FR 2894065 A1 20070601 FR 0512041 A 20051128 Procédé d'émission d'un signal ayant subi un précodage linéaire, procédé de réception, signal, dispositifs et programmes d'ordinateur correspondants. 1. Domaine de l'invention Le domaine de l'invention est celui des communications numériques par 5 voie hertzienne (transmission radio). Plus précisément, l'invention concerne l'émission et la réception de signaux dans un système multi-antennes mettant en oeuvre au moins deux antennes d'émission et au moins une antenne de réception. L'invention concerne plus particulièrement une technique d'émission et de 10 réception permettant d'exploiter au mieux la diversité spatiale et la capacité de transmission d'un système multi-antennes, notamment dans le cadre d'une réception itérative. On rappelle qu'une telle réception itérative permet, au fil des itérations, d'améliorer la qualité de l'estimation du signal émis en fonction du signal reçu. 15 2. Solutions de l'art antérieur Dans un système de transmission mettant en oeuvre une pluralité d'antennes d'émission et/ou de réception, on cherche classiquement à exploiter au mieux la diversité spatiale, à augmenter le débit ou le rendement de transmission, ou encore à faire un compromis entre ces deux composantes. On rappelle 20 notamment que le rendement d'un code espace-temps peut se définir comme le rapport entre le nombre de symboles transmis sur le nombre de durées symboles nécessaires à leur transmission. Le rendement agit donc directement sur le débit. Cependant, un inconvénient des techniques permettant une bonne exploitation de la diversité spatiale, comme les codes espace-temps en blocs (en 25 anglais STBC pour Space Time Block Codes ), par exemple de type Alamouti, est qu'elles ne permettent pas d'optimiser le rendement de transmission. Autrement dit, ces techniques de l'art antérieur permettent uniquement la transmission de données à faible débit. A l'inverse, les techniques de transmission multi-antennes permettant 30 d'obtenir un rendement optimal, comme par exemple les techniques à base de multiplexage spatial, présentent les inconvénients de requérir au moins autant d'antennes en réception qu'en émission, et de ne pas exploiter la diversité de manière optimale. D'autres techniques basées sur des codes à dispersion linéaire ont alors été proposées. Ces techniques recherchent un compromis entre les codes STBC et le multiplexage spatial, en optimisant de façon conjointe le rendement et l'exploitation de la diversité. Malheureusement, aucune méthode de construction systématique de tels codes optimaux n'a, à ce jour, été proposée. On peut encore citer les techniques de précodage basées sur l'utilisation de matrices de codage unitaires. Bien que ces techniques permettent une exploitation optimale de la diversité, elles reposent sur l'utilisation de matrices de grandes tailles, qui ne sont pas toujours compatibles avec l'utilisation de trames de transmission de petites tailles. Combinées au multiplexage spatial, ces techniques de précodage linéaire permettent, pour certaines configurations d'antennes, d'optimiser la diversité et la capacité d'un système de transmission. Cependant, ces performances optimales sont atteintes uniquement à fort rapport signal à bruit, et pour des configurations d'antennes où le nombre d'antennes d'émission est inférieur ou égal au nombre d'antennes de réception. Finalement, H. E. Gamal et M. O. Damen ont proposé dans Universal Space-Time Coding (IEEE Trans. Commun., vol. 49, No. 5, pp 1097-1119, Mai 2003) une technique de codage espace-temps à base de codes algébriques enfilés , les codes TAST (en anglais Threaded algebric space time ). Ces codes permettent notamment d'optimiser la diversité et le rendement d'un système de transmission, sous l'hypothèse d'une réception mettant en oeuvre un algorithme de type Maximum de Vraisemblance (MV, ou en anglais ML pour Maximum Likelihood ). La construction de tels codes TAST repose sur l'utilisation, avant émission, d'un précodage des symboles à émettre, regroupés en vecteurs Xi , et la 30 construction d'une base d'éléments indépendants cpi , avec 1 s i s L , où L est un entier tel que 1 s L s NT , avec NT le nombre d'antennes d'émission. Plus précisément, le précodage des codes TAST est effectué en multipliant chacun des L vecteurs Xi par une matrice de rotation Oj , les différentes matrices de rotation Oi pouvant éventuellement être identiques. Ces matrices permettent notamment de maximiser la distance produit minimale, classiquement définie dans les articles scientifiques sur le précodage, comme le document Algebraic tolols to build modulation schemes for fading channels de X. Giraud, E. Boutillon, et J.-C. Belfiore (IEEE Trans. Inform. Theory, vol. 43, pp.938-952, Mai 1997). Les symboles précodés issus de ce précodage sont alors multipliés par les éléments de la base {cp1,...,cpL}, où cpl est un nombre complexe tel que la base {Tl,ù ,cpLI soit algébriquement indépendante (ce qui signifie que les éléments cpi ne peuvent pas être égaux). Cependant, un inconvénient majeur de cette technique de l'art antérieur est qu'elle n'est pas aisée à mettre en oeuvre. En effet, l'utilisation de codes TAST nécessite la construction d'une base {cpl,...,cpL} algébriquement indépendante, dont aucun procédé de construction générique n'est donné dans la littérature à ce jour. Cette technique nécessite de plus la multiplication des symboles précodés, issus du précodage, par les éléments complexes cpi de cette base, ce qui rend encore plus complexe l'émission. Par ailleurs, la construction de ces codes n'est pas systématique pour de nouvelles configurations d'antennes. Notamment, la matrice de précodage est une matrice de rotation qui change avec les configurations d'antennes. Finalement, cette technique de codage espace-temps permet de rendre optimaux la capacité et la diversité du système de transmission sous l'hypothèse d'une réception mettant en oeuvre un algorithme de type à maximum de vraisemblance. Or il est bien connu que l'algorithme de type MV présente l'inconvénient d'induire une grande complexité de traitement, notamment dans le cadre d'une transmission multi-antennes. En effet, la complexité de ces algorithmes augmente de façon exponentielle en fonction du nombre d'antennes et du nombre d'états de la modulation. L'utilisation de codes TAST confère donc une importante complexité au système de transmission, tant au niveau de l'émission qu'à celui de la réception. 3. Objectifs de l'invention L'invention a notamment pour objectif de pallier ces inconvénients de l'art antérieur. Plus précisément, un objectif de l'invention est de fournir une technique d'émission et de réception d'un signal dans un système multi-antennes, permettant d'optimiser la capacité et l'exploitation de la diversité espace-temps du système multi-antennes. Notamment, un objectif de l'invention est de proposer une telle technique qui soit optimale sous l'hypothèse d'une réception mettant en oeuvre un algorithme itératif. Un autre objectif de l'invention est de fournir une telle technique qui soit optimale quelle que soit la configuration des antennes d'émission/réception. Ainsi, la technique selon l'invention s'adapte notamment à un nombre impair d'antennes d'émission. L'invention a encore pour objectif de proposer une telle technique qui présente une complexité réduite, aussi bien en émission qu'en réception, par rapport aux techniques de l'art antérieur. Encore un autre objectif de l'invention est de fournir une telle technique qui soit adaptée aussi bien à l'émission et à la réception de signaux monoporteuse qu'à l'émission et à la réception de signaux à porteuses multiples. 4. Exposé de l'invention Ces objectifs, ainsi que d'autres qui apparaîtront par la suite, sont atteints à l'aide d'un procédé d'émission d'un signal mettant en oeuvre NT antennes d'émission, avec NT supérieur ou égal à 2. Selon l'invention, un tel procédé comprend : - une étape d'obtention de vecteurs source, comprenant chacun NT symboles source à émettre ; une étape de traitement associant aux symboles source des symboles précodés, chaque symbole précodé correspondant à une combinaison linéaire à coefficients réels des NT symboles source d'un vecteur source, de façon que les NT symboles précodés correspondant aux combinaisons linéaires à coefficients réels des NT symboles source d'un même vecteur source soient répartis sur les NT antennes d'émission et émis à des instants d'émission différents ; une étape d'émission de salves successives de symboles précodés. Ainsi, l'invention repose sur une approche tout à fait nouvelle et inventive de l'émission d'un signal dans un système multi-antennes, mettant en oeuvre une répartition particulière des symboles source à émettre. Autrement dit, l'invention met en oeuvre un traitement des symboles source permettant de répartir les NT symboles source d'un vecteur source sur les NT antennes d'émission, de telle façon que chaque symbole source soit envoyé par les NT antennes d'émission à un temps différent. Ainsi, l'étape d'émission met en oeuvre une émission de salves se succédant dans le temps, chaque salve comprenant au moins un symbole précodé et éventuellement des symboles nuls, distribués de façon que les NT symboles précodés correspondant aux combinaisons linéaires à coefficients réels des NT symboles source d'un même vecteur source soient répartis sur les NT antennes d'émission et émis à des instants d'émission distincts. De manière avantageuse, chaque salve comprend NT symboles, dont au moins un symbole précodé. Ainsi, dans un système multi-antennes présentant trois antennes d'émission par exemple, chaque salve peut comprendre trois symboles précodés, ou bien deux symboles précodés et un symbole nul. La technique de l'invention est particulièrement avantageuse puisqu'elle 30 permet d'exploiter le rendement maximal et la diversité optimale du système multi-antennes, notamment dans le cadre d'une réception itérative. Cette solution diffère donc fortement des codes TAST proposés par H. E. Gamal et M. O. Damen. On rappelle en effet que l'utilisation de tels codes induisait une forte complexité tant au niveau de l'émission que de la réception, du fait notamment de la multiplication des symboles précodés issus du précodage par les éléments complexes cpi de la base {cpo,...,cpL} algébriquement indépendants et de l'utilisation d'un récepteur à maximum de vraisemblance. De complexité fortement réduite, cette technique de traitement à l'émission s'avère donc, de manière surprenante, optimale pour une réception 10 mettant en oeuvre un algorithme itératif. On peut également noter que la solution proposée fonctionne quelle que soit la configuration des antennes d'émission/réception, et même pour un nombre impair d'antennes à l'émission. Avantageusement, l'étape de traitement comprend : 15 une étape de précodage linéaire, associant à chaque vecteur source un vecteur précodé comprenant les NT symboles précodés correspondant aux combinaisons linéaires à coefficients réels des NT symboles source du vecteur source ; et - une étape d'ordonnancement des vecteurs précodés, distribuant les 20 NT symboles précodés de chacun des vecteurs précodés sur les NT antennes d'émission. Ainsi, selon l'invention, on combine tout d'abord les symboles source à émettre pour former des symboles précodés, et on ordonne ces symboles précodés, de façon que pour chaque vecteur précodé comprenant les NT symboles 25 précodés correspondant aux combinaisons linéaires à coefficients réels des NT symboles source d'un même vecteur source, les NT symboles précodés soient répartis sur les NT antennes d'émission et émis à des instants d'émission différents. De manière préférentielle, l'étape de précodage linéaire met en oeuvre un 30 produit matriciel d'une matrice source, formée des vecteurs source organisés en lignes successives, par une matrice de précodage carrée de rang plein, délivrant une matrice précodée, formée des vecteurs précodés organisés en lignes successives. On peut notamment remarquer que la matrice de précodage, de taille NT x NT , est de rang plein (c'est-à-dire de rang NT), ce qui signifie que les lignes et les colonnes de cette matrice sont linéairement indépendantes. Cette matrice est donc inversible. De plus, cette matrice de précodage n'est pas nécessairement unitaire. De façon avantageuse, lorsque le nombre de vecteurs précodés est inférieur au nombre NT d'antennes d'émission, on complète la matrice précodée par des vecteurs comprenant chacun NT symboles nuls. Ainsi, la matrice précodée obtenue après remplissage par des vecteurs nuls est carrée, de taille NT x NT . Préférentiellement, l'étape d'ordonnancement met en oeuvre un multiplexage diagonal des vecteurs précodés. On peut notamment remarquer que lorsque la matrice précodée est complétée par des vecteurs nuls, l'étape d'ordonnancement met en oeuvre un multiplexage diagonal des vecteurs précodés et des vecteurs nuls ajoutés. Un tel multiplexage est notamment présenté plus en détail dans la suite de la description, en relation avec la figure 3. Ainsi, selon cette répartition diagonale, les NT symboles précodés de chacun des NT vecteurs précodés sont répartis sur les NT antennes d'émission et émis à des instants d'émission différents, notamment sur NT temps symboles. Avantageusement, l'étape d'émission met en oeuvre une émission de NT salves successives de symboles précodés. Plus précisément, les NT salves comprennent des symboles précodés distribués de façon que les NT symboles précodés correspondant aux combinaisons linéaires à coefficients réels des NT symboles source d'un même vecteur source soient répartis sur les NT antennes d'émission et émis à des instants d'émission différents. Ainsi, dans un système multi-antennes présentant par exemple quatre antennes d'émission (soit NT = 4), une première salve de symboles précodés est émise au temps to, une deuxième salve est émise au temps tl = to + t, une troisième salve est émise au temps t2 = t0 + 2-r, et une quatrième salve est émise au temps t3 = t0 + 3t, avec i la durée d'émission d'un symbole précodé ou d'un symbole source, encore appelée temps symbole . Selon cet exemple, les symboles précodés sont distribués de façon que les quatre symboles précodés correspondant aux combinaisons linéaires à coefficients réels des quatre symboles source d'un même vecteur source soient répartis sur les quatre antennes d'émission et émis à des instants d'émission t0, t1, t2 et t3 différents. L'invention concerne également un signal formé de salves émises successivement sur NT antennes d'émission, avec NT supérieur ou égal à 2. Selon l'invention, les salves émises comprennent des symboles précodés, chaque symbole précodé correspondant à une combinaison linéaire à coefficients réels des NT symboles source à émettre d'un vecteur source, distribués de façon que les NT symboles précodés correspondant aux combinaisons linéaires à coefficients réels des NT symboles source d'un même vecteur source soient répartis sur lesdites NT antennes d'émission et émis à des instants d'émission différents. Un tel signal peut notamment être émis selon le procédé d'émission décrit ci-dessus. Ce signal pourra bien sûr comporter les différentes caractéristiques relatives au procédé d'émission selon l'invention. Ainsi, selon un mode de réalisation avantageux de l'invention, ce signal est formé de NT salves successives. Ce signal peut notamment être un signal à porteuses multiples. L'invention concerne encore un procédé de réception d'un signal émis à partir de NT antennes d'émission, avec NT supérieur ou égal à 2, mettant en oeuvre NR antennes de réception, avec NR supérieur ou égal à 1. Selon l'invention, un traitement tel que décrit précédemment étant effectué avant émission, le procédé de réception réalise une estimation du signal reçu, délivrant un signal estimé, et comprend au moins une itération d'amélioration du signal estimé, en fonction du signal reçu et d'un signal estimé précédent. Plus précisément, la (ou les) itération(s) d'amélioration comprennent une étape d'égalisation du signal reçu par annulation d'une interférence affectant le signal. Cette interférence est notamment due à un précodage linéaire effectué avant émission et au canal de transmission du signal, le précodage linéaire associant à chaque vecteur source un vecteur précodé comprenant les NT symboles précodés correspondant aux combinaisons linéaires à coefficients réels des NT symboles source du vecteur source. Autrement dit, le procédé de réception réalise une première itération permettant d'estimer le signal reçu, puis une ou plusieurs itérations d'amélioration comprenant une étape d'égalisation du signal reçu par annulation de l'interférence affectant le signal. Ainsi, lors de la première itération, le récepteur procède à une égalisation classique du signal reçu. Lors des itérations suivantes en revanche, les symboles estimés précédemment sont utilisés par le décodeur espace-temps pour annuler l'interférence affectant le signal. Un tel procédé de réception est notamment adapté à recevoir un signal 20 émis selon le procédé d'émission décrit précédemment. On peut notamment remarquer que lorsque le signal émis est un signal à porteuses multiples, l'étape d'égalisation est mise en oeuvre pour chacune des porteuses du signal reçu, dans les itérations d'amélioration, par annulation de l'interférence affectant chaque porteuse reçue. 25 Avantageusement, l'interférence affectant le signal est déterminée à partir d'une matrice équivalente de canal C définie par l'équation suivante, pour 1sLsNT : C=(INT OH)•G•(IL00) avec : 30 - H une matrice représentative du canal de propagation multi-antennes, O désigne le produit de Kronecker, - INT une matrice identité de taille NT x NT , e une matrice de précodage carrée de rang plein mettant en oeuvre le précodage linéaire ; L T G = el(R),NT2 (eq,)zNT R ek LNT un vecteur colonne unitaire comprenant une valeur 1 , en position k, et (Lû 1) valeurs 0 aux positions restantes, et (ekLvT sa transposée ; - 1(q) = N 1 + [q]NT + ([q]NT û 1). NT , où L•] désigne la partie T NT entière inférieure et [IN l'opération modulo N. La matrice G permet notamment de représenter l'ordonnancement des vecteurs précodés mis en oeuvre avant émission. L'invention concerne également un dispositif d'émission d'un signal mettant en oeuvre NT antennes d'émission, avec NT supérieur ou égal à 2. 15 Selon l'invention, un tel dispositif comprend : des moyens d'obtention de vecteurs source, comprenant chacun NT symboles source à émettre ; - des moyens de traitement associant aux symboles source des symboles précodés, chaque symbole précodé correspondant à une 20 combinaison linéaire à coefficients réels des NT symboles source d'un vecteur source, de façon que les NT symboles précodés correspondant aux combinaisons linéaires à coefficients réels des NT symboles source d'un même vecteur source soient répartis sur les NT antennes d'émission et émis à des instants d'émission différents ; des moyens d'émission de salves successives de symboles précodés. Un tel dispositif peut notamment mettre en oeuvre le procédé d'émission 25 tel que décrit précédemment. L'invention concerne encore un dispositif de réception d'un signal émis à partir de NT antennes d'émission, avec NT supérieur ou égal à 2, et mettant en oeuvre NR antennes de réception, avec NR supérieur ou égal à 1. Selon l'invention, un traitement tel que décrit précédemment étant effectué avant émission sur le signal, le dispositif comprend des moyens d'estimation du signal reçu, délivrant un signal estimé ( première itération ), et des moyens d'amélioration du signal estimé, en fonction du signal reçu et d'un signal estimé précédent, mettant en oeuvre au moins une fois, sous la forme d'une itération d'amélioration, des moyens d'égalisation du signal reçu par annulation d'une interférence affectant le signal. Cette interférence est notamment due à un précodage linéaire effectué avant émission et au canal de transmission du signal, le précodage linéaire associant à chaque vecteur source un vecteur précodé comprenant les NT symboles précodés correspondant aux combinaisons linéaires à coefficients réels des NT symboles source du vecteur source. Un tel dispositif peut notamment mettre en oeuvre le procédé de réception tel que décrit précédemment. Il est par conséquent adapté à recevoir un signal émis par le dispositif d'émission décrit précédemment. Plus précisément, un tel récepteur est beaucoup plus simple qu'un 20 récepteur classique, puisqu'il permet de s'affranchir de la présence d'une multiplication par un nombre complexe (cp,) en émission. On rappelle à cet effet que la complexité de mise en oeuvre des récepteurs est un élément essentiel dans le choix d'un schéma d'émission. L'invention concerne par ailleurs un produit programme d'ordinateur 25 téléchargeable depuis un réseau de communication et/ou stocké sur un support lisible par ordinateur et/ou exécutable par un microprocesseur, comprenant des instructions de code de programme pour la mise en oeuvre du procédé d'émission tel que décrit précédemment, et/ou un produit programme d'ordinateur téléchargeable depuis un réseau de communication et/ou stocké sur un support 30 lisible par ordinateur et/ou exécutable par un microprocesseur, comprenant des instructions de code de programme pour la mise en oeuvre du procédé de réception tel que décrit précédemment. Finalement, l'invention concerne un système de communication comprenant NT antennes d'émission, avec NT supérieur ou égal à 2, et NR antennes de réception, avec NR supérieur ou égal à 1. Un tel système comprend, côté émetteur : des moyens d'obtention de vecteurs source, comprenant chacun NT symboles source à émettre ; - des moyens de traitement associant aux symboles source des symboles précodés, chaque symbole correspondant à une combinaison linéaire à coefficients réels des NT symboles source d'un vecteur source, de façon que les NT symboles précodés correspondant aux combinaisons linéaires des NT symboles source d'un même vecteur source soient répartis sur les NT antennes d'émission et émis à des instants d'émission différents ; et des moyens d'émission de salves successives de symboles précodés ; et comprend, côté récepteur : des moyens de réception des salves, formant un signal reçu ; des moyens d'estimation du signal reçu, délivrant un signal estimé ( première estimation ) ; - des moyens d'amélioration du signal estimé, en fonction du signal reçu et d'un signal estimé précédent, mettant en oeuvre au moins une fois, sous la forme d'une itération d'amélioration, des moyens d'égalisation du signal reçu par annulation d'une interférence affectant le signal. Cette interférence est notamment due à un précodage linéaire effectué avant émission et au canal de transmission du signal, le précodage linéaire associant à chaque vecteur source un vecteur précodé comprenant les NT symboles précodés correspondant aux combinaisons linéaires à coefficients réels des NT symboles source du vecteur source. Un tel système peut notamment mettre en oeuvre le procédé d'émission et de réception tels que décrit précédemment. 5. Liste des figures D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront plus clairement à la lecture de la description suivante d'un mode de réalisation préférentiel, donné à titre de simple exemple illustratif et non limitatif, et des dessins annexés, parmi lesquels : la figure 1 présente le principe général de l'émission d'un signal selon l'invention ; la figure 2A illustre un exemple du schéma d'émission de la figure 1 dans un système multi-antennes présentant trois antennes 10 d'émission et trois antennes de réception ; la figure 2B illustre un exemple du schéma d'émission de la figure 1 dans un système multiantennes présentant trois antennes d'émission et deux antennes de réception ; la figure 3 présente un exemple d'ordonnancement des symboles 15 précodés; la figure 4 illustre le principe général de la réception d'un signal émis selon le procédé d'émission de l'invention ; - la figure 5 présente un schéma synoptique d'un exemple de traitement effectué sur une porteuse lors d'une itération d'amélioration du signal estimé de l'invention ; la figure 6 présente un schéma synoptique d'un émetteur selon l'invention ; la figure 7 présente un schéma synoptique d'un récepteur selon l'invention ; la figure 8 illustre les performances de l'invention, comparées aux performances théoriques d'un système multi-antennes à capacité maximale et exploitant la diversité de manière optimale. 6. Description d'un mode de réalisation de l'invention Le principe général de l'invention repose sur une répartition des NT 30 symboles source à émettre d'au moins un vecteur source, dans un système multi- 20 25 antennes mettant en oeuvre NT antennes d'émission, avec NT supérieur ou égal à deux, de façon que chaque symbole d'un vecteur source soit envoyé par les NT antennes d'émission à un instant d'émission différent. Préférentiellement, les NT symboles source à émettre d'un vecteur source sont répartis sur les NT antennes d'émission pendant NT temps symboles. Autrement dit, l'invention propose une technique d'émission associant aux symboles source à émettre des symboles précodés, chaque symbole précodé correspondant à une combinaison linéaire à coefficients réels des NT symboles source d'un vecteur source, de façon que les NT symboles précodés correspondant aux combinaisons linéaires à coefficients réels des NT symboles source d'un même vecteur source soient répartis sur les NT antennes d'émission et émis à des instants d'émission différents, préférentiellement sur une durée de NT temps symboles. L'invention propose ainsi un nouveau code espace-temps à rendement maximal, exploitant de manière optimale la diversité spatio-temporelle. On présente, en relation avec la figure 1, le principe général de l'émission selon le mode de réalisation préférentiel de l'invention. On considère pour ce faire un système de transmission mettant en oeuvre NT antennes d'émission, avec NT supérieur ou égal à deux, et NR antennes de réception, avec NR supérieur ou égal à un. On note R le rendement du code espace-temps, où R est défini comme le rapport entre le nombre de symboles transmis sur le nombre de durées symboles nécessaires à leur transmission. On rappelle notamment que dans un système multi-antennes, le rendement 25 maximum est égal au minimum du nombre d'antennes d'émission et de réception : Rrä = min(NT,NR) Selon ce mode de réalisation préférentiel de l'invention, les symboles source à émettre sont regroupés dans une matrice source X , formée de vecteurs 30 source organisés en lignes successives et comprenant chacun NT symboles source à émettre. Au cours d'une première étape de précodage 11, la matrice source X est multipliée par une matrice de précodage O de rang plein, délivrant une matrice précodée formée de vecteurs précodés organisés en lignes successives, et comprenant chacun NT symboles précodés. On peut notamment remarquer que chaque symbole précodé correspond à une combinaison linéaire à coefficients réels des NT symboles source à émettre d'un desdits vecteurs source. La matrice de précodage O est, selon ce mode de réalisation préférentiel, 10 une matrice pleine de taille NT x NT de rang plein, c'est-à-dire de rang NT. Cette matrice n'est pas nécessairement unitaire. Au cours d'une étape suivantede conversion série/parallèle 12, on décompose la matrice précodée en L vecteurs précodés portant chacun NT symboles précodés, avec L un entier tel que : 15 L = R. = min(NT,NR) Autrement dit, on démultiplexe le flux des symboles précodés en L sous-flux de NT symboles précodés. Ces L vecteurs précodés entrent au cours d'une étape d'ordonnancement 13 dans un multiplexeur diagonal. 20 On peut notamment remarquer que lorsque le nombre L de vecteurs précodés est inférieur au nombre NT d'antennes d'émission, on complète la matrice précodée par (NT û L) vecteurs comprenant chacun NT symboles nuls, ou on envoie directement en entrée du multiplexeur diagonal les (NT û L) vecteurs nuls. 25 Au cours de l'étape d'ordonnancement 13, les NT symboles précodés de chacun des NT vecteurs précodés sont distribués sur les NT antennes d'émission pendant NT temps symboles, de façon que chacun des NT symboles précodés du ième vecteur précodé, pour 1 s i s NT , soit émis par une antenne différente à un instant différent. 30 La figure 3 illustre notamment un tel ordonnancement mis en oeuvre par multiplexage diagonal, dans un système multi-antennes présentant quatre antennes d'émission. L'Homme du Métier étendra facilement cet enseignement à un système mettant en oeuvre un nombre différent d'antennes. Selon cette technique, le multiplexeur reçoit en entrée quatre vecteurs précodés, notés par exemple (al a2 a3 a4), (hi b2 b3 b4), (ci c2 c3 c4) et (di d2 d3 d4). Ces vecteurs sont ensuite ordonnés, de façon à distribuer les quatre symboles composant chaque vecteur sur quatre vecteurs à émettre, et que ces quatre symboles soient émis à des instants différents. Ainsi, le multiplexeur délivre en sortie quatre vecteurs à émettre : (ai d2 c3 b4) , (b1 a2 d3 c4) , (c1 b2 a3 d4) , et (di c2 b3 a4) . On remarque selon cette répartition diagonale que les symboles formant un vecteur précodé définissent une diagonale des vecteurs à émettre : (ai,a2,a3,a4) = diagl par exemple. Il est bien entendu que l'exemple présenté en relation avec la figure 3 est purement illustratif. En effet, on pourrait également avoir, selon une variante de réalisation de l'invention, diagl = (b1,b2,b3,b4), diagl = (ci,c2,c3,c4), ou encore diagl = (di,d2,d3,d4) . Cette étape d'ordonnancement 13 peut notamment être suivie d'une opération de modulation OFDM sur chacun des vecteurs à émettre. On construit ainsi, pour chacun des vecteurs à émettre, au moins un symbole OFDM à partir des NT symboles du vecteur à émettre. Les NT vecteurs à émettre (ou les symboles OFDM correspondant) sont alors émis par les NT antennes d'émission. On peut notamment remarquer que la technique selon l'invention nécessite une seule opération de multiplication matricielle par une matrice de précodage, à l'inverse des codes TAST qui nécessitent pour leur construction la multiplication de chacun des vecteurs source Xi par une matrice de rotation Oi . Selon les techniques de l'art antérieur, il peut donc y avoir jusqu'à NT matrices de rotation Oi distinctes. De plus, le procédé selon l'invention ne nécessite pas la multiplication des symboles précodés par un nombre complexe cpi comme l'imposent les codes TAST. Il n'est donc pas nécessaire selon l'invention de construire une base d'éléments complexes {cpl,...,cp~} algébriquement indépendants, c'est-à-dire dont les éléments cpi ne peuvent pas être égaux. On illustre en relation avec les figures 2A et 2B deux exemples de mise en oeuvre de la technique d'émission selon l'invention dans un système multiantennes. La figure 2A illustre ainsi un exemple pour un système mettant en oeuvre 10 trois antennes d'émission et trois antennes de réception. On considère selon cet exemple 9 symboles source xi à émettre, pour i entier allant de 1 à 9. La matrice source, formée des vecteurs source (x1 x2 x3), (x4 x5 x6) , (x7 x8 x9) organisés en lignes successives, est donc de la 15 forme : ( xl x2 x3Î X= x4 X5 X6 X7 X8 X9 on obtient : (Yi Y2 y3Î 1 (x1 + x2 + x3 xl ù x2 + x3 xl + x2 - x3 Y = X • O = y4 y5 Y6 = X4 + X5 + x6 X4 ù x5 + x6 x4 + x5 ù x6 Y7 Y8 Y9 V 3 X7 + X8 + X9 X7 ù X8 + X9 X7 + X8 ù X9 Au cours de l'étape suivante de conversion série/parallèle 12, on décompose la matrice précodée en L vecteurs précodés, avec 25 L = Rrä = min(NT,NR) = 3 : (y' Y2 Y3)' (y4 Y5 Y6) et (y7 Y8 Y9) Au cours de la première étape de précodage 11, la matrice source X est multipliée par une matrice de précodage O de rang plein, délivrant une matrice précodée Y. En considérant par exemple : (1 1 1 20 O = 1 -1 1 11-1. sont des vecteurs précodés comprenant chacun NT symboles précodés, chaque symbole précodé correspondant à une combinaison linéaire à coefficients réels des NT symboles source d'un vecteur source. On réalise ensuite un ordonnancement 13 des vecteurs précodés, distribuant les NT symboles précodés de chacun des vecteurs précodés sur les NT antennes d'émission pendant NT temps symboles, selon un multiplexage diagonal tel que décrit précédemment en relation avec la figure 3. Les vecteurs à émettre sur chacune des antennes d'émission sont de la y7) à émettre sur la première antenne d'émission 21 ; y5) à émettre sur la deuxième antenne d'émission 22 ; et y3) à émettre sur la troisième antenne d'émission 23. On constate ainsi que selon l'invention, les NT symboles précodés Y1,Y2,Y3, correspondant aux combinaisons linéaires à coefficients réels des NT 15 symboles source du vecteur source (x1 x2 x3) sont répartis sur les NT antennes d'émission et émis à des instants d'émission différents, sur NT temps symboles. De même les symboles précodés Y4,Ys,Y6, correspondant aux combinaisons linéaires des symboles source du vecteur source (x4 x5 x6) sont répartis sur les NT antennes d'émission et émis à des instants d'émission 20 différents, sur NT temps symboles, et les symboles précodés y7,Y8,y9, correspondant aux combinaisons linéaires des symboles source du vecteur source (x7 x8 x9) sont répartis sur les NT antennes d'émission et émis à des instants d'émission différents, sur une durée de NT temps symboles. Par exemple, à l'instant d'émission t0, l'antenne 21 émet le symbole 25 précodé y1, l'antenne 22 émet le symbole précodé y8, et l'antenne 23 émet le symbole précodé Y6, regroupés dans une première salve. A l'instant d'émission t1, l'antenne 21 émet le symbole précodé Y4 , l'antenne 22 émet le symbole précodé Y2, et l'antenne 23 émet le symbole précodé Y9, regroupés dans une deuxième salve, et à l'instant d'émission t2, l'antenne 21 émet le symbole précodé 30 y7, l'antenne 22 émet le symbole précodé Y5, et l'antenne 23 émet le symbole forme :10 précodé Y3, regroupés dans une troisième salve. Comme indiqué précédemment en relation avec la figure 1, les symboles précodés des vecteurs à émettre (yl y4 y7), (Y8 Y2 Y5) et (Y6 Y9 Y3) peuvent subir une modulation OFDM avant émission. On constate bien que le rendement obtenu est maximal, puisqu'on émet les xi symboles source sur les trois antennes d'émission pendant trois temps symboles (to, tl et t2), ce qui conduit à un rendement R égal à 3. La diversité optimale est également exploitée : NT x NR = 9 sur canaux de Rayleigh indépendants. On présente désormais en relation avec la figure 2B un exemple de mise en oeuvre de la technique d'émission selon l'invention dans un système multiantennes présentant trois antennes d'émission et deux antennes de réception. On considère selon cet exemple 6 symboles source xi à émettre, pour i entier allant de 1 à 6. La matrice source, formée des vecteurs source (xi x2 x3) et (x4 x5 x6) organisés en lignes successives, est donc de la forme : X= xl x2 x3 X4 X5 X6 L'étape de précodage 11 a déjà été décrite en relation avec les figures 1 et 2A. Selon cet exemple, on obtient une matrice précodée de la forme : Yl Y2 Y3 \II 1 XI + x2 + x3 xl -X2+ x3 xl + x2 -X3 Y4 Y5 Y6 / Nl 3 x4 + x5 + x6 x4 - x5 + x6 x4 + x5 - x6 avec la matrice de précodage 0 telle que décrite précédemment en relation avec la figure 2A. Au cours de l'étape de conversion série/parallèle 12, on décompose la matrice précodée en L vecteurs précodés, avec L = Rmax = min(NT,NR) = 2. On 25 obtient deux vecteurs précodés (yl y2 y3) et (y4 y5 Y6) On ajoute donc en entrée du multiplexeur diagonal un nouveau vecteur comprenant uniquement des symboles nuls (0 0 0), de façon à avoir autant de vecteurs entrant dans le multiplexeur diagonal que d'antennes d'émission. Comme décrit précédemment, on réalise alors un ordonnancement 13 des Y=X•O= vecteurs précodés distribuant les trois symboles précodés de chacun des vecteurs précodés sur les trois antennes d'émission pendant trois temps symboles. Les vecteurs à émettre sur chacune des antennes d'émission sont alors de la forme : (yl y4 0) à émettre sur la première antenne d'émission 21 ; - (0 Y2 y5) à émettre sur la deuxième antenne d'émission 22 ; et (Y6 0 Y3) à émettre sur la troisième antenne d'émission 23. Ainsi, au temps to une première salve est émise comprenant les symboles précodés (y1,0,y6), puis au temps t1 une deuxième salve est émise comprenant les symboles précodés (y4,Y2,0), et finalement au temps t2 une troisième salve est émise comprenant les symboles précodés (0,y5,y3) Comme décrit précédemment, cette étape d'ordonnancement 13 peut notamment être suivie d'une opération de modulation OFDM sur chacun des vecteurs à émettre. On constate de nouveau que le rendement obtenu est maximal, c'est-à-dire R est égal à 2. La diversité optimale est également exploitée : NT x NR = 6 sur canaux de Rayleigh indépendants. On présente désormais, en relation avec la figure 4, le principe général de la réception d'un signal émis selon le procédé d'émission de l'invention. On se place par exemple dans le cadre de l'émission d'un signal à porteuses multiples. Le récepteur itératif proposé tire profit du décodage de canal pour améliorer le décodage en blocs espace-temps en supprimant des termes d'interférences. Plus précisément, un tel récepteur comprend deux étages, à savoir un demapper espace-temps 44 (i.e. un convertisseur de symboles en éléments binaires) et un décodeur de canal 46, qui échangent des informations extrinsèques dans une boucle itérative, jusqu'à ce que le récepteur converge. Ces étages sont séparés par un entrelaceur 421, utilisé pour décorréler les sorties, avant de les fournir à l'étage de décodage suivant. Ainsi, un signal r est reçu sur NR antennes de réception référencées 451 à 45NR . Chaque antenne de réception 451 à 45NR reçoit une combinaison linéaire des symboles émis sur chacune des NT antennes d'émission. Le premier étage de demapping 44 permet tout d'abord de démoduler (démodulation OFDM) le signal à porteuses multiples reçu sur les NR antennes de réception. Ce premier étage comprend également un premier bloc 40 de décodage linéaire espace-temps de type MMSE ( Minimum Mean Square Error pour minimisation de l'erreur quadratique moyenne ). Le signal égalisé x(p) délivré en sortie du bloc de décodage espace-temps 40 alimente ensuite un module de demapping M-1 431, avant de subir une opération de désentrelacement Ii 1 421 puis un décodage de canal CC-1 41. En sortie du deuxième étage 46 de décodage de canal, on obtient un signal binaire estimé d, obtenu à partir de décisions dures ( bard ), et un signal binaire codé estimé b , obtenu à partir de décisions souples ( soft ). Le procédé étant itératif, on fait subir à ce signal binaire codé estimé b un nouvel entrelacement 11422 et un nouveau mapping M 432, afin d'obtenir un signal M-aire estimé x, que l'on peut réinjecter dans le bloc 40 de décodage espace-temps MMSE pour une itération suivante d'amélioration de l'estimation du signal reçu. Lors de la première itération, le récepteur procède à une égalisation classique du signal reçu, de type MMSE. Lors des itérations suivantes d'amélioration, en revanche, les symboles estimés précédemment sont utilisés par le décodeur espace-temps pour annuler une interférence résiduelle. Pour ce faire, les itérations d'amélioration du signal reçu comprennent, pour chacune des porteuses du signal reçu, les étapes suivantes : filtrage de la porteuse ou du groupe de porteuses reçue(s) ; - détermination d'une interférence affectant la porteuse ou le groupe de porteuses reçue(s) délivrant une interférence estimée, ladite interférence étant générée à l'émission du signal multiporteuse (lors du précodage linéaire du signal) et due au canal de transmission ; soustraction de l'interférence estimée à la porteuse ou au groupe de porteuses filtrée(s), de façon à obtenir une porteuse ou un groupe de porteuses améliorée(s) ; - égalisation de la porteuse ou du groupe de porteuses améliorée(s) ; estimation, à partir de la porteuse ou du groupe de porteuses égalisée(s) de la porteuse ou du groupe de porteuses émise(s), 5 délivrant une porteuse ou un groupe de porteuses estimée(s) ; le signal estimé tenant compte de chacune des porteuses estimées. On présente plus précisément, en relation avec la figure 5, un exemple d'itération d'amélioration de l'estimation du signal reçu mise en oeuvre selon l'invention. On dispose en entrée d'un vecteur X(P-`) représentatif de l'une ou 10 plusieurs des porteuses du signal multiporteuse estimé au cours de l'itération de rang (p-l). On considère par exemple le vecteur X(P- (k) représentatif de la porteuse de rang k du signal multiporteuse. Dans une variante de réalisation, X(P- peut être représentatif d'un groupe de porteuses. On procède porteuse par porteuse (ou groupe de porteuses par groupe de porteuses) et, à chaque itération, on retire 15 au signal reçu, préalablement filtré, un terme d'interférences, qui est estimé à partir des estimations du signal émis fournies par les itérations précédentes. Cette annulation d'interférences peut notamment prendre en compte la variance, ou l'énergie, de l'estimée du signal émis. Plus précisément, on procède à une égalisation de chacune des porteuses 20 du signal reçu, selon la formule suivante : X(P) (k) = PHr(k) - QHX(P-1) (k), où : X(P)(k) désigne le vecteur représentatif du signal égalisé à l'itération p pour la porteuse k ou le groupe de porteuses d'indice k, X(P-1 (k) désigne le vecteur représentatif du signal estimé à l'itération (p-1) 25 pour la porteuse k ou le groupe de porteuses d'indice k, r(k) désigne le signal reçu après démodulation OFDM sur la porteuse k ou le groupe de porteuses d'indice k et où PH et QHsont deux filtres matriciels qui ont pour forme : z z -1 z PH = CHC 6X ù Qxc~ >> + Qä I CH 2 CJx Q H = ddiag(P HC) avec C une matrice équivalente de canal représentative du canal de transmission et du traitement mis en oeuvre à l'émission, I la matrice identité, cr la variance du signal x émis, QxZ(n_l) la variance du signal estimé à l'itération (p- 0,2 5 1) et a2 l'inverse du rapport signal à bruit moyen. On notera que l'opérateur Qx OH désigne l'opérateur transposé conjugué et que l'opérateur ddiag(.) associe à une matrice A une matrice ddiag(A) dont tous les termes sont identiques à ceux de la matrice A à l'exception des termes diagonaux qui sont égaux à zéro. Plus précisément, la matrice équivalente de canal C est déterminée en 10 mettant en oeuvre les sous-étapes suivantes : détermination d'une matrice G de taille NT2 x LNT représentative de l'ordonnancement des vecteurs précodés effectué avant émission, c'est-à-dire du multiplexage spatial diagonal : L G ù el(q),NT2 (eq,LNT ) T q= 1 15 avec : ^ ek,LNT un vecteur colonne unitaire comprenant une valeur 1 , en position k, et (L ù 1) valeurs 0 T aux autres positions, (ekJNT ) sa transposée ; et ^ l(q)= [[_1]+[q]NT +(~q]NT -1).NT, où NT NT 20 [•] désigne la partie entière inférieure et [IN l'opération modulo N. détermination de la matrice équivalente C de taille NRNT x LNT C=(INT OH)•G•(IL 00) avec : ^ H une matrice représentative du canal de propagation MIMO de taille NR x NT , ^ O désigne le produit de Kronecker, ^ O la matrice de précodage utilisée à l'émission, et ^ INT une matrice identité de taille NT x NT . Par souci de simplification, on omet, dans la description de la figure 5 ci-dessous, l'indice k de la porteuse considérée ou du groupe de porteuses considéré. On notera cependant que le traitement correspondant au schéma de cette figure est un traitement appliqué porteuse par porteuse au signal reçu. Le bloc de calcul de variance 51 calcule la variance a2 ,,(P_1) du signal M- aire estimé à l'itération de rang (p-1), en moyennant l'énergie de ce signal sur un N 2 nombre d'échantillons suffisant : ax(p_1) _ I xnp-1)1, où N est un entier n=0 suffisamment grand (typiquement de la taille d'une trame). Les N échantillons correspondent à N symboles temporels sur une, ou plusieurs, porteuse(s), en fonction de la dimension du système considéré. On procède donc à un calcul de variance en temporel sur le spectre OFDM. Le bloc d'égalisation par annulation d'interférence 50 reçoit en entrée le signal M-aire estimé x(p-1) issu de l'itération précédente et le signal reçu r, pour la porteuse k, ou le groupe de porteuses d'indice k. Il réalise les opérations suivantes : - filtrage adapté 502 du signal reçu r par application de la matrice de filtrage pH délivrant un signal filtré. Ce filtrage tient compte de la variance du signal M-aire estimé précédent, de la matrice de canal, et du 2 rapport signal à bruit a2 comme indiqué dans la formule proposée ciax dessus pour PH . o., est souvent fixé égal à 1 en émission, et a~ est le bruit estimé en réception, par exemple au moyen de séquences pilotes. On obtient ainsi en sortie du bloc de filtrage 502 un signal filtré pour la porteuse k ou le groupe de porteuses d'indice k ; - création 501 des interférences à partir d'un signal M-aire estimé précédent x(p-1) par multiplication à gauche de ce signal M-aire estimé précédent par une matrice d'interférences QH, qui tient compte de la matrice de canal et de la variance du signal M-aire estimé précédent ax2(p_1) . Cette forme de filtrage du signal estimé permet de pondérer la correction apportée par l'annuleur d'interférences. On obtient ainsi en sortie du bloc 501 un signal d'interférences estimées ; - soustraction du signal d'interférences estimées obtenu en sortie du bloc référencé 501 au signal filtré obtenu en sortie du bloc de filtrage 502 pour obtenir un signal M-aire égalisé x(p) pour la porteuse k ou le groupe de porteuses d'indice k. Le signal M-aire égalisé x(p) alimente ensuite le bloc d'estimation 52 qui réalise l'estimation : - du signal binaire émis, appelé signal binaire estimé d(0) ; - du signal M-aire émis appelé signal M-aire estimé x(p) pour la porteuse k, ou le groupe de porteuses d'indice k, ou seulement de l'un de ces signaux. Le bloc d'estimation 52 peut notamment réaliser certaines des opérations suivantes : - mapping (i.e. la conversion d'éléments binaires en symboles complexes) ; - désentrelacement ; - décodage de canal ; - ré-entrelacement ; - mapping souple. En effet, la modulation utilisée peut être par exemple une modulation codée en treillis (ou TCM). On constate ainsi que l'algorithme d'émission/réception itérative selon l'invention est beaucoup plus simple à mettre en oeuvre que les solutions de l'art antérieur, puisqu'il ne repose pas sur la construction d'une base algébriquement indépendante et sur la multiplication des symboles précodés avant émission par un élément complexe de cette base (cpi ). De plus, l'algorithme selon l'invention permet de s'affranchir de l'utilisation d'un récepteur de type MV en réception, pour obtenir des performances de transmission équivalentes dans les configurations d'antennes pour lesquelles les codes TAST sont optimaux (trois antennes d'émission et deux ou trois antennes de réception). On dispose ainsi, selon l'invention, de nouveaux codes espace-temps optimaux en termes de diversité et de débit, quel que soit le nombre d'antennes d'émission et de réception. Par exemple, l'invention permet d'obtenir de meilleures performances que les solutions de l'art antérieur pour des systèmes mettant en oeuvre au moins quatre antennes d'émission (quatre antennes d'émission et deux ou trois antennes de réception par exemple). La figure 8 illustre ainsi les performances, en taux d'erreur binaire (TEB, ou en anglais BER pour Binary Error Rate ), du procédé d'émission et de réception itératif selon l'invention, dans un système mettant en oeuvre trois antennes d'émission et deux antennes de réception. Plus précisément, la figure 8 illustre en pointillé (courbe Ref) la courbe théorique optimale pouvant être atteinte dans un tel système, et en trait plein les performances d'un récepteur selon l'invention après une seule itération (courbe It1), deux itérations (courbe It2), trois itérations (courbe It3), quatre itérations (courbe It4) et cinq itérations (courbe It5). La courbe théorique optimale correspond à une exploitation de la diversité optimale dans un système multi-antennes donné. Cette courbe théorique s'obtient en utilisant un schéma MIMO à une antenne d'émission et NT x NR antennes en réception, associé à un récepteur MRC ( Maximum Ration Combining ) bien connu de l'Homme du Métier. Un tel récepteur est notamment décrit par J. Proakis dans le document Digital Communications (3ème édition McGraw-Hill, 1995, pp 777-795). On constate ainsi que les performances en réception sont améliorées lorsque le nombre d'itérations augmente. Ainsi, après seulement quatre itérations, l'invention avoisine la courbe théorique optimale, pour un TEB de 10-4. Un système mettant en oeuvre le procédé de réception de l'invention présente donc de très bonnes performances, comparables à celles obtenues avec un détecteur de type maximum de vraisemblance en réception, tout en conservant une complexité réduite. On présente finalement, en relation avec les figures 6 et 7, la structure matérielle d'un émetteur (figure 6) et d'un récepteur itératif (figure 7) mettant en oeuvre la méthode décrite ci-dessus. Un émetteur comprend une mémoire Me 61, une unité de traitement Pe 60, équipée par exemple d'un microprocesseur iuPe, et pilotée par le programme d'ordinateur Pge 62. A l'initialisation, les instructions de code du programme d'ordinateur 62 sont par exemple chargées dans une mémoire RAM avant d'être exécutées par le processeur de l'unité de traitement 60. L'unité de traitement 50 reçoit en entrée des symboles source xi à émettre 63. Ces symboles source forment notamment des vecteurs source, chaque vecteur source comprenant NT symboles source, avec NT le nombre d'antennes d'émission, NT supérieur ou égal à 2. Le microprocesseur luPe de l'unité de traitement 60 met en oeuvre les étapes du procédé d'émission décrites précédemment, selon les instructions du programme Pge 62. L'unité de traitement 60 délivre en sortie un signal 64 formé de salves émises successivement sur les NT antennes d'émission. Les salves émises comprennent des symboles précodés, chaque symbole précodé correspondant à une combinaison linéaire à coefficients réels des NT symboles source à émettre d'un vecteur source, distribués de façon que les NT symboles précodés correspondant aux combinaisons linéaires à coefficients réels des NT symboles source d'un même vecteur source soient répartis sur lesdites NT antennes d'émission et émis à des instants d'émission différents. On présente finalement, en relation avec la figure 7, un synoptique simplifié du récepteur itératif de l'invention, qui comprend une mémoire Mr 71, une unité de traitement Pr 70, équipée par exemple d'un microprocesseur Pr, et pilotée par le programme d'ordinateur Pgr 72. A l'initialisation, les instructions de code du programme d'ordinateur 62 sont par exemple chargées dans une mémoire RAM avant d'être exécutées par le processeur de l'unité de traitement 70. L'unité de traitement 70 reçoit en entrée un signal reçu r. Le microprocesseur P de l'unité de traitement 70 réalise l'égalisation et l'estimation itératives du signal, décrites en détail en relation avec les figures 4 et 5, selon les instructions du programme Pgr 72. L'unité de traitement 70 délivre en sortie un signal binaire estimé d et un signal M-aire estimé x. REVENDICATIONS 1. Procédé d'émission d'un signal mettant en oeuvre NT antennes d'émission, avec NT supérieur ou égal à 2, caractérisé en ce qu'il comprend : une étape d'obtention de vecteurs source, comprenant chacun NT symboles source à émettre ; une étape de traitement associant auxdits symboles source des symboles précodés, chaque symbole précodé correspondant à une combinaison linéaire à coefficients réels des NT symboles source d'un vecteur source, de façon que les NT symboles précodés correspondant aux combinaisons linéaires à coefficients réels des NT symboles source d'un même vecteur source soient répartis sur lesdites NT antennes d'émission et émis à des instants d'émission différents ; - une étape d'émission de salves successives de symboles précodés. 2. Procédé d'émission selon la revendication 1, caractérisé en ce que ladite étape de traitement comprend : une étape de précodage linéaire (11), associant à chaque vecteur source un vecteur précodé comprenant lesdits NT symboles précodés correspondant aux combinaisons linéaires à coefficients réels des NT symboles source dudit vecteur source ; et une étape d'ordonnancement (13) desdits vecteurs précodés, distribuant lesdits NT symboles précodés de chacun desdits vecteurs précodés sur lesdites NT antennes d'émission. 3. Procédé d'émission selon la revendication 2, caractérisé en ce que ladite étape de précodage linéaire (11) met en oeuvre un produit matriciel d'une matrice source, formée desdits vecteurs source organisés en lignes successives, par une matrice de précodage carrée de rang plein, délivrant une matrice précodée, formée desdits vecteurs précodés organisés en lignes successives. 4. Procédé d'émission selon la revendication 3, caractérisé en ce que lorsquele nombre de vecteurs précodés est inférieur au nombre NT d'antennes d'émission, on complète ladite matrice précodée par des vecteurs comprenant chacun NT symboles nuls. 5. Procédé d'émission selon l'une quelconque des revendications 2 à 4, caractérisé en ce que ladite étape d'ordonnancement (13) met en oeuvre un multiplexage diagonal desdits vecteurs précodés. 6. Procédé d'émission selon l'une quelconque des revendications 1 à 5, caractérisé en ce que ladite étape d'émission met en oeuvre une émission de NT salves successives de symboles précodés. 7. Signal formé de salves émises successivement sur NT antennes d'émission, avec NT supérieur ou égal à 2, caractérisé en ce que lesdites salves comprennent des symboles précodés, chaque symbole précodé correspondant à une combinaison linéaire à coefficients réels des NT symboles source à émettre d'un vecteur source, distribués de façon que les NT symboles précodés correspondant aux combinaisons linéaires à coefficients réels des NT symboles source d'un même vecteur source soient répartis sur lesdites NT antennes d'émission et émis à des instants d'émission différents. 8. Procédé de réception d'un signal émis à partir de NT antennes d'émission, avec NT supérieur ou égal à 2, mettant en oeuvre NR antennes de réception, avec NR supérieur ou égal à 1, caractérisé en ce que, un traitement étant effectué avant émission sur ledit signal de façon que lesdites NT antennes d'émission émettent des salves comprenant des symboles précodés, chaque symbole précodé correspondant à une combinaison linéaire à coefficients réels des NT symboles source à émettre d'un vecteur source, distribués de façon que les NT symboles précodés correspondant aux combinaisons linéaires à coefficients réels des NT symboles source d'un même vecteur source soient répartis sur lesdites NT antennes d'émission et émis à des instants d'émission différents, ledit procédé comprend une estimation du signal reçu, délivrant un signal estimé, et au moins une itération d'amélioration dudit signal estimé, en fonction duditsignal reçu et d'un signal estimé précédent, ladite au moins une itération d'amélioration comprenant une étape d'égalisation dudit signal reçu par annulation d'une interférence affectant ledit signal, due au moins à un précodage linéaire effectué avant émission et au canal de transmission dudit signal, ledit précodage linéaire associant à chaque vecteur source un vecteur précodé comprenant lesdits NT symboles précodés correspondant aux combinaisons linéaires à coefficients réels des NT symboles source dudit vecteur source. 9. Procédé de réception selon la revendication 8, caractérisé en ce que ladite interférence est déterminée à partir d'une matrice équivalente de canal C définie par l'équation suivante, pour 1 s L s NT : C=(INT OH)•G•(ILO0) avec : H une matrice représentative du canal de propagation multi-antennes, 15 O désigne le produit de Kronecker, INT une matrice identité de taille NT x NT, g 20 - ek LNT un vecteur colonne unitaire comprenant une valeur 1 , en position k, et (L ù 1) valeurs 0 aux positions restantes, (ek,u%TT )T sa transposée ; et 1(q) = + [q]NT + ([q]NT -1) • NT , où H désigne la partie T1 NT entière inférieure et [ IN l'opération modulo N. 25 10. Dispositif d'émission d'un signal mettant en oeuvre NT antennes d'émission, avec NT supérieur ou égal à 2, caractérisé en ce qu'il comprend : - des moyens d'obtention de vecteurs source, comprenant chacun NT e une matrice de précodage carrée de rang plein mettant en oeuvre ledit précodage linéaire ; L T G = el(g),NT2 (eg,LNT )Tsymboles source à émettre ; des moyens de traitement associant auxdits symboles source des symboles précodés, chaque symbole précodé correspondant à une combinaison linéaire à coefficients réels des NT symboles source d'un vecteur source, de façon que les NT symboles précodés correspondant aux combinaisons linéaires à coefficients réels des NT symboles source d'un même vecteur source soient répartis sur lesdites NT antennes d'émission et émis à des instants d'émission différents ; des moyens d'émission de salves successives de symboles précodés. 11. Dispositif de réception d'un signal émis à partir de NT antennes d'émission, avec NT supérieur ou égal à 2, mettant en oeuvre NR antennes de réception, avec NR supérieur ou égal à 1, caractérisé en ce que, un traitement étant effectué avant émission sur ledit signal de façon que lesdites NT antennes d'émission émettent des salves comprenant des symboles précodés, chaque symbole précodé correspondant à une combinaison linéaire à coefficients réels des NT symboles source à émettre d'un vecteur source, distribués de façon que les NT symboles précodés correspondant aux combinaisons linéaires à coefficients réels des NT symboles source d'un même vecteur source soient répartis sur lesdites NT antennes d'émission et émis à des instants d'émission différents, ledit dispositif comprend des moyens d'estimation du signal reçu, délivrant un signal estimé, et des moyens d'amélioration dudit signal estimé, en fonction dudit signal reçu et d'un signal estimé précédent, mettant en oeuvre au moins une fois, sous la forme d'une itération d'amélioration, des moyens d'égalisation dudit signal reçu par annulation d'une interférence affectant ledit signal, due au moins à un précodage linéaire effectué avant émission et au canal de transmission dudit signal, ledit précodage linéaire associant à chaque vecteur source un vecteur précodé comprenant lesdits NT symboles précodés correspondant auxcombinaisons linéaires à coefficients réels des NT symboles source dudit vecteur source. 12. Produit programme d'ordinateur téléchargeable depuis un réseau de communication et/ou stocké sur un support lisible par ordinateur et/ou exécutable par un microprocesseur, caractérisé en ce qu'il comprend des instructions de code de programme pour la mise en oeuvre de l'une au moins des revendications 1 à 6. 13. Produit programme d'ordinateur téléchargeable depuis un réseau de communication et/ou stocké sur un support lisible par ordinateur et/ou exécutable par un microprocesseur, caractérisé en ce qu'il comprend des instructions de code de programme pour la mise en oeuvre de l'une au moins des revendications 8 et 9. 14. Système de communication comprenant NT antennes d'émission, avec NT supérieur ou égal à 2, et NR antennes de réception, avec NR supérieur ou égal à 1, caractérisé en ce qu'il comprend : des moyens d'obtention de vecteurs source, comprenant chacun NT symboles source à émettre ; des moyens de traitement associant auxdits symboles source des symboles précodés, chaque symbole correspondant à une combinaison linéaire à coefficients réels des NT symboles source d'un vecteur source, de façon que les NT symboles précodés correspondant aux combinaisons linéaires à coefficients réels des NT symboles source d'un même vecteur source soient répartis sur lesdites NT antennes d'émission et émis à des instants d'émission différents ; des moyens d'émission de salves successives de symboles précodés; des moyens de réception desdites salves, formant un signal reçu ; des moyens d'estimation du signal reçu, délivrant un signal estimé ; des moyens d'amélioration dudit signal estimé, en fonction dudit signal reçu et d'un signal estimé précédent, mettant en oeuvre au moins une fois, sous la forme d'une itération d'amélioration, des 20 25 30 5moyens d'égalisation dudit signal reçu par annulation d'une interférence affectant ledit signal, due au moins à un précodage linéaire effectué avant émission et au canal de transmission dudit signal, ledit précodage linéaire associant à chaque vecteur source un vecteur précodé comprenant lesdits NT symboles précodés correspondant aux combinaisons linéaires à coefficients réels des NT symboles source dudit vecteur source.