FR 2818828 A1 20020628 FR 0016934 A 20001222 Dispositif de transposition de fréquence à haute admissibilité et faible dissipation. L'invention concerne la transposition de fréquence et s'applique avantageusement mais non limitativement dans le domaine de la radiofréquence, par exemple en téléphonie mobile, dans lequel les circuits radiofréquence utilisent généralement des dispositifs de transposition de fréquence, ou mélangeurs de fréquence, tant à l'émission qu'à la réception. A l'émission, les mélangeurs de fréquence, qui sont en l'espèce des circuits élévateurs de fréquence, ont pour but de transposer l'information en bande de base autour de la porteuse d'émission. En réception, les mélangeurs de fréquence sont des montages abaisseurs de fréquence. La figure 1 illustre schématiquement la structure habituellement utilisée pour les dispositifs de transposition de fréquence de l'art antérieur, par exemple une structure de montage abaisseur de fréquence. La structure habituellement utilisée pour ces mélangeurs est une structure de type GILBERT différentielle telle qu'illustrée schématiquement sur cette figure 1. Plus précisément, une telle structure comporte un bloc transducteur différentiel BTC pour convertir le signal d'entrée différentiel (tension) RF, RF-, présent sur les bornes BEI et BE2, en un courant différentiel. Ce bloc BTC comporte dans le cas présent un étage différentiel constitué d'une paire différentielle de transistors QI et Q2, dont les bases respectives sont reliées aux bornes d'entrée BEI et BE2. Les collecteurs des deux transistors QI et Q2 forment les bornes de sortie de ce bloc transducteur BTC. Bien entendu, le bloc BTC pourrait comporter plusieurs étages, et, dans ce cas, les transistors QI et Q2 en formeraient l'étage de sortie. Les transistors QI et Q2 sont polarisés par une source de courant IPOL. A la sortie du bloc transducteur BTC, c'est-à-dire aux collecteurs des transistors Q 1 et Q2, est connecté un bloc de commutation de courant COM aiguillant le courant alternativement vers l'une ou l'autre des deux bornes de sortie BS1, BS2, à la fréquence d'un signal d'oscillateur local LO+, LO-, reçu au niveau des bornes BC 1, BC2 et BC3. Ce bloc COM comporte classiquement deux paires de transistors Q3, Q5, et Q4, Q6. Chaque impédance ZL1, ZL2 (par exemple des résistances) connectée entre les bornes de sortie BS1, BS2 et l'alimentation Vcc, représente la charge de sortie du mélangeur. Le bloc transducteur BTC convertit la puissance ou la tension appliquée aux entrées BEI, BE2 en un courant différentiel qui est une image supposée linéaire du signal d'entrée. Ce signal linéaire est ensuite découpé par une fonction carrée non linéaire (+1,-1, + 1,-1...) réalisée par le double commutateur COM, à la fréquence du signal d'oscillateur local, ce double commutateur faisant office d'aiguilleur dynamique de courant. Le signal de sortie est recueilli en différentiel aux bornes BS1, BS2 des charges de sortie. Un inconvénient d'un tel mélangeur réside dans le fait qu'il présente une faible admissibilité. L'homme du métier sait que "l'admissibilité"d'un circuit représente la plus grande amplitude possible d'un signal d'entrée qui ne cause pas de non fonctionnalité ou de limitation de performances du circuit. Et, dans le montage de l'art antérieur, la dynamique des signaux d'entrée et de sortie est limitée aux fortes amplitudes du fait de l'empilement des composants (notamment le transistor constituant la source de tension IPOL, le transistor QI et le transistor Q3, par exemple), et ce d'autant plus que la tension d'alimentation est basse. En d'autres termes, en raison notamment des tensions de déchet des différents transistors, il n'est pas possible d'appliquer en entrée du circuit mélangeur un signal, par exemple un signal sinusoïdal, ayant une amplitude trop importante, et, ce d'autant plus que la tension d'alimentation est basse. Or, ceci s'avère gênant dans certaines applications, comme par exemple dans les circuits de téléphonie cellulaire pour lesquels la consommation doit être la plus réduite possible. L'invention vise à apporter une solution à ce problème. L'invention a notamment pour but de proposer un dispositif de transposition de fréquence qui présente une admissibilité élevée, même sous faible tension d'alimentation, et une faible dissipation. L'invention a encore pour but de proposer un dispositif de transposition de fréquence qui présente une linéarité élevée, un gain de conversion élevé, un faible facteur de bruit, et une distorsion d'intermodulation réduite. L'invention propose donc un dispositif de transposition de fréquence (ou circuit mélangeur), du type comportant un bloc transducteur différentiel pour convertir un signal d'entrée en un courant différentiel et comportant un étage différentiel à deux transistors, et un circuit de commutation de courant commandé par un signal d'oscillateur local et connecté entre l'étage différentiel du circuit transducteur et la sortie du dispositif. Selon une caractéristique générale de l'invention, les transistors de l'étage différentiel sont des transistors bipolaires du type PNP ou des transistors MOS à canal P, polarisés par une première source de courant connectée à une borne d'alimentation. Par ailleurs, les transistors du circuit de commutation de courant sont polarisés par des moyens de génération de courant connectés à la masse et délivrant un courant de polarisation supérieur au courant de polarisation délivré par ladite première source de courant. Selon un mode de réalisation de l'invention, le bloc transducteur différentiel comporte deux impédances respectivement connectées entre la première source de courant et les deux transistors de l'étage différentiel, ces deux impédances étant de même nature que celle des impédances de charge de sortie du dispositif. La présence de telles impédances améliore encore l'admissibilité d'entrée et permet également d'obtenir une bonne linéarité lors de la conversion tension-courant. Des impédances de même nature signifient, au sens de la présente invention, que l'on choisira pour toutes les impédances par exemple soit des résistances, soit des inductances. A cet égard, l'utilisation d'impédances inductives permet d'obtenir une dynamique plus importante du signal de sortie centré autour de la tension d'alimentation. Bien que l'invention trouve des applications dans de nombreux domaines, elle s'applique avantageusement au domaine de la téléphonie mobile. A cet égard, l'invention propose également un téléphone mobile cellulaire, comprenant un dispositif de transposition de fréquence tel que défini ci-avant. D'autres avantages et caractéristiques de l'invention apparaîtront à l'examen de la description détaillée d'un mode de réalisation, nullement limitatif, et des dessins annexés, sur lesquels : - la figure 1, déjà décrite, illustre un dispositif de transposition de fréquence, selon l'art antérieur ; et - la figure 2 illustre schématiquement un mode de réalisation d'un dispositif de transposition de fréquence, selon l'invention. Le dispositif de transposition de fréquence (ou circuit mélangeur) DTF peut être incorporé dans un téléphone mobile cellulaire TMCL (sur la figure 2, les autres éléments classiques d'un téléphone mobile n'ont pas été représentés à des fins de simplification). Sur la figure 2, les transistors Ql et Q2 de l'étage différentiel sont des transistors bipolaires du type PNP, polarisés par une première source de courant IP connectée à la tension d'alimentation Vcc. Les émetteurs respectifs des transistors Ql et Q2 sont reliés à la source de tension IP par deux impédances RE1 et RE2 qui sont égales en pratique. Ces deux impédances, qui permettent d'accroître encore l'admissibilité du signal d'entrée, sont en général de même nature que celle des impédances de charge de sortie ZL1 et ZL2. Toutes ces impédances peuvent être ainsi des résistances, ou bien des impédances inductives, ce qui permet dans ce dernier cas d'obtenir une plus grande dynamique du signal de sortie qui est alors centré autour de la tension d'alimentation Vcc. Les collecteurs respectifs des transistors Ql et Q2 sont reliés aux émetteurs des transistors Q3, Q5, Q4, Q6 du circuit de commutation de courant COM. Par ailleurs, les transistors du circuit de commutation de courant sont polarisés par deux sources de courant IP1 et IP2. Précisément, chaque source de courant est connectée entre la masse et les émetteurs des transistors correspondants, et délivre un courant de polarisation supérieur au courant de polarisation délivré par la source de courant IP. Le montage utilisé ici, et notamment la présence de transistors de type PNP de l'étage différentiel du bloc transducteur de courant, permet de décorréler le niveau du signal d'entrée différentiel RF du niveau du signal d'oscillateur local LO. Ainsi, la dynamique des signaux d'entrée RF est limitée par la tension de déchet du transistor de la source de courant IP, par la tension émetteur-base des transistors Ql ou Q2 et, accessoirement, par la tension de déchet aux bornes des impédances RE1 et RE2 lorsqu'elles sont présentes. Les tensions de déchet des transistors du circuit de commutation de courant n'interviennent pas dans cette limitation. Ainsi, on bénéficie selon l'invention d'une admissibilité élevée pour le signal d'entrée, et ce, même sous faible tension d'alimentation. De même, les signaux de sortie délivrés aux bornes BS 1 et BS2, ne sont limités que par les tensions de déchet des transistors Q3 à Q6 et ceux des sources de courant IP1 et IP2. La dynamique de sortie est alors maximale. Le montage selon l'invention présente par ailleurs d'une façon générale une faible dissipation, car la source de courant IP sert à alimenter en partie les sources de courant IPI et IP2. En d'autres termes, la consommation de courant de la source IP n'intervient pas dans la consommation globale de courant qui est égale à la somme des consommations des sources IP1 et IP2. Par ailleurs le gain de conversion est défini par le rapport ZL1/RE1 (ou ZL2/RE2). On va maintenant donner à titre indicatif des valeurs numériques d'admissibilité. Le niveau maximal admissible pour le signal RF est égal à la tension d'alimentation diminuée de la tension de déchet aux bornes de IP ( par exemple 0,25V), et diminuée de la somme de la tension base-émetteur d'un transistor (par exemple 0,75V) et de la tension de déchet aux bornes de RE1 (ou RE2) qui peut être prise égale à 50 mV. Le niveau minimal admissible pour le signal RF peut être nul, voire légèrement négatif. Le niveau minimal admissible pour le signal de sortie est égal à la somme de la tension de déchet aux bornes de IP 1 ou IP2 (par exemple 0, 25V) et de la tension de déchet du transistor Q3 (par exemple 0, 25V). Le niveau maximal admissible pour le signal de sortie est égal à Vcc si RE1 et RE2 sont des résistances. Si toutes les impédances sont des inductances, ce niveau est égal à 2Vcc diminuée de la chute maximale aux bornes de ZL1 (ou ZL2), qui est égale à la somme des tensions de déchet aux bornes de IPl (ou IP2) et Q3 (0, 5V par exemple). D'une façon très générale, l'invention s'applique à des transistors bipolaires ou à des transistors à effet de champ, par exemple des transistors MOS. Dans ce cas, les émetteurs, collecteurs et bases des transistors bipolaires sont remplacés respectivement par les sources, drains et grilles des transistors à effet de champ. REVENDICATIONS 1. Dispositif de transposition de fréquence, du type comportant un bloc transconducteur différentiel (BTC) pour convertir un signal d'entrée en un courant différentiel et comportant un étage différentiel à deux transistors, et un circuit de commutation de courant (COM) commandé par un signal d'oscillateur local et connecté entre l'étage différentiel du circuit transconducteur et la sortie du dispositif, caractérisé par le fait que les transistors (Q1, Q2) de l'étage différentiel sont des transistors bipolaires du type PNP ou des transistors MOS à canal P, polarisés par une première source de courant (IP) connectée à une borne d'alimentation, et par le fait que les transistors (Q3-Q6) du circuit de commutation de courant sont polarisés par des moyens de génération de courant (IP1, IP2) connectés à la masse et délivrant un courant de polarisation supérieur au courant de polarisation délivré par ladite première source de courant. 2. Dispositif selon la revendication 1, caractérisé par le fait que le bloc transducteur différentiel comporte deux impédances (RE1, RE2) respectivement connectées entre la première source de courant et les deux transistors de l'étage différentiel, ces deux impédances étant de même nature que celle des impédances de charge de sortie du dispositif. 3. Dispositif selon la revendication 2, caractérisé par le fait que les impédances (RE1, RE2) sont des impédances inductives. 4. Téléphone mobile cellulaire, caractérisé par le fait qu'il incorpore un dispositif selon l'une des revendications 1 à 3.