FR 2890802 A1 20070316 FR 0509304 A 20050913 Procédé de réduction du niveau d'intermodulation d'ordre 2 d'un transconducteur, et transconducteur correspondant. L'invention concerne les dispositifs transconducteurs, notamment les dispositifs transconducteurs radiofréquences destinés à être incorporés dans des récepteurs radiofréquences tels que des téléphones mobiles cellulaires, et plus particulièrement la réduction du niveau d'intermodulation d'ordre 2 de tels dispositifs transconducteurs. L'invention s'applique avantageusement mais non limitativement aux composants de systèmes de communication sans fil, par exemple des téléphones mobiles cellulaires, par exemple ceux régis par la norme GSM qui utilisent une modulation à enveloppe constante, ou encore ceux régis par la norme WCDMA qui utilisent une modulation à enveloppe non constante. Les dispositifs transconducteurs, tels que des transistors, sont en général des dispositifs non linéaires. De ce fait, une intermodulation se traduit par l'apparition de rais d'intermodulation dans le canal de communication, provoquant une dégradation du rapport signal/bruit, ou bien une erreur de trajectoire de phase. On rappelle ici que lorsqu'on applique deux signaux ou tons ayant la même amplitude et des fréquences différentes, à un dispositif non linéaire, tel qu'un simple transistor polarisé idéalement par une inductance de choc, on obtient dans le signal de sortie notamment deux composantes d'intermodulation d'ordre 2 (IMD2) ayant respectivement des fréquences égales à la somme et à la différence des fréquences des deux signaux d'entrée. Et, la composante d'intermodulation d'ordre 2 dont la fréquence est égale à l'espacement fréquentiel des deux tons peut se situer dans la bande utile du signal et peut par conséquent perturber ce signal. Les récepteurs radiofréquences actuels utilisent des architectures du type à fréquence intermédiaire nulle (architecture ZIF) qui proposent par conséquent une conversion directe en bande de base, ou encore des architectures à basse fréquence intermédiaire. Dans ces types d'architecture, le signal d'entrée radiofréquence est directement converti en bande de base ou au voisinage de la bande de base (signal à fréquence intermédiaire) en une seule étape, au moyen d'une transposition de fréquence utilisant un signal d'oscillateur local. Ce type d'architecture ne requiert pas de filtre externe à fréquence intermédiaire et permet l'utilisation d'un seul oscillateur local. Pour ces raisons, ces architectures présentent un coût moindre et sont largement utilisées. Un inconvénient de ces architectures réside dans la présence d'un niveau d'intermodulation d'ordre 2, encore appelé distorsion d'intermodulation du deuxième ordre (IMD2) qui, comme indiqué ci avant, introduit des composants spectrales indésirables dans la bande de base, et par conséquent dégrade la sensibilité du récepteur. Dans les récepteurs radiofréquences, les composantes d'intermodulation d'ordre 2 sont générées par des non linéarités, des non appariement de composants et des fuites indésirables de signaux à l'intérieur de l'étage radiofréquence. Mais, la cause principale d'apparition d'IMD2 réside dans la non linéarité des transconducteurs. Par ailleurs, les spécifications sur les valeurs de tension d'alimentation et sur la consommation de courant sont de plus en plus drastiques pour les récepteurs radiofréquences. Ainsi, le récepteur doit être capable à la fois d'alimenter plusieurs blocs de cellules empilés sous une faible tension d'alimentation et de réduire la consommation de courant. Différentes solutions existent pour réaliser un dispositif transconducteur, en particulier dans un récepteur radiofréquence. Ces solutions diffèrent par le lien existant entre le dispositif transconducteur et le dispositif mélangeur (dispositif de transposition de fréquence) et/ou le type d'architecture du dispositif transconducteur. En ce qui concerne la connexion entre les dispositifs transconducteur et mélangeur, une première architecture consiste à coupler l'élément transconducteur au dispositif mélangeur par un couplage alternatif, en général par un étage capacitif, bloquant ainsi la composante continue. Et seules les composantes haute fréquence du signal migrent vers l'entrée du mélangeur. En conséquence, les composantes IMD2 produites par l'étage transconducteur sont supprimées ou au moins très affaiblies, à l'entrée du mélangeur. Par contre, une telle architecture présente un inconvénient en termes de consommation. En effet, deux moyens de polarisation différents sont nécessaires, l'un pour l'étage transconducteur et l'autre pour l'empilement mélangeur-charge. La consommation de courant s'en trouve par conséquent élevée. A l'inverse, dans une architecture dans laquelle l'étage transconducteur est directement connecté à l'entrée du mélangeur par un couplage de type continu, un seul moyen de polarisation est nécessaire pour polariser à la fois l'étage transconducteur et l'étage mélangeur. La consommation de courant est donc faible. Par contre, dans cette architecture, toutes les composantes fréquentielles du signal migrent vers l'entrée du mélangeur. En conséquence, les composantes fréquentielles IMD2 produites par l'étage transconducteur ne sont pas éliminées à l'entrée de l'étage mélangeur. Une telle architecture présente également un autre inconvénient. En effet, plus la valeur de la tension d'alimentation diminue, plus il devient difficile de réaliser un empilement étage transconducteur-étage mélangeurcharge, entre la borne d'alimentation et la masse en raison des chutes de tension aux bornes de chacun des éléments de l'empilement. En ce qui concerne le type d'architecture de l'étage transconducteur luimême, on peut distinguer essentiellement une architecture du type pseudo différentiel et une architecture totalement différentielle. Dans une architecture pseudo-différentielle, la polarisation de l'étage est effectuée par l'application de deux tensions continues sur les bases des transistors de l'étage transconducteur. Une telle structure a l'inconvénient de présenter une impédance émetteur basse à la fois aux basses et hautes fréquences. Par conséquent, les courants basse fréquence, et de ce fait les courants IMD2 sont élevés à la sortie de l'étage transconducteur. Une structure de transconducteur totalement différentielle se distingue de la structure précédente en ce sens que la polarisation de l'étage transconducteur est effectuée par une source de courant connectée sur les émetteurs de transistor. Il en résulte alors que l'impédance émetteur de cette architecture est élevée à basse fréquence. De ce fait, les courants IMD2 sont faibles à la sortie de l'étage transconducteur. Par contre, une telle architecture présente l'inconvénient de rendre difficile l'empilement de tous les blocs de cellules (étage transconducteur, mélangeur-charge) sous une faible tension d'alimentation. L'invention vise à proposer un dispositif transconducteur qui produise un niveau très bas d'intermodulation d'ordre 2, avec une faible chute de tension tout en réduisant la consommation de courant d'un récepteur radiofréquence dans lequel le dispositif transconducteur serait incorporé. Selon un aspect de l'invention, il est proposé un procédé de réduction du niveau d'intermodulation d'ordre 2 d'un transconducteur à une fréquence désirée, ledit transconducteur comprenant au moins un transistor possédant une électrode de commande pour recevoir un signal d'entrée, par exemple un signal radiofréquence, dont le spectre fréquentiel contient deux fréquences fréquentiellement espacées d'un écart égal à ladite fréquence désirée, une électrode de sortie pour délivrer un signal de sortie et une troisième électrode. Selon une caractéristique générale de cet aspect de l'invention, on asservit la tension de la troisième électrode à une tension de référence continue par une boucle de contre-réaction avec une dégénérescence résistive, ladite boucle reliant la troisième électrode à l'électrode de commande et possédant un gain en boucle ouverte supérieur à un à ladite fréquence désirée. En pratique, plus le gain en boucle ouverte à ladite fréquence désirée est élevé, plus le niveau d'intermodulation d'ordre 2 sera réduit à cette fréquence. En pratique, on choisira par conséquent un gain supérieur à 10, par exemple de l'ordre de 100. Par ailleurs, la tension de référence continue est avantageusement choisie faible, par exemple inférieure ou égale à 100mV environ. En effet, cette tension de référence va déterminer la chute de tension aux bornes de l'élément transconducteur, et, plus cette chute de tension sera faible, plus il sera aisé d'empiler d'autres blocs de composants avec l'étage transconducteur, par exemple un étage mélangeur et une charge. En théorie, cette tension de référence continue pourra être aussi faible que possible. En pratique, on tiendra compte de la valeur du courant de polarisation du transistor, qui est généralement fixée, et des caractéristiques pratiques de réalisation de la dégénérescence de la boucle de contre réaction, pour fixer la valeur de la tension de référence. Ainsi, une valeur de 100mV par exemple a été considérée comme une valeur tout à fait acceptable. Le transistor est généralement un transistor bipolaire, l'électrode de commande étant alors la base du transistor, l'électrode de sortie le collecteur du transistor et la troisième électrode l'émetteur de transistor. Cela étant, le transistor du transconducteur peut être un transistor MOS. Dans ce cas, l'électrode de commande est la grille du transistor, l'électrode de sortie le drain du transistor et la troisième électrode la source du transistor. Selon un autre aspect de l'invention, il est proposé un dispositif transconducteur comprenant au moins un transistor possédant une électrode de commande pour recevoir un signal d'entrée dont le spectre fréquentiel contient deux fréquences différentes, une électrode de sortie pour délivrer un signal de sortie et une troisième électrode. Selon une caractéristique générale de cet aspect de l'invention, le dispositif transconducteur comprend en outre une source de tension apte à délivrer une tension continue de référence et des moyens d'asservissement aptes à asservir la tension de la troisième électrode à la tension continue de référence, ces moyens d'asservissement comprenant une boucle de contre-réaction avec dégénérescence résistive reliant la troisième électrode à l'électrode de commande et possédant un gain en boucle ouverte supérieur à 1 à une fréquence égale à l'écart fréquentiel entre lesdites deux fréquences différentes. Selon un mode de réalisation de l'invention, la boucle de contre-réaction comprend un comparateur, par exemple réalisé par un amplificateur opérationnel, possédant une première entrée reliée à ladite troisième électrode, une deuxième entrée reliée à la source de tension de référence, une sortie reliée à ladite électrode de commande et ladite dégénérescence résistive comprend une résistance connectée entre une borne de masse et ladite première entrée du comparateur. Le gain en boucle ouverte est avantageusement supérieur à 10 et le niveau de la tension de référence est avantageusement inférieur ou égal à 100mV environ. Selon un mode de réalisation de I'invention dans lequel le transconducteur présente une structure différentielle avec deux transistors ayant leurs électrodes de commande reliées et leurs troisièmes électrodes reliées, la boucle de contre-réaction relie les troisièmes électrodes aux électrodes de commande des deux transistors. Selon un autre aspect de l'invention, il est également proposé un récepteur, par exemple un récepteur radiofréquence tel qu'un téléphone mobile cellulaire, comprenant un empilement connecté entre une borne d'alimentation et une borne de masse et incluant un dispositif transconducteur tel que défini ci-avant, un dispositif de transposition de fréquence et une charge. Le dispositif de transposition de fréquence est directement relié par un couplage de type continu à la sortie du dispositif transconducteur et la charge est reliée entre la borne d'alimentation et la sortie du dispositif de transposition de fréquence. Ainsi, l'invention permet à la fois d'obtenir une faible chute de tension de par la faible valeur de la tension de référence continue ce qui permet aisément d'obtenir un empilement qui peut être alimenté par une source de tension d'alimentation de faible valeur, ainsi qu'un faible niveau d'IMD2 produit par l'étage transconducteur, et ce tout en minimisant la consommation de courant. D'autres avantages et caractéristiques de l'invention apparaîtront à l'examen de la description détaillée de modes de réalisation et de mises en oeuvre, nullement limitatifs, et des dessins annexés sur lesquels: la figure 1 illustre schématiquement un mode de réalisation d'un dispositif selon l'invention, la figure 2 illustre schématiquement un mode de réalisation à structure différentielle d'un dispositif selon l'invention, et, la figure 3 illustre schématiquement un mode de réalisation d'un récepteur incorporant un dispositif transconducteur selon l'invention. Sur la figure 1, la référence DIS désigne un dispositif transconducteur comportant un étage transconducteur TRC formé ici d'un transistor bipolaire QRF dont la base BQ est reliée à la borne d'entrée BE du dispositif, par une liaison capacitive. Dans l'exemple décrit ici, le dispositif transconducteur est un dispositif transconducteur radiofréquence et la borne d'entrée BE est susceptible de recevoir un signal d'entrée radiofréquence RF. La borne de sortie du dispositif transconducteur est formée ici par le collecteur CLQ du transistor QRF. Dans le cas d'une application à un récepteur radiofréquence tel qu'un téléphone mobile cellulaire, le collecteur CLQ du transistor est relié à une entrée d'un étage de transposition de fréquences (mélangeur). L'émetteur EMQ du transistor QRF est relié à la base BQ par l'intermédiaire d'une boucle de contre-réaction BCR comportant dans l'exemple décrit ici une inductance de dégénérescence Le, un comparateur CMP, et une résistance R2 connectée à la sortie du comparateur. La boucle de contre-réaction BCR fait partie de moyens d'asservissement MAS qui comportent en outre une dégénérescence résistive, en d'autre termes une résistance R1, connectée entre la première entrée El du comparateur et la masse. Le dispositif DIS comporte également une source de tension ST délivrant une tension de référence continue Vref sur la deuxième entrée E2 du comparateur CMP (entrée +). Cette tension Vref est avantageusement choisie faible. En fait, théoriquement, elle pourrait être aussi faible que possible. Cela étant, la tension de référence est définie par le produit de la résistance R1 et du courant d'émetteur Ibias. Et, généralement, ce courant Ibias est défini par les performances RF (gain, NF, linéarité) du transconducteur QRF. Par ailleurs, plus la tension Vref sera faible, plus la valeur de la résistance Rl devra être faible ce qui en pratique peut poser des problèmes de réalisation en termes de précision notamment. L'homme du métier ajustera donc la valeur de la tension Vref au cas par cas en fonction de l'application. Cela étant, une valeur de 100 mV est une valeur acceptable. En fonctionnement, on asservit la tension émetteur à la tension Vref. En effet, si la tension émetteur devient trop basse, alors la tension aux bornes de la résistance R1, c'est-à-dire la tension à l'entrée El du comparateur devient inférieure à la tension Vref. De ce fait, l'amplificateur opérationnel formant le comparateur CMP agit sur la base du transistor de façon à augmenter le courant collecteur. Le courant émetteur augmente également au gain en courant B près ce qui a pour effet d'augmenter la tension émetteur. Par analogie, si la tension émetteur devient trop importante, alors le courant collecteur diminuera et également le courant émetteur, et par conséquent la tension émetteur. La tension émetteur étant asservie à la tension de référence au moyen de la boucle de contre-réaction, toute variation de tension sur l'émetteur, due à l'intermodulation d'ordre 2, va être annulée par la boucle de contre-réaction et ce d'autant plus que le gain en boucle ouverte de la boucle de contre-réaction sera élevé à une fréquence correspondant à l'écart fréquentiel des deux tons provoquant cette intermodulation d'ordre 2. En théorie, il suffit donc que ce gain en boucle ouverte soit supérieur à 1 à la fréquence correspondant audit écart fréquentiel. En pratique, on choisira un gain supérieur à 10, et par exemple égal à 100 dans une plage de fréquences englobant l'écart fréquentiel. De ce fait, le courant IMD2 à la sortie du transconducteur, c'est-à-dire au collecteur du transistor sera très faible. Par contre, aux hautes fréquences, le gain en boucle ouverte de la boucle va chuter très rapidement. Et, de ce fait, les composantes fréquentielles utiles du signal radiofréquence pourront transiter de l'entrée vers la sortie du transconducteur. Il convient de noter ici que l'inductance de dégénérescence Le n'intervient pas pour la réduction du niveau d'intermodulation d'ordre 2. En d'autres termes, elle pourrait être supprimée. Cela étant, elle est utile dans une application radiofréquence pour obtenir un gain radiofréquence désiré. Par ailleurs, la valeur de la tension Vref n'intervient également pas dans le processus de minimisation du courant d'intermodulation d'ordre 2. Cela étant, les moyens d'asservissement en combinaison avec la faible valeur de la tension de référence permettent à la fois d'obtenir une réduction importante du niveau d'intermodulation d'ordre 2 produit en sortie du transconducteur et d'obtenir une faible chute de tension, par exemple 100 mV aux bornes du transconducteur, ce qui va favoriser l'empilement d'étages différents, même sous une tension d'alimentation faible, par exemple 2,5V. Bien entendu, l'invention est également compatible avec une structure différentielle de transconducteur comme celle illustrée à titre d'exemple sur la figure 2. Plus précisément, le dispositif transconducteur TRC de la figure 2 comporte ici deux transistors bipolaires dont les bases sont reliées ensemble par l'intermédiaire des résistances R2 et dont les émetteurs sont reliés ensemble. Le signal d'entrée est un signal d'entrée différentiel RF+ et RF- et est appliqué sur les bases respectives des deux transistors. Les sorties différentielles du dispositif transconducteur sont formées par les deux collecteurs des transistors. Et, les moyens d'asservissement MAS sont identiques à ceux décrits sur la figure 1. Plus précisément, la boucle de contre-réaction relie les deux émetteurs des deux transistors aux deux bases de ceux-ci par l'intermédiaire du comparateur. La performance IMD2 d'un transconducteur est généralement définie par son point d'intersection d'ordre 2 (IP2) à son entrée (IIP2) ou à sa sortie (01P2). Plus précisément, IIP2 est donné par la formule (1) suivante et OIP2 est donné par la formule (2) suivante: IIP2= Vint, +Vinf2 IMD2 +G (1) OIP2 = IIP2+G (2) Dans ces formules, IIP2 est exprimé en dBV (20 log10 de la tension exprimée en volts). OIP2 est exprimé en dBA (20 log10 du courant exprimé en ampères). Vinf, désigne le niveau d'entrée du signal de test à la fréquence fl exprimé en dBV et Vinf2 désigne le niveau d'entrée du signal à la fréquence f2 exprimé en dBV. IMD2 désigne le niveau absolu du signal d'interférence à la fréquence iflf21 exprimé en dBA et G désigne le gain courant/tension de l'élément transconducteur exprimé en dBA-dBV. La performance IMD2 a été caractérisée sur des structures différentes de transconducteurs, en utilisant des transconducteurs existants composés de transistors bipolaires de même taille et ayant le même courant de polarisation, en appliquant un test à deux tons avec fl = 2GHz + 3MHz et f2 = 2GHz + 3,3MHz, avec un niveau d'entrée RF choisi de telle sorte que les éléments transconducteurs fonctionnent en mode linéaire. Le tableau ci-dessous montre les résultats obtenus pour un exemple de structure selon l'invention, une structure de l'art antérieur du type pseudo différentiel et une structure de l'art antérieur du type totalement différentiel. Structure Structure Structure selon pseudo totalement l'invention différentielle différentielle IMD2 (nA) 4467 17.8 25.1 IMD2 (dBA) -107 155 -152 OIP2 (dBA) -33 +15 +12 Chute de 0 400 100 tension (mV) On voit donc que par rapport à une structure totalement différentielle qui optimise la suppression du niveau d'IMD2, la structure selon l'invention offre une réduction comparable. Par contre, la structure selon l'invention est nettement plus performante en termes de niveau d'IMD2 par rapport à une structure du type pseudo différentiel. En ce qui concerne la chute de tension, on voit que la structure selon l'invention dont la chute de tension est en fait égale à la valeur de la tension de référence Vref, présente une chute de tension certes plus importante que l'optimum proposé par la structure pseudo différentielle, mais beaucoup plus faible que celle d'une structure totalement différentielle. Et, le fait d'avoir une chute de tension faible avec une structure selon l'invention, permet aisément, comme illustré sur la 25 figure 3, de réaliser un empilement entre la tension d'alimentation 2890802 12 VDD et la masse, comportant l'étage transconducteur DIS, un étage de transposition de fréquences MIX, et un étage de charge CH. Un tel empilement peut faire partie de l'étage radiofréquence analogique relié à l'antenne ANT d'un téléphone mobile cellulaire RCP. En effet, si la tension d'alimentation VDD est de l'ordre de 2,5V par exemple, le fait d'avoir simplement 100mV aux bornes du dispositif DIS, n'est pas contraignant pour l'alimentation et la polarisation des étages supérieurs. Et, l'inconvénient d'un tel couplage continu qui réside dans le fait de délivrer en entrée de l'étage mélangeur les niveaux d'IMD2 produits en sortie du dispositif DIS est ici très fortement amoindri en raison du fait que ces niveaux d'IMD2 sont, selon l'invention, réduits à un niveau très bas. REVENDICATIONS 1. Procédé de réduction du niveau d'intermodulation d'ordre 2 d'un transconducteur à une fréquence désirée, ledit transconducteur comprenant au moins un transistor (QRF) possédant une électrode de commande pour recevoir un signal d'entrée dont le spectre fréquentiel contient deux fréquences fréquentiellement espacées d'un écart égal à ladite fréquence désirée, une électrode de sortie pour délivrer un signal de sortie et une troisième électrode, caractérisé par le fait qu'on asservit la tension de la troisième électrode à une tension de référence continue (Vref) par une boucle de contre-réaction (BCR) avec une dégénérescence résistive (Rl), ladite boucle reliant la troisième électrode à l'électrode de commande et possédant un gain en boucle ouverte supérieur à un à ladite fréquence désirée. 2. Procédé selon la revendication 1, dans lequel le gain en boucle ouverte est supérieur à 10. 3. Procédé selon la revendication 1 ou 2, dans lequel le niveau de la tension de référence est inférieur ou égal à 100 mV environ. 4. Procédé selon l'une des revendications précédentes, dans lequel le transistor (QRF) est un transistor bipolaire, l'électrode de commande étant la base du transistor, l'électrode de sortie le collecteur du transistor et la troisième électrode l'émetteur du transistor. 5. Dispositif transconducteur comprenant au moins un transistor (QRF) possédant une électrode de commande pour recevoir un signal d'entrée dont le spectre fréquentiel contient deux fréquences différentes, une électrode de sortie pour délivrer un signal de sortie et une troisième électrode, caractérisé par le fait qu'il comprend en outre une source de tension (ST) apte à délivrer une tension continue de référence (Vref) et des moyens d'asservissement (MAS) aptes à asservir la tension de la troisième électrode à la tension continue de référence et comprenant une boucle de contre réaction (BCR) avec dégénérescence résistive (R1) reliant la troisième électrode et l'électrode de commande et possédant un gain en boucle ouverte supérieur à un à une fréquence égale à l'écart fréquentiel entre lesdites deux fréquences différentes. 6. Dispositif selon la revendication 5, dans lequel la boucle de contreréaction (BCR) comprend un comparateur (CMP) possédant une première entrée reliée à ladite troisième électrode, une deuxième entrée reliée à la source de tension de référence, une sortie reliée à ladite électrode de commande, et ladite dégénérescence résistive comprend une résistance (RI) connectée entre une borne de masse et ladite première entrée du comparateur. 7. Dispositif selon la revendication 5 ou 6, dans lequel le gain en boucle ouverte est supérieur à 10. 8. Dispositif selon l'une des revendications 5 à 7, dans lequel le niveau de la tension de référence est inférieur ou égal à 100 mV environ. 9. Dispositif selon l'une des revendications 5 à 8, dans lequel le transistor (QRF) est un transistor bipolaire, l'électrode de commande étant la base du transistor, l'électrode de sortie le collecteur du transistor et la troisième électrode l'émetteur du transistor. 10. Dispositif selon l'une des revendications 5 a 9, dans lequel le transconducteur présente une structure différentielle avec deux transistors ayant leurs électrodes de commande reliées et leurs troisièmes électrodes reliées, et la boucle de contre-réaction (BCR) relie les troisièmes électrodes aux électrodes de commandes des deux transistors. 11. Récepteur, comprenant un empilement connecté entre une borne d'alimentation et une borne de masse et incluant un dispositif transconducteur selon l'une des revendications 5 à 10, un dispositif de transposition de fréquence et une charge, le dispositif de transposition de fréquence (MIX) étant directement relié par un couplage de type continu à la sortie du dispositif transconducteur (DIS), et la charge (CH) étant reliée entre la borne d'alimentation et la sortie du dispositif de transposition de fréquence. 12. Récepteur selon la revendication 11, formant un téléphone 30 mobile cellulaire (RCP).