FR 2831717 A1 20030502 FR 0113933 A 20011025 La présente invention concerne de manière générale une méthode de réduction d'interférence dans un système de réception multi-capteur ainsi qu'un système de réception multi-capteur mettant en oeuvre ladite méthode de réduction d'interférence. L'invention trouve plus particulièrement application dans le domaine de l'annulation d'écho acoustique pour la prise de son et dans le domaine de la téléphonie mains libres. Préalablement à l'exposé de l'état de la technique, nous ferons certaines conventions terminologiques et préciserons certaines notations. Ces conventions et précisions sont valables pour l'ensemble de la description. On appellera capteur tout dispositif capable de transformer une grandeur physique en un signal de mesure, par exemple une antenne ou un transducteur acoustique. On appellera système de réception multi-capteur un système de réception utilisant une pluralité de tels capteuis. On appelera antenne multi-capteur une antenne constituée d'une pluralité de tels capteurs, par exemple un réseau de capteurs. Le terme de gain ne sera pas compris au sens strict et recouvrera par la suite à la fois l'amplification (gain supérieur à 1) et d'atténuation (gain inférieur à 1). La notation A (,/), représente une grandeur a à l'instant t et à la fréquence Ceci permet de décrire une grandeur dans le domaine fréquentiel mais qui varie au cours du temps. Comme on le sait, le passage du domaine temporel au domaine fréquentiel nécessite une observation de la grandeur a dans une fenêtre temporelle. En ce sens, on entend que , ) est une valeur connue à l'instant t, mais que son calcul a pu nécessiter une observation de la grandeur a pendant une certaine durée. A (t, f) pourra être obtenu à partir de a au moyen d'une estimation spectrale dans une fenêtre temporelle. A (t, J) peut être un signal, une grandeur spectrale, ou la fonction de transfert d'un filtre variant au cours du temps. Par la suite on emploiera indifféremment les notations A (t, et a pour désigner une grandeur a dont le spectre varie au cours du temps. La notation a (t) est réservée à une grandeur a à l'instant t, variant dans le temps. La notation A (f), quant à elle, représente une grandeur a à la fréquence f, restant invariante dans le temps (par exemple la caractéristique de transfert d'un filtre invariant). La notation "^" désigne dans la suite l'estimation de la grandeur à laquelle elle s'applique. La Fig. 1 représente de manière schématique un système de réception multicapteur connu de l'état de la technique. Un tel système comprend typiquement une pluralité de capteurs 1001,.., 100N transformant une grandeur physique en des signaux reçus XI (t, f),.., XN (t, f), respectivement. Ces signaux sont ensuite utilisés pour effectuer une formation de voie (beamforming) à l'aide des filtres 110".., 110N et du sommateur 120. Plus précisément, les signaux (t, f),.., VN (t, f) en sortie des filtres 110j,.., 110N sont sommés dans le sommateur 120 pour fournir un signal, dit signal d'antenne, noté Y (t, f). Les filtres en question introduisent des retards et/ou des déphasages ainsi qu'une pondération des signaux reçus. Il est clair que, dans le cas général, les fonctions de transfert de ces filtres peuvent dépendre à la fois du temps et de la fréquence. En pratique, les filtres 1101,.., 1 ION effectuent simplement une multiplication à l'aide de coefficients de pondération complexe. Ces coefficients sont déterminés en fonction du diagramme de réception souhaité, de manière à ce que le lobe principal du diagramme de réception pointe dans la direction d'une source de signal utile et possède un angle d'ouverture donné. Le choix des coefficients est également dicté par le niveau d'atténuation souhaité des lobes secondaires. De la même façon, ces coefficients peuvent être déterminés de manière à introduire un ou des zéros dans le diagramme de réception pour des directions dans lesquelles se trouvent des sources interférentes. De surcroît, les coefficients peuvent être calculés de manière adaptative afin de poursuivre une source de signal utile mobile ou de réduire des interférences arrivant sous un angle d'incidence variable. Toutefois, cette technique de réduction d'interférences au moyen du diagramme de réception ne permet pas d'éliminer des signaux interférents reçus par le lobe principal du diagramme, lobe qui peut être large si le nombre de capteurs est faible. Une autre technique d'élimination de signaux interférents fait appel à la connaissance ou à l'estimation de ces signaux. Elle est notamment utilisée pour l'annulation d'écho. On rappelle qu'un écho est généré dans un système de transmission lorsqu'un signal émis est réfléchi vers l'émetteur après s'être propagé dans le canal de transmission, la réflexion pouvant être due à des caractéristiques du canal (défaut d'adaptation d'impédance notamment) ou à un couplage entre un récepteur et un émetteur à l'extrémité proche (near end) ou lointaine (far end) du canal. La Fig. 15 illustre une situation simple de génération d'écho. On y a représenté un terminal multi-média 1500 comprenant un moniteur 1510, une paire de haut- parleurs 1520 et une antenne acoustique multi-capteur 1530 constituée de microphones. Le canal de transmission est caractérisé par les trajets de propagation directs entre les haut-parleurs et l'utilisateur (placé devant le terminal multi-média). Les flèches 1540 illustrent le phénomène de génération d'écho, attrribuable ici au couplage acoustique entre les haut-parleurs et l'antenne acoustique. Le couplage est dû aux chemins de propagation entre les haut-parleurs et l'antenne ainsi qu'aux réflexions des signaux émis par les haut-parleurs sur l'environnement du terminal (personnes, murs, objets etc.). La Fig. 2 reproduit de manière schématique un système connu de réception à annulation d'écho, tel que décrit par exemple dans l'article de W. Kellermann intitulé Strategies for combining acoustic echo cancellation and adaptive beamforming microphone arrays publié en Avril 1997 dans Proc. ICASSP-1997, Vol. 1, pages 219-222. On retrouve sur la Fig. 2, le système multi-capteur de la Fig. 1 constitué des capteurs 2001,.., 200N, des filtres 2101,.., 210N et du sommateur 220. Le système comprend en outre un élément 201 symbolisant un capteur ou une prise permettant d'obtenir un signal de référence e du signal interférent, noté encore E (t/) en représentation fréquentielle. De manière générale, on appellera signal de référence du signal interférent, un signal capté ou prélevé, permettant de reconstruire le signal interférent. Par exemple, dans le système de la Fig. 15, le signal de référence pourra être le signal transmis à un haut-parleur et l'élément 201 pourra être une prise sur le circuit de commande du haut-parleur. Le signal de référence e est filtré par un filtre annuleur d'écho 205 de fonction de transfert He (t, f). Ce filtre modélise en fait le canal de propagation de l'écho. La sortie du filtre est soustraite du signal d'antenne 230 pour fournir un signal Z (t, f), idéalement débarassé de l'écho. Dans le contexte de signaux audio ou de parole, cette technique d'annulation d'écho est encore appelée annulation d'écho acoustique adaptative. En effet, les coefficients du filtre annuleur d'écho 205 sont calculés de façon adaptative dans le module de calcul 206, de manière à minimiser la valeur quadratique moyenne du signal d'erreur Z (t, f). Si plusieurs sources interférentes sont présentes, il est difficile de mettre en oeuvre la technique d'annulation d'écho acoustique adaptative. Par exemple, dans le cas d'un terminal multi-média, si le son est spatialisé (plusieurs hauts-parleurs reproduisant alors des composantes spatiales différentes) la prise en compte de tous les échos est extrêmement complexe. En outre, lorsque l'antenne est multivoie, c'est-à-dire si plusieurs diagrammes de réception sont générés par une pluralité de jeux de filtres de voie différents, le probème de l'annulation d'écho pour les différentes voies est quasiment insoluble. Au demeurant, les performances des annuleurs d'écho acoustique sont limitées par la taille de la salle dans laquelle est utilisé le système de prise de son. En effet, dans le cas de grandes salles, l'annuleur d'écho doit identifier une réponse impulsionnelle acoustique (fonction de transfert He (t, f)) qui peut atteindre plusieurs secondes, ce qui entraîne un accroissement considérable de la complexité numérique de l'algorithme d'adaptation. De surcroît, la durée de la réponse impulsionnelle à identifier influe directement sur les performances de l'algorithme : le temps de convergence (c'est-àdire la vitesse d'adaptation du filtre) ainsi que le désajustement (c'est-à-dire la différence entre la réduction effective du niveau de l'écho et réduction maximale théorique) augmentent avec la durée de la réponse impulsionnelle. Ainsi, si la réponse impulsionelle change brusquement, le nouvel écho pourra être filtré de manière erronée pendant plusieurs secondes, ce qui peut s'avérer particulèrement gênant à l'oreille. L'objectif général de la présente invention est de proposer une méthode d'élimination de signaux interférents pour un système de réception multi-capteur, qui ne présente pas les inconvénients de l'état de la technique. En particulier, un des buts de la présente invention est de proposer une méthode d'élimination de signaux interférents, notamment d'un écho, présentant une vitesse d'adaptation plus élevée que dans l'état de la technique. Un but subisidiaire de la présente invention est de proposer une méthode d'élimination simple de signaux interférents capable de prendre en compte une pluralité de sources interférentes, y compris lorsque le système de réception est multivoie. Le problème est résolu par l'invention définie par une méthode de réduction d'interférence pour un système de réception utilisant une antenne multicapteur et au moins un formateur de voie fournissant un signal d'antenne à partir des signaux reçus par les différents capteurs de ladite antenne. Selon cette méthode, on estime, à partir d'un signal de référence permettant de régénérer ladite interférence, la fonction de transfert d'un premier filtre, dit premier post-filtre, et l'on filtre ledit signal d'antenne par ledit premier post-filtre. Avantageusement, ladite fonction de transfert est obtenue à partir d'une estimation à court terme et d'une estimation à long terme de la densité spectrale dudit signal de référence, par exemple à partir d'un rapport entre ce deux estimations. L'estimation à court terme et l'estimation à long terme de la densité spectrale sont préférentiellement obtenues par filtrage passe-bas d'un spectre du signal de référence. Par exemple, l'estimation à court terme (bëe CT (t, f) de la densité spectrale est obtenue par un filtrage récursif du type : où E (tj) est une composante spectrale du signal de référence à la fréquence f et au temps t, a est un coefficient compris entre 0 et 1, a est le retard dans la boucle du filtrage récursif et. * désigne l'opération de conjugaison et l'estimation à long terme ÎD (t, f) de la densité spectrale est obtenue par un filtrage récursif du type : ee où ai et a2 sont des coefficients tels que O Selon un second mode de réalisation, les signaux reçus par les différents capteurs étant filtrés par au moins un jeu de filtres de voie avant d'être sommés pour fournir ledit signal d'antenne, on estime la fonction de transfert d'un second filtre, dit second post-filtre, à partir desdits signaux reçus, avant ou après filtrage par lesdits filtres de voie, et l'on filtre le signal d'antenne par ledit second post-filtre. Avantageusement, la fonction de transfert dudit second post-filtre est estimée à partir d'une moyenne des densités spectrales de puissance et d'une moyenne des densités interspectrales de puissance desdits signaux reçus, après filtrage par lesdits filtres de voie. Par exemple, la fonction de transfert W, (tj) dudit second post-filtre est estimée par : où C (t, f) et dz f) sont respectivement des estimées des densités spectrales et densités interspectrales de puissance des signaux reçus après filtrage de voie, b, (f) sont les fonctions de transfert des différents filtres de voie débarassées des termes de remise en phase, N est un nombre de capteurs de l'antenne et y (. ) désigne la valeur réelle ou le module. Selon une autre variante du second mode de réalisation, les signaux reçus par les différents capteurs étant filtrés par au moins un jeu de filtres de voie avant d'être sommés pour fournir ledit signal d'antenne, on estime la fonction de transfert d'un second filtre, dit second post-filtre, à partir desdits signaux reçus après filtrage par lesdits filtres de voie, ainsi qu'à partir du signal d'antenne, et l'on filtre le signal d'antenne par ledit second post-filtre. Avantageusement, la fonction de transfert dudit second post-filtre est estimée à partir d'une moyenne des densités interspectrales de puissance desdits signaux reçus, après filtrage par lesdits filtres de voie, et d'une estimation de la densité spectrale du signal d'antenne. Par exemple, la fonction de transfert W, j) dudit second post-filtre est estimée par : où (I) vv (t, f) et Ô (t, f) sont respectivement les densités spectrales et interspectrales de puissance des signaux reçus après filtrage de voie, bu./) sont les fonctions de transfert des différents filtres de voie débarassées des termes de remise en phase, N est un nombre de capteurs de l'antenne et y (.) désigne la valeur réelle ou le module. Avantageusement, le filtrage du signal d'antenne par le premier post-filtre et celui du second post-filtre sont appliqués de manière combinée, en filtrant le signal d'antenne au moyen d'un post-filtre, dit premier post-filtre combiné ayant pour fonction de transfert une combinaison des fonctions de transfert desdits premier et second postfiltres. Selon un troisième mode de réalisation, on effectue une analyse statistique de composantes spectrales de la fonction de transfert du second post-filtre et/ou de la fonction de transfert du premier post-filtre combiné et que l'on en déduit une indication de présence ou d'absence d'un signal utile. Selon une variante du troisième mode de réalisation, l'analyse statistique est également effectuée sur des composantes spectrales de la fonction de transfert du premier post-filtre. Avantageusemnt, ladite analyse statistique utilise un critère de taux d'occupation spectrale et/ou de variance desdites composantes spectrales. Selon le troisième mode de réalsation, on génère un signal de commutation à partir de ladite indication de présence ou d'absence de signal utile et l'on filtre le signal d'antenne au moyen du premier post-filtre combiné lorsque le signal de commutation est dans un premier état et on le filtre au moyen d'un second post filtre combiné lorsque le signal de commutation est dans un second état, la fonction de transfert du second post-filtre combiné étant une combinaison de la fonction de transfert du premier post-filtre et d'une atténuation prédéterminée. Selon un quatrième mode de réalisation, les signaux reçus étant filtrés par une pluralité de jeux de filtres de voie pour former une pluralité de signaux de voie, on effectue une analyse statistique de composantes spectrales des fonctions de transfert des seconds post-filtres associés aux différents jeux de filtres de voie et que l'on en déduit la voie présentant la plus forte probabilité de présence d'un signal utile. Selon une varainte du quatrième mode de réalisation, l'analyse statistique est également effectuée sur des composantes spectrales de la fonction de transfert du premier postfiltre. Avantageusement, ladite analyse statistique utilise un critère de taux d'occupation spectrale et/ou de variance desdites composantes spectrales. Le signal d'antenne est alors obtenu à partir des signaux de voie relatifs à la voie présentant la plus forte probabilité de présence de signal utile. L'invention est également définie par un système de réception comportant une antenne multicapteur, au moins un formateur de voie et des moyens de réduction d'interférence, lesdits moyens de réduction d'interférence étant adaptés à mettre en oeuvre ladite méthode de réduction d'interférence. Les caractéristiques de l'invention mentionnées ci-dessus, ainsi que d'autres, apparaîtront plus clairement à la lecture de la description suivante d'exemples de réalisation, ladite description étant faite en relation avec les dessins joints. La Fig. 1 représente schématiquement un système de réception multi-capteur connu de l'état de la technique ; La Fig. 2 représente schématiquement un système de réception multi-capteur avec annulation d'écho, tel que connu de l'état de la technique ; La Fig. 3A représente schématiquement un système de réception multi-capteur selon un premier mode de réalisation de l'invention ; La Fig. 3B représente schématiquement un système de réception multi-capteur selon une variante du premier mode de réalisation de l'invention ; La Fig. 4 représente schématiquement un système de réception multi-capteur selon un second mode de réalisation de réalisation de l'invention ; La Fig. 5 représente schématiquement un système de réception multi-capteur selon une variante du second mode de réalisation de l'invention ; La Fig. 6 représente schématiquement un système de réception multi-capteur avec détection de signal utile ; La Fig. 7 représente schématiquement un système de réception multi-capteur selon un troisième mode de réalisation de l'invention ; La Fig. 8 représente schématiquement un module du système de réception multi- capteur représenté en Fig. 7 selon une première variante de réalisation ; La Fig. 9 représente schématiquement un module du système de réception multicapteur représenté en Fig. 7 selon une seconde variante de réalisation ; La Fig. 10 représente schématiquement un autre module du système de réception multi-capteur représenté en Fig. 7 ; La Fig. 11 représente schématiquement un système de réception multi-capteur selon un quatrième mode de réalisation de l'invention ; La Fig. 12 représente un exemple de système de réception multi-capteur selon le troisième mode de réalisation de l'invention ; La Fig. 13 représente schématiquement un module du système de réception multi-capteur représenté en Fig. 12 ; La Fig. 14 représente schématiquement un autre module du système de réception multi-capteur représenté en Fig. 12 ; La Fig. 15 représente schématiquement un contexte d'application d'un système de réception multi-capteur selon l'invention. On se réfère à nouveau au contexte d'un système de réception multi-capteur et au cas où l'on dispose d'une référence du signal interférent. La Fig. 3A illustre un premier mode de réalisation de l'invention. On y retrouve le système de réception comprenant une pluralité de capteurs 3001,.., 300N, des filtres 3101,.., 310N et un sommateur 320 réalisant la formation de voie. Un élément 301, capteur ou prise, fournit un signal de référence e du signal interférent. Un module d'estimation 351, qui sera détaillé plus loin, calcule à partir dudit signal de référence la fonction de transfert We (t, f) d'un filtre 350 en sortie d'antenne, dénommé pour cette raison post-filtre . Le post-filtre 350 reçoit du module d'estimation les informations lui permettant de réaliser ladite fonction de transfert. Le signal de voie (ou d'antenne) Y (tj) filtré par le post-filtre 350 est noté Z (tu). De manière générale, la fonction de transfert We (t, f) du post-filtre est déterminée de manière à ce qu'en l'absence de signal interférent, elle vaille 1 (le filtre 350 est transparent ) et qu'en cas d'émergence d'un signal interférent, elle atténue les composantes fréquentielles du signal d'antenne correspondant aux composantes énergétiques du signal interférent. Plus précisément, le module d'estimation 351 calcule avantageusement la fonction de de transfert We (t, f) du post-filtre de la manière suivante : où cÎ > (t, f) est la densité spectrale de puissance (dsp) du signal de référence e, ee estimée à court terme et oùcÎ > (t, f) est la densité spectrale de puissance du signal de ee référence e, estimée à long terme. L'estimation à long terme permet de suivre l'évolution du bruit de fond et celle à court terme les émergences du signal interférent. En présence de bruit de fond seul, autrement dit en l'absence de signal interférent, la fonction de transfert We (t, j) est proche de 1. En revanche, en présence d'un signal interférent, la fonction de transfert We (t, j) représente l'inverse de la puissance spectrale de ce signal, ramenée à la puissance du bruit de fond. Il est clair que des expressions de We (t, f) autres que celle donnée en (1) pourraient également convenir dans la mesure où elles permettraient d'atténuer les composantes fréquentielles correspondant aux composantes fréquentielles énergétiques du signal interférent. Les densités spectrales à court terme et à long terme sont estimées à partir d'un moyennage d'un périodogramme du signal de référence. Avantageusement, ce moyennage est effectué de manière récursive : où a est une constante, dite constante de temps à court terme, comprise entre 0 et 1 et où al et a2 sont des constantes telles que Ova2 Les constantes a, al et c sont des facteurs d'oubli : la valeur de a] est choisie très proche de 1 de manière à prendre en compte le passé sur une longue période alors que les valeurs de a, et c sont choisies plus faibles de manière à réagir plus rapidement aux variations de densité spectrale du signal de référence. D'autres types de filtrage passe-bas peuvent bien entendu être envisagés pour le moyennage du périodogramme du signal de référence. Bien que la méthode d'estimation de la densité spectrale à long terme et à court terme exposée ci-dessus opère dans le domaine fréquentiel, il est clair cependant que des méthodes d'estimation spectrale dans le domaine temporel peuvent égalemement être utilisées, par exemple à partir d'une autocorrélation du signal de référence e. La Fig. 3B illustre une variante du premier mode de réalisation de l'invention. Cette variante s'applique en présence d'une pluralité de signaux interférents. Soit el,.., ep les signaux de référence respectifs relatifs à ces signaux interférents, tels que prélevés ou reçus en 301J,.., 301p. Les signaux el,.., ep font l'objet d'une estimation spectrale à court terme et à long terme dans les modules d'estimation respectifs 351j,.., 351p. Chacun de ces modules calcule également une fonction de transfert d'un post-filtre selon 1. Les fonctions de transfert élémentaires sont 1 p ensuite combinées dans un module de combinaison 352 pour fournir une fonction de transfert globale We (tau) Le terme de combinaison doit être pris ici au sens large : il peut s'agir notamment d'une combinaison linéaire ou, préférentiellement d'une multiplication des fonctions de transfert élémentaires. Dans tous les cas, le module 352 transmet au post-filtre 350 des informations permettant de réaliser ladite fonction de transfert globale. Le signal d'antenne Y,}) filtre par le post-filtre 350 est idéalement débarassé des P signaux interférents. La Fig. 4 illustre un second mode de réalisation de l'invention. On y retrouve une pluralité de capteurs 40OIS 400N, des filtres de voie 410j,.., 410N filtrant respectivement les signaux reçus par les différents capteurs et un sommateur 420 permettant d'effectuer la formation de voie. En 401 est reçu ou prélevé le signal de référence e d'un signal d'interférence. Le module d'estimation 451 détermine comme précédemment la fonction de transfert We (t, f) du post-filtre 450. Ce mode de réalisation se distingue du précédent en ce qu'il est prévu un post-filtrage additionnel au moyen d'un post-filtre 440 placé en amont ou en aval du post-filtre 450. Le postfiltre 440 possède une fonction de transfert (, ) fournie par un module d'estimation 441 qui sera détaillé plus loin. Selon une variante de réalisation non représentée, les filtres 440 et 450 peuvent être remplacés par un filtre unique de fonction de transfert W (t, l) obtenue par combinaison (au sens large) des fonctions de transfert We (t, f) et W, (tua. Par exemple, on pourra choisir : W(t,f)=Ws(t,f)We(t,f) (5) ou, de manière plus générale : où f. 1, v sont des entiers strictement positifs. Le post-filtrage en 440 a pour but d'améliorer le rapport signal à bruit (RSB) en sortie d'antenne. Par bruit on entend ici l'ensemble des signaux perturbateurs pour lesquels on ne dispose pas de référence. Si l'on dispose d'une référence d'un signal perturbateur, ce dernier peut être pris en compte dans l'expression de We (t, f) comme on a vu en Fig. 3B. La technique de post-filtrage aux fins d'améliorer le rapport signal à bruit en sortie d'une antenne multi-capteur a notamment été décrite dans l'article de C. Marro et al. intitulé Analysis of noise reduction and deverberation techniques based on microphone arrays with postfiltering publié en Mai 1998 dans IEEE Trans. on Speech and Audio Processing, Vol. 6, N'3, pages 240-259. Les principaux résultats en sont rappelés ci-après. Nous considérons le cas où une source émet un signal utile s. Ce signal est reçu par les différents capteurs 4001,.., 400N après s'être propagé jusqu'à l'antenne. Les signaux reçus par les différents capteurs sont perturbés par du bruit. Nous noterons n, le bruit au niveau du capteur 400,. Nous ferons les hypothèses suivantes : le signal x, au niveau du capteur i est modélisé par la somme du signal utile reçu après propagation jusqu'au capteur et du bruit n, ; 'pour chaque capteur, le bruit n, et le signal utile reçu sont décorrélés ; 'les densités spectrales de puissance des bruits n, sont identiques sur chaque capteur ; 'les bruits sont décorrélés entre capteurs 400, et 400., autrement dit les densités interspectrales de puissance sont nulles pour ixj ; 'les signaux d'entrée xI sont parfaitement remis en phase vis à vis de s par les filtres 4101,.., 41 ON. Le post-filtre optimal Ws est celui qui minimise l'erreur quadratique moyenne entre le signal désiré s et le signal en sortie du filtre. Comme montré dans l'article de K. U Simmer et al. dans l'article intitulé Time delay compensation for adaptive multichannel speech enhancement systems paru dans Proc. ISSE-92 en Septembre 1992, l'expression de ce filtre optimal peut s'écrire à partir du signal utile s et du bruit moyen il en sortie d'antenne : où (t, f) et (,,t, f) sont les densités spectrales de puissance du signal utile et du bruit en sortie de formation de voie. Les densités spectrales (D,, (t, f) et (D,,, ï (t, f). nécessaires au calcul de W, (tj), sont a priori inconnues et la difficulté réside dans leur estimation. Il a été proposé de les estimer à partir des signaux reçus sur les différents capteurs. En effet, si l'on note respectivement C (/) et C (/) les densités spectrales et interspectrales de puissance des signaux x, remis en phase, c'est-à-dire des signaux v,, on a, sous les hypothèses ci-dessus : Un moyen d'estimer Ws (tj) consiste alors à utiliser une moyenne des densités spectrales Cv (t, f) et interspectrales oùy (.) = Re (.) ouy (.)-).) L'utilisation de l'opérateur module ou partie réelle y (. ) est justifiée par le fait que la grandeur au numérateur doit être réelle et positive. Le module 441 en Fig. 4 effectue l'estimation de Ws (tj) selon l'expression (10). Pour cela, il utilise soit les signaux x, et les remet en phase, soit directement les signaux v,. Les signaux x, et v, ont été représentés en Fig. 4 sous forme de vecteurs X (t, = et (..., () et V (= (i (,..., /)) où ( et sont les v i 0 (J) 1) notations fréquentielles de x, et v,. Ainsi, le module d'estimation 441 utilise soit le vecteur X (tj) soit le vecteur V (/). Les deux possibilités sont indiquées en Fig. 4. Avantageusement, on utilisera une estimation de Ws (tj) proche de l'expression (10) mais qui présente l'intérêt d'être normalisée : où b, ffl est égal au coefficient a, (/) du filtre 410,, débarrassé du terme de remise en phase, c'est-à-dire si l'on note 1"1 le temps de propagation du signal entre la source de signal utile et le capteur 400,, b, (./) = (f) ,, et où a, est le coefficient d'atténuation entre la source de signal utile et le capteur 400,. Si les distances entre capteurs sont faibles par rapport à la distance séparant l'antenne de la source utile, les coefficients d'atténuation sont voisins et l'expression (11) peut se réduire alors à : Il convient de noter que l'estimation selon (10), (11) ou (12) peut ne porter que sur un sous-ensemble des signaux x, ou v,, de cardinal M La Fig. 5 illustre une variante du second mode de réalisation. Les éléments 500I,.., 500N, 510I,.., 51ÛN, 520, 501, 550, 551 sont respectivement identiques aux éléments 400t,.., 400N, 410I,.., 410N, 420, 401, 450, 451 de la Fig. 4. Selon cette variante, on utilise une estimation de la fonction de transfert du postfiltre, telle que proposée par U. K. Simmer et al. dans l'article intitulé Adaptive microphone arrays for noise suppression in the frequency domain publié dans Proc. of the Sec. Cost 229 Work on Adaptive Algorithms in Communications, pages 185- 194, Bordeaux, France, 1992. Cette estimation utilise les signaux x, remis en phase, c'est-à-dire des signaux v,, ainsi que le signal d'antenne y. Plus précisément W, (tif) est estimée par : où (bye (tuf) est la densité spectrale du signal d'antenne y. Là aussi, comme dans le cas précédent, on peut adoptera avantageusement une estimation normalisée à savoir : avec les mêmes conventions de notation. Enfin l'estimation (13) ou (14) peut ne porter que sur un sous-ensemble des signaux x, ou v,, la moyenne des densités spectrales et interspectrales n'étant alors prise que sur ce sous-ensemble. Ladite estimation peut être effectuée dans le domaine fréquentiel ou dans le domaine temporel. Le module 541 de la Fig. 5 effectue l'estimation de Wus (t selon l'expression (11). Pour cela, il utilise d'une part le signal d'antenne y (Y (tj) en représentation fréquentielle) et, d'autre part, soit les signaux x, (vecteur X (t,/)) après les avoir remis en phase, soit directement les signaux v, (vecteur V (t,f)). Les systèmes de réception multi-capteur représentés en Figs. 4 et 5 permettent, on l'a vu, d'améliorer sensiblement le rapport signal à bruit en sortie d'antenne. Cependant lorsque le signal utile est absent, les post-filtres 440 et 450 ou 540 et 550 ont tendance à distordre le bruit, ce qui peut s'avérer gênant, notamment dans des applications de prise de son. Pour remédier à cet inconvénient il a été proposé dans la demande de brevet FROO 05601 déposée le 28.4. 2000 par la requérante et incluse ici par référence, de ne pas appliquer le post-filtre en permanence mais seulement lorsque le signal utile est présent, un gain constant étant appliqué dans le cas contraire. Un signal de commutation, noté ci-après K (t), assure la commutation de la sortie d'antenne soit vers un filtre à gain constant soit vers le filtre de fonction de transfert Ws (tj). La Fig. 6 illustre un système de réception multi-capteur avec post-filtre commutable tel qu'exposé dans la demande susmentionnée. Les éléments 6001,.., 600N, 61oui,.., 610N, 620,641 sont respectivement identiques aux éléments 5001,.., 50ON, 51oui,.., 510N, 520 et 541 (ou 441). La flèche en traits interrompus portant la référence Y (tu) indique que le module 641 peut effectuer une estimation de Ws (t, j) selon (10), (11), (12) ou bien selon (13) ou (14). Les composantes fréquentielles de la fonction de transfert Ws (tj) (ou plus précisément de son estimée) font l'objet d'une analyse statistique dans le module d'analyse 661. Ce dernier effectue un ensemble d'opérations qui seront détaillées plus loin et qui ont pour but de repérer au moyen d'analyse de variance et/ou de taux d'occupation spectrale un indice de présence de signal utile dans le spectre de Ws (tj). Le module 661 fournit un indicateur binaire de présence/absence de signal utile noté P - A (t) qui est lissé temporellement dans le module de filtrage passe-bas 662 pour donner une valeur de gain G (t). Cette valeur de gain est comparée à une valeur de seuil ST dans le comparateur 663, le résulat de la comparaison, K (t) commandant la commutation de la sortie d'antenne, au moyen d'un commutateur 630, soit vers le post-filtre 640 soit vers un atténuateur 645 à gain constant GSA. Les sorties respectives du post-filtre et de l'atténuateur sont toutes deux reliées à l'entrée d'un amplificateur 660 à gain contrôlé par la valeur de gain G (t). Ce système de réception permet d'éviter la distorsion de la perturbation résiduelle lorsque le signal utile est absent. Pour assurer la continuité lors de la commutation un lissage temporel de gain est prévu. Le lissage temporel de gain effectué dans le filtre passe-bas 662 a pour but d'assurer une transition douce lors de la commutation en sortie d'antenne. La Fig. 7 illustre un système de réception multi-capteur selon un troisième mode de réalisation de l'invention. Ce mode de réalisation utilise le post-filtrage et la commutation de présence/absence de signal utile de la Fig. 6. Les éléments 7001,.., 700N, 7101,.., 710N, 720,730, 740,741, 760,762, 763 sont respectivement identiques aux éléments 6001,.., 600N, 6101,.., 610N, 620,630, 640,641, 660,662, 663 de cette dernière. Le système de la Fig. 7 diffère de celui de la Fig. 6 en ce qu'il met en oeuvre une élimination de signaux interférents selon le principe de l'invention. En effet, 701 désigne un élément permettant de recevoir ou de prélever un signal de référence d'un signal interférent et 751 désigne un module d'estimation identique au module 351 de la Fig. 3A. Les modules d'estimation 741 et 751 estiment respectivement la fonction de transfert Ws (tj) d'un premier post-filtre et la fonction de transfert We (tj) d'un second post-filtre, le premier permettant d'augmenter le rapport signal à bruit sous réserve des hypothèses susmentionnées et le second permettant d'éliminer une interférence (ou des interférences comme en Fig. 3B) pour laquelle on dispose d'une référence. Les fonctions de transfert ( et We (tj) (ou plus précisément leurs estimées) sont fournies, ainsi que leur produit W (tj) obtenu par le multiplicateur 725, à un module d'analyse statistique 761 similaire au module 661 et dont la fonction sera détaillée ci-après. Ce module fournit un un indicateur binaire de présence/absence de signal utile P - A (t) qui est lissé temporellement pour fournir le gain G (t). En outre, la sortie W,.j) = Ws (. We ( du multiplicateur est transmise au filtre 740. De même, le module d'estimation 751 transmet l'indication We (t, j) au filtre 750, ce qui lui permet de réaliser la fonction de transfert GSA. We (. Selon une première variante les filtres 740 et 750 ont respectivement pour fonctions de transfert W (t, f) =W : (t, f) V (t, f) et GSAV (t, f) où f. 1, v sont des entiers strictement positifs. Selon une seconde variante, l'atténuation OSA dépend de la fréquence tout en restant constante dans le temps, ce qui peut notamment permettre de rejeter systématiquement certaines parties du spectre, indépendamment de l'interférence. Ainsi lorsqu'un signal utile est présent, la sortie d'antenne est filtrée par la combinaison des deux post-filtres comme en Fig. 5 alors que, lorsque le signal utile est absent, elle fait simplement l'objet d'un filtrage par We ( (ou () et d'une , A) et d'une atténuation. Le schéma fonctionnel du module d'analyse statistique 761, selon un premier exemple de réalisation, est représenté en Fig. 8. Les fonctions de transfert W (t, j), Ws (t/), ( subissant un traitement analogue, on se limitera à celui de la fonction Ws (tj). On extrait de Ws (tj), par des moyens d'extraction 811, un ensemble de fréquences Focp fixé par l'utilisateur. Le spectre ainsi obtenu subit éventuellement une transformation non-linéaire (non représentée) pour donner une information plus pertinente. Le cas échéant, une transformation logarithmique (en décibels) sera avantageusement utilisée : (} =20Z () (15) Les composantes spectrales réduites à l'ensemble des fréquences Focp sont ensuite comparées à un seuil SOC'dans le comparateur 812. On détermine ensuite dans le module 813 le taux rw (t) de fréquences pour lesquelles Ws (t, Focp) dépasse un 'ICP seuil prédéterminé SOC', soit : w taille du spectre dans p tel que , p) > C 1 : S V F. (16) ocp taille du spectre de F Le taux d'occupation () est ensuite comparé à une valeur de seuil 'ICP prédéterminée TOC'dans le comparateur 814. Cette comparaison fournit un signal 1 binaire p~a!'. Le signal binaire ? a * indique d'un signal utile est présent lorsque le 1 taux d'occupation w) est supérieur au seuil TOCW. De la même façon, la chaîne de traitement constituée du module d'extraction 821 (resp. 831), du comparateur 822 (resp. 832), du module de calcul de taux d'occupation 823 (resp. 833) et du comparateur 824 (resp. 834) fournit un signal binaire p~aw (resp. paf'). Le signal binaire pa"donne une indication quant à la présence du signal utile sans prendre en compte le signal d'interférence. En revanche, le signal binaire w p~aWe donne une indication quant à la présence du signal d'interférence. Le signal binaire p~aw donne une indication de présence de signal utile à partir d'une information globale prenant en compte tant le signal utile que le signal d'interférence. Les trois signaux binaires p-aW, p~aw, p~a" sont combinés dans le module de combinaison 850 pour fournir un indicateur binaire de présence/absence de signal utile P ((t). La fonction de combinaison utilisée pourra notamment dépendre de la valeur de gain G (t). On peut en effet souhaiter privilégier plus ou moins l'indicateur p~aw selon que l'on est déjà ou non en présence de signal utile. Selon une première variante simplifiée, le module d'analyse statistique ne possède que les chaînes de traitement de W (tj), ( (/) et la combinaison en 850 ne porte que sur les indicateurs p ~aws et p ~awe. Selon une seconde variante simplifiée, le module d'analyse statistique ne comporte que la chaîne de traitement de W (tj) et, par conséquent, aucune combinaison n'est effectuée. Le schéma fonctionnel du module d'analyse statistique 761, selon un second exemple de réalisation, est représenté en Fig. 9. Cet exemple utilise un critère de variance au lieu d'un critère de taux d'occupation. Les fonctions de transfert W (t, W, (tj), W, (tj subissant un traitement analogue, on se limitera à celui de la fonction Ws (tel). Après extraction des composantes spectrales à un ensemble de fréquences Fvar fixé par l'utilisateur en 911 et éventuellemnt transformation non-linéaire, un seuillage du spectre réduit à ces fréquences est effectué en 912 au moyen d'une valeur de seuil prédéterminée STAR', seules les composantes au dessus du seuil étant retenues. La variance va'du spectre ainsi obtenu est ensuite calculée en 913 puis comparée à une valeur de seuil Vars dans un comparateur 914 pour fournir fournit un signal binaire pa'. Le signal binaire paws indique qu'un signal utile est présent si la variance va'est inférieure à la valeur de seuil VARWs. De la même façon, la chaîne de traitement constituée du module d'extraction 921 (resp. 931), du comparateur 922 (resp. 932), du module de calcul de variance 923 (resp. 933) et du comparateur 924 (resp. 934) fournit un signal binaire p~aW (resp. p~aw,). Les trois signaux binaires sont combinés en 950 pour fournir l'indicateur binaire P ~A (t). Les remarques faites pour le premier exemple en Fig. 8 s'appliquent également ici mutatis mutandis. Selon un autre variante de réalisation on pourra combiner les signaux ou les indicateurs binaire obtenus selon le critère de taux d'occupation et le critère de variance pour former un indicateur binaire synthétique P-A (t). Le filtre passe-bas 762 est représenté de manière schématique en Fig. 10. Nous noterons P l'état de présence et A l'état d'absence du signal utile. La fonction du filtre 762 est de faire décroître continûment le gain G (t) vers une valeur 5'min lors du passage de l'état P à l'état A et de faire croître le gain G (t) vers valeur Smax lors du passage en sens inverse. Le filtre passe-bas reçoit l'indicateur binaire P (Y) qui varie au cours du temps. Cette indicateur commande la commutation entre une valeur de gain minimale Smm et un valeur de gain maximale Smax grâce à un premier commutateur 1010. Lorsque le signal utile est présent, la valeur maximale Smax (généralement fixée à 1) est injectée à l'entrée commune de deux filtres passe-bas 1020 et 1030. Lorsque le signal utile est absent, c'est la valeur minimale Smrn qui alimente l'entrée commune. Pour assurer la croissance continue puis le maintien de G (t) à la valeur Smax lors des transitions de l'état A à l'état P, le signal d'entrée est filtré par le filtre passe-bas 1020 de constante de temps Tp. Le choix de cette constante de temps conditionne le temps de montée du signal G (t). De la même manière, pour faire décroître continûment puis maintenir de G (t) à la valeur Smrn lors des transitions de l'état P à l'état A, le signal d'entrée est filtré par le filtre passe-bas 1030 de constante de temps TA, qui conditionne le temps de descente de G (t). Les sorties des deux filtres passe-bas sont reliées aux entrées d'un second commutateur 1040 qui sélectionne, grâce à l'indicateur binaire P A (t), la sortie du filtre passe-bas de constante de temps TA si le signal utile est absent et la sortie du filtre passe-bas de constante de temps Tp si le signal utile est présent. La sortie commune du commutateur 1040 fournit le signal de gain lissé G (t). La Fig. 11 illustre un système de réception multi-capteur selon un quatrième mode de réalisation de l'invention. A la différence du mode précédent, une pluralité K de voies sont formées à l'aide de K jeux distincts de filtres de voie 1110/,.., 1110Nk, k=l,.., K, opérant en parallèle, chaque jeu permettant de former une voie dans une direction particulière de réception. Le module d'estimation 1141 estime les fonctions de transfert \,./), A=l,.., , des post-filtres associés à ces K jeux. Pour ce faire, il k k utilise soit les Kjeux de signaux vu,.., vs (représentés par les vecteurs V (/)) en sortie des K jeux de filtres de voie, soit les signaux x, après compensation par K jeux de déphasage. En tout état de cause, les fonctions de transfert (k) (t, /), k=l,.., K sont s analysées sur la base d'un critère de variance ou de taux d'occupation spectrale par un premier module d'analyse statistique 1145 et la voie ko présentant la plus forte probabilité de recevoir un signal utile est sélectionnée. L'indice ko généré par le module k k X -o qui les foumit au 1145 sélectionne au moyen du multiplexeur 1115 les signaux v,",.., qui les fournit au sommateur 1120 pour former la voie en question. La fonction de transfert W (ko) du s post-filtre associé à la voie ko est transmise à un second module d'analyse statistique 1161 identique au module 761 de la Fig. 7. Selon une variante réalisation, le premier module d'analyse statistique 1145 reçoit également la fonction de transfert We (t/) du module d'estimation 1151 et la prend en compte pour la sélection de la voie ko. Le premier module d'analyse statistique 1145 effectuent alors l'ensemble des opérations d'analyse statistique et fournit directement l'indicateur binaire P~A (t). Les éléments 1130,1140, 1150,1160, 1162 et 1163 sont dans les deux cas identiques aux éléments 730,740, 750,760, 762 et 763 de la Fig. 7. La Fig. 12 donne un exemple du troisième mode de réalisation de l'invention dans une application à la prise de son mains-libres pour des contextes de communication interactive (téléconférence, ordinateurs individuels communicants, etc. ). Dans un tel contexte, l'écho acoustique, c'est à dire le signal du locuteur distant émis par le haut-parleur constitue le signal interférent. Le signal de perturbation e est prélevé directement au niveau du haut-parleur. Nous présenterons cet exemple dans le cadre d'un traitement numérique du signal dans le domaine fréquentiel. Les échantillons temporels sont indexés par n représentant l'indice temprel à temps discret. La représentation dans le domaine fréquentiel est assurée par par une transformée de Fourier discrète à l'intérieur d'une fenêtre temporelle glissante. Les signaux x, (n) reçus par les microphones 1200),.., 1200N sont soumis à une pondération dans la fenêtre temporelle au moyen des filtres 12051,.., 1205N puis à un transformée de Fourier discrète (TFD) à court terme en 12071,.., 1207N. En sortie des modules de TFD, on dispose d'une représentation temporelle X (p, Cû]) avec : M-j X (J=E ha (- (+" pour q =0,..., M-1 (17) n=o où l'axe des fréquences a été discrétisé de manière uniforme : Wq =2ffq/M, q = 0,..., M-1 avec M longueur de la fenêtre d'analyse (en échantillons) ; où les h, (n) sont les coefficients de pondération au sein de la fenêtre d'analyse, R est le pas de décalage des fenêtres (en échantillons) et est l'indice de trame ; etoù= ='. Réciproquement, en sortie du système de réception, le signal Zip, %) est transformé en représentation temporelle au moyen d'un module 1270 de tranformée de Fourier discrète inverse (TFDI), soit : où (n) sont les coefficients de pondération au sein de la fenêtre de synthèse. Le signal de référence e prélevé au niveau du haut-parleur est soumis comme les signaux microphoniques à une transformée de Fourier à court terme en 1208 après pondération en 1206. La représentation de e dans le domaine fréquentiel, telle qu'obtenue en sortie de 1208, s'écrit avec les notations précédentes : Le signal en sortie d'antenne est obtenu en effectuant la somme en 1220 des signaux d'entrée préalablement filtrés par les filtres de voie 12101, i= !,.., N, soit : Le filtrage de ce signal par le post-filtre dépend de l'état du signal binaire K (p). Si K (p) = 1, c'est-à-dire si le signal utile est présent, le signal de sortie s'exprime, en représentation fréquentielle : Dans le cas contraire, K (p) = 0, c'est-à-dire si le signal utile est absent, le signal de sortie s'exprime : où GSA (û) est l'inverse de la réponse en fréquence du couplage entre le haut-parleur et l'antenne acoustique. En effet, pour certaines applications, le système de prise de son et le haut-parleur sont situéà des emplacements fixes. Le couplage entre les deux transducteurs est alors obtenu par une mesure préalable. Ainsi le gain GSA (r) constitue un filtre de compensation fixe qui supprime une partie de la perturbation. L'esimation des fonctions de transfert des post-filtres (p, Les valeurs de We(p,#q) ainsi obtenues sont toujours positives et bornées entre 1 et une valeur typiquement inférieure à 1 prédéterminée et qui correspond à l'atténuation maximale du signal interférent. W (p, a) est calculé comme produit (en 1225) de We (p, Pour l'estimation où a est une constante de temps à court terme. Pour l'estimation C) (,/), on utilise, comme on l'a vu en (3) et (4) une ee constante de temps long terme al ou court terme a2, selon que (b LT (t, f) est inférieure ee ou supérieure à C (,/) : Il faut noter que ai est plus beaucoup plus proche de 1 que a2. Concrètement, il est avantageux de choisir pour la réalisation proposée a, = 0. 9999 et a2 = 0. 9. Dans le présent exemple, la détection du signal utile est réalisée à partir d'une analyse statistique des valeurs séquentielles du filtre W (p, c) seul. Le schéma fonctionnel du module d'analyse statistique 1261 est donné en Fig. 13. On extrait en 1321 de W (p, oh) un ensemble de fréquences Fp fixé par l'utilisateur. Typiquement, on choisit une bande fréquence où le signal à détecter est bien représenté, de manière à avoir une détection optimale et éviter un calcul coûteux sur toute la bande. Pour du signal de parole, on utilise typiquement FP= [lkHz ; 3kHz]). Les composantes aux fréquences de F,, sont seuillées en 1322 au moyen d'un seuil prédéterminerez. Parmi l'ensemble des fréquences F : ; p ainsi retenues dans W (p, F,), on détermine le taux de fréquences T : Cp pour lesquelles W (p, F : ; p) dépasse un seuil SOC t, soit : W () - taille du spectre dans Fo tel que W (jo, ) > SOCW C Tocp P - w (28) taille du spectre de Focp Le taux d'occupation T (p) est ensuite comparé à un seuil d'occupation 'r'Ip STOCW dans le comparateur 1324. Le comparateur délivre un indicateur binaire p~aw (p) de présence de signal utile qui ici n'est autre que l'indicateur global P~A (p) puisqu'ici seule la fonction de transfert W (p, û) est utilisée pour la détection de signal utile. En résumé : Le schéma du filtre de lissage de gain 762 est donné en Fig. 14. Comme on l'a vu, la fonction de ce filtre consiste à faire décroître continûment vers une valeur prédéterminée Smm le gain G (p) lors du passage de l'état P (PA (p) = 1) à l'état A (P A (p) = 0) et de le faire croître continûment vers une valeur prédéterminée Smax (fixée ici à 1 pour assurer la transparence de gain en présence du signal utile) lors du passage en sens inverse. Dans cet exemple, le filtre de lissage de gain est numérique. Le gain G (p) est lissé par un filtrage récursif conditionné par l'état de P~A (p) : G (p) =, 6pG (p-1) + (1- si P (p) =l (31) G (p) =G (p-l) + (l- si P (p) =0 (32) Les grandeurs et/, sont des constantes de temps qui fixent respectivement les vitesses de montée et de descente de G (p). Plus précisément, les gains prédéterminés Smm et Smax sont commutés par l'indicateur binaire P A (p) sur la sortie commune du commutateur 1410. Cette sortie est reliée d'une part à l'entrée du filtre récursif 1420 de constante de temps ssA et à l'entrée du filtre récursif 1430 de constante de temps Bp. Les sorties des deux filtres sont commutés par le commutateur 1440, commandé par l'indicateur binaire PA (p). Revenant à la Fig. 12, la commutation de sortie d'antenne est assurée par le commutateur 1230 commandé par le signal K (p). Elle permet d'appliquer le signal de sortie d'antenne Y (p, ) soit au post-filtre 1240 soit au post-filtre 1245. Le signal de commutation K (p) est obtenu par comparaison du gain lissé G (p) à un seuil prédéterminé ST, soit : K (p) = 1 si G (P ST (33) K (p) = 0 si G(p)#ST (34) Bien que l'invention ait été essentiellement décrite, pour des raisons de clarté de présentation, sous forme de modules fonctionnels exécutant chacun une fonction, l'homme du métier conçoit qu'en pratique, ces modules puissent être réalisés au moyen d'un processeur unique exécutant ces différentes fonctions ou au moyen d'une pluralité de processeurs, spécialisés ou non, exécutant une ou plusieurs desdites fonctions. En outre, il importe de souligner que l'invention ne se limite pas à l'élimination d'écho acoustique dans un système de prise de son multi-capteur, mais s'applique de manière générale à tout système de réception multi-capteur disposant d'une référence d'un ou de plusieurs signaux d'interférence. REVENDICATIONS 1) Méthode de réduction d'interférence pour un système de réception utilisant une antenne multicapteur et au moins un formateur de voie fournissant un signal d'antenne à partir des signaux reçus par les différents capteurs de ladite antenne, caractérisée en ce que l'on estime, à partir d'un signal de référence permettant de régénérer ladite interférence, la fonction de transfert d'un premier filtre, dit premier post-filtre, et que l'on filtre ledit signal d'antenne par ledit premier post-filtre. 2) Méthode de réduction d'interférence selon la revendication 1, caractérisée en ce que ladite fonction de transfert est obtenue à partir d'une estimation à court terme et d'une estimation à long terme de la densité spectrale dudit signal de référence. 3) Méthode de réduction d'interférence selon la revendication 2, caractérisée en ce que ladite fonction de transfert est obtenue à partir d'un rapport entre l'estimation à long terme et l'estimation à court terme de ladite densité spectrale. 4) Méthode de réduction d'interférence selon la revendication 2 ou 3, caractérisée en ce que l'estimation à court terme et l'estimation à long terme de la densité spectrale sont obtenues par filtrage passe-bas d'un spectre du signal de référence. 5) Méthode de réduction d'interférence selon la revendication 4, caractérisée en ce que l'estimation à court terme (l) : (t, f) de la densité spectrale est obtenue par un ce filtrage récursif du type : où E (t, j) est une composante spectrale du signal de référence à la fréquence f et au temps t, a est un coefficient compris entre 0 et 1, 8t est le retard dans la boucle du filtrage récursif et. * désigne l'opération de conjugaison. 6) Méthode de réduction d'interférence selon la revendication 5, caractérisée en ce que l'estimation à long terme ÎD (t, f) de la densité spectrale est obtenue par un ee filtrage récursif du type : où al et a2 sont des coefficients tels que O 7) Méthode de réduction d'interférence selon l'une des revendications précédentes, les signaux reçus par les différents capteurs étant filtrés par au moins un jeu de filtres de voie avant d'être sommés pour fournir ledit signal d'antenne, caractérisée en ce que l'on estime la fonction de transfert d'un second filtre, dit second post-filtre, à partir desdits signaux reçus, avant ou après filtrage par lesdits filtres de voie, et que l'on filtre le signal d'antenne par ledit second post-filtre. 8) Méthode de réduction d'interférence selon la revendication 7, caractérisée en ce que la fonction de transfert dudit second post-filtre est estimée à partir d'une moyenne des densités spectrales de puissance et d'une moyenne des densités interspectrales de puissance desdits signaux reçus, après filtrage par lesdits filtres de voie. 9) Méthode de réduction d'interférence selon la revendication 8, caractérisée en ce que la fonction de transfert Ws (tj) dudit second post-filtre est estimée par : où (D,, V, f) et (t, f) sont respectivement des estimées des densités spectrales et densités interspectrales de puissance des signaux reçus après filtrage de voie, bi(f) sont les fonctions de transfert des différents filtres de voie débarassées des termes de remise en phase, N est un nombre de capteurs de l'antenne et y (.) désigne la valeur réelle ou le module. 10) Méthode de réduction d'interférence selon l'une des revendications 1 à 6, les signaux reçus par les différents capteurs étant filtrés par au moins un jeu de filtres de voie avant d'être sommés pour fournir ledit signal d'antenne, caractérisée en ce que l'on estime la fonction de transfert d'un second filtre, dit second post-filtre, à partir desdits signaux reçus après filtrage par lesdits filtres de voie, ainsi qu'à partir du signal d'antenne et que l'on filtre le signal d'antenne par ledit second post-filtre. 11) Méthode de réduction d'interférence selon la revendication 10, caractérisée en ce que la fonction de transfert dudit second post-filtre est estimée à partir d'une moyenne des densités interspectrales de puissance desdits signaux reçus, après filtrage par lesdits filtres de voie, et d'une estimation de la densité spectrale du signal d'antenne. 12) Méthode de réduction d'interférence selon la revendication 11, caractérisée en ce que la fonction de transfert Ws (tj) dudit second post-filtre est estimée par : où v V, f) et (b (turf) sont respectivement les densités spectrales et interspectrales de puissance des signaux reçus après filtrage de voie, b, ffl sont les fonctions de transfert des différents filtres de voie débarassées des termes de remise en phase, N est un nombre de capteurs de l'antenne et y (. ) désigne la valeur réelle ou le module. 13) Méthode de réduction d'interférence selon l'une des revendications 7 à 12, caractérisée en ce que le filtrage du signal d'antenne par le premier post-filtre et celui du second post-filtre sont appliqués de manière combinée, en filtrant le signal d'antenne au moyen d'un post-filtre, dit premier post-filtre combiné ayant pour fonction de transfert une combinaison des fonctions de transfert desdits premier et second postfiltres. 14) Méthode de réduction d'interférence selon la revendication 13, caractérisée en ce que l'on effectue une analyse statistique de composantes spectrales de la fonction de transfert du second post-filtre et/ou de la fonction de transfert du premier post-filtre combiné et que l'on en déduit une indication de présence ou d'absence d'un signal utile. 15) Méthode de réduction d'interférence selon la revendication 14, caractérisée en ce que l'analyse statistique est également effectuée sur des composantes spectrales de la fonction de transfert du premier post-filtre. 16) Méthode de réduction d'interférence selon la revendication 14 ou 15, caractérisée en ce que ladite analyse statistique utilise un critère de taux d'occupation spectrale et/ou de variance desdites composantes spectrales. 17) Méthode de réduction d'interférence selon l'une des revendications 14 à 16, caractérisée en ce que l'on génère un signal de commutation à partir de ladite indication de présence ou d'absence de signal utile et qu'on filtre le signal d'antenne au moyen du premier post-filtre combiné lorsque le signal de commutation est dans un premier état et qu'on le filtre au moyen d'un second post filtre combiné lorsque le signal de commutation est dans un second état, la fonction de transfert du second postfiltre combiné étant une combinaison de la fonction de transfert du premier post-filtre et d'une atténuation prédéterminée. 18) Méthode de réduction d'interférence selon l'une des revendications 7 à 12, les signaux reçus étant filtrés par une pluralité de jeux de filtres de voie pour former une pluralité de signaux de voie, caractérisée en ce que l'on effectue une analyse statistique de composantes spectrales des fonctions de transfert des seconds post-filtres associés aux différents jeux de filtres de voie et que l'on en déduit la voie présentant la plus forte probabilité de présence d'un signal utile. 19) Méthode de réduction d'interférence selon la revendication 18, caractérisée en ce que l'analyse statistique est également effectuée sur des composantes spectrales de la fonction de transfert du premier post-filtre. 20) Méthode de réduction d'interférence selon la revendication 18 ou 19, caractérisée en ce que ladite analyse statistique utilise un critère de taux d'occupation spectrale et/ou de variance desdites composantes spectrales. 21) Méthode de réduction d'interférence selon l'une des revendications 18 à 20, caractérisée en ce que le signal d'antenne est obtenu à partir des signaux de voie relatifs à la voie présentant la plus forte probabilité de présence de signal utile. 22) Système de réception comportant une antenne multicapteur, au moins un formateur de voie et des moyens de réduction d'interférence, caractérisé en ce que lesdits moyens de réduction d'interférence comprennent un filtre en sortie du formateur de voie, dit premier post-filtre et des moyens pour estimer à partir d'un signal de référence permettant de générer ladite interférence la fonction de transfert dudit premier post-filtre. 23) Système de réception comportant une antenne multicapteur, au moins un formateur de voie et des moyens de réduction d'interférence, caractérisé en ce que lesdits moyens de réduction d'interférence sont adaptés à mettre en oeuvre la méthode de réduction d'interférence selon l'une des revendications 1 à 21.