FR 2817412 A1 20020531 FR 0015523 A 20001130 FILTRE PASSE-BAS OU PASSE-BANDE INTÉGRÉ La présente invention concerne le domaine des filtres intégrés, dont les composants passifs (résistances et condensa- teurs) sont réalisés dans un même circuit intégré, monté en boîtier. Un exemple d'application de la présente invention concerne les transmissions haute fréquence (par exemple, la téléphonie mobile). L'invention sera décrite en relation avec une application aux filtres passe-bas. Elle s'applique plus généralement aux filtres passe-bas, passe-bande, et composites. Un inconvénient des filtres intégrés classiques est que leur mise en boîtier engendre une dégradation de leur réponse en fréquence. La figure 1 représente un exemple de schéma électrique équivalent d'un filtre passe-bas 1 réalisé sous forme de circuit intégré et monté en boîtier. L'exemple de la figure 1 concerne un filtre, dit en n, qui comprend deux éléments capacitifs Cl et C2 dont des premières électrodes 2 et 3 sont connectées ensemble à la masse et dont les deuxièmes électrodes 4 et 5 constituent les bornes d'entrée-sortie du filtre, reliées l'une à l'autre par une résistance R. La résistance R et les condensateurs Cl et C2 sont intégrés sur une puce, symbolisée par un pointillé 10 en figure 1, dont deux plots 11 et 12 correspondent aux électrodes 4 et 5 et dont un plot 13 correspond aux électrodes 2 et 3 des condensa- teurs. La fréquence de coupure de ce filtre en 7 : est, avec des condensateurs Cl et C2 de même valeur C, égale à 1/2nRC. Lors de la mise en boîtier (symbolisé par un trait mixte 20) de la puce 10, chaque plot 11 et 12 est connecté à une borne correspondante 21 et 22 par un fil (par exemple, un fil d'or) dont l'inductance parasite est symbolisée par des éléments Ll et L2. Du côté de la borne 13, la puce de circuit intégré est généralement pourvue sur une face, dite face arrière, d'un plan de masse. La liaison du plot 13 à une borne 23 du boîtier 20 présente une inductance équivalence L3 correspondant à l'association en série des différentes inductances parasites de connexion à la borne 23 de masse. Ces inductances parasites diffèrent selon les types de boîtiers mais sont toujours présentes. Hors du boîtier, on trouve une inductance parasite Li de la piste du circuit imprimé sur lequel est monté le boîtier et qui relie la borne 23 à la masse. Cette inductance est en série avec l'inductance L3. La figure 2 représente la fonction de transfert du filtre passe-bas de la figure 1, une fois monté, illustrant sa réponse en fréquence. On peut considérer que l'atténuation (courbe en trait plein 27) apportée par le filtre en fonction de la fréquence s'obtient en superposant la caractéristique d'un filtre passe-bas idéal de fréquence de coupure fc (pointillé 25) et la fonction de transfert de l'inductance de retour à la masse (trait mixte 26) correspondant à la somme des inductances L3 et Li. Ainsi, à partir d'une fréquence fl où la courbe 25 croise la courbe 26, l'atténuation du filtre diminue ; on perd alors l'effet passe-bas. La position de la fréquence fl dans la réponse du filtre dépend bien entendu du dimensionnement de ses composants et, plus précisément, des valeurs respectives des condensateurs Cl et C2 et des inductances parasites L3 et Li. L'inductance L3 est généralement de plusieurs dixièmes de nanohenrys (entre 0,2 et 0,8 nH). L'effet des inductances parasites est particulièrement sensible pour des applications où le spectre de fréquences que l'on veut couper s'étend jusqu'à des fréquences supérieures à la centaine de MHz. C'est le cas, par exemple, de la téléphonie mobile ou autres applications à spectre continu. A de telles fréquences, l'impédance de retour de masse liée aux inductances L3 et Li ne peut plus être négligée (plus la fréquence augmente, plus l'impédance des inductances augmente). On peut considérer qu'elle déconnecte de la masse les électrodes 2 et 3 des condensateurs Cl et C2. Ces condensateurs sont alors en série entre les bornes 4 et 5 et court-circuitent la résistance R (plus la fréquence augmente, plus l'impédance des condensateurs diminue). Une solution actuelle pour réduire l'effet des inductances parasites de retour de masse consiste à augmenter la surface d'accès entre la puce de circuit intégré et la masse. En pratique, on augmente le nombre de connexions entre le plot 13 de la puce (10, figure 1) de circuit intégré et la borne 23 de connexion à la masse. Les figures 3 et 4 illustrent, respectivement par une vue de dessus très schématique et par le schéma électrique équivalent, un exemple classique de circuit intégré mettant en oeuvre cette solution classique. Dans l'exemple de la figure 3, on suppose que la puce 10 de circuit intégré est posée, par son plan de masse, sur une grille 31 de connexion (lead frame). Les plots 11 et 12 de la puce sont reliés, par des fils 32 et 33, aux bornes respectives 21 et 22 du boîtier. Pour la connexion de masse, on prévoit, dans cet exemple, quatre bornes 34,35, 36 et 37 du boîtier qui sont reliées à la partie centrale de la grille de connexion 31, donc au plan de masse de la puce 10. Du point de vue électrique (figure 4), la connexion à la masse se traduit par l'association en parallèle de plusieurs (ici, 4) associations en série d'inductances L3 et Li (les inductances Li n'étant généralement pas identiques les unes aux autres). Les premières bornes respectives des inductances L3 sont reliées ensemble au plot 13 de la puce 10. Les inductances L3 sont donc toutes reliées aux électrodes 2 et 3 communes des condensateurs Cl et C2 du filtre. Les deuxièmes bornes respectives des inductances L3 sont reliées individuellement aux bornes 34 à 37 du boîtier. Hors du boîtier, chaque borne 34 à 37 est reliée à la masse par une inductance parasite Li de la piste de circuit imprimé. Bien qu'elles n'aient pas été représentées en figure 4, les inductances parasites Ll et L2 de connexion des plots 11 et 12 d'entrée-sortie de la puce 10 sont bien entendu présentes. La figure 5 illustre la réponse en fréquence du filtre des figures 3 et 4, une fois monté. L'allure générale de la caractéristique est identique à celle de la figure 2. La réponse globale (courbe en trait plein 47) correspond toujours à la superposition de la réponse d'un filtre idéal (courbe en pointillés 45) et d'une inductance (courbe en traits mixtes 46). Par rapport à la figure 2, le seul apport est le léger décalage de la fréquence f'1 où l'atténuation se met à diminuer vers les fréquences supérieures. Cela provient de l'association en parallèle des inductances L3+Li. Pour un boîtier et un montage donné, il n'y a pas de raison que les inductances L3 et Li soient nettement inférieures au cas des figures 1 et 2. Par conséquent, en considérant que les inductances parasites de liaisons de la borne 13 aux bornes 34,35, 36 et 37 ont la même valeur L3 et que les inductances Li sont identiques, on divise approximativement par quatre l'inductance parasite résultante par rapport au cas de la figure 2. La fréquence f'1 se trouve alors décalée d'une octave (par exemple, de 100 MHz à 200 MHz). Le fait de multiplier les bornes d'accès à la masse permet donc, par l'association en parallèle des inductances, de réduire l'inductance parasite résultante de connexion à cette masse. Toutefois, le bénéfice d'une telle solution reste en pratique limité en raison du faible rendement obtenu, c'est-àdire du faible rapport entre la diminution de valeur résultante d'inductance parasite obtenue par rapport à l'augmentation de surface nécessaire (plus précisément, par rapport à l'augmenta- tion du nombre de bornes du boîtier). De plus, l'effet de courtcircuit de la résistance R par la déconnexion de la masse des condensateurs Cl et C2 est maintenu. La présente invention vise à pallier les inconvénients des filtres connus réalisés en circuit intégré. L'invention vise plus particulièrement, à proposer une nouvelle structure de filtre passe-bas ou passe-bande intégré qui minimise les effets néfastes des inductances parasites liés à la connexion de masse du filtre. L'invention vise également à proposer une solution qui soit compatible avec toutes les techniques d'intégration et de montage en boîtier connues. La présente invention vise en outre à proposer une solution qui puisse être mise en oeuvre quel que soit le schéma électrique utilisé pour intégrer le filtre passe-bas ou passebande. Pour atteindre ces objets, la présente invention prévoit un filtre réalisé en circuit intégré au moyen d'éléments résistifs et capacitifs d'une puce destinés à être raccordés individuellement à au moins deux bornes séparées d'un boîtier. Selon un mode de réalisation de la présente invention, chaque élément capacitif du filtre est constitué de plusieurs condensateurs connectés individuellement à des plots distincts de la puce, lesdits plots étant raccordés individuellement à des bornes distinctes du boîtier du circuit intégré pour connexion à la masse. Selon un mode de réalisation de la présente invention, le nombre de condensateurs formant chaque élément capacitif est choisi en fonction d'un nombre de fréquences de résonance souhaité dans la réponse du filtre. Selon un mode de réalisation de la présente invention, le filtre comporte, en série avec chaque condensateur constitutif d'un élément capacitif, un élément inductif participant à la création d'un circuit résonant avec une inductance parasite de connexion du plot correspondant au boîtier. Selon un mode de réalisation de la présente invention, le filtre comporte, associé à chaque plot de connexion à la masse, un élément résistif. Selon un mode de réalisation de la présente invention, la valeur des éléments résistifs est fonction du niveau maximum d'atténuation souhaité pour la réponse du filtre. Selon un mode de réalisation de la présente invention, le filtre s'applique à un spectre de fréquences continu. Selon un mode de réalisation de la présente invention, le filtre réalise une fonction de filtrage passe-bas. Selon un mode de réalisation de la présente invention, le filtre réalise une fonction de filtrage passe-bande. Ces objets, caractéristiques et avantages, ainsi que d'autres de la présente invention seront exposés en détail dans la description suivante de modes de réalisation particuliers faite à titre non-limitatif en relation avec les figures jointes parmi lesquelles : les figures 1 à 5 qui ont été décrites précédemment sont destinées à exposer l'état de la technique et le problème posé ; la figure 6 représente le schéma électrique équivalent d'un premier mode de réalisation d'un filtre passe-bas selon la présente invention ; la figure 6A représente le schéma équivalent d'un détail de la figure 6 ; la figure 7 représente, de façon très schématique, une vue de dessus d'un circuit intégré en boîtier contenant le filtre passe-bas de la figure 6 ; la figure 8 illustre la réponse en fréquence du filtre de la figure 6 ; la figure 9 représente le schéma électrique équivalent d'un deuxième mode préféré de réalisation d'un filtre passe-bas selon la présente invention ; la figure 10 illustre la réponse en fréquence du filtre passe-bas de la figure 9 ; la figure 11 représente le schéma électrique équivalent d'un troisième mode de réalisation d'un filtre passe-bas selon la présente invention ; la figure 12 représente le schéma électrique équivalent d'un mode de réalisation d'une autre structure de filtre passebas selon la présente invention ; et la figure 13 représente le schéma électrique équivalent d'un mode de réalisation d'un filtre passe-bande selon la présente invention. Les mêmes éléments ont été désignés par les mêmes références aux différentes figures. Pour des raisons de clarté, seuls les éléments des circuits intégrés et des boîtiers qui sont nécessaires à la compréhension de l'invention ont été représentés et seront décrits par la suite. Les figures 6 à 8 illustrent un premier mode de réalisation d'un filtre passe-bas selon l'invention permettant de dissocier les connexions à la masse depuis l'intérieur même de la structure du filtre. La figure 6 est un schéma électrique équivalent d'un filtre en n selon l'invention, réalisé en circuit intégré 40 et monté dans un boîtier 50. La figure 7 est une vue très schématique et partielle de dessus de la puce et du boîtier avant encapsulation selon un mode de réalisation de l'invention. La figure 8 représente la réponse en fréquence du filtre passebas de la figure 6, comparée à celles des filtres des figures 1 et 4. Comme précédemment, le filtre passe-bas en n comporte une résistance R associée à deux condensateurs Cl et C2. Les bornes 4,5 de la résistance R définissent des bornes d'entréesortie du filtre reliées à des plots 11,12 de la puce 40. Ces plots 11, 12 sont reliés à des bornes 21,22 du boîtier 50 par des fils conducteurs (par exemple, en or) 32 et 33 (figure 7) symbolisés en figure 6 par des inductances parasites Ll et L2. Une caractéristique de la présente invention est que les électrodes respectives 2 et 3 des condensateurs Cl et C2 qui sont opposées à la résistance R ne sont plus connectées à un plot ou plan de masse commun de la puce, mais sont reliées individuellement à des plots 41 et 42 qui sont destinés à être connectés, individuellement, à des bornes 51 et 52 du boîtier 50. En figure 7, les plots 41 et 42 sont connectés aux bornes 51 et 52, par exemple, par des fils conducteurs 54 et 55. Toutefois, l'invention trouve un intérêt particulier dans un montage en boîtier connu sous la dénomination"flip-chip"où la face avant de la puce est rapportée, par des billes de connexion, sur un circuit imprimé. Dans l'exemple de la figure 7 où on suppose l'utilisation d'une grille de connexion 31 sur la partie centrale 38 de laquelle est posée la puce 40 par sa face arrière, les plots 41 et 42 de connexion à la masse sont réalisés en face avant et les électrodes 2 et 3 sont isolées de la face arrière. Par conséquent, la présence ou l'absence d'un plan de masse en face arrière de la puce n'a plus aucune incidence sur le fonctionnement du filtre. En effet, même si, comme cela est illustré par la figure 7, la borne 51 est reliée à la portion centrale 38 de la grille de connexion 31, le schéma électrique équivalent est celui de la figure 6 : des inductances L3 et L3'sont respectivement en série entre chacun des condensateurs et la borne correspondante 51 ou 52 du boîtier. Hors du boîtier, chaque borne 51, 52 est reliée à la masse par une inductance Li, Li', respectivement. Le fait de prévoir des bornes distinctes 51 et 52 du boîtier plutôt qu'une borne commune reliant les inductances L3 permet, comme l'illustre la figure 6A, qu'une inductance parasite Lm, liée aux trajets des connexions à la masse sur le circuit imprimé, relie les bornes 51 et 52. L'inductance Lm dissocie les potentiels des points 51 et 52. Comme de plus les bornes 51 et 52 sont raccordées à des plots distincts de la puce 10, les masses des signaux d'entrée et de sortie du filtre sont dissociées. La dissociation des masses d'entrée et de sortie permet d'éviter que, aux fréquences élevées, les condensateurs Cl et C2 ne se retrouvent en série entre les bornes d'entrée et de sortie du filtre par suite de l'impédance alors élevée des inductances parasites. Il s'agit d'une différence importante par rapport à la solution classique se contentant de multiplier les bornes de masse du boîtier (figures 4 et 5). En effet, dans la solution classique comme les impédances parasites sont en parallèle entre la borne 13 et la masse, cela revient toujours à un schéma équivalent d'une inductance reliant une électrode commune des condensateurs à la masse. C'est précisément ce schéma équivalent qui est, selon l'invention, modifié. Le fait, selon l'invention, de séparer les connexions de masse à l'intérieur du boîtier revient, comme l'illustre la figure 6, à créer deux circuits LC résonants série de part et d'autre de la résistance R. La figure 8 illustre la caractéristique atténuationfréquence du filtre de la figure 6. Cette caractéristique commence par celle d'un filtre passe-bas ayant une fréquence de coupure fc. Puis, pour des fréquences élevées, l'effet des circuits LC se fait sentir. L'atténuation diminue donc à partir d'une fréquence f2 très nettement supérieure à la fréquence fil du cas classique. Pour permettre la comparaison, on a illustré par un trait mixte 36 la partie de la réponse d'un filtre classique reprise sur la figure 5 et liée aux inductances de retour de masse. L'écart entre les fréquences f'1 et f2 est très important, l'échelle des fréquences étant logarithmique. Par exemple, en supposant des valeurs L3, L3'et Li, Li'du même ordre de grandeur que les valeurs L3 et Li des figures 2 et 5, la fréquence f2 se trouve reportée aux alentours du GHz. De préférence, une résistance de faible valeur (par exemple de quelques dizaines d'ohms, voire moins), respectivement Rl ou R2, est associée en série avec le condensateur Cl, respectivement C2. Les résistances Rl et R2 dégradent le facteur de qualité des inductances de retour de masse (L3+Li et L3'+Li') et atténuent l'amplitude de la résonance. Si les résistances Rl et R2 sont prévues, elles seront, de préférence, intégrées dans le circuit 40. Le choix des valeurs des résistances RI et R2 dépend de l'atténuation souhaitée pour le filtre. Un avantage de l'invention est qu'en prévoyant de dissocier, à l'intérieur du boîtier, les connexions à la masse, on introduit au moins une fréquence élevée de résonance qui reporte très nettement la dégradation de l'atténuation. On améliore donc la réponse globale du filtre passe-bas obtenu. Un autre avantage de la présente invention est que l'on ne modifie pas la fréquence de coupure du filtre passe-bas. En effet, celle-ci n'est liée qu'aux valeurs des condensateurs Cl et C2 et de la résistance R, comme dans un filtre classique. La figure 9 représente le schéma électrique équivalent d'un filtre passe-bas selon un deuxième mode de réalisation de la présente invention. Selon une autre caractéristique de l'invention, les circuits résonants série sont subdivisés. Ainsi, chaque élément capacitif du filtre passe-bas est constitué de plusieurs condensateurs Cil, C12, C13 et C14, respectivement C21, C22, C23 et C24. Les condensateurs Cll à C14 sont connectés ensemble par une première électrode à la borne 4 de la résistance R définissant le premier plot 11 du circuit intégré 60. Les condensateurs C21 à C24 ont, de même, une électrode commune connectée à la borne 5 de la résistance R définissant le plot 12 du circuit intégré. Les autres électrodes des différents condensateurs sont connectées individuellement à des plots 61,62, 63,64, 65,66, 67 et 68 de la puce 60, destinés à être reliés individuellement à des bornes 71,72, 73,74, 75,76, 77,78 de masse du boîtier 70. Dans l'exemple de la figure 9, on a supposé une association de quatre circuits RLC série, en parallèle de part et d'autre de la résistance R. Un avantage de subdiviser les condensateurs pour obtenir des circuits résonants série, en parallèle, est que, en choisissant judicieusement les valeurs respectives des condensateurs Cll à C14 et C21 à C24, on obtient des fréquences de résonance différentes qui repoussent, vers les fréquences plus élevées, la réduction de l'atténuation du filtre. Cet effet est obtenu sans modifier la fréquence fc de coupure du filtre, pourvu que la somme des valeurs des condensateurs associés en parallèle corresponde à la valeur de capacité souhaitée pour la fréquence de coupure. Hors du boîtier 60, chaque borne 71 à 78 est reliée à la masse par une inductance parasite Lil à Li8. La figure 10 représente la réponse en fréquence 87 d'un filtre tel que représenté en figure 9, en comparaison avec les réponses en fréquence respectives 47 et 57 des filtres des figures 4 et 6. Comme l'illustre la figure 10, quatre fréquences de résonance frai, fr2, fr3 et fr4 sont obtenues dans la réponse du filtre avant que l'atténuation ne se dégrade définitivement. Le nombre de fréquences de résonance dans la caractéristique atténuation-fréquence du filtre dépend du nombre de condensateurs placés en parallèle. L'amplitude des oscillations dans la réponse du filtre entre les différentes fréquences de résonance dépend des valeurs des résistances Rll, R12, R13, R14, R21, R22, R23 et R24 prévues, de préférence, en série avec les différents condensateurs. Les inductances parasites respectives LU, L12, L13, L14 et L21, L22, L23, L24 sont approximativement les mêmes. En effet, les connexions respectives entre les plots de la puce 60 et les bornes du boîtier 70 sont effectuées, pour une technologie de montage en boîtier donnée, de la même façon. Ainsi, l'effet de la multiplication des circuits résonants, qui se traduit par un élargissement de la plage de fréquences atténuées par le filtre, ne dépend que du nombre de condensateurs prévus en parallèle. Par rapport au cas de la figure 7, le fait d'avoir plusieurs circuits RLC en parallèle ayant des fréquences de résonance différentes permet d'obtenir un"plateau"de très forte atténuation. Non seulement l'invention repousse les fréquences pour lesquelles l'atténuation se dégrade mais elle améliore également l'atténuation obtenue dans la plage de fréquences atténuées. En reprenant l'exemple des figures 2 et 5, la dernière fréquence de résonance fr4 est repoussée à plusieurs GHz. Pour les différents condensateurs, on choisira, de préférence, des valeurs permettant un écart en fréquence approximativement régulier entre les différentes fréquences de résonance frl, fr2, fr3 et fr4. On veillera à ce que les résistances, placées en série avec les différents condensateurs, soient de valeurs suffisamment faibles, pour conserver l'effet de filtrage. Selon une variante non représentée, tous les plots 61 à 68 de la puce 60 ne disposent pas d'une borne 71 à 78 du boîtier. Cependant, on prévoit au moins une borne de part et d'autre de la résistance R pour préserver la dissociation des masses d'entrée et de sortie du filtre. La figure 11 représente le schéma électrique équivalent d'un filtre passe-bas selon un troisième mode de réalisation de l'invention. Ce troisième mode de réalisation présente essentiellement deux différences par rapport au mode de réalisation décrit précédemment. Une première différence est que l'on prévoit ici un nombre différent de circuits RLC résonants série de part et d'autre de la résistance R du filtre passe-bas. Le mode de réalisation de la figure 11 illustre le cas où deux condensateurs Cll et C12 sont prévus côté plot 11 du filtre et où trois condensateurs C21, C22 et C23 sont prévus côté plot 12 du circuit intégré 80. Des résistances Rll, R12 et R21, R23 et R24 sont préférentiellement prévues en série avec ces différents condensateurs. Cette dissymétrie dans les circuits résonants modifie la réponse du filtre dans la plage des fréquences de résonance. Le mode de réalisation de la figure 11 illustre une autre différence qui est d'intégrer une partie des inductances des circuits résonants. Ainsi, on prévoit que les différents condensateurs puissent avoir les mêmes valeurs et on obtient des fréquences de résonance différentes en intégrant des inductances L80, L82, L83, L84 et L85 de valeurs différentes dans la puce 80 de circuit intégré. Bien entendu, les plots 61,62, 65,66 et 67 restent reliés aux bornes 71, 72, 75, 76, 77 respectives par des inductances parasites LU, L12, L21, L22, L23 représentant les inductances parasites dues, essentiellement, aux connexions des plots aux bornes du boîtier 90. De même, bien qu'elles n'aient pas été représentées, des inductances parasites sont toujours présentes hors du boîtier, entre chaque borne 71,72, 75,76, 77 et la masse. L'inductance L85 a été représentée en figure 11 en pointillés pour illustrer son caractère optionnel. En effet, comme les valeurs des inductances sont ici individualisées, on peut prévoir que l'élément inductif du circuit résonant auquel appartient le condensateur C23 soit réalisé uniquement par l'inductance parasite L23. Bien entendu, dans le mode de réalisation de la figure 11, les positions respectives des condensateurs, résistances et inductances, intégrés en série n'ont pas d'importance. Toutefois, dans les modes de réalisation précédents, les résistances étant intégrées aux puces 40 et 60, ces résistances sont forcément reliées aux condensateurs correspondants. Cependant, même dans ces modes de réalisation, les résistances peuvent être reliées à l'une ou l'autre des bornes de ces condensateurs dans l'association en série. En variante, une détérioration du facteur de qualité des différentes inductances pourra être obtenue, dans le cas où celles-ci sont au moins partiellement intégrées. On évite alors le recours à des résistances séparées. La figure 12 représente le schéma électrique équivalent d'un quatrième mode de réalisation d'un filtre passe-bas selon l'invention. Ce mode de réalisation est destiné à illustrer que l'invention s'applique à d'autres formes de filtres que le filtre en n. Le mode de réalisation de la figure 10 illustre un filtre en T comportant deux résistances RI et R2 en série entre deux bornes Il, 12 définissant les plots d'entrée-sortie du filtre et de la puce 100. Dans un filtre en T classique, le point milieu 91 de l'association en série des résistances RI et R2 est relié à la masse par un condensateur. Selon l'invention, on prévoit au moins deux condensateurs C31 et C32 connectés, par leurs premières électrodes, au point milieu 91. Les deuxièmes électrodes des condensateurs C31 et C32 sont reliées individuellement à des plots 92 et 93 de la puce 100, eux-mêmes étant reliés individuellement à des bornes 94 et 95 du boîtier 110. Des inductances parasites L31 et L32 (et des inductances parasites externes au boîtier qui n'ont pas été représentées) forment, avec les condensateurs C31 et C32 respectifs, des circuits résonants série. Comme précédemment, on prévoit de préférence des résistances R31 et R32 en série dans les circuits résonants. Le fonctionnement et les avantages procurés par l'invention dans la mise en oeuvre d'un filtre en T se déduisent des explications données précédemment en relation avec le filtre en n. La figure 13 représente un autre mode de réalisation de l'invention appliquée à un filtre passe-bande. Dans l'exemple de la figure 13, ce filtre passe-bande comporte, de façon classique, un circuit RC série constitué d'un condensateur C41 et d'une résistance R41 entre des plots 11 et 12 d'entrée-sortie de la puce 120. Ces plots d'entrée-sortie sont destinés à êtres reliés à la masse par des circuits RC parallèles. Selon l'invention, on prévoit plusieurs circuits RC parallèles de part et d'autre de la résistance R41 et du condensateur C41, de façon à introduire plusieurs fréquences de résonance dans la réponse du filtre. Toujours selon l'invention, ces différents circuits RC parallèles sont reliés individuellement à des bornes 71,72, 75 et 76 du boîtier 130. Ainsi, on prévoit des plots 61,62, 65 et 66 reliés individuellement à une extrémité des différents circuits RC. Par exemple, un premier circuit, constitué d'une résistance Rll en parallèle avec un condensateur Cil, est connecté entre le plot 11 et le plot 61 et un deuxième circuit, constitué d'un condensateur C12 en parallèle avec une résistance R12, est relié entre le plot 11 et un plot 62. Côté plot 12, un premier circuit RC est formé d'un condensateur C21 en parallèle avec une résistance R21 et un deuxième circuit RC est formé d'un condensateur C22 en parallèle avec une résistance R22. Les différents circuits résonants de l'invention comprennent, outre les circuits RC, les inductances parasites LU, L12, L21 et L22 de liaison des plots respectifs 61,62, 65 et 66 de la puce 120 aux bornes respectives 71,72, 75 et 76 du boîtier 130. Bien entendu, comme dans le cas d'un filtre passe-bas, on pourra prévoir d'intégrer partiellement à la puce 100 une partie des inductances des circuits résonants. Dans l'application à un filtre passe-bande, la limitation de l'amplitude des oscillations entre les fréquences de résonance est obtenue par les différentes résistances des circuits résonants. Bien entendu, la présente invention est susceptible de diverses variantes et modifications qui apparaîtront à l'homme de l'art. En particulier, les valeurs des condensateurs, résistances et inductances des filtres de l'invention dépendront de l'application et du type de filtre souhaité. De plus, les valeurs de ces condensateurs tiendront compte de l'inductance minimale avec laquelle ils sont associés en série et qui dépend du boîtier dans lequel doit être monté le circuit intégré. A cet égard, pour un type de boîtier donné, l'homme du métier est à même de connaître la valeur des inductances parasites de ce boîtier. REVENDICATIONS 1. Filtre réalisé en circuit intégré au moyen d'éléments résistifs (R R ; R ; Rl, R2 ; R41, Rll, R12, R21, R22) et capacitifs (Cl, C2 ; Cil, C12, C13, C14, C21, C22, C23, C24 ; Cil, C12, C21, C22, C23 ; C31, C32 ; Cil, C12, C21, C22, caractérisé en ce qu'il comporte, pour connexion à la masse, au moins deux plots distincts (41,42 ; 61,62, 63,64, 65,66, 67, 68 ; 61,62, 65,66, 67 ; 92,93 ; 61,62, 65,66) d'une puce (40,60, 80,100, 120) destinés à être raccordés individuellement à au moins deux bornes séparées (51,52 i 71, 72,73, 74,75, 76,77, 78 i 71, 72,75, 76,77 ; 94,95 i 71, 72,75, 76) d'un boîtier (50 i 70 i 90 ; 110 ; 130). 2. Filtre selon la revendication 1, caractérisé en ce que chaque élément capacitif du filtre est constitué de plusieurs condensateurs (Cil, C12, C13, C14 ; C21, C22, C23, C24 ; Cil, C12 ; C21, C22, C23 ; C31, C32 ; Cil, C12 ; C21, C22) connectés individuellement à des plots distincts (61,62, 63,64 ; 65,66, 67,68 ; 61,62 ; 65,66, 67,92, 93 ; 61,62 ; 65,66) de la puce (60,80, 100,120), lesdits plots étant raccordés individuellement à des bornes distinctes (71,72, 73,74 ; 75,76, 77, 78 ; 71, 72 ; 75, 76, 77 ; 94, 95, 71, 72 ; 75, 76) du boîtier du circuit intégré (70, 90, 110, 130) pour connexion à la masse. 3. Filtre selon la revendication 2, caractérisé en ce que le nombre de condensateurs (Cil, C12, C13, C14 ; C21, C22, C23, C24 ; Cil, C12 ; C21, C22, C23, C31, C32 ; Cil, C12 ; C21, C22) formant chaque élément capacitif est choisi en fonction d'un nombre de fréquences de résonance souhaité dans la réponse du filtre. 4. Filtre selon la revendication 2 ou 3, caractérisé en ce qu'il comporte, en série avec chaque condensateur (Cil, C12, C21, C22, C23) constitutif d'un élément capacitif, un élément inductif (L81, L82, L83, L84, L85) participant à la création d'un circuit résonant avec une inductance parasite (LU, L12, L21, L22, L23) de connexion du plot correspondant (61,62, 65,66, 67) au boîtier (90). 5. Filtre selon l'une quelconque des revendications 1 à 4, caractérisé en ce qu'il comporte, associé à chaque plot (41, 42 ; 61,62, 63,64, 65,66, 67,68 ; 61,62, 65,66, 67,92, 93 ; 61,62, 65,66) de connexion à la masse, un élément résistif (Rl, R2 ; Rll, R12, R13, R14, R21, R22, R23, R24 ; Rll, R12, R21, R22, R23 ; R31, R32 ; Rll, R12, R21, R22). 6. Filtre selon la revendication 5, caractérisé en ce que la valeur des éléments résistifs (Rl, R2 ; Rll, R12, R13, R14, R21, R22, R23, R24 ; Rll, R12, R21, R22, R23 ; R31, R32, Rll, R12, R21, R22) est fonction du niveau maximum d'atténuation souhaité pour la réponse du filtre. 7. Filtre selon l'une quelconque des revendications 1 à 6, caractérisé en ce qu'il s'applique à un spectre de fréquences continu. 8. Filtre selon l'une quelconque des revendications 1 à 7, caractérisé en ce qu'il réalise une fonction de filtrage passe-bas. 9. Filtre selon l'une quelconque des revendications 1 à 7, caractérisé en ce qu'il réalise une fonction de filtrage passe-bande.