FR 2893201 A1 20070511 FR 8811130 A 19880823 10 15 20 25 30 35 Dispositif d'acquisition rapide de siqnaux électriques L'invention concerne l'acquisition rapide de signaux électriques. On connaît déjà des dispositifs d'acquisition de signaux électriques sur une voie ou plusieurs. Généralement, de tels dispositifs comprennent un amplificateur et des moyens codeurs numériques propres à effectuer l'échantillonnage et la conversion analogique-numérique des signaux arrivant sur chaque voie. A l'heure actuelle, les moyens codeurs numériques connus les plus performants permettent un codage numérique des signaux électriques sur des mots de huit bits à une fréquence de conversion de l'ordre de 250 mégahertz. Ce genre de codeur numérique n'est pas satisfaisant pour certaines applications, en particulier dans le domaine des radars et des contre-mesures, car leur rapidité d'acquisition est insuffisante. L'invention a pour but d'apporter une solution à ce problème. L'invention vise ainsi à fournir un dispositif d'acquisition de signaux électriques associant au moins deux codeurs numériques fonctionnant chacun à une fréquence de conversion de 250 mégahertz, par exemple, de manière à obtenir une fréquence de conversion globale égale à n.250 mégahertz, avec n le nombre de codeurs numériques associés. Un autre but de l'invention est d'offrir un dispositif d'acquisition de signaux électriques propre à corriger les erreurs absolues et/ou relatives d'acquisition, ce qui 10 15 20 25 30 permet de faire subir aux signaux électriques ainsi acquis un traitement optimal. Encore un autre but de l'invention est que ces corrections puissent s'effectuer par un auto-étalonnage du dispositif. L'invention porte donc sur un dispositif d'acquisition de signaux électriques disponibles sur au moins une voie, comprenant un amplificateur et des moyens codeurs numériques propres à effectuer l'échantillonnage et la conversion analogique-numérique des signaux arrivant sur cette voie. Selon une définition générale de l'invention, les moyens codeurs comprennent : - au moins deux codeurs montés en parallèle, propres à fonctionner à la même cadence nominale d'échantillonnage/conversion, avec un temps d'échantillonnage de durée brève par rapport à la période d'échantillonnage, et sur une bande passante supérieure à celle définie par la fréquence d'échantillonnage; - des moyens de décalage des signaux électriques échantillonnés à l'entrée d'un codeur par rapport à ceux de l'autre codeur; - des moyens de calibrage des tensions de référence de con-version de chaque codeur; - des moyens pour fournir aux deux codeurs des horloges d'échantillonnage/conversion dont les phases sont ajustables l'une par rapport à l'autre; - des moyens propres à engendrer un signal d'entrée de réfé- 35 rence; -des moyens de traitement propres à l'analyse spectrale du signal de sortie des deux codeurs; - des moyens de commande possédant un état de test dans lequel ils appliquent le signal d'entrée de référence aux deux codeurs et reçoivent l'analyse spectrale du signal converti qui en résulte, y compris à la fréquence nulle, et possédant un état de fonctionnement normal, dans lequel ils réalisent le calibrage des tensions de référence de conversion ainsi que l'ajustement de la phase d'horloge d'un codeur par rapport à l'autre codeur en fonction de cette analyse spectrale. Selon un mode de réalisation préféré de l'invention, les moyens de décalage comprennent au moins une ligne à retard pour l'un des codeurs numériques. En principe, le décalage des signaux électriques d'entrée d'un codeur par rapport à ceux de l'autre codeur est proportionnel au rapport entre la période d'échantillonnage et le nombre de codeurs. Selon un aspect de l'invention, les moyens d'ajustement de la phase d'horloge d'échantillonnage/conversion d'un codeur par rapport à l'autre codeur comprennent des moyens déphaseurs possédant une première entrée recevant le signal d'horloge d'échantillonnage/conversion, une seconde entrée reliée aux moyens de commande via un convertisseur propre à effectuer la conversion numérique/analogique du signal arrivant desdits moyens de commande et une sortie reliée à l'entrée d'horloge du codeur associé auxdits moyens déphaseurs. En variante, les moyens d'ajustement de la phase d'horloge d'échantillonnage/conversion d'un codeur par rapport à l'autre codeur comprennent des moyens de retard comportant une ligne à retard programmable possédant une première entrée 20 25 30 35 recevant le signal d'horloge d'échantillonnage/conversion, une pluralité de secondes entrées reliées chacune aux moyens de commande et commutées chacune par un commutateur, et une sortie reliée à l'entrée d'horloge du codeur associé à ladite ligne à retard programmable. Selon un autre aspect de l'invention, les moyens de calibrage des tensions de référence positive et négative de conversion de chaque codeur comprennent deux convertisseurs numériques/analogiques commandés par les moyens de commande, notamment à la fréquence nulle du signal d'entrée de référence et reliés respectivement via un amplificateur différentiel à la borne de tension de référence positive ou négative dudit codeur. Les moyens de traitement peuvent effectuer une analyse spectrale sous forme réelle ou complexe du signal de sortie des deux codeurs par transformation de Fourier rapide. En pratique, les moyens de calibrage des tensions de référence de conversion de chaque codeur sont commandés en fonction de la raie dite raie zéro obtenue à la fréquence nulle du signal de référence et de la raie correspondant à la fréquence du signal d'entrée. De leur côté, les moyens d'ajustement de la phase d'horloge d'échantillonnage/conversion d'un codeur par rapport à l'autre codeur sont commandés en fonction de la raie dite raie image obtenue à la fréquence du signal de référence. Typiquement, les codeurs échantillonnent les signaux électriques pendant un temps d'ouverture de l'ordre de 200 picosecondes, sur une bande passante sensiblement supérieure à 1 gigahertz. 35 5 Selon un mode de réalisation préféré de l'invention, le dispositif comporte deux voies, comprenant chacune au moins deux codeurs, avec analyse spectrale du signal de sortie définissable par ces deux voies. Avantageusement, les deux voies reçoivent les sorties de deux mélangeurs ayant un même signal d'entrée et recevant des signaux respectifs en quadrature de phase l'un par rapport à l'autre. 10 15 20 25 De préférence, le signal d'entrée de référence est alors appliqué à l'entrée de chaque mélangeur. D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront à l'examen de la description détaillée ci-après, et des dessins annexés, sur lesquels : - la figure 1 est une vue schématique générale du dispositif d'acquisition de signaux électriques sur deux voies selon l'invention; - la figure 2 illustre de manière plus détaillée un dispositif d'acquisition de signaux électriques arrivant sur une voie et comprenant n codeurs numériques selon l'invention; - la figure 3 illustre de manière plus détaillée un dispositif d'acquisition de signaux électriques arrivant sur deux voies et comprenant deux codeurs numériques pour chaque voie; 30 - la figure 4 est une vue schématique des moyens déphaseurs de type RLC propres à l'ajustement de la phase d'horloge d'échantillonnage/conversion de chaque codeur les uns par rapport aux autres; 35 - la figure 5 est une vue schématique d'une ligne à retard à longueur programmable pour l'ajustement de la phase d'horloge d'échantillonnage/conversion de chaque codeur les uns par rapport aux autres selon l'invention; - la figure 6 est une vue schématique des moyens de calibrage des tensions de référence de conversion de chaque codeur selon l'invention; - la figure 7 est une vue schématique générale du dispositif d'acquisition à auto-étalonnage; et - la figure 8 est un mode d'agencement particulier des deux voies d'entrée du dispositif dans le domaine du radar et 15 des contre-mesures selon l'invention. Les dessins comportant pour l'essentiel des éléments de caractère certain, font partie intégrante de la description. A ce titre, ils pourront servir, non seulement à mieux faire 20 comprendre la description détaillée ci-après, mais aussi à contribuer, le cas échéant, à la définition de l'invention. Sur la figure 1, les voies de réception V1 et V2 reçoivent 25 deux signaux électriques. Comme on le verra plus loin, ces deux signaux peuvent être les deux composantes complexes d'un même signal radiofréquence. Chaque voie V1 et V2 comprend des moyens codeurs numériques 30 MC individualisés en MC1 et MC2 respectivement pour les voies V1 et V2, et effectuant l'échantillonnage et la conversion analogique/numérique des signaux qu'ils reçoivent respectivement. Les moyens codeurs numériques délivrent, après conversion, des données numériques, sur des mots de 35 huit bits. 10 Des moyens de commande et des moyens de traitement numérique portant la référence générale MT car leur fonction respective est avantageusement réalisée par un même organe MT que l'on décrira plus en détail ci-après, effectuent un traitement desdites données, en particulier une analyse spectrale. Ils vont ensuite commander, en fonction de ce traitement, des moyens de correction d'erreur d'acquisition des codeurs ME individualisés en ME1 et ME2 respectivement pour les voies V1 et V2. Ces deux fonctions de traitement et de commande pourraient être effectuées par des organes séparés. Sur la figure 2, la voie V1 reçoit les signaux électriques qui sont d'abord amplifiés par un amplificateur Al puis distribués via n lignes à retard DL individualisées en DL1 à DLn, vers les moyens codeurs numériques MC1, comprenant n codeurs numériques C, montés en parallèle et individualisés en Cl à Cn. Les n lignes à retard DL décalent les signaux électriques d'entrée des n codeurs numériques C les uns par rapport aux autres. Le décalage des signaux électriques d'entrée de chaque codeur C est fonction du rapport entre le nombre n de codeurs et la fréquence d'échantillonnage/conversion de chaque codeur F. Pour permettre une acquisition rapide à large bande des signaux arrivant sur une voie, les n codeurs numériques doivent fonctionner à la même horloge d'échantillonnage/con- version et être munis d'un échantillonnage de durée brève par rapport à la période de cette horloge, sur une bande passante supérieure à celle définie par la fréquence d'horloge. Ces conditions sont satisfaites par des convertisseurs analogiques-numériques tels que ceux dits "flash" vendus par la Société TEXTRONIX. Ces codeurs sont munis d'un échantillonnage à temps d'ouverture très bref, de l'ordre de 200 picosecondes pour une période d'horloge de 4 nanosecondes. Leur amplificateur d'entrée possède une bande passante de 1 gigahertz supérieure à celle définie par la fréquence d'horloge de chaque codeur (250 mégahertz). Les lignes à retard sont de type analogique, par exemple constituées d'un câble coaxial. Par exemple, pour n codeurs, 10 les lignes à retard ont les valeurs suivantes : - pour le premier codeur, Cl, le décalage provoqué par la ligne à retard DL1 est de 0 seconde; 15 - pour le nième et dernier codeur, le décalage provoqué par la ligne à retard DLn est égal à (n-l)/nF où n est le nombre de codeurs et F la fréquence d'échantillonnage/conversion de chaque codeur. 20 Le décalage des signaux électriques d'entrée des n codeurs, les uns par rapport aux autres, permet la multiplication de la fréquence d'échantillonnage/conversion du dispositif d'acquisition par le nombre n de codeurs ainsi décalés et montés en parallèle. 25 En variante, le décalage de l'horloge d'échantillonnage/conversion de chaque codeur l'un par rapport à l'autre peut permettre également de multiplier la fréquence d'échantillonnage/conversion du dispositif d'acquisition 30 par le nombre de codeurs dont l'horloge respective est décalée l'une par rapport à l'autre. Dans cette variante, les lignes à retard DLn sont inutiles et les entrées des codeurs numériques Cn reçoivent le même signal. 35 Les données numériques D délivrées par les codeurs C sont la représentation numérique des signaux électriques d'entrée. Les codeurs numériques permettent l'échantillonnage et la conversion numérique des signaux électriques. Ces deux fonctions pourraient être effectuées par des échantillonneurs et des convertisseurs séparés. L'association de n codeurs numériques pour multiplier par n la fréquence d'échantillonnage du dispositif en vue d'augmenter sa vitesse d'acquisition, introduit des erreurs absolues et/ou relatives d'acquisition qu'il y a lieu de corri- ger pour permettre un traitement optimal des données numériques ainsi acquises. Ces erreurs sont dues d'une part à la dispersion des instants d'ouverture des échantillonneurs de chaque codeur numérique les uns par rapport aux autres et, d'autre part, à la variation de la valeur des tensions de référence de conversion de chaque codeur qui sont responsables du faux zéro appelé "offset" par l'homme de l'art et de la dispersion des valeurs mesurées à pleine échelle. Selon une caractéristique de l'invention, ces erreurs sont corrigées par des moyens de correction ME subdivisés en des moyens d'ajustement MH de la phase d'horloge de chaque codeur les uns par rapport aux autres et des moyens de calibrage MO des tensions de référence de conversion de chaque codeur. Ces moyens de correction, que l'on décrira plus en détail ci-après, sont commandés par les moyens de traite-ment qui envoient des signaux de commande de correction auxdits moyens de correction en fonction d'une analyse spectrale d'un signal d'entrée dit de référence. Plus précisément, les moyens de commande possèdent un état de test dans lequel ils appliquent le signal d'entrée de référence aux codeurs et reçoivent l'analyse spectrale du 20 25 30 35 5 10 15 25 30 signal converti qui en résulte, en particulier à la fréquence nulle et possèdent un état de fonctionnement normal, dans lequel ils réalisent le calibrage des tensions de référence de conversion et l'ajustement de la phase d'horloge des codeurs les uns par rapport aux autres, en fonction de cette analyse spectrale. Sur la figure 3, on a représenté un dispositif d'acquisition de signaux électriques disponibles sur deux voies comportant chacune deux codeurs. Pour simplifier la description, on se limitera à décrire les éléments essentiels constitutifs de la voie Vl, en considérant que ce qui est valable pour ladite voie V1 l'est également pour la voie V2. Les signaux électriques reçus par la voie Vl sont d'abord amplifiés par un amplificateur Al à deux entrées différentielles Il+ et Il- et deux sorties différentielles Si+ et S2+. L'entrée non inverseuse I1+ reçoit les signaux électriques tandis que l'entrée inverseuse Il- est reliée à un potentiomètre R1 variable pour corriger le faux zéro de l'amplificateur Al. La sortie non inverseuse S1+ est reliée directement à l'entrée P11+ du codeur C11 et via une ligne à retard DL11 à l'entrée P12+ dudit codeur C11, tandis que la sortie inverseuse S1- est reliée directement à l'entrée P11- du codeur C11 et via une ligne à retard DL12 à l'entrée P12- dudit codeur C11. Les lignes à retard DL11 et DL12 décalent les signaux arrivant aux entrées P12+ et P12- d'un retard de 2 nanosecondes par rapport aux signaux arrivant aux entrées P11+ et P11- du codeur C11 dans le cas de codeurs fonctionnant à 250 mégahertz. 10 15 20 25 30 35 Les moyens de commande et de traitement MT reçoivent les données Dl et D2 délivrées par les codeurs C11 et C12. Les moyens de commande et de traitement MT commandent, après analyse d'un signal d'entrée de référence (numérisé après conversion), les moyens d'ajustement MH de la phase d'horloge d'échantillonnage/conversion de chaque codeur les uns par rapport aux autres et les moyens de calibrage MO des tensions de référence de conversion de chaque codeur. Sur la figure 4, les moyens d'ajustement MH de la phase d'horloge de chaque codeur comprennent des moyens déphaseurs possédant une première entrée 10 recevant le signal d'horloge d'échantillonnage/conversion H, une seconde entrée 12 reliée aux moyens de commande via un convertisseur numérique/analogique 14 et deux sorties différentielles 16 et 18 reliées à l'entrée d'horloge Hi du codeur numérique Ci associé auxdits moyens déphaseurs avec i nombre entier variant de 1 à n. L'entrée d'horloge Hi du codeur numérique est munie également de deux entrées différentielles (non représentées). Chaque moyen déphaseur est de type réseau RLC dans lequel une résistance attaque les moyens déphaseurs pour assurer l'amortissement correct dudit circuit déphaseur et dans lequel une inductance et une capacité sont accordées pour corriger les erreurs du signal d'horloge d'échantillonnage/conversion H dues à la dispersion des instants d'ouverture des échantillonneurs incorporés dans chaque codeur. En pratique et de manière plus détaillée, le réseau RLC possède deux branches B1 et B2 parallèles. L'une des extrémités de la branche B1 constitue l'entrée 10 du réseau. Une résistance 20 est montée en série entre l'entrée 10 10 15 20 25 30 et l'entrée non inverseuse d'un amplificateur 22 à sorties différentielles 16 et 18 reliées à l'entrée Hi du codeur associé audit réseau. L'une des extrémités de la branche B2 constitue l'entrée 12 du réseau. Une première diode à capacité variable 24 est montée en série entre l'entrée 12 et l'entrée inverseuse de l'amplificateur 22. Une seconde diode à capacité variable 40 est montée en parallèle entre la borne de sortie 28 de la résistance 20 et l'entrée 12 selon un montage tête-bêche avec la première diode à capacité variable 24. Une inductance 26 est montée en parallèle entre les deux branches B1 et B2, d'une part à la borne de sortie 28 de la résistance 20 et, d'autre part, à l'anode 30 de la diode à capacité variable 24. Le point milieu de l'inductance 26 est relié à une tension électrique 38 VCC. Sur la figure 5, les moyens d'ajustement de la phase d'horloge d'échantillonnage/conversion de chaque codeur les uns par rapport aux autres comprennent des moyens de retard de type ligne à retard programmable. La ligne à retard programmable 50 possède une première entrée 52 recevant le signal d'horloge d'échantillonnage/conversion H, une pluralité de secondes entrées 54 reliées chacune aux moyens de commande et commutées chacune par un commutateur 56, et une sortie 60 reliée à l'entrée d'horloge Hi du codeur associé à ladite ligne à retard programmable 50. Le commutateur 56 possède une pluralité d'interrupteurs 58 propres à subdiviser la ligne à retard programmable 50 en une pluralité de tronçons. L'ouverture et la fermeture des interrupteurs 58 sont commandées par les moyens de commande via les entrées 54. 10 15 20 25 30 35 Sous l'impulsion du signal d'entrée de référence délivré par les moyens de commande, le signal H est retardé d'un retard proportionnel au nombre de tronçons commutés par le commutateur 56. Sur la figure 6, les moyens de calibrage des tensions de référence positive et négative de conversion de chaque codeur comprennent deux convertisseurs numériques 70 et 72 des signaux numériques délivrés par les moyens de commande. Les convertisseurs numériques/analogiques 70 et 72 possèdent respectivement une première entrée 71 et 73 recevant les signaux numériques délivrés par les moyens de commande et une seconde entrée 75 et 77 recevant une tension de référence commune de conversion. La tension de référence commune VREF est par exemple de l'ordre de 10 volts. Le convertisseur analogique/numérique 70 possède une sortie 79 reliée à un amplificateur différentiel 76 de type inverseur dont la sortie est reliée à la borne de tension de référence négative 80 du codeur Ci associé auxdits moyens de calibrage des tensions de référence positive et négative de conversion. Par exemple, la borne de tension de référence négative 80 a une valeur absolue de 1,2 volt. Le convertisseur numérique/analogique 72 possède une sortie 81 reliée à un amplificateur non inverseur 74 dont la sortie est reliée à la borne de tension de référence positive 78 du codeur auquel sont associés les moyens de calibrage des tensions de référence positive et négative de conversion. On remarquera que chaque codeur C a un convertisseur numérique/analogique pour sa tension de référence de conversion positive et un pour sa tension de référence de conversion négative. La commande par les moyens de commande de ces deux tensions de référence de conversion permet la compensation du faux zéro et le calibrage de la valeur mesurée à pleine échelle. Certains codeurs n'ont qu'une tension de référence de conversion, dans ce cas le faux zéro peut être éliminé par une compensation faite par les signaux d'entrée des deux convertisseurs numériques/analogiques. La tension de référence est alors ajustée pour étalonner la valeur mesurée à pleine échelle. Sur la figure 7, le dispositif d'acquisition des signaux électriques 100, constitué par exemple de quatre codeurs C, reçoit sur ses deux entrées 101 et 103 les signaux arrivant respectivement des voies V1 et V2. Deux interrupteurs 104 et 106, placés respectivement entre les entrées 101 et 103 et les voies V1 et V2, aiguillent vers le système d'acquisition 100 soit les signaux disponibles sur les voies V1 et V2, soit un signal d'entrée de référence délivré par un générateur 102. Les données numériques, délivrées par le système d'acquisi- tion, sont amenées par exemple vers des moyens de mémoire (non représentés). Le signal d'entrée de référence, délivré par le générateur 102, est converti numériquement sur huit bits par le système d'acquisition 100 et subit ensuite une analyse spectrale réelle ou complexe, par exemple par transformation de Fourier rapide. L'analyseur de spectre peut analyser 1024 échantillons à chaque transformation, 30 ce qui permet de fournir 1024 raies spectrales. Les résultats d'analyse spectrale permettent aux moyens de commande d'envoyer les signaux de commande nécessaires aux moyens de correction décrits ci-avant. 35 L'analyse des données numériques est faite par une transformation de Fourier discrète sur les signaux numériques issus 10 15 20 25 5 des quatre codeurs, respectivement un par un. Le spectre du signal de référence numérique obtenu par l'analyseur de spectre s'écrit selon la relation suivante : R-1 X(k) = ï x(m) exp(-j2ir k m/R) m=0 - exp : fonction exponentielle 10 15 20 25 30 avec R le nombre entier d'échantillons, ici 1024; X(K) représentant le spectre du signal analysé;et k le nombre entier variant de 0 à R-1 L'algorithme utilisé pour ces calculs est un algorithme quelconque de la transformée de Fourier rapide. La transformée de Fourier rapide, sur les données numériques issues des codeurs, permet d'obtenir les informations que l'on recherche : a) le niveau de la raie X(0) dite raie zéro, obtenue à la fréquence nulle du signal de référence numérique, permet de donner l'information nécessaire à la correction "offset"; b) le niveau de la raie X(s) pour K=s dite raie image, obtenue à la fréquence du signal de référence, permet de donner une information nécessaire à la correction de la pleine échelle; c) la phase 0(s) de la raie X(s) correspondant au signal d'entrée de référence, permet de donner une information nécessaire à la correction de la phase d'horloge d'échantillonnage/conversion de chaque codeur les uns par rapport aux autres. 35 10 15 20 25 30 35 En d'autres termes, à partir des informations mentionnées ci-avant en a) et b), les moyens de commande agissent sur les moyens de calibrage des tensions de référence de conversion de chaque codeur pour étalonner la raie X(o) à zéro et la raie X(s) à une valeur égale à la valeur correspondante à la pleine échelle, et cela pour chaque codeur. A partir de la phase 0(s), les moyens de commande agissent sur les moyens d'ajustement de la phase d'horloge d'échantillonnage/conversion de chaque codeur pour avoir, d'une part, la même phase entre les voies Vl et V2 et, d'autre part, une différence de phase entre les deux codeurs d'une même voie égale à 2Fst; avec t retard entre les entrées des deux codeurs C11 et C12 par exemple, t est de l'ordre de 2 nanosecondes et avec Fs fréquence du signal de référence. Pour tous ces calculs, la transformée de Fourier rapide est calculée sur 1024 points pour obtenir une bonne précision sur les corrections. Dans un exemple, les performances typiques de l'analyseur spectral des données sont les suivantes : - le nombre d'échantillons traités à chaque transformation est de 1024; - le nombre de lignes spectrales affichées est de 1024; - la référence de chaque codeur est de 1,2 volt; - l'étendue dynamique d'amplitude est de 46 dB; - la gamme d'analyse est de 130 millivolts à l'entrée de chaque voie Vl et V2, et de 270 millivolts à l'entrée des codeurs; - la bande en temps réel est de 0-200 mégahertz (-200,+200 mégahertz en complexe); - la sensibilité est de 1 millivolt environ. Les moyens de commande et de traitement MT comprennent par exemple un calculateur de laboratoire de type PC équipé d'une carte à "processeur vectoriel". Le processeur vectoriel a par exemple une architecture en pipe-line tel que celui vendu par la Société ZORAN sous la référence VSPD 161. En variante, les moyens de commande et de traitement peuvent être un processeur de traitement du signal, par exemple celui commercialisé par ANALOG DEVICES sous la référence ADSP 2100. Le choix du ou des signaux d'entrée de référence est à considérer attentivement. L'homme de l'art pourra le faire en fonction de l'application visée, et des considérations ci-après : - pour la composante continue, on peut utiliser soit un signal d'entrée nul, soit un signal d'entrée de fréquence quelconque, mais possédant un nombre entier de périodes sur la durée du signal analysé; 25 - pour la pleine échelle, il faudrait un signal étalon d'amplitude proche par valeur inférieure de la pleine échelle; sa fréquence sera avantageusement choisie en milieu de gamme; dans la mesure où le codeur a une bande passante 30 très plate, la fréquence pourrait être quelconque pourvu qu'on dispose d'un nombre de périodes suffisant pour faire une mesure moyenne avec la précision voulue; - pour la phase, il faut bien entendu un signal de référence 35 d'amplitude suffisamment inférieure à la pleine échelle, 5 10 15 20 30 35 et de fréquence suffisamment élevée, pour bien mesurer la différence de phase entre les différents codeurs (global sur toutes les voies). L'étalonnage du dispositif d'acquisition selon l'invention aura lieu par exemple dans le cadre d'une initialisation du dispositif d'acquisition des signaux électriques. Cet étalonnage peut également avoir lieu de façon périodique ou sous la commande de capteurs tels que des capteurs de température ou autres selon l'application du dispositif selon l'invention. Sur la figure 8, on a représenté un agencement particulier des voies du dispositif d'acquisition des signaux électriques dans le domaine des radars et des contre-mesures selon l'invention. Un interrupteur 108 permet d'aiguiller vers le dispositif d'acquisition 100, soit les signaux disponibles sur une voie VO, soit le signal d'entréede référence délivré par le générateur 102. A la sortie de l'interrupteur 108, la voie VO se subdivise en deux voies Vl et V2 aboutissant respectivement au dispositif d'acquisition 100 via des filtres 120 et 122. Deux organes mélangeurs 112 et 114 sont intercalés respectivement entre les filtres 120, 122 et l'interrupteur 108 de manière à permettre le changement de fréquence du signal d'entrée (ou dans certains cas la démodulation synchrone dudit signal d'entrée). Un oscillateur OL fournit, sur deux lignes OLO et 0L90, deux signaux locaux en quadrature l'un par rapport à l'autre. Les signaux disponibles sur les voies V1 et V2 représentent donc deux composantes du signal VO qui sont respectivement en phase et en quadrature avec l'oscillateur local. Les filtres 120 et 122, associés aux organes mélangeurs 112 et 114 sont également avantageusement corrigés par les moyens de commande sous la commande de l'analyse spectrale du signal d'entrée de référence appliqué à l'entrée de chaque organe mélangeur 112, 114 lorsque l'interrupteur 108 est dans une position dans laquelle ledit signal d'entrée de référence est aiguillé vers les deux voies Vl et V2. Cet agencement trouve une application dans le domaine de la discrimination des signaux électromagnétiques dans le domaine des radars et des contre-mesures. Revendications . 1. Dispositif d'acquisition de signaux électriques disponibles sur au moins une voie, comprenant un amplificateur et des moyens codeurs numériques (MC) propres à effectuer l'échantillonnage et la conversion analogique/numérique des signaux arrivant sur cette voie, caractérisé en ce que les moyens codeurs (MC) comprennent : - au moins deux codeurs (C11, C12) montés en parallèle, propres à fonctionner à la même cadence nominale d'échantillonnage/conversion, avec un temps d'échantillonnage de durée brève par rapport à la période d'échantillonnage, et sur une bande passante supérieure à celle définie par la fréquence d'échantillonnage; -des moyens de décalage (DL) des signaux électriques échantillonnés à l'entrée d'un codeur (C11) par rapport à ceux de l'autre codeur (C12); -des moyens de calibrage (MO) des tensions de référence de conversion des deux codeurs; - des moyens (MH) pour fournir aux deux codeurs (C11, C12) 25 des horloges d'échantillonnage/conversion dont les phases sont ajustables l'une par rapport à l'autre; - des moyens (102) propres à engendrer un signal d'entrée de référence; - des moyens de traitement propres à l'analyse spectrale du signal de sortie des deux codeurs; et -des moyens de commande possédant un état de test dans 35 lequel ils appliquent le signal d'entrée de référence aux 20 30 5 10 15 20 30 35deux codeurs (C11, C12) et reçoivent l'analyse spectrale du signal converti qui en résulte, y compris à la fréquence nulle, et possédant un état de fonctionnement normal, dans lequel ils réalisent le calibrage des tensions de référence de conversion et l'ajustement de la phase d'horloge d'un codeur (C11) par rapport à l'autre codeur (C12) en fonction de cette analyse spectrale. 2. Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en ce que les moyens de décalage (DL) comprennent au moins une ligne à retard pour l'un des codeurs numériques. 3. Dispositif selon la revendication 2, caractérisé en ce que le décalage des signaux électriques d'entrée d'un codeur (C11) par rapport à ceux de l'autre codeur (C12) est proportionnel au rapport entre la période d'échantillonnage et le nombre de codeurs. 4. Dispositif selon l'une quelconque des précédentes revendications, caractérisé en ce que les moyens d'ajustement (MH) de la phase d'horloge d'échantillonnage/conversion d'un codeur (C11) par rapport à l'autre codeur (C12) comprennent des moyens déphaseurs possédant une première entrée (10) recevant le signal d'horloge d'échantillonnage/conversion, une seconde entrée (12) reliée aux moyens de commande via un convertisseur (14) propre à effectuer la conversion numérique/analogique du signal arrivant auxdits moyens de commande et une sortie (16, 18) reliée à l'entrée d'horloge du codeur associé auxdits moyens déphaseurs. 5. Dispositif selon la revendication 4, caractérisé en ce que chaque moyen déphaseur comprend un réseau du type RLC possédant deux branches parallèles (B1, B2), l'une des extrémités de la première branche (Bl)constituant lapremière entrée (10) des moyens déphaseurs et étant munie d'une résistance (20) montée en série tandis que l'autre des extrémités de la première branche (B1) est reliée à l'entrée non inverseuse d'un amplificateur différentiel 5 (22) possédant deux sorties différentielles (16, 18) reliées à l'entrée d'horloge du codeur associé auxdits moyens déphaseurs, l'une des extrémités de la seconde branche (B2) constituant la seconde entrée (12) des moyens déphaseurs, étant munie d'une première diode (24) à capacité variable montée en série ainsi que d'une inductance (26) montée en parallèle entre les deux branches (B1, B2), tandis que l'autre des extrémités de la seconde branche (B2)est reliée à l'entrée inverseuse de l'amplificateur différentiel (22), une seconde diode (40) à capacité variable étant montée en parallèle entre les deux branches (B1, B2)selon un montage tête-bêche avec la première diode (24), l'inductance (26) et la capacité des deux diodes à capacité variable (24,40) étant accordées de manière à corriger le signal d'horloge d'échantillonnage/conversion de chaque codeur. 20 6. Dispositif selon les revendications 1 à 3, caractérisé en ce que les moyens d'ajustement (MH) de la phase d'horloge d'échantillonnage/conversion d'un codeur par rapport à l'autre codeur comprennent des moyens de retard comportant une 25 ligne à retard programmable (50) possédant une première entrée (52) recevant le signal d'horloge d'échantillonnage/conversion, une pluralité de secondes entrées (54) reliées chacune aux moyens de commande et commutées chacune par un commutateur (56), et une sortie 30 (60) reliée à l'entrée d'horloge du codeur associé à ladite ligne à retard programmable (50). 7. Dispositif selon l'une quelconque des précédentes revendications, caractérisé en ce que les moyens de 35 calibrage (MO) des tensions de référence positive et 10 15négative de conversion de chaque codeur comprennent deux convertisseurs numériques/analogiques (70, 72) respectivement commandés par les moyens de commande, notamment à la fréquence nulle du signal d'entrée de référence et reliés via un amplificateur différentiel (74, 76) à la borne de tension de référence positive (78) ou négative (80) du codeur. 8. Dispositif selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que les moyens de traitement effectuent une analyse spectrale sous forme complexe du signal de sortie des deux codeurs par transformation de Fourier rapide. 9. Dispositif selon l'une quelconque des revendications 1 à 7, caractérisé en ce que les moyens de traitement effectuent une analyse sous forme réelle du signal de sortie des deux codeurs par transformation de Fourier rapide. 10. Dispositif selon la revendication 8 ou la revendication 9, caractérisé en ce que les moyens de traitement analysent 1024 échantillons à chaque transformation, ce qui permet de fournir 1024 raies spectrales. 11. Dispositif selon la revendication 7, caractérisé en ce que les moyens de calibrage (MO) des tensions de référence de conversion sont commandés en fonction de la raie dite raie zéro obtenue à la fréquence nulle du signal de référence et de la raie correspondant à la fréquence du signal d'entrée. 12. Dispositif selon les revendications 4 à 6, caractérisé en ce que les moyens d'ajustement (MH) de la phase d'horloge d'échantillonnage/conversion d'un codeur par rapport à l'au- 35tre codeur sont commandés en fonction de la raie dite raie image obtenue à la fréquence du signal de référence. 13. Dispositif selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que les moyens de commande et les moyens de traitement (MT) comprennent un calculateur de laboratoire à processeur vectoriel. 14. Dispositif selon l'une quelconque des revendications 1 à 12, caractérisé en ce que les moyens de commande et les moyens de traitement (MT) comprennent un processeur de type vectoriel. 15. Dispositif selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que les codeurs numériques délivrent des données numériques sur huit bits sous une fréquence d'échantillonnage/conversion de 250 mégahertz. 16. Dispositif selon l'une quelconque des précédentes reven- dications, caractérisé en ce que les codeurs échantillonnent les signaux électriques pendant un temps d'ouverture de l'ordre de 200 picosecondes et sur une bande passante sensiblement supérieure à 1 gigahertz. 17. Dispositif selon l'une quelconque des précédentes revendications, caractérisé en ce qu'il comporte deux voies (Vl, V2), comprenant chacune au moins deux codeurs (C11, C12 et C21, C22), avec analyse spectrale du signal de sortie définissable par ces deux voies. 18. Dispositif selon la revendication 17, caractérisé en ce que les deux voies (Vl, V2) reçoivent les sorties de deux mélangeurs (112, 114) ayant un même signal d'entrée et recevant des signaux (OLO,OL90) respectifs en quadrature de phase l'un par rapport à l'autre. 19. Dispositif selon la revendication 18, caractérisé en ce que le signal d'entrée de référence est appliqué à l'entrée de chaque mélangeur (112, 114).