FR 2837035 A1 20030912 FR 0202957 A 20020308 (64). L'invention concerne le filtrage en temps continu. Et, plus particulierement, elle concerne le filtrage dans une boucle d'asservissement, par exemple dans un modulateur sigma delta ZA. Les s modulateurs ZA analogiques peuvent etre utilises, par exemple, dans les recepteurs de radars ou de systemes de telecommunications pour ameliorer notablement la resolution du codage analogique-numerique. La modulation ZA d'un signal consiste a le coder sur un faible o nombre de bits mais avec une resolution bien plus forte que la limite theorique donnee par le nombre de bits. Pour cela, une boucle d'asservissement est realisee dans laqueile le dispositif de quantification, qui limite la resolution, est place en sortie de boucle comme le montre le schema generique de la figure 1 (a). s Si le signal est numerique, I'ensemble du modulateur ZA est realise en numerique. Lorsque le signal numerique a ['entree du modulateur IA comporte N bits, le signal de retour comporte N bits dont N-n bits de poids faibles (LS B) n u ls, le signal a ['entree du dispositif d'integ ration 1 comporte N+1 bits, et le signal a ['entree et a la sortie du dispositif de quantification o 2 comporte respectivement N bits et n bits (ou n est tres inferieur a N) . Ainsi, le signal code en sortie du modulateur ZA est a faible nombre de bits et a forte resolution dans la bande. C'est typiquement le cas dans les lecteurs de CD ou la sortie du modulateur s'effectue sur 1 bit alors que le signal d'entree est code sur une vingtaine de bits. s Par contre, si le signal est analogique, la numerisation 2 generatrice de la quantification qui limite la resolution etant placee en sortie de boucle comme le montre la figure 1 (b), il en resulte que le filtrage 11, qui realise ['integration de l'erreur entree/sortie, est necessairement analogique. Deux cas se presentent. Soit la frequence du signal est o suffisamment basse et le signal peut etre echantillonne en tete de boucle - non represente- avant le filtrage 11 qui s'effectue alors dans le domaine temporel discret (capacites commutees par exemple). A plus haute frequence, en particulier sur porteuse, les techniques en temps discret (capacites ou boucles de courant commutes, notamment). s'appliquent malt Le filtrage 11 peut alors realiser en temps continu dont la technologie la plus courante est le GmC (utilisation d'amplificateurs a transconductance). L'echantillonnage sieffectue alors en sortie de boucle juste avant la quantification (conversion analogique-numerique). Par ailleurs, toujours en haute frequence, les temps de conversions cumules des convertisseurs analogique-numerique 2 CAN et numeriqueanalogique 3 CNA s'etalent sur plusieurs periodes d'echantillonnage au lieu d'etre inferieurs a une seule periode. Ce probleme disparat si le codage s'effectue sur un seul bit, mais alors la tres forte non-linearite de la fonction codage ne permet pas de definir a coup sur un critere de stabilite o du modulateur ZA. Un codage multibit est alors prefere, pour lequel la reponse de la boucle ouverte peut etre consideree comme lineaire au premier ordre. La realisation du filtre 11 de boucle doit alors resoudre la problematique classique des boucles d'asservissement: apporter le maximum de gain (ce qui minimise l'erreur entre le signal asservi et la commande) tout en preservant la stabilite de la boucle, ce qui est d'autant plus difficile a realiser que le temps de retard total de la boucle, encore appele nombre de latences, est important. C'est la difficulte de trouver des fonctions de filtrage performantes meme en presence de nombreuses o latences qui a, jusqu'a aujourd'hui, limite le developpement des modulateurs ZA en temps continu. La presente invention permet de resoudre les difficultes du filtrage en temps continu de fa,con quasi-optimale en minimisant la phase du filtre s sur le domaine frequentiel ou le gain de la boucle est proche de 1 en module. Notamment, elle propose un filtre en temps continu realisant ['integration passe-bande du signal presente sur son entree comportant au moins un element a variation de phase cite minimale. o Des elements a variation de phase minimale vent des elements dont la phase depliee, c'est a dire reconstituee par continuite aux points d'ambigute, tend vers zero lorsque la frequence tend vers zero ou l'infini. La realisation de filtre en temps continu comme integrateur passe bande pose le probleme du compromis entre variations de gain et variations de phase au voisinage des points -1, compromis qui doit aboutir a la stabilite de la boucle. Du fait de la causalite ces variations vent liees par les relations de Bayard-Bode. Ce probleme est resolu en utilisant un filtre temps continu integrateur passe bande comportant au moins un dispositif de resonance a variation de phase minimale. Notamment, ledit s dispositif de resonance a variation de phase minimale comporte un resonateur et une resistance. Un autre objet de ['invention est une boucle d'asservissement comportant un tel filtre temps continu integrateur passe-bande. Cette boucle d'asservissement pouvant notamment constituer un modulateur to ZA. Par exemple, un modulateur ZA passe-bande formant une boucle d'asservissement, comporte un convertisseur analogique numerique, un convertisseur numerique analogique retour et un tel filtre temps continu integrateur passe-bande. Les caracteristiques et avantages de ['invention appara^tront plus clairement a la lecture de la description, faite a titre d'exemple, et des figures s'y rapportant qui representent: - Figure 1(a) et 1(b), des schemes generiques de modulateur ZA passe bande temps continu, respectivement pour le traitement d'un signal quelconque et d'un signal analogique, - Figure 2(a) et 2(b), des filtres temps continu integrateur passe bande d'ordre 1 selon l'etat de ['art, - Figure 3(a) et 3(b), les reponses frequentielles respectivement en phase et en amplitude des filtres des figures 2, - Figure 4(a) et 4(b), une premiere et une deuxieme variantes de filtres temps continu integrateur passe bande d'ordre 1 selon ['invention, - Figure 5(a) et 5(b), les reponses frequentielles respectivement en phase et en amplitude des filtres des figures 4, en fonction de la surtension du resonateur Q, - Figure 6(a) et 6(b), une troisieme et une quatrieme variantes de filtres temps continu integrateur passe bande d'ordre 1 selon ['invention, - Figure 7(a) et 5(b) , les reponses frequentielles respectivement en phase et en amplitude des filtres des figures 6, en fonction de la surtension du resonateur Q, Figure 8, un cinquieme variante de filtre temps continu s integrateur passe bande d'ordre superieur selon ['invention, - Figure 9, un circuit equivalent au resonateur selon l'etat de ['art, - Figure 1 O(a) et 1 O(b), deux exemples de dispositif de resonance equivalent selon ['invention, o Figure 11, une sixieme variante de filtre temps continu integrateur passe bande d'ordre superieur utilisant le dispositif de resonance equivalent des figures 10 avec une structure en echelle, - Figure 12, une septieme variante de filtre temps continu integrateur passe bande d'ordre superieur en mode differentael utilisant s le dispositif de resonance equivalent des figures 10 avec une structure en echelle, - Figure 1 3(a) et 1 3(b), les reponses frequentielles respectivement en phase et en amplitude du filtre de la figure 12, - Figure 14, un modulateur Zpasse bande temps continu o utilisant le filtre temps continu integrateur passe bande d'ordre superieur de la figure 11, - Figure 15, une huitieme variante de filtre temps continu integrateur passe bande d'ordre superieur utilisant le dispositif de resonance equivalent des figures 10 avec une structure poet, s - Figure 1 6(a) et 1 6(b), les reponses frequentielles respectivement en phase et en amplitude du filtre de la figure 15. Un modulateur ZA passe-bande permet de coder un signal en o numerique avec une resolution dans la bande utile bien meilleure que celle d'un codeur classique. Sa fonction reelle, outre la numerisation, est de conformer le bruit de quantification de sorte que, dans la bande utile, la densite spectrale de ce bruit soit bien inferieure a celle issue d'un codeur classique. Cette reduction de la densite spectrale de puissance du bruit de quantification dans la bande utile se traduit par un gain equivalent en resolution apres filtrage du bruit hors bande et decimation. La figure 1 montre un exemple schematique de modulateur ZA s passe bande en temps continu. Le modulateur ZA passe bande en temps continu est une boucle d'asservissement. Sur la vole directe v1 de la boucle, il comporte le dispositif d'integration 1 suivi d'un convertisseur analogique numerique 2 (CAN). Le dispositif d'integration 1 comporte un dispositif de filtrage 11 permettant ['integration et un amplificateur 12 de to l'erreur dans la bande utile. Sur la vole retour v2, il comporte un convertisseur numerique analogique 3 (CNA). Ce convertisseur (CNA) 3 permet de ramener le signal convert) obtenu en sortie du modulateur ZA a ['entree de celui-ci. Un operateur 4 est place a ['entree de la boucle avant le dispositif d'integration 1. II re,coit le signal a coder present sur ['entree du s modulateur IA provenant, par exemple, des etages d'entree d'un recepteur dans le cas de l'utilisation du modulateur ZA dans un systeme de radar ou de telecommunications. II re,coit en outre le signal convert) provenant de la vole retour apres la conversion numerique analogique. Cet operateur 4 permet d'evaluer la difference entre le signal d'entree et le o signal convert), de sorte que le dispositif d'integration passebande integre, dans la bande, I'erreur entre le signal de sortie et le signal d'entree. Le gain de la boucle ouverte est tres superieur a 1 dans la bande utile si bien que, dans cette bande utile, I'erreur entre le signal de sortie et le signal d'entree est necessairement tres faible; c'est le principe d'une boucle d'asservissement. Ceci entrane que le bruit de quantification en sortie de boucle se trouve rejete d'un facteur equivalent a ce gain. Ce bruit de quantification sur le signal de sortie resulte de la conversion analogique numerique. o Le gain de la boucle doit done etre le plus eleve possible. Cependant, compte tenu des temps necessaires pour effectuer les deux conversions 2 et 3, le choix d'un gain aussi grand que desire n'est pas possible. En effet, dans la pratique, la boucle doit respecter le critere de Nyquist. Donc, pour des convertisseurs 2 et 3 donnes, la stabilite de la boucle est done entierement determinee par le filtrage 11 et le gain 12 de ['operation d'integration 1. Pour minimiser le retard lie au filtrage et, en consequence, preserver la stabilite de la boucle, le filtre passe-bande 11 doit etre multi pole lorsqutil est realise en temps continu. Ce type de filtre temps continu peut etre represente, au niveau du principe, comme une cascade de resonateurs d'ordre 1 encadres chacun d'amplificateurs parfaits et formant chacun un filtre d'ordre 1. La fonction de transfert de ['ensemble est la somme (en amplitude logarithmique et phase) des reponses individuelles. o Celles-ci s'obtiennent en placant ces resonateurs, en serie ou en parallele, entre un generateur 52 d'impedance interne 51 et une charge 7. Les resonateurs LC tels que representees sur les figures 2(a) et 2(b) vent envisages habituellement. La figure 2(a) illustre un resonateur eerie. II comporte un circuit LC serie 6s' en serie avec une inductance L 61 et capacite C 62., soit en, soit en parallele 6p. La figure 2(b) illustre un resonateur parallele. II comporte un circuit LC parallele 6p, en parallele avec une inductance L 61 et capacite C 62. Mais de tels filtres 11 temps continu avec de simple resonateur o LC 6 ne presentent pas une phase avec des variations minimales. Dans la pratique, le retour a zero de la phase loin de la frequence de resonance ou d'antiresonance est importante. En effet, si cela n'est pas verifie, il y a instabilite de la boucle dans laquelle un tel filtre est place. La figure 3(a) montre la reponse en phase des dispositifs de resonance des figures 2 en fonction de la frequence. L'axe des frequences est normalise par rapport a la frequence de resonance. La phase presentee par la figure 3(a) tend vers 90 quand la frequence tend vers 0 ou -90 la frequence tend vers l'infini. Or, pour avoir une variation de phase minimale, la phase doit tendre vers zero lorsque la frequence tend o vers zero ou l'infini. Donc, d'apres la figure 3(a), les filtres avec de simple resonateur LC tels que proposes sur les figures 2 ne vent pas a variation de phase "cite" minimale. La figure 2(b) represente la reponse en amplitude des dispositifs de resonance des figures 2 en fonction de la frequence. L'axe des frequences est normalise par rapport a la frequence de resonance. L'amplitude ne sature pas loin de la frequence de resonance. La forme de la reponse en amplitude explique, par relation de causalite, le type de variation en phase observee sur la figure 2(a). Afin d'avoir une bonne stabilite, tout en en ayant un gain satisfaisant, le filtre utilise 11 doit etre un filtre integrateur passe bande en temps continu avec variation de phase minimale. Plus precisement, il a une fonction de transfert de la forme: p2 + a)o p + a'2 H(P) oc QN p2 + (0o p + tj92 D o Suivant les valeurs de QN et de QD la fonction realisee differe. En effet, si QD 2 QN la fonction realisee est un filtrage de bande avec retard de phase car la phase decrot avec la frequence autour de la frequence de resonance. Si QD resonateurs 6. Les premiere, deuxieme, troisieme et quatrieme variantes de ['invention vent illustrees par les figures 4(a), 4(b), 6(a) et 6(b). Wiles proposent pour realiser un dispositif de resonance 6's, 6's2, 6p, ou 6'p2 d'ajouter au circuit LC 6 une resistance soit en eerie, soit en parallele. Dans la premiere variante du filtre selon ['invention de la figure 4(a), une resistance 63 est placee en parallele sur un resonateur serie 61 62. Ainsi, a la resonance, le resonateur 61-62 est preponderant dans le fonctionnement du dispositif de resonance 6's,. Et, loin de la resonance, o lorsque ['impedance du resonateur 61-62 est grande, la resistance 63 devient preponderante. Cela est illustre par les figures 5(a) et 5(b). La figure 5(a) representent differentes reponses en phase de cette variante du filtre 11 en fonction de la frequence pour une valeur QN = 7. Les reponses representees par les courbes c1, c2 et c3 correspondent a celles d'un filtre 11 dont la valeur respective de QD = 10, 20 et 14. L'axe des frequences est normalise par rapport a la frequence de resonance. Le dispositif de resonance 6's est un element a variation de phase minimale comme l'indique la figure 5(a). En effet, la phase tend vers O quand la frequence tend vers O ou l'infini. La figure 5(b) representent differentes rdponses en amplitude o de cette variante du filtre 11 en fonction de la frequence pour une valeur QN= 7. Les reponses representees par les courbes c1, c2 et c3 correspondent a celles d'un filtre 11 dont la valeur respective de QD = 10, et 14. L'axe des frequences est normalise par rapport a la frequence de resonance s De fa,con duale une resistance 63 peut etre placee en serie avec un resonateur de type parallele 61-62 pour composer un dispositif de resonance 6'p, comme illustre par la figure 4(b). La fonction de transfert de ce type de dispositif de resonance 6' a la forme generale suivante: 1 + QN P) QN QN 1 Q ( P 690) QD p2 + 0 p + 692 II,LC6O? = 1 et: R pour les dispositifs de resonance serie 6's,et QN =R Z( R) pourles dispositifs de resonance serie6'p. En modifiant et pla,cant differemment les elements de ces dispositifs de resonance 6' comme indique sur les figures 6(a) et 6(b), les filtres realises ont une fonction de rejection de bande avec avance de phase. Dans la troisieme variante du filtre 11 selon ['invention de la figure 6(a), une resistance 63 est placee en serie sur un resonateur LC 61-62 serie place en parallele. Ainsi, a la resonance, la resistance 63 devient preponderante dans le fonctionnement dispositif de resonance 6'S2. Et, loin s de la resonance, I'impedance du resonateur 61-62 devient grande devant la resistance 63. Cela est illustre par les reponses frequentielles de cette variante fiitre 11 en phase de la figure 7(a) et en amplitude de la figure 7(b). La figure 7(a) representent differentes reponses en phase de o cette variante du filtre 11 comportant un dispositif de resonance 6'S2 en fonction de la frequence pour une valeur QN = 7. Les reponses representees par les courbes c4, c5 et c6 correspondent a celles d'un filtre 11 dont la valeur respective de QD = 2. 5, 3.5 et 5. L'axe des frequences est normalise par rapport a la frequence de resonance. Le dispositif de s resonance 6'S2 est un element a variation de phase minimale comme l'indique la figure 5(a). En effet, la phase tend vers O quand la frequence tend vers O ou l'infini. La figure 7(b) representent differentes reponses en amplitude de cette variante du filtre 11 comportant un dispositif de resonance 6'S2 en o fonction de la frequence pour une valeur QN = 7. Les reponses representees par les courbes c4, c5 et c6 correspondent a celles d'un filtre 11 dont la valeur respective de QD = 2.5, 3.5 et 5. L'axe des frequences est normaiise par rapport a la frequence de resonance Donc, suivant le type de dispositif de resonance desire (par s exemple a retard de phase, avance de phase...), la structure de ce dispositif de resonance est realisee telle que la fonction de la resistance 63 devient preponderante sur celle du resonateur dans une ou plusieurs bandes de frequence determinee (respectivement, bandes de frequences excluant la frequence de resonance, bande de frequence incluant la o frequence de resonance...). De fa,con duale une resistance 63 peut etre placee en parallele avec un resonateur LC 61-62 de type parallele place en serie dispositif de resonance 6'p2 comme indique en figure 6(b). La fonction de transfert de ce type de dispositif de resonance 6'2 a la forme generale suivante: 1 + P + O P + Q P + 0;Z = N: 1 P + 6'o p2 + a)O p + aj2 LCmo2 = 1 QD OO P QD 1 R = _ QN 1 ( R) pour les dispositifs de resonance serie 6'S2 et QD Z 2 1 Z AN: 1 1 pour les dispositifs de resonance serie 6'p2. QD R 2RO Un filtre 11 d'ordre superieur est constitue de plusieurs elements de base que vent les dispositifs de resonance. Donc, la realisation d'un filtre 11 selon ['invention d'ordre superieur peut comporter une cascade de plusieurs d'une ou plusieurs des premieres a quatriemes o variantes de dispositifs de resonance 6's, 6's2, 6'p,, 6'p2 proposes ci- dessus. Cette cascade pour obtenir le filtre d'ordre superieur peut etre realise soit a travers des amplificateurs qui permettent une multiplication des fonctions de transfert, soit par assemblage direct pour realiser des filtres en echelle comme l'illustre la figure 8, soit par assemblage en s structure de pont equilibre comme l'illustre la figure 12. Sur la figure 8, seuls vent representes des dispositifs de resonance 6's, 6'p, comportant des elements de filtrage mais il est entendu que les combinaisons qui suivent peuvent s'etendre sans difficulte, en toute generalite, aux elements d'avance de phase 6's2'6'p2, y o compris de fa, con mixte. Le filtre 11 de la figure 8 est une cascade en echelle alternative de dispositifs de resonance 6's, 6'p. Chaque couple de dispositifs de resonance 6's, 6'p, forme une section. Le filtre 11 est constituee de N sections. Dans la pratique, il peut etre difficile de disposer d'inductances presentant de tres bons facteurs de qualite ce qui empeche de realiser ainsi (avec des inductances et des capacites) des resonateurs presentant de grandes surtensions. Or la surtension des resonateurs est un facteur fondamental pour la stabilite de boucle d'un modulateur ZA surtout dans le cas de temps de conversions importants, car plus grande est cette surtension et plus faible est la phase dans la zone critique. C'est la raison de l'utilisation des technologies de resonateurs monolithiques ou integrees, presentant de tres bonnes surtensions, telles que, de fa,con non limitative, les resonateurs a ondes acoustiques de volume (BAW) et leurs variantes TFR (Thin Film Resonators en anglais, c'est a dire resonateur a o film mince) ou FBAR (Fundamental Bulk Acoustic Resonator en anglais, c'est a dire resonateur acoustique en volume sur fondamental) ou HBAR (High order Bulk Acoustic Resonator en anglais, c'est a dire resonateur acoustique en volume d'ordre de resonance superieur), les resonateurs a ondes acoustiques de surface (SAW), les resonateurs dielectriques, les resonateurs realises en micro-technologies (MEMS)... Cependant bien souvent ces resonateurs ne vent pas de simples circuits LC 61-62, serie ou parallele, mais presentent plutat un schema equivalent illustre par la figure 9 compose d'une branche resonante serie avec les composants LC 61-62 et d'une capacite statique parallele 64. Ainsi, ils presentent a la fois une resonance et une anti-resonance. Les dispositifs de resonance 6"s, 6"p peuvent ainsi etre modifies comme illustres par la figure 1 0(a) pour un resonateur LC 61-62 serie dont le fonctionnement sera de type serie en filtrage ou de type parallele en avance de phase, et la figure et 1 0(b) pour un resonateur LC 61-62 dont le fonctionnement sera de type parallele en filtrage ou de type serie en avance de phase. Ces dispositifs de resonances 6"s, 6"p vent utilise dans le filtre 11 soit d'ordre 1, soit d'ordre superieur comme decrit plus haut, en cascade via des amplificateurs ou en couplage direct en echelle comme illustree par l'exemple de la figure 11. Dans cette figure 11, tous les o dispositifs de resonance 6"s' 6"p peuvent etre differents pour optimiser les performances de ['ensemble. II est egalement a noter que, dans cette figure, il n'y a plus de difference de structure entre filtrage a retard et avance de phase, cette difference s'operant par les ratio des resistances aux impbdances des resonateurs, la bande de frequence considdrbe et le placement du couple rbsistance - rbsonateur dans le filtre. La figure 11 appara^'t done comme une figure gbnbrique et generale dans laquelle l'une ou l'autre de la capacite statique 64 d'un s dispositif de resonance 6"s, 6"p ou de sa capacite sbrie 62 peut etre nulle. Dans le cas ou ceci se produirait pour tout les dispositif de rbsonance 6"s' 6"p, on retrouve la plus generale des structures a inductances et capacites, decrite de fa,con particuliere par la figure 8. Bien entendu la structure genbrique de la figure 11 peut, de o fa,con bvidente, se symGtriser pour un fonctionnement en differentael comme illustre par la figure 12 dans laquelle les dispositifs de rbsonance 6"p ont ['impedance double des dispositifs de resonance 6"p de la figure 11. De plus, I'impebdance 51 du dispositif source 5s et ['impedance 7 du filtre de la figure 12 sont, elles aussi, double par comparaison avec celle s du filtre de la figure 11. Une rbponse frbquentielle typique obtenue a ['aide de ce type de structure de filtre est prbsentee en phase par la figure 13(a) et en amplitude par la figure 13(b). II s'agit de la reponse linebaire approchant la rbponse en boucle ouverte d'un modulateur ZA de frbquence centrale o f0 = 3f: ou fs est la frequence d'echantillonnage. Un exemple de structure d'un tel modulateur ZA est donnee par la figure 14. Dans lequel ce modulateur ZA, la padre formee par le convertisseur analogique numebrique 2 et le convertisseur numerique analogique 3 a un temps de traitement global cumulb de 4.82 temps d'echantillonnage. Cette rdponse s tient compte du repliement de spectre apportb par le convertisseur analogique numbrique 2 et du filtrage en sinus cardinal apporte par le convertisseur numerique analogique 3. Dans l'exemple propose par la figure 14, le filtrage de boucle 11 est comporte deux filtres 11(2) et 11(3). Chacun de ces filtres 11 peut etre o dbcoupb en trots sections. Le filtrage de boucle 11 comporte en outre deux ceilules resonantes 6p(1) et 6p(4) encadrant un circuit sbrie alternant un premier amplihcateur 12(1), le premier filtre 1 1(2), un deuxieme amplificateur 12(2), le deuxieme filtre 11(3) et un troisieme amplificateur 1 2(3). Chacune des trots sections des filtres 11(2) et 11(3) comporte elle-mame deux dispositifs de resonance, l'un serie 6"s et l'autre parallele 6"p, tel qu'illustre sur la figure 11. Les cellules resonantes 6p(1) et 6p(4) vent a faible surtension car destinees a minimiser les effets sur la reponse du repliement de spectre apporte par le convertisseur analogique numerique 2. Le fonctionnement du modulateur en boucle fermee est alors stable avec les merges suivantes: + 20 degree en phase et + 3 dB en amplitude. Le tableau suivant rassemble des exemples de valeurs des o elements des differentes sections des filtres 11 (2) et 11 (3): Dispositif de resonance, - wo Ro R/Ro Section n 1 Serie 6"s(1) 0,408 10-2 1.46 0,94 Parallele 6"p(1) - 3,395 10-2 0,72 0,78 Section n 2 Serie 6"s(2) 0,480 102 1,85 1,54 Parallele 6"p(2) - 4,113 10-2 0,52 0,58 Section n 3 Serie 6"s(3) 0,421 - 10-2 1,87 1,67 Parallele 6"p(3) -3,690.10-2 0,50 0,59 Une autre structure peut etre proposee dans le cas specifique d'un fonctionnement en mode differentael. Cette structure, dont le principe s est donne par la figure 15, est une structure en pont equilibre. Le pont equilibre comporte les capacites statiques 64 des dispositifs de resonance 6"S(a) et 6"s(b) et des capacites additionnelles 62 et 623 de meme valeur. Par la presence des deux resistances 63(a) et 63 (b) et des deux branches resonantes 61-62 (a) et 61-62 (b) des dispositifs de resonance 6 S(a) et 6'S(b), il y a desequilibre du poet. Cela permet d'une part d'obtenir la reponse dans la bande et d'autre part de limiter la reponse sous la forme d'un pseudo-plateau en rejection proche dans le but de limiter les variations de la phase. Dans la bande passante, c'est a dire autour de la resonance des dispositifs de resonance 6"S(a) et 6"s(b), la compensation de I'impedance des capacites statiques additionnelles 62, et 623 peut etre realisbe par deux inductances 61, et 613. Le fonctionnement est alors optimal pour LCa',2 = 1. Ces structures en pont peuvent etre cascadees, en general s avec des frequences centrales differentes, pour obtenir un filtrage d'ordre supeneur. Les figures 16(a) et 16(b) donne un exemple de reponse frequentielle, respectivement en phase et en amplitude, en boucle ouverte d'un modulateur ZA de frequence centrale f0 = 3f: et comportant une o padre de convertisseur analogique numerique 2 et numerique analogique 3 a temps de traitement global cumule de 7,5 periodes d'echantillonnage, un filtre 11 obtenu par cascade de quatre structures de type pont illustre par la figure 15. Les frequences et impedances des resonateurs verifient :-1=150' RCm,= 0,943 et ' 0=i2,53 10-3 et+2,94 10-3. A la lecture des reponses presentees sur ces figures 16(a) et 1 6(b), le fonctionnement du modulateur en boucle fermee est stable avec les merges suivantes: + 20 degree en phase et + 3 dB en amplitude. Les convertisseurs du modulateur I;A peuvent, de maniere o generale, etre choisi pour presenter des retards superieurs a un temps d'echantillonnage. Dans un exemple de realisation du modulateur ZA, soit un, soit certains, soit tous les elements du modulateur IA vent integres surun semi-conducteur. Les resistances 63 peuvent etre soit realisbes sur un substrat s piezoelectrique, soit realisees ou reportees a l'interieur d'un bo^tier ceramique. Les caApacites 62 peuvent etre realisees ou reportees a l'interieur d'un botier ceramique. Un ou plusieurs resonateurs 61-62 peuvent etre, soit un resonateur ceramique, soit un resonateur a ondes acoustiques de surface (SAW), soit un resonateur a ondes acoustiques de o volume (BAW), ou ses variantes FBAR (Fundamental Bulk Acoustic Resonator) soit HBAR (High order Bulk Acoustic Resonator), ou TFR (Thin Film Resonator), soit un resonateur dielectrique, soit un resonateur realise en supraconducteur, soit un resonateur de type GmC [Capacite amplificateur a transconductance]. De plus, le substrat piezo-electrique des resonateurs acoustiques (SAW, BAW, TFR, FBAR, HBAR) peut etre integre sur silicium. La realisation des elements du filtre (resistance, condensateur, s inductance) sur substrat piezo-electrique permet de resoudre les problemes d'interconnections entre les elements et de simplifier la realisation respectivement du filtre. L'un des avantages de la realisation des elements du filtre (resistance, condensateur, inductance) sur substrat piezo-electrique ou a l'interieur d'un bo^'tier ceramique est une meilleure o matrise de la fonction de transfert du filtre. En outre, le filtre realise sur substrat piezo-electrique peut etre rapporte sur le semi-conducteur comportant un ou plusieurs des elements du modulateur ZA. Les exemples donnees d'application ont ete illustres par le modulateur ZA, ils peuvent etre generalises a ['application dans tout type de boucle d'asservissement. Grace a ['invention, une boucle d'asservissement comportant un nombre de latence superieur stricte a 1 peut etre realise sans risque d'instabilite de cette boucle. ::: 1 6 2837035 REVENDICATIONS 1. Filtre realisant ['integration passe-bande du signal presente sur son entree caracterise en ce que cette operation est effectuee en temps continu et en ce que ledit filtre comporte au moins un element a variation s de phase minimale. 2. Filtre selon la revendication precedente caracterise en ce qu'il comporte au moins un dispositif de resonance (6's', 6's2, 6'p', 6'p2, 6Ns et 6np) a variation de phase minimale. 3. Filtre selon la revendication precedente caracterise en ce que ledit o dispositif de resonance (6's,, 6'S2, 6'p', 6'p2, 6"s et 6"p) a variation de phase minimale comporte un resonateur (61-62, 64) et une resistance (63), dont la fonction devient preponderante sur celle du resonateur (6s, 6p eVou 64) dans une ou plusieurs bandes de frequence determinee. 4. Filtre selon la revendication precedente caracterise en ce que ledit dispositif de resonance (6's', 6'p') a variation de phase minimale est a retard de phase lorsque la fonction de la resistance est preponderante dans des bandes de frequence symetrique par rapport a la frequence de resonance et excluant la frequence de resonance. 5. Filtre selon la revendication precedente caracterise en ce que ledit o dispositif de resonance (6's,, 6'p') a variation de phase minimale a retard de phase comporte: - Soit un resonateur serie (6s) en parallele avec la resistance (64), ledit resonateur serie (6s) comportant une inductance (61) et une capacite (62) en eerie; - Soit un resonateur parallele (6p) en serie avec la resistance (64), ledit resonateur parallele (6p) comportant une inductance (61) et une capacite (62) en parallele. 6. Filtre selon la revendication precedente caracterise en ce que ledit dispositif de resonance (6'S2, 6'p2) a variation de phase minimale est a o avance de phase lorsque la fonction de la resistance (63) est preponderante dans une bande de frequence comportant la frequence de resonance. 7. Filtre selon la revendication precedente caracterise en ce que ledit dispositif de resonance (6's2, 6'p2) a variation de phase minimale a avance de phase comporte: - Soit un resonateur serie (6s) en serie avec la resistance (63), ledit resonateur serie (6s) comportant une inductance (61) et une capacite (62) en eerie; - Soit un resonateur parallele (6p) en parallele avec la resistance (63), ledit resonateur parallele (6p) comportant une inductance (61) et une capacite (62) en parallele. o 8. Filtre selon l'une quelconques des revendications 2 ou 3 caracterise en ce que ledit dispositif de resonance (6"s, 6"p) a variation de phase minimale a un schema equivalent comportant: - une premiere branche avec un resonateur serie (6s), ledit resonateur serie (6s) comportant une inductance (61) et une capacite en serie (62), s - une deuxieme branche en parallele avec le resonateur serie (6s) de la premiere branche, la deuxieme branche comportant une capacite (643 et - une resistance (63) soit en parallele avec le resonateur serie (6s) de la premiere branche et la capacite (64) de la deuxieme branche, soit en serie avec le dispositif forme par le resonateur serie (6s) et la capacite (64). o 9. Filtre selon l'une quelconque des revendications 2 a 8 caracterise en ce qu'il est d'ordre superieur. 10.Filtre selon la revendication precedente caracterise en ce que les dispositifs de resonance a variation de phase minimale vent assembles soit en cascade, soit en echelle, soit en pont equilibre. 11. Filtre selon l'une quelconque des revendications precedentes caracterise en ce que les elements le composant vent realises sur un substrat piezo-electrique ou a l'interieur d'un bo'^tier ceramique. 12.Boucle d'asservissement comportant un filtre selon l'une quelconque des revendications 1 a 10. o 13. Boucle d'asservissement selon la revendication precedente caracterise en ce qu'elle comporte un nombre de latence superieur stricte a 1. 14.Modulateur IA passe-bande formant une boucle d'asservissement, consistent en une boucle d'asservissement selon la revendication 13 comportant un convertisseur analogique numerique sur la vole directe de 18 2837035 la boucle et un convertisseur numerique analogique sur la vole retour de la boucle. 15. Modulateur IA passe-bande selon la revendication precedente caracterise en ce que: s À soit un ou plusieurs des elements composant le modulateur I4 soit tous les elements composant le modulateur IA sont integres sur un semi-conducteur, À et en ce que le filtre (11) est realise soit sur un substrat piezo- electrique rapporte sur le semi-conducteur, soit a l'interieur d'un bo^'tier