FR 2809870 A1 20011207 FR 0007148 A 20000605 FILTRE HYPERFREQUENCES BI-MODE La présente invention concerne un filtre hyperfréquences bi-mode pour guide-d'ondes destiné par exemple à des applications dans les satellites de télécommunications. De tels filtres sont capables de présenter des fonctions de transfert de filtrage très complexes et sélectives. A la mise en oeuvre la plus courante, on utilise des résonateurs sous forme de guides-d'ondes circulaires, ainsi que des iris de couplage dont les formes sont complexes, et chaque cavité nécessite un réglage manuel avec un minimum de trois vis de réglage. Les filtres bi-modes pour guides-d'ondes circulaires ou elliptiques sont utilisés de manière courante dans les réseaux d'entrée et/ou sortie de satellites de communication et leurs caractéristiques de base sont bien connues, par exemple de l'article de A. E. Williams, A four-cavity elliptic waveguide filter, publié dans IEEE Transactions MTT-18, Dec. 1970, pages. 1109 à 1114, ainsi que dans l'article .de A.E.Atia et collaborateurs, intitulé Narrow-bandpass waveguide filters, publié dans IEEE Transactions MTT-20, Avril 1972, pages 258 à 265. Dans les mises en oeuvre industrielles classiques, un filtre bi-mode met en oeuvre des iris croisés pour réaliser les couplages d'interrésonnance et présente en général un minimum de trois vis de réglage pour chaque cavité, lesquelles peuvent être réglées manuellement. En outre, en raison des interactions entre les iris de couplage et les vis de réglage, il faut déployer des efforts de mise en oeuvre expérimentale pour dimensionner correctement des iris de couplage. Pour réduire, voire éliminer l'accord manuel par les vis d'accord, et la caractérisation expérimentale, on utilise en général un outil logiciel pour simuler complètement les ondes électromagnétiques de la structure du filtre complet. C'est ainsi que récemment, un certain nombre d'apports ont été faits dans ce domaine en proposant par exemple la mise en oeuvre d'un guide-d'ondes carré par exemple dans l'article de Xiao-Peng Liang, et collaborateurs, intitulé Dual mode coupling by square corner cut in resonator and filters , publié dans IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, volume 40, numéro 12, Décembre 1992, pages 2294 à 2302, et dans l'article de R. Ihmels et collaborateurs intitulé Field Theory of CAD of L-Shaped Iris Coupled Mode Launchers and Dual Mode Filters , publié en 1993 dans les IEEE MTT-S Digest, pages 765 à 768. D'autres articles ont proposé d'autres géométries de filtres, par exemple l'article de R. Orta et collaborateurs, intitulé A new configuration of dual-mode rectangular waveguide filters , publié dans les Proceedings of the 1995 European Microwave Conférence, Bologna, Italie, pages 538 à 542, ou bien encore dans l'article de S. Moretti et collaborateurs, intitulé Field Theory design of a novel circular waveguide dual-mode filter , publié dans les Proceedings of the 1995 European Microwave conférence, Bologna, Italie, pages 779 à 783 ; ou bien encore dans l'article de L. Accatino et collaborateurs intitulé A four-pole dual-mode filter realized in circular cavity without screws , publié en 1996 dans le IEEE MTT-S Digest, pages 627 à 629. En outre, une modélisation des vis d'accord a été suggérée, mettant en oeuvre par exemple un guide-d'ondes circulaire. Cette modélisation est réalisée par éléments finis comme indiqué dans l'article de José Montejo-Garai et collaborateurs, intitulé Full-Wave design and realization of multicoupled dual-mode circular waveguide filters , publiée dans IEEE transactions on Microwave theory and techniques, volume 43, numéro 6, Juin 1995, pages 1290 à 1297. Plus récemment, un outil logiciel très précis et efficace a été présenté pour la conception et l'optimisation de la structure complète d'un filtre, y compris l'influence des vis d'accord. Ceci a été décrit dans les articles de Alvarez et collaborateurs, intitulé New simple procedure for the computation of the multimode admittance matrix of arbitrary waveguide junction , publié en 1995 dans IEEE MTT-S Digest, pages 1415 à 1418 et de V. Boria et collaborateurs intitulé Accurate CAD for dualmode filters in circular waveguide including tuning elements , plublié en 1997 dans IEEE MTT-S Digest, pages 1575 à 1578. Bien que toutes les études mentionnées cidessus aient fait avancer de manière significative l'état de l'art dans ce domaine, il n'en reste pas moins que la fabrication de multiplexeurs de sortie destinés à des satellites, et basés sur des filtres bimodes sous forme de guides-d'ondes circulaires nécessitent toujours un temps important de conception et un coût élevé. Ceci est essentiellement dû à deux aspects du processus de conception et de fabrication. Le premier est que même si les outils de conception assistés par ordinateur qui ont été développés sont en effet pratiques pour les conceptions de filtres simples, ils ne sont pas complètement adaptés à la conception de multiplexeurs complexes présentant un grand nombre de canaux, par exemple 10 à 20. Le second est que la géométrie qui est requise peut avoir des formes très complexes, et il est de ce fait très difficile de réaliser sur le plan mécanique de tels éléments avec la précision requise qui est en général supérieure ou égale à 2 à 5 microns suivant les spécifications électriques. La présente invention a pour objet un filtre micro-onde bimode qui présente l'avantage d'une simplicité de conception et/ou une facilité de simulation des ondes électromagnétiques et/ou une simplicité et un faible coût du procédé de fabrication. L'idée de base de l'invention est d'utiliser un environnement mettant en oeuvre un guide-d'ondes rectangulaire ne présentant que des discontinuités inductives simples. Etant donné que seulement des discontinuités inductives de guides-d'ondes rectangulaires sont mises en oeuvre, elles peuvent être analysées et optimisées de manière beaucoup plus précise et efficace que dans le cas des mises en oeuvre traditionnelles des guides-d'ondes circulaires. Même dans le cas des multiplexeurs multicanaux complexes, la conception peut être réalisée à l'aide de logiciels connus tels que le logiciel WIND décrit dans l'article de M. Guglielmi, intitulé Rigorous network numerical représentation of inductive step , publié dans IEEE Transactions on microwave theory and techniques, volume 42, numéro 2, Février 1994, pages 317 à 326, ou bien le logiciel FEST décrit dans l'article de M. Guglielmi et collaborateurs, intitulé A CAD tool for complex waveguide components and subsystems , publié dans Microwave Engineering Europe, Mars/Avril 1994, pages 45 à 53. Un autre avantage est que la structure de filtre requise est très simple et s'adapte très bien à une fabrication de haute précision et à faible coût, de manière à réduire le coût total de développement et de fabrication de manière très significative. L'invention concerne ainsi un filtre hyperfréquence bi-mode, caractérisé en ce qu'il comporte un résonateur rectangulaire de longueur 1, de hauteur b et de largeur a fonctionnant selon deux modes distincts (m, o, n) (p, o, q) d'une même famille de modes. Les deux modes présentent avantageusement la même direction que le champ E, et les discontinuités d'excitation des modes d'une part et de couplage d'autre part sont inductives et de même direction. Lesdites longueur 1 et largeur a sont avantageusement choisies dans un rapport tel que lesdits deux modes résonnent à la même fréquence, à savoir : c'est-à-dire : avec m différent de p et n différent de q. Le filtre peut fonctionner selon deux modes TEm,0,net, TEp,0,q et être couplé en amont et en aval à un premier et à un deuxième guide rectangulaires à travers des ouvertures qui sont couplées auxdits deux modes de sorte qu'il présente une transmission nulle en haut de sa bande passante. Selon un autre aspect, le filtre présente un résonateur rectangulaire tel que défini ci-dessus couplé à un résonateur monomode et le rapport entre la largeur a et la longueur 1 dudit résonateur rectangulaire est choisi pour que le filtre ait- un zéro de transmission dans la partie inférieure de sa bande passante. Un filtre quadripolaire bi-mode peut comporter un premier et un deuxième résonateurs rectangulaires tels que définis ci-dessus, qui sont couplés entre eux, les rapports entre la longueur 1 et la largeur a des deux cavités étant choisis pour que le filtre quadripolaire bi-mode ainsi constitué présente deux zéros de transmission. Il peut par exemple présenter un zéro de transmission à la partie inférieure de sa bande passante et un zéro de transmission à la partie supérieure de sa bande passante. Ce filtre à deux zéros de transmission peut constituer un filtre passe-bande étroit. En particulier, m = 1, n = 2, p = 3 et q = 1. Selon encore un autre aspect de l'invention, le filtre est caractérisé en ce que le résona.teur rectangulaire présente au moins un coin présentant une échancrure carrée ou rectangulaire. Selon encore un autre aspect de l'invention, le filtre comporte un troisième et un quatrième résonateurs rectangulaires couplés entre eux et chaque résonateur rectangulaire comporte des vis de réglage disposées sur une paroi supérieure ou inférieure En particulier, m = 1, n = 2, p = 2 et q = 1. D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront mieux à la lecture de la description qui va suivre, donné à titre d'exemple non limitatif, en liaison avec les dessins dans lesquels : - la figure 1 représente un filtre rectangulaire, - les figures 2 et 3 représentent une première variante de filtres bi-modes, la figure 3 donnant les profiles d'amplitude en fonction de la fréquence en GHz ; - la figure 4 représente un filtre bimode à trois pôles, présentant deux filtres rectangulaires couplés, le premier étant un filtre bimode et l'autre un résonateur monomode, la figure 5 représentant les courbes de perte d'insertion et de retour en décibels et en fonction de la fréquence en GHz ; - la figure 6 représente un filtre quadripole à deux cavités couplées dont les courbes de perte d'insertion et de retour en décibels en fonction de la fréquence en GHz sont donnés à la figure 7 ; - les figures 8,10, 12 et 14 représentent d'autres variantes de l'invention et les courbes de perte d'insertion et de retour en fonction de la fréquence en GHz sont donnés respectivement aux figures 9, 11, 13 et 15. Un résonateur formant un filtre bi-mode sous forme de guide-d'ondes circulaire utilise deux modes TE1,1,n dégénéré avec des champs électriques qui tournent avec un déphasage de 90 . Grâce à la mise en oeuvre de ces deux modes, un résonateur unique peut produire deux résonances électriques indépendantes. En connectant en série deux de ces résonateurs, on peut alors introduire des couplages croisés entre les quatre résonances indépendantes de manière à obtenir des fonctions de filtrage complexes. Le réglage ou accord entre les deux résonances indépendantes de chaque résonateur est introduit à l'aide d'une vis de réglage ou d'accord, disposée à 45 par rapport au champ électrique des deux résonances, les couplages interrésonateurs, et les couplages entre l'entrée et la sortie étant réalisés à l'aide d'iris de couplage. Le réglage de fréquence des résonances individuelles est réalisé à l'aide de vis de réglage supplémentaires qui sont parallèles au champ électrique bi-mode spécifique à régler. Tous ces éléments représentent des discontinuités dans l'environnement du résonateur qui excitent à la fois les modes d'ordre élevés TE et TM. La présence de ces modes d'ordre élevés rend l'analyse électromagnétique de ce type de structure très difficile. La nouvelle famille de filtres bi-modes proposés dans la présente invention repose sur le mise en oeuvre de paires de modes d'une même famille de modes dans un résonateur rectangulaire. Selon ce concept, beaucoup de choix sont rendus possibles à partir des mêmes caractéristiques de base. Pour trouver les combinaisons modales qui sont possibles dans le résonateur rectangulaire présentant une longueur 1, une hauteur b et une largeur a (voir figure 1) on impose tout d'abord que la valeur propre relative à la dimension b soit égale à zéro, et ensuite on impose la condition que les deux modes résonnent à la même fréquence à savoir : Dans lesquels les valeurs propres m et n se rapportent au premier mode et les valeurs propres p et q se rapportent au second mode. L'équation ci-dessus conduit à l'expression suivante pour le choix initial du rapport a/1 en relation avec la paire de modes choisis : Le nombre d'ondes de la résonance est donné par la formule suivante : La seule contrainte additionnelle qui doit être imposée pour obtenir un fonctionnement de type bi-mode est que les indices des modes n et p et n et q soient différents, à savoir m différent de p et n différent de q. L'imposition de cette dernière condition assure en fait qu'à chaque bord du résonateur les modes de résonance choisis sont orthogonaux, ce qui rend possible le fonctionnement bi-mode. En outre, lorsqu'un filtre est réalisé avec un certain nombre de résonateurs en cascade, différentes combinaisons de modes peuvent aussi être mises 'en oeuvre dans chaque résonateur pour améliorer la réponse en dehors de la bande passante. Il est important de remarquer que dans toutes les équations ci-dessus, le nombre d'ondes relatives à la dimension b a été choisi égal à zéro. En conséquence, le choix de mode de résonance de la famille TEm,o,n permet d'obtenir un filtre très simple dont la structure ne comporte que des discontinuités inductives qui sont à la fois faciles à analyser et faciles à fabriquer avec une haute précision mécanique. Une autre conséquence importance de ce choix est que le facteur de qualité Q de la structure peut être ajusté simplement en changeant la hauteur b du résonateur de manière à obtenir de faibles pertes d'insertion. La figure 2 représente un résonateur bimode de longueur 1 = 35,45 mm et de largeur a = 62,1 mm qui est couplé à un guide-d'ondes rectangulaire standard de largeur 28,5 mm. Les modes choisis dans ce cas sont les modes TE1, 0, 2 et TE3, 0, 1- Les réponses simulées et mesurées de ce filtre sont représentées à la figure 3. Ce filtre a été simulé à l'aide du logiciel WIND mentionné cidessus. Une importante caractéristique est la présence d'un zéro transmission à droite, c'est-à-dire à la partie haute, de la bande passante. Ce zéro est dû au fait que l'ouverture d'entrée et de sortie de largeur 16,6 mm couple à la fois les modes TE1, 0, 2 et TE3, 0, 1. Etant donné que la résonance du mode TE1, 0, 2 2 change de signe lorsque le champ se déplace de l'entrée à la sortie, une interférence destructive est produite qui introduit le zéro de transmission précité. Un autre exemple est donné à la figure 4. Dans ce filtre, le premier résonateur est un résonateur bi-mode qui utilise la même paire de modes que celui de la figure 2. Le second résonateur est un résonateur standard à simple mode. Pour ce filtre, le rapport a/1 entre la largeur et la longueur du résonateur bi-mode a été choisi de sorte que l'interférence destructive donne lieu à un zéro de transmission à la gauche, c'est-à-dire à la partie inférieure de la bande passante du filtre. La réponse simulée de ce filtre calculée avec le logiciel WIND est représentée à la figure 5. Le filtre représenté à la figure 6 met en oeuvre deux cavités bi-modes couplées entre elles et dont chacune utilise le mode TE1, 0, 2 et le mode TE3, 0, 1 pour obtenir des zéros de transmission qui sont situés à la fois à la gauche et à la droite de la bande passante. La réponse simulée de ce filtre qui a été conçu avec le logiciel WIND est représentée à la figure 7. Un autre exemple de filtre quadripôle à deux zéros de transmission, et qui a été optimisé pour obtenir une réponse à bande étroite du type requis dans les multiplexeurs de sortie, est représenté à la figure 8. Les modes utilisés sont également les modes TE1, 0, 2 et TE3, 0,1 La réponse simulée de ce filtre conçu avec le logiciel WIND est représenté à la figure 9. Un autre exemple de filtre représenté à la figure 10 met en oeuvre les modes TE1, 0, 2 et TE2,0,1. La structure de ce filtre a été simulée avec le logiciel FEST et les résultats obtenus sont montrés à la figure 11. Un couplage entre les modes orthogonaux a été introduit en utilisant des discontinuités de dimensions T3, T4 placées dans les coins des résonateurs bi-mode. En outre, les couplages entrée et sortie ne sont pas disposés dans la continuité, mais au contraire à 90 . Les modes TE1, 0, 2 et TE2, o, 1 peuvent être également utilisés dans une configuration en ligne. Les dimensions d'un filtre en bande Ku utilisant cette configuration sont représentées à la figure 12, et les courbes de réponses simulées à la figure 13. Le filtre illustré par les figures 14 et 15 permet un réglage manuel. Cette caractéristique est essentielle pour les applications en bande étroite pour lesquelles la précision mécanique requise pour mettre en oeuvre des filtres non accordables n'est pas réalisable avec les techniques actuelles. La figure 14 montre la structure d'un filtre en bande Ku à bande étroite dans lequel des vis de réglage 10 sont mises en oeuvre. Les résultats simulés de ces filtres y compris les vis de réglages (pénétration de 1 mm) ont été réalisés avec le logiciel DUMAS qui sont représentés à la figure 15. La caractéristique supplémentaire de la structure en ligne de la figure 14 est qu'elle se prête également à une charge diélectrique ou métallique. Ceci est dû à la configuration particulière du filtre à l'intérieur du résonateur. Les deux séries de lignes pointillées à 90 de la figure 14 indiquent en fait les régions dans lesquelles la valeur du champ électrique est égale à zéro. Ces lignes se croisent au centre de chaque résonateur en indiquant que les deux modes de résonance correspondent à une valeur du champ électrique nulle à cet endroit. Cette caractéristique peut être exploitée de deux manières. La première est que l'on peut introduire une tige diélectrique au centre de la cavité pour diminuer le volume total du résonateur qui est nécessaire à une fréquence donnée. La seconde est que l'on peut introduire au même endroit une tige métallique. En utilisant un matériau ayant un coefficient d'expansion thermique approprié, on peut alors compenser la variation de la fréquence centrale du filtre en fonction de la température. Cette dernière caractéristique est particulièrement intéressante dans le cas des applications satell~tes, puisqu'elles permettent d'utiliser des matériaux de faible poids pour la fabrication du filtre tout en obtenant une stabilité thermique élevée. Ainsi que le montre la description dans l'exemple ci-dessus, les filtres bi-modes utilisant la famille de modes TEm,o,ndans un résonateur rectangulaire, sont très simples à simuler et à optimiser du fait qu'ils emploient seulement des discontinuités inductives. Un autre avantage est qu'elles sont réalisables avec un procédé de fabrication de haute précision à faible coût et qu'elles sont idéalement adaptées à des applications à des multiplexeurs embarquées sur les satellites. REVENDICATIONS 1. Filtre hyperfréquences bi-mode, caractérisé en ce qu'il comporte un résonateur rectangulaire de longueur 1, de hauteur b et de largeur a fonctionnant selon deux modes distincts (m, o, n) (p, o, q) d'une même famille de modes et présentent la même direction que le champ E, et en ce que les discontinuités d'excitation des modes et de couplage sont inductives et de même direction. 2. Filtre selon la revendication 1, caractérisé en ce que lesdites longueur 1 et largeur a sont choisies dans un rapport tel que lesdits deux modes résonnent à la même fréquence, à savoir : C'est-à-dire : avec m différent de p et q différent de n. 3. Filtre selon une des revendications 1 ou 2, caractérisé en ce qu'il fonctionne selon deux modes TEm, o, n et TEp, o, q et en ce qu'il est couplé en amont et en aval à un premier et à un deuxième guide rectangulaire à travers des ouvertures qui sont couplées auxdits deux modes de sorte qu'il présente une transmission nulle en haut de sa bande passante. 4. Filtre selon la revendication 2, caractérisé en ce qu'il présente un résonateur rectangulaire selon la revendication 2 couplé à un résonateur monomode et en ce que le rapport entre la largeur a et la longueur 1 dudit résonateur rectangulaire est choisi pour que le filtre ait un zéro de transmission dans la partie inférieure de sa bande passante. 5. Filtre selon la revendication 2, caractérisé en ce qu'il comporte un premier et un deuxième résonateurs rectangulaires selon la revendication 2, qui sont couplés entre eux, les rapports entre la longueur 1 et la largeur a des deux cavités étant choisis pour que le filtre quadripolaire bi-mode ainsi constitué présente deux zéros de transmission. 6. Filtre selon la revendication 5, caractérisé en ce qu'il présente un zéro de transmission à la partie inférieure de sa bande passante et un zéro de transmission à la partie supérieure de la bande passante. 7. Filtre selon la revendication 5, caractérisé en ce qu'il constitue un filtre passebande étroit. 8. Filtre selon une des revendications précédentes, caractérisé en ce que m = 1, n = 2, p = 3 et q = 1. 9. Filtre selon une des revendications précédentes, caractérisé en ce que le résonateur rectangulaire présente au moins un coin présentant une échancrure carrée ou rectangulaire. 10. Filtre selon une des revendications 1 ou 2, caractérisé en ce qu'il comporte un troisième et un quatrième résonateurs rectangulaires couplés entre eux et en ce que chaque résonateur rectangulaire comporte des vis de réglage disposées sur une paroi supérieure ou inférieure 11. Filtre selon la revendication 10, caractérisé en ce que m = 1, n = 2, p = 2 et q = 1.