 4.80 750.00 6.770 4.45 812.50 7. 233 4.14 875.00 7.677 3.86 937.50 8.103 3.61 1000.00 8.511 3.37 1062.50 8. 901 3.15 1125.00 9.275 2.93 1187.50 9.632 2.73 1250.00 9.974 2.53 1312.50 10.301 2.32 1375.00 10.614 2.12 1437.50 10.913 1.92 1500.00 11.199 1.71 1562.50 11.474 1.49 1625.00 11.736 1.27 1687.50 11.988 1.04 1750.00 12. 230 0.80 1812.50 12.461 0.55 1875.00 12.684 0.29 1937.50 12.898 0.02 2000. 00 13.104 -0.25 2062.50 13.302 -0.54 2125.00 13.493 -0.83 2187.50 13.678 1.12 2250.00 13.855 -1.43 Fréquence Taux Masque (Hz) bande absolu critique (z) LTq (dB) 2312.50 14.027 -1.73 2375.00 14.193 -2.04 2437.50 14.354 -2.34 2500.00 14.509 -2.64 2562.50 14.660 -2.93 2625.00 14.807 -3. 22 2687.50 14.949 -3.49 2750.00 15.087 -3.74 2812.50 15.221 -3.98 2875.00 15.351 -4.20 2937.50 15.478 -4.40 3000.00 15.602 -4.57 3125.00 15.841 -4. 82 3250.00 16.069 -4.96 3375.00 16.287 -4.97 3500.00 16.496 -4.86 3625.00 16.697 -4.63 3750.00 16.891 -4.29 3875.00 17.078 -3.87 4000.00 17.259 -3. 39 4125.00 17.434 -2.86 4250.00 17.605 -2.31 4375.00 17.770 -1.77 4500.00 17.932 -1.24 4625.00 18.089 -0.74 4750.00 18.242 -0.29 4875.00 18.392 0. 12 5000.00 18.539 0.48 Annexe 2: Tableau des fréquences centrales des bandes critiques établies par E. Zwicker Numéro de la bande Fréquence centrale Largeur de la bande (Hz) (Hz) 1 50 80 2 150 100 3 250 100 4 350 100 450 100 6 570 120 7 700 140 8 840 150 9 1000 160 1170 190 11 1370 210 12 1600 240 13 1850 280 14 2150 320 2500 380 16 2900 450 17 3400 550 18 4000 700 19 4800 900 5800 1100 21 7000 1300 22 8500 1800 23 10500 2500 24 13500 3500 REVENDICATIONS 1. Procédé de réception d'un signal numérique formé d'éléments de données et transmis au voisinage d'un signal analogique portant un signal audio source modulant l'amplitude d'une porteuse AM, caractérisé en ce qu'il comprend une étape d'obtention d'un signal de masquage représentatif d'une courbe de masquage psycho-acoustique dudit signal audio source, et une étape d'égalisation (57) dudit signal numérique en fonction dudit signal de masquage. 2. Procédé de réception selon la revendication 1, caractérisé en ce que lesdits signaux numérique et analogique AM sont transmis dans un même canal de propagation et sont portés par la même fréquence porteuse AM. 3. Procédé de réception selon l'une quelconque des revendications 1 à 2, caractérisé en ce qu'il comprend une étape de démodulation à ladite fréquence porteuse AM délivrant un signal complexe, et une étape de séparation dudit signal numérique et dudit signal analogique AM, à partir dudit signal complexe. 4. Procédé de réception selon l'une quelconque des revendications 1 à 3, caractérisé en ce que ladite étape d'obtention met en oeuvre une étape de détermination dudit signal de masquage à partir de ladite courbe de masquage, et de filtrage passe-bas dans le domaine fréquentiel et/ou dans le domaine temporel. 5. Procédé de réception selon l'une quelconque des revendications 1 à 4, caractérisé en ce que ladite courbe de masquage est obtenu selon au moins une des étapes suivantes: - transformation mathématique dudit signal audio source du domaine temporel vers le domaine fréquentiel; détermination d'un masque absolu, correspondant à un seuil d'audition pour chacune des fréquences correspondant aux composantes délivrées par ladite transformation mathématique; - identification des composantes tonales et des composantes non-tonales parmi lesdites composantes; - décimation desdites composantes, par suppression des composantes inférieures audit masque absolu; - calcul de masques individuels pour un nombre prédéterminé de composantes; calcul dudit signal de masquage correspondant à une somme linéaire desdits masques individuels. 6. Procédé de réception selon l'une quelconque des revendications 1 à 3, caractérisé en ce que ladite étape d'obtention met en oeuvre une étape de récupération dudit signal de masquage transmis conjointement audit signal analogique AM. 7. Procédé de réception selon la revendication 6, caractérisé en ce que ladite étape de récupération comprend une étape de démodulation d'une voie en quadrature avec ledit signal analogique, portant ledit signal de masquage. 8. Procédé de réception selon l'une quelconque des revendications 1 à 7, caractérisé en ce qu'il comprend une étape d'application d'un retard sur ledit signal numérique avant ladite égalisation, de façon que lesdites étapes d'égalisation et d'obtention du signal de masquage soient synchronisées. 9. Procédé de réception selon l'une quelconque des revendications 1 à 8, caractérisé en ce qu'il comprend une étape de calcul d'une confiance pour chaque élément de données dudit signal numérique tenant compte dudit signal de masquage. 10. Procédé de réception selon la revendication 9, caractérisé en ce qu'il comprend une étape de décodage de canal tenant compte dudit calcul de confiances. 11. Procédé de réception selon la revendication 10, caractérisé en ce que ladite étape de décodage canal met en oeuvre un décodage multi niveau MLC. 12. Dispositif de réception d'un signal numérique formé d'éléments de données et transmis au voisinage d'un signal analogique portant un signal audio source modulant l'amplitude d'une porteuse AM, caractérisé en ce qu'il comprend des moyens d'obtention d'un signal de masquage représentatif d'une courbe de masquage psycho-acoustique dudit signal audio source, et des moyens d'égalisation dudit signal numérique en fonction dudit signal de masquage. 13. Programme d'ordinateur comprenant des instructions de code de programme pour l'exécution des étapes du procédé de réception d'un signal numérique formé d'éléments de données et transmis au voisinage d'un signal analogique portant un signal audio source modulant l'amplitude d'une porteuse AM selon l'une quelconque des revendications 1 à 11, lorsque ledit programme est exécuté dans ou par un microprocesseur.