FR 2894751 A1 20070615 FR 8714432 A 19871020 10 15 20 25 30 1 RECEPTEUR DE SIGNAUX NUMERIQUES CODES DIFFEItENTIELLEMENT ET A SAUTS DE PHASE La présente invention concerne un récepteur de signaux numériques codés différentiellement et transmis par sauts de phase appliqués à une fréquence porteuse ; elle s'intéresse plus particulièrement à l'opération de démodulation par un oscillateur local, encore appelée transposition en bande de base, effectuée dans un tel récepteur. Un problème se pose pour réaliser cette opération, qui est que la phase et la fréquence relatives de l'onde porteuse et de l'onde oscillateur local varient dans le temps, principalement du fait de l'effet Doppler et de l'instabilité des oscillateurs locaux. Pour résoudre ce problème, suivant l'art antérieur, la démodulation s'effectue en parallèle sur deux voies dites "en phase" et "en quadrature", et la phase et la fréquence de l'onde oscillateur local sont asservies à celles de l'onde porteuse au moyen d'une boucle de reconstitution de l'onde porteuse commandée à partir des signaux VI et VQ obtenus sur ces deux voies de démodulation, comme représenté sur la figure 1. Sur cette figure on a désigné par ak cos (wot+cpi+(p) le signal reçu, et par cos (wot+cp) le signal d'oscillateur local ; fo (avec wo=2ôfo) et cp désignent respectivement la fréquence et la phase de la porteuse, et cp i désigne les différentes valeurs d'un code de phase superposé au message transmis dont les bits sont représentés par ak = + 1. Cette solution a notamment pour inconvénient d'être sensible aux brouilleurs pendant la phase de synchronisation, et d'être difficilement capable de séparer la réception de deux fréquences très proches venues de deux émetteurs différents. Suivant l'invention, le problème est résolu suivant une approche différente, qui ne vise pas à compenser ces écarts de phase et de fréquence entre onde porteuse et onde oscillateur 10 15 20 25 30 35 local, mais qui cherche au contraire le meilleur moyen de s'en accommoder. L'invention a donc pour objet un récepteur asynchrone, au sens où il ne nécessite pas de reconstitution de la phase et de la fréquence de la porteuse. Suivant l'invention, un récepteur de signaux numériques codés différentiellement et à sauts de phase à deux états (0, ô) appliqués à une fréquence porteuse, comportant des moyens, associés à un oscillateur local, de transposition en bande de base des signaux reçus, suivant deux voies en quadrature, et des moyens de décodage des signaux ainsi transposés, est essentiellement caractérisé en ce que l'oscillateur local est à fréquence fixe, en ce que lesdits moyens de décodage sont prévus sur chacune des deux voies en quadrature, et en ce que, les moyens de transposition fournissant respectivement, sur les deux voies en quadrature, des fonctions circulaires orthogonales de la somme du code de phase et de l'écart de phase entre onde porteuse et onde oscillateur local, ce récepteur comporte en outre des moyens pour déterminer, à partir des signaux transposés ainsi obtenus respectivement sur les deux voies en quadrature, respectivement des fonctions circulaires orthogonales de l'écart de phase entre onde porteuse et onde oscillateur local, des moyens pour déterminer laquelle de ces deux fonctions a la plus grande amplitude, et des moyens pour sélectionner la sortie des moyens de décodage situés sur la voie correspondante, celle-ci constituant la sortie du récepteur. D'autres objets et caractéristiques de la présente invention apparaîtront plus clairement à la lecture de la description suivante d'exemples de réalisation dans laquelle, outre la figure 1 relative à l'art antérieur : - la figure 2a est un schéma d'un émetteur réalisant un codage avec sauts de phase (0, ô) appliqués à une fréquence porteuse, la figure 2b représentant les messages émis ; - la figure 3a est un schéma d'un récepteur suivant l'invention ; 10 15 20 25 30 - la figure 3b représente plus en détail les moyens de sélection de voie utilisés dans ce récepteur ; - la figure 4 montre une variante d'un récepteur suivant l'invention ; -la figure 5 est un schéma d'un émetteur associé à un récepteur suivant la figure 4. Dans ce qui suit on considère à titre d'exemple le cas de signaux dits à étalement de spectre obtenus par superposition d'un codage différentiel et d'un codage "par séquences", comme représenté sur les figures 2a (schéma de l'émetteur) et 2b (message émis). L'invention s'appliquerait néanmoins au cas où seul un codage différentiel serait utilisé. On rappelle brièvement les avantages de chacune de ces techniques. Le codage par séquences numériques codées offre la possibilité d'assurer une liaison entre deux participants ayant la connaissance de la séquence, sans interception possible par d'autres récepteurs s'ils ignorent la séquence de codage. Le codage différentiel permet quant à lui de simplifier la réception en rendant celle-ci asynchrone, au sens où elle ne nécessite pas de reconstitution de la phase de référence pour les bits transmis. Un codage différentiel du message xk à transmettre est tout d'abord réalisé au moyen d'un codeur 1. Dans l'exemple considéré les valeurs cp i possibles sont 0 et ô, et le message ak obtenu à l'issue de ce codage différentiel présente une transition à chaque fois que le message xk à transmettre comporte un "1". Un codage "par séquences pseudo-aléatoires" est ensuite réalisé, remplaçant un bit de durée T1, s'il s'agit d'un "0" par une séquence codée A de même durée T1, comportant M moments (ou états), et s'il s'agit d'un "1" par une séquence B orthogonale de même longueur, ces codes A et B étant par exemple des codes pseudo-aléatoires de longueur .5 maximale. Ce codage "par séquences pseudo-aléatoires" est obtenu de manière classique au moyen d'un générateur de séquences 2 associé à un additionneur 3. Un modulateur de phase 4 permet ensuite de moduler une porteuse Fo par le signal ainsi obtenu. On considère plus particulièrement un récepteur dans lequel l'opération de décodage correspondant au code décrit ci-dessus est effectuée suivant une technique de corrélation passive, consistant à effectuer en permanence le calcul du 10 nombre de bits correspondants identiques sur la séquence reçue et sur celle qui est attendue, prise comme référence. Cette technique permet également de rendre la réception asynchrone, au sens où elle ne nécessite pas de reconstitution de l'instant de début des séquences "d'étalement". Pour simplifier le traitement de corrélation, le code B peut être choisi égal au code A complémentaire. La figure 3a représente un récepteur suivant l'invention applicable à l'exemple de codage considéré. Le signal reçu ak cos (wot+c)l+q) (avec les mêmes notations que précédemment) est démodulé par un oscillateur local à fréquence fo fixe, suivant deux voies en quadrature. On désigne par 5 l'oscillateur local, par 6 le déphaseur de 90 permettant d'obtenir les deux voies en quadrature I et Q et par 7 et 8 les mélangeurs effectuant la démodulation respectivement sur ces deux voies. Des moyens de décodage, respectivement 9 et 10, sont disposés en sortie des mélangeurs 7 et 8, respectivement sur les voies I et Q. Ces moyens de décodage comportent des moyens 11 pour effectuer une numérisation des signaux ainsi transposés en bande de base, avec une fréquence d'échantillonnage au moins égale au double 2M/T1 de la fréquence des moments de la séquence d'étalement (théorème d'échantillonnage de Nyquist). Le signal numérisé par exemple sur un bit est ensuite introduit et décalé périodiquement, au rythme de la fréquence 15 20 25 30 35 d'échantillonnage 2M/T1, dans un corrélateur 12 où il est comparé à une séquence de référence reproduisant le code A. Si la numérisation était effectuée sur t bits, le décalage serait produit au rythme 2Mt/T1. La corrélation peut par exemple être réalisée par un circuit câblé, pour des débits pouvant dépasser plusieurs mégahertz, ou par un microprocesseur, pour des débits plus faibles. Elle fournit une indication de probabilité de présence du signal attendu. En sortie du corrélateur 12, donc après décision sur la réception d'un code A ou d'un code A complémentaire, le signal est décodé différentiellement dans un décodeur 13, à la fréquence 1/T1 (rythme de sortie des informations du corrélateur) pour reconstituer le message. En sortie des mélangeurs 7 et 8 sont obtenus respectivement les signaux ak cos (cpi+(p) et ak sin (cpi+cp) , soit des fonctions circulaires orthogonales de la somme du code de phase pi et de l'écart de phase (p entre l'onde porteuse et l'onde oscillateur local. Ce récepteur comporte également des moyens, respectivement 14 et 15, pour déterminer, à partir de ces deux fonctions, les fonctions cos cp et sin cp , soit des fonctions circulaires orthogonales du seul écart de phase cp entre onde porteuse et onde oscillateur local. La comparaison des amplitudes 'cos y I et f sin y ~ , dans un comparateur 16, permet ensuite de choisir, au moyen d'un commutateur 17, celle des deux voles I et Q où le signal utile ayant la plus forte amplitude, le plus faible taux d'erreur est obtenu, après un temps d'analyse égal au minimum à la durée 30 T1 En effet les deux états de phase (pi possibles étant 0 et ô, les expressions cos (cpi+cp) et sin (cpi+cp) se réduisent respectivement à cos y et sin y. Les moyens 14 et 15 permettant d'obtenir respectivement les amplitudes f cos cp et f sin y comportent un 10 15 20 25 35 5 15 20 25 30 redresseur, respectivement 18 et 19, suivi d'un filtre passe-bas, respectivement 20 et 21. La figure 3b montre un exemple de réalisation des moyens de sélection de voie de décodage qui ont été représentés symboliquement sur la figure 3a par le commutateur 17. La sortie d'un comparateur logique 16 est appliquée à une première porte logique 18 du type "ET", et, via un inverseur 19, à une deuxième porte logique 20 du type "ET". Ces deux portes reçoivent par ailleurs respectivement les bits de sortie des moyens de décodage associés aux voies I et Q. Les signaux de sortie de ces deux portes sont ensuite appliqués à une porte logique 21 du type "OU" dont la sortie constitue la sortie -du récepteur. La vitesse maximum de commutation du commutateur 17, donc l'écart de fréquence maximum admissible entre la porteuse et l'oscillateur local, sont inversement proportionnels à la durée T1 d'une séquence codée. Lorsque le débit à transmettre est faible et les bits de grande durée, le glissement de fréquence admissible est donc faible. Une variante permettant de supporter des glissements de fréquence plus importants est maintenant décrite en relation avec la figure 4. Cette variante s'accompagne d'une modification du code émis, suivant laquelle le codage différentiel est effectué sur les séquences "d'étalement", soit après le codage par séquences. Ceci correspond à un schéma de l'émetteur tel que représenté sur la figure 5, où l'on a désigné par les mêmes références les mêmes éléments que sur la figure 2a. En réception, comme représenté sur la figure 4, une numérisation sur un bit par exemple est tout d'abord réalisée sur chaque voie I et Q par échantillonnage, au moyen d'un échantillonneur 22, avec la même fréquence 2M/T1 que précédemment, suivi d'une quantification sur un bit, au moyen d'un circuit de quantification 23. Un décodage différentiel est ensuite effectué avec une période T1/M, soit sur deux bits non consécutifs obtenus après numérisation. Ce décodage est réalisé de manière classique au moyen 5 d'un multiplieur 24, et le retard de deux bits est obtenu au moyen de deux circuits à mémoire 25 et 26. Les informations issues du décodeur différentiel, à la fréquence 2M/T1 sont ensuite appliquées à un corrélateur unique 27, après sélection de la "meilleure" voie, réalisée 10 suivant le même critère que précédemment. Le temps d'analyse minimum nécessaire à ce choix étant maintenant égal à la durée T1/M d'un moment de la séquence "d'étalement", la vitesse maximum de commutation de voies, et donc le glissement de fréquence maximum admissible, sont augmentés dans le rapport M. 15 REVENDICATIONS 1. Récepteur de signaux numériques codés différentiellement et à sauts de phase (0, ô) appliqués à une fréquence porteuse, comportant des moyens (6, 7, 8), associés à un oscillateur local (5), de transposition en bande de base des signaux reçus, suivant deux voies en quadrature (I, Q), et des moyens de décodage des signaux ainsi transposés, caractérisé en ce que l'oscillateur local (5) est à fréquence fixe, en ce que lesdits moyens de décodage (9, 10) sont prévus sur chacune des deux voies en quadrature (I, Q), et en ce que, les moyens de transposition fournissant respectivement, sur les deux voies en quadrature, des fonctions circulaires orthogonales de la somme du code de phase ((pi) et de l'écart de phase (cp) entre onde porteuse et onde oscillateur local, ce récepteur comporte en outre des moyens (14, 15) pour déterminer, à partir des signaux transposés obtenus respectivement sur les deux voies en quadrature, respectivement des fonctions circulaires orthogonales de l'écart de phase (cp) entre onde porteuse et onde oscillateur local, des moyens (16) pour déterminer laquelle de ces deux fonctions a la plus grande amplitude, et des moyens (17) pour sélectionner la sortie des moyens de décodage situés sur la voie correspondante, celle-ci constituant la sortie de ce récepteur. 2. Récepteur suivant la revendication 1, caractérisé en ce que le codage différentiel est superposé à un codage par séquences pseudo-aléatoires et en ce que le codage différentiel 25 s'applique de séquence à séquence. 3. Récepteur suivant la revendication 1, caractérisé en ce que le codage différentiel est superposé à un codage par séquences pseudo-aléatoires et en ce que le codage différentiel s'applique de moment à moment d'une séquence. .5 10 15 20 10 4. Récepteur selon la revendication 3, caractérisé en ce que, les moyens de décodage comportant alors un décodeur différentiel suivi d'un corrélateur, les moyens (17) de sélection de voie sont interposés entre les décodeurs différentiels (24) prévus sur chacune des voies (I, Q) en quadrature, et un corrélateur unique (27) commun à ces deux voies. 5. Récepteur selon l'une des revendications 1 à 4, caractérisé en ce que les moyens pour déterminer des fonctions circulaires orthogonales de l'écart de phase instantané (y) entre onde porteuse et onde oscillateur local comportent un circuit redresseur (18, 19) suivi d'un filtre passe-bas (20, 21).