FR 2897494 A1 20070817 FR 0601223 A 20060210 Procédé de réception d'un signal mettant en oeuvre une estimation améliorée d'un canal de propagation, dispositif de réception et produit programme d'ordinateur correspondants. 1. Domaine de l'invention Le domaine de l'invention est celui des communications fixes ou mobiles, par voie hertzienne (radiocommunications) ou filaire. Plus précisément, l'invention concerne la réception et l'estimation de canaux de propagation, entre au moins un émetteur et au moins un récepteur, dans un système de type MIMO ( Multiple Input Multiple Output ) ou SISO ( Single Input Single Output ), à partir de la transmission de signaux comprenant des éléments de données de référence appelés pilotes, connus d'au moins un récepteur. L'invention s'applique notamment à tout système mettant en oeuvre une égalisation dans le domaine fréquentiel en réception, par exemple les systèmes de type multiporteuses. Ainsi, l'invention trouve entre autres des applications dans des systèmes mettant en oeuvre des techniques de type OFDM ( Orthogonal Frequency Division Multiplex ), OFDMA ( Orthogonal Frequency Division Multiple Access ), MC-CDMA ( Multi-Carrier Coded Division Multiple Access ), IFDMA ( Interleaved Frequency Division Multiple Access ), LP-OFDM ( Linear Precoded Orthogonal Frequency Division Multiplex ), ou encore dans des systèmes monoporteuses mettant en oeuvre une égalisation dans le domaine fréquentiel. De plus, l'invention s'applique aussi bien aux communications sur voie montante (d'un terminal vers une station de base), qu'aux communications sur voie descendante (d'une station de base vers un terminal). 2. Art antérieur L'estimation de canal de propagation en réception, en communications numériques, a fait l'objet de nombreuses recherches. En effet, cette estimation affecte directement les performances d'un système de communication. Plus précisément, on rappelle qu'il est fortement conseillé d'estimer efficacement le canal de propagation au niveau d'un récepteur, afin de pouvoir égaliser le signal reçu via une démodulation cohérente, et détecter les données émises, en particulier en l'absence d'utilisation de modulations différentielles. En effet, dans un système de communication à haut débit, le niveau de bruit est doublé. Les modulations différentielles ne sont donc pas, ou peu, utilisées, dans un tel système, car ces modulations ne s'appliquent qu'à des modulations de phase (par exemple de type QPSK pour Quadrature Phase Shift Keying ), et non à des modulations d'amplitude (par exemple de type QAM pour Quadrature Amplitude Modulation ), ces dernières permettant d'atteindre des débits élevés. Il est donc souhaitable de pouvoir réaliser une estimation correcte du canal de propagation, s'approchant au maximum du canal réel de transmission, notamment dans des systèmes à haut débit. On distingue principalement deux classes de techniques d'estimation de canal : les techniques d'estimation dans le domaine fréquentiel, et les techniques d'estimation dans le domaine temporel. 2.1 Estimation dans le domaine fréquentiel Classiquement, l'estimation du canal dans le domaine fréquentiel est réalisée à partir de l'insertion dans le flux de données utiles à transmettre, avant émission, d'éléments de données de référence appelés pilotes, à des emplacements connus du récepteur. En réception, les valeurs prises par ces séquences de référence sont lues, et le gain complexe du canal à ces emplacements est déterminé. Un inconvénient majeur de ces techniques d'estimation dans le domaine fréquentiel est qu'elles ne permettent d'estimer directement, c'est-à-dire sans interpolation dans le domaine fréquentiel, qu'autant de coefficients du canal de propagation que de pilotes introduits. Ainsi, cette classe de technique d'estimation mène à une qualité d'estimation de canal modérée, du niveau du rapport signal à bruit (SNR ù Signal to Noise Ratio ). En effet, par rapport à une connaissance parfaite du canal de propagation, ce dernier se traduit généralement par une dégradation de 2dB en termes de taux d'erreur binaire TEB (ou BER pour Binary Error Rate en anglais). 2.2 Estimation dans le domaine temporel On présente ci-après la deuxième classe de techniques d'estimation de canal : l'estimation dans le domaine temporel. A. Notations Pour ce faire, on considère par exemple la transmission d'un symbole OFDM ne comprenant que des éléments de données de référence (c'est-à-dire des pilotes connus du récepteur), dans un système à porteuses multiples. Plus précisément, ce système est défini par les paramètres N, correspondant à la taille de la Transformée de Fourier (FFT û Fast Fourier Transfrom ), Nmod, correspondant au nombre de porteuses modulées, et A, correspondant à la taille du préfixe cyclique (CP û Cyclic Prefix ), encore appelé intervalle de garde. En réception, le signal reçu y(n) après démodulation est de la forme : y(n) = H(w)b(n) + w(n) avec : bp(n) un vecteur de taille N, formé des pilotes du symbole OFDM transmis ; - H(co) une matrice diagonale de taille (N, N), comprenant la réponse fréquentielle du canal ; et - w(n) un vecteur de taille N correspondant au bruit additif blanc gaussien (BABG). On note notamment q (co) le vecteur défini par la diagonale principale de H(co) : (co) = diag{H(co)} = JFh avec : h la réponse impulsionnelle du canal de propagation, dans le domaine temporel ; et F une matrice de taille (N, A + 1), comprenant les A + 1 premières colonnes de la matrice de Fourier F carrée de taille (N, N) (soit encore en respectant l'écriture Matlab û marque déposée : F = F(:,1: A + 1)) ; où la matrice de Fourier F est de la forme suivante : (1 1 1 WN 1 F=, 1 1 2 N-1 WN WN 2z -.1 , avec WN = e N . 1 WN -1 WN(N-1) ... W(N-1)(N-1)/ On peut notamment remarquer que le vecteur h est un vecteur de taille A + 1, où A correspond à la taille (longueur) du préfixe cyclique. Finalement, dans le cas où des sous-porteuses nulles sont émises en bordure du spectre, par exemple pour respecter un gabarit d'émission, on définit une matrice de Fourier partielle F', de taille (Nmod, A + 1), qui comprend les Nmod lignes correspondant aux sous-porteuses modulées de la matrice de Fourier F et les A + 1 premières colonnes de la matrice de Fourier F . Ces différentes matrices F , F et F' sont schématiquement illustrées en relation avec les figures 1A, 1B et 1C, respectivement. B. Estimation de canal dans le domaine temporel Comme présenté dans la thèse de doctorat de J.F. Hélard Modulations Codées en Treilles Associées à un Multiplex de Porteuses Orthogonales, en Présence de Canaux Affectés de Trajets Multiples ( Université de Rennes 1, Mai 1992), pour estimer la réponse impulsionnelle du canal h dans le domaine temporel, on applique une transformée de Fourier inverse, notée IFFT ( Inverse Fast Fourier Transform ), sur l'estimation fréquentielle du canal, conservant uniquement A + 1 valeurs, en utilisant la matrice FH (où H correspond à l'opérateur hermitien) : h = 1 -H y(n) bp(n) ' où la division entre les deux vecteurs y(n) et bp(n) dénote une division élément par élément. On peut notamment remarquer que la multiplication par l'inverse de la racine carrée de N permet de normaliser l'estimation de la réponse impulsionnelle du canal par la taille de la matrice de Fourier F (de taille (N, N)). On retourne ensuite dans le domaine fréquentiel via une 1-1- 1 : 5 1.f(co) = 1 Fe y(n) ,rN bp(n) On peut notamment remarquer que cette technique d'estimation de canal dans le domaine temporel donne de bons résultats, dès lors que tout le spectre du signal est utilisé. Cependant, un inconvénient majeur survient dans le cas où des porteuses ou éléments de valeur nulle (dits nuls ou de garde) sont insérés en bordure du spectre de façon à respecter un certain gabarit en émission (permettant notamment au signal émis de ne pas avoir une occupation spectrale interférant avec les bandes avoisinantes, et donc d'assurer une régulation spectrale des systèmes). En effet, dans ce cas, les canaux de propagation estimés selon cette technique présentent des effets de bords, ce qui mène à un plancher d'erreur pour les hauts SNR (de l'ordre de 18dB), limitant significativement les performances. Pour remédier à ce problème, il a ensuite été proposé une adaptation directe de cette technique d'estimation des canaux, dans le cas où des sous-porteuses nulles existent. On considère pour ce faire des vecteurs y(n) et bp(n) non plus de longueur N, comme précédemment, mais de longueur Nmod, et on calcule les transformées de Fourier en utilisant la matrice F' , de taille (Nmod, A + 1). On obtient ainsi l'estimation suivante : (w) = F,F,H Y(n) ,/ bp(n) Cependant, il s'avère que cette technique appliquée sur des vecteurs de longueur Nmod est moins performante que la technique présentée précédemment appliquée à des vecteurs de longueur N. En effet, cette technique appliquée sur des vecteurs de longueur Nmod est de nouveau caractérisée par l'apparition d'un plancher d'erreur pour les hauts SNR limitant significativement les performances, du notamment aux effets de bords que cette estimation du canal présente. 3. Objectifs de l'invention L'invention a notamment pour objectif de pallier ces inconvénients de l'art antérieur. Plus précisément, un objectif de l'invention est de fournir une technique d'estimation de canal de propagation en réception, présentant de meilleures performances que les techniques d'estimation connues, lorsque des éléments ou des porteuses non modulés par une information à transmettre sont insérés en bordure du spectre d'émission du signal de données. Notamment, un objectif de l'invention est de fournir une telle technique présentant des performances accrues par rapport aux techniques classiques d'estimation dans le domaine fréquentiel, par exemple pour des systèmes à porteuses multiples de type OFDM, et par rapport aux techniques connues d'estimation dans le domaine temporel. Ainsi, un objectif de l'invention est de fournir une telle technique délivrant un canal estimé ne présentant pas, ou peu, d'effet de bords, et ne conduisant pas à un plancher d'erreur. Un autre objectif de l'invention est de mettre en oeuvre une technique d'estimation de la réponse impulsionnelle d'un canal qui soit peu complexe d'implémentation. L'invention a encore pour objectif de fournir une telle technique qui soit adaptée aux systèmes de type SISO ou MIMO, pour des modulations de type monoporteuse ou multiporteuses, éventuellement combinées à une technique d'accès multiple (par exemple de type CDMA). 4. Exposé de l'invention Ces objectifs, ainsi que d'autres qui apparaîtront par la suite, sont atteints à l'aide d'un procédé de réception d'un signal formé d'une succession temporelle de symboles comprenant, au niveau spectral, au moins un élément de garde non modulé par au moins une information à transmettre et un élément de données utile modulé par au moins une information à transmettre, les éléments de données utiles comprenant d'une part des éléments de données de référence appelés pilotes, la valeur à l'émission des pilotes étant connue d'au moins un récepteur destiné à effectuer une réception dudit signal, et d'autre part des éléments de données informatifs. Selon l'invention, un tel procédé met en oeuvre une étape d'estimation d'au moins un canal de propagation entre au moins un émetteur et au moins un récepteur, comprenant : - une sous-étape de détermination d'une première estimation du canal de propagation à partir des éléments de données de référence, délivrant un vecteur de première estimation de canal ; une sous-étape de détermination d'une estimation améliorée du canal de propagation par multiplication du vecteur de première estimation par une matrice de décorrélation prédéterminée en fonction d'au moins une caractéristique structurelle du signal, permettant de décorréler au moins en partie l'estimation améliorée pour les éléments de garde, de l'estimation améliorée pour les éléments de données utiles. Ainsi, l'invention repose sur une approche tout à fait nouvelle et inventive de l'estimation d'au moins un canal de propagation, en réception, permettant d'améliorer cette estimation, notamment lorsque le signal émis comprend des éléments de garde, c'est-à-dire des éléments ou des porteuses qui ne sont pas modulés par une information à transmettre, dans le domaine spectral. En effet, de tels éléments de garde sont classiquement ajoutés aux extrémités du spectre lors de l'émission du signal, afin que le signal émis ne présente pas une occupation spectrale interférant avec les bandes voisines, et respecte un certain gabarit d'émission. Ainsi, ces éléments de garde correspondent par exemple à des porteuses de valeur nulle, dans un système multiporteuses, ou des éléments de valeur nulle, dans un système IFDMA, permettant de réguler l'occupation spectrale du signal émis. Cependant, ces éléments de garde perturbent l'estimation du canal de propagation. Ainsi, l'invention propose de déterminer une estimation améliorée du canal de propagation, en multipliant une première estimation du canal par une matrice de décorrélation, permettant de décorréler l'estimation du canal de propagation pour les éléments de garde non modulés par une information à transmettre, de l'estimation du canal de propagation pour les éléments de données utiles modulés par une information à transmettre. Par exemple, dans le cadre de la réception d'un signal à porteuse multiples, la matrice de décorrélation ne tient pas compte selon l'invention des valeurs du canal de propagation dans la partie où il y a des régions de porteuses nulles. Cette matrice de décorrélation est notamment prédéterminée en fonction d'au moins une caractéristique structurelle du signal, comme la taille d'un préfixe cyclique inséré entre deux symboles avant émission, le nombre d'éléments de données utiles modulés (respectivement porteuses ou éléments de valeur non nulle dans un système multiporteuses ou monoporteuse),.... Avantageusement, la sous-étape de détermination d'une estimation améliorée met en oeuvre les étapes suivantes : transformation du vecteur de première estimation du domaine fréquentiel vers le domaine temporel ; multiplication du vecteur de première estimation dans le domaine temporel par la matrice de décorrélation, délivrant une estimation corrigée de la réponse impulsionnelle du canal de propagation ; transformation de l'estimation corrigée du domaine temporel vers le domaine fréquentiel, délivrant l'estimation améliorée du canal de propagation. Ainsi, selon l'invention, on détermine tout d'abord une estimation dégradée du canal de propagation dans le domaine fréquentiel (première estimation dans le domaine fréquentiel), qu'on exprime dans le domaine temporel (première estimation dans le domaine temporel). On multiplie ensuite ce vecteur de première estimation par la matrice de décorrélation, délivrant une estimation corrigée du canal de propagation dans le domaine temporel. On transforme finalement cette estimation corrigée du domaine temporel vers le domaine fréquentiel, délivrant l'estimation améliorée du canal de propagation. Préférentiellement, la matrice de décorrélation est une matrice pseudoinversée du produit matriciel de l'hermitien d'une matrice de Fourier partielle par la matrice de Fourier partielle correspondante : P = (F,H F')t avec : P la matrice de décorrélation ; F' la matrice de Fourier partielle ; H dénote l'opérateur hermitien ; dénote l'opérateur pseudo-inverse ; la matrice de Fourier partielle F' étant un extrait d'une matrice de Fourier F définie par : (1 1 l 1 F= 1 1 WN WN WN -1 1 WN -1 W~(N-1) WN -1)(N-1) N avec : N un entier ; .27r WN=e-JN. On rappelle qu'on appelle classiquement par matrice pseudo-inverse une matrice At obtenue en inversant uniquement la partie inversible de la matrice A d'origine. Plus précisément, la matrice de Fourier partielle F' comprend les coefficients de la matrice de Fourier F correspondant aux emplacements temps/fréquence des éléments de données de référence. Avantageusement, l'étape de transformation du vecteur de première estimation met en oeuvre une multiplication du vecteur de première estimation dans le domaine fréquentiel par l'hermitien de la matrice de Fourier F de taille (N, N), délivrant le vecteur de première estimation dans le domaine temporel, où N correspond au nombre total d'éléments de garde non modulés et d'éléments de données utiles modulés dans le spectre du signal émis. L'étape de multiplication met en oeuvre une sélection de N' coefficients du vecteur de première estimation dans le domaine temporel, parmi les N coefficients obtenus, et une multiplication des N' coefficients par la matrice de décorrélation P de taille (N', N'), délivrant l'estimation corrigée dans le domaine temporel. La transformation de l'estimation corrigée met en oeuvre une multiplication de l'estimation corrigée dans le domaine temporel par la matrice de Fourier partielle F' , de taille (Nmod, N'), délivrant l'estimation améliorée du canal de propagation dans le domaine fréquentiel, où Nmod correspond au nombre d'éléments de données utiles modulés. On a donc, classiquement, Nmod inférieur ou égal à N. Plus précisément, lorsque le signal émis est formé d'une succession de symboles comprenant, au niveau spectral, au moins un élément de garde et un élément de données utile, on a Nmod strictement inférieur à N. En reprenant les notations ainsi définies, l'estimation améliorée ainsi déterminée est de la forme : ~(~) = 1 F,(F,H F,)t F,H (YP(n) .v'ùN ( bp(n)) n où : bP(n~ I représente, aux emplacements temps/fréquence des éléments de P / données de référence, une division du signal reçu par l'élément de données de référence situé à l'emplacement temps/fréquence, élément de données de référence par élément de données de référence. On constate notamment que le signal yp(n) prend les valeurs du signal reçu après démodulation y(n) aux emplacements temps/fréquence où sont positionnés les éléments de données de référence. Selon un mode de réalisation avantageux de l'invention, un préfixe cyclique de longueur A étant inséré entre les symboles dans le domaine temporel, le nombre N' est égal à la longueur du préfixe cyclique plus un : N'=A+ 1. Le nombre N' correspond ainsi à l'étalement maximum de la réponse temporelle du canal de propagation. Le procédé selon l'invention est également remarquable en ce qu'il met en oeuvre, lorsque les éléments de référence sont répartis dans l'espace temps/fréquence ( scattered pilots ) : une étape de détermination d'au moins deux sous-ensembles de porteuses comprenant chacun au moins un élément de données de référence ; une étape de détermination d'une estimation améliorée partielle du canal appliquée à chacun des sous-ensembles ; une étape d'interpolation bidimensionnelle à partir des estimations améliorées partielles, afin de déterminer une estimation du canal améliorée pour chaque porteuse de l'espace temps/fréquence. Ainsi, l'invention s'applique que les pilotes soient répartis au sein du signal de données à transmettre ( scattered pilots ), ou continus au sein d'un même symbole ( full pilots ). Avantageusement, le procédé selon l'invention met en outre en oeuvre une étape d'égalisation du signal reçu dans le domaine fréquentiel, à partir de l'estimation améliorée du canal de propagation. Cette égalisation du signal reçu dans le domaine fréquentiel peut notamment être mise en oeuvre par division du signal par l'estimée du canal de propagation. L'invention concerne également un dispositif de réception d'un signal formé d'une succession temporelle de symboles comprenant, au niveau spectral, au moins un élément de garde non modulé par au moins une information à transmettre, et un élément de données utile modulé par au moins une information à transmettre, les éléments de données utiles comprenant d'une part des éléments de données de référence appelés pilotes, et d'autre part des éléments de données informatifs. Selon l'invention, un tel dispositif de réception comprend des moyens d'estimation d'au moins un canal de propagation entre au moins un émetteur et un récepteur, comprenant : des moyens de détermination d'une première estimation du canal de propagation à partir des éléments de données de référence, délivrant un vecteur de première estimation de canal ; des moyens de détermination d'une estimation améliorée du canal de propagation par multiplication du vecteur de première estimation par une matrice de décorrélation prédéterminée en fonction d'au moins une caractéristique structurelle du signal, permettant de décorréler au moins en partie l'estimation améliorée pour les éléments de garde de l'estimation améliorée pour les éléments de données utiles. Un tel dispositif peut notamment mettre en oeuvre le procédé de réception tel que décrit précédemment. Il est par conséquent adapté à déterminer une estimation améliorée d'au moins un canal de propagation entre au moins un émetteur et un récepteur de la forme suivante : f(w) = 1 F'(F'H F'1t F'x Yp(n)i N J bp(n en reprenant les notations définies précédemment. L'invention concerne finalement un produit programme d'ordinateur téléchargeable depuis un réseau de communication et/ou stocké sur un support lisible par ordinateur et/ou exécutable par un microprocesseur, comprenant des instructions de code de programme pour la mise en oeuvre du procédé de réception décrit précédemment. 5. Liste des figures D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront plus clairement à la lecture de la description suivante d'un mode de réalisation préférentiel, donné à titre de simple exemple illustratif et non limitatif, et des dessins annexés, parmi lesquels : les figures 1A, 1B et 1C illustrent respectivement, de manière schématique, les matrices F , et F' ; la figure 2 présente le principe général du procédé de réception selon l'invention ; - les figures 3A et 3B illustrent la construction d'une matrice de Fourier partielle F' , mise en oeuvre dans le procédé de réception de la figure 2, en fonction de la répartition des éléments de données de référence ; les figures 4A, 4B et 4C présentent les performances comparées des techniques d'estimation selon l'art antérieur et selon l'invention ; la figure 5 est une représentation simplifiée de la structure matérielle d'un dispositif de réception selon l'invention. 6. Description d'un mode de réalisation de l'invention Le principe général de l'invention repose sur la pondération, en réception, d'un vecteur de première estimation de canal dans le domaine temporel, délivrant une estimation corrigée de la réponse impulsionnelle du canal de propagation, et sur la transformation de cette estimation corrigée du domaine temporel vers le domaine fréquentiel, délivrant une estimation améliorée du canal de propagation. Pour ce faire, on multiple le vecteur de première estimation par une matrice de décorrélation P, permettant de décorréler l'estimation de canal pour les éléments de garde de l'estimation de canal pour les éléments de données utiles du signal reçu. On obtient ainsi, pour les porteuses correspondant aux éléments de données utiles modulées, une estimation améliorée proche du canal de propagation réel. On présente, en relation avec la figure 2, le principe général de la réception d'un signal selon l'invention. On décrit plus particulièrement un mode de réalisation préférentiel de l'invention, selon lequel le signal reçu est formé d'une succession temporelle de symboles OFDM. L'Homme du Métier étendra facilement cet enseignement à l'émission d'un signal monoporteuse, émis par exemple dans le cadre d'une transmission 30 IFDMA. On considère notamment que chaque symbole OFDM comprend N porteuses, dont Nmod porteuses modulées par une information à transmettre, encore appelées éléments de données utiles, et (N - Nmod) porteuses non modulées par une information à transmettre, encore appelées éléments de garde. Un préfixe cyclique de taille A est par ailleurs inséré entre chaque symbole OFDM. On rappelle notamment que dans le domaine temporel, le canal est assumé avoir une taille qui ne dépasse pas celle du préfixe cyclique plus un, c'est-à-dire A + 1, ce qui permet ainsi d'éviter l'interférence entre symboles. Donc, en utilisant exactement la même quantité d'information via les éléments de données de référence (pilotes), on a besoin d'estimer beaucoup moins de coefficients du canal de propagation, et ce dès que A Cette transformation met notamment en oeuvre une multiplication du vecteur de première estimation, dans le domaine fréquentiel, par l'hermitien de la matrice de Fourier F de taille (N, N), correspondant à la bande utile échantillonnée du signal, inférieure à la bande échantillonnée du signal. On rappelle que la matrice de Fourier F est de la forme suivante : 1 1 1 1 1 WN WN WN -1 WN -1 14/Z(N-1) WON-1)(N-1)i Au cours d'une étape suivante de multiplication 232, N' coefficients parmi les N coefficients du vecteur de première estimation dans le domaine temporel sont conservés. On note que N' est un entier inférieur à N, défini à partir des propriétés du canal de propagation. Ainsi, avantageusement, N' est supérieur ou 25 égal à l'étalement maximum de la réponse temporelle du canal. ( 20 F= 2z avec WN = e N . On choisit par exemple N' comme égal à la taille maximale du canal dans le domaine temporel, c'est-à-dire : N' = A +1. On rappelle en effet que le canal est assumé avoir une taille qui ne dépasse pas A + 1 dans le domaine temporel, ce qui permet d'éviter l'interférence entre symboles. Le vecteur de N' coefficients ainsi obtenu est alors multiplié par unematrice de décorrélation P , correspondant à une matrice pseudo-inversée du produit matriciel de l'hermitien d'une matrice de Fourier partielle par la matrice de Fourier partielle correspondante : P = (F' H F,)t avec: P la matrice de décorrélation ; F' la matrice de Fourier partielle ; H dénote l'opérateur hermitien ; dénote l'opérateur pseudo-inverse. Cette matrice de Fourier partielle F' est une matrice extraite de la matrice de Fourier F . Plus précisément, cette matrice de Fourier partielle F' , de taille (Nmod, N'), comprend les coefficients de la matrice de Fourier correspondant aux emplacements temps/fréquence des éléments de données de référence. On peut notamment remarquer que cette matrice n'est pas de rang plein. Au cours de l'étape 232 de multiplication, le vecteur obtenu est également normalisé par la taille de la matrice de Fourier F en multipliant le vecteur obtenu par l'inverse de la racine carrée de N. La figure 3A illustre ainsi la construction de la matrice de Fourier partielle F' , selon cet exemple de réalisation selon lequel on transmet un symbole OFDM comprenant uniquement des pilotes (notés `x'). Sur cette figure 3A, les éléments de garde sont notés `0', et les éléments de données utiles sont notés `D'. Ainsi, en considérant par exemple : N= 8 , avec N le nombre d'éléments de garde non modulés et d'éléments de données utiles modulé par symbole ; Nmod = 6, avec Nmod le nombre d'éléments de données utiles modulés par symbole ; - A = 1 et N' = A + 1 = 2, avec A la longueur de l'intervalle de garde ; et considérant que les (N - N,,,od) = (8 - 6) = 2 éléments de garde non modulés sont situés aux deux extrémités du spectre, c'est-à-dire un élément de garde non modulé par une information à transmettre de chaque côté du spectre, alors le 5 vecteur bl,(n) formé des pilotes du symbole transmis, est de taille (6, 1), et la matrice de Fourier F , de taille (8, 8) est de la forme suivante : 1 1 1 -0,707 + 0,707i i 0,707+0,707i -i -1 0,707+0,707i -i -0,707 + 0,707i -1 1 -1 0,707 - 0,707i i -0,707 - 0,707i -1 -i 1 0,707 + 0, 707i i -0, 707 + 0, 707i -1 où i dénote l'unité imaginaire (i2 =ù1). On en déduit la matrice de Fourier partielle F', de taille (6, 2) : /+ + + + + + + + 1 0,707 -0,707i -r- -o, 1 -i at 1 -0,707 - 0,707i i 0, 707 - 0, 707 -1--1 + -1- + 1 -0,707 + 0,707i --t ~+ 0 707+0,707 + soit encore : 1 1 1 F' _ vi 1 -1 1 -0,707+0,7071 \1 On obtient ainsi une estimation corrigée de la réponse impulsionnelle du canal h dans le domaine temporel : 1 1 - i -0,707-0,707i -1 -1 i 1 i 0, 707 - 0, 707i -1 1 -1 1 -i 0,707 + 0,707i -1 - 1 -i 1 1 1 0,707 - 0,707i -0, 707 - 0, 707i - 0, 707 - 0, 707i -i 0,707-0,707i j 10 707 -1- + + 7071 --1-+ , 7071 - f -'0, 707 - 0, 7071 --i- 0,707 ù 0,707i -0,707 ù 0,707i 18 h = 1 (F,H F')t F,H ( Y(n) ,IN bp(n)) Au cours d'une étape suivante 233, l'estimation corrigée est transformée du domaine temporel vers le domaine fréquentiel au moyen d'une transformée de Fourier, délivrant l'estimation améliorée du canal de propagation : gf(c)) = F' = F' (pH F')t F,H ( Y(n) ,l/w bp(n)) On réalise ensuite, au cours d'une étape 234, au moins une interpolation entre les différents symboles estimés, dans l'espace temps/fréquence. Plus précisément, une fois qu'on a estimé le canal pour deux symboles OFDM comprenant des éléments de données de référence, on applique une interpolation, qui peut être linéaire, dans le domaine temporel (interpolation 1D), afin d'obtenir les coefficients du canal correspondant aux éléments de données informatifs. Une interpolation d'un ordre supérieur est également possible. Finalement, le procédé de réception selon l'invention met en oeuvre une égalisation 24 du signal reçu dans le domaine fréquentiel, à partir de cette réponse estimée du canal, par exemple par division du signal reçu par l'estimation améliorée du canal de propagation, délivrant une estimation du signal émis. 2 Ainsi, considérant le problème de minimisation min h,~ F' hù y(n) bp(n) (P(n) H conduisant à (p(n) = [hHFH_( y(n) ,INF'h-I( y(n) i bp(n)) bp(n)) ' et cherchant à égaliser à zéro la dérivée partielle de il)(n) par rapport à h (ae(n) _ 1 I\ a h 0/I , les inventeurs de la présente demande de brevet ont proposé une technique d'amélioration de l'estimation d'un canal de propagation, conduisant dans le domaine temporel, à une estimation corrigée de la réponse impulsionnelle du canal de la forme : h = 1 (F'HF')tF,'-' Î y(n) Î . ,IN bp(n)) et dans le domaine fréquentiel : ïi(co) = F, = 1 F'(F,H F,)t F'H ( py((nn)J . On constate ainsi qu'en multipliant l'estimation de la réponse impulsionnelle du canal dans le domaine temporel par une matrice de décorrélation P , avec P = (F' H F')t , où t dénote l'opérateur pseudo-inverse, on ne tient plus compte de la valeur du canal dans les régions dans lesquelles sont situés les éléments de garde : on décorrèle donc l'estimation du canal pour les éléments de garde de l'estimation du canal pour les éléments de donnés utiles. En effet, on rappelle que la transformée de Fourier d'un canal est une courbe continue, ce qui signifie réellement que les pilotes voisins sont fortement corrélés. Ainsi, en utilisant une matrice de décorrélation selon l'invention, on ne tient plus compte des valeurs du canal dans la partie où il y a des porteuses ou éléments de valeur nulle (ou en tout cas, on considère qu'une telle estimation est impossible dès qu'un élément n'est pas modulé par une information à transmettre). Dans le cadre de la réception d'un signal multiporteuse, l'effet principal de l'invention repose donc sur la décorrélation des deux régions de porteuses modulées et de porteuses nulles. On présente désormais, en relation avec la figure 3B, le cas où les symboles OFDM ne présentent pas d'éléments de données de références continus, mais des pilotes répartis dans le plan temps/fréquence (en anglais scattered pilots ), selon un motif régulier (en anglais pattern ). On considère par exemple un motif selon lequel les éléments de données de référence, notés `x' en relation avec la figure 3B, occupent à un premier instant T1 les porteuses modulées avec un indice pair, et à un deuxième instant T2 les porteuses modulées avec un indice impair. Les éléments de garde sont notés `0', et les éléments de données utiles sont notés `D'. On désigne, par exemple, respectivement par il et i2 les ensembles des indices des pilotes pairs et impairs, c'est-à-dire : - il = {l,3,...,Nmod ù 1} ; i2 = {2,4,...,Nmod} On note par ailleurs col, et w12 les ensembles de fréquences de Fourier correspondant respectivement aux indices i1 et i2. Pour chaque ensemble de fréquences coi, et coi2 , on détermine une estimation améliorée partielle du canal. Ainsi, pour l'ensemble colt , on a : = 1 H , H Yp(n) I 7i-(cvi) N[1V Fl (F F) Fl 4p(n)) avec : Fi comprenant (oi, lignes de la matrice F' et N' colonnes de la matrice F' (avantageusement N' = A + 1), soit en respectant l'écriture Matlab ù marque déposée : Fi = F' (coi, , :) , et 15 - y p(n) = y(n) aux emplacements temps/fréquence où sont positionnés les éléments de données de référence ; et pour l'ensemble (v12 , on a : q-r(a)i2)= 1 F2(F2HF2f F2H YP(n)i ,~ bP(n)~ avec F2 comprenant coi2 lignes de la matrice F' , et N' colonnes de la matrice F' 20 (avantageusement N' = A + 1), soit en respectant l'écriture Matlab ù marque déposée : F2 = F' (w12 ,:) . Ces deux estimations partielles améliorées permettent ainsi de mesurer une version sous-échantillonnée du canal de propagation. Ainsi, en considérant par exemple : 25 N= 8 , avec N le nombre d'éléments de garde non modulés et d'éléments de données utiles modulé par symbole ; Nmod = 6, avec Nmod le nombre d'éléments de données utiles modulés par symbole ;10 - A = 1 et N' = A + 1 = 2, avec A la longueur de l'intervalle de garde ; et considérant que les (N - Nmod) = (8 ù 6) = 2 éléments de garde non modulés sont situés aux deux extrémités du spectre, c'est-à-dire un élément de garde non modulé par une information à transmettre de chaque côté du spectre, alors on obtient deux vecteurs bp(n) de taille (3, 1) espacés en temps, notés bp1(n) et bp2(n), le premier vecteur bpl(n) correspondant aux pilotes d'indice pair, et le deuxième vecteur b p2(n) correspondant aux pilotes d'indice impair, et la matrice de Fourier F, de taille (8, 8) est de la forme suivante : (1 1 1 1 0,707 - 0,707i 1 -i 1 1 -0, 707 - 0,707i F=-- V 1 -1 1 1 - i -0,707-0,707i - 1 i 0,707-0,707i -1 1 -0,707+0,7071 -i 0,707+0,707i 1 1 -1 -i 1 0,707+0,707i i -0,707 + 0,707i1 1 1 - 1 -0, 707 + 0, 707i i 1 -i -1 -1 0, 707 + 0, 707i -i 1 -1 1 -1 0, 707 - 0, 707i i 1 1 -1 - 1 -0, 707 - 0, 7071 -i 1 0, 707 + 0,707i -0,707 + 0,707i -1 -0,707 - 0, 7071 0,707 - 0, 7071 où i dénote l'unité imaginaire = -1). On en déduit la matrice de Fourier partielle F', de taille (6, 2) : + + + 1 0,707 - 0,707i - 0,707 0,707i -I- - 0,707 + 0,707i 1 -i -I- + -1- 1 1 -0, 707 - 0, 7071 t 0, 707 - 0, 707 -~r F'=-- - 1 + 1-+ + V8 1 -0, 707 + 0,707i 4i- 0, 707 + 0, 7071 0, 707 - 0, 7071 1 i - + + 0 707 + 0 707 + -0 707 + 0 707 -+ soit encore : ri 0,707û0,707i 1 ûi 1 1 -0707û0,707i F' 1 -1 1 -0,707+0,707i 1 i et les matrices F( et F2 , de taille (3, 2) : 1 0,707û0,707i l 4-- ùi- 1 -0,707ù0,707i , 4- -1- N 1 -0,707+0,707i ^+ t -1- 0,707 0,707i 1 ûi 4- 0,707 0,707i 1 1 -1 -1- 0,707 ~ 0,707i On procède ensuite à une interpolation bidimensionnelle, afin de déterminer la valeur du canal à tous les emplacements de l'espace temps/fréquence. L'invention propose ainsi un nouvel algorithme d'estimation de la réponse impulsionnelle d'un canal de propagation, notamment pour des systèmes vus comme des systèmes multiporteuses en réception. Cette nouvelle approche permet notamment de corriger l'estimation du canal, notamment dans le cas où des éléments de garde (porteuses ou éléments non modulés par une information à transmettre, et portant par conséquent une valeur nulle ou quasi-nulle) sont introduits aux extrémités du spectre représentatif du signal émis, grâce à la multiplication d'une première estimation du canal dans le domaine temporel par une matrice de décorrélation. On considère notamment que cette matrice est de petite taille, de l'ordre du préfixe cyclique A. Dans l'exemple présenté précédemment, on considère plus précisément une matrice de décorrélation de taille (A +1, A +1). Par ailleurs, cette matrice de décorrélation est constante, et indépendante du canal de propagation. Cette matrice de décorrélation peut ainsi être pré-calculée en fonction d'au moins une caractéristique structurelle du signal, dépendant des paramètres du système de transmission, telle que la taille du préfixe /1 0,707ù0,707i 1 -0,707ù0,707i et \ 1 -0,707 + 0,707i) (1 ûiv 1 -1 ~1 i cyclique, le nombre de porteuses modulées Nmod, ou la position des éléments de garde. Il est toutefois bon de noter que le vecteur estimé h du canal de propagation dans le domaine temporel, encore appelé estimation corrigée dans le domaine temporel, ne constitue pas une estimation du canal réel. En revanche, la réponse fréquentielle 9-f du canal estimé est proche du canal réel pour les porteuses modulées reçues. En effet, grâce à l'utilisation de la matrice de décorrélation, on s'intéresse uniquement aux éléments de données utiles modulés pour l'estimation de canal, puisque ce sont ces éléments modulés qui portent les informations à transmettre (données émises). On constate ainsi que l'algorithme selon l'invention demande O(A2) plus d'opérations que la technique d'estimation dans le domaine temporel de l'art antérieur, appliquée à des vecteurs de longueur N, qui demande O(Nlog2N) opérations. Cependant, en considérant que, de manière classique, A N , on constate en comparant les techniques de l'art antérieur et l'invention que : - si A = 8 , alors il n'y a pas d'augmentation de la complexité principale jusqu'à N = 512, puis le même ordre de complexité pour N = 1024 ; - si A = 16 , alors il n'y a pas d'augmentation de la complexité principale jusqu'à N = 2048, puis le même ordre de complexité pour N = 4096. où A = 8 et A = 6 correspondent à des tailles courantes de préfixe cyclique. On présente désormais en relation avec les figures 4A, 4B et 4C les résultats de simulation obtenus, lors de l'application du procédé de réception selon l'invention à un système de type MC-CDMA, combinant une allocation des ressources spectrales en codes CDMA à une modulation multiporteuse de type OFDM. Les résultats présentés en figures 4A à 4C ont été obtenus en considérant un contexte typique du 3GPP (en anglais 3rd Generation Partnership Project ), en transmission sur voie descendante. Le gain de traitement du système considéré (c'est-à-dire la longueur des signatures de Walsh-Hadamard correspondant aux codes d'étalement isolant les usagers d'une même cellule) est égal à 16. On considère également des pilotes de type OFDM, avec un pilote tous les douze éléments de données informatifs MC-CDMA, c'est-à-dire 7,7% de pilotes. On choisit par exemple les valeurs suivantes des paramètres principaux du systèrne MC-CDMA : N = 1024, Nmod = 704, et A = 64. Plus précisément, les figures 4A et 4B illustrent le taux d'erreur binaire (TEB, ou BER en anglais) en fonction du rapport signal à bruit (SNR) respectivement pour une modulation de phase à quatre états MDP4 (en anglais QPSK pour Quadrature Phase Shift Keying ), et pour une modulation en amplitude en quadrature MAQ-16, dans le cadre d'une application monocellulaire dans un canal ITU Vehicular A à 30km/h, présentant un facteur d'étalement SF égal à 16, 15 utilisateurs, et un rendement R égal à 2/3. Plus précisément, en relation avec la figure 4A (respectivement le figure 4B), la courbe 41A (respectivement 41B) illustre le TEB en fonction du SNR en réception, avec un canal parfaitement connu (cas idéal) ; la courbe 42A (respectivement 42B) illustre le TEB en fonction du SNR avec un canal estimé selon la technique d'estimation améliorée selon l'invention, tenant compte d'une matrice de décorrélation ; la courbe 43A (respectivement 43B) illustre le TEB en fonction du SNR avec un canal estimé selon la technique d'estimation dans le domaine temporel selon l'art antérieur ; et la courbe 44A (respectivement 4413) illustre le TEB en fonction du SNR avec un canal estimé selon la technique d'estimation dans le domaine fréquentiel selon l'art antérieur. On constate sur ces deux figures l'efficacité de la technique selon l'invention comparée aux techniques de l'art antérieur, quel que soit le niveau du rapport signal à bruit. Plus précisément, en estimant le canal dans le domaine temporel comme le propose l'invention (courbes 42A et 42B), on constate en réception une dégradation du TEB de seulement 0,2dB par rapport à une connaissance parfaite du canal de propagation (courbes 41A et 41B) en tout point. On constate également que l'estimation dans le domaine fréquentiel selon l'art antérieur (courbes 44A et 44B) confère un TEB à 2dB de la courbe idéale (courbes 41A et 4113), ce qui constitue une dégradation d'un rapport dix par rapport à l'approche selon l'invention. On constate finalement que l'estimation dans le domaine temporel selon l'art antérieur (courbes 43A et 43B) conduit à un plancher d'erreur pour les hauts SNR, et notamment les SNR supérieurs à 18dB. Finalement, la figure 4C illustre les variations du canal de propagation dans le domaine fréquentiel (fréquence des porteuses en ordonnée, partie réelle des valeurs du canal de propagation en abscisse), pour un rapport signal à bruit de 20dB, pour : -un canal réel (courbe 41c) ; - un canal de propagation estimé selon l'invention, en tenant compte d'une matrice de décorrélation (courbe 42c) ; et - un canal de propagation estimé selon les techniques d'estimation dans le domaine temporel de l'art antérieur (courbe 43c). On observe clairement sur cette figure 4C les effets de bords de l'approche selon l'art antérieur (courbe 43c), correspondant aux éléments de garde non modulés. On rappelle en effet que dans l'exemple illustré en relation avec les figures 4A, 4B et 4C, on a N = 1024, Nmod = 704, et A = 64. On a donc (N - Nmod) = 320 éléments de garde, par exemple répartis aux bordures du spectre du signal, soit sur les 160 premières porteuses, et les 160 dernières porteuses. Selon l'invention en revanche, on constate une amélioration de l'estimation du canal de propagation dans tout le spectre des sous-porteuses 30 modulées Nmod. On présente finalement, en relation avec la figure 5, une représentation simplifiée de la structure matérielle d'un dispositif de réception selon l'invention. Un tel dispositif de réception comprend une mémoire M 50, une unité de traitement P 51, équipée par exemple d'un microprocesseur pl', et pilotée par le programme d'ordinateur Pg 52. A l'initialisation, les instructions de code du programme d'ordinateur 52 sont par exemple chargées dans une mémoire RAM avant d'être exécutées par le processeur de l'unité de traitement 51. L'unité de traitement 51 reçoit en entrée un signal y(n) 53, formé d'une succession temporelle de symboles comprenant au moins un élément de garde non modulé, et un élément de données utile modulé. Le microprocesseur pP de l'unité de traitement 51 met en oeuvre les étapes du procédé de réception décrit précédemment en relation avec la figure 2, selon les instructions du programme Pg 52. Notamment, l'unité de traitement permet de déterminer une estimation améliorée du canal de propagation, utilisée pour l'égalisation du signal reçu dans le domaine fréquentiel. L'unité de traitement 51 délivre en sortie une estimation 54 du signal émis. L'invention propose ainsi un procédé de réception présentant de meilleures performances que les procédés de réception classiques, pour les systèmes mettant en oeuvre une égalisation du signal reçu dans le domaine fréquentiel, grâce à une meilleure estimation du canal de propagation. En effet, la détermination d'une estimation améliorée du canal de propagation permet notamment de corriger les effets de bords, et de délivrer un signal estimé ne présentant pas de plancher d'erreur. Cette technique selon l'invention peut ainsi être intégrée dans des systèmes B3G ( Beyond 3G ) de communication fixe ou mobile, filaire ou radio. On peut également remarquer que cette technique d'estimation améliorée de canaux de propagation peut être combinée à la technique présentée dans la demande de brevet français n 0511082 déposée au nom du même Demandeur le 28 octobre 2005 et non encore publiée, concernant un procédé de réception au sein d'une cellule géographique donnée d'un signal perturbé par les interférences dues aux émissions de signaux dans les cellules géographiques voisines. REVENDICATIONS 1. Procédé de réception d'un signal formé d'une succession temporelle de symboles comprenant, au niveau spectral, au moins un élément de garde non modulé par au moins une information à transmettre et un élément de données utile modulé par au moins une information à transmettre, lesdits éléments de données utiles comprenant d'une part des éléments de données de référence appelés pilotes, la valeur à l'émission desdits pilotes étant connue d'au moins un récepteur destiné à effectuer une réception dudit signal, et d'autre part des éléments de données informatifs, caractérisé en ce qu'il met en oeuvre une étape d'estimation d'au moins un canal de propagation entre au moins un émetteur et ledit au moins un récepteur, comprenant : une sous-étape de détermination (22) d'une première estimation dudit canal de propagation à partir desdits éléments de données de référence, délivrant un vecteur de première estimation de canal ; une sous-étape de détermination d'une estimation améliorée (23) dudit canal de propagation par multiplication dudit vecteur de première estimation par une matrice de décorrélation prédéterminée en fonction d'au moins une caractéristique structurelle dudit signal, permettant de décorréler au moins en partie ladite estimation améliorée pour lesdits éléments de garde, de ladite estimation améliorée pour lesdits éléments de données utiles. 2. Procédé de réception selon la revendication 1, caractérisé en ce que ladite sous-étape de détermination d'une estimation améliorée met en oeuvre les étapes suivantes: transformation (231) dudit vecteur de première estimation du domaine fréquentiel vers le domaine temporel ; -multiplication (232) dudit vecteur de première estimation dans le domaine temporel par ladite matrice de décorrélation, délivrant une estimation corrigée de la réponse impulsionnelle dudit canal de propagation ;transformation (233) de ladite estimation corrigée du domaine temporel vers le domaine fréquentiel, délivrant ladite estimation améliorée dudit canal de propagation. 3. Procédé de réception selon l'une quelconque des revendications 1 et 2, caractérisé en ce que ladite matrice de décorrélation est une matrice pseudoinversée du produit matriciel de l'hermitien d'une matrice de Fourier partielle par ladite matrice de Fourier partielle correspondante : P = (F,H F,)t avec : P ladite matrice de décorrélation ; F' ladite matrice de Fourier partielle ; H dénote l'opérateur hermitien ; t dénote l'opérateur pseudo-inverse ; ladite matrice de Fourier partielle F' étant un extrait d'une matrice de Fourier F définie par : 1 1 WN F= N 1 WN -1 W2(N-1) IjI(N N -1)(N-1)I avec : N un entier ; 2n -J . WN e 4. Procédé de réception selon la revendication 3, caractérisé en ce que ladite matrice de Fourier partielle F' comprend les coefficients de ladite matrice de Fourier F correspondant aux emplacements temps/fréquence desdits éléments de données de référence. 5. Procédé de réception selon les revendications 2 et 3, caractérisé : en ce que ladite étape de transformation dudit vecteur de première estimation met en oeuvre une multiplication dudit vecteur de première estimation dans le domaine fréquentiel par l'hermitien de ladite matrice de Fourier F de taille (N, N) ; en ce que ladite étape de multiplication met en oeuvre une sélection de N' coefficients dudit vecteur de première estimation dans le domaine temporel, parmi 2 WN N-1 WNN coefficients, et de multiplication desdits N' coefficients par ladite matrice de décorrélation P de taille (N', N'), délivrant ladite estimation corrigée, et en ce que ladite transformation de ladite estimation corrigée met en oeuvre une multiplication de ladite estimation corrigée dans le domaine temporel par ladite matrice de Fourier partielle F' , de taille (Nmod, N'), délivrant ladite estimation améliorée dudit canal de propagation, où Nmod correspond au nombre d'éléments de données utiles modulés. 6. Procédé de réception selon la revendication 5, caractérisé en ce que ladite estimation améliorée est de la forme : 9- a)) = - 1 F, (F,H F,)t F,H (Yp(n)l ( N/--A7 bp(n)1 représente, aux emplacements temps/fréquence desdits éléments où : de données de référence, une division dudit signal reçu par ledit élément de données de référence audit emplacement temps/fréquence, élément de données de référence par élément de données de référence. 7. Procédé de réception selon l'une quelconque des revendications 5 et 6, caractérisé en ce qu'un préfixe cyclique de longueur 0 étant inséré entre lesdits symboles, le nombre N' de coefficients est égal à la longueur dudit préfixe cyclique plus un : N'=+1. 8. Procédé de réception selon l'une quelconque des revendications 1 à 7, caractérisé en ce que lesdits éléments de données de référence étant répartis dans l'espace temps/fréquence, ledit procédé met en oeuvre les étapes suivantes : détermination d'au moins deux sous-ensembles de porteuses comprenant chacun au moins un élément de données de référence ; détermination d'une estimation améliorée partielle dudit canal appliquée à chacun desdits sous-ensembles ; interpolation bidimensionnelle à partir desdites estimations améliorées partielles, afin de déterminer une estimation du canal améliorée pourchaque porteuse de l'espace temps/fréquence. 9. Procédé de réception selon l'une quelconque des revendications 1 à 8, caractérisé en ce qu'il met en outre en oeuvre une étape d'égalisation (24) dudit signal reçu dans le domaine fréquentiel, à partir de ladite estimation améliorée du canal de propagation. 10. Dispositif de réception d'un signal formé d'une succession temporelle de symboles comprenant, au niveau spectral, au moins un élément de garde non modulé par au moins une information à transmettre, et un élément de données utile modulé par au moins une information à transmettre, lesdits éléments de données utiles comprenant d'une part des éléments de données de référence appelés pilotes, la valeur à l'émission desdits pilotes étant connue d'au moins un récepteur destiné à effectuer une réception dudit signal, et d'autre part des éléments de données informatifs, caractérisé en ce qu'il comprend des moyens d'estimation d'au moins un canal de propagation entre au moins un émetteur et ledit au moins un récepteur, comprenant : des moyens de détermination d'une première estimation dudit canal de propagation à partir desdites éléments de données de référence, délivrant un vecteur de première estimation de canal ; des moyens de détermination d'une estimation améliorée dudit canal de propagation par multiplication dudit vecteur de première estimation par une matrice de décorrélation prédéterminée en fonction d'au moins une caractéristique structurelle dudit signal, permettant de décorréler au moins en partie ladite estimation améliorée pour lesdits éléments de garde, de ladite estimation améliorée pour lesdits éléments de données utiles. 11. Produit programme d'ordinateur téléchargeable depuis un réseau de communication et/ou stocké sur un support lisible par ordinateur et/ou exécutable par un microprocesseur, caractérisé en ce qu'il comprend des instructions de code de programme pour la mise en oeuvre de l'une au moins des revendications 1 à 9.