FR 2813481 A1 20020301 FR 0106007 A 20010504 La présente invention concerne de.façon générale les modulateurs de fréquence et, en particulier, un modulateur de fréquence ayant une fréquence porteuse variable. Une fréquence porteuse variable permet au modulateur de fréquence d'être utilisé dans une variété de modes de communication. En général, la discrimination entre la fréquence porteuse d'un signal vidéo et la fréquence porteuse d'un signal audio est faite en référence à la fréquence porteuse du signal vidéo comme porteuse principale, et à la fréquence porteuse du signal audio comme sous-porteuse. Dans les communications sans fil à très haute fréquence (VHF) et à ultra haute fréquence (UHF), les signaux vidéo sont transmis dans un mode de transmission à modulation d'amplitude (AM) et les signaux audio sont transmis dans un mode de transmission à modulation de fréquence (FM). L'espacement entre la porteuse principale et la sous-porteuse peut varier entre différents modes de transmission, comme décrit ci-après. Dans le mode NTSC, la fréquence porteuse d'un signal audio est supérieure de 4,5 MHz à celle d'un signal vidéo. Dans le mode PAL, l'espacement entre la fréquence porteuse d'un signal audio et la fréquence porteuse d'un signal vidéo est de 5, 5 MHz dans un mode B/G, de 6, 0 MHz dans un mode I, et de 6,5 MHz dans un mode D/K. Par. conséquent, des modulateurs de fréquence qui ,peuvent être utilisés de façon commune dans une variété de modes de transmission ont été développés. La figure 1 est une représentation générale schématique illustrant un modulateur de fréquence classique. Dans le modulateur de fréquence, la fréquence d'oscillation d'un oscillateur commandé en tension (VCO) qui reçoit un signal audio AUDIO et génère un signal de sortie FM OUT est déterminée par une pluralité de circuits bouchons à inductance- capacité externes Ll-C1, L2-C2, L3-C3 et L4-C4. Les opérations des circuits bouchons à inductance -capacité Ll-Cl à L4-C4 sont commandées par des commutateurs SW1, SW2, SW3 et SW4, respectivement. Chacun des circuits bouchons à inductance-capacité L1-C1 à L4-C4 génère un signal de commande VCO-CTRL pour commander la fréquence d'oscillation de l'oscillateur commandé en tension. Les commutateurs SW1, SW2, SW3 et SW4 sont sélectivement mis en service en réponse à un signal de sélection.de commutateur SW_SEL. Le signal de sélection de commutateur SW-SEL est établi extérieurement, ou est établi par un micro- ordinateur interne en fonction du mode de radiodiffusion. Un modulateur de fréquence tel que celui montré en figure 1 nécessite de nombreuses pièces qui sont disposées à l'extérieur d'un circuit intégré (CI), ce qui augmente par conséquent le coût de fabrication et complique les processus de fabrication du modulateur de fréquence. La figure 2 est un schéma général d'un modulateur de fréquence classique qui utilise un gyrateur. Le modulateur de fréquence de la figure 2 comprend un amplificateur audio et un sélecteur de sous-porteuse pour altérer l'inductance d'une inductance Lg. Contrairement au modulateur de fréquence de la figure 1, le modulateur de fréquence de la figure 2 utilise un gyrateur comme inductance, le gyrateur étant un élément d'un circuit bouchon à inductance- capacité. Le gyrateur est incorporé à un circuit intégré. La fréquence d'oscillateur d'un oscillateur commandé en tension est déterminée par l'inductance- Lg, qui est réalisée sous la forme d'un gyrateur, et par un condensateur C. L'inductance du gyrateur est établie par un signal de sélection de canal CH-SEL qui dépend du mode de radiodiffusion. Ensuite, un signal audio AUDIO est amplifié par un amplificateur audio, et altère l'inductance du gyrateur. Lorsque l'inductance du gyrateur est altérée, la fréquence de résonance du circuit bouchon à inductance- capacité change également, de même qu'un signal de sortie VOUT. Une source de courant commandée en tension convertit la tension en courant, parce que le signal d'entrée sur le gyrateur est un courant. Un amplificateur connecté au noeud de sortie du modulateur de fréquence compense les pertes de courant dans le gyrateur. Le modulateur de fréquence de la figure 2 réduit le nombre de dispositifs extérieurs à un circuit intégré. Cependant, le modulateur de fréquence de la figure 2 génère une quantité significative de bruit, pare que la caractéristique de bruit du gyrateur est très mauvaise. Par conséquent, il existe un besoin pour un modulateur de fréquence qui réduise le bruit et qui soit susceptible d'être adapté à une variété de modes de radiodiffusion. Pour résoudre les problèmes ci-dessus et d'autres problèmes associés de la technique existante, on propose un modulateur de fréquence à faible bruit qui est susceptible d'être adapté à une variété de modes de radiodiffusion. De plus, on propose un circuit de compensation d'indice de modulation pour ajuster la variation de la fréquence de sortie d'un modulateur de fréquence en fonction d'une fréquence porteuse. De plus, on proposé un oscillateur commandé en tension destiné à être utilisé dans un modulateur de fréquence qui est susceptible d'être adapté à une variété de modes de radiodiffusion. Selon un objet de l'invention, on propose un modulateur de fréquence ayant une fréquence porteuse variable. Le modulateur de fréquence comprend un oscillateur commandé en tension pour moduler en fréquence un signal d'entrée d'oscillateur à l'aide d'une fréquence d'oscillation de l'oscillateur commandé en tension jouant le rôle de fréquence porteuse. La fréquence d'oscillation est établie par un signal de détermination. Un détecteur de phase/fréquence détecte les différences de phase et de fréquence entre un signal de sortie de l'oscillateur commandé en tension et un signal de référence prédéterminé. Un filtre passe-bas reçoit une sortie du détecteur de phase/fréquence et génère le signal de détermination. Un amplificateur de signal audio amplifie un signal audio et génère une paire de signaux de sortie qui ont des niveaux de tension qui changent dans des directions opposées. Un circuit de compensation d'indice de modulation, connecté à un noeud de. sortie de l'amplificateur de signal audio, change les niveaux de tension de la paire de signaux de sortie et délivre en sortie la paire de signaux de sortie ayant les niveaux de tension changés à. l',oscillateur commandé en tension à titre de signal d'entrée d'oscillateur de façon à ajuster une variation de fréquence du signal de sortie de l'oscillateur commandé en tension en fonction de la fréquence d'oscillation qui est établie par le signal de détermination. Selon un autre aspect de l'invention, dans un modulateur de fréquence qui comprend un amplificateur de signal audio pour amplifier un signal audio et générer une paire de signaux de sortie qui ont des niveaux de tension qui changent dans des directions opposées et un oscillateur commandé en tension pour moduler en fréquence la paire de signaux de sortie en utilisant une fréquence d'oscillation établie par un signal de détermination prédéterminé comme fréquence porteuse, on propose un circuit de compensation d'indice de modulation. Le circuit de compensation d'indice de modulation comprend au moins un circuit d'ajustage de niveau de tension entre un noeud de sortie de l'amplificateur de signal audio et une tension de référence prédéterminée. Le fonctionnement du circuit d'ajustage de niveau de tension au nombre d'au moins un est commandé en fonction d'un signal de sélection. Le circuit d'ajustage de niveau de tension au nombre d'au moins un est connecté en parallèle avec d'autres circuits d'ajustage de niveau de tension lorsqu'il y a deux circuits d'ajustage de niveau de tension ou davantage. Le circuit de compensation d'indice de modulation change les niveaux de tension de la paire de signaux de sortie afin d'ajuster une variation de fréquence d'un signal de sortie de l'oscillateur commandé en tension en fonction de la fréquence d'oscillation qui est établie par le signal de détermination prédéterminé. Selon encore un autre aspect de l'invention, on propose un oscillateur commandé en tension pour moduler en fréquence un signal d'entrée en utilisant une fréquence d'oscillation de l'oscillateur commandé en tension comme fréquence porteuse. La fréquence d'oscillation est établie par un signal de détermination prédéterminé.. L'oscillateur commandé en tension comprend un c#ur d'oscillateur pour générer un signal de sortie qui change en fonction du signal de détermination prédéterminé. Un condensateur convertit le signal de sortie du c#ur d'oscillateur en un courant et délivre en sortie le courant. Un étage d'entrée commande un courant d'oscillateur extrait du c#ur d'oscillateur à l'aide d'une paire de signaux d'entrée et du courant de sortie du condensateur. Ces aspects, éléments et caractéristiques et avantages de la présente invention, ainsi que d'autres, apparaîtront de façon évidente à partir de la description détaillée qui suit de formes de réalisation préférées, qui doivent être lues en liaison avec les dessins joints, sur lesquels la figure 1 est une représentation générale schématique illustrant un modulateur de fréquence classique ; la figure 2 est un schéma général illustrant un modulateur de fréquence classique qui utilise un gyrateur ; la figure 3 est un schéma général- illustrant un modulateur de fréquence ayant une fréquence porteuse variable, selon une forme de réalisation illustrative de la présente invention ; la figure 4 est un schéma de circuit d'un amplificateur de signal audio et d'un circuit de compensation d'indice de modulation inclus dans le modulateur de fréquence de la figure 3, selon une forme de réalisation illustrative de la présente invention ; la figure 5 est un schéma de circuit illustrant un oscillateur commandé en tension inclus dans le modulateur de fréquence de la figure 3, selon une forme de réalisation illustrative de la présente invention ; la figure 6 est un organigramme de signaux illustrant le fonctionnement de l'oscillateur commandé en tension de la figure 5, selon une forme de réalisation illustrative de la présente invention ; et les figures 7A à 7C sont des graphiques de forme d'onde de signaux de sortie d'un modulateur de fréquence, selon une forme de réalisation illustrative de la présente invention. Ci-après, la présente invention va être décrite en détail en se référant à une forme de réalisation préférée de celle-ci. On appréciera le fait que des numéros de référence identiques dans les dessins désignent des éléments identiques ou similaires. La figure 3 est un schéma général illustrant un modulateur de fréquence 300 ayant une fréquence porteuse variable, selon une forme de réalisation illustrative de la présente invention. Le modulateur de fréquence 300 comprend un oscillateur commandé en tension 310, un circuit 'de compensation d'indice de modulation 320, un diviseur 1/N 330, un détecteur de phase/fréquence 340, un filtre passe- bas 350 et un amplificateur de signal audio 360. La fréquence d'oscillation de l'oscillateur commandé en tension 310 est déterminée par un signal de détermination VSET délivré en sortie du filtre passe-bas 350. L'oscillateur commandé en tension 310 module la fréquence d'un signal audio AUDIO en utilisant la fréquence d'oscillation comme fréquence porteuse. Dans une opération au cours de laquelle la fréquence d'oscillation est établie, un signal de référence prédéterminé VREF est utilisé pour déterminer la fréquence d'oscillation de l'oscillateur commandé en tension 310. Le signal de référence VREF est obtenu en divisant un signal à haute fréquence généré dans un oscillateur externe (non représenté) par un nombre prédéterminé. Le détecteur de phase/fréquence 340 détecte les différences de phase et de fréquence entre un signal VDIV délivré en sortie du diviseur 330 (en résultat de la division d'un signal de sortie VFM de l'oscillateur commandé en tension 310 par N) et le signal de référence VREF. Une sortie VDIF du détecteur de phase/fréquence 340 est délivrée au filtre passe-bas 350 pour le filtrage, et est ensuite appliquée à l'oscillateur commandé en tension 310 comme:_signal de détermination VSET. Lorsque la fréquence du signal VDIV est inférieure à celle du signal de référence VREF, le signal de détermination VSET est généré de telle sorte que la fréquence du signal de sortie VFM de l'oscillateur commandé en tension 310 puisse être augmentée. Par ailleurs, lorsque la fréquence du signal VDIV est supérieure à celle du signal de référence VREF, le signal de détermination VSET est généré de telle sorte que la fréquence du signal de sortie VFM de l'oscillateur commandé en tension 310 puisse être diminuée. Le signal de détermination VSET résulte du filtrage du signal de sortie VDIF du détecteur de phase/fréquence 340 à l'aide du filtre passe-bas 350. Par exemple, lorsque l'on établit la fréquence d'oscillation de l'oscillateur commandé en tension 310 à 4,5 MHz, la valeur de N du diviseur 330 est établie à 144, de telle sorte que la fréquence du signal de sortie VDIV du diviseur 330 puisse être de 31,25 kHz. De .plus, un signal de 4 MHz reçu d'un oscillateur externe (non-représenté) est divisé par 128 pour obtenir un signal de 31,25 kHz. Ce signal de 31,25 kHz est appliqué au détecteur de phase/fréquence 340 comme signal de référence VREF. Pour améliorer la fidélité du détecteur de phase/fréquence 340, les signaux de haute fréquence sont divisés en fréquence par des nombres prédéterminés, et les phases et les fréquences des signaux résultants (basse fréquence) sont comparées entre elles, comme décrit ci- dessus, parce qu'il est plus facile de comparer les phases et les fréquences de signaux à basse fréquence que de comparer celles de signaux à haute fréquence. En résultat de la comparaison du signal de référence VREF au signal de sortie VDIV du diviseur 330 dans le détecteur de phase/fréquence 340, lorsque la fréquence du signal de référence VREF est supérieure à celle du signal de sortie VDIV du diviseur 330, la fréquence d'oscillation VFM délivrée en sortie de l'oscillateur commandé,en tension 310 est inférieure à 4,5 MHz. Par conséquent, le filtre passe- bas 350 génère le signal de détermination VSET de telle sorte que la fréquence d'oscillation de l'oscillateur commandé en tension 310 puisse être augmentée. Au contraire, lorsque la fréquence du signal de référence VREF est inférieure à celle du signal de sortie VDIV du diviseur 330, la fréquence d'oscillation VFM délivrée en sortie de l'oscillateur commandé en tension 310 est supérieure à 4,5 MHz. Par conséquent, le filtre passe- bas 350 génère le signal de détermination VSET de telle sorte que la fréquence d'oscillation de l'oscillateur commandé en tension 310 puisse être diminuée. Par conséquent, l'oscillateur commandé en tension 310, le diviseur 1/N 330, le détecteur de phase/fréquence 340 et le filtre passe-bas 350 forment une boucle à phase asservie (PLL), et la fréquence d'oscillation de l'oscillateur commandé en tension 310 est constamment maintenue dans cette boucle à phase asservie. Si le. modulateur de fréquence 300 est établi de façon à oscill..er à une autre fréquence d'oscillation, la valeur de N du diviseur 1/N 330 sera établie à une autre valeur correspondant à la fréquence d'oscillation changée. La description qui suit concerne une procédure de modulation en fréquence du signal audio AUDIO en utilisant la fréquence d'oscillation décrite ci-dessus comme fréquence porteuse. Le signal audio AUDIO est amplifié par l'amplificateur de signal audio 360. L'amplificateur de signal audio 360 amplifie le signal audio AUDIO et génère une paire de signaux de sortie VAUD _P et VAUD N, qui ont des niveaux de tension respectifs changeant dans des directions opposées. Les niveaux de tension de la paire de signaux de sortie VAUD -P et VAUD -N sont ajustés par le circuit de compensation d'indice de modulation 320, puis appliqués à l'oscillateur commandé en tension 310. Les signaux ajustés VAUD -P et VAUD -N altèrent la fréquence d'oscillation de l'oscillateur commandé en tension 310, de façon à générer par conséquent une sortie modulée en fréquence VFM. Ici, les signaux de sortie VAUD P et VAUD -N de l'amplificateur de signal audio 360 ne sont pas directement appliqués à l'oscillateur commandé en tension 310, mais sont ajustés en ce qui concerne le niveau de tension à l'aide du circuit de compensation d'indice de modulation 320 avant d'être appliqués à l'oscillateur commandé en tension 310, parce que la variation de la fréquence d'un signal de sortie est différente en fonction du mode de radiodiffusion. Par exemple, alors que la fréquence d'un signal de sortie a une variation de 25 kHz par rapport à une fréquence porteuse audio dans un mode National Télévision Systems Committee (NTSC), la fréquence d'un signal de sortie a une variation de 50 kHz par rapport à une fréquence porteuse audio dans un mode de ligne à altération de phase (PAL). Par conséquent, les niveaux de tension de la paire de signaux audio amplifiés VAUD P et VAUD N devraient être compensés de telle sorte qu'un signal de sortie puisse avoir une variation de fréquence correcte vis-à-vis d'un mode de radiodiffusion en cours. Une autre raison pour que les niveaux de tension des signaux de sortie VAUD -P et VAUD N de l'amplificateur de signal audio 360 soient ajustés à l'aide du circuit de compensation d'indice de modulation 320 sera décrite ci-après en se référant à la figure 5. La configuration de l'oscillateur commandé en tension 310 et la façon dont la fréquence d'oscillation est changée par le signal de détermination VSET vont être décrites ci- après. Toutefois, aux fins de brièveté et pour ne pas obscurcir la présente invention, de plus amples descriptions du détecteur de phase/fréquence 340, du filtre passe-bas 350 et du diviseur 1/N 330 ont été omises. Dans une forme de réalisation préférée de la présente invention, une pompe de charge (non représentée) peut être présente entre le détecteur de phase/fréquence 340. et.-le filtre passe-bas 350. La figure 4 est un schéma de circuit de l'amplificateur de signal audio 360 et du circuit de compensation d'indice de modulation 320 inclus dans le modulateur de fréquence 300 de la figure 3, selon une forme de réalisation illustrative de la présente invention. L'amplificateur de signal audio 360 comprend des premier à quatrième transistors Q1, Q2, Q3 et Q4, des première et deuxième résistances Ri et R2 et un récepteur de courant IEEO. Une tension de polarisation prédéterminée VBIASO et un signal audio AUDIO sont appliqués aux bases des premier et deuxième transistors Q1 et Q2, respectivement, et commandent la conductance des premier et deuxième transistors Q1 et Q2, respectivement. Ensuite, les courants circulant dans les première et deuxième résistances R1 et R2, respectivement, sont consommés par le récepteur de courant IEEO. Comme le récepteur de courant IEEO consomme un courant constant, lorsque le courant circulant dans la première résistance Ri augmente (autrement dit, lorsque la conductance du premier transistor Q1 augmente), le courant circulant dans la deuxième résistance R2 diminue. Par ailleurs, lorsque le courant circulant dans la première résistance R1 diminue (autrement dit, lorsque la conductance du premier transistor Q1 diminue), le courant circulant dans la deuxième résistance R2 augmente. En d'autres termes, les courants circulant dans les première et deuxième résistances Ri et R2 changent d'une façon complémentaire. Les courants circulant dans les première et deuxième résistances Rl et R2, respectivement, sont convertis en tension par les troisième et quatrième transistors Q3 et Q4, respectivement, et générés sous la forme d'une paire de signaux audio VAUD-P et VAUD N. Ici, le gain entre la paire des signaux audio de sortie VAUD -P et VAUD -N vis-à-vis du signal audio d'entrée AUDIO est exprimé par où les valeurs de rel à re4 sont les réciproques respectifs de valeurs obtenues en divisant chacune des tensions de collecteur des premier à quatrième transistors respectifs Q1 à Q4 par une tension thermique Vt. Comme on le voit à partir de la formule ci-dessus, l'amplificateur de signal audio 360 réduit le signal audio AUDIO plutôt qu'il ne l'amplifie. Par conséquent, on peut voir que la fonction de l'amplificateur de signal audio 360 n'est pas d'amplifier le signal audio AUDIO, mais d'établir le signal audio AUDIO à un niveau de tension approprié. La différence entre les signaux audio VAUD P et VAUD N peut être exprimée par la relation suivante où IQ3 désigne le courant circulant dans le collecteur et l'émetteur du troisième transistor Q3, et- IQ4 désigne le courant circulant dans le collecteur et" l'émetteur du quatrième transistor Q4. Le circuit de compensation d'indice de modulation 320 de la figure 4 comprend des premier à quatrième circuits d'ajustage de niveau de tension 410, 420, 430 et 440. Les premier à quatrième circuits d'ajustage de niveau de tension 410, 420, 430 et 440 comprennent des paires de transistors d'ajustage de niveau QS11/QS12, QS21/QS22, QS31/QS32 et QS41/QS42, respectivement, et des commutateurs SW1, SW2, SW3 et SW4, respectivement. Chaque transistor d'ajustage de niveau comporte un collecteur et un émetteur connectés entre les noeuds de sortie de l'amplificateur de signal audio 360 et la source de courant d'ajustage correspondante IEE1, IEE2, IEE3 ou IEE4, et a une conductance qui varie en fonction de la tension de polarisation correspondante VBIASl, VBIAS2, VBIAS3 ou VBIAS4. Chacun des commutateurs SW1, SW2, SW3 et SW4 bloque le courant circulant à travers la paire correspondante de transistors d'ajustage de niveau QS11/QS12, QS21/QS22, QS31/QS32 ou QS41/QS42, et la source de courant d'ajustage correspondante IEE1, IEE2, IEE3 ou IEE4 en réponse aux signaux de sélection respectifs Y1, Y2, Y3 et Y4. Les sources de courant d'ajustage IEE1, IEE2, IEE3 et IEE4 sont mises à la masse, de façon à fonctionner par conséquent en récepteur de courant. Les circuits d'ajustage de niveau de tension 410, 420, 430 et 440 ajustent les niveaux de tension de la paire des signaux audio VAUD -P et VAUD -N en réponse aux premier à quatrième signaux de sélection Yl, Y2, Y3 et Y4, respectivement. Par exemple, le fonctionnement du premier circuit d'ajustage de niveau de tension 410 va être décrit. Le premier signal de sélection Y1 met en service le commutateur SW1 du premier circuit d'ajustage de niveau de tension 410. La conductance de la première paire de transistors d'ajustage de niveau QS11/QS12 est déterminée par la tension de polarisation VBIAS1 appliquée aux bases. Ensuite, la première paire de transistors- d'ajustage de niveau QS11/QS12 consomme une quantité prédéterminée de courant venant des noeuds de sortie de l'amplificateur de signal audio 360, abaissant par conséquent le niveau de tension de la paire des signaux audio VAUD P et VAUD N. La tension de polarisation VBIAS1 peut être établie lors de l'étape de fabrication en fonction d'un mode de radiodiffusion. I1 est préférable que les signaux de sélection Y1, Y2, Y3 et Y4 agissent de telle sorte que le commutateur d'un seul des circuits d'ajustage de niveau de tension 410, 420, 430 et 440 soit mis en service, et que les commutateurs des circuits d'ajustage de niveau de tension restants soient mis hors service. Toutefois, on appréciera le fait qu'il n'est pas nécessaire de ne faire fonctionner qu'un seul circuit d'ajustage de niveau de tension pour chaque mode de radiodiffusion. Au contraire, un résultat désiré peut être obtenu en combinant deux ou plusieurs circuits_ d'ajustage de niveau de tension. Bien que la forme de réalisation de la figure 4 montre le circuit de compensation d'indice de modulation 320 qui est susceptible d'être adapté à quatre modes de radiodiffusion différents, un circuit de compensation d'indice de modulation qui est susceptible d'être adapté à davantage de modes de radiodiffusion peut être réalisé en ajoutant davantage de circuits d'ajustage de niveau de tension. Bien que les circuits d'ajustage de niveau de tension 410, 420, 430 et 440 de la figure 4 diminuent les niveaux de tension de la paire des signaux audio VAUD -P et VAUD N, ils peuvent être facilement configurés pour augmenter les niveaux de tension des signaux audio VAUD P et VAUD N, comme cela apparaît de façon évidente à l'homme de l'art ayant une connaissance ordinaire de la technique concernée. Dans ce cas, les sources de courant d'ajustage sont connectées à une tension d'alimentation Vcc et fonctionnent en source de courant. De plus., des paires de transistors d'ajustage de niveau sont connectées aux sources de courant et augmentent les niveaux de tension des signaux audio VAUD P et VAUD N. La figure 5 est un schéma de circuit illustrant l'oscillateur commandé en tension 310 inclus dans le modulateur de fréquence 300 de la figure 3, selon une forme de réalisation illustrative de la présente invention. L'oscillateur commandé en tension 310 comprend un c#ur d'oscillateur 560, un condensateur Caud et un étage d'entrée 550. L'oscillateur commandé en tension 310 de la figure 5 est du type Colpitts, et est réalisé avec un petit nombre de dispositifs pour minimiser le bruit. Le c#ur d'oscillateur 560 génère un signal de sortie VFM variant en fonction du signal de détermination VSET généré par le filtre passe-bas 350 de la figure 3. Le condensateur Caud convertit le signal de sortie VFM du coeur d'oscillateur 560 en un courant ICaud. L'étage d'entrée 550 commande un courant d'oscillateur I VCO extrait du c#ur d'oscillateur 560 en fonction de la paire des signaux de sortie VAUD -P et VAUD N de l'amplificateur de signal audio 360 de la figure 4 (dont les niveaux de tension sont convertis par le circuit de compensation d'indice de modulation 320) et du courant ICaud changé par le condensateur Caud. Le coeur d'oscillateur 560 comprend un transistor d'oscillateur QVCO comportant une base à laquelle est appliquée une tension constante prédéterminée, et une boucle de rétroaction positive (NA -> NB --> NC) formée entre le collecteur et l'émetteur du transistor d'oscillateur QVCO. Le c#ur d'oscillateur 560 comprend également une inductance LVCO et un condensateur variable CVD qui sont connectés l'un à l'autre en parallèle entre une tension d'alimentation VCC et le collecteur du transistor d'oscillateur QVCO. Le courant d'oscillateur I VCO est extrait de l'émetteur du transistor d'oscillateur QVCO, et la valeur du condensateur variable CVD est ajustée par le signal de détermination VSET. En d'autres termes, la valeur du condensateur variable CVD varie en fonction du signal de détermination VSET, de telle sorte que la fréquence d'oscillation du coeur d'oscillateur 560 soit établie. La fréquence d'oscillation de détermination est changée en fonction du courant de commande de l'étage d'entrée 550, et la paire de signaux audio VAUD -N et VAUD -P est modulée en fréquence. Le résultat qui est que la valeur du condensateur variable CVD varie en fonction du signal de détermination VSET est une autre raison pour laquelle le circuit de compensation d'indice de modulation 320 est nécessaire. En d'autres termes, lorsque la valeur du condensateur variable CVD varie, les tensions sur les deux noeuds du condensateur CVD changent également. Par conséquent, pour maintenir constamment l'indice de modulation en modulation de fréquence du signal de sortie du c#ur d'oscillateur 560 même si la valeur du condensateur CVD varie, les niveaux de tension de la paire de signaux de sortie VAUD -N et VAUD -P de l'amplificateur de signal audio 360 sont compensés. Le transistor d'oscillateur QVCO et un tampon 520 sur la boucle de rétroaction positive (NA -> NB -> NC) déclenchent et maintiennent l'oscillation. Un amplificateur opérationnel 530 convertit un signal de tension d'entrée en un courant. Le coeur d'oscillateur 560 oscille du fait du fonctionnement du transistor d'oscillateur QVCO, du tampon 520 sur la boucle de rétroaction positive (NA -> NB -> NC) et de l'amplificateur opérationnel 530. Ici, un circuit bouchon à inductance-capacité 510 joue le rôle d'un filtre passe-bande, de façon à convertir par conséquent un signal de courant IVCO du transistor d'oscillateur QVCO en une tension. Bien que le circuit bouchon à inductance -capacité 510 effectue un filtrage passe-bande sur le courant circulant dans le collecteur du transistor d'oscillateur QVCO, si l'on suppose que le gain en courant .-du transistor d'oscillateur QVCO est suffisamment grand (par exemple de 100 ou plus), le courant I VCO circulant dans l'émetteur est identique au courant IVCO circulant dans le collecteur. La fréquence d'oscillation est déterminée de telle sorte que la somme des déphasages dans la boucle de rétroaction positive (NA -> NB --> NC) et dans le circuit bouchon à inductance-capacité 510 soit exactement de "0". L'amplificateur opérationnel 530 convertit une tension en un courant afin de permettre à un courant de commande I_CTRL délivré en sortie de l'étage d'entrée 550 de changer le signal de sortie VFM du coeur d'oscillateur 560. En d'autres termes, le courant de commande I CTRL de l'étage d'entrée 550 rencontre un courant I POS de la boucle de rétroaction positive et le courant d'oscillateur I VCO sur le noeud d'émetteur du transistor d'oscillateur QVCO. Ici, le courant de commande I CTRL de l'étage d'entrée 550 réduit le courant d'oscillateur I VCO, de façon_à changer par conséquent la fréquence d'oscillation du c#ur d'oscillateur 560. En d'autres termes, la fréquence d'oscillation du c#ur d'oscillateur 560 est établie par le signal de détermination VSET, changée par le courant de commande I CTRL de l'étage d'entrée 560 et générée comme étant le signal modulé en fréquence VFM. Un amplificateur Al et le condensateur Caud forment une autre boucle de rétroaction et convertissent le signal de sortie VFM du c#ur d'oscillateur 560 en un courant ICaud de façon à permettre au signal de sortie VFM d'être mélangé à la paire de signaux audio VAUD -N et VAUD -P délivrés en sortie de l'amplificateur de signal audio 360. Un facteur de conversion utilisé lorsque le signal de sortie VFM est appliqué aux émetteurs des transistors d'entrée QM1 et QM2 par le condensateur Caud est de Al x sCaud (s = jcù). Le courant de commande I-CTRL est ajusté en fonction de la paire de signaux de sortie audio VAUD -N et VAUD P. L'étage d'entrée 550 de la figure 5 reçoit la paire de signaux de sortie VAUD N et VAUD-P de l'amplificateur de signal audio 360, dont les niveaux de tension ont été changés par le circuit de compensation d'indice de modulation 320, et génère le courant de commande I CTRL pour réduire le courant d'oscillateur I VCO. L'étage d'entrée 550 comprend un récepteur de courant d'étage d'entrée IEE6 pour consommer un courant prédéterminé et les premier et deuxième transistors d'étage d'entrée QM1 et QM2. La conductance des transistors QM1 et QM2 est commandée par la paire de signaux VAUD N et VAUD P. Le collecteur et l'émetteur du premier transistor d'étage d'entrée QM1 sont connectés entre la tension d'alimentation VCC et le récepteur de courant d'étage d'entrée IEE6. Le collecteur du deuxième transistor d'étage d'entrée QM2 est connecté au récepteur de courant d'étage d'entrée IEE6, et le courant de commande I CTRL circule dans l'émetteur de celui-ci. Si un facteur de conversion, utilisé @qrsque les premier et deuxième transistors d'étage d'entrée QM1 et QM2 convertissent la paire de signaux de sortie VAUD N et VAUD-P, respectivement, en courant, est représenté par AAuD, celui-ci peut être exprimé par où VAUD est VAUD P - VAUD N. Lorsque l'on compare la Formule 3 à la Formule 2, on peut voir que l'élément exp(x) de la fonction tank montrée dans la Formule 3 est le réciproque de l'élément ln(x) montré dans la Formule 2. En d'autres termes, la relation de la Formule 4 est établie. Par conséquent, lorsque les sorties de l'amplificateur de signal audio 360 sont appliquées à l'étage d'entrée 550, un facteur de conversion AAuD peut être obtenu, celui-ci changeant de façon linéaire en fonction d'un changement d'un signal audio. Par conséquent, le courant de commande I-CTRL change de façon linéaire en réponse aù changement du signal audio. La figure 6 est un organigramme de signal illustrant le fonctionnement de l'oscillateur commandé en tension de la figure 5. Les signaux de sortie de l'amplificateur A1 et du condensateur Caud et la paire de signaux de sortie VAUD N et VAUD-P de l'amplificateur de signal audio 360 sont convertis en courant et entrés sur l'émetteur du transistor d'oscillateur QVCO. La variation du courant dans l'émetteur dépend d'un signal audio VAUD. Lorsque le courant d'oscillateur I VCO circulant dans le transistor d'oscillateur QVCO change, la constante de temps du circuit bouchon à inductance-capacité 510 change en fonction de la charge et de la décharge. Par conséquent, le signal de sortie VFM du coeur d'oscillateur 560 change. L'émetteur LVCO, le condensateur variable CVD et une impédance d'entrée Ri du tampon 520 sont connectés au collecteur du transistor d'oscillateur. QVCO. Par conséquent, la résistance équivalente peut être exprimée comme suit . Le signal de sortie VFM du coeur d'oscillateur 560 apparaît comme une admittance dans la forme de courant sur l'émetteur du transistor d'oscillateur QVCO à travers le condensateur Caud et l'étage d'entrée 550. L'admittance est exprimée par A1 x sCauaAAun. Par conséquent, un organigramme de signal comme montré en figure 6 est obtenu. Comme montré en figure 6, l'organigramme de signal comprend une boucle de rétroaction ayant un gain G (s) = (Al x sCaudAAuD + gm). Par conséquent, la condition d'oscillation , 1 - H(s)G(s) = 0, peut être obtenue par la Formule 5. Lorsque la Formule 5 est résolue, une formule à l'intérieur d'une racine carrée dans la racine de "s', est obtenue comme suit Pour commencer l'oscillation, la condition devrait être satisfaite dans la Formule 6. De plus, la condition pour que l'oscillation d'un niveau de tension atteigne une limite est Par conséquent, une fréquence d'oscillation Wo est la fréquence à laquelle le premier terme (un terme carré) de la Formule 6 est 0. Lorsque la fréquence d'oscillation Wo est appliquée à la Formule 6, la Formule 7 est obtenue. Comme on voit en Formule 7, la fréquence d'oscillation Wo du modulateur de fréquence 300 selon la présente invention est influencée par le condensateur variable CVD et par le facteur de conversion de l'étage d'entrée 550. Par conséquent, la fréquence d'oscillation Wo est établie par le condensateur variable CVD en fonction d'un mode de radiodiffusion et de changements dépendant du signal audio AUDIO. Le Tableau 1 montre le résultat d'une simulation de la forme de réalisation illustrée en figure 3. On fait varier une tension de détermination VSET entrée dans le condensateur variable VCD du c#ur d'oscillateur 560 pour obtenir une fréquence d'oscillation appropriée pour un mode de radiodiffusion donné. Après avoir obtenu la fréquence d'oscillation, la variation de la fréquence d'oscillation délivrée en sortie lorsque la variation de tension d'un signal audio d'entrée AUDIO a été établie à 0,5 volt est mesurée. Ici, les signaux de sélection Yl, Y2,. Y3 et Y4 sont appliqués au circuit de compensation d'indice de modulation 320 de telle sorte qu'un seul des circuits d'ajustage de niveau de tension 410, 420, 430 et 440 fonctionne pour chaque mode de radiodiffusion. Par exemple, un signal de sélection (Y1, Y2, Y3, Y4) = (1, 0, 0, 0) est appliqué pour attaquer uniquement le premier circuit d'ajustage de niveau de tension 4l0. Tableau 1 Modes de Entrées Fréquence Variation Niveau de la radio- VAUD d'oscillation de la tension diffusion / fréquence d'oscillation caracté- d1oscilristiques de lation __ la variation de fréquence NTSC -0,5 V 4,47435 MHz 1,680 V crête à crête 4,5 MHz 0 V 4,49963 MHz 25,19 kHz 1,679 V crête à crête 25 kHz 0,5 V 4,52473 MHz 1,677 V crête à crête PAL -0,5 V 5,45350 MHz 1,748 V crête à crête 5,5 MHz 0 V 5,50405 MHz 50,56 kHz 1,744 V crête à crête 50 kHz 0,5 V 5,55461 MHz 1,740 V crête à crête PAL -0,5 V 6,45229 MHz 1,768 V crête à crête 6,5 MHz 0 V 6,50239 MHz 50,56 kHz 1,765 V crête à crête 50 kHz 0,5 V 6,55251 MHz 1,760 V crête à crête Comme on peut le voir à partir du.Tableau 1, un modulateur de fréquence selon la présente invention satisfait aux caractéristiques de variations de fréquence correspondant aux différentes caractéristiques de la fréquence porteuse. Les figures 7A à 7C sont des graphiques de forme d'onde de signaux de sortie d'un modulateur de fréquence selon la forme de réalisation illustrative de la présente invention. La figure 7A est un graphique de forme d'onde illustrant une fréquence d'oscillation dans un mode NTSC comme dans le Tableau 1 ; à savoir, dans le cas où l'espacement entre une fréquence de sous-porteuse et une fréquence porteuse est de 4,5 MHz, et une variation de fréquence de sortie de 25 kHz est requise. Comme montré en figure 7A, la fréquence d'oscillation est stabilisée à environ 20 ps. La figure 7B est un graphique de forme d'onde illustrant une fréquence d'oscillation dans un mode de radiodiffusion dans lequel l'espacement entre une fréquence de sous-porteuse et une fréquence porteuse est de 5,5 MHz, et une variation de fréquence de sortie de 50 kHz est requise comme dans le Tableau 1. Comme montré en figure 7B, la fréquence d'oscillation est stabilisée à environ 14 ps. La figure 7C est un graphique de forme d'onde illustrant une fréquence d'oscillation dans un mode de radiodiffusion dans lequel l'espacement entre une fréquence de sous-porteuse et une fréquence porteuse est de 6,5 MHz, et une variation de fréquence de sortie de 50 kHz est requise comme dans le Tableau 1. Comme décrit ci-dessus, dans un modulateur de fréquence selon la présente invention, le nombre de dispositifs individuels est minimisé, ce qui fait que les coûts de fabrication peuvent être réduits. De plus, comme un oscillateur d'un type Colpitts (ayant une faible caractéristique de bruit) est réalisé avec un petit nombre de dispositifs, le bruit généré à partir des dispositifs est réduit. Selon la présente invention, un modulateur de fréquence peut réduire le bruit et être adapté à une variété de modes de radiodiffusion. De plus, un circuit de compensation d'indice de modulation peut ajuster la variation de fréquence d'une sortie modulée en fréquence de façon à ce qu'elle soit appropriée pour une variété de fréquences porteuses. De plus, un oscillateur commandé en tension est présent pour l'utilisation dans un modulateur de fréquence à faible bruit qui est susceptible d'être adapté à une variété de modes de radiodiffusion. Bien que l'invention ait été décrite en se référant à une forme de réalisation particulière, il apparaîtra de façon évidente à l'homme de l'art ayant une connaissance ordinaire de la technique que des modifications peuvent être apportées à la forme de réalisation décrite. Par exemple, un circuit de compensation d'indice de modulation n'est pas restreint à la forme de réalisation montrée dans les dessins joints, mais peut être modifié sous une variété de formes sans s'écarter de l'esprit de l'invention. REVENDICATIONS 1. Modulateur de fréquence (300) ayant une fréquence porteuse variable, caractérisé en. ce qu'il comprend un oscillateur commandé en tension (3l0) pour moduler en fréquence un signal d'entrée d'oscillateur en utilisant une fréquence d'oscillation de l'oscillateur commandé en tension (310) comme fréquence porteuse, la fréquence d'oscillation étant établie par un signal de détermination ; un détecteur de phase/fréquence (340) pour détecter les différences de phase et de fréquence entre un signal de sortie de l'oscillateur commandé en tension (310) et un signal de référence prédéterminé ; un filtre passe-bas (350) pour recevoir une sortie du détecteur de phase/fréquence (340) et générer le signal de détermination ; un amplificateur de signal audio (360) pour amplifier un signal audio et générer une paire de signaux de sortie qui ont des niveaux de tension qui changent dans des directions opposées ; et un circuit de compensation d'indice de modulation (320), connecté à un noeud de sortie de l'amplificateur de signal audio (360), pour changer les niveaux de tension de la paire de signaux de sortie et délivrer en sortie la paire de signaux de sortie ayant les niveaux de tension changés vers l'oscillateur commandé en tension (310) comme signal d'entrée d'oscillateur pour ajuster une variation de fréquence du signal de sortie de l'oscillateur commandé en tension (310) en fonction de la fréquence d'oscillation qui est établie par le signal de détermination. 2. Modulateur de fréquence (300) selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'il comprend de plus un diviseur 1/N (330) pour diviser le signal de sortie de l'oscillateur commandé en tension (310) par N et appliquer un résultat divisé au détecteur de phase/fréquence (340), N étant un nombre naturel. 3. Modulateur de fréquence (300) selon la revendication 1, caractérisé en ce que le circuit, de compensation d'indice de modulation (320) comprend au moins un circuit d'ajustage de niveau de tension (410, 420, 430, 440) connecté entre le noeud de sortie de l'amplificateur de signal audio (360) et une première tension de référence, le fonctionnement du circuit d'ajustage de niveau de tension au nombre d'au moins un (410, 420, 430, 440) étant commandé en fonction d'un signal de sélection, le circuit d'ajustage de niveau de tension au nombre d'au moins un (410, 420, 430, .440) étant connecté en parallèle avec d'autres circuits d'ajustage de niveau de tension lorsqu'il'y a deux circuits d'ajustage de niveau de tension ou davantage. 4. Modulateur de fréquence (300) selon la revendication 3, caractérisé en ce que le circuit d'ajustage de niveau de tension (410, 420, 430, 440) comprend une paire de transistors d'ajustage de niveau (QS11, QS12 ; QS21, QS22 ; QS31, QS32 ; QS41, QS42), chacun des transistors d'ajustage de niveau (QS11, QS12 ; QS21, QS22 ; QS31, QS32 ; QS41, QS42) comportant un collecteur et un émetteur connectés entre une source de courant d'ajustage (IEE1, IEE2, IEE3, IEE4) et l'un de la paire de signaux de sortie générés par l'amplificateur de signal audio (360), la conductance de chacun des transistors d'ajustage de niveau (QS11, QS12 ; QS21, QS22 ; QS31, QS3.2 ; QS41, QS42) changeant en fonction d'une tension de polarisation prédéterminée ; et un commutateur (SW1, SW2, SW3, SW4) pour bloquer la circulation de courant entre la paire de transistors d'ajustage de niveau (QS11, QS12 ; QS21, QS22 ; QS31, QS32 ; QS41, QS42) et la source de courant d'ajustage (IEE1, IEE2, IEE3, IEE4) en réponse aux signaux de sélection. 5. Modulateur de fréquence (300) selon la revendication 4, caractérisé en ce que le circuit de compensation d'indice de modulation (320) comprend une pluralité de circuits d'ajustage de niveau de tension (410, 420, 430, 440), chacun de la pluralité de circuits d'ajustage de niveau de tension (410, 420, 430, 440) comprenant l'und'une pluralité de commutateurs (SW1, SW2, SW3, SW4), le signal de sélection ne mettant en service qu'un seul commutateur parmi la pluralité de commutateurs, (SW1, SW2, SW3, SW4) et mettant hors service tous les commutateurs restants parmi la pluralité de corrunutateurs (SW1, SW2, SW3, SW4) ; 6. Modulateur de fréquence (300) selon la revendication 1, caractérisé en ce que l'oscillateur commandé en tension (310) ,comprend un c#ur d'oscillateur (560) pour générer un signal de sortie variant en fonction du signal de détermination ; un condensateur (Caud) pour convertir le signal de sortie du c#ur d'oscillateur (560) en un courant et délivrer en sortie le courant ; et un étage d'entrée (550) pour commander un courant d'oscillateur extrait du c#ur d'oscillateur (560) en utilisant la paire de signaux de sortie délivrés en sortie du circuit de compensation d'indice de modulation (320) et le courant délivré en sortie du condensateur (Caud). 7. Modulateur de fréquence (300) selon la revendication 6, caractérisé en ce que le coeur d'oscillateur (560) comprend un transistor d'oscillateur (QVCO) comportant une base, un collecteur et un émetteur, la base ayant une tension constante prédéterminée qui lui est appliquée ; une boucle de rétroaction positive (NA -> NB ---> NC) formée entre le collecteur et l'émetteur du transistor d'oscillateur (QVCO) ; et une inductance (LVCO) et un condensateur variable (CVD) connectés en parallèle entre une deuxième tension de référence et. l'un parmi le collecteur et l'émetteur du transistor d'oscillateur (QVCO), le courant d'oscillateur étant extrait d'un autre parmi le collecteur et l'émetteur du transistor d'oscillateur (QVCO), une valeur du condensateur variable (CVD) étant ajustée par le signal de détermination. 8. Modulateur de fréquence (300) selon la revendication 6, caractérisé en ce que l'étage d'entrée (550) reçoit la paire de signaux de sortie délivrés en sortie du circuit de compensation d'indice de modulation (320),, et. génère un courant de commande pour réduire le courant d'oscillateur, le courant de commande changeant de façon linéaire en réponse aux changements dans le signal audio. 9. Modulateur de fréquence (300) selon la revendication 8, caractérisé en ce que l'étage d'entrée (550) comprend un récepteur de courant d'étage d'entrée (IEE6) pour consommer un courant prédéterminé ; et des premier et deuxième transistors d'étage d'entrée (QM1, QM2), comportant chacun un collecteur et un émetteur, et ayant une conductance qui est ajustée par la paire de signaux de sortie délivrés en sortie du circuit de compensation d'indice de modulation (320), l'un parmi le collecteur et l'émetteur du premier transistor d'étage d'entrée (QM1) étant connecté à une deuxième tension de référence prédéterminée et l'autre parmi le collecteur et l'émetteur du premier transistor d'étage d'entrée (QM1) étant connecté au récepteur de courant d'étage d'entrée (IEE6), l'un parmi le collecteur et l'émetteur du deuxième transistor d'étage d'entrée (QM2) étant connecté au récepteur de courant d'étage d'entrée (IEE6), et le courant de commande circulant dans l'autre parmi le collecteur et l'émetteur du deuxième transistor d'étage d'entrée (QM2). 10. Circuit de compensation d'indice de modulation (320), dans un modulateur de fréquence (300) qui comprend un amplificateur de signal audio (360) pour amplifier un signal audio et générer une paire de signaux de sortie qui ont des niveaux de tension qui changent dans des directions opposées et un oscillateur commandé en tension (310) pour moduler en fréquence la paire de signaux de sortie en utilisant une fréquence d'oscillation établie par un signal de détermination prédéterminé comme fréquence porteuse, caractérisé en ce qu'il comprend au moins un circuit d'ajustage de niveau de tension (410, 420, 430, 440) entre le noeud de sortie de l'amplificateur de signal audio (360) et une tension de référence prédéterminée, le fonctionnement du circuit d'ajustage de niveau de tension au nombre d'au moins un (4l0, 420, 430, 440) étant commandé en fonction d'un signal de sélection, le circuit d'ajustage de niveau de tension au nombre d'au moins un (410, 420, 430, 440) étant connecté en parallèle avec d'autres circuits d'ajustage de niveau de tension lorsqu'il y a deux circuits d'ajustage de niveau de tension ou davantage, et en ce que le circuit de compensation d'indice de modulation (320) change les niveaux de tension de la paire de signaux de sortie afin d'ajuster une variation de fréquence d'un signal de sortie de l'oscillateur commandé en tension (310) en fonction de la'fréquence d'oscillation qui est établie par le signal de détermination prédéterminé. 11. Circuit de compensation d'indice de modulation (320) selon la revendication 10, caractérisé en ce que le circuit d'ajustage de niveau de tension au nombre d'au moins un (410, 420, 430, 440) comprend une source de courant d'ajustage (IEE1, IEE2, IEE3, IEE4) ; une paire de transistors d'ajustage de niveau (QS11, QS12 ; QS21, QS22 ; QS31, QS32 ; QS41, QS42), chacun des transistors d'ajustage de niveau (410, 420, 430, 440) comportant un collecteur et un émetteur qui sont connectés entre une source de courant d'ajustage (IEE1, IEE2, IEE3, IEE4) et l'un de la paire de signaux de sortie générés par l'amplificateur de signal audio (360), la conductance de chacun des transistors d'ajustage de niveau (410, 420, 430, 440) changeant en fonction d'une tension de polarisation prédéterminée ; et un commutateur (SW1, SW2, SW3, SW4) pour bloquer la circulation de courant entre la paire de transistors d'ajustage de niveau (QS11, QS12 ; QS21, QS22 ; QS31, QS32 ; QS41, QS42) et la source de courant d'ajustage (IEE1, IEE2, IEE3, IEE4) en réponse au signal de sélection. 12. Circuit de compensation d'indice ,de modulation (320) selon la revendication 10, caractérisé en ce que le circuit de compensation d'indice de modulation (320) comprend de plus une pluralité de circuits d'ajustage de niveau de tension (410, 420, 430, 440), chacun parmi la pluralité de circuits d'ajustage de niveau de tension (410, 420, 430, 440) comprenant l'un d'une pluralité de commutateurs (SW1, SW2, SW3, SW4), le signal de sélection ne mettant en service qu'un seul commutateur parmi la pluralité de commutateurs (SW1, SW2, SW3, SW4) et mettant hors service tous les commutateurs restants parmi la pluralité de commutateurs (SW1, SW2, SW3, SW4). 13. Oscillateur commandé en tension (310) pour moduler en fréquence un signal d'entrée en utilisant une fréquence d'oscillation de l'oscillateur commandé en tension (310) comme fréquence porteuse, la fréquence d'oscillation étant établie par un signal de détermination prédéterminé, l'oscillateur commandé en tension (310) étant caractérisé en ce qu'il comprend un c#ur d'oscillateur (560) pour générer un signal de sortie qui change en fonction du signal de détermination prédéterminé ; un condensateur (Caud) pour convertir le signal de sortie du c#ur d'oscillateur (560) en un courant et délivrer en sortie le courant ; et un étage d'entrée (550) pour commander un courant d'oscillateur extrait du c#ur d'oscillateur (560) à l'aide d'une paire de signaux d'entrée et du courant délivré en sortie du condensateur (Caud). 14. Oscillateur commandé en tension (310) selon la revendication 13, caractérisé en ce que le c#ur d'oscillateur (310) comprend un transistor d'oscillateur (QVCO) comportant une base, un collecteur et un émetteur, la base ayant une tension constante prédéterminée qui lui est appliquée ; une boucle de rétroaction positive (NA -> NB -> NC) formée entre le collecteur et l'émetteur du transistor d'oscillateur (QVCO) ; et une inductance (LVCO) et un condensateur variable (CVD) connectés en parallèle entre une tension de référence prédéterminée et l'un parmi le collecteur et l'émetteur du transistor d'oscillateur (QVCO), le courant d'oscillateur étant extrait de l'autre parmi le collecteur et l'émetteur du transistor d'oscillateur (QVCO), la valeur du condensateur variable (CVD) étant ajustée par le signal de détermination prédéterminé. 15. Oscillateur commandé en tension (310) selon la revendication 13, caractérisé en ce que l'étage d'entrée (550) comprend un récepteur de courant d'étage d'entrée (IEE6) pour consommer un courant prédéterminé ; et des premier et deuxième transistors d'étage d'entrée (QM1, QM2) comportant chacun un collecteur et un émetteur, et ayant une conductance qui est ajustée par la paire de signaux d'entrée, l'un parmi le collecteur et l'émetteur du premier transistor d'étage d'entrée (QM1) étant connecté à une tension de référence prédéterminée, et l'autre parmi le collecteur et l'émetteur du premier transistor d'étage d'entrée (QM1) étant connecté au récepteur de courant d'étage d'entrée (IEE6), l'un parmi le collecteur et l'émetteur du deuxième transistor d'étage d'entrée (QM2) étant connecté au récepteur de courant d'étage d'entrée (IEE6), et le courant de commande circulant dans l'autre parmi le collecteur et l'émetteur du deuxième transistor d'étage d'entrée (QM2).