FR 2892586 A1 20070427 FR 0510812 A 20051024 Arrière-plan de l'invention Le domaine de l'invention est celui des télécommunications numériques. L'invention trouve une application particulière dans le domaine des communications numériques radiofréquence entre une station de base et un terminal mobile et notamment dans les applications conformes à l'évolution des systèmes de téléphonie mobile de troisième génération connus sous le nom de "HSDPA" (High Speed Downlink Packet Access) et définis par I'UMTS Forum. Le principe du HSDPA se base sur l'adaptation rapide du lien 15 consistant à attribuer la majorité des ressources aux utilisateurs dont les conditions de canal sont favorables. Cette norme autorise des modulations de type QPSK et 16QAM, cette dernière offrant une efficacité spectrale supérieure. Cependant, la modulation de type 16QAM est très sensible aux 20 interférences et son utilisation nécessite des techniques de traitement avancées en réception. Une technique de traitement avancée conforme à la norme HSDPA consiste à utiliser un annuleur d'interférence. Les annuleurs d'interférence (interference cancellers en anglais) 25 sont des récepteurs multi-utilisateurs non linéaires avec des structures en étages. Leur principe de fonctionnement consiste à régénérer de l'interférence en utilisant les symboles estimés à la sortie de l'étage courant. Cette interférence est ensuite retranchée du signal reçu et le signal résultant constitue l'entrée de l'étage suivant. 30 Le nombre d'étages dépend généralement des performances souhaitées et des contraintes de complexité. La figure 1 représente un annuleur d'interférence parallèle 12, à savoir un annuleur d'interférence dans lequel l'annulation de l'interférence est effectuée simultanément pour tous les codes. 35 Pour plus de renseignements sur cet annuleur d'interférence 12, l'homme du métier pourra se reporter au document K. Higuchi, A. Fujiwara et M. Sawahachi "Multipath interference canceller for high-speed packet transmission with adaptive modulation and coding schme in WCDMA forward link", IEEE Journal on Selected Areas in Communications, Vol. 20, n 2, pages 419-432, février 2002. Dans cet annuleur d'interférence 12, le premier étage comporte un récepteur conventionnel Rake 13. Dans l'exemple décrit ici, la structure de l'annuleur d'interférence parallèle 12 est composée de M étages (M>-2). Les paramètres figurant dans la structure de l'annuleur d'interférence 12 sont définis comme suit : ï,,,, (i) : Réplique estimée du signal transmis suivant le trajet (1515L) à l'étage m (1 Ce paramètre change pour chaque étage d'une manière croissante pour atteindre une valeur proche de l'unité au dernier étage. La détermination du a optimal est un problème en soi, sa valeur est déterminée généralement par simulation. d: Vecteur des symboles estimés après une décision dure avec à = ... d r, où sont les vecteurs des symboles estimés correspondant aux différents codes après une décision dure, K est le nombre de codes d'étalement alloués et i.T représente l'opération de transposition matricielle. Chaque étage de l'annuleur d'interférence parallèle 12 est constitué de deux blocs à l'exception du dernier étage 15 qui est constitué d'un bloc seulement. Le premier bloc est celui de l'estimation des symboles, où le 5 récepteur a une structure de type Rake. Le deuxième bloc est celui de la régénération des interférences ou des répliques du signal transmis suivant les différents trajets. Les interférences suivant chaque trajet sont retranchées du signal reçu et les signaux résultants constituent les entrés de l'étage suivant. 10 Le dernier étage 15 comporte seulement le bloc d'estimation des symboles. De façon connue de l'homme du métier, les performances en termes de taux d'erreur binaire (TEB) de l'annuleur d'interférence parallèle de la figure 1 s'améliorent au fur et à mesure que l'on augmente le 15 nombre d'étages qui composent cet annuleur. Malheureusement, la complexité de cet annuleur est proportionnelle à ce nombre d'étages et il n'est pas possible de déterminer a priori le nombre d'étages adéquat pour obtenir une performance donnée de cet annuleur. En pratique, le nombre d'étages est imposé par des contraintes 20 de réalisation. Au surplus, il est connu qu'un phénomène de saturation des performances en terme de TEB est observé lorsque le niveau des interférences devient important par rapport au niveau du bruit thermique. 25 Objet et résumé de l'invention La présente invention vise un procédé et un dispositif de réception adaptés à pallier les inconvénients précités. A cet effet, l'invention concerne un procédé de réception d'un signal analogique à étalement de spectre en bande de base issu d'un 30 canal de propagation multi trajets, le signal analogique véhiculant des symboles, ce procédé comportant : - une étape d'égalisation multi codes du canal adaptée à délivrer une première estimation des symboles correspondant à chacun des codes ; - une étape pour régénérer, à partir des symboles estimés, des répliques 35 du signal analogique correspondant aux trajets ; - une étape pour régénérer, à partir des répliques, des interférences pour chacun des trajets ; et - une étape dite "étape d'annulation d'interférences" pour délivrer une deuxième estimation des symboles en annulant les interférences du signal 5 analogique pour chacun desdits trajets. Corrélativement, l'invention vise également un dispositif de réception d'un signal analogique à étalement de spectre en bande de base issu d'un canal de propagation multi trajets, le signal analogique véhiculant des symboles, le dispositif de réception comportant en série : 10 - un égaliseur canal multi codes du signal analogique adapté à délivrer une première estimation des symboles correspondant à chacun des codes ; -des moyens pour régénérer, à partir des symboles estimés, des répliques du signal analogique correspondant aux trajets ; 15 - des moyens pour régénérer, à partir des répliques, des interférences pour chacun des trajets ; et - des moyens pour délivrer une deuxième estimation des symboles en annulant les interférences du signal analogique pour chacun des trajets. L'invention vise ainsi, d'une façon générale, un procédé et un 20 dispositif de réception hybride constitué principalement d'un égaliseur linéaire et d'un annuleur d'interférence. De façon connue, les égaliseurs canal ("Channel Chip Equalizer" en anglais) sont des récepteurs linéaires constitués principalement d'un filtre égaliseur suivi d'un corrélateur correspondant au code de l'utilisateur 25 d'intérêt et d'un dispositif de décision. A l'inverse du récepteur conventionnel Rake, ces égaliseurs canal prennent en compte l'interférence et ne la considèrent pas comme du bruit inéluctable. En conséquence, lorsque les interférences deviennent 30 prédominantes par rapport au niveau du bruit thermique, le dispositif de réception selon l'invention, qui prend en compte l'interférence, donne des performances bien supérieures à celles obtenues par l'annuleur d'interférence parallèle 12 décrit en référence à la figure 1 dont le bloc d'estimation des symboles du premier étage est un Rake. 35 Plus précisément, du fait que le bloc d'estimation des symboles du premier étage de l'annuleur d'interférence 12 est constitué par un Rake, l'estimation des symboles, et donc des interférences, est de très mauvaise qualité dans le cas où les interférences dominent par rapport au bruit thermique. Ces erreurs d'estimation se propagent le long des différents étages 14, 15 conduisant ainsi à des performances bien inférieures à celles obtenues avec le dispositif de réception selon l'invention. Préférentiellement, l'étape d'égalisation est une étape d'égalisation linéaire minimisant l'erreur quadratique moyenne. En particulier, cette étape de filtrage peut utiliser une méthode de type "zero forcing" en anglais (ZF). Préférentiellement, le procédé de réception selon l'invention comporte une étape pour déterminer automatiquement une profondeur optimale utilisée comme profondeur dans l'étape d'égalisation linéaire, à partir de la réponse impulsionnelle du canal, et de la puissance du bruit thermique. Ainsi, dans un mode préféré de réalisation, la profondeur optimale de l'égaliseur linéaire est déterminée automatiquement à partir des conditions du canal. On obtient un égaliseur à complexité variable permettant de réduire considérablement l'utilisation des ressources du terminal mobile, notamment dans des conditions de fort bruit thermique. Dans un mode préféré de réalisation, l'étape d'égalisation linéaire travaille au rythme chip. Cette caractéristique permet de réduire considérablement la complexité du dispositif de réception, par rapport à un dispositif implémentant un filtre égaliseur fonctionnant au rythme d'échantillonnage (rythme rapide). En effet, dans de tels égaliseurs, l'égalisation s'effectue au rythme rapide de sorte que les coefficients doivent être systématiquement calculés pour chaque chip. Pour plus d'informations sur cette réalisation particulière, l'homme du métier pourra se reporter au document Kari Hooli, "Equalization in WCDMA terminais", Thèse de doctorat, Oulu university, Finlande, 2003. Dans un mode préféré de cette variante de réalisation, le 35 dispositif de réception selon l'invention comporte, préalablement à l'étape d'égalisation linéaire au rythme chip, une étape pour délivrer, à partir du signal analogique, un signal au rythme chip, cette étape étant effectuée selon le principe général d'une étape de réception mise en oeuvre dans un récepteur de type RAKE. Ainsi, en fonction des conditions du canal (sélectivité en fréquence et puissance du bruit thermique), la profondeur de l'égaliseur varie de sorte que cet égaliseur peut se réduire à un RAKE (pour une profondeur égale à un chip) dans des conditions de fort bruit et/ou de canal faiblement sélectif en fréquence. Cette étape d'égalisation comporte : - une sous-étape permettant de délivrer, à partir du signal analogique, un signal au rythme chip ; et - une sous-étape de filtrage avec profondeur finie, travaillant au rythme chip, pour traiter le signal au rythme chip. Ainsi, conformément à l'invention, le filtrage à profondeur finie s'effectue au rythme chip, ce qui réduit considérablement la complexité de calcul par rapport aux dispositifs de l'art antérieur travaillant au rythme rapide d'échantillonnage. On rappelle les notations suivantes : - la notation x* désigne le conjugué complexe du scalaire x ; - MT désigne la transposée de la matrice M ; et - M" désigne la transposée conjuguée de la matrice M. Dans ce document on utilisera les notations génériques suivantes : P : profondeur d'un égaliseur linéaire ; et w : rayon de la profondeur d'un égaliseur avec P = 2w+1. Dans une variante préférée de réalisation, l'étape de filtrage avec profondeur finie utilise une matrice d'égalisation d'égalisation GMMSE de forme simplifiée : G,1,fçE =(HHDHDH+Q Ou : F- HHDHDH = (DH)" DH est une matrice Toeplitz bande Hermitienne, dans laquelle : - H est une matrice diagonale par bloc des gains complexes du canal, - D est une matrice contenant des versions décalées aux retards du canal de l'impulsion de mise en forme discrète en racine de Nyquist du signal analogique; - IQN est la matrice identité ; et - o la variance du bruit thermique. Dans cette variante particulièrement avantageuse, l'étape de filtrage avec profondeur finie ne nécessite pas la connaissance des codes d'étalement, à savoir ni la connaissance du code d'étalement d'intérêt directement utilisé par le terminal mettant en oeuvre le procédé de réception, ni celle des codes d'étalement du réseau en général. L'homme du métier comprendra que cette caractéristique permet avantageusement de limiter le flux d'informations dans le canal de communication, ainsi que les ressources nécessaires au traitement du signal par le terminal. Au surplus, l'explicitation de la matrice F sous forme d'une matrice Toeplitz bande Hermitienne permet avantageusement de simplifier son calcul, les coefficients de cette matrice pouvant être obtenus à partir de sa seule première colonne. Cette caractéristique sera développée ultérieurement. Préférentiellement, pour calculer, dans cette variante, les éléments de la première colonne de la matrice Toeplitz bande Hermitienne précitée : - on calcule une séquence de convolution entre la réponse impulsionnelle 20 discrète du canal et l'impulsion de mise en forme discrète en racine de Nyquist du signal analogique ; - on calcule une séquence d'autocorrélation de la séquence de convolution pour les retards positifs de la séquence d'autocorrélation ; et - on échantillonne la séquence d'autocorrélation au rythme chip. 25 Préférentiellement, pour déterminer automatiquement la profondeur optimale précitée : - on calcule, un filtre égaliseur d'une profondeur maximale prédéterminée et, pour toutes les profondeurs intermédiaires impaires inférieures à cette profondeur maximale, un filtre égaliseur intermédiaire à profondeur finie 30 de cette profondeur intermédiaire, et on calcule une erreur relative entre l'élément central du filtre intermédiaire et l'élément central du filtre de profondeur maximale ; et - on choisit pour profondeur optimale, la profondeur intermédiaire minimale pour laquelle l'erreur relative est inférieure ou égale à un seuil 35 d'erreur prédéterminé. L'homme du métier comprendra que le calcul de chacun des filtres égaliseurs intermédiaires nécessite l'inversion d'une matrice carrée dont les dimensions correspondent à la profondeur intermédiaire. Si on considère le calcul de tous les filtres intermédiaires jusqu'à une profondeur d'exploration maximale PMAX, le nombre de multiplications complexes nécessaire est en o(P,a,,) . Afin de simplifier ce calcul, les coefficients des filtres égaliseurs intermédiaires à profondeur finie peuvent être obtenus à partir d'une matrice d'égalisation intermédiaire Gp de la forme G,, =(F +6,,1,,) où Q;, est la variance du bruit, Ip la matrice identité et F, une matrice Toeplitz Hermitienne qui traduit l'effet du canal et de l'impulsion de mise en forme discrètre en racine de Nyquist du signal analogique. Dans ce mode de réalisation, la matrice d'égalisation intermédiaire Gp peut être obtenue récursivement par la formule 15 H Gp_, bppb br bn , initialisée par : G, = 62 + P r p n f avec b,,_ ùp,'G,,_,d,, et p,, = + f pOUr p > 2 où f,, est la première colonne de la matrice F,, explicitée 20 f,,=[f'f,,. ,f,,i', ,fp-,,.. ,.I]Het .f= f,. Cette méthode de calcul récursif permet avantageusement de ramener la complexité de la méthode de détermination automatique de profondeur de l'égaliseur de c(i ) à 7(i ,) multiplications complexes. 25 Dans une première variante de réalisation, la profondeur maximale PMAX pour la détermination automatique de profondeur optimale est choisie telle que PMAX = 4W + 1 ; où W est la demi largeur de bande de la matrice F Toeplitz bande Hermitienne précitée. 30 Dans une variante préférée, la profondeur maximale est choisie telle que = 2iV cerf ((E /NJ )/10) ,aVeC PMAX = 2wMAx+1, Oë W est la demi largeur de bande de ladite matrice F Toeplitz bande Hermitienne, Eb l'énergie par bit, No la densité spectrale monolatérale du bruit, et erf(.) la fonction erreur 35 définie par : Gp erf(x)= /ùf exp(ùy-)dv n Cette deuxième variante permet avantageusement d'éviter la surestimation de la profondeur obtenue par la première variante précitée, en particulier dans les conditions pour lesquelles le rapport Eb/No est relativement faible. Cette deuxième variante, qui prend en compte non seulement la dispersion du canal mais aussi la puissance du bruit thermique, réduit par conséquent considérablement la complexité de cette détermination automatique de profondeur. Le dispositif de réception mentionné ci-dessus peut donc être vu comme un récepteur hybride égaliseur canal/annuleur d'interférence à deux étages. De façon très avantageuse et comme cela sera démontré ultérieurement, le dispositif de réception selon l'invention ne nécessite généralement que deux étages pour converger, le premier étage donnant une première estimation des symboles et le deuxième étage, à base de structures de type Rake, affine cette estimation. Le fait que le dispositif de réception selon l'invention converge seulement après deux étages est très important et résout un problème crucial rencontré avec l'annuleur d'interférence 12 de la figure 1 qui est celui de la détermination du nombre d'étages nécessaires à la convergence. Dans une variante de réalisation, le procédé et le dispositif de réception selon l'invention mettent en oeuvre au moins une itération supplémentaire des étapes de régénération et d'annulation d'interférences pour délivrer, à partir de ladite deuxième estimation des symboles, au moins une troisième estimation desdits symboles. On obtient ainsi un récepteur hybride égaliseur canal/annuleur d'interférence à plus de deux étages. Ce récepteur permet de tirer profit des performances de ces deux types de récepteurs qui sont complémentaires. Grâce à l'égaliseur canal, on obtient une bonne estimation des symboles (respectivement de l'interférence au niveau du premier étage). Cette amélioration de l'estimation se propage à travers les 35 différents étages composant l'annuleur d'interférence, ce qui permet d'obtenir des performances bien supérieures à celles de l'annuleur d'interférence 12 de la figure 1. Le procédé de réception mentionné ci-dessus peut être implémenté sous forme de programme sur un composant programmable, par exemple de type DSP (pour "Digital Signal Processor" en anglais). En variante, les différentes étapes du procédé de réception sont déterminées par des instructions de programmes d'ordinateurs. En conséquence, l'invention vise aussi un programme d'ordinateur sur un support d'informations, ce programme étant susceptible d'être mis en oeuvre dans un dispositif de réception ou plus généralement dans un ordinateur, ce programme comportant des instructions adaptées à la mise en oeuvre des étapes d'un procédé de réception tel que décrit ci-dessus. Ce programme peut utiliser n'importe quel langage de programmation, et être sous la forme de code source, code objet, ou de code intermédiaire entre code source et code objet, tel que dans une forme partiellement compilée, ou dans n'importe quelle autre forme souhaitable. L'invention vise aussi un support d'informations lisible par un ordinateur, et comportant des instructions d'un programme d'ordinateur tel que mentionné ci-dessus. Le support d'informations peut être n'importe quelle entité ou dispositif capable de stocker le programme. Par exemple, le support peut comporter un moyen de stockage, tel qu'une ROM, par exemple un CD ROM ou une ROM de circuit microélectronique, ou encore un moyen d'enregistrement magnétique, par exemple une disquette (floppy disc) ou un disque dur. D'autre part, le support d'informations peut être un support transmissible tel qu'un signal électrique ou optique, qui peut être acheminé via un câble électrique ou optique, par radio ou par d'autres moyens. Le programme selon l'invention peut être en particulier téléchargé sur un réseau de type Internet. Alternativement, le support d'informations peut être un circuit intégré dans lequel le programme est incorporé, le circuit étant adapté pour exécuter ou pour être utilisé dans l'exécution du procédé en question. Brève description des dessins D'autres caractéristiques et avantages de la présente invention ressortiront de la description faite ci-dessous, en référence aux dessins 5 annexés qui en illustrent un exemple de réalisation dépourvu de tout caractère limitatif. Sur les figures : - la figure 1, déjà décrite, représente un annuleur d'interférence parallèle connu de l'art antérieur ; - la figure 2 représente de façon schématique un égaliseur canal 10 multi-codes utilisé dans un dispositif de réception conforme à l'invention dans un mode préféré de réalisation ; - la figure 3 représente un récepteur multi- codes de type RAKE connu de l'homme du métier ; - la figure 4 représente de façon schématique un dispositif de 15 réception conforme à l'invention dans un mode préféré de réalisation ; -la figure 5 représente, sous forme d'organigramme, les principales étapes d'un procédé de réception conforme à l'invention dans un mode préféré de réalisation ; - la figure 6 représente la structure d'une matrice de Toeplitz 20 bande Hermitienne utilisée dans le calcul d'un filtre égaliseur dans un procédé de réception conforme à l'invention ; - la figure 7 représente la structure d'une matrice d'égalisation intermédiaire utilisée dans le calcul d'un filtre égaliseur dans un procédé de réception conforme à l'invention ; 25 - les figures 8 à 11 sont des figures permettant de comparer les performances du récepteur selon l'invention avec les récepteurs des figures 1 et 2. Description détaillée d'un mode de réalisation 30 La figure 2 représente de façon schématique un égaliseur canal multi-codes utilisé dans un dispositif de réception conforme à l'invention. Il est adapté à recevoir un signal analogique r(t) à étalement de spectre en bande de base issu d'un canal de communication multitrajets. 35 Cet égaliseur canal 1 comporte en série un égaliseur linéaire 10 minimisant l'erreur quadratique moyenne, un corrélateur multi-codes 20 et des moyens 30 de décision quant à la valeur des symboles véhiculés par le signal. Cet égaliseur canal comporte des moyens 121 pour déterminer automatiquement une profondeur optimale utilisée comme profondeur dans l'égaliseur linéaire, à partir de la réponse impulsionnelle du canal, et de la puissance du bruit thermique. Ces moyens 121 de détermination sont par exemple constitués par un composant programmable adapté à mettre en oeuvre l'étape E220 de détermination automatique qui sera décrite ultérieurement en référence à la figure 5. Le signal reçu en bande de base r(t) est tout d'abord échantillonné au rythme rapide (rythme d'échantillonnage) Jt = T /s, ce qui consiste à prendre S échantillons par temps chip Tc. L'égaliseur canal 1 comporte des moyens 119 adaptés à effectuer un filtrage adapté à l'impulsion de mise en forme discrète en racine de Nyquist du signal échantillonné correspondant au signal analogique r(t). Il comporte également, en sortie des moyens de filtrage 119 adaptés à la mise en forme, des moyens 112 pour corriger les retards z ,...,r, suivant les différents trajets et des moyens 113 d'échantillonnage des signaux corrigés au rythme chip Tc. L'égaliseur canal 1 comporte des moyens 114 de compensation du canal adaptés à multiplier le signal au rythme chip suivant chaque trajet par le conjugué complexe h*, du gain du canal correspondant. Il comporte également un sommateur 115 des signaux au rythme chip suivant les différents trajets. Toute cette chaîne, jusqu'au sommateur 115, constitue des moyens 110 pour délivrer, à partir du signal analogique r(t) un signal au rythme chip au filtre égaliseur à profondeur finie 120. Dans une variante de réalisation, l'égaliseur linéaire fonctionne à un rythme rapide d'échantillonnage. Pour plus d'informations sur cette réalisation particulière, l'homme du métier pourra se reporter au document [Hooli] précité. Le signal en sortie du filtre 120 est fourni en entrée d'un 35 corrélateur 20. Dans ce corrélateur, un multiplicateur 21 multiplie le signal chip à chip par le conjugué complexe du code d'embrouillage s* pour le désembrouiller. Le corrélateur 20 comporte également un corrélateur 111 correspondant à chacun des codes d'intérêt C*1 à C*k. Le signal en sortie de chaque corrélateur 111 est fourni en entrée de moyens 31 de décimation adaptés à garder un échantillon chaque Q chips, ce qui consiste à effectuer, en analogique, un échantillonnage au rythme symbole. En sortie de chaque décimateur 31, le signal (décision souple des symboles il,,...,à, est fourni en entrée d'un multiplexeur parallèle/série 33. Le signal en sortie du multiplexeur 33 est fourni à des moyens 30 de décision qui comprennent principalement, et de façon connue, un dispositif 32 de décision dépendant du type de modulation utilisé permettant de donner une estimation dure des symboles véhiculés par le signal. L'homme du métier comprendra que dans le cas où la profondeur du filtre égaliseur est égale à un seul chip, l'égaliseur canal selon l'invention se réduit tout simplement à un récepteur multi-codes du type RAKE dont la structure est donnée à la figure 3. La figure 4 représente un dispositif de réception 2 conforme à l'invention dans un mode préféré de réalisation. Dans ce mode préféré de réalisation, le dispositif de réception 25 comporte deux étages ET1 et ET2. Le premier étage ET1 comporte principalement deux blocs, à savoir un bloc ET11 d'estimation des symboles et un bloc ET12 de régénération des interférences. Le bloc ET11 est constitué par l'égaliseur canal multi-codes 1 30 décrit précédemment en référence à la figure 2. Pour le bloc ET12 de régénération des interférences, on retrouve pratiquement les mêmes opérations qu'au niveau de la chaîne d'émission (par exemple d'une station de base). En effet, on distingue successivement : 35 - des moyens 111' permettant d'étaler les symboles estimés dA respectivement par les codes C1 à Ck ; - un sommateur 115' ; - un multiplicateur 116' adapté à appliquer le code d'embrouillage en multipliant chip à chip le signal en sortie du sommateur 115' par le code d'embrouillage S ; - des moyens 119' adaptés à effectuer un filtrage à l'impulsion de mise en forme discrète en racine de Nyquist ; - des moyens 114' adaptés à pondérer le signal après mise en forme par le coefficient du canal correspondant hi à hL . - des moyens 112' adaptés à introduire un retard ii à TL. En sortie de ce bloc de régénération ET12 on obtient les signaux (t),...,@, (i) qui sont les répliques estimées du signal transmis suivant les différents trajets du canal. Dans l'exemple décrit ici, le dispositif de réception 2 conforme à l'invention ne comporte que deux étages. Dans ce mode de réalisation, le deuxième étage ET2 est donc le dernier étage. Il est composé d'un seul bloc, à savoir un bloc d'estimation des symboles équivalent ou similaire au dernier étage 15 de I'annuleur d'interférence parallèle 12 décrit précédemment en référence à la figure 1. La figure 5 représente les principales étapes d'un procédé de réception conforme à l'invention dans un mode préféré de réalisation. Ce procédé de réalisation peut par exemple être mis en oeuvre par le dispositif de réception décrit précédemment en référence à la figure 4. De façon connue, la matrice GMMSE d'égalisation canal d'un 25 égaliseur de type MMSE peut s'exprimer de la façon suivante : v G.~sis, =(HHD"DH+a,~(CA2C")--' avec les notations : 30 : Corps des complexes L : Nombre de trajets du canal Q : Facteur d'étalement H E : Matrice diagonal par bloc des gains complexes du canal D E : Matrice contenant des versions décalées aux retards du canal 35 de l'impulsion de mise en forme discrète(_R. est le corps des réels) c E `" : Matrice des codes (étalement et embrouillage) A e : Matrice diagonale des amplitudes des différents codes o : Variance du bruit ,N : Taille du signal reçu en échantillons .v : Nombre de symboles transmis par code x : Nombre de codes d'étalement. Conformément à l'équation précédente, on s'aperçoit que le calcul de GMMSE nécessite la connaissance de tous les codes actifs et l'inversion de la matrice (CAC") . Cette matrice (cA,C") ne possédant pas de structure particulière, son inversion est très coûteuse. Afin de s'affranchir de cette inversion matricielle ainsi que la connaissance des codes actifs, on introduit l'approximation suivante: CA-C" = IQ ,, où 1~ ,. est une matrice identité (QN x QN) . Ainsi, l'expression de la matrice simplifiée d'égalisation MMSE utilisée dans la suite de la description est donnée par: G,mis/. =(H"D"DH+Q,,I(\i (1) où F E '' est définie par: FHH D"DH=(DH)U DH (2) Cette matrice F dont la structure est représentée à la figure 6 25 est avantageusement une matrice Toeplitz bande Hermitienne. Le procédé de réception selon l'invention décrit ici comporte une étape E10 de réception du signal analogique r(t) à étalement de spectre en bande de base issu d'un canal de communication. Cette étape E10 de réception est suivie par une étape E20 30 d'égalisation du canal, comportant dans ce mode préféré de réalisation, quatre étapes principales E210, E220, E230 et E240 pour respectivement délivrer un signal au rythme chip, calculer une profondeur optimale et calculer une matrice d'égalisation, et effectuer une opération de filtrage avec profondeur finie. 35 La première étape E210 de l'étape d'égalisation E20 permet de délivrer, à partir du signal analogique r(t), un signal au rythme chip. Cette 20 étape peut par exemple être mise en oeuvre par les moyens 110 décrits précédemment en référence à la figure 2. Le procédé de réalisation décrit ici comporte une deuxième étape E230 de calcul des éléments de la matrice F Toeplitz bande 5 Hermitienne. Comme décrit précédemment, la matrice GMMSE s'exprime à l'aide des formules (1) et (2) suivantes : G.i111 =(H ID"DH+Q,~1un J (1) F H"D"DH=(DH)" DH (2) Dans l'équation (2), F est une matrice Toeplitz bande Hermitienne et sa construction nécessite seulement la connaissance de sa 15 première colonne. Le calcul de cette première colonne peut s'effectuer préférentiellement en trois sous-étapes E232, E234 et E236. Au cours d'une première sous-étape E232, on calcule une séquence de convolution 20 v(i)h(i)*(i) (6) où h(i) est la réponse impulsionnelle discrète du canal et `P(i) est l'impulsion de mise en forme discrète. Cette première sous-étape E232 est suivie par une deuxième sous-étape E234 au cours de laquelle on calcule une séquence 25 d'autocorrélation pour les retards positifs (n) avec n > 0 de y(i). Cette deuxième sous-étape est suivie par une troisième sous-étape E236 au cours de laquelle on échantillonne ladite séquence d'autocorrélation R,; (n) au rythme chip, ce qui revient à garder un échantillon chaque S échantillon, ces échantillons donnant les éléments de 30 la première colonne de F. La deuxième étape E230 de calcul de la matrice F est suivie, dans ce mode préféré, par une troisième étape E220 adaptée à déterminer automatiquement la profondeur optimale popt qui sera utilisée ultérieurement dans l'étape E240 d'égalisation linéaire. Cette profondeur 35 optimale popt est obtenue à partir de la réponse impulsionnelle du canal h et de la puissance a,-; du bruit thermique. 10 Préférentiellement cette étape E220 de calcul de profondeur optimale comporte quatre sous-étapes successives E222, E224, E226 et E228. Au cours de cette première sous-étape E222, on détermine une 5 profondeur maximale PMAX. Dans le mode de réalisation préféré décrit ici dans lequel la matrice d'égalisation GMMSE possède la forme simplifiée donnée aux équations (1) et (2), la profondeur maximale PMAX peut être choisie telle que : 10 PMAx = 4W + 1 (3) où W est la demi largeur de bande de la matrice F Toeplitz bande Hermitienne. En variante préférée, la profondeur maximale PMA peut avantageusement être choisie telle que : 15 wä, , = 2W erf ((Eh /No )/10) (4) où PM( = 2wmax + 1 et où W est la demi largeur de bande de la matrice F Toeplitz bande Hermitienne, Eb l'énergie par bit, No la densité spectrale monolatérale du bruit, et erf(.) la fonction erreur définie par : erf(x)= jexp(ùy )dv. 20 o Cette première sous-étape E222 de calcul de la profondeur maximale PM , par l'une ou l'autre des formules (3) ou (4), est suivie par une deuxième sous-étape E224 au cours de laquelle on calcule, pour toutes les profondeurs intermédiaires impaires p inférieurs à la profondeur 25 maximale PM , un filtre égaliseur intermédiaire à profondeur finie de cette profondeur intermédiaire p. On calcule aussi le filtre égaliseur pour la profondeur maximale PMAX. Dans le mode de réalisation décrit ici, les coefficients de ce filtre 30 égaliseur intermédiaire à profondeur finie g,;;',`, sont les éléments de la ligne w+l d'une matrice d'égalisation intermédiaire Gp de la forme C =(F, +o-, 2j i ,) où est la variance du bruit, Ip la matrice identité et F, est une matrice Toeplitz Hermitienne qui traduit l'effet du canal et de l'impulsion de mise en forme discrète en racine de Nyquist dudit signal 35 analogique. La structure d'une telle matrice d'égalisation intermédiaire Gp est donnée à la figure 7. De par sa structure, l'homme du métier comprendra que la connaissance de F,, se résume à la connaissance de sa première colonne notée f,, qui s'explicite sous la forme : f, =[f,.f f,,] . Dans un mode préféré de réalisation, on établit une relation entre deux matrices d'égalisation G,, et G,,_, de profondeurs respectives p et (pû1) avec p > 2 , ou G= (F+ a I ,_, r-1 Soit d,, le vecteur colonne de longueur (pû1) obtenu à partir du conjugué complexe de f,, en supprimant le premier élément (i.e., f ) et en inversant l'ordre du reste des éléments, c'est-à-dire : d,, = [f,,, , ..., f ]" , où [.]" est le conjugué hermitien. Pour plus de simplicité dans l'écriture des équations, on pose f= f . En considérant le fait que F,, est Toeplitz hermitienne, on peut écrire : 25 F= F,_, d" r d, f De même, on peut écrire : 30 En appliquant le lemme d'inversion des matrices partitionnées décrit dans Steven M. Kay, Fundamentals of statistical signal processing: estimation theory, Prentice Hall, New Jersey, 1993 à , l'homme du métier comprendra que la matrice d'égalisation intermédiaire Gp peut en 35 conséquence être obtenue récursivement par la formule G,,,_, d" G+p brbH bH , initialisée par : G, = o-,+f 1 p, avec b,, _ ùp,'G1,,d,, et p,, = o',, +f ùd,HGp_,d,, pOUr p > 2 ou f,, est la premiere colonne de la matrice F,, explicitée f,_{f, f,,...,f,,]`, d,,=f,,f;,_, f;]"et.f=f La deuxième sous-étape E224 de calcul des filtres égaliseurs intermédiaires à profondeur finie est suivie par une troisième sous- étape E226 au cours de laquelle on calcule, pour chaque profondeur intermédiaire impaire, une erreur relative er( entre l'élément central g,t`/,t"'LC/i (w+t) du filtre é,1"',,/.CL' et l'élément central +t) du filtre g,t4A/.C/i ~ nnix g,{IA15'F. de profondeur maximale PM . Plus précisément, 15 er(".) _ gAL4LCF_ (w,,, Y +1)ùgi.hm (w 1) gAlA1.17~ (~Unr,tr +1) avec ti,'=0,1,...,(wmr -1) (5) Cette troisième sous-étape E226 de calcul des erreurs relatives er(`") est suivie par une quatrième sous-étape E228 de détermination de la 20 profondeur optimale popt qui sera utilisée à l'étape E240 de filtrage avec profondeur finie. A cet effet, on choisit préférentiellement pour profondeur optimale popt la profondeur intermédiaire minimale pour laquelle l'erreur relative er' est inférieure ou égale à un seuil er d'erreur prédéterminé. 25 Le seuil prédéterminé er est fixé à l'avance et dépend des performances souhaitées. Cette quatrième sous-étape E228 termine l'étape E220 de calcul de la profondeur optimale du filtre. L'étape E220 de détermination de la profondeur est suivie par 30 l'étape E240 d'égalisation linéaire du signal délivré à la première étape E210 de l'étape d'égalisation E20. L'homme du métier reconnaîtra que cette étape E240 de filtrage s'effectue au rythme chip. Elle termine l'étape E20 d'égalisation du canal conforme à l'invention. Cette étape E20 d'égalisation est suivie par une étape E30 de corrélation du signal adaptée, comme décrit précédemment, à désembrouiller le signal et à le corréler avec les codes d'intérêts C*1,...C*K Au cours de cette étape E30, on effectue également une opération de décimation au cours de laquelle on garde un échantillon chaque Q chip. Cette étape de décimation est suivie par une opération de décision dure pour délivrer une première estimation des symboles d,,.,d~. Cette étape E30 de corrélation et de décision dure peut 10 notamment être mise en oeuvre par le corrélateur 20 et le dispositif de décision 30 décrits précédemment en référence à la figure 2. L'étape E30 de corrélation est suivie par une étape E40 au cours de laquelle on régénère, à partir des symboles estimés des répliques r"ä à r"ä du signal analogique correspondant à chacun des trajets. 15 Cette étape E40 de régénération peut être mise en oeuvre par le bloc ET12 de régénération du premier étage ET1 du dispositif 2 de réception selon l'invention. Cette étape E40 de régénération des répliques est suivie par une étape E50 au cours de laquelle on régénère, à partir de ces répliques, 20 des interférences pour chacun des trajets. L'interférence suivant un trajet I correspond à la sommation de toutes les répliques suivant les différents trajets sauf la réplique correspondant au trajet en question. L'étape E50 de régénération des interférences est suivie par une étape E60 au cours de laquelle on délivre une deuxième estimation des 25 symboles en annulant les interférences du signal analogique pour chacun des trajets. Comme décrit précédemment en référence à la figure 1, celle-ci est obtenue en retranchant du signal reçu r(i) toutes les répliques du signal transmis suivant les différents trajets du canal à l'exception de la 30 réplique correspondant aux trajets en question. Dans une variante préférée de réalisation, le dispositif de réception comporte plus de deux étages. Dans ce cas, les étages supplémentaires sont conformes aux étages intermédiaires 14 décrits précédemment en référence à la figure 1. 35 Ils permettent ainsi de réitérer les étapes de régénération et d'annulation d'interférences pour affiner l'estimation à chaque étage. Aux figures 8 à 11 sont donnés des résultats permettant de comparer les performances du récepteur 2 selon l'invention avec le récepteur 12 de la figure 1 et le récepteur 1 de la figure 2. Plus précisément, les performances en terme du TEB en fonction du rapport Eh/No du récepteur hybride selon l'invention (ci-après dénommé "MMSEA/MPIC") proposé sont comparées à celles des récepteurs 12 (ci-après dénommé "MPIC") et 1 (ci-après dénommé "MMSEA"). Les spécifications de la norme HSDPA en mode FDD telles que définies dans les documents 3GPP TS 25.11, 25.211 et 25. 213 sont considérées pour les simulations. Un nombre de codes K avec un facteur d'étalement Q=16 sont alloués au même terminal mobile. Des conditions sévères d'interférences sont considérées en utilisant une modulation de type 16QAM dans un canal de type Vehicular-A telles que définies par la norme ETSI TR 101 112. Aux Figures 8, 9 et 10 sont données respectivement les performances des différents récepteurs pour K = 5, 10 et 13 codes. Pour le MMSEA ainsi que le premier étage du MMSEA/MPIC le seuil de l'erreur relative er est fixé à I o' . Le nombre d'étage pour le MPIC et le MMSEA/MPIC est fixé à M=2, 3, 4 et 10. Le facteur de pondération a et fixé à 1 pour tous les cas. L'évolution du rayon de la profondeur de l'égaliseur MMSEA et du premier étage du MMSEA/MPIC est donnée à la Figure 11. En considérant les courbes des performances aux Figures 8, 9 et 10, on reconnaît bien le caractère de complémentarité des performances du MMSEA et du MPIC. En effet, quand le niveau du bruit thermique est important (ce qui correspond à un faible rapport E,,/Nä) et/ou le nombre de codes alloués est relativement faible le MPIC conduit à de meilleurs performances que le MMSEA. Cependant, une fois que l'interférence prend de l'importance (à fort rapport Eh/Nä et/ou quand le nombre de codes alloués augmente), c'est le MMSEA qui l'emporte. Le phénomène de saturation des courbes de performances du MPIC est très apparent sur les Figures 10 et 11 approximativement à partir de Eh/Nä = 7 dB. L'amélioration des performances dans le cas du MPIC n'est pas à la hauteur du nombre d'étages mis en oeuvre. Les performances obtenues en utilisant le récepteur hybride MMSEA/MPIC sont largement supérieures à celles obtenues avec le MMSEA ou le MPIC quand ils sont utilisés séparément. En effet, par exemple dans le cas où K =1 o codes (Figure 9) et pour un TEB égale à i o-' , le gain en Eh /No est approximativement de 5 dB en comparaison au MMSEA. Il est important aussi de remarquer que le MMSEA/MPIC converge pratiquement après deux étages seulement. Ainsi, le premier étage donne une première estimation des symboles, alors que le deuxième étage affine cette estimation. Le fait que le MMSEA/MPIC converge seulement après deux étages résout des problèmes rencontrés avec le MPIC. Il y a premièrement l'aspect complexité, où avec une complexité bien moindre que celle nécessaire au MPIC on obtient avec le MMSEA/MPIC des performances bien meilleures (exemple du MMSEA/MPIC à 2 étages et du MPIC à 10 étages pour les Figures 8, 9 et 10). Le deuxième problème est celui de la détermination du nombre d'étage nécessaire à la convergence des performances (en terme de TEB) qui est un problème crucial pour l'implémentation du MPIC. Le troisième problème est celui de la détermination du facteur de pondération a . En effet, dans le cas du MPIC on n'a aucune information a priori pour sa détermination. Comme le MMSEA/MPIC est préférentiellement constitué seulement de deux étages et que le premier étage fourni une bonne estimation des symboles, on fixe a à 1 pour traduire notre confiance à cette estimation et s'affranchir du problème de sa détermination. Du point de vue complexité, il faut remarquer aussi qu'au prix d'un effort supplémentaire de calcul par rapport au MMSEA (régénération des interférences est leurs annulation suivant les différents trajets), il est possible avec le MMSEA/MPIC selon l'invention d'obtenir une amélioration notable des performances. Ainsi, le récepteur hybride MMSEA/MPIC à deux étages selon l'invention, présente un bon compromis performance/complexité. Le domaine d'application privilégié de l'invention est celui des récepteurs avancés pour les terminaux mobiles 3G et plus. Le récepteur hybride selon l'invention présente de bonnes caractéristiques. Il donne des performances supérieures pour une complexité acceptable. Il représente ainsi, un bon compromis performance/complexité en comparaison aux approches existantes. Il est très approprié pour équiper les terminaux mobiles des catégories 7, 8, 9 et 10 de la norme HSDPA mode FDD. En effet, ces catégories de terminaux doivent supporter une modulation d'ordre supérieur 16QAM et un nombre de codes alloués qui peut aller jusqu'à 10 ou 15. Cependant, le récepteur hybride selon l'invention peut être utilisé pour tout système de communication sans fil utilisant du CDMA comme technique d'accès et nécessitant un traitement avancé, exemple des systèmes fortement chargés en utilisateurs. REVENDICATIONS 1. Procédé de réception d'un signal analogique (r(t)) à étalement de spectre en bande de base issu d'un canal de propagation mufti trajets, ledit signal analogique véhiculant des symboles, ce procédé comportant : -une étape (E240) d'égalisation multi codes dudit canal adaptée à délivrer une première estimation (c!ä , ct,A) desdits symboles correspondant à chacun desdits codes (cl, ck) ; - une étape (E40) pour régénérer, à partir desdits symboles estimés (dä , d,K ), des répliques (' , r,) dudit signal analogique correspondant auxdits trajets ; - une étape (E50) pour régénérer, à partir desdites répliques (r,,), des interférences pour chacun desdits trajets ; et - une étape (E60) dite "étape d'annulation d'interférences" pour délivrer une deuxième estimation (d,, , (^,K) desdits symboles en annulant lesdites interférences dudit signal analogique (r(t)) pour chacun desdits trajets. 2. Procédé de réception selon la revendication 1, caractérisé en ce que ladite étape (E240) d'égalisation est une étape d'égalisation linéaire minimisant l'erreur quadratique moyenne. 3. Procédé de réception selon la revendication 2, caractérisé en ce qu'il comporte une étape (E220) pour déterminer automatiquement une profondeur optimale (popt) utilisée comme profondeur dans ladite étape (E240) d'égalisation linéaire, à partir de la réponse impulsionnelle dudit canal (h), et de la puissance () du bruit thermique. 4. Procédé de réception selon la revendication 3, caractérisé en ce que ladite étape (E240) d'égalisation linéaire travaille au rythme chip. 5. Procédé de réception selon la revendication 4, caractérisé en ce qu'il comporte, préalablement à ladite étape (E240) d'égalisation linéaire au rythme chip, une étape (E210) pour délivrer, à partir dudit signal analogique (r(t)), un signal au rythme chip, ladite étape (E210)étant effectuée selon le principe général d'une étape de réception mise en oeuvre dans un récepteur de type RAKE. 6. Procédé de réception selon l'une quelconque des 5 revendications 2 à 5, caractérisé en ce que ladite étape d'égalisation utilise une matrice d'égalisation GMMSE de forme simplifiée : Gu.vsi. =(HHDHDH+(7;,lä,.) ', Oë : F H"DHDH = (DH)'" DH est une matrice Toeplitz bande Hermitienne, dans laquelle : 10 - H est une matrice diagonale par bloc des gains complexes dudit canal, - D est une matrice contenant des versions décalées aux retards dudit canal de l'impulsion de mise en forme dudit signal analogique en racine de Nyquist ; - IQN est la matrice identité ; et 15 -cr;, la variance du bruit thermique. 7. Procédé de réception selon la revendication 6, caractérisé en ce qu'il comporte une étape (E230) de calcul des coefficients de la première colonne de ladite matrice (F) Toeplitz bande Hermitienne, au 20 cours de laquelle : - on calcule (E232) une séquence de convolution (y) entre la réponse impulsionnelle discrète dudit canal (h) et l'impulsion (`P) de mise en forme dudit signal analogique en racine de Nyquist ; - on calcule (E234) une séquence d'autocorrélation (R+yy) de ladite 25 séquence de convolution (y) pour les retards positifs de ladite séquence de convolution ; et - on échantillonne ([236) ladite séquence d'autocorrélation (R+yy) au rythme chip. 30 8. Procédé de réception selon l'une quelconque des revendications 3 à 7, caractérisé en ce que au cours de ladite étape (E220) de détermination automatique de ladite profondeur optimale (Popt) - on calcule (E224) un filtre égaliseur d'une profondeur maximale 35 prédéterminée (PM,x) et, pour toutes les profondeurs intermédiaires impaires (P) inférieures à ladite profondeur maximale prédéterminée(PMAx), un filtre égaliseur intermédiaire à profondeur finie (g(i,;',,,) de ladite profondeur intermédiaire (P), et on calcule (E226) une erreur relative (er'"') entre l'élément central ((1v+ 1)) dudit filtre (gä ) et l'élément central (g;~,~;:f~ (ti,r + 1)) dudit filtre (gä ) de profondeur maximale (PM,) ; et - on choisit (E228) pour ladite profondeur optimale (popt), ladite profondeur intermédiaire minimale pour laquelle ladite erreur relative (er'" est inférieure à un seuil (er) d'erreur prédéterminé. 9. Procédé de réception selon la revendication 6 et 8, caractérisé en ce que ladite profondeur maximale (PMAX) est choisie (E222) telle que PMA( = 4W + 1 (3) où W est la demi largeur de bande de ladite matrice (F) Toeplitz bande 15 Hermitienne. 10. Procédé de réception selon la revendication 8, caractérisé en ce que ladite profondeur maximale (PM ) est choisie (E222) telle que : tiv,,,,,, = 2W erf ((Eh /No )/10) avec PMAx = 2wM,x + 1 (4) 20 où W est la demi largeur de bande de ladite matrice (F) Toeplitz bande Hermitienne, Eb l'énergie par bit, No la densité spectrale monolatérale du bruit, et eif (.) la fonction erreur définie par : eif (x) n J=fexp(_y2)ciy 25 11. Procédé de réception selon l'une quelconque des revendications 8 à 10, dans lequel les coefficients dudit filtre égaliseur intermédiaire à profondeur finie (gt;~,ti.1) sont obtenus (E224) à partir d'une matrice d'égalisation intermédiaire (Go) de la forme = (F, +a i,) où a. est la variance du bruit, Ip la matrice identité et F, est une matrice 30 Toeplitz Hermitienne intermédiaire qui traduit l'effet du canal et de l'impulsion de mise en forme discrète en racine de Nyquist dudit signal analogique, caractérisé en ce que ladite matrice d'égalisation intermédiaire (Gp) est obtenue (E224) récursivement par la formule[Gp-1 + ppbpbrv bp bH -' Pp , initialisée par : G, = 1 a- + f Gp avec b,, _,d,, et p,, = + f pour p > 2 où f,, est la première colonne de la matrice F, explicitée f,, _ f . d,, = [f,, , f,,_, . ,. ] " et f = f . 12. Procédé de réception selon l'une quelconque des revendications 1 à 11, caractérisé en ce qu'il met en oeuvre au moins une itération supplémentaire desdites étapes de régénération (E40, E50) et d'annulation d'interférences (E60) pour délivrer, à partir de ladite deuxième estimation des symboles (d,, , d,K ), au moins une troisième estimation desdits symboles (dm , ). 13. Dispositif de réception d'un signal analogique (r(t)) à étalement de spectre en bande de base issu d'un canal de propagation multi trajets, ledit signal analogique véhiculant des symboles, ledit dispositif de réception comportant en série : - un égaliseur canal multi codes (cl, CO dudit signal analogique (r(t)) adapté à délivrer une première estimation (dä , dj desdits symboles 20 correspondant à chacun desdits codes ; - des moyens pour régénérer, à partir desdits symboles estimés (dä ), des répliques (rä , t;,) dudit signal analogique correspondant auxdits trajets ; - des moyens pour régénérer, à partir desdites répliques (r, , ), des 25 interférences pour chacun desdits trajets ; et - des moyens pour délivrer une deuxième estimation (2 , , 2K) desdits symboles en annulant lesdites interférences dudit signal analogique (r(t)) pour chacun desdits trajets. 30 14. Programme d'ordinateur comportant des instructions pour l'exécution des étapes du procédé de réception selon l'une quelconque des revendications 1 à 12 lorsque ledit programme est exécuté par un ordinateur. 15. Support d'enregistrement lisible par un ordinateur sur lequel est enregistré un programme d'ordinateur comprenant des instructions pour l'exécution des étapes du procédé de réception selon l'une quelconque des revendications 1 à 12.5