FR 2841065 A1 20031219 FR 0307074 A 20030612 La présente invention concerne un procédé relatif aux ponts de conversion montés en parallèle, procédé selon lequel les ponts de conversion sont directement reliés en parallèle et sont commandés indépendamment à partir de variables de commande. Ce procédé est également caractérisé en ce qu'il comprend une étape de commande des ponts de conversion afin de produire un signal de commutation de sortie (vecteur de commutation de sortie) sur la base des variables de commande. Les ponts de conversion réalisés à l'aide des transistors bipolaires à porte isolée IGB sont utilisés dans les commandes électriques telles que des convertisseurs de moteur ou des convertisseurs de réseau. Les convertisseurs de réseau sont généralement utilisés lorsque la commande électrique doit avoir un fonctionnement à quatre quadrants. La plage des convertisseurs utilisée est large, allant de quelques dizaines de kilowatts à plusieurs mégawatts. Même si le courant permanent admissible et les tensions maximales admissibles des transistors bipolaires à porte isolée ont beaucoup augmenté, les étages de puissance doivent toujours être reliés en parallèle si l'on utilise une puissance élevée afin de ne pas dépasser le courant permanent admissible des transistors. Il est également possible d'utiliser un montage en parallèle redondant pour améliorer l'aisance d'utilisation de la commande électrique et assurer un fonctionnement continu lors de la panne d'un ou de plusieurs convertisseur(s). Traditionnellement, les ponts de conversion commandés grâce au principe de commande de couple direct (commande DTC) pouvaient être montés en parallèle, autant pour une utilisation en tant que convertisseur de moteur, que pour une utilisation comme convertisseur de réseau en utilisant une commande de transistor temporisée du type de celle illustrée à la Figure 1, c'est-à-dire, en envoyant les mêmes instructions de commutation données par une carte de commande à tous les étages de puissance. Dans ce cas, les propriétés électriques de tous les semi-conducteurs de puissance doivent être aussi proches que possible de manière à ce que le courant soit réparti équitablement entre les transistors montés en parallèle. Il s'avère souvent difficile et fastidieux de trouver des composants suffisamment proches. En outre, si une carte de commande 1 connaît une défaillance, le système tout entier est en panne. Par conséquent, il s'avère impossible de réaliser un montage en parallèle redondant en utilisant le principe de la Figure 1. Parmi les inconvénients de cette solution figure également le fait qu'une conception entièrement modulaire du système est impossible à réaliser. Dans le cas des convertisseurs de réseau, une autre solution proposée consistait en une isolation galvanique, c'est-à-dire en l'utilisation d'un transformateur d'alimentation présentant plusieurs enroulements secondaires triphasés sur la partie d'un réseau d'alimentation en courant alternatif comme illustré à la Figure 2. Néanmoins, un tel transformateur d'alimentation est très cher et encombrant. Pour l'application dans les moteurs, un procédé correspondant à la Figure 2 consiste à utiliser un moteur avec des enroulements statoriques triphasés dont le nombre correspond à celui des unités de conversion montées en parallèle. L'isolation galvanique de cette solution nécessite, par conséquent, l'emploi d'un moteur de conception spéciale extrêmement cher. La réalisation d'un montage en parallèle redondant en utilisant la solution illustrée à la Figure 2 n'est pas économiquement raisonnable car chaque unité, en fonction de l'application, doit avoir ses propres enroulements secondaires dans un transformateur d'alimentation ou ses propres enroulements statoriques dans un moteur. L'article de Ogasawara S., Takagaki J., Akagi H., Nabae A., intitulé A Novel Control Scheme of a Parallel Current Controlled PWM Inverter (Un nouveau schéma de commande pour onduleur PWM commandé par courant monté en parallèle), paru dans la revue IEEE Transactions on Industry Applications, Volume 28, No. 5 Septembre / Octobre 1992, aux pages 1023 à 1030, présente un procédé de montage en parallèle de convertisseurs de moteur basée sur l'utilisation d'inductances de lissage du courant. Ce procédé n'est toutefois pas appliqué avec le principe de commande de couple direct. L'article de Ye Z., Boroyevich D., Choi J-Y et Lee F.C., intitulé Control of Circulating Current in Parallel Three-Phase Boost Rectifiers (Commande du courant circulant dans des élévateurs de tension triphasés en parallèle) paru dans la revue Record of APEC 2000 Conférence, Vol. 1, année 2000, pages 506 à 512, décrit un procédé de commande du courant circulant pour des ponts de conversion montés en parallèle qui utilise un modulateur PWM. Ce procédé ne peut toutefois pas être appliqué en association avec le principe de commande de couple direct. L'un des principaux objectifs de la présente invention est de proposer un procédé permettant d'éviter les inconvénients susmentionnés et de rendre possible un montage parallèle direct de ponts de conversion avec des circuits de tension intermédiaires et d'appliquer le principe de commande de couple direct de manière à ce qu'aucun composant passif supplémentaire, aucune isolation galvanique ni aucun contrôle temporisé des interrupteurs de puissance ne soient nécessaires. Cet objectif est atteint grâce au procédé proposé par la présente invention caractérisé en ce qu'il comprend également une étape de détermination de l'amplitude de la composante du courant en mode commun des ponts de conversion et l'étape de sélection d'un vecteur zéro qui sera utilisé lors de la commande comme vecteur de commutation sur la base du signe de la composante du courant en mode commun afin de minimiser le courant de mode commun des ponts de conversion. Le procédé de la présente invention est fondé sur l'idée qu'en sélectionnant le vecteur zéro à utiliser pour la commande des ponts de conversion parmi deux vecteurs possibles, le courant du mode commun peut être minimisé. Le procédé de la présente invention permet une conception et une fabrication entièrement modulaires des ponts de conversion et il peut être appliqué à des montages en parallèle de convertisseurs de réseau et de convertisseurs à moteur. Par le procédé de la présente invention, une composante du courant en mode commun circulant à travers des ponts de conversion reliés en parallèle et leur circuit intermédiaire de tension continue, c'est-à-dire, le courant circulant, est activement commandé. Grâce à ce procédé, aucune commande spéciale ni aucun filtrage ni même aucun transformateur d'alimentation ni aucun moteur de construction spéciale n'est nécessaire pour relier les ponts de conversion en parallèle. En appliquant le procédé de la présente invention, la liaison en parallèle des ponts de conversion ne déforme pas sensiblement la courbe du courant des convertisseurs. Les efforts de courant des transistors, provoqués par des courants circulants, sont également contrôlés. Des modes d'exécution de l'invention seront décrits ci-après, à titre d'exemples non limitatifs, avec référence aux dessins annexés, dans lesquels : Les Figures 1 et 2 illustrent des solutions traditionnelles. La Figure 3 illustre un circuit principal de deux convertisseurs de réseau montés en parallèle. La Figure 4 illustre un circuit équivalent au système de la Figure 3 pour le courant en mode commun. La Figure 5 propose un tableau de commutation optimale utilisé dans un procédé fondé sur la commande de couple direct. La Figure 3 est un diagramme d'un circuit principal d'un équipement qui applique le procédé selon la présente invention. Dans cette figure, deux ponts de conversion sont reliés en parallèle et les deux ponts de conversion sont commandés à l'aide d'unités de commande séparées qui ne sont pas présentes sur la figure. La Figure 3 illustre deux ponts de conversion montés en parallèle, toutefois, la présente invention peut être appliquée à plus de deux ponts de conversions montés en parallèle. En outre, le circuit de conversion de la Figure 3 est illustré comme un convertisseur de réseau qui permet que la puissance soit transférée à la fois à une charge Lo qui est directement reliée à un circuit intermédiaire de tension continue Udc illustré sur la figure et à un réseau d'alimentation Ne qui est illustré à la Figure 3 sous la forme de trois sources de tension montées en étoile. La Figure 3 illustre également les résistances R1, R2 et les inductances L1, L2 reliées au circuit principal des convertisseurs. Ces résistances et inductances peuvent être, par exemple, les propriétés électriques des filtres du réseau utilisés en association avec les convertisseurs du réseau. Afin de comprendre le procédé de la présente invention, le montage en parallèle de la Figure 3 doit être étudié d'un point de vue mathématique. Une fonction de commutation dépendant de la phase sw, peut être définie pour un convertisseur dans laquelle +1/2, lorsque la phase i est reliée à la borne positive du circuit intermédiaire de tension continue sw,= (1) -1/2, lorsque la phase i est reliée à la borne négative du circuit intermédiaire de tension continue i = a, b, c. Le vecteur spatial de la fonction de commutation, c'est-à-dire le vecteur de commutation sw, et la composante homopolaire SW0 peuvent être calculés à l'aide des équations suivantes Le vecteur de la tension u du convertisseur et la composante homopolaire u0 de la tension peuvent alors être calculés à partir du vecteur de commutation et de sa composante homopolaire et à partir de la tension continue Udc du circuit intermédiaire A partir des équations (2) à (5), on peut calculer un vecteur de commutation sw, une composante homopolaire swo, un vecteur de la tension du convertisseur u ainsi qu'une composante homopolaire de la tension u0 pour chaque combinaison d'ouverture d'un convertisseur. Le Tableau 1 indique les valeurs des vecteurs de commutation et des composantes homopolaires des vecteurs de commutation en fonction de l'utilisation de diverses combinaisons d'ouverture. Ce tableau montre qu'une composante homopolaire d'un vecteur de commutation et, par-là même, une composante homopolaire de la tension d'un convertisseur peuvent revêtir quatre valeurs différentes, à savoir-1/2, - 1/6, 1/6 et 1/2. L'amplitude de la composante homopolaire atteint ses valeurs limites lorsque le vecteur de la tension u0 ou u7 est commuté. Ces valeurs de l'amplitude de la composante homopolaire conformément au Tableau 1 sont alors de -1/2 et 1/2. swa swb swc sw 0 u -1/2 -1/2 -1/2 0 -1/2 u0 1/2 -1/2 -1/2 2/3eJ0#/3 -1/6 u] 1/2 1/2 -1/2 2/3eJ1#/3 1/6 u2 -1/2 1/2 -1/2 2/3eJ2#/3 -1/6 u -1/2 1/2 1/2 2/3eJ3#/3 1/6 u4 -1/2-1/2 1/2 2/3eJ4#/3 -1/6 u5 1/2 -1/2 1/2 2/3eJ5#/3 1/6 u6 1/2 1/2 1/2 0 1/2 u7 Tableau 1 Les équations relatives à la tension dépendante de la phase du montage en parallèle des deux ponts de conversion illustré à la Figure 3 sont les suivantes : Si l'on reprend les références annotées à la Figure 3, l'équation relative au courant circulant, c'est-à-dire, la composante homopolaire io des courants des ponts de conversion s'écrit : où les indices 01 et 02 se réfèrent aux composantes du courant en mode commun du convertisseur supérieur et du convertisseur inférieur. Les fonctions de commutation dépendantes de la phase peuvent être représentées comme la somme des composantes en mode commun et en mode partiel swa = y + swo , swb = swb + swo et sw = SW + swo (10) où la somme des composantes en mode différentiel est zéro, c'est-àdire, où sw'a + sw'b + sw'c = 0. Puis, en combinant les équations (6) à (8) et en prenant en compte les équations (9) et (10), on obtient le modèle suivant pour le système homopolaire du montage en parallèle de la Figure 3 : {sw02 -swol)udc -(R, +R2)i0 -(Z, dio (11) dt Le montage en parallèle équivalent au système homopolaire correspondant à l'équation 11 est illustré à la Figure 4. Le montage en parallèle équivalent de la Figure 4 peut également être appliqué à un filtre LCL de réseau. Dans l'équation (11) et à la Figure 4, L1 est alors la somme des inductances d'un filtre LCL du convertisseur 1 et, de même, L2 est alors la somme des inductances d'un filtre LCL du convertisseur 2. Les condensateurs reliés en triangle ou montés en étoile à commun flottant du filtre LCL n'affectent pas le système homopolaire étant donné que l'on sait qu'ils ne constituent pas un chemin pour le courant de mode commun. Dans un procédé de commande fondé sur la commande de couple direct, on utilise un tableau de commutation optimale ainsi que les variables logiques nécessaires à la constitution dudit tableau afin de constituer les instructions de tension de sortie d'un convertisseur, comme cela est illustré à la Figure 5. Le tableau de commutation optimale 51 comprend, pour chaque combinaison de variables logiques entrantes, des informations concernant la manière de constituer les tensions de sortie du convertisseur. Les variables logiques K, #, T sont définies à partir de la comparaison des valeurs réelles estimées et des variables de référence. Le bloc 54 de la Figure 5 est un sélecteur de position qui définit l'angle de position du vecteur de flux estimé et qui produit, à sa sortie, la variable logique K. Le vecteur de flux estimé est illustré à la Figure 5 par ses composantes #x, #y. Par conséquent, la valeur de la variable K change lorsque le vecteur de flux passe d'une zone à une autre. Dans le cas illustré, la variable logique K du sélecteur de position peut prendre six valeurs différentes ce qui fait que le cercle de flux est divisé en six secteurs d ifférents. La variable logique # agit sur l'amplitude de couplage du flux statorique d'un appareil électrique. Cette variable peut prendre deux valeurs différentes qui décrivent un besoin d'augmentation ou un besoin de réduction de l'amplitude du flux. Le bloc 52 qui évalue le besoin de changement de l'amplitude du flux obtient, à son entrée, une variable de référence #ref qui décrit la valeur réelle # de l'amplitude de couplage du flux statorique par rapport à la valeur #ref du flux souhaité. De même, la variable logique T peut prendre trois valeurs différentes. Cette variable T décrit le besoin d'augmentation, de réduction ou de maintien du couple produit par un appareil électrique. A son entrée, le bloc 53 qui évalue le besoin de changement du couple, obtient une valeur de référence Tref du couple qui représente la relation entre le couple te produit par l'appareil électrique et le couple désiré fe,ref. Les blocs 52 et 53 agissent, par conséquent, comme des comparateurs à hystérésis définissant le besoin de changement de l'état de leur sortie à partir d'un signal entrant. Les trois variables logiques susmentionnées K, #, T sont intégrés à un tableau de commutation optimale qui, à partir de ces variables, détermine le vecteur de commutation de l'onduleur. Les variables susmentionnées intégrées au tableau de commutation optimale sont décrites en référence à un convertisseur à moteur. La charge du convertisseur est alors un moteur. Dans ce cas, un modèle électrique du moteur est réalisé afin d'être utilisé pour l'évaluation des valeurs réelles susmentionnées. Dans les procédés fondés sur le principe de commande de couple direct, la seule mesure directe du processus s'effectue lorsque l'amplitude du courant est définie. Dans le cas d'un convertisseur de réseau, les propriétés d'un réseau d'alimentation peuvent être utilisées de façon traditionnelle comme variables d'un tableau de commutation optimale comme cela a été exposé ci-dessus. Un vecteur de couplage de flux d'un onduleur de réseau peut alors être calculé à l'aide d'une intégrale de la tension # = ## dt (12) et le couple proportionnel à la puissance à transférer peut être calculé par le produit croisé du vecteur du courant déterminé par la mesure et du vecteur de couplage du flux. te = ##### (13) La référence de couple te,ref peut être produite à partir de la différence entre la tension de référence du circuit intermédiaire et la tension du circuit intermédiaire mesurée au moyen, par exemple, d'un contrôleur de tension du circuit intermédiaire. La référence #ref de la valeur absolue du couplage du flux est constituée, par exemple, au moyen d'une mesure de la puissance réactive en comparant la puissance réactive estimée qest à la référence de puissance réactive qref. Un filtre passe-bas relié aux redresseurs de réseau est généralement utilisé entre l'onduleur et le réseau. Si le filtre est de type filtre L, l'équation suivante peut être utilisée pour évaluer la puissance au repos : qest =(#v##)# (14) où # est la fréquence angulaire électrique correspondant à l'onde fondamentale du réseau et #y est le vecteur de couplage de flux du réseau. Le vecteur de couplage de flux du réseau est défini à l'aide de l'équation suivante : #v=#-L# (15) où L est l'inductance du filtre du réseau. A l'aide des équations (12) à (15), les propriétés du réseau peuvent être déterminées de manière à ce qu'un procédé fondé sur la commande de couple direct puisse également être utilisée facilement en association avec un onduleur de réseau. Conformément au procédé selon la présente invention, les ponts de conversion montés en parallèle sont commandés de manière indépendante à partir des variables de commande. Ce procédé comprend également l'étape de commande des ponts de conversion pour qu'ils produisent un vecteur de commutation de sortie à partir des variables de commande. Comme précédemment mentionné, le vecteur de commutation de sortie correspondant à une combinaison d'ouverture spécifique des interrupteurs des ponts de conversion est défini à partir du tableau de commutation optimale. Le Tableau 1 indique les combinaisons d'ouverture potentielles pour un système triphasé. Huit vecteurs de commutation de sortie sont ainsi constitués. Deux de ces huit vecteurs de commutation sw sont nuls et ces deux vecteurs sont appelés vecteurs zéro. Conformément au Tableau 1, les vecteurs de tension uo et 1!7 du convertisseur correspondent aux vecteurs zéro. Comme l'indique le tableau, tous les interrupteurs de pont sont commutés par la tension positive (u7) ou la tension négative (u0) du circuit intermédiaire de tension. Etant donné que les paires de commutateurs constituent une sortie par phase du convertisseur, de la manière illustrée à la Figure 3, les phases du convertisseur sont court-circuitées dans ces cas-là et le courant engendré par la tension de mode différentiel ne circule pas à travers le circuit intermédiaire. Le courant de mode commun, en revanche, peut circuler à travers le circuit intermédiaire de tension continue à condition que les tensions de mode commun des ponts de conversion montés en parallèle soient différentes étant donné que les ponts de conversion montés en parallèle constituent un chemin de courant établi, comme illustré par la figure 3. Dans le procédé selon la présente invention, l'amplitude du courant de mode commun des ponts de conversion est déterminée. Elle est de préférence définie de manière à pouvoir mesurer l'amplitude des courants de phase des ponts. Si la somme des courants de phase est différente de zéro, un courant de mode commun circule. Dans un système triphasé, comme dans un moteur, la tension est généralement délivrée au stator du moteur dans lequel les autres extrémités des enroulements sont reliées les unes aux autres. La somme des courants de phase est, par conséquent, égale à zéro si les courants de fuite capacitifs ne sont pas pris en compte. Dans ce cas, il suffit de mesurer le courant de deux phases pour déterminer le courant de la troisième phase. Dans la méthode de la présente invention, néanmoins, les courants de phase doivent être déterminés à partir de la mesure séparée du courant de chaque phase. Le courant de mode commun peut alors être trouvé en additionnant les courants de phase. Une autre solution pour déterminer l'amplitude du courant est de constituer un transformateur de courant séparé dont le circuit primaire est constitué de toutes les phases des convertisseurs. L'amplitude du courant de somme, c'est-à-dire le courant de mode commun, s'obtient à partir du secondaire dudit transformateur. Une troisième solution pour déterminer l'amplitude du courant de mode commun consiste à mesurer le courant de deux phases et les courants des conducteurs du circuit intermédiaire de tension continue individuellement ou conjointement à l'aide d'un transformateur de courant de mode commun. Conformément aux descriptions précédentes et aux illustrations de la Figure 5, la variable logique T est utilisée pour sélectionner l'augmentation du vecteur de la tension, la baisse du vecteur de la tension ou le maintien du couple (lorsque l'on utilise un convertisseur à moteur) ou encore la commutation par la sortie du convertisseur de la tension du circuit intermédiaire (lorsque l'on utilise un convertisseur de réseau). Si la variable T prend la valeur 0, le couple ne devra pas, alors, être augmenté. Dans le procédé traditionnel fondé sur la commande de couple direct, lorsque la variable logique T, qui dépend de la valeur réelle et de la valeur de réglage du couple prend la valeur 0, un vecteur zéro est sélectionné à la sortie du convertisseur. Le choix entre les deux vecteurs zéro possibles dépend du vecteur (signal) actif précédent de façon à ce que lorsque l'un des commutateurs passe à un vecteur zéro, l'état de commutation d'un seul pont est modifié. Lorsque les vecteurs de tension sont définis comme dans le Tableau 1, l'un des commutateurs se commute à partir des vecteurs de tension Y.1, u3, u5 et du vecteur zéro uo. En même temps, l'autre se commute à partir des vecteurs de tension U2, u4 et u6 vers le vecteur zéro u7, conformément au procédé de commande traditionnel. Dans le procédé selon la présente invention, un vecteur zéro à utiliser comme vecteur de commutation lors de la commande est sélectionné à partir du signe de la composante du courant de mode commun afin de minimiser le courant de mode commun des ponts de conversion. En ce qui concerne les variables du mode différentiel, les vecteurs zéro présentent des valeurs égales, ce qui signifie que, dans le transfert de la puissance active et réactive, l'utilisation de tel ou tel vecteur zéro n'a quasiment aucune répercussion. Les composantes homopolaires de la tension du convertisseur, associées à divers vecteurs zéro, sont toutefois différentes et leurs amplitudes sont de beaucoup supérieures à celles des composantes homopolaires d'autres vecteurs de tension, ce qui peut être observé à partir des considérations mathématiques précédentes. Le Tableau 1 montre que les amplitudes des composantes homopolaires des vecteurs de tension actifs parallèles sont aussi élevées mais de signe opposé. Dans le procédé traditionnel fondé sur le principe de commande de couple direct, environ le même nombre de vecteurs de tension actifs parallèles sont commutés par position. Par conséquent, le courant de mode commun engendré par les vecteurs de tension actifs est en moyenne égal à zéro. Ceci signifie que le courant de mode commun qui passe entre les ponts de conversion peut être affecté, selon le principe de la présente invention, par la sélection des vecteurs zéro. Le courant de mode commun est minimisé si le vecteur zéro à commuter est sélectionné, conformément à la présente invention, à partir de la composante homopolaire du courant, c'est-à-dire, à partir du courant de mode commun, de la manière suivante : Lorsque i0 > 0, le vecteur zéro u0 (---) est sélectionné (16) io Lorsque le vecteur zéro est sélectionné, conformément à la présente invention, à l'aide de l'équation (16), l'expression (SW02-SW01) de l'équation (11) prend la valeur +1 ou -1, en fonction du signe du courant de mode commun du convertisseur. Conformément à la présente invention, le courant circulant io est par conséquent toujours positionné proche de zéro car le courant circulant et sa dérivée sont de signe opposé. Ceci peut être démontré en introduisant (SW02-SW01) = -1 à l'équation (11) lorsque io circule dans le sens positif, c'est-àdire dans le sens des aiguilles d'une montre, comme illustré à la Figure 3, et en introduisant (SW02-SW01) = 1 lorsque le sens de circulation de io est négatif. Ces deux introductions peuvent être associées dans une même équation : Cette équation montre qu'en utilisant le procédé selon la présente invention, le courant circulant est toujours réglé proche de zéro lorsque le vecteur à commuter est sélectionné conformément à l'équation (16). La présente invention est décrite ci-dessus en référence au procédé de commande fondé sur le principe de commande de couple direct. Il est néanmoins évident que les ponts de conversion peuvent être commandés selon divers procédés. La présente invention peut être appliquée au procédé dans lequel la position de commutation de la sortie du convertisseur est sélectionnée à partir des variables de commande et dans laquelle les ponts de conversion sont montés en parallèle. Par conséquent, en sélectionnant le vecteur zéro conformément à la présente invention, l'amplitude de la composante du courant de mode commun peut être minimisée indépendamment du procédé effectivement utilisé pour la commande du pont de conversion. Il paraîtra évident à toute personne spécialisée en la matière que l'idée de base de la présente invention peut être appliquée de diverses façons. REVENDICATIONS 1. Procédé pour la conversion d'un courant électrique à l'aide d'un circuit à ponts de conversion montés en parallèle dans lequel les ponts de conversion sont directement montés en parallèle et sont commandés de façon indépendante à partir de variables de commande ; ledit procédé comprenant une étape de commande des ponts de conversion, afin que ces derniers produisent un vecteur de commutation de sortie à partir des variables de commande, caractérisé en ce que le procédé comprend en outre les étapes de détermination de l'amplitude de la composante du courant de mode commun des ponts de conversion et de sélection d'un vecteur zéro à utiliser comme vecteur de commutation lors de la commande à partir du signe de la composante du courant de mode commun afin de minimiser le courant de mode commun des ponts de conversion. 2. Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que la commande des ponts de conversion s'effectue à l'aide d'un procédé fondé sur la commande de couple direct et par lequel: un modèle électrique de la charge des ponts de conversion est formé, un vecteur de couplage du flux est estimé à partir du modèle électrique le couple est estimé à partir du modèle électrique et les vecteurs de commutation des ponts de conversion sont définis à partir de la valeur de réglage du couple, de la valeur estimée du couple, la valeur de réglage de la valeur absolue du vecteur de couplage du flux et du vecteur de couplage de flux estimé. 3. Procédé selon l'une des revendications 1 et 2, caractérisé en ce que la définition de l'amplitude de la composante du courant de mode commun comprend une étape de définition de l'amplitude des courants de toutes les phases des ponts de conversion et de somme des amplitudes de courant afin d'atteindre l'amplitude du courant de mode commun.