FR 2893433 A1 20070518 FR 0511613 A 20051116 1 PROCEDES ET DISPOSITIFS DE DEMODULATION SOUPLE DANS UN SYSTEME OFDM-CDMA La présente invention se rapporte à des procédés et à des dispositifs de démodulation souple (en anglais "soft demapping") dans un système OFDMCDMA (multiplexage par division de fréquences orthogonales - accès multiple à répartition par codes, en anglais "Orthogonal Frequency Division Multiplexing - Code Division Multiple Access"). Plus précisément, l'invention a pour objet la définition de plusieurs Logarithmes du Rapport de Vraisemblance (LRV) pour un système OFDM-CDMA utilisant des codes d'étalement soit binaires, soit non binaires. Le LRV est utilisé par des algorithmes de décodage des données travaillant avec une entrée dite "souple", c'est-à-dire non réduite aux deux valeurs "dures" "0" et "1". Le LRV mesure la probabilité que le bit en entrée du décodeur soit un "0" ou un "1". Il consiste à calculer une valeur souple pour chacun des bits à l'intérieur d'un symbole complexe modulé suivant une modulation d'amplitude en quadrature ou MAQ (en anglais QAM, "Quadrature Amplitude Modulation") et ce de façon indépendante pour les bits d'un même symbole MAQ reçu. Le principe est de démoduler le signal reçu en un ou plusieurs bit(s) souple(s) dont le signe correspond au bit qui serait fourni par un détecteur à décision dure et dont la valeur absolue indique la fiabilité de la décision du module de démodulation I/Q (en anglais "l/Q demapping module"). L'invention trouve en particulier une application dans le domaine des télécommunications, pour des systèmes de communication exploitant la technique OFDM-CDMA, tels que par exemple le système Multi-Band OFDM Alliance. Comme le montre la figure 1, dans un émetteur OFDM-CDMA classique avec codage de canal, un train binaire d'information d(k) est engendré pour chaque utilisateur k. Chaque train binaire est ensuite codé à l'aide d'un codeur de canal 101, 102, ..., 10K, K étant le nombre total d'utilisateurs. Les types de codeurs de canal pouvant profiter de la présente invention sont tous ceux dont le décodeur correspondant au niveau du 2 récepteur utilise des valeurs souples en entrée. Ainsi, le bloc effectuant le codage de canal peut être constitué par exemple : - d'un codeur convolutif, d'un poinçonneur et d'un entrelaceur bit (le dispositif de poinçonnage permet d'obtenir le rendement de codage souhaité pour l'application tandis que l'entrelaceur évite les paquets d'erreurs à la réception), ou - d'un turbocodeur, d'un poinçonneur et d'un entrelaceur bit, ou - d'un codeur utilisant des codes en bloc avec décodeur à entrées souples, du type LDPC ("Low-Density Parity-Check Code"). Le train binaire codé b(k) est ensuite transformé en une suite de symboles MAQ-M (en anglais M-QAM) complexes a(k), au moyen d'un modulateur d'amplitude en quadrature 121, 122, ..., 12K. L'entier M correspond au nombre de symboles complexes ou points dans la constellation associée à la modulation. Dans toute la suite, on suppose que M est une puissance de 2, soit M = 2m avec m entier strictement positif. On a par exemple une modulation MAQ-2, appelée aussi BPSK, ou une modulation MAQ-4, appelée aussi QPSK, ou une modulation MAQ-8, etc. Si m = 2u avec u entier strictement positif, on parle de constellation MAQ carrée (par exemple MAQ-4, MAQ-16, MAQ-64, etc.). La modulation MAQ-2 (BPSK) n'utilisant que la voie en phase (voie I), les formules développées, dans la suite de la description, pour la voie en quadrature (voie Q) ne sont pas à prendre en compte pour une MAQ-2. Le symbole a(k) = ai(k) + j.aQ(k) correspond au symbole complexe MAQ-M de l'utilisateur k et {bu ... b,,q ... bi,m, bQ,1 . bQ,q ... bQ,mQ} est la séquence binaire ("0" ou "1") codée correspondante dans le cas d'une constellation carrée. L'indice q correspond au qème bit de la partie en phase du signal (voie I) et au qème bit de la partie en quadrature du signal (voie Q), et ml et mQ sont le nombre de bits sur la voie I et sur la voie Q, respectivement. Les symboles MAQ-M sont ensuite étalés dans un module 141, 142, ..., 14K par des codes d'étalement {ck,p}, 1 Le signal reçu en provenance du canal de transmission est d'abord démodulé à l'aide d'un module 22 qui réalise une synchronisation entre les horloges de l'émetteur et du récepteur, supprime l'intervalle de garde et applique une transformation de Fourier rapide (TFR, en anglais FFT, "Fast Fourier Transform") au signal reçu. En utilisant les notations vectorielles et matricielles, on peut écrire le 15 signal reçu, après suppression de l'intervalle de garde et application de la TFR : r=H.C@a+nb (1) où n est le vecteur de bruit de dimension Nxl, N étant le nombre de sous- porteuses, nb contenant les échantillons de bruit iid (indépendant et identiquement distribué) complexe gaussien de variance 6-2 , H est la matrice 20 diagonale de dimension NxN représentant le canal où le coefficient diagonal N-1 h(i) = h(z = ei2ui/N) (où h(z) = 1g" . z-" , gn étant la valeur du nième échantillon de n=0 la réponse impulsionnelle du canal de propagation) représente le coefficient du canal pour la sème sous-porteuse, P est une matrice diagonale de dimension KxK contenant les puissances appliquées à chacun des codes d'étalement, a et 25 C sont respectivement le vecteur de symboles transmis de dimension Nxl et la matrice des codes d'étalement de dimension NxK, où la kième colonne (1sk Ensuite, la réponse fréquentielle du canal est estimée pour chaque sous-porteuse, dans un module 24. Ces estimées Fi sont utilisées 30 conjointement avec les codes d'étalement afin de réaliser une égalisation linéaire des symboles reçus, dans un module 26. Dans le cas d'une détection mono-utilisateur, un égaliseur linéaire gk _ (gk,1, ..., gk,N)T suivi d'un désétalement par le code de l'utilisateur k est appliqué au vecteur reçu r afin de fournir une estimée du symbole transmis a(k) pour l'utilisateur k : il Yk = ckgkr où ck = {cke1, 1 Le ième symbole de données complexes reçu pour l'utilisateur k après une détection mono-utilisateur s'exprime sous la forme suivante, si on considère que la donnée a été transmise et étalée sur N sous-porteuses : N-1 2 K-1 N-1 N-1 yk = ak \à:), Elck,ei gk,ehe + gk,eheck,eci,eai + ~gk,eCk,ene (6) e=o i=o e=o e=o imk où pk et pi sont des paramètres représentatifs des puissances appliquées respectivement au kième et au hème utilisateurs, ck,e est la valeur du code d'étalement pour la ième sous-porteuse et l'utilisateur k, gk e est la valeur du coefficient d'égalisation linéaire associée à la ème sous-porteuse et à l'utilisateur k, he est le coefficient du canal de transmission pour la Q ième sous-porteuse, ne est le bruit associé à la .e ième sous-porteuse et le signe * désigne le complexe conjugué. Si on considère des codes d'étalement de Walsh-Hadamard, qui sont des codes orthogonaux réels prenant les valeurs binaires ck e = 1, on obtient : N-1 K-1 N 1 N-1 Yk = al _ 8), les termes d'interférences d'accès multiple complexe (IAM) et de bruit peuvent être approchés par des bruits additifs gaussiens complexes (selon le théorème central limite) de moyenne nulle et de variance : z-2(Kù1)(E[Igkehe12]ùIE[9k,ehe]I2) et O rait ,--k,' Na2E[Igkel2] (8) 2 61AM 2 61AM 2 ( \ K-1 I Pi gk,ehel2]ùIElgk,fhe]I2) et a2bruit -N62E[Igk el2] (9) (E[ i=0 ixk / L'équation (8) correspond au cas où tous les utilisateurs ont une puissance identique et l'équation (9) correspond à la généralisation au cas où les utilisateurs ont des puissances différentes. La loi des grands nombres permet d'évaluer les espérances mathématiques en remplaçant les espérances par la moyenne empirique des termes considérés. Par conséquent, si N ? 8, les variances pour les termes de bruit et d'IAM peuvent se formuler comme suit, respectivement pour des puissances identiques et pour des puissances différentes : ( N-1 2 1 N-1 2\ N-1 2 0 AM 2(K -1) -1 gKM , ù 2 ~gk,ehe et abruit a2l gk,el (10) N e=o N e=o e=o 2 6IAM 2 ( \ K-1 EPi i=O ixk ~ i gk,ehe N-1 gk,ehe e=o N-1 2E et 62 bruit 6 e=o gk,el2 (11) 2 1 N2 2\ / où he est l'estimée de he provenant du module 24 d'estimation de canal. Le LRV à utiliser à l'entrée du décodeur de canal dans le cas d'une modulation MAQ-M s'écrit alors, en utilisant l'équation (4) : E exp XESLil)q N-1 Yk ù \/Pk I,gk,ehe P=0 2\ 1 -2 2 2 6bruit + 61AM LRV(b, q) = In exp 1ESiO) I,q N-1 Yk - ~~pk gk,ehe e=0 2 2 6bruit + 61AM (12) i 1 2 La même relation s'applique pour les bits de la voie en quadrature. A partir de l'équation (12), on peut obtenir la formule exacte pour une modulation MAQ-4 généralisée au cas des puissances différentes : 4\fPk N-1 Igk,eh, LRV(b,,q) = e=o 2 2 61AM + 6bruit Y k,l (13) où yk,, correspond à la partie réelle du symbole complexe reçu après égalisation et désétalement. La même relation s'applique pour la partie imaginaire. On sait également obtenir des versions simplifiées du LRV. Pour la MAQ-4, pour des facteurs d'étalement grands, le calcul effectué dans l'équation (13) peut se simplifier comme suit : LRV(b,,q) 4 /Pk Yki (14) 0.2 En effet, pour des facteurs d'étalement grands, le terme pondérant Yk,, devient quasiment constant et n'a donc pas d'effet sur le processus de décodage à entrées souples. Pour les facteurs d'étalement faibles, la simplification par l'équation (14) donne de nettement moins bons résultats que pour des facteurs d'étalement grands, parce que le théorème central limite n'est plus vérifié. Une approche donnant des résultats similaires à ceux de l'équation (13) même en utilisant une égalisation mono-utilisateur MMSE (minimisation de l'erreur quadratique moyenne, en anglais "Minimum Mean Square Error') consiste à pondérer le symbole reçu de la façon suivante : 9 LRV(b, q) 4\/Pk 1E 62 N eo he (15) Yk,l On se reportera utilement à ce sujet à l'article de Stefan KAISER intitulé "Trade-off between Channel Coding and Spreading in Multi-Carrier CDMA Systems" publié dans Proceedings IEEE Fourth International Symposium on Spread Spectrum Techniques & Applications (ISSSTA'96), Mainz, Allemagne, pages 1366 à 1370, septembre 1996. Dans la pratique, la formule (15) est préférable à l'équation (13) lorsqu'on utilise un égaliseur MMSE mono-utilisateur, puisque la complexité de calcul est réduite sans perte significative de performance. Cependant, il est à noter que l'équation (15) donne de nettement moins bons résultats que l'équation (13) pour les égaliseurs MRC (combinaison à rapport maximum, en anglais "Maximum Ratio Combining") et ZF (forçage à zéro, en anglais "Zero Forcing"), mais pas pour l'égaliseur EGC (combinaison à gain identique, en anglais "Equal Gain Combining"). On sait également obtenir une expression simplifiée du LRV pour les modulations carrées d'ordre supérieur sans CSI (informations sur l'état du canal, en anglais "Channel State Information"). Dans les équations exacte (13) ou simplifiée (15), l'état du canal est présent dans le LRV grâce aux termes utilisant les valeurs h, ou g,. Ces termes représentent la CSI. Dans un article intitulé "Simplified Soft-Output Demapper for Binary lnterleaved COFDM with Application to HIPERLAN/2" publié dans IEEE International Conference on Communications ICC 2002, pages 664 à 668, vol. 2, F. TOSATO et P. BISAGLIA ont proposé une simplification pour le calcul du LRV pour les constellations MAQ-M carrées pour les systèmes COFDM (OFDM codé, en anglais "Coded OFDM") uniquement, sans CSI. Si on note yk = yk,, + i.yk,Q le symbole MAQ complexe reçu et égalisé pour l'utilisateur k, on obtient les LRV suivants si on ne tient pas compte des CSI : Pour une MAQ-16 avec I = {b,,,,b,,2} et Q = {bQ,1,bQ,2} Pour la partie 1 : LRV(bä) = yk,, LRV(b, 2) _ ù yk, +2 Pour la partie Q : LRV(bQ,,) = Yk,Q LRV(bQ,2) _ -IYk,Q + 2 Pour une MAQ-64 avec I = {b1,1,b,,2,b,,3} et Q = {bQ,l,bQ,2,bQ,3} : (16) Pour la partie I : LRV(b,,,) = Yk,, LRV(b, 2) = +01+ 4 LRV(b,,3) _ ù yk,, I ù 4 +2 Pour la partie Q : LRV(bQ,,) = Yk,Q LRV(bQ 2) = ù yk Q + 4 LRV(bQ,3) = ù IYk,Q I ù 4 +2 Une formulation générique appliquée au COFDM pour les modulations MAQ-M carrées (M > 4) est également donnée dans l'article précité de F. TOSATO et P. BISAGLIA, à savoir (les mêmes relations s'appliquent pour la partie en quadrature) : LRV(b,q)= M,q (17) où : M,,q = Yk,l pour q = 1 M,,q = - M,,q-1 + m,q pour q > 1 (18) où mi,q correspond à la moitié de la distance entre les frontières de la partition relative à b,,q. Par exemple, pour la modulation MAQ-16, m,,2 = 2 puisque la distance entre les deux frontières vaut 4. Les méthodes présentées dans l'état de la technique pour calculer des LRV optimaux ou des versions simplifiées des LRV ont, d'une part, l'inconvénient de reposer sur l'hypothèse que les codes d'étalement CDMA sont des séquences binaires de +1 et -1 et, d'autre part, ces méthodes peuvent 10 11 amener des dégradations des performances de systèmes de transmission OFDM-CDMA utilisant des codes non binaires. L'invention a pour but de remédier aux inconvénients de l'art antérieur, en optimisant la métrique à injecter en entrée d'un décodeur de canal dans un système OFDM-CDMA utilisant des codes d'étalement orthogonaux binaires ou non binaires. Dans ce but, la présente invention propose un procédé de démodulation souple de données modulées suivant une modulation d'amplitude en quadrature carrée, c'est-à-dire où le nombre de points de la constellation associée à la modulation est M = 22u où u est un entier strictement positif, dans un système de communication mettant en oeuvre une technique d'accès multiple à répartition par codes ou CDMA et un multiplexage par division de fréquences orthogonales ou OFDM, utilisant des codes d'étalement binaires ou non binaires, remarquable en ce qu'il comporte des étapes consistant à déterminer : - la variance correspondant aux interférences d'accès multiple complexe aAM et la variance correspondant au bruit 6bruit suivant les équations : 61AM 2(Kù1)(E[ck,eci,egk,ehe]2]ù E[Ck,eCi,egk,ehe]2) et 6ruit N62E[Ck,egk,el2] dans le cas où tous les utilisateurs ont une puissance identique, ou suivant les équations : 61zAM 2 i Kù1 Epi Ck,eCi,egk,ehe E[Ck,eci,egk,ehe ] 2) et O bruit N62E[ (E[ 2 ]- 2 Ck,egk,e i=o i≠k dans le cas où les utilisateurs ont des puissances différentes, où : • K est le nombre total d'utilisateurs, • E désigne l'espérance mathématique, • k, 1 sk Lorsque les données sont modulées suivant une modulation MAQ-4, le logarithme du rapport de vraisemblance LRV(bi,q) pour les bits bi,q de la voie en phase pour l'utilisateur k est donné par l'équation suivante : ( l 2\ N-1 et 2 6bruit - 62E e=o 2 Ck,egk,e 4,/pk N-1 Eck,e 2gk,ehe LRV(bl q) = e=0 2 2 61AM + 6bruit Y k,l où yk,i correspond à la partie réelle du symbole complexe reçu après égalisation et désétalement, et le logarithme du rapport de vraisemblance LRV(bQ,q) pour les bits bQ,q de la voie en quadrature pour l'utilisateur k est donné par l'équation suivante : 4 Ip k LRV(bQ,q) = 2 111ck,egk,ehe e=o 2 2 61AM + 6bruit Yk,Q où yk,Q correspond à la partie imaginaire du symbole complexe reçu après 15 égalisation et désétalement. L'invention propose également l'élaboration d'une métrique simplifiée, particulièrement appropriée dans le cas de facteurs d'étalement courts, qui donne un décodage sous-optimal mais qui garantit une faible complexité de réalisation pour une perte de performance négligeable. 20 Dans ce but, l'invention propose un procédé de démodulation souple de données modulées suivant une modulation d'amplitude en quadrature carrée d'ordre supérieur ou égal à 4, dans un système de communication mettant en oeuvre une technique d'accès multiple à répartition par codes multi-porteuses ou OFDM-CDMA, utilisant des codes d'étalement binaires ou non binaires, 25 remarquable en ce qu'il comporte des étapes consistant à déterminer : 15 - une expression simplifiée du logarithme du rapport de vraisemblance LRV(biq) pour la voie en phase pour l'utilisateur k suivant l'équation : LRV(b, q) = (4\Ipk 1 Nù, 2 ùI Ck,e 6 N Po Mi,q 2 he où M,q = yk, pour q = 1 Mi.q = -IMi,q-1 + m,q pour q > 1 où m,,q correspond à la moitié de la distance entre les frontières de la partition relative à b,, q et où : • pk est un paramètre représentatif de la puissance appliquée au kième utilisateur, • Q2 est la variance du bruit, • N est le nombre de sous-porteuses, • .e est un indice (entier positif) représentatif de la sous-porteuse 15 (1_ 1 où mQ,q correspond à la moitié de la distance entre les frontières de la partition relative à bo,q et où : • Yk,Q correspond à la partie imaginaire du symbole complexe après égalisation et désétalement destiné à être démodulé. Lorsque les données sont modulées suivant une modulation MAQ-4, l'expression simplifiée du logarithme du rapport de vraisemblance LRV(b1,q) pour les bits b1,q de la voie en phase pour l'utilisateur k est donnée par l'équation suivante : 4,/pk 1 iN-1 2 LRV(b,q) = 6z N E`ck,e` e=0 he Y k,l où yk,1 correspond à la partie réelle du symbole complexe reçu après égalisation et désétalement, et l'expression simplifiée du logarithme du rapport de vraisemblance LRV(bQ,q) pour les bits bQ,q de la voie en quadrature pour l'utilisateur k est donnée par l'équation suivante : 4-\/pk 1'"-1 l z LRV(bQ,q) = z ù IIck he Yk,Q 6 N l e=o où Yk,Q correspond à la partie imaginaire du symbole complexe reçu après égalisation et désétalement. Cela permet également d'obtenir une amélioration sensible du taux 20 d'erreur binaire du système. La présente invention trouve une application privilégiée dans le cadre de la norme proposée par le consortium MBOA (Multi-Band OFDM Alliance). Dans un tel mode particulier de réalisation, le logarithme du rapport de vraisemblance des bits des voies en phase et en quadrature pour les bits 25 bm(n), bm(n)+50, bm(n)+1, bm(n)+51 est donné par les équations suivantes : 4gnhn + gn+50hn+50 LRV(bm(n) ) LRV(bm(n)+50 ) LRV(bm(n)+1 ) LRV(bm(n)+51 )_ gnhn + 4gn+50hn+50 Yn+50,1 2(gnhn ù gn+50hn+50 )2 + V J&2 g 12 + 4'gn+5012 LYn+5o,o_ Y n,l rsz (4lgn Iz + gn+5012 Yf,Q • m(n) = 2n pour n = 0, 1, 2, ..., 24 et m(n) = 2n+50 pour n = 25, 26, ..., 49, • Yn,l et Yn+50,1 sont les parties réelles des symboles complexes reçus 5 après égalisation et désétalement correspondant respectivement aux deux symboles complexes MAQ-4 transmis, • yn,Q et yn+50,Q sont les parties imaginaires des symboles complexes reçus après égalisation et désétalement correspondant respectivement aux deux symboles complexes MAQ-4 transmis,10 • gn et gn+50 sont les deux coefficients d'égalisation employés, • hn et hn+50 sont les estimées des valeurs de la réponse fréquentielle du canal de transmission sur les deux sous-porteuses, et • &2 est l'estimée de la variance du bruit. L'expression simplifiée du rapport de vraisemblance des bits des 15 voies en phase et en quadrature pour l'utilisateur k est donnée par les équations suivantes : LRV(bm(n)) Yn. n+50 m(n)+50 Y n,Q LRV(bm(n)+1) Yn+50,1 LRV(b ) = Gh + 4 n hn+50 ) m(n)+51 _ Y n+50,Q • m(n) = 2n pour n = 0, 1, 2, ..., 24 et m(n) = 2n+50 pour n = 25, 26, ..., 20 49, • yn,l et Yn+50,1 sont les parties réelles des symboles complexes reçus après égalisation et désétalement correspondant respectivement aux deux symboles complexes MAQ-4 transmis, • yn,Q et Yn+50,Q sont les parties imaginaires des symboles complexes 25 reçus après égalisation et désétalement correspondant respectivement aux deux symboles complexes MAQ-4 transmis, et • hn et hn+50 sont les estimées des valeurs de la réponse fréquentielle du canal de transmission sur les deux sous-porteuses. 17 où : où : 18 Dans le même but que celui indiqué plus haut, la présente invention propose également un dispositif de démodulation souple de données modulées suivant une modulation d'amplitude en quadrature carrée, c'est-à-dire où le nombre de points de la constellation associée à la modulation est M = 22u où u est un entier strictement positif, dans un système de communication mettant en oeuvre une technique d'accès multiple à répartition par codes ou CDMA et un multiplexage par division de fréquences orthogonales ou OFDM, utilisant des codes d'étalement binaires ou non binaires, remarquable en ce qu'il comporte un module pour déterminer : - la variance correspondant aux interférences d'accès multiple complexe 61AM et la variance correspondant au bruit 6bruit suivant les équations : 0AM 2(K - 1)(E[ Ck,eCi,egk,ehe 2 E[Ck,eci,egk,ehe 2 ) et 6bruit N62E[ Ck,egk,e 2j dans le cas où tous les utilisateurs ont une puissance identique, ou suivant les équations : ( l 2 61AM 2 Ck,eci,egk,ehe 2 E[ck,eci,egk,ehe] ) et 6bruit N62E[ Ck,egk,e 2 2 Kù1 (E[ E Pi i=0 i≠k , dans le cas où les utilisateurs ont des puissances différentes, où: • K est le nombre total d'utilisateurs, • E désigne l'espérance mathématique, • k, 1 • N est le nombre de sous-porteuses, • L, 1 s • ck e et c1, sont les valeurs du code d'étalement pour la Lième sous- porteuse et respectivement pour les utilisateurs k et i, • gk e est la valeur du coefficient d'égalisation linéaire associée à la Lième sous-porteuse et à l'utilisateur k, • he est le coefficient du canal de transmission pour la .eième sous- porteuse, • le signe * désigne le complexe conjugué, • p; est un paramètre représentatif de la puissance appliquée au i'eme 5 utilisateur, et • 6,2 est la variance des échantillons de bruit ; - un logarithme du rapport de vraisemblance LRV(bi,q) pour les bits bi,q de la voie en phase pour l'utilisateur k suivant l'équation : ( N 1 2 \ 2 Yk - 2 Jpk ~Ick,2l gk,ehe E exp - 1 e=o 2 2 > ESi q 2 abruit + 6IAM exp ~ )vESi.qo) N-1 2 Yk - X JPk ElCk,el gk,ehe e=o LRV(bi q) = In 2\ 1 2 2 2 abruit + 61AM 10 où : • a, est un symbole de référence de la constellation associée à la modulation d'amplitude en quadrature, • S;q) et S;q sont deux partitions complémentaires de symboles complexes contenant respectivement les symboles de la constellation avec un 15 "0" à la position (I,q) et les symboles de la constellation avec un "1" à la position (I,q), • yk correspond au symbole complexe après égalisation et désétalement destiné à être démodulé, • pk est un paramètre représentatif de la puissance appliquée au k'ème 20 utilisateur, et • ile est l'estimée du coefficient du canal de transmission pour la Qième sous-porteuse ; et - un logarithme du rapport de vraisemblance LRV(bQ,q) pour les bits bQ,q de la voie en quadrature pour l'utilisateur k suivant l'équation : N_1 2 \ 2 Yk - 2Jpk IlCk,e gk,ehf e= 2 2 6bruit + aIAM exp ,Esl~~ 0.9 1 2 LRV(bQ,q) = ln exp ~EsQ Q N-1 2 Yk - pk IlCk,el gk,ehe f= 2\ ( 1 2 2 2 6bruit + 61AM J où: • SQ â et SQ q sont deux partitions complémentaires de symboles complexes contenant respectivement les symboles de la constellation avec un "e" à la position (Q,q) et les symboles de la constellation avec un "1" à la position (Q,q). Toujours dans le même but, la présente invention propose en outre un dispositif de démodulation souple de données modulées suivant une modulation d'amplitude en quadrature carrée d'ordre supérieur ou égal à 4, dans un système de communication mettant en oeuvre une technique d'accès multiple à répartition par codes multi-porteuses ou OFDM-CDMA, utilisant des codes d'étalement binaires ou non binaires, remarquable en ce qu'il comporte un module pour déterminer : - une expression simplifiée du logarithme du rapport de vraisemblance LRV(blq) pour la voie en phase pour l'utilisateur k suivant l'équation : ( 4\/Pk 1 N-t 2 ^ \ LRV(bl,q) = 2 ùE Ck,el he . Ml,q 6 N 0 i où Ml,q ù Yk,, pour q = 1 M,,q =- Ml,q-1 +m,q pour q> 1 où mi,q correspond à la moitié de la distance entre les frontières de la partition relative à b,,q et où : • pk est un paramètre représentatif de la puissance appliquée au kleme utilisateur, • oZ est la variance du bruit, • N est le nombre de sous-porteuses, • .e est un indice (entier positif) représentatif de la sous-porteuse (15.eN), • ck e est la valeur du code d'étalement pour la Qième sous-porteuse et l'utilisateur k, Ck,e 21 • he est l'estimée du coefficient du canal de transmission pour la ìème sous-porteuse, • yk,, correspond à la partie réelle du symbole complexe après égalisation et désétalement destiné à être démodulé, et -une expression simplifiée du logarithme du rapport de vraisemblance LRV(bQ,q) pour la voie en quadrature pour l'utilisateur k suivant l'équation : où LRV(bQ q) = 4.\/pk 1 6z N e=o he MQ,q 12 MQ q = yk Q pour q = 1 MQ,q = - MQ,q-, + mQq pour q> 1 où mQ,q correspond à la moitié de la distance entre les frontières de la partition relative à bQ,q et où : • Yk,Q correspond à la partie imaginaire du symbole complexe après égalisation et désétalement destiné à être démodulé. L'invention vise aussi un récepteur adapté à mettre en oeuvre un procédé tel que ci-dessus. 22 L'invention vise aussi un récepteur comportant un dispositif tel que ci-dessus. Les caractéristiques particulières et les avantages des dispositifs et des récepteurs étant similaires à ceux des procédés, ils ne sont pas répétés ici. D'autres aspects et avantages de l'invention apparaîtront à la lecture de la description détaillée qui suit de modes particuliers de réalisation, donnés à titre d'exemples non limitatifs. La description se réfère aux dessins qui l'accompagnent, dans lesquels : - la figure 1, déjà décrite, représente de façon schématique un 10 émetteur OFDM-CDMA avec codage canal de type classique ; - la figure 2, déjà décrite, représente de façon schématique un récepteur de type classique correspondant à un émetteur du type illustré sur la figure 1 ; et - la figure 3 représente de façon schématique une partie d'un 15 récepteur susceptible de mettre en oeuvre un procédé conforme à la présente invention, dans un mode particulier de réalisation. Dans toute la suite, on considère un émetteur OFDM-CDMA utilisant des codes d'étalement orthogonaux binaires ou non binaires. On rappelle que le logarithme du rapport de vraisemblance (LRV) 20 permet de passer de symboles complexes (voie I et voie Q) provenant d'un égaliseur, tel que le module 32 d'égalisation/désétalement représenté sur la figure 3, à des valeurs réelles (une par bit) indiquant la fiabilité du bit reçu avant d'entrer dans un décodeur de canal tel que le décodeur de canal 36. Le LRV réalise donc ce qu'on appelle une opération 340 de 25 démodulation I/Q souple, dans un module 34 de démodulation I/Q souple. Cette opération de démodulation intervient entre les processus d'égalisation/désétalement et de décodage canal. Le processus de démodulation I/Q souple, ou calcul des décisions souples en entrée du décodeur, utilise les données issues de l'estimation de canal, effectuée par un module 38 d'estimation 30 de canal, et de l'égalisation effectuée par le module 32. La sortie du module 34 de démodulation I/Q souple correspond au LRV injecté en entrée du décodeur de canal 36. 23 Conformément à la présente invention, les mêmes calculs que ceux présentés en introduction peuvent être conduits jusqu'à l'équation (6) décrivant le iième symbole de données complexes reçu pour l'utilisateur k après une détection mono-utilisateur : N-1 Yk ù ak "\e/pk IICk,e e=o2 K-1 N-1 N-1 gk,ehe + 1-,Ipi E,, gk,eheCk,,ci,eai + Egk,eCk,ene i=o e=o e=o i≠k Un exemple non limitatif de codes d'étalement réels et orthogonaux non binaires est donné par la matrice de codes suivante : (19) Lorsqu'un entrelaceur fréquentiel est appliqué, les coefficients 10 complexes h, du canal affectant les symboles de données ak peuvent être considérés comme indépendants. Ainsi, pour des codes d'étalement suffisamment longs (où le nombre N de sous-porteuses est supérieur ou égal à 8), les termes d'interférences d'accès multiple complexe (IAM) et de bruit peuvent être approchés par des bruits additifs gaussiens complexes (selon le théorème 15 central limite) de moyenne nulle et de variance : 2 2 aIAM z- 2(K -1)(E[ck,eci,egk,ehe] K-1 aAM 2 Epi (E[Ck,,Ci,egk,eheE[ck,eci,egk,ehe] E[ck,eci,egk,ehel 2) et abruit , Na2E[ 2) et abruit Na2E[ Ckegk,e Ck,egk, e 2 ] (20) 2j (21) L'équation (20) correspond au cas où tous les utilisateurs ont une 20 puissance identique et l'équation (21) correspond à la généralisation au cas où les utilisateurs ont des puissances différentes. La loi des grands nombres permet d'évaluer les espérances mathématiques en remplaçant les espérances par la moyenne empirique des termes considérés. Par conséquent, si N >_ 8, les variances pour les termes de 25 bruit et d'IAM peuvent se formuler de la façon suivante, respectivement pour des puissances identiques (équation (22)) et pour des puissances différentes (équation (23)) : N-1 ECk,eci,egk,ehe e=0 N-1 Ck,eci,egk,eh, e=o N-1 et Cbruit z- 62lck,elgk,e 2 (22) e=0 N-1 et 6bruitz C21Ck,egk,e e=o 2\ 2\ CLAM 2(K -1) 2 CIAM 2 ck,,ci,egk,ehe 2 1 N2 Ck,,Cegkeh, 2 (23) 1 2 N2 où he est l'estimée de h, provenant du module d'estimation de canal. Le LRV à utiliser à l'entrée du décodeur de canal dans le cas d'une 5 modulation MAQ-M s'écrit alors, en utilisant l'équation (4) donnée en introduction : N-1 2 Yk ù X,Ipk I Ck,e gk,ehe e=o 2\ 2 2 6bruit + CLAM / 1 2 LRV(bl q) = In exp xes q) N-1 2 Yk ù XJPk DCk,el gk,ehe e=o 2\ (24) I / 1 2 2 2 6bruit + CLAM où : • est un symbole de référence de la constellation associée à la modulation d'amplitude en quadrature, 10 • S;q' et S;q) sont deux partitions complémentaires de symboles complexes contenant respectivement les symboles de la constellation avec un "o" à la position (I,q) et les symboles de la constellation avec un "1" à la position (I,q), • yk correspond au symbole complexe après égalisation et désétalement 15 destiné à être démodulé, • pk est un paramètre représentatif de la puissance appliquée au kième utilisateur, • N est le nombre de sous-porteuses, • . est un indice (entier positif) représentatif de la sous-porteuse 20 (1 s Ê N ), • ck e est la valeur du code d'étalement pour la Lième sous-porteuse et l'utilisateur k, • gk , est la valeur du coefficient d'égalisation linéaire associée à la Lième sous-porteuse et à l'utilisateur k, • he est l'estimée du coefficient du canal de transmission pour la Lième sous-porteuse, • 6bruit est la variance du bruit, et • 6; ,M est la variance des interférences d'accès multiple complexe. La même relation s'applique pour la voie en quadrature, à savoir : f- 2 \ Nù1 2 Yk ù X~l pk EICk,e gk,ehe 1 • exp û 2 z XES 2 6bruit + 61AM LRV(bo q) = ln • exp les(0) o•9 Nù1 Yk -2 z71 2 Ck,e gk,ehe 2\ ( 1 2 e=o 2 2 6bruit + GIAM où : • SQq et SQ)q sont deux partitions complémentaires de symboles complexes contenant respectivement les symboles de la constellation avec un "0" à la position (Q,q) et les symboles de la constellation avec un "1" à la 15 position (Q,q). A partir de l'équation (24), on peut obtenir la formule exacte du LRV pour une modulation MAQ-4 généralisée au cas des puissances différentes : 4jpk Nù1 Ck,e 2gk,ehe LRV(bl q) = e=o 2 2 GIAM + 6bruit Y k,l (25) où yk,, correspond à la partie réelle du symbole complexe reçu après égalisation et 20 désétalement. La même relation s'applique pour la partie imaginaire, à savoir : ,fpk N-1 I ICk,e 26 2gk,ehe LRV(bQ q) = e=0 2 2 GIAM + 6bruit Yk,Q où yk,Q correspond à la partie imaginaire du symbole complexe reçu après égalisation et désétalement. Cependant, la formule exacte du LRV donnée par l'équation (24) et même son application à la modulation MAQ-4, donnée par l'équation (25), peuvent s'avérer difficiles à implémenter en pratique : en effet, les deux termes d'interférences d'accès multiple complexe et de bruit sont à estimer et, pour ce faire, le récepteur doit avoir connaissance de tous les codes CDMA actifs. De plus, ces équations utilisent la loi des grands nombres pour calculer les espérances mathématiques, ce qui peut n'être plus valable lorsque la longueur des codes d'étalement devient relativement faible. C'est pourquoi la présente invention propose également une expression simplifiée des LRV d'un système OFDM-CDMA. Dans le cas d'une modulation MAQ-4, on pondère l'expression 15 simplifiée des LRV d'un système OFDM-CDMA à modulation MAQ-4 et à codes binaires, pour obtenir une expression simplifiée des LRV d'un système OFDM- CDMA à modulation MAQ-4 et à codes binaires ou non binaires : 4.Vpk 1~N1{ 2 LRV(bl,q) = 2 ~`ck,el o. N e=o Dans la pratique, la formule (26) est préférable à l'équation (25) 20 lorsqu'on utilise un égaliseur MMSE mono-utilisateur, car la complexité de calcul est réduite sans perte significative de performance. La présente invention propose également une expression simplifiée du LRV pour des constellations MAQ-M carrées, c'est-à-dire pour M = 22n, où n est un entier strictement positif, pour des systèmes MC-CDMA à codes d'étalement 25 binaires ou non binaires. Si on note yk = yk,l + i.Yk,Q le symbole MAQ complexe reçu et égalisé pour l'utilisateur k, on obtient les LRV suivants : Pour une modulation MAQ-16 avec I = {b1,1,b,,2} et Q = {bQ,1,bQ,2} : Pour la partie 1 : he (26) yk,l /4~pk 1 N_1 2 LRV(bi 1) = 62 N ck,e I he Yk,l /4.Vpk Ni _2 \ LRV(b,,z) = 2 ùIlcke hP ( 6 N eo J Pour la partie Q : ( 4JPk 2 LRV(bQ1) ù 2 Ickel 6 N e-0 he Yk,Q J Y k,l +2) 4.àk N Elc 1 2 h 2 k,e e 6 eùo •(ùIYk,QI+2) J LRV(bQ 2) _ Pour une modulation MAQ-64 avec I = {b,,,,b1,2,b1,3} et Q = {bQ,1,bQ,2,bQ,3} : (27) Pour la partie I : i4.1pk N-1 2 LRV(bi,1) = 62 E N e=0 lcke he Yk,l (4~pk Ni 1_2^ \ LRV(b12)= z Il he a2 e=0 Yk,d + 4) he 12 Ck,e J LRV(b,,3) = /,4\/pk 1 Nù1 2 ùE 6 N e=o ùIYk,ll+4 Pour la partie Q : '4Vpk 1 Nù1 LRV(b0 1) = - 2 ùE ck e a Neo Yk,Q \ 2 he Cke J LRV(bQ 2) = 4V 2 pk 6 N e=o• (ù IYk.Q I + 4) 4Jpk N-1 2 E 6 e=0 IYk,Q +4 LRV(bQ 3) = +2) \ he 2 Ck,el J Pour une modulation MAQ-M carrée pour M > 4, on obtient (les mêmes relations s'appliquent pour la partie en quadrature) : 28 où LRV(b, q) = /4~pk 62 e= 2 c he (28) Ml,q i Ml,q = Yk.~ pour q = 1 M,.q = ù Mi,q-1 + m,q pour q > 1 (29) où mi,q correspond à la moitié de la distance entre les frontières de la partition relative à b,,q. Par exemple, pour la modulation MAQ-16, m,,2 = 2, car la distance entre les deux frontières vaut 4. On décrit dans la suite une application privilégiée de la présente invention dans le cadre de la norme proposée par le consortium MBOA ("Mufti-10 Band OFDM Alliance"). Les formules de LRV optimaux et simplifiés fournies par la présente invention s'appliquent en effet dans le cadre de cette norme, qui utilise la technique OFDM et qui emploie pour ses modes de transmission haut débit une modulation à porteuses duales (DCM, en anglais "Dual-Carrier Modulation"). 15 L'association de la DCM et de l'OFDM est entièrement équivalente à un émetteur OFDM-CDMA à codes non binaires, en pleine charge, utilisant une modulation MAQ-4 et un facteur d'étalement de 2. Les bits d'entrée sont d'abord transformés en symboles bipolaires, comme suit : Bits d'entrée bn Symboles de sortie x, 0 -1 1 1 Puis ces symboles binolaires sont nrnlinPs nar d nr 20 ur former 2 symboles complexes sn et sn+50, de la façon suivante : Sn S n+50 1 2 1 x/10 1 -2 Xm(n) + JXm(n)+50 Xm(n)+1 +JXm(n)+51 _ (30) où xm(n), Xm(n)+50, Xm(n)+1 et xm(n)+51 sont les symboles bipolaires correspondant aux bits transmis bm(n), bm(n)+50, bm(n)+1 et bm(n)+51 aVeC 25 m(n) = 2n pour n = 0, 1, 2, ..., 24 m(n) = 2n+50 pour n = 25, 26, ..., 49 (31) Cependant, il est possible de voir cette modulation comme 2 symboles an et a'n provenant d'une modulation MAQ-4 et ensuite utilisés pour un étalement CDMA à codes non binaires de longueur 2, en réécrivant l'équation (30) de la façon suivante : _ n _ ù 1 _2 1 _ an _ s n Sn+50 1 ù 2 a'n et a'n = (xm(n)+1 + Jxm(n)+51) sont les symboles .N/ 2 complexes MAQ-4 normalisés en énergie, et ~ 2 1 1É"[ 1 -2 codes d'étalement non binaires avec un facteur d'étalement de 2. Soient hn et hn+50 les estimées des valeurs de la réponse fréquentielle 10 du canal sur les 2 sous-porteuses modulées respectivement par Sn et sn+50 et soient respectivement gn et gn+50 les 2 coefficients d'égalisation employés. Soient yn = yn+ jyn,Q et yn+50 = Yn+50,1 + jyn+50,Q les symboles complexes reçus après égalisation et désétalement correspondant respectivement aux symboles complexes MAQ-4 transmis an et a'n. 15 Pour obtenir l'expression du LRV optimal, on peut recalculer l'équation (6) dans le cadre MBOA, en notant que les puissances Pk sont toutes égales (étant donné que les 2 codes sont transmis à la même puissance) pour yn et Yn+50 Yn = 5 (49nhn + gn+50hn+50 )an + - (gnhn ù gn+50hn+50 )a'n + = (2gnnn + gn+50nn+50 ) (33) Yin = 5 (gnhn + 4gn+50hn+50 )a'n+ 5 (gnhn ù gn+50hn+50 )an + (gnnn ù 2gn+50nn+50 ) 20 Dans le cadre de la norme MBOA, le facteur d'étalement CDMA est très petit, donc la loi des grands nombres n'est plus valable pour calculer les espérances mathématiques dans les deux termes d'IAM de l'équation (33). On choisit alors de prendre directement la puissance de ces termes d'IAM. De plus, quel que soit l'égaliseur utilisé (MMSE, MRC, EGC ou ZF), le produit gnhn est 25 toujours réel et positif. où an = (xm(n) + Jxm(n)+50 ) est la matrice CDMA à Conformément à la présente invention, l'équation (25) permet d'aboutir à la formule suivante du LRV optimal : Pour obtenir le LRV simplifié, on utilise l'équation (26), dans laquelle le 5 terme 4~k est constant et n'a donc aucune influence sur le décodage de G2 N canal lorsque le codeur de canal à l'émission est de type codeur convolutif, ce qui est le cas en MBO. On aboutit ainsi aux formules suivantes des LRV simplifiés : - LRV(bm(n)+1 ) LRV(bm(n)+51 ) _ 4gnhn + gn+50hn+50 yn,l `LRV(bm(n)+50 )J 2(gnhn ù gn+s0hn+50 )2 + X&2 (41gn 2 + (gn+5o 12 )_yn,Q LRV(bm(n) ) (34) gnhn + 4gn+50hn+50 yn+50,1 2(gnhn gn+s0hn+50 )2 + ~62 gn 12 + 41gn+5012 - LRV(bm(n) ) LRV(bm(n)+50 ) - LRV(bm(n)+1 ) LRV(bm(n)+51 ) (35) + h n+50 hn = (4 +4 h n+50 L'expérience montre qu'on constate une diminution significative du taux 10 d'erreur binaire (TEB) lorsqu'on applique la formule (35) aux bits souples en entrée du décodeur de Viterbi d'un système MBO haut débit (480 Mbps). Les résultats obtenus sont encore meilleurs lorsque la réponse impulsionnelle du canal est longue, c'est-à-dire lorsque les variations de la réponse fréquentielle du canal (représentée par les coefficients h dans les formules de LRV) sont plus 15 fortes et où les LRV apportent donc encore plus d'informations de fiabilité au décodeur. REVENDICATIONS 1. Procédé de démodulation souple de données modulées suivant une modulation d'amplitude en quadrature carrée, c'est-à-dire où le nombre de points de la constellation associée à la modulation est M = 22u où u est un entier strictement positif, dans un système de communication mettant en oeuvre une technique d'accès multiple à répartition par codes ou CDMA et un multiplexage par division de fréquences orthogonales ou OFDM, utilisant des codes d'étalement binaires ou non binaires, caractérisé en ce qu'il comporte des étapes (340) consistant à déterminer : - la variance correspondant aux interférences d'accès multiple complexe aiAM et la variance correspondant au bruit abro suivant les équations : aIAM 2(K -1)(E[ ck,eci,egk,ehe] 2 E[ck,eci,egk,ehe] 2) et abruit -- Na2E[ Ck,egk,e 2 dans le cas où tous les utilisateurs ont une puissance identique, ou suivant les équations : Epi (E[ ck,eci,egk,ehe 2 E[Ck,,Cj,egk,ehe] 2) et abrUit -- Na2E[ C k ,e g k , e 2 i=0 mi _ 8, caractérisé en ce que l'étape de détermination de la variance des interférences d'accès multiple complexe 0 AM et de la variance du bruit 6bruit consiste à appliquer les équations suivantes : 2 1 N2 N-1 E,Ck,eCi,egk,ehe e=o et 6bruit 0.2 E 1Ck,f lgk,e l2 e=o 2\ 61AM z- 2(K -1) Ck,eCi,egk,ehe dans le cas où tous les utilisateurs ont une puissance identique et les équations suivantes : ( dans le cas où les utilisateurs ont des puissances différentes. 3. Procédé selon la revendication 1, dans lequel les données sont modulées suivant une modulation MAQ-4, caractérisé en ce que le logarithme du rapport de vraisemblance LRV(bi,q) pour les bits bi,q de la voie en phase pour l'utilisateur k est donné par l'équation suivante : K-1 2 61AM 2 i=o imk ~ Ck,eCi,egk,ehe 2 1 N2 N-1 lck,eci,egk,ehe e=o N-1 2E et 62 bruit 6 e=o 2 Ck,egk,e 2\ /2 4jpk Nù1 E IC k,e gk,ehe LRV(bl q) = e=0 2 2 GIAM + 6bruit Yk,l où yk,, correspond à la partie réelle du symbole complexe reçu après égalisation et désétalement, et en ce que le logarithme du rapport de vraisemblance LRV(bQ,q) pour les bits bQ,q de la voie en quadrature pour l'utilisateur k est donné par l'équation suivante : LRV(bQ,q) = 2 CO gk,eh e 4.jpk Nù1 e=o 2 2 Yk,Q 6IAM + 6bruit où yk,Q correspond à la partie imaginaire du symbole complexe reçu après égalisation et désétalement. 4. Procédé de démodulation souple de données modulées suivant une modulation d'amplitude en quadrature carrée d'ordre supérieur ou égal à 4, dans un système de communication mettant en oeuvre une technique d'accès multiple à répartition par codes multi-porteuses ou OFDM-CDMA, utilisant des codes d'étalement binaires ou non binaires, caractérisé en ce qu'il comporte des étapes consistant à déterminer : - une expression simplifiée du logarithme du rapport de vraisemblance LRV(biq) pour la voie en phase pour l'utilisateur k suivant l'équation : (4 /pk 1 N_1 2 LRV(b,,q) = 62 N ~ICkel Pù0 1 he Ml,q où Ml,q = Yk,, pour q = 1 Ml,q = ù Ml,qù1 + mlq pour q > 1 où m,,q correspond à la moitié de la distance entre les frontières de la partition relative à b,,q et où : • pk est un paramètre représentatif de la puissance appliquée au kième 25 utilisateur, • Q2 est la variance du bruit, 35 • N est le nombre de sous-porteuses, • ,e est un indice (entier positif) représentatif de la sous-porteuse (1 1 où mQ,q correspond à la moitié de la distance entre les frontières de la partition relative à bQ,q et où : • yk,Q correspond à la partie imaginaire du symbole complexe après égalisation et désétalement destiné à être démodulé. 5. Procédé selon la revendication 4, dans lequel les données sont modulées suivant une modulation MAQ-4, caractérisé en ce que l'expression simplifiée du logarithme du rapport de vraisemblance LRV(bi,q) pour les bits bl,q de la voie en phase pour l'utilisateur k est donnée par l'équation suivante : 4~pk 1 r" 2,- LRV(bl,q) = 2 N IIck,e) he e=o où yk,, correspond à la partie réelle du symbole complexe reçu après égalisation et désétalement, et l'expression simplifiée du logarithme du rapport devraisemblance LRV(bQ,q) pour les bits bQ,q de la voie en quadrature pour l'utilisateur k est donnée par l'équation suivante : 4,.Ipk 1 (Nù1 2 LRV(bQ,q) û 62 N ~Ickf hP ~Yk,Q où yk,Q correspond à la partie imaginaire du symbole complexe reçu après 5 égalisation et désétalement. 6. Procédé selon la revendication 5, caractérisé en ce que le système de communication met en oeuvre la norme MBOA (Multi-Band OFDM Alliance). 7. Procédé selon la revendication 6, caractérisé en ce que le 10 logarithme du rapport de vraisemblance des bits des voies en phase et en quadrature pour les bits bm(n), bm(n)+50, bm(n)+1, bm(n)+51 est donné par les équations suivantes : LRV(bm(n)) 49nhn + 9n+50hn+50 LRV(bm(n)+50) 2 (gn hn gn+5o h n+5o )2 + \ " 62 ù 4 gn 12 + Ign+50 2Yn,l _Yn,Q LRV(bmcn>+1) _ gnhn + 4gn+5ohn+5o [LRV(bm(n)+5l)_ 2(g h h )+ 5a g2+ 4 g 2 2 2 n n ù gn+50 n+50 n n+50 où : 15 • m(n) = 2n pour n = 0, 1, 2, ., 24 et m(n) = 2n+50 pour n = 25, 26, ..., 49, • yn,l et yn+50,1 sont les parties réelles des symboles complexes reçus après égalisation et désétalement correspondant respectivement aux deux symboles complexes MAQ-4 transmis, 20 • yn,Q et yn+50,Q sont les parties imaginaires des symboles complexes reçus après égalisation et désétalement correspondant respectivement aux deux symboles complexes MAQ-4 transmis, • gn et gn+50 sont les deux coefficients d'égalisation employés, • hn et h,+50 sont les estimées des valeurs de la réponse fréquentielle du 25 canal de transmission sur les deux sous-porteuses, et • &2 est l'estimée de la variance du bruit. Yn+50,I Yn+5o,Q..CLMF: 8. Procédé selon la revendication 6, caractérisé en ce que l'expression simplifiée du rapport de vraisemblance des bits des voies en phase et en quadrature pour les bits bm(n), bm(n)+50, bm(n)+1, bm(n)+51 est donnée par les équations suivantes : LRV(bm(n) ) LRV(bm(n)+50 ) LRV(bm(n)+1 ) LRV(bm(n)+51 ) où : • m(n) = 2n pour n = 0, 1, 2, ..., 24 et m(n) = 2n+50 pour n = 25, 26, ..., 49, • Yn,i et Yn+50,1 sont les parties réelles des symboles complexes reçus 10 après égalisation et désétalement correspondant respectivement aux deux symboles complexes MAQ-4 transmis, • yn,Q et Yn+50,Q sont les parties imaginaires des symboles complexes reçus après égalisation et désétalement correspondant respectivement aux deux symboles complexes MAQ-4 transmis, et 15 • hn et hn+50 sont les estimées des valeurs de la réponse fréquentielle du canal de transmission sur les deux sous-porteuses. 9. Dispositif de démodulation souple de données modulées suivant une modulation d'amplitude en quadrature carrée, c'est-à-dire où le nombre de points de la constellation associée à la modulation est M = 22u où u est un entier 20 strictement positif, dans un système de communication mettant en oeuvre une technique d'accès multiple à répartition par codes ou CDMA et un multiplexage par division de fréquences orthogonales ou OFDM, utilisant des codes d'étalement binaires ou non binaires, caractérisé en ce qu'il comporte des moyens (34) pour déterminer : 25 - la variance correspondant aux interférences d'accès multiple complexe O M et la variance correspondant au bruit 6bruit suivant les équations : a AM 2(K -1)(E[ ck,eci,egk,ehe ] 2 ] - E[ck,eci,egk.ehe l 2) et 6bruit N62E[ ck Pgk,P 2l h n+50 = lhn -± hn = (4 hn+50dans le cas où tous les utilisateurs ont une puissance identique, ou suivant les équations : i 2 61AM 2 Ck,eci,egk,ehe E[ck,ec,,egk,ehe ] 2 ) et 6bruit Na2E[ ck,egk,e 2 1-2 K-1 (E[ 1pi i=0 imk f dans le cas où les utilisateurs ont des puissances différentes, où : • K est le nombre total d'utilisateurs, • E désigne l'espérance mathématique, • k, 1 10. Dispositif selon la revendication 9, dans lequel le nombre de sous-porteuses N >- 8, caractérisé en ce que les moyens pour déterminer la variance des interférences d'accès multiple complexe aIAM et la variance du bruit abruit sont adaptés à appliquer les équations suivantes : 40 10 6IAM 2(K -1) 1 N-1 N E Ck,PCi,egkPhe e=o N-1 ECk,eCi,egk,ehe e=o 2 et abruit a2 ECk e Igk e, e=o ( 2 2 1 N2 dans le cas où tous les utilisateurs ont une puissance identique et les équations suivantes : /K1 1r 1 N-1, i 2 1 N-1 2\ N-1 = 2 aAM 2 1pi ù Ck,eCi,egk,ehP 2 E Ck,eCi,egk,ehe et 6bruit a2l Ck,egk,el 2 2 i=o m e=o N e=o e=o i≠1 11. Dispositif selon la revendication 10, dans lequel les données sont modulées suivant une modulation MAQ-4, caractérisé en ce que le logarithme du rapport de vraisemblance LRV(bi,q) pour les bits b,,q de la voie en phase pour l'utilisateur k est donné par l'équation suivante : N- 1 2 4.àk gk,ehe LRV(b,,q) = e=o 2 2 aIAM + abruit 20 où yk,, correspond à la partie réelle du symbole complexe reçu après égalisation et désétalement, et en ce que le logarithme du rapport de vraisemblance LRV(bQ,q) pour les bits bQ,q de la voie en quadrature pour l'utilisateur k est donné par l'équation suivante : 4.Jpk 1 2 ICk,e gk,e LRV(bo q) = e=o 2 2 CIAM + abruit y k ,Qoù yk,Q correspond à la partie imaginaire du symbole complexe reçu après égalisation et désétalement. 12. Dispositif de démodulation souple de données modulées suivant une modulation d'amplitude en quadrature carrée d'ordre supérieur ou égal à 4, dans un système de communication mettant en oeuvre une technique d'accès multiple à répartition par codes multi-porteuses ou OFDM-CDMA, utilisant des codes d'étalement binaires ou non binaires, caractérisé en ce qu'il comporte des moyens (34) pour déterminer : - une expression simplifiée du logarithme du rapport de 10 vraisemblance LRV(b,,q) pour la voie en phase pour l'utilisateur k suivant l'équation : \ /4~pk 1 III 2 LRV(b,q) _ 62 N e_o cke he 'Mi,q / Oë Mi,q - Yk,, pour q = 1 15 M, q = + m, q pour q > 1 où ml,q correspond à la moitié de la distance entre les frontières de la partition relative à bi,q et où : • pk est un paramètre représentatif de la puissance appliquée au kième utilisateur, 20 • 6-2 est la variance du bruit, • N est le nombre de sous-porteuses, • .e est un indice (entier positif) représentatif de la sous-porteuse (1 1 où mQ,q correspond à la moitié de la distance entre les frontières de la partition 10 relative à bQ,q et où : • yk,Q correspond à la partie imaginaire du symbole complexe après égalisation et désétalement destiné à être démodulé. 13. Dispositif selon la revendication 12, dans lequel les données sont modulées suivant une modulation MAQ-4, caractérisé en ce que l'expression 15 simplifiée du logarithme du rapport de vraisemblance LRV(bi,q) pour les bits bi,q de la voie en phase pour l'utilisateur k est donnée par l'équation suivante : (N-1 LRV(b, q) = 2 a N \ e=o où yk,, correspond à la partie réelle du symbole complexe reçu après égalisation et désétalement, et l'expression simplifiée du logarithme du rapport de 20 vraisemblance LRV(bo,q) pour les bits bo,q de la voie en quadrature pour l'utilisateur k est donnée par l'équation suivante : 4. jpk 1 'N-, LRV(bQ,q) = 2 ù E 6 N' e=o où yk,Q correspond à la partie imaginaire du symbole complexe reçu après égalisation et désétalement. 25 14. Dispositif selon la revendication 13, caractérisé en ce que le système de communication met en oeuvre la norme MBOA (Multi-Band OFDM Alliance). 42 he i net II2 Ck~e! he yk,Q 2 Ck~el ) 43 15. Dispositif selon la revendication 14, caractérisé en ce que le logarithme du rapport de vraisemblance des bits des voies en phase et en quadrature pour les bits bm(n), bm(n)+5o, bm(n)+1, bm(n)+51 est donné par les équations suivantes : - LRV(bm(n) ) 4gnhn + gn+50hn+50 Yn,l 2 + gn+50 2) gn+50hn+50 )2 + "Ni-É-&2 (4 2 + 4gn+50 12 ) LRV(bm(n)+50 ) -LRV(bm(n)+1 ) LRV(bm(n)+51 ) gnhn + 4gn+5ohn+5o 2- (g nhn ù gn+50hn+50 ) 2 + vs'2 gn Yn,Q _ Y n+50,I Y n+50,Q 2(gnhn û gn ou : • m(n) = 2n pour n = 0, 1, 2, ..., 24 et m(n) = 2n+50 pour n = 25, 26, ..., 49, • yn,l et yn+50,1 sont les parties réelles des symboles complexes reçus 10 après égalisation et désétalement correspondant respectivement aux deux symboles complexes MAQ-4 transmis, • yn,Q et yn+50,Q sont les parties imaginaires des symboles complexes reçus après égalisation et désétalement correspondant respectivement aux deux symboles complexes MAQ-4 transmis, 15 • gn et gn+50 sont les deux coefficients d'égalisation employés, • hn et hn+50 sont les estimées des valeurs de la réponse fréquentielle du canal de transmission sur les deux sous-porteuses, et • 62 est l'estimée de la variance du bruit. 16. Dispositif selon la revendication 14, caractérisé en ce que 20 l'expression simplifiée du rapport de vraisemblance des bits des voies en phase et en quadrature pour les bits bm(n), bm(n)+5o, bm(n)+1, bm(n)+51 est donnée par les équations suivantes : - LRV(bm(n) ) LRV(bm(n)+50 ) + hn+50 hn (4 LRV(bm(n)+1) LRV(bm(n)+51 ) - Y n+50,1 Y n+50,Q f'n h n+50 où:• m(n) = 2n pour n = 0, 1, 2, ..., 24 et m(n) = 2n+50 pour n = 25, 26, ..., 49, • Yn,l et Yn+50,1 sont les parties réelles des symboles complexes reçus après égalisation et désétalement correspondant respectivement aux deux 5 symboles complexes MAQ-4 transmis, • Yn,Q et Yn+50,Q sont les parties imaginaires des symboles complexes reçus après égalisation et désétalement correspondant respectivement aux deux symboles complexes MAQ-4 transmis, et • hn et h,,+50 sont les estimées des valeurs de la réponse fréquentielle du 10 canal de transmission sur les deux sous-porteuses. 17. Récepteur caractérisé en ce qu'il est adapté à mettre en oeuvre un procédé selon l'une quelconque des revendications 1 à 8. 18. Récepteur caractérisé en ce qu'il comporte un dispositif selon l'une quelconque des revendications 9 à 16.