FR 2819953 A1 20020726 FR 0100935 A 20010124 COMMUTATEUR DE PUISSANCE À ASSERVISSEMENT EN DI/DT La présente invention concerne la commutation d'une charge connectée par un commutateur bidirectionnel à un réseau alternatif ou par un commutateur unidirectionnel à un réseau alternatif redressé par un pont redresseur. La présente invention trouve par exemple des applications dans le domaine de la commande des charges de moyenne puissance, par exemple un moteur d'aspirateur, un circuit de chauffage asservi en température, un système d'éclairage à atténuateur... La figure 1 représente très schématiquement un tel circuit de commutation. La charge 1 est disposée aux bornes A et B d'une tension alternative ou d'une tension alternative redressée, en série avec un commutateur de puissance SW. Le commutateur SW sera appelé commutateur de puissance, bien qu'il s'agisse dans les exemples donnés d'un commutateur de moyenne puissance destiné à commuter des charges connectées au secteur. Le commutateur SW est commandé par un circuit de commande 2 recevant un ordre de commande, périodique ou non, sur une borne 3. Le circuit de commande est, par exemple, destiné à mettre le commutateur en conduction pendant une partie seulement d'une alternance de la tension alternative entre les bornes A et B, ce qui correspond à une commande dite par angle de phase. Alors, au moment de la fermeture du commutateur, un fort appel de courant se fait dans la charge. En d'autres termes, la variation du courant en fonction du temps (di/dt) est brutale et le courant présente des pics importants à chaque fermeture du commutateur. Ces pics de courant sont susceptibles d'être renvoyés par les bornes A et B sur le réseau alternatif d'alimentation et de perturber ce réseau et d'autres circuits connectés à ce réseau. Classiquement, pour atténuer ces perturbations, on prévoit en série avec le circuit de commutation une inductance L de valeur relativement élevée ce qui, indépendamment du coût de cette inductance qui est un composant discret de relativement forte dimension, complique la conception du circuit. Ainsi, la présente invention vise à résoudre le problème du renvoi de parasites sur une source d'alimentation et les éléments connectés à cette source sans rajouter d'éléments discrets tels qu'une inductance de forte valeur. Pour résoudre ce problème, la présente invention prévoit d'incorporer à une puce semiconductrice contenant le commu- tateur de puissance un moyen de détection de la variation de courant dans ce commutateur et d'utiliser cette variation comme moyen d'asservissement pour modifier la tension de commande du commutateur pour réduire la variation de courant dans le circuit lors de la fermeture de ce commutateur. Bien entendu, la présente invention implique d'utiliser un commutateur tel qu'il existe un lien entre le signal de commande appliqué au commutateur et le courant traversant ce commutateur. Il pourra par exemple s'agir d'un composant de type transistor bipolaire, de type transistor MOS de puissance vertical, de type transistor bipolaire à grille isolée (IGBT), etc. Plus particulièrement, la présente invention prévoit un commutateur de puissance réalisé dans une puce semiconductrice, comprenant un enroulement réalisé à la périphérie d'au moins une face de ladite puce, cet enroulement comprenant deux bornes de connexion fournissant un signal proportionnel aux variations de courant dans ledit commutateur. Selon un mode de réalisation de la présente invention, le commutateur comprend en outre une résistance de forte valeur disposée dans ou sur la puce semiconductrice. Selon un mode de réalisation de la présente invention, le commutateur est du type transistor bipolaire, transistor MOS ou transistor bipolaire à grille isolée. Selon un mode de réalisation de la présente invention, le commutateur est associé à un circuit d'asservissement d'un signal de commande de ce commutateur en fonction du signal aux bornes dudit enroulement. Ces objets, caractéristiques et avantages, ainsi que d'autres de la présente invention seront exposés en détail dans la description suivante de modes de réalisation particuliers faite à titre non-limitatif en relation avec les figures jointes parmi lesquelles : la figure 1 représente schématiquement un circuit de commutation d'une charge selon l'art antérieur ; la figure 2 représente schématiquement un circuit de commutation d'une charge du type réalisé par la présente inven- tion ; la figure 3A est une vue en coupe partielle d'un exemple de commutateur selon la présente invention ; la figure 3B est une vue de dessus schématique d'un exemple de commutateur selon la présente invention ; et la figure 4 représente un circuit de commutation du courant dans une charge selon la présente invention. Dans les diverses figures, de mêmes éléments sont désignés par de mêmes références. En outre, conformément à l'usage, les vues en coupe et de dessus de composants semiconducteurs ne sont pas représentées à l'échelle. La présente invention vise à réaliser un circuit du type illustré en figure 2. Dans ce circuit, une charge 1 est connectée entre des bornes d'alimentation alternative A et B par l'intermédiaire d'un commutateur SW. Le commutateur SW est commandé par un circuit de commande 12 recevant un signal de déclenchement 3 à partir d'un instant choisi de chaque alternance. La présente invention prévoit de détecter la variation de courant di/dt dans le circuit de charge au moment de la fermeture et d'appliquer au circuit de commande 12 un signal de correction lié à la valeur de la variation di/dt de façon que cette valeur di/dt ne dépasse pas un seuil déterminé. En outre, la présente invention prévoit de réaliser le circuit de détection de variation de courant de façon monolithique avec le commutateur de puissance Sw. Un mode de réalisation de la présente invention est illustré dans la vue en coupe partielle de la figure 3A dans le cas où le composant de puissance est un transistor MOS vertical. Le transistor MOS vertical est formé à partir d'un substrat 21 de type N comprenant du côté de sa face inférieure une couche 22 plus fortement dopée de type N recouverte d'une métallisation de drain D. Du côté de la face supérieure, sont formés des caissons 23 de type P. Dans chaque caisson est formé un anneau 24 de type N dont la périphérie externe s'étend près de la périphérie du caisson 23. La zone du caisson 23 entre la périphérie de ce caisson et la périphérie externe de la région 24 de type P est recouverte d'une métallisation de grille 26 formée sur une couche isolante 27. Une métallisation de source est solidaire de la partie centrale des caissons 23 et des anneaux 24. Ainsi, quand aucune tension n'est appliquée à l'électrode de grille G, le composant est bloqué. Quand une tension est appliquée à l'électrode G, un courant peut passer de la métallisation de source S à la métallisation de drain D, en passant par la zone 24, une zone de canal formée dans la partie supérieure externe du caisson 23, puis verticalement à travers le substrat 21 vers la région N+ 22. On a également représenté une zone périphérique 28 de type P plus profonde que les caissons 23 à la périphérie du composant. Cette zone 28 ou d'autres moyens périphériques pour assurer que le claquage d'un transistor MOS vertical ne puisse pas se faire en périphérie sont connus de l'homme du métier et sont susceptibles de nombreuses variantes. On a représenté ci-dessus à titre d'exemple un transistor MOS vertical. L'invention pourrait également être mise en oeuvre avec d'autres commutateurs de puissance tels que le courant qui les traverse est lié à la tension appliquée sur leur électrode de commande. Des exemples de tels composants sont des transistors bipolaires, ou des transistors bipolaires à grille isolée (IGBT) (on notera que la structure d'un transistor IGBT ne se distingue de la structure représentée schématiquement en figure 3A que par le fait que la couche 22 au lieu d'être fortement dopée du même type que le substrat est fortement dopé du type de conductivité opposé). Selon la présente invention, la périphérie du composant est revêtue d'une métallisation 30 enroulée en spires successives autour du composant de puissance. La métallisation 30 est isolée du substrat 21 par une couche isolante 29, par exemple en oxyde de silicium. Cette métallisation 30 se voit mieux dans la vue de dessus de la figure 3B où elle s'étend entre des plots 31 et 32. On a représenté également en figure 3B, par un contour en pointillés, le contour de la métallisation de source S et par un autre contour en pointillés le contour d'une région de reprise de contact de grille G. Quand le composant est parcouru par un courant vertical, des variations de ce courant produiront aux bornes 31,32 de l'inductance 30 un signal proportionnel à la variation de courant. On notera d'ailleurs que ce signal est détectable même si le courant n'est pas strictement vertical, pour autant qu'il ne reste pas dans le plan des spires. On a représenté dans la figure un enroulement à quatre spires. On pourrait bien entendu prévoir des enroulements à plus ou moins de spires selon le seuil de détection visé. Pour détecter le signal entre les bornes 31 et 32, on pourra par exemple connecter entre ces bornes 31 et 32 une résis- tance de valeur très élevée. Cette résistance pourra être disposée de façon externe ou pourra être réalisée de façon monolithique sur la puce semiconductrice 21 sous forme d'une résistance en silicium polycristallin ou de toute autre façon connue de l'homme de métier. La figure 4 représente un exemple d'utilisation d'un composant selon la présente invention dans un circuit. Dans la figure 4, ce composant a été désigné de façon générale par la référence 40 et comprend par exemple un transistor de puissance T, un enroulement 30 et une résistance R intégrés de façon monolithique. La borne 32 de l'enroulement 30 et de la résistance R est reliée à la masse. La borne 31 est reliée par l'intermédiaire d'un multiplicateur 41 par un coefficient K à l'entrée de soustraction d'un additionneur 42 dont l'entrée d'addition reçoit le signal de commande en provenance du circuit 12. Ainsi, quand un ordre est appliqué sur l'entrée 3 du circuit 12, cet ordre tend à fermer le transistor T. Il se produit alors une variation de courant dans le circuit et le signal di/dt est amplifié/atténué par l'amplificateur 41 et combiné avec l'ordre de commande pour limiter la vitesse de fermeture du transistor T. On comprendra que le circuit d'asservissement du transistor T ou autre commutateur de puissance est susceptible de nombreuses variantes qui apparaîtront à l'homme de l'art. Par exemple, on pourra, pour satisfaire à des normes de renvoi de parasites sur un réseau d'alimentation, prévoir un circuit d'asservissement qui effectue des compensations différentes selon la fréquence du signal di/dt. Par ailleurs, l'ensemble du circuit de commande et du circuit de traitement du signal di/dt pourra être intégré sur la même puce semiconductrice que celle qui contient le composant de puissance. De nombreuses autres variantes apparaîtront à l'homme de l'art, notamment en ce qui concerne le dimensionnement des composants. REVENDICATIONS 1. Commutateur de puissance réalisé dans une puce semi- conductrice, caractérisé en ce qu'il comprend un enroulement (30) réalisé à la périphérie d'au moins une face de ladite puce, cet enroulement comprenant deux bornes de connexion (31,32) fournissant un signal proportionnel aux variations de courant dans ledit commutateur. 2. Commutateur selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'il comprend en outre une résistance de forte valeur (R) disposée dans ou sur la puce semiconductrice. 3. Commutateur de puissance selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'il est du type transistor bipolaire, transistor MOS ou transistor bipolaire à grille isolée. 4. Commutateur selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'il est associé à un circuit (41,42) d'asservissement d'un signal de commande de ce commutateur en fonction du signal aux bornes dudit enroulement.